WO2020085172A1

WO2020085172A1 - チョッパ回路

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Publication number: WO2020085172A1
Application number: PCT/JP2019/040752
Authority: WO
Inventors: 誠萩原
Original assignee: 国立大学法人東京工業大学
Priority date: 2018-10-23
Filing date: 2019-10-16
Publication date: 2020-04-30
Also published as: US11888396B2; JPWO2020085172A1; EP3872974A4; EP3872974A1; JP7324519B2; US20210351699A1

Abstract

第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路１は、第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部１１と、第１のスイッチ部１１とオン時の導通方向が揃うように第１のスイッチ部１１に対して直列に接続され、第１のスイッチ部１１が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部１２と、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１３と、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線から分岐した配線上において、半導体電力変換器１３に対して直列に接続されるインダクタ１４とを備える。

Description

チョッパ回路

　本発明は、第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路に関する。

　近年、直流電気鉄道への電池電力貯蔵システムの適用が進んでいる。例えば、鉄道車両に搭載した大容量リチウムイオン電池を使用することで、架線からの電力供給がゼロの場合においても、１回の充電で２５［ｋｍ］以上の走行距離を実現している。

　一般に直流電気鉄道の架線電圧とエネルギー蓄積要素の動作電圧は異なるため、双方向チョッパ回路を用いて電圧変換（電力変換）を行う必要がある。図２８は、一般的な双方向チョッパ回路の回路図である。双方向チョッパ回路１０１は、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続され、一方がオンのときは他方がオフする第１のスイッチ部（正側バルブデバイス）１２１－１及び第２のスイッチ部（負側バルブデバイス）１２１－２と、第１のスイッチ部１２１－１及び第２のスイッチ部１２１－２との接続点に接続されるインダクタ１１３とを備える。第１のスイッチ部１２１－１及び第２のスイッチ部１２１－２は、ぞれぞれ、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。電池電力貯蔵システムを有する直流電気鉄道の場合、高圧側直流電圧Ｖ_dc1は架線電圧に相当し、低圧側直流電圧Ｖ_dc2はエネルギー蓄積要素の動作電圧に相当する。例えば架線の標準電圧がＶ_dc1＝１５００［Ｖ］の場合、Ｖ_dc2は６００［Ｖ］から７００［Ｖ］程度に設定される。近年、変換器容量が単機で５００［ｋＷ］の大容量双方向チョッパが開発されている。この場合、インダクタ電流ｉ_Lの直流成分は５００［Ａ］以上となる。

　また、近年では、補助変換器を用いた双方向チョッパ回路が提案されている。

　例えば、一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で双方向に電圧変換する双方向チョッパ回路であって、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続され、一方がオンのときは他方がオフする第１および第２のスイッチ部を有し、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続側とは反対側の両側端子を前記一対の第１の外部接続端子とする主電力変換器と、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の単相フルブリッジ電力変換器と、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記単相フルブリッジ電力変換器に対して直列接続されるインダクタと、
　を備え、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した前記インダクタおよび前記単相フルブリッジ電力変換器が設けられた配線上の、いずれかの位置に前記一対の第２の外部接続端子が設けられることを特徴とする双方向チョッパ回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

国際公開第２０１７/０３８１２２号

　チョッパ回路において、インダクタの小型化及び軽量化は重要な課題であり、直流電気鉄道などの移動体に搭載する場合は特に重要である。インダクタの重量及び体積は蓄積エネルギーに比例するので、インダクタのインダクタンスを低減することで小型化及び軽量化を実現することができる。しかしながら、インダクタンスの低減はインダクタを流れる電流に含まれるリプル電流の増大を招くため、電力品質低下や変換器の不安定動作を引き起こす恐れがある。

　例えば図２８に示す双方向チョッパ回路では、インダクタ１１３がシステムの高重量化・高体積化を引き起こす主要因となる。また、高圧側及び低圧側それぞれに直流遮断器１１４及び１１５を設置する必要があり、高コスト化や信頼性低下の要因となる。また、インダクタ電流ｉ_Lが直流の場合、高圧側電流ｉ_dc1にステップ状に変化する方形波電流が流れる。方形波電流が流れると、高圧側における配線インダクタンスの影響で過電圧が生じる恐れがある。また、第１のスイッチ部１２１－１及び第２のスイッチ部１２１－２では、デバイス通電時に電流を遮断するいわゆる「ハードスイッチング」を行う。その結果、第１のスイッチ部１２１－１及び第２のスイッチ部１２１－２でスイッチング損失が発生し、変換器効率低下を引き起こす。

　したがって、過電圧が発生せず、小型、軽量で信頼性が高く低損失のチョッパ回路の実現が望まれている。

　本開示の第１の態様によれば、第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路は、第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように第１のスイッチ部に対して直列に接続され、第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、を備える。

　ここで、第１の態様の変形例によるチョッパ回路は、第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路は、第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように第１のスイッチ部に対して直列に接続され、第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、を備え、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部を、それぞれ２個ずつ備えてもよい。

　また、第１の態様の変形例によるチョッパ回路は、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、をさらに備えてもよい。

　また、本開示の第２の態様によれば、一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路は、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される第１のスイッチ部、第２のスイッチ部、第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続点と第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続点とを結ぶ配線上に設けられる１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続点と第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続点とを結ぶ配線上において半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部と第３のスイッチ部との組及び第２のスイッチ部と第４のスイッチ部との組のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部と第３のスイッチ部との組及び第２のスイッチ部と第４のスイッチ部との組の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、を備え、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、を一対の第１の外部接続端子とし、第２のスイッチ部と第３のスイッチ部との接続側の端子と、第４のスイッチ部の、第３のスイッチ部に対する接続側とは反対側の端子と、を一対の第２の外部接続端子とする。

　また、本開示の第３の態様によれば、一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路は、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続され、一方がオンのときは他方がオフする第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部を有し、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続側とは反対側の両側端子を一対の第１の外部接続端子とする第１の主電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続され、一方がオンのときは他方がオフする第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部を有し、第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続側とは反対側の両側端子を一対の第２の外部接続端子とする第２の主電力変換器と、を備え、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した半導体電力変換器及びインダクタが設けられた配線が、第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続点に接続される。

　ここで、第３の態様によるチョッパ回路は、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部と第３のスイッチ部との組及び第２のスイッチ部と第４のスイッチ部との組のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部と第３のスイッチ部との組及び第２のスイッチ部と第４のスイッチ部との組の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、をさらに備えてもよい。

　また、第１の態様、第１の態様の変形例、第２の態様及び第３の態様によるチョッパ回路においては、上記所定値はゼロであってもよい。

　また、第１の態様、第１の態様の変形例、第２の態様及び第３の態様によるチョッパ回路においては、半導体電力変換回路は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなってもよい。

　また、第１の態様、第１の態様の変形例、第２の態様及び第３の態様によるチョッパ回路においては、各半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有してもよい。

　本開示の第１の態様、第１の態様の変形例、第２の態様及び第３の態様によれば、過電圧が発生せず、小型、軽量で信頼性が高く低損失のチョッパ回路を実現することができる。

本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。本開示の第１～第３の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器を説明する回路図である。本開示の第１～第３の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器及びインダクタの配置例を示す回路図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の第１の変形例を示す回路図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の第２の変形例を示す回路図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｅ）はインダクタ電流を示し、（Ｆ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部に流れる電流を示す。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を複数並列接続したチョッパ回路システムを示す回路図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける正相電流制御系を示すブロック線図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の直流電圧一括制御系を示すブロック線図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の相間バランス制御系を示すブロック線図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の零相電流制御系を示すブロック線図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の個別バランス制御系を示すブロック線図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける各半導体電力変換器（チョッパセル）に対する電圧指令値を示すブロック図である。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムのシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、４００［ｋＷ］の電力伝送の向きを５ｍｓの時点で第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｄ）はインダクタ電流を示し、（Ｅ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｆ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示す。本開示の第２の実施形態または第３の実施形態によるチョッパ回路を複数並列接続したチョッパ回路システムを示す回路図である。本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムのシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、４００［ｋＷ］の電力伝送の向きを５ｍｓの時点で第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムのシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は第１ユニットにおける第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｆ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｇ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。一般的な双方向チョッパ回路の回路図である。

　以下図面を参照して、チョッパ回路について説明する。理解を容易にするために、これらの図面は縮尺を適宜変更している。図面に示される形態は実施するための一つの例であり、図示された実施形態に限定されるものではない。

　図１は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。図２は、本開示の第１～第３の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器を説明する回路図である。

　本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路１は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換する。第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂のうち、一方に直流電源が接続され、もう一方に負荷もしくは他の直流電源が接続される。

　例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に負荷を接続した場合、チョッパ回路１は降圧チョッパとして動作する。この場合、直流電源が出力する電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、負荷に印加される電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

　また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に負荷を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に直流電源を接続した場合、チョッパ回路１は昇圧チョッパとして動作する。この場合、負荷に印加される電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、直流電源が出力する電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

　また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に他の直流電源を接続してもよい。

　チョッパ回路１は、第１のスイッチ部１１と、第２のスイッチ部１２と、半導体電力変換器１３と、インダクタ１４とを備える。また、チョッパ回路１は、その制御系として、半導体電力変換器用制御部１５とスイッチ用制御部１６とを備える。

　第１のスイッチ部１１は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第１のスイッチ部１１は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

