WO2022101396A1 - Vorrichtung zur gleichtaktarmen umrichtung von wechselspannung - Google Patents

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WO2022101396A1 PCT/EP2021/081496 EP2021081496W WO2022101396A1 WO 2022101396 A1 WO2022101396 A1 WO 2022101396A1 EP 2021081496 W EP2021081496 W EP 2021081496W WO 2022101396 A1 WO2022101396 A1 WO 2022101396A1
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Frank Schafmeister
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Universität Paderborn
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Definitions

  • the invention relates to a device for low-common-mode conversion of AC voltage.
  • DC voltages are required in many areas of technology.
  • transport of electrical energy is mainly realized with AC voltage networks.
  • PFC Power Factor Correction
  • pulse rectifiers emulate the (almost) ideal behavior of an ohmic resistance load on the supply network side (input side/AC side). As a result, only minor mains reactions, i.e. minor current distortions and minor reactive currents, are caused. This corresponds to a high power factor.
  • DC direct current
  • DC-DC direct current converter stages
  • inverter stages Three-phase pulse rectifiers are typically used in the high power range of around 5...100 kW and beyond.
  • CM common mode
  • EMC electromagnetic compatibility
  • Vienna rectifier is also known from the prior art, e.g. from the article "A novel three-phase three-switch three-level pwm rectifier" by the authors J. W. Kolar and F. C. Zach, published in Proc. 28th Power Conversion Conference, PCIM '94, Jun. 28-30, 1994, pages 125-138, but this is also complex and requires three high-frequency clocked semiconductor switches and three step-up chokes on the AC voltage side, and moreover cannot be described as inherently low in common mode this switching-frequency (or: high-frequency) common-mode interference voltages at its output, which can only be sufficiently suppressed by input-side filter circuits made of large-volume passive components (chokes, capacitors).
  • the topology referred to as Swiss Rectifier which, for example, from the article "SWISS rectifier - A Novel Three-Phase Buck-Type PFC Rectifier Topology for Electric Vehicle Battery Charging” by the authors TB Soeiro, T. Friedli, and JW Kolar, published in Proc . 27th Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2012, exhibits significant switching-frequency common-mode interference voltages (CM) and, on the other hand, the Swiss rectifier works in buck mode (buck). CM share and DM share) on the net page. Proceeding from this, it is the object of the invention to specify a device for low-common-mode conversion of AC voltage which avoids one or more problems from the prior art.
  • CM common-mode interference voltages
  • the object is achieved by a device for low-common-mode conversion of AC voltage.
  • the device has a voltage supply, with the voltage being supplied during operation via a 1-phase 2-wire AC voltage network, a 1-phase 3-wire AC voltage network or a 3-phase multi-wire AC voltage network.
  • the device has three first switching branches, each first switching branch having a bidirectional switch that can be clocked at a low frequency, the outputs of the first switching branches each being switchable and being able to be routed to a first conductor, each of the inputs of the voltage supply being in a positive semi-oscillation by means of a first rectifier device is routed to a second conductor during operation, each of the inputs of the voltage supply being routed to a third conductor during operation in a negative semi-oscillation by means of a second rectifier device.
  • the device also has at least two second switching branches, with each second switching branch having a switch that can be clocked at high frequency, with a first of the second switching branches being arranged between the first conductor and the second conductor, with a second of the second switching branches being arranged between the first conductor and the third Head is arranged.
  • Exactly one first effective step-up inductor is arranged in the feed line of the second conductor to the first of the second switching branches.
  • Exactly one second effective step-up inductor is also arranged in the supply of the third conductor to the second of the second switching branches.
  • FIG. 2 shows a further schematic representation of elements according to embodiments of FIG.
  • FIG. 6 shows a further schematic representation of elements according to embodiments of FIG.
  • FIG. 7 shows a further schematic representation of elements according to embodiments of FIG.
  • FIG. 9 shows a further schematic representation of elements according to embodiments of FIG.
  • FIG. 11 shows an example curve of input voltages and the switching behavior according to FIG.
  • references to standards or specifications or norms are to be understood as a reference to standards or specifications or norms which are/were applicable at the time of filing and/or - insofar as priority is claimed - also at the time of priority filing. However, this is not to be understood as a general exclusion of applicability to subsequent or superseding standards or specifications or norms.
  • FIG. 1 schematically shows elements of the invention according to different embodiments.
  • a device for converting AC voltage with low common mode has a voltage supply.
  • a different number of inputs can be provided.
  • the provision of 3 inputs El ... E3 may be sufficient for a (European) three-phase network.
  • These can, for example, as shown in FIG. 4a or 4b, be routed to corresponding voltage leads El . . . E3.
  • a neutral conductor N can also be routed to a further "voltage supply" E4, as shown in Figure 4a.
  • one phase can be connected to an input - here El - as a voltage supply and another phase (the opposite phase) to another voltage supply on another input - here E3 - are applied, while the one "voltage supply" - here E2 - is connected to the neutral conductor.
  • a special switching position can be provided for certain network types, which of course can also be designed differently in hard-wired applications (for only one network type).
  • the voltage can be supplied during operation via a 1-phase 2-wire AC voltage network, a 1-phase 3-wire AC voltage network or a 3-phase multi-wire AC voltage network.
  • the device also has three first switching branches, each first switching branch having a bidirectional switch SA, SB, SC that can be clocked at a low frequency.
  • the bidirectional switches SA, SB, SC which can be clocked at low frequencies, is irrelevant for understanding.
  • the transistor switches or technologies shown symbolically in FIG. 5a can be used.
  • the three bidirectional power switches are only clocked at a low frequency, i.e. typically with 3 times the frequency of the AC voltage present in one phase, and therefore cause practically no switching losses.
  • the bidirectional switches SA, SB, SC of the first switching branches can be selected from a group comprising Si-based IGBT or GaN (gallium nitride)-based transistors, in particular monolithic bidirectional GaN transistors.
  • a bidirectional switch SA, SB, SC that can be clocked at a low frequency can, as shown in FIG. 5a, be constructed from several individual elements (e.g. IGBT and diodes) or monolithically.
  • the outputs of the first switching branches can each be switched to a first conductor m--shown in FIGS. 1, 2, 6-10.
  • each of the inputs of the voltage supply El Rectifier device Dlb, D2b, D3b is performed in a negative semi-oscillation on a third conductor n in operation.
  • the device also has at least two second switching branches, each of the second switching branches having a high-frequency clockable switch SI, S2, with a first of the second switching branches - e.g. S1 - being arranged between the first conductor m and the second conductor p, and with a second of the second switching branches - e.g. S2 - is arranged between the first conductor m and the third conductor n.
  • SI clockable switch
  • Exactly one first effective step-up inductor Lp is arranged in the feed line of the second conductor p to the first of the second switching branches S1.
  • Exactly one second effective step-up inductor Ln is also arranged in the supply of the third conductor n to the second of the second switching branches S2.
  • An effective step-up choke can be constructed from a number of individual step-up chokes which are connected in parallel or in series in order to have specific electrical properties.
  • the bidirectional switches SA, SB, SC of the first switching branches can be controlled during operation in such a way that an input phase voltage of the voltage supply that is the smallest in absolute terms can be switched to the first conductor m.
  • the downstream DC-DC stages in the application for onboard chargers can be constructed without a transformer (non-floating), which means that losses during operation and material costs as well as weight and size can be saved during construction. That is, improved energy efficiency and cost efficiency can be provided.
  • the proposed three-phase PFC topology also has a number of other advantageous properties for other areas of application.
  • the devices according to the invention come with only two high-frequency clocked circuit breakers S1, S2 off. These can be clocked with comparatively low clock rates of 100 kHz. That is, in the device according to the invention, no effective step-up choke is arranged in the first conductor m.
