WO2021044071A1 - Method and device for measuring resistors by means of a direct interface circuit - Google Patents

Method and device for measuring resistors by means of a direct interface circuit Download PDF

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WO2021044071A1
WO2021044071A1 PCT/ES2020/070529 ES2020070529W WO2021044071A1 WO 2021044071 A1 WO2021044071 A1 WO 2021044071A1 ES 2020070529 W ES2020070529 W ES 2020070529W WO 2021044071 A1 WO2021044071 A1 WO 2021044071A1
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discharge
capacitor
time
resistor
calibration
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PCT/ES2020/070529
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José Antonio HIDALGO LÓPEZ
Jesús Alberto BOTÍN CÓRDOBA
Óscar OBALLE PEINADO
José Antonio SÁNCHEZ DURÁN
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Universidad De Málaga
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N33/00—Investigating or analysing materials by specific methods not covered by groups G01N1/00 - G01N31/00
    • G01N33/0004—Gaseous mixtures, e.g. polluted air
    • G01N33/0009—General constructional details of gas analysers, e.g. portable test equipment
    • G01N33/0027—General constructional details of gas analysers, e.g. portable test equipment concerning the detector
    • G01N33/0031—General constructional details of gas analysers, e.g. portable test equipment concerning the detector comprising two or more sensors, e.g. a sensor array
    • G—PHYSICS
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    • G01N27/00—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means
    • G01N27/02—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating impedance
    • G01N27/04—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating impedance by investigating resistance
    • G01N27/12—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating impedance by investigating resistance of a solid body in dependence upon absorption of a fluid; of a solid body in dependence upon reaction with a fluid, for detecting components in the fluid
    • G01N27/125—Composition of the body, e.g. the composition of its sensitive layer

Definitions

  • the present invention is encompassed in the field of methods and devices that perform resistance measurements, for example, resistive sensors, using a direct interface circuit.
  • More and more digital systems receive information from the outside world through sensors and, therefore, it is important to design simple methods that transfer the analog information provided by the sensor to digital information managed by the system.
  • an important group of sensors is made up of resistive sensors that transform the measurement of the value of a certain physical quantity into the value of a resistance.
  • resistive sensors to measure temperature (known as thermistors), the detection of gases or magneto-resistive sensors.
  • thermistors resistive sensors to measure temperature
  • These sensors can also be grouped into sensor arrays, for example in anemometry, for gas detection or into piezo-resistive touch sensor groups.
  • the fastest direct interface circuit uses the Single Point Calibration Method [9] (SPCM), but it is also the one with the largest errors.
  • SPCM Single Point Calibration Method [9]
  • the SPCM needs to charge and discharge a capacitor twice. Charges are always made through a small resistor (or perhaps even without it if the programmable logic device allows it) so that they require a very short time. However, discharges are performed once through the sensor resistor, R, and another through a known calibration resistance. To obtain the value of the resistance R to be measured, it is enough to make the quotient of these discharge times (discharge times are measured in cycles of the internal clock of the programmable logic device, Simple arithmetic operations, such as those used in any direct interface circuit, are performed internally in the PLD, and the time spent on them is negligible in comparison.
  • the present invention relates to a method and a device for measuring resistance using a direct interface circuit that considerably reduces the measurement time of the currently fastest method among the most accurate, the two-point calibration method (TPCM).
  • TPCM two-point calibration method
  • a first aspect of the present invention relates to a method for resistance measurement based on a direct interface circuit.
  • the TPCM requires measuring three times related to the discharge of the capacitor. As the discharge time through the sensor resistance increases with the value of this resistance, this time can become excessive.
  • the present invention proposes a modified discharge process in which part of the discharge, which was previously done through the resistive sensor only, is now done with the smallest calibration resistor.
  • this modified discharge process can also be applied to the higher value calibration resistance, Rc ⁇ , achieving with this variant even faster, although with a compromise between speed and uncertainty, so that this variant presents greater speed, but also greater uncertainty in the measurement of sensor resistance.
  • the method of the present invention can achieve reductions in the analog-digital conversion time of up to 55% without appreciably increasing the relative errors made in the estimates of the resistance R to be measured. This reduction in conversion time, with little change in the accuracy of the measurements, is achieved without any modification in the structure of a conventional TPCM direct interface circuit and, therefore, without any cost at the hardware level.
  • the method for measuring resistance by means of a direct interface circuit of the present invention comprises a succession of alternating processes of charging and discharging a capacitor.
  • the capacitor discharge processes comprise a first capacitor discharge process through a first calibration resistor, obtaining a first discharge time; a second capacitor discharge process initiated through a second calibration resistor, with a value greater than the first calibration resistor, obtaining a second discharge time; and a third capacitor discharge process initiated through a resistance R to be measured, obtaining a third discharge time.
  • the third capacitor discharge process it is checked whether the time used to discharge the capacitor through the resistor R exceeds a threshold time, said threshold time being greater than the first discharge time. In this case, the discharge of the capacitor is continued only through the first calibration resistor, obtaining the discharge time used by the first resistor of calibration in discharging the capacitor in this third discharge process.
  • the resistance R is estimated from the values of the calibration resistors, the threshold time and the discharge times obtained.
  • the charging process is carried out through a charging resistor.
  • Capacitor charging and discharging processes and resistance estimation are preferably performed by a programmable logic device (eg FPGA, microcontroller, etc.). In all cases, the capacitor is discharged until a detection threshold voltage of logic 0 is reached in the programmable logic device.
  • the second capacitor discharge process it can also be checked whether the time taken to discharge the capacitor through the second calibration resistor exceeds the threshold time.
  • the discharge of the capacitor is continued only through the first calibration resistor, obtaining the discharge time that the first calibration resistor uses to discharge the capacitor in the second discharge process, where said discharge time is used in the estimate of resistance R.
  • a second aspect of the present invention relates to a device for resistance measurement based on a direct interface circuit.
  • the device comprises a capacitor, a first calibration resistor, a second calibration resistor with a value greater than the first calibration resistor, and a programmable logic device, such as an FPGA or a microcontroller, configured to execute the steps of the method above. described.
  • the device preferably comprises a load resistor, the programmable logic device being configured to carry out the capacitor charging processes through said load resistor.
  • Figure 1 illustrates the circuit used in the TPCM method for resistance measurements, which is also the circuit used in the present invention.
  • FIG. 2 illustrates the circuit used in the TSACM method according to the state of the art.
  • Figure 3 shows the evolution of the capacitor voltage, V c , in the discharges through the calibration resistor R c1 and the resistance to be measured R. V c (t) will be different depending on the comparison of the value of the time of discharge through R, T R , with the constant T x .
  • Figure 3A shows the situation where T R is less than T x .
  • Figure 3B illustrates the situation where T R is greater than T x .
  • FIG 4 illustrates a flow chart of the resistance measurement method according to a first embodiment of the present invention (FCM I).
  • FIG. 5 represents a flow chart of the resistance measurement method according to a second embodiment of the present invention (FCM II).
  • Figure 6 shows a graph with the uncertainty in the measurement of the discharge time, when the discharge is carried out through a single resistor.
  • Figures 7A-7C illustrate the uncertainty in the measurement of discharge times if the modified discharge procedure is applied through a resistor, for different values of the parameter T x .
  • Figures 8A and 8B illustrate the maximum absolute and relative errors, respectively, for different values of T x in a first variant of the present invention, FCM I.
  • Figures 9A and 9B show the maximum absolute and relative errors, respectively, for different values of T x in a second variant of the present invention, FCM II.
  • Figures 10A and 10B show the comparison between the absolute and relative maximum errors, respectively, made using the state-of-the-art TPCM method and the two variants of the present invention (FCM I, FCM II) for a determined value of the parameter T x and for different configurations of maximum intensity of the FPGA buffers.
  • Figure 11 illustrates a table with the measurement times T Rmax and T max as a function of T x and the calibration method used.
  • DIC direct interface circuits
  • SPCM programmable logic device
  • the TPCM type direct interface circuit a two-point calibration method, represented in figure 1, uses two calibration resistors, R c1 and R c2 .
  • the load resistor R p also called pull-up resistor
  • the load resistor R p is used to charge the capacitor C to the supply voltage of the buffers of the programmable logic device 100 (configuring the Pp pin as logic output 1) and its value will be as small as PLD specifications allow to reduce charging time to a minimum.
  • the rest of the pins shown in figure 1 can also be configured as logic output 1.
  • a discharge process is carried out through the resistor R or any of the calibration resistors R c1 or R c2 (the order is indifferent) configuring the appropriate pin, Ps, Pc1 or Pc2, as logic output 0 and keeping the rest of the pins in a high impedance state, HZ, which is equivalent to configuring those pins as inputs.
  • the Pp pin will also be configured as an input and will be in charge of detecting the instant in which the capacitor voltage has dropped to a value considered as logical value 0 by the PLD.
  • This succession of charging and discharging processes are carried out for the three resistors (R, R c1 and R c2 ) in the order that is considered convenient.
  • the discharge time T i through a resistor R is given by: where R 0 is the output resistance of each pin configured as logic output 0, V is the initial discharge voltage (normally VDD, the PLD supply voltage) and V f is the final process voltage (the threshold voltage at which an input pin goes from detecting a logical value 1 to a logical value 0).
  • the TPCM uses the following equation to estimate the value of R: where T R , T Rc1 and T Rc2 are the discharge times through R, R c1 and R c2 , respectively. Thanks to how discharge times are used in (2), the dependence of R 0 , C and the natural logarithm that appears in (1) can be eliminated in the estimation of R.
  • T max (TPCM)
  • the third type of direct interface circuit is the TSACM, a three-signal self-calibration method, whose circuit is shown in figure 2. This method was proposed in [14] for the measurement of capacities, but it works in the same way for resistors.
  • the circuit performs, as in the TPCM, the measurement of three discharge times: T R + Rc1 , the discharge time through the resistors R and R c1 placed in series, T Rc2 + Rc1 , the discharge time through of the resistors R c1 and R c2 placed in series and T Rc1 , the discharge time through the resistor R c1 . With these times and equation (1) the value of R can be found as,
  • equation (13) becomes:
  • Equations (12) and (14) show that obtaining the resistance values always requires more time in the TSACM than in the TPCM.
  • R c2 - R c1 is equal to R c2 in equation (16) (if its values continue to maintain the criteria set out above) it will be fulfilled, and, therefore, the R estimates in the TSACM will be less precise than in the TPCM.
  • TPCM is the preferred method for realizing a direct interface circuit.
  • T Rmax is proportional to R max and, depending on the sensor, this value can be very high, so the performance Direct interface circuit times may be insufficient in certain applications.
  • FCM Fast Calibration Method
  • FCM II Quick Calibration
  • the first quick calibration method uses the minimum calibration resistance, R c1 , to speed up the discharge process through R, when necessary.
  • the shape The procedure to proceed is as follows: the loading and unloading processes alternate as in the TPCM method and the R c1 and R c2 unloading processes are carried out in the same way.
  • the discharge time through R, T R is less than a certain amount, threshold time T x (selected by the designer), the discharge is carried out as in the TPCM and equation (2) can continue to be used to estimate the value of R, and equations (5) and (6) to evaluate T max and T Rmax , respectively.
  • T Rc1 (R) the time that R c1 takes to discharge the capacitor from VR to the threshold voltage V f .
  • T x can also be written as:
  • the resistance R is estimated, for this first rapid calibration method (FCM I), according to the following pair of equations and conditions,
  • the complexity of expression (23) is slightly higher than expression (2) due to the computational cost of a division, a subtraction and an extra multiplication, in addition to the comparison between times necessary to decide which estimate to use.
  • expression (23) allows a significant reduction in T Rmax and therefore also in T max .
  • T Rmax in this calibration method, it must be taken into account that expressions (5) and (6) remain valid if T R ⁇ T x . If the calibration resistors and the charging time are identical in FCM I and TPCM, the only difference appears in T R when T R > T x .
  • T x and T Rc1 are to be expressed as a function of T max (TPCM), with T Rc1 / T Rmax ⁇ a ⁇ 1.
  • the condition a ⁇ 1 means that it obviously has to be fulfilled.
  • the highest possible value of V R , V Rmax occurs when discharging through R max .
  • Figure 4 shows a flow chart of the first FCM I 400 rapid calibration method, which proposes, according to a possible embodiment of the present invention, a method for measuring the resistance of resistive sensors using a direct interface circuit .
  • the method comprises a succession of alternating processes for charging and discharging a capacitor.
  • the method comprises a first process of charging the capacitor 402, through the charging resistor R p , followed by a first process of discharging the capacitor 404 through the first calibration resistor R c1 .
  • a first discharge time T Rc11 is obtained 406.
  • a second capacitor charging process 408 is carried out through the charging resistor R p , a second capacitor discharge process 410 is carried out through the second calibration resistor R c2 , with a value greater than the first calibration resistance R c1 , obtaining 412 a second discharge time T Rc2 .
  • a third process of charging the capacitor 414 is carried out using the charging resistor R p , and then a third process of discharging the capacitor is started 416 through the resistance R to be measured, corresponding to a resistive sensor.
  • the third capacitor discharge process it is checked 418 whether the accumulated time in the discharge of the capacitor t discharges through the resistor R of the resistive sensor exceeds a threshold time T x , said threshold time T x being greater than the first time of discharge T Rc1 , in which case the discharge of the capacitor is continued 420 only through the first calibration resistor R c1 .