　第１のスイッチ部１１は、第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２との接続点をＰ₁で表記する。すなわち、第１のスイッチ部１１の、第１の外部接続端子Ｔ₁が設けられる側とは反対側に、接続点Ｐ₁が位置する。ここで、第１のスイッチ部１１の順方向電圧（すなわち第１の外部接続端子Ｔ₁と接続点Ｐ₁との電位差）をｖ_S1uで表す。

　第２のスイッチ部１２は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第１のスイッチ部１１は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

　第２のスイッチ部１２は、第１のスイッチ部１１とオン時の導通方向が揃うように、接続点Ｐ₁において第１のスイッチ部１１に対して直列に接続される。第２のスイッチ部１２は、第１のスイッチ部１１が接続される側（接続点Ｐ₁）とは反対側に、第２の外部接続端子Ｔ₂を有する。ここで、第２のスイッチ部１２の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₁と第１の外部接続端子Ｔ₂との電位差）をｖ_S2uで表す。

　本明細書では、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とからなる電力変換器の組を、主電力変換器１０と称する。後述するように、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

　第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２との接続点Ｐ₁からから分岐した配線上に、半導体電力変換器１３を用いた可変制御電圧源とインダクタ１４とが設けられる。

　半導体電力変換器１３は、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２との接続点Ｐ₁からから分岐した配線上に、１個単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。本明細書では、１個でもしくは複数個からなる半導体電力変換器１３を、補助電力変換器１９と称する。また、本明細書では、半導体電力変換器１３が１個の場合は、後述するインダクタ１４が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器１３とは異なる他の半導体電力変換器１３が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。以下、半導体電力変換器１３のカスケード数をｊ（ただし、ｊは１～Ｎの自然数）で表す。カスケード接続する半導体電力変換器１３の個数を適宜調整するだけでチョッパ回路１の高耐圧化を容易に実現できる。

　半導体電力変換器１３は、ＤＣＤＣコンバータ１３１とコンデンサ１３２とを有する双方向チョッパセルとして構成される。すなわち、半導体電力変換器１３は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ１３１は、互いに直列接続された２つの半導体スイッチング素子Ｓと、該半導体スイッチング素子Ｓの各々に逆並列に接続された帰還ダイオードＤとからなる。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。コンデンサ１３２は、半導体電力変換器１３の第２の直流側に設けられる。チョッパ回路１を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ１３１を動作させてコンデンサ１３２を初期充電しておく。ここで、各半導体電力変換器１３の直流コンデンサの電圧をｖ_Cju、補助電力変換器１９の第１の直流側の電圧をｖ_uとする。詳細については後述するが、補助電力変換器１９を用いてインダクタ電流ｉ_uを制御することで、インダクタ１４及び補助電力変換器１９は制御電流源として動作する。なお, 図１では複数個の半導体電力変換器１３（チョッパセル）をカスケード接続することで補助電力変換器を実現しているが、同様の機能を有する任意の半導体電力変換器を代用することもできる。

　インダクタ１４は、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₁から分岐した配線上において、半導体電力変換器１３に対して直列接続される。また、接続点Ｐ₁と接続点Ｐ₂との間に設けられるインダクタ１４を流れるインダクタ電流をｉ_uとする。

　したがって、主電力変換器１０内の第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₁から分岐した同一配線上には、半導体電力変換器１３及びインダクタ１４が設けられることになる。図１に示す例では、インダクタ１４を接続点Ｐ₁と半導体電力変換器１３との間に配置し、第２の外部接続端子Ｔ₂およびＧ₂を補助電力変換器１９の、インダクタ１４が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₂（すなわち、複数の半導体電力変換器１３の組の、インダクタ１４が接続される側とは反対側）に配置しているが、これら半導体電力変換器１３及びインダクタ１４の配置順は、接続点Ｐ₁と接続点Ｐ₂との間の配線上において任意に設計可能である。図３は、本開示の第１～第３の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器及びインダクタの配置例を示す回路図である。なお、図３における半導体電力変換器１３については、理解を容易にするために、図１及び図２に示す半導体電力変換器１３におけるコンデンサＣ（コンデンサ１３２）を当該半導体電力変換器１３の外側に記載している。また、Ｎ個（ただし、Ｎは自然数）の半導体電力変換器１３のそれぞれを、セル１、・・・、セルｊ、・・・セルＮで表す。図３（Ａ）に示す例では、インダクタ１４を接続点Ｐ₁と半導体電力変換器１３のセル１との間に配置している。また、図３（Ｂ）に示す例では、インダクタ１４を半導体電力変換器１３のセルＮと接続点Ｐ₂との間に配置している。また、図３（Ｃ）に示す例では、インダクタ１４を半導体電力変換器１３のセルＮの、接続点Ｐ₂とは反対側に配置している。

　半導体電力変換器用制御部１５は、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器１３の電力変換動作を制御する。

　スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御する。また、スイッチ用制御部１６は、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路１の適用環境によっては、半導体電力変換器１３の定格電流の１０％を超える値となり得る。

　半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらをソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのソフトウェアプログラムに従って動作させることで、上述の各部の機能を実現することができる。またあるいは、半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６を、各部の機能を実現するソフトウェアプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。なお、半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の動作の詳細については後述する。

　第１の実施形態によるチョッパ回路１は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換することができる。ただし、図１に示すように主電力変換器１０として２個の半導体バルブデバイスすなわち第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２を有するチョッパ回路１においては、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きい関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」を有する必要がある。第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

　第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との大小関係によらずに第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、主電力変換器として、４個の単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設けるか、２個の双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設ける必要がある。

　図４は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の第１の変形例を示す回路図である。第１の実施形態によるチョッパ回路の第１の変形例では、主電力変換器１０として４個の半導体バルブデバイスすなわち第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２を有する。第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２はいずれも、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスであり、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。第１のスイッチ部１１－１は、第１の外部接続端子Ｔ₁と接続点Ｐ₁との間に設けられる。第１のスイッチ部１１－２は、第１の外部接続端子におけるグランド端子Ｇ₁と接続点Ｐ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－１は、接続点Ｐ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－２は、接続点Ｐ₂と第２の外部接続端子におけるグランド端子Ｇ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－１は、第１のスイッチ部１１－１とオン時の導通方向が揃うように、接続点Ｐ₁において第１のスイッチ部１１－１に対して直列に接続される。第２のスイッチ部１２－２は、第１のスイッチ部１１－２とオン時の導通方向が揃うように、接続点Ｐ₂において第１のスイッチ部１１－２に対して直列に接続される。第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きいという関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。この場合、図４のチョッパ回路１は図１のチョッパ回路と等価となる。一方、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも小さいという関係「ｖ_dc1＜ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

　図５は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の第２の変形例を示す回路図である。第１の実施形態によるチョッパ回路の第１の変形例では、主電力変換器１０として４個の半導体バルブデバイスすなわち第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２を有する。第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２はいずれも、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスであり、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。第１のスイッチ部１１－１及び第１のスイッチ部１１－２は、第１の外部接続端子Ｔ₁と接続点Ｐ₁との間に設けられる。第１のスイッチ部１１－１は、第１のスイッチ部１１－２とオン時の導通方向が逆向きになるように設けられる。第１のスイッチ部１１－１と第１のスイッチ部１１－２とは入れ替えて設けられてもよい。第２のスイッチ部１２－１及び第２のスイッチ部１２－２は、接続点Ｐ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－１は、第２のスイッチ部１２－２とオン時の導通方向が逆向きになるように設けられる。第２のスイッチ部１２－１と第２のスイッチ部１２－２とは入れ替えて設けられてもよい。第２のスイッチ部１２－１は、第１のスイッチ部１１－１とオン時の導通方向が揃うように設けられる。第２のスイッチ部１２－２は、第１のスイッチ部１１－２とオン時の導通方向が揃うように設けられる。第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きいという関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。一方、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも小さいという関係「ｖ_dc1＜ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

　また、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との大小関係によらずに第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するために、主電力変換器として、２個の双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設ける場合は、図１に示すチョッパ回路１において、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２を、それぞれ双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスにて構成すればよい。

　また、図１に示すチョッパ回路１における第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２、図４及び図５に示すチョッパ回路１における第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２の各半導体バルブデバイスに対して、並列に過電圧抑制用スナバ回路を接続してもよい。

　続いて、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作原理について説明する。図４に示す第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路１の動作及び図５に示す第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路１の動作は、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作と同様に考えることができるため、ここでは、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作について説明する。図６は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｅ）はインダクタ電流を示し、（Ｆ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部に流れる電流を示す。図６（Ａ）において、三角波ｖ_triを実線で示し、変調波ｄを一点鎖線で示す。また、図６（Ｆ）において、第１のスイッチ部に流れる電流ｉ_u1を実線で示し、第２のスイッチ部に流れる電流ｉ_u2を破線で示す。

　第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のオンオフは、スイッチ用制御部１６において、最小値が0で最大値が1の三角波ｖ_triと変調波ｄとの比較結果に基づき決定する。変調波ｄの決定方法の詳細については後述するが、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との関係により決定される。スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御する。例えば、図６（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより小さい場合、スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオフとなるように制御する。この場合、図６（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧はｖ_S1u＝０となり、図６（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧はｖ_S2u＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となる。また例えば、図６（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより大きい場合、スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオンとなるように制御する。この場合、図６（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧はｖ_S1u＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となり、図６（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧はｖ_S2u＝０となる。

