WO2019027185A1 - Ldpc 코드를 위한 레이트 매칭 수행 방법 및 이를 위한 통신 장치 - Google Patents

Ldpc 코드를 위한 레이트 매칭 수행 방법 및 이를 위한 통신 장치 Download PDF

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WO2019027185A1
WO2019027185A1 PCT/KR2018/008540 KR2018008540W WO2019027185A1 WO 2019027185 A1 WO2019027185 A1 WO 2019027185A1 KR 2018008540 W KR2018008540 W KR 2018008540W WO 2019027185 A1 WO2019027185 A1 WO 2019027185A1
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tbs
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rate matching
terminal
lbrm
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PCT/KR2018/008540
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김봉회
신종웅
변일무
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엘지전자 주식회사
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    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0091—Signaling for the administration of the divided path
    • H04L5/0094—Indication of how sub-channels of the path are allocated

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a rate matching performing method for an LDPC code and a communication apparatus therefor.
  • next generation 5G scenarios can be distinguished by Enhanced Mobile BroadBand (eMBB) / Ultra-reliable Machine-Type Correction (uMTC) / Massive Machine-Type Communi cation (mMTC).
  • eMBB is a next generation mobile communication scenario with characteristics such as High Spectrum Efficiency, High User Experienced Data Rate and High Peak Data Rate
  • uMTC is a next generation mobile communication scenario with characteristics such as Ultra Reliable, Ultra Low Latency and Ultra High Availability
  • MMTC is a next generation mobile communication scenario with low cost, low energy, short packet, and massive connectivity (eg, IoT).
  • the present invention provides a rate matching method for an LDPC code.
  • a terminal for performing rate matching for a DPC code.
  • a method of performing rate matching for an LDPC Low Density Parity Check (LDPC) code comprising: Determining a TBS; And for the LDPC code based on the selected TBS, And performing rate matching.
  • the method is characterized in that the rate matching
  • the TBS may be determined on the assumption that only a specific coding rate is used from a plurality of coded rates.
  • the determined TBS may be determined based on the number of resource elements (REs) allocated in one physical resource block (PRB).
  • the number of REs allocated in the PRB may be determined in consideration of RS (Reference Signal) overhead.
  • the number of REs allocated in the PRB may be set differently according to the service type provided.
  • the TBS may vary depending on the size of coded bits defined by the LBRM.
  • the method may further include receiving information on the number of REs allocated in the PRB from the base station.
  • a terminal for performing rate matching for an LDPC (Low Density Parity Check) code includes a plurality of transport block sizes (TBSs) set for rate matching with the terminal, ) And to perform rate matching for the LDPC code based on the selected TBS.
  • the rate matching corresponds to limited buffer rate matching (LBRM), and the terminal may further include a receiver configured to receive information indicating that the LBRM is set to the terminal from the base station.
  • the processor may be configured to determine the TBS assuming that only a specific coding rate is used among a plurality of coded rates when the LBRM is set in the terminal as the rate matching.
  • the TBS may be determined based on the number of resource elements (REs) allocated in a physical resource block (PRB) of the processor.
  • REs resource elements
  • the processor can be configured to determine the number of REs allocated within the PRB, taking into account the RS (Reference Signal) overhead in the PRB.
  • the number of REs allocated in the PRB may be set differently according to the service type provided.
  • the TBS is transmitted by the LBRM And may vary depending on the size of the defined coded bit.
  • the terminal may further include a receiver configured to receive information on the number of REs allocated in the PRB from the BS.
  • a method of performing rate matching for an LDPC code can further improve rate matching performance by determining an appropriate TBS when LBRM is set.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100. .
  • FIG. 2 is a diagram showing a frame structure of the LTE / LTE-A system.
  • 3 is a diagram illustrating a resource grid of a downlink slot of a 3GPP LTE / LTE-A system, which is an example of a wireless communication system.
  • FIG. 4 illustrates a structure of a DL subframe in a 3GPP LTE / LTE-A system, which is an example of a wireless communication system.
  • FIG. 5 illustrates a structure of a UL subframe used in a 3GPP LTE / LTE-A system, which is an example of a wireless communication system.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of carrier merging used in the component carrier (CC) and the LTE_A system used in the embodiments of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the configuration of a serving cell according to cross carrier scheduling.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a rate matching block diagram.
  • FIG. 9 is a flow diagram for a turbo coded transport channel s Rate matching.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a conceptual structure of ME-LDPC codes.
  • 11 is a diagram showing an example of indicating a circular buffer and an RV for a mother coding rate (r) 1/3.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of indicating a circular buffer and an RV for mother coding rate (r) 1/4.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of various payload size support using shortening / puncturing.
  • FIG. 14 is a graph comparing performance of a code block segment at the same or a different size with respect to an LDPC encoder.
  • FIG. 15 is a chart showing a criterion for selecting a base graph when transport blocks are transmitted using two base graphs.
  • the UE collectively refers to a mobile stationary or stationary user equipment such as UE Jser Equity, MS (Mobile Station), and AMS (Advanced Mobile Station).
  • the base station includes a Node B, an eNode B, a Base Station, An access point (AP), a gnode B, and the like.
  • a user equipment can receive information from a base station through a downlink, and a terminal can also transmit information through an uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist depending on the type of information transmitted or received by the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA t irae division multiple access
  • 0FDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC ⁇ FDMA single carrier frequency division multiple access and the like.
  • CDMA may be implemented with radio technology such as UTRAO Universal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • the TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA can be implemented with wireless technologies such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, and E-UTRA (Evolved UTRA).
  • UTRA is part of the UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) LTE term evolution is part of E-UMTSC Evolved UMTS using E-UTRA, adopting 0FDMA in the downlink and SC-FDMA in the uplink.
  • LTE-A Advanced is an evolutionary version of 3GPP LTE.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • a base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit and receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, A receiver 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 includes a transmission (Tx) data processor 165, a symbol modulator 170, a transmitter 175, a transmission / reception antenna 135, a processor 155, a memory 160, a receiver 140, A demodulator 155, and a receive data processor 150.
  • Tx transmission
  • the transmission / reception antennas 130 and 135 are shown as one in the base station 105 and the terminal 110, respectively, the base station 105 and the terminal 110 have a plurality of transmission / reception antennas.
  • the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a MIMCKMultiple Input Multiple Output (MIMO) system.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the base station 105 according to the present invention can support both the SU-MIMO (Multi User-IMO) scheme.
  • the transmit data processor 115 receives traffic data, formats, codes, and interleaves and modulates (or symbol maps) the received traffic data, (&Quot; data symbols ").
  • a symbol modulator 120 receives and processes the data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and transmits the multiplexed data and the pilot symbols to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • the pilot symbols may be transmitted continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • the transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it to one or more analog signals and further modulates (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals , And generates a downlink signal suitable for transmission over a wireless channel. Then, the transmission antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • modulates eg, amplifies, filters, and frequency upconverts
  • the reception antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • the receiver 140 may adjust (e.g., filter, amplify, and frequency Downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides it to the processor 155 for channel estimation.
  • Symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain data (which is estimates of the transmitted data symbols) And provides data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150.
  • the receive (Rx) The receive data processor 150 demodulates (i.e., symbol demaps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by the symbol demodulator 145 and the received data processor 150 is complementary to the processing by the symbol modulator 120 and the transmit data processor 115 in the base station 105, respectively.
  • the terminal 110 processes the traffic data and provides data symbols on the transmit data processor 165.
  • Symbol modulator 170 may receive and multiplex data bins, perform modulation, and provide a stream of symbols to transmitter 175.
  • a transmitter 175 receives and processes the stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmission antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • the transmitter and the receiver in the terminal and the base station may be configured as one R Radio Frequency) unit.
  • the uplink signal is received from the terminal 110 through the receive antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to acquire the sample.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the receive data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • the processors 155 and 180 of the terminal 110 and the base station 105 respectively instruct (for example, control, adjust, manage, etc.) operations in the terminal 110 and the base station 105.
  • Each of the processors 155 and 180 may be coupled with memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memories 160 and 185 are coupled to the processor 180 Operating systems, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like. Meanwhile, the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware (firmware), software, or a combination thereof. (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), and the like, in the case of implementing the embodiments of the present invention using hardware, , FPGAs (field programmable gate arrays), and the like may be provided in the processors 155 and 180.
  • DSPs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function that performs the functions or operations of the present invention.
  • Firmware or software configured to run may be contained within the processors 155, 180 or may be stored in the memory 160 185 and driven by the processors 155, 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station and the wireless communication system (network) are divided into a first layer (L1), a second layer (L1), and a second layer (L2) based on the lower three layers of the OSKopen system interconnection L2, and a third layer L3.
  • ⁇ _ ⁇ Li layer belongs to eu said first layer, provides an information transfer service through a physical channel.
  • the Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the base station and the base station can exchange RRC messages with the radio communication network through the RRC layer.
  • FIG. 2 is a diagram showing a frame structure of the LTE / LTE-A system.
  • one frame is 10 ms and 10 1 ms subframes.
  • the time for transmitting one subframe may be defined as a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe consists of two 0.5 ms slots, and one slot consists of seven (or six) C (M) orthogonal frequency division multiplexing symbols.
  • the 3GPP LTE system uses 0FDMA in the downlink, and the OFDM symbol represents one symbol period.
  • the 0FDM symbol may be referred to as a SOFDMA symbol or one symbol interval.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and includes a plurality of subcarriers adjacent to one slot.
  • the structure of the radio frame shown in FIG. 2 is exemplary and the number of subframes included in a radio frame, the number of slots included in a subframe, or the number of OFDM symbols included in one slot may be changed in various ways .
  • One resource block is defined by 12 subcarriers spaced at 15 kHz and 7 OFDM symbols.
  • the base station transmits a Primary Synchronization Signal (PSS), a Secondary Synchronization Signal (SSS), and a Physical Broadcast Channel (PBCH) for system information at a center frequency of 6 RB.
  • PSS Primary Synchronization Signal
  • SSS Secondary Synchronization Signal
  • PBCH Physical Broadcast Channel
  • 3 is a diagram illustrating a resource grid of a downlink slot of a 3GPP LTE / LTE-A system, which is an example of a wireless communication system.
  • a downlink slot includes a plurality of 0 FDM symbols in the time domain.
  • One and the downlink slot include 7 (or 6) OFFOM symbols, and the resource block may include 12 subcarriers in the frequency domain.
  • Each element on the resource grid is referred to as a Resource Element (RE).
  • One RB includes 12X7 (6) REs.
  • the number NRB of RBs included in the downlink slot depends on the downlink transmission band.
  • the structure of the uplink slot is the same as the structure of the downlink slot, and the 0FDM symbol is replaced with the SC-FDMA symbol.
  • FIG. 4 illustrates a structure of a downlink subframe in a 3GPP LTE / LTE-A system, which is an example of a wireless communication system.
  • a maximum of three (or four) OFDM symbols located in the front part of the first slot of a subframe correspond to a control area to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbol corresponds to a data area to which PDSCH (Physical Downlink Shared CHannel) is allocated.
  • Examples of downlink control channels used in LTE include Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), Physical Downlink Control Channel (PDCCH), Physical Hybrid ARQ Indicator Channel (PHICH), and the like.
  • the PCFICH carries information about the number of OFDM symbols that are transmitted in the first OFDM dummy of the subframe and used for transmission of the control channel in the subframe.
  • the PHICH carries HARQ ACK / NACK (Hybrid Automatic Repeat request acknowledgment (1) / negate and acknowledge (1)) signals in response to the uplink transmission.
  • the DCI format defines a format 0 for the uplink and a format 1, 1A, IB, 1C, ID, 2, 2k, 3, 3A for the downlink.
  • the DCI format may include a hopping flag, an RB allocation, a modulation coding scheme (MCS), a redundancy version (RV), an NDK data indicator, a transmit power control (TPC), a cyclic shift DM RS a transmitted precoding matrix indicator (TPMI), a precoding matrix indicator (PMI) confirmation, and the like.
  • the PDCCH includes a transmission format and resource allocation information of a downlink shared channel (DL-SCH), a transmission format and resource allocation information of an uplink shared channel (UL-SCH), a paging channel resource allocation information of upper layer control messages such as paging information on a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, a random access acknowledgment transmitted on a PDSCH, a Tx power control instruction set for individual terminals in a terminal group, Tx Power control command, VoIP Voice over IP) activation instruction information.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted within the control domain.
  • the UE can monitor a plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH includes one or a plurality of consecutive control channels Is transmitted on an aggregate of control channel elements (CCEs).
  • the CCE is a logical allocation unit used to provide the PDCCH with a coding rate based on radio channel conditions.
  • the CCE acts on a plurality of resource element groups (REGs).
  • the format of the PDCCH and the number of PDCCH bits are determined according to the number of CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the UE, and adds a CRC (cyclic redundancy check) to the control information.
  • the CRC is masked with the owner of the PDCCH or with a colon (eg, RNTKradio network temporary identifier) depending on the purpose of use.
  • the identifier of the terminal e.g., cell-RNTI (C-RNTI)
  • C-RNTI cell-RNTI
  • the paging identifier e.g., paging-RNTI (P-RNTI)
  • P-RNTI paging-RNTI
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RNTK random access-RNTI may be masked to the CRC if the PDCCH is for a random access challenge.
  • FIG. 5 illustrates a structure of a UL subframe used in a 3GPP LTE / LTE-A system, which is an example of a wireless communication system.
  • the uplink subframe includes a plurality of (for example, two) slots.
  • the slot may include a different number of SC-FDMA symbols depending on the CP length.
  • the UL subframe is divided into a data region and a control region in the frequency domain.
  • the data area includes a Physical Uplink Shared CHannel (PUSCH) and is used to transmit a data signal such as voice.
  • the control region includes a physical U link control channel (PUCCH) and is used to transmit uplink control information (UCI).
  • the PUCCH includes an RB pair (RB pair) located at both ends of the data area on the frequency axis and hopping the slot to the boundary.
  • the PUCCH may be used to transmit the following control information.
  • SR Service Request: Information used for requesting uplink UL-SCH resources. 00K (0n-0ff Keying) scheme.
  • Single downlink ACK / NACK 1 bit is transmitted as a codeword (CW) codeword, and 2 bits of ACK / NACK are transmitted in response to two downlink codewords.
  • CW codeword
  • CQI Channel Quality Indicator
  • the feedback information related to the MIMOCMultiple Input Mul- tiple Output includes RKRank Indicator, PMKPrecoding Matrix Indicator, and PTKPrecoding Type Indicator). 20 bits per subframe are used.
  • the amount of control information (UCI) that the UE can transmit in a subframe depends on the number of SOFDMAs available for control information transmission.
  • the SC-FDMA available for transmission of control information means the remaining SC-FDMA symbol excluding the SC-FDMA symbol for reference signal transmission in the subframe. In the case of the subframe in which the SRS (Sounding Reference Signal) is set, SC-FDMA symbols are excluded.
  • the reference signal is used for coherent detection of the PUCCH.
  • PUCCH supports 7 formats according to the information to be transmitted.
  • the PDCCH is configured to transmit a power control command for a PDSCH to a plurality of UEs for a specific UE in a downlink control channel.
  • the PDCCH occupies a maximum of 4 0FDM symbols in the time domain (t ime domain) and indicates the number of OFDM symbols assigned to the PDCCH by the PCFICH.
  • t ime domain On the other hand, in the frequency domain, it is transmitted over the entire system band, and the modulation uses QPSK.
  • a resource used for transmission of a PDCCH is called a control channel element (CCE) and is composed of 36 resource elements (REs), so that 72 bi t can be transmitted through one CCE.
  • the amount of control information transmitted on the PDCCH depends on the transmission mode.
  • the control information according to each transmission mode is defined in DCI format.
  • the UE determines whether the PDSCH / PUSCH is transmitted according to the PDCCH decoding result, and the PDCCH scrambling is performed by the UE id information (C-RNTI) of the corresponding UE. That is, if the UE detects a DCI format transmitted by being scrambled by its own UE id, PDSCH reception or PUSCH transmission is performed according to PDCCH control information.
  • the UE since there are a plurality of PDCCHs that can be transmitted in one subframe, the UE must decode a plurality of PDCCHs to check the presence or absence of control information transmitted to the UE.
  • a CCE can transmit control information by concatenating one or a plurality of CCEs, which is called a CCE aggregation.
  • CCE aggregation levels are 1, 2, 4, and 8, and CCE aggregation level 4 means that four CCEs are concatenated to transmit control information of the corresponding UE.
  • the UE limits the number of decodes for each aggregation level, as shown in Table 1 below.
  • the UE decodes the PDCCHs transmitted at aggregation levels 4 and 8 by performing the decoding of the PDCCHs # 4 and # 2 to determine whether the control information is transmitted.
  • the specific CCEs constituting the PDCCH are all And corresponds to an area commonly known to the UE.
  • 6, 6, 2, and 2 decoding of PDCCH transmitted at aggregation levels 1, 2, 4, and 8 are performed differently from common type to determine the control information transmission.
  • the CCE used at this time is differently set for each terminal. This is expressed by the following equation (1).
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of carair merging used in the component carrier (CC) and the LTE_A system used in the embodiments of the present invention.
  • FIG. 6 (a) shows a single carrier structure used in an LTE system.
  • the component carriers have DL CC and UL CC.
  • One component carrier may have a frequency range of 20 MHz.
  • FIG. 6 (b) shows a carrier merging structure used in the LTE_A system.
  • three component carriers having a frequency magnitude of 20 MHz are combined.
  • the UE can simultaneously monitor three CCs, receive downlink signals / data, and transmit uplink signals / data.
  • the network can allocate M (M ⁇ N) DL CCs to the UE. At this time, the terminal can monitor only M restricted DL CCs and receive DL signals. In addition, the network may assign a priority DL CC to a terminal by giving priority to L (L? M? N) DL CCs, and in this case, the UE must monitor L DL CCs. This scheme can be equally applied to uplink transmission.
  • the linkage between the carrier frequency (or DL CC) of the downlink resource and the carrier frequency (or UL CC) of the uplink resource may be indicated by an upper layer message or system information such as an RRC message.
  • a combination of a DL resource and a UL resource may be configured by a linkage defined by SIB2 (System InformatIon Matt Type2).
  • SIB2 System InformatIon Matt Type2
  • the linkage may refer to a mapping relationship between a DL CC to which the PDCCH carrying the UL grant is transmitted and a UL CC that uses the UL grant.
  • the DL CC (or UL CC) and the HARQ ACK / UL CC (or DL CC) to which the NAC signal is transmitted.
  • cross Carrier scheduling In a carrier merging system, a self-scheduling method and a cross-carrier scheduling method are used in view of scheduling for a carrier (or carrier wave) or a serving cell (Serving Cell) There are two types.
  • cross Carrier scheduling may be referred to as Cross Component Carrier Scheduling or Cross Cell Scheduling.
  • the PUSCH which is transmitted according to the PDCCH (Grant) and the PDSCH with the same DL CC or transmitted according to the PDCCH (UL Grant) transmitted from the DL CC, is transmitted through the UL CC linked with the DL CC receiving the UL Grant .
