WO2022088608A1

WO2022088608A1 - 电能质量监测终端的现场在线比对检测装置及检测方法

Info

Publication number: WO2022088608A1
Application number: PCT/CN2021/084986
Authority: WO
Inventors: 郭敏; 肖静; 阮诗雅; 姚知洋; 陈卫东; 韩帅
Original assignee: 广西电网有限责任公司电力科学研究院
Priority date: 2020-10-29
Filing date: 2021-04-01
Publication date: 2022-05-05
Also published as: CN112269089A

Abstract

一种电能质量监测终端的现场在线比对检测装置及检测方法，其中方法包括将电能质量监测终端与检测装置通过以太网连接；设置整点时刻T启动测试，每3s读取并记录两装置的实时数据；设同一时刻高精度电能质量测量装置电能质量指标的测量值为χ s，电能质量监测终端相应的测量值为χ X，计算相应的分形维数，并计算两装置的分形维数误差；现场比对检测完成所有检验点可停止测试。本方法大大降低电能质量监测终端的检测难度，提高检测效率，同时减少人力和物力成本。使得电能质量在线监测终端的周期性检测工作能够有效开展，从而保证各项电能质量指标的测量准确度，为电网的安全、稳定、经济运行保驾护航。

Description

电能质量监测终端的现场在线比对检测装置及检测方法

技术领域

本发明涉及电力仪器现场测试技术领域，特别是涉及电能质量监测终端的现场在线比对检测装置及检测方法。

背景技术

电能质量监测终端的运行管理是电能质量技术监督的工作内容之一。电能质量监测终端在恶劣的电磁环境中长期运行后，难免会由于元器件的老化、失效而导致终端的可靠性、测量准确度下降，进而产生大量无效、异常数据，因此需要对其进行定期检测。

目前，电能质量监测终端的检测方法有标准源法和比对法两种，这两种方法均在实验室开展为主。属于离线检测，而且在实验室通常是基于标准源法来实现。

针对已投运的电能质量监测装置，若工程上仍采用实验室离线检测，存在以下问题：

1)电能质量监测终端的电压回路取自于变电站的电压互感器、电流回路串联于变电站的电流互感器，对运行的电能质量监测终端开展周期性检测工作，存在电流(电压)互感器二次侧开路(短路)的危险。

2)按照现有技术对其进行周期性检测，主要有以下两种实现方式：一是将电能质量监测终端拆下送到实验室，然后控制标准源输出指定参数的电能质量信号到电能质量监测终端，最后将电能质量监测终端的测量结果与标准信号进行比对，从而判断该终端的测量准确度是否合格。而该方式的缺点在于将电能质量监测终端来回拆装需要开多次工作票，加之运输麻烦、耗时，使得完成一次送检需要耗费较长的时间，工作效率十分低下，严重影响了监测终端的正常工作。二是将标准源携带到现场，然后将电能质量监测终端拆下来进行现场离线检测，该方式的缺点在于标准源(如：FLUKE 6100系列)通常体积大不宜携带，仪器十分精密容易损坏，有时还需要携带若干台标准源一起构成一个三相回路进行检测。虽然一些便携式标准源(如：Omicron公司生产的CMC系列标准源)方便易用，但是其输出信号的准确度较低。特别是对于一些高次谐波信号的产生并不理想，因此必然会影响监测终端的检测结果。上述任一方式都必然需要投入极大的人力和物力。

3)由于电能质量监测终端具有数量众多、安装分散的特点，采用实验室离线检测方案，实现可行性差，使得周期性检测工作难以有效开展。

综上所述，现有技术存在诸多不足，因此有必要对现有的电能质量监测终端的检测技术进行改进。

发明内容

本发明的目的是提供一种电能质量监测终端的现场在线比对检测装置及检测方法，可以解决现有技术中实验室离线检测带来的拆除定检成本高、效率低、实现可行性差等的问题。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

第一方面，本发明提供一种电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，包括信号调理单元、A/D采样单元、ARM微处理器单元、FPGA单元、外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元、高精度对时单元和电源管理单元；所述的信号调理单元的输入端输入电压信号，信号调理单元的输出端连接A/D采样单元的输入端；A/D采样单元的输出端连接FPGA单元的第一输入端，高精度对时单元的输出端连接FPGA单元的第二输入端；FPGA单元将A/D采样单元发送的采样数据和高精度对时单元发送的时间数据送至ARM微处理器单元；ARM微处理器单元分别与外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元和高精度对时单元进行数据交互；所述的电源管理单元为供电单元。

