WO2018199491A1 - 무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2018199491A1
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subcarriers
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박은성
최진수
임동국
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엘지전자 주식회사
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/02—Power saving arrangements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present disclosure relates to a technique for performing low power communication in a WLAN system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting a wake-up packet by applying a OOK scheme in a WLAN system.
  • next-generation WLANs 1) enhancements to the Institute of Electronics and Electronics Engineers (IEEE) 802.11 physical physical access (PHY) and medium access control (MAC) layers in the 2.4 GHz and 5 GHz bands, and 2) spectral efficiency and area throughput. aims to improve performance in real indoor and outdoor environments, such as in environments where interference sources exist, dense heterogeneous network environments, and high user loads.
  • IEEE Institute of Electronics and Electronics Engineers
  • PHY physical physical access
  • MAC medium access control
  • next-generation WLAN The environment mainly considered in the next-generation WLAN is a dense environment having many access points (APs) and a station (STA), and improvements in spectral efficiency and area throughput are discussed in such a dense environment.
  • next generation WLAN there is an interest in improving practical performance not only in an indoor environment but also in an outdoor environment, which is not much considered in a conventional WLAN.
  • next-generation WLAN there is a great interest in scenarios such as wireless office, smart home, stadium, hotspot, building / apartment, and AP based on the scenario.
  • STA are discussing about improving system performance in a dense environment with many STAs.
  • next-generation WLAN In addition, in the next-generation WLAN, there will be more discussion about improving system performance in outdoor overlapping basic service set (OBSS) environment, improving outdoor environment performance, and cellular offloading, rather than improving single link performance in one basic service set (BSS). It is expected.
  • the directionality of these next-generation WLANs means that next-generation WLANs will increasingly have a technology range similar to that of mobile communications. Considering the recent situation in which mobile communication and WLAN technology are discussed together in the small cell and direct-to-direct (D2D) communication area, the technical and business convergence of next-generation WLAN and mobile communication is expected to become more active.
  • D2D direct-to-direct
  • the present specification proposes a method and apparatus for transmitting a wake-up packet by applying a OOK scheme in a WLAN system.
  • An example of the present specification proposes a method and apparatus for transmitting a wake-up frame by applying a OOK scheme in a WLAN system.
  • This embodiment is performed in a transmitter, the receiver may correspond to a low power wake-up receiver, and the transmitter may correspond to an AP.
  • the term “on signal” may correspond to a signal having an actual power value.
  • the off signal may correspond to a signal that does not have an actual power value.
  • the transmitter configures a wake-up packet to which an OOK (On-Off Keying) scheme is applied.
  • OOK On-Off Keying
  • the transmitter transmits the wakeup frame to the receiver.
  • the wakeup frame includes an on signal and an off signal.
  • the on signal is generated by applying a first sequence to 10 consecutive subcarriers in a 20 MHz band and performing a 64-point Inverse Fast Fourier Transform (IFFT).
  • the first sequence is generated by inserting coefficients into the ten subcarriers.
  • the sequence is applied by inserting coefficients only to 10 subcarriers instead of 13 subcarriers is to transmit a signal in a narrower band in order to reduce power consumption of the receiver.
  • the ten subframes may correspond to the 3MHz band. That is, the wakeup frame (or on signal) may be transmitted through the 3MHz band.
  • a narrower subband may be used to signal a maximum number of users. That is, the 3MHz band may correspond to a subband for each user in the 20MHz band. Accordingly, the transmitter may transmit a wakeup frame to each user for each subband configured in the 3MHz band. Signals can be transmitted to more users when using subbands consisting of 3 MHz bands using 10 subcarriers than using subbands consisting of 4.06 MHz bands using 13 subcarriers.
  • the first sequence may be set as below in view of PAPR optimization.
  • Coefficients may be inserted in all 10 subcarriers.
  • the ten subcarriers may correspond to the center subcarrier of the 20MHz band. Accordingly, the lowest subcarrier index of the center subcarrier may be -4, and the highest subcarrier index of the center subcarrier may be five. Alternatively, the lowest subcarrier index of the center subcarrier may be -5, and the highest subcarrier index of the center subcarrier may be four. Zero may be inserted into the DC of the center subcarrier.
  • the first sequence is ⁇ ⁇ 1,1, -1, -1, -1,0, -1, -1,1, -1 ⁇ , ⁇ ⁇ 1, -1, -1,1,- 1,0, -1,1,1,1 ⁇ , ⁇ ⁇ 1, -1,1,1,0,1,1,1, -1, -1 ⁇ , or ⁇ ⁇ 1,1,1,- 1,0, -1,1, -1, -1,1 ⁇ .
  • the on signal may be a 3.2us signal having no period.
  • the on signal may be changed to a signal having a length of 2 us, and the CP is 0.4 us It may have a length.
  • masking may correspond to a technique of covering a part of a signal and taking only a part of the signal. Therefore, the transmitting apparatus may configure the 1.6us signal by masking the front half of the on signal or the half rear of the on signal and insert the CP.
  • a coefficient may be inserted into the three subcarriers (or in units of two subcarriers) in which the subcarrier index is a multiple of two, and zero may be inserted into the remaining subcarriers.
  • the first sequence is ⁇ ⁇ 1,0,1,0,0,0,1,0, -1,0 ⁇ , ⁇ ⁇ 0,1,0,1,0,0,0,1, 0, -1 ⁇ , ⁇ ⁇ 1,0, -1,0,0,0, -1,0, -1,0 ⁇ , or ⁇ ⁇ 0,1,0, -1,0,0,0, -1,0, -1 ⁇ .
  • the on signal may be a 3.2us signal having a period of 1.6us.
  • the on signal may be changed to a signal having a length of 2 us, and the CP is 0.4 It can have a length of us.
  • the present embodiment may be performed in a network environment in which the first WLAN system and the second WLAN system are supported together.
  • the first WLAN system may correspond to the 802.11ax system
  • the second WLAN system may correspond to the 802.11ba system.
  • a receiving device supporting the first WLAN system may correspond to an ax STA, and a receiving device supporting the second WLAN system may correspond to a low power wake-up receiver or a WUR STA.
  • the transmitter may correspond to the AP.
  • wake-up frames may be transmitted to the WUR STA through the 3 MHz band except for Guard Interval (GI) in three central 26-RUs which are not allocated to the ax STA.
  • GI Guard Interval
  • the transmitter configures an on-signal using ten subcarriers of three 26-RUs, and wakes up the on-signal in a 3 MHz band corresponding to the ten subframes. Up frame can be transmitted.
  • the wakeup packet is configured and transmitted by applying the OOK modulation scheme in the transmitter to reduce power consumption by using an envelope detector during wakeup decoding in the receiver. Therefore, the receiving device can decode the wakeup packet to the minimum power.
  • the wake-up packet by transmitting the wake-up packet in a narrower band, it is possible to reduce the power consumption of the receiver. If a wakeup frame is sent to multiple users, it can signal as many users as possible. In addition, resource efficiency may be maximized by transmitting a wake-up packet using an RU that is not allocated to a receiver supporting 802.11ax.
  • WLAN wireless local area network
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a PPDU used in the IEEE standard.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a HE PPDU.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an arrangement of resource units (RUs) used on a 20 MHz band.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an arrangement of resource units (RUs) used on a 40 MHz band.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an arrangement of resource units (RUs) used on an 80 MHz band.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of the HE-PPDU.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of the HE-SIG-B according to the present embodiment.
  • FIG. 9 shows an example of a trigger frame.
  • FIG. 10 illustrates an example of subfields included in a per user information field.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of a control field and a data field constructed according to the present embodiment.
  • 16 illustrates an example in which the control signal and frequency mapping relationship are modified according to the present specification.
  • FIG 17 illustrates an example in which the control signal and frequency mapping relationship are modified according to the present specification.
  • control signal 18 illustrates a further example of a control signal and frequency mapping relationship in accordance with the present disclosure.
  • Fig. 19 is a diagram showing a relationship between SIG-A, SIG-B and data fields according to the present embodiment.
  • 20 is a diagram illustrating an example of SIG-B used for 80 MHz transmission.
  • FIG. 21 illustrates a low power wake-up receiver in an environment in which data is not received.
  • FIG. 22 illustrates a low power wake-up receiver in an environment in which data is received.
  • FIG 23 shows an example of a wakeup packet structure according to the present embodiment.
  • FIG. 25 is a diagram for describing a principle in which power consumption is determined according to a ratio of 1 and 0 of bit values constituting binary sequence information using the OOK method.
  • 26 shows a method of designing a OOK pulse according to the present embodiment.
  • 27 is an explanatory diagram for Manchester coding technique according to the present embodiment.
  • FIG. 30 is a flowchart illustrating a procedure of transmitting a wake-up frame by applying the OOK method according to the present embodiment.
  • 31 is a block diagram illustrating a wireless device to which the present embodiment can be applied.
  • 32 is a block diagram illustrating an example of an apparatus included in a processor.
  • WLAN wireless local area network
  • BSS infrastructure basic service set
  • IEEE Institute of Electrical and Electronic Engineers
  • the WLAN system may include one or more infrastructure BSSs 100 and 105 (hereinafter, BSS).
  • BSSs 100 and 105 are a set of APs and STAs such as an access point 125 and a STA1 (station 100-1) capable of successfully synchronizing and communicating with each other, and do not indicate a specific area.
  • the BSS 105 may include one or more joinable STAs 105-1 and 105-2 to one AP 130.
  • the BSS may include at least one STA, APs 125 and 130 for providing a distribution service, and a distribution system (DS) 110 for connecting a plurality of APs.
  • STA STA
  • APs 125 and 130 for providing a distribution service
  • DS distribution system
  • the distributed system 110 may connect several BSSs 100 and 105 to implement an extended service set (ESS) 140 which is an extended service set.
  • ESS 140 may be used as a term indicating one network in which one or several APs 125 and 230 are connected through the distributed system 110.
  • APs included in one ESS 140 may have the same service set identification (SSID).
  • the portal 120 may serve as a bridge for connecting the WLAN network (IEEE 802.11) with another network (for example, 802.X).
  • a network between the APs 125 and 130 and a network between the APs 125 and 130 and the STAs 100-1, 105-1 and 105-2 may be implemented. However, it may be possible to perform communication by setting up a network even between STAs without the APs 125 and 130.
  • a network that performs communication by establishing a network even between STAs without APs 125 and 130 is defined as an ad-hoc network or an independent basic service set (BSS).
  • FIG. 1 is a conceptual diagram illustrating an IBSS.
  • the IBSS is a BSS operating in an ad-hoc mode. Since IBSS does not contain an AP, there is no centralized management entity. That is, in the IBSS, the STAs 150-1, 150-2, 150-3, 155-4, and 155-5 are managed in a distributed manner. In the IBSS, all STAs 150-1, 150-2, 150-3, 155-4, and 155-5 may be mobile STAs, and access to a distributed system is not allowed, thus making a self-contained network. network).
  • a STA is any functional medium that includes medium access control (MAC) conforming to the Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802.11 standard and a physical layer interface to a wireless medium. May be used to mean both an AP and a non-AP STA (Non-AP Station).
  • MAC medium access control
  • IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
  • the STA may include a mobile terminal, a wireless device, a wireless transmit / receive unit (WTRU), a user equipment (UE), a mobile station (MS), a mobile subscriber unit ( It may also be called various names such as a mobile subscriber unit or simply a user.
  • WTRU wireless transmit / receive unit
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UE mobile subscriber unit
  • It may also be called various names such as a mobile subscriber unit or simply a user.
  • the term "user” may be used in various meanings, for example, may also be used to mean an STA participating in uplink MU MIMO and / or uplink OFDMA transmission in wireless LAN communication. It is not limited to this.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a PPDU used in the IEEE standard.
  • PPDUs PHY protocol data units
  • LTF and STF fields included training signals
  • SIG-A and SIG-B included control information for the receiving station
  • data fields included user data corresponding to the PSDU.
  • This embodiment proposes an improved technique for the signal (or control information field) used for the data field of the PPDU.
  • the signal proposed in this embodiment may be applied on a high efficiency PPDU (HE PPDU) according to the IEEE 802.11ax standard. That is, the signals to be improved in the present embodiment may be HE-SIG-A and / or HE-SIG-B included in the HE PPDU. Each of HE-SIG-A and HE-SIG-B may also be represented as SIG-A or SIG-B.
  • the improved signal proposed by this embodiment is not necessarily limited to the HE-SIG-A and / or HE-SIG-B standard, and controls / control of various names including control information in a wireless communication system for transmitting user data. Applicable to data fields.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a HE PPDU.
  • the control information field proposed in this embodiment may be HE-SIG-B included in the HE PPDU as shown in FIG. 3.
  • the HE PPDU according to FIG. 3 is an example of a PPDU for multiple users.
  • the HE-SIG-B may be included only for the multi-user, and the HE-SIG-B may be omitted in the PPDU for the single user.
  • a HE-PPDU for a multiple user includes a legacy-short training field (L-STF), a legacy-long training field (L-LTF), a legacy-signal (L-SIG), High efficiency-signal A (HE-SIG-A), high efficiency-signal-B (HE-SIG-B), high efficiency-short training field (HE-STF), high efficiency-long training field (HE-LTF) It may include a data field (or MAC payload) and a PE (Packet Extension) field. Each field may be transmitted during the time period shown (ie, 4 or 8 ms, etc.).
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an arrangement of resource units (RUs) used on a 20 MHz band.
  • resource units corresponding to different numbers of tones (ie, subcarriers) may be used to configure some fields of the HE-PPDU.
  • resources may be allocated in units of RUs shown for HE-STF, HE-LTF, and data fields.
  • 26-units ie, units corresponding to 26 tones
  • Six tones may be used as the guard band in the leftmost band of the 20 MHz band, and five tones may be used as the guard band in the rightmost band of the 20 MHz band.
  • seven DC tones are inserted into the center band, that is, the DC band, and 26-units corresponding to each of the 13 tones may exist to the left and right of the DC band.
  • other bands may be allocated 26-unit, 52-unit, 106-unit. Each unit can be assigned for a receiving station, i. E. A user.
  • the RU arrangement of FIG. 4 is utilized not only for the situation for a plurality of users (MU), but also for the situation for a single user (SU), in which case one 242-unit is shown as shown at the bottom of FIG. It is possible to use and in this case three DC tones can be inserted.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an arrangement of resource units (RUs) used on a 40 MHz band.
  • the example of FIG. 5 may also use 26-RU, 52-RU, 106-RU, 242-RU, 484-RU, and the like.
  • five DC tones can be inserted at the center frequency, 12 tones are used as the guard band in the leftmost band of the 40 MHz band, and 11 tones are in the rightmost band of the 40 MHz band. This guard band can be used.
  • the 484-RU may be used when used for a single user. Meanwhile, the specific number of RUs may be changed as in the example of FIG. 4.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an arrangement of resource units (RUs) used on an 80 MHz band.
  • the example of FIG. 6 may also use 26-RU, 52-RU, 106-RU, 242-RU, 484-RU, 996-RU, and the like. have.
  • seven DC tones can be inserted in the center frequency, 12 tones are used as the guard band in the leftmost band of the 80 MHz band, and 11 tones in the rightmost band of the 80 MHz band. This guard band can be used.
  • a 996-RU when used for a single user, a 996-RU may be used, in which case five DC tones may be inserted.
  • the specific number of RUs may be changed as in the example of FIGS. 4 and 5.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of the HE-PPDU.
  • FIG. 7 is another example illustrating the HE-PPDU block of FIG. 3 in terms of frequency.
  • the illustrated L-STF 700 may include a short training orthogonal frequency division multiplexing symbol.
  • the L-STF 700 may be used for frame detection, automatic gain control (AGC), diversity detection, and coarse frequency / time synchronization.
  • AGC automatic gain control
  • the L-LTF 710 may include a long training orthogonal frequency division multiplexing symbol.
  • the L-LTF 710 may be used for fine frequency / time synchronization and channel prediction.
  • L-SIG 720 may be used to transmit control information.
  • the L-SIG 720 may include information about a data rate and a data length.
  • the L-SIG 720 may be repeatedly transmitted. That is, the L-SIG 720 may be configured in a repeating format (for example, may be referred to as an R-LSIG).
  • the HE-SIG-A 730 may include control information common to the receiving station.
  • the HE-SIG-A 730 may include 1) a DL / UL indicator, 2) a BSS color field which is an identifier of a BSS, 3) a field indicating a remaining time of a current TXOP interval, 4) 20, Bandwidth field indicating whether 40, 80, 160, 80 + 80 MHz, 5) field indicating the MCS scheme applied to HE-SIG-B, 6) dual subcarrier modulation for HE-SIG-B field indicating whether it is modulated by dual subcarrier modulation), 7) field indicating the number of symbols used for HE-SIG-B, and 8) indicating whether HE-SIG-B is generated over the entire band.
  • PE packet extension
  • 13 a field indicating information on a CRC field of the HE-SIG-A.
  • the HE-SIG-B 740 may be included only when it is a PPDU for a multi-user (MU) as described above.
  • the HE-SIG-A 750 or the HE-SIG-B 760 may include resource allocation information (or virtual resource allocation information) for at least one receiving STA.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of the HE-SIG-B according to the present embodiment.
  • the HE-SIG-B field includes a common field at the beginning, and the common field can be encoded separately from the following field. That is, as shown in FIG. 8, the HE-SIG-B field may include a common field including common control information and a user-specific field including user-specific control information.
  • the common field may include a corresponding CRC field and may be coded into one BCC block. Subsequent user-specific fields may be coded into one BCC block, including a "user-feature field" for two users and a corresponding CRC field, as shown.
  • the previous field of HE-SIG-B 740 on the MU PPDU may be transmitted in duplicated form.
  • the HE-SIG-B 740 transmitted in a part of the frequency band is the frequency band of the corresponding frequency band (ie, the fourth frequency band).
  • Control information for a data field and a data field of another frequency band (eg, the second frequency band) except for the corresponding frequency band may be included.
  • the HE-SIG-B 740 of a specific frequency band (eg, the second frequency band) duplicates the HE-SIG-B 740 of another frequency band (eg, the fourth frequency band). It can be one format.
  • the HE-SIG-B 740 may be transmitted in encoded form on all transmission resources.
  • the field after the HE-SIG-B 740 may include individual information for each receiving STA that receives the PPDU.
  • the HE-STF 750 may be used to improve automatic gain control estimation in a multiple input multiple output (MIMO) environment or an OFDMA environment.
  • MIMO multiple input multiple output
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • the HE-LTF 760 may be used to estimate a channel in a MIMO environment or an OFDMA environment.
  • the size of the FFT / IFFT applied to the field after the HE-STF 750 and the HE-STF 750 may be different from the size of the FFT / IFFT applied to the field before the HE-STF 750.
  • the size of the FFT / IFFT applied to the fields after the HE-STF 750 and the HE-STF 750 may be four times larger than the size of the IFFT applied to the field before the HE-STF 750.
  • a field of s is called a first field
  • at least one of the data field 770, the HE-STF 750, and the HE-LTF 760 may be referred to as a second field.
  • the first field may include a field related to a legacy system
  • the second field may include a field related to a HE system.
  • 256 FFT / IFFT is applied for a bandwidth of 20 MHz
  • 512 FFT / IFFT is applied for a bandwidth of 40 MHz
  • 1024 FFT / IFFT is applied for a bandwidth of 80 MHz
  • 2048 FFT for a bandwidth of 160 MHz continuous or discontinuous 160 MHz.
  • / IFFT can be applied.
  • a subcarrier spacing of 312.5 kHz which is a conventional subcarrier spacing, may be applied to a first field of the HE PPDU, and a subcarrier space of 78.125 kHz may be applied to a second field of the HE PPDU.
  • the length of an OFDM symbol may be a value obtained by adding a length of a guard interval (GI) to an IDFT / DFT length.
  • the length of the GI can be various values such as 0.4 ⁇ s, 0.8 ⁇ s, 1.6 ⁇ s, 2.4 ⁇ s, 3.2 ⁇ s.
  • the frequency band used by the first field and the frequency band used by the second field are represented in FIG. 7, they may not exactly coincide with each other.
  • the main band of the first field L-STF, L-LTF, L-SIG, HE-SIG-A, HE-SIG-B
  • HE-STF the main band of the first field
  • HE-LTF, Data the second field
  • the interface may be inconsistent. 4 to 6, since a plurality of null subcarriers, DC tones, guard tones, etc. are inserted in the process of arranging the RU, it may be difficult to accurately match the interface.
  • the user may receive the HE-SIG-A 730 and may be instructed to receive the downlink PPDU based on the HE-SIG-A 730.
  • the STA may perform decoding based on the changed FFT size from the field after the HE-STF 750 and the HE-STF 750.
  • the STA may stop decoding and configure a network allocation vector (NAV).
  • NAV network allocation vector
  • the cyclic prefix (CP) of the HE-STF 750 may have a larger size than the CP of another field, and during this CP period, the STA may perform decoding on the downlink PPDU by changing the FFT size.
  • data (or frame) transmitted from the AP to the STA is called downlink data (or downlink frame), and data (or frame) transmitted from the STA to the AP is called uplink data (or uplink frame).
  • downlink data or downlink frame
  • uplink data or uplink frame
  • the transmission from the AP to the STA may be expressed in terms of downlink transmission
  • the transmission from the STA to the AP may be expressed in terms of uplink transmission.
  • each of the PHY protocol data units (PPDUs), frames, and data transmitted through downlink transmission may be expressed in terms of a downlink PPDU, a downlink frame, and downlink data.
  • the PPDU may be a data unit including a PPDU header and a physical layer service data unit (PSDU) (or MAC protocol data unit (MPDU)).
  • PSDU physical layer service data unit
  • MPDU MAC protocol data unit
  • the PPDU header may include a PHY header and a PHY preamble
  • the PSDU (or MPDU) may be a data unit including a frame (or an information unit of a MAC layer) or indicating a frame.
  • the PHY header may be referred to as a physical layer convergence protocol (PLCP) header in another term
  • the PHY preamble may be expressed as a PLCP preamble in another term.
  • each of the PPDUs, frames, and data transmitted through the uplink transmission may be expressed by the term uplink PPDU, uplink frame, and uplink data.
  • the entire bandwidth may be used for downlink transmission to one STA and uplink transmission to one STA based on single (or single) -orthogonal frequency division multiplexing (SUDM) transmission.
  • the AP may perform downlink (DL) multi-user (MU) transmission based on multiple input multiple output (MU MIMO), and such transmission is referred to as DL MU MIMO transmission. It can be expressed as.
  • an orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) based transmission method is preferably supported for uplink transmission and / or downlink transmission. That is, uplink / downlink communication may be performed by allocating data units (eg, RUs) corresponding to different frequency resources to the user.
  • the AP may perform DL MU transmission based on OFDMA, and such transmission may be expressed by the term DL MU OFDMA transmission.
  • the AP may transmit downlink data (or downlink frame, downlink PPDU) to each of the plurality of STAs through each of the plurality of frequency resources on the overlapped time resources.
  • the plurality of frequency resources may be a plurality of subbands (or subchannels) or a plurality of resource units (RUs).
  • DL MU OFDMA transmission may be used with DL MU MIMO transmission. For example, DL MU MIMO transmission based on a plurality of space-time streams (or spatial streams) on a specific subband (or subchannel) allocated for DL MU OFDMA transmission is performed. Can be.
  • UL MU transmission uplink multi-user transmission
  • a plurality of STAs transmit data to the AP on the same time resource.
  • Uplink transmission on the overlapped time resource by each of the plurality of STAs may be performed in a frequency domain or a spatial domain.
  • different frequency resources may be allocated as uplink transmission resources for each of the plurality of STAs based on OFDMA.
  • the different frequency resources may be different subbands (or subchannels) or different resource units (RUs).
  • Each of the plurality of STAs may transmit uplink data to the AP through different frequency resources allocated thereto.
  • Such a transmission method through different frequency resources may be represented by the term UL MU OFDMA transmission method.
  • each of a plurality of STAs When uplink transmission by each of a plurality of STAs is performed on the spatial domain, different space-time streams (or spatial streams) are allocated to each of the plurality of STAs, and each of the plurality of STAs transmits uplink data through different space-time streams. Can transmit to the AP.
  • the transmission method through these different spatial streams may be represented by the term UL MU MIMO transmission method.
  • the UL MU OFDMA transmission and the UL MU MIMO transmission may be performed together.
  • UL MU MIMO transmission based on a plurality of space-time streams (or spatial streams) may be performed on a specific subband (or subchannel) allocated for UL MU OFDMA transmission.
  • a multi-channel allocation method was used to allocate a wider bandwidth (for example, a bandwidth exceeding 20 MHz) to one UE.
  • the multi-channel may include a plurality of 20 MHz channels when one channel unit is 20 MHz.
  • a primary channel rule is used to allocate a wide bandwidth to the terminal. If the primary channel rule is used, there is a constraint for allocating a wide bandwidth to the terminal.
  • the primary channel rule when a secondary channel adjacent to the primary channel is used in an overlapped BSS (OBSS) and 'busy', the STA may use the remaining channels except the primary channel. Can't.
  • OBSS overlapped BSS
  • the STA can transmit the frame only through the primary channel, thereby being limited to the transmission of the frame through the multi-channel. That is, the primary channel rule used for multi-channel allocation in the existing WLAN system may be a big limitation in obtaining high throughput by operating a wide bandwidth in the current WLAN environment where there are not many OBSS.
  • a WLAN system supporting the OFDMA technology supporting the OFDMA technology. That is, the above-described OFDMA technique is applicable to at least one of downlink and uplink.
  • the above-described MU-MIMO technique may be additionally applied to at least one of downlink and uplink.
  • OFDMA technology is used, a plurality of terminals may be used simultaneously instead of one terminal without using a primary channel rule. Therefore, wide bandwidth operation is possible, and the efficiency of the operation of radio resources can be improved.
  • the AP when uplink transmission by each of a plurality of STAs (eg, non-AP STAs) is performed in the frequency domain, the AP has different frequency resources for each of the plurality of STAs based on OFDMA. It may be allocated as a link transmission resource. In addition, as described above, different frequency resources may be different subbands (or subchannels) or different resource units (RUs).
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • Different frequency resources for each of the plurality of STAs are indicated through a trigger frame.
  • the trigger frame of FIG. 9 allocates resources for uplink multiple-user transmission and may be transmitted from the AP.
  • the trigger frame may consist of a MAC frame and may be included in a PPDU. For example, it may be transmitted through the PPDU shown in FIG. 3, through the legacy PPDU shown in FIG. 2, or through a PPDU specifically designed for the trigger frame. If transmitted through the PPDU of FIG. 3, the trigger frame may be included in the illustrated data field.
  • Each field shown in FIG. 9 may be partially omitted, and another field may be added. In addition, the length of each field may be varied as shown.
  • the frame control field 910 of FIG. 9 includes information on the version of the MAC protocol and other additional control information, and the duration field 920 may include time information for NAV configuration or an identifier of the terminal (eg, For example, information about AID may be included.
  • the RA field 930 includes address information of a receiving STA of a corresponding trigger frame and may be omitted as necessary.
  • the TA field 940 includes address information of an STA (for example, an AP) that transmits a corresponding trigger frame, and the common information field 950 is common to be applied to a receiving STA that receives the corresponding trigger frame.
  • the common control information may include information about the length of the CP of the uplink PPDU transmitted in response to the trigger frame or information about the length of the LTF field.