  • the PUSCH which is transmitted according to the PDCCH JL Grant) and the PDCCH JL Grant (PDCCH JL Grant transmitted from the DL CC), is transmitted to the DL CC receiving the UL grant, and the UL CC But is transmitted via a different UL CC than the UL CC.
  • the cross-carrier scheduling can be activated or deactivated UE-speci fk and can be semi-static (serai-stat ic) for each UE through higher layer signaling (eg, RRC signaling) .
  • higher layer signaling eg, RRC signaling
  • a carrier indicator field (CIF: Carrier Indicator Field) is required to indicate to which PDCCH the PDSCH / PUSCH indicated by the corresponding PDCCH is transmitted through which DL / UL CC.
  • the PDCCH may assign a PDSCH resource or a PUSCH resource to one of a plurality of component carriers using a CIF. That is, the CIF is set when the PDCCH on the DL CC allocates PDSCH or PUSCH resources to one of the DL / UL CCs that are multi-aggregated.
  • the DCI format of LTE Rel-ease-8 can be extended according to CIF.
  • the set CIF may be fixed to a 3-bit field, or the position of the set CIF may be fixed regardless of the DCI format size.
  • the PDCCH structure (same coding and resource mapping based on the same CCE) of LTE Release-8 can be reused.
  • the CIF is not set.
  • the same PDCCH structure (same coding and same CCE-based resource mapping) and DCI format as LTE Rel-ease-8 can be used.
  • the UE monitors (PDCCH for a plurality of DCIs in the control region of X) according to the transmission mode and / or bandwidth for each CC Monitoring is required. Therefore, the structure of search space that can support it
  • a terminal DL CC aggregation represents a set of DL CCs scheduled to receive a PDSCH by a UE
  • a UL CC aggregation represents a set of UL CCs scheduled for a UE to transmit a PUSCH.
  • the PDCCH monitoring set represents a set of at least one DL CC that performs PDCCH monitoring.
  • the PDCCH monitoring set may be the same as the terminal DL CC set or may be a subset of the terminal DL CC set.
  • the PDCCH monitoring set may include at least one of the DL CCs in the terminal DL CC set. Or the PDCCH monitoring set can be defined independently of the terminal DL CC set.
  • the DL CC included in the PDCCH monitoring set can be set to always enable self-scheduling for the linked UL CC.
  • the terminal DL CC set, the terminal UL CC set, and the PDCCH monitoring set may be UE-specific, UE group-specific, or cell-specific.
  • the PDCCH monitoring set is always the same as the terminal DL CC set. In this case, an instruction such as separate signaling for the PDCCH monitoring set is not required.
  • the PDCCH monitoring set is defined within the terminal DL CC set. That is, in order to schedule the PDSCH or the PUSCH to the UE, the BS transmits the PDCCH only through the PDCCH monitoring set.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a configuration of a serving cell according to cross carrier scheduling.
  • a base station and / or terminals can be composed of one or more serving cells.
  • the base station can support a total of four serving cells such as A cell, B cell, C sal, and D cell
  • terminal A is composed of A sal, B cell, and C cell
  • terminal B includes B sal, C cell
  • the terminal C is composed of B cells.
  • at least one of the cells configured in each terminal may be set to Psal.
  • the P cell is always active, and the S cell can be activated or deactivated by the base station and / or the terminal.
  • An activated cell is a cell configured to transmit an actual PDSCH signal and / or a PUSCH signal among configured cells, and performs CSI reporting and SRS transmission.
  • De-activated cell is a cell configured to not transmit / receive a PDSCH / PUSCH signal due to a command or a timer operation of a base station, and CSI reporting and SRS transmission are also interrupted.
  • PMI / RI feedback can be set in higher level.
  • Transmission mode with PMI / RI feedback 9 The UE can make assumptions about the granularity of the physical resource blocks that apply the same precoding to the PDSCH and DM RS. In other words, channel estimation can be performed by assuming that the same precoding is applied to the precoding resource block group (PRG) according to the system bandwidth, thereby improving channel estimation performance.
  • PRG precoding resource block group
  • a receiver transmits a signal after coding information using a forward error correcting code.
  • the transmission information is recovered after decoding the error correction code.
  • the error on the received signal caused by the channel is corrected.
  • Various types of error correction codes can be used, but in the present invention, a turbo code will be described as an example.
  • the turbo code consists of a recursive system and a convolut ion encoder and interleaving. "In actual implementation of the turbo code, there is an interleaver to facilitate parallel decoding, one of which is QPP (quadrat ic polynomial al permutat iuon).
  • the QPP inter lever maintains good performance only for a specific data block size.
  • the performance of the turbo code is known to be better as the data block size increases.
  • the encoding is performed by dividing the data block into several small data blocks, which are called code blocks.
  • the code blocks generally have the same size, but because of the size limitation of the QPP interleaver, A single block of code may have a different size.
  • the interleaver is interleaved in order to reduce the influence of the burst error occurring in the transmission on the radio channel after the error correction coding process is performed on a code block basis. Since the amount of radio resources used in the actual transmission is constant, rate matching must be performed on the encoded code block in order to match the rate. In general, rate matching is performed by puncturing or repetition rate. WCDMA, etc. Alternatively, the systematic part of the encoded code block and the parity part can be separated and executed separately.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a rate matching block diagram.
  • FIG. 8 is a block diagram for performing rate matching by separating the systemat ic part and the parity part of the encoded code block.
  • the code rate is assumed to be 1/3.
  • the CRC for error detection is attached to the data block transmitted from the upper layer, and the CRC is attached to the segmented code block for the convenience of implementation for each code block. Since various data block sizes must be defined according to the service type of the upper layer, but it must be actually signaled to the receiving end, .
  • the dummy bit t is added to the source data block transmitted from the upper layer to match the data block size of the physical layer. It is preferable to perform quantization so that the amount of added dummy bi is minimized.
  • the data block size, modulation and coding rate, and number of allocated resources are functionally related to each other. That is, the remaining parameters are determined according to the values of the two parameters. Therefore, in case of signaling, only two parameters need to be signaled. For the sake of convenience, it is assumed that the modulation and coding rate and the number of allocated resources are used to inform the receiving end of the data block size.
  • the factor that affects the number of allocated resources is the pi lot or reference signal for channel estimation according to the antenna configuration and the resource used for control information transmission, and may be changed every transmission time.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating rate matching for turbo coded transport channels s.
  • Figure 9. The output bits for each code.
  • Figure 9. The output bits for each code.
  • Figure 9. The output bits for each code. block is transmitted as described in section 5.1.4.3.2 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document.
  • the bit stream d] is interleaved according to the sub-block interleaver defined in section 5.1.4.3.1 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document with an output sequence defined as v, Vl (0), v, and where ⁇ n is defined in section 5.1.4.3.1 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document. 5.1.4.3.1 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document with an output sequence defined as v 0 (1)
  • the bit stream is interleaved according to the sub- _,.
  • the bit stream df is interleaved according to the sub-block interleaver defined in section 5.1.4.3.1 with an output sequence defined as v (2) v (2) v (2) (2)
  • the sequence of bits e k for transmission is generated according to section 5.1.4.3.2 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document.
  • Table 4 is a table describing a specific description of the sub-block interleaver.
  • the bits input to the block interleaver are denoted by d ⁇ d ' ⁇ ' ..., ⁇ ,, where D is the number of bits.
  • the output bit sequence from the block interleaver is derived as follows:
  • Assign C ⁇ bblock 32 to be the number of columns of the matrix. The columns are numbered 0, 1, 2, .. C ⁇ bbloch - 1 from left to right.
  • Kand number of parity bits DK is equal to Nid pc _b x Ki pc _bX Z and N pairty -bx Z, respectively.
  • the parameters Nid pc j > , Kid pc j> and N parity are given in Table 3.
  • the parity check matrix is obtained based on Tables 5.1.3.2-2, 5.1.3.2-3, 5.1.3.2-4 and 5.1.3.2-5 which show the exponents (a parity check matrix when the code rate equals 5 / 6, 3/4, 2/3 and 1/2 for each encoded bits, respectively [5].
  • Table 7 shows parameters of a parity check matrix.
  • processing capability o 5 of the receiver can not meet the required performance because the performance gain 3 (group or restriction, such as decoding latency eu Thus, above a certain threshold
  • the payload size may be efficient to encode with two code blocks smaller than the threshold.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a conceptual structure of ME-LDPC codes.
  • K denotes an LDPC code information length
  • M b denotes a parity of a mother code
  • M c denotes a parity of a single parity check code.
  • the parity of the mother code is referred to as an Ml parity
  • the single parity is referred to as an M2 parity bit.
  • Encoding can be calculated only if there is a row associated with the corresponding Parity.
  • the LDPC encoded coded bits are written in a circular buffer for HARQ / Rate matching.
  • A is 2x384 when the systematic puncturing bit is stored in the additional memory. If systematic puncturing is not stored, A becomes '0'. For information that is less than 8448, the maximum code rate of 25K is used, and the minimum coding rate is lower than 1/3.
  • the code rate that can be supported in the circular buffer varies from 1/3 to 1/5 depending on the information size.
  • the range of the Z value to support the specific information block size is Z? Zmax
  • the range of the mother coding rate r is 1/5 ⁇ r ⁇ 1/3.
  • the Redundancy Version (RV) specifies a specific location on the circular buffer to indicate the beginning of the transmission in the initial transmission or retransmission.
  • circular buffer has a size that is determined in accordance with the Z value (or the minimum coding rate) to support the information block size, information block size per year.
  • RV0 can be defined as 1, RV1 as 5 or 6, RV2 as 11, and RV3 as 16 or 17.
  • 11 is a diagram showing an example of indicating a circular buffer and an RV for a mother coding rate (r) 1/3.
  • the systematic bits are written in column-by-column order.
  • Ml parity M2 parity bits are written in order and read in column-by-column order. Since some (eg, 2Z) can be transmitted and processed, it is possible to set the RV0 start position by an offset amount corresponding to the puncturing amount. Other RVs can also be set with 'offset'.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of indicating a circular buffer and an RV for a mother coding rate (r) 1/4.
  • the circular buffer size shown in FIG. 11 and the circular buffer size shown in FIG. 12 are the same.
  • Limited buffer rate matching excludes some of the coded bits of the circular buffer corresponding to the mother code rate from the transmit buffer. Since this physically increases the mother code rate, it reduces the memory complexity of the receiver and reduces the processing burden, which can lead to an advantage in implementation. However, since the mother code rate increases, performance degradation may occur.
  • the transport block size (TBS) affected by limited buffer rate matching (LBRM) depends on the size of the coded bits of the circular buffer defined by LBRM. That is, when the size of the coded bit of the circular buffer can support the mother code rate when the LBRM is not applied, it is preferable to apply full buffer rate matching to the TBS.
  • the code rate that can be supported for the maximum TBS is the mother code rate, which is modified by the LBRM.
  • Signaling for LBRM can be performed in various ways.
  • the downlink LB track it is generally defined as UE category. Because this is associated with the UE implementation, This is to facilitate the implementation of the UE by defining it as a capability.
  • the uplink it is associated with the implementation of the base station g NB. In general, the base station implementation may be more free to the area or cost than the UE implementation.
  • LDPC has a disadvantage in that the decoder rate through which the mother code rate is lowered is lowered. Therefore, even if the UE has a higher degree of freedom than the UE, if the uplink LBRM is supported, the base station can be realized.
  • the application of the uplink LBRM may be indicated in various ways.
  • the BS may insert or add a field indicating whether the LBRM is applied to the downlink control information (DCI), or instruct the MS to apply LBRM in a semi-stat ic manner by MAC / RRC signaling.
  • DCI downlink control information
  • a plurality of mother code rates of the LBRM may be set and the mother code rate to be applied at the corresponding scheduling time point may be indicated.
  • the LBRM is applied to each HARQ process. At this time, it is preferable that the mother code rate according to the LBRM is the same for each HARQ process.
  • Method 1 The mother code rate supported by the LBRM can be indicated or set. A number of mother code rates can be set and a specific mother code rate can be specified or set for use with LBRM. The terminal shall use the specific mother code rate set in case of LBRM. In addition, the specific mother code rate of the set mother code rate can be designated as the mother code rate.
  • Method 2 The maximum value of the TBS supported by the LBRM can be set to the indication black. This is the same as limiting the coded bi t size used in actual circular buf fer.
  • multiple (maximum) TBSs can be set and, among them, can be instructed or set to be used when the specific (maximum) TBS is LBRM. You can specify a particular TBS as defaul t among the set (maximum) TBSs. It is also possible to apply Method 1 and Method 2 together.
  • Method 3 Instructs activation of LBRM and sets default rate matching method.
  • LBRM When LBRM is set to RRC signaling, there is a transition interval between the transmitting and receiving sides when changing LBRM application. It is necessary to set the default rate matching method to be used during this transition period.
  • the LBRM scheme supporting a specific mother code rate and / or maximum TBS may be a default rate matching scheme.
  • a full buffer rate matching method that does not use LBRM may be a default rate matching method.
  • the base station can be set to assume a default rate matching when scheduling a PUSCH through a PDCCH having a specific DCI format.
  • the LDPC encoder can be defined by a parity check matrix (H). That is, H matrix can be defined for information bit length D and coding rate (r).
  • the payload size K supported by the 12 H matrices can be calculated by the formula of D * r, where ⁇ 324, 432, 486, 540, 648, 864, 972, 989, 1080, 1319, 1484, size.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of various payload size support using shortening / puncturing.
  • rate matching of shortening / puncturing / repetition should be performed.
  • D or K supports Ml
  • r supports M2.
  • the information block size corresponding to K ldpc * Z can be supported. Therefore, the K ldpc * Z information block size is also the payload size supported by the H matrix can do.
  • the information block can be a length including the CRC.
  • a method of segmenting a payload size exceeding a specific threshold value into a plurality of code blocks is proposed.
  • - CRC can be added to a code block segment at ion .
  • the code block sizes are the same.
  • ion can be performed.
  • FIG. 14 is a diagram comparing performance of code block segmentation of the same or a different size with respect to an LDPC encoder.
  • code block segmentation is performed, and the payload size is assumed to be 2268 bits.
  • 2268 bits can be segmented into three equal size code blocks of 756 bits each, or can be segmented into a payload size of 972 bits and 648 bits of code blocks supported by the defined H matrix.
  • 756 bits can be encoded by shortening using H matrix for 972 bits.
  • segmentation at a code block size of some of the payload sizes supported by the H matrix shows good performance. From the performance results of FIG. 14, the following code block segmentation scheme can be considered.
  • H matrix may vary depending on the code rate, it is desirable to consider the code rate obtainable from the control information when code block segmentation is performed.
  • the segmentation is performed with the same code block size supported by the H matrix.
  • a payload (transport block) size you can define it to be a code block of the size supported by H matrix.
  • the code block size can be specified even if it is a supported code block size.
  • segmentation is performed with code blocks of different sizes supported by the H matrix.
  • the number of code block sizes of different sizes is preferably minimized. For example, it may be limited to 2 or 3.
  • the payload size may be increased by>"Segmentation is performed on a code block corresponding to the sum of one segmented code block size, and the segmented code block size
  • the number of payload bits corresponding to the difference between the sum and the payload size can be handled as follows.
  • Method 1 Allocate to a specific code block and adjust codeword length using rate matching such as shortening / puncturing / repetition.
  • Method 1-1 When segments are ionized into code blocks of different sizes, assign them to a code block of a code block corresponding to a specific code block size.
  • Method 1-2 In case of segmentation of code blocks of different size, allocate as much as possible to all code blocks of code block corresponding to specific code block size.
  • Method 2 Allocate the payload bits to all code blocks as much as possible, and adjust codeword length using rate matching.
  • Method 2-1 Allocate the number of bits assigned to each code block in proportion to the number of code blocks, and allocate bits to specific code blocks of each code block size.
  • Method 2-2 Allocate the number of bits assigned to each code block in proportion to the number of code blocks, and allocate the allocated bits to code blocks of each code block size as evenly as possible.
  • the code block size can be expressed as Z * K ldpc (including CRC length).
  • the possible code block sizes can have various values.
  • the shortening is preferably made to be smaller than X * Z1, but it is preferable to select m, which satisfies the relationship of Zl * Kldpc -Zl * (mc) > Z2 * Kldpc .
  • the same principle can be applied to ⁇ Zn ⁇ with ⁇ > 1.
  • the code block size indicated by [] in Table 12 above may not be supported.
  • the c value can be set to a different value for Z or for a set of Z (the same value in the set).
  • the granularity of the code block size may be different for each set of Z (the same granularity in the set).
  • a transport block (TB) having a transport block size (TBS)> 8192 can be segmented by the code block size of Table 12 in the manner described above.
  • mapping of the code block size (CBS) range and Z value in Table 13 can be applied in the case of a specific Z or code block size (CBS) or more. This is because, if the code block size (CBS) is small, increasing the Z value and increasing the amount of shortening may provide good performance.
  • the mapping in Table 13 can be used only when the Z value is 24 or the code block size (CBS) is 512 or more. Only a code block size (CBS) corresponding to a multiple of 8 in Table 12 may be allowed.
  • the unit for processing data in the MAC layer is a byte unit, it is possible to efficiently operate the system by minimizing padding. If the TB-level CRC is assumed to be 24 bits and the transport block size (TBS) satisfies Equation (2), the code block size (CBS) can be segmented to the same size.
  • the code block size (CBS) includes the CRC size.
  • N CB is the number of CBs, and CRC TB is the CRC length added to the transport block.
  • CBS 8-bit code block size
  • Table 14 An example of a set of TBSs that are divided into up to 11 C0 d e blocks, assuming a bit-wise CBS and supporting a TB-level CRC of 24 bits.
  • Segmental of a larger number of code blocks; ion can be defined as a TBS that supports the same principle.
  • BG base graphs
  • FIG. 15 is a chart showing a criterion for selecting a base graph when transport blocks are transmitted using two base graphs.
  • TBS is a transport block size
  • CRC_TB is a CRC length added to a transport block
  • BG1 and BG2 Refer to the definitions in Table 5.3.2-1, Table 5.3.2-2, and Table 5.3.2-3 of the standard 38.212 vl.1.0 [6].
  • the size of the minimum TBS + CRC_TB is 40 bits
  • the use of BG1 and BG2 is determined based on code rate 1/4. If BG1 is used, code block segmentation is performed when TBS + CRC_TB> 8448, and code block segmentation is performed when TBS + CRC_TB> 3840 when BG2 is used.
  • BG1 / BG2 can be supported simultaneously or selectively according to the UE capability / category.
  • BG1 only code block segmentation using BG1 is performed because BG2 can not be used even if the code rate is ⁇ 1/4. That is, the number of code blocks in segmentation can be calculated as Ci KTBS + CRC_TB / (8448-24)).
  • the code block of BG1 Since segmentation can not be used, segmentation using BG2 is performed. That is, the number of code blocks in segmentation can be calculated as DC 1 (TBS + CRC_TB / (3840-24)).
  • segment terminals are formed by code blocks of the same size without zero padding for terminals simultaneously or selectively supporting BG1 / BG2.