进一步的，所述的信号调理单元包括限流电阻Ri、取样电阻Rs、第一运算放大器、电容C1和两个抗混叠滤波器；电压信号输入到限流电阻Ri的一端，限流电阻Ri的另一端连接第一运算放大器的反相输入端，第一运算放大器的同相输入端接地；取样电阻Rs连接在第一运算放大器的反相输入端和输出端之间；电容C1连接在第一运算放大器的输出端和地之间，起滤波作用；第一运算放大器的输出端串联两个抗混叠滤波器后输出信号给A/D采样单元。

进一步的，所述的抗混叠滤波器包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C2、电容C3和第二运算放大器；电阻R1的一端作为抗混叠滤波器的输入端，电阻R1与电阻R2串联后连接到第二运算放大器的同相输入端；第二运算放大器的反相输入端串联电阻R3后接地；电容C2连接在电阻R1和电阻R2的串联节点与第二运算放大器的反相输入端之间；电容C3连接在第二运算放大器的同相输入端和地之间；第二运算放大器的输出端作为抗混叠滤波器的输出端。

进一步的，所述的A/D采样单元包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C4、电容C5、电容C6、二极管D1、二极管D2、双电压比较芯片、压控振荡器和分频器；电阻R4的一端作为A/D采样单元的输入端；电阻R4的另一端连接电阻R5的一端、电容C4的一端和双电压比较芯片正输入端；电阻R5的另一端和电容C4的另一端接地；二极管D1的阳极和二极管D2的阴极接地，二极管D1的阴极和二极管D2的阳极连接双电压比较芯片正输入端；电阻R6连接在双电压比较芯片的负输入端和地之间；双电压比较芯片的输出端经过电阻R7后连接到压控振荡器的输入端；压控振荡器的输出端连接分频器的时钟输入端，经分频器分频后回馈到压控振荡器的鉴相器输入端，经压控振荡器处理后从输出端输出倍频信号。

进一步的，所述的高精度对时单元来自卫星的授时，使现场在线比对检测装置与电能质量监测终端进行时间同步。

进一步的，所述的外部存储单元用于存储波形和存储比对数据。

进一步的，所述的人机交互单元采用蓝牙通信，用于现场在线比对检测装置的数据输入和结果显示。

第二方面，本发明提供一种电能质量监测终端的现场在线比对检测方法，包括以下步骤：

步骤1、将被检测的电能质量监测终端与检测装置通过以太网连接，设置检测装置参数，启动电能质量监测终端与检测装置的网络精准对时，开展通信规约一致性的校验；

步骤2、启动测试，电网实时信号同步发送给电能质量监测终端和检测装置，每隔一固定时段读取并记录电能质量监测终端和检测装置的实时数据；

步骤3、设同一时刻检测装置的电能质量指标的测量值为χ _s，电能质量监测终端相应的测量值为χ _X，计算相应的分形维数，并计算电能质量监测终端和检测装置的分形维数误差，得到最终的阈值，使用阈值判断电能质量监测终端相应的测量值是否合格；

步骤4、重复步骤3直到现场比对检测完成所有检验点，停止测试。

进一步的，所述的步骤3包括：

步骤301、采用2次幂网格划分的方式对盒维数算法进行网格划分，计算盒维数；

步骤302、利用基于FCM算法的结构函数法计算无标度区间的斜率得到分形维数；

步骤303、利用W-M分形函数计算分形维数误差；

步骤304、根据分形维数误差设定最终的阈值，使用阈值判断电能质量监测终端相应的测量值是否合格。

本发明的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置和检测方法，大大降低电能质量监测终端的检测难度，提高检测效率，同时减少人力和物力成本。使得电能质量在线监测终端的周期性检测工作能够有效开展，从而保证各项电能质量指标的测量准确度，真正地将电能质量技术监督工作落到实处，为电网的安全、稳定、经济运行保驾护航。

附图说明

图1为本发明的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置的电路框图；

图2为信号调理单元的电路原理图；

图3为A/D采样单元的电路原理图；

图4为电源管理单元的电路原理图；

图5为电能质量监测装置现场比对检测框图；

图6为电能质量监测装置现场比对检测的数据流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。

以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

实施例一

本发明提供了一种电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，可以对电能质量监测终端进行现场比对检测，无需对电能质量监测终端进行拆装并运输到实验室，现场即可完成检测。