  • the per user information field (960 # 1 to 960 # N) corresponding to the number of receiving STAs receiving the trigger frame of FIG.
  • the individual user information field may be called a “RU assignment field”.
  • the trigger frame of FIG. 9 may include a padding field 970 and a frame check sequence field 980.
  • Each of the per user information fields 960 # 1 to 960 # N shown in FIG. 9 preferably includes a plurality of subfields.
  • FIG. 10 shows an example of a subfield included in a per user information field. Some of the subfields of FIG. 10 may be omitted, and other subfields may be added. In addition, the length of each illustrated subfield may be modified.
  • the user identifier field 1010 of FIG. 10 indicates an identifier of an STA (ie, a receiving STA) to which per user information corresponds.
  • An example of the identifier may be all or part of an AID. have.
  • the RU Allocation field 1020 may be included. That is, when the receiving STA identified by the user identifier field 1010 transmits an uplink PPDU in response to the trigger frame of FIG. 9, the corresponding uplink PPDU through the RU indicated by the RU Allocation field 1020. Send.
  • the RU indicated by the RU Allocation field 1020 preferably indicates the RU shown in FIGS. 4, 5, and 6. The configuration of the specific RU allocation field 1020 will be described later.
  • the subfield of FIG. 10 may include a coding type field 1030.
  • the coding type field 1030 may indicate a coding type of an uplink PPDU transmitted in response to the trigger frame of FIG. 9. For example, when BCC coding is applied to the uplink PPDU, the coding type field 1030 is set to '1', and when LDPC coding is applied, the coding type field 1030 is set to '0'. Can be.
  • the subfield of FIG. 10 may include an MCS field 1040.
  • the MCS field 1040 may indicate an MCS scheme applied to an uplink PPDU transmitted in response to the trigger frame of FIG. 9. For example, when BCC coding is applied to the uplink PPDU, the coding type field 1030 is set to '1', and when LDPC coding is applied, the coding type field 1030 is set to '0'. Can be.
  • the present specification proposes an example of improving the control field included in the PPDU.
  • the control field improved by the present specification includes a first control field including control information required for interpreting the PPDU and a second control field including control information for demodulating the data field of the PPDU. do.
  • the first and second control fields may be various fields.
  • the first control field may be the HE-SIG-A 730 illustrated in FIG. 7
  • the second control field may be the HE-SIG-B 740 illustrated in FIGS. 7 and 8. Can be.
  • control identifier inserted into a first control field or a second control field is proposed.
  • the size of the control identifier may vary, for example, may be implemented with 1-bit information.
  • the control identifier may indicate whether 242-RU is allocated, for example when 20 MHz transmission is performed.
  • RUs of various sizes may be used. These RUs can be broadly divided into two types of RUs. For example, all of the RUs shown in FIGS. 4 to 6 may be classified into 26-type RUs and 242-type RUs.
  • a 26-type RU may include 26-RU, 52-RU, 106-RU, and the 242-type RU may include 242-RU, 484-RU, and larger RUs.
  • the control identifier may indicate that 242-type RU has been used. That is, it may indicate that 242-RU is included or 484-RU or 996-RU is included. If the transmission frequency band in which the PPDU is transmitted is a 20 MHz band, 242-RU is a single RU corresponding to the full bandwidth of the transmission frequency band (ie, 20 MHz) band. Accordingly, the control identifier (eg, 1 bit identifier) may indicate whether a single RU corresponding to the full bandwidth of the transmission frequency band is allocated.
  • the control identifier (eg, 1 bit identifier) is assigned a single RU corresponding to the entire band (ie, 40 MHz band) of the transmission frequency band. Can be indicated. That is, it may indicate whether the 484-RU has been allocated for the transmission of 40MHz.
  • the control identifier eg, 1-bit identifier
  • the control identifier is assigned a single RU corresponding to the entire band of the transmission frequency band (ie, 80 MHz band). Can be indicated. That is, it may indicate whether the 996-RU has been allocated for the transmission of 80MHz.
  • control identifier eg, 1 bit identifier
  • MU-MIMO multi-user full bandwidth MU-MIMO
  • MIMO multiple users may be allocated to the single RU. That is, signals for each user are not spatially and spatially distinct, but other techniques (eg, spatial multiplexing) may be used to multiplex the signals for multiple users in the same single RU.
  • the control identifier eg, 1 bit identifier
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of a control field and a data field constructed according to the present embodiment.
  • the block on the left side of FIG. 11 represents information included in the first and / or second control field of the PPDU, and the block on the right side of FIG. 11 represents information included in the data field of the PPDU.
  • the PPDU related to FIG. 11 may be a multi-user, that is, a PPDU for a plurality of receiving devices.
  • the structure of the fields of the PPDU may vary for multiple users and a single user, and the example of FIG. 11 may be a PPDU for multiple users.
  • the bandwidth of the transmission frequency band is not limited and may be applied to a 40 MHz, 80 MHz, and 160 MHz transmission.
  • the above-described control identifier may be included in the first and / or second control field.
  • the control identifier 1110 when the control identifier 1110 is included in the first control field, information about allocation information 1120 for the RU may be included in the second control field.
  • the second control field may include identification information 1130 of a receiving device that receives the PPDU of FIG. 11.
  • the identification information 1130 of the receiving device may indicate to which receiving device the data field 1140 corresponding to the second control field is allocated, and may be implemented as, for example, an AID.
  • allocation information for the RU may be omitted in the second control field according to a control identifier (eg, a 1-bit identifier). For example, when the control identifier is set to "1", the allocation information 1120 for the RU may be omitted in the second control field, and the identification information 1130 of the receiving device may be included. In addition, when the control identifier is set to "0", the second control field may include allocation information 1120 for the RU, and may also include identification information 1130 of the receiving device.
  • a control identifier eg, a 1-bit identifier
  • the allocation information 1120 for the RU of FIG. 11 may be included in a common field of the SIG-B illustrated in FIG. 8, and the identification information 1130 of FIG. 11 may be included in the SIG-B illustrated in FIG. 8. It may be included in the user-specific field of.
  • the common field of SIG-B may include common information such as RU signaling information and stream allocation related information for the user, and common to all users who receive the PPDU of FIG. 11. May contain information. If the above-mentioned allocation information 1120 for the RU is omitted, there is a technical effect that the overhead is reduced.
  • the above-described control identifier (eg, 1 bit identifier) may be omitted since 242-RU is allocated as a single user (SU) transmission.
  • the operation may vary according to the first control field (eg, HE-SIG-A) SU / MU identification field. That is, when the SU / MU identification field included in the first control field indicates MU transmission, the control identifier is omitted and only an example of assigning 26-type RUs may be possible.
  • the left block of FIG. 12 indicates information corresponding to the first and / or second control field.
  • the left block of FIG. 12 corresponds to the second control field (ie, SIG-B)
  • the right block of FIG. 12 corresponds to the data field of the PPDU.
  • each control field and data field correspond to a 20 MHz band.
  • control identifier eg, 1-bit identifier
  • allocation information for the RU may be omitted.
  • a control identifier eg, 1 bit identifier
  • 242-RU or 242-type RU
  • control identifier is included in the front of the common field of the SIG-B.
  • the control identifier may be called “242 unit bitmap”.
  • the RU allocation information may be omitted according to the "242 unit bitmap" as in FIG. 11, and the effect of reducing overhead is also the same.
  • the “242 unit bitmap” can be set to “1”. Referring to FIG. 12B, if only 26-type RU is allocated in the 40MHz channel, the “242 unit bitmap” may be set to “00”. Referring to the sub-figure (c) of FIG. 12, when only 242-RU is allocated in all 40 MHz channels, the “242 unit bitmap” may be set to “11”. Since the last symbol of the SIG-B part must be aligned with the longest SIGB symbol of the 20 MHz channels, omitting RU allocation information in only one 20 MHz channel is less effective in reducing overhead. Accordingly, an example in which “242 unit bitmap” is set to “1” is possible when only 242-RU is allocated in all 20 MHz channels.
  • control identifier eg, 1-bit identifier
  • a first identifier indicating whether a 242-type RU is allocated to each 20MHz channel and a second identifier indicating whether a 484-RU (or another sized 242-type RU) is allocated to the corresponding 20MHz channel are proposed.
  • a first identifier 1310 is configured per 20 MHz channel. That is, four 1-bit identifiers indicating whether a 242-type RU is allocated to each 20MHz channel may be inserted. In this case, since the 484-RU may be allocated within the 80 MHz band, an additional identifier indicating whether a specific 20 MHz channel (ie, 242 chunk) is used for 242-RU or 484-RU, that is, the aforementioned
  • the second identifier 1320 may be further included. When both the first and second identifiers are used, a total of 8 bits of information may be used for the first / second identifiers in the 80 MHz band.
  • the first and second identifiers may also be indicated as “242 unit bitmap” and “484 unit assignment indication field”.
  • the first and second identifiers may be implemented as fields of two bits. For example, if the second identifier 1350 corresponding to the first channel and the second identifier 1360 corresponding to the second channel are set to “00”, this is not assigned 484-RU in the corresponding PPDU. For example, if the first and second identifiers are set to "1" and "0", it may be indicated that only 242-RU is allocated.
  • FIG. 13 is an example of the first identifier 1310 and the second identifier 1320 as shown. However, an example regarding a frequency mapping relationship between the second control field (ie, SIG-B) and the data field may be applied.
  • SIG-B second control field
  • the second control field (ie, SIG-B) may be configured separately for each 20MHz channel.
  • SIG-B the second control field
  • the present specification proposes an example of independently configuring the lower two 20 MHz channels 1330 and the upper two 20 MHz channels 1340.
  • SIG-B configuring the SIG-B corresponding to the upper or lower two 20 MHz channels, replicating the same, and using the same for the remaining two 20 MHz channels is proposed.
  • SIG-B is preferably configured according to the above-described replication method.
  • SIG-B included in the first and second channels is the third and fourth channels.
  • SIG-B included in the and the contents (contents) may be the same.
  • SIG-B corresponding to the second channel first displays AID3 corresponding to STA3, and then displays AID corresponding to STA4.
  • the SIG-B corresponding to the second channel may allocate STA3 to a data field corresponding to the second channel and STA4 to a data field corresponding to the fourth channel. That is, the SIG-B corresponding to the second channel may first indicate STA identification information regarding the data field corresponding to the second channel, and then indicate STA identification information regarding the data field corresponding to the fourth channel. have.
  • the SIG-B corresponding to the first channel indicates a data field corresponding to the first channel, and indicates an STA (ie, STA 1) assigned to the data field corresponding to the first channel. And may indicate a data field corresponding to the third channel, and indicate an STA (ie, STA 2) allocated to the data field corresponding to the third channel. That is, the SIG-B included in the first channel may indicate STA identification information regarding the data field corresponding to the first channel and STA identification information regarding the data field corresponding to the third channel.
  • a first identifier 1410 is included at the beginning of a SIG-B field corresponding to each 20 MHz, followed by a second identifier 1420.
  • the first / second identifier of FIG. 14 may be used in the same manner as the first / second identifier of FIG. 13.
  • the example of FIG. 14 may have a predetermined mapping relationship between the SIG-B and the data field, similarly to the example of FIG. 13.
  • the SIG-B corresponding to the first channel is mapped to the data field corresponding to the first / second channel, and the SIG-B corresponding to the second channel is added. Mapped to the data field corresponding to the third / fourth channel.
  • a first identifier 1510 is included at the beginning of a SIG-B field corresponding to each 20 MHz, followed by a second identifier 1520.
  • the first / second identifier according to the example of FIG. 15 may correspond to the first / second identifier of FIGS. 13 and / or 14.
  • all or part of information of the SIG-B field corresponding to the first / second channel may be duplicated to the third / fourth channel. That is, as shown in FIG. 15, the SIG-B field corresponding to the first / second channel indicates ⁇ AID1, 2 ⁇ and ⁇ AID1, 3 ⁇ , and the SIG-B corresponding to the third / fourth channel. The field may also indicate ⁇ AID1, 2 ⁇ and ⁇ AID1, 3 ⁇ .
  • the second identifier 1550 corresponding to the first channel indicates "1"
  • the second identifier 1560 corresponding to the second channel indicates "0". This indicates that 484-RU is allocated for the first / second channel and 484-RU is not allocated for the third / fourth channel.
  • the first identifier 1510 is all set to 1, so that the data field of FIG. 15 is allocated 484-RU for the first / second channel, 242-RU for the third channel, 242-RU is also allocated for the fourth channel.
  • FIG. 15 Other features of the example of FIG. 15 are the same as those of FIGS. 13 to 14.
  • a first identifier 1610 is included at the beginning of a SIG-B field corresponding to each 20 MHz, followed by a second identifier 1620.
  • all or part of information of the SIG-B field corresponding to the first / second channel may be duplicated to the third / fourth channel. That is, as shown in FIG. 16, the SIG-B field corresponding to the first / second channel indicates ⁇ AID1, 2 ⁇ and ⁇ AID3, 2 ⁇ , and the SIG-B corresponding to the third / fourth channel. The field may also indicate ⁇ AID1, 2 ⁇ and ⁇ AID3, 2 ⁇ .
  • the second identifier 1650 corresponding to the first channel indicates “0”, and the second identifier 1660 corresponding to the second channel indicates “1”. This indicates that no 484-RU is allocated for the first / second channel and 484-RU is allocated for the third / fourth channel.
  • the first identifier 1610 is all set to 1, so that the data fields of FIG. 16 are allotted 242-RU for the first / second channel and 484- for the third / 4 channel. RU is allocated.
  • FIG. 16 Other features of the example of FIG. 16 are the same as those of FIGS. 13 to 15.
  • a first identifier 1710 is included in front of a SIG-B field corresponding to each 20 MHz, followed by a second identifier 1720.
  • all or part of information of the SIG-B field corresponding to the first / second channel may be duplicated to the third / fourth channel. That is, as shown in FIG. 17, the SIG-B field corresponding to the first / second channel indicates ⁇ AID1 ⁇ and ⁇ AID2 ⁇ , and the SIG-B field corresponding to the third / fourth channel is also ⁇ AID1. ⁇ And ⁇ AID2 ⁇ .
  • the second identifier 1750 corresponding to the first channel indicates “1”
  • the second identifier 1760 corresponding to the second channel indicates “1”. This indicates that 484-RU is allocated for the first / second channel and also 484-RU is allocated for the third / fourth channel.
  • FIG. 17 Other features of the example of FIG. 17 are the same as those of FIGS. 13 to 16.
  • a first identifier 1810 is included at the beginning of a SIG-B field corresponding to each 20 MHz, followed by a second identifier 1820.
  • all or part of information of the SIG-B field corresponding to the first / second channel may be duplicated to the third / fourth channel. That is, as shown in FIG. 18, the SIG-B field corresponding to the first / second channel indicates ⁇ AID1, 2 ⁇ and ⁇ AID1, 2 ⁇ , and the SIG-B corresponding to the third / fourth channel. The field may also indicate ⁇ AID1, 2 ⁇ and ⁇ AID1, 2 ⁇ .
  • the second identifier 1850 corresponding to the first channel indicates “1”
  • the second identifier 1860 corresponding to the second channel indicates “1”. This indicates that 484-RU is allocated for the first / second channel and also 484-RU is allocated for the third / fourth channel.
  • FIG. 18 Other features of the example of FIG. 18 are the same as those of FIGS. 13 to 17.
  • Fig. 19 is a diagram showing a relationship between SIG-A, SIG-B and data fields according to the present embodiment.
  • the example of FIG. 19 shows the above-mentioned content on one PPDU.
  • the PPDU 1901 of FIG. 19 may include all or part of the field illustrated in FIG. 7.
  • the first control field 1910, the second control field 1920 and 1930, and the data field 1940 may be included.
  • the first control field 1910 may correspond to the aforementioned SIG-A or HE-SIG A
  • the second control field 1920 may correspond to the aforementioned SIG-B or HE-SIG B.
  • the first control field 1910 may include the HE-SIG A 730 of FIG. 7 and the technical features illustrated in FIGS. 11 to 18.
  • the first control field 1910 may include control information for interpretation of the PPDU 1901.
  • the PPDU 1901 may include a subfield indicating the transmission frequency band to which the PPDU 1901 is transmitted (indicative of 20 MHz, 40 MHz, 80 MHz, 160 MHz, and the like).
  • the control identifier (eg, the first identifier and / or the second identifier) described with reference to FIGS. 11 to 18 may be included.
  • the first control field 1910 may include a 1-bit identifier indicating whether a single RU corresponding to the full bandwidth of the transmission frequency band is allocated.
  • the control identifier eg, 1-bit identifier
  • the 1-bit identifier has a technical effect that can be signaled for full-band multi-user full-width MU-MIMO (MIMO).
  • the first control field 1910 may be generated in a 20 MHz unit and then included in the PPDU 1901 in a form duplicated according to a transmission frequency band. That is, the first control field 1910 may be generated in units of 20 MHz and duplicated to fit the 80 MHz band.
  • the second control field may correspond to the HE-SIG B field including the common field and the user-specific field shown in FIG. 8. That is, the second control field may include the common field 1920 and the user-specific field 1930.
  • the common field 1920 of the SIG-B may include common information such as RU allocation information for the user. For example, RU allocation information in the form of a lookup-table including specific n-bit mapping information may be included.
  • the RU allocation information may indicate allocation or allocation information of the RU applied to the corresponding data field 1940. That is, as shown in Figures 4 to 6 may indicate a structure in which a plurality of RU is arranged. All STAs that have received the common field 1920 of the second control field may confirm to which RU the corresponding data field 1940 is configured.
  • the second control field generally includes allocation information for a resource unit (RU) through the common field 1920.
  • the control identifier eg, 1 bit identifier
  • allocation information for the RU is preferably omitted. That is, the common field 1920 may be omitted.
  • the common field 1920 can be omitted because it is not necessary to configure allocation information for the RU separately.
  • the control identifier eg, 1-bit identifier
  • the common field 1920 of the second control field is used for a resource unit (RU).
  • the control identifier (eg, 1-bit identifier) included in the first control field 1910 is set to “1”
  • the common field 1920 of the second control field includes a resource unit. May not include allocation information for
  • the second control fields 1920 and 1930 are used for demodulation of the data field 1940.
  • the second control field and the data field 1940 may have a mapping relationship as shown in FIGS. 13 to 18.
  • the second control field may correspond to the first to fourth SIG-B channels. That is, it may be divided into four 20 MHz channels.
  • the contents of the second control fields 1921 and 1931 corresponding to the first SIG-B channel may be the same as the contents of the second control fields 1923 and 1933 corresponding to the third SIG-B channel.
  • part of the second control field may be duplicated in the PPDU 1901. Replication for the second control field may be variously implemented.
  • first, second, third, and fourth signal fields For convenience of description, four second control fields corresponding to the first to fourth SIG-B channels may be referred to as first, second, third, and fourth signal fields.
  • the second signal fields 1922 and 1932 may be duplicated to configure the fourth signal fields 1924 and 1934. That is, the contents of the second control fields 1922 and 1932 corresponding to the second SIG-B channel may be the same as the contents of the second control fields 1924 and 1934 corresponding to the fourth SIG-B channel. have.
  • the first signal fields 1921 and 1931 may correspond to the data field 1941 of the first data channel and the data field 1943 of the third data channel.
  • the second signal fields 1922 and 1932 may correspond to the data field 1942 of the second data channel and the data field 1944 of the fourth data channel.
  • the common field 1921 included in the first signal fields 1921 and 1931 may include allocation information about the RU applied to the data field 1941 of the first data channel and the data field 1943 of the third data channel. ) May indicate allocation information about the RU to be applied.
  • allocation information about the RU applied to the data field 1194 of the first data channel is first inserted in the form of one BCC block, and then the third data.
  • One BCC block for the data field 1943 of the channel is inserted.
  • the user specific field 1931 included in the first signal fields 1921 and 1931 may include identification information (for example, AID) and a third data channel of the STA allocated to the data field 1941 of the first data channel. May include identification information (eg, AID) of the STA allocated to the data field 1943 of the STA.
  • identification information e.g, AID
  • the two BCC blocks described above are inserted into the first signal fields 1921 and 1931, and then the BCC blocks for the STAs allocated to the data fields 1941 of the first data channel are inserted.
  • the BCC block for the STA allocated to the data field 1943 of the third data channel is inserted.
  • each SIG-B channel and data channel correspond to the four frequency bands described with reference to FIG. 7. That is, as described in the example of FIG. 7, each interface of the data channel and each interface of the SIG-B channel may not coincide completely.
  • the second control fields 1921 and 1931 correspond to two data fields 1941 and 1943 corresponding to the first and third frequency bands.
  • the second control fields 1922 and 1932 corresponding to the second frequency band correspond to two data fields 1942 and 1944 corresponding to the second / fourth frequency band.
  • 20 is a diagram illustrating an example of SIG-B used for 80 MHz transmission.
  • SIG-B includes a common field 2010 and a user specific field 2020.
  • the common field 2010 and the user specific field 2020 of the SIG-B include four fields corresponding to four frequency bands 2041, 2042, 2043, and 2044 corresponding to 20 MHz channels, respectively.
  • the four SIG-B fields may be called various names such as first to fourth signal fields.
  • the SIG-B corresponding to the first frequency band 2041 is mapped to data fields of the first and third frequency bands and corresponds to the second frequency band 2042.
  • SIG-B is preferably mapped to the data field of the second and fourth frequency band.
  • the SIG-B corresponding to the first frequency band 2041 may be duplicated so that the SIG-B corresponding to the third frequency band 2043 may be configured, and the SIG-B corresponding to the second frequency band 2042. May be duplicated to configure SIG-B corresponding to the fourth frequency band 2044.
  • the common field corresponding to the first frequency band 2041 includes an RU signaling field, which is used for data fields corresponding to the first and third frequency bands.
  • Each RU signaling field shown in FIG. 20 may be configured with one look-up table based on 20 MHz. Since the common field corresponding to the first frequency band 2041 corresponds to a data field corresponding to two frequency bands, two RU signaling fields may be transmitted at the same time. The first of the two RU signaling fields indicates a data field corresponding to the first frequency band 2041, the second field indicates a data field corresponding to the third frequency band 2043,
  • SIG-B corresponding to the second frequency band 2042 may include two RU signaling fields for data fields corresponding to the second and fourth frequency bands 2042 and 2044.
  • Two RU signaling fields do not exist independently of each other, and may correspond to one unified look-up table. That is, it may be designed to indicate a discontinuous 40MHz allocation.
  • the SIG-B corresponding to the first and third frequency bands is preferably replicated on the second and fourth frequency bands.
  • the RUs corresponding to the band of 20 MHz may be configured with a combination of 26-RU, 52-RU, 106-RU (or 242-RU, aggregated 484-RU, 996-RU).
  • the RU lookup table may be configured through 5-bit information.
  • the MU-MIMO scheme is set to be used only for 106-RU or more RUs, there are about 12 cases of 106-RU allocations. That is, when additionally using a 3-bit or 4-bit MU-MIMO indicator (i.e., MU-MIMO field), 1) information on the combination of RUs for 20 MHz and 2) information on the RU to which MU-MIMO applies You can even signal.
  • the signal related to the MU-MIMO technique can be embodied as follows.
  • a 3-bit or 4-bit MU-MIMO indicator ie, MU-MIMO field
  • MU-MIMO field a 3-bit or 4-bit MU-MIMO indicator
  • 3-bit MU-MIMO indicator can indicate a total of 8 user STA that can be multiplexed to the 106-RU. For example, it is possible to indicate the total number of users. Specifically, in case of “000”, one user and “111” may indicate that a total of eight user STAs are multiplexed according to the MU-MIMO scheme to the corresponding 106-RU. That is, the MU-MIMO scheme may be applied and the number of user STAs multiplexed according to the MU-MIMO scheme may be indicated simultaneously.
  • the MU-MIMO indicator (ie, MU-MIMO field) may be specified as follows.
  • a user STA multiplexed on each 106-RU by 2 bits may be indicated.
  • a combination of the number of users that can be multiplexed into each 106-RU may be limited.
  • Two bits for the first 106-RU may indicate four user STAs, and two bits for the second 106-RU may indicate four user STAs.
  • the number of 16 cases represented by 4-bit information can be used to indicate the combination of user STAs that can be assigned to each 106-RU.
  • the number of 16 cases represented by 3-bit information can be used to indicate the combination of user STAs that can be assigned to each 106-RU.
  • the PPDU used in the IEEE standard is mainly described as a PPDU structure transmitted on a channel bandwidth of 20 MHz.
  • the PPDU structure transmitted over a wider bandwidth (eg, 40 MHz, 80 MHz) than the channel bandwidth of 20 MHz may be a structure applying linear scaling to the PPDU structure used in the 20 MHz channel bandwidth.
  • the PPDU structure used in the IEEE standard is generated based on 64 Fast Fourier Tranforms (FTFs), and a CP portion (cyclic prefix portion) may be 1/4.
  • FFTs Fast Fourier Tranforms
  • CP portion cyclic prefix portion
  • the length of the effective symbol interval (or FFT interval) may be 3.2us
  • the CP length is 0.8us
  • the symbol duration may be 4us (3.2us + 0.8us) plus the effective symbol interval and the CP length.
  • Wireless networks are ubiquitous, usually indoors and often installed outdoors. Wireless networks use various techniques to send and receive information. For example, but not limited to, two widely used technologies for communication are those that comply with IEEE 802.11 standards such as the IEEE 802.11n standard and the IEEE 802.11ac standard.
  • the IEEE 802.11 standard specifies a common Medium Access Control (MAC) layer that provides a variety of features to support the operation of IEEE 802.11-based wireless LANs (WLANs).
  • the MAC layer utilizes protocols that coordinate access to shared radios and improve communications over wireless media, such as IEEE 802.11 stations (such as a PC's wireless network card (NIC) or other wireless device or station (STA) and access point ( Manage and maintain communication between APs).
  • IEEE 802.11 stations such as a PC's wireless network card (NIC) or other wireless device or station (STA) and access point ( Manage and maintain communication between APs).
  • IEEE 802.11ax is the successor to 802.11ac and has been proposed to improve the efficiency of WLAN networks, especially in high density areas such as public hotspots and other high density traffic areas.
  • IEEE 802.11 can also use Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA).
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • the High Efficiency WLAN Research Group (HEW SG) within the IEEE 802.11 Work Group is dedicated to improving system throughput / area in high-density scenarios of APs (access points) and / or STAs (stations) in relation to the IEEE 802.11 standard. We are considering improving efficiency.
  • Wearable devices and small computing devices such as sensors and mobile devices are constrained by small battery capacities, but use wireless communication technologies such as Wi-Fi, Bluetooth®, and Bluetooth® Low Energy (BLE). Support, connect to and exchange data with other computing devices such as smartphones, tablets, and computers. Since these communications consume power, it is important to minimize the energy consumption of such communications in these devices.
  • One ideal strategy to minimize energy consumption is to power off the communication block as frequently as possible while maintaining data transmission and reception without increasing delay too much. That is, the communication block is transmitted immediately before the data reception, and only when there is data to wake up, the communication block is turned on and the communication block is turned off for the remaining time.
  • LP-WUR low-power wake-up receiver
  • the communication system (or communication subsystem) described herein includes a main radio (802.11) and a low power wake up receiver.
  • the main radio is used for transmitting and receiving user data.
  • the main radio is turned off if there are no data or packets to transmit.