  • the zero padding bit is a bit that does not contain information.
  • Nl and N2 are the number of code blocks when code block segmentation is performed using BG1 and BG2
  • CBS is the number of code blocks that do not include the code block CRC length (eg, 24 bits) Value.
  • Equation 3 and Equation 3 are applied to a transport block corresponding to 3840 ⁇ TBS + CRC_TB in FIG. It is preferable to define TBS + CRC TB satisfying Equation (4) at the same time.
  • Table 15 below shows an embodiment of TBS + CRC-TB that satisfies equations (3) and (4) without zero padding according to the range of TBS + CRC TB.
  • TBS granularity example 1 is the minimum granularity of TBS satisfying equations (3) and (4)
  • TBS granularity example 2 is the granularity satisfying equations (3) and (4) It is an example of granularity.
  • the maximum code block size at which a code block segmentation using BG2 occurs is determined by the maximum MCS index of the code rate ⁇ 1/4 in the MCS table and the amount of available resources (for example, resource elements Number).
  • the maximum TBS at which code block segment ation using BG2 occurs is about 19200 bi. Segmental using BG2; In the case of a TBS larger than the TBS performing ion, TBS can be designed to satisfy the granularity of the least common multiple of (8, N1).
  • TBS + CRCJTB can be expressed by Equations (5) and (6).
  • the TBS in which zero padding does not occur is a multiple of the least common multiple of (8, N1) or (8, N2).
  • the following embodiment shows code block segmentation for a payload size of 1648 bits or more for an LDPC encoder. At this time, the CRC size added to the transport block and the code block is assumed to be 24.
  • code block segmentation is performed because 1692> 1648.
  • the transmitting / receiving side may be configured to transmit HARQ-ACK for a plurality of code blocks. That is, an ACK is transmitted only when all P code blocks are decoded and succeeded. Otherwise, a NACK can be transmitted. This can prevent system efficiency from deteriorating when retransmitting in the transport block unit when there are many code blocks constituting the transport block. In other words, system efficiency can be improved by retransmitting only the errored code block group (CBG) (consisting of one or more code blocks).
  • CBG errored code block group
  • the number P of code blocks transmitting HARQ-ACKs can be set to an upper layer or higher layer signaling (for example, RRC signaling).
  • the receiver can transmit a HARQ-ACK assuming a specific P.
  • the downlink control channel for scheduling the corresponding user data may be a downlink control channel for transmitting control information for fa-back operation.
  • a specific P can be the number of all code blocks that make up a transport block. This is the same operation as transmitting the HARQ-ACK for the TB.
  • Table 16 below is a table for explaining matters concerning LDPC coding.
  • bit sequence input for a given code block is denoted by c 0 , c l , c 2 , c i , ..., k K l , where K is the number of bits to encode.
  • K b 22 ⁇
  • K F ⁇ Q is the number of filler bits.
  • Set Z c K / K b and find the set index i LS in Table 5.3.2-1 which contains Z c
  • the matrix H is obtained by replacing each element of H BG with a Z c x Z c matrix, accord ing to the fol lowing:
  • Each element of v lue 1 in H BG is re lated by a circular permutation matrix of size Z c x Z c , where i and j are the row and column indices of the element, size Z c xZ c to the right P J times.
  • the matrix H 2 is obtained by replacing each element of H BGEXT with a Z c x Z c matrix by th efo 11 ow i ng
  • H BG H BG1 , as in Table 5.3.2-2.
  • each row- / contains all values of y .. corresponding to the non-zero elements in row 1 / of H BG1 from left to right.
  • each . row-z contains all values of v corresponding to the non-zero elements in row / of from left to right.
  • Table 17 is a table showing sets of LDPC lifting size Z.
  • Table 18 is a table showing the results of the LDPC base graph 1.
  • TBS In the existing LTE standard, a certain number of If a TBS is designed in the same way in a further L NR where a resource element (RE) is assumed and a TBS is designed in the form of a table, TBS should be calculated by designing several tables or using a scaling factor. If you are scaling to a specific number, the scaled TBS can be an inaccurate value, which can lead to system performance degradation. Therefore, a new method for making a TBS indication is proposed below.
  • RE resource element
  • the TBS may be determined according to the amount of resources allocated for transmission, the modulation, the coding rate, and the number of spatial layers.
  • the amount of resources allocated may be determined according to the number of resource blocks (RBs) ( NPRBs ) and the number of REs (N REPERPRBs ) constituting RBs, which are units of resource allocation.
  • RBs resource blocks
  • N REPERPRBs REs constituting RBs
  • the number of REs in the RB is assumed to be 120, and the amount of allocated resources can be calculated according to the number of allocated RBs.
  • the modulation and coding rates can be obtained from MCS signaling. At this time, the coding rate can be MCS signaled in an implicit or explicit manner.
  • the coding rate can be explicitly indicated in the MCS table or expressed implicitly in the corresponding MCS index.
  • the MCS table is tied to the CQI table.
  • the spectral efficiency of the CQI table can be used to derive the spectral efficiency of the MCS table and the coding rate can be calculated using the relationship with the modulation. have.
  • the approximate coding rate of the CQI table may be obtained due to the restriction of the QPP interleaver size.
  • the TBS can be increased by the number of layers (N LAYER ). Since the amount of resources varies in NR, it is preferable to directly calculate TBS by using the function relationship of the following Equation (7) instead of using the table look-up method.
  • TBS temp f ( NpR B. N RE perPRB, MCS, N layer)
  • the TBS is the closest to the TBS temp
  • TBS TBSj, if min ; ( ⁇ abs (TBSj - TBS temv ⁇ j
  • min (a 7. ) Is a function for obtaining the index j corresponding to the minimum
  • abs (a) is a function for obtaining the absolute value of a.
  • NPRB, MCS, N LAYER is assumed to be information that can be obtained in the downlink control channel, proposes a method of transmitting and acquiring the information NREperPRB.
  • N REperPRB can be set in a semi-static manner. When changing the N REperPRB because it takes time, it is preferable to use for setting NREperPRB for fall-back mode to assume in common in the transmission / reception side. For example, DCI format used in fall_back mode can be used by setting default N REperPRB .
  • N REperPRB may be set according to a slot format (or a group of slot expressions) or a slot configuration (or a group of slot settings). For example, N REperPRB may be set to X RE for slot format A and Y RE for slot format B, where X and Y may be different.
  • N REperPRB can be set for each usage scenario (or service type provided). That is, N REperPRB can be set and used according to eMBB, URLLC, and mMTC. A number of N REperPRBs can be set for each usage scenario. The number of N REperPRBs set for each usage may be different. The set N REperPRB value can be changed semi-static.
  • the BS can transmit information on a plurality of N REPERPRBs to the UE through the DL control channel. For example, if four N REPERPRBs are set for the eMBB service, the base station can inform the UE of which N REperPRBs to calculate through the downlink control channel. The base station can transmit a plurality of (e.g., four) sets of N REPERPRB information to the UE through MAC or RC signaling.
  • N REPERPRB used for TBS calculation in the initial transmission can be assumed.
  • the terminal interprets the corresponding field indicating N REper p RB for other uses, or reserved or not available, at retransmission .
  • NRE PERPRB can be set differently according to SC-FDMA or OFDMA. The SC-
  • the DM RS overhead may vary depending on FDMA or 0FDMA.
  • N REperPRB and other values for the N REperPRB the URLLC data for, eMBB data when transmitting the multiplexed data and URLLC to retransmit the eMBB data transmission side e.g., base station.
  • N REperPRB for eMBB data can be assigned to N REPEBR with mapping relationship to N REPERPRB set at initial transmission.
  • N REperPRB for eMBB data at retransmission may be assigned a fixed value.
  • the N REperPRB for eMBB data at retransmission may be selected from a plurality of preset N REperPRB values and transmitted to the UE through the DL control channel.
  • N REperPRBs for downlink data and uplink data may be set to different numbers and different values. It is considered that the numerical ogy and the overhead assumption of the downlink and uplink may be different.
  • the PDSCH that transmits control information for example, SIB, paging, random access response
  • TBS assuming a specific NREperPRB .
  • the specific N REperPRB may vary depending on the slot format or slot configuration.
  • the transmitting side can transmit NRE PERP RB using all or part of N PRB , MCS, N LAYER and j ointing ignoring. At this time, it may be set differently according to the allocated amount of the N REperPRB ⁇ ⁇ . In addition, N REperPRB may be set differently according to the MCS information.
  • NREperPRB can be set differently.

Abstract

단말이 LDPC(Low Density Parity Check) 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법은, 상기 단말에 레이트 매칭을 위해 설정된 복수 개의 전송 블록 크기 (Transport Block Size, TBS) 중에서 어느 한 TBS를 결정하는 단계; 및 상기 선택된 TBS에 기초하여 상기 LDPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
LDPC코드를 위한 레이트 매칭 수행 방법 및 이를 위한 통신 장치
【기술분야】
[001] 본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는， LDPC 코드를 위한 레이트 매칭 수행 방법 및 이를 위한 통신 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[002] 차세대 5G 시스템에서는 Enhanced Mobile BroadBand (eMBB)/Ultra-reliable Machine-Type Coramuni cat ions (uMTC) /Massive Machine-Type Communi cat ions (mMTC) 등으로 시나리오를 구분할 수 있다. eMBB는 High Spectrum Efficiency, High User Experienced Data Rate, High Peak Data Rate 등의 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이고， uMTC는 Ultra Reliable, Ultra Low Latency, Ultra High Availability 등의 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이며 (e.g., V2X, Emergency Service, Remote Control ) , mMTC는 Low Cost , Low Energy, Short Packet , Massive Connectivity 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이다 (e.g., IoT).
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[003] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 LDPC 코드를 위한 레이트 매칭 수행 방법을 제공하는 데 있다.
[004] 본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 DPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 단말을 제공하는 데 있다.
[005] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한， 단말이 LDPC Low Density Parity Check) 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법은， 상기 단말에 레이트 매칭올 위해 설정된 복수 개의 전송 블록 크기 (Transport Block Size, TBS) 중에서 어느 한 TBS를 결정하는 단계; 및 상기 선택된 TBS에 기초하여 상기 LDPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법은， 상기 레이트 매칭은
Limited buffer rate matching (LBRM)에 해당하며， 기지국으로부터 상기 단말에 상기 LBRM이 설정되었음을 지시하는 정보를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 레이트 매칭으로서 상기 단말에 LBRM이 설정된 경우에는 복수 개의 코딩율 (coded rate) 중에서 특정 코딩율만이 사용됨을 가정하여 상기 TBS가 결정된 것일 수 있다. 상기 결정된 TBS는 한 물리 자원 블톡 (Physical Resource Block, PRB) 내에서 할당된 자원 요소 (Resource Element, RE)의 수에 기초하여 결정되는 것일 수 있다. 상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수는 RS(Reference Signal) 오버헤드를 고려하여 결정될 것일 수 있다. 상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수는 제공되는 서비스 타입에 따라 다르게 설정되는 것일 수 있다. 상기 TBS는 상기 LBRM에 의해 정의된 코딩된 비트 (coded bit)의 크기에 따라 달라질 수 있다. 상기 방법은， 상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수에 대한 정보를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
6] 상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한， LDPC(Low Density Parity Check) 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하기 위한 단말은， 상기 단말에 레이트 매칭을 위해 설정된 복수 개의 전송 불록 크기 (Transport Block Size, TBS) 중에서 어느 한 TBS를 결정하고, 상기 선택된 TBS에 기초하여 상기 LDPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하도록 구성되는 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 레이트 매칭은 Limited buffer rate matching (LBRM)에 해당하며， 상기 단말은 기지국으로부터 상기 단말에 상기 LBRM이 설정되었음을 지시하는 정보를 수신하도록 설정된 (configured) 수신기를 더 포함할 수 있다. 상기 프로세서는， 상기 레이트 매칭으로서 상기 단말에 LBRM이 설정된 경우에는 복수 개의 코딩율 (coded rate) 중에서 특정 코딩율만이 사용됨을 가정하여 상기 TBS를 결정하도록 구성 (configured) 될 수 있다. 상기 TBS는 상기 프로세서가 한 물리 자원 블록 (Physical Resource Block, PRB) 내에서 할당된 자원 요소 (Resource Element, RE)의 수에 기초하여 결정된 것일 수 있다. 상기 프로세서는 상기 한 PRB 내에서의 RS(Reference Signal) 오버해드를 고려하여 상기 한 PRB 내에서의 할당된 RE의 수를 결정하도록 구성될 수 있다. 상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수는 제공되는 서비스 타입에 따라 다르게 설정되는 것일 수 있다. 상기 TBS는 상기 LBRM에 의해 정의된 코딩된 비트 (coded bi t )의 크기에 따라 달라질 수 있다. 상기 단말은 상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수에 대한 정보를 상기 기지국으로부터 수신하도록 설정된 수신기를 더 포함할 수 있다.
【발명의 효과】
[007] 본 발명에 일 실시예에 따른, LDPC 코드를 위한 레이트 매칭 수행 방법은 LBRM이 설정된 경우에 적절한 TBS를 결정함으로써 레이트 매칭 성능을 더욱 향상시킬 수 있다.
[008] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[009] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다 .
[010] 도 1은 무선통신 시스템 ( 100)에서의 기지국 ( 105) 및 단말 ( 110)의 구성을 도시한불록도이다. .
[011] 도 2는 LTE/LTE-A 시스템의 프레임 구조를 도시한 도면이다.
[012] 도 3은 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 슬롯의 자원 그리드를 예시한도면이다.
[013] 도 4는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 서브프레임의 구조를 예시한다 .
[014] 도 5는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다 .
[015] 도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 컴포넌트 캐리어 (CC) 및 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 병합의 일례를 나타내는 도면이다.
[016] 도 7 은 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 서빙셀 구성의 일 예를 나타내는 도면이다.
[017] 도 8은 rate matching블록도를 예시한 도면이다.
[018] 도 9는 터보 코딩된 전송 채널들 ( turbo coded transport channel s)을 위한 레이트 매칭을 예시한도면이다.
[019] 도 10은 ME-LDPC 코드들의 개념적 구조를 예시한 도면이다.
[020] 도 11은 mother coding rate (r) 1/3에 대한 circular buffer와 RV를 지시하는 일 예를 도시한 도면이다.
[021] 도 12는 mother coding rate (r) 1/4에 대한 circular buffer와 RV를 지시하는 일예를 도시한 도면이다.
[022] 도 13은 Shortening/puncturing을 이용한 다양한 payload size 지원의 예를 도시한도면이다.
[023] 도 14는 LDPC encoder에 대해서 동일하거나 동일하지 않은 크기의 code block segment at ion을 수행하였을 경우의 성능을 비교한도면이다.
[024] 도 15는 2 개의 base graph를 사용하여 transport block을 전송할 때， base graph를 선택하는 기준을 나타낸 도표이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
[025] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며， 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어， 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템， 5G 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나， 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
[026] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블톡도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다 .
[027] 아을러， 이하의 설명에 있어서 단말은 UE Jser Equi ment), MS(Mobile Station), AMS( Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한， 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point), gNode B 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
[028] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며， 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[029] 이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA( frequency division multiple access) , TDMA(t irae division multiple access) , 0FDMA(orthogonal frequency division multiple access) , SC~FDMA( single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communicat ions) /GPRS (General Packet Radio Service) /EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E— UTRA (Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTEdong term evolution)는 E— UTRA를 사용하는 E-UMTSC Evolved UMTS)의 일부로서 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE- A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
[030] 또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[031] 도 1은 무선통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한블록도이다.
[032] 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105)과 하나의 단말 (110KD2D 단말을 포함)을 도시하였지만， 무선 통신 시스템 (100)은 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다. [033] 도 1을 참조하면 , 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115)， 심볼 변조기 (120)， 송신기 (125)， 송수신 안테나 (130)， 프로세서 (180)， 메모리 (185)， 수신기 (190)， 심볼 복조기 (195)， 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고， 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165), 심볼 변조기 (170), 송신기 (175), 송수신 안테나 (135)， 프로세서 (155)， 메모리 (160)， 수신기 (140)， 심볼 복조기 (155), 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나 (130， 135)가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만， 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서， 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIMCKMultiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한， 본 발명에 따른 기지국 (105)은 SU-MIMO(Single User- Mi M0) MU-MIM0(Multi User- IMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
[034] 하향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하고， 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여 , 코딩하고， 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여， 심볼들의 스트림을 제공한다.
[035] 심볼 변조기 (120)는， 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼， 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다중화 (CDM) 심볼일 수 있다.
[036] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고 , 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들어， 증폭, 필터링， 및 주파수 업 컨버팅 (upconverting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나 (130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
[037] 단말 (110)의 구성에서， 수신 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조정하고 (예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.
[038] 또한， 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여， (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고， 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조 (즉, 심볼 디 -매핑 (demapping))하고， 디인터리빙 (deinterleaving)하고， 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[039] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
[040] 단말 (110)은 상향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데이터를 처리하여， 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이터 심불들을 수신하여 다중화하고， 변조를 수행하여， 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공할 수 있다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여， 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나 (135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국 (105)으로 전송한다. 단말 및 기지국에서의 송신기 및 수신기는 하나의 R Radio Frequency) 유닛으로 구성될 수도 있다.
[041] 기지국 (105)에서， 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나 (130)를 통해 수신되고， 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘풀들을 획득한다. 이어서， 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처리하여 , 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여 , 단말 (110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[042] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155， 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어， 제어, 조정， 관리 등)한다. 각각의 프로세서들 (155， 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160， 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템， 어플리케이션, 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.
[043] 프로세서 (155， 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontrol ler)， 마이크로 프로세서 (microprocessor )， 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편， 프로세서 (155， 180)는 하드웨어 (hardware) 또는 펌웨어 (fir隱 are)， 소프트웨어， 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는， 본 발명을 수행하도톡 구성된 ASICsCappl ication specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs( rogrammable logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155, 180)에 구비될 수 있다.
[044] 한편， 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등올 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도톡 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (155, 180) 내에 구비되거나 메모리 (160 185)에 저장되어 프로세서 (155， 180)에 의해 구동될 수 있다.
[045] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레이어 (L2) , 및 제 3 레이어 (L3)로 분류 수 있다. · ■리 레이어 _는ᅳ상기 제 1 레이어에 속하며， 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC (Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다ᅳ 단말， 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
[046] 본 명세서에서 단말의 프로세서 (155)와 기지국의 프로세서 (180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고， 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만， 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서 (155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서 (155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다. [047] 도 2는 LTE/LTE-A시스템의 프레임 구조를 도시한도면이다.