如图1所示，电能质量监测终端的现场在线比对检测装置包括信号调理单元、A/D采样单元、ARM微处理器单元、FPGA单元、外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元、高精度对时单元和电源管理单元。信号调理单元的输入端输入电压信号，信号调理单元的输出端连接A/D采样单元的输入端。A/D采样单元的输出端连接FPGA单元的第一输入端，高精度对时单元的输出端连接FPGA单元的第二输入端，FPGA单元将A/D采样单元发送的采样数据和高精度对时单元发送的时间数据送至ARM微处理器单元。ARM微处理器单元分别与外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元、高精度对时单元进行数据交互。所述的电源管理单元为供电单元，为信号调理单元、A/D采样单元、ARM微处理器单元、FPGA单元、外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元、高精度对时单元供电。

各单元电路的作用为：信号调理单元是将输入的电压信号滤波、调理至合适信号，送至A/D采样单元进行采样。

A/D采样单元利用过零检测及锁相环电路实现三相电压、电流信号的同步采样后，得到采样数据发送给FPGA单元。

FPGA单元控制A/D采样单元的卫星授时，并将采样数据和高精度对时单元发送的时间数据送至ARM微处理器。本申请的实施例中，FPGA单元采用XILINX公司的芯片DS181，该芯片通过串行总线与A/D采样单元进行数据交互；该芯片通过PCIE总线与ARM微处理器单元进行数据交互。

ARM微处理器单元作为整个装置的核心，对时间数据、采样数据、通信数据、人机交互数据和存储数据进行处理。

优选地，ARM微处理器单元包括人机交互组件、网络对时组件、数据获取组件、准确度计算组件和检测报告组件。网络对时组件通过获取FPGA单元内来自卫星授时的高精度时间，并把该时间作为整个系统的时钟源，设置为服务器模式，工作于客户端模式的监测终端通过高精度对时单元请求与网络对时组件进行时间同步操作；数据获取组件通过多规约通信单元获取监测终端的电能质量监测指标数据，并同时通过内部总线获取同一时间点和监测点的电能质量监测指标数据，并将上述两组数据流转至准确度计算组件；准确度计算组件则对获得两组电能质量监测数据进行分形维数计算以判断监测终端的准确度是否满足要求；检测报告组件则是以报告形式输出监测终端现场在对检测的准确度结果；人工交互组件与上述其它组件进行交互，进行数据输入、控制启动和结果显示。

ARM微处理器单元采用瑞芯微Rockchip芯片RK3399，具备CPU和GPU。其中CPU采用big.LITTLE大小核架构，双Cortex-A72大核+四Cortex-A53小核结构，对整数、浮点、内存等作了大幅优化，在整体性能、功耗及核心面积三个方面都具革命性提升。GPU采用四核ARM新一代高端图像处理器Mali-T860，集成更多带宽压缩技术，如智能迭加、ASTC、本地像素存储等，还支持更多的图形和计算接口，总体性能比上一代提升45％。ARM微处理器单元采用嵌入式LINUX操作系统。

外部存储单元用于存储波形和存储比对数据等。本申请的实施例中，外部存储单元采用SD卡，通过SPI连接与ARM微处理器单元进行数据读取、存储及删除等操作。

人机交互单元作为检测装置的数据输入、结果显示等。人机交互单元采用蓝牙通信，通过APP和应用程序与ARM微处理器单元进行数据交换，省去装置屏幕，方便开发，提供装置工作的可靠性。本申请的实施例中，人机交互单元采用蓝牙模块HC-05，连接到ARM微处理器单元的串行端口，允许ARM微处理器单元通过蓝牙连接与其他设备通信，蓝牙模块HC-05本身可以在主模式和从模式下运行，并且可以用于各种应用。蓝牙模块HC-05通过TX和RX引脚，支持使用标准AT命令，蓝牙模块HC-05启动后，任何蓝牙设备都应该可以发现它，可以使用标准密码连接到设备，建立连接后，数据通过蓝牙模块HC-05传输并转换为串行流，然后由蓝牙模块HC-05连接的ARM微处理器读取该串行流，从ARM微处理器发送数据的方式相反。

多规约通信单元是兼容不同厂家、不同型号的装置与主站的通讯规约，实现现场比对检测数据的获取。本申请的实施例中，多规约通信单元采用标准IEC61850规约，并兼容其它私有规约，以满足不同厂家不同型号的电能质量监测装置的现场在线比对检测的数据通信要求。