  • the low power wake-up receiver wakes up the main radio when there is a packet to receive. At this time, the user data is transmitted and received by the main radio.
  • the low power wake-up receiver is not for user data. It is simply a receiver to wake up the main radio. In other words, the transmitter is not included.
  • the low power wake-up receiver is active while the main radio is off.
  • Low power wake-up receivers target a target power consumption of less than 1 mW in an active state.
  • low power wake-up receivers use a narrow bandwidth of less than 5 MHz.
  • the target transmission range of the low power wake-up receiver is the same as that of the existing 802.11.
  • 21 illustrates a low power wake-up receiver in an environment in which data is not received.
  • 22 illustrates a low power wake-up receiver in an environment in which data is received.
  • one method of implementing an ideal transmission and reception strategy is a main radio such as Wi-Fi, Bluetooth® radio, or Bluetooth® radio (BLE). Adding a low power wake-up receiver (LP-WUR) that can wake up.
  • LP-WUR low power wake-up receiver
  • the Wi-Fi / BT / BLE 2120 is turned off and the low power wake-up receiver 2130 is turned on without receiving data.
  • LP-WUR low power wake-up receiver
  • the low power wakeup receiver 2230 may receive the entire Wi-Fi / BT / BLE radio 2220 so that the data packet following the wakeup packet can be correctly received. Wake up). In some cases, however, actual data or IEEE 802.11 MAC frames may be included in the wakeup packet. In this case, it is not necessary to wake up the entire Wi-Fi / BT / BLE radio (2220), but only a part of the Wi-Fi / BT / BLE radio (2220) to perform the necessary process. This can result in significant power savings.
  • One example technique disclosed herein defines a method for a granular wakeup mode for Wi-Fi / BT / BLE using a low power wakeup receiver. For example, the actual data contained in the wakeup packet can be passed directly to the device's memory block without waking up the Wi-Fi / BT / BLE radio.
  • a wakeup packet contains an IEEE 802.11 MAC frame
  • only the MAC processor of the Wi-Fi / BT / BLE wireless device needs to wake up to process the IEEE 802.11 MAC frame included in the wakeup. That is, the PHY module of the Wi-Fi / BT / BLE radio can be turned off or kept in a low power mode.
  • Wi-Fi / BT / BLE radios that use low power wake-up receivers, requiring that the Wi-Fi / BT / BLE radio be powered on when a wake-up packet is received.
  • only necessary parts (or components) of the Wi-Fi / BT / BLE radio can be selectively woken up, thereby saving energy and reducing the waiting time.
  • Many solutions that use low-power wake-up receivers to receive wake-up packets wake up the entire Wi-Fi / BT / BLE radio.
  • One exemplary aspect discussed herein wakes up only the necessary portions of the Wi-Fi / BT / BLE radio required to process the received data, saving significant amounts of energy and reducing unnecessary latency in waking up the main radio. Can be.
  • the low power wake-up receiver 2230 may wake up the main radio 2220 based on the wake-up packet transmitted from the transmitter 2200.
  • the transmitter 2200 may be set to transmit a wakeup packet to the receiver 2210.
  • the low power wake-up receiver 2230 may be instructed to wake up the main radio 2220.
  • FIG 23 shows an example of a wakeup packet structure according to the present embodiment.
  • the wakeup packet may include one or more legacy preambles.
  • One or more legacy devices may decode or process the legacy preamble.
  • the wakeup packet may include a payload after the legacy preamble.
  • the payload may be modulated by a simple modulation scheme, for example, an On-Off Keying (OOK) modulation scheme.
  • OOK On-Off Keying
  • the transmitter may be configured to generate and / or transmit a wakeup packet 2300.
  • the receiving device may be configured to process the received wake-up packet 2300.
  • the wakeup packet 2300 may include a legacy preamble or any other preamble 2310 defined by the IEEE 802.11 specification.
  • the wakeup packet 2300 may include a payload 2320.
  • Legacy preambles provide coexistence with legacy STAs.
  • the legacy preamble 2310 for coexistence uses the L-SIG field to protect the packet.
  • the 802.11 STA may detect the start of a packet through the L-STF field in the legacy preamble 2310.
  • the 802.11 STA can know the end of the packet through the L-SIG field in the legacy preamble 2310.
  • a BPSK modulated symbol after the L-SIG a false alarm of an 802.11n terminal can be reduced.
  • One symbol (4us) modulated with BPSK also has a 20MHz bandwidth like the legacy part.
  • the legacy preamble 2310 is a field for third party legacy STAs (STAs not including LP-WUR).
  • the legacy preamble 2310 is not decoded from the LP-WUR.
  • Payload 2320 may include wake-up preamble 2322.
  • Wake-up preamble 2322 may include a sequence of bits configured to identify wake-up packet 2300.
  • the wakeup preamble 2232 may include, for example, a PN sequence.
  • the payload 2320 may include a MAC header 2324 including address information of the receiving apparatus that receives the wakeup packet 2300 or an identifier of the receiving apparatus.
  • the payload 2320 may include a frame body 2326 that may include other information of the wakeup packet.
  • the frame body 2326 may include length or size information of the payload.
  • the payload 2320 may include a Frame Check Sequence (FCS) field 2328 including a Cyclic Redundancy Check (CRC) value.
  • FCS Frame Check Sequence
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • it may include a CRC-8 value or a CRC-16 value of the MAC header 2324 and the frame body 2326.
  • the wakeup packet 2400 includes a legacy preamble 802.11 preamble 2410 and a payload modulated by OOK. That is, the legacy preamble and the new LP-WUR signal waveform coexist.
  • the legacy preamble 2410 may be modulated according to the OFDM modulation scheme. That is, the OOK scheme is not applied to the legacy preamble 2410.
  • the payload may be modulated according to the OOK method.
  • the wakeup preamble 2422 in the payload may be modulated according to another modulation scheme.
  • legacy preamble 2410 is transmitted on a channel bandwidth of 20 MHz to which 64 FFT is applied, the payload may be transmitted on a channel bandwidth of about 4.06 MHz. This will be described later in the OOK pulse design method.
  • FIG. 25 is a diagram for describing a principle in which power consumption is determined according to a ratio of 1 and 0 of bit values constituting binary sequence information using the OOK method.
  • OOK modulation can be performed. That is, in consideration of the bit values of the binary sequence information, it is possible to perform the communication of the OOK modulation method.
  • the light emitting diode is used for visible light communication
  • the light emitting diode is turned on when the bit value constituting the binary sequence information is 1, and the light emitting diode is turned off when the bit value is 0.
  • the light emitting diode can be made to blink.
  • the receiver receives and restores data transmitted in the form of visible light, thereby enabling communication using visible light.
  • the blinking of the light emitting diode cannot be perceived by the human eye, the person feels that the illumination is continuously maintained.
  • FIG. 25 information of a binary sequence form having 10 bit values is used.
  • FIG. 25 there is information in the form of a binary sequence having a value of '1001101011'.
  • the bit value is 1, the transmitter is turned on, and when the bit value is 0, the transmitter is turned off, the symbol is turned on at 6 bit values out of 10 bit values. ) do. Therefore, when the symbol is turned on in all 10 bit values, if the power consumption is 100%, the power consumption is 60% according to the duty cycle of FIG. 8.
  • the power consumption of the transmitter is determined according to the ratio of 1 and 0 constituting the binary sequence information.
  • the ratio of 1 and 0 which constitutes information in binary sequence form, must also be maintained.
  • the ratio of 1 and 0 constituting the information in the form of a binary sequence must also be maintained.
  • the receiver is mainly a wake-up receiver (WUR)
  • WUR wake-up receiver
  • the main reason for using OOK is that the power consumption is very low when decoding the received signal. Until the decoding is performed, there is no significant difference in power consumption in the main radio or WUR, but a large difference occurs in the decoding process. Below is the approximate power consumption.
  • the existing Wi-Fi power consumption is about 100mW.
  • power consumption of Resonator + Oscillator + PLL (1500uW)-> LPF (300uW)-> ADC (63uW)-> decoding processing (OFDM receiver) (100mW) may occur.
  • -WUR power consumption is about 1mW.
  • power consumption of Resonator + Oscillator (600uW)-> LPF (300uW)-> ADC (20uW)-> decoding processing (Envelope detector) (1uW) may occur.
  • 26 shows a method of designing a OOK pulse according to the present embodiment.
  • the OFDM transmitter of 802.11 can be reused to generate OOK pulses.
  • the transmitter can generate a sequence having 64 bits by applying a 64-point IFFT as in 802.11.
  • the transmitter should generate the payload of the wakeup packet by modulating the OOK method.
  • the OOK method is applied to the ON-signal.
  • the on signal is a signal having an actual power value
  • the off signal corresponds to a signal having no actual power value.
  • the off signal is also applied to the OOK method, but the signal is not generated using the transmitter, and since no signal is actually transmitted, it is not considered in the configuration of the wakeup packet.
  • information (bit) 1 may be an on signal and information (bit) 0 may be an off signal.
  • information 1 may indicate a transition from an off signal to an on signal
  • information 0 may indicate a transition from an on signal to an off signal.
  • the information 1 may indicate the transition from the on signal to the off signal
  • the information 0 may indicate the transition from the off signal to the on signal. Manchester coding scheme will be described later.
  • a transmitter applies a sequence by selecting 13 consecutive subcarriers of a 20 MHz band as a reference band as a sample.
  • 13 subcarriers located among the subcarriers in the 20 MHz band are selected as samples. That is, a subcarrier whose subcarrier index is from -6 to +6 is selected from the 64 subcarriers.
  • the subcarrier index 0 may be nulled to 0 as the DC subcarrier.
  • subcarrier spacing is 312.5 KHz
  • 13 subcarriers have a channel bandwidth of about 4.06 MHz. That is, it can be said that power is provided only for 4.06MHz in the 20MHz band in the frequency domain.
  • SNR signal to noise ratio
  • the power consumption of the AC / DC converter of the receiver can be reduced.
  • the power consumption can be reduced by reducing the sampling frequency band to 4.06MHz.
  • the transmitter may generate one on-signal in the time domain by performing a 64-point IFFT on 13 subcarriers.
  • One on-signal has a size of 1 bit. That is, a sequence composed of 13 subcarriers may correspond to 1 bit.
  • the transmitter may not transmit the off signal at all.
  • IFFT a 3.2us symbol may be generated, and if a CP (Cyclic Prefix, 0.8us) is included, one symbol having a length of 4us may be generated. That is, one bit indicating one on-signal may be loaded in one symbol.
  • the reason for configuring and sending the bits as in the above-described embodiment is to reduce power consumption by using an envelope detector in the receiver. As a result, the receiving device can decode the packet with the minimum power.
  • the basic data rate for one information may be 125 Kbps (8us) or 62.5Kbps (16us).
  • each signal having a length of K in the 20 MHz band may be transmitted on K consecutive subcarriers of a total of 64 subcarriers. That is, K may correspond to the bandwidth of the OOK pulse by the number of subcarriers used to transmit a signal. All other coefficients of the K subcarriers are zero.
  • the indices of the K subcarriers used by the signal corresponding to the information 0 and the information 1 are the same.
  • the subcarrier index used may be represented as 33-floor (K / 2): 33 + ceil (K / 2) -1.
  • the information 1 and the information 0 may have the following values.
  • the alpha is a power normalization factor and may be, for example, 1 / sqrt (K).
  • 27 is an explanatory diagram for Manchester coding technique according to the present embodiment.
  • Manchester coding is a type of line coding, and may indicate information as shown in the following table in a manner in which a transition of a magnitude value occurs in the middle of one bit period.
  • Manchester coding means a method of converting data from 1 to 01, 0 to 10, 1 to 10, and 0 to 01.
  • Table 1 shows an example in which data is converted from 1 to 10 and 0 to 01 using Manchester coding.
  • bit string to be transmitted As shown in Fig. 27, the bit string to be transmitted, the Manchester coded signal, the clock reproduced on the receiving side, and the data reproduced on the clock are shown in order from top to bottom.
  • the transmitting side transmits data using the Manchester coding scheme
  • the receiving side reads the data a little later on the basis of the transition point transitioning from 1 ⁇ 0 or 0 ⁇ 1 and recovers the data, and then transitions to 1 ⁇ 0 or 0 ⁇ 1
  • the clock is recovered by recognizing the transition point as the clock transition point.
  • the symbol when the symbol is divided based on the transition point, it can be simply decoded by comparing the power at the front and the back at the center of the symbol.
  • the bit string to be transmitted is 10011101
  • the Manchester coded signal is 0110100101011001
  • the clock reproduced on the receiving side recognizes the transition point of the Manchester coded signal as the transition point of the clock. Then, the data is recovered by using the reproduced clock.
  • this method can use the TXD pin for data transmission and the RXD pin for reception by using only the data transmission channel. Therefore, synchronized bidirectional transmission is possible.
  • This specification proposes various symbol types that can be used in the WUR and thus data rates.
  • a symbol coding based symbol coding technique and a symbol repetition technique may be used.
  • a symbol reduction technique may be used to obtain a high data rate.
  • each symbol may be generated using an existing 802.11 OFDM transmitter.
  • the number of subcarriers used to generate each symbol may be thirteen. However, it is not limited thereto.
  • each symbol may use OOK modulation formed of an ON-signal and an OFF-signal.
  • One symbol generated for the WUR may be composed of a CP (Cyclic Prefix or Guard Interval) and a signal part representing actual information. Symbols having various data rates may be designed by variously setting or repeating the lengths of the CP and the actual information signal.
  • CP Cyclic Prefix or Guard Interval
  • the basic WUR symbol may be represented as CP + 3.2us. That is, one bit is represented using a symbol having the same length as the existing Wi-Fi.
  • the transmitting apparatus applies a specific sequence to all available subcarriers (for example, 13 subcarriers) and then performs IFFT to form an information signal portion of 3.2 us.
  • a coefficient of 0 may be loaded on the DC subcarrier or the middle subcarrier index among all available subcarriers.
  • a 3.2us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP may be used by adopting a specific length from the rear of the information signal 3.2us immediately behind. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • one bit information corresponding to one basic WUR symbol may be represented as shown in the following table.
  • CP + 3.2us including CP may point to one 1-bit information. That is, the 3.2us on signal can be viewed as a (CP + 3.2us) on signal. A 3.2us off signal can be seen as a (CP + 3.2us) off signal.
  • a symbol to which Manchester coding is applied may be represented as CP + 1.6us + CP + 1.6us or CP + 1.6us + 1.6us.
  • the symbol to which the Manchester coding is applied may be generated as follows.
  • the time used for transmitting one bit (or symbol) except for the guard interval of the transmission signal is 3.2 us.
  • a signal size transition should occur at 1.6us. That is, each sub-information having a length of 1.6us should have a value of 0 or 1, and may configure a signal in the following manner.
  • Sub information 1 may have a value of beta * ones (1, K).
  • Beta is a power normalization factor and may be, for example, 1 / sqrt (ceil (K / 2)).
  • a specific sequence is applied in units of two squares to all available subcarriers (eg, 13 subcarriers) to generate a symbol to which Manchester coding is applied. That is, even-numbered subcarriers of a particular sequence are nulled to zero. That is, in a particular sequence, coefficients may exist at intervals of two cells.
  • a particular sequence with coefficients spaced two spaces apart is ⁇ a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 g ⁇ , ⁇ 0 a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 ⁇ or ⁇ a 0 b 0 c 0 0 0 d 0 e 0 method.
  • a, b, c, d, e, f, g is 1 or -1.
  • the transmitter maps a specific sequence to K consecutive subcarriers of 64 subcarriers (for example, 33-floor (K / 2): 33 + ceil (K / 2) -1) and the remaining subcarriers.
  • IFFT is performed by setting the coefficient to 0.
  • signals in the time domain can be generated.
  • the signal in the time domain is a 3.2us long signal having a 1.6us period because coefficients exist at intervals of two spaces in the frequency domain.
  • One of the first or second 1.6us period signals can be selected and used as sub information 1.
  • the sub information 0 may have a value of zeros (1, K).
  • the transmitter maps a specific sequence to K consecutive subcarriers of 64 subcarriers (eg, 33-floor (K / 2): 33 + ceil (K / 2) -1) and performs IFFT.
  • the signal in the time domain can be generated.
  • the sub information 0 may correspond to a 1.6us off signal.
  • the 1.6us off signal can be generated by setting all coefficients to zero.
  • One of the first or second 1.6us periodic signals of the signal in the time domain may be selected and used as the sub information 0. You can simply use the zeros (1,32) signal as subinformation zero.
  • information 1 is also divided into the first 1.6us (sub information 0) and the second 1.6us (sub information 1), a signal corresponding to each sub information may be configured in the same manner as the information 0 is generated.
  • the coexistence problem is a problem caused by transmitting a signal by determining that another device is a channel idle state due to a continuous off symbol. If only OOK modulation is used, for example, the off-symbol may be contiguous with the sequence 100001 or the like, but if Manchester coding is used, the off-symbol cannot be contiguous with the sequence 100101010110.
  • the sub information may be referred to as a 1.6us information signal.
  • the 1.6us information signal may be a 1.6us on signal or a 1.6 off signal.
  • the 1.6us on signal and the 1.6 off signal may have different sequences applied to each subcarrier.
  • CP can be used by adopting a specific length from the back of the 1.6us of the information signal immediately after. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • one bit information corresponding to one Manchester coded symbol may be represented as shown in the following table.
  • CP + 1.6us + CP + 1.6us or CP + 1.6us + 1.6us including CP may indicate one 1-bit information. That is, in the former case, the 1.6us on signal and the 1.6us off signal may be regarded as the (CP + 1.6us) on signal and the (CP + 1.6us) off signal.
  • the symbol repetition technique is applied to the wakeup payload 724.
  • the symbol repetition technique means repetition of a time signal after insertion of an IFFT and a cyclic prefix (CP) of each symbol.
  • CP cyclic prefix
  • Option 1 Information 0 and Information 1 can be repeatedly represented by the same symbol.
  • Option 2 Information 0 and Information 1 can be repeatedly represented by different symbols.
  • the transmitted signal may correspond to a wakeup packet, and a method of decoding the wakeup packet can be largely divided into two types.
  • the first is non-coherent detection and the second is coherent detection.
  • non-coherent detection the phase relationship between the transmitter and receiver signals is not fixed.
  • the receiver does not need to measure and adjust the phase of the received signal.
  • the coherent detection method requires that the phase of the signal between the transmitter and the receiver be aligned.
  • the receiver includes the low power wake-up receiver described above.
  • the low power wake-up receiver may decode a packet (wake-up packet) transmitted using an OOK modulation scheme using an envelope detector to reduce power consumption.
  • the envelope detector measures and decodes the power or magnitude of the received signal.
  • the receiver sets a threshold based on the power or magnitude measured by the envelope detector. When decoding the symbol to which the OOK is applied, it is determined as information 1 if it is greater than or equal to the threshold value, and as information 0 when it is smaller than the threshold value.
  • the method of decoding a symbol to which the symbol repetition technique is applied is as follows.
  • the receiving apparatus may use the wake-up preamble 722 to calculate a power when symbol 1 (symbol including information 1) is transmitted and determine the threshold.
  • the average power of the two symbols may be determined to determine information 1 (1 1) if the value is equal to or greater than the threshold value, and to determine information 0 (0 0) if the value is less than the threshold value.
  • information may be determined by comparing the power of two symbols without determining a threshold.
  • information 1 is composed of 0 1 and information 0 is composed of 1 0, it is determined as information 0 if the power of the first symbol is greater than the power of the second symbol. On the contrary, if the power of the first symbol is less than the power of the second symbol, it is determined as information 1.
  • the interleaver may be applied in units of specific symbol numbers below the packet unit.
  • n can be extended as follows. 28 illustrates various examples of a symbol repetition technique of repeating n symbols according to the present embodiment.
  • information 0 and information 1 may be repeatedly represented by the same symbol n times.
  • the information 0 and the information 1 may be repeatedly displayed n times with different symbols.
  • Option 3 As shown in FIG. 28, half of the symbol may be composed of information 0 and the other half may be composed of information 1 to represent n symbols.
  • n symbols may be represented by dividing the number of symbols 1 (symbol including information 1) and the number of symbols 0 (symbol including information 0).
  • the interleaver may be applied in units of packets and specific symbols.
  • the receiving apparatus may determine whether the information is 0 or 1 by determining the threshold value and comparing the powers of the n symbols.
  • consecutive symbol 0 may cause a coexistence problem with an existing Wi-Fi device and / or another device.
  • the coexistence problem is a problem caused by transmitting a signal by determining that another device is a channel idle state due to a continuous off symbol.
  • the option 2 scheme may be preferred as it is desirable to avoid the use of consecutive off symbols to solve the leveling problem.
  • the first or last m is represented by 0 (OFF) or 1 (ON) symbols depending on the information, and the nm or 0 (OFF) or 1 (ON) redundant symbols are formed consecutively before or after. can do.
  • a code rate of 3/4 may be 1,010 or 010,1 or 0,010 or 010,0.
  • a code rate of 1/2 it may be desirable to apply a code rate of 1/2 or less.
  • the order of symbols can be reconstructed by the interleaver.
  • the interleaver may be applied in units of packets and specific symbols.
  • a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented by n (CP + 3.2us) or CP + n (1.6us).
  • a 3.2us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP may be used by adopting a specific length from the rear of the information signal 3.2us immediately behind. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • 1 bit information corresponding to a symbol to which a general symbol repetition technique is applied may be represented as shown in the following table.
  • n pieces (CP + 3.2us) including CPs or CP + n pieces (3.2us) may indicate one 1-bit information. That is, in the case of n (CP + 3.2us), the 3.2us on signal may be viewed as a (CP + 3.2us) on signal, and the 3.2us off signal may be viewed as a (CP + 3.2us) off signal.
  • a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented as CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us.
  • two information signals are used to represent one bit and a specific sequence is applied to all available subcarriers (for example, thirteen), and then IFFT is taken to generate an information signal (symbol) of 3.2us.
  • a 3.2us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP may be used by adopting a specific length from the rear of the information signal 3.2us immediately behind. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • one bit information corresponding to a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented as shown in the following table.
  • CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us, including CP may point to one 1-bit information. That is, in the case of CP + 3.2us + CP + 3.2us, the 3.2us on signal can be viewed as a (CP + 3.2us) on signal, and the 3.2us off signal can be viewed as a (CP + 3.2us) off signal. .
  • a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented as CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us.
  • three information signals are used to represent one bit and a specific sequence is applied to all available subcarriers (eg, thirteen), and then IFFT is taken to generate an information signal (symbol) of 3.2us.
  • a 3.2us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP may be used by adopting a specific length from the rear of the information signal 3.2us immediately behind. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • one bit information corresponding to a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented as shown in the following table.
  • CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us, including CP may point to one 1-bit information. That is, in the case of CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us, the 3.2us on signal can be viewed as a (CP + 3.2us) on signal, and the 3.2us off signal is a (CP + 3.2us) off It can be seen as a signal.
  • a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented as CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us + 3.2us.
  • a 3.2us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP may be used by adopting a specific length from the rear of the information signal 3.2us immediately behind. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • one bit information corresponding to a symbol to which the symbol repetition technique is applied may be represented as shown in the following table.
  • Table 7 does not indicate CP separately. Indeed, CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us + 3.2us, including CP, may point to one single bit of information. That is, in the case of CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us, the 3.2us on signal can be regarded as (CP + 3.2us) on signal and the 3.2us off signal is (CP + 3.2us) off signal.
  • a symbol to which Manchester coding is applied based on symbol repetition may be represented by n (CP + 1.6us + CP + 1.6us) or CP + n (1.6us + 1.6us).
  • IFFT 3.2us of signal with 1.6us period is generated. Take one of these and set it as a 1.6us information signal (symbol).
  • the sub information may be called a 1.6us information signal.
  • the 1.6us information signal may be a 1.6us on signal or a 1.6 off signal.
  • the 1.6us on signal and the 1.6 off signal may have different sequences applied to each subcarrier.
  • the 1.6us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP can be used by adopting a specific length from the back of the 1.6us of the information signal immediately after. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is equal to the guard interval of 802.11ac.
  • 1 bit information corresponding to a symbol to which Manchester coding is applied based on the symbol repetition may be represented as shown in the following table.
  • n (CP + 1.6us + CP + 1.6us) or CP + n (1.6us + 1.6us) including CP may indicate one 1-bit information. That is, in the case of n (CP + 1.6us + CP + 1.6us), the 1.6us on signal can be viewed as a (CP + 1.6us) on signal, and the 1.6us off signal is a (CP + 1.6us) off signal. Can be seen as.
  • the symbol repetition technique can satisfy the range requirement of low power wake-up communication.
  • the data rate for one symbol is 250 Kbps (4us).
  • the data rate may be 125 Kbps (8us)
  • the fourth repetition is performed, the data rate may be 62.5 Kbps (16us)
  • the eight times are repeated, the data rate may be 31.25Kbps (32us).
  • the symbol needs to be repeated eight times to satisfy the range requirement.
  • the symbol is further reduced to reduce the length of the symbol carrying one piece of information.
  • a symbol is applied to the symbol reduction technique to represent one bit, and a specific sequence is applied to every available subcarrier (for example, 13) in units of m columns, and the rest is set to a coefficient of zero. do.
  • a 3.2us signal having a 3.2us / m period is generated. Take one of these and map it to the 3.2us / m information signal (information 1).
  • the on signal may be configured as follows.
  • the on signal may be configured as follows.
  • the on signal may be configured as follows.
  • the 3.2us / m information signal is divided into a 3.2us / m on signal and a 3.2us / m off signal.
  • different sequences may be applied to the (usable) subcarriers for the 3.2us / m on signal and the 3.2us / m off signal, respectively.
  • a 3.2us / m off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • 1 bit information corresponding to a symbol to which a general symbol reduction technique is applied may be represented as shown in the following table.
  • CP + 3.2us / m including CP may indicate one 1-bit information. That is, the 3.2us / m on signal may be viewed as a CP + 3.2us / m on signal, and the 3.2us / m off signal may be viewed as a CP + 3.2us / m off signal.
  • the time used for transmitting one bit (or symbol) except for the guard interval of the transmission signal is 3.2 us.
  • the time used for one bit transmission is 3.2us / m.
  • the time used for transmitting one bit is repeated as 3.2us / m + 3.2us / m by repeating a symbol to which the symbol reduction technique is applied, and the signal between 3.2us / m signals is also used by using the characteristics of Manchester coding. A transition in size was allowed to occur. That is, each sub-information having a length of 3.2us / m should have a value of 0 or 1, and may configure a signal in the following manner.
  • First 3.2us / m signal (sub-information 1 or sub-symbol 1): A specific sequence in m-column for all available subcarriers (e.g. 13 subcarriers) to generate symbols with symbol reduction Apply. That is, in a particular sequence, coefficients may exist at intervals of m columns.
  • the transmitter maps a specific sequence to K consecutive subcarriers of 64 subcarriers and sets a coefficient to 0 for the remaining subcarriers to perform IFFT. In this way, signals in the time domain can be generated. Since the signal in the time domain has coefficients at intervals of m in the frequency domain, a 3.2us signal having a 3.2us / m period is generated. You can take one of these and use it as a 3.2us / m on signal (sub information 1).
  • Second 3.2us / m signal (sub information 0 or subsymbol 0): As with the first 3.2us / m signal, the transmitter maps a particular sequence to K consecutive subcarriers of 64 subcarriers, Can be generated to generate a time domain signal.