[048] 도 2를 참조하면， 하나의 프레임은 10ms으로， 10개의 1ms 서브프레임 (subframe)으로 이루어진다. 하나의 서브프레임을 전송하기 위한 시간은 transmission time interval (TTI)로 정의될 수 있다. 예를 들어， 하나의 서브프레임은 2개의 0.5ms 슬롯 (slot)으로 이루어지며， 하나의 슬롯은 7개 (혹은 6개)의 C )M(0rthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼로 이루어 진다. 3GPP LTE 시스템은 하향링크에서 0FDMA를 사용하고， OFDM 심볼은 한 심볼 구간 (period)를 나타낸다. 0FDM 심볼은 SOFDMA 심볼 또는 한 심볼 구간으로 지칭될 수도 있다. 자원블록 (Resource Block, RB)은 자원 할당 단위 (unit)이고， 한 슬롯에 인접한 복수의 부반송파들을 포함한다. 도 2에 도시된 무선 프레임의 구조는 예시적인 것이어서 무선 프레임에 포함된 서브프레임들의 수， 서브프레임에 포함된 슬롯의 수， 또는 한 술롯에 포함된 0FDM 심볼들의 수는 다양한 방법으로 변경될 수 있다.
[049] 15 kHz 간격의 부반송파 12개와 7개의 OFDM 심볼로 하나의 자원 블록 (Resource Block, RB)가 정의된다. 기지국은 중심 주파수 (Center Frequency) 6RB에서 동기화 (Synchronization)를 위한 Primary Synchronization Signal (PSS) , Secondary Synchronization Signal (SSS)와 시 템 정보를 위한 Physical Broadcast Channel (PBCH)를 전송한다. 여기서， Normal /Ext ended CP(Cyclic Prefix) , TDD(Time Division Dup 1 ex ) /FDD ( Fr equency Division Duplex)에 따라 상기 무선 프레임 구조 및 신호， 채널의 위치에 차이가 있을 수 있다.
[050] 도 3은 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 슬롯의 자원 그리드를 예시한 도면이다.
[051] 도 3을 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 도메인에서 복수의 0FDM 심볼을 포함한다. 하나와 하향링크 슬롯은 7(혹은 6)개의 0FOM 심볼을 포함하고 자원 블록은 주파수 도메인에서 12개의 부반송파를 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element)는 자원 요소 (Resource Element, RE)로 지칭된다. 하나의 RB는 12X7(6)개의 RE 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 RB의 개수 NRB는 하향링크 전송 대역에 의존한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일하되， 0FDM 심볼이 SC-FDMA 심볼로 대체된다. [052] 도 4는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
[053] 도 4를 참조하면， 서브프레임의 첫 번째 슬롯에서 앞부분에 위치한 최대 3개 (혹은 4개)의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 대웅한다. 남은 OFDM 심볼은 PDSCH(Physical Downlink Shared CHancel)가 할당되는 데이터 영역에 해당한다. LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 예는 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical hybrid ARQ indicator Channel) 등을 포함한다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심블에서 전송되고 서브프레임 내에서 제어 채널의 전송에 사용되는 0FDM 심볼의 개수에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향링크 전송에 대한 웅답으로 HARQ ACK/NACK(Hybrid Automatic Repeat request acknow 1 edgment / negat i ve-acknow 1 edgment ) 신호를 나른다 .
[054] PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 DCKDownlink Control Informat ion)라고 한다. DCI 포맷은 상향링크용으로 포맷 0， 하향링크용으로 포맷 1， 1A, IB, 1C, ID, 2, 2k, 3， 3A 등의 포맷이 정의되어 있다. DCI 포맷은 용도에 따라 호핑 플래그 (hopping flag), RB 할당， MCS(modulat ion coding scheme) , RV( redundancy version) , NDKnew data indicator) , TPC( transmit power control ) , 사이클릭 쉬프트 DM RS(demodulat ion reference signal), CQI (channel quality informat ion) 요청, HARQ 프로세스 번호， TPMI (transmitted precoding matrix indicator), PMI (precoding matrix indicator) 확인 (confirmation) 등의 정보를 선택적으로 포함한다.
[055] PDCCH는 하향링크 공유 채널 (downlink shared channel , DL-SCH)의 전송 포맷 및 자원 할당 정보， 상향링크 공유 채널 (uplink shared channel, UL-SCH)의 전송 포맷 및 자원 할당 정보, 페이징 채널 (paging channel, PCH) 상의 페이징 정보， DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상에서 전송되는 랜덤 접속 웅답과 같은 상위- 계층 제어 메시지의 자원 할당 정보， 단말 그룹 내의 개별 단말들에 대한 Tx 파워 제어 명령 세트, Tx 파워 제어 명령， VoIP Voice over IP)의 활성화 지시 정보 등을 나른다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링 할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속된 제어 채널 요소 (control channel element, CCE)들의 집합 (aggregat ion) 상에서 전송된다. CCE는 PDCCH에 무선 채널 상태에 기초한 코딩 레이트를 제공하는데 사용되는 논리적 할당 유닛이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group, REG)에 대웅한다. PDCCH의 포맷 및 PDCCH 비트의 개수는 CCE의 개수에 따라 결정된다. 기지국은 단말에게 전송될 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(cyclic redundancy check)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 사용 목적에 따라 식볕자 (예， RNTKradio network temporary identifier))로 마스킹 된다. 예를 들어, PDCCH가 특정 단말을 위한 것일 경우， 해당 단말의 식별자 (예, cell-RNTI (C-RNTI))가 CRC에 마스킹 될 수 있다. PDCCH가 페이징 메시지를 위한 것일 경우， 페이징 식별자 (예， paging-RNTI (P-RNTI))가 CRC에 마스킹 될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (system information block, SIC))를 위한 것일 경우， SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹 될 수 있다. PDCCH가 랜덤 접속 웅답을 위한 것일 경우, RA—RNTK random access-RNTI)가 CRC에 마스킹 될 수 있다.
[056] 도 5는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
[057] 도 5를 참조하면， 상향링크 서브프레임은 복수 (예， 2개)의 슬롯을 포함한다. 슬롯은 CP 길이에 따라 서로 다른 수의 SC-FDMA 심볼을 포함할 수 있다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 데이터 영역과 제어 영역으로 구분된다. 데이터 영역은 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 포함하고 음성 등의 테이터 신호를 전송하는데 사용된다. 제어 영역은 PUCCH(Physical U link Control CHannel)를 포함하고 상향링크 제어 정보 (Uplink Control Information, UCI)를 전송하는데 사용된다. PUCCH는 주파수 축에서 데이터 영역의 양끝 부분에 위치한 RB 쌍 (RB pair)을 포함하며 슬롯을 경계로 호핑한다.
[058] PUCCH는 다음의 제어 정보를 전송하는데 사용될 수 있다.
[059] - SR( Scheduling Request): 상향링크 UL-SCH 자원을 요청하는데 사용되는 정보이다. 00K(0n-0ff Keying) 방식을 이용하여 전송된다.
[060] - HARQ ACK/NACK: PDSCH 상의 하향링크 데이터 패킷에 대한 응답 신호이다. 하향링크 데이터 패킷이 성공적으로 수신되었는지 여부를 나타낸다. 단일 하향링크 코드워드 (Codeword, CW)에 대한 웅답으로 ACK/NACK 1비트가 전송되고, 두 개의 하향링크 코드워드에 대한 응답으로 ACK/NACK 2비트가 전송된다.
[061] - CQI (Channel Qual i ty Indicator) : 하향링크 채널에 대한 피드백 정보이다.
MIMOCMul t iple Input Mul t iple Output ) 관련 피드백 정보는 RKRank Indicator) , PMKPrecoding Matr ix Indicator) , PTKPrecoding Type Indi cator ) 등을 포함한다. 서브프레임 당 20비트가사용된다.
[062] 단말이 서브프레임에서 전송할 수 있는 제어 정보 (UCI )의 양은 제어 정보 전송에 가용한 SOFDMA의 개수에 의존한다. 제어 정보 전송에 가용한 SC-FDMA는 서브프레임에서 참조 신호 전송을 위한 SC-FDMA 심볼을 제외하고 남은 SC-FDMA 심볼을 의미하고， SRS(Sounding Reference Signal )가 설정된 서브프레임의 경우 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심볼도 제외된다. 참조 신호는 PUCCH의 코히어런트 검출에 사용된다. PUCCH는 전송되는 정보에 따라 7개의 포맷을 지원한다.
[063] PDCCH(Phys i cal Downl ink Control CHannej) 전송
[064] PDCCH는 하향링크 제어 채널로 특정 단말을 위한 PDSCH ᅵ DiCwnl i i여러 단말을 위한 power control 명령을 전송하도록 되어 있다. PDCCH는 시간 도메인 (t ime domain)에서는 최대 4개의 0FDM 심볼을 차지하며 PCFICH로 PDCCH에 할당된 OFDM 심볼 수를 지시한다. 한편, 주파수 도메인 ( frequency domain)에서는 시스템 전 대역에 걸쳐서 전송되며， 변조는 QPSK를 사용한다. PDCCH를 전송을 위하여 사용하는 자원은 CCE (control channel element )로 칭하며， 36개의 resource element (RE)로 구성되어 있어서 하나의 CCE를 통해서 72 bi t를 전송할 수 있다. PDCCH에 전송되는 제어 정보의 양은 전송 mode에 따라서 달라진다. 각 전송 mode에 따른 제어 정보는 DCI format으로 규정된다. 단말은 PDSCH/PUSCH 전송 유무를 PDCCH 디코딩 결과에 따라서 판단하게 되는 데, 이는 PDCCH scrambl ing은 해당 단말의 UE id 정보 (C-RNTI )에 의해서 이루어진다. 즉， 단말은 자신의 UE id에 의해서 scrambl ing되어 전송된 DCI format을 detect ion하게 되는 경우 PDCCH 제어 정보에 의해서 PDSCH 수신 또는 PUSCH 송신을 하게 된다. 일반적으로 하나의 subframe에 전송 가능한 PDCCH 수가 다수 개 이므로， 단말은 다수 개의 PDCCH에 대해서 디코딩을 수행하여 자신에게 전송된 제어 정보 유무를 확인해야 한다. 그러나, 모든 전송 가능한 PDCCH에 대해서 디코딩을 수행하기에는 복잡도가 크게 증가하게 되어, 디코딩 수에 제한을 두게 된다. PDCCH를 통해서 제어 정보를 전송하게 되는 경우， CCE는 한 개 또는 다수 개를 연접하여 제어 정보를 전송할 수 있는 데, 이를 CCE aggregation이라고 한다. 현재 허용하고 있는 CCE aggregation level은 1, 2， 4， 8로서， CCE aggregation level 4의 의미는 4개의 CCE를 연접하여 해당 UE의 제어 정보를 전송하게 된다. 단말은 각 aggregation level마다 디코딩 수를 제한하게 되는 데， 이는 다음 표 1과 같다.
[065] 【표 1】
Figure imgf000015_0001
[066] 상기 표 1 에서 common type 의 경우 단말은 aggregation level 4 와 8 로 전송되는 PDCCH를 4 번과 2 번 디코딩을 수행하여 제어 정보 전송 유무를 판단하게 되는 데， PDCCH 를 구성하는 특정 CCE 는 모든 단말에게 공통으로 알려진 영역에 해당한다. UE— specific type 의 경우 common type 과는 다르게 aggregation level 1, 2， 4， 8 로 전송되는 PDCCH 를 6， 6， 2， 2 번 디코딩을 수행하여 제어 정보 전송 유무를 판단하게 된다. 그러나， 이 때 사용되는 CCE 는 단말 별로 모두 다르게 설정된다. 이는 아래 수학식 1 에 의해 표현된다.
[067] 【수학식 1】
[068]
[069] 여기서, RNT1 0 ， ^ = 39827 ' /) = 65537 and ^ = L"s/2J， ns 는 radio frame 내에서 slot number이다. [070] 도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 컴포넌트 캐리어 (CC) 및 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐라어 병합의 일례를 나타내는 도면이다.
[071] 도 6 의 (a)는 LTE 시스템에서 사용되는 단일 캐리어 구조를 나타낸다. 컴포넌트 캐리어에는 DL CC 와 UL CC 가 있다. 하나의 컴포넌트 캐리어는 20MHz 의 주파수 범위를 가질 수 있다.
[072] 도 6 의 (b)는 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 병합 구조를 나타낸다. 도 6 의 (b)의 경우에 20MHz 의 주파수 크기를 갖는 3 개의 컴포넌트 캐리어가 결합된 경우를 나타낸다. DL CC와 UL CC가 각각 3 개씩 있으나， DL CC와 UL CC의 개수에 제한이 있는 것은 아니다. 캐리어 병합의 경우 단말은 3 개의 CC 를 동시에 모니터링할 수 있고, 하향링크 신호 /데이터를 수신할 수 있고 상향링크 신호 /데이터를 송신할수 있다.
[073] 만약， 특정 셀에서 N개의 DL CC가 관리되는 경우에는， 네트워크는 단말에 M (M≤N)개의 DL CC 를 할당할 수 있다. 이때， 단말은 M 개의 제한된 DL CC 만을 모니터링하고 DL 신호를 수신할 수 있다. 또한， 네트워크는 L (L≤M≤N)개의 DL CC 에 우선순위를 주어 주된 DL CC를 단말에 할당할 수 있으며， 이러한 경우 UE 는 L 개의 DL CC 는 반드시 모니터링해야 한다. 이러한 방식은 상향링크 전송에도 똑같이 적용될 수 있다.
[074] 하향링크 자원의 반송파 주파수 (또는 DL CC)와 상향링크 자원의 반송파 주파수 (또는， UL CC) 사이의 링키지 ( l inkage)는 RRC 메시지와 같은 상위계층 메시지나 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어， SIB2(System Informat i on Bl ock Type2)에 의해서 정의되는 링키지에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 구성될 수 있다. 구체적으로, 링키지는 UL 그랜트를 나르는 PDCCH 가 전송되는 DL CC 와 상기 UL 그랜트를 사용하는 UL CC 간의 맵핑 관계를 의미할 수 있으며， HARQ 를 위한 데이터가 전송되는 DL CC (또는 UL CC)와 HARQ ACK/NAC 신호가 전송되는 UL CC(또는 DL CC)간의 맵핑 관계를 의미할 수도 있다.
[075] 크로스 캐리어 스케줄링 (Cross Carr i er Schedul ing)
[076] 캐리어 병합 시스템에서는 캐리어 (또는 반송파) 또는 서빙 셀 (Serving Cel l )에 대한 스케줄링 관점에서 자가 스케줄링 (Se l f-Schedul ing) 방법 및 크로스 캐리어 스케줄링 (Cross Carr i er Schedul i ng) 방법의 두 가지가 있다. 크로스 캐리어 스케줄링은 크로스 컴포년트 캐리어 스케줄링 (Cross Component Carr ier Schedul ing) 또는 크로스 샐 스케줄링 (Cross Cel l Schedul ing)으로 일컬을 수 있다.
[077] 자가 스케줄링은 PDCOKDL Grant )와 PDSCH 가 동일한 DL CC 로 전송되거나， DL CC 에서 전송된 PDCCH(UL Grant )에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL Grant 를 수신한 DL CC와 링크되어 있는 UL CC를 통해 전송되는 것을 의미한다.
[078] 크로스 캐리어 '스케줄링은 PDCCIKDL Grant )와 PDSCH 가 각각 다른 DL CC 로 전송되거나， DL CC 에서 전송된 PDCCH JL Grant )에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL 그랜트를 수신한 DL CC 와 링크되어 있는 UL CC 가 아닌 다른 UL CC 를 통해 전송되는 것을 의미한다.
[079] 크로스 캐리어 스케줄링 여부는 단말 특정 (UE-speci f k)하게 활성화 또는 비활성화될 수 있으며， 상위계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )을 통해서 반정적 (serai-stat ic)으로 각 단말 별로 알려질 수 있다.
[080] 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우， PDCCH 에 해당 PDCCH 가 지시하는 PDSCH/PUSCH 가 어느 DL/UL CC 를 통해서 전송되는지를 알려주는 캐리어 지시자 필드 (CIF: Carr ier Indi cator Field)가 필요하다. 예를 들어， PDCCH 는 PDSCH 자원 또는 PUSCH 자원을 CIF를 이용하여 다수의 컴포넌트 캐리어들 중 하나에 할당할 수 있다. 즉, DL CC 상에서의 PDCCH 가 다중 집성된 DL/UL CC 중 하나에 PDSCH 또는 PUSCH 자원을 할당하는 경우 CIF 가 설정된다. 이 경우， LTE Rel ease-8 의 DCI 포맷은 CIF 에 따라 확장될 수 있다. 이때 설정된 CIF 는 3bi t 필드로 고정되거나, 설정된 CIF 의 위치는 DCI 포맷 크기와 무관하게 고정될 수 있다. 또한, LTE Release-8 의 PDCCH 구조 (동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)를 재사용할 수도 있다.
[081] 반면， DL CC 상에서의 PDCCH 가 동일한 DL CC 상에서의 PDSCH 자원을 할당하거나 단일 링크된 UL CC 상에서의 PUSCH 자원을 할당하는 경우에는 CIF 가 설정되지 않는다. 이 경우， LTE Rel ease-8 과 동일한 PDCCH 구조 (동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)와 DCI 포맷이 사용될 수 있다.
[082] 크로스 캐리어 스케줄링이 가능할 때， 단말은 CC 별 전송 모드 및 /또는 대역폭에 따라 모니터링 (X 의 제어영역에서 복수의 DCI 에 대한 PDCCH 를 모니터링하는 것이 필요하다. 따라서， 이를 지원할 수 있는 검색 공간의 구성과
PDCCH모니터링이 필요하다 .
[083] 캐리어 병합 시스템에서， 단말 DL CC 집합은 단말이 PDSCH 를 수신하도록 스케줄링된 DL CC 의 집합을 나타내고， 단말 UL CC 집합은 단말이 PUSCH 를 전송하도록 스케줄링된 UL CC 의 집합을 나타낸다. 또한, PDCCH 모니터링 집합 (monitoring set)은 PDCCH모니터링을 수행하는 적어도 하나의 DL CC의 집합을 나타낸다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합과 같거나， 단말 DL CC 집합의 부집합 (subset)일 수 있다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합내의 DL CC 들 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는 PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합에 상관없이 별개로 정의될 수 있다. PDCCH모니터링 집합에 포함되는 DL CC는 링크된 UL CC 에 대한 자기-스케줄링 (self-scheduling)은 항상 가능하도록 설정될 수 있다. 이러한, 단말 DL CC 집합， 단말 UL CC 집합 및 PDCCH 모니터링 집합은 단말 특정 (UE-specific), 단말 그룹 특정 (UE group-specific) 또는 셀 특정 (Cell- specific)하게 설정될 수 있다.
[084] 크로스 캐리어 스케줄링이 비활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 항상 단말 DL CC 집합과 동일하다는 것을 의미하며， 이러한 경우에는 PDCCH 모니터링 집합에 대한 별도의 시그널링과 같은 지시가 필요하지 않다. 그러나, 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 단말 DL CC 집합 내에서 정의되는 것이 바람직하다. 즉， 단말에 대하여 PDSCH 또는 PUSCH 를 스케줄링하기 위하여 기지국은 PDCCH 모니터링 집합만을 통해 PDCCH를 전송한다.
[085] 도 7 은 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 서빙셀 구성의 일 예를 나타내는 도면이다.