　半導体電力変換器用制御部１５は、インダクタ１４に、直流成分及び所定周期の交流成分を有するインダクタ電流ｉ_uが流れるよう、半導体電力変換器１３（補助電力変換器１９）の電力変換動作を制御する。インダクタ電流ｉ_uの直流成分をＩ_dc（ただし、Ｉ_dc＞０）、交流成分をＩ_ac（ただし、Ｉ_ac＞０）とし、三角波ｖ_triのキャリア周波数をｆ_SMとすると、インダクタ電流ｉ_uは式１のように表される。

　以下、インダクタ電流ｉ_uが直流成分Ｉ_dcと交流成分Ｉ_acを含む理由について説明する。

　後述する図１３に示す通り、補助電力変換器１９の出力電圧ｖ_uは、フィードフォワード制御として式２に示すように第１のスイッチ部１１がオンの場合はｖ_dc1を出力し第２のスイッチ部１２がオンの場合はｖ_dc2を出力する電圧項ｖ_fuを含む（図６（Ｄ））。電圧項ｖ_fuは補助電力変換器１９の出力電圧ｖ_uに含まれる他の電圧項より大きく、したがって、補助電力変換器１９の出力電圧ｖ_uは電圧項ｖ_fuにほぼ等しいとみなすことができる（ｖ_u≒ｖ_fu）。

　式２及び図６（Ｄ）より、電圧項ｖ_fuは、等価的に直流電圧とキャリア周波数ｆ_SMと同周波数の交流電圧とを含む。

　一方、補助電力変換器１９において各半導体電力変換器１３内のコンデンサＣの直流コンデンサ電圧を一定にするために、補助電力変換器１９の電力「ｖ_fu×ｉ_u」が平均的にゼロであるように補助電力変換器１９を制御する必要がある。これを実現するために、半導体電力変換器用制御部１５は、交流成分Ｉ_acに直流成分Ｉ_dcが重畳された電流がインダクタ電流ｉ_uとしてインダクタ１４に流れるよう、半導体電力変換器１３（補助電力変換器１９）の電力変換動作を制御する。図６（Ｄ）及び図６（Ｅ）に示すように、電力潮流の向きが第１の直流電圧ｖ_dc1側から第２の直流電圧ｖ_dc2側に向かう向きである場合、電圧項ｖ_fu及びインダクタ電流ｉ_uそれぞれに含まれる交流成分は同相であるため、両者は正の有効電力「ｖ_fu×ｉ_u」を形成する。したがって、電圧項ｖ_fu及びインダクタ電流ｉ_uそれぞれに含まれる直流成分が負の有効電力を形成するようにすれば、補助電力変換器１９の電力「ｖ_fu×ｉ_u」を平均的にゼロにすることができる。電圧項ｖ_fuに含まれる直流成分は図６（Ｄ）及び式２より正となるため、インダクタ電流ｉ_uに含まれる直流成分の極性は負となる。

　一方、電力潮流の向きが第２の直流電圧ｖ_dc2側から第１の直流電圧ｖ_dc1側に向かう向きである場合、インダクタ電流ｉ_uに含まれる交流成分の位相は、第１の直流電圧ｖ_dc1側から第２の直流電圧ｖ_dc2側に向かう電力潮流の場合とは１８０度変化したものとなる。すなわち、電圧項ｖ_fu及びインダクタ電流ｉ_uそれぞれに含まれる交流成分は逆相であるため、両者は負の有効電力「ｖ_fu×ｉ_u」を形成する。したがって、電圧項ｖ_fu及びインダクタ電流ｉ_uそれぞれに含まれる直流成分が正の有効電力を形成するようにすれば、補助電力変換器１９の電力「ｖ_fu×ｉ_u」を平均的にゼロにすることができる。電圧項ｖ_fuに含まれる直流成分は図６（Ｄ）及び式２より負となるため、インダクタ電流ｉ_uに含まれる直流成分の極性は正となる。よって、電力潮流の向きが第２の直流電圧ｖ_dc2側から第１の直流電圧ｖ_dc1側に向かう向きである場合は、インダクタ電流ｉ_uは式３のように表される。

　図１に示すチョッパ回路１において、インダクタ電流ｉ_uが負から正に切り替わる瞬間の位相をα（ただし、０＜α＜π／２）、インダクタ電流ｉ_uが正から負に切り替わる瞬間の位相をπ－αとする。一周期（０≦θ≦２π）において、「α≦θ≦π－α」のときは、第１のスイッチ部１１がオンであり第２のスイッチ部１２がオフであるため、図６（Ｆ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝ｉ_uとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝０となる。一方、「０≦θ≦α」及び「π－α≦θ≦２π」の場合は、第１のスイッチ部１１がオフであり第２のスイッチ部１２がオンであるため、図６（Ｆ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝－ｉ_uとなる。また、図６（Ｅ）及び式１より、インダクタ電流ｉ_uの直流成分Ｉ_dcは、交流成分Ｉ_ac及びαを用いて式４のように表すことができる。

　なお、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２がともにオフとなるデッドタイム期間に関しては、インダクタ電流ｉ_uが正の場合（ｉ_u＞０）は第２のスイッチ部１２の帰還ダイオードを介して電流が流れるため、第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝－ｉ_uとなる。一方、インダクタ電流ｉ_uが負の場合（ｉ_u＜０）は第１のスイッチ部１１の帰還ダイオードを介して電流が流れるため、第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝ｉ_uとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝０となる。また、式１及び式３より、電力潮流の向きが変化しても、式４は常に成り立つ。

　一方、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のターンオン時とターンオフ時に着目すると、電圧変化時における第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ_u1及び第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ_u2はともにゼロとなる。このことは、理想状態における第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２はスイッチング損失を発生しないことを意味する。

　以上がインダクタ電流ｉ_uが直流成分Ｉ_dcと交流成分Ｉ_acを含む理由である。

　続いて、変調波ｄ及び位相αの決定方法について説明する。以下では, 各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定する。第１の直流電圧ｖ_dc1側の平均電力をＰ_dc1、第２の直流電圧ｖ_dc2側の平均電力をＰ_dc2とすると、両者の間では定常的に式５が成立する。

　第１の直流電圧ｖ_dc1側の平均電力Ｐ_dc1及び第２の直流電圧ｖ_dc2側の平均電力Ｐ_dc2は、第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ_u1及び第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ_u2の一周期平均値をそれぞれＩ_u1及びＩ_u2とすると式６及び式７のように表すことができる。

　図６（Ｆ）、式１及び式４より、第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ_u1は式８で表すことができる。

　同様に、図６（Ｆ）、式１及び式４より、第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ_u2は式９で表すことができる。

　式５～式９より、位相αについて式１０が成り立つ。

　式１０より、位相αは、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2とにより決定され、インダクタ電流ｉ_uの交流成分Ｉ_acには依存しないことがわかる。このことは、位相αは電力伝送量に依存しない値であることを意味する。

　式１０を簡略化するため、「ｓｉｎα≒α」、「ｃｏｓα≒１－α²／２」の近似式を適用すると、式１０は式１１のように変形することができる。

　式１１は位相αに関する二次方程式であり、位相αについて解くと式１２が得られる。

　位相に関する条件「０＜α＜π／２」より、位相αは式１３のように表すことができる。

　図６（Ａ）において、位相π／２から位相３π／２までの間の三角波ｖ_triの傾きは「１／π」であり、また、位相πのときの三角波ｖ_triの値は「０．５」である。また、位相π－αのときの三角波ｖ_triの値は「ｄ」である。これらの関係から、ｄは式１４のように表すことができる。

　以上説明したように、変調波ｄは式１４に基づき決定され、位相αは式１３に基づき決定される。スイッチ用制御部１６は、三角波ｖ_triが式１４に基づいて決定された変調波ｄより小さい場合、第１のスイッチ部１１に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオフとなるように制御する。また、スイッチ用制御部１６は、三角波ｖ_triが式１４に基づいて決定された変調波ｄより大きい場合、第１のスイッチ部１１に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオンとなるように制御する。スイッチ用制御部１６は、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流がゼロに制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。

　上述した位相αの決定方法においては、各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定した。この理想状態の下では、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流の位相がα及びπ－αの時に、半導体電力変換器１３が出力する当該電流はゼロになる。ただし、実際のチョッパ回路１では、チョッパ回路１内の各変換器には損失が存在するので、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流の位相がα及びπ－αの時であっても、半導体電力変換器１３が出力する当該電流がゼロにはならず、微小電流が流れる。そこで、スイッチ用制御部１６は、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流が所定値以下に制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路１の適用環境によっては、半導体電力変換器１３の定格電流の１０％を超える値となり得る。

　図１に示したチョッパ回路１を実際に適用する際、直流電流の平滑化や変換器容量の増大を目的として、複数のチョッパ回路１を並列接続したチョッパ回路システム（ＤＣＤＣコンバータシステム）での適用が想定される。図７は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を複数並列接続したチョッパ回路システムを示す回路図である。

　図７に示すように、チョッパ回路システム１０００は、複数のチョッパ回路１が並列接続されて構成される。チョッパ回路１の個数をユニット数Ｍ（ただし、Ｍは自然数）で表し、各チョッパ回路１を、第１ユニット、第２ユニット、・・・、第Ｍユニットで表す。また、各チョッパ回路１内の補助電力変換器１９は等価制御電圧源ｖ_uで表している。各ユニット（チョッパ回路１）は、高圧側は共通の直流電源ｖ_dc1に対して並列に接続し、低圧側は共通の直流電源ｖ_dc2に対して並列に接続する。なお、各ユニットにおける主電力変換器１０の三角波初期位相はユニット毎にそれぞれ１８０／Ｍ度ずつ移相させる。また、各インダクタ電流ｉ_uの位相も同様に１８０／Ｍ度ずつ移相させる。

