WO2021214835A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2021214835A1
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capacitor
power
inverter
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由宇 川井
祐樹 糸川
健志 網本
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三菱電機株式会社
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    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device.
  • a configuration using an inverter whose DC side is divided into two may be used.
  • capacitors are connected in series between the positive and negative DC bus voltages in the power converter, and a grounded potential is given to the neutral points of these capacitors.
  • the influence of the AC side of the inverter causes a phenomenon that the voltage of the capacitor divided at the neutral point is unbalanced. Therefore, such imbalance is eliminated. Is required.
  • Patent Document 1 describes a DC-DC converter that controls the total DC voltage (that is, DC bus voltage) of a positive bus capacitor connected in series and a negative bus capacitor.
  • a configuration is described in which a balance circuit for eliminating the voltage difference between the positive bus capacitor and the negative bus capacitor is arranged.
  • Patent Document 1 since it is necessary to operate the DC-DC converter and the balance circuit in a coordinated manner, there is a concern that the control will be complicated. For example, if the responsiveness of the DC bus voltage control and the responsiveness of the voltage control by the balance circuit are the same, the voltage on the DC side of the inverter fluctuates due to the interference between the two, which affects the AC side of the inverter. There is a risk of giving.
  • the responsiveness of the DC bus voltage control is made higher than the responsiveness of the voltage control by the balance circuit to reduce the control interference between the two
  • the voltage inverters of the positive bus capacitor and the negative bus capacitor are used. If the convergence when balance occurs is too slow, it may affect the AC side of the inverter.
  • the responsiveness of the DC bus voltage control is made lower than the responsiveness of the voltage control by the balance circuit to reduce the control interference between the two, the voltage fluctuation of the DC bus when the output power of the inverter suddenly changes. If the absorption of the power is too slow, it may affect the AC side of the inverter.
  • the balance circuit is used, there is a concern that fine adjustment is required so as not to affect the AC side of the inverter.
  • the present disclosure has been made to solve such a problem, and an object of the present disclosure is to complicate control and efficiency in a power conversion device having a configuration in which the DC side of an inverter is divided into two by a capacitor. It is an object of the present invention to provide a circuit configuration capable of suppressing a voltage imbalance between the capacitors without causing a decrease.
  • the power converter includes a first capacitor and a second capacitor connected in series, a first converter, a second converter, an inverter having a DC side and an AC side, and a first converter. And a control circuit for controlling the operation of the second converter.
  • the first converter receives the input voltage from the power supply and outputs the first DC voltage to the first capacitor.
  • the second converter receives an input voltage common to that of the first converter and outputs a second DC voltage to the second capacitor.
  • the DC side of the inverter is connected to the first capacitor and the second capacitor.
  • the inverter uses the first DC voltage and the second DC voltage on the DC side to generate an AC voltage on the AC side.
  • the control circuit controls the first converter so as to control the first DC voltage according to the preset first voltage command value, and also controls the first converter according to the second voltage command value set to be equivalent to the first voltage command value.
  • the second converter is controlled so as to control the DC voltage.
  • the first DC voltage and the second capacitor of the first capacitor are subjected to the first converter and the second converter.
  • FIG. 1 It is a block diagram explaining the whole structure of the power conversion apparatus which concerns on this embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on 1st example of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on 2nd example of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on 3rd example of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on 4th example of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on 5th example of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on 6th example of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on the modification of Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating an overall configuration of a power conversion device according to the present embodiment.
  • the power conversion device 100 includes a first converter 20A, a second converter 20B, a first capacitor C1, a second capacitor C2, and an inverter 30.
  • the power conversion device 100 executes power conversion between the DC power supply 10 and the power system 40.
  • the DC power supply 10 outputs the power supply voltage Vi.
  • the DC power supply 10 is composed of, for example, a solar cell, a fuel cell, a stationary power storage device, an in-vehicle power storage device, or the like.
  • the power system 40 can be composed of, for example, a single-phase alternating current or a three-phase alternating current commercial system.
  • the power conversion device 100 converts the DC power from the DC power supply 10 into AC power for connecting to the power system 40.
  • the power conversion device 100 can also convert the AC power of the power system 40 into the charging power of the DC power source 10.
  • the first converter 20A executes DC / DC conversion between the DC power supply 10 and the first capacitor C1.
  • the second converter 20B performs DC / DC conversion between the DC power supply 10 and the second capacitor C2.
  • the first converter 20A receives the power supply voltage Vi from the DC power supply 10 and outputs the first DC voltage V1.
  • the first converter 20A includes a plurality of semiconductor switching elements (hereinafter, also simply referred to as switching elements) that are on / off controlled according to a control signal from the control circuit 50.
  • the second converter 20B receives the power supply voltage Vi common to the first converter 20A and outputs the second DC voltage V2.
  • the first converter 20A includes a plurality of switching elements that are on / off controlled in response to a control signal from the control circuit 50. That is, the power supply voltage Vi of the DC power supply 10 corresponds to the "input voltage" common to the first converter 20A and the second converter 20B.
  • Each of the first converter 20A and the second converter 20B executes DC / DC conversion by controlling the switching element on and off according to the control signal from the control circuit 50.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are connected in series to the DC side of the inverter 30 that performs DC / AC conversion.
  • a first terminal P1, a second terminal P2, and a third terminal P3 are provided on the DC side of the inverter 30.
  • the AC side of the inverter 30 is connected to the power system 40.
  • the high-voltage side and low-voltage side of the first capacitor C1 are connected to the first terminal P1 and the second terminal P2, respectively.
  • the high-voltage side and the low-voltage side of the second capacitor C2 are connected to the second terminal P2 and the third terminal P3, respectively.
  • the second terminal corresponds to the neutral point of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 connected in series.
  • the first DC voltage V1 from the first converter 20A is applied to the first capacitor C1.
  • the second DC voltage V2 from the second converter 20B is applied to the second capacitor C2.
  • the inverter 30 applies an AC voltage V1 between the first terminal P1 and the second terminal P2 and a second DC voltage V2 between the first terminal P1 and the second terminal P2 to the power system 40. Convert to voltage.
  • the first DC voltage V1 of the first capacitor C1 and the first DC voltage V1 of the first capacitor C1 are caused by the manufacturing variation of the capacitances of the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • an imbalance voltage imbalance
  • the inverter 30 when an operation in which the current of the first terminal P1 and the current of the third terminal P3 do not match occurs, a voltage imbalance also occurs between the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the balance circuit as in Patent Document 1 is obtained by individually controlling the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 by the first converter 20A and the second converter 20B. The above voltage imbalance is suppressed without providing.
  • the control circuit 50 controls the operation (power conversion) of the first converter 20A and the second converter 20B based on the detected values of the first DC voltage V1 and the second DC voltage from a voltage sensor (not shown). Specifically, the control circuit 50 generates the control signal Sca of the first converter 20A and the control signal Sca of the second converter 20B. Further, the control circuit 50 generates a control signal Sind that controls the operation of the inverter 30.
  • the DC power supply 10 is turned on so as to maintain the first DC voltage V1 at the first voltage command value V1 * by controlling the switching element on and off according to the control signal Sca from the control circuit 50. Adjust the output power. That is, by adjusting the power transmitted from the first converter 20A to the inverter 30 (first terminal P1 and second terminal P2), the first DC voltage V1 of the first capacitor C1 becomes the first voltage command value V1 *. Is controlled by.
  • the second converter 20B is a DC power supply that maintains the second DC voltage V2 at the second voltage command value V2 * by controlling the switching element on and off according to the control signal Scb from the control circuit 50. Adjust the input / output power of 10. That is, by adjusting the power transmitted from the second converter 20B to the inverter 30 (second terminal P2 and third terminal P3), the second DC voltage V2 of the second capacitor C2 becomes the second voltage command value V2 *. Is controlled by.
  • the first converter 20A and the second converter 20B By controlling the second converter 20B, the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 can be controlled to the same voltage value. As a result, even if there is a capacitance difference between the first capacitor C1 and the second capacitor C2, the voltage imbalance can be suppressed.
  • the inverter 30 even when there is a difference between the power taken out from the first capacitor C1 and the power taken out from the second capacitor C2, the voltage imbalance described above is performed between the first capacitor C1 and the second capacitor C2. Is a concern.
  • the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 are set to the same value by the first converter 20A and the second converter 20B, respectively. It can be controlled according to the 1 voltage command value V1 * and the 2nd voltage command value V2 *. As a result, even when the power required by the inverter 30 is biased to either the first capacitor C1 or the second capacitor C2, the first converter follows the first voltage command value V1 * and the second voltage command value V2.
  • the power output from the DC power supply 10 to the power system 40 can be adjusted at the same time.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device 110 according to the first example of the first embodiment.
  • the first converter 21A and the second converter 21B correspond to one embodiment of the first converter 20A and the second converter 20B of FIG.
  • the inverter 31 corresponds to an embodiment of the inverter 30 of FIG.
  • the first converter 21A has a so-called DAB (Dual Active Bridge) circuit configuration, and the switching elements Q1a to Q4a constituting the first bridge, the transformer T1A, and the switching elements Q5a to Q8a constituting the second bridge. And have.
  • DAB Device Active Bridge
  • any switching element that can be turned on and off by a control signal from the control circuit 50 such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), can be applied. It is possible.
  • the other switching elements described in the present embodiment can also be configured in the same manner as the switching elements Q1a to Q8a.
  • the switching elements Q1a to Q4a constituting the first bridge are on / off controlled according to the control signal from the control circuit 50 (FIG. 1).
  • the first bridge is connected between the DC power supply 10 and the primary winding of the transformer T1A.
  • the first bridge sets the power supply voltage Vi between the DC bus PL and NL to an AC voltage. Can be converted to and output to the primary winding of the transformer T1A.
  • the switching elements Q5a to Q8a constituting the second bridge are on / off controlled according to the control signal from the control circuit 50 (FIG. 1).
  • the second bridge is connected between the primary winding of the transformer T1A and the power lines DL1 and DL2.
  • the second bridge by alternately turning on and off the set of switching elements Q5a and Q8a and the set of switching elements Q6a and Q7a, the second bridge has an AC voltage transmitted to the secondary winding of the transformer T1A. Can be converted into a DC voltage between the power lines DL1 and DL2.
  • the power line DL1 is connected to the high voltage side of the first capacitor C1, and the power line DL2 is connected to the low voltage side of the first capacitor C1.
  • the first converter 21A electrically insulates between the DC power supply 10 and the first capacitor C1 and then executes DC / DC conversion of the power supply voltage Vi and the first DC voltage V1.
  • a phase difference is provided between the on / off control signal at the first bridge and the on / off control signal at the second bridge (typically between the switching elements Q1a and Q5a), and the phase difference is changed.
  • the control circuit 50 controls the switching elements Q1a to Q8a so as to adjust the phase difference based on the difference between the detected value of the first DC voltage V1 and the first voltage command value V1 *.
  • the signal Sca (FIG. 1) can be generated.
  • the second converter 21B has the same DAB circuit configuration as the first converter 21A, and has switching elements Q1b to Q4b constituting the first bridge, transformers T1B, and switching elements Q5b to constituting the second bridge. It has Q8b.
  • the second converter 21B is controlled by the control circuit 50 in the same manner as the first converter 21A.
  • the first bridge can convert the power supply voltage Vi between the DC bus PL and NL into the AC voltage of the primary winding of the transformer T1B.