[086] 캐리어 병합 (CA)을 지원하는 무선 접속 시스템에서 기지국 및 /또는 단말들은 하나 이상의 서빙 셀들로 구성될 수 았다. 도 7 에서 기지국은 A 셀, B 셀， C 샐 및 D 셀 등 총 4 개의 서빙셀을 지원할 수 있으며， 단말 A 는 A 샐 , B 셀 및 C 셀로 구성되고, 단말 B 는 B 샐, C 셀 및 D 샐로 구성되며， 단말 C 는 B 셀로 구성된 경우를 가정한다. 이때, 각 단말에 구성된 셀들 중 적어도 하나는 P 샐로 설정될 수 있다. 이때， P 셀은 항상 활성화된 상태이며, S 셀은 기지국 및 /또는 단말에 의해 활성화 또는 비활성화될 수 있다. [087] 도 7 에서 구성된 셀은 기지국의 셀 중에서 단말로부터의 측정 보고 (measurement report ) 메시지를 기반으로 CA 에 셀 추가가 가능한 셀로서 단말별로 설정 가능하다. 구성된 셀은 PDSCH 신호 전송에 대한 ACK/NACK 메시지 전송을 위한 자원을 미리 예약해 둔다. 활성화된 셀 (Act ivated cel l )은 구성된 셀들 중에서 실제 PDSCH 신호 및 /또는 PUSCH 신호를 전송하도록 설정된 셀이며, CSI 보고 및 SRS(Sounding Reference Signal ) 전송을 수행하게 된다. 비활성화된 셀 (De-Act ivated cel l )은 기지국의 명령 또는 타이머 동작에 의해서 PDSCH/PUSCH 신호 송수신을 수행하지 않도톡 구성되는 셀이며, CSI 보고 및 SRS 전송도 중단된다.
[088] Physical resource block (PRB) bundl ing
[089] Transmi ss ion mode 9을 지원하는 단말의 경우, PMI/RI feedback을 higher l ayer에서 설정할 수 있다. PMI/RI feedback이 설정된 transmission mode 9 단말은 PDSCH와 DM RS에 동일한 precoding을 적용하는 physical resource block의 granul ar i ty에 대한 가정을 할 수 있다. 즉， system bandwidth에 따라 precoding resource block group (PRG)에는 동일한 precoding이 적용되는 것을 가정하여 channel est imat ion을 수행하여 channel est imat ion 성능을 향상시킬 수 있다. 아래 표 2는 system bandwidth에 따른 PRG의 크기를 나타낸 값이다.
[090] 【표 2】
PRG size according to system bandwidth
Figure imgf000019_0001
[091] Channel encoding
[092] 일반적인 통신 시스템에서는 채널에서 겪는 오류를 수신단에서 정정해주기 위해서 송신단에서 보내는 정보를 오류정정부호 ( forward error correct ion code)를 사용하여 부호화 (coding)를 한 후 전송하게 된다. 수신단에서는 수신신호를 복조 ( demodul at ion)한 후 오류정정부호의 복호 (decoding)화 과정을 거친 후 전송 정보를 복원하게 된다. 이러한 복호화 과정에서, 채널에 의해서 생긴 수신신호상의 오류를 정정하게 된다. 오류정정부호는 다양한 종류가 가능하지만， 본 발명에서는 터보 코드 (turbo code)를 예를 들어서 설명하도록 한다. 터보 코드는 recurs ive systemat i c convolut ion encoder와 inter leave!"로 구성된다 . 터보 코드의 실제 구현시 병렬 복호화를 용이하게 하기 위한 인터리버가 있는 데 이의 일종이 QPP(quadrat ic polynomi al permutat iuon)이다. 이와 같은 QPP inter lever는 특정의 데이터 블톡 크기에만 좋은 성능을 유지한다고 알려져 있다. 터보 코드의 성능은 데이터 블록 크기가 증가할수록 좋은 것으로 알려져 있는데， 실제 통신 시스템에서는 실제 구현의 편리함을 위하여 일정 크기 이상의 데이터 블톡의 경우 여러 개의 작은 데이터 블록으로 나누어 encoding을 수행하게 된다. 나누어진 작은 데이터 블톡을 code block이라 부른다 . Code block은 일반적으로 같은 크기를 갖게 되지만， QPP inter leaver의 크기 제한 때문에 여러 개의 code block중 하나의 code block은 다른 크기를 가질 수도 있다. 정해진 인터리버 ( inter leaver ) 크기 코드 블록 (code block) 단위로 오류정정부호화 과정을 거친 후 무선 채널로 전송 시 발생하는 burst error의 영향을 줄이기 위해 inter leaving을 수행한다 . 그리고， 실제 무선 자원에 매핑되어 전송된다. 실제 전송시 사용되는 무선 자원의 양이 일정하기 때문에 이에 맞추기 위해서는 encoding된 code block에 대하여 rate matching을 수행하여야 한다. 일반적으로 rate matching은 punctur ing이나 repet i t ion으로 이루어진다. Rate matching은 3GPP의 WCDMA와 같이 encoding된 code block 단위로 수행할 수도 있다. 다른 방법으로， encoding된 code block의 systemat i c 부분과 par i ty 부분을 분리하여 따로 수행할 수도 있다.
[093] 도 8은 rate matching블록도를 예시한 도면이다.
[094] 도 8은 encoding된 code block의 systemat i c 부분과 par i ty 부분을 분리하여 rate matching을 수행하는 블록도이다. 여기서 code rate는 1/3을 가정하였다. 이 때 상위 레이어에서 전송된 데이터 블록에는 오류 검출을 위한 CRC가 붙게 되며, segmentat ion된 code block에도 구현상의 편의를 위하여 CRC를 code block마다 첨부하게 된다. 상위 레이어의 서비스 종류에 따라 다양한 데이터 블록 크기가 정의되어야 하지만 이를 실제로 수신단으로 시그널링해야 하므로 양자화가 필요하게 된다. 양자화할 때 상위 레이어에서 전송되어온 소스 데이터 블록을 물리 계층의 데이터 블록 크기에 맞추기 위해서 dummy bi t를 붙이게 되는데, 첨가되는 dummy bi t의 양이 최소가 되도톡 양자화를 하는 것이 좋다. 데이터 블록 크기, 변조 및 코딩 레이트， 할당된 resource 개수는 서로 함수관계가 된다. 즉， 어느 두 파라미터의 값에 따라 나머지 한 파라미터도 결정된다. 따라서, 시그널링 하는 경우는 두 파라미터만 시그널링하면 된다. 앞으로 편의를 위하여 데이터 블록 크기를 수신단에 알려주기 위해서 변조 및 코딩 레이트， 할당된 resource 개수를 이용하기로 가정한다. 여기서 할당된 resource 개수에 영향을 주는 요인으로는 안테나 구성에 따라 채널 추정을 위한 pi lot 또는 reference s ignal 및 제어 정보 전송을 위해 사용되는 resource 등이 영향을 주게 되며， 매 전송 순간마다 바뀔 수 있다.
[095] Rate matchi ng
[096] 도 9는 터보 코딩된 전송 채널들 ( turbo coded transport channel s)을 위한 레이트 매칭을 예시한 도면이다.
[097] 도 9에 따른 터보 코딩된 전송 채널들에 대한 레이트 매칭의 구체적인 내용을 다음 표 3과 같이 구체적으로 나타낼 수 있다.
[098] 【표 3】
The rate matching for turbo coded transport channels is defined per coded block and consists of interleaving the three information bit streams , and , followed by the collection of bits and the generation of a circular buffer as depicted in Figure 9. The output bits for each code block are transmitted as described in section 5.1.4.3.2 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document.
The bit stream d ] is interleaved according to the sub-block interleaver defined in section 5.1.4.3.1 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document with an output sequence defined as v ,Vl (0),v , and where^n is defined in section 5.1.4.3.1 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document. The bit stream is interleaved according to the sub-block interleaver defined in section 5.1.4.3.1 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document with an output sequence defined as v0 (l)
Figure imgf000021_0001
_, . The bit stream df is interleaved according to the sub-block interleaver defined in section 5.1.4.3.1 with an output sequence defined as v(2) v(2) v(2) (2)
The sequence of bits ek for transmission is generated according to section 5.1.4.3.2 of 3GPP LTE TS 36.212 standard document.
[099] Sub-block interleaver
[0100] 다음 표 4는 Sub-block interleaver에 대한 구체적인 설명을 기술한 표이다.
[0101] 【표 4】
The bits input to the block interleaver are denoted by d^ d' ^' ...,^一、， where D is the number of bits. The output bit sequence from the block interleaver is derived as follows:
(1) Assign C^bblock =32 to be the number of columns of the matrix. The columns of the matrix are numbered 0， 1， 2, .. C^bbloch - 1 from left to right.
(2) Determine the number of rows of the atri R^bblock , by finding minimum integer d such that:
Figure imgf000022_0001
The rows of rectangular matrix are numbered 0， 1,2,·..,R^WocA -1 from top to bottom.
(3) Iffcworf x C^BBHCK)> D , then ND = (^bblock χ C^BBLOCK -D) dummy bits are padded such that^ = <NULL> for k=0, \,...,ND- 1. Then, yNo+k = d , k= 0, 1,..., -l , and the bit sequence y is written into the (^Woci. xC^bbloclc) matrix row by row starting with bit_y0 in column 0 of row 0:
Figure imgf000022_0002
For °) and 0:
(4) Perform the inter-column permutation for the matrix based on the patter
1 S,103t coecto s^^cts ad tassso Billinlilnrnmiin
iented-
Figure imgf000023_0001
is te bt seuehi
Asatrix is eual to m X
f, the.tersmutte>rmuted column Afrtion of the columns tjs , tat is in tabees thle 3 whr i
Figure imgf000024_0001
p훅. f taso cadsrnrthnn.
psotas fr trnr chnnel p s code blocks comutei inection 5.:2 ofat>li ,.
Dmrit—-
Figure imgf000025_0001
length Kand number of parity bits D-K is equal to Nidpc_b x Kipc_bX Z and Npairty—b x Z, respectively. The parameters Nidpcj>, Kidpcj> and Nparity_b according to code rates are depicted in Table 3.
The parity check matrix is obtained based on Tables 5.1.3.2-2, 5.1.3.2-3, 5.1.3.2-4 and 5.1.3.2-5 which show the exponents (a^ of parity check matrix when the code rate equals 5/6, 3/4, 2/3 and 1/2 for each encoded bits, respectively [5].
[0109] 다음 표 7은 패리티 체크 행렬 (Parameters of parity check matrix)의 파라미터들을 나타내고 있다.
[0110] 【표 7】
Figure imgf000026_0001
[0111] 【표 8】
[0112] Matrix exponents for Code rate R=5/6
(a) D = 648 bits, Z= =27 bits
16 17 22 24 9 3 14 -1 4 2 7 -1
26 -1 2 -1 21 -1 1 0 -1 -1 -1
-1
25 12 12 3 3 26 6 21 -1 15 22 -I
15 -1 4 -1 -1 16 -1 0 0 -1 -1
-1
25 18 26 16 22 23 9 -1 0 -1 4 -1
4 -1 8 23 11 -1 -1 -1 0 0 -1
-1
9 7 0 1 17 -1 -1 7 J -1 3 . 23
-1 16 -1 -1 21 -1 0 -1 -1 0 0
24 5 26 7 1 -1 -1 15 24 15 -1 8 -1 13 -1 13 -1 11 -1 -1 -1 -1 0
0
2 19 14 24 1 15 19 -1 21 -1 2
-1 24 -1 3 -1 2 1 -1 -1 -1 -1
0
(b) D = 1296 bits, Z= =54 bits
40 51 41 3 29 8 36 -1 14 -1 6
-1 33 -1 11 -1 4 1 0 -1 -1 -1
-1
21 47 9 48 35 51 -1 38 -1 28 -1
34 -1 50 -1 50 -1 -1 0 0 -1 -1 一 1
39 28 42 50 39 5 17 -1 6 -1 18
-1 20 -1 15 -1 40 -1 -1 0 0 -1
- 1
0 1 43 36 30 47 -1 49 -1 47 -1
3 -1 35 -1 34 -1 0 -1 -1 0 0
-1
32 11 23 10 44 12 7 -1 48 -1 4
-1 9 -1 17 -1 16 -1 -1 -1 -1 0
0
7 15 47 23 16 47 -1 43 -1 29 -1
52 -1 2 -1 53 -1 1 -1 -1 -1 -1
0
(c) D = 1944 bits, Z=81 bits
29 28 39 9 61 -1 -1 -1 63 45 80
-1 -1 -1 37 32 22 1 0 -1 -1 -1
-1
49 42 48 11 30 -1 -1 -1 49 17 41
37 15 -1 54 -1 -1 -1 0 0 -1 -1
-1
76 78 51 37 35 21 -1 17 64 -1 -1
-1 59 7 -1 -1 32 -1 -1 0 0 -1
- 1
65 44 9 54 56 73 34 42 -1 -1 -1
35 -1 -1 -1 46 39 0 -1 -1 0 0
- 1
62 7 80 68 26 -1 80 55 -1 36 -1 26 -1 9 -1 72 -1 -1 -1 -1 -1 0
0
26 75 33 21 69 59 3 38 -1 -1 -1 35
-1 62 36 26 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1
0 13] 【표 9】
Matrix exponents for R=3/4
(a) D = 648 bits, Z=27 bits
16 17 22 24 9 3 14 -1 4 2 7 -1
26 -1 2 -1 21 -1 1 0 -1 -1
-1
25 12 12 3 3 26 6 21 -1 15 22
15 -1 4 -1 -1 16 -1 0 0 -1
-1
25 18 26 16 22 23 9 -1 0 -1 4 -1
4 -1 8 23 11 -1 -1 -1 0 0
-1 一
9 7 0 1 17 -1 -1 7 3 -1 j 23
-1 16 -1 -1 21 -1 0 -1 -1 0 0
24 5 26 7 1 -1 -1 15 24 15 -1 8
-1 13 -1 13 -1 11 -1 -1 -1 -1 0
0
2 2 19 14 24 1 15 19 -1 21 -1 2
-1 24 -1 3 -1 2 1 -1 -1 -1 -1
0
(b) D = 1296 bits, Z=54 bits
39 40 51 41 3 29 8 36 -1 14 -1 6
-1 33 -1 11 -1 4 1 0 -1 -1 -1
48 21 47 9 48 35 51 -1 38 -1 28 -1
34 -1 50 -1 50 -1 -1 0 0 -1 -1
30 39 28 42 50 39 5 17 -1 6 -1 18 -1 20 -1 15 -1 40 -1 -1 0 0 -1
-1
0 1 43 36 30 47 -1 49 -1 47 -1
3 -1 35 -1 34 -1 0 -1 -1 0 0
- 1
32 11 23 10 44 12 7 -1 48 -1 4
-1 9 -1 17 -1 16 -1 -1 -1 -1 0
0
7 15 47 23 16 47 -1 43 -1 29 -1
52 -1 2 -1 53 -1 1 -1 -1 -1 -1
0
(c) D = 1944 bits, Z= 81 bits
29 28 39 9 61 -1 -1 -1 63 45 80
-1 -1 -1 37 32 22 1 0 -1 -1 -1
- 1 J
49 42 48 11 30 -1 -1 -1 49 17 41
37 15 -1 54 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 一 I
76 78 51 37 35 21 -1 17 64 -1 -1
-1 59 7 -1 -1 32 -1 -1 0 0 -1 一 1
65 44 9 54 56 73 34 42 .1 -1 -1
35 -1 -1 -1 46 39 0 -1 0 0
- 1
62 7 80 68 26 -1 80 55 -1 36 -1
26 -1 9 -1 72 -1 -1 -1 -1 -1 0
0
75 33 21 69 59 3 38 -1 -1 -1 35
-1 62 36 26 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1
0 ] 【표 10】
] Matrix exponents for Code rate R=2/3
(a) D = 648 bits, Z=27 bits
5 26 14 -1 20 -1 2 -1 4 - 1 -1 8
-1 16 -1 18 1 0 -1 -1 - 1 -1 -1
-1 9 15 11 -1 0 -1 1 -1 -1 18 -1
8 -1 10 -1 -] 0 0 -1 -1 -1 -1
-1
2 20 26 21 -1 6 -1 1 26 -1 7
-1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1
-1
13 5 0 -1 3 -1 7 -1 -1 26 -1
-1 13 -1 16 -1 -1 -1 0 0 -1 -1
-1
14 24 -1 12 -1 19 -1 17 -1 -1 -1
20 -1 21 -1 0 -1 -1 -1 0 0 -1
-1
22 9 20 -1 25 -1 17 -1 8 -1 14
-1 18 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0
-1
23 21 11 20 -1 24 -1 18 -1 19 一 1
-1 -1 -1 22 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0
0
11 11 20 -1 21 -1 26 -1 3 -1 -1
18 -1 26 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
0
(b) D = 1296 bits, Z=54 bits
31 22 43 -1 40 4 -1 11 -1 -1 50
-1 -1 -1 6 1 0 -1 -1 -1 -1 -1
- 1
52 41 2 6 -1 14 -1 34 -1 -1 -1
24 -1 37 -1 -1 0 0 -1 -1 -1 -1
- 1
31 29 0 21 -1 28 -1 -1 2 -1 -1
7 -1 17 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1
-1
33 48 -1 4 13 -1 26 -1 -1 22 -1
-1 46 42 -1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1
-1
7 18 51 12 25 -1 -1 -1 50 -1 -1
5 -1 -1 -1 0 -1 -1 -1 0 0 -1
- 1
40 32 16 5 -1 -1 18 -1 -1 43 51 -1 32 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0
-1
9 24 13 22 28 -1 -1 37 -1 -1 25 -1
-1 52 -1 13 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0
0
32 22 4 21 16 -1 -1 -1 27 28 -1 38
-1 -1 -1 8 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
0
(c) D = 1944 bits, Z= =81 bits
61 75 4 63 56 -1 -1 -1 -1 -1 -1 8
-1 2 17 25 1 0 -1 -1 -1 -] -1
-1
56 74 77 20 -1 -1 -1 64 24 4 67 -1
7 -1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1 -1
-1
28 21 68 10 7 14 65 -1 -1 -1 23 -1
-1 -1 75 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1
-1
48 38 43 78 76 -1 -1 -1 -1 5 36 -1
15 72 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1
-1
40 2 53 25 -1 52 62 -I 20 -1 -1 44
-1 -1 -1 -1 0 -1 -1 -1 0 0 -1
-1
69 23 64 10 22 -1 21 -1 -1 -1 -1 -1
68 23 29 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0
-1 (
12 0 68 20 55 61 -1 40 -1 -1 -1 52
-1 -1 -1 44 -1 -] -1 -1 -1 -1 0
0
58 8 34 64 78 -1 -1 11 78 24 -1 -1
-1 -1 -1 58 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
0 16] 【표 11】
Matrix exponents for Code rate R=l/2
(a) D = 648 bits, Z=27 bits -1 -1 -1 0 0 -1 -1 0 -1 -1 0
1 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
-1
0 -1 -1 17 -1 0 0 12 -1 -1 -1
0 0 -1 -1 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1
\ 0 -1 10 .1 -1 -1 24 -1 0 .,
-1 0 0 -1 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1
：！ -1 0 20 .1 -1 -1 25 0 .1 -1
-1 -1 0 0 -1 -1 -1 -1
-1 -1 -1
：; -1 -1 3 -, -1 -1 0 -1 9 11
-1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1
-1 -1 "I 23 1 17 .1 3 -1 10 -1 -1 -1
-1 -1 -1 0 0 -1 -1
-1 -1 -1 -1
： -1 -1 8 -, -1 -1 7 18 -1 -1
0 -1 -1 -1 0 0 -1
-1 -1 -1
24 -1 -1 0 .1 8 -1 6 -1 -1 .1
-1 -1 -1 -1 0 0
-1 -1 -1 -1 -1
20 -1 16 22 10 -, -1 23 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 0 0
-1 -1 -1 -1
：; -1 -1 19 ., .1 -1 13 -1 3 17
-1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0
-1 -1 -1
8 -1 23 18 .1 14 9 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0
0
-1 -1 -1 16 -1 -1 2 25 5 -1 -1
1 -1 -] -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
0
(b) D = 1296 bits. Z= =54 bits
-1 -1 -1 22 -1 49 23 43 -1 -1 -1 1 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
-1
1 -1 -1 48 35 -1 -1 13 -1 30 -1
0 0 -1 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1
50 -] 4 -1 2 -, -1 49
0 0 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1
.1 38 37 -1 .1 4 1 -1 -1 -1
-1 0 0 -1 -1
-1 -1 -1 -1
"! .! -1 0 22 .! 20 42 -1
-1 -1 0 0 -1 -t
-1 -1
.I -1 48 35 -1 ., 44 -1 18 -1
-1 -1 -1 0 0 -1 -1
-1 -1 -1
11 ., -1 -1 17 .1 .1 51 -, -1 -1
0 -1 -1 -1 0 0 -1
-1 -1 -1 -1
25 -1 6 -1 45 .1 13 40 -1 -1
-1 -1 -1 0 0 -1
-1 -1 -1 -1 -1
'.\ .1 34 24 -1 -1 -, 23 -1 -1 46
-1 -1 -1 -1 0 0 -1
-1 -1 -1 -1
\ 27 -1 1 -1 .1 ., 38 -1 44 -1
-1 -1 -1 -1 -1 0 0
-1 -1
18 .1 -1 23 -1 .1 8 0 35 -1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0
0
-1 17 -1 30 -1 -1 -1 34 -1 -1 19
1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
0
(c) D = 1944 bits , Z=81 bits
-1 -1 -1 50 -1 11 -1 50 -1 79 -1
1 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 3 -1 28 -1 0 -1 -1 -1 55 7 -1 -1
-1 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
30 -1 -1 -1 24 37 -1 -1 56 14 -1 -1
-1 -1 0 0 一 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
62 53 -1 -I 53 -1 -1 3 35 -1 -1 -1
-1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1
40 -1 -1 20 66 -1 -1 22 28 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1 -1 -1
0 -1 -1 -1 8 -1 42 -1 50 -1 -1 8
-1 -1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1 -1
69 79 79 -1 -1 -1 56 -1 52 -1 -1 -1
0 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 -1 -1 -1
65 -1 -1 -1 38 57 -1 -1 72 -1 27 -1
-1 -1 -1 -1 -1 一 1 -1 0 0 -1 -1
64 -1 -1 -1 14 52 -1 -1 30 -1 -1 32
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 -1
-1 45 -1 70 0 -1 -1 -1 77 9 -1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0
2 56 -1 57 35 -1 -1 -1 -1 -1 12 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -] -1 -1 -] -1 0
0
24 -1 61 -1 60 -1 -1 27 51 -1 -1 16
1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
0
17] LDPC code를 도입하는 ¾ ᄋ pay load size의 제한이 없이 encoder를 설계할
^3丁， 수신기의 processing 능 o5—3 성능 이득 (기나 decoding latency 등의 제한 때문에 요구 성능을 만족시키지 못할 수가 있다ᅳ 따라서, 특정 임계값 이상의 pay load size는 임계값보다 작은 다수 개의 code block으로 2개어서 encoding을 하는 것이 효율적일 수 있다.