  • the devices according to the invention also manage with only two step-up chokes Lp, Ln, while most conventional circuits each require three (i.e. one high-frequency switch and one choke per mains phase).
  • the devices according to the invention also work in boost operation, which leads to continuous, non-pulsating input currents and thus also minimizes the push-pull requirements (differential mode, abbreviation DM) on the line-side EMC filter.
  • boost operation which leads to continuous, non-pulsating input currents and thus also minimizes the push-pull requirements (differential mode, abbreviation DM) on the line-side EMC filter.
  • the push-pull component of the EMC filter can advantageously also be shifted to the DC side of the circuit.
  • the two filter capacitors CF1, CF2 can fulfill this DM filter function.
  • filter chokes LF1/2, drawn in the series branches p and n, on the network side of CF1, CF2 can be used to increase the filter effect.
  • three filter elements are usually required on the AC side for DM suppression.
  • a first inductance LI is arranged downstream of the first rectifier device Dia, D2a, D3a in the second conductor p and a second inductance L2 is arranged downstream of the second rectifier device Dlb, D2b, D3b in the third conductor n ,
  • a first filter capacitance CF1 being arranged downstream of the first inductance LI towards the first conductor m and a second filter capacitance CF2 downstream of the second inductance L2 towards the first conductor m.
  • a (further) EMC filter arranged on the input side can also be present. However, this can be dimensioned significantly smaller compared to previous circuit arrangements.
  • the EMC filter arranged on the input side can be dimensioned in such a way that it is essentially set up for common mode filtering.
  • the proposed circuit can also work in discontinuous (DCM) or discontinuous limit operation (BM or CrCM), but discontinuous operation (CCM) is to be seen as the primarily advantageous mode of operation, which requires high transmission power (>10 kW ) with low conduction losses.
  • DCM or BM operation the increased conduction losses in the higher power range can, as usual, be reduced by parallel connection (and phase-shifted control "interleaving") of several strands.
  • transformer symbols shown in the figures in the background of the DC-DC stages are to be regarded as optional. When using a conventional onboard charger, for example, transformers can be used.
  • the device according to the invention can supply both DC-DC stages with a transformer and without a transformer, since the device has a low level of common mode.
  • the DC-DE stages are represented by a dashed outline.
  • the representation of the high-voltage batteries and the transformers in the figures are only optional unless explicitly described as components of an embodiment.
  • Such a strand arrangement is shown in FIG. This means that the performance can be scaled accordingly by parallelizing such strands.
  • the network phase with the minimum absolute value is switched through to the center point m, which also defines the center potential of the two intermediate circuit partial voltages uZK1, uZK2.
  • a bidirectional semiconductor switch Sa, Sb, Sc is provided for each network phase for this connection.
  • the bidirectional switches SA, SB, SC of the first switching branches can be controlled or switched during operation with up to three times the respective input mains frequency.
  • the through-connection of the network phase with the minimum amount at point m in addition to the EMC behavior, also benefits the achievable current flow in this phase, which, due to the principle, always has to go through the zero crossings.
  • some conventional three-phase PFC topologies e.g. Vienna Rectifier
  • undesired discontinuous operation occurs in the area of the current zero crossings and thus current distortions (deviations from the sinusoidal shape). Since in the proposed device the bidirectional switch practically always connects the network phase with the minimum absolute value directly to the midpoint m, there is also no temporary discontinuous operation with associated current distortions.
  • a sinusoidal curve results for all three mains currents ia, ib, ic, ip corresponds to the current in the respective maximum mains phase (positive polarity), in corresponds analogously to the current in the respective minimum mains phase (negative polarity) .
  • FIG. 11 shows the typical course in relation to a three-phase European AC voltage network.
  • FIG. 6 shows an advantageous implementation of the low-frequency clockable bidirectional switches S1SA, S2SB, S3SC with IGBTs and silicon (Si) diodes.
  • each bidirectional switch S1SA, S2SB, S3SC that can be clocked at a low frequency can have an IGBT and four diodes.
  • This refinement with only one mit, that is to say only one standard power semiconductor (IGBT) that can be turned off, is particularly cost-effective and requires only a small amount of control effort.
  • IGBT silicon
  • IGBTs have comparatively low conduction losses, but higher switching losses (than, for example, MOSFETs).
  • IGBTs are very robust semiconductor switches and are available in many versions at low cost. They are also ideally suited for production-related integration into a common power module (together with the surrounding diodes, which results in one power module per bridge branch, for example), which is an important argument for automotive (onboard charger) and industrial applications.
  • IGBTs are available in the various relevant voltage classes. This is worth mentioning because the voltage load of the bidirectional switches, as well as the two high-frequency controlled switches (SI, S2) in the proposed PFC topology when operating on a typical European three-phase network (400 V AC) has an intermediate value in relation to standard voltage classes. In this application, types with a blocking voltage of 1000 V would be preferable, which is covered by IGBTs.
  • a further advantageous implementation of the bidirectional semiconductor switch can be seen in the use of monolithic, bidirectional GaN transistors.
  • Such transistors based on GaN material can implement a low-frequency clockable bidirectional switch S1SA, S2SB, S3SC directly as a single element.
  • S1SA, S2SB, S3SC low-frequency clockable bidirectional switch
  • S1SA, S2SB, S3SC low-frequency clockable bidirectional switch
  • Monolithic, bidirectional GaN transistors also have a comparatively weak switching behavior, which would not have an effect in the proposed application due to the low-frequency switching. Instead, types optimized for minimal conduction losses could be fully utilized.
  • any network/every network type can be used with suitable wiring.
  • any network/every network type can be used with suitable wiring.
  • the use with a single-phase network or the fallback solution of a single-phase operation will be briefly discussed.
  • the neutral conductor N can be connected by means of a further diode branch D4a, D4b.
  • This is particularly advantageous when the invention is used as an onboard charger (abbreviated OBL), because in this way charging, which is important in an emergency, can also be ensured at a single-phase household socket.
  • OBL onboard charger
  • one of the mains phases a,b,c can work with N as a return conductor.
  • the bidirectional switch Sd drawn in this branch is only to be regarded as optional. If Sd were omitted or permanently switched off, both intermediate circuit capacitances CZK1, CZK2 would be charged simultaneously at all times, even in single-phase operation, which advantageously leads to a lower total capacitance requirement and smaller sizes for the intermediate circuit capacitors.
  • a (small) capacitance eg 3 pF
  • This also enables operation with a lower DC output voltage.
  • FIG. 12 This capacity makes it possible to achieve a desired output voltage on the DC side of 2 * 400 V even when connected to a conventional (European) three-phase network with 400 V AC.
  • the device of the invention can also be operated in a split-phase network (see FIG. 4c), such as is found in North America, for example.
  • this can advantageously be implemented directly by laying the neutral conductor N via the supply line to a mains phase connection terminal on the OBL side (here, for example, b/E2) and permanently directly to the circuit center point m via the existing bidirectional switch (here, Sb). can be connected.
  • a mains phase connection terminal on the OBL side here, for example, b/E2
  • Sb bidirectional switch
  • the center point m is therefore on the extremely quiet neutral conductor potential (0 V), which minimizes any low-frequency leakage currents from a high-voltage (abbreviated HV) battery side.
  • both intermediate circuit capacitances CZK1, CZK2 can also be charged simultaneously in this case, so that there is no increased need for capacitance.
  • a HV battery traction battery
  • a charging voltage range of around 400 - 800 V can also be charged by the proposed device alone, i.e. without downstream DC-DC stages for reducing the intermediate circuit voltage uZKl/2, can be loaded.
  • the existing non-floating DC-DC stages could be deactivated during operation on the split-phase grid, i.e. the associated step-down switches could be switched through permanently. This avoids switching losses there and thus further increases the overall efficiency.