  • the second bridge can convert the AC voltage transmitted to the secondary winding of the transformer T1A into a DC voltage between the power lines DL2 and DL3.
  • the power line DL2 is connected to the high voltage side of the second capacitor C2, and the power line DL3 is connected to the low voltage side of the second capacitor C2.
  • the second converter 21B can perform DC / DC conversion of the power supply voltage Vi and the second DC voltage V2 after electrically insulating the DC power supply 10 and the second capacitor C2.
  • the control circuit 50 controls the switching elements Q1b to Q8b so as to adjust the phase difference based on the difference between the detected value of the second DC voltage V2 and the second voltage command value V2 *.
  • the signal Scb (FIG. 1) can be generated.
  • control circuit 50 controls the first converter 21A and the second converter 21B, respectively, and according to the first voltage command value V1 * and the second voltage command value V2 *, the first DC voltage V1 and the second DC The voltage V2 can be controlled individually. Further, each of the first converter 21A and the second converter 21B has a DAB configuration, so that power can be transmitted in both the charging direction and the discharging direction of the DC power supply 10.
  • the inverter 31 includes switching elements Q10 to Q13 and diodes D10 and D11 constituting the first leg, switching elements Q20 to Q23 and diodes D20 and D21 constituting the second leg, and reactors Lac1 and Lac2 constituting the LC filter. It has capacitors Cac1 and Cac2.
  • the first terminal P1 is connected to the power line DL1
  • the second terminal P2 is connected to the power line DL2
  • the third terminal P3 is connected to the power line DL3.
  • the power line DL2 (second terminal P2) connected to the low voltage side of the first capacitor C1 and the high voltage side of the second capacitor C2 is connected to the ground wiring GL that supplies the ground potential. That is, on the DC side of the inverter 31, the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are connected in series, and the ground potential is at the neutral point corresponding to the connection point of the first capacitor C1 and the second capacitor C2. Is supplied.
  • Each of the first leg and the second leg has a circuit configuration for one phase of a so-called three-level inverter.
  • the AC output terminal Na1 of the first leg is connected to the power line ACL1 via the reactor Lac1. Any of + V1, ground potential (0 (V)), and ⁇ V2 is transmitted to the AC output terminal Na1 from the power lines DL1 to DL3.
  • the AC output end Na2 of the second leg is connected to the power line ACL2 via the reactor Lac2. Any of + V1, ground potential (0 (V)), and ⁇ V2 is transmitted to the AC output terminal Na1 from the power lines DL1 to DL3.
  • the power system 40 has single-phase, three-wire AC power supplies 41 and 42.
  • the AC power supply 41 is connected between the power line ACL1 and the ground wiring GL.
  • the LC filter of the AC power supply 41 is configured by the capacitor Cac1 connected in parallel with the AC power supply 41 and the reactor Lac1.
  • the AC power supply 42 is connected between the power line ACL2 and the ground wiring GL.
  • the LC filter of the AC power supply 41 is configured by the capacitor Cac2 connected in parallel with the AC power supply 42 and the reactor Lac2.
  • the control circuit 50 when the switching elements Q10 to Q13 of the first leg are turned on and off, the AC voltage (amplitude, frequency, phase) output to the power line ACL1 matches the AC voltage (amplitude, frequency, phase) of the AC power supply 41. It is controlled in the same way. Similarly, when the switching elements Q20 to Q23 of the second leg are turned on and off, the AC voltage (amplitude, frequency, phase) output to the power line ACL2 matches the AC voltage (amplitude, frequency, phase) of the AC power supply 42. Is controlled by. That is, the control circuit 50 generates control signals Sinv (FIG. 1) of the switching elements Q10 to Q13 and Q20 to Q23 of the inverter 31 so as to be connected to the single-phase three-wire power system 40.
  • An extreme example in which voltage imbalance between the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is likely to occur is the connection of a half-wave rectified load during independent operation using an inverter 31 compatible with a single-phase three-wire system.
  • the first converter 21A and the second converter 21B individually control the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2. Therefore, even if a large amount of power is taken out from one of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by the inverter 30, when the control circuit 50 detects a decrease in the first DC voltage V1 or the second DC voltage V2 due to this, the decrease occurs.
  • the first converter 21A or the second converter 21B is controlled so as to return the DC voltage to the first voltage command value V1 * or the second voltage command value V2 *. As a result, the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device 111 according to the second example of the first embodiment.
  • the power conversion device 111 is different from the power conversion device 110 shown in FIG. 2 in that it includes an inverter 32 instead of the inverter 31. Since the first converter 21A and the second converter 21B are the same as those in FIG. 2, detailed description will not be repeated.
  • the inverter 32 has switching elements Q50 and Q51 constituting the first leg and switching elements Q60 and Q61 constituting the second leg. Also in the inverter 32, the first terminal P1 is connected to the power line DL1, the second terminal P2 is connected to the power line DL2, and the third terminal P3 is connected to the power line DL3. On the DC side of the inverter 32, the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are connected in series, and a ground potential is supplied to the neutral point corresponding to the connection point of the first capacitor C1 and the second capacitor C2. Will be done.
  • Each of the first leg and the second leg has a so-called two-level inverter circuit configuration.
  • the AC output terminal Nb1 of the first leg is connected to the power line ACL1 via the reactor Lac1.
  • Either + V1 or ⁇ V2 is transmitted from the power line DL1 or DL3 to the AC output terminal Nb1.
  • the AC output terminal Na2 of the second leg is connected to the power line ACL2 via the reactor Lac2.
  • Either + V1 or ⁇ V2 is transmitted from the power line DL1 or DL3 to the AC output terminal Nb1.
  • the power line DL2 (second terminal P2) is not connected to the first leg and the second leg.
  • the power system 40 has single-phase, three-wire AC power supplies 41 and 42, as in FIG. That is, the same LC filter as in FIG. 2 is connected to the AC power supplies 41 and 42.
  • the control circuit 50 when the switching elements Q50 and Q51 of the first leg are turned on and off, the AC voltage (amplitude, frequency, phase) output to the power line ACL1 matches the AC voltage (amplitude, frequency, phase) of the AC power supply 41. It is controlled in the same way.
  • the switching elements Q60 and Q61 of the second leg when the switching elements Q60 and Q61 of the second leg are turned on and off, the AC voltage (amplitude, frequency, phase) output to the power line ACL2 matches the AC voltage (amplitude, frequency, phase) of the AC power supply 42. Is controlled by. That is, the control circuit 50 generates the control signals Sinv (FIG. 1) of the switching elements Q50, Q51, Q61, and Q62 of the inverter 32 so as to be connected to the single-phase three-wire power system 40.
  • the first converter 21A and the second converter 21B have the first DC voltage V1 as in the power conversion device 110 in FIG.
  • the second DC voltage V2 is controlled individually. Therefore, even if a voltage imbalance occurs between the first capacitor C1 and the second capacitor C2 during independent operation or the like, the first converter 31A and the second converter 31B cause the first voltage command value V1 * and the second voltage.
  • the voltage imbalance can be suppressed.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device 112 according to the third example of the first embodiment.
  • the power conversion device 112 has a different configuration of the power system 40 as compared with the power conversion device 110 shown in FIG.
  • the power system 40 has a three-phase three-wire AC power supply 41 to 43.
  • the AC power supply 41 is connected between the power line ACL1 and the ground wiring GL.
  • the AC power supply 42 is connected between the power line ACL2 and the ground wiring GL.
  • the AC power supply 43 is connected between the power line ACL1 and the power line ACL2.
  • a phase difference of 120 ° is provided between the AC voltages of the AC power supplies 41 to 43.
  • a first converter 21A and a second converter 21B similar to those in FIG. 2 are arranged between the first capacitor C1 and the second capacitor C2 and the DC power supply 10. Further, an inverter 31 similar to that shown in FIG. 2 is arranged between the first converter 21A and the second converter 21B and the ground wiring GL and the power lines ACL1 and ACL2. An LC filter similar to that shown in FIG. 2 is provided for the power lines ACL1 and ACL2.
  • the switching elements Q10 to Q13 of the first leg and the switching elements Q20 to Q23 of the second leg are turned on and off by the AC voltage output to the power line ACL1 and the AC output to the power line ACL2.
  • the voltage is controlled so that it has the same amplitude and the same frequency (specifically, equivalent to the nominal value of the AC power supplies 41 to 43), and the phase difference between the two is 120 °. That is, the control circuit 50 generates control signals Sinv (FIG. 1) of the switching elements Q10 to Q13 and Q20 to Q23 of the inverter 31 so as to be system-connected to the three-phase three-wire power system 40.
  • the current for one of the three-phase AC power supplies 41 to 43 flows through the second terminal P2, that is, the ground wiring GL. Therefore, the energies of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are alternately consumed every half cycle of the system cycle corresponding to the reciprocal of the frequency of the AC voltage of the AC power supplies 41 to 43.
  • the first DC voltage V1 (first capacitor C1) and the second DC voltage V2 (second capacitor C2) are described above. Positive and negative imbalances occur in half the system cycle.
  • the first converter 21A and the second converter 21B individually control the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 to deal with such voltage fluctuations. It is possible to suppress voltage imbalance. Specifically, by controlling the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 according to the first voltage command value V1 * and the second voltage command value V2, the first capacitor 31A and the second converter 31B to the first capacitor It is possible to control the output power to each of the C1 and the second capacitor C2 so as to increase or decrease according to the change in the power consumption from the first capacitor C1 and the second capacitor C2 every half cycle described above.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a fourth example of the first embodiment.
  • the power conversion device 113 has a configuration in which the power conversion device 111 shown in FIG. 3 is connected to a three-phase three-wire system power system 40 similar to that in FIG.
  • the AC voltage of the power lines ACL1 and ACL2 to which the AC power supplies 41 to 43 are connected is controlled by the inverter 32 (two-level inverter) similar to that in FIG. That is, the control circuit 50 generates control signals Sinv (FIG. 1) of the switching elements Q50, Q51, Q60, and Q61 of the inverter 32 so as to be system-connected to the three-phase three-wire power system 40.
  • the switching elements Q50 and Q51 of the first leg and the switching elements Q60 and Q61 of the second leg are turned on and off by the AC voltage output to the power line ACL1 and the power line.
  • the AC voltage output to the ACL2 has the same amplitude and the same frequency (specifically, equivalent to the nominal value of the AC power supplies 41 to 43), and the phase difference between the two is controlled to be 120 °. ..
  • the first converter 21A and the second converter 21B are the first direct current.
  • the voltage V1 and the second DC voltage V2 are controlled individually. Therefore, as described with reference to FIG. 4, it is possible to cope with the voltage imbalance caused by the alternating energy consumption of the first capacitor C1 and the second capacitor C2. That is, the voltage imbalance is caused by the first converter 21A and the second converter 21B controlling the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 according to the first voltage command value V1 * and the second voltage command value V2. It can be suppressed.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a fifth example of the first embodiment.
  • the power conversion device 114 includes a point including the inverter 33 instead of the inverter 31 as compared with the power conversion device 112 shown in FIG. 4, and the power system 40 has a three-phase four-wire system. The difference is that it is composed of expressions.
  • the three-phase four-wire power system 40 has AC power supplies 41 to 43 connected between the three power lines ACL1 to ACL3 and the ground wiring GL, respectively.
  • FIG. 6 it is possible to omit the grounding of the power system 40 by grounding the second terminal P2 on the DC side of the inverter 33.