[0118] 도 10은 ME-LDPC코드들의 개념적 구조를 예시한 도면이다.
[0119] 도 10에서 K는 LDPC code Information length, Mb은 Mother code의 parity, Mc는 Single parity check code의 parity를 나타낸다. 설명의 편의상， mother code의 parity를 Ml parity, single parity를 M2 parity bit라 칭한다. M2 Parity
Encoding은 Ml Parity와 달리 계산할 때 해당하는 Parity와 연결된 Row만 있으면 계산이 가능하다.
[0120] LDPC encoding된 coded bit는 HARQ/Rate matching을 위해서 Circular Buffer에 쓰여지게 된다. Circular Buffer의 최대 크기 (Lmax)는 최대 정보 (information) 크기 즉, 8448(=22x384, Kbmax=22, iax=384)의 약 3배로 정의 된다. 따라서 약 25,344+A Bit (이하 25K bits라 칭함)가 된다. A는 추가적인 메모리로 시스테메틱 펑처링 비트 (Systematic puncturing bit)를 저장할 경우 2x384가 된다. 만약 Systematic puncturing을 저장하지 않는 경우 A는 '0' 가 된다. 8448보다 작은 information의 경우 25K의 buffer를 최대한 사용하면， 최소 코딩율 (code rate)은 1/3보다 낮아진다. 또한, Mother code가 가질 수 있는 최소 code rate(Rmin)은 1/5로 가정하면， Information 크기에 따라서 Circular buffer에서 지원가능한 code rate은 1/3 ~ 1/5까지 변하게 된다. 이때, 특정한 information block size를 지원하기 위한 Z 값의 범위는 Z≤Zmax이고， mother coding rate r의 범위는 1/5 < r < 1/3이 된다. 리던던시 버전 (Redundancy Version, RV)는 circular buffer 상의 특정 위치를 지정하여 최초 전송이나 재전송 시 전송의 시작 지점을 지시한다. 상술한 대로， circular buffer는 information block size, 해'당 information block size를 지원하는 Z 값 (또는 최소 coding rate)에 따라 그 크기가 결정된다. 따라서， RV를 information block size 및 Z값에 따라 변하지 않는 값으로 지정하게 되면 다양한 information block size에 RV를 효율적으로 지시할 수 있는 장점이 있다. 즉， information block size 는 Kb*Z로 나타낼 수 있기 때문에, circular buffer size는 min(Lmax, Kb*Z/r)가 된다. 따라서， Kb를 지원하는 RV 개수에 따라 균등하게 나누게 되면 Z 값 또는 r에 관계없이 다양한 information block size에 대해서 RV를 지정할 수 있다. 일 예로서， Kb=22를 가정하면, RV0는 1, RV1은 5 or 6, RV2는 11, RV3는 16 또는 17로 정의할 수 있다.
[0121] 도 11은 mother coding rate (r) 1/3에 대한 circular buffer와 RV를 지시하는 일 예를 도시한도면이다.
[0122] Circular buffer에 columnᅳ by—column으로 systematic => Ml parity => M2 parity bit 순서로 쓰고 (writing), column-by-column 순서로 읽는다 (reading) · LDPC의 경우 최초 전송 시 systematic bit의 경우 일부 (예를 들어, 2Z)를 평처링 하여 전송할 수 있기 때문에， RV0 시작 위치를 해당 펑처링 하는 양만큼 읍셋 (offset)을 두어 설정할 수 있다. 다른 RV도 마찬가지로 '옵셋을 두어 설정할 수 있다.
[0123] 도 12는 mother coding rate (r) 1/4에 대한 circular buffer와 RV를 지시하는 일예를 도시한 도면이다.
[0124] 도 11의 circular buffer 크기와 도 12의 circular buffer크기는 같다. 도 11과 마찬가지로 circular buffer에 columnᅳ by—column으로 systematic => Ml parity => M2 parity bit 순서로 쓰고， column-by-c이訓 n순서로 읽는다.
[0125] Limited buffer rate matching (LBRM)은 mother code rate에 해당하는 circular buffer의 coded bit 중 일부를 transmit buffer에서 제외하는 것이다. 이는 물리적으로 mother code rate를 증가시키는 효과를 가져오기 때문에， 수신기의 메모리 복잡도 (memory complexity)를 감소시키며， 프로세싱 (processing) 부담을 줄일 수 있어서 구현 측면의 이득을 가져올 수 있다. 그러나, mother code rate가 증가하기 때문에 성능 열화를 야기할 수 있다. 일반적으로 limited buffer rate matching (LBRM)에 의해서 영향을 받는 전송 블톡 크기 (transport block size, TBS)는 LBRM에 의해 정의된 circular buffer의 coded bit의 크기에 따라 달라진다. 즉， circular buffer의 coded bit가 크기가 LBRM을 적용하지 않은 경우의 mother code rate를 지원할 수 있는 경우， 해당 TBS는 full buffer rate matching을 적용하는 것이 바람직하다. 일반적으로는 최대 TBS에 대해서 지원할 수 있는 code rate가 LBRM에 의해서 변경된 mother code rate가 된다.
[0126] LBRM에 대한 시그널링은 다양한 방식이 가능하다. 하향링크 LB履의 경우， UE category로 정의되는 것이 일반적이다. 이는 UE 구현과 연관되어 있기 때문에, capabi l i ty로 정의하여 UE 구현을 용이하게 하기 위한 것이다. 상향링크의 경우， 기지국 (gNB)의 구현과 연관되어 있다. 일반적으로， 기지국 구현은 UE 구현에 비하여 지역 (area)이나 비용 둥에 대해서 좀 더 자유로울 수 있다. 그러나， LDPC의 경우 mother code rate가 낮아질 수특 디코더 쓰루풋 (decoder throughput )이 떨어지는 단점이 있다. 따라서, UE에 비해서 구현의 자유도가 있다고 하더라도 상향링크 LBRM을 지원하게 되면， 기지국 구현에 이득을 줄 수 있다. 특히， mother code rate가 1/3인 LTE turbo code와 비교하는 경우， 1/3 mother code rate인 LDPC의 디코더 쓰루풋이 열화된다. 이때， 상향링크 LBRM 적용 여부는 다양한 방식으로 지시 ( indicat ion)될 수 있다. 예를 들면 , 기지국은 하향링크 제어 정보 (DCI )에 LBRM 적용 여부를 지시하는 필드를 삽입 혹은 추가하거나, MAC/RRC 시그널링으로 semi-stat ic한 방식으로 LBRM 적용 여부를 단말에게 지시할 수 있다. DCI에 LBRM 적용 여부를 지시하는 방법의 다른 실시예로서 LBRM의 mother code rate를 다수 개 설정하고， 해당 스케줄링 시점에 적용할 mother code rate를 지시하도록 할 수 있다.
[0127] LBRM은 HARQ 프로세스 (process) 별로 적용되는 것을 가정할 수 있다. 이때， HARQ process 별로 LBRM에 따른 mother code rate는 동일하게 하는 것이 바람직하다.
[0128] 기지국이 RRC 시그널링으로 단말에게 LBRM 적용 여부를 지시 (혹은 설정)하는 경우， 다음과 같은 방식 1 , 방식 2 및 방식 3을 고려할 수 있다.
[0129] 방식 1 : LBRM에서 지원하는 mother code rate가 지시 혹은 설정될 수 있다. 다수 개의 mother code rate를 설정하고 LBRM일 경우 사용하도록 특정 mother code rate가 지시 혹은 설정될 수 있다. 단말은 LBRM일 경우 설정된 특정 mother code rate을 이용하여야 한다. 또한， 설정한 mother code rate 중 특정 mother code rate를 defaul t mother code rate로 지정할 수 있다.
[0130] 방식 2 : LBRM에서 지원하는 TBS의 최대값이 지시 흑은 설정될 수 있다. 이는 실제 circular buf fer에서 사용하는 coded bi t 크기를 제한하는 효과와 동일하다. LBRM의 경우 다수 개의 (최대) TBS가 설정될 수 있고， 그 중에서도 특정 (최대) TBS가 LBRM일 경우 사용하도록 지시 혹은 설정될 수 있다. 설정한 (최대) TBS 들 중에서 특정 TBS를 defaul t 로 지정할 수 있다. [0131] 방식 1과 방식 2를 함께 적용하는 것도 가능하다.
[0132] 방식 3: LBRM의 활성화 (activation)을 지시하고, default rate matching 방식을 설정한다. LBRM의 적용 여부를 RRC signaling으로 설정하는 경우, LBRM 적용 여부를 변경할 때， 송신 /수신 측 간에 전이 (transition) 구간이 존재하는 데， 이 전이 구간 동안 사용할 default rate matching 방식올 설정할 필요가 있다. 일 예로서, 특정 mother code rate 및 /또는 최대 TBS를 지원하는 LBRM 방식을 default rate matching 방식으로 할 수 있다. 다른 예로서， LBRM을 적용하지 않는 full buffer rate matching 방식을 default rate matching 방식으로 할 수 있다. 또는 기지국이 특정 DCI format을 가지는 PDCCH를 통하여 PUSCH를 스케줄링할 때 default rate matching올 가정하도록 설정할 수 있다.
[0133] LDPCCLow Density Parity Check)를 위한 TBS 디자인
[0134] LDPC encoder는 parity check matrix (H)에 의해서 정의될 수 있다. 즉， information bit 길이 D, coding rate (r)에 대해서 H matrix를 정의할 수 있는 데， encoded bit 길이 D는 648， 1296, 1944 bit가 정의되어 있으며， coding rate (=payload size/codeword size)는 5/6， 3/4, 2/3, 1/2이 정의되어 있어서， (D, r) 조합에 의해 12 개의 H matrix가 정의되어 있다. 이 때， H는 (D-K) x D matrix로 정의할 수 있는데, D는 encoded bit size, K는 payload size이며, D=Nldpc*Z, =Kldpc*Z 로 정의할 수 있다. 12 개의 H matrix에 의해서 지원되는 payload size K는 D*r의 수식으로 계산할 수 있는데， {324, 432, 486, 540, 648, 864, 972， 989， 1080, 1319， 1484, 1648} bit의 payload size를 지원한다. 정의되지 않은 encoded bit 길이에 대한 LDPC coding은 shortening, puncturing의 방법으로 지원할 수 있다. 예를 들어， payload size 600 bit에 대해서 1/2 LDPC encoding을 수행하는 경우， D는 1200 bit가 된다. 이 때， r=l/2이므로 (1296， 1/2)의 조합의 H matrix를 사용하는 데， information bit 648 bit 중 48 bit를 0으로 하면 systematic 구조이기 때문에 encoded bit 중 48 bit는 0이 되고, 나머지 1248 bit 중 48 bit를 puncturing하여 1200 bit를 생성하게 된다.
[0135] 도 13은 Shortening/puncturing을 이용한 다양한 payload size 지원의 예를 도시한 도면이다.
[0136] 상술한 바와 같이 M (= Ml X M2) 개의 H matrix를 정의하였다고 하면， M 개의 (D, r) 또는 (Kᅳ r) 조합을 지원하는 것이고， 이외의 code rate 및 payload size의 지원을 위해서는 shortening/puncturing/repetition의 rate matching 과정을 수행하여야 한다. 여기서， D 또는 K는 Ml 개, r은 M2개를 지원하는 것을 가정한다. 그리고, 특정 H matrix에 대해서 다수 개의 Z 값을 정의하여 Kldpc*Z 에 해당하는 information block size를 지원할 수 있기 때문에 Kldpc*Z information block size도 H matrix에서 지원하는 페이로드 크기 (payload size)라고 할 수 있다. 이 때， information block은 CRC를 포함한 길이로 할 수 있다. 본 발명에서는 유한 개의 H matrix가 정의되어 있을 때， 특정 임계값을 넘는 payload size을 다수 개의 code block으로 segment at ion하는 방식을 제안한다 - Code block segment at ion 早 code block에는 CRC가 부가될 수 있다. 일반적으로 code block 단위로 encoding이 수행되기 때문에 코드 블록 크기 (code block size)가 동일한 것이 바람직하다. 그러나， shortening/puncturing/repetition을 수행하는 경우 성능 열화가 클 수 있기 때문에 동일하지 않은 크기의 code block segmental; ion을 수행할 수 있다.
[0137] 도 14는 LDPC encoder에 대해서 동일하거나 동일하지 않은 크기의 code block segmentation을 수행하였을 경우의 성능을 비교한 도면이다.
[0138] 이 때， payload size가 1648 bit 이상의 경우 code block segment at ion을 수행한다고 가정하고, payload size 2268 bit를 가정하였다. 2268 bit는 756 bit씩 3 개의 동일한 크기의 code block으로 segmentation 되거나, 정의되어 있는 H matrix에서 지원하고 있는 payload size 972 bit 1 개, 648 bit 2개의 code block으로 segmentation될 수 있다. 이 때, 756 bit는 972 bit에 대한 H matrix를 사용하되 shortening을 통해 encoding 할 수 있다. 도 11에서 알 수 있듯이， H matrix에 지원하는 payload size 중의 일부의 크기의 code block 크기로 segment at ion을 수행하는 것이 좋은 성능을 보인다. 도 14의 성능 결과로부터 다음과 같은 code block segmentation 방식을 고려할 수 있다.
[0139] Segment at ion을 하더라도 code block의 개수가 최소가 되도톡 segment at ion하는 것이 바람직하다.
[0140] (1) Code block의 길이가 길수록 성능이 우수하기 때문에 code block 길이가 최대한 길 수 있도록 segment at ion을 수행한다. (2) Code block마다 CB CRC가 추가될 수 있기 때문에 overhead가 증가될 수 있다 (예를 들어， LTE Turbo code) . 단 LDPC code를 사용하는 경우 CB CRC 대신 syndrome check로 대체할 수 있다.
[0141] H matrix에서 지원하는 페이로드 크기로 segmentat ion을 하는 것이 바람직하다. 이 때， H matrix는 코딩율 (code rate) 별로 다를 수 있으므로, code block segmentation 할 때, 제어 정보에서 획득할 수 있는 code rate를 고려하는 것이 바람직하다. 실제 전송할 때 사용하는 code rate rt는 r„ ≤ rt < r^n = 1.....M2 를 만족할 때， rn,rn+1 중 특정 기준으로 선택되는 하나의 code rate에 해당하는 H matrix에서 지원하는 payload size로 segmentat ion을 수행하는 것이 바람직하다.
[0142] H matrix에서 지원하는 동일한 code block 크기로 segmentat ion을 수행한다. Payload (^transport block) size를 정의할 때， H matrix에서 지원하는 크기의 code block이 되도록 정의할 수 있다. 이 때， K + CRCTB = N*(Kn + CRCCB) , η=1,···,Μ, 여기서 CRCTB, CRCcb는 transport block 및 code block에 부가되는 CRC 길이고, N은 segment at ion되는 code block의 개수이다. 다수 개의 Z를 지원하는 경우， K + CRCTB =KLDPC*Z =N*(Kn + CRCCB) , ！^^는 base matrix를 n=l, ,M 일 때， Kn은 기존에 Η matrix에서 지원하는 code block size가 되도특 K를 정할 수 있다.