  • the sub information 0 may correspond to a 3.2 us / m off signal.
  • the 3.2us / m off signal can be generated by setting all coefficients to zero.
  • One of the first or second 3.2us / m periodic signals of the signal in the time domain may be selected and used as the sub information 0.
  • -Since information 1 is also divided into the first 3.2us / m signal (sub information 0) and the second 3.2us / m signal (sub information 1), the signal corresponding to each sub information is generated in the same way as information 0 is generated. Can be configured.
  • information 0 may be configured as 01 and information 1 may be configured as 10.
  • 1-bit information corresponding to a symbol to which a symbol reduction technique is applied may be represented as shown in the following table.
  • CP is not separately indicated.
  • CP + 3.2us / m including CP may indicate one 1-bit information. That is, the 3.2us / m on signal may be viewed as a CP + 3.2us / m on signal, and the 3.2us / m off signal may be viewed as a CP + 3.2us / m off signal.
  • Embodiments illustrated by option 1 and option 2 of FIG. 29 may be generalized as shown in the following table.
  • Option 1 2,4,8) 2us OFF-signal 2us ON-signal 1us OFF-signal 1us ON-signal 0.5us OFF-signal 0.5us ON-signal
  • Table 11 shows each signal in length including CP. That is, CP + 3.2us / m including the CP may indicate one 1-bit information.
  • a symbol carrying one piece of information becomes CP + 0.8us, and thus a 1us off signal or 1us on signal is composed of a CP (0.2us) + 0.8us signal.
  • a symbol carrying one piece of information becomes CP + 0.4us, and thus a 0.5us off signal or a 0.5us on signal is composed of a CP (0.1us) + 0.4us signal.
  • CP Default symbol (Example 1) (CP + 3.2us) Man. Symbol (Example 2) (CP + 1.6 + CP + 1.6) Man. Symbol (Example 3) (CP + 1.6 + 1.6) 0.4us 277.8 250.0 277.8 0.8us 250.0 208.3 250.0
  • a method of transmitting a WUR frame using a high efficiency PPDU (HEW PPDU) or a HEW PPDU according to the 802.11ax standard in an 802.11ba system is proposed.
  • HEW PPDU high efficiency PPDU
  • HEW PPDU high efficiency PPDU
  • HEW PPDU HEW PPDU
  • Wake-up frames can be sent using narrow bands for power consumption or performance gain.
  • 802.11ax the OFDMA technique is reflected as a mandatory feature, and when transmitting the HE MU PPDU, the HE-SIG-B includes allocation information about the RU to which each user data is transmitted.
  • 40 entries are reserved, and additional signaling may be considered for a case where a WUR packet is carried using the same. That is, the RU carrying the WUR packet can be signaled to an ax STA in an empty state, and a bit index for the signaling is proposed.
  • the RU carrying the WUR packet is three 26 tone RUs in the middle at 20 MHz. Although three 26 tone RUs may carry data to one WUR STA for each RU, a situation may be considered in which data is sent to one WUR STA using the three RUs.
  • bit index can be signaled using four of the reserved bits of Tables 17 and 18 below.
  • 011101x 1 ⁇ 0 of Table 17 may be used to indicate the RU carrying 11ax data as shown in Table 19. Since the central three 26 tone RU may be signaled to the ax STA in an empty state, the WUR STA may transmit the WUR packet using the central three 26 tone RU. Subsequent embodiments may operate in the same manner.
  • a signal may be transmitted using a narrow band to reduce power consumption of a receiving end (or receiving device).
  • a method of constructing and transmitting a signal using an existing Wi-Fi OFDM transmitter when transmitting a signal using 3 MHz is proposed.
  • the transmitter may transmit a WUR signal (WUR frame) using a narrow band of 3 MHz to reduce power consumption of the receiver.
  • WUR signal WUR frame
  • This embodiment considers the transmission of a WUR frame using some subcarriers out of a total of 64 subcarriers in a 20 MHz band, assuming that an existing Wi-Fi transmitter is used. If 11ax is used, it is also possible to assume the transmission of WUR frames using only some of the 256 subcarriers in total, and using the RUs (eg, three center 26-RUs) of some of the OFDMA tone plans. Assume transmission of a WUR frame. In this case, an appropriate coefficient is inserted into a subcarrier that can be used to generate an on signal, and 0 is inserted into a subcarrier that is not used.
  • the number of subcarriers corresponding to 3 MHz may be about 10.
  • This embodiment describes a sequence for constructing an on signal that can be applied to various symbol types in such a situation. In the following description, all PAPRs are measured by applying an IFFT of 4 times.
  • a sequence may be designed by inserting coefficients in all available subcarriers for 10 subcarriers or inserting coefficients in units of two cells. A coefficient of zero is inserted into the remaining 54 subcarriers that are not available.
  • PAPR Peak to Average Power Ratio
  • the measured PAPR value is 2.8343.
  • the center 10 subcarriers may be used to reduce interference with adjacent 20 MHz bands, and the subcarriers at this time may be -5 to 4 or -4 to 5.
  • a zero coefficient can be inserted into the DC, and the following sequence can be used in terms of optimizing PAPR.
  • the PAPR value measured when applying the sequence is 2.4317.
  • the PAPR value measured when applying the above sequence is 2.5527.
  • the PAPR value measured when the sequence is applied is 1.9337.
  • the PAPR value measured when applying the sequence is 2.2185.
  • the PAPR value measured when applying the sequence is 3.0103.
  • coefficients can be inserted in all or two-column units, four-column units, or eight-column units, and then a 64 IFFF can be generated to generate a 3.2us time-domain signal. You can simply add a CP to configure the ON-signal of CP + 3.2us.
  • CP + 3.2us ON-signal may be an ON-symbol of a normal OOK, and may be repeated several times to form an ON-symbol of a symbol repetition type.
  • the ON-signals of CP + 1.6us, CP + 0.8us, and CP + 0.4us may be 1/2, 1/4, and 1/8 symbol reduction types of ON-symbols, respectively.
  • the ON-signal may be used together with the OFF-signal of the same length to form a Manchester coding based OOK symbol type.
  • the number of users is further increased, but the entire frequency band is limited, so in order to send a signal to as many users as possible, the band of a subband allocated to a specific user can be reduced.
  • a subband allocated to a specific user may have a size of 3 MHz. This allows the transmitter to transmit the wakeup frame to more users within 20 MHz. That is, if a subband allocated to a specific user has a size of 3 MHz, the transmitter may transmit a wakeup frame to up to six users within 20 MHz.
  • the transmitter may configure an on-signal using 10 subcarriers of three 26-tone RUs and transmit a WUR frame composed of the on-signals in a 3 MHz band. have.
  • FIG. 30 is a flowchart illustrating a procedure of transmitting a wake-up frame by applying the OOK method according to the present embodiment.
  • FIG. 30 An example of FIG. 30 is performed in a transmitter, the receiver may correspond to a low power wake-up receiver, and the transmitter may correspond to an AP.
  • the term “on signal” may correspond to a signal having an actual power value.
  • the off signal may correspond to a signal that does not have an actual power value.
  • step S3010 the transmitter configures a wake-up packet to which the On-Off Keying (OOK) method is applied.
  • OOK On-Off Keying
  • the transmitter transmits the wakeup frame to the receiver.
  • the wakeup frame includes an on signal and an off signal.
  • the on signal is generated by applying a first sequence to 10 consecutive subcarriers in a 20 MHz band and performing a 64-point Inverse Fast Fourier Transform (IFFT).
  • the first sequence is generated by inserting coefficients into the ten subcarriers.
  • the sequence is applied by inserting coefficients only to 10 subcarriers instead of 13 subcarriers is to transmit a signal in a narrower band in order to reduce power consumption of the receiver.
  • the ten subframes may correspond to the 3MHz band. That is, the wakeup frame (or on signal) may be transmitted through the 3MHz band.
  • a narrower subband may be used to signal a maximum number of users. That is, the 3MHz band may correspond to a subband for each user in the 20MHz band. Accordingly, the transmitter may transmit a wakeup frame to each user for each subband configured in the 3MHz band. Signals can be transmitted to more users when using subbands consisting of 3 MHz bands using 10 subcarriers than using subbands consisting of 4.06 MHz bands using 13 subcarriers.
  • the first sequence may be set as below in view of PAPR optimization.
  • Coefficients may be inserted in all 10 subcarriers.
  • the ten subcarriers may correspond to the center subcarrier of the 20MHz band. Accordingly, the lowest subcarrier index of the center subcarrier may be -4, and the highest subcarrier index of the center subcarrier may be five. Alternatively, the lowest subcarrier index of the center subcarrier may be -5, and the highest subcarrier index of the center subcarrier may be four. Zero may be inserted into the DC of the center subcarrier.
  • the first sequence is ⁇ ⁇ 1,1, -1, -1, -1,0, -1, -1,1, -1 ⁇ , ⁇ ⁇ 1, -1, -1,1,- 1,0, -1,1,1,1 ⁇ , ⁇ ⁇ 1, -1,1,1,0,1,1,1, -1, -1 ⁇ , or ⁇ ⁇ 1,1,1,- 1,0, -1,1, -1, -1,1 ⁇ .
  • the on signal may be a 3.2us signal having no period.
  • the on signal may be changed to a signal having a length of 2 us, and the CP is 0.4 us It may have a length.
  • masking may correspond to a technique of covering a part of a signal and taking only a part of the signal. Therefore, the transmitting apparatus may configure the 1.6us signal by masking the front half of the on signal or the half rear of the on signal and insert the CP.
  • a coefficient may be inserted into the three subcarriers (or in units of two subcarriers) in which the subcarrier index is a multiple of two, and zero may be inserted into the remaining subcarriers.
  • the first sequence is ⁇ ⁇ 1,0,1,0,0,0,1,0, -1,0 ⁇ , ⁇ ⁇ 0,1,0,1,0,0,0,1, 0, -1 ⁇ , ⁇ ⁇ 1,0, -1,0,0,0, -1,0, -1,0 ⁇ , or ⁇ ⁇ 0,1,0, -1,0,0,0, -1,0, -1 ⁇ .
  • the on signal may be a 3.2us signal having a period of 1.6us.
  • the on signal may be changed to a signal having a length of 2 us, and the CP is 0.4 It can have a length of us.
  • the example of FIG. 30 may be performed in a network environment in which the first WLAN system and the second WLAN system are supported together.
  • the first WLAN system may correspond to the 802.11ax system
  • the second WLAN system may correspond to the 802.11ba system.
  • a receiving device supporting the first WLAN system may correspond to an ax STA, and a receiving device supporting the second WLAN system may correspond to a low power wake-up receiver or a WUR STA.
  • the transmitter may correspond to the AP.
  • wake-up frames may be transmitted to the WUR STA through the 3 MHz band except for Guard Interval (GI) in three central 26-RUs which are not allocated to the ax STA.
  • GI Guard Interval
  • the transmitter configures an on-signal using ten subcarriers of three 26-RUs, and wakes up the on-signal in a 3 MHz band corresponding to the ten subframes. Up frame can be transmitted.
  • the transmitter may first configure power values of the on signal and the off signal, and configure the on signal and the off signal.
  • the receiver decodes the on signal and the off signal using an envelope detector, thereby reducing power consumed in decoding.
  • 31 is a block diagram illustrating a wireless device to which the present embodiment can be applied.
  • a wireless device may be an STA or an non-AP STA as an STA capable of implementing the above-described embodiment.
  • the wireless device may correspond to the above-described user or may correspond to a transmission device for transmitting a signal to the user.
  • the wireless device of FIG. 31 includes a processor 3110, a memory 3120, and a transceiver 3130 as shown.
  • the processor 3110, the memory 3120, and the transceiver 3130 may be implemented as separate chips, or at least two blocks / functions may be implemented through one chip.
  • the transceiver 3130 is a device including a transmitter and a receiver. When a specific operation is performed, only one of the transmitter and the receiver is performed, or both the transmitter and the receiver are performed. Can be.
  • the transceiver 3130 may include one or more antennas for transmitting and / or receiving wireless signals.
  • the transceiver 3130 may include an amplifier for amplifying the reception signal and / or the transmission signal and a bandpass filter for transmission on a specific frequency band.
  • the processor 3110 may implement the functions, processes, and / or methods proposed herein.
  • the processor 3110 may perform an operation according to the present embodiment described above. That is, the processor 3110 may perform the operations disclosed in the embodiments of FIGS. 1 to 30.
  • the processor 3110 may include an application-specific integrated circuit (ASIC), another chipset, a logic circuit, a data processing device, and / or a converter for translating baseband signals and wireless signals.
  • the memory 3120 may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium, and / or other storage device.
  • FIG. 32 is a block diagram illustrating an example of an apparatus included in a processor. For convenience of description, an example of FIG. 32 is described based on a block for a transmission signal, but it is obvious that the reception signal can be processed using the block.
  • the illustrated data processor 3210 generates transmission data (control data and / or user data) corresponding to the transmission signal.
  • the output of the data processor 3210 may be input to the encoder 3220.
  • the encoder 3220 may perform coding through a binary convolutional code (BCC) or a low-density parity-check (LDPC) technique. At least one encoder 3220 may be included, and the number of encoders 3220 may be determined according to various information (eg, the number of data streams).
  • BCC binary convolutional code
  • LDPC low-density parity-check
  • the output of the encoder 3220 may be input to the interleaver 3230.
  • the interleaver 3230 performs an operation of distributing consecutive bit signals over radio resources (eg, time and / or frequency) to prevent burst errors due to fading or the like.
  • Radio resources eg, time and / or frequency
  • At least one interleaver 3230 may be included, and the number of the interleaver 3230 may be determined according to various information (eg, the number of spatial streams).
  • the output of the interleaver 3230 may be input to a constellation mapper 3240.
  • the constellation mapper 3240 performs constellation mapping such as biphase shift keying (BPSK), quadrature phase shift keying (QPSK), and quadrature amplitude modulation (n-QAM).
  • BPSK biphase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • n-QAM quadrature amplitude modulation
  • the output of the constellation mapper 3240 may be input to the spatial stream encoder 3250.
  • the spatial stream encoder 3250 performs data processing to transmit a transmission signal through at least one spatial stream.
  • the spatial stream encoder 3250 may perform at least one of space-time block coding (STBC), cyclic shift diversity (CSD) insertion, and spatial mapping on a transmission signal.
  • STBC space-time block coding
  • CSS cyclic shift diversity
  • the output of the spatial stream encoder 3250 may be input to an IDFT 3260 block.
  • the IDFT 3260 block performs inverse discrete Fourier transform (IDFT) or inverse Fast Fourier transform (IFFT).
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • IFFT inverse Fast Fourier transform
  • the output of the IDFT 3260 block is input to the Guard Interval (GI) inserter 3270, and the output of the GI inserter 3270 is input to the transceiver 3130 of FIG. 31.
  • GI Guard Interval

Landscapes

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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

무선랜 시스템에 웨이크업 프레임을 송신하는 방법 및 장치가 제안된다. 구체적으로, 송신장치는 OOK 방식이 적용되는 웨이크업 프레임을 구성한다. 송신장치는 웨이크업 프레임을 수신장치로 송신한다. 웨이크업 프레임은 온 신호와 오프 신호로 구성된다. 온 신호는 20MHz 대역의 연속된 10개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성된다. 제1 시퀀스는 3개의 서브캐리어에 계수를 삽입하여 생성된다.

Description

무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치
본 명세서는 무선랜 시스템에서 저전력 통신을 수행하는 기법에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 무선랜 시스템에서 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
차세대 WLAN(wireless local area network)를 위한 논의가 진행되고 있다. 차세대 WLAN에서는 1) 2.4GHz 및 5GHz 대역에서 IEEE(institute of electronic and electronics engineers) 802.11 PHY(physical) 계층과 MAC(medium access control) 계층의 향상, 2) 스펙트럼 효율성(spectrum efficiency)과 영역 쓰루풋(area through put)을 높이는 것, 3) 간섭 소스가 존재하는 환경, 밀집한 이종 네트워크(heterogeneous network) 환경 및 높은 사용자 부하가 존재하는 환경과 같은 실제 실내 환경 및 실외 환경에서 성능을 향상 시키는 것을 목표로 한다.
차세대 WLAN에서 주로 고려되는 환경은 AP(access point)와 STA(station)이 많은 밀집 환경이며, 이러한 밀집 환경에서 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)과 공간 전송률(area throughput)에 대한 개선이 논의된다. 또한, 차세대 WLAN에서는 실내 환경뿐만 아니라, 기존 WLAN에서 많이 고려되지 않던 실외 환경에서의 실질적 성능 개선에 관심을 가진다.
구체적으로 차세대 WLAN에서는 무선 오피스(wireless office), 스마트 홈(smart home), 스타디움(Stadium), 핫스팟(Hotspot), 빌딩/아파트(building/apartment)와 같은 시나리오에 관심이 크며, 해당 시나리오 기반으로 AP와 STA이 많은 밀집 환경에서의 시스템 성능 향상에 대한 논의가 진행되고 있다.
또한, 차세대 WLAN에서는 하나의 BSS(basic service set)에서의 단일 링크 성능 향상보다는, OBSS(overlapping basic service set) 환경에서의 시스템 성능 향상 및 실외 환경 성능 개선, 그리고 셀룰러 오프로딩 등에 대한 논의가 활발할 것으로 예상된다. 이러한 차세대 WLAN의 방향성은 차세대 WLAN이 점점 이동 통신과 유사한 기술 범위를 갖게 됨을 의미한다. 최근 스몰셀 및 D2D(Direct-to-Direct) 통신 영역에서 이동 통신과 WLAN 기술이 함께 논의되고 있는 상황을 고려해 볼 때, 차세대 WLAN과 이동 통신의 기술적 및 사업적 융합은 더욱 활발해질 것으로 예측된다.
본 명세서는 무선랜 시스템에서 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 명세서의 일례는 무선랜 시스템에서 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 프레임을 송신하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 실시예는 송신장치에서 수행되고, 수신장치는 저전력 웨이크업 수신기에 대응할 수 있고, 송신장치는 AP에 대응할 수 있다.
먼저 용어를 정리하면, 온 신호(on signal)는 실제 전력 값을 가지는 신호에 대응할 수 있다. 오프 신호(off signal)는 실제 전력 값을 가지지 않는 신호에 대응할 수 있다.
송신장치는 OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 패킷을 구성한다.
송신장치는 상기 웨이크업 프레임을 수신장치로 송신한다.
상기 웨이크업 프레임이 어떻게 구성되는지는 다음과 같다.
상기 웨이크업 프레임은 온 신호(on signal)와 오프 신호(off signal)로 구성된다.
상기 온 신호는 20MHz 대역의 연속된 10개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성된다. 또한, 상기 제1 시퀀스는 상기 10개의 서브캐리어에 계수(coefficient)를 삽입하여 생성된다.
13개의 서브캐리어가 아닌 10개의 서브캐리어에만 계수를 삽입하여 시퀀스를 적용하는 이유는, 수신장치의 전력 소모를 줄이기 위해 보다 좁은 대역에서 신호를 송신하려고 하기 때문이다. 이때, 상기 10개의 서브프레임은 3MHz 대역에 대응할 수 있다. 즉, 상기 웨이크업 프레임(또는 온 신호)은 상기 3MHz 대역을 통해 송신될 수 있다.
또한, 상기 웨이크업 프레임이 다중 사용자(MU)에게 송신되는 경우에는, 최대한 많은 사용자에게 신호를 보내기 위해 보다 좁은 서브밴드를 사용할 수 있다. 즉, 상기 3MHz 대역은 상기 20MHz 대역 내 각 사용자 별 서브밴드(subband)에 대응할 수 있다. 따라서, 송신장치는 각 사용자에게 상기 3MHz 대역으로 구성된 서브밴드 별로 웨이크업 프레임을 송신할 수 있다. 13개의 서브캐리어를 이용하여 4.06MHz 대역으로 구성된 서브밴드를 사용할 때보다 10개의 서브캐리어를 이용하여 3MHz 대역으로 구성된 서브밴드를 사용할 때 보다 많은 사용자에게 신호를 송신할 수 있다.
상기 제1 시퀀스는 PAPR 최적화 관점에서 아래와 같이 설정될 수 있다.
상기 10개의 서브캐리어에 모두 계수가 삽입될 수 있다. 또한, 상기 10개의 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 중심 서브캐리어에 대응할 수 있다. 이에 따라, 상기 중심 서브캐리어의 최저 서브캐리어 인덱스는 -4이고, 상기 중심 서브캐리어의 최고 서브캐리어 인덱스는 5일 수 있다. 또는, 상기 중심 서브캐리어의 최저 서브캐리어 인덱스는 -5이고, 상기 중심 서브캐리어의 최고 서브캐리어 인덱스는 4일 수 있다. 상기 중심 서브캐리어의 DC에는 0이 삽입될 수 있다. 이 경우, 상기 제1 시퀀스는 ±{1,1,-1,-1,-1,0,-1,-1,1,-1}, ±{1,-1,-1,1,-1,0,-1,1,1,1}, ±{1,-1,1,1,0,1,1,1,-1,-1}, 또는 ±{1,1,1,-1,0,-1,1,-1,-1,1}로 설정될 수 있다.
상기 일례에 따르면, 상기 온 신호는 주기를 갖지 않는 3.2us 신호일 수 있다. 상기 온 신호의 절반이 마스킹(masking)되고, 상기 마스킹된 신호에 CP(Cyclic Prefix)가 더 삽입되는 경우, 상기 온 신호는 2us의 길이를 가지는 신호로 변경될 수 있고, 상기 CP는 0.4us의 길이를 가질 수 있다. 여기서, 마스킹이란 신호의 일부를 가리고 나머지 일부만을 취하는 기법에 대응할 수 있다. 따라서, 송신장치는 온 신호의 절반 앞부분을 마스킹하거나 또는 온 신호의 절반 뒷부분을 마스킹하여 1.6us 신호로 구성하고 CP를 삽입할 수 있다.
또한, 상기 3개의 서브캐리어에 서브캐리어 인덱스가 2의 배수인 서브캐리어에(또는 2개의 서브캐리어 단위로) 계수가 삽입되고, 나머지 서브캐리어에는 0이 삽입될 수 있다. 이 경우, 상기 제1 시퀀스는 ±{1,0,1,0,0,0,1,0,-1,0}, ±{0,1,0,1,0,0,0,1,0,-1}, ±{1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1,0}, 또는 ±{0,1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1}로 설정될 수 있다.
상기 일례에 따르면, 상기 온 신호는 1.6us의 주기를 갖는 3.2us 신호일 수 있다. 마찬가지로, 상기 온 신호의 절반이 마스킹(masking)되고, 상기 마스킹된 신호에 CP(Cyclic Prefix)가 더 삽입되는 경우, 상기 온 신호는 2us의 길이를 가지는 신호로 변경될 수 있고, 상기 CP는 0.4us의 길이를 가질 수 있다.
또한, 본 실시예는 제1 무선랜 시스템과 제2 무선랜 시스템이 같이 지원되는 네트워크 환경에서 수행될 수 있다. 여기서, 제1 무선랜 시스템은 802.11ax 시스템에 대응하고, 제2 무선랜 시스템은 802.11ba 시스템에 대응할 수 있다.
제1 무선랜 시스템을 지원하는 수신장치는 ax STA에 대응할 수 있고, 제2 무선랜 시스템을 지원하는 수신장치는 저전력 웨이크업 수신기 또는 WUR STA에 대응할 수 있다. 송신장치는 AP에 대응할 수 있다.
즉, ax STA에게 할당되지 않는 중앙에 있는 세 개의 26-RU에서 GI(Guard Interval)을 제외하고 3MHz 대역을 통해 웨이크업 프레임이 WUR STA으로 송신될 수 있다. 상술한 기법과 같이, 송신장치는 세 개의 26-RU를 구성하는 서브캐리어 중 10개의 서브캐리어를 이용하여 온 신호를 구성하고, 상기 10개의 서브프레임에 대응하는 3MHz 대역에서 상기 온 신호로 구성된 웨이크업 프레임을 송신할 수 있다.
본 명세서의 일례에 따르면 송신장치에서 OOK 변조 방식을 적용하여 웨이크업 패킷을 구성하여 송신함으로써 수신장치에서 웨이크업 복호 시 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 전력 소모를 적게 할 수 있다. 따라서, 수신장치는 웨이크업 패킷을 최소 전력으로 복호할 수 있다.
또한, 보다 좁은 대역에서 웨이크업 패킷을 송신함으로써, 수신장치의 전력 소모를 줄일 수 있다. 웨이크업 프레임이 다중 사용자에게 송신되는 경우에는 최대한 많은 사용자에게 신호를 보낼 수 있다. 또한, 802.11ax를 지원하는 수신장치에 할당되지 않는 RU를 이용하여 웨이크업 패킷을 송신함으로써 자원 효율을 극대화할 수 있다.
도 1은 무선랜(wireless local area network, WLAN)의 구조를 나타낸 개념도이다.
도 2는 IEEE 규격에서 사용되는 PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
도 3은 HE PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
도 4는 20MHz 대역 상에서 사용되는 자원유닛(RU)의 배치를 나타내는 도면이다.
도 5는 40MHz 대역 상에서 사용되는 자원유닛(RU)의 배치를 나타내는 도면이다.
도 6은 80MHz 대역 상에서 사용되는 자원유닛(RU)의 배치를 나타내는 도면이다.
도 7은 HE-PPDU의 또 다른 일례를 나타낸 도면이다.
도 8은 본 실시예에 따른 HE-SIG-B의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 9는 트리거 프레임의 일례를 나타낸다.
도 10은 개별 사용자 정보(per user information) 필드에 포함되는 서브 필드의 일례를 나타낸다
도 11은 본 실시예에 따라 구성된 제어 필드 및 데이터 필드의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 12는 40MHz 송신을 위한 본 실시예의 일례를 나타낸다.
도 13은 본 명세서가 80MHz 송신에 적용된 일례를 나타낸다.
도 14는 본 명세서에 따라 제어 신호를 변형한 일례를 나타낸다.
도 15는 본 명세서에 따라 제어 신호를 변형한 추가적인 일례를 나타낸다.
도 16은 본 명세서에 따라 제어 신호 및 주파수 매핑 관계를 변형한 일례를 나타낸다.
도 17은 본 명세서에 따라 제어 신호 및 주파수 매핑 관계를 변형한 일례를 나타낸다.
도 18은 본 명세서에 따라 제어 신호 및 주파수 매핑 관계의 추가적인 일례를 나타낸다.
도 19는 본 실시예에 따른 SIG-A, SIG-B 및 데이터 필드의 관계를 나타내는 도면이다.
도 20은 80MHz 송신을 위해 사용되는 SIG-B의 일례를 나타내는 도면이다.
도 21은 데이터가 수신되지 않는 환경에서의 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다.
도 22는 데이터가 수신되는 환경에서 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다.
도 23은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷 구조의 일례를 나타낸다.
도 24는 본 실시에에 따른 웨이크업 패킷의 신호 파형을 나타낸다.
도 25는 OOK 방식을 이용해 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 비트 값의 1과 0의 비율에 따라 소비 전력이 결정되는 원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 26은 본 실시예에 따른 OOK 펄스의 설계 방법을 나타낸다.
도 27은 본 실시예에 따른 맨체스터 코딩 기법에 대한 설명도이다.