  • the proposed three-phase PFC topology is also of particular interest for use in North America, since it is universal here for the 120/240V split-phase network described, as well as for the existing 208V AC and 240V AC three-phase networks (with grounded star point) is to be used - with power semiconductors that can all be in the blocking voltage class of 600 V.
  • buck-boost buck-boost
  • FIG. 7 a buck/boost variant (buck-boost) is shown in FIG. 7 using the example of a European three-phase network, which can also realize low output voltages as a single-stage circuit (ie with only two chokes and then four switches operated at high frequency).
  • FIG. 8 shows an isolated single-stage variant based on a boost full bridge, e.g. single-stage OBC.
  • Figure 10 shows an isolated single-stage variant based on a phase-controlled full bridge (PSFB), e.g. for single-stage OBC.
  • PSFB phase-controlled full bridge
  • variants with a bidirectional power flow can also be made possible, both for the non-floating buck/boost version (buck-boost) and for the non-floating versions.
  • the rectifier diodes of the proposed PFC basic topology must each be provided with an anti-parallel power transistor (eg IGBT) with low-frequency control, regardless of the variant.
  • IGBT anti-parallel power transistor
  • connection to a suitable network can be implemented, for example, using suitable mains cables.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur gieichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung aufweisend: • eine Spannungszuführung (E1... E4), wobei die Spannungszuführung im Betrieb über ein 1-Phasen-2-Leiter Wechselspannungsnetz, ein 1-Phasen-3-Leiter Wechselspannungsnetz oder ein 3-Phasen-Mehrleiter Wechselspannungsnetz erfolgt, • drei erste Schaltzweige, wobei jeder erste Schaltzweig einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter (SA, SB, SC) aufweist, • wobei die Ausgänge der ersten Schaltzweige jeweils schaltbar auf einen ersten Leiter (m) geführt werden kann, • wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung (E1... E4) mittels einer ersten Gleichrichtereinrichtung (D1a, D2a, D3a) in einer positiven Halbschwingung auf einen zweiten Leiter (p) im Betrieb geführt wird, • wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung (E1... E4) mittels einer zweiten Gleichrichtereinrichtung (D1b, D2b, D3b) in einer negativen Halbschwingung auf einen dritten Leiter (n) im Betrieb geführt wird, • wobei die Vorrichtung weiterhin zumindest zwei zweite Schaltzweige aufweist, wobei jeder zweite Schaltzweig einen hochfrequent taktbaren Schalter (Sl, S2) aufweist, • wobei ein erster der zweiten Schaltzweige (S1) zwischen dem ersten Leiter (m) und dem zweiten Leiter (p) angeordnet ist, wobei ein zweiter der zweiten Schaltzweige (S2) zwischen dem ersten Leiter (m) und dem dritten Leiter (n) angeordnet ist, • wobei in der Zuführung des zweiten Leiters (p) zu dem ersten der zweiten Schaltzweige (S1) genau eine erste effektive Hochsetzdrossel (Lp) angeordnet ist, • wobei in der Zuführung des dritten Leiters (n) zu dem zweiten der zweiten Schaltzweige (S2) genau eine zweite effektive Hochsetzdrossel (Ln) angeordnet ist.

Description

Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung.
Hintergrund
In vielen Bereichen der Technik werden Gleichspannungen benötigt. Hingegen wird der Transport elektrischer Energie im überwiegenden Maß mit Wechselspannungsnetzen realisiert.
Eine einfache, passive Diodengleichrichtung zur Umformung der Wechselspannungen in eine Gleichspannung führt mit teils erheblichen Blindleistungseinträgen jedoch zu signifikanten Rückwirkungen in das Versorgungsnetz und kann schlimmstenfalls die Stabilität des Netzes gefährden.
Daher wurden in der Vergangenheit dreiphasige netzfreundliche Pulsgleichrichter (engl.: 3-Phase PFC Rectifier, PFC: Power Factor Correction) entwickelt, die bereits bei einer Vielzahl von Anwendungen z.B. im Industrie- und IT-Bereich (Versorgung von Server-Racks in Datenzentren, von Telekom-Ausrüstung für Mobilfunknetze, etc.) als Interface-Schaltungen zum speisenden Wechselspannungsnetz eingesetzt werden.
Diese bekannten Pulsgleichrichter emulieren auf der Seite des Versorgungsnetzes (Eingangsseite/Wechselstromsite) das (nahezu) ideale Verhalten einer ohmschen Widerstandslast. Damit werden nur geringe Netzrückwirkungen, d.h. kleine Stromverzerrungen und kleine Blindströme hervorgerufen. Dies entspricht einem hohen Leistungsfaktor.
Auf der Ausgangsseite, d.h. auf der Gleichstromseite, liefern diese Schaltungen eine zumeist geregelte Gleichspannung (DC), die entweder direkt eine Gleichstromlast versorgt, oder als Zwischenkreis weitere Gleichspannungswandlerstufen (DC-DC) oder Wechselrichterstufen speist. Dreiphasige Pulsgleichrichter werden dabei typischerweise im gehobenen Leistungsbereich von etwa 5...100 kW und darüber hinaus eingesetzt.
Neben den o.g. Anwendungen werden sie aktuell auch immer häufiger zur leistungsstarken Batterieladung von Elektrofahrzeugen (xEV) eingesetzt, sowohl infrastrukturseitig im Bereich der Schnellladestationen (Off-Board), wie auch fahrzeugseitig (On-Board) zum Laden vom allg. Wechselspannungsnetz (AC) aus.
Gerade diese On-Board-Lader (OBL) drängen gegenwärtig in den Leistungsklassen 11 kW und 22 kW zum Massenmarkt, wobei Materialkosten, Baugröße und Gewicht, sowie Effizienz bzw. Betriebskosten die entscheidenden Kriterien sind.
Ein Charakteristikum der meisten bisherigen dreiphasigen, netzfreundlichen Pulsgleichrichterschaltungen, sind die damit generierten schaltfrequenten Gleichtaktstörungen (Common Mode, Abk. CM) als dominante Störkomponente der elektromagnetischen Verträglichkeit (abgek. EMV).
Die Auswirkungen der Gleichtaktstörungen ließen sich bislang nur durch ein voluminöses EMV-Filter in der Pulsgleichrichterschaltung und in aller Regel durch eine transformatorbasierte Potentialtrennung in den DC-DC-Stufen eindämmen.
Neben dem Volumen und Gewichtsproblem, dass insbesondere im Bereich der Fahrzeugtechnik eine große Rolle spielt, ist jedoch auch der Wirkungsgrad von hoher Bedeutung.
Ebenso ist es vorteilhaft eine gleichtaktarme Ausgangsspannung zu erhalten. Dies ist in aller Regel nur durch entsprechend groß dimensionierte, oft mehrstufige Filterschaltungen bestehend aus passiven Elementen wie stromkompensierten Drosseln und Kondensatoren mit jeweils beachtlicher Baugröße zu erreichen. Eine ähnliche Problematik tritt bei den als Minnesota-Rectifier bekannten Schaltungen auf, wie sie z.B. aus dem Artikel „A novel approach to minimize line-current harmonics in interfacing power electronics equipment with 3-phase utility systems" des Autors N. Mohan, veröffentlicht in IEEE Trans. Power Delivery, Vol. 8, No. 3, Seiten 1395-1401, Jul. 1993, bekannt sind. Diese sind vergleichsweise aufwändig und benötigten große, passive Filterkomponenten (L, C) als sog. „current injection network". Zudem weisen diese Schaltungen mitunter eine nennenswerte verbleibende Netzstromverzerrung (THD) auf.