高精度对时单元是整个检测装置的时钟源，对上来自卫星的授时，使装置保持统一时间，对下通过网络对电能质量监测终端进行时间同步，以便精确开展现场比对检测业务。本申请的实施例中，高精度对时单元包括卫星授时电路和IEEE1588电路，其中卫星授时电路采用u-blox模块MAX-M8Q，支持GPS/Galileo/GLONASS/北斗，能够同时获取和跟踪不同的GNSS(全球导航卫星)系统，实现装置的时间得到精确授权，卫星授时电路与FPGA单元是通过串行总线进行数据交互；IEEE1588电路采用高通的第四代芯片AR8031，属于单端口，10/100/1000Mbps以太网物理层，支持IEEE 1588v2和同步以太网定时，IEEE1588电路与ARM微处理器单元是通过并行总线实现数据交换，而SNTP是属于纯软件功能，实现硬件IEEE1588和SNTP两功能，可以满足不同厂家不同型号的电能质量监测装置的现场在线比对检测的对时请求服务。

电源管理单元是整个检测装置的电源，供各单元、模块工作使用所需的电源。电源管理单元的设计采用二次电源方案，利用DC-DC变换产生需要的电源电压5V、3.3V。由于电源入口处电压降较大，功率要求较高，如果采用线性电源，不仅线性稳压电源在工作中会有很大的热量损失,其工作效率也会很低。因此，各电源都采用开关电源的变换方式。开关电源是用通过电路控制开关管进行高速的通道和截止。将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而生所需要的一组或多组电压。开关电源的功耗低，平均工作效率最高可达90％以上。5V电压的产生采用美国国家半导体公司的LM2576该芯片属于3A电流输出降压开关型集成稳压器，内含固定频率振荡器和基准稳压器，并具有完善的保护电路，包括电流限制及热判断电路等。电路如图4所示。

考虑到设计中对3.3V电压需求较大，如信号调理单元、A/D采样单元、ARM微处理器单元、FPGA单元、外部存储单元、人机交互单元、高精度对时单元均需3.3V电压作为电源电压。因此设计上3.3V电压的产生采用Intersil公司的ISL6443芯片，该芯片是高性能的三路输出控制器，每个输出可低至0.8V，以LM2576的输出电压作为ISL6443的输入电压，产生三路3.3V电压。两个脉冲宽度调制PWM成180°异相同步，减少了输入电流和汉波电压的有效值。同时还有过流保护和过热保护，避免了直流-直流元件在输出过载/短路情况下被损坏。

进一步的，在本申请的一种优选实施方式中，信号调理单元的电路原理图如图2所示。其中包括限流电阻Ri、取样电阻Rs、运算放大器OP07、电容C1和两个抗混叠滤波器。电压互感器二次侧的电压信号经变化后输入到限流电阻Ri的一端，限流电阻Ri的另一端连接运算放大器OP07的反相输入端，运算放大器OP07的同相输入端接地。取样电阻Rs连接在运算放大器OP07的反相输入端和输出端之间。电容C1连接在运算放大器OP07的输出端和地之间，起滤波作用。运算放大器OP07的输出端串联两个抗混叠滤波器后输出信号给A/D采样单元。

抗混叠滤波器包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C2、电容C3和运算放大器AD706。电阻R1的一端作为抗混叠滤波器的输入端，电阻R1与电阻R2串联后连接到运算放大器AD706的同相输入端。运算放大器AD706的反相输入端串联电阻R3后接地。电容C2连接在电阻R1和电阻R2的串联节点与运算放大器AD706的反相输入端之间。电容C3连接在运算放大器AD706的同相输入端和地之间。运算放大器AD706的输出端作为抗混叠滤波器的输出端。

信号调理单元工作原理为：电压回路采用精密电阻分压将电压互感器二次侧57.74V电压信号变成0.05V电压信号，电流回路采用高精度钳式电流传感器HIOKI 9694将PT二次侧输出电流信号5A变成0.05V电压信号。再将上述电压回路和电流回路的0.05V电压信号经过限流电阻Ri后送入运算放大器OP07芯片，建立跟随以提高输入阻抗，降低输出阻抗提高带负载能力。限流电阻Ri和取样电阻Rs均为2.5kΩ。为防止高频信号在A/D采样过程中造成频谱混叠，采用两级抗混叠滤波器对运算放大器OP07输出的信号进行滤波。抗混叠滤波器所使用的运算放大器采用AD706芯片。