  • the discharge time T ' Rc1 (R) used by the first calibration resistor R c1 is obtained to completely discharge the capacitor in this third discharge process, and with this 422 a third discharge time T R , which will be equal to the sum of the threshold time T x and the discharge time T ' Rc1 (R) used by the first calibration resistor R c1 in the third discharge process.
  • the third discharge time T R is directly obtained 422, which will coincide with t discharge .
  • the resistance R 424 of the resistive sensor is estimated from the values of the calibration resistors (R c1 , R c2 ) and the discharge times (T Rc1 , T RC2 , T R ) obtained.
  • the discharge time T ' Rc1 (R) used by said first calibration resistor R c1 is used together with the threshold time T x in the estimation 424 of the resistance R of the resistive sensor, as seen in equation (24).
  • the basic idea of the second rapid calibration method, FCM II, is to further reduce T max (FCMI) by decreasing T Rc2 using the modified R c2 unloading procedure. To be able to carry out this it is necessary that T x fulfills,
  • Equation (43) is more convenient to find the value of R than equation (42) since the sums of T x and T ' Rc1 (R) or of T x and T' Rc1 (R c2 ) can be generated by a single counter in the PLD 100, simply without resetting the counter upon reaching T x .
  • the number of additional operations with respect to expression (2) is only one division, one multiplication and two subtractions (in addition to performing the comparison between T R and T x ).
  • equation (44) the number of operations is the same as in FCM I.
  • T Rmax FCM II
  • T max (FCM II) will be given by: To evaluate this expression, it is only necessary to evaluate T ' Rc1 (R c2 ) since the rest of the terms are known. If we continue using equation (25) and proceed in the same way as to obtain (27), T ' Rc1 (R c2 ) will be given by: where now a is determined by equation (25), but it must also meet,
  • Figure 5 represents a flow chart of the second FCM II 500 rapid calibration method, which proposes another embodiment of the method for measuring the resistance of resistive sensors using a direct interface circuit.
  • the method 500 described in figure 5 is identical to the method 400 described in figure 4, with the only difference that after carrying out the second charging process of the capacitor 408, a second process of discharging the capacitor 510 is started.
  • the voltage for the pins of the direct interface circuit is 3.3 V and the maximum current that an output buffer of this FPGA can use is 24 mA.
  • tests are also carried out with a setting of 12 mA as the maximum output current of the buffer.
  • a bank of decoupling capacitors of different values is used in a position very close to the input pins of the power supply.
  • the printed circuit board where the circuit is mounted is a four-layer FR-4 fiberglass substrate, leaving inner layers for the supply planes and outer layers for the remaining signals.
  • each logic circuit detects the same i®o transition in a slightly different way, thus trying to avoid spurious transitions.
  • the way to achieve this is by storing the previously detected logical values and then instantly considered. Finally, by averaging the different detections, the uncertainty is improved.
  • Figures 8A and 8B illustrate the errors obtained in the estimation of R when using the FCM I described in Figure 4.
  • Figure 8A shows the maximum absolute errors
  • Figure 8B shows the maximum relative errors. Errors have been found for the three values of T x indicated above.
  • T x 81.92 ps is approximately the discharge time through a 2000 W resistor and only for larger resistors the modified download procedure. From that resistance, the direct interface circuit with the lower T x begins to show greater errors.
  • T x are always less than T Rc2 (their average measured value is 253.3 ms) and therefore allow the modified R c2 discharge procedure.
  • T x their average measured value is 253.3 ms
  • the maximum errors that appear in figure 9 are always slightly greater than those of figure 8 and maintain a fairly similar shape.
  • the errors are always greater for smaller T x.
  • the shape of the error curves is similar in all methods.
  • FCM II presents the greatest errors if the resistances are large while TPCM and FCM I are very similar throughout the entire range.
  • the relative errors of the three methods are also quite similar.
  • the results shown in figure 10 agree quite well with the uncertainty study carried out for the FCMs.
  • the table in figure 11 shows the values of T Rmax and T max for the values of T x used in Figures 7-9 and depending on the method used.
  • the TPCM shows the same values regardless of T x .
  • T Rmax is the same value, for equal T x in the two FCMs.
  • T max is always lower in FCM II compared to the other methods.
  • the reduction in T Rmax varies between 17% and 62% while the reduction in T max varies between 9.5% and 55% depending on the method used and the value of T x .

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Abstract

Disclosed are a device and method for measuring resistors by means of a direct interface circuit. The method comprises a succession of alternating processes of charging and discharging a capacitor. The processes of discharging the capacitor comprise a first, second and third process of discharging through a first calibration resistor Rc1, a second calibration resistor Rc2 and a resistor R, respectively, thereby obtaining a first discharge time TRc1, a second discharge time TRc2 and a third discharge time TR. If the time used to discharge the capacitor by through the resistor R exceeds a threshold time Tx, discharging continues only through the first calibration resistor Rc1, obtaining the corresponding discharge time T'Rc1(R). Lastly, the resistor R is estimated from the values of the calibration resistors and the discharge times obtained, with a considerable reduction in the measuring time used.

Description

MÉTODO Y DISPOSITIVO PARA LA MEDICIÓN DE RESISTENCIAS MEDIANTE UN METHOD AND DEVICE FOR RESISTANCE MEASUREMENT BY MEANS OF A
CIRCUITO DE INTERFAZ DIRECTA DIRECT INTERFACE CIRCUIT
Campo de la invención Field of the invention
La presente invención se engloba en el campo de los métodos y dispositivos que realizan mediciones de resistencias, por ejemplo, de sensores resistivos, utilizando un circuito de interfaz directa. The present invention is encompassed in the field of methods and devices that perform resistance measurements, for example, resistive sensors, using a direct interface circuit.
Antecedentes de la invención Background of the invention
Cada vez son más los sistemas digitales que reciben información del mundo exterior a través de sensores y, por esto, es importante el diseño de métodos sencillos que trasladen la información analógica proporcionada por el sensor a información digital manejada por el sistema. Dentro de los sensores inteligentes, un grupo importante de sensores lo constituyen los sensores resistivos que transforman la medida del valor de una determinada magnitud física en el valor de una resistencia. Así, existen sensores resistivos para medir la temperatura (conocidos como termistores), la detección de gases o sensores magneto-resistivos. Estos sensores también se pueden agrupar en conjuntos de sensores ( arrays ), por ejemplo, en anemometría, para la detección de gases o en grupos de sensores táctiles piezo-resistivos. More and more digital systems receive information from the outside world through sensors and, therefore, it is important to design simple methods that transfer the analog information provided by the sensor to digital information managed by the system. Within smart sensors, an important group of sensors is made up of resistive sensors that transform the measurement of the value of a certain physical quantity into the value of a resistance. Thus, there are resistive sensors to measure temperature (known as thermistors), the detection of gases or magneto-resistive sensors. These sensors can also be grouped into sensor arrays, for example in anemometry, for gas detection or into piezo-resistive touch sensor groups.
Se pueden utilizar distintos métodos para realizar la medida de la resistencia de un sensor y convertirla en información digital. Uno de los métodos más populares para realizar la conversión de resistencia a valor digital, sin la necesidad de utilizar conversores de señal analógica a digital (ADC, “Analog-to-Digital Converter ), es el conocido como circuito de interfaz directa (DIC, “Direct Interface Circuit), el cual utiliza un dispositivo lógico programable. Este método [1], [2] requiere un mínimo número de componentes: el propio sensor resistivo cuya resistencia se va a medir, una o dos resistencias de calibración y un condensador. El hardware mínimo utilizado hace que el método sea simple, fácilmente integrable en cualquier sistema y barato, alcanzando prestaciones similares a la de los ADC [3] En los últimos años se han publicado varios artículos que utilizan un circuito de interfaz directa con un dispositivo lógico programable, como microcontroladores [4] - [6] y FPGAs [7], [8], lo que muestra la gran versatilidad del método. El principal problema que presenta un circuito de interfaz directa es el tiempo necesario para realizar la conversión de información. A cambio de la sencillez en el diseño es necesario medir tiempos relacionados con la descarga del condensador a través de cada una de las resistencias, lo cual puede enlentecer la velocidad de conversión, especialmente para resistencias elevadas. Dependiendo de la versión del circuito de interfaz directa del que se trate, el tiempo varía. El circuito de interfaz directa más rápido utiliza el método de calibración de punto único [9] (SPCM, “Single Point Calibration Method"), aunque es también el que presenta errores mayores. El SPCM necesita cargar y descargar un condensador dos veces. Las cargas se realizan siempre a través de una pequeña resistencia (o quizás incluso sin ella si el dispositivo lógico programable lo permite) de forma que requieren un tiempo muy reducido. Sin embargo, las descargas se realizan una vez a través de la resistencia del sensor, R, y otra a través de una resistencia de calibración conocida. Para obtener el valor de la resistencia R a medir basta con hacer el cociente de estos tiempos de descarga (los tiempos de descarga son medidos en ciclos del reloj interno del dispositivo lógico programable, PLD). Las operaciones aritméticas sencillas, como la utilizadas en cualquier circuito de interfaz directa, son realizadas internamente en el PLD, y el tiempo empleado en ellas es despreciable en comparación con el necesario para los procesos de carga y descarga del condensador. Por esta razón el tiempo necesario para la obtención de R se puede aproximar por la suma de los dos tiempos de carga y descarga. En las versiones más sofisticadas y exactas empleando un circuito de interfaz directa, el método de calibración de dos puntos (TPCM, “Two Points Calibration Method") y el método de auto-calibración de tres señales (TSACM, “Three-signai Auto-Caiibration Method") [9], el tiempo de conversión se incrementa a tres tiempos de carga y descarga del condensador, donde las descargas se producen ahora a través de la resistencia a medir y dos resistencias de calibración. Different methods can be used to measure the resistance of a sensor and convert it into digital information. One of the most popular methods of converting resistance to digital value, without the need to use analog-to-digital signal converters (ADC, “Analog-to-Digital Converter), is known as direct interface circuit (DIC, “Direct Interface Circuit), which uses a programmable logic device. This method [1], [2] requires a minimum number of components: the resistive sensor itself whose resistance is to be measured, one or two calibration resistors and a capacitor. The minimal hardware used makes the method simple, easily integrable in any system and cheap, reaching similar features to that of ADCs [3] In recent years several articles have been published that use a direct interface circuit with a logic device programmable, such as microcontrollers [4] - [6] and FPGAs [7], [8], which shows the great versatility of the method. The main problem with a direct interface circuit is the time required to perform the information conversion. In exchange for simplicity in design, it is necessary to measure times related to the discharge of the capacitor through each of the resistors, which can slow down the conversion speed, especially for high resistors. Depending on the version of the direct interface circuit in question, the time varies. The fastest direct interface circuit uses the Single Point Calibration Method [9] (SPCM), but it is also the one with the largest errors. The SPCM needs to charge and discharge a capacitor twice. Charges are always made through a small resistor (or perhaps even without it if the programmable logic device allows it) so that they require a very short time. However, discharges are performed once through the sensor resistor, R, and another through a known calibration resistance. To obtain the value of the resistance R to be measured, it is enough to make the quotient of these discharge times (discharge times are measured in cycles of the internal clock of the programmable logic device, Simple arithmetic operations, such as those used in any direct interface circuit, are performed internally in the PLD, and the time spent on them is negligible in comparison. tion with that necessary for the capacitor charging and discharging processes. For this reason, the time required to obtain R can be approximated by the sum of the two loading and unloading times. In the most sophisticated and exact versions using a direct interface circuit, the two-point calibration method (TPCM, “Two Points Calibration Method") and the three-signal self-calibration method (TSACM, “Three-signai Auto- Caiibration Method ") [9], the conversion time is increased to three times of charging and discharging of the capacitor, where the discharges now occur through the resistance to be measured and two calibration resistors.
Una idea incorrecta para disminuir el tiempo necesario para la obtención de R consiste en pensar que el problema se podría solucionar disminuyendo la capacidad del condensador, C. Sin embargo, en el documento [10] se muestra que para obtener unas prestaciones óptimas en un circuito de interfaz directa es necesario que la constante de tiempo en el proceso de descarga del condensador sea mayor que un determinado valor. Este valor mínimo es dependiente del rango de resistencias a medir, pero también del PLD utilizado y de los ruidos de cuantificación y eléctricos del circuito. El problema puede ser aún más serio si lo que se pretende medir no es un sensor resistivo aislado sino un array de sensores resistivos, como suele ocurrir, por ejemplo, en sensores táctiles o narices electrónicas. En estos casos, es crucial la reducción del tiempo de medida de un cuadro ( frame ) del array para poder obtener en tiempo real características del sistema con el que está interactuando, por ejemplo, para poder obtener información del agarre o deslizamiento en un sensor táctil [11] o para obtener información instantánea en una nariz electrónica. An incorrect idea to reduce the time required to obtain R is to think that the problem could be solved by reducing the capacitance of the capacitor, C. However, document [10] shows that to obtain optimal performance in a circuit For direct interface it is necessary that the time constant in the capacitor discharge process is greater than a certain value. This minimum value is dependent on the range of resistances to be measured, but also on the PLD used and the quantization and electrical noise of the circuit. The problem can be even more serious if what you are trying to measure is not an isolated resistive sensor but an array of resistive sensors, as is often the case, for example, in touch sensors or electronic noses. In these cases, it is crucial to reduce the measurement time of a frame of the array to be able to obtain in real time characteristics of the system with which it is interacting, for example, to be able to obtain information on the grip or slip on a touch sensor [11] or to get instant information on an electronic nose.