Weiterhin ist aus dem Stand der Technik noch der sogenannte Vienna-Rectifier, z.B. aus dem Artikel „A novel three-phase three-switch three-level pwm rectifier" der Autoren J. W. Kolar and F. C. Zach, veröffentlicht in Proc. 28th Power Conversion Conference, PCIM '94, Jun. 28-30, 1994, Seiten 125-138, bekannt. Dieser ist jedoch auch aufwändig und benötigt drei hochfrequent getaktete Halbleiterschalter sowie drei Hochsetzdrosseln auf der Wechselspannungs-Seite und kann zudem nicht als inhärent gleichtaktarm bezeichnet werden. Insbesondere weist dieser schaltfrequente (oder: hochfrequente) Gleichtaktstörspannungen an seinem Ausgang auf, die nur durch eingangsseitige Filterschaltungen aus großvolumigen passiven Komponenten (Drosseln, Kondensatoren) hinreichend unterdrückt werden können.
Der sogenannte Taipei-Rectifier, siehe Artikel „The TAIPEI Rectifier - A New Three-Phase Two-Switch ZVS PFC DCM Boost Rectifier" der Autoren Y. Jang and M. M. Jovanovic, veröffentlicht in IEEE Trans, on Power Electronics, Vol. 28, No. 2, 2013, hingegen benötigt insgesamt fünf Leistungsdrosseln auf der Wechselspannungs- wie auch der Gleichspannungs-Seite und kann aber prinzipbedingt nur im lückenden Hochsetzbetrieb (DCM-Boost) arbeiten, was ihn auf kleinere übertragbare Leistungen beschränkt.
Die als Swiss-Rectifier bezeichnete Topologie, welche z.B. aus dem Artikel „SWISS rectifier - A Novel Three-Phase Buck-Type PFC Rectifier Topology for Electric Vehicle Battery Charging" der Autoren T. B. Soeiro, T. Friedli, und J. W. Kolar, veröffentlicht in Proc. 27th Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2012, bekannt ist, weist erhebliche schaltfrequente Gleichtaktstörspannungen (CM) auf und zum anderen arbeitet der Swiss-Rectifier im Tiefsetzbetrieb (Buck). Beide Punkte führen zu einem deutlich erhöhten EMV-Filterbedarf (CM-Anteil und DM-Anteil) auf der Netzseite. Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der Erfindung eine Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung anzugeben, die ein oder mehrere Probleme aus dem Stand der Technik vermeidet.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung. Die Vorrichtung weist eine Spannungszuführung auf, wobei die Spannungszuführung im Betrieb über ein l-Phasen-2-Leiter Wechselspannungsnetz, ein l-Phasen-3-Leiter Wechselspannungsnetz oder ein 3-Phasen-Mehrleiter Wechselspannungsnetz erfolgt. Weiterhin weist die Vorrichtung drei erste Schaltzweige auf, wobei jeder erste Schaltzweig einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter aufweist, wobei die Ausgänge der ersten Schaltzweige jeweils schaltbar auf einen ersten Leiter geführt werden kann, wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung mittels einer ersten Gleichrichtereinrichtung in einer positiven Halbschwingung auf einen zweiten Leiter im Betrieb geführt wird, wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung mittels einer zweiten Gleichrichtereinrichtung in einer negativen Halbschwingung auf einen dritten Leiter im Betrieb geführt wird. Die Vorrichtung weist weiterhin zumindest zwei zweite Schaltzweige auf, wobei jeder zweite Schaltzweig einen hochfrequent taktbaren Schalter aufweist, wobei ein erster der zweiten Schaltzweige zwischen dem ersten Leiter und dem zweiten Leiter angeordnet ist, wobei ein zweiter der zweiten Schaltzweige zwischen dem ersten Leiter und dem dritten Leiter angeordnet ist. In der Zuführung des zweiten Leiters zu dem ersten der zweiten Schaltzweige ist genau eine erste effektive Hochsetzdrossel angeordnet. Ebenso ist in der Zuführung des dritten Leiters zu dem zweiten der zweiten Schaltzweige genau eine zweite effektive Hochsetzdrossel angeordnet.
D.h. mit minimalem Aufwand, nämlich nur zwei Hochfrequenzdrosseln, kann hier eine kostengünstige, leichtgewichtige, energieeffiziente und gleichtaktarme Umrichtung zur Verfügung gestellt werden.
Weiter vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche, der Beschreibung und der Figuren.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden in exemplarischer Weise mit Bezug auf die angehängten Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt: Fig. 1 eine schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
Fig. 2 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der
Erfindung,
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Aspektes der Erfindung,
Fig. 4a-4c unterschiedliche Netzanschlüsse an Ausführungsformen der Erfindung,
Fig.5a und 5b eine Auswahl von Schalterimplementierungen gemäß Ausführungsformen der
Erfindung,
Fig. 6 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der
Erfindung,
Fig.7 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der
Erfindung,
Fig.8 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen
Figure imgf000007_0001
Erfindung,
Fig.9 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der
Erfindung,
Fig.10 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen
Figure imgf000007_0002
Erfindung,
Fig. 11 ein beispielhafter Verlauf von Eingangsspannungen und das Schaltverhalten gemäß
Ausführungsformen der Erfindung, und
Fig. 12 einen weiteren Aspekt gemäß Ausführungsformen der Erfindung.
Ausführliche Darstellung der Erfindung in Bezug auf die Zeichnungen
Nachfolgend wird die Erfindung eingehender unter Bezugnahme auf die Figuren dargestellt werden. Dabei ist anzumerken, dass unterschiedliche Aspekte beschrieben werden, die jeweils einzeln oder in Kombination zum Einsatz kommen können. D.h. jeglicher Aspekt kann mit unterschiedlichen Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden soweit nicht explizit als reine Alternative dargestellt.
Weiterhin wird nachfolgend der Einfachheit halber in aller Regel immer nur auf eine Entität Bezug genommen werden. Soweit nicht explizit vermerkt, kann die Erfindung aber auch jeweils mehrere der betroffenen Entitäten aufweisen. Insofern ist die Verwendung der Wörter "ein", "eine" und "eines" nur als Hinweis darauf zu verstehen, dass in einer einfachen Ausführungsform zumindest eine Entität verwendet wird.
Soweit nachfolgend Verfahren beschrieben werden, sind die einzelnen Schritte eines Verfahrens in beliebiger Reihenfolge anordbar und/oder kombinierbar, soweit sich durch den Zusammenhang nicht explizit etwas Abweichendes ergibt. Weiterhin sind die Verfahren - soweit nicht ausdrücklich anderweitig gekennzeichnet - untereinander kombinierbar.
Angaben mit Zahlenwerten sind in aller Regel nicht als exakte Werte zu verstehen, sondern beinhalten auch eine Toleranz von +/- 1% bis zu +/- 10 %•
Bezugnahme auf Standards oder Spezifikationen oder Normen sind als Bezugnahme auf Standards bzw. Spezifikationen bzw. Normen, die zum Zeitpunkt der Anmeldung und/oder - soweit eine Priorität beansprucht wird - auch zum Zeitpunkt der Prioritätsanmeldung gelten / galten zu verstehen. Hiermit ist jedoch kein genereller Ausschluss der Anwendbarkeit auf nachfolgende oder ersetzende Standards oder Spezifikationen oder Normen zu verstehen.
In Figur 1 sind schematisch Elemente der Erfindung gemäß unterschiedlicher Ausführungsformen gezeigt.