进一步的，在本申请的一种优选实施方式中，A/D采样单元如图3所示。其中包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C4、电容C5、电容C6、二极管D1、二极管D2、双电压比较芯片LM393、压控振荡器CD4046和分频器CD4040。电阻R4的一端作为A/D采样单元的输入端。电阻R4的另一端连接电阻R5的一端、电容C4的一端和双电压比较芯片LM393正输入端。电阻R5的另一端和电容C4的另一端接地。二极管D1的阳极和二极管D2的阴极接地，二极管D1的阴极和二极管D2的阳极连接双电压比较芯片LM393正输入端。电阻R6连接在双电压比较芯片LM393的负输入端和地之间。双电压比较芯片LM393的输出端经过电阻R7后连接到压控振荡器CD4046的输入端14。压控振荡器CD4046的输出端4连接分频器CD4040的时钟输入端2，经分频器分频后回馈到压控振荡器CD4046的鉴相器输入端3，经压控振荡器CD4046处理后从输出端输出倍频信号。

A/D采样单元采用高精度24位高精度A/D采样芯片AD7768，远远高于目前主流监测装置的16位A/D采样精度，同时设计过零检测及锁相环电路，以满足三相电压、电流的同步采样，过零检测电路采用双电压比较芯片LM393，锁相环电路采用芯片CD4046。

工频信号与分频电路输出的50Hz左右的锁定方波一同进入鉴相器进行相位比较。鉴相器输出的比较结果中包含偏差电压成份，经环路滤波器滤波，产生控制电压，加在压控振荡器输入端；其产生的振荡输出经分频后变为锁定方波重新进入鉴相端，与工频信号进行相位比较。当两个信号相位差偏离标准时，环路滤波器必须输出偏差校正电压使压控振荡器产生频率变化，以使两个信号相位锁定在标准位置。由于压控振荡器片于该闭环系统中，在两个信号被锁定后，其压控振荡器输出的振荡频率必然是工频信号频率的整数倍。

图3的In输入的为A相电压，先通过电阻R4和R5分压，经过LM393信号比较输出方波送至压控振荡器CD4046，CD4046输出到分频器CD4040的时钟输入端，经分频后回馈到CD4046的鉴相器输入端，和待倍频的输入信号进行相位比较，得到的相位差经过低通滤波器产生一个控制电压调节压控振荡器的输出振荡频率，但鉴相器的两输入端频率相位一样时(即相位锁定)，压控振荡器的输出频率即为倍频后的频率。

频率跟踪电路由专用集成锁相芯片CD4046和分频芯片CD4040组成，以实现工频信号的相倍频，分频比为1/4096。在工频信号恰好在50Hz的情况下，该电路的锁相倍频率为50×4096＝204.8kHz，相当于一个工频周期内有4096个脉冲。

本发明还提供了一种电能质量监测终端的现场在线比对检测方法，可在现场免拆线、带电情况下对电能质量监测终端的准确度进行现场在线比对检测，现场在线比对检测框图如图5所示。具体地，电能质量监测终端的现场在线比对检测方法包括以下步骤：

步骤1、将被检测的电能质量监测终端与检测装置通过以太网连接，设置检测装置参数，启动网络精准对时，开展通信规约一致性的校验。

需要暂时断开电能质量监测终端与电能质量在线监测系统的连接网线，按图5连接电能质量监测终端和测量装置。

设置检测装置的IP地址、互感器变比、数据上传时间间隔和统计记录周期等参数。启动网络精准对时，开展通信规约一致性的校验的目的是为了使检测装置与电能质量监测终端接收到的电网实时信号具有高度的一致性。

ARM微处理器单元的网络对时组件通过获取FPGA单元内来自卫星授时的高精度时间，并把该时间作为整个系统的时钟源，设置为服务器模式，工作于客户端模式的监测终端通过高精度对时单元请求于网络对时组件进行时间同步操作。

步骤2、设置整点时刻T启动测试，电网实时信号同步发送给电能质量监测终端和检测装置，每隔一固定时段读取并记录电能质量监测终端和检测装置的实时数据。

在本发明的实施例中，固定时段设置为3s。固定时段的具体数值不应作为对本发明的限制。

检测装置的高精度测量模块接收电网实时信号，并通过内部总线将实时信号发送给主机进行相关数据的计算。主机同时接收监测终端发送的数据。

步骤3、设同一时刻检测装置的电能质量指标的测量值为χ _s，电能质量监测终端相应的测量值为χ _X，ARM微处理器单元的准确度计算组件计算相应的分形维数，并计算电能质量监测终端和检测装置的分形维数误差，得到最终的度量阈值。