Para realizar la conversión de la resistencia de un sensor a información digital se pueden emplear por tanto diversas variantes de circuitos de interfaz directa. Estas variantes difieren en la exactitud de las medidas, el tiempo necesario para realizar la conversión y la complejidad de los cálculos aritméticos. Entre los métodos con mayor exactitud que emplean un circuito de interfaz directa, TPCM y TSACM, el TPCM reúne mejores prestaciones para estimar la resistencia de un sensor, ya que requiere un tiempo menor para la conversión y también produce menores incertidumbres en la estimación de la resistencia del sensor. Sin embargo, este método necesita mucho tiempo para completar las medidas necesarias. Por este motivo, es necesario un nuevo método que consiga la reducción del tiempo de medida del circuito de interfaz directa. In order to convert the resistance of a sensor to digital information, therefore, various variants of direct interface circuits can be used. These variants differ in the accuracy of the measurements, the time required to perform the conversion, and the complexity of the arithmetic calculations. Among the methods with the highest accuracy that use a direct interface circuit, TPCM and TSACM, the TPCM combines better performance to estimate the resistance of a sensor, since it requires a shorter time for the conversion and also produces fewer uncertainties in the estimation of the sensor resistance. However, this method takes a long time to complete the necessary measurements. For this reason, a new method is necessary to achieve the reduction of the measurement time of the direct interface circuit.
REFERENCIAS REFERENCES
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[15] “ISO 1993. Guide to the expression of uncertainty in measurement, International Organization for Standardization, Geneva, corrected and reprinted 1995.” . [15] "ISO 1993. Guide to the expression of uncertainty in measurement, International Organization for Standardization, Geneva, corrected and reprinted 1995." .
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La presente invención se refiere a un método y un dispositivo de medición de resistencias mediante circuito de interfaz directa que reduce considerablemente el tiempo de medida del método actualmente más rápido entre los más precisos, el método de calibración de dos puntos (TPCM). The present invention relates to a method and a device for measuring resistance using a direct interface circuit that considerably reduces the measurement time of the currently fastest method among the most accurate, the two-point calibration method (TPCM).
Un primer aspecto de la presente invención se refiere a un método para la medición de resistencias basado en un circuito de interfaz directa. El TPCM requiere medir tres tiempos relacionados con la descarga del condensador. Como el tiempo de descarga a través de la resistencia del sensor se incrementa con el valor de esta resistencia, este tiempo puede llegar a ser excesivo. Para vencer este problema, la presente invención propone un proceso de descarga modificado en el que parte de la descarga, que antes se realizaba a través del sensor resistivo únicamente, ahora se realiza con la resistencia de calibración más pequeña. Opcionalmente se puede además aplicar este proceso de descarga modificado a la resistencia de calibración de mayor valor, Rcå, consiguiendo con esta variante aún más rapidez, aunque con un compromiso entre velocidad e incertidumbre, de manera que esta variante presenta mayor rapidez, pero también una mayor incertidumbre en la medida de la resistencia del sensor. A first aspect of the present invention relates to a method for resistance measurement based on a direct interface circuit. The TPCM requires measuring three times related to the discharge of the capacitor. As the discharge time through the sensor resistance increases with the value of this resistance, this time can become excessive. To overcome this problem, the present invention proposes a modified discharge process in which part of the discharge, which was previously done through the resistive sensor only, is now done with the smallest calibration resistor. Optionally, this modified discharge process can also be applied to the higher value calibration resistance, Rc å , achieving with this variant even faster, although with a compromise between speed and uncertainty, so that this variant presents greater speed, but also greater uncertainty in the measurement of sensor resistance.
El método de la presente invención puede conseguir reducciones del tiempo de conversión analógico-digital de hasta el 55% sin que se incrementen apreciablemente los errores relativos cometidos en las estimaciones de la resistencia R a medir. Esta reducción en el tiempo de conversión, sin modificar apenas la exactitud de las medidas, se consigue sin ninguna modificación en la estructura de un circuito de interfaz directa convencional TPCM y, por lo tanto, sin ningún coste a nivel de hardware. The method of the present invention can achieve reductions in the analog-digital conversion time of up to 55% without appreciably increasing the relative errors made in the estimates of the resistance R to be measured. This reduction in conversion time, with little change in the accuracy of the measurements, is achieved without any modification in the structure of a conventional TPCM direct interface circuit and, therefore, without any cost at the hardware level.
El método para la medición de resistencias mediante un circuito de interfaz directa de la presente invención comprende una sucesión de procesos alternados de carga y descarga de un condensador. The method for measuring resistance by means of a direct interface circuit of the present invention comprises a succession of alternating processes of charging and discharging a capacitor.
Los procesos de descarga del condensador comprenden un primer proceso de descarga del condensador a través de una primera resistencia de calibración, obteniendo un primer tiempo de descarga; un segundo proceso de descarga del condensador iniciado a través de una segunda resistencia de calibración, de valor superior a la primera resistencia de calibración, obteniendo un segundo tiempo de descarga; y un tercer proceso de descarga del condensador iniciado a través de una resistencia R a medir, obteniendo un tercer tiempo de descarga. The capacitor discharge processes comprise a first capacitor discharge process through a first calibration resistor, obtaining a first discharge time; a second capacitor discharge process initiated through a second calibration resistor, with a value greater than the first calibration resistor, obtaining a second discharge time; and a third capacitor discharge process initiated through a resistance R to be measured, obtaining a third discharge time.
Durante el tercer proceso de descarga del condensador se comprueba si el tiempo empleado en la descarga del condensador a través de la resistencia R excede un tiempo umbral, siendo dicho tiempo umbral superior al primer tiempo de descarga. En ese caso se continúa la descarga del condensador únicamente a través de la primera resistencia de calibración, obteniendo el tiempo de descarga que emplea la primera resistencia de calibración en descargar el condensador en este tercer proceso de descarga. During the third capacitor discharge process, it is checked whether the time used to discharge the capacitor through the resistor R exceeds a threshold time, said threshold time being greater than the first discharge time. In this case, the discharge of the capacitor is continued only through the first calibration resistor, obtaining the discharge time used by the first resistor of calibration in discharging the capacitor in this third discharge process.
Finalmente, se estima la resistencia R a partir de los valores de las resistencias de calibración, el tiempo umbral y los tiempos de descarga obtenidos. Finally, the resistance R is estimated from the values of the calibration resistors, the threshold time and the discharge times obtained.
En una realización del método objeto de la invención, el proceso de carga se realiza través de una resistencia de carga. Los procesos de carga y descarga del condensador y la estimación de la resistencia son ejecutados preferentemente por un dispositivo lógico programable (p. ej. , una FPGA, un microcontrolador, etc.). En todos los casos, la descarga del condensador se realiza hasta que se alcanza una tensión umbral de detección de 0 lógico en el dispositivo lógico programable. In one embodiment of the method object of the invention, the charging process is carried out through a charging resistor. Capacitor charging and discharging processes and resistance estimation are preferably performed by a programmable logic device (eg FPGA, microcontroller, etc.). In all cases, the capacitor is discharged until a detection threshold voltage of logic 0 is reached in the programmable logic device.
Opcionalmente, durante el segundo proceso de descarga del condensador se puede también comprobar si el tiempo empleado en la descarga del condensador a través de la segunda resistencia de calibración excede el tiempo umbral. En ese caso se continúa la descarga del condensador únicamente a través de la primera resistencia de calibración, obteniendo el tiempo de descarga que emplea la primera resistencia de calibración en descargar el condensador en el segundo proceso de descarga, donde dicho tiempo de descarga es empleado en la estimación de la resistencia R. Optionally, during the second capacitor discharge process it can also be checked whether the time taken to discharge the capacitor through the second calibration resistor exceeds the threshold time. In this case, the discharge of the capacitor is continued only through the first calibration resistor, obtaining the discharge time that the first calibration resistor uses to discharge the capacitor in the second discharge process, where said discharge time is used in the estimate of resistance R.
Un segundo aspecto de la presente invención se refiere a un dispositivo para la medición de resistencias basado en un circuito de interfaz directa. El dispositivo comprende un condensador, una primera resistencia de calibración, una segunda resistencia de calibración de valor superior a la primera resistencia de calibración, y un dispositivo lógico programable, como por ejemplo una FPGA o un microcontrolador, configurado para ejecutar las etapas del método anteriormente descrito. El dispositivo comprende preferentemente una resistencia de carga, estando el dispositivo lógico programable configurado para realizar los procesos de carga del condensador a través de dicha resistencia de carga. A second aspect of the present invention relates to a device for resistance measurement based on a direct interface circuit. The device comprises a capacitor, a first calibration resistor, a second calibration resistor with a value greater than the first calibration resistor, and a programmable logic device, such as an FPGA or a microcontroller, configured to execute the steps of the method above. described. The device preferably comprises a load resistor, the programmable logic device being configured to carry out the capacitor charging processes through said load resistor.
Breve descripción de los dibujos Brief description of the drawings
A continuación, se pasa a describir de manera muy breve una serie de dibujos que ayudan a comprender mejor la invención y que se relacionan expresamente con una realización de dicha invención que se presenta como un ejemplo no limitativo de ésta. La figura 1 ilustra el circuito utilizado en el método TPCM para medidas de resistencias, el cual es también el circuito empleado en la presente invención. Next, a series of drawings will be described very briefly that help to better understand the invention and that expressly relate to an embodiment of said invention that is presented as a non-limiting example thereof. Figure 1 illustrates the circuit used in the TPCM method for resistance measurements, which is also the circuit used in the present invention.
La figura 2 ilustra el circuito utilizado en el método TSACM de acuerdo con el estado del arte. Figure 2 illustrates the circuit used in the TSACM method according to the state of the art.
La figura 3 muestra la evolución de la tensión del condensador, Vc, en las descargas a través de la resistencia de calibración Rc1 y la resistencia a medir R. Vc(t) será diferente dependiendo de la comparación del valor del tiempo de descarga a través de R, TR, con la constante Tx. La figura 3A muestra la situación en la que TR es menor que Tx. La figura 3B ilustra la situación en la que TR es mayor que Tx. Figure 3 shows the evolution of the capacitor voltage, V c , in the discharges through the calibration resistor R c1 and the resistance to be measured R. V c (t) will be different depending on the comparison of the value of the time of discharge through R, T R , with the constant T x . Figure 3A shows the situation where T R is less than T x . Figure 3B illustrates the situation where T R is greater than T x .
La figura 4 ilustra un diagrama de flujo del método de medición de resistencias de acuerdo a una primera realización de la presente invención (FCM I). Figure 4 illustrates a flow chart of the resistance measurement method according to a first embodiment of the present invention (FCM I).
La figura 5 representa un diagrama de flujo del método de medición de resistencias de acuerdo a una segunda realización de la presente invención (FCM II). Figure 5 represents a flow chart of the resistance measurement method according to a second embodiment of the present invention (FCM II).
La figura 6 muestra una gráfica con la incertidumbre en la medida del tiempo de descarga, cuando la descarga se realiza través de una única resistencia. Figure 6 shows a graph with the uncertainty in the measurement of the discharge time, when the discharge is carried out through a single resistor.
Las figuras 7A-7C ilustran la incertidumbre en la medida de tiempos de descarga si se aplica el procedimiento modificado de descarga a través de una resistencia, para diferentes valores del parámetro Tx. Figures 7A-7C illustrate the uncertainty in the measurement of discharge times if the modified discharge procedure is applied through a resistor, for different values of the parameter T x .
Las figuras 8A y 8B ilustran los errores máximos absolutos y relativos, respectivamente, para distintos valores de Tx en una primera variante de la presente invención, FCM I. Figures 8A and 8B illustrate the maximum absolute and relative errors, respectively, for different values of T x in a first variant of the present invention, FCM I.
Las figuras 9A y 9B muestran los errores máximos absolutos y relativos, respectivamente, para distintos valores de Tx en una segunda variante de la presente invención, FCM II. Figures 9A and 9B show the maximum absolute and relative errors, respectively, for different values of T x in a second variant of the present invention, FCM II.
Las figuras 10A y 10B muestran la comparación entre los errores máximos absolutos y relativos, respectivamente, cometidos usando el método TPCM del estado del arte y las dos variantes de la presente invención (FCM I, FCM II) para un valor determinado del parámetro Tx y para distintas configuraciones de intensidad máxima de los buffers de la FPGA. La figura 11 ilustra una tabla con los tiempos de medida TRmax y Tmax en función de Tx y del método de calibración usado. Figures 10A and 10B show the comparison between the absolute and relative maximum errors, respectively, made using the state-of-the-art TPCM method and the two variants of the present invention (FCM I, FCM II) for a determined value of the parameter T x and for different configurations of maximum intensity of the FPGA buffers. Figure 11 illustrates a table with the measurement times T Rmax and T max as a function of T x and the calibration method used.
Descripción detallada de la invención Detailed description of the invention
Todos los tipos de circuitos de interfaz directa (DIC) están basados en la comparación de tiempos de descarga de un condensador. Uno de los tiempos se obtiene a través de la descarga por un pin de un dispositivo lógico programable (PLD) unido a la resistencia R del sensor resistivo que se pretende medir y el resto de los tiempos (que pueden ser uno o dos) a través de pines conectados a resistencias de calibración conocidas, Rc¡. El circuito de interfaz directa más sencillo es el tipo SPCM, ya que utiliza únicamente una resistencia de calibración. Debido a esto, el tiempo empleado en la conversión de la resistencia a un valor digital es el menor de todos; sin embargo, su precisión es bastante inferior (el error relativo que presenta este método puede ser de tres órdenes de magnitud mayor que el obtenido por los otros métodos [12]), por lo que normalmente no es usado en aplicaciones prácticas. All types of direct interface circuits (DIC) are based on comparing the discharge times of a capacitor. One of the times is obtained through the discharge by a pin of a programmable logic device (PLD) linked to the resistance R of the resistive sensor to be measured and the rest of the times (which can be one or two) through of pins connected to known calibration resistors, R c,. The simplest direct interface circuit is the SPCM type, since it uses only one calibration resistor. Because of this, the time taken to convert the resistor to a digital value is the shortest of all; However, its precision is much lower (the relative error presented by this method can be three orders of magnitude greater than that obtained by the other methods [12]), so it is not normally used in practical applications.