Ganz allgemein weist eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung eine Spannungszuführung auf. Je nach verwendetem Netztyp und Aufgabe kann dabei eine unterschiedliche Anzahl von Eingängen vorgesehen sein. Beispielsweise kann für ein (europäisches) Drehstromnetz die Bereitstellung von 3 Eingängen El ... E3 ausreichend sein. Diese können z.B. wie in Fig. 4a bzw. 4b gezeigt, an entsprechende Spannungszuführungen El ... E3 geführt sein. Zusätzlich und optional kann auch ein Neutralleiter N an eine weitere „Spannungszuführung" E4 geführt sein, wie in Figur 4a gezeigt. Für ein (amerikanisches) Biphasennetz kann hingegen wie in Figur 4c gezeigt, eine Phase als Spannungszuführung auf einen Eingang - hier El - gelegt werden und eine weitere Phase (die Gegenphase) auf eine weitere Spannungszuführung auf einen anderen Eingang - hier E3 - gelegt werden, während die eine „Spannungszuführung" - hier E2 - mit dem Neutralleiter verbunden wird.
Für bestimmte Netztypen kann eine besondere Schaltstelllung vorgesehen sein, die natürlich in fest verdrahten Anwendungen (für nur einen Netztyp) auch anders gestaltet sein kann.
In Ausführungsformen der Erfindung kann zudem vorgesehen sein, dass nur eine Spannungszuführung und ein Neutralleiter vorhanden ist. Dieser Fall kann z.B. auch dann auftreten, wenn in einem Drehstromnetz nicht alle Phasen vorhanden sind.
D.h. ganz allgemein kann die Spannungszuführung im Betrieb über ein l-Phasen-2-Leiter Wechselspannungsnetz, ein l-Phasen-3-Leiter Wechselspannungsnetz oder ein 3-Phasen-Mehrleiter Wechselspannungsnetz erfolgen.
Die Vorrichtung weist weiterhin drei erste Schaltzweige auf, wobei jeder erste Schaltzweig einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter SA, SB, SC aufweist.
Die genaue Ausgestaltung der niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter SA, SB, SC ist für das Verständnis ohne Belang. Insbesondere können jedoch die in Figur 5a symbolisch gezeigten Transistor- Schalter bzw. Technologien zur Anwendung kommen. Die drei bidirektionalen Leistungsschalter werden nur niederfrequent, d.h. typischerweise mit dem 3-fachen der anliegenden Frequenz der Wechselspannung einer Phase, getaktet und verursachen somit praktisch keine Schaltverluste. Insbesondere können die bidirektionalen Schalter SA, SB, SC der ersten Schaltzweige ausgewählt sein aus einer Gruppe aufweisend Si-basierte IGBT oder GaN (Galliumnitrid) -basierte Transistoren, insbesondere monolithisch bidirektionale GaN-Transistoren. Ein niederfrequent taktbarer bidirektionaler Schalter SA, SB, SC kann wie in Figur 5a gezeigt, aus mehreren Einzelelementen (z.B. IGBT und Dioden) oder monolithisch aufgebaut sein.
Die Ausgänge der ersten Schaltzweige können jeweils schaltbar auf einen ersten Leiter m - dargestellt in den Figuren 1, 2, 6-10 - geführt werden. ln der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist jeder der Eingänge der Spannungszuführung El ... E4 mittels einer ersten Gleichrichtereinrichtung Dia, D2a, D3a in einer positiven Halbschwingung auf einen zweiten Leiter p im Betrieb geführt während jeder der Eingänge der Spannungszuführung El ... E4 mittels einer zweiten Gleichrichtereinrichtung Dlb, D2b, D3b in einer negativen Halbschwingung auf einen dritten Leiter n im Betrieb geführt wird.
Die Vorrichtung weist weiterhin zumindest zwei zweite Schaltzweige auf, wobei jeder der zweiten Schaltzweige einen hochfrequent taktbaren Schalter SI, S2 aufweist, wobei ein erster der zweiten Schaltzweige - z.B. S1 - zwischen dem ersten Leiter m und dem zweiten Leiter p angeordnet ist, und wobei ein zweiter der zweiten Schaltzweige - z.B. S2 - zwischen dem ersten Leiter m und dem dritten Leiter n angeordnet ist.
Die genaue Ausgestaltung der hochfrequent taktbaren Schalter SI, S2 ist für das Verständnis ohne Belang. Insbesondere können jedoch die in Figur 5b symbolisch gezeigten Transistor-Schalter bzw. Technologien zur Anwendung kommen.
In der Zuführung des zweiten Leiters p zu dem ersten der zweiten Schaltzweige S1 ist genau eine erste effektive Hochsetzdrossel Lp angeordnet. Ebenso ist in der Zuführung des dritten Leiters n zu dem zweiten der zweiten Schaltzweige S2 genau eine zweite effektive Hochsetzdrossel Ln angeordnet.
Eine effektive Hochsetzdrossel kann aus mehreren einzelnen Hochsetzdrosseln aufgebaut sein, die parallel bzw. in Reihe geschaltet sind, um bestimmte elektrische Eigenschaften aufzuweisen.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die bidirektionalen Schalter SA, SB, SC der ersten Schaltzweige im Betrieb so ansteuerbar, dass eine jeweils betragsmäßig kleinste Eingangsphasenspannung der Spannungszuführung auf den ersten Leiter m geschaltet werden kann.
Damit resultiert eine gleichtaktarme Ausgangsspannung mit den Teilspannungen uZKl und uZK2, die keine schaltfrequenten Anteile enthält und so zum einen einem vereinfachten und verkleinerten EMV- Filter ermöglicht. Zum anderen lassen sich dadurch die in der Anwendung für Onboard-Lader nachgeschalteten DC-DC-Stufen transformatorlos (potentialgebunden) aufbauen, wodurch sich im Betrieb Verluste und beim Aufbau Materialkosten als auch Gewicht und Baugröße einsparen lassen. D.h. es kann eine verbesserte Energie- und Kosteneffizienz bereitgestellt werden.
Aber auch unabhängig von der exemplarischen OBL-Anwendung weist die vorgeschlagene dreiphasige PFC-Topologie einige weitere vorteilhafte Eigenschaften auch für andere Einsatzgebiete auf. Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen kommen mit nur zwei hochfrequent getakteten Leistungsschaltern Sl, S2 aus. Diese können mit vergleichsweise geringen Taktraten von 100 kHz getaktet sein. D.h., in der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist im ersten Leiter m keine effektive Hochsetzdrossel angeordnet.
Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen kommen zudem mit nur zwei Hochsetzdrosseln Lp, Ln aus, während die meisten konventionellen Schaltungen jeweils drei (d.h. jeweils einen hochfrequenten Schalter und eine Drossel pro Netzphase) benötigen.
Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen arbeiten zudem im Hochsetzbetrieb (Boost Operation), was zu kontinuierlich verlaufenden, nicht-pulsierenden, Eingangsströmen führt und damit auch die Gegentaktanforderungen (Differential Mode, Abk. DM) an das netzseitige EMV-Filter minimiert.
Generell kann der Gegentaktanteil des EMV-Filters vorteilhaft auch auf die DC-Seite der Schaltung verschoben werden. Beispielsweise können in Figur 1, - die sich z.B. durch die Filterfunktion von der Figur 2 unterscheidet - die zwei Filterkapazitäten CF1, CF2 diese DM-Filterfunktion erfüllen. Bei Bedarf lässt sich mittels Filterdrosseln LF1/2, eingezeichnet in den Längszweigen p und n, netzseitig von CF1, CF2 die Filterwirkung noch erhöhen. Hingegen werden bei konventionellen Schaltungen auf der AC- Seite zumeist drei Filterelemente für die DM-Unterdrückung benötigt.
Dazu kann in Ausführungsformen der Erfindung vorgesehen sein, dass nachfolgend zu der ersten Gleichrichtereinrichtung Dia, D2a, D3a im zweiten Leiter p eine erste Induktivität LI und nachfolgend zu der zweiten Gleichrichtereinrichtung Dlb, D2b, D3b im dritten Leiter n eine zweite I nduktivität L2 angeordnet ist, wobei nachfolgend zu der ersten Induktivität LI zum ersten Leiter m hin eine erste Filterkapazität CF1 und nachfolgend zu der zweiten Induktivität L2 zum ersten Leiter m hin eine zweite Filterkapazität CF2 angeordnet ist.