　以下、３つのチョッパ回路１を有するチョッパ回路システム１０００（ユニット数Ｍ＝３）の制御について説明する。なお、ユニット数Ｍが３以外の場合も、同様に制御系を構築することができ、すなわち以下の説明を適用することができる。

　ユニット数Ｍ＝３の場合、チョッパ回路システム１０００は、三相電力変換器と類似の動作を行うことから、便宜上、チョッパ回路１の第１ユニットをｕ相電力変換器、チョッパ回路１の第２ユニットをｖ相電力変換器、チョッパ回路１の第３ユニットをｗ相電力変換器と呼称する。ただし、チョッパ回路システム１０００のｕｖｗ相は、本来の三相電力変換器におけるｕｖｗ相とは意味合いが異なる点に留意すべきである。

　チョッパ回路システム１０００の制御系は、インダクタ電流制御系（電力制御系）と直流コンデンサ電圧制御系とから構成される。

　初めに、チョッパ回路システム１０００のインダクタ電流制御系（電力制御系）の構成について説明する。

　チョッパ回路システム１０００のインダクタ電流制御系は、電力変換システムで一般的に適用される座標変換をベースとした電流制御系を適用することができる。各相のインダクタ電流をｉ_u、ｉ_v、ｉ_wとする。各相のインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wは１２０度位相が異なる正相電流及び逆相電流と、同相の零相電流から構成される。各相のインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wにｄｑ座標変換を適用することで、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qを算出することができる。一方、零相電流ｉ₀に関しては、式１５より算出する。

　なお、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qを算出する際、チョッパ回路１内の第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２に適用する三角波ｖ_triと同周波数ｆ_SMの基準正弦波を使用する点に特長がある。具体的には、一般の電力変換システムでは５０［Ｈｚ］または６０［Ｈｚ］の正弦波電流を制御するのに対し、チョッパ回路システム１０００ではキャリア周波数ｆ_SM（例えば数百［Ｈｚ］以上）の正弦波電流を制御する。チョッパ回路システム１０００において、ｄ軸電流ｉ_dは第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間の電力伝送に寄与する電流成分を表し、ｑ軸電流ｉ_qは第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間の電力伝送に寄与しない電流成分を表す。すなわち、チョッパ回路システム１０００のｄ軸電流ｉ_dは一般の電力変換システムにおける有効電流に相当し, チョッパ回路システム１０００のｑ軸電流ｉ_qは一般の電力変換システムにおける無効電流に相当する。

　チョッパ回路システム１０００におけるｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qの制御は、一般の電力変換システムで通常に適用される非干渉電流制御を適用することで実現する。図８は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける正相電流制御系を示すブロック線図である。ｑ軸電流ｉ_qは第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間の電力伝送に寄与しないｑ軸電流ｉ_qの指令値ｉ_q ^*は常にゼロとする（ｉ_q ^*＝０）。一方、ｑ軸電流ｉ_qは第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間の電力伝送に寄与するｄ軸電流ｉ_dの指令値ｉ_d ^*は、第１の直流電圧ｖ_dc1側から第２の直流電圧ｖ_dc2側への電力潮流指令値ｐ_*より決定する。式６及び式８より、第１の直流電圧ｖ_dc1側の平均電力は式１６のように表される。

　ここで、式１６における係数３は三相分（３台分）のチョッパ回路１の合計電力を意味する。また、式１６では、第１ユニットのチョッパ回路１内の第１のスイッチ部に流れる電流ｉ_u1と、第２ユニットのチョッパ回路１内の第１のスイッチ部に流れる電流ｉ_v1と、第３ユニットのチョッパ回路１内の第１のスイッチ部に流れる電流ｉ_w1とは一周期平均値が等しいと仮定している（Ｉ_u1＝Ｉ_v1＝Ｉ_w1）。また、式１６において、インダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの交流成分Ｉ_acとｄ軸電流ｉ_dとの間には、「ｉ_d＝√（３／２）×Ｉ_ac」の関係式が成り立つ。よって、電力潮流指令値ｐ^*とｄ軸電流指令値ｉ_d ^*との関係は、式１７のように表される。

　なお、式１７では、第１の直流電圧ｖ_dc1側の電力よりｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を算出したが、第２の直流電圧ｖ_dc2側の電力からｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を算出することもできる。具体的には、式７及び式９より、電力潮流指令値ｐ^*とｄ軸電流指令値ｉ_d ^*との関係は、式１８のように表される。

　以上が、チョッパ回路システム１０００のインダクタ電流制御系（電力制御系）の構成である。

　続いて、チョッパ回路システム１０００の直流コンデンサ電圧制御系の構成について説明する。

　図１に示したチョッパ回路１内の補助電力変換器１９の動作に着目すると、第１のスイッチ部１１がオンで第２のスイッチ部１２がオフのときは補助電力変換器１９は第１の直流電圧ｖ_dc1側から電力を吸収し、第１のスイッチ部１１がオフで第２のスイッチ部１２がオンのときは補助電力変換器１９は第２の直流電圧ｖ_dc2側へ電力を放出する。定常状態では、式５の関係が成り立つので、補助電力変換器１９に流出入する電力の一周期の平均値はゼロとなる。すなわち、補助電力変換器１９において定常的な電力の流出入は発生しないため、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサにおける直流コンデンサ電圧の直流分は理想的には変動しない。しかし、実際は過渡変動や変換器損失の影響で変動するので、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサについて、直流コンデンサ電圧制御を適用する必要がある。

　チョッパ回路システム１０００の直流コンデンサ電圧制御系は、直流電圧一括制御系、相間バランス制御系、零相電流制御系、及び段間バランス制御系から構成される。

　図９は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の直流電圧一括制御系を示すブロック線図である。直流電圧一括制御系は、チョッパ回路システム１０００内の全での半導体電力変換器１３（チョッパセル）に使用する直流コンデンサ電圧の算術平均値ｖ_Caveを指令値ｖ_C ^*に追従させるフィードバックループを構成する。具体的には、零相電流ｉ₀に含まれる直流成分ｉ_0dcを調整することで実現する。ｖ_Caveは式１９のように表される。

　式１９において、ｖ_Cuave、ｖ_Cvave、ｖ_Cwaveは各相に使用する直流コンデンサ電圧の算術平均値を表し、それぞれ式２０のように表される。

　「ｖ_C ^*＞ｖ_Cave」の場合、零相電流ｉ₀に含まれる直流成分ｉ_0dcの指令値ｉ_0dc ^*は増加するため、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）に流入する有効電力は増加する。その結果、各半導体電力変換器１３内のコンデンサの直流コンデンサ電圧は増加する。一方、「ｖ_C ^*＜ｖ_Cave」の場合、零相電流ｉ₀に含まれる直流成分ｉ_0dcの指令値ｉ_0dc ^*は減少するため、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）から有効電力が流出する。その結果、各半導体電力変換器１３内のコンデンサの直流コンデンサ電圧は減少する。

　図１０は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の相間バランス制御系を示すブロック線図である。相関バランス制御系は、零相電流ｉ₀に含まれるキャリア周波数成分ｉ_0acを利用して実現する。図１０において、ｓｉｎωｔは、第１ユニットのチョッパ回路１内のインダクタ電流ｉ_uと同相成分を表し、ｓｉｎ（ωｔ－２π／３）は、第２ユニットのチョッパ回路１内のインダクタ電流ｉ_vと同相成分を表し、ｓｉｎ（ωｔ－４π／３）は第３ユニットのチョッパ回路１内のインダクタ電流ｉ_wと同相成分を表す。例えば、「ｖ_Cave＞ｖ_Cuave」の場合、図１０より、零相電流ｉ₀に含まれるキャリア周波数成分ｉ_0acの指令値ｉ_0ac ^*は第１ユニットのチョッパ回路１内のインダクタ電流ｉ_uと同相成分を発生する。この場合、零相電流ｉ₀に含まれるキャリア周波数成分ｉ_0acが図６における電圧項ｖ_fuに含まれる交流成分と正の有効電力を形成することでｖ_Caveは上昇する。他の相（他のユニットのチョッパ回路１）に関しても同様である。

　図１１は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の零相電流制御系を示すブロック線図である。零相電流制御系は、零相電流ｉ₀を指令値「ｉ_0dc ^*＋ｉ_0ac ^*」に追従させるフィードバックループを形成し、各相（各ユニット）共通の電圧指令値ｖ₀ ^*を生成する。

　図１２は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける直流コンデンサ電圧制御系内の個別バランス制御系を示すブロック線図である。個別バランス制御系は、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の出力電圧とインダクタ電流との間で有効電力を形成することで電圧バランスを実現する。

　図１３は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおける各半導体電力変換器（チョッパセル）に対する電圧指令値を示すブロック図である。図１３において、ｖ_fu ^*、ｖ_fv ^*、ｖ_fw ^*はフィードフォワード項の電圧指令値を表し、例えばｖ_fu ^*は式２１で与えられる。

　ただし、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２がともにオフとなるデッドタイム期間は、インダクタ電流ｉ_uがゼロより大きい場合（ｉ_u＞０）は「ｖ_fu ^*＝ｖ_dc2」とし、インダクタ電流ｉ_uがゼロより小さい場合（ｉ_u＜０）は「ｖ_fu ^*＝ｖ_dc1」とする。各チョッパセル電圧指令値ｖ_ju ^*、ｖ_jv ^*、ｖ_jw ^*（ｊ：１－Ｎ）は、直流コンデンサ電圧で規格化された後に、最大値が１で最小値が０のキャリア周波数ｆ_SAの三角波と比較される。