  • Inverter 33 includes switching elements Q10 to Q13 and diodes D10 and D11 (first leg) and switching elements Q20 to Q23 and diodes D20 and D21 (second leg) similar to the inverter 31 in FIG. Further includes switching elements Q30 to Q33 and diodes D30 and D31 constituting the above.
  • the third leg has a circuit configuration for one phase of a three-level inverter, and the AC output terminal Na3 of the third leg is connected to the power line ACL3 via the reactor Lac3. Will be done. Any of + V1, ground potential (0 (V)), and ⁇ V2 is transmitted to the AC output terminal Na3 from the power lines DL1 to DL3.
  • the AC power supply 43 can be provided with the same LC filter as the AC power supplies 41 and 42.
  • the control circuit 50 generates control signals Sinv (FIG. 1) of the switching elements Q10 to Q13, Q20 to Q23, and Q30 to Q33 of the inverter 33 so as to be connected to the three-phase four-wire power system 40.
  • the AC voltages of the AC power supplies 41 to 43 have the same amplitude and frequency, and are controlled so as to be out of phase by 120 °. Therefore, the switching elements Q10 to so that the AC voltage output from the first to third legs to the power lines ACL1 to ACL3, respectively, matches the AC voltage (amplitude, frequency, phase) of the AC power supplies 41 to 43 described above.
  • the on / off of Q13, Q20 to Q23, and Q30 to Q33 is controlled.
  • the first converter 21A and the second converter 21B individually control the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2. Therefore, even if a voltage imbalance occurs due to the above phenomenon, when the control circuit 50 detects a decrease in the first DC voltage V1 or the second DC voltage V2 due to the voltage imbalance, the reduced DC voltage is used as the first voltage command value V1 *.
  • the first converter 21A or the second converter 21B is controlled so as to return to the second voltage command value V2. As a result, the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device 115 according to the sixth example of the first embodiment.
  • the power conversion device 115 includes a point including the inverter 34 instead of the inverter 32, and the power system 40 is a three-phase four-wire system, as compared with the power conversion device 113 shown in FIG. The difference is that it is composed of expressions. That is, the power system 40 is the same as in FIG. 6, and has AC power supplies 41 to 43 connected between the three power lines ACL1 to ACL3 and the ground wiring GL, respectively.
  • the switching elements Q50 and Q51 in addition to the switching elements Q50 and Q51 (first leg) and the switching elements Q60 and Q61 (second leg) similar to the inverter 32 of FIG. 5, the switching elements Q70 and Q71 constituting the third leg are further added. Have.
  • the third leg has a circuit configuration for one phase of a two-level inverter, and the AC output terminal Nb3 of the third leg is connected to the power line ACL3 via the reactor Lac3. Will be done. Either + V1 or ⁇ V2 is transmitted from the power line DL1 or DL3 to the AC output terminal Nb3.
  • the AC power supply 43 can be provided with the same LC filter as the AC power supplies 41 and 42.
  • the control circuit 50 generates control signals Sinv (FIG. 1) of the switching elements Q50, Q51, Q60, Q61, Q70, and Q71 of the inverter 34 so as to be connected to the three-phase four-wire power system 40.
  • the AC voltages out of phase by 120 ° are the first to third so as to match the AC voltages (amplitude, frequency, phase) of the AC power supplies 41 to 43 controlled as described with reference to FIG.
  • the on / off of the switching elements Q50, Q51, Q60, Q61, Q70, and Q71 can be controlled so that they are output from the legs to the power lines ACL1 to ACL3, respectively.
  • the first converter 21A and the second converter 21B have the first DC voltage V1 and the second DC voltage.
  • V2 is controlled individually. Therefore, even if a voltage imbalance occurs between the first capacitor C1 and the second capacitor C2, when the control circuit 50 detects a decrease in the first DC voltage V1 or the second DC voltage V2 due to this, the reduced DC voltage
  • the first converter 21A or the second converter 21B is controlled so as to return the voltage to the first voltage command value V1 * or the second voltage command value V2 *. As a result, the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed.
  • the first converter 21A and the second converter 21B are arranged between the DC power supply 10 and the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the first DC voltage (first capacitor C1) and the second DC voltage (second capacitor C2) can be controlled individually.
  • the voltage imbalance can be suppressed by controlling the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 by the first converter 21A and the second converter 21B.
  • the balance circuit as in Patent Document 1 is not provided, the voltage imbalance can be suppressed without causing power loss due to charging / discharging between the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the voltage of the capacitors (first capacitor C1 and second capacitor C2) divided at the neutral point is converted into an AC voltage by the inverter 30 (31 to 34).
  • the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed without complicating the control and lowering the efficiency.
  • the electric power transferred between the DC power supply 10 and the power system 40 through the individual control of the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 by the first converter 20A (21A) and the second converter 20B (21B) is also obtained.
  • the first converter 21A and the second converter 21B have a DAB configuration including a transformer to electrically insulate between the DC power supply 10 and the power system 40, and to charge and discharge the DC power supply 10. Bidirectional power conversion is possible.
  • the control of suppressing the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by the first converter 21A and the second converter 21B is mainly described assuming the grid connection. ..
  • the same control can be similarly applied when a load independent of the power system is connected, that is, in the case of independent operation operation.
  • the power consumption from the first capacitor C1 and the second capacitor C2 tends to be unbalanced, but the above-mentioned first DC voltage It is possible to suppress the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 through the individual control of V1 and the second DC voltage V2.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a modified example of the first embodiment.
  • the power conversion device 110x according to the modified example of the first embodiment is different in that the converter 21C is provided in place of the first converter 20A and the second converter 20B shown in FIG. As will be described later, the converter 21C corresponds to a transformer primary side of the first converter 20A and the second converter 20B in the first embodiment integrally configured by using a multi-winding transformer.
  • the converter 21C has switching elements Q1 to Q4 constituting the first bridge, a multi-winding transformer Trm, and switching elements Q5a to Q8a and Q5b to Q8b constituting the second bridge.
  • the multi-winding transformer Trm has a primary winding CL1, a first secondary winding CL2a, and a second secondary winding CL2b wound around a common core.
  • An AC voltage proportional to the AC voltage of the primary winding CL1 is output to each of the first secondary winding CL2a and the second secondary winding CL2b.
  • the first bridge by the switching elements Q1 to Q4 is connected between the DC power supply 10 and the primary winding CL1 of the multi-winding transformer Trm.
  • the switching elements Q1 to Q4 are turned on and off in the same manner as the switching elements Q1a to Q4a or Q1b to Q4b in FIG. 2 and the like according to the control signal from the control circuit 50 (FIG. 1).
  • the first bridge can convert the power supply voltage Vi between the DC bus PL and NL into an AC voltage and output the AC voltage to the primary winding CL1.
  • the first second bridge by the switching elements Q5a to Q8a is connected between the first secondary winding CL2a and the power lines DL1 and DL2.
  • the second second bridge by the switching elements Q5b to Q8b is connected between the second secondary winding CL2b and the power lines DL2 and DL3.
  • the connection relationship between the first capacitor C1 and the second capacitor C2 and the power lines DL1 to DL3 is the same as that of the first embodiment.
  • the switching elements Q5a to Q8a are on / off controlled in the same manner as the first converter 21A according to the control signal from the control circuit 50 (FIG. 1). As a result, the switching elements Q5a to Q8a convert the AC voltage transmitted to the first secondary winding CL2a into the first DC voltage V1 output to the first capacitor C1 connected between the power lines DL1 and DL2. can do.
  • the switching elements Q5b to Q8b are on / off controlled in the same manner as the second converter 21B according to the control signal from the control circuit 50 (FIG. 1). As a result, the switching elements Q5b to Q8b convert the AC voltage transmitted to the second secondary winding CL2b into a second DC voltage V2 output to the second capacitor C2 connected between the power lines DL2 and DL3. can do.
  • the power transmitted from the converter 21C to the inverter 30 via the first capacitor C1 is adjusted in both directions. can do.
  • the second By providing the phase difference of the above and changing the second phase difference, the power transmitted from the converter 21C to the inverter 30 via the second capacitor C2 can be adjusted in both directions.
  • the control circuit 50 (FIG. 1) adjusts the first phase difference based on the difference between the detected value of the first DC voltage V1 and the first voltage command value V1 *, so that the switching elements Q5a to The on / off control signal of Q8a can be generated. Further, the control circuit 50 controls on / off of the switching elements Q5b to Q8b so as to adjust the second phase difference based on the difference between the detected value of the second DC voltage V2 and the second voltage command value V2 *. A signal can be generated.
  • the converter 21C in the modified example of the first embodiment also controls the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 individually according to the first voltage command value V1 * and the second voltage command value V2 *. can do.
  • the configuration of the power system 40 is any of the single-phase three-wire system, the three-phase three-wire system, and the three-phase four-wire system described with reference to FIGS. It is also possible to apply. Further, as for the inverter 30, any of the inverters 31 to 34 described with reference to FIGS. 2 to 7 can be used in accordance with the configuration of the power system 40.
  • the voltage of the capacitors (first capacitor C1 and second capacitor C2) divided at the neutral point is converted into an AC voltage by the inverter 30.
  • the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 can be individually controlled by the converter 21C in which the primary side of the multi-winding inverter is shared.
  • the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed without complicating the control and lowering the efficiency, and the converter is configured.
  • the number of switching elements to be used can be reduced.
  • the converter 21 also has a DAB configuration including a transformer, so that the DC power supply 10 and the power system 40 are electrically insulated from each other, and bidirectional power conversion in the charging direction and the discharging direction of the DC power supply 10 is possible. It becomes.
  • the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed by the same control not only in the system interconnection but also in the case of the independent operation operation. It is possible.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the power conversion device 120 includes a first converter 22A, a second converter 22B, a first capacitor C1, a second capacitor C2, an inverter 30, and a control circuit 50. Be prepared.
  • the power conversion device 120 executes power conversion between the AC power supply 60 and the power system 40.
  • power is transmitted from the AC power supply 60 to the power system 40 with electrical insulation via a multi-winding transformer Trm.
  • the multi-winding transformer Trm has a primary winding CL1, a first secondary winding CL2a, and a second secondary winding CL2b, as in FIG.
  • the AC power supply 60 includes a DC power supply 10 and switching elements Q1 to Q4 constituting a full-bridge inverter.
  • the full bridge circuit by the switching elements Q1 to Q4 is connected between the DC power supply 10 and the primary winding CL1 of the multi-winding transformer Trm.
  • the AC power supply 60 converts the DC voltage from the DC power supply 10 into an AC voltage by a full bridge inverter.
  • the AC voltage is output to the primary winding CL1 of the multi-winding transformer Trm as the power supply voltage Vi (that is, the "input voltage" of the first converter 22A and the second converter 22B).
  • the AC power supply 60 is composed of a high-frequency power supply via magnetic coupling, which is used for non-contact power supply.
  • the first converter 22A has switching elements Q5a to Q8a constituting a full bridge circuit connected between the first secondary winding CL2a and the power lines DL1 and DL2.
  • the second converter 22B has switching elements Q5b to Q8b constituting a full bridge circuit connected between the second secondary winding CL2b and the power lines DL2 and DL3.
  • the switching elements Q5a to Q8a are on / off controlled according to the control signal from the control circuit 50.
  • the first converter 22A converts the AC voltage transmitted to the first secondary winding CL2a into the first DC voltage V1 output to the first capacitor C1 connected between the power lines DL1 and DL2. be able to.