[0143] 동일한 크기의 segmentat ion을 할 때， H matrix에서 지원하지 않는 payload size일 경우에는 H matrix에서 지원하는 서로 다른 크기의 code block으로 segmentat ion을 수행한다. 이 때 , 다른 크기의 code block size의 개수는 가급적 최소로 하는 것이 바람직하다. 예를 들면， 2 또는 3으로 제한할 수 있다. Payload (=transport block) size를 정의할 때, H matrix에서 지원하는 서로 다른 크기의 code block들의 합이 되도록 정의할 수 있다. 이 때， 2 개의 서로 다른. 크기의 code block을 고려하면 K + CRCTB = Nl*(Knl + CRCCB) + N2*(Kn2 + CRCCB)， nl, η2=1,···,Μ, 여기서 CRCTB, CRCCB는 transport block 및 code block에 부가되는 CRC 길이고 , Nl, Ν2은 Knl, Κη2 크기의 code block으로 segmentat ion되는 code block의 개수이다.
[0144] H matrix에서 지원하는 서로 다른 payload size로 segmentat ion되지 않는 경우에는, payload size에 >¾- 근 ! "한 segmentation된 code block size의 합에 해당하는 code block으로 segmentat ion을 하되, segmentation된 code block size의 합과 payload size의 차이에 해당하는 수만큼의 payload bit는 다음과 같이 처리할 수 있다.
[0145] 방법 1: 특정 code block에 할당하고， shortening/punctur ing/ repet i t ion 등의 rate matching을 이용하여 codeword 길이를 맞춘다. 방법 1-1: 서로 다른 크기의 code block으로 segment at ion되는 경우， 특정 code block 크기에 해당하는 code block의 한 code block에 할당한다. 방법 1—2: 서로 다른 크기의 code block으로 segment at ion되는 경우, 특정 code block 크기에 해당하는 code block의 모든 code block에 최대한 균등하게 할당한다.
[0146] 방법 2: 해당 payload bit를 모든 code block에게 균등하게 최대한 할당하고, rate matching을 이용하여 codeword 길이를 맞춘다. 방법 2-1: Code block 별로 할당하는 bit 개수를 code block 개수에 비례하여 할당하고, 각 code block 크기의 특정 code block에 각각 bit를 할당하는 방법이다. 방법 2-2: Code block 별로 할당하는 bit 개수를 code block 개수에 비례하여 할당하고， 각 code block 크기의 code block들에 각각 할당된 bit를 최대한 균등하게 할당하는 방법이다.
[0147] H mat rix에서 지원하는 code block size를 정하는 방식
[0148] 펑처링 (Puncturing)을 가정하지 않을 때， code block size는 Z*Kldpc (CRC 길이 포함)로 표현할 수 있다. 다양한 Z 값을 설계하는 경우， 가능한 code block size도 다양한 값을 가질 수 있다. 또한， shortening을 이용하면， code block size의 granularity는 더욱 다양할 수 있다. 그러나， shortening을 너무 많이 허용하게 되는 경우 성능 열화를 가져올 수 있기 때문에 shortening은 특정값 이하로 제한하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 특정한 Z 값의 multiple, 1*1 (예를 들어， X=6) 이하로 shortening의 양을 제한할 수 있다. 이는 성능 열화 정도와 지원하는 code block size의 granularity를 고려하여 정할 수 있다. 또한， shortening은 1 bit 단위로 가능하지만， 1 bit 단위로 code block size를 정의하는 경우， code block size의 수가 증가하여 단말의 test를 위한 비용이 증가하게 된다. 따라서， 균등한 간격의 code block size를 위해서 허용하는 shortening의 양을 제한할 수 있다. 지원하는 Z 값의 집합을 {Zl, 12, Ζ3,···, Zn}이라고 할 때， Ζ1>Ζ2 ··>Ζη 의 관계를 만족한다고 가정한다. 이 때， 상수 c를 지정하여 Zl*c, Zl*(2c), Zl*(3c), ··· 의 shortening을 허용한다고 하면, code block, size는 Zl* Z*Kldpc, Zl* Kldpc - Zl*c, Zl* Kldpc - Zl*(2c), Zl* Kldpc - Zl*(3c) 등이 된다. 이 때， shortening은 X*Z1보다 작게 되도록 하되， Zl* Kldpc - Zl*(mc) > Z2* Kldpc의 관계를 만족하도톡 m을 선택하는 것이 바람직하다. 이 때， η>1인 {Zn}에 대해서도 같은 원칙을 적용할수 있다.
[0149] 다음 표 12는 Kldpc = 32， Z 값의 집합이 {256， 224, 192, 160， 128, 112， 96, 80, 64, 56， 48， 40, 32， 28， 24， 20， 16, 14, 12， 10, 8, 6， 4}， 최대 code block size가 819, c=0.5일 때 지원 가능한 code block size의 예이다.
[0150] 【표 12】
[0151] 표 12: Code block size의 example (Kldpc = 32, Z의 집합: {256， 224, 192, 160, 128， 112, 96, 80, 64, 56， 48， 40， 32, 28, 24, 20， 16, 14， 12， 10, 8, 6, 4}， 최대 code block size=8192, c =0.5) ·
Figure imgf000042_0001
28 896, 882, 868, 854, 840， 826, 812, 798, 784， [770]
24 768, 756, 744, 732, 720, 708, 696, 684， 672, 660
20 640, 630, 620, 610, 600， 590, 580， 570, 560, 550, 540, 530， 520
16 512, 504, 496, 488, 480， 472, 464， 456
14 448, 441, 434, 427, 420， 413， 406, 399, 392, [385]
12 384, 378, 372, 366, 360， 354, 348, 342, 336, 330, [324]
10 320， 315, 310, 305, 300, 295, 290, 285, 280， 275, 270， 265, 260
8 256, 252, 248, 244, 240， 236, 232, 228, 224, 220, 216, 212， 208
6 192, 189, 186, 183, 180， 177, 174, 171, 168, 165， 162, 159, 156,
153
4 128, 126, 124, 122, 120， 118， 116， 114, 112, 110， 108, 106， 104，
102
[0152] 상기 표 12에서 []로 표시된 code block size는 지원되지 않을 수도 있다. 상기 표 12에서 c 값은 Z 또는 다수 개의 Z의 집합 (집합 내는 동일한 값)마다 서로 다른 값을 설정할 수 있다. 또, code block size의 granularity가 다수 개의 Z의 집합 (집합 내는 동일한 granular ity)마다 다를 수 있다. 전송 블록 크기 (TBS)>8192인 전송 블록 (TB)는 상술한 방식으로 표 12의 code block size로 segment at ion할 수 있다.
[0153] 【표 13】
표 13: Code block size의 example (Kldpc = 22, Z의 집합: {384, 352， 320, 288, 256， 240， 224, 208, 192, 176,160,144,128, 120, 112， 104, 96， 88， 80, 72, 64, 60， 56, 52， 48， 44， 40, 36， 32， 30, 28, 26, 24, 22， .20, 18， 16， 15， 14, 13, 12, 11, 10， 9， 8， 7, 6, 5， 4, 3， 2}， 최대 code block si ze=8448)
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τ^ lo 4그ᅵ ^ 륭¾ l^ts^k ¾fo 옫 όζΐ Έ -^ ^
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ZaM/X3d Z=352를 지원하지 않는다고 가정하면 , 7041 < 코드 블록 크기 (CBS) < 8448을 Z=384로 지원하게 된다. 이 때， shortening의 양은 상대적으로 증가하게 된다. 다른 Z 값을 지원하지 않는 경우， 동일한 방식으로 CBS 범위에 해당하는 Z 값을 설정 또는 지정할수 있다.
[0155] 표 13의 코드 블록 크기 (CBS) 범위와 Z 값의 mapping은 특정 Z 또는 코드 블록 크기 (CBS) 이상의 경우에 적용할 수 있다. 이는, 코드 블록 크기 (CBS)가 작은 경우에는 Z 값을 크게 하고 shortening 양을 증가시키는 것이 좋은 성능을 보일 수 있다. 예를 들면， Z 값이 24 또는 코드 블록 크기 (CBS)가 512이상의 경우에만 표 13의 맵핑을 사용할 수 있다. 표 12에서 8의 배수에 해당하는 코드 블록 크기 (CBS)만을 허용할 수도 있다. 이는 MAC layer에서 데이터를 처리하는 단위가 바이트 (byte) 단위임을 고려하면 , 패딩 (padding)을 최소화하여 시스템을 효율적으로 운영할 수 있는 장점이 있다. TB-level CRC 24 bit를 가정하고， 전송 블록 크기 (TBS)는 아래와 같은 수학식 2를 만족하게 되면 코드 블톡 크기 (CBS)는 동일한크기로 segmentation될 수 있다.
[0156] 【수학식 2】
[0157] TBS + CRCTB = NCB*CBS
[0158] 상기 수학식 2에서 코드 블록 크기 (CBS)는 CRC 크기를 포함한 것이다. NCB는 CB의 개수이고， CRCTB는 전송 블록에 부가하는 CRC 길이를 나타낸다. 수학식 2를 만족하고， 8 bit 단위의 코드 블록 크기 (CBS)를 지원할 때 다음 표 14에 해당하는 TBS를 지원할 수 있다. 이 때， 표 14의 일부에 해당하는 TBS를 지원하는 것도 가능하다.
[0159] 【표 14】
[0160] 표 14: bit 단위의 CBS를 가정하고, TB-level CRC가 24 bit일 때 지원하는 11개까지의 C0de block으로 분할되는 경우 TBS의 집합의 예시
Figure imgf000045_0001
5 TBS = 21136 + 5*k, (k=0,… ,4216)
6 TBS = 25368 + 6*k, (k-0, ··· ,4216)
7 TBS = 29600 + 7*k, (k=0, ··· ,4216)
8 TBS = 33832 + 8*k, (k=0, ··· ,4216)
9 TBS = 38064 + 9*k, (k=0, ··· ,4216)
10 TBS = 42296 + 10*k, (k=0, ··· ,4216)
11 TBS = 46528 + ll*k, (k=0, ··· ,4216)
[0161] 보다 많은 개수의 code block의 segmental; ion되는 경우도 동일한 원칙으로 지원하는 TBS를 규정할 수 있다.
[0162] LDPC code를 이용하여 전송 블록 (transport block) 을 전송할 때， 다수 개의 base graph (BG) (예를 들어， H matrix)를 정의하여 전송할 수 있다.
[0163] 도 15는 2 개의 base graph를 사용하여 transport block을 전송할 때， base graph를 선택하는 기준을 나타낸 도표이다.
[0164] 도 15를 참조하면， TBS는 전송 블록 크기 (transport block size), CRC_TB는 전송 블톡에 부가하는 CRC 길이로 TBS < 3824인 경우 16 bit, 나머지 경우에는 24 bit를 부가하며, BG1, BG2는 표준 38.212 vl.1.0 [6]의 Table 5.3.2-1， Table 5.3.2-2, Table 5.3.2-3의 정의를 참조할 수 있다. 최소 TBS+CRC_TB의 크기를 40 bit로 가정하면， 40 <= TBS+CRC_TB<=308은 BG2를 사용한다. 또한， 308 < TBS+CRC_TB<=3840은 code rate 2/3를 기준으로 BG1과 BG2의 사용을 결정한다. 또한, TBS+CRC_TB>3840의 경우， code rate 1/4을 기준으로 BG1과 BG2의 사용을 결정한다. 이때， BG1을 사용하는 경우， TBS+CRC_TB>8448일 때, code block segmentat ion을 수행하고， BG2를 사용하는 경우 TBS+CRC_TB>3840인 경우 code block segmentat ion을 수행한다.
[0165] UE capability/category에 따라서 BG1/BG2를 동시에 또는 선택적으로 지원할 수 있다. BG1만 지원하는 단말의 경우， code rate < 1/4이더라도 BG2를 사용할 수 없기 때문에， BG1를 이용한 code block segmentation 만을 수행한다. 즉， segmentation 수행 시 code block의 개수는 cei KTBS+CRC_TB/(8448-24))로 계산할 수 있다. 마찬가지로， BG2만 지원하는 단말의 경우， BG1의 code block segmentation을 사용할 수 없기 때문에， BG2를 이용한 segmentat ion을 수행한다. 즉， segmentation 수행 시 code block의 개수는 cei 1(TBS+CRC_TB/ (3840-24))로 계산할 수 있다. BG1/BG2를 동시에 또는 선택적으로 지원하는 단말에 대해서 zero padding 없이 동일한 크기의 code block으로 segmentat ion이 되는 것이 바람직하다. 그 이유는 zero padding bit는 정보를 포함하지 않는 bit이기 때문이다. BG1 또는 BG2를 이용해서 code block segmentat ion하는 경우 , 아래 수학식 3 및 수학식 4를을 만족하게 되면 동일한 code block으로 segmentat ion될 수 있다.
[0166] 【수학식 3】
[0167] TBS + CRC_TB = N1*CBS
[0168] 【수학식 4】
[0169] TBS + CRC TB = N2*CBS
[0170] 수학식 3 및 수학식 4에 Nl, N2는 BGl, BG2를 이용하여 code block segmentation을 수행했을 때의 code block 개수이며, CBS는 code block CRC 길이 (e.g., 24 bit)를 포함하지 않은 값이다. BG1/BG2를 동시에 또는 선택적으로 지원하는 단말에 상관없이 zero padding이 발생하지 않는 동일한 크기의 code block segmentat ion을 수행하기 위해서는 도 12의 3840 < TBS+CRC_TB 에 해당하는 transport block에 대해서 수학식 3 및 수학식 4를 동시에 만족하는 TBS+CRC TB를 정의하는 것이 바람직하다. 즉， transport block이 byte-aligned로 가정하면 8의 배수가 되기 때문에， TBS+CRCJTB는 (8， Nl, N2)의 최소공배수의 배수가 되도록 TBS를 설계하면 zero padding 없이 수학식 3 및 수학식 4를 만족할 수 있다. 즉， Nl=2, N2=3일 경우， (8， 2， 3)의 최소공배수는 24이므로 TBS+CRC_TB는 24의 배수가 되도록 설계하는 것이 바람직하다.
[0171] 다음 표 15는 TBS+CRC TB의 범위에 따라서， zero padding 없이 수학식 3, 수학식 4를 만족하는 TBS+CRC— TB의 실시예이다. 표 15에서 TBS granularity 예 1는 수학식 3， 수학식 4을 만족하는 TBS의 최소 granularity이고， TBS granularity 예 2는 수학식 3， 수학식 4을 만족하는 granularity중 TBS가 증가함에 따라 granularity를 증가시킨 granularity의 예이다. BG2를 이용하는 code block segmentat ion이 발생하는 최대 code block size는 MCS table에서 code rate <l/4 인 최대 MCS index 및 가용 resource의 양 (예를 들어, resource elements (REs)의 수)에 따라 달라질 수 있다. 예를 들면， RB당 120 REs와 275 REs 할당을 가정하고， MCS table을 가정하게 되면 BG2를 이용한 code block segment at i on이 일어나는 최대 TBS는 약 19200 bi t이다. BG2를 이용하여 segmental; ion을 수행하는 TBS 보다 큰 TBS의 경우에는 (8， N1)의 최소공배수의 배수의 granul ar i ty를 만족하도록 TBS를 설계할 수 있다.
[0172] 【표 15】
표 15： Zero padding 없이 동일한 크기의 code block segmentat ion 을 할 수 있는 TBS+CRC B조건 (CRC_TB=24)
Figure imgf000048_0001
[0173] 표 15 에 기반하여 TBS+CRCJTB 의 크기는 수학식 5 및 수학식 6 으로 표현할 수 있다.
[0174] 【수학식 5】
[0175] TBS + CRC TB = grn ^에
_ grn
[0176] 【수학식 6】 [0177] TBS + CRC_TB = grn
grn
[0178] 상기 수학식 5 및 수학식 6 에서 υ 는 레이어들의 수, (?m 은 MCS 인덱스로부터 획득된 modulation order, /？은 MCS 인텍스로부터 획득된 code rate, NRE는 RE 들의 개수, NRE는 = Y * #PRBs_scheduled (Y *스케줄링된 PRB 들의 수), grn은 표 15의 granularity 실시예에서 나타낸 값이다.
[0179] BG1 또는 BG2 만을 지원하는 단말의 경우， zero padding 이 발생하지 않는 TBS 는 각각 (8， N1) 또는 (8, N2)의 최소공배수의 배수가 되도록 설계하는 것이 바람직하다.
[0180] 아래 실시예는 LDPC encoder 에 대해서 1648 bit 이상의 payload size 에 대해서 code block segmentation 되는 것을 보여주는 것이다. 이 때, transport block 및 code block에 부가되는 CRC크기는 24를 가정한다.
[0181] 실시예 1) Transport block size =1920, r=3/4
[0182] 24 bit CRC 를 부가하게 되면 1944 > 1648 이므로 code block segmentation을 수행한다. Code rate r=3/4일 때 지원하는 code block size는 486 972, 1458 bit 이다. 1992 = 2*(972+24)의 관계식을 만족하므로 972 bit 의 크기를 갖는 code block 2개로 segment at ion한다
[0183] 실시예 2) Transport block size K=1668, r=l/2
[0184] 24 bit CRC 를 부가하게 되면, 1692 > 1648 이므로 code block segmentation을 수행한다. Code rate r=l/2일 때 지원하는 code block size는 324 648， 972 bit 이다. 1692 = 2*(822+24)이므로 846 bit 의 크기를 갖는 code block 2 개로 segmentation 할 수 있지만 이는 r=l/2 일 때 지원하는 code block 크기가 아니므로 서로 다른 크기를 갖는 code block 으로 segmentation 을 수행한다. 1692 = 2*648 + 324 의 관계식을 만족하므로 648 bit 의 크기를 갖는 code block 2 개와 324 bit의 크기를 갖는 code block 1개로 segment at ion한다.
[0185] 실시예 3) Transport block size K=1916, r=l/2
[0186] 24 bit CRC 를 부가하게 되면， 1940 > 1648 이므로, code block segmentation 을 수행한다. . Code rate r=l/2 일 때 지원하는 code block size 는 324， 648, 972 bit 이다. 1940 = 2*970 이므로 970 bit 의 크기를 갖는 code block 2 개로 segmentation 할 수 있지만 이는 r=l/2 일 때 지원하는 code block 크기가 아니다. 1940 = 2*972-4 이므로 972 bit 의 크기를 갖는 code block 2 개로 segmentation 한 후 특정 code block 에 대해서 4 bit 만큼 shortening 하거나， 각 code block을 2 bit 만큼 shortening하여 encoded bit를 생성할 수 있다.