　以上が、チョッパ回路システム１０００の直流コンデンサ電圧制御系の構成である。

　続いて、チョッパ回路システム１０００のシミュレーション結果について説明する。

　図１４は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムのシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。チョッパ回路システム１０００のユニット数Ｍは３であり、各ユニットであるチョッパ回路１内に設けられる半導体電力変換器１３の数（チョッパセル数）Ｎは３とした。また、第１の直流電圧ｖ_dc1は１．５［ｋＶ］、第２の直流電圧ｖ_dc2は０．７５［ｋＶ］とし、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧Ｖ_Cは０．６［ｋＶ］とした。また、各ユニット内の主電力変換器１０のキャリア周波数ｆ_SMは４５０［Ｈｚ］とし、補助電力変換器１９のキャリア周波数ｆ_SAは１０［ｋＨｚ］とした。各チョッパセルには位相シフトＰＷＭを適用しているため、補助電力変換器１９の等価キャリア周波数は３０［ｋＨｚ］（＝Ｎｆ_SA）となる。なお、このシミュレーションは原理の確認が目的であるので、理想状態を想定している。すなわち、制御遅延がゼロのアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロの理想スイッチを使用した。

　図１５は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

　図１５（Ａ）に示すインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに着目すると、４５０［Ｈｚ］の交流成分に、負の直流電流が重畳していることがわかる。一方、４５０［Ｈｚ］の交流成分は正弦波状となり、高調波電流は少ない。図１５（Ｂ）に示す第１ユニットにおける第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1u、ｖ_S2uに着目すると、第１のスイッチ部１１がオン状態となるｖ_S1u＝０のときは図１５（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝ｉ_u、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝０となり、第２のスイッチ部１２がオン状態となる「ｖ_S1u＝ｖ_dc1－ｖ_dc2＝７５０［Ｖ］」のときは図１５（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝０、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝－ｉ_uとなる。このシミュレーション結果より、式１２で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２において、ターンオフ時及びターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。よって、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２においてスイッチング損失は発生しない。

　また、図１５（Ｄ）に示すチョッパ回路システム１０００における第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ_dc1及び第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ_dc2に着目すると、第１のユニットのチョッパ回路１、第２のユニットのチョッパ回路１及び第３のユニットのチョッパ回路１の各電流が足し合わさることで、チョッパ回路１単体時の直流電流と比較して、より直流電流に近づいていることがわかる。また、従来のチョッパ回路で発生していたステップ状の電流変化は、チョッパ回路システム１０００では発生していないこともわかる。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧は、チョッパ回路システム１０００では発生しない。

　また、図１５（Ｅ）に示す半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧ｖ_C1u、ｖ_C1v、ｖ_C1wに関しては、直流分と交流分を含み、このうち直流分は指令値である６００［Ｖ］に良好に追従していることがわかる。また交流分に関しては、４５０［Ｈｚ］の交流成分が存在するが、その大きさは直流分と比較し十分に小さいことがわかる。

　図１６は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。すなわち、図１６は、上述の図１５のシミュレーションとは逆向き（第２の直流電圧側から第１の直流電圧側）に電力伝送を行ったシミュレーション結果を示している。

　図１６（Ａ）に示すインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに着目すると、４５０［Ｈｚ］の交流成分に、正の直流電流が重畳していることがわかる。また、図１５と比較して電力伝送の向きが変わった場合であっても、式１１で表される位相αは変化していないことがわかる。つまり、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２において、ターンオフ時及びターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。他のシミュレーション波形については、図１５と同様である。

　図１７は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、４００［ｋＷ］の電力伝送の向きを５ｍｓの時点で第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

　図１７に示すように、電力伝送の向きを５ｍｓ時点で高速に変化させた場合も、チョッパ回路システム１０００は、過電圧及び過電流を生じることなく良好に動作することがわかる。このことは、補助電力変換器１９が高速な電流制御機能を有していることを示している。

　以上が本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の説明である。続いて、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路について説明する。

　図１８は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。

　本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路２は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換する。第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂のうち、一方に直流電源が接続され、もう一方に負荷もしくは他の直流電源が接続される。

　例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に負荷を接続した場合、チョッパ回路２は降圧チョッパとして動作する。この場合、直流電源が出力する電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、負荷に印加される電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

　また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に負荷を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に直流電源を接続した場合、チョッパ回路２は昇圧チョッパとして動作する。この場合、負荷に印加される電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、直流電源が出力する電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

　チョッパ回路２は、第１のスイッチ部２１と、第２のスイッチ部２２と、第３のスイッチ部２３と、第４のスイッチ部２４と、半導体電力変換器２５と、インダクタ２６とを備える。また、チョッパ回路２は、その制御系として、半導体電力変換器用制御部２７とスイッチ用制御部２８とを備える。

　第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３、及び第４のスイッチ部２４は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３、及び第４のスイッチ部２４は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

　また、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３、及び第４のスイッチ部２４の各半導体バルブデバイスに対して、並列に過電圧抑制用スナバ回路を接続してもよい。

　第１のスイッチ部２１と、第２のスイッチ部２２と、第３のスイッチ部２３と、第４のスイッチ部２４とは、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される。第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点をＰ₃、第２のスイッチ部２２と第３のスイッチ部２３との接続点をＰ₄、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点をＰ₅で表記する。また、第４のスイッチ部２４の、第３のスイッチ部２３が接続される側とは反対側の接続点をＰ₆で表記する。

　第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点Ｐ₃とは反対側の端子を、第１の外部接続端子のうちの正極側端子Ｔ₁とする。また、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点Ｐ₅とは反対側の端子を、第１の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₁とする。正極側端子Ｔ₁とグランド端子Ｇ₁とで一対の第１の外部接続端子が構成される。

　第２のスイッチ部２２と第３のスイッチ部２３との接続点Ｐ₄から延びる配線上に、第２の外部接続端子のうちの正極側端子Ｔ₂が設けられる。第４のスイッチ部２４の、第３のスイッチ部２３が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₆から延びる配線上に、第２の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₂が設けられる。正極側端子Ｔ₂とグランド端子Ｇ₂とで一対の第２の外部接続端子が構成される。

　ここで、第１のスイッチ部２１の順方向電圧（すなわち第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との電位差）をｖ_S1uで表す。また、第２のスイッチ部２２の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₃と接続点Ｐ₄との電位差）をｖ_S2uで表す。また、第３のスイッチ部２３の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₄と接続点Ｐ₅との電位差）をｖ_S3uで表す。また、第４のスイッチ部２４の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₅と接続点Ｐ₆との電位差）をｖ_S4uで表す。

　また、第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流をｉ_u1で表し、接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流をｉ_u2で表す。

　本明細書では、第１のスイッチ部２１と、第２のスイッチ部２２と、第３のスイッチ部２３と、第４のスイッチ部２４とからなる電力変換器の組を、主電力変換器２０と称する。後述するように、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組のうちいずれか一方の組をオンに制御されている間は、他の一方の組はオフに制御される。

　第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点Ｐ₃と、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点Ｐ₅と、を結ぶ配線上に、半導体電力変換器２５を用いた可変制御電圧源とインダクタ２６とが設けられる。

　半導体電力変換器２５は、接続点Ｐ₃と接続点Ｐ₅とを結ぶ配線上に、１個単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。本明細書では、１個でもしくは複数個からなる半導体電力変換器２５を、補助電力変換器２９と称する。また、本明細書では、半導体電力変換器２５が１個の場合は、後述するインダクタ２６が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器２５が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器２５とは異なる他の半導体電力変換器２５が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１８では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器２５が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。以下、半導体電力変換器２５のカスケード数をｊ（ただし、ｊは１～Ｎの自然数）で表す。カスケード接続する半導体電力変換器２５の個数を適宜調整するだけでチョッパ回路２の高耐圧化を容易に実現できる。

　半導体電力変換器２５は、図２に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１３１とコンデンサ１３２とを有する双方向チョッパセルとして構成される。すなわち、半導体電力変換器２５は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる。ＤＣＤＣコンバータ１３１及びコンデンサ１３２は、図２を参照して説明したとおりである。チョッパ回路２を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ１３１を動作させてコンデンサ１３２を初期充電しておく。ここで、各半導体電力変換器２５の直流コンデンサの電圧をｖ_Cju、補助電力変換器２９の第１の直流側の電圧をｖ_uとする。詳細については後述するが、補助電力変換器２９を用いてインダクタ電流ｉ_uを制御することで、インダクタ２６及び補助電力変換器２９は制御電流源として動作する。なお、図１８では複数個の半導体電力変換器２５（チョッパセル）をカスケード接続することで補助電力変換器を実現しているが、同様の機能を有する任意の半導体電力変換器を代用することもできる。

　インダクタ２６は、第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点Ｐ₃と、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点Ｐ₅と、を結ぶ配線上において、半導体電力変換器２５に対して直列に接続される。また、インダクタ２６を流れるインダクタ電流をｉ_uとする。

　したがって、主電力変換器２０内の第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₃から分岐した同一配線上には、半導体電力変換器２５及びインダクタ２６が設けられることになる。図１８に示す例では、インダクタ２６を接続点Ｐ₃と半導体電力変換器２５との間に配置し、第２の外部接続端子Ｔ₂およびＧ₂を補助電力変換器２９の、インダクタ２６が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₆（すなわち、複数の半導体電力変換器２５の組の、インダクタ２６が接続される側とは反対側）に配置しているが、これら半導体電力変換器２５及びインダクタ２６の配置順は、上述の第１の実施形態と同様、接続点Ｐ₃と接続点Ｐ₅との間の半導体電力変換器２５が設けられる配線上において、図３に示したように任意に設計可能である。