  • the switching elements Q5b to Q8b are on / off controlled according to the control signal from the control circuit 50.
  • the second converter 22B converts the AC voltage transmitted to the second secondary winding CL2b into a second DC voltage V2 output to the second capacitor C2 connected between the power lines DL2 and DL3. be able to.
  • the first converter 22A bidirectionally adjusts the power transmitted from the AC power supply 60 (first secondary winding CL2a) to the inverter 30 via the first capacitor C1 according to a known control method of a full bridge circuit. can do.
  • the electric power transmitted from the AC power supply 60 (second secondary winding CL2b) to the inverter 30 via the second capacitor C2 is transmitted according to a known control method of the full bridge circuit. It can be adjusted in both directions.
  • the control circuit 50 generates on / off control signals of the switching elements Q5a to Q8a constituting the first converter 22A based on the difference between the detected value of the first DC voltage V1 and the first voltage command value V1 *. be able to. Further, the control circuit 50 generates on / off control signals of the switching elements Q5b to Q8b constituting the second converter 22B based on the difference between the detected value of the second DC voltage V2 and the second voltage command value V2 *. be able to. As a result, also in the power conversion device 120 according to the second embodiment, the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 can be individually controlled according to the first voltage command value V1 * and the second voltage command value V2. can.
  • the configuration of the power system 40 is the single-phase three-wire system, the three-phase three-wire system, and the three-phase four described in the first embodiment (FIGS. 2 to 7). It is possible to apply any of the linear formulas. Further, as for the inverter 30, any of the inverters 31 to 34 described in the first embodiment (FIGS. 2 to 7) can be used in accordance with the configuration of the power system 40.
  • the voltage of the capacitors (first capacitor C1 and second capacitor C2) divided at the neutral point is converted into an AC voltage by the inverter 30.
  • the first DC voltage V1 and the second DC voltage V2 can be individually controlled by the converter 21C in which the primary side of the multi-winding transformer is shared.
  • the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be suppressed without complicating the control and lowering the efficiency. Also in the second embodiment, it is possible to suppress the voltage imbalance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by the same control not only in the case of grid interconnection but also in the case of independent operation operation. .. Further, also in the power conversion device 120, the DC power supply 10 and the power system 40 are electrically insulated by the multi-winding transformer Trm, and the first converter 22A and the second converter 22B have a full bridge configuration. Therefore, bidirectional power conversion in the charging direction and the discharging direction of the DC power supply 10 becomes possible.
  • the specific configurations of the first converter 20A (21A, 22A), the second converter 20B (21B, 22B), and the inverters 30 (31 to 34) are, if feasible, the first embodiment and the like. It is not limited to the modified example and the example in the second embodiment. That is, in each embodiment, the same power conversion (DC / DC conversion, AC /) as the first converter 20A (21A, 22A), the second converter 20B (21B, 22B), and the inverter 30 (31 to 34). If DC conversion or DC / AC power conversion) is feasible, the point that any circuit configuration can be applied will be described confirmably.
  • first converter 20A and the second converter 20B an isolated converter having a transformer (including a multi-winding transformer) (first converters 21A, 22A, second converter 21B, Although 22B and the converter 21C) have been described, it is also possible to configure the first converter 20A and the second converter 20B by a non-isolated converter.

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Abstract

第１コンデンサ（Ｃ１）及び第２コンデンサ（Ｃ２）は、インバータ（３０）の直流側で、中性点（Ｐ２）を介して直列接続される。第１コンバータ（２０Ａ）は、電源（１０）からの入力電圧（Ｖｉ）を受けて第１直流電圧（Ｖ１）を第１コンデンサ（Ｃ１）に出力する。第２コンバータ（２０Ｂ）は、共通の入力電圧（Ｖｉ）を受けて第２直流電圧（Ｖ２）を第２コンデンサ（Ｃ２）に出力する。制御回路（５０）は、予め設定された第１電圧指令値（Ｖ１＊）に従って第１直流電圧（Ｖ１）を制御するように第１コンバータ（２０Ａ）を制御するとともに、第１電圧指令値（Ｖ１＊）と同等に設定された第２電圧指令値（Ｖ２＊）に従って第２直流電圧（Ｖ２）を制御するように第２コンバータ（２０Ｂ）を制御する。

Description

電力変換装置
　本開示は、電力変換装置に関する。
　電力変換装置において、直流側が２分割されたインバータを用いた構成が用いられる場合がある。この様な構成では、インバータの直流側において、電力変換装置における正負の直流母線電圧間にコンデンサが直列接続されるとともに、これらのコンデンサの中性点に、接地された電位が与えられる。
　上記の構成では、インバータの交流側の影響（例えば、電力系統の電圧高調波歪み）によって、中性点で分割されたコンデンサの電圧がアンバランスする現象が生じるため、この様なアンバランスの解消が必要となる。
　例えば、特許第６０８７５３１号公報（特許文献１）には、直列接続された正側母線コンデンサと、負側母線コンデンサとの全体の直流電圧（即ち、直流母線電圧）を制御するＤＣ－ＤＣコンバータに加えて、正側母線コンデンサ及び負側母線コンデンサの電圧差を解消するためのバランス回路を配置する構成が記載されている。
特許第６０８７５３１号公報
　しかしながら、特許文献１の構成では、ＤＣ－ＤＣコンバータ及びバランス回路を協調的に動作させる必要があるため、制御の複雑化が懸念される。例えば、直流母線電圧の制御の応答性と、バランス回路による電圧制御との応答性が同等であると、両者の干渉によってインバータの直流側の電圧が変動することで、インバータの交流側に影響を与える虞がある。
　又、直流母線電圧の制御の応答性を、バランス回路による電圧制御の応答性よりも高くすることで両者の制御干渉の軽減を図る場合には、正側母線コンデンサ及び負側母線コンデンサの電圧アンバランス発生時の収束が遅くなり過ぎると、インバータの交流側に影響を与える虞がある。逆に、直流母線電圧の制御の応答性を、バランス回路による電圧制御の応答性よりも低くして両者の制御干渉の軽減を図る場合には、インバータの出力電力急変時における直流母線の電圧変動の吸収が遅くなり過ぎると、インバータの交流側に影響を与える虞がある。このように、バランス回路を用いると、インバータの交流側に影響を与えないように細密な調整が必要になることが懸念される。
　更に、特許文献１のバランス回路の制御動作は、正側母線コンデンサ及び負側母線コンデンサの一方（高電圧側）によって他方（低電圧側）を充電するものであるので、バランス回路での電力損失によって、電力変換装置全体の効率が低下することも懸念される。
　本開示は、この様な問題点を解決するためになされたものであって、本開示の目的は、インバータの直流側がコンデンサによって２分割された構成の電力変換装置において、制御の複雑化及び効率低下を招くことなく、当該コンデンサ間の電圧アンバランスを抑制することが可能な回路構成を提供することである。
　本開示のある局面によれば、電力変換装置は、直列接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、第１コンバータと、第２コンバータと、直流側及び交流側を有するインバータと、第１コンバータ及び第２コンバータの動作を制御する制御回路とを備える。第１コンバータは、電源からの入力電圧を受けて第１直流電圧を第１コンデンサに出力する。第２コンバータは、第１コンバータと共通の入力電圧を受けて第２直流電圧を第２コンデンサに出力する。インバータの直流側は、第１コンデンサ及び第２コンデンサと接続される。インバータは、直流側の第１直流電圧及び第２直流電圧を用いて、交流側に交流電圧を生成する。制御回路は、予め設定された第１電圧指令値に従って第１直流電圧を制御する様に第１コンバータを制御するとともに、第１電圧指令値と同等に設定された第２電圧指令値に従って第２直流電圧を制御する様に第２コンバータを制御する。
　本開示によれば、インバータの直流側が第１及び第２コンデンサによって２分割された構成の電力変換装置において、第１コンバータ及び第２コンバータによって、第１コンデンサの第１直流電圧及び第２コンデンサの第２直流電圧とを個別に制御することで、制御の複雑化及び効率低下を招くことなく、第１及び第２コンデンサ間の電圧アンバランスを抑制することができる。
本実施の形態に係る電力変換装置の全体構成を説明するブロック図である。 実施の形態１の第１の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１の第２の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１の第３の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１の第４の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１の第５の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１の第６の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
　以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
　実施の形態１．
　図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の全体構成を説明するブロック図である。
　図１を参照して、本実施の形態に係る電力変換装置１００は、第１コンバータ２０Ａ、第２コンバータ２０Ｂ、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、及び、インバータ３０を備える。電力変換装置１００は、直流電源１０と、電力系統４０との間で電力変換を実行する。
　直流電源１０は、電源電圧Ｖｉを出力する。直流電源１０は、例えば、太陽電池、燃料電池、載置型蓄電装置、又は、車載蓄電装置等によって構成される。電力系統４０は、例えば、単相交流、又は、三相交流の商用系統で構成することができる。