도 28은 본 실시예에 따른 n개의 심벌을 반복한 심벌 반복 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
도 29는 본 실시예에 따른 심벌 감소 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
도 30은 본 실시예에 따른 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 프레임을 송신하는 절차를 도시한 흐름도이다.
도 31은 본 실시예가 적용될 수 있는 무선 장치를 나타내는 블록도이다.
도 32는 프로세서에 포함되는 장치의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 1은 무선랜(wireless local area network, WLAN)의 구조를 나타낸 개념도이다.
도 1의 상단은 IEEE(institute of electrical and electronic engineers) 802.11의 인프라스트럭쳐 BSS(basic service set)의 구조를 나타낸다.
도 1의 상단을 참조하면, 무선랜 시스템은 하나 또는 그 이상의 인프라스트럭쳐 BSS(100, 105)(이하, BSS)를 포함할 수 있다. BSS(100, 105)는 성공적으로 동기화를 이루어서 서로 통신할 수 있는 AP(access point, 125) 및 STA1(Station, 100-1)과 같은 AP와 STA의 집합으로서, 특정 영역을 가리키는 개념은 아니다. BSS(105)는 하나의 AP(130)에 하나 이상의 결합 가능한 STA(105-1, 105-2)을 포함할 수도 있다.
BSS는 적어도 하나의 STA, 분산 서비스(distribution Service)를 제공하는 AP(125, 130) 및 다수의 AP를 연결시키는 분산 시스템(distribution System, DS, 110)을 포함할 수 있다.
분산 시스템(110)는 여러 BSS(100, 105)를 연결하여 확장된 서비스 셋인 ESS(extended service set, 140)를 구현할 수 있다. ESS(140)는 하나 또는 여러 개의 AP(125, 230)가 분산 시스템(110)을 통해 연결되어 이루어진 하나의 네트워크를 지시하는 용어로 사용될 수 있다. 하나의 ESS(140)에 포함되는 AP는 동일한 SSID(service set identification)를 가질 수 있다.
포털(portal, 120)은 무선랜 네트워크(IEEE 802.11)와 다른 네트워크(예를 들어, 802.X)와의 연결을 수행하는 브리지 역할을 수행할 수 있다.
도 1의 상단과 같은 BSS에서는 AP(125, 130) 사이의 네트워크 및 AP(125, 130)와 STA(100-1, 105-1, 105-2) 사이의 네트워크가 구현될 수 있다. 하지만, AP(125, 130)가 없이 STA 사이에서도 네트워크를 설정하여 통신을 수행하는 것도 가능할 수 있다. AP(125, 130)가 없이 STA 사이에서도 네트워크를 설정하여 통신을 수행하는 네트워크를 애드-혹 네트워크(Ad-Hoc network) 또는 독립 BSS(independent basic service set, IBSS)라고 정의한다.
도 1의 하단은 IBSS를 나타낸 개념도이다.
도 1의 하단을 참조하면, IBSS는 애드-혹 모드로 동작하는 BSS이다. IBSS는 AP를 포함하지 않기 때문에 중앙에서 관리 기능을 수행하는 개체(centralized management entity)가 없다. 즉, IBSS에서 STA(150-1, 150-2, 150-3, 155-4, 155-5)들은 분산된 방식(distributed manner)으로 관리된다. IBSS에서는 모든 STA(150-1, 150-2, 150-3, 155-4, 155-5)이 이동 STA으로 이루어질 수 있으며, 분산 시스템으로의 접속이 허용되지 않아서 자기 완비적 네트워크(self-contained network)를 이룬다.
STA은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11 표준의 규정을 따르는 매체 접속 제어(medium access control, MAC)와 무선 매체에 대한 물리 계층(Physical Layer) 인터페이스를 포함하는 임의의 기능 매체로서, 광의로는 AP와 비-AP STA(Non-AP Station)을 모두 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
STA은 이동 단말(mobile terminal), 무선 기기(wireless device), 무선 송수신 유닛(Wireless Transmit/Receive Unit; WTRU), 사용자 장비(User Equipment; UE), 이동국(Mobile Station; MS), 이동 가입자 유닛(Mobile Subscriber Unit) 또는 단순히 유저(user) 등의 다양한 명칭으로도 불릴 수 있다.
한편 사용자(user)라는 용어는, 다양한 의미로 사용될 수 있으며, 예를 들어, 무선랜 통신에 있어서 상향링크 MU MIMO 및/또는 및 상향링크 OFDMA 전송에 참여하는 STA을 의미하는 것으로도 사용될 수 있으나, 이에 제한되는 것은 아니다.
도 2는 IEEE 규격에서 사용되는 PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
도시된 바와 같이, IEEE a/g/n/ac 등의 규격에서는 다양한 형태의 PPDU(PHY protocol data unit)가 사용되었다. 구체적으로, LTF, STF 필드는 트레이닝 신호를 포함하였고, SIG-A, SIG-B 에는 수신 스테이션을 위한 제어정보가 포함되었고, 데이터 필드에는 PSDU에 상응하는 사용자 데이터가 포함되었다.
본 실시예는 PPDU의 데이터 필드를 위해 사용되는 시그널(또는 제어정보 필드)에 관한 개선된 기법을 제안한다. 본 실시예에서 제안하는 시그널은 IEEE 802.11ax 규격에 따른 HE PPDU(high efficiency PPDU) 상에 적용될 수 있다. 즉, 본 실시예에서 개선하는 시그널은 HE PPDU에 포함되는 HE-SIG-A 및/또는 HE-SIG-B일 수 있다. HE-SIG-A 및 HE-SIG-B 각각은 SIG-A, SIG-B로도 표시될 수 있다. 그러나 본 실시예가 제안하는 개선된 시그널이 반드시 HE-SIG-A 및/또는 HE-SIG-B 규격에 제한되는 것은 아니며, 사용자 데이터를 전달하는 무선통신시스템에서 제어정보를 포함하는 다양한 명칭의 제어/데이터 필드에 적용 가능하다.
도 3은 HE PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
본 실시예에서 제안하는 제어정보 필드는 도 3에 도시된 바와 같은 HE PPDU 내에 포함되는 HE-SIG-B일 수 있다. 도 3에 따른 HE PPDU는 다중 사용자를 위한 PPDU의 일례로, HE-SIG-B는 다중 사용자를 위한 경우에만 포함되고, 단일 사용자를 위한 PPDU에는 해당 HE-SIG-B가 생략될 수 있다.
도시된 바와 같이, 다중 사용자(Multiple User; MU)를 위한 HE-PPDU는 L-STF(legacy-short training field), L-LTF(legacy-long training field), L-SIG(legacy-signal), HE-SIG-A(high efficiency-signal A), HE-SIG-B(high efficiency-signal-B), HE-STF(high efficiency-short training field), HE-LTF(high efficiency-long training field), 데이터 필드(또는 MAC 페이로드) 및 PE(Packet Extension) 필드를 포함할 수 있다. 각각의 필드는 도시된 시간 구간(즉, 4 또는 8 ㎲ 등) 동안에 전송될 수 있다.
도 3의 각 필드에 대한 보다 상세한 설명은 후술한다.
도 4는 20MHz 대역 상에서 사용되는 자원유닛(RU)의 배치를 나타내는 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 서로 다른 개수의 톤(즉, 서브캐리어)에 대응되는 자원유닛(Resource Unit; RU)이 사용되어 HE-PPDU의 일부 필드를 구성할 수 있다. 예를 들어, HE-STF, HE-LTF, 데이터 필드에 대해 도시된 RU 단위로 자원이 할당될 수 있다.
도 4의 최상단에 도시된 바와 같이, 26-유닛(즉, 26개의 톤에 상응하는 유닛)이 배치될 수 있다. 20MHz 대역의 최좌측(leftmost) 대역에는 6개의 톤이 가드(Guard) 대역으로 사용되고, 20MHz 대역의 최우측(rightmost) 대역에는 5개의 톤이 가드 대역으로 사용될 수 있다. 또한 중심대역, 즉 DC 대역에는 7개의 DC 톤이 삽입되고, DC 대역의 좌우측으로 각 13개의 톤에 상응하는 26-유닛이 존재할 수 있다. 또한, 기타 대역에는 26-유닛, 52-유닛, 106-유닛이 할당될 수 있다. 각 유닛은 수신 스테이션, 즉 사용자를 위해 할당될 수 있다.
한편, 도 4의 RU 배치는 다수의 사용자(MU)를 위한 상황뿐만 아니라, 단일 사용자(SU)를 위한 상황에서도 활용되며, 이 경우에는 도 4의 최하단에 도시된 바와 같이 1개의 242-유닛을 사용하는 것이 가능하며 이 경우에는 3개의 DC 톤이 삽입될 수 있다.
도 4의 일례에서는 다양한 크기의 RU, 즉, 26-RU, 52-RU, 106-RU, 242-RU 등이 제안되었는바, 이러한 RU의 구체적인 크기는 확장 또는 증가할 수 있기 때문에, 본 실시예는 각 RU의 구체적인 크기(즉, 상응하는 톤의 개수)에 제한되지 않는다.
도 5는 40MHz 대역 상에서 사용되는 자원유닛(RU)의 배치를 나타내는 도면이다.
도 4의 일례에서 다양한 크기의 RU가 사용된 것과 마찬가지로, 도 5의 일례 역시 26-RU, 52-RU, 106-RU, 242-RU, 484-RU 등이 사용될 수 있다. 또한, 중심주파수에는 5개의 DC 톤이 삽입될 수 있고, 40MHz 대역의 최좌측(leftmost) 대역에는 12개의 톤이 가드(Guard) 대역으로 사용되고, 40MHz 대역의 최우측(rightmost) 대역에는 11개의 톤이 가드 대역으로 사용될 수 있다.
또한, 도시된 바와 같이, 단일 사용자를 위해 사용되는 경우, 484-RU가 사용될 수 있다. 한편, RU의 구체적인 개수가 변경될 수 있다는 점은 도 4의 일례와 동일하다.
도 6은 80MHz 대역 상에서 사용되는 자원유닛(RU)의 배치를 나타내는 도면이다.
도 4 및 도 5의 일례에서 다양한 크기의 RU가 사용된 것과 마찬가지로, 도 6의 일례 역시 26-RU, 52-RU, 106-RU, 242-RU, 484-RU, 996-RU 등이 사용될 수 있다. 또한, 중심주파수에는 7개의 DC 톤이 삽입될 수 있고, 80MHz 대역의 최좌측(leftmost) 대역에는 12개의 톤이 가드(Guard) 대역으로 사용되고, 80MHz 대역의 최우측(rightmost) 대역에는 11개의 톤이 가드 대역으로 사용될 수 있다. 또한 DC 대역 좌우에 위치하는 각각 13개의 톤을 사용한 26-RU를 사용할 수 있다.
또한, 도시된 바와 같이, 단일 사용자를 위해 사용되는 경우, 996-RU가 사용될 수 있으며 이 경우에는 5개의 DC 톤이 삽입될 수 있다.
한편, RU의 구체적인 개수가 변경될 수 있다는 점은 도 4 및 도 5의 일례와 동일하다.
도 7은 HE-PPDU의 또 다른 일례를 나타낸 도면이다.
도시된 도 7의 블록은 도 3의 HE-PPDU 블록을 주파수 측면에서 설명하는 또 다른 일례이다.
도시된 L-STF(700)는 짧은 트레이닝 OFDM 심볼(short training orthogonal frequency division multiplexing symbol)을 포함할 수 있다. L-STF(700)는 프레임 탐지(frame detection), AGC(automatic gain control), 다이버시티 탐지(diversity detection), 대략적인 주파수/시간 동기화(coarse frequency/time synchronization)을 위해 사용될 수 있다.
L-LTF(710)는 긴 트레이닝 OFDM 심볼(long training orthogonal frequency division multiplexing symbol)을 포함할 수 있다. L-LTF(710)는 정밀한 주파수/시간 동기화(fine frequency/time synchronization) 및 채널 예측을 위해 사용될 수 있다.
L-SIG(720)는 제어 정보를 송신하기 위해 사용될 수 있다. L-SIG(720)는 데이터 송신률(rate), 데이터 길이(length)에 대한 정보를 포함할 수 있다. 또한, L-SIG(720)은 반복되어 송신될 수 있다. 즉, L-SIG(720)가 반복되는 포맷(예를 들어, R-LSIG라 칭할 수 있음)으로 구성될 수 있다.
HE-SIG-A(730)는 수신 스테이션에 공통되는 제어정보를 포함할 수 있다.
구체적으로, HE-SIG-A(730)는, 1) DL/UL 지시자, 2) BSS의 식별자인 BSS 칼라(color) 필드, 3) 현행 TXOP 구간의 잔여시간을 지시하는 필드, 4) 20, 40, 80, 160, 80+80 MHz 여부를 지시하는 대역폭 필드, 5) HE-SIG-B에 적용되는 MCS 기법을 지시하는 필드, 6) HE-SIG-B가 MCS 를 위해 듀얼 서브캐리어 모듈레이션(dual subcarrier modulation) 기법으로 모듈레이션되는지에 대한 지시 필드, 7) HE-SIG-B를 위해 사용되는 심볼의 개수를 지시하는 필드, 8) HE-SIG-B가 전 대역에 걸쳐 생성되는지 여부를 지시하는 필드, 9) HE-LTF의 심볼의 개수를 지시하는 필드, 10) HE-LTF의 길이 및 CP 길이를 지시하는 필드, 11) LDPC 코딩을 위해 추가의 OFDM 심볼이 존재하는지를 지시하는 필드, 12) PE(Packet Extension)에 관한 제어정보를 지시하는 필드, 13) HE-SIG-A의 CRC 필드에 대한 정보를 지시하는 필드 등에 관한 정보를 포함할 수 있다. 이러한 HE-SIG-A의 구체적인 필드는 추가되거나 일부가 생략될 수 있다. 또한, HE-SIG-A가 다중사용자(MU) 환경이 아닌 기타 환경에서는 일부 필드가 추가되거나 생략될 수 있다.
HE-SIG-B(740)는 상술한 바와 같이 다중 사용자(MU)를 위한 PPDU인 경우에만 포함될 수 있다. 기본적으로, HE-SIG-A(750) 또는 HE-SIG-B(760)는 적어도 하나의 수신 STA에 대한 자원 할당 정보(또는 가상 자원 할당 정보)를 포함할 수 있다.
도 8은 본 실시예에 따른 HE-SIG-B의 일례를 나타내는 블록도이다.
도시된 바와 같이, HE-SIG-B 필드는 맨 앞부분에 공통 필드를 포함하고, 해당 공통 필드는 그 뒤에 따라오는 필드와 분리하여 인코딩하는 것이 가능하다. 즉, 도 8에 도시된 바와 같이, HE-SIG-B 필드는 공통 제어정보를 포함하는 공통 필드와, 사용자-특정(user-specific) 제어정보를 포함하는 사용자-특정 필드를 포함할 수 있다. 이 경우, 공통 필드는 대응되는 CRC 필드 등을 포함하고 하나의 BCC 블록으로 코딩될 수 있다. 이후에 이어지는 사용자-특정 필드는, 도시된 바와 같이 두 사용자(2 users)를 위한 "사용자-특징 필드" 및 그에 대응되는 CRC 필드 등을 포함하여 하나의 BCC 블록으로 코딩될 수 있다.
MU PPDU 상에서 HE-SIG-B(740)의 이전 필드는 듀플리케이트된 형태로 송신될 수 있다. HE-SIG-B(740)의 경우, 일부의 주파수 대역(예를 들어, 제4 주파수 대역)에서 송신되는 HE-SIG-B(740)은, 해당 주파수 대역(즉, 제4 주파수 대역)의 데이터 필드 및 해당 주파수 대역을 제외한 다른 주파수 대역(예를 들어, 제2 주파수 대역)의 데이터 필드를 위한 제어정보도 포함할 수 있다. 또한, 특정 주파수 대역(예를 들어, 제2 주파수 대역)의 HE-SIG-B(740)은 다른 주파수 대역(예를 들어, 제4 주파수 대역)의 HE-SIG-B(740)을 듀플리케이트한 포맷일 수 있다. 또는 HE-SIG-B(740)는 전체 송신 자원 상에서 인코딩된 형태로 송신될 수 있다. HE-SIG-B(740) 이후의 필드는 PPDU를 수신하는 수신 STA 각각을 위한 개별 정보를 포함할 수 있다.
HE-STF(750)는 MIMO(multiple input multiple output) 환경 또는 OFDMA 환경에서 자동 이득 제어 추정(automatic gain control estimation)을 향상시키기 위하여 사용될 수 있다.
HE-LTF(760)는 MIMO 환경 또는 OFDMA 환경에서 채널을 추정하기 위하여 사용될 수 있다.
HE-STF(750) 및 HE-STF(750) 이후의 필드에 적용되는 FFT/IFFT의 크기와 HE-STF(750) 이전의 필드에 적용되는 FFT/IFFT의 크기는 서로 다를 수 있다. 예를 들어, HE-STF(750) 및 HE-STF(750) 이후의 필드에 적용되는 FFT/IFFT의 크기는 HE-STF(750) 이전의 필드에 적용되는 IFFT의 크기보다 4배 클 수 있다.
예를 들어, 도 7의 PPDU 상의 L-STF(700), L-LTF(710), L-SIG(720), HE-SIG-A(730), HE-SIG-B(740) 중 적어도 하나의 필드를 제1 필드라 칭하는 경우, 데이터 필드(770), HE-STF(750), HE-LTF(760) 중 적어도 하나를 제2 필드라 칭할 수 있다. 상기 제1 필드는 종래(legacy) 시스템에 관련된 필드를 포함할 수 있고, 상기 제2 필드는 HE 시스템에 관련된 필드를 포함할 수 있다. 이 경우, FFT(fast Fourier transform) 사이즈/IFFT(inverse fast Fourier transform) 사이즈는 기존의 무선랜 시스템에서 사용되던 FFT/IFFT 사이즈의 N배(N은 자연수, 예를 들어, N=1, 2, 4)로 정의될 수 있다. 즉, HE PPDU의 제1 필드에 비해 HE PPDU의 제2 필드에 N(=4)배 사이즈의 FFT/IFFT가 적용될 수 있다. 예를 들어, 20MHz의 대역폭에 대하여 256FFT/IFFT가 적용되고, 40MHz의 대역폭에 대하여 512FFT/IFFT가 적용되고, 80MHz의 대역폭에 대하여 1024FFT/IFFT가 적용되고, 연속 160MHz 또는 불연속 160MHz의 대역폭에 대하여 2048FFT/IFFT가 적용될 수 있다.
달리 표현하면, 서브캐리어 공간/스페이싱(subcarrier spacing)은 기존의 무선랜 시스템에서 사용되던 서브캐리어 공간의 1/N배(N은 자연수, 예를 들어, N=4일 경우, 78.125kHz)의 크기일 수 있다. 즉, HE PPDU의 제1 필드는 종래의 서브캐리어 스페이싱인 312.5kHz 크기의 서브캐리어 스페이싱이 적용될 수 있고, HE PPDU의 제2 필드는 78.125kHz 크기의 서브캐리어 공간이 적용될 수 있다.
또는, 상기 제1 필드의 각 심볼에 적용되는 IDFT/DFT 구간(IDFT/DFT period)은 상기 제2 필드의 각 데이터 심볼에 적용되는 IDFT/DFT 구간에 비해 N(=4)배 짧다고 표현할 수 있다. 즉, HE PPDU의 제1 필드의 각 심볼에 대해 적용되는 IDFT/DFT 길이는 3.2μs이고, HE PPDU의 제2 필드의 각 심볼에 대해 적용되는 IDFT/DFT 길이는 3.2μs *4(= 12.8μs)로 표현할 수 있다. OFDM 심볼의 길이는 IDFT/DFT 길이에 GI(guard interval)의 길이를 더한 값일 수 있다. GI의 길이는 0.4μs, 0.8μs, 1.6μs, 2.4μs, 3.2μs와 같은 다양한 값일 수 있다.
설명의 편의상, 도 7에서는 제1 필드가 사용하는 주파수 대역과 제2 필드가 사용하는 주파수 대역은 정확히 일치하는 것이 표현되어 있지만, 실제로는 서로 완전히 일치하지는 않을 수 있다. 예를 들어, 제1 주파수 대역에 상응하는 제1필드(L-STF, L-LTF, L-SIG, HE-SIG-A, HE-SIG-B)의 주요 대역이 제2 필드(HE-STF, HE-LTF, Data)의 주요 대역과 동일하지만, 각 주파수 대역에서는 그 경계면이 불일치할 수 있다. 도 4 내지 도 6에 도시된 바와 같이 RU를 배치하는 과정에서 다수의 널 서브캐리어, DC톤, 가드 톤 등이 삽입되므로, 정확히 경계면을 맞추는 것이 어려울 수 있기 때문이다.
사용자, 즉 수신스테이션은 HE-SIG-A(730)를 수신하고, HE-SIG-A(730)를 기반으로 하향링크 PPDU의 수신을 지시 받을 수 있다. 이러한 경우, STA은 HE-STF(750) 및 HE-STF(750) 이후 필드부터 변경된 FFT 사이즈를 기반으로 디코딩을 수행할 수 있다. 반대로 STA이 HE-SIG-A(730)를 기반으로 하향링크 PPDU의 수신을 지시받지 못한 경우, STA은 디코딩을 중단하고 NAV(network allocation vector) 설정을 할 수 있다. HE-STF(750)의 CP(cyclic prefix)는 다른 필드의 CP보다 큰 크기를 가질 수 있고, 이러한 CP 구간 동안 STA은 FFT 사이즈를 변화시켜 하향링크 PPDU에 대한 디코딩을 수행할 수 있다.
이하, 본 실시예에서는 AP에서 STA으로 송신되는 데이터(또는 프레임)는 하향링크 데이터(또는 하향링크 프레임), STA에서 AP로 송신되는 데이터(또는 프레임)는 상향링크 데이터(또는 상향링크 프레임)라는 용어로 표현될 수 있다. 또한, AP에서 STA으로의 송신은 하향링크 송신, STA에서 AP로의 송신은 상향링크 송신이라는 용어로 표현할 수 있다.
또한, 햐향링크 송신을 통해 송신되는 PPDU(PHY protocol data unit), 프레임 및 데이터 각각은 하향링크 PPDU, 하향링크 프레임 및 하향링크 데이터라는 용어로 표현될 수 있다. PPDU는 PPDU 헤더와 PSDU(physical layer service data unit)(또는 MPDU(MAC protocol data unit))를 포함하는 데이터 단위일 수 있다. PPDU 헤더는 PHY 헤더와 PHY 프리앰블을 포함할 수 있고, PSDU(또는 MPDU)는 프레임(또는 MAC 계층의 정보 단위)을 포함하거나 프레임을 지시하는 데이터 단위일 수 있다. PHY 헤더는 다른 용어로 PLCP(physical layer convergence protocol) 헤더, PHY 프리앰블은 다른 용어로 PLCP 프리앰블로 표현될 수도 있다.
또한, 상향링크 송신을 통해 송신되는 PPDU, 프레임 및 데이터 각각은 상향링크 PPDU, 상향링크 프레임 및 상향링크 데이터라는 용어로 표현될 수 있다.
본 실시예가 적용되는 무선랜 시스템에서는 SU(single)-OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 송신을 기반으로 전체 대역폭이 하나의 STA으로의 하향링크 송신 및 하나의 STA의 상향링크 송신을 위해 사용되는 것이 가능하다. 또한, 본 실시예가 적용되는 무선랜 시스템에서 AP는 MU MIMO(multiple input multiple output)를 기반으로 DL(downlink) MU(multi-user) 송신을 수행할 수 있고, 이러한 송신은 DL MU MIMO 송신이라는 용어로 표현될 수 있다.
또한, 본 실시예에 따른 무선랜 시스템에서는 OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 기반의 송신 방법이 상향링크 송신 및/또는 하향링크 송신을 위해 지원되는 것이 바람직하다. 즉, 사용자에게 서로 다른 주파수 자원에 해당하는 데이터 유닛(예를 들어, RU)을 할당하여 상향링크/하향링크 통신을 수행할 수 있다. 구체적으로 본 실시예에 따른 무선랜 시스템에서는 AP가 OFDMA를 기반으로 DL MU 송신을 수행할 수 있고, 이러한 송신은 DL MU OFDMA 송신이라는 용어로 표현될 수 있다. DL MU OFDMA 송신이 수행되는 경우, AP는 중첩된 시간 자원 상에서 복수의 주파수 자원 각각을 통해 복수의 STA 각각으로 하향링크 데이터(또는 하향링크 프레임, 하향링크 PPDU)를 송신할 수 있다. 복수의 주파수 자원은 복수의 서브밴드(또는 서브채널) 또는 복수의 RU(resource unit)일 수 있다. DL MU OFDMA 송신은 DL MU MIMO 송신과 함께 사용될 수 있다. 예를 들어, DL MU OFDMA 송신을 위해 할당된 특정 서브 밴드(또는 서브 채널) 상에서 복수의 시공간 스트림(space-time stream)(또는 공간적 스트림(spatial stream))을 기반으로 한 DL MU MIMO 송신이 수행될 수 있다.
또한, 본 실시예에 따른 무선랜 시스템에서는 복수의 STA이 동일한 시간 자원 상에서 AP로 데이터를 송신하는 것을 UL MU 송신(uplink multi-user transmission)이 지원될 수 있다. 복수의 STA 각각에 의한 중첩된 시간 자원 상에서의 상향링크 송신은 주파수 도메인(frequency domain) 또는 공간 도메인(spatial domain) 상에서 수행될 수 있다.
복수의 STA 각각에 의한 상향링크 송신이 주파수 도메인 상에서 수행되는 경우, OFDMA를 기반으로 복수의 STA 각각에 대해 서로 다른 주파수 자원이 상향링크 송신 자원으로 할당될 수 있다. 서로 다른 주파수 자원은 서로 다른 서브밴드(또는 서브채널) 또는 서로 다른 RU(resource unit))일 수 있다. 복수의 STA 각각은 할당된 서로 다른 주파수 자원을 통해 AP로 상향링크 데이터를 송신할 수 있다. 이러한 서로 다른 주파수 자원을 통한 송신 방법은 UL MU OFDMA 송신 방법이라는 용어로 표현될 수도 있다.
복수의 STA 각각에 의한 상향링크 송신이 공간 도메인 상에서 수행되는 경우, 복수의 STA 각각에 대해 서로 다른 시공간 스트림(또는 공간적 스트림)이 할당되고 복수의 STA 각각이 서로 다른 시공간 스트림을 통해 상향링크 데이터를 AP로 송신할 수 있다. 이러한 서로 다른 공간적 스트림을 통한 송신 방법은 UL MU MIMO 송신 방법이라는 용어로 표현될 수도 있다.
UL MU OFDMA 송신과 UL MU MIMO 송신은 함께 수행될 수 있다. 예를 들어, UL MU OFDMA 송신을 위해 할당된 특정 서브 밴드(또는 서브 채널) 상에서 복수의 시공간 스트림(또는 공간적 스트림)을 기반으로 한 UL MU MIMO 송신이 수행될 수 있다.