　半導体電力変換器用制御部２７は、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器２５の電力変換動作を制御する。

　スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御する。また、スイッチ用制御部２８は、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器２５の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器２５の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路２の適用環境によっては、半導体電力変換器２５の定格電流の１０％を超える値となり得る。

　半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらをソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのソフトウェアプログラムに従って動作させることで、上述の各部の機能を実現することができる。またあるいは、半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８を、各部の機能を実現するソフトウェアプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。

　続いて、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路２の動作原理について説明する。半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８の動作原理は、第１の実施形態における半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の動作原理に類似している。

　第２の実施形態によるチョッパ回路２は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換することができる。ただし、第２の実施形態によるチョッパ回路２においては、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きい関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」を有する必要がある。

　図１９は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｄ）はインダクタ電流を示し、（Ｅ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｆ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示す。図１９（Ａ）において、三角波ｖ_triを実線で示し、変調波ｄを一点鎖線で示す。

　第２の実施形態によるチョッパ回路２の動作は、第２の直流電圧ｖ_dc2が、第１の直流電圧ｖ_dc1の２分の１より小さい場合（ｖ_dc2＜０．５ｖ_dc1）と、第１の直流電圧ｖ_dc1の２分の１より大きい場合（ｖ_dc2＞０．５ｖ_dc1）とで異なるが、動作原理は同様に考えることができる。以下では、第２の直流電圧ｖ_dc2が、第１の直流電圧ｖ_dc1の２分の１より小さい場合（ｖ_dc2＜０．５ｖ_dc1）について説明する。

　第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２のオンオフは、スイッチ用制御部２８において、最小値が0で最大値が1の三角波ｖ_triと変調波ｄとの比較結果に基づき決定する。変調波ｄの決定方法の詳細については後述するが、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との関係により決定される。スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御する。例えば、図１９（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより小さい場合、スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオフとなるように制御する。この場合、図１９（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧はｖ_S1u＝０となり、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧はｖ_S2u＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となる。また例えば、図１９（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより大きい場合、スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオンとなるように制御する。この場合、図１９（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧はｖ_S1u＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となり、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧はｖ_S2u＝０となる。

　第２の実施形態によるチョッパ回路２の各部波形は、第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流ｉ_u1で表し、接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流ｉ_u2を除き、第１の実施形態によるチョッパ回路１の各部波形と基本的には同一となる。第１の実施形態によるチョッパ回路１では、第１のスイッチ部１１がオン時に第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝ｉ_uとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝０となる第２のスイッチ部１２がオン時に第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ_u1＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ_u2＝－ｉ_uとなる。これに対し、第２の実施形態によるチョッパ回路２では、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組がオン時には第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流ｉ_u1及び接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流ｉ_u2はともにｉ_uとなり（ｉ_u1＝ｉ_u2＝ｉ_u）、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組がオン時には、第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流はｉ_u1＝０となり接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流はｉ_u2＝－ｉ_uとなる。

　式５～式１０を参考にして、第２の実施形態によるチョッパ回路２の位相αに関する関係式を導出すると、式２２のようになる。

　式２２を簡略化するため、「ｓｉｎα≒α」、「ｃｏｓα≒１－α²／２」の近似式を適用すると、式２２は式２３のように変形することができる。

　式２３は位相αに関する二次方程式であり、位相αについて解くと式２４が得られる。

　位相に関する条件「０＜α＜π／２」より、位相αは式２５のように表すことができる。

　図１９（Ａ）において、位相π／２から位相３π／２までの間の三角波ｖ_triの傾きは「１／π」であり、また、位相πのときの三角波ｖ_triの値は「０．５」である。また、位相π－αのときの三角波ｖ_triの値は「ｄ」である。これらの関係から、ｄは式２６のように表すことができる。

　以上説明したように、変調波ｄは式２６に基づき決定され、位相αは式２５に基づき決定される。スイッチ用制御部２８は、三角波ｖ_triが式２６に基づいて決定された変調波ｄより小さい場合、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオフとなるように制御する。また、スイッチ用制御部２８は、三角波ｖ_triが式２６に基づいて決定された変調波ｄより大きい場合、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオンとなるように制御する。スイッチ用制御部２８は、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流がゼロに制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。

　上述した位相αの決定方法においては、各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定した。この理想状態の下では、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流の位相がα及びπ－αの時に、半導体電力変換器２５が出力する当該電流はゼロになる。ただし、実際のチョッパ回路２では、チョッパ回路２内の各変換器には損失が存在するので、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流の位相がα及びπ－αの時であっても、半導体電力変換器２５が出力する当該電流がゼロにはならず、微小電流が流れる。そこで、スイッチ用制御部２８は、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流が所定値以下に制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器２５の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器２５の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路２の適用環境によっては、半導体電力変換器２５の定格電流の１０％を超える値となり得る。

　続いて、３つのチョッパ回路２を有するチョッパ回路システム１０００（ユニット数Ｍ＝３）のシミュレーション結果について説明する。

　図２０は、本開示の第２の実施形態または第３の実施形態によるチョッパ回路を複数並列接続したチョッパ回路システムを示す回路図である。図２０に示すように、チョッパ回路システム１０００は、複数のチョッパ回路２が並列接続されて構成される。チョッパ回路２の個数をユニット数Ｍ（ただし、Ｍは自然数）で表し、各チョッパ回路２を、第１ユニット、第２ユニット、・・・、第Ｍユニットで表す。各ユニット（チョッパ回路１）は、高圧側は共通の直流電源ｖ_dc1に対して並列に接続し、低圧側は共通の直流電源ｖ_dc2に対して並列に接続する。なお、各ユニットにおける主電力変換器２０の三角波初期位相はユニット毎にそれぞれ１８０／Ｍ度ずつ移相させる。また、各インダクタ電流ｉ_uの位相も同様に１８０／Ｍ度ずつ移相させる。

　図２１は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムのシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。チョッパ回路システム１０００のユニット数Ｍは３であり、各ユニットであるチョッパ回路２内に設けられる半導体電力変換器２５の数（チョッパセル数）Ｎは３とした。また、第１の直流電圧ｖ_dc1は１．５［ｋＶ］、第２の直流電圧ｖ_dc2は０．６［ｋＶ］とし、各半導体電力変換器２５（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧Ｖ_Cは０．４５［ｋＶ］とした。また、各ユニット内の主電力変換器１０のキャリア周波数ｆ_SMは４５０［Ｈｚ］とし、補助電力変換器２９のキャリア周波数ｆ_SAは１０［ｋＨｚ］とした。各チョッパセルには位相シフトＰＷＭを適用しているため、補助電力変換器２９の等価キャリア周波数は３０［ｋＨｚ］（＝Ｎｆ_SA）となる。なお、このシミュレーションは原理の確認が目的であるので、理想状態を想定している。すなわち、制御遅延がゼロのアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロの理想スイッチを使用した。

　図２２は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

　図２２（Ａ）に示すインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに着目すると、４５０［Ｈｚ］の交流成分に、負の直流電流が重畳していることがわかる。一方、４５０［Ｈｚ］の交流成分は正弦波状となり、高調波電流は少ない。図２２（Ｂ）に示す第１ユニットにおける第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1u、ｖ_S2uに着目すると、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組がオン状態となるｖ_S1u＝ｖ_S3u＝０のときは図２２（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部２１に流れる電流ｉ_u1及び第２のスイッチ部２２に流れる電流ｉ_u2はともにｉ_uとなり（ｉ_u1＝ｉ_u2＝ｉ_u）、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組がオン状態となる「ｖ_S1u＝ｖ_dc1－ｖ_dc2＝９００［Ｖ］」のときは図２２（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部２１に流れる電流ｉ_u1＝０、第２のスイッチ部２２に流れる電流ｉ_u2＝－ｉ_uとなる。このシミュレーション結果より、式２６で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４において、ターンオフ時及びターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。よって、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４においてスイッチング損失は発生しない。

　また、図２２（Ｄ）に示すチョッパ回路システム１０００における第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ_dc1及び第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ_dc2に着目すると、第１のユニットのチョッパ回路２、第２のユニットのチョッパ回路２及び第３のユニットのチョッパ回路２の各電流が足し合わさることで、チョッパ回路２単体時の直流電流と比較して、より直流電流に近づいていることがわかる。また、従来のチョッパ回路で発生していたステップ状の電流変化は、チョッパ回路システム１０００では発生していないこともわかる。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧は、チョッパ回路システム１０００では発生しない。

　また、図２２（Ｅ）に示す半導体電力変換器２５（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧ｖ_C1u、ｖ_C1v、ｖ_C1wに関しては、直流分と交流分を含み、このうち直流分は指令値である４５０［Ｖ］に良好に追従していることがわかる。また交流分に関しては、４５０［Ｈｚ］の交流成分が存在するが、その大きさは直流分と比較し十分に小さいことがわかる。

　図２３は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。すなわち、図２３は、上述の図２２のシミュレーションとは逆向き（第２の直流電圧側から第１の直流電圧側）に電力伝送を行ったシミュレーション結果を示している。

　図２３（Ａ）に示すインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに着目すると、４５０［Ｈｚ］の交流成分に、正の直流電流が重畳していることがわかる。また、図２２と比較して電力伝送の向きが変わった場合であっても、式２５で表される位相αは変化していないことがわかる。つまり、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４において、ターンオフ時及びターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。他のシミュレーション波形については、図２２と同様である。