Por su parte, el circuito de interfaz directa de tipo TPCM, método de calibración de dos puntos, representado en la figura 1, utiliza dos resistencias de calibración, Rc1 y Rc2. La resistencia de carga Rp (también llamada resistencia de pull-up), es utilizada para cargar el condensador C a la tensión de alimentación de los buffers del dispositivo lógico programable 100 (configurando el pin Pp como salida lógica 1) y su valor será tan pequeño como permitan las especificaciones del PLD para reducir el tiempo de carga al mínimo posible. Con el objetivo de conseguir esto, el resto de pines mostrados en la figura 1 pueden ser también configurados como salida lógica 1. A continuación, se realiza un proceso de descarga a través de la resistencia R o cualquiera de las resistencias de calibración Rc1 o Rc2 (el orden es indiferente) configurando el pin adecuado, Ps, Pc1 o Pc2, como salida lógica 0 y manteniendo el resto de pines en un estado de alta impedancia, HZ, lo que es equivalente a configurar dichos pines como entradas. El pin Pp estará también configurado como entrada y será el encargado de detectar el instante en el que la tensión del condensador ha descendido hasta un valor considerado como valor lógico 0 por el PLD. Esta sucesión de procesos de carga y descarga se realizan para las tres resistencias (R, Rc1 y Rc2) en el orden que se considere conveniente. For its part, the TPCM type direct interface circuit, a two-point calibration method, represented in figure 1, uses two calibration resistors, R c1 and R c2 . The load resistor R p (also called pull-up resistor), is used to charge the capacitor C to the supply voltage of the buffers of the programmable logic device 100 (configuring the Pp pin as logic output 1) and its value will be as small as PLD specifications allow to reduce charging time to a minimum. In order to achieve this, the rest of the pins shown in figure 1 can also be configured as logic output 1. Next, a discharge process is carried out through the resistor R or any of the calibration resistors R c1 or R c2 (the order is indifferent) configuring the appropriate pin, Ps, Pc1 or Pc2, as logic output 0 and keeping the rest of the pins in a high impedance state, HZ, which is equivalent to configuring those pins as inputs. The Pp pin will also be configured as an input and will be in charge of detecting the instant in which the capacitor voltage has dropped to a value considered as logical value 0 by the PLD. This succession of charging and discharging processes are carried out for the three resistors (R, R c1 and R c2 ) in the order that is considered convenient.
El tiempo de descarga Ti a través de una resistencia R, viene dado por:
Figure imgf000011_0001
donde R0 es la resistencia de salida de cada pin configurado como salida lógica 0, V, es el voltaje inicial de descarga (normalmente VDD, la tensión de alimentación del PLD) y Vf es el voltaje final del proceso (la tensión umbral a la cual un pin de entrada pasa de detectar un valor lógico 1 a un valor lógico 0). Teniendo en cuenta (1), el TPCM utiliza la siguiente ecuación para estimar el valor de R:
Figure imgf000011_0002
donde TR, TRc1 y TRc2 son los tiempos de descarga a través de R, Rc1 y Rc2, respectivamente. Gracias a como son utilizados los tiempos de descarga en (2), se puede eliminar la dependencia de R0, C y el logaritmo neperiano que aparece en (1) en la estimación de R. The discharge time T i through a resistor R is given by:
Figure imgf000011_0001
where R 0 is the output resistance of each pin configured as logic output 0, V is the initial discharge voltage (normally VDD, the PLD supply voltage) and V f is the final process voltage (the threshold voltage at which an input pin goes from detecting a logical value 1 to a logical value 0). Taking into account (1), the TPCM uses the following equation to estimate the value of R:
Figure imgf000011_0002
where T R , T Rc1 and T Rc2 are the discharge times through R, R c1 and R c2 , respectively. Thanks to how discharge times are used in (2), the dependence of R 0 , C and the natural logarithm that appears in (1) can be eliminated in the estimation of R.
Por otra parte, se pueden tomar dos parámetros para valorar la velocidad de la conversión de la resistencia a un valor digital: el tiempo máximo TRmax empleado en descargar el condensador a Vf, y el tiempo máximo total Tmax en el proceso de medición de R. Estos dos parámetros se toman ya que pueden existir aplicaciones en las que no sea necesaria una calibración simultánea para cada medida TR, sino que, la calibración se realiza cada cierto tiempo, entre varias medidas de TR. En el caso del TPCM estos dos parámetros vienen dados por:
Figure imgf000011_0003
donde Tcharge es el tiempo de carga. Como se ha comentado, el circuito se diseña para que este tiempo sea mínimo, por lo que es mucho menor que los otros tiempos que aparecen en el miembro de la derecha de la ecuación (3). Si además, se tiene en cuenta que Ro « R,Rc1,Rc2, se pueden aproximar (3) y (4) por,
Figure imgf000011_0004
siendo k una constante para cada circuito,
Figure imgf000012_0001
On the other hand, two parameters can be taken to assess the speed of the conversion of the resistance to a digital value: the maximum time T Rmax used in discharging the capacitor to V f , and the maximum total time T max in the measurement process These two parameters are taken since there may be applications in which a simultaneous calibration is not necessary for each T R measurement, but rather, the calibration is performed every so often, between several T R measurements. In the case of TPCM, these two parameters are given by:
Figure imgf000011_0003
where T charge is the charge time. As mentioned, the circuit is designed so that this time is minimal, so it is much shorter than the other times that appear in the right-hand side of equation (3). If, in addition, it is taken into account that Ro «R, R c1 , R c2 , we can approximate (3) and (4) by,
Figure imgf000011_0004
where k is a constant for each circuit,
Figure imgf000012_0001
Por otro lado, en [13] se establece como criterio óptimo de diseño para el TPCM situar Rc1 en el 15% del rango entre la resistencia máxima y mínima a medir, AR. También, en esta referencia se encuentra que Rc2 debe estar en el 85% del rango. Así, Tmax(TPCM), viene dado por:
Figure imgf000012_0002
On the other hand, in [13] it is established as the optimal design criteria for the TPCM to place R c1 in 15% of the range between the maximum and minimum resistance to be measured, AR. Also, in this reference it is found that R c2 must be in 85% of the range. Thus, T max (TPCM), is given by:
Figure imgf000012_0002
Como k es una característica de cada circuito (suponemos que se ha utilizado un valor mínimo de C de acuerdo con [9]) y Rmax y Rmin vienen determinadas por el tipo de sensor, no existe, inicialmente, ninguna opción para reducir este tiempo. Por último, la expresión (8) también se puede escribir,
Figure imgf000012_0003
que en el caso muy común de que Rmax» Rmin queda,
Figure imgf000012_0004
As k is a characteristic of each circuit (we assume that a minimum value of C has been used according to [9]) and R max and R min are determined by the type of sensor, there is, initially, no option to reduce this weather. Finally, the expression (8) can also be written,
Figure imgf000012_0003
that in the very common case that R max »R min remains,
Figure imgf000012_0004
El tercer tipo de circuito de interfaz directa es el TSACM, método de auto-calibración de tres señales, cuyo circuito se muestra en la figura 2. Este método fue propuesto en [14] para la medida de capacidades, pero funciona de la misma manera para resistencias. El circuito realiza, como en el TPCM, la medida de tres tiempos de descarga: TR+Rc1, el tiempo de descarga a través de las resistencias R y Rc1 colocadas en serie, TRc2+Rc1, el tiempo de descarga a través de las resistencias Rc1 y Rc2 colocadas en serie y TRc1, el tiempo de descarga a través de la resistencia Rc1. Con estos tiempos y la ecuación (1) se puede hallar el valor de R como,
Figure imgf000012_0005
The third type of direct interface circuit is the TSACM, a three-signal self-calibration method, whose circuit is shown in figure 2. This method was proposed in [14] for the measurement of capacities, but it works in the same way for resistors. The circuit performs, as in the TPCM, the measurement of three discharge times: T R + Rc1 , the discharge time through the resistors R and R c1 placed in series, T Rc2 + Rc1 , the discharge time through of the resistors R c1 and R c2 placed in series and T Rc1 , the discharge time through the resistor R c1 . With these times and equation (1) the value of R can be found as,
Figure imgf000012_0005
La expresión (11) es más sencilla de evaluar que la ecuación (2), aunque la diferencia, en términos de tiempo y hardware, en los PLDs actuales puede ser insignificante. Para valorar los tiempos máximos de conversión, hay que tener en cuenta que, al mantener los criterios para los valores de las resistencias de calibración señalados anteriormente, Rc1 se situará en el 15% del rango de medida, mientras que, Rc2+Rc1 (que ahora juega el papel Rc2 en el TPCM) estará en el 85%, por lo que Rc2 estará en el 70% del rango de medida. Considerando esto, tendremos que el tiempo de descarga máximo por este método, T Rmax (T SA CM), vendrá dado por:
Figure imgf000013_0001
Así mismo, Tmax para este método, Tmax(TSACM), será:
Figure imgf000013_0002
Expression (11) is easier to evaluate than equation (2), although the difference, in terms of time and hardware, in current PLDs may be negligible. To assess the maximum conversion times, it must be taken into account that, by maintaining the criteria for the values of the calibration resistors indicated above, R c1 will be at 15% of the measurement range, while, R c2 + R c1 (which now plays the R c2 paper in the TPCM) will be at 85%, so R c2 will be at 70% of the measurement range. Considering this, we will have that the maximum discharge time by this method, T Rmax (T SA CM), will be given by:
Figure imgf000013_0001
Likewise, T max for this method, T max (TSACM), will be:
Figure imgf000013_0002
Utilizando la ecuación (8), la ecuación (13) se transforma en:
Figure imgf000013_0003
Using equation (8), equation (13) becomes:
Figure imgf000013_0003
Las ecuaciones (12) y (14) muestran que la obtención de los valores de las resistencias siempre requiere más tiempo en el TSACM que en el TPCM. Equations (12) and (14) show that obtaining the resistance values always requires more time in the TSACM than in the TPCM.
Otro inconveniente que presenta el TSACM, cuando lo comparamos con el TPCM, deriva del hecho de que, como se muestra en [9], la incertidumbre en las medidas de los tiempos de descarga está relacionada linealmente con el valor de la resistencia a medir, siendo la pendiente de la recta positiva. Esto significa, que y
Figure imgf000013_0008
Teniendo en cuenta este hecho y aplicando la ley de propagación
Figure imgf000013_0004
de incertidumbres [15], la varianza de R utilizando TPCM, es:
Figure imgf000013_0005
Figure imgf000013_0006
mientras que la varianza de R utilizando TSACM, es:
Figure imgf000013_0007
Another drawback of the TSACM, when compared with the TPCM, derives from the fact that, as shown in [9], the uncertainty in the discharge time measurements is linearly related to the value of the resistance to be measured, being the slope of the positive line. This means, that and
Figure imgf000013_0008
Taking this fact into account and applying the law of propagation
Figure imgf000013_0004
of uncertainties [15], the variance of R using TPCM, is:
Figure imgf000013_0005
Figure imgf000013_0006
while the variance of R using TSACM, is:
Figure imgf000013_0007
Figure imgf000014_0001
Figure imgf000014_0001
(16)(16)
Teniendo en cuenta que, en la expresiónTaking into account that, in the expression
¡Error! No se encuentra el origen de la referencia. Rc2- Rc1 es igual a Rc2 en la ecuación (16) (si sus valores siguen manteniendo los criterios expuestos anteriormente) se cumplirá,
Figure imgf000014_0002
y, por tanto, las estimaciones de R en el TSACM serán menos precisas que en el TPCM. Error! The origin of the reference cannot be found. R c2 - R c1 is equal to R c2 in equation (16) (if its values continue to maintain the criteria set out above) it will be fulfilled,
Figure imgf000014_0002
and, therefore, the R estimates in the TSACM will be less precise than in the TPCM.
De acuerdo con estos resultados, es evidente que la pequeña ventaja computacional de usar la expresión (11) en lugar de la expresión (2) no compensa los inconvenientes derivados de que TSACM necesita más tiempo para estimar R y de que, la precisión de las medidas es menor. Así, el TPCM es el método preferido para realizar un circuito de interfaz directa. According to these results, it is evident that the small computational advantage of using expression (11) instead of expression (2) does not compensate for the disadvantages derived from the fact that TSACM takes more time to estimate R and that the precision of the measures is less. Thus, TPCM is the preferred method for realizing a direct interface circuit.