MU OFDMA 송신을 지원하지 않았던 종래의 무선랜 시스템에서 하나의 단말에게 넓은 대역폭(wider bandwidth)(예를 들어, 20MHz 초과 대역폭)을 할당하기 위해 멀티 채널 할당 방법이 사용되었다. 멀티 채널은 하나의 채널 단위를 20MHz라고 할 경우, 복수개의 20MHz 채널을 포함할 수 있다. 멀티 채널 할당 방법에서는 단말에게 넓은 대역폭을 할당하기 위해 프라이머리 채널 규칙(primary channel rule)이 사용되었다. 프라이머리 채널 규칙이 사용되는 경우, 단말로 넓은 대역폭을 할당하기 위한 제약이 존재한다. 구체적으로, 프라이머리 채널 룰에 따르면, 프라이머리 채널에 인접한 세컨더리 채널(secondary channel)이 OBSS(overlapped BSS)에서 사용되어 '비지(busy)' 한 경우, STA은 프라이머리 채널을 제외한 나머지 채널을 사용할 수 없다. 따라서, STA은 프라이머리 채널로만 프레임을 송신할 수 있어 멀티 채널을 통한 프레임의 송신에 대한 제약을 받는다. 즉, 기존의 무선랜 시스템에서 멀티 채널 할당을 위해 사용되던 프라이머리 채널 룰은 OBSS가 적지 않은 현재 무선랜 환경에서 넓은 대역폭을 운용하여 높은 처리량을 얻고자 함에 있어 큰 제약이 될 수 있다.
이러한 문제점을 해결하고자 본 실시예에서는 OFDMA 기술을 지원하는 무선랜 시스템이 개시된다. 즉, 하향링크 및 상향링크 중 적어도 하나에 대해 상술한 OFDMA 기술이 적용 가능하다. 또한 하향링크 및 상향링크 중 적어도 하나에 대해 상술한 MU-MIMO이 기법이 추가적으로 적용 가능하다. OFDMA 기술이 사용되는 경우, 프라이머리 채널 룰에 의한 제한 없이 멀티 채널을 하나의 단말이 아닌 다수의 단말이 동시에 사용할 수 있다. 따라서, 넓은 대역폭 운용이 가능하여 무선 자원의 운용의 효율성이 향상될 수 있다.
상술한 바와 같이, 복수의 STA(예를 들어, non-AP STA) 각각에 의한 상향링크 송신이 주파수 도메인 상에서 수행되는 경우, AP는 OFDMA를 기반으로 복수의 STA 각각에 대해 서로 다른 주파수 자원이 상향링크 송신 자원으로 할당될 수 있다. 또한, 상술한 바와 같이, 서로 다른 주파수 자원은 서로 다른 서브밴드(또는 서브채널) 또는 서로 다른 RU(resource unit))일 수 있다.
복수의 STA 각각에 대해 서로 다른 주파수 자원은 트리거 프레임(trigger frame)을 통해 지시된다.
도 9는 트리거 프레임의 일례를 나타낸다. 도 9의 트리거 프레임은 상향링크 MU 송신(Uplink Multiple-User transmission)을 위한 자원을 할당하고, AP로부터 송신될 수 있다. 트리거 프레임은 MAC 프레임으로 구성될 수 있으며, PPDU에 포함될 수 있다. 예를 들어, 도 3에 도시된 PPDU를 통해 송신되거나, 도 2에 도시된 레거시 PPDU를 통해 송신되거나 해당 트리거 프레임을 위해 특별히 설계된 PPDU를 통해 송신될 수 있다. 만약, 도 3의 PPDU를 통해 송신되는 경우, 도시된 데이터 필드에 상기 트리거 프레임이 포함될 수 있다.
도 9에 도시된 각각의 필드는 일부 생략될 수 있고, 다른 필드가 추가될 수 있다. 도한 필드 각각의 길이는 도시된 바와 다르게 변화될 수 있다.
도 9의 프레임 컨트롤(frame control) 필드(910)는 MAC 프로토콜의 버전에 관한 정보 정보 및 기타 추가적인 제어 정보가 포함되며, 듀레이션 필드(920)는 NAV 설정을 위한 시간 정보나 단말의 식별자(예를 들어, AID)에 관한 정보가 포함될 수 있다.
또한, RA 필드(930)는 해당 트리거 프레임의 수신 STA의 주소 정보가 포함되며, 필요에 따라 생략될 수 있다. TA 필드(940)는 해당 트리거 프레임을 송신하는 STA(예를 들어, AP)의 주소 정보가 포함되며, 공통 정보(common information) 필드(950)는 해당 트리거 프레임을 수신하는 수신 STA에게 적용되는 공통 제어 정보를 포함한다. 예를 들어, 해당 트리거 프레임에 대응하여 송신되는 상향 PPDU의 L-SIG 필드의 길이를 지시하는 필드나, 해당 트리거 프레임에 대응하여 송신되는 상향 PPDU의 SIG-A 필드(즉, HE-SIG-A 필드)의 내용(content)을 제어하는 정보가 포함될 수 있다. 또한, 공통 제어 정보로서, 해당 트리거 프레임에 대응하여 송신되는 상향 PPDU의 CP의 길이에 관한 정보나 LTF 필드의 길이에 관한 정보가 포함될 수 있다.
또한, 도 9의 트리거 프레임을 수신하는 수신 STA의 개수에 상응하는 개별 사용자 정보(per user information) 필드(960#1 내지 960#N)를 포함하는 것이 바람직하다. 상기 개별 사용자 정보 필드는, “RU 할당 필드”라 불릴 수도 있다.
또한, 도 9의 트리거 프레임은 패딩 필드(970)와, 프레임 체크 시퀀스 필드(980)을 포함할 수 있다.
도 9에 도시된, 개별 사용자 정보(per user information) 필드(960#1 내지 960#N) 각각은 다시 다수의 서브 필드를 포함하는 것이 바람직하다.
도 10은 개별 사용자 정보(per user information) 필드에 포함되는 서브 필드의 일례를 나타낸다. 도 10의 서브 필드 중 일부는 생략될 수 있고, 기타 서브 필드가 추가될 수도 있다. 또한 도시된 서브 필드 각각의 길이는 변형될 수 있다.
도 10의 사용자 식별자(User Identifier) 필드(1010)는 개별 사용자 정보(per user information)가 대응되는 STA(즉, 수신 STA)의 식별자를 나타내는 것으로, 식별자의 일례는 AID의 전부 또는 일부가 될 수 있다.
또한, RU 할당(RU Allocation) 필드(1020)가 포함될 수 있다. 즉 사용자 식별자 필드(1010)로 식별된 수신 STA가, 도 9의 트리거 프레임에 대응하여 상향링크 PPDU를 송신하는 경우, RU 할당(RU Allocation) 필드(1020)가 지시한 RU를 통해 해당 상향링크 PPDU를 송신한다. 이 경우, RU 할당(RU Allocation) 필드(1020)에 의해 지시되는 RU는 도 4, 도 5, 도 6에 도시된 RU를 지시하는 것이 바람직하다. 구체적인 RU 할당 필드(1020)의 구성은 후술한다.
도 10의 서브 필드는 코딩 타입 필드(1030)를 포함할 수 있다. 코딩 타입 필드(1030)는 도 9의 트리거 프레임에 대응하여 송신되는 상향링크 PPDU의 코딩 타입을 지시할 수 있다. 예를 들어, 상기 상향링크 PPDU에 BCC 코딩이 적용되는 경우 상기 코딩 타입 필드(1030)는 '1'로 설정되고, LDPC 코딩이 적용되는 경우 상기 코딩 타입 필드(1030)는 '0'으로 설정될 수 있다.
또한, 도 10의 서브 필드는 MCS 필드(1040)를 포함할 수 있다. MCS 필드(1040)는 도 9의 트리거 프레임에 대응하여 송신되는 상향링크 PPDU에 적요되는 MCS 기법을 지시할 수 있다. 예를 들어, 상기 상향링크 PPDU에 BCC 코딩이 적용되는 경우 상기 코딩 타입 필드(1030)는 '1'로 설정되고, LDPC 코딩이 적용되는 경우 상기 코딩 타입 필드(1030)는 '0'으로 설정될 수 있다.
이하 본 명세서는 PPDU에 포함되는 제어 필드를 개선하는 일례를 제안한다. 본 명세서에 의해 개선되는 제어 필드는 상기 PPDU를 해석(interpret)하기 위해 요구되는 제어 정보를 포함하는 제1 제어 필드와 상기 PPDU의 데이터 필드를 복조하기 위한 제어 정보를 포함하는 제2 제어 필드를 포함한다. 상기 제1 및 제2 제어 필드는 다양한 필드가 될 수 있다. 예를 들어, 상기 제1 제어 필드는 도 7에 도시된 HE-SIG-A(730)일 수 있고, 상기 제2 제어 필드는 도 7 및 도 8에 도시된 HE-SIG-B(740)일 수 있다.
이하, 제1 또는 제2 제어 필드를 개선하는 구체적인 일례를 설명한다.
이하의 일례에서는 제1 제어 필드 또는 제2 제어 필드에 삽입되는 제어 식별자를 제안한다. 상기 제어 식별자의 크기는 다양할 수 있으며, 예를 들어 1비트 정보로 구현될 수 있다.
상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는, 예를 들어 20MHz 송신이 수행되는 경우, 242-RU가 할당되는지 여부를 지시할 수 있다. 도 4 내지 도 6에 도시된 바와 같이 다양한 크기의 RU가 사용될 수 있다. 이러한 RU는 크게 2가지 유형(type)의 RU로 구분될 수 있다. 예를 들어, 도 4 내지 도 6에 도시된 모든 RU는, 26-type의 RU와 242-type의 RU로 구분될 수 있다. 예를 들어, 26-type RU는 26-RU, 52-RU, 106-RU를 포함하고, 242-type RU는 242-RU, 484-RU, 및 그보다 더 큰 RU를 포함할 수 있다.
상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는 242-type RU가 사용되었음을 지시할 수 있다. 즉, 242-RU가 포함되거나 484-RU나, 996-RU가 포함됨을 지시할 수 있다. 만약 PPDU가 송신되는 송신 주파수 대역이 20MHz 대역인 경우, 242-RU는 송신 주파수 대역(즉, 20MHz) 대역의 전 대역(full bandwidth)에 상응하는 단일(single)의 RU이다. 이에 따라, 상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는 송신 주파수 대역의 전 대역(full bandwidth)에 상응하는 단일(single)의 RU가 할당되는지 여부를 지시할 수도 있다.
예를 들어, 송신 주파수 대역이 40MHz 대역이라면, 상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는 송신 주파수 대역의 전 대역(즉, 40MHz 대역)에 상응하는 단일(single)의 RU가 할당되었는지 여부를 지시할 수 있다. 즉, 40MHz의 송신을 위해 484-RU가 할당되었는지 여부를 지시할 수 있다.
예를 들어, 송신 주파수 대역이 80MHz 대역이라면, 상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는 송신 주파수 대역의 전 대역(즉, 80MHz 대역)에 상응하는 단일(single)의 RU가 할당되었는지 여부를 지시할 수 있다. 즉, 80MHz의 송신을 위해 996-RU가 할당되었는지 여부를 지시할 수 있다.
상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)를 통해 다양한 기술적 효과를 달성할 수 있다.
우선, 상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)를 통해, 송신 주파수 대역의 전 대역에 상응하는 단일의 RU가 할당되는 경우, RU의 할당 정보가 생략되는 것이 가능하다. 즉, 복수 개의 RU가 아니라 송신 주파수 대역의 전 대역에 오직 1개의 RU만이 할당되므로, 굳이 RU의 할당 정보가 생략되는 것이 가능하다.
또한, 전 대역 다중사용자 MIMO(Full Bandwidth MU-MIMO)를 위한 시그널링으로도 활용 가능하다. 예를 들어, 송신 주파수 대역의 전 대역(full bandwidth)에 걸쳐 단일의 RU가 할당되는 경우, 해당 단일의 RU에 다중 사용자를 할당할 수 있다. 즉, 각 사용자에 대한 신호는 시간과 공간적으로는 구별되지 않지만, 기타 기법(예를 들어, 공간 다중화)을 이용하여 동일한 단일의 RU에 여러 사용자를 위한 신호를 다중화할 수 있다. 이에 따라, 상기 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는 위와 같은 전 대역 다중사용자 MIMO의 사용 여부를 지시하기 위해서도 사용될 수 있다.
도 11은 본 실시예에 따라 구성된 제어 필드 및 데이터 필드의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 11의 좌측의 블록은 PPDU의 제1 및/또는 제2 제어 필드에 포함되는 정보를 나타내며, 도 11의 우측 블록은 PPDU의 데이터 필드에 포함되는 정보를 타낸다. 도 11에 관련된 PPDU는 다중 사용자(multi-user), 즉, 복수의 수신 장치를 위한 PPDU일 수 있다. 구체적으로 PPDU는 다중 사용자 및 단일 사용자를 위해 필드의 구조가 달라질 수 있고, 도 11의 일례는 다중 사용자를 위한 PPDU일 수 있다.
도 11의 일례는 20MHz 송신을 위해 사용되는 것으로 도시되어 있으나, 송신 주파수 대역의 대역폭에는 제한이 없으며, 40MHz, 80MHz, 160MHz 송신에도 적용될 수 있다.
도 11의 좌측의 블록에 표시된 바와 같이, 상술한 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 제1 및/또는 제2 제어 필드에 포함될 수 있다. 예를 들어, 상기 제어 식별자(1110)가 제1 제어 필드에 포함되는 경우, RU에 대한 할당 정보(1120)에 대한 정보는 제2 제어 필드에 포함될 수 있다. 또한 상기 제2 제어 필드에는 도 11의 PPDU를 수신하는 수신 장치의 식별 정보(1130)가 포함될 수 있다. 상기 수신 장치의 식별 정보(1130)는 제2 제어 필드에 상응하는 데이터 필드(1140)가 어느 수신 장치에 할당된 것인지를 지시할 수 있고, 예를 들어 AID로 구현될 수 있다.
도 11에 도시된 바와 같이, 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)에 따라 RU에 대한 할당 정보가 제2 제어 필드에서 생략될 수 있다. 예를 들어, 제어 식별자가 “1”로 설정되면 제2 제어 필드에서는 RU에 대한 할당 정보(1120)는 생략되고, 수신 장치의 식별 정보(1130)가 포함될 수 있다. 또한, 제어 식별자가 “0”으로 설정되면 제2 제어 필드에서는 RU에 대한 할당 정보(1120)가 포함되고, 수신 장치의 식별 정보(1130)도 포함될 수 있다.
상기 도 11의 RU에 대한 할당 정보(1120)는 도 8에 도시된 SIG-B의 공통 필드(common field)에 포함될 수 있고, 도 11의 식별 정보(1130)는 도 8에 도시된 SIG-B의 사용자-특정(user-specific) 필드에 포함될 수 있다.
추가적으로 설명하면, 도 11을 참조하면, SIG-B의 공통 필드에는, 사용자에 대한 RU signaling 정보, stream 할당 관련 정보 등의 공통 정보가 포함될 수 있고, 도 11의 PPDU를 수신하는 모든 사용자에 대한 공통 정보를 포함할 수 있다. 상술한 RU에 대한 할당 정보(1120)가 생략되는 경우, 오버헤드가 감소하는 기술적 효과가 있다.
또 다른 일례에 따르면, 20MHz 송신이 사용되는 경우, 242-RU가 할당되는 것은 단일사용자(SU) 송신으로 볼 수 있기 때문에, 상술한 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 생략될 수 있다. 이 경우, 제1 제어 필드(예를 들어 HE-SIG-A) SU/MU 식별 필드에 따라 동작이 달라 질 수 있다. 즉, 제1, 제어 필드에 포함된 SU/MU 식별 필드가 MU 송신을 지시하는 경우, 상기 제어 식별자는 생략되고, 오로지 26-type의 RU만을 할당하는 일례도 가능하다.
이하 본 실시예의 또 다른 일례를 설명한다.
도 12는 40MHz 송신을 위한 본 실시예의 일례를 나타낸다.
도 12의 좌측 블록은 제1 및/또는 제2 제어 필드에 상응하는 정보를 표시한다. 이하 설명의 편의를 위해 도 12의 좌측 블록은 제2 제어 필드(즉, SIG-B)에 상응하고, 도 12의 우측 블록은 PPDU의 데이터 필드에 상응한 것으로 설명한다.
도시된 바와 같이 각각의 제어 필드 및 데이터 필드는 20MHz 대역에 상응한다.
도 12의 일례에서, 상술한 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 “1”로 설정되면, RU에 대한 할당 정보가 생략될 수 있다. 도 12의 일례에서, 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)는 242-RU(또는 242-type RU)가 사용되는지 여부를 지시할 수 있다.
도 12를 참조하면, SIG-B의 공통 필드의 앞부분에 제어 식별자가 포함된다. 도 12의 일례에서 제어 식별자는 “242 unit bitmap”이라 불릴 수 있다. “242 unit bitmap”에 에 따라 RU 할당 정보가 생략될 수 있는 점은 도 11과 동일하며, 오버헤드 감소의 효과가 발생하는 점도 동일하다.
전체 40MHz의 채널에서 242-RU만 할당되면, “242 unit bitmap”은 “1”로 설정 될 수 있다. 도 12의 부도면 (b)를 참고하면, 40MHz 채널에서 26-type RU만 할당되면 “242 unit bitmap”은 “00”으로 설정될 수 있다. 도 12의 부도면 (c)를 참고하면, 40MHz 채널에서 모두 242-RU만 할당되면 “242 unit bitmap”은 “11”로 설정될 수 있다. SIG-B 파트의 마지막 심볼은 20MHz 채널 중 가장 긴 SIGB 심볼에 정렬(align)이 맞아야 하기 때문에, 어느 하나의 20MHz 채널에서만 RU 할당 정보가 생략되는 것은 오버헤드 감소의 효과가 작다. 이에 따라, 모든 20MHz 채널에서 242-RU만이 할당되는 경우, “242 unit bitmap”이 “1”로 설정되는 일례도 가능하다.
이하의 일례에서는 상술한 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)에 대한 또 다른 일례를 제안한다. 구체적으로, 상술한 제어 식별자를 2개의 식별자로 구분하는 일례를 제안한다. 즉, 각 20MHz 채널마다 242-type의 RU가 할당되는지를 지시하는 제1 식별자와 해당 20MHz 채널에서 484-RU(또는 다른 크기의 242-type RU)이 할당되는지를 지시하는 제2 식별자를 제안한다.
또한, 제2 제어 필드(즉, SIG-B)와 데이터 필드 간의 주파수 매핑 관계에 관한 개선된 일례를 제안한다. 제2 제어 필드(즉, SIG-B)와 데이터 필드 간의 주파수 매핑에 관한 추가적인 일례는, 상술한 일례(즉, 도 11이나 도 12의 일례)에도 적용 가능하지만, 이하 설명의 편의를 위해 도 13의 일례를 기초로 설명한다.
도 13은 본 명세서가 80MHz 송신에 적용된 일례를 나타낸다.
도 13의 일례는 20MHz 채널 당 제1 식별자(1310)가 구성된다. 즉, 20MHz 채널마다 242-type의 RU가 할당되는지를 지시하는 1비트 식별자가 4개 삽입될 수 있다. 이때, 80MHz 대역 내에서는 484-RU이 할당될 수 있기 때문에, 특정 20MHz 채널(즉, 242 chunk)이 242-RU를 위해 사용되는지, 484-RU를 위해 사용되는지를 지시하는 추가적인 식별자, 즉 상술한 제2 식별자(1320)가 추가로 포함될 수 있다. 제1 및 제2 식별자가 모두 사용되는 경우, 80MHz 대역에서는 총 8 비트의 정보가 제1/제2 식별자를 위해 사용될 수 있다.
상기 제1 및 제2 식별자는 “242 unit bitmap” 및 “484 unit assignment indication field”로도 표시될 수 있다. 제1 및 제2 식별자는 2비트의 필드로 구현될 수 있다. 예를 들어, 제1 채널에 상응하는 제2 식별자(1350) 및 제2 채널에 상응하는 제2 식별자(1360)이 “00”으로 설정되면, 이는 해당 PPDU에서는 484-RU가 할당되지 않는다. 예를 들어, 제1 및 제2 식별자가 “1” 과 “0”으로 설정되면, 오직 242-RU 만으로 할당됨이 지시될 수 있다.
도 13의 일례는, 도시된 바와 같은 제1 식별자(1310)과 제2 식별자(1320)에 관한 일례이다. 그러나 추가적으로 제2 제어 필드(즉, SIG-B)와 데이터 필드 간의 주파수 매핑 관계에 관한 일례가 적용될 수 있다.
구체적으로, 제2 제어 필드(즉, SIG-B)는 각 20MHz 채널마다 별도로 구성할 수 있다. 그러나, 본 명세서는 하위 2개의 20MHz 채널(1330)과 상위 2개의 20MHz 채널(1340)을 독립적으로 구성하는 일례를 제안한다. 구체적으로, 상위 또는 하위 2개의 20MHz 채널에 대응되는 SIG-B를 구성하고, 이를 복제(duplication) 시켜서 나머지 2개의 20MHz 채널을 위해 사용하는 일례를 제안한다.
본 명세서에서 제안하는 필드 전부 또는 일부, 예를 들어, SIG-B는, 상술한 복제 방법에 따라 구성되는 것이 바람직하다. 예를 들어, 도 13의 일례에 도시된 4개의 20MHz 채널을, 아래부터 차례로 제1 내지 제4 채널로 구분하는 경우, 제1 및 제2 채널에 포함되는 SIG-B는 제3 및 제4 채널에 포함되는 SIG-B와 그 내용(contents)이 동일할 수 있다. 또한, 도시된 바와 같이, 제2 채널에 상응하는 SIG-B는 STA3에 상응하는 AID3을 먼저 표시하고, 그 다음에 STA4에 상응하는 AID를 4를 표시한다. 이에 따라, 제2 채널에 상응하는 SIG-B는, STA3을 제2 채널에 상응하는 데이터 필드에 할당하고, STA4를 제4 채널에 상응하는 데이터 필드에 할당할 수 있다. 즉, 제2 채널에 상응하는 SIG-B은 제2 채널에 상응하는 데이터 필드에 관한 STA 식별 정보를 먼저 지시하고, 그 다음에 제4 채널에 상응하는 데이터 필드에 관한 STA 식별 정보를 지시할 수 있다.
또한, 도 13을 참고하면, 제1 채널에 상응하는 SIG-B는, 제1 채널에 상응하는 데이터 필드를 지시하고, 제1 채널에 상응하는 데이터 필드에 할당된 STA(즉, STA 1)를 지시하고, 또한 제3 채널에 상응하는 데이터 필드를 지시하고, 제3 채널에 상응하는 데이터 필드에 할당된 STA(즉, STA 2)를 지시할 수 있다. 즉, 제1 채널에 포함된 SIG-B은 제1 채널에 상응하는 데이터 필드에 관한 STA 식별 정보 및 제3 채널에 상응하는 데이터 필드에 관한 STA 식별 정보를 지시할 수 있다.
도 14는 본 명세서에 따른 또 다른 일례를 나타낸다.
도 14을 참조하면, 각 20MHz에 상응하는 SIG-B 필드의 맨 앞에는 제1 식별자(1410)가 포함되고, 그 다음에 제2 식별자(1420)가 포함된다.
도 14의 제1/제2 식별자는 도 13의 제1/제2 식별자와 동일하게 사용될 수 있다. 또한, 도 14의 일례는, 도 13의 일례와 마찬가지로, SIG-B와 데이터 필드간에 기설정된 매핑 관계를 가질 수 있다. 다만, 도 13의 일례와 다르게, 도 14의 일례는 제1 채널에 상응하는 SIG-B가 제1/제2 채널에 상응하는 데이터 필드에 매핑되고, 제2 채널에 상응하는 SIG-B가 제3/제4 채널에 상응하는 데이터 필드에 매핑된다.
도 15는 본 명세서에 따른 또 다른 일례를 나타낸다.
도 15를 참조하면, 각 20MHz에 상응하는 SIG-B 필드의 맨 앞에는 제1 식별자(1510)가 포함되고, 그 다음에 제2 식별자(1520)가 포함된다. 도 15의 일례에 따른 제1/제2 식별자는 도 13 및/또는 도 14의 제1/제2 식별자에 대응될 수 있다.
도 15에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드의 정보 전부 또는 일부는 제3/제4 채널에 복제(duplicate)될 수 있다. 즉, 도 15에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드는 {AID1, 2} 및 {AID1, 3}를 지시하는데, 제3/제4 채널에 대응되는 SIG-B 필드 역시 {AID1, 2} 및 {AID1, 3}를 지시할 수 있다.
도 15를 참고하면, 제1 채널에 대응하는 제2 식별자(1550)은 “1”을 지시하고, 제2 채널에 대응되는 제2 식별자(1560)은 “0”을 지시한다. 이는 제1/제2 채널에 대해서는 484-RU가 할당되고, 제3/제4 채널에 대해서는 484-RU가 할당되지 않음을 지시한다. 도 15의 일례에서 제1 식별자(1510)는 모두 1로 설정되므로, 결국 도 15의 데이터 필드는 제1/제2 채널에 대해서는 484-RU가 할당되고, 제3 채널에 대해서는 242-RU가, 제4 채널에 대해서도 242-RU가 할당된다.
도 15의 일례의 기타 다른 특징은 도 13 내지 도 14의 일례와 동일하다.
도 16은 본 명세서에 따른 또 다른 일례를 나타낸다.
도 16을 참조하면, 각 20MHz에 상응하는 SIG-B 필드의 맨 앞에는 제1 식별자(1610)가 포함되고, 그 다음에 제2 식별자(1620)가 포함된다.
도 16에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드의 정보 전부 또는 일부는 제3/제4 채널에 복제(duplicate)될 수 있다. 즉, 도 16에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드는 {AID1, 2} 및 {AID3, 2}를 지시하는데, 제3/제4 채널에 대응되는 SIG-B 필드 역시 {AID1, 2} 및 {AID3, 2}를 지시할 수 있다.
도 16을 참고하면, 제1 채널에 대응하는 제2 식별자(1650)은 “0”을 지시하고, 제2 채널에 대응되는 제2 식별자(1660)은 “1”을 지시한다. 이는 제1/제2 채널에 대해서는 484-RU가 할당되지 않고, 제3/제4 채널에 대해서는 484-RU가 할당됨을 지시한다. 도 16의 일례에서 제1 식별자(1610)는 모두 1로 설정되므로, 결국 도 16의 데이터 필드는 제1/제2 채널에 대해서는 모두 242-RU가 할당되고, 제3/4 채널에 대해서는 484-RU가 할당된다.
도 16의 일례의 기타 다른 특징은 도 13 내지 도 15의 일례와 동일하다.
도 17은 본 명세서에 따른 또 다른 일례를 나타낸다.
도 17을 참조하면, 각 20MHz에 상응하는 SIG-B 필드의 맨 앞에는 제1 식별자(1710)가 포함되고, 그 다음에 제2 식별자(1720)가 포함된다.
도 17에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드의 정보 전부 또는 일부는 제3/제4 채널에 복제(duplicate)될 수 있다. 즉, 도 17에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드는 {AID1} 및 {AID2}를 지시하는데, 제3/제4 채널에 대응되는 SIG-B 필드 역시 {AID1} 및 {AID2}를 지시할 수 있다.
도 17을 참고하면, 제1 채널에 대응하는 제2 식별자(1750)은 “1”을 지시하고, 제2 채널에 대응되는 제2 식별자(1760)은 “1”을 지시한다. 이는 제1/제2 채널에 대해서 484-RU가 할당되고, 또한 제3/제4 채널에 대해서도 484-RU가 할당됨을 지시한다.