在分形维数计算中常用的算法是盒维数算法，但是通过W-M分形函数的测试结果发现，在分形维数较高时盒维数算法的误差较大。用结构函数法来计算分形维数，而结构函数法在分形维数较低时误差较大。本发明是将盒维数算法和结构函数法相结合来设定更为精确的阈值。

盒维数算法的实现方法简单，是常用的分形维数计算方法，訾艳阳等在2001年提出了一种对离散振动信号进行盒维数计算的方法，将盒维数算法推广到了一维信号的分形维数计算中。

本发明将盒维数算法应用到一维信号的分形维数计算中，并且改变了传统盒维数算法的网格划分方式，把整数网格划分变为2次幂网格划分，这样在以2为底取对数时得到的散点图呈现的分布更好，得到的散点图近似为一条直线。

自然界中随机存在的分形不像数学分形具有无穷尺度的自相似性，只在一定范围内存在，这个尺度范围就是无标度区间。无标度区间为双对数曲线上较直的一段线段，斜率近似为常数。

结构函数法得到的双对数曲线无法用直线拟合，因此本发明通过FCM算法对一次差分后的双对数曲线进行聚类，最终的聚类结果为无标度区间，对无标度区间最小二乘拟合得到分形维数。以下将分别介绍不同网格划分的盒维数算法和基于FCM的结构函数算法以及常用来作为分形维数测试函数的W-M分形函数。

进一步的，在本申请的一种有选实施方式中，计算相应的分形维数包括以下步骤：

步骤301、采用2次幂网格划分的方式对盒维数算法进行网格划分，计算盒维数。

离散信号

Y是2维欧式空间R2上的闭集。用足够细的边长为2 ^ε的正方形网格对R2进行划分。N(2 ^ε)是集合Y的网格计数。以网格2 ^ε为基准，逐步放大到2 ^k网格，其中k∈Z ⁺，以N(2 ^k)为离散空间上的集合Y的网格计数。

在划分的过程中难免会遇到离散信号长度与网格大小不能整除的情况，将不能整除的部分全部舍去难免会影响计算精度，因此要对不能整除的部分进行处理，本文所用的处理方法为将不能整除的部分看作是一个新的网格来进行网格计数。

盒维数计算公式：

即:

具体的计算过程为

式中：

k＝0,1,L,M,M＜N，N为采样点数。

网格计数N(2 ^k)为：

N(2 ^k)＝P(2 ^k)/(2 ^k)+1 (4)

其中N(2 ^k)＞1。两个公式的含义为在不同大小的网格划分下计算出每一段区间的最大值与最小值差值，再通过差值得到网格数N(2 ^k)。

以

即k为横轴，

为纵轴，画出

散点图，对于图中的点用最小二乘法确定直线的斜率：

其中k1、k2为拟合区间的起点和终点，

为拟合斜率。盒维数D为：

算法在传统盒维数算法的基础上使用了一种新的网格划分方法，较之前的划分方法计算更为简便。盒维数在分形维数较高时误差较大，结构函数法误差更小。

步骤302、利用基于FCM算法的结构函数法计算无标度区间的斜率得到分形维数。

结构函数法将离散信号曲线上的所有点看作具有分形特征的时间序列。离散信号y(i)的结构函数s(t)为：

s(t)＝<[y(x+t)-y(x)] ²>＝ct ^4-2D (7)

其中，t代表数据点的间隔个数；s(t)是t的函数；x为曲线上的横坐标；y(x)为坐标x上所对应的纵坐标；<[y(x+t)-y(x)] ²>表示差方的算术平均值；c为常数，对结果无影响。

针对若干个t计算出相应的s(t)，得到双对数曲线lgt-lgs(t)的无标度区间，计算无标度区间的斜率得到分形维数。无标度区间是双对数曲线上比较直的一段线段，其斜率近似为常数，因此对结构函数进行一阶差分，特点为在无标度区间内波动微小，而在无标度区间外波动较大。可根据这个特点对一阶差分之后的双对数曲线进行聚类，选用FCM算法进行聚类。

FCM是基于目标函数的聚类算法，用模糊理论对数据进行分析和建模，不断修正聚类中心和分类矩阵到符合终止准则，得到对数据类属的不确定性描述,根据隶属程度得出数据的类别，是对K-means的改进算法。

已知数据样本X＝{x ₁,x ₂,L,x _n}的模糊分类矩阵A＝[a _ij] _c×n和聚类中心C＝[c ₁,c ₂,L,c _c] ^T，FCM可以表述为：