Sin embargo, el gran inconveniente que presenta el TPCM es el tiempo necesario para estimar R. Según la ecuación (6), TRmax es proporcional a Rmax y, dependiendo del sensor, este valor puede ser muy alto, por lo que las prestaciones temporales del circuito de interfaz directa podrían ser insuficientes en determinadas aplicaciones. Con el objetivo de reducir TRmax, el procedimiento de la presente invención está basada en el TPCM, al utilizar el mismo circuito, representado en la figura 1. Este nuevo procedimiento, al cual se puede denominar método de calibración rápida, FCM (“ Fast Calibration Method"), necesita también tres procesos de carga y descarga. Dependiendo de cómo se reduzcan los tiempos de descarga, la nueva metodología propuesta por la presente invención presenta dos versiones, un primer método de calibración rápida (FCM I) y un segundo método de calibración rápida (FCM II), que serán explicadas a continuación. However, the major drawback of the TPCM is the time required to estimate R. According to equation (6), T Rmax is proportional to R max and, depending on the sensor, this value can be very high, so the performance Direct interface circuit times may be insufficient in certain applications. In order to reduce T Rmax , the method of the present invention is based on the TPCM, by using the same circuit, represented in figure 1. This new procedure, which can be called the fast calibration method, FCM (“Fast Calibration Method "), also requires three loading and unloading processes. Depending on how discharge times are reduced, the new methodology proposed by the present invention presents two versions, a first rapid calibration method (FCM I) and a second method Quick Calibration (FCM II), which will be explained below.
En el primer método de calibración rápida se utiliza la resistencia de calibración mínima, Rc1, para acelerar el proceso de descarga a través de R, cuando sea necesario. La forma de proceder es la siguiente: los procesos de carga y descarga se alternan como en el método TPCM y los procesos de descarga de Rc1 y Rc2 se realizan de la misma manera. Igualmente, si el tiempo de descarga a través de R, TR, es menor que una determinada cantidad, tiempo umbral Tx (seleccionada por el diseñador), la descarga se realiza como en el TPCM y puede seguir utilizándose la ecuación (2) para estimar el valor de R, y las ecuaciones (5) y (6) para evaluar Tmax y TRmax, respectivamente. Pero, si pasado el tiempo umbral Tx desde que comenzó la descarga de R no se ha detectado un valor lógico 0 en el pin Pp del PLD (esta condición es equivalente a TR ³Tx , se configura el pin Ps como entrada (alta impedancia HZ) y continúa la descarga a través de Rc1, lo cual constituye un procedimiento de descarga modificado. Las únicas condiciones que debe cumplir el tiempo umbral Tx son que:
Figure imgf000015_0001
The first quick calibration method uses the minimum calibration resistance, R c1 , to speed up the discharge process through R, when necessary. The shape The procedure to proceed is as follows: the loading and unloading processes alternate as in the TPCM method and the R c1 and R c2 unloading processes are carried out in the same way. Likewise, if the discharge time through R, T R , is less than a certain amount, threshold time T x (selected by the designer), the discharge is carried out as in the TPCM and equation (2) can continue to be used to estimate the value of R, and equations (5) and (6) to evaluate T max and T Rmax , respectively. But, if the threshold time T x has passed since the R discharge began, a logical value 0 has not been detected at the Pp pin of the PLD (this condition is equivalent to T R ³T x , the Ps pin is configured as input (high impedance HZ) and the discharge continues through R c1 , which constitutes a modified discharge procedure.The only conditions that the threshold time T x must meet are that:
Figure imgf000015_0001
Estas condiciones vienen del hecho de que para que el método sea coherente debe verificarse que Tx > TRc11 y de que, para que se consiga una reducción de tiempo en TR, obviamente debe cumplirse que Tx < TRmax . These conditions come from the fact that for the method to be coherent it must be verified that T x > T Rc11 and that, for a time reduction in T R to be achieved, it must obviously be satisfied that T x <T Rmax .
Ambos procesos de descarga se muestran en la Figura 3. La situación que aparece en la figura 3A coincide con los pasos a realizar en el TPCM. Sin embargo, en la situación ilustrada por la figura 3B, donde TR ³Tx , la estimación de R no puede realizarse usando la ecuación (2). Según se observa en la figura 3B, cuando el condensador C se está descargando a través de la resistencia R, una vez transcurrido el tiempo umbral Tx, la tensión en el condensador habrá alcanzado un valor VR, que obviamente será función de R (VR es mayor que la tensión umbral lógica 0 de los pines de entrada del PLD, Vf). Así, el tiempo umbral Tx se puede expresar como:
Figure imgf000015_0002
Both download processes are shown in Figure 3. The situation that appears in Figure 3A coincides with the steps to be carried out in the TPCM. However, in the situation illustrated by Figure 3B, where T R ³T x , the estimation of R cannot be performed using equation (2). As can be seen in figure 3B, when the capacitor C is discharging through the resistor R, once the threshold time T x has elapsed, the voltage across the capacitor will have reached a value V R , which will obviously be a function of R ( V R is greater than the logic threshold voltage 0 of the input pins of the PLD, V f ). Thus, the threshold time T x can be expressed as:
Figure imgf000015_0002
Por su parte, si definimos TRc1(R) como el tiempo que emplea Rc1 en descargar el condensador desde VR a la tensión umbral Vf, este tiempo viene dado por:
Figure imgf000015_0003
On the other hand, if we define T Rc1 (R) as the time that R c1 takes to discharge the capacitor from VR to the threshold voltage V f , this time is given by:
Figure imgf000015_0003
Usando los valores de TRc1 y TRc2 dados por la expresión (1), Tx se puede escribir también como: Using the values of T Rc1 and T Rc2 given by expression (1), T x can also be written as:
Figure imgf000016_0001
y operando con esta expresión se encuentra que,
Figure imgf000016_0002
de donde finalmente,
Figure imgf000016_0003
Figure imgf000016_0001
and operating with this expression it is found that,
Figure imgf000016_0002
from where finally,
Figure imgf000016_0003
Así, la resistencia R se estima, para este primer método de calibración rápida (FCM I), según el siguiente par de ecuaciones y condiciones,
Figure imgf000016_0004
La complejidad de la expresión (23) es ligeramente superior a la expresión (2) debido al coste computacional de una división, una resta y una multiplicación extra, además de la comparación entre tiempos necesaria para decidir que estimación usar. Sin embargo, a continuación se va a mostrar que la expresión (23) permite una importante reducción en TRmax y por lo tanto también en Tmax. Thus, the resistance R is estimated, for this first rapid calibration method (FCM I), according to the following pair of equations and conditions,
Figure imgf000016_0004
The complexity of expression (23) is slightly higher than expression (2) due to the computational cost of a division, a subtraction and an extra multiplication, in addition to the comparison between times necessary to decide which estimate to use. However, it will be shown below that expression (23) allows a significant reduction in T Rmax and therefore also in T max .
Para hallar TRmax en este método de calibración hay que tener en cuenta que las expresiones (5) y (6) siguen siendo válidas si TR < Tx . Si las resistencias de calibración y el tiempo de carga son idénticos en el FCM I y TPCM, la única diferencia aparece en TR cuando TR > Tx . Por conveniencia, se van a expresar Tx y TRc1 en función de TmaX(TPCM),
Figure imgf000017_0001
con TRc1/ TRmax <a < 1 . La condición a < 1 significa que obviamente ha de cumplirse Por otro lado, el valor de VR más alto posible, VRmax, se produce al descargar a través de Rmax.
Figure imgf000017_0002
y por lo tanto, el máximo de T'Rc1(R ,) TRc1(Rmax ) , vendría dado por:
Figure imgf000017_0003
donde se ha considerando nuevamente que R0 es despreciable en comparación con el resto de resistencias que aparecen en la expresión (27). Con este resultado,
Figure imgf000017_0004
To find T Rmax in this calibration method, it must be taken into account that expressions (5) and (6) remain valid if T R <T x . If the calibration resistors and the charging time are identical in FCM I and TPCM, the only difference appears in T R when T R > T x . For convenience, T x and T Rc1 are to be expressed as a function of T max (TPCM),
Figure imgf000017_0001
with T Rc1 / T Rmax <a <1. The condition a <1 means that it obviously has to be fulfilled. On the other hand, the highest possible value of V R , V Rmax , occurs when discharging through R max .
Figure imgf000017_0002
and therefore, the maximum of T ' Rc1 (R,) T Rc1 (R max ), would be given by:
Figure imgf000017_0003
where it has been considered again that R 0 is negligible compared to the rest of the resistances that appear in expression (27). With this result,
Figure imgf000017_0004
Y, teniendo en cuenta la expresión (6), podemos escribir:
Figure imgf000017_0005
y por lo tanto (debido a que el segundo término de la derecha de esta ecuación es siempre mayor que cero), se verifica que TRmax(FCMI) < TRmax(TPCM). Ya que TRc1 yAnd, taking into account the expression (6), we can write:
Figure imgf000017_0005
and therefore (because the second term from the right of this equation is always greater than zero), it is verified that T Rmax (FCMI) <T Rmax (TPCM). Since T Rc1 and
TRC2 son iguales para ambos métodos también tenemos que:
Figure imgf000017_0006
y por lo tanto también Tmax(FCMI) <Tmax(TPCM) . Por ejemplo, si nuevamente se considera Rc1 = 0,15.DR + Rmin y Rc2 = 0,85.AR + Rmin encontramos que,
Figure imgf000017_0007
y con Rmax > > Rmin,
Figure imgf000017_0008
T RC2 are the same for both methods we also have:
Figure imgf000017_0006
and therefore also T max (FCMI) <T max (TPCM). For example, if again we consider R c1 = 0.15, DR + R min and R c2 = 0.85 . AR + R min we find that,
Figure imgf000017_0007
and with Rmax >> R min ,
Figure imgf000017_0008
Además, con las mismas elecciones y aproximaciones tenemos:
Figure imgf000018_0001
Según las expresiones (29) y (30), la reducción en los tiempos dependerá de a. Así, cuanto menor sea este parámetro, mayor será la reducción en los tiempos de medida. Sin embargo, a tiene influencia sobre la precisión y exactitud de las estimaciones de R, como se analizará a continuación, por lo que existe un intercambio entre velocidad del método y la precisión. Furthermore, with the same choices and approximations we have:
Figure imgf000018_0001
According to expressions (29) and (30), the reduction in times will depend on a. Thus, the lower this parameter, the greater the reduction in measurement times. However, a has an influence on the precision and accuracy of R estimates, as discussed below, so there is a trade-off between method speed and precision.
Sabemos que la incertidumbre del FCM I en la estimación del valor de R, uFCM I(R), es igual a UTPCM(R) si TR £Tx . Las diferencias entre ambas incertidumbres aparecen siWe know that the uncertainty of FCM I in estimating the value of R, u FCM I (R), is equal to U TPCM (R) if T R £ T x . The differences between the two uncertainties appear if
TR >Tx . En este caso, la varianza en las medidas para el FCM I, u2 FCM I(R) , viene dada por:
Figure imgf000018_0002
para cuyo cálculo tenemos que usar el valor de R dado por la expresión (23). Además, al igualar las ecuaciones (2) y (23) tenemos que,
Figure imgf000018_0003
T R > T x . In this case, the variance in the measurements for FCM I, u 2 FCM I (R), is given by:
Figure imgf000018_0002
for which calculation we have to use the value of R given by expression (23). Furthermore, when equating equations (2) and (23) we have that,
Figure imgf000018_0003
Utilizando las expresiones (23) y (35) para evaluar la ecuación (34), después de unos sencillos cálculos se obtiene:
Figure imgf000018_0004
Using expressions (23) and (35) to evaluate equation (34), after some simple calculations we obtain:
Figure imgf000018_0004
Al comparar este resultado con la expresión (15) se observa que la contribución de la varianza debida a TRc2 es idéntica en ambas ecuaciones. Por otro lado, podemos hallar la relación entre u2( TRc1(R)) y u2(TR). gracias a que, como se indica en el documento [9] las incertidumbres en las medidas de tiempos de descarga son aproximadamente proporcionales al valor de la resistencia de descarga en el instante de disparo (si se desprecia el error de cuantificación),
Figure imgf000019_0001
donde e está relacionado con el ruido del circuito. Con este resultado se puede escribir:
Figure imgf000019_0002
y también,
Figure imgf000019_0003
When comparing this result with expression (15) it is observed that the contribution of the variance due to T Rc2 is identical in both equations. On the other hand, we can find the relationship between u 2 (T Rc1 (R)) and u 2 (T R ). thanks to the fact that, as indicated in document [9], the uncertainties in the discharge time measurements are approximately proportional to the value of the discharge resistance at the instant of tripping (if the quantization error is neglected),
Figure imgf000019_0001
where e is related to the noise of the circuit. With this result you can write:
Figure imgf000019_0002
and also,
Figure imgf000019_0003
Teniendo en cuenta la ecuación (38) se verifica que:
Figure imgf000019_0004
Taking into account equation (38) it is verified that:
Figure imgf000019_0004
Así, el sumando debido a la varianza de TRc1(R) en la expresión (36) es siempre mayor que el de la varianza de TR en (15). Thus, the sum due to the variance of T Rc1 (R) in expression (36) is always greater than that of the variance of T R in (15).
Por último, como el sumando debido la varianza de TRc1 en el FCM I es mayor que su equivalente en el TPCM siempre que R <Rc2, podemos concluir que, en esta situación u2 FCM I(R) > u2 TPCM (R ) y además, una disminución de Tx (es decir de a) siempre significa un aumento en u2 FCM I(R) · Sin embargo, si R Rc2 no se puede extraer una relación sencilla entre u2 FCM I(R) y u2 TPCM(R) . Esta relación dependerá de cada valor concreto de Tx y R. Finally, as the sum due to the variance of T Rc1 in the FCM I is greater than its equivalent in the TPCM provided that R <R c2 , we can conclude that, in this situation u 2 FCM I (R) > u 2 TPCM ( R) and furthermore, a decrease in T x (that is, a) always means an increase in u 2 FCM I (R) · However, if RR c2 a simple relationship between u 2 FCM I (R) cannot be extracted yu 2 TPCM (R). This relationship will depend on each specific value of T x and R.