　例えば、電力変換装置１００は、直流電源１０からの直流電力を、電力系統４０と連系するための交流電力に変換を実行する。或いは、反対に、電力変換装置１００は、電力系統４０の交流電力を、直流電源１０の充電電力に変換することも可能である。
　第１コンバータ２０Ａは、直流電源１０と第１コンデンサＣ１との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。同様に、第２コンバータ２０Ｂは、直流電源１０と第２コンデンサＣ２との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。
　具体的には、第１コンバータ２０Ａは、直流電源１０からの電源電圧Ｖｉを受けて、第１直流電圧Ｖ１を出力する。後述する様に、第１コンバータ２０Ａは、制御回路５０からの制御信号に応じてオンオフ制御される複数の半導体スイッチング素子（以下、単に、スイッチング素子とも称する）を含んで構成される。
　同様に、第２コンバータ２０Ｂは、第１コンバータ２０Ａと共通の電源電圧Ｖｉを受けて、第２直流電圧Ｖ２を出力する。後述する様に、第１コンバータ２０Ａは、制御回路５０からの制御信号に応じてオンオフ制御される複数のスイッチング素子を含んで構成される。即ち、直流電源１０の電源電圧Ｖｉは、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂに共通の「入力電圧」に対応する。
　第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂの各々は、制御回路５０からの制御信号に従ってスイッチング素子がオンオフ制御されることにより、ＤＣ／ＤＣ変換を実行する。
　第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２は、ＤＣ／ＡＣ変換を行うインバータ３０の直流側に直列接続される。インバータ３０の直流側には、第１端子Ｐ１、第２端子Ｐ２、及び、第３端子Ｐ３が設けられる。インバータ３０の交流側は、電力系統４０と接続される。
　第１コンデンサＣ１の高圧側及び低圧側は、第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２とそれぞれ接続される。第２コンデンサＣ２の高圧側及び低圧側は、第２端子Ｐ２及び第３端子Ｐ３とそれぞれ接続される。第２端子は、直列接続された第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の中性点に相当する。
　第１コンデンサＣ１には、第１コンバータ２０Ａからの第１直流電圧Ｖ１が印可される。同様に、第２コンデンサＣ２には、第２コンバータ２０Ｂからの第２直流電圧Ｖ２が印可される。
　インバータ３０は、第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２の間の第１直流電圧Ｖ１と、第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２の間の第２直流電圧Ｖ２を、電力系統４０に印可される交流電圧に変換する。
　次に、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間の電圧アンバランスについて説明する。
　第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂが同等の電力を供給する場合には、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のキャパシタンスの製造ばらつきに起因して、第１コンデンサＣ１の第１直流電圧Ｖ１と、第２コンデンサＣ２の第２直流電圧Ｖ２の間にアンバランス（電圧アンバランス）が発生する虞がある。或いは、インバータ３０において、第１端子Ｐ１の電流と、第３端子Ｐ３の電流とが一致しない動作が発生すると、同様に第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間に電圧アンバランスが発生する。
　上記の様な原因で発生した電圧アンバランスが継続的に増大すると、インバータ３０の交流側に出力可能な電圧に制限が生じることによって、最終的に系統連系できなくなる虞がある。
　本実施の形態に係る電力変換装置１００では、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂによって、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することで、特許文献１の様なバランス回路を設けることなく、上記の電圧アンバランスを抑制する。
　制御回路５０は、図示しない電圧センサからの第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧の検出値に基づいて、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂの動作（電力変換）を制御する。具体的には、制御回路５０は、第１コンバータ２０Ａの制御信号Ｓｃａ及び第２コンバータ２０Ｂの制御信号Ｓｃａを生成する。更に、制御回路５０は、インバータ３０の動作を制御する制御信号Ｓｉｎｖを生成する。
　第１コンバータ２０Ａは、制御回路５０からの制御信号Ｓｃａに応じてスイッチング素子がオンオフ制御されることにより、第１直流電圧Ｖ１を第１電圧指令値Ｖ１＊に維持する様に直流電源１０の入出力電力を調整する。即ち、第１コンバータ２０Ａからインバータ３０（第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２）に伝送される電力が調整されることにより、第１コンデンサＣ１の第１直流電圧Ｖ１が第１電圧指令値Ｖ１＊に制御される。
　同様に、第２コンバータ２０Ｂは、制御回路５０からの制御信号Ｓｃｂに応じてスイッチング素子がオンオフ制御されることにより、第２直流電圧Ｖ２を第２電圧指令値Ｖ２＊に維持する様に直流電源１０の入出力電力を調整する。即ち、第２コンバータ２０Ｂからインバータ３０（第２端子Ｐ２及び第３端子Ｐ３）に伝送される電力が調整されることにより、第２コンデンサＣ２の第２直流電圧Ｖ２が第２電圧指令値Ｖ２＊に制御される。
　第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２＊を同じ値に設定することにより、上述したコンデンサ間のキャパシタンス差、或いは、インバータ３０による電流の不一致が生じても、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂの制御により、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を同じ電圧値に制御することができる。これにより、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間にキャパシタンス差が存在しても、電圧アンバランスを抑制することができる。
　又、インバータ３０において、第１コンデンサＣ１から取り出す電力と、第２コンデンサＣ２から取り出す電力との間に差が生じる場合にも、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間に上述した電圧アンバランスが発生することが懸念される。
　これに対して、本実施の形態に係る電力変換装置１００では、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂにより、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２のそれぞれを、同一値に設定された第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２＊に従って制御することができる。これにより、インバータ３０が要求する電力が、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のいずれか一方に偏った場合においても、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２に従って、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂが第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を制御することにより、直流電源１０から電力系統４０へ出力される電力についても同時に調整することができる。
　次に、図１に示された、第１コンバータ２０Ａ、第２コンバータ２０Ｂ、インバータ３０、及び、電力系統４０の具体例を、図２～図７を用いて説明する。図２以降の各図では、制御回路５０並びに制御回路５０からの制御信号Ｓｃａ，Ｓｃｂ，Ｓｉｎｖの表記は省略されるが、図１と同様に、各コンバータ及びインバータでの電力変換は、制御回路５０からのこれらの制御信号によって制御される。
　図２は、実施の形態１の第１の例に係る電力変換装置１１０の構成を示す回路図である。
　図２を参照して、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、図１の第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂの一実施例に相当する。同様に、インバータ３１は、図１のインバータ３０の一実施例に相当する。
　第１コンバータ２１Ａは、いわゆるＤＡＢ（Dual　Active　Bridge）の回路構成を有しており、第１ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１ａ～Ｑ４ａと、トランスＴ１Ａと、第２ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａとを有する。スイッチング素子Ｑ１ａ～Ｑ８ａは、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、又は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）等の、制御回路５０からの制御信号によってオンオフ制御可能な任意のスイッチング素子を適用することが可能である。尚、本実施の形態で説明する他のスイッチング素子についても、スイッチング素子Ｑ１ａ～Ｑ８ａと同様に構成することが可能である。
　第１ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１ａ～Ｑ４ａは、制御回路５０（図１）からの制御信号に従ったオンオフ制御される。第１ブリッジは、直流電源１０とトランスＴ１Ａの一次巻線の間に接続される。例えば、第１ブリッジにおいて、スイッチング素子Ｑ１ａ及びＱ４ａの組と、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ３ａの組とを交互にオンオフすることで、第１ブリッジは、直流母線ＰＬ及びＮＬ間の電源電圧Ｖｉを交流電圧に変換して、トランスＴ１Ａの一次巻線に出力することができる。
　第２ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａは、制御回路５０（図１）からの制御信号に従ってオンオフ制御される。第２ブリッジは、トランスＴ１Ａの一次巻線と、電力線ＤＬ１，ＤＬ２との間に接続される。例えば、第２ブリッジにおいて、スイッチング素子Ｑ５ａ及びＱ８ａの組と、スイッチング素子Ｑ６ａ，Ｑ７ａの組とを交互にオンオフすることで、第２ブリッジは、トランスＴ１Ａの二次巻線に伝達された交流電圧を、電力線ＤＬ１及びＤＬ２間の直流電圧に変換することができる。
　電力線ＤＬ１は、第１コンデンサＣ１の高圧側と接続され、電力線ＤＬ２は第１コンデンサＣ１の低圧側と接続される。これにより、第１コンバータ２１Ａは、直流電源１０及び第１コンデンサＣ１の間を電気的に絶縁した上で、電源電圧Ｖｉ及び第１直流電圧Ｖ１のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。
　例えば、第１ブリッジでのオンオフ制御信号と、第２ブリッジでのオンオフ制御信号との間（代表的には、スイッチング素子Ｑ１ａ及びＱ５ａの間）に位相差を設けるとともに、当該位相差を変化させることにより、第１コンバータ２１Ａからインバータ３０に伝送される電力を双方向に調整することができる。従って、制御回路５０（図１）は、第１直流電圧Ｖ１の検出値と、第１電圧指令値Ｖ１＊との差に基づいて上記位相差を調整する様に、スイッチング素子Ｑ１ａ～Ｑ８ａの制御信号Ｓｃａ（図１）を生成することができる。
　第２コンバータ２１Ｂは、第１コンバータ２１Ａと同様のＤＡＢの回路構成を有しており、第１ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１ｂ～Ｑ４ｂと、トランスＴ１Ｂと、第２ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂとを有する。第２コンバータ２１Ｂは、制御回路５０によって、第１コンバータ２１Ａと同様に制御される。
　これにより、第１ブリッジは、直流母線ＰＬ及びＮＬ間の電源電圧Ｖｉを、トランスＴ１Ｂの一次巻線の交流電圧に変換することができる。第２ブリッジは、トランスＴ１Ａの二次巻線に伝達された交流電圧を、電力線ＤＬ２及びＤＬ３間の直流電圧に変換することができる。電力線ＤＬ２は、第２コンデンサＣ２の高圧側と接続され、電力線ＤＬ３は第２コンデンサＣ２の低圧側と接続される。この結果、第２コンバータ２１Ｂは、直流電源１０及び第２コンデンサＣ２の間を電気的に絶縁した上で、電源電圧Ｖｉ及び第２直流電圧Ｖ２のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
　第２コンバータ２１Ｂにおいても、第１ブリッジと同様の位相差の調整により、第２コンバータ２１Ｂからインバータ３０に伝送される電力を双方向に調整することができる。従って、制御回路５０（図１）は、第２直流電圧Ｖ２の検出値と、第２電圧指令値Ｖ２＊との差に基づいて上記位相差を調整する様に、スイッチング素子Ｑ１ｂ～Ｑ８ｂの制御信号Ｓｃｂ（図１）を生成することができる。
　この様に、制御回路５０は、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂのそれぞれの制御により、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２＊に従って、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することができる。又、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂの各々では、ＤＡＢ構成とすることで、直流電源１０の充電方向及び放電方向の双方向で電力を伝送することができる。
　インバータ３１は、第１レグを構成するスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３及びダイオードＤ１０，Ｄ１１と、第２レグを構成するスイッチング素子Ｑ２０～Ｑ２３及びダイオードＤ２０，Ｄ２１と、ＬＣフィルタを構成するリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２及びキャパシタＣａｃ１，Ｃａｃ２とを有する。
　インバータ３１において、第１端子Ｐ１は電力線ＤＬ１と接続され、第２端子Ｐ２は電力線ＤＬ２と接続され、第３端子Ｐ３は電力線ＤＬ３と接続される。第１コンデンサＣ１の低圧側及び第２コンデンサＣ２の高圧側と接続された電力線ＤＬ２（第２端子Ｐ２）は、接地電位を供給する接地配線ＧＬと接続される。即ち、インバータ３１の直流側では、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２が直列接続されており、かつ、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の接続点に相当する中性点には、接地電位が供給される。