　図２４は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、４００［ｋＷ］の電力伝送の向きを５ｍｓの時点で第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｄ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

　図２４に示すように、電力伝送の向きを５ｍｓ時点で高速に変化させた場合も、チョッパ回路システム１０００は、過電圧及び過電流を生じることなく良好に動作することがわかる。このことは、補助電力変換器２９が高速な電流制御機能を有していることを示している。

　以上が本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路の説明である。続いて、本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路について説明する。

　図２５は、本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。

　本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路３は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換する。第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂のうち、一方に直流電源が接続され、もう一方に負荷もしくは他の直流電源が接続される。

　例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に負荷を接続した場合、チョッパ回路３は降圧チョッパまたは昇圧チョッパとして動作する。この場合、直流電源が出力する電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、負荷に印加される電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

　また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に負荷を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に直流電源を接続した場合、チョッパ回路３は降圧チョッパまたは昇圧チョッパとして動作する。この場合、負荷に印加される電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、直流電源が出力する電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

　チョッパ回路３は、第１のスイッチ部３１及び第２のスイッチ部３２を有する第１の主電力変換器３０と、半導体電力変換器３３と、インダクタ３４と、第３のスイッチ部３６及び第４のスイッチ部３７を有する第２の主電力変換器３５とを備える。また、チョッパ回路３は、その制御系として、半導体電力変換器用制御部３８とスイッチ用制御部３９とを備える。

　第１のスイッチ部３１、第２のスイッチ部３２、第３のスイッチ部３６、及び第４のスイッチ部３７は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第１のスイッチ部３１、第２のスイッチ部３２、第３のスイッチ部３６、及び第４のスイッチ部３７は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

　また、第１のスイッチ部３１、第２のスイッチ部３２、第３のスイッチ部３６、及び第４のスイッチ部３７の各半導体バルブデバイスに対して、並列に過電圧抑制用スナバ回路を接続してもよい。

　第１の主電力変換器３０を構成する第１のスイッチ部３１及び第２のスイッチ部３２とは、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される。第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２との接続点をＰ₇で表記する。また、第２のスイッチ部３２の、第１のスイッチ部３１が接続される側とは反対側の接続点をＰ₈で表記する。

　第２の主電力変換器３５を構成する第３のスイッチ部３６及び第４のスイッチ部３７とは、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される。第３のスイッチ部３６と第４のスイッチ部３７との接続点をＰ₉で表記する。また、第３のスイッチ部３６の、第４のスイッチ部３７が接続される側とは反対側の接続点をＰ₁₀で表記する。

　第１のスイッチ部３１の、第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２との接続点Ｐ₇とは反対側の端子を、第１の外部接続端子のうちの正極側端子Ｔ₁とする。また、第２のスイッチ部３２の、第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２との接続点Ｐ₇とは反対側の端子を、第１の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₁とする。正極側端子Ｔ₁とグランド端子Ｇ₁とで一対の第１の外部接続端子が構成される。すなわち、第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２との接続点Ｐ₇とは反対側の両極端子を、一対の第１の外部接続端子とする。

　第４のスイッチ部３７の、第３のスイッチ部３６と第４のスイッチ部３７との接続点Ｐ₉とは反対側の端子を、第２の外部接続端子のうちの負極側端子Ｔ₂とする。また、第３のスイッチ部３６の、第３のスイッチ部３６と第４のスイッチ部３７との接続点Ｐ₉とは反対側の端子を、第２の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₂とする。負極側端子Ｔ₂とグランド端子Ｇ₂とで一対の第２の外部接続端子が構成される。すなわち、第３のスイッチ部３６と第４のスイッチ部３７との接続点Ｐ₉とは反対側の両極端子を、一対の第２の外部接続端子とする。

　第１の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₁と接続点Ｐ₈と接続点Ｐ₁₀と第２の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₂とは、同一配線上に設けられる。

　ここで、第１のスイッチ部３１の順方向電圧（すなわち第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₇との電位差）をｖ_S1uで表す。また、第２のスイッチ部３２の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₇と接続点Ｐ₈との電位差）をｖ_S2uで表す。また、第３のスイッチ部３６の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₉と接続点Ｐ₁₀との電位差）をｖ_S3uで表す。また、第４のスイッチ部３７の順方向電圧（すなわち第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂と接続点Ｐ₉との電位差）をｖ_S4uで表す。

　また、第１のスイッチ部３１を流れる電流をｉ_u1で表し、第２のスイッチ部３２を流れる電流をｉ_u2で表し、第３のスイッチ部３６を流れる電流をｉ_u3で表し、第４のスイッチ部３７を流れる電流をｉ_u4で表す。

　第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組及び第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組のうちいずれか一方の組をオンに制御されている間は、他の一方の組はオフに制御される。

　第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２との接続点Ｐ₇と、第３のスイッチ部３６と第４のスイッチ部３７との接続点Ｐ₉と、結ぶ配線上に、半導体電力変換器３３を用いた可変制御電圧源とインダクタ３４とが設けられる。

　半導体電力変換器３３は、接続点Ｐ₇と接続点Ｐ₉とを結ぶ配線上に、１個単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。本明細書では、１個でもしくは複数個からなる半導体電力変換器３３を、補助電力変換器４０と称する。また、本明細書では、半導体電力変換器３３が１個の場合は、後述するインダクタ３４が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器３３が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器３３とは異なる他の半導体電力変換器３３が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図２５では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器３３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。以下、半導体電力変換器３３のカスケード数をｊ（ただし、ｊは１～Ｎの自然数）で表す。カスケード接続する半導体電力変換器３３の個数を適宜調整するだけでチョッパ回路３の高耐圧化を容易に実現できる。

　半導体電力変換器３３は、図２に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１３１とコンデンサ１３２とを有する双方向チョッパセルとして構成される。すなわち、半導体電力変換器３３は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる。ＤＣＤＣコンバータ１３１及びコンデンサ１３２は、図２を参照して説明したとおりである。チョッパ回路３を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ１３１を動作させてコンデンサ１３２を初期充電しておく。ここで、各半導体電力変換器３３の直流コンデンサの電圧をｖ_Cju、補助電力変換器４０の第１の直流側の電圧をｖ_uとする。詳細については後述するが、補助電力変換器４０を用いてインダクタ電流ｉ_uを制御することで、インダクタ３４及び補助電力変換器４０は制御電流源として動作する。なお、図２５では複数個の半導体電力変換器３３（チョッパセル）をカスケード接続することで補助電力変換器を実現しているが、同様の機能を有する任意の半導体電力変換器を代用することもできる。

　インダクタ３４は、第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２との接続点Ｐ₇と、第３のスイッチ部３６と第４のスイッチ部３７との接続点Ｐ₉と、結ぶ配線上において、半導体電力変換器３３に対して直列に接続される。インダクタ３４の両端に印加される電圧をｖ_uとする。また、インダクタ３４を流れるインダクタ電流をｉ_uとする。

　したがって、第１のスイッチ部３１と第２のスイッチ部３２とを接続する配線から分岐した配線上には、半導体電力変換器３３及びインダクタ３４が設けられることになる。図２５に示す例では、インダクタ３４を接続点Ｐ₇と半導体電力変換器３３との間に配置しているが、これら半導体電力変換器３３及びインダクタ３４の配置順は、上述の第１の実施形態及び第２の実施形態と同様、接続点Ｐ₇と接続点Ｐ₉との間の半導体電力変換器３３が設けられる配線上において、図３に示したように任意に設計可能である。

　半導体電力変換器用制御部３８は、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器３３の電力変換動作を制御する。

　スイッチ用制御部３９は、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組、及び第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組、のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御する。また、スイッチ用制御部３９は、半導体電力変換器用制御部３８により半導体電力変換器３３が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組、及び第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組、の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器３３の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器３３の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路３の適用環境によっては、半導体電力変換器３３の定格電流の１０％を超える値となり得る。

　半導体電力変換器用制御部３８及びスイッチ用制御部３９は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらをソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのソフトウェアプログラムに従って動作させることで、上述の各部の機能を実現することができる。またあるいは、半導体電力変換器用制御部３８及びスイッチ用制御部３９を、各部の機能を実現するソフトウェアプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。

　続いて、本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路３の動作原理について説明する。

　半導体電力変換器用制御部３８及びスイッチ用制御部３９の動作原理は、第１の実施形態における半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の動作原理と同様である。すなわち、変調波ｄは式１４に基づき決定され、位相αは式１３に基づき決定される。スイッチ用制御部３９は、三角波ｖ_triが式１４に基づいて決定された変調波ｄより小さい場合、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組に対してはオフとなるように制御する。また、スイッチ用制御部３９は、三角波ｖ_triが式１４に基づいて決定された変調波ｄより大きい場合、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組に対してはオンとなるように制御する。スイッチ用制御部３９は、半導体電力変換器用制御部３８により半導体電力変換器３３が出力する電流がゼロに制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組、及び第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組、の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。

　上述した位相αの決定方法においては、各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定した。この理想状態の下では、半導体電力変換器用制御部３８により半導体電力変換器３３が出力する電流の位相がα及びπ－αの時に、半導体電力変換器３３が出力する当該電流はゼロになる。ただし、実際のチョッパ回路３では、チョッパ回路３内の各変換器には損失が存在するので、半導体電力変換器用制御部３８により半導体電力変換器３３が出力する電流の位相がα及びπ－αの時であっても、半導体電力変換器３３が出力する当該電流がゼロにはならず、微小電流が流れる。そこで、スイッチ用制御部３９は、半導体電力変換器用制御部３８により半導体電力変換器３３が出力する電流が所定値以下に制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組、及び第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組、の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器３３の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器３３の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路３の適用環境によっては、半導体電力変換器３３の定格電流の１０％を超える値となり得る。