La figura 4 muestra un diagrama de flujo del primer método de calibración rápida FCM I 400, el cual propone, de acuerdo a una posible realización de la presente invención, un método para la medición de la resistencia de sensores resistivos utilizando un circuito de interfaz directa. El método comprende una sucesión de procesos alternados de carga y descarga de un condensador. Según la realización mostrada en la figura 4, el método comprende un primer proceso de carga 402 del condensador, a través de la resistencia de carga Rp, seguida de un primer proceso de descarga 404 del condensador a través de la primera resistencia de calibración Rc1. Una vez finalizada la primera descarga, se obtiene 406 un primer tiempo de descarga TRc11. Después de un segundo proceso de carga 408 del condensador, realizada también a través de la resistencia de carga Rp, se efectúa un segundo proceso de descarga 410 del condensador a través de la segunda resistencia de calibración Rc2, de valor superior a la primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo 412 un segundo tiempo de descarga TRc2. A continuación, se efectúa un tercer proceso de carga del condensador 414 utilizando la resistencia de carga Rp, y después se inicia 416 un tercer proceso de descarga del condensador a través de la resistencia R a medir, correspondiente a un sensor resistivo. Figure 4 shows a flow chart of the first FCM I 400 rapid calibration method, which proposes, according to a possible embodiment of the present invention, a method for measuring the resistance of resistive sensors using a direct interface circuit . The method comprises a succession of alternating processes for charging and discharging a capacitor. According to the embodiment shown in figure 4, the method comprises a first process of charging the capacitor 402, through the charging resistor R p , followed by a first process of discharging the capacitor 404 through the first calibration resistor R c1 . After completion of the first discharge, a first discharge time T Rc11 is obtained 406. After a second capacitor charging process 408, also carried out through the charging resistor R p , a second capacitor discharge process 410 is carried out through the second calibration resistor R c2 , with a value greater than the first calibration resistance R c1 , obtaining 412 a second discharge time T Rc2 . Next, a third process of charging the capacitor 414 is carried out using the charging resistor R p , and then a third process of discharging the capacitor is started 416 through the resistance R to be measured, corresponding to a resistive sensor.
Durante el tercer proceso de descarga del condensador, se comprueba 418 si el tiempo acumulado en la descarga del condensador tdescarga a través de la resistencia R del sensor resistivo excede un tiempo umbral Tx, siendo dicho tiempo umbral Tx superior al primer tiempo de descarga TRc1, en cuyo caso se continua 420 la descarga del condensador únicamente a través de la primera resistencia de calibración Rc1. Una vez completada la tercera descarga del condensador, se obtiene el tiempo de descarga T'Rc1(R) que emplea la primera resistencia de calibración Rc1 en descargar por completo el condensador en este tercer proceso de descarga, y con ello se obtiene 422 un tercer tiempo de descarga TR, que será igual a la suma del tiempo umbral Tx y el tiempo de descarga T'Rc1(R) empleado por la primera resistencia de calibración Rc1 en el tercer proceso de descarga. En el caso de que el tercer proceso de descarga del condensador finalice antes de llegar al tiempo umbral Tx (i.e., si tdescarga<Tx), se obtiene 422 directamente el tercer tiempo de descarga TR, que coincidirá con tdescarga . Finalmente, se estima la resistencia R 424 del sensor resistivo a partir de los valores de las resistencias de calibración (Rc1, Rc2) y de los tiempos de descarga (TRc1, TRC2, TR) obtenidos. En el caso de que se complete la tercera descarga utilizando la primera resistencia de calibración Rc1, el tiempo de descarga T'Rc1(R) empleado por dicha primera resistencia de calibración Rc1 se utiliza junto con el tiempo umbral Tx en la estimación 424 de la resistencia R del sensor resistivo, como se aprecia en la ecuación (24). During the third capacitor discharge process, it is checked 418 whether the accumulated time in the discharge of the capacitor t discharges through the resistor R of the resistive sensor exceeds a threshold time T x , said threshold time T x being greater than the first time of discharge T Rc1 , in which case the discharge of the capacitor is continued 420 only through the first calibration resistor R c1 . Once the third discharge of the capacitor is completed, the discharge time T ' Rc1 (R) used by the first calibration resistor R c1 is obtained to completely discharge the capacitor in this third discharge process, and with this 422 a third discharge time T R , which will be equal to the sum of the threshold time T x and the discharge time T ' Rc1 (R) used by the first calibration resistor R c1 in the third discharge process. In the event that the third capacitor discharge process ends before reaching the threshold time T x (ie, if t discharge <T x ), the third discharge time T R is directly obtained 422, which will coincide with t discharge . Finally, the resistance R 424 of the resistive sensor is estimated from the values of the calibration resistors (R c1 , R c2 ) and the discharge times (T Rc1 , T RC2 , T R ) obtained. In the event that the third discharge is completed using the first calibration resistor R c1 , the discharge time T ' Rc1 (R) used by said first calibration resistor R c1 is used together with the threshold time T x in the estimation 424 of the resistance R of the resistive sensor, as seen in equation (24).
Con respecto a la medida de Rc2, es obvio que si TRc2 < Tx , Rc2 descarga el condensador hasta Vf. Pero incluso si TRc2 >Tx , en el FCM I, también se realiza el proceso de descarga completo a través de esta resistencia. Sin embargo, es posible realizar el proceso modificado de descarga de Rc2 si TRc2 > Tx . Procediendo así se consegue una reducción adicional en Tmax, lo que será especialmente importante en aplicaciones en las que sea necesaria una calibración en cada lectura de R. Regarding the measure of R c2 , it is obvious that if T Rc2 <T x , R c2 discharges the capacitor up to V f . But even if T Rc2 > T x , in FCM I, the complete discharge process is also performed through this resistor. However, it is possible to modified discharge process of R c2 if T Rc2 > T x . By doing so, an additional reduction in T max is achieved , which will be especially important in applications where a calibration is necessary at each R reading.
La idea básica del segundo método de calibración rápida, FCM II, es reducir aún más Tmax (FCMI) al disminuir TRc2 utilizando el procedimiento modificado de descarga de Rc2. Para poder llevar a cabo esto es necesario que Tx cumpla,
Figure imgf000021_0004
The basic idea of the second rapid calibration method, FCM II, is to further reduce T max (FCMI) by decreasing T Rc2 using the modified R c2 unloading procedure. To be able to carry out this it is necessary that T x fulfills,
Figure imgf000021_0004
Si se cumple esta condición, al descargar a través de Rc2, en Tx la tensión del condensador es VRcå y el tiempo empleado en la descarga, desde esta tensión a Vf, sería T'Rc1Rc2) . Siguiendo un razonamiento análogo al realizado para encontrar la expresiónIf this condition is fulfilled, when discharging through R c2 , at T x the capacitor voltage is VR cå and the time spent in discharging, from this voltage to V f , would be T ' Rc1 R c2 ). Following a reasoning analogous to that carried out to find the expression
(23), se puede deducir que, siempre que se verifique (41) y TR > Tx , R vendría dado por:
Figure imgf000021_0001
que también se puede escribir,
Figure imgf000021_0002
(23), it can be deduced that, provided that (41) and T R > T x are verified, R would be given by:
Figure imgf000021_0001
that can also be written,
Figure imgf000021_0002
Sin embargo, si TR < Tx , el procedimiento de descarga modificado se aplicaría únicamente a Rc2 y por lo tanto,
Figure imgf000021_0003
However, if T R <T x , the modified discharge procedure would apply only to R c2 and therefore,
Figure imgf000021_0003
La ecuación (43) es más conveniente para encontrar el valor de R que la ecuación (42) ya que las sumas de Tx y T'Rc1(R ) o de Tx y T'Rc1(Rc2 ) pueden ser generadas por un único contador en el PLD 100, simplemente sin resetear el contador al alcanzar Tx. Teniendo esto en cuenta, el número de operaciones adicionales con respecto a la expresión (2) es sólo de una división, una multiplicación y dos restas (además de realizar la comparación entre TR y Tx ). Por su parte, en la ecuación (44) el número de operaciones es el mismo que en el FCM I. En cuanto a la respuesta temporal, para TRmax(FCM II) tenemos que:
Figure imgf000022_0001
Equation (43) is more convenient to find the value of R than equation (42) since the sums of T x and T ' Rc1 (R) or of T x and T' Rc1 (R c2 ) can be generated by a single counter in the PLD 100, simply without resetting the counter upon reaching T x . Taking this into account, the number of additional operations with respect to expression (2) is only one division, one multiplication and two subtractions (in addition to performing the comparison between T R and T x ). On the other hand, in equation (44) the number of operations is the same as in FCM I. Regarding the temporal response, for T Rmax (FCM II) we have:
Figure imgf000022_0001
Sin embargo, Tmax(FCM II) vendrá dado por:
Figure imgf000022_0002
Para evaluar esta expresión solo se necesita evaluar T'Rc1(Rc2) ya que el resto de términos son conocidos. Si seguimos utilizando la ecuación (25) y se procede de la misma manera que se hizo para obtener (27), T'Rc1(Rc2) vendrá dado por:
Figure imgf000022_0003
donde ahora a sigue determinado por la ecuación (25), pero además debe cumplir,
Figure imgf000022_0004
However, T max (FCM II) will be given by:
Figure imgf000022_0002
To evaluate this expression, it is only necessary to evaluate T ' Rc1 (R c2 ) since the rest of the terms are known. If we continue using equation (25) and proceed in the same way as to obtain (27), T ' Rc1 (R c2 ) will be given by:
Figure imgf000022_0003
where now a is determined by equation (25), but it must also meet,
Figure imgf000022_0004
Teniendo en cuenta la expresión (47), la ecuación (46) puede escribirse,
Figure imgf000022_0005
Taking into account expression (47), equation (46) can be written,
Figure imgf000022_0005
También podemos hallar la diferencia entre Tmax(FCM I) y Tmax(FCM II),
Figure imgf000022_0006
considerando el límite superior de a que proporciona (48), el resultado de (50) siempre es positivo por lo que, Tmax (FCM II) < Tmax (FCM I) . We can also find the difference between T max (FCM I) and T max (FCM II),
Figure imgf000022_0006
Considering the upper limit of a provided by (48), the result of (50) is always positive, therefore, T max (FCM II) <T max (FCM I).
Por otro lado, si de nuevo usamos y
Figure imgf000022_0007
Rmax»Rmin, se obtiene,
Figure imgf000023_0001
Para finalizar el estudio de este método se analizará la incertidubre en la estimación del valor de R, UFCM II(R), como en los métodos de calibración anteriores: evaluando la varianza u2 FCM II(R) según la ley de propagación de la uncertainty aplicada a las ecuaciones (42) y (44),
Figure imgf000023_0002
On the other hand, if we use y again
Figure imgf000022_0007
R ma x »Rmin, we obtain,
Figure imgf000023_0001
To finalize the study of this method, the uncertainty in the estimation of the value of R, UFCM II (R), will be analyzed, as in the previous calibration methods: evaluating the variance u 2 FCM II (R) according to the propagation law of the uncertainty applied to equations (42) and (44),
Figure imgf000023_0002
Para TR >Tx , utilizando la ecuación (42), realizando las derivadas parciales, teniendo en cuenta la expresión (35) y considerando además que para este caso,
Figure imgf000023_0003
se obtiene,
Figure imgf000023_0004
For T R > T x , using equation (42), performing the partial derivatives, taking into account the expression (35) and also considering that for this case,
Figure imgf000023_0003
is obtained,
Figure imgf000023_0004
Llevando a cabo para esta ecuación un estudio similar al que se realizó para comparar u2 TPCM (R) y u2 FCMAr) (ecuaciones (15) y (36)) se encuentra que,
Figure imgf000023_0005
pero como TR > Tx y TRc1l < Tx , la condición en (55) siempre se verifica. Carrying out for this equation a study similar to the one carried out to compare u 2 TPCM (R) and u 2 FCM A r ) (equations (15) and (36)) it is found that,
Figure imgf000023_0005
but since T R > T x and T Rc1l <T x , the condition in (55) always holds.
Por otro lado, si TR < Tx , la ley de propagación de la uncertainty aplicada a la ecuación (44) genera el siguiente resultado,
Figure imgf000023_0006
On the other hand, if T R <T x , the law of propagation of uncertainty applied to equation (44) generates the following result,
Figure imgf000023_0006
La única información que aporta esta ecuación es que si TRc11 < TR < Tx entonces, uFCM II(R) > uTPCM (R) . Uniendo las conclusiones extraídas de (55) y (56) podemos finalizar que, siempre que TRc11 <TR , se verifica uFCMII (R) > uTPCM (R) . Por contra, si TR < TRc11 no hay una relación clara entre la incertidumbre de este método y los demás. Por último, es importante señalar que cualquier disminución de Tx en las ecuaciones (54) y (56) se traduce en un aumento de uFCMII (R) , por lo que nuevamente este método presenta el intercambio entre velocidad y precisión. The only information provided by this equation is that if T Rc11 <T R <T x then u FCM II (R)> u TPCM (R). Uniting the conclusions drawn from (55) and (56) we can finalize that, whenever T Rc11 <T R , u FCMII (R)> u TPCM (R) is verified. In contrast , if T R <T Rc11 there is no clear relationship between the uncertainty of this method and the others. Finally, it is important to note that any decrease in T x in equations (54) and (56) translates into an increase in u FCMII (R), so this method again presents the trade-off between speed and precision.