　第１レグ及び第２レグの各々は、いわゆる３レベルインバータの一相分の回路構成を有する。第１レグの交流出力端Ｎａ１は、リアクトルＬａｃ１を介して電力線ＡＣＬ１と接続される。交流出力端Ｎａ１には、＋Ｖ１、接地電位（０（Ｖ））、及び、－Ｖ２のいずれかが、電力線ＤＬ１～ＤＬ３から伝達される。
　同様に、第２レグの交流出力端Ｎａ２は、リアクトルＬａｃ２を介して電力線ＡＣＬ２と接続される。交流出力端Ｎａ１には、＋Ｖ１、接地電位（０（Ｖ））、及び、－Ｖ２のいずれかが、電力線ＤＬ１～ＤＬ３から伝達される。
　電力系統４０は、単相三線式の交流電源４１，４２を有する。交流電源４１は、電力線ＡＣＬ１及び接地配線ＧＬの間に接続される。交流電源４１と並列接続されたキャパシタＣａｃ１と、リアクトルＬａｃ１によって、交流電源４１のＬＣフィルタが構成される。
　交流電源４２は、電力線ＡＣＬ２及び接地配線ＧＬの間に接続される。交流電源４２と並列接続されたキャパシタＣａｃ２と、リアクトルＬａｃ２とによって、交流電源４１のＬＣフィルタが構成される。
　インバータ３１において、第１レグのスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３のオンオフは、電力線ＡＣＬ１に出力される交流電圧（振幅、周波数、位相）が、交流電源４１の交流電圧（振幅、周波数、位相）と一致する様に制御される。同様に、第２レグのスイッチング素子Ｑ２０～Ｑ２３のオンオフは、電力線ＡＣＬ２に出力される交流電圧（振幅、周波数、位相）が、交流電源４２の交流電圧（振幅、周波数、位相）と一致する様に制御される。即ち、制御回路５０は、単相三線式の電力系統４０と連系する様に、インバータ３１のスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３，Ｑ２０～Ｑ２３の制御信号Ｓｉｎｖ（図１）を生成する。
　第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスが生じやすい極端な例として、単相三線式に対応したインバータ３１を用いた自立運転中における半波整流負荷の接続が挙げられる。
　自立運転中におけるインバータ３１は、半波整流負荷が接続されると、第２端子の電位を基準として一方の電圧極性（正又は負）が印加された場合に電流が流れ、他方の電圧極性（負又は正）が印加された場合に電流が流れない現象が生じる。このため、第２端子Ｐ２とインバータ３１との間に流れる電流は平均値が零と成らず、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のいずれか一方のエネルギーのみが消費される状態が生じることがある。この際に、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂが同じ出力電力であると、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間に電圧アンバランスが生じる。
　実施の形態１に係る電力変換装置１１０においても、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御する。このため、インバータ３０によって第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の一方から電力が多く持ち出されても、これによる第１直流電圧Ｖ１又は第２直流電圧Ｖ２の低下を制御回路５０が検知すると、低下した直流電圧を第１電圧指令値Ｖ１＊又は第２電圧指令値Ｖ２＊に復帰させる様に、第１コンバータ２１Ａ又は第２コンバータ２１Ｂが制御される。この結果、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができる。
　図３は、実施の形態１の第２の例に係る電力変換装置１１１の構成を示す回路図である。
　図３を参照して、電力変換装置１１１は、図２に示された電力変換装置１１０と比較して、インバータ３１に代えて、インバータ３２を含む点で異なる。第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、図２と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
　インバータ３２は、第１レグを構成するスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１と、第２レグを構成するスイッチング素子Ｑ６０，Ｑ６１とを有する。インバータ３２においても、第１端子Ｐ１は電力線ＤＬ１と接続され、第２端子Ｐ２は電力線ＤＬ２と接続され、第３端子Ｐ３は電力線ＤＬ３と接続される。インバータ３２の直流側では、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２が直列接続されており、かつ、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の接続点に相当する中性点には、接地電位が供給される。
　第１レグ及び第２レグの各々は、いわゆる２レベルインバータの回路構成を有する。第１レグの交流出力端Ｎｂ１は、リアクトルＬａｃ１を介して電力線ＡＣＬ１と接続される。交流出力端Ｎｂ１には、＋Ｖ１、及び、－Ｖ２のいずれかが、電力線ＤＬ１又はＤＬ３から伝達される。同様に、第２レグの交流出力端Ｎａ２は、リアクトルＬａｃ２を介して電力線ＡＣＬ２と接続される。交流出力端Ｎｂ１には、＋Ｖ１、及び、－Ｖ２のいずれかが、電力線ＤＬ１又はＤＬ３から伝達される。インバータ３２では、電力線ＤＬ２（第２端子Ｐ２）は、第１レグ及び第２レグとは接続されない。
　電力系統４０は、図２と同様に、単相三線式の交流電源４１，４２を有する。即ち、交流電源４１，４２には、図２と同様のＬＣフィルタが接続される。
　インバータ３２において、第１レグのスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１のオンオフは、電力線ＡＣＬ１に出力される交流電圧（振幅、周波数、位相）が、交流電源４１の交流電圧（振幅、周波数、位相）と一致する様に制御される。同様に、第２レグのスイッチング素子Ｑ６０，Ｑ６１のオンオフは、電力線ＡＣＬ２に出力される交流電圧（振幅、周波数、位相）が、交流電源４２の交流電圧（振幅、周波数、位相）と一致する様に制御される。即ち、制御回路５０は、単相三線式の電力系統４０と連系する様に、インバータ３２のスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１，Ｑ６１，Ｑ６２の制御信号Ｓｉｎｖ（図１）を生成する。
　２レベルインバータ（インバータ３２）を図１のインバータ３０として適用した電力変換装置１１１においても、図２の電力変換装置１１０と同様に、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御する。このため、自立運転中等に第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間に電圧アンバランスが発生しても、第１コンバータ３１Ａ及び第２コンバータ３１Ｂによって、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２に従って、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を制御することにより、当該電圧アンバランスを抑制することができる。
　図４は、実施の形態１の第３の例に係る電力変換装置１１２の構成を示す回路図である。
　図４を参照して、電力変換装置１１２は、図２に示された電力変換装置１１０と比較して、電力系統４０の構成が異なる。
　図４において、電力系統４０は、三相三線式の交流電源４１～４３を有する。交流電源４１は、電力線ＡＣＬ１及び接地配線ＧＬの間に接続される。交流電源４２は、電力線ＡＣＬ２及び接地配線ＧＬの間に接続される。交流電源４３は、電力線ＡＣＬ１及び電力線ＡＣＬ２の間に接続される。交流電源４１～４３の交流電圧の間には、１２０°ずつの位相差が設けられる。
　第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２と直流電源１０との間には、図２と同様の第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂが配置される。又、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂと、接地配線ＧＬ及び電力線ＡＣＬ１，ＡＣＬ２との間には、図２と同様のインバータ３１が配置される。電力線ＡＣＬ１，ＡＣＬ２に対して、図２と同様のＬＣフィルタが設けられる。
　図４の構成では、インバータ３１において、第１レグのスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３及び第２レグのスイッチング素子Ｑ２０～Ｑ２３のオンオフは、電力線ＡＣＬ１に出力される交流電圧と、電力線ＡＣＬ２に出力される交流電圧とが、同一振幅、かつ、同一周波数（具体的には、交流電源４１～４３の公称値相当）であり、両者の位相差が１２０°となる様に制御される。即ち、制御回路５０は、三相三線式の電力系統４０と系統連系する様に、インバータ３１のスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３，Ｑ２０～Ｑ２３の制御信号Ｓｉｎｖ（図１）を生成する。
　三相三線式に対応したインバータ３１において、第２端子Ｐ２、即ち、接地配線ＧＬに対して、三相の交流電源４１～４３のうちのいずれか１相分の電流が流れることになる。このため、交流電源４１～４３の交流電圧の周波数の逆数に相当する系統周期の半周期毎に、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のエネルギーが交互に消費される状態となる。この際に、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂの出力電力が同等であると、第１直流電圧Ｖ１（第１コンデンサＣ１）と第２直流電圧Ｖ２（第２コンデンサＣ２）とは、上述した系統周期の半周期で正負にアンバランスが生じる。
　この様な電圧変動に対しても、図２の電力変換装置１１０と同様に、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することで、電圧アンバランスを抑制することが可能である。具体的には、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２に従って第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を制御することにより、第１コンバータ３１Ａ及び第２コンバータ３１Ｂから第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のそれぞれへの出力電力を、上述した半サイクル毎の第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２からの消費電力の変化に応じて増減する様に制御することが可能である。
　この結果、三相三線式の電力系統４０との系統連係においても、インバータ３１の直流側に中性点を介して直列接続された第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができる。
　図５は、実施の形態１の第４の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
　図５を参照して、電力変換装置１１３は、図３に示された電力変換装置１１１において、図４と同様の三相三線式の電力系統４０を接続した構成を有する。
　電力変換装置１１３では、図３と同様のインバータ３２（２レベルインバータ）によって、交流電源４１～４３が接続された電力線ＡＣＬ１，ＡＣＬ２の交流電圧が制御される。即ち、制御回路５０は、三相三線式の電力系統４０と系統連系する様に、インバータ３２のスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１，Ｑ６０，Ｑ６１の制御信号Ｓｉｎｖ（図１）を生成する。例えば、図４で説明したのと同様に、インバータ３２において、第１レグのスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１及び第２レグのスイッチング素子Ｑ６０，Ｑ６１のオンオフは、電力線ＡＣＬ１に出力される交流電圧と、電力線ＡＣＬ２に出力される交流電圧とが、同一振幅、かつ、同一周波数（具体的には、交流電源４１～４３の公称値相当）であり、両者の位相差が１２０°となる様に制御される。
　２レベルインバータ（インバータ３２）を図１のインバータ３０として適用して、三相三線式の電力系統と連系する電力変換装置１１３においても、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御する。このため、図４で説明したのと同様に、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のエネルギーが交互に消費されることによる電圧アンバランスにも対応できる。即ち、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２に従って、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂが第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を制御することにより、当該電圧アンバランスを抑制することができる。
　図６は、実施の形態１の第５の例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
　図６を参照して、電力変換装置１１４は、図４に示された電力変換装置１１２と比較して、インバータ３１に代えて、インバータ３３を含む点、並びに、電力系統４０が三相四線式で構成される点が異なる。
　三相四線式の電力系統４０は、３本の電力線ＡＣＬ１～ＡＣＬ３と接地配線ＧＬとの間にそれぞれ接続された交流電源４１～４３を有する。尚、図６の構成では、インバータ３３の直流側の第２端子Ｐ２を接地する構成として、電力系統４０の接地を省略することも可能である。
　インバータ３３は、図４のインバータ３１と同様のスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３及びダイオードＤ１０，Ｄ１１（第１レグ）及びスイッチング素子Ｑ２０～Ｑ２３及びダイオードＤ２０，Ｄ２１（第２レグ）に加えて、第３レグを構成するスイッチング素子Ｑ３０～Ｑ３３及びダイオードＤ３０，Ｄ３１を更に有する。
　第３レグは、第１及び第２レグと同様に、３レベルインバータの一相分の回路構成を有しており、第３レグの交流出力端Ｎａ３は、リアクトルＬａｃ３を介して電力線ＡＣＬ３と接続される。交流出力端Ｎａ３には、＋Ｖ１、接地電位（０（Ｖ））、及び、－Ｖ２のいずれかが、電力線ＤＬ１～ＤＬ３から伝達される。電力線ＡＣＬ３と接地配線ＧＬとの間にキャパシタＣａｃ３が接続されることにより、交流電源４３に対しても、交流電源４１，４２と同様のＬＣフィルタを設けることができる。
　制御回路５０は、三相四線式の電力系統４０と連系する様に、インバータ３３のスイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３，Ｑ２０～Ｑ２３，Ｑ３０～Ｑ３３の制御信号Ｓｉｎｖ（図１）を生成する。例えば、交流電源４１～４３の交流電圧は、同一の振幅及び周波数を有し、かつ、位相が１２０°ずつずれる様に制御される。従って、第１～第３レグから電力線ＡＣＬ１～ＡＣＬ３にそれぞれ出力される交流電圧が、上述した交流電源４１～４３の交流電圧（振幅、周波数、位相）とそれぞれ一致する様に、スイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３，Ｑ２０～Ｑ２３，Ｑ３０～Ｑ３３のオンオフが制御される。