式中：c为聚类中心个数；n为样本个数；m为加权指数；a _ij和d _ij分别为第j个数据点对第i个聚类中心的隶属度和欧氏距离。

将一阶差分之后的结构函数分为两类，一类为数据中的粗大误差，要将其剔除。粗大误差的判别方法为对聚类结果分别进行最小二乘拟合，拟合误差更大的数据集为粗大误差。一次分类所得的区间范围可能不够准确，因此需要对保留下来的数据再次分类，去除部分杂点以求得更精确的无标度区间。对聚类结果分别进行最小二乘拟合，由于已经去除了粗大误差，第二次聚类结果在拟合误差上相差不会太大，单纯以拟合误差作为判别标准难免会产生一些问题，因此选择拟合结果中散点波动较小、拟合斜率为正的区间作为最终得到的无标度区间。无标度区间的斜率α，D与斜率α的转换关系为：

步骤303、利用W-M分形函数计算分形维数误差。

W-M分形函数常作为分形维数算法的测试函数。W-M分形函数由维尔斯特拉斯函数演变而成，该函数处处连续但又不可导。在曼德博创立了分形这一理论以后，维尔斯特拉斯函数与分形理论相结合，得到了Weierstrass-Mandelbrot分形函数，即W-M分形函数。随后Majumdar与Bhushan在W-M分形函数的基础上进行了修正，使其成为了更适合工程表面的数学模型，即M-B函数。目前所指的W-M分形函数就是指M-B函数，其表达式如下。

式中，Z(x)为曲线高度；x为曲线的位置坐标；G为特征尺度系数，取值范围在[0,1]之间；D为分形维数；λ ⁿ为曲线的空间频率，λ为大于1的常数，通常取λ＝1.5；nL是与曲线的最低截止频率相对应的序数；n为频率指数，且n不需要取过大值，在实际应用中一般取10-100之间的值。

将W-M分形函数在不同分形维数下得到的数据结果代入2次幂网格划分的盒维数算法，得到的结果如表1所示。

表1盒维数算法误差

将W-M分形函数在不同分形维数下得到的数据结果代入结构函数法，得到的结果如表2所示。

表2结构函数法误差

由表1和表2可以得出盒维数在分形维数较低时误差较低，在分形维数较高时误差较高，而结构函数法在分形维数较低时的误差较高，在分形维数较高时误差较低。因此将两种算法的计算结果相结合设定阈值，在不同的分形维数区间内采用不同的算法，最终设定的阈值结果如表3所示。

表3分形维数阈值

根据算法特点设定阈值，得到最终的阈值结果作为度量两条曲线的新指标。阈值结果由指定算法的区间内相对误差最大值得出，由于是电能质量监测终端和高精度电能质量测量装置两个设备分别计算分形维数，因此最终的阈值为两倍的相对误差。

综上所述，本实用新型具有以下有益效果：

本发明实现了一种简单易用的基于分形维数的电能质量监测终端现场在线比对检测方法及其装置，通过设计高精度电能质量测试装置使其测量精度、对时精度高于常规电能质量监测终端。其通讯规约兼容市面主流IEC61850通讯规约及私有规约。创新地发明了基于分形维数的电能质量监测终端现场在线比对检测方法，实现监测终端现场比对检测的即插即用。降低电能质量在线监测终端的现场比对检测难度，提高电能质量工作效率，同时有效减少人力、物力和时间成本。实现安装于电能质量监测终端的定期检测工作得以有效开展，真正地将电能质量技术监督工作落到实处，为电网的安全、稳定、经济运行保驾护航。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接或彼此可通讯；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