La figura 5 representa un diagrama de flujo del segundo método de calibración rápida FCM II 500, el cual propone otra realización del método para la medición de la resistencia de sensores resistivos utilizando un circuito de interfaz directa. En este caso, el método 500 descrito en la figura 5 es idéntico al método 400 descrito en la figura 4, con la única diferencia de que después de realizar el segundo proceso de carga del condensador 408, se inicia 510 un segundo proceso de descarga del condensador a través de la segunda resistencia de calibración Rc2, y durante esta segunda descarga se comprueba 512 si el tiempo empleado en la descarga del condensador a través de la segunda resistencia de calibración Rc2 (tdescarga) excede el tiempo umbral Tx, en cuyo caso se continua 514 la descarga del condensador únicamente a través de la primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo el PLD 100 el tiempo de descarga T'Rc1(Rc2) que emplea la primera resistencia de calibración Rc1 en descargar por completo el condensador en este segundo proceso de descarga, donde dicho tiempo de descarga T'Rc1(Rc2) es también empleado en la estimación de la resistencia R del sensor resistivo, según se aprecia en las ecuaciones (43) y (44). Figure 5 represents a flow chart of the second FCM II 500 rapid calibration method, which proposes another embodiment of the method for measuring the resistance of resistive sensors using a direct interface circuit. In this case, the method 500 described in figure 5 is identical to the method 400 described in figure 4, with the only difference that after carrying out the second charging process of the capacitor 408, a second process of discharging the capacitor 510 is started. capacitor across the second calibration resistor R c2 , and during this second discharge 512 is checked whether the time spent in discharging the capacitor through the second calibration resistor R c2 (t discharge ) exceeds the threshold time T x , in which case the capacitor discharge is continued 514 only through the first calibration resistor R c1 , obtaining the PLD 100 the discharge time T ' Rc1 (R c2 ) that uses the first calibration resistor R c1 to discharge completely the capacitor in this second discharge process, where said discharge time T ' Rc1 (R c2 ) is also used in estimating the resistance R of the resistive sensor, as seen in equations (4 3) and (44).
Los dos métodos de calibración propuestos en las figuras 4 y 5, FCM I y FCM II, han sido probados y comparados con el método TPCM tradicional en una FPGA. La configuración del circuito con la FPGA se ha realizado utilizando un FPGA Xilinx Spartan3AN (XC3S50AN-4TQG144C) [16] con una frecuencia de funcionamiento de 50 MHz. La conversión digital de tiempo se realiza mediante un contador de 14 bits con una base de tiempo de 20 ns. Se selecciona un condensador con un valor nominal de 47 nF, que también cumple con las reglas de diseño propuestas en [10] Por otro lado, esta FPGA funciona con voltajes de suministro independientes para los bloques de entrada / salida y el núcleo de procesamiento digital, por lo que se reduce el ruido de voltaje debido al procesamiento digital. El voltaje para los pines del circuito de interfaz directa es de 3.3 V y la corriente máxima que un buffer de salida de esta FPGA puede emplear es de 24 mA. Para demostrar la generalidad de los métodos propuestos, también se llevan a cabo pruebas con una configuración de 12 mA como corriente de salida máxima del buffer. Finalmente, se utiliza una batería de condensadores de desacoplamiento de diferentes valores en una posición muy cercana a los pines de entrada de la alimentación. La placa de circuito impreso donde se monta el circuito es un sustrato de fibra de vidrio FR-4 y cuatro capas, dejando capas internas para los planos de suministro y capas externas para las señales restantes. The two calibration methods proposed in Figures 4 and 5, FCM I and FCM II, have been tested and compared with the traditional TPCM method in an FPGA. The circuit configuration with the FPGA has been carried out using a Xilinx Spartan3AN FPGA (XC3S50AN-4TQG144C) [16] with an operating frequency of 50 MHz. The digital time conversion is carried out by means of a 14-bit counter with a time base of 20 ns. A capacitor with a nominal value of 47 nF is selected, which also complies with the design rules proposed in [10] On the other hand, this FPGA works with independent supply voltages for the input / output blocks and the digital processing core. , so voltage noise due to digital processing is reduced. The voltage for the pins of the direct interface circuit is 3.3 V and the maximum current that an output buffer of this FPGA can use is 24 mA. To demonstrate the generality of the proposed methods, tests are also carried out with a setting of 12 mA as the maximum output current of the buffer. Finally, a bank of decoupling capacitors of different values is used in a position very close to the input pins of the power supply. The printed circuit board where the circuit is mounted is a four-layer FR-4 fiberglass substrate, leaving inner layers for the supply planes and outer layers for the remaining signals.
Se realizan pruebas experimentales para 20 resistencias con valores de resistencia dentro del rango de 260 W a 7500 W. Los valores de resistencia se han elegido para mostrar claramente las diferencias en el rendimiento de los diferentes métodos de calibración. Además de la resistencia a medir, se han agregado dos resistencias de calibración adicionales para evaluar diferentes métodos de calibración: Rc1 = 1098.1 W y Rc2 = 6165.3 W. Todas las resistencias se han medido utilizando un multímetro digital Agilent 34401A. Cada vez que ha sido necesario evaluar un tiempo de descarga a través de cada una de las 20 resistencias usadas en los test, las medidas se han repetido 500 veces, y cada vez que se repite una de las medidas, a continuación se miden los tiempos de descarga a través de Rc1 y Rc2, de manera que se puedan obtener 500 resultados para R, cada uno de ellos con sus propias medidas. Procediendo de esta forma se han obtenido los errores máximos en cada uno de los métodos. Estos errores máximos serán comentados más adelante. Experimental tests are performed for 20 resistors with resistance values within the range of 260 W to 7500 W. The resistance values have been chosen to clearly show the differences in performance of the different calibration methods. In addition to the resistance to be measured, two additional calibration resistors have been added to evaluate different calibration methods: R c1 = 1098.1 W and R c2 = 6165.3 W. All resistances have been measured using an Agilent 34401A digital multimeter. Each time it has been necessary to evaluate a discharge time through each of the 20 resistors used in the tests, the measurements have been repeated 500 times, and each time one of the measurements is repeated, the times are then measured. discharge through R c1 and R c2 , so that 500 results can be obtained for R, each with its own measurements. Proceeding in this way, the maximum errors in each of the methods have been obtained. These maximum errors will be discussed later.
Para mejorar la detección del instante de disparo en Pp se han utilizado los circuitos lógicos propuestos en [17] En esencia, cada circuito lógico detecta la misma transición i®o de forma ligeramente diferente, con lo que se intentan evitar transiciones espúreas. La forma de conseguir esto es mediante el almacenamiento de los valores lógicos detectados anteriormente y posteriormente al instante considerado. Finalmente, al realizar un promedio de las distintas detecciones se mejora la incertidumbre. To improve the detection of the trip instant in Pp, the logic circuits proposed in [17] have been used. In essence, each logic circuit detects the same i®o transition in a slightly different way, thus trying to avoid spurious transitions. The way to achieve this is by storing the previously detected logical values and then instantly considered. Finally, by averaging the different detections, the uncertainty is improved.
La desviación estándar experimental para los tiempos de descarga de cada resistencia del rango medido se utiliza como valor de incertidumbre. Las incertidumbres, cuando se completa la descarga del condensador a través de las 20 resistencias a medir, aparecen en la figura 6. Esta gráfica confirma que existe una dependencia lineal entre U(TR) y R (debe recordarse que el valor del condensador ha sido elegido para conseguir esta relación). Además, la ecuación de la recta de regresión de mínimos cuadrados que aparece en la misma figura muestra que el término independiente es pequeño frente al valor total de U(TR), como indica la ecuación (37), excepto para las resistencias más pequeñas. Los resultados mostrados en la figura 6 son aplicables a las medidas TR, TRc1 y TRc2, sin embargo, las características de T'Rc1(R ) de los FCMs son diferentes y aparecen en las figuras 7A, 7B y 7C, las cuales muestran las incertidumbres de estas medidas para Tx = 81.92 ms, Tx = 163.84 ps y Tx = 245.76 ps, respectivamente. En todos los casos se ha seleccionado Rc1 = 1098.1 W. Estos tiempos están seleccionados con el criterio de dividir el rango de tiempos de descarga en zonas aproximadamente iguales, teniendo en cuenta que el tiempo de descarga a través de Rmax=7464.5 W es de 306.52 ps. Así, los a's de la ecuación (25) para cada Tx son: 0.27, 0.53 y 0.80 The experimental standard deviation for the discharge times of each resistor in the measured range is used as the uncertainty value. The uncertainties, when the discharge of the capacitor is completed through the 20 resistors to be measured, appear in figure 6. This graph confirms that there is a linear dependence between U (T R ) and R (it should be remembered that the value of the capacitor has been chosen to achieve this relationship). Furthermore, the equation of the least squares regression line that appears in the same figure shows that the independent term is small compared to the total value of U (T R ), as indicated by equation (37), except for the smallest resistances . The results shown in figure 6 are applicable to the measurements T R , T Rc1 and T Rc2 , however, the characteristics of T ' Rc1 (R) of the FCMs are different and appear in figures 7A, 7B and 7C, the which show the uncertainties of these measurements for T x = 81.92 ms, T x = 163.84 ps and T x = 245.76 ps, respectively. In all cases, R c1 = 1098.1 W has been selected. These times are selected with the criterion of dividing the range of discharge times into approximately equal zones, taking into account that the discharge time through R max = 7464.5 W is of 306.52 ps. Thus, the a's of equation (25) for each T x are: 0.27, 0.53 and 0.80
En las tres gráficas de la figura 7, las incertidumbres son idénticas a las de la figura 6 cuando TR < Tx . Pero en caso contrario, las descargas se están realizando a través de Rc1 en el momento en el que se produce la detección del 0 en el pin Pp. Como según la ecuación (37) la incertidumbre de T'Rc1(R) depende de la resistencia de descarga en ese momento, resulta que u(T'Rc1(R )) es aproximadamente constante si TR > Tx y su valor es similar a U(TRc1). In the three graphs in Figure 7, the uncertainties are identical to those in Figure 6 when T R <T x . But in the opposite case, the discharges are being carried out through R c1 at the moment in which the detection of 0 in the Pp pin occurs. As according to equation (37) the uncertainty of T ' Rc1 (R) depends on the discharge resistance at that moment, it turns out that u (T ' Rc1 (R)) is approximately constant if T R > T x and its value is similar to U (T Rc1 ).
Las figuras 8A y 8B ilustran los errores obtenidos en la estimación de R cuando se utiliza el FCM I descrito en la figura 4. La figura 8A muestra los errores absolutos máximos, mientras que la figura 8B muestra los errores relativos máximos. Los errores se han hallado para los tres valores de Tx indicados anteriormente. Para cualquier Tx la figura 8A muestra errores similares hasta la resistencia de 2198 W. Esto es así ya que, Tx = 81.92 ps es aproximadamente el tiempo de descarga a través de una resistencia de 2000 W y sólo para resistencias mayores se aplica el procedimiento de descarga modificado. A partir de esa resistencia el circuito de interfaz directa con el Tx menor comienza a mostrar mayores errores. Sin embargo, para Tx = 163.84 ps y Tx = 245.76 ps los errores son muy similares incluso hasta para valores altos de R. Este comportamiento sugiere la posibilidad de que, para cada aplicación, se pueda encontrar un rango de valores de Tx que reduzca el tiempo de descarga afectando mínimamente a la exactitud. Aunque los errores absolutos aumentan siempre que se incrementa la resistencia a medir, se puede observar en la figura 8B cómo los errores relativos permanecen prácticamente constantes, al igual que ocurrre en el TPCM [9] Los errores relativos máximos ocurren para las resistencias más pequeñas donde el error de cuantificación tiene mayor importancia (ya que es independiente del valor de R). Las figuras 9A y 9B muestran los errores obtenidos en la estimación de R cuando se utiliza el FCM II de la figura 5. Para obtener estos valores se han utilizado los mismos Tx que anteriormente. Hay que tener en cuenta que estos Tx siempre son menores que TRc2 (su valor medio medido es 253.3 ms) y por lo tanto, permiten el procedimiento de descarga modificado de Rc2. Para las mismas resistencias y valores de Tx, los errores máximos que aparecen en la figura 9 son siempre ligeramente mayores que los de la figura 8 y mantienen una forma bastante similar. Para resistencias mayores que 2200 W, los errores siempre son mayores para Tx menores. Figures 8A and 8B illustrate the errors obtained in the estimation of R when using the FCM I described in Figure 4. Figure 8A shows the maximum absolute errors, while Figure 8B shows the maximum relative errors. Errors have been found for the three values of T x indicated above. For any T x Figure 8A shows similar errors up to the 2198 W resistor. This is so since, T x = 81.92 ps is approximately the discharge time through a 2000 W resistor and only for larger resistors the modified download procedure. From that resistance, the direct interface circuit with the lower T x begins to show greater errors. However, for T x = 163.84 ps and T x = 245.76 ps the errors are very similar even for high values of R. This behavior suggests the possibility that, for each application, a range of values of T x can be found that reduces download time with minimal effect on accuracy. Although the absolute errors increase whenever the resistance to be measured is increased, it can be seen in figure 8B how the relative errors remain practically constant, as occurs in the TPCM [9] The maximum relative errors occur for the smallest resistances where the quantization error is of greater importance (since it is independent of the value of R). Figures 9A and 9B show the errors obtained in the estimation of R when the FCM II of figure 5 is used. To obtain these values, the same T x as before have been used. It must be borne in mind that these T x are always less than T Rc2 (their average measured value is 253.3 ms) and therefore allow the modified R c2 discharge procedure. For the same resistances and values of T x , the maximum errors that appear in figure 9 are always slightly greater than those of figure 8 and maintain a fairly similar shape. For resistances greater than 2200 W, the errors are always greater for smaller T x.