　三相四線式に対応したインバータ３３においても、自立運転中に半波整流負荷が接続されると、図２で説明したのと同様に、負荷の電圧極性（正／負）に応じて電流が流れる期間と流れない期間とが交互に生じる。このため、第２端子Ｐ２とインバータ３３の間に流れる電流の平均値が零と成らず、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のいずれか一方のみでエネルギーが消費される状態が生じる可能性がある。この際に、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂの出力電力が同等であると、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間に電圧アンバランスが生じる。
　図６の電力変換装置１１４においても、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御する。このため、上述の現象によって電圧アンバランスが生じても、これによる第１直流電圧Ｖ１又は第２直流電圧Ｖ２の低下を制御回路５０が検知すると、低下した直流電圧を第１電圧指令値Ｖ１＊又は第２電圧指令値Ｖ２に復帰させる様に、第１コンバータ２１Ａ又は第２コンバータ２１Ｂが制御される。この結果、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができる。
　図７は、実施の形態１の第６の例に係る電力変換装置１１５の構成を示す回路図である。
　図７を参照して、電力変換装置１１５は、図５に示された電力変換装置１１３と比較して、インバータ３２に代えて、インバータ３４を含む点、並びに、電力系統４０が三相四線式で構成される点が異なる。即ち、電力系統４０は、図６と同様であり、３本の電力線ＡＣＬ１～ＡＣＬ３と接地配線ＧＬとの間にそれぞれ接続された交流電源４１～４３を有する。
　インバータ３４は、図５のインバータ３２と同様のスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１（第１レグ）及びスイッチング素子Ｑ６０，Ｑ６１（第２レグ）に加えて、第３レグを構成するスイッチング素子Ｑ７０，Ｑ７１を更に有する。
　第３レグは、第１及び第２レグと同様に、２レベルインバータの一相分の回路構成を有しており、第３レグの交流出力端Ｎｂ３は、リアクトルＬａｃ３を介して電力線ＡＣＬ３と接続される。交流出力端Ｎｂ３には、＋Ｖ１及び－Ｖ２のいずれかが、電力線ＤＬ１又はＤＬ３から伝達される。電力線ＡＣＬ３と接地配線ＧＬとの間にキャパシタＣａｃ３が接続されることにより、交流電源４３に対しても、交流電源４１，４２と同様のＬＣフィルタを設けることができる。
　制御回路５０は、三相四線式の電力系統４０と連系する様に、インバータ３４のスイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１，Ｑ６０，Ｑ６１，Ｑ７０，Ｑ７１の制御信号Ｓｉｎｖ（図１）を生成する。例えば、図６で説明した様に制御される交流電源４１～４３の交流電圧（振幅、周波数、位相）とそれぞれ一致する様に、１２０°ずつ位相がずれた交流電圧が、第１～第３レグから電力線ＡＣＬ１～ＡＣＬ３にそれぞれ出力される様に、スイッチング素子Ｑ５０，Ｑ５１，Ｑ６０，Ｑ６１，Ｑ７０，Ｑ７１のオンオフを制御することができる。
　三相四線式の電力系統に対してインバータ３４（２レベルインバータ）が適用された電力変換装置１１５においても、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂは、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御する。従って、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間の電圧アンバランスが発生しても、これによる第１直流電圧Ｖ１又は第２直流電圧Ｖ２の低下を制御回路５０が検知すると、低下した直流電圧を第１電圧指令値Ｖ１＊又は第２電圧指令値Ｖ２＊に復帰させる様に、第１コンバータ２１Ａ又は第２コンバータ２１Ｂが制御される。この結果、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができる。
　以上説明した様に、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、直流電源１０と第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２との間に第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂを配置する構成とすることで、第１直流電圧（第１コンデンサＣ１）及び第２直流電圧（第２コンデンサＣ２）を個別に制御することが可能できる。これにより、インバータ３０（３１～３４）の直流側に中性点を介して直列接続される第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間に、電力系統４０と連系するためのインバータ３０の動作に起因して電圧アンバランスが生じても、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂが第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を制御することによって、電圧アンバランスを抑制することができる。又、特許文献１の様なバランス回路が設けられないので、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の間の充放電による電力損失を伴うことなく電圧アンバランスを抑制することができる。
　この結果、実施の形態１に係る電力変換装置では、中性点で分割されたコンデンサ（第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２）の電圧をインバータ３０（３１～３４）によって交流電圧に変換する構成において、制御の複雑化及び効率の低下を招くことなく、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができる。
　又、第１コンバータ２０Ａ（２１Ａ）及び第２コンバータ２０Ｂ（２１Ｂ）による第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２の個別の制御を通じて、直流電源１０及び電力系統４０の間で授受する電力についても適切に調整することができる。特に、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂでは、トランスを含むＤＡＢ構成とすることで、直流電源１０及び電力系統４０との間を電気的に絶縁するとともに、直流電源１０の充電方向及び放電方向の双方向の電力変換が可能となる。
　尚、特許文献１のバランス回路では、２個のスイッチング素子が、デッドタイムを設けながら相補的にオンオフすることで、正側母線コンデンサ及び負側母線コンデンサの間の充放電を繰り返すように制御される。このため、各コンデンサ電圧のリップルを低減するためには、正側母線コンデンサ及び負側母線コンデンサのキャパシタンス、又は、バランス回路内のリアクトルのインダクタンスを確保する必要があるので、特許文献１のバランス回路では、回路の大型化が懸念される。これに対して、本実施の形態の電力変換装置では、リップルによる電圧変動についても、第１コンバータ２０Ａ（２１Ａ）及び第２コンバータ２０Ｂ（２１Ｂ）の制御によって対応することができる。従って、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２のキャパシタンス低下による小型化を図ることが、更に可能である。
　尚、実施の形態１の説明では、系統連系を想定して、第１コンバータ２１Ａ及び第２コンバータ２１Ｂによって第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制する制御を主に説明した。但し、適宜言及した様に、同様の制御は、電力系統から独立した負荷が接続される場合、即ち、自立運転動作の場合も同様に適用可能である。上述の様に、自立運転中に半波整流負荷が接続された場合には、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２からの消費電力にアンバランスが発生し易くなるが、上述した第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２の個別の制御を通じて、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することが可能である。
　実施の形態１の変形例．
　図８は、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
　図８を参照して、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置１１０ｘは、図１に示された第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂに代えて、コンバータ２１Ｃを備える点で異なる。後述する様に、コンバータ２１Ｃは、多巻線トランスを用いて、実施の形態１での第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂのトランス一次側を一体的に構成したものに相当する。
　コンバータ２１Ｃは、第１ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、多巻線トランスＴｒｍと、第２ブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａ及びＱ５ｂ～Ｑ８ｂとを有する。多巻線トランスＴｒｍは、共通のコアに巻回された、一次巻線ＣＬ１と、第１の二次巻線ＣＬ２ａと、第２の二次巻線ＣＬ２ｂとを有する。第１の二次巻線ＣＬ２ａ及び第２の二次巻線ＣＬ２ｂの各々には、一次巻線ＣＬ１の交流電圧に比例した交流電圧が出力される。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４による第１ブリッジは、直流電源１０と、多巻線トランスＴｒｍの一次巻線ＣＬ１との間に接続される。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、制御回路５０（図１）からの制御信号に従って、図２等でのスイッチング素子Ｑ１ａ～Ｑ４ａ又はＱ１ｂ～Ｑ４ｂと同様にオンオフされる。これにより、第１ブリッジは、直流母線ＰＬ及びＮＬ間の電源電圧Ｖｉを交流電圧に変換し、当該交流電圧を一次巻線ＣＬ１に出力することができる。
　スイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａによる第１の第２ブリッジは、第１の二次巻線ＣＬ２ａ及び電力線ＤＬ１，ＤＬ２の間に接続される。スイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂによる第２の第２ブリッジは、第２の二次巻線ＣＬ２ｂ及び電力線ＤＬ２，ＤＬ３の間に接続される。第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２と、電力線ＤＬ１～ＤＬ３との接続関係は、実施の形態１と同様である。
　スイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａは、制御回路５０（図１）からの制御信号に従って、第１コンバータ２１Ａと同様にオンオフ制御される。これにより、スイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａは、第１の二次巻線ＣＬ２ａに伝達された交流電圧を、電力線ＤＬ１及びＤＬ２間に接続された第１コンデンサＣ１に出力される第１直流電圧Ｖ１に変換することができる。
　スイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂは、制御回路５０（図１）からの制御信号に従って、第２コンバータ２１Ｂと同様にオンオフ制御される。これにより、スイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂは、第２の二次巻線ＣＬ２ｂに伝達された交流電圧を、電力線ＤＬ２及びＤＬ３間に接続された第２コンデンサＣ２に出力される第２直流電圧Ｖ２に変換することができる。
　図８のコンバータ２１Ｃにおいても、共通の第１ブリッジでのスイッチング素子のオンオフ制御信号と、第１の第２ブリッジでのスイッチング素子のオンオフ制御信号との間（代表的には、スイッチング素子Ｑ１及びＱ５ａの間）に第１の位相差を設けるとともに、当該第１の位相差を変化させることにより、第１コンデンサＣ１を経由して、コンバータ２１Ｃからインバータ３０に伝送される電力を双方向に調整することができる。
　同様に、共通の第１ブリッジのスイッチング素子のオンオフ制御信号と、第２の第２ブリッジのスイッチング素子のオンオフ制御信号との間（代表的には、スイッチング素子Ｑ１及びＱ５ｂの間）に第２の位相差を設けるとともに、当該第２の位相差を変化させることにより、第２コンデンサＣ２を経由して、コンバータ２１Ｃからインバータ３０に伝送される電力を双方向に調整することができる。
　従って、制御回路５０（図１）は、第１直流電圧Ｖ１の検出値と、第１電圧指令値Ｖ１＊との差に基づいて上記第１の位相差を調整する様に、スイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａのオンオフ制御信号を生成することができる。更に、制御回路５０は、第２直流電圧Ｖ２の検出値と、第２電圧指令値Ｖ２＊との差に基づいて上記第２の位相差を調整する様に、スイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂのオンオフ制御信号を生成することができる。
　この様に、実施の形態１の変形例でのコンバータ２１Ｃによっても、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２＊に従って、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することができる。
　実施の形態１の変形例に係る電力変換装置１１０ｘにおいて、電力系統４０の構成は、図２～図７で説明した、単相三線式、三相三線式、及び、三相四線式のいずれを適用することも可能である。又、インバータ３０についても、電力系統４０の構成と適合させて、図２～図７で説明したインバータ３１～３４のいずれを用いることも可能である。
　この結果、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置においても、中性点で分割されたコンデンサ（第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２）の電圧をインバータ３０によって交流電圧に変換する構成において、多巻線トランスの一次側が共通化されたコンバータ２１Ｃによって、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することができる。
　これにより、実施の形態１と同様に、制御の複雑化及び効率の低下を招くことなく、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができることに加えて、コンバータを構成するスイッチング素子の個数を削減することができる。コンバータ２１によっても、トランスを含むＤＡＢ構成とすることで、直流電源１０及び電力系統４０との間を電気的に絶縁するとともに、直流電源１０の充電方向及び放電方向の双方向の電力変換が可能となる。尚、実施の形態１の変形例においても、系統連系のみならず、自立運転動作の場合にも、同様の制御によって、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することが可能である。
　実施の形態２．