In Ausführungsformen der Erfindung kann zusätzlich noch ein (weiteres) eingangsseitig angeordnetes EMV-Filter vorhanden sein. Dieses kann allerdings gegenüber bisherigen Schaltungsanordnungen deutlich kleiner dimensioniert sein. Insbesondere kann das eingangsseitig angeordnete EMV-Filter so dimensioniert sein, dass es im Wesentlichen zur Gleichtakt-Filterung (engl. Common Mode) eingerichtet ist.
Des Weiteren kann die vorgeschlagene Schaltung zwar auch im lückenden- (DCM), bzw. Lückgrenzbetrieb (BM bzw. CrCM) arbeiten, aber als in erster Linie vorteilhafte Betriebsweise ist der lückfreie Betrieb (CCM) zu sehen, der hohe Übertragungsleistungen (>10 kW) bei geringen Leitverlusten ermöglicht. Wird dennoch der DCM- oder BM-Betrieb verwendet, so lassen sich die erhöhten Leitverluste im höheren Leistungsbereich, wie üblich, durch Parallelschaltung (und phasenversetzte Ansteuerung „Interleaving") mehrerer Stränge reduzieren. Es sei zudem angemerkt, dass die in den Figuren dargestellten Trafosymbole im Hintergrund der DC-DC- Stufen als optional anzusehen sind. Bei Verwendung entsprechend eines konventionellen Onboard- Laders können beispielsweise Trafos verwendet sein. Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann jedoch sowohl DC-DC-Stufen mit Trafo als auch ohne Trafo versorgen, da die Vorrichtung gleichtaktarm ist. Aus diesem Grund sind in den Figuren 1 und 2 die DC-DE-Stufen mittels einer gestrichelten Umrisslinie dargestellt. Ebenso sind die Darstellung der Hochvolt-Batterien als auch derTrafos in den Figuren soweit nicht explizit als Bestandteile einer Ausführungsform beschrieben nur optional.
Da die vorgeschlagene Schaltung im hochfrequent getakteten Teil aus nur zwei Strängen besteht, ist auch der Gesamtaufwand bei leistungsskalierter Parallelschaltung geringer als bei den meisten konventionellen Topologien (2N vs. 3N Gesamtstränge, N: Anzahl paralleler Stränge).
Eine solche Stranganordnung ist in Fig. 3 dargestellt. D.h. durch Parallelisierung solcher Stränge kann die Leistungsfähigkeit entsprechend skaliert werden.
Vorteilhafterweise wird bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung eine Durchschaltung der jeweils betragsminimalen Netzphase auf den Mittelpunkt m bereitgestellt, der auch das Mittenpotential der beiden Zwischenkreisteilspannungen uZKl, uZK2 definiert. Für diese Durchschaltung ist je Netzphase ein bidirektionaler Halbleiterschalter Sa, Sb, Sc vorgesehen.
In den erfindungsgemäßen Vorrichtungen können die bidirektionalen Schalter SA, SB, SC der ersten Schaltzweige im Betrieb mit bis zu dem dreifachen der jeweiligen Eingangsnetzfrequenz angesteuert bzw. umgeschaltet werden.
Damit entstehen praktisch keine relevanten Schaltverluste in diesen Schalten Sa, Sb, Sc, sodass sie den Gesamtwirkungsgrad der Schaltung nur wenig beeinflussen - insbesondere da somit auf Leistungshalbleitertypen zurückgegriffen werden kann, die auf niedrige Durchlassverluste optimiert sind. Damit ergibt sich aber ein hoher Gesamtwirkungsgrad der erfindungsgemäßen Vorrichtungen.
Begünstigt wird durch die Durchschaltung der jeweils betragsminimalen Netzphase zum Punkt m, neben dem EMV-Verhalten, auch der realisierbare Stromverlauf in dieser Phase, der ja prinzipbedingt immer die Nulldurchgänge vollführen muss. Bei einigen konventionellen dreiphasigen PFC Topologien (z.B. Vienna Rectifier) kommt es im Bereich der Stromnulldurchgänge zum unerwünschten Lückbetrieb und damit zu Stromverzerrungen (Abweichungen von der Sinusform). Da in der vorgeschlagenen Vorrichtung der bidirektionale Schalter praktisch zu jeder Zeit die betragsminimale Netzphase direkt mit dem Mittelpunkt m verbindet, entsteht auch kein temporärer Lückbetrieb mit einhergehenden Stromverzerrungen. Das Betriebsprinzip der vorgeschlagenen PFC-Schaltung sieht eine jeweils unabhängige Regelung der beiden Ströme ip und in in den Hochsetzdrosseln Lp, Ln vor, der Differenzsztrom (ip - in = im) wird über den betreffenden bidirektionalen Schalter zur oder aus der betragsminimalen Netzphase geleitet. Bei entsprechender Sollwertvorgabe für ip und in resultiert für alle drei Netzströme ia, ib, ic ein sinusförmiger Verlauf, ip entspricht dabei dem Strom in der jeweils maximalen Netzphase (positiver Polarität), in entspricht analog dem Strom in der jeweiligen minimalen Netzphase (negativer Polarität).
In Figur 11 ist der typische Verlauf in Bezug auf ein dreiphasiges europäisches Wechselspannungsnetz gezeigt.
Figur 6 zeigt eine vorteilhafte Implementierung der niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter S1SA, S2SB, S3SC mit IGBTs und Silizium (Si) Dioden. Beispielsweise kann jeder niederfrequent taktbare bidirektionale Schalter S1SA, S2SB, S3SC eine IGBT und vier Dioden aufweisen. Diese Ausgestaltung mit nur jeweils einem Mit also nur einem abschaltbaren Standard-Leistungshalbleiter (IGBT) ist besonders kostengünstig und bedarf nur eines geringen Ansteueraufwandes.
Es gibt aber noch alternative Implementierungen, die dann zumeist zwei IGBT (z.B. auch rückwärts sperrende RB-IGBT antiparallel angeordnet) pro niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter S1SA, S2SB, S3SC und dafür weniger Dioden aufweisen. Solche Ausgestaltungen erlauben es die Leitverluste pro niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter S1SA, S2SB, S3SC weiter zu verringern.
IGBTs weisen vergleichsweise geringe Leitverluste, aber höhere Schaltverluste (als z.B. MOSFETs) auf.
Durch die nur niederfrequente Umschaltung der niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter S1SA, S2SB, S3SC wirken sich aber die Schaltverluste damit praktisch nicht aus, während von den niedrigen Leitverlusten profitiert werden kann. Weiterhin sind IGBT sehr robuste Halbleiterschalter und kostengünstig in vielen Ausführungen verfügbar. Auch zur fertigungstechnischen Integration in ein gemeinsames Leistungsmodul (gemeinsam mit den umgebenden Dioden, damit resultiert beispielsweise ein Leistungsmodul pro Brückenzweig) sind sie bestens geeignet, was ein wichtiges Argument für die Automobil- (Onboard-Lader-) und Industrieanwendung ist.
Darüber hinaus sind IGBTs in den verschiedenen relevanten Spannungsklassen erhältlich. Dies ist nennenswert, da die Spannungsbelastung der bidirektionalen Schalter, wie auch der beiden hochfrequent angesteuerten Schalter (SI, S2) in der vorgeschlagenen PFC-Topologie beim Betrieb am typischen europäischen Drehstromnetz (400 V AC) einen Zwischenwert in Bezug auf Standard- Spannungsklassen annimmt. So wären in dieser Anwendung Typen mit 1000 V Sperrspannung zu bevorzugen, was von IGBT abgedeckt wird.