도 17의 일례의 기타 다른 특징은 도 13 내지 도 16의 일례와 동일하다.
도 18은 본 명세서에 따른 또 다른 일례를 나타낸다.
도 18을 참조하면, 각 20MHz에 상응하는 SIG-B 필드의 맨 앞에는 제1 식별자(1810)가 포함되고, 그 다음에 제2 식별자(1820)가 포함된다.
도 18에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드의 정보 전부 또는 일부는 제3/제4 채널에 복제(duplicate)될 수 있다. 즉, 도 18에 도시된 바와 같이 제1/제2 채널에 대응되는 SIG-B 필드는 {AID1, 2} 및 {AID1, 2}를 지시하는데, 제3/제4 채널에 대응되는 SIG-B 필드 역시 {AID1, 2} 및 {AID1, 2}를 지시할 수 있다.
도 18을 참고하면, 제1 채널에 대응하는 제2 식별자(1850)은 “1”을 지시하고, 제2 채널에 대응되는 제2 식별자(1860)은 “1”을 지시한다. 이는 제1/제2 채널에 대해서 484-RU가 할당되고, 또한 제3/제4 채널에 대해서도 484-RU가 할당됨을 지시한다.
도 18의 일례의 기타 다른 특징은 도 13 내지 도 17의 일례와 동일하다.
도 19는 본 실시예에 따른 SIG-A, SIG-B 및 데이터 필드의 관계를 나타내는 도면이다. 도 19의 일례는 상술한 내용을 하나의 PPDU 상에 표시한 내용이다.
도 19의 PPDU(1901)는, 도 7에 도시된 필드의 전부 또는 일부를 포함할 수 있다. 구체적으로, 도시된 바와 같이 제1 제어 필드(1910), 제2 제어 필드(1920, 1930) 및 데이터 필드(1940)를 포함할 수 있다. 제1 제어 필드(1910)는 상술한 SIG-A 또는 HE-SIG A에 대응되고, 제2 제어 필드(1920)는 상술한 SIG-B 또는 HE-SIG B에 대응될 수 있다.
상기 제1 제어 필드(1910)는 도 7의 HE-SIG A(730) 및 도 11 내지 도 18에 도시된 기술적 특징을 포함할 수 있다. 구체적으로, 제1 제어 필드(1910)는 PPDU(1901)의 해석을 위한 제어 정보를 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 7의 일례에서 설명한 바와 같이, PPDU(1901)가 송신되는 송신 주파수 대역을 지시하는 서브 필드(20MHz, 40MHz, 80MHz, 160MHz 등을 지시)를 포함할 수 있다.
또한, 도 11 내지 도 18에서 설명한 제어 식별자(예를 들어, 제1 식별자 및/또는 제2 식별자)를 포함할 수 있다. 구체적으로, 제1 제어 필드(1910)는 송신 주파수 대역의 전 대역(full bandwidth)에 상응하는 단일(single)의 RU가 할당되는지 여부를 지시하는 1 비트 식별자를 포함할 수 있다. 상기 제1 제어 필드(1910)의 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 “1”로 설정되면, 송신 주파수 대역의 전 대역(full bandwidth)에 상응하는 단일(single)의 RU가 할당되는 것이 지시된다. 즉, 송신 주파수 대역이 20MHz 대역인 경우, 단일의 242-RU가 할당됨이 지시되고, 예를 들어, 송신 주파수 대역이 80MHz 대역인 경우 단일의 996-RU가 할당됨이 지시된다. 한편, 상술한 바와 같이, 상기 1비트 식별자는, 전 대역 다중사용자 MIMO(Full Bandwidth MU-MIMO)를 위한 시그널링할 수 있는 기술적 효과가 있다.
도 19의 일례가 80MHz 송신에 적용되는 경우, 상기 제1 제어 필드(1910)는 20MHz 단위로 생성된 이후, 송신 주파수 대역에 따라 복제(duplicate)되는 형태로 PPDU(1901)에 포함될 수 있다. 즉, 제1 제어 필드(1910)는 20MHz 단위로 생성되고, 80MHz 대역에 맞게 복제될 수 있다.
제2 제어 필드는 도 8에 도시된 공통 필드 및 사용자-특정 필드를 포함하는 HE-SIG B 필드에 대응될 수 있다. 즉, 제2 제어 필드는 공통 필드(1920) 및 사용자-특정 필드(1930)를 포함할 수 있다. 상술한 바와 같이, SIG-B의 공통 필드(1920)에는, 사용자에 대한 RU 할당 정보와 같은 공통 정보가 포함될 수 있다. 예를 들어, 특정한 n-비트 매핑 정보를 포함하는 룩업-테이블 형태의 RU 할당 정보가 포함될 수 있다. RU 할당 정보는 대응되는 데이터 필드(1940)에 적용되는 RU의 배치 또는 할당 정보를 지시할 수 있다. 즉, 도 4 내지 도 6과 같이 다수의 RU가 배치되는 구조를 지시할 수 있다. 제2 제어 필드의 공통 필드(1920)를 수신한 모든 STA은, 대응되는 데이터 필드(1940)가 어떤 RU로 구성되는지를 확인할 수 있다.
정리하면, 제2 제어 필드는, 공통 필드(1920)를 통해, RU(resource unit)를 위한 할당 정보를 포함하는 것이 일반적이다. 그러나 만약 제1 제어 필드(1910)에 포함되는 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 “1”로 설정되면, 상기 RU를 위한 할당 정보는 생략되는 것이 바람직하다. 즉, 공통 필드(1920)가 생략될 수 있다. 상기 제어 식별자가 “1”로 설정되면, 오직 1개의 RU가 사용되므로, 별도로 RU를 위한 할당 정보를 구성할 필요가 없기 때문에 공통 필드(1920)는 생략 가능하다. 달리 표현하면, 제1 제어 필드(1910)에 포함되는 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 “0”으로 설정되면 제2 제어 필드의 공통 필드(1920)는 RU(resource unit)를 위한 할당 정보를 포함하고, 만약 제1 제어 필드(1910)에 포함되는 제어 식별자(예를 들어, 1 비트 식별자)가 “1”로 설정되면 제2 제어 필드의 공통 필드(1920)는 RU(resource unit)를 위한 할당 정보를 포함하지 않을 수 있다.
제2 제어 필드(1920, 1930)는 데이터 필드(1940)의 복조를 위해 사용된다. 이 경우, 제2 제어 필드 및 데이터 필드(1940)는 도 13 내지 도 18에 도시된 바와 같은 매핑 관계를 가질 수 있다.
예를 들어, 도 19의 일례가 80MHz 송신에 관련되는 경우, 제2 제어 필드는, 제1 내지 제4 SIG-B 채널에 대응될 수 있다. 즉, 4개의 20MHz 단위의 채널로 구분될 수 있다.
이 경우, 제1 SIG-B 채널에 대응되는 제2 제어 필드(1921, 1931)의 내용(contents)은 제3 SIG-B 채널에 대응되는 제2 제어 필드(1923, 1933)의 내용과 동일할 수 있다. 달리 표현하면, 상기 PPDU(1901)는, 제2 제어 필드의 일부는 복제될 수 있다. 제2 제어 필드에 대한 복제는 다양하게 구현될 수 있다.
설명의 편의를 위해 제1 내지 제4 SIG-B 채널에 대응되는 4개의 제2 제어 필드는, 제1, 제2, 제3, 제4 시그널 필드라 칭할 수 있다. 이 경우, 제2 시그널 필드(1922, 1932)가 복제되어 제4 시그널 필드(1924, 1934)가 구성될 수 있다. 즉, 제2 SIG-B 채널에 대응되는 제2 제어 필드(1922, 1932)의 내용(contents)은 제4 SIG-B 채널에 대응되는 제2 제어 필드(1924, 1934)의 내용과 동일할 수 있다.
이와 같은 복제가 수행되는 경우, 제1 시그널 필드(1921, 1931)는 제1 데이터 채널의 데이터 필드(1941) 및 제3 데이터 채널의 데이터 필드(1943)에 대응될 수 있다. 또한, 제2 시그널 필드(1922, 1932)는 제2 데이터 채널의 데이터 필드(1942) 및 제4 데이터 채널의 데이터 필드(1944)에 대응될 수 있다.
달리 표현하면, 제1 시그널 필드(1921, 1931)에 포함되는 공통 필드(1921)는 제1 데이터 채널의 데이터 필드(1941)에 적용되는 RU에 관한 할당 정보와 제3 데이터 채널의 데이터 필드(1943)에 적용되는 RU에 관한 할당 정보를 지시할 수 있다. 이 경우, 제1 시그널 필드(1921, 1931) 내에는, 제1 데이터 채널의 데이터 필드(1941)에 적용되는 RU에 관한 할당 정보가 1개의 BCC 블록 형태로 먼저 삽입되며, 그 다음에 제3 데이터 채널의 데이터 필드(1943)을 위한 1개의 BCC 블록이 삽입된다.
또한, 제1 시그널 필드(1921, 1931)에 포함되는 사용자 특정 필드(1931)는 제1 데이터 채널의 데이터 필드(1941)에 할당되는 STA의 식별 정보(예를 들어, AID) 및 제3 데이터 채널의 데이터 필드(1943)에 할당되는 STA의 식별 정보(예를 들어, AID)를 포함할 수 있다. 이 경우, 제1 시그널 필드(1921, 1931) 내에는, 상술한 2개의 BCC 블록이 삽입된 다음에, 제1 데이터 채널의 데이터 필드(1941)에 할당되는 STA에 대한 BCC 블록이 삽입되고, 이후 제3 데이터 채널의 데이터 필드(1943)에 할당되는 STA에 대한 BCC 블록이 삽입된다.
도 19에서, 제2 제어 필드(1920, 1930)가 송신되는 주파수 대역은 4개의 “SIG-B 채널”로 표시되었고, 데이터 필드(1940)가 송신되는 주파수 대역은 4개의 “데이터 채널”로 표시되었지만, 각 SIG-B 채널 및 데이터 채널은, 도 7에서 설명한 4개의 주파수 대역에 대응되는 것으로 이해될 수 있다. 즉, 도 7의 일례에서 설명한 바와 같이, 데이터 채널의 각 경계면과 SIG-B 채널의 각 경계면이 완전히 일치하지 않을 수 있지만, 대응되는 20MHz 주파수 대역을 기준으로 설명하면, 제1 주파수 대역에 대응되는 제2 제어 필드(1921, 1931)는, 제1/제3 주파수 대역에 대응되는 2 개의 데이터 필드(1941, 1943)에 대응된다. 또한, 제2 주파수 대역에 대응되는 제2 제어 필드(1922, 1932)는, 제2/제4 주파수 대역에 대응되는 2 개의 데이터 필드(1942, 1944)에 대응된다.
도 20은 80MHz 송신을 위해 사용되는 SIG-B의 일례를 나타내는 도면이다.
도 20의 일례는 도 19의 일례를 더욱 구체화한 일례를 제안한다. 도 20에 도시된 바와 같이, SIG-B는 공통 필드(2010) 및 사용자 특정 필드(2020)을 포함한다. 또한, SIG-B의 공통 필드(2010) 및 사용자 특정 필드(2020)는, 각각 20MHz 채널에 상응하는 4개의 주파수 대역(2041, 2042, 2043, 2044)에 대응되는 4개의 필드를 포함한다. 도 20에서 4개로 구분된 SIG-B 필드는 각각 제1 내지 제4 시그널 필드 등의 다양한 명칭으로 불릴 수 있다.
도 20에서와 같이 20MHz 대역 단위로 구분되는 경우, 제1 주파수 대역(2041)에 상응하는 SIG-B는 제1 및 제3 주파수 대역의 데이터 필드에 매핑되고, 제2 주파수 대역(2042)에 상응하는 SIG-B는 제2 및 제4 주파수 대역의 데이터 필드에 매핑되는 것이 바람직하다. 또한, 제1 주파수 대역(2041)에 상응하는 SIG-B가 복제되어 제3 주파수 대역(2043)에 상응하는 SIG-B가 구성될 수 있고, 제2 주파수 대역(2042)에 상응하는 SIG-B가 복제되어 제4 주파수 대역(2044)에 상응하는 SIG-B가 구성될 수 있다.
도 20을 참조하면, 제1 주파수 대역(2041)에 상응하는 공통 필드는 RU signalling field를 포함하고, 이는 제1 및 제3 주파수 대역에 상응하는 데이터 필드를 위해 사용된다. 도 20에 도시된 각각의 RU signalling field는 20MHz를 기준으로 하나의 look-up table로 구성될 수 있다. 제1 주파수 대역(2041)에 상응하는 공통 필드는 2 개의 주파수 대역에 상응하는 데이터 필드에 대응되므로, 두 개의 RU signalling field가 동시에 송신될 수 있다. 2개의 RU signalling field 중 첫 번째 필드는, 제1 주파수 대역(2041)에 상응하는 데이터 필드를 지시하고, 두 번째 필드는, 제3 주파수 대역(2043)에 상응하는 데이터 필드를 지시하고,
동일한 기술적 특징은, 제2 주파수 대역(2042)에 상응하는 SIG-B에도 적용된다. 즉, 제2 주파수 대역(2042)에 상응하는 SIG-B는 제2 및 제4 주파수 대역(2042, 2044)에 상응하는 데이터 필드를 위한 2개의 RU signalling field를 포함할 수 있다.
2 개의 RU signaling field는 각기 독립적으로 두 개가 존재하지 않고, 하나의 통합(unified)된 look-up table에 대응될 수 있다. 즉, 불연속적인 40MHz의 할당을 지시할 수 있도록 설계되는 것도 가능하다.
상술한 바와 같이, 제1 및 제3 주파수 대역에 상응하는 SIG-B는 제2 및 제4 주파수 대역 상에 복제되는 것이 바람직하다.
상술한 일례는 다양하게 변형될 수 있다. 예를 들어, RU 룩업 테이블 및 RU signalling field에 관해서는 이하에서 설명하는 추가적인 기술적 특징이 적용될 수 있다.
예를 들어, 20MHz의 대역에 상응하는 RU들이, 26-RU, 52-RU, 106-RU (또는, 242-RU, aggregate된 484-RU, 996-RU)들의 조합으로 구성될 수 있다. 이 경우, 조합의 개수가 32개 이하인 경우, 5 비트 정보를 통해 RU 룩업 테이블을 구성할 수 있다. 이 경우, 106-RU 또는 그 이상의 RU에 대해서만 MU-MIMO 기법을 사용하기로 설정하는 경우, 106-RU의 할당에 관해서는 대략 12개 정도의 경우가 존재한다. 즉, 3 비트 또는 4 비트의 MU-MIMO 지시자(즉, MU-MIMO field)를 추가로 사용하면, 20MHz에 대한 1) RU 들의 조합에 관한 정보 및 2) MU-MIMO가 적용되는 RU에 대한 정보까지도 시그널링 할 수 있다.
이 경우, MU-MIMO 기법에 관련된 시그널은 이하처럼 구체화될 수 있다.
예를 들어, 5 비트 정보에 의해 지시되는 RU 들의 조합에 106-RU가 포함되는 경우, 3 비트 또는 4비트의 MU-MIMO 지시자(즉, MU-MIMO field)는 하기와 같이 구체화될 수 있다.
1) 3비트 MU-MIMO 지시자: 106-RU에 다중화(multiplexing)될 수 있는 총 8 사용자 STA을 지시할 수 있다. 예를 들어, 사용자의 총 수를 지시하는 것이 가능하다. 구체적으로, “000”의 경우 1명, “111”의 경우 총 8명의 사용자 STA가 해당 106-RU에 MU-MIMO 기법에 따라 다중화 되었음을 지시할 수 있다. 즉, MU-MIMO 기법이 적용되었다는 점과, MU-MIMO 기법에 따라 다중화되는 사용자 STA의 수를 동시에 지시할 수 있다.
예를 들어, 5 비트 정보에 의해 지시되는 RU 들의 조합에 2개의 106-RU가 포함되는 경우, MU-MIMO 지시자(즉, MU-MIMO field)는 하기와 같이 구체화될 수 있다.
2) 4비트 MU-MIMO 지시자
우선, 2 비트씩 각 106-RU에 다중화되는 사용자 STA을 지시할 수 있다. 이 경우, 각 106-RU에 다중화될 수 있는 사용자의 수의 조합이 제한이 될 수 있는데, 예를 들어 다음과 같이 구성될 수 있다.
a) 첫 번째 106-RU에 대한 2비트는 4개의 사용자 STA을 지시하고, 두 번째 106-RU에 대한 2비트는 4개의 사용자 STA을 지시할 수 있다.
b) 4 비트 정보로 표현되는 16개의 경우의 수를 사용해서, 각 106-RU에 할당될 수 있는 사용자 STA의 조합을 지시할 수 있다.
- E.g. (2,6), (4,4), (8,8),…
3 비트 정보로 표현되는 16개의 경우의 수를 사용해서, 각 106-RU에 할당될 수 있는 사용자 STA의 조합을 지시할 수 있다.
- E.g. (2,6), (4,4),(8,8)…
IEEE 규격에서 사용되는 PPDU는 주로 20MHz의 채널 대역폭 상에서 송신되는 PPDU 구조로 설명된다. 20MHz의 채널 대역폭보다 넓은 대역폭(예를 들어, 40MHz, 80MHz) 상에서 송신되는 PPDU 구조는 20MHz의 채널 대역폭에서 사용되는 PPDU 구조에 대한 선형적인 스케일링을 적용한 구조일 수 있다.
IEEE 규격에서 사용되는 PPDU 구조는 64 FFT(Fast Fourier Tranform)를 기반으로 생성되고, CP 부분(cyclic prefix portion)은 1/4일 수 있다. 이러한 경우, 유효 심볼 구간(또는 FFT 구간)의 길이가 3.2us, CP 길이가 0.8us, 심볼 듀레이션은 유효 심볼 구간 및 CP 길이를 더한 4us(3.2us+0.8us)일 수 있다.
무선 네트워크는 유비쿼터스(ubiquitous)이며 실내에 보통 있고 실외에 자주 설치되고 있다. 무선 네트워크는 다양한 기술을 사용하여 정보를 송신 및 수신한다. 예를 들어, 이에 한정되는 것은 아니지만, 통신에 사용되는 2 가지의 널리 보급 된 기술은 IEEE 802.11n 표준 및 IEEE 802.11ac 표준과 같은 IEEE 802.11 표준을 준수하는 기술이다.
IEEE 802.11 표준은 IEEE 802.11 기반 무선 LAN (WLAN)의 작동을 지원하는 다양한 기능을 제공하는 공통 MAC(Medium Access Control) 계층을 지정한다. MAC 계층은 공유 라디오에 대한 액세스를 조정하고 무선 매체를 통한 통신을 향상시키는 프로토콜을 활용하여 IEEE 802.11 스테이션(예 : PC의 무선 네트워크 카드 (NIC) 또는 다른 무선 장치 또는 스테이션 (STA) 및 액세스 포인트 (AP)) 간의 통신을 관리하고 유지한다.
IEEE 802.11ax는 802.11ac의 후속 제품으로, 특히 공공 핫스팟 및 기타 고밀도 트래픽 영역과 같은 고밀도 영역에서 WLAN 네트워크의 효율성을 높이기 위해 제안되었다. IEEE 802.11은 또한 직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA)을 사용할 수 있다. IEEE 802.11 작업 그룹(Work Group) 내의 High Efficiency WLAN 연구 그룹 (HEW SG)은 IEEE 802.11 표준과 관련하여 AP (액세스 포인트) 및 / 또는 STA (스테이션)의 고밀도 시나리오에서 시스템 처리량 / 면적을 향상시키기 위해 스펙트럼 효율 향상을 고려하고 있다.
웨어러블 장치(wearable device) 및 센서, 모바일 장치 등과 같은 소형 컴퓨팅 장치(small computing device)는 소규모 배터리 용량으로 인해 제약을 받지만 Wi-Fi, Bluetooth®, BLE (Bluetooth® Low Energy) 등과 같은 무선 통신 기술을 지원하고, 스마트폰, 태블릿, 컴퓨터 등과 같은 다른 컴퓨팅 장치에 연결하고 데이터를 교환해야 한다. 이러한 통신은 전력을 소비하므로 이러한 장치에서 이러한 통신의 에너지 소비를 최소화하는 것이 중요하다. 에너지 소비를 최소화하기 위한 하나의 이상적인 전략은 지연을 너무 많이 증가시키지 않고 데이터 송신 및 수신을 유지하면서 통신 블록에 대한 전원을 가능한 빈번하게 끄는 것이다. 즉, 데이터 수신 직전에 통신 블록을 송신하고 웨이크 업할 데이터가 있을 때만 통신 블록을 켜고 나머지 시간 동안 통신 블록의 전원을 끈다.
이하에서는, 저전력 웨이크업 수신기(Low-Power Wake-Up Receiver; LP-WUR)를 설명한다.
본 명세서에서 기술하는 통신 시스템(또는 통신 서브 시스템)은 메인 라디오(802.11)과 저전력 웨이크업 수신기를 포함한다.
메인 라디오는 사용자 데이터의 송수신을 위해 사용된다. 메인 라디오는 송신할 데이터 또는 패킷이 있지 않으면 꺼진다. 저전력 웨이크업 수신기는 수신할 패킷이 있을 때 메인 라디오를 깨운다. 이때, 사용자 데이터는 메인 라디오에 의해 송수신된다.
저전력 웨이크업 수신기는 사용자 데이터를 위함이 아니다. 단순히 메인 라디오를 깨우기 위한 수신기이다. 즉, 송신기는 포함하지 않는다. 저전력 웨이크업 수신기는 메인 라디오가 꺼져있는 동안 활성화된다. 저전력 웨이크업 수신기는 활성화 상태에서 1mW 미만의 타겟 전력 소비를 목표로 한다. 또한, 저전력 웨이크업 수신기는 5MHz 미만의 좁은 대역폭을 사용한다. 또한, 저전력 웨이크업 수신기의 타겟 송신 범위(target transmission range)는 기존 802.11의 타겟 송신 범위와 동일하다.
도 21은 데이터가 수신되지 않는 환경에서의 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다. 도 22는 데이터가 수신되는 환경에서 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다.
도 21 및 도 22에 도시된 바와 같이, 송수신할 데이터가 있는 경우, 이상적인 송수신 전략을 구현하는 한 가지 방법은 Wi-Fi, Bluetooth® 라디오, BLE (Bluetooth® Radio)와 같은 메인 라디오(Main radio)를 웨이크업 할 수 있는 저전력 웨이크업 수신기(LP-WUR)를 추가하는 것이다.
도 21을 참조하면, Wi-Fi / BT / BLE(2120)가 꺼져 있고 저전력 웨이크업 수신기(2130)는 데이터가 수신되지 않는 상태로 켜져 있다. 일부 연구에 따르면 이러한 저전력 웨이크업 수신기(LP-WUR)의 전력 소비는 1mW 미만일 수 있다.
그러나, 도 22에 도시된 바와 같이, 웨이크업 패킷이 수신되면, 저전력 웨이크업 수신기(2230)는 웨이크업 패킷 다음에 오는 데이터 패킷이 정확하게 수신될 수 있도록 전체 Wi-Fi / BT / BLE 라디오(2220)를 웨이크업 한다. 그러나 어떤 경우에는 실제 데이터 또는 IEEE 802.11 MAC 프레임이 웨이크업 패킷에 포함될 수도 있다. 이 경우 전체 Wi-Fi / BT / BLE 라디오(2220)를 깨울 필요는 없지만 Wi-Fi / BT / BLE 라디오(2220)의 일부만 깨우쳐 필요한 프로세스를 수행해야 한다. 이는 상당한 절전을 가져올 수 있다.
본 명세서에 개시된 하나의 예시적인 기술은 저전력 웨이크업 수신기를 이용하는 Wi-Fi / BT / BLE에 대한 세분화된 웨이크업 모드에 대한 방법을 정의한다. 예를 들어, 웨이크업 패킷에 포함 된 실제 데이터는 Wi-Fi / BT / BLE 라디오를 깨우지 않고도 장치의 메모리 블록으로 직접 전달할 수 있다.
다른 예로서, 웨이크업 패킷에 IEEE 802.11 MAC 프레임이 포함 된 경우 웨이크업에 포함 된 IEEE 802.11 MAC 프레임을 처리하기 위해 Wi-Fi / BT / BLE 무선 장치의 MAC 프로세서만 깨우면 된다. 즉, Wi-Fi / BT / BLE 라디오의 PHY 모듈의 전원을 끄거나 저전력 모드로 유지할 수 있다.
저전력 웨이크업 수신기를 사용하는 Wi-Fi / BT / BLE 라디오에 대해 다수의 세분화된 웨이크업 모드가 정의되어, 웨이크업 패킷이 수신될 때 Wi- -Fi / BT / BLE 라디오의 전원을 켜야 한다. 그러나, 상기 실시예에 따르면, Wi-Fi / BT / BLE 라디오의 필요한 파트(또는 구성 요소)만 선택적으로 깨어나게 되어 에너지를 절약하고 대기 시간을 줄일 수 있다. 웨이크업 패킷 수신 시 저전력 웨이크업 수신기를 사용하는 많은 솔루션이 전체 Wi-Fi / BT / BLE 라디오를 웨이크업 한다. 본 명세서에서 논의된 하나의 예시적인 양태는 수신된 데이터를 처리하는데 필요한 Wi-Fi / BT / BLE 라디오의 필요한 부분만을 깨우므로 상당한 양의 에너지를 절약하고 메인 라디오를 깨우는 데 있어 불필요한 대기 시간을 줄일 수 있다.
또한, 상기 실시예에서, 저전력 웨이크업 수신기(2230)는 송신장치(2200)로부터 송신된 웨이크업 패킷에 기초하여 메인 라디오(2220)를 웨이크업 할 수 있다.
또한, 송신장치(2200)은 수신장치로(2210)로 웨이크업 패킷을 송신하도록 설정될 수 있다. 예를 들어, 메인 라디오(2220)가 웨이크업 되도록 저전력 웨이크업 수신기(2230)에 지시할 수 있다.
도 23은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷 구조의 일례를 나타낸다.
웨이크업 패킷은 하나 이상의 레거시 프리앰블(legacy preamble)을 포함할 수 있다. 하나 이상의 레거시 장치는 상기 레거시 프리앰블을 디코딩하거나 처리할 수 있다.
또한, 웨이크업 패킷은 레거시 프리앰블 뒤에 페이로드를 포함할 수 있다. 페이로드는 간단한 변조 방식, 예를 들어, 온오프 키잉(On-Off Keying; OOK) 변조 방식에 의해 변조될 수 있다.
도 23을 참조하면, 송신장치는 웨이크업 패킷(2300)을 생성 및/또는 송신하도록 구성될 수 있다. 수신장치는 수신된 웨이크업 패킷(2300)을 처리하도록 구성될 수 있다.
또한, 웨이크업 패킷(2300)은 IEEE 802.11 스펙에 의해 정의된 레거시 프리앰블 또는 임의의 다른 프리앰블(2310)을 포함할 수 있다. 또한, 웨이크업 패킷(2300)은 페이로드(2320)을 포함할 수 있다.