　第３の実施形態によるチョッパ回路３は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換することができる。ただし、第３の実施形態によるチョッパ回路３においては、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との大小関係によらずに第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換することができる。

　続いて、３つのチョッパ回路３を有するチョッパ回路システム１０００（ユニット数Ｍ＝３）のシミュレーション結果について説明する。

　図２０に示すように、チョッパ回路システム１０００は、複数のチョッパ回路３が並列接続されて構成される。チョッパ回路３の個数をユニット数Ｍ（ただし、Ｍは自然数）で表し、各チョッパ回路３を、第１ユニット、第２ユニット、・・・、第Ｍユニットで表す。各ユニット（チョッパ回路１）は、第１の直流電圧側は共通の直流電源ｖ_dc1に対して並列に接続し、第２の直流電圧側は共通の直流電源ｖ_dc2に対して並列に接続する。なお、各ユニットにおける第１の主電力変換器３０及び第２の主電力変換器３５の三角波初期位相はユニット毎にそれぞれ１８０／Ｍ度ずつ移相させる。また、各インダクタ電流ｉ_uの位相も同様に１８０／Ｍ度ずつ移相させる。

　図２６は、本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムのシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。チョッパ回路システム１０００のユニット数Ｍは３であり、各ユニットであるチョッパ回路３内に設けられる半導体電力変換器３３の数（チョッパセル数）Ｎは３とした。また、第１の直流電圧ｖ_dc1は１．５［ｋＶ］、第２の直流電圧ｖ_dc2は０．７５［ｋＶ］とし、各半導体電力変換器３３（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧Ｖ_Cは０．６［ｋＶ］とした。また、各ユニット内の主電力変換器１０のキャリア周波数ｆ_SMは４５０［Ｈｚ］とし、補助電力変換器４０のキャリア周波数ｆ_SAは１０［ｋＨｚ］とした。各チョッパセルには位相シフトＰＷＭを適用しているため、補助電力変換器４０の等価キャリア周波数は３０［ｋＨｚ］（＝Ｎｆ_SA）となる。なお、このシミュレーションは原理の確認が目的であるので、理想状態を想定している。すなわち、制御遅延がゼロのアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロの理想スイッチを使用した。

　図２７は、本開示の第３の実施形態によるチョッパ回路を３台並列接続したチョッパ回路システムにおいて、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に４００［ｋＷ］の電力伝送時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）は各ユニットのインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１ユニットにおける第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は第１ユニットにおける第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｅ）は第１ユニットにおける第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｆ）はチョッパ回路システムにおける第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる電流を示し、（Ｇ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

　図２７（Ａ）に示すインダクタ電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに着目すると、４５０［Ｈｚ］の交流成分に、負の直流電流が重畳していることがわかる。一方、４５０［Ｈｚ］の交流成分は正弦波状となり、高調波電流は少ない。図２７（Ｂ）及び図２７（Ｃ）に示す第１ユニットにおける第１のスイッチ部３１、第２のスイッチ部３２、第３のスイッチ部３６、及び第４のスイッチ部３７のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1u、ｖ_S2u、ｖ_S3u、及びｖ_S4uに着目すると、第１のスイッチ部３１と第３のスイッチ部３６との組がオン状態となるｖ_S1u＝ｖ_S3u＝０のときは図２７（Ｄ）及び図２７（Ｅ）に示すように第１のスイッチ部３１に流れる電流ｉ_u1及び第３のスイッチ部３６に流れる電流ｉ_u3は「ｉ_u1＝－ｉ_u3＝ｉ_u」となり、図２７（Ｂ）及び図２７（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部３２の両端に現れる電圧ｖ_S2u及び第４のスイッチ部３７の両端に現れる電圧ｖ_S4uは「ｖ_S2u＝ｖ_dc1＝１．５［ｋＶ］」、「ｖ_S4u＝ｖ_dc2＝０．７５［ｋＶ］」となる。また、第２のスイッチ部３２と第４のスイッチ部３７との組がオン状態となる「ｖ_S2u＝ｖ_S4u＝０［Ｖ］」のときは図２７（Ｄ）及び図２７（Ｅ）に示すように第２のスイッチ部３２に流れる電流ｉ_u2及び第４のスイッチ部３７に流れる電流ｉ_u4は「－ｉ_u2＝ｉ_u4＝ｉ_u」となり、図２７（Ｂ）及び図２７（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部３１の両端に現れる電圧ｖ_S1u及び第３のスイッチ部３６の両端に現れる電圧ｖ_S3uは「ｖ_S1u＝ｖ_dc1＝１．５［ｋＶ］」、「ｖ_S3u＝ｖ_dc2＝０．７５［ｋＶ］」となる。このシミュレーション結果より、式１４で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部３１、第２のスイッチ部３２、第３のスイッチ部３６及び第４のスイッチ部３７において、ターンオフ時及びターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。よって、第１のスイッチ部３１、第２のスイッチ部３２、第３のスイッチ部３６及び第４のスイッチ部３７においてスイッチング損失は発生しない。

　また、図２７（Ｆ）に示すチョッパ回路システム１０００における第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ_dc1及び第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ_dc2に着目すると、第１のユニットのチョッパ回路３、第２のユニットのチョッパ回路３及び第３のユニットのチョッパ回路３の各電流が足し合わさることで、チョッパ回路３単体時の直流電流と比較して、より直流電流に近づいていることがわかる。また、従来のチョッパ回路で発生していたステップ状の電流変化は、チョッパ回路システム１０００では発生していないこともわかる。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧は、チョッパ回路システム１０００では発生しない。

　また、図２７（Ｇ）に示す半導体電力変換器３３（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧ｖ_C1u、ｖ_C1v、ｖ_C1wに関しては、直流分と交流分を含み、このうち直流分は指令値である６００［Ｖ］に良好に追従していることがわかる。また交流分に関しては、４５０［Ｈｚ］の交流成分が存在するが、その大きさは直流分と比較し十分に小さいことがわかる。

　１　　チョッパ回路
　２　　チョッパ回路
　３　　チョッパ回路
　１０　　主電力変換器
　１１、１１－１、１１－２　　第１のスイッチ部
　１２、１２－１、１２－２　　第２のスイッチ部
　１３　　半導体電力変換器
　１４　　インダクタ
　１５　　半導体電力変換器用制御部
　１６　　スイッチ用制御部
　１９　　補助電力変換器
　２０　　主電力変換器
　２１　　第１のスイッチ部
　２２　　第２のスイッチ部
　２３　　第３のスイッチ部
　２４　　第４のスイッチ部
　２５　　半導体電力変換器
　２６　　インダクタ
　２７　　半導体電力変換器用制御部
　２８　　スイッチ用制御部
　２９　　補助電力変換器
　３０　　第１の主電力変換器
　３１　　第１のスイッチ部
　３２　　第２のスイッチ部
　３３　　半導体電力変換器
　３４　　インダクタ
　３５　　第２の主電力変換器
　３６　　第３のスイッチ部
　３７　　第４のスイッチ部
　３８　　半導体電力変換器用制御部
　３９　　スイッチ用制御部
　４０　　補助電力変換器
　１０１　　双方向チョッパ回路
　１１３　　インダクタ
　１１４　　直流遮断器
　１１５　　直流遮断器
　１３１　　ＤＣＤＣコンバータ
　１３２　　コンデンサ
　１０００　　チョッパ回路システム

Claims

　第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
　第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、
　前記第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように前記第１のスイッチ部に対して直列に接続され、前記第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
　直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、
　前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
を備える、チョッパ回路。
　第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
　第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、
　前記第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように前記第１のスイッチ部に対して直列に接続され、前記第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
を備え、
　前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部を、それぞれ２個ずつ備える、チョッパ回路。
　直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、
　前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
をさらに備える、請求項２に記載のチョッパ回路。
　一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
　オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される第１のスイッチ部、第２のスイッチ部、第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続点と、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続点と、を結ぶ配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続点と、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続点と、を結ぶ配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
　直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、
　前記第１のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との組及び前記第２のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との組のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との組及び前記第２のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との組の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
を備え、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、を前記一対の第１の外部接続端子とし、
　前記第２のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との接続側の端子と、前記第４のスイッチ部の、前記第３のスイッチ部に対する接続側とは反対側の端子と、を前記一対の第２の外部接続端子とする、チョッパ回路。
　一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
　オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続され、一方がオンのときは他方がオフする第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部を有し、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続側とは反対側の両側端子を前記一対の第１の外部接続端子とする第１の主電力変換器と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
　オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続され、一方がオンのときは他方がオフする第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部を有し、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続側とは反対側の両側端子を前記一対の第２の外部接続端子とする第２の主電力変換器と、
を備え、
　前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した前記半導体電力変換器及び前記インダクタが設けられた配線が、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続点に接続される、チョッパ回路。
　直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、
　前記第１のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との組及び前記第２のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との組のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との組及び前記第２のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との組の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
をさらに備える、請求項５に記載のチョッパ回路。
　前記半導体電力変換回路は、直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる、請求項１～６のいずれか一項に記載のチョッパ回路。
　各前記半導体スイッチは、
　オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
　該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
を有する、請求項７に記載のチョッパ回路。