以上仅为说明本发明的实施方式，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，凡在本发明的精神和原则之内，不经过创造性劳动所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，包括信号调理单元、A/D采样单元、ARM微处理器单元、FPGA单元、外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元、高精度对时单元和电源管理单元；所述的信号调理单元的输入端输入电压信号，信号调理单元的输出端连接A/D采样单元的输入端；A/D采样单元的输出端连接FPGA单元的第一输入端，高精度对时单元的输出端连接FPGA单元的第二输入端；FPGA单元将A/D采样单元发送的采样数据和高精度对时单元发送的时间数据送至ARM微处理器单元；ARM微处理器单元分别与外部存储单元、人机交互单元、多规约通信单元和高精度对时单元进行数据交互；所述的电源管理单元为供电单元。
根据权利要求1所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的信号调理单元包括限流电阻Ri、取样电阻Rs、第一运算放大器、电容C1和两个抗混叠滤波器；电压信号输入到限流电阻Ri的一端，限流电阻Ri的另一端连接第一运算放大器的反相输入端，第一运算放大器的同相输入端接地；取样电阻Rs连接在第一运算放大器的反相输入端和输出端之间；电容C1连接在第一运算放大器的输出端和地之间，起滤波作用；第一运算放大器的输出端串联两个抗混叠滤波器后输出信号给A/D采样单元。
根据权利要求2所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的抗混叠滤波器包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C2、电容C3和第二运算放大器；电阻R1的一端作为抗混叠滤波器的输入端，电阻R1与电阻R2串联后连接到第二运算放大器的同相输入端；第二运算放大器的反相输入端串联电阻R3后接地；电容C2连接在电阻R1和电阻R2的串联节点与第二运算放大器的反相输入端之间；电容C3连接在第二运算放大器的同相输入端和地之间；第二运算放大器的输出端作为抗混叠滤波器的输出端。
根据权利要求1所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的A/D采样单元包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C4、电容C5、电容C6、二极管D1、二极管D2、双电压比较芯片、压控振荡器和分频器；电阻R4的一端作为A/D采样单元的输入端；电阻R4的另一端连接电阻R5的一端、电容C4的一端和双电压比较芯片正输入端；电阻R5的另一端和电容C4的另一端接地；二极管D1的阳极和二极管D2的阴极接地，二极管D1的阴极和二极管D2的阳极连接双电压比较芯片正输入端；电阻R6连接在双电压比较芯片的负输入端和地之间；双电压比较芯片的输出端经过电阻R7后连接到压控振荡器的输入端；压控振荡器的输出端连接分频器的时钟输入端，经分频器分频后回馈到压控振荡器的鉴相器输入端，经压控振荡器处理后从输出端输出倍频信号。
根据权利要求1所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的ARM微处理器单元包括人机交互组件、网络对时组件、数据获取组件、准确度计算组件和检测报告组件；所述的网络对时组件通过获取FPGA单元内来自卫星授时的高精度时间，并把该高精度时间作为整个系统的时钟源，设置为服务器模式；工作于客户端模式的电能质量监测终端通过高精度对时单元请求与网络对时组件进行时间同步操作；数据获取组件通过多规约通信单元获取电能质量监测终端的电能质量监测指标数据，并同时通过内部总线获取同一时间点和监测点的电能质量监测指标数据，并将上述两组电能质量监测指标数据流转至准确度计算组件；准确度计算组件则对获得两组电能质量监测指标数据进行分形维数计算以判断监测终端的准确度是否满足要求；检测报告组件以报告形式输出电能质量监测终端现场在线比对检测的准确度结果；人工交互组件与网络对时组件、数据获取组件、准确度计算组件和检测报告组件进行交互。
根据权利要求1所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的高精度对时单元来自卫星的授时，使现场在线比对检测装置与电能质量监测终端进行时间同步。
根据权利要求1所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的外部存储单元用于存储波形和存储比对数据。
根据权利要求1所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测装置，其特征在于，所述的人机交互单元采用蓝牙通信，用于现场在线比对检测装置的数据输入和结果显示。
电能质量监测终端的现场在线比对检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、将被检测的电能质量监测终端与检测装置通过以太网连接，设置检测装置参数，启动电能质量监测终端与检测装置的网络精准对时，开展通信规约一致性的校验；

步骤2、启动测试，电网实时信号同步发送给电能质量监测终端和检测装置，每隔一固定时段读取并记录电能质量监测终端和检测装置的实时数据；

步骤3、设同一时刻检测装置的电能质量指标的测量值为χ _s，电能质量监测终端相应的测量值为χ _X，计算相应的分形维数，并计算电能质量监测终端和检测装置的分形维数误差，得到最终的阈值，使用阈值判断电能质量监测终端相应的测量值是否合格；

步骤4、重复步骤3直到现场比对检测完成所有检验点，停止测试。
根据权利要求9所述的电能质量监测终端的现场在线比对检测方法，其特征在于，所述的步骤3包括：

步骤301、采用2次幂网格划分的方式对盒维数算法进行网格划分，计算盒维数；

步骤302、利用基于FCM算法的结构函数法计算无标度区间的斜率得到分形维数；

步骤303、利用W-M分形函数计算分形维数误差；

步骤304、根据分形维数误差设定最终的阈值，使用阈值判断电能质量监测终端相应的测量值是否合格。