Eine weitere vorteilhafte Implementierung der bidirektionalen Halbleiterschalter ist in der Nutzung von monolithischen, bidirektionalen GaN-Transistoren zu sehen. Solche auf GaN-Material basierten Transistoren können einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter S1SA, S2SB, S3SC direkt als Einzelelement realisieren. Neben nochmals verminderter Schaltungskomplexität, resultieren hieraus weiter verringerte Leitverluste und damit ein nochmals gesteigerter Gesamtwirkungsgrad.
Monolithisch bidirektionale GaN-Transistoren haben auch ein vergleichsweise schwaches Schaltverhalten, welches in der vorgeschlagenen Anwendung aufgrund der niederfrequenten Umschaltung nicht zum Tragen käme. Stattdessen könnten auf minimale Leitverluste optimierte Typen voll ausgenutzt werden.
Wie bereits eingangs erwähnt kann durch eine geeignete Beschaltung faktisch jedes Netz /jeder Netztyp verwendet werden. Im Folgenden soll auf die Verwendung mit einem einphasigen Netz bzw. der Fallbacklösung eines einphasigen Betriebes kurz eingegangen werden.
Durch einen weiteren Diodenzweig D4a, D4b lässt sich der Anschluss des Neutralleiters N realisieren. Dies ist insbesondere bei Verwendung der Erfindung als Onboard-Lader (abgek. OBL) von Vorteil, weil auf diese Weise das im Notfall wichtige Laden auch an einer einphasigen Haushaltssteckdose gewährleistet werden kann. In diesem Fall kann eine der Netzphasen a,b,c mit N als Rückleiter arbeiten.
Der in diesem Zweig eingezeichnete bidirektionale Schalter Sd ist dabei nur als optional anzusehen. Bei Weglassung oder dauerhafter Abschaltung von Sd würden auch im Einphasenbetrieb jederzeit beide Zwischenkreiskapazitäten CZK1, CZK2 gleichzeitig geladen, was vorteilhaft zu einem geringeren Gesamtkapazitätsbedarf und kleineren Baugrößen bei den Zwischenkreiskondensatoren führt.
Wird Sd verwendet und im Einphasenbetrieb eingeschaltet, ergibt sich ein Betriebsverhalten, bei dem die beiden Zwischenkreiskapazitäten CZK1, CZK2 im Netzhalbperiodenrythmus (bei 50 Hz entsprechend 10 ms) nacheinander geladen werden, was bei gleicher Ladeleistung höhere Kapazitätswerte erfordert.
Zusätzlich kann vorgesehen sein, dass im ersten Leiter m eine (kleine) Kapazität (z.B. 3 pF) angeordnet ist. Dies ermöglicht auch den Betrieb bei einer kleineren Ausgangsgleichspannung. Beispielhaft ist dies in Figur 12 gezeigt. Diese Kapazität erlaubt es auch bei Anschluss an ein konventionelles (europäisches) Drehstromnetz mit 400 V Wechselspannung auf eine gewünschte Ausgangsspannung auf der Gleichspannungsseite von 2 * 400 V zu kommen. Die Vorrichtung der Erfindung kann jedoch auch in einem Splitphase-Netz betrieben werden (siehe Figur 4c), wie es z.B. in Nordamerika anzutreffen ist. Bei der vorgeschlagenen Vorrichtung kann dies vorteilhaft direkt dadurch realisiert werden, dass der Neutralleiter N über die Zuleitung an eine OBL- seitige Netzphasenanschlussklemme (hier z.B. b / E2) gelegt werden und über den vorhandenen bidirektionalen Schalter (hier Sb) dauerhaft direkt mit dem Schaltungsmittelpunkt m verbunden werden kann.
Somit befindet sich der Mittelpunkt m auf dem äußerst ruhigen Neutralleiterpotential (0 V), was eventuelle niederfrequente Ableitströme von einer Hochvolt- (abgek. HV) Batterie-Seite her minimiert.
Aufgrund der speziellen Netzform (uLl,US und uL2,US um 180° phasenversetzt) können in diesem Fall auch beide Zwischenkreiskapazitäten CZK1, CZK2 gleichzeitig geladen werden, sodass kein erhöhter Kapazitätsbedarf entsteht. Insbesondere kann beim Betrieb am nordamerikanischen Split-Phase-Netz bereitgestellt werden, dass eine HV-Batterie (Antriebsbatterie) mit einem Ladespannungsbereich von etwa 400 - 800 V auch durch die vorgeschlagene Vorrichtung allein, d.h. ohne nachgeschaltete DC-DC- Stufen zur Herabsetzung der Zwischenkreisspannung uZKl/2, geladen werden kann.
Sofern ein einheitliches OBL-Gerät für das europäische und das nordamerikanische Netz beibehalten werden soll, könnten also beim Betrieb am Split-Phase Netz die vorhandenen potentialgebundenen DC- DC-Stufen deaktiviert, d.h. die zugehörigen Tiefsetzschalter dauerhaft durchgeschaltet werden. Dies vermeidet dort Schaltverluste und steigert so nochmals den Gesamtwirkungsgrad.
Generell ist festzuhalten, dass die vorgeschlagene dreiphasige PFC-Topologie, unabhängig von der - Anwendung, gerade auch für den Einsatz in Nordamerika interessant ist, da sie hier universell für das beschriebene 120/240V-Split-Phase Netz, wie auch für die ebenfalls vorhandenen 208V AC- und 240V AC- Drehstromnetze (mit geerdetem Sternpunkt) zu verwenden ist - und zwar mit Leistungshalbleitern, die sämtlich in der Sperrspannungsklasse von 600 V liegen können.
D.h. insbesondere auch die hochfrequent getakteten Schalter SI, S2 könnten hier vorteilhaft durch effiziente Standard-MOSFETs in Si-Technologie oder durch bereits verfügbare, hocheffiziente GaN- Transistoren ausgeführt sein.
Neben den oben abgebildeten und näher erläuterten Implementierungen der vorgeschlagenen PFC- Schaltung sind darüber hinaus noch weitere Varianten nennenswert, die auf dem geschilderten Grundprinzip basieren. Beispielsweise ist in Figur 7 eine Tief- / Hochsetz-Variante (Buck-Boost) am Beispiel eines europäischen Drehstromnetzes gezeigt, die auch tiefe Ausgangsspannungen als einstufige Schaltung (d.h. mit weiterhin nur zwei Drosseln und dann vier hochfrequent betriebenen Schalter) realisieren kann.
Weiterhin ist in Figur 8 eine isolierte einstufige Variante basierend auf Speerwandlern z.B. für einstufige OBC gezeigt. Ausgangskapazitäten können parallel oder in Reihe (nicht dargestellt) geschaltet werden. In Figur 8 ist eine isolierte einstufige Variante basierend auf einer Boost-Vollbrücke, z.B. einstufiger OBC, gezeigt. In Figur 10 ist eine isolierte einstufige Variante basierend auf einer phasengsteuerten Vollbrücke (PSFB), z.B. für einstufigen OBC, gezeigt.
Ohne Beschränkung der Allgemeinheit der Erfindung können auch Varianten mit bidirektionalem Leistungsfluss, sowohl für die potentialgebundene Tief- / Hochsetz-Ausführung (Buck-Boost), als auch für die potentialgetrennten Ausführungen, ermöglicht werden.
Zur Ermöglichung des bidirektionalen Leistungsflusses ist variantenunabhängig den Gleichrichterdioden der vorgeschlagenen PFC-Grundtopologie je ein antiparalleler Leistungstransistor (z.B. IGBT) mit niederfrequenter Ansteuerung beizustellen. Praktisch könnte damit beispielsweise für OBL- Anwendungen (Leistungsfluss: Ladesäule
Figure imgf000016_0001
EV) die künftige SmartGrid-Integration (Vehicle-to-Grid, Vehicle-to-Load) aufwandsarm realisiert werden.