[0187] 송신 /수신 측 (예를 들어， 단말 /기지국)은 다수 개의 code block 에 대해서 HARQ-ACK 을 전송하도록 설정될 수 있다. 즉， P 개의 code block 을 디코딩 한 후 모두 성공할 경우만 ACK 을 전송하고, 그렇지 않은 경우에는 NACK 을 전송할 수 있다. 이는 transport block 을 구성하는 code block 이 많을 경우, transport block 단위로 재전송하는 경우 시스템 효율이 떨어지는 것을 방지할 수 있다. 즉， 오류가 발생한 code block group (CBG) (CBG 는 하나 이상의 code block 으로 구성)에 대해서만 재전송을 수행해서 시스템 효율을 개선할 수 있다. 이 때， HARQ- ACK 을 전송하는 code block 의 개수 P 는 상위 계층에서 혹은 상위 계층 시그널링 (예를 들어， RRC 시그널링)으로 설정될 수 있다. 그런데， 상위 계층 시그널링으로 P 값을 재설정하는 경우， 송신 측과 수신 측에 P 값에 대한 모호성이 발생할 수 있다. 이를 위해서 default P 값으로 HARQ-ACK을 전송하도록 하는 faU- back 동작을 수행할 수 있다. 즉, 상위 계층 재설정 구간 동안에는 수신 측은 특정 P를 가정하고 HARQ-ACK을 전송할수 있다. 이 때， 해당사용자 데이터를 스케줄링 하는 하향링크 제어채널은 faU— back 동작을 위한 제어 정보를 송신하는 하향링크 제어 채널일 수 있다. 특정 P 는 transport block 을 구성하는 모든 code block 의 수가 될 수 있다. 이는 TB에 대한 HARQ-ACK올 전송하는 것과 동일한동작이다.
[0188] NR에서의 TBS 지시
[0189] 다음 표 16은 LDPC코딩에 대한사항을 설명한 표이다.
[0190] 【표 16】
The bit sequence input for a given code block to channel coding is denoted by c0,cl,c2,ci,...,cK_l , where K is the number of bits to encode .
After encoding the bits are denoted by da,dl,d2,...,dN_l , where N = 66ZC for LDPC base graph 1 an d TV = (40 + for LDPC base graph 2, and the value of Zc is given below.
For a code block encoded by LDPC, the following encoding procedure applies:
1) For LDPC base graph 1, Kb=22■ For LDPC base graph 2， the value of Kb is determined as in section 5.2.1, by setting B = K-KF . where KF≥Q is the number of filler bits. ) Set Zc = K/Kb and find the set index iLS in Table 5.3.2-1 which contains Zc
for k = 2Zc to K-\
if ck≠<NULL> else dk_1Zc ^<NULL> ^
end if
end for
) Generate N + 2ZC-K parity bits w = [ν0,νν15 -^25...;^+2^_,[ such that jjx = o where c
Figure imgf000051_0001
0 is a column vector of all elements equal to 0 H = [H, H2] is a matrix given below. The encoding is performed in GF(2) .
The matrix Ht is obtained by repl cing each element of HBG with a Zc xZc matrix, accord ing to the fol lowing:
- Each element of value 0 in HBG is replaced by an all zero matrix Oof size ZcxZc;
- Each element of v lue 1 in HBG is re laced by a circular permutation matrix of size ZcxZc, where i and j are the row and column indices of the element, and is obtained by circularly shifting the identity matrix I of size Zc xZc to the right PJ times. The value of p.. is given by y = mod^. , Z J ·
The matrix H2 is obtained by replacing each element of HBGEXT with a Zc xZc matrix by th e f o 11 ow i ng
- Each element of value 0 in HBGEXT is repl ced by an all zero matrix Oof size ZcxZc ;
- Each element of value 1 in HBGEXT is replaced by an identity matrix I of size
ZcxZc -
For a code block encoded by LDPC base graph 1
- HBG = HBG1 , as in Table 5.3.2—2.
- The value of y. . is obtained by one of the Tables 5.3.2-3 to 5.3.2-6 according to the set index iLS . In each table of Tables 5.3.2—3 to 5.3.2-6 , each row-/ contains all values of y.. corresponding to the non-zero elements in row一/ of HBG1 from left to right .
HB EXT
Figure imgf000051_0002
For a code block encoded by LDPC base graph 2
- Hn . where H is given in Table 5.3.2-7 , and HD is obtained by removing columns with indices {Kb,Kb+ ... } from HBG2 for Kb G {6,8,9} and HBG2 = HBG2 for II
=10 ;
- The value O of V.. is obtained by one of the Tables 5.3.2-8 to 5.3 2-11 according to the set index iLS In each table of Tables 5.3.2-8 to 5.3.2-11, each. row-z contains all values of v.. corresponding to the non-zero elements in row一/ of from left to right .
end for
[0191] 표 17은 LDPC 리프팅 크기 (lifting size) Z의 세트들을 나타낸 표이다.
[0192] 【표 17】
Figure imgf000052_0001
[0193] 표 18은 LDPC base graph 1의 ！！ 을 나타낸 표이다.
[0194] 【표 18】
Row Column index
index
i 0 1 2 3 4 5 6 7 6 9 10 11 12 13 14 15 16 17 16 19 20 21 , 22 23 24 25 26
0 1 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 0 1 1 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0
1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0
2 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 0 0 1 1 0
3 1 1 0 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0
4 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
5 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0
6 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0
7 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
8 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0
9 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0
10 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
11 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0
12 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
13 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0
14 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0
15 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0
16 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0
17 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0
18 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0
19 1 1 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
20 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
21 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0
22 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
23 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
24 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
25 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
26 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
27 0 1 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
28 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 ■ 0 1 0 0 0 0 0
29 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0
30 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
31 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0
32 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
33 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 . 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
34 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
35 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
36 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
37 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
38 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
39 0 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 ύ 0 1 0 0 0 0 0 0 0
40 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
41 0 1 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
42 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
43 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 .0 0 0 0 0 0 1 0
44 1 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
45 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
[0195] 표 19 는 ,쎄 and = 2 에 대웅하는 HBGI에 대한 Par i ty check matr ix 1 and 2 를 나타낸 표이다.
[0196] 【표 19】
Figure imgf000054_0001
【】벼【
Figure imgf000055_0001
s】버【8
Figure imgf000056_0001
and 8를 나타낸 표이다.
[0202] 【표 22】
//:/ O 0s8008s2xI2 ¾ϊζο6ϊοAV
0】벼【20
Figure imgf000057_0001
Figure imgf000058_0002
[0205]
Figure imgf000058_0001
matrix 1 and 2를 나타낸 표이다.
[0206] 【표 24】
[0207]
Figure imgf000059_0001
ix 3 and 4를 나타낸 표이다.
[0208] 【표 25】 [0209] matrix 5
Figure imgf000060_0001
and 6 를 나타낸 표이다.
[0210] 【표 26】 [0211] 표
Figure imgf000061_0001
matrix 7 and 8을 나타낸 표이다.
[0212] 【표 27】
Figure imgf000062_0001
13] NR 의 경우 자원 할당의 자유도가 많이 증가되며 다양한 use case 를 지원해야 한다. 하향링크 전송을 위해 할당할 수 있는 슬롯 (slot)의 길이도 7 OFDM symbol 과 14 OFDM symbol 과 같이 다양하고， 해당 슬롯에서 단말에게 할당할 수 있는 자원도 1 OFDM symbol 단위로 조절할 수 있다. 또한, DM RSCdemodulat ion reference signal), CS I -RS( channel state inf ormat ion-reference signa), PT RS( phase tracking reference signal), PDCCH 와 같은 제어 시그널링 등도 가변적으로 바뀔 수 있다. 기존의 LTE 표준에서는 1 서브프레임에 특정한 개수의 자원요소 (resource element, RE)를 가정하고 table 형태로 TBS 를 설계하였는더 L NR 에서 동일한 방식으로 TBS 를 설계하는 경우， 여러 개의 table 을 설계하거나 scaling factor 를 이용하여 TBS 를 계산하여야 한다. 특정 수로 scaling 을 하게 되는 경우， scaled TBS 는 정확하지 않은 값이 될 수 있으므로， 시스템 성능 열화를 가져올 수 있다. 따라서， 이하에서는 TBS 지시 (indication)을 하기 위한 새로운 방법을 제안한다.
[0214] TBS 는 전송을 위해 할당받은 자원의 양, 변조 (modulation), coding rate, 그리고， 공간 레이어 (spatial layer) 수에 따라서 결정될 수 있다. 여기서， 할당받은 자원의 양은 자원 할당의 단위인 자원 블록 (resource block, RB)의 수 (NPRB)와 RB 를 구성하는 RE 개수 (NREPERPRB)에 따라 결정될 수 있다. LTE 표준에서는 RB 내의 RE 수를 120 개로 가정하고， 할당된 RB 개수에 따라 할당된 자원의 양을 계산할수 있다. 변조 및 coding rate 는 MCS 시그널링에서 획득할수 있다. 이 때， coding rate 는 암시적인 (impl icit) 또는 명시적인 (explicit) 방식으로 MCS 시그널링할 수 있다. 즉, MCS table 에서 coding rate 를 명시적으로 표시하거나， 해당 MCS index 에 암시적인 방식으로 표현될 수 있다. LTE 표준에서는 MCS table은 CQI table과 연결 (tie)되어 있는데， CQI table의 spectral efficiency를 이용하여 MCS table 의 spectral efficiency 를 유추할 수 있고, 변조 (modulation)과의 관계를 이용하여 coding rate 를 계산할 수 있다. 다만， LTE의 경우 QPP inter leaver size의 제한으로 CQI table의 coding rate의 근사한 값을 얻을 수 있는 경우도 발생한다. 또한, multi-layer 전송을 하는 경우， 레이어수 (NLAYER)만큼 해당 TBS 를 증가시킬 수 있다. NR 에서는 자원의 양이 다양하게 가변하기 때문에 TBS 를 결정할 때, table look-up 방법을 사용하는 대신 다음 수학식 7의 함수 관계를 이용하여 직접 계산하는 것이 바람직하다.
[0215] 【수학식 7】
[0216] TBStemp = f(NpRB. NREperPRB, MCS, Nlayer)
[0217] 지원하는 TBS 의 granularity 에 따라 TBS 는 TBStemp로부터 가장 근사하는
TBS set에서 선택할 수 있다. 즉, 다음 수학식 8과 같다.
[0218] 【수학식 8】 [0219] TBS = TBSj, if min; (^abs(TBSj - TBStemv†j
[0220] 여기서, min (a7.)는 최소 에 해당하는 index j 를 구하는 함수， abs(a)는 a의 절대값을 구하는 함수이다.
[0221] NPRB, MCS, NLAYER는 하향링크 제어채널에서 획득할 수 있는 정보로 가정하고， NREperPRB 정보를 전송하고 획득하는 방법을 제안한다 .
[0222] NREperPRB는 semi-static 한 방식으로 설정될 수 있다. NREperPRB를 변경할 때는 시간이 필요하기 때문에 송신 /수신 측에서 공통으로 가정하는 fall-back mode 용 NREperPRB 를 설정하는 사용하는 것이 바람직하다. 예를 들어， fall_back mode 에 사용하는 DCI format은 default NREperPRB를 설정하여 사용할수 있다.
[0223] 슬롯 포맷 (Slot format) (또는 슬롯 표맷들의 그룹) 또는 슬롯 설정 (slot configuration) (또는 슬롯 설정들의 그룹)에 따라 NREperPRB 가 설정될 수도 있다. 예를 들어， 슬롯 포맷 A에는 X RE, 슬롯 포맷 B에는 Y RE로 NREperPRB 가 설정될 수 있고, 이때 X와 Y는서로 다를 수 있다.
[0224] 사용 시나리오 (Usage scenario) (혹은 제공되는 서비스 타입) 별로 NREperPRB를 설정할 수 있다. 즉， eMBB, URLLC, mMTC 에 따라서 NREperPRB를 설정하여 사용할 수 있다. 각 usage scenario 별로 다수 개의 NREperPRB를 설정할 수 있다. 각 usage 별로 설정되는 NREperPRB의 개수는 다를 수 있다. 설정된 NREperPRB값은 semi-static 방식으로 변경할 수 있다. 기지국이 설정된 다수 개의 NREPERPRB에 대한 정보를 하향링크 제어 채널을 통해서 단말로 전송할수 있다. 예를 들어， eMBB 서비스를 위해서 4 개의 NREPERPRB를 설정하였다고 하면, 기지국은 하향링크 제어 채널을 통해 4 개중 어떤 NREperPRB를 사용하여 TBS 를 계산하여야 할 지를 단말에 알려줄 수 있다. 그리고， 기지국은 설정된 다수 개 (예를 들어. 4 개)의 NREPERPRB 정보를 MAC 또는 RC 시그널링을 통해서 단말로 전송할수 있다.
[0225] 재전송을 지시하는 하향링크 제어채널의 경우， 최초 전송에서 TBS 계산을 위해 사용하였던 NREPERPRB 를 가정할 수 있다. 기지국이 NREPERPRB 를 하향링크 제어채널을 통해서 시그널링하는 경우， 단말은 재전송 시 NREperpRB를 지시해 주는 해당 필드가 다른 용도로 사용하거나 또는 reserved 또는 사용가능하지 않은 것 (not available)으로 해석할 수 있다. [0226] SC-FDMA 또는 OFDMA 에 따라 NREPERPRB를 (다르게) 설정할 수 있다. 이는 SC-
FDMA 또는 0FDMA에 따라 DM RS 오버헤드가 달라질 수 있는 것을 고려한 것이다.
[0227] 송신 측 (예를 들어， 기지국)이 eMBB 데이터를 재전송할 때 URLLC 데이터와 다중화하여 전송하는 경우， eMBB 데이터에 대한 NREperPRB 를 URLLC 데이터에 대한 NREperPRB와 다른 값을 가정할수 있다. 재전송 시 eMBB 데이터에 대한 NREperPRB는 최초 전송 시 설정한 NREPERPRB에 맵핑 관계를 가지는 ΝΚΕ^™로 지정될 수 있다. 혹은， 재전송 시 eMBB 데이터에 대한 NREperPRB는 고정된 값으로 지정될 수 있다. 재전송 시 eMBB 데이터에 대한 NREperPRB 는 기지국은 기 설정된 다수 개의 NREperPRB 값 중에서 선택하여 하향링크 제어채널로 단말로 전송할수 있다.
[0228] 하향링크 데이터와 상향링크 데이터에 대한 NREperPRB 는 서로 다른 개수 및 서로 다른 값으로 설정될 수 있다. 이는 하향링크와 상향링크의 numerol ogy 및 오버헤드 가정이 다를 수 있음을 고려한 것이다.
[0229] 공통 제어를 위한 제어 정보 (예를 들어, SIB , paging, random access response)를 전송하는 PDSCH 는 특정 NREperPRB 을 가정하여 TBS 를 계산하는 것이 바람직하다. 특정 NREperPRB는 슬롯 포맷이나 슬롯 설정에 따라 다를 수 있다.
[0230] 송신 측은 NREPERPRB 는 NPRB , MCS , NL AYER 의 전체 또는 일부와 j oint s igna l ing 을 이용하여 전송할 수 있다. 이때, ΝΡΚΒ의 할당 정도에 따라 NREperPRB를 다르게 설정될 수 있다. 또한, MCS 정보에 따라 NREperPRB가 다르게 설정될 수 있다.
^ 에 따라 NREperPRB가 다르게 설정할 수 있다.
[0231] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다. 32] 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
단말이 LDKXLow Dens i ty Par i ty Check) 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법에 있어서,
상기 단말에 레이트 매칭 (rate matching)을 위해 설정된 복수 개의 전송 블톡 크기 (Transport Block Si ze , TBS) 중에서 어느 한 TBS를 결정하는 단계; 및 상기 선택된 TBS에 기초하여 상기 LDPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 단계를 포함하는， LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법 .
【청구항 2]
제 1항에 있어서,
상기 레이트 매칭은 Limi ted buf fer rate matching (LBRM)에 해당하며， 기지국으로부터 상기 단말에 상기 LBRM이 설정되었음을 지시하는 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는， LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법.
【청구항 3]
제 1항에 있어서,
상기 레이트 매칭으로서 상기 단말에 LBRM이 설정된 경우에는 복수 개의 코딩율 (coded rate) 중에서 특정 코딩율만이 사용됨을 가정하여 상기 TBS가 결정된 것인， LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 결정된 TBS는 한 물리 자원 블록 (Phys ical Resource Block, PRB) 내에서 할당된 자원 요소 (Resource Element , RE)의 수에 기초하여 결정되는 것인， LDPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법 .
【청구항 5]
제 4항에 있어서，
상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수는 RS(Reference Signal ) 오버헤드를 고려하여 결정되는 것인, LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법.
【청구항 6]
제 4항에 있어서， 상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수는 제공되는 서비스 타입에 따라 다르게 설정되는 것인, LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법.
【청구항 7】
제 1항에 있어서，
상기 TBS는 상기 LBRM에 의해 정의된 코딩된 비트 (coded bi t )의 크기에 따라 달라지는， LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법.
【청구항 8】
제 4항에 있어서,
상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수에 대한 정보를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 더 포함하는, LDPC코드를 위한 레이트 매칭을 수행하는 방법.
【청구항 9】
LDPCCLow Densi ty Par i ty Check) 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하기 위한 단말에 있어서，
상기 단말에 레이트 매칭 (rate matching)을 위해 설정된 복수 개의 전송 블록 크기 (Transport Block Size , TBS) 중에서 어느 한 TBS를 결정하고，
상기 선택된 TBS에 기초하여 상기 LDPC 코드를 위한 레이트 매칭을 수행하도록 구성되는 프로세서를 포함하는， 단말.
【청구항 10】
제 9항에 있어서，
상기 레이트 매칭은 Limi ted buf fer rate matching (LBRM)에 해당하며， 기지국으로부터 상기 단말에 상기 LBRM이 설정되었음을 지시하는 정보를 수신하도록 설정된 (conf igured) 수신기를 더 포함하는, 단말.
【청구항 11】
제 9항에 있어서，
상기 프로세서는 상기 레이트 매칭으로서 상기 단말에 LBRM이 설정된 경우에는 복수 개의 코딩율 (coded rate) 중에서 특정 코딩율만이 사용됨을 가정하여 상기 TBS를 결정하도록 구성되는 (conf igured) , 단말.
【청구항 12】
제 9항에 있어서， 상기 TBS는 상기 프로세서가 한 물리 자원 블록 (Physical Resource Block, PRB) 내에서 할당된 자원 요소 (Resource Element, RE)의 수에 기초하여 결정된 것인， 단말.
【청구항 13]
제 12항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 한 PRB 내에서의 RS(Reference Signal) 오버헤드를 고려하여 상기 한 PRB 내에서의 할당된 RE의 수를 결정하도톡 구성되는， 단말.
【청구항 14]
제 12항에 있어서，
상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수는 제공되는 서비스 타입에 따라 다르게 설정되는 것인, 단말.
【청구항 15]
제 9항에 있어서，
상기 TBS는 상기 LBRM에 의해 정의된 코딩된 비트 (coded bit)의 크기에 따라 달라지는, 단말.
【청구항 16]
제 12항에 있어서，
상기 한 PRB 내에서 할당된 RE의 수에 대한 정보를 상기 기지국으로부터 수신하도록 설정된 수신기를 더 포함하는， 단말.
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