　図９は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
　図９を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置１２０は、第１コンバータ２２Ａ、第２コンバータ２２Ｂ、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、及び、インバータ３０、及び、制御回路５０を備える。
　電力変換装置１２０は、交流電源６０及び電力系統４０の間で電力変換を実行する。図９の例では、多巻線トランスＴｒｍを介した電気的絶縁を伴って、交流電源６０から電力系統４０へ電力が伝送される。多巻線トランスＴｒｍは、図８と同様に、一次巻線ＣＬ１と、第１の二次巻線ＣＬ２ａと、第２の二次巻線ＣＬ２ｂとを有する。
　例えば、交流電源６０は、直流電源１０と、フルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４によるフルブリッジ回路は、直流電源１０と、多巻線トランスＴｒｍの一次巻線ＣＬ１との間に接続される。交流電源６０は、直流電源１０からの直流電圧を、フルブリッジインバータによって交流電圧に変換する。当該交流電圧は、電源電圧Ｖｉ（すなわち、第１コンバータ２２Ａ及び第２コンバータ２２Ｂの「入力電圧」）として、多巻線トランスＴｒｍの一次巻線ＣＬ１に出力される。例えば、交流電源６０は、非接触給電に用いられる、磁気結合を介した高周波電源によって構成される。
　第１コンバータ２２Ａは、第１の二次巻線ＣＬ２ａと電力線ＤＬ１，ＤＬ２との間に接続されるフルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａを有する。同様に、第２コンバータ２２Ｂは、第２の二次巻線ＣＬ２ｂと電力線ＤＬ２，ＤＬ３との間に接続されるフルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂを有する。
　第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２と、電力線ＤＬ１～ＤＬ３との接続関係は、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
　スイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａは、制御回路５０からの制御信号に従ってオンオフ制御される。これにより、第１コンバータ２２Ａは、第１の二次巻線ＣＬ２ａに伝達された交流電圧を、電力線ＤＬ１及びＤＬ２間に接続された第１コンデンサＣ１に出力される第１直流電圧Ｖ１に変換することができる。
　スイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂは、制御回路５０からの制御信号に従ってオンオフ制御される。これにより、第２コンバータ２２Ｂは、第２の二次巻線ＣＬ２ｂに伝達された交流電圧を、電力線ＤＬ２及びＤＬ３間に接続された第２コンデンサＣ２に出力される第２直流電圧Ｖ２に変換することができる。
　第１コンバータ２２Ａは、公知のフルブリッジ回路の制御方式に従って、交流電源６０（第１の二次巻線ＣＬ２ａ）から第１コンデンサＣ１を介してインバータ３０に伝送される電力を、双方向に調整することができる。同様に、第２コンバータ２２Ｂについても、公知のフルブリッジ回路の制御方式に従って、交流電源６０（第２の二次巻線ＣＬ２ｂ）から第２コンデンサＣ２を介してインバータ３０に伝送される電力を、双方向に調整することができる。
　従って、制御回路５０は、第１直流電圧Ｖ１の検出値と、第１電圧指令値Ｖ１＊との差に基づいて、第１コンバータ２２Ａを構成するスイッチング素子Ｑ５ａ～Ｑ８ａのオンオフ制御信号を生成することができる。更に、制御回路５０は、第２直流電圧Ｖ２の検出値と、第２電圧指令値Ｖ２＊との差に基づいて、第２コンバータ２２Ｂを構成するスイッチング素子Ｑ５ｂ～Ｑ８ｂのオンオフ制御信号を生成することができる。この結果、実施の形態２に係る電力変換装置１２０においても、第１電圧指令値Ｖ１＊及び第２電圧指令値Ｖ２に従って、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することができる。
　実施の形態２に係る電力変換装置１２０においても、電力系統４０の構成は、実施の形態１（図２～図７）で説明した、単相三線式、三相三線式、及び、三相四線式のいずれを適用することも可能である。又、インバータ３０についても、電力系統４０の構成と適合させて、実施の形態１（図２～図７）で説明したインバータ３１～３４のいずれを用いることも可能である。
　この結果、電力変換装置１２０では、入力電圧が交流電圧であっても、中性点で分割されたコンデンサ（第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２）の電圧をインバータ３０によって交流電圧に変換する構成において、多巻線トランスの一次側が共通化されたコンバータ２１Ｃによって、第１直流電圧Ｖ１及び第２直流電圧Ｖ２を個別に制御することができる。
　これにより、実施の形態２においても、制御の複雑化及び効率の低下を招くことなく、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することができる。尚、実施の形態２においても、系統連系のみならず、自立運転動作の場合にも、同様の制御によって、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の電圧アンバランスを抑制することが可能である。又、電力変換装置１２０においても、多巻線トランスＴｒｍによって直流電源１０及び電力系統４０との間を電気的に絶縁するとともに、第１コンバータ２２Ａ及び第２コンバータ２２Ｂでは、フルブリッジ構成とすることで、直流電源１０の充電方向及び放電方向の双方向の電力変換が可能となる。
　尚、第１コンバータ２０Ａ（２１Ａ，２２Ａ）、第２コンバータ２０Ｂ（２１Ｂ，２２Ｂ）、及び、インバータ３０（３１～３４）の具体的な構成は、実行可能であれば、実施の形態１及びその変形例、並びに、実施の形態２での例示に限定されるものではない。即ち、各実施の形態において、第１コンバータ２０Ａ（２１Ａ，２２Ａ）、第２コンバータ２０Ｂ（２１Ｂ，２２Ｂ）、及び、インバータ３０（３１～３４）と同様の電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換、ＡＣ／ＤＣ変換、又は、ＤＣ／ＡＣ電力変換）が実行可能であれば、任意の回路構成を適用可能である点について確認的に記載する。例えば、本実施の形態では、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂの構成例として、トランス（多巻線トランスを含む）を有する絶縁型のコンバータ（第１コンバータ２１Ａ，２２Ａ、第２コンバータ２１Ｂ、２２Ｂ、及び、コンバータ２１Ｃ）を説明したが、非絶縁型のコンバータによって、第１コンバータ２０Ａ及び第２コンバータ２０Ｂを構成することも可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示による技術的範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　直流電源、２０Ａ～２２Ａ，３１Ａ　第１コンバータ、２０Ｂ～２２Ｂ，３１Ｂ　第２コンバータ、２１Ｃ　コンバータ、３０～３４　インバータ、４０　電力系統、４１～４３，６０　交流電源、５０　制御回路、１００，１１０，１１０ｘ，１１１～１１５，１２０　電力変換装置、ＡＣＬ１～ＡＣＬ３，ＤＬ１～ＤＬ３　電力線、Ｃ１　第１コンデンサ、Ｃ２　第２コンデンサ、ＣＬ１　一次巻線、ＣＬ２ａ　第１の二次巻線、ＣＬ２ｂ　第２の二次巻線、Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ２０，Ｄ２１，Ｄ３０，Ｄ３１　ダイオード、ＧＬ　接地配線、Ｎａ１～Ｎａ３，Ｎｂ１～Ｎｂ３　交流出力端、ＰＬ　直流母線、Ｑ１～Ｑ４，Ｑ１ａ～Ｑ８ａ，Ｑ１ｂ～Ｑ８ｂ，Ｑ１０～Ｑ１３，Ｑ２０～Ｑ２３，Ｑ３０～Ｑ３３，Ｑ５０，Ｑ５１，Ｑ６０，Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ７０，Ｑ７１　半導体スイッチング素子、Ｓｃａ，Ｓｃｂ，Ｓｉｎｖ　制御信号、Ｔ１Ａ，Ｔ１Ｂ　トランス、Ｔｒｍ　多巻線トランス、Ｖ１　第１直流電圧、Ｖ２　第２直流電圧、Ｖｉ　電源電圧。

Claims (7)

  1. 　直列接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、
    　電源からの入力電圧を受けて第１直流電圧を前記第１コンデンサに出力する第１コンバータと、
    　前記入力電圧を受けて第２直流電圧を前記第２コンデンサに出力する第２コンバータと、
    　前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサと接続された直流側と、前記直流側の前記第１直流電圧及び前記第２直流電圧を用いた交流電圧が生成される交流側とを有するインバータと、
    　前記第１コンバータ及び前記第２コンバータの動作を制御する制御回路とを備え、
    　前記制御回路は、予め設定された第１電圧指令値に従って前記第１直流電圧を制御するように前記第１コンバータを制御するとともに、前記第１電圧指令値と同等に設定された第２電圧指令値に従って前記第２直流電圧を制御するように前記第２コンバータを制御する、電力変換装置。
  2. 　前記第１コンバータ及び前記第２コンバータの各々は、
    　一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
    　前記電源及び前記一次巻線の間に接続された第１ブリッジを構成する複数のスイッチング素子と、
    　前記二次巻線と前記第１コンデンサ又は前記第２コンデンサとの間に接続された第２ブリッジを構成する複数のスイッチング素子とを有する、請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１コンバータ及び前記第２コンバータは、
    　一次巻線と、第１及び第２の二次巻線とを有する多巻線トランスと、
    　前記電源及び前記一次巻線の間に接続された第１ブリッジを構成する複数のスイッチング素子とを共有し、
    　前記第１コンバータは、
    　前記第１の二次巻線と前記第１コンデンサの間に接続された第１の第２ブリッジを構成する複数のスイッチング素子を更に有し、
    　前記第２コンバータは、
    　前記第２の二次巻線と前記第２コンデンサの間に接続された第２の第２ブリッジを構成する複数のスイッチング素子を更に有する、請求項１記載の電力変換装置。
  4. 　前記電源からの前記入力電圧は、直流電圧である、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電源からの前記入力電圧は交流電圧であり、
    　前記第１コンバータは、トランスを介して入力された前記交流電圧を前記第１直流電圧に変換して前記第１コンデンサに出力するように構成され、
    　前記第２コンバータは、前記トランスを介して入力された前記交流電圧を前記第２直流電圧に変換して前記第２コンデンサに出力するように構成される、請求項１記載の電力変換装置。
  6. 　一次巻線と、第１及び第２の二次巻線とを有する多巻線トランスを更に備え、
    　前記電源は前記一次巻線と接続され、
    　前記第１コンバータは、
    　前記第１の二次巻線と前記第１コンデンサの間に接続されたブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を有し、
    　前記第２コンバータは、
    　前記第２の二次巻線と前記第２コンデンサの間に接続されたブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を有する、請求項５記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御回路は、
    　前記第１電圧指令値と前記第１直流電圧との差に基づいて、前記電源の充電方向及び放電方向の双方向に、前記第１コンデンサに対する前記電源の入出力電力を調整するように前記第１コンバータを制御し、かつ、
    　前記第２電圧指令値と前記第２直流電圧との差に基づいて、前記電源の充電方向及び放電方向の双方向に、前記第２コンデンサに対する前記電源の入出力電力を調整するように前記第２コンバータを制御する、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60219967A (ja) * 1984-04-17 1985-11-02 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2001054284A (ja) * 1999-06-03 2001-02-23 Mitsubishi Electric Corp コンバータ装置およびコンバータ・インバータシステム
JP2004248485A (ja) * 2003-01-23 2004-09-02 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源
JP6087531B2 (ja) 2012-08-06 2017-03-01 三菱電機株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9263968B2 (en) * 2011-06-22 2016-02-16 Eetrex, Inc. Bidirectional inverter-charger
US9425693B2 (en) * 2011-10-03 2016-08-23 The Boeing Company Systems and methods for high power DC/DC conversion using voltage converter cells
JP6470645B2 (ja) * 2015-06-26 2019-02-13 株式会社日立製作所 電力変換装置および風力発電システム
WO2018047229A1 (ja) * 2016-09-06 2018-03-15 株式会社日立製作所 電力変換装置、冷却構造、電力変換システム及び電源装置
FR3078029B1 (fr) * 2018-02-21 2021-07-23 Inst Supergrid Systeme embarque de conversion de puissance electrique
US10855203B2 (en) * 2018-03-02 2020-12-01 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Modular scalable power conversion

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60219967A (ja) * 1984-04-17 1985-11-02 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2001054284A (ja) * 1999-06-03 2001-02-23 Mitsubishi Electric Corp コンバータ装置およびコンバータ・インバータシステム
JP2004248485A (ja) * 2003-01-23 2004-09-02 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源
JP6087531B2 (ja) 2012-08-06 2017-03-01 三菱電機株式会社 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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