D.h., mittels der Erfindung wird eine besonders einfache Verwendung einer Vorrichtung als Onboard- Lader für ein Fahrzeug zur Verfügung gestellt. Dabei können z.B. durch geeignete Netzkabel die Anschlüsse an ein passendes Netz (entsprechend Figuren 4a-4c) realisiert werden.

Claims

Ansprüche Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung aufweisend:
• eine Spannungszuführung (El ... E4), wobei die Spannungszuführung im Betrieb über ein l-Phasen-2-Leiter Wechselspannungsnetz, ein l-Phasen-3-Leiter Wechselspannungsnetz oder ein 3-Phasen-Mehrleiter Wechselspannungsnetz erfolgt,
• drei erste Schaltzweige, wobei jeder erste Schaltzweig einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter (SA, SB, SC) aufweist,
• Wobei die Ausgänge der ersten Schaltzweige jeweils schaltbar auf einen ersten Leiter (m) geführt werden kann,
• Wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung (El ... E4) mittels einer ersten Gleichrichtereinrichtung (Dia, D2a, D3a) in einer positiven Halbschwingung auf einen zweiten Leiter (p) im Betrieb geführt wird,
• Wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung (El ... E4) mittels einer zweiten Gleichrichtereinrichtung (Dlb, D2b, D3b) in einer negativen Halbschwingung auf einen dritten Leiter (n) im Betrieb geführt wird,
• wobei die Vorrichtung weiterhin zumindest zwei zweite Schaltzweige aufweist, wobei jeder zweite Schaltzweig einen hochfrequent taktbaren Schalter (SI, S2) aufweist,
• wobei ein erster der zweiten Schaltzweige (Sl) zwischen dem ersten Leiter (m) und dem zweiten Leiter (p) angeordnet ist, wobei ein zweiter der zweiten Schaltzweige (S2) zwischen dem ersten Leiter (m) und dem dritten Leiter (n) angeordnet ist,
• wobei in der Zuführung des zweiten Leiters ( p) zu dem ersten der zweiten Schaltzweige
(51) genau eine erste effektive Hochsetzdrossel (Lp) angeordnet ist,
• wobei in der Zuführung des dritten Leiters (n) zu dem zweiten der zweiten Schaltzweige
(52) genau eine zweite effektive Hochsetzdrossel (Ln) angeordnet ist. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Leiter keine effektive Hochsetzdrossel angeordnet ist. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die bidirektionalen Schalter (SA, SB, SC) der ersten Schaltzweige ausgewählt sind aus einer Gruppe aufweisend Si-basierte IGBT oder GaN-basierte Transistoren, insbesondere monolithisch bidirektionale GaN- Transistoren.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die bidirektionalen Schalter (SA, SB, SC) der ersten Schaltzweige im Betrieb so ansteuerbar sind, dass eine jeweils betragsmäßig kleinste Eingangsphasenspannung der Spannungszuführung auf den ersten Leiter (m) geschaltet werden kann.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die bidirektionalen Schalter (SA, SB, SC) der ersten Schaltzweige im Betrieb mit bis zu dem dreifachen der jeweiligen Eingangsnetzfrequenz angesteuert werden können.
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass nachfolgend zu der ersten Gleichrichtereinrichtung (Dia, D2a, D3a) im zweiten Leiter (p) eine erste Induktivität (LI) und nachfolgend zu der zweiten Gleichrichtereinrichtung (Dlb, D2b, D3b) im dritten Leiter (n) eine zweite Induktivität (L2) angeordnet ist, wobei nachfolgend zu der ersten Induktivität (LI) zum ersten Leiter (m) hin eine erste Filterkapazität (CF1) und nachfolgend zu der zweiten Induktivität (L2) zum ersten Leiter (m) hin eine zweite Filterkapazität (CF2) angeordnet ist.
7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung weiterhin eingangsseitig einen EMV-Filter aufweist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der eingangsseitige EMV-Filter im Wesentlichen nur zur Gleichtakt-Filterung eingerichtet ist.
9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Leiter (m) eine Kapazität angeordnet ist.
10. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche als Onboard-Lader für ein Fahrzeug.
11. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 9 mit einer 3- Phasen Wechselspannung als Spannungszuführung.
12. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 9 mit einer 1- Phasen Wechselspannung als Spannungszuführung.
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020149953A1 (en) * 1999-08-06 2002-10-17 Smedley Keyue M. Unified constant-frequency integration control of three-phase power factor corrected rectifiers, active power filters, and grid-connected inverters
EP3113345A1 (de) * 2015-07-01 2017-01-04 ABB Technology AG Elektrischer wandler und steuerungsverfahren
US20190299793A1 (en) * 2018-04-03 2019-10-03 Hyundai Motor Company Charging apparatus for electric vehicle
WO2020089419A1 (en) * 2018-11-02 2020-05-07 Prodrive Technologies B.V. Electrical power converter

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9472625B2 (en) 2014-03-17 2016-10-18 Infineon Technologies Austria Ag Operational Gallium Nitride devices
FR3060230B1 (fr) 2016-12-14 2019-01-25 Renault S.A.S Procede de commande d'un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride.
DE102019106485B4 (de) 2019-03-14 2021-04-08 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Weissach-Gleichrichteranordnung

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020149953A1 (en) * 1999-08-06 2002-10-17 Smedley Keyue M. Unified constant-frequency integration control of three-phase power factor corrected rectifiers, active power filters, and grid-connected inverters
EP3113345A1 (de) * 2015-07-01 2017-01-04 ABB Technology AG Elektrischer wandler und steuerungsverfahren
US20190299793A1 (en) * 2018-04-03 2019-10-03 Hyundai Motor Company Charging apparatus for electric vehicle
WO2020089419A1 (en) * 2018-11-02 2020-05-07 Prodrive Technologies B.V. Electrical power converter

Non-Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FRIEDLI THOMAS ET AL: "The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems-Par", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, USA, vol. 29, no. 2, 1 February 2014 (2014-02-01), pages 543 - 560, XP011524643, ISSN: 0885-8993, [retrieved on 20130820], DOI: 10.1109/TPEL.2013.2258472 *
J. W. KOLARF. C. ZACH: "A novel three-phase three-switch three-level pwm rectifier", PROC. 28TH POWER CONVERSION CONFERENCE, PCIM '94, 28 June 1994 (1994-06-28), pages 125 - 138
JOHANN W. KOLAR ET AL, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, vol. 28, no. 1, 1 January 2013 (2013-01-01), USA, pages 176 - 198, XP055389125, ISSN: 0885-8993, DOI: 10.1109/TPEL.2012.2197867 *
N. MOHAN: "A novel approach to minimize line-current harmonics in interfacing power electronics equipment with 3-phase utility systems", IEEE TRANS. POWER DELIVERY, vol. 8, no. 3, July 1993 (1993-07-01), pages 1395 - 1401, XP000403135, DOI: 10.1109/61.252666
T. B. SOEIROT. FRIEDLIJ. W. KOLAR: "SWISS rectifier - A Novel Three-Phase Buck-Type PFC Rectifier Topology for Electric Vehicle Battery Charging", PROC. 27TH APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION (APEC, 2012
Y. JANGM. M. JOVANOVIC: "The TAIPEI Rectifier - A New Three-Phase Two-Switch ZVS PFC DCM Boost Rectifier", IEEE TRANS. ON POWER ELECTRONICS, vol. 28, no. 2, 2013, XP011515513, DOI: 10.1109/TPEL.2012.2205271

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