Las figuras 10A y 10B muestran la comparación de los errores máximos absolutos y relativos, respectivamente, entre el TPCM , FCM I y FCM II para el caso Tx = 163.84 ps y para las configuraciones de 12 mA y 24 mA de la FPGA. Como se puede observar, la forma de las curvas de errores es similar en todos los métodos. FCM II presenta los mayores errores si las resistencias son grandes mientras que TPCM y FCM I son muy parecidos a lo largo de todo el rango. Los errores relativos de los tres métodos también son bastante parecidos. Los resultados mostrados en la figura 10 concuerdan bastante bien con el estudio de la incertidumbre realizado para los FCMs. Figures 10A and 10B show the comparison of the absolute and relative maximum errors, respectively, between the TPCM, FCM I and FCM II for the case T x = 163.84 ps and for the 12 mA and 24 mA configurations of the FPGA. As can be seen, the shape of the error curves is similar in all methods. FCM II presents the greatest errors if the resistances are large while TPCM and FCM I are very similar throughout the entire range. The relative errors of the three methods are also quite similar. The results shown in figure 10 agree quite well with the uncertainty study carried out for the FCMs.
En cuanto a la reducción de los tiempos necesarios para estimar el valor de R al usar los FCMs, en la tabla de la figura 11 se muestran los valores de TRmax y Tmax para los valores de Tx utilizados en las Figuras 7-9 y en función del método usado. Obviamente, el TPCM muestra los mismos valores independientemente de Tx. Igualmente, TRmax es el mismo valor, para iguales Tx en los dos FCMs. Sin embargo, Tmax es siempre menor en el FCM II comparado con los otros métodos. La reducción en TRmax varía entre el 17% y el 62% mientras que la reducción en Tmax varía entre el 9.5% y el 55% dependiendo del método usado y del valor de Tx. Regarding the reduction of the times necessary to estimate the value of R when using FCMs, the table in figure 11 shows the values of T Rmax and T max for the values of T x used in Figures 7-9 and depending on the method used. Obviously, the TPCM shows the same values regardless of T x . Likewise, T Rmax is the same value, for equal T x in the two FCMs. However, T max is always lower in FCM II compared to the other methods. The reduction in T Rmax varies between 17% and 62% while the reduction in T max varies between 9.5% and 55% depending on the method used and the value of T x .

Claims

REIVINDICACIONES
1. Método para la medición de resistencias mediante un circuito de interfaz directa que comprende: 1. Method for measuring resistance using a direct interface circuit comprising:
1. una sucesión de procesos alternados de carga y descarga de un condensador C, donde los procesos de descarga del condensador C comprenden: i. un primer proceso de descarga del condensador C a través de una primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo un primer tiempo de descarga TRc1 , ii. un segundo proceso de descarga del condensador C a través de una segunda resistencia de calibración Rc2, de valor superior a la primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo un segundo tiempo de descarga TRc2, y 1. a succession of alternating processes for charging and discharging a capacitor C, where the processes for discharging capacitor C comprise: i. a first discharge process of the capacitor C through a first calibration resistor R c1 , obtaining a first discharge time T Rc1 , ii. a second discharge process of capacitor C through a second calibration resistor R c2 , with a value greater than the first calibration resistor R c1 , obtaining a second discharge time T Rc2 , and
MI. un tercer proceso de descarga del condensador C a través de una resistencia R, obteniendo un tercer tiempo de descarga TR, ME. a third discharge process of the capacitor C through a resistor R, obtaining a third discharge time T R ,
2. estimar la resistencia R a partir de los valores de las resistencias de calibración (Rc1, Rc1 ) y de los tiempos de descarga ( TRc1 , TRc2 , TR) obtenidos; caracterizado por que el tercer proceso de descarga del condensador C comprende comprobar si el tiempo empleado en la descarga del condensador C a través de la resistencia R excede un tiempo umbral Tx, siendo dicho tiempo umbral Tx superior al primer tiempo de descarga TRc1 , y en ese caso continuar la descarga del condensador C únicamente a través de la primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo el tiempo de descarga T'Rc1(R) que emplea la primera resistencia de calibración Rc1 en descargar el condensador C en el tercer proceso de descarga, donde dicho tiempo de descarga T'Rc1(R) es empleado, junto con el tiempo umbral Tx, en la estimación de la resistencia R. 2. estimate the resistance R from the values of the calibration resistors (R c1 , R c1 ) and the discharge times (T Rc1 , T Rc2 , T R ) obtained; characterized in that the third process for discharging capacitor C comprises checking whether the time spent in discharging capacitor C through resistor R exceeds a threshold time T x , said threshold time T x being greater than the first discharge time T Rc1 , and in that case continue the discharge of capacitor C only through the first calibration resistor R c1 , obtaining the discharge time T ' Rc1 (R) used by the first calibration resistor R c1 to discharge capacitor C in the third discharge process, where said discharge time T ' Rc1 (R) is used, together with the threshold time T x , in estimating the resistance R.
2. Método según la reivindicación 1 caracterizado por que el proceso de carga se realiza través de una resistencia de carga Rp. 2. Method according to claim 1 characterized in that the charging process is carried out through a charging resistor R p .
3. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores caracterizado por que los procesos de carga y descarga del condensador C y la estimación de la resistencia R son ejecutados por un dispositivo lógico programable. 3. Method according to any of the preceding claims, characterized in that the charging and discharging processes of the capacitor C and the estimation of the resistance R are executed by a programmable logic device.
4. Método según la reivindicación 3 caracterizado por que el dispositivo lógico programable es una FPGA. 4. Method according to claim 3 characterized in that the logic device programmable is an FPGA.
5. Método según la reivindicación 3 caracterizado por que el dispositivo lógico programable es un microcontrolador. 5. Method according to claim 3 characterized in that the programmable logic device is a microcontroller.
6. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores caracterizado por que la estimación de la resistencia R se realiza según el siguiente par de fórmulas y condiciones:
Figure imgf000029_0001
6. Method according to any of the preceding claims, characterized in that the estimation of the resistance R is carried out according to the following pair of formulas and conditions:
Figure imgf000029_0001
7. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores caracterizado por que el segundo proceso de descarga del condensador C comprende comprobar si el tiempo empleado en la descarga del condensador C a través de la segunda resistencia de calibración Rc2 excede el tiempo umbral Tx, y en ese caso continuar la descarga del condensador C únicamente a través de la primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo el tiempo de descarga T'Rc1(Rc2) que emplea la primera resistencia de calibración Rc1 en descargar el condensador C en el segundo proceso de descarga, donde dicho tiempo de descarga T'Rc1(Rc2) es empleado en la estimación de la resistencia R. 7. Method according to any of the preceding claims, characterized in that the second process for discharging capacitor C comprises checking whether the time used in discharging capacitor C through the second calibration resistor R c2 exceeds the threshold time T x , and in this case continue the discharge of capacitor C only through the first calibration resistor R c1 , obtaining the discharge time T ' Rc1 (R c2 ) used by the first calibration resistor R c1 to discharge capacitor C in the second discharge process, where said discharge time T ' Rc1 (R c2 ) is used in the estimation of resistance R.
8. Método según la reivindicación 7 caracterizado por que cuando se cumple que el segundo tiempo de descarga TRc2 excede el tiempo umbral Tx, la estimación de la resistencia R se realiza según el siguiente par de fórmulas y condiciones:
Figure imgf000029_0002
8. Method according to claim 7, characterized in that when the second discharge time T Rc2 exceeds the threshold time T x , the estimation of the resistance R is carried out according to the following pair of formulas and conditions:
Figure imgf000029_0002
9. Dispositivo para la medición de resistencias que comprende un circuito de interfaz directa formado por un condensador C, una primera resistencia de calibración Rc1, una segunda resistencia de calibración Rc2 de valor superior a la primera resistencia de calibración Rc1, y un dispositivo lógico programable configurado para: 9. Device for measuring resistances comprising a direct interface circuit formed by a capacitor C, a first calibration resistor R c1 , a second calibration resistor R c2 with a value greater than the first calibration resistor R c1 , and a programmable logic device configured to:
1. realizar una sucesión de procesos alternados de carga y de descarga del condensador C, donde los procesos de descarga del condensador C comprenden: i. un primer proceso de descarga del condensador C a través de la primera resistencia de calibración Rc1, para obtener un primer tiempo de descarga TRc1 , 1. carry out a succession of alternating processes for charging and discharging condenser C, where the processes for discharging condenser C comprise: i. a first discharge process of the capacitor C through the first calibration resistor R c1 , to obtain a first discharge time T Rc1 ,
¡i. un segundo proceso de descarga del condensador C a través de la segunda resistencia de calibración Rc2, para obtener un segundo tiempo de descarga TRc2, y I. a second discharge process of the capacitor C through the second calibration resistor R c2 , to obtain a second discharge time T Rc2 , and
MI. un tercer proceso de descarga del condensador C a través de una resistencia R, para obtener un tercer tiempo de descarga TR, yME. a third discharge process of the capacitor C through a resistor R, to obtain a third discharge time T R , and
2. estimar la resistencia R a partir de los valores de las resistencias de calibración (Rc1, Rc2 ) y de los tiempos de descarga ( TRc1 , TRc2 , TR) obtenidos; caracterizado por que el dispositivo lógico programable está configurado para comprobar, durante la realización del tercer proceso de descarga del condensador C, si el tiempo empleado en la descarga del condensador C a través de la resistencia R excede un tiempo umbral Tx, siendo dicho tiempo umbral Tx superior al primer tiempo de descarga TRc1 , y en ese caso continuar la descarga del condensador C únicamente a través de la primera resistencia de calibración Rc1, para obtener el tiempo de descarga T'Rc1(R) que emplea la primera resistencia de calibración Rc1 en descargar el condensador C, donde dicho tiempo de descarga T'Rc1(R) es empleado, junto con el tiempo umbral Tx, en la estimación de la resistencia R. 2. estimate the resistance R from the values of the calibration resistors (R c1 , R c2 ) and the discharge times (T Rc1 , T Rc2 , T R ) obtained; characterized in that the programmable logic device is configured to check, during the third discharge process of capacitor C, if the time used in discharging capacitor C through resistor R exceeds a threshold time T x , said time being threshold T x greater than the first discharge time T Rc1 , and in that case continue the discharge of capacitor C only through the first calibration resistor R c1 , to obtain the discharge time T ' Rc1 (R) used by the first calibration resistance R c1 in discharging the capacitor C, where said discharge time T ' Rc1 (R) is used, together with the threshold time T x , in the estimation of the resistance R.
10. Dispositivo según la reivindicación 9 caracterizado por que el circuito de interfaz directa comprende una resistencia de carga Rp, estando el dispositivo lógico programable configurado para realizar los procesos de carga del condensador C a través de la resistencia de carga Rp. 10. Device according to claim 9, characterized in that the direct interface circuit comprises a load resistor R p , the programmable logic device being configured to carry out the charging processes of capacitor C through the load resistor R p .
11. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 9 a 10 caracterizado por que el dispositivo lógico programable es una FPGA. Device according to any of claims 9 to 10, characterized in that the programmable logic device is an FPGA.
12. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 9 a 10 caracterizado por que el dispositivo lógico programable es un microcontrolador. 12. Device according to any of claims 9 to 10, characterized in that the programmable logic device is a microcontroller.
13. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 9 a 12 caracterizado por que el dispositivo lógico programable está configurado para estimar la resistencia R según el siguiente par de fórmulas y condiciones:
Figure imgf000031_0001
Device according to any of claims 9 to 12, characterized in that the programmable logic device is configured to estimate the resistance R according to the following pair of formulas and conditions:
Figure imgf000031_0001
14. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 9 a 13 caracterizado por que el dispositivo lógico programable está configurado para comprobar, durante la realización del segundo proceso de descarga del condensador C, si el tiempo empleado en la descarga del condensador C a través de la segunda resistencia de calibración Rc2 excede el tiempo umbral Tx, y en ese caso continuar la descarga del condensador C únicamente a través de la primera resistencia de calibración Rc1, obteniendo el tiempo de descarga T'Rc1(Rc2) que emplea la primera resistencia de calibración Rc1 en descargar el condensador C en el segundo proceso de descarga, donde dicho tiempo de descarga T'Rc1(Rc2) es empleado en la estimación de la resistencia R. Device according to any of claims 9 to 13, characterized in that the programmable logic device is configured to check, during the performance of the second capacitor C discharge process, whether the time used to discharge capacitor C through the second calibration resistance R c2 exceeds the threshold time T x , and in this case continue the discharge of capacitor C only through the first calibration resistance R c1 , obtaining the discharge time T ' Rc1 (R c2 ) used by the first calibration resistance R c1 in discharging the capacitor C in the second discharge process, where said discharge time T ' Rc1 (R c2 ) is used in the estimation of the resistance R.
15. Dispositivo según la reivindicación 14 caracterizado por que, cuando se cumple que el segundo tiempo de descarga TRc2 excede el tiempo umbral Tx, el dispositivo lógico programable está configurado para estimar la resistencia R según el siguiente par de fórmulas y condiciones:
Figure imgf000031_0002
Device according to claim 14 characterized in that, when the second discharge time T Rc2 exceeds the threshold time T x , the programmable logic device is configured to estimate the resistance R according to the following pair of formulas and conditions:
Figure imgf000031_0002
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