레거시 프리앰블은 레거시 STA과의 공존을 제공한다. 공존을 위한 레거시 프리앰블(2310)은 패킷을 보호하기 위해 L-SIG 필드를 사용한다. 레거시 프리앰블(2310) 내 L-STF 필드를 통해 802.11 STA은 패킷의 시작을 검출할 수 있다. 레거시 프리앰블(2310) 내 L-SIG 필드를 통해 802.11 STA은 패킷의 마지막을 알 수 있다. 또한 L-SIG 다음에 BPSK로 변조한 하나의 심볼을 추가함으로써 802.11n 단말의 잘못된 알람(false alarm)을 줄일 수 있다. BPSK로 변조한 하나의 심볼(4us) 또한 레거시 파트와 같이 20MHz 대역폭을 가진다. 레거시 프리앰블(2310)은 써드 파티(third party) 레거시 STA(LP-WUR을 포함하지 않은 STA)을 위한 필드이다. 레거시 프리앰블(2310)은 LP-WUR로부터 복호되지 않는다.
페이로드(2320)는 웨이크업 프리앰블(2322)을 포함할 수 있다. 웨이크업 프리앰블(Wake-Up preamble, 2322)은 웨이크업 패킷(2300)을 식별하도록 구성된 비트들의 시퀀스를 포함할 수 있다. 웨이크업 프리앰블(2322)는 예를 들어, PN 시퀀스를 포함할 수 있다.
또한, 페이로드(2320)는 웨이크업 패킷(2300)을 수신하는 수신장치의 어드레스 정보 또는 수신장치의 식별자를 포함하는 MAC 헤더(2324)를 포함할 수 있다.
또한, 페이로드(2320)는 웨이크업 패킷의 다른 정보를 포함할 수 있는 프레임 바디(Frame Body, 2326)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 프레임 바디(2326)에는 페이로드의 길이 또는 사이즈 정보가 포함될 수 있다.
또한, 페이로드(2320)는 Cyclic Redundancy Check (CRC) 값을 포함하는 Frame Check Sequence (FCS) 필드(2328)를 포함 할 수 있다. 예를 들어 MAC 헤더(2324) 및 프레임 바디(2326)의 CRC-8 값 또는 CRC-16 값을 포함 할 수 있다.
도 24는 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷의 신호 파형을 나타낸다.
도 24를 참조하면, 웨이크업 패킷(2400)은 레거시 프리앰블(802.11 프리앰블, 2410)과 OOK로 변조된 페이로드를 포함한다. 즉, 레가시 프리앰블과 새로운 LP-WUR 신호 파형이 공존하는 형태이다.
또한, 레거시 프리앰블(2410)은 OFDM 변조 방식에 따라 변조될 수 있다. 즉, 레거시 프리앰블(2410)은 OOK 방식이 적용되지 않는다. 이에 반해 페이로드는 OOK 방식에 따라 변조될 수 있다. 다만, 페이로드 내 웨이크업 프리앰블(2422)은 다른 변조 방식에 따라 변조될 수도 있다.
레거시 프리앰블(2410)이 64 FFT가 적용되는 20MHz의 채널 대역폭 상에서 송신된다고 하면, 페이로드는 약 4.06MHz의 채널 대역폭 상에서 송신될 수 있다. 이는 후술하는 OOK 펄스(pulse) 설계 방법에서 설명하도록 한다.
먼저, OOK 방식을 이용한 변조 기법과 맨체스터 코딩(manchester coding) 기법에 대해 설명한다.
도 25는 OOK 방식을 이용해 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 비트 값의 1과 0의 비율에 따라 소비 전력이 결정되는 원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 25를 참조하면, 1 또는 0을 비트 값으로 갖는 이진 수열 형태의 정보를 표현하고 있다. 이와 같은 이진 수열 형태의 정보가 갖는 1 또는 0의 비트 값을 이용하면, OOK 변조 방식의 통신을 수행할 수 있다. 즉, 이진 수열 형태의 정보가 갖는 비트 값들을 고려하여, OOK 변조 방식의 통신을 수행할 수 있다. 예를 들어, 발광 다이오드를 가시광 통신에 이용하는 경우, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 비트 값이 1인 경우 발광 다이오드를 온(on) 시키고, 비트 값이 0인 경우 발광 다이오드를 오프(off) 시킴으로써 발광 다이오드를 점멸하게 할 수 있다. 이와 같은 발광 다이오드의 점멸에 따라 가시광 형태로 송신된 데이터를 수신장치가 수신하여 복원함으로써, 가시광을 이용한 통신이 가능하게 된다. 다만, 이와 같은 발광 다이오드의 점멸을 사람의 눈은 인지할 수 없으므로, 사람은 조명이 계속하여 유지되는 것으로 느껴진다.
설명의 편의상 도 25에 도시된 바와 같이 10개의 비트 값을 갖는 이진 수열 형태의 정보를 이용한다. 도 25을 참조하면, '1001101011'의 값을 가지는 이진 수열 형태의 정보가 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 비트 값이 1인 경우 송신장치를 온(on) 시키고, 비트 값이 0인 경우 송신장치를 오프(off) 시키면, 10개의 비트 값 중 6개의 비트 값에서 심볼이 온(on) 된다. 따라서, 10개의 비트 값 모두에서 심볼이 온 되는 경우, 100%의 소비 전력을 가진다고 하면, 도 8의 듀티 사이클(duty cycle)에 따르는 경우, 소비 전력은 60% 가 된다고 할 수 있다.
즉, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 1 과 0의 비율에 따라 송신기의 소비 전력이 결정된다고 할 수 있다. 바꾸어 말하면, 송신기의 소비 전력을 특정한 값으로 유지하여야 한다는 제약 조건이 있는 경우, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 1 과 0의 비율 또한 유지되어야 한다. 예를 들어, 조명 기기의 경우, 사람들이 원하는 특정 휘도 값으로 조명이 유지되어야 하므로, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 1 과 0의 비율 또한 유지되어야 한다.
다만, 웨이크업 수신기(WUR)에 대해서는 수신장치가 주체이므로 송신 전력은 크게 중요하지 않다. OOK를 사용하는 가장 큰 이유는 수신 신호의 복호 시 소모전력이 굉장히 적다는 데에 있다. 복호를 수행하기 전까지는 메인 라디오나 WUR에서 전력 소모가 크게 차이가 없지만 복호 과정으로 가면서 큰 차이가 발생한다. 아래는 대략적인 소모 전력이다.
- 기존 Wi-Fi 전력 소모는 약 100mW가 된다. 구체적으로, Resonator + Oscillator + PLL (1500uW) -> LPF (300uW) -> ADC (63uW) -> decoding processing (OFDM receiver) (100mW)의 전력 소모가 발생할 수 있다.
- 다만, WUR 전력 소모는 약 1mW가 된다. 구체적으로, Resonator + Oscillator (600uW) -> LPF (300uW) -> ADC(20uW) -> decoding processing (Envelope detector) (1uW)의 전력 소모가 발생할 수 있다.
도 26은 본 실시예에 따른 OOK 펄스의 설계 방법을 나타낸다.
OOK 펄스를 생성하기 위해 802.11의 OFDM 송신장치를 재사용할 수 있다. 상기 송신장치는 기존 802.11과 같이 64-point IFFT를 적용하여 64개의 비트를 가지는 시퀀스를 생성할 수 있다.
송신장치는 웨이크업 패킷의 페이로드를 OOK 방식으로 변조하여 생성해야 한다. 다만, 웨이크업 패킷은 저전력 통신을 위한 것이므로 온 신호(ON-signal)에 대해서 OOK 방식을 적용한다. 온 신호는 실제 전력 값을 가지는 신호이고, 오프 신호(OFF-signal)는 실제 전력 값을 가지지 않는 신호에 대응한다. 오프 신호 또한, OOK 방식이 적용되나 송신장치를 이용하여 신호가 발생된 것이 아니라, 실제 송신되는 신호가 없으므로 웨이크업 패킷의 구성에서 고려하지 않는다.
OOK 방식에서는 정보(비트) 1은 온 신호이고, 정보(비트) 0은 오프 신호가 될 수 있다. 이와 달리, 맨체스터 코딩 방식을 적용하면, 정보 1은 오프 신호에서 온 신호로 천이되는 것을 나타내고, 정보 0은 온 신호에서 오프 신호로 천이되는 것을 나타낼 수 있다. 또는 반대로, 정보 1은 온 신호에서 오프 신호로 천이되는 것을 나타내고, 정보 0은 오프 신호에서 온 신호로 천이되는 것을 나타낼 수도 있다. 맨체스터 코딩 방식은 후술하도록 한다.
도 26을 참조하면, 오른쪽 주파수 영역 그래프(2620)와 같이, 송신장치는 기준 대역인 20MHz 대역의 연속된 13개의 서브캐리어를 샘플로 선택하여 시퀀스를 적용한다. 도 26에서는, 20MHz 대역의 서브캐리어 중 가운데 위치한 13개의 서브캐리어를 샘플로 선택한다. 즉, 64개의 서브캐리어 중 서브캐리어 인덱스가 -6부터 +6까지인 서브캐리어를 선택한다. 이때, 서브캐리어 인덱스 0은 DC 서브캐리어로 0으로 널링될 수 있다. 샘플로 선택한 13개의 서브캐리어에만 특정 시퀀스를 설정하고, 13개의 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어(서브캐리어 인덱스 -32부터 -7까지 및 서브캐리어 인덱스 +7부터 +31까지)는 모두 0으로 설정한다.
또한, 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)은 312.5KHz이므로 13개의 서브캐리어는 약 4.06MHz의 채널 대역폭을 가진다. 즉, 주파수 영역에서 20MHz 대역 중 4.06MHz에 대해서만 전력이 있다고 볼 수 있다. 이렇게 전력을 가운데로 몰아줌으로써 SNR(Signal to Noise Ratio)이 커질 수 있고 수신장치의 AC/DC 컨버터에서 전력 소모가 적어질 수 있다는 장점이 있다. 또한, 샘플링 주파수 대역을 4.06MHz로 감소시켰으므로 전력 소모가 줄어들 수 있다.
또한, 도 26의 왼쪽 시간 영역 그래프(2610)와 같이, 송신장치는 13개의 서브캐리어에 대해 64-point IFFT를 수행하여 시간 영역에서 하나의 온 신호를 생성할 수 있다. 하나의 온 신호는 1비트의 크기를 가진다. 즉, 13개의 서브캐리어로 구성된 시퀀스가 1비트에 대응할 수 있다. 반면에, 송신장치는 오프 신호는 아예 송신하지 않을 수 있다. IFFT를 수행하면 3.2us의 심벌을 생성할 수 있고, CP(Cyclic Prefix, 0.8us)를 포함한다면, 4us의 길이를 가지는 하나의 심벌을 생성할 수 있다. 즉, 하나의 온 신호를 지시하는 1비트를 하나의 심벌에 실을 수 있다.
상술한 실시예와 같이 비트를 구성하여 보내는 이유는 수신장치에서 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 전력 소모를 적게 하기 위함이다. 이로써, 수신장치는 패킷을 최소 전력으로 복호할 수 있다.
다만, 하나의 정보에 대한 기본적인 데이터 레이트(data rate)는 125Kbps(8us) 또는 62.5Kbps(16us)가 될 수 있다.
상기 내용을 일반화시켜 주파수 영역에서 송신되는 신호는 다음과 같다. 즉, 20MHz 대역에서 길이가 K인 각각의 신호는 총 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 실려 송신될 수 있다. 즉, K는 신호를 송신하기 위해 사용되는 서브캐리어의 개수로 OOK 펄스의 대역폭에 대응할 수 있다. K개 이외의 서브캐리어의 계수(coefficient)는 모두 0이다. 이때, 정보 0과 정보 1에 해당하는 신호가 사용하는 K개의 서브캐리어의 인덱스는 동일하다. 예를 들어, 사용되는 서브캐리어 인덱스는 33-floor(K/2) : 33+ceil(K/2)-1로 나타낼 수 있다.
이때, 정보 1과 정보 0은 다음의 값을 가질 수 있다.
- 정보 0 = zeros(1,K)
- 정보 1 = alpha*ones(1,K)
상기 alpha는 전력 정규화 요소(power normalization factor)이고, 예를 들어, 1/sqrt(K)가 될 수 있다.
도 27은 본 실시예에 따른 맨체스터 코딩 기법에 대한 설명도이다.
맨체스터 코딩은 라인 코딩(line coding)의 일종으로 하나의 비트 구간(bit period)의 중간에서 크기(magnitude) 값의 전이가 일어나는 방식으로 아래의 표와 같이 정보를 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018003896-appb-T000001
즉, 맨체스터 코딩 기법이란 1은 01로 0은 10으로 또는 1은 10로 0은 01로 데이터를 변환하는 방법을 말한다. 상기 표 1은 맨체스터 코딩을 사용하여 1은 10로 0은 01로 데이터가 변환되는 일례를 나타낸다.
도 27에 도시된 바와 같이, 송신할 비트열, 맨체스터 코딩된 신호, 수신측에서 재생한 클럭 및 클럭에서 재생한 데이터를 위에서 아래로 순서대로 나타낸다.
상기 맨체스터 코딩 기법을 이용하여 송신측에서 데이터를 송신하면 수신측에서는 1→0 또는 0→1로 천이하는 천이점을 기준으로 조금 뒤에 데이터를 읽어 데이터를 복구하고, 1→0 또는 0→1로 천이하는 천이점을 클럭의 천이점으로 인식하여 클럭을 복구한다. 또는 천이점을 기준으로 심벌을 나누었을 때 심벌의 중심에서 앞부분과 뒷부분의 전력 비교로 간단히 복호할 수 있다.
도 27에 도시된 바와 같이, 송신할 비트열는 10011101이고, 송신할 비트열을 맨체스터 코딩한 신호는 0110100101011001이며, 수신측에서 재생한 클럭은 맨체스터 코딩된 신호의 천이점을 클럭의 천이점으로 인식하여 구하며, 이렇게 재생된 클럭을 이용하여 데이터를 복구한다.
이와 같은 맨체스터 코딩 기법을 이용하면, 별도의 클럭을 사용하지 않고 데이터 송신 채널만을 이용하여 동기 방식으로 통신을 할 수 있다.
또한, 이와 같은 방식은 데이터 송신 채널만을 이용함으로써 TXD 핀을 데이터 송신을 위해서 RXD 핀은 수신을 위해서 사용할 수 있다. 그러므로, 동기화된 양방향의 송신을 할 수 있는 것이다.
본 명세서는 WUR에서 사용될 수 있는 다양한 심벌 유형과 이에 따른 데이터 레이트에 대해 제안한다.
Robust한 성능이 필요한 STA와 AP로부터 강한 신호를 받는 STA들이 섞여 있기 때문에 상황에 따라 효율적인 데이터 레이트를 지원하는 것이 필요하다. 신뢰성(reliable) 있고 robust한 성능을 얻기 위해서는 심벌 기반 맨체스터 코딩(machester coding based symbol) 기법과 심벌 반복(symbol repetition) 기법이 사용될 수 있다. 또한, 높은 데이터 레이트를 얻기 위해서는 심벌 감소(symbol reduction) 기법이 사용될 수 있다.
이때, 각 심벌은 기존 802.11 OFDM 송신이기를 이용하여 생성될 수 있다. 또한, 각 심벌을 생성하기 위해 사용되는 서브캐리어 개수는 13개일 수 있다. 다만, 이에 국한되지는 않는다.
또한, 각 심벌은 온 신호(ON-signal) 및 오프 신호(OFF-signal)로 형성되는 OOK 변조를 사용할 수 있다.
WUR을 위해 생성된 하나의 심벌은 CP(Cyclic Prefix 또는 Guard Interval) 및 실제 정보를 나타내는 신호 부분으로 구성될 수 있다. CP 및 실제 정보 신호의 길이를 다양하게 설정하거나 반복하여 다양한 데이터 레이트를 갖는 심벌을 설계할 수 있다.
아래는 심벌 유형에 간한 다양한 일례를 나타낸다.
일례로, 기본 WUR 심벌은 CP+3.2us로 나타낼 수 있다. 즉, 기존 Wi-Fi와 동일한 길이를 갖는 심벌을 이용해 1비트를 나타낸다. 구체적으로, 송신장치는 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개의 서브캐리어)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 수행하여 3.2us의 정보 신호 부분을 형성한다. 이때, 이용 가능한 모든 서브캐리어 중 DC 서브캐리어 또는 가운데 서브캐리어 인덱스에는 0의 계수(coefficient)가 실릴 수 있다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 하나의 기본 WUR 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal
상기 표 2는 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있다. 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
다른 예로, 맨체스터 코딩이 적용된 심벌은 CP+1.6us+CP+1.6us 또는 CP+1.6us+1.6us로 나타낼 수 있다. 맨체스터 코딩이 적용된 심벌은 다음과 같이 생성될 수 있다.
Wi-Fi 송신장치를 사용하는 OOK 송신에서 송신 신호의 가드 인터벌을 제외한 하나의 비트(또는 심벌) 송신에 사용되는 시간은 3.2us이다. 이때, 맨체스터 코딩까지 적용된다면 1.6us에서 신호 크기의 전이가 일어나야 한다. 즉, 1.6us 길이를 갖는 각 서브 정보(sub-information)는 0 또는 1의 값을 가져야 하고, 다음과 같은 방식으로 신호를 구성할 수 있다.
* 정보 0 -> 1 0 (각각을 서브 정보 1 0 또는 서브 심벌 1(ON) 0(OFF)라 할 수 있다)
- 첫 번째 1.6us (서브 정보 1 또는 서브 심벌 1): 서브 정보 1은 beta*ones(1,K)의 값을 가질 수 있다. 상기 beta는 전력 정규화 요소이고 예를 들어, 1/sqrt(ceil(K/2))가 될 수 있다.
또한, 맨체스터 코딩이 적용된 심벌을 생성하기 위해 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개 서브캐리어)에 두 칸 단위로 특정 시퀀스를 적용한다. 즉, 특정 시퀀스의 짝수 번째 서브캐리어는 0으로 널링한다. 즉, 특정 시퀀스는 두 칸 간격으로 계수가 존재할 수 있다. 예를 들어, 13개의 서브캐리어를 사용하여 온 신호를 구성한다고 가정하면, 두 칸 간격으로 계수가 존재하는 특정 시퀀스는 {a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 g}, {0 a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0} 또는 {a 0 b 0 c 0 0 0 d 0 e 0 f}일 수 있다. 이때, a,b,c,d,e,f,g는 1 또는 -1이다.
즉, 송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고(예를 들어, 33-floor(K/2) : 33+ceil(K/2)-1) 나머지 서브캐리어에는 0으로 계수를 설정하여 IFFT를 수행시킨다. 이로써, 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 상기 시간 영역의 신호는 주파수 영역에서 두 칸 간격으로 계수가 존재하므로 1.6us 주기를 갖는 3.2us 길이의 신호이다. 첫 번째 또는 두 번째 1.6us 주기 신호 중 하나를 선택하여 서브 정보 1로 사용할 수 있다.
- 두 번째 1.6us (서브 정보 0 또는 서브 심벌 0): 서브 정보 0은 zeros(1,K)의 값을 가질 수 있다. 마찬가지로, 송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고(예를 들어, 33-floor(K/2) : 33+ceil(K/2)-1) IFFT를 수행시켜 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 서브 정보 0은 1.6us 오프 신호에 대응할 수 있다. 1.6us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 설정하여 생성될 수 있다.
상기 시간 영역의 신호의 첫 번째 또는 두 번째 1.6us 주기 신호 중 하나를 선택하여 서브 정보 0으로 사용할 수 있다. 간단히 zeros(1,32) 신호를 서브 정보 0으로 사용할 수도 있다.
* 정보 1 -> 0 1(각각을 서브 정보 '0', '1' 또는 서브 심벌 0(OFF) 1(ON)라 할 수 있다)
- 정보 1도 첫 번째 1.6us(서브 정보 0)와 두 번째 1.6us(서브 정보 1)로 나누어지므로, 정보 0을 생성하는 방식과 동일하게 각 서브 정보에 해당하는 신호를 구성할 수 있다.
맨체스터 코딩을 사용하여 정보 0과 정보 1을 생성하는 기법을 사용하게 되면, 기존에 비해 오프 심벌이 연속되는 것을 방지할 수 있다. 따라서, 기존 Wi-Fi 장치와의 공존(coexistence) 문제가 발생하지 않을 수 있다. 공존 문제란 연속된 오프 심벌로 인해 다른 장치가 채널 유휴(channel idle) 상태로 판단하여 신호를 송신하여 발생되는 문제이다. OOK 변조만을 사용하면 예를 들어, 시퀀스가 100001 등으로 오프 심벌이 연속될 수 있지만, 맨체스터 코딩을 사용하면 시퀀스가 100101010110으로 오프 심벌이 연속될 수 없다.
상술한 내용에 따르면, 서브 정보는 1.6us 정보 신호라고 부를 수 있다. 1.6us 정보 신호는 1.6us 온 신호 또는 1.6 오프 신호가 될 수 있다. 1.6us 온 신호와 1.6 오프 신호는 각 서브캐리어에 다른 시퀀스가 적용될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 1.6us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 하나의 맨체스터 코딩이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal 1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal
혹은 1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal 혹은 1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal
상기 표 3은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+1.6us+CP+1.6us 또는 CP+1.6us+1.6us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 전자의 경우 1.6us 온 신호, 1.6us 오프 신호는 (CP+1.6us) 온 신호, (CP+1.6us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 성능 향상을 위해 심벌을 반복하여 웨이크업 패킷을 구성하는 방식을 제안한다.
심벌 반복(symbol repetition) 기법은 웨이크업 페이로드(724)에 적용된다. 심벌 반복 기법은 각 심벌의 IFFT 및 CP(Cyclic Prefix) 삽입 후의 시간 신호의 반복을 의미한다. 이로써, 웨이크업 페이로드(724)의 길이(시간)은 두 배가 된다.
즉, 정보 0 또는 정보 1과 같은 정보를 나타내는 심벌을 특정 시퀀스에 적용 및 이를 반복하여 다음과 같이 구성하는 것을 제안한다.
* Option 1: 정보 0과 정보 1을 동일한 심벌로 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 0 (정보 0을 2번 반복한다)
- 정보 1 -> 1 1 (정보 1을 2번 반복한다)
* Option 2: 정보 0과 정보 1을 다른 심벌로 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 1 또는 1 0 (정보 0과 정보 1을 반복한다)
- 정보 1 -> 1 0 또는 0 1 (정보 1과 정보 0을 반복한다)
이하에서는, 송신장치에서 심벌 반복 기법을 적용하여 송신한 신호를 수신장치가 복호하는 방법을 설명한다.
송신된 신호는 웨이크업 패킷에 대응할 수 있고, 웨이크업 패킷을 복호하는 방법은 크게 2가지로 나눌 수 있다. 첫째는 non-coherent 검출 방식이고, 두 번째는 coherent 검출 방식이다. non-coherent 검출 방식은 송신장치와 수신장치의 신호 간에 위상 관계가 고정되지 않는 것이다. 따라서, 수신장치는 수신된 신호의 위상을 측정하여 조정할 필요가 없다. 이와 반대로, coherent 검출 방식은 송신장치와 수신장치의 신호 간에 위상이 맞춰줘야 한다.
수신장치는 앞서 설명한 저전력 웨이크업 수신기를 포함한다. 저전력 웨이크업 수신기는 전력 소모를 줄이기 위해 OOK 변조 방식을 사용하여 송신된 패킷(웨이크업 패킷)을 포락선 검출기(envelope detector)를 이용하여 복호할 수 있다.
포락선 검출기는 수신된 신호의 전력 또는 크기(magnitude)를 측정하여 복호하는 방식이다. 수신장치는 포락선 검출기를 통해 측정한 전력 또는 크기를 기반으로 임계값(threshold)를 정해놓는다. 그리고, OOK가 적용된 심벌에 대한 복호를 할 때 임계값보다 크거나 같으면 정보 1로 판단하고, 임계값보다 작으면 정보 0으로 판단한다.
심벌 반복 기법이 적용된 심벌을 복호하는 방법은 다음과 같다. 상기 option 1에서 수신장치는 웨이크업 프리앰블(722)을 이용해 심벌 1(정보 1이 포함된 심벌)이 전송된 경우의 전력 등을 계산하여 임계값을 결정하는데 사용할 수 있다.
구체적으로, 두 심벌에서의 평균 전력을 구해 임계값 이상이면 정보 1(1 1)로 판단하고, 임계값 이하면 정보 0(0 0)으로 판단할 수 있다.
또한, 상기 option 2에서는 임계값을 결정하는 절차 없이 두 심벌의 전력을 비교하여 정보를 판단할 수 있다.
구체적으로, 정보 1은 0 1로 구성되어 있고 정보 0은 1 0으로 구성되어 있다면, 첫 번째 심벌의 전력이 두 번째 심벌의 전력보다 크면 정보 0으로 판단한다. 반대로, 첫 번째 심벌의 전력이 두 번째 심벌의 전력보다 작다면 정보 1로 판단한다.
이는, 인터리버(interleaver)에 의해 심벌의 순서가 재구성될 수 있다. 인터리버는 패킷 단위 밑 특정 심벌 수 단위로 적용될 수 있다.
또한, 심벌을 두 개뿐만 아니라 다음과 같이 n개를 사용하여 확장할 수 있다. 도 28은 본 실시예에 따른 n개의 심벌을 반복한 심벌 반복 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
* Option 1: 도 28과 같이 정보 0과 정보 1을 동일한 심벌로 n번 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 0 ... 0 (정보 0을 n번 반복한다)
- 정보 1 -> 1 1 ... 1 (정보 1을 n번 반복한다)
* Option 2: 도 28과 같이 정보 0과 정보 1을 서로 다른 심벌로 n번 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 1 0 1 ... 또는 1 0 1 0 ... (정보 0과 정보 1을 서로 n번 반복한다)
- 정보 1 -> 1 0 1 0 ... 또는 0 1 0 1 ... (정보 1과 정보 0을 서로 n번 반복한다)
* Option 3: 도 28과 같이 심벌의 반은 정보 0으로 구성하고 나머지 반은 정보 1로 구성하여 n개의 심벌을 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 0 ... 1 1 ... 또는 1 1 ... 0 0 ... (n/2개의 심벌은 정보 0으로 구성하고, 나머지 n/2개의 심벌은 정보 1로 구성한다)
- 정보 1 -> 1 1 ... 0 0 ... 또는 0 0 ... 1 1 ... (n/2개의 심벌은 정보 0으로 구성하고, 나머지 n/2개의 심벌은 정보 1로 구성한다)
* Option 4: 도 28과 같이 n이 홀수일 때 심벌 1(정보 1이 포함된 심벌)의 개수와 심벌 0(정보 0이 포함된 심벌)의 개수를 구분하여 총 n개의 심벌을 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 심벌 1의 개수가 홀수이고 심벌 0의 개수가 짝수로 구성된 n개의 심벌, 또는 심벌 1의 개수가 짝수이고 심벌 0의 개수가 홀수로 구성된 n개의 심벌
- 정보 1 -> 심벌 0의 개수가 홀수이고 심벌 1의 개수가 짝수로 구성된 n개의 심벌, 또는 심벌 0의 개수가 짝수이고 심벌 1의 개수가 홀수로 구성된 n개의 심벌
또한, 인터리버에 의해 심벌의 순서가 재구성될 수 있다. 인터리버는 패킷 단위 및 특정 심벌 수 단위로 적용될 수 있다.
또한, 앞서 설명한 것과 같이, 수신장치는 임계값의 결정 및 n개의 심벌의 전력을 비교하여 정보 0 또는 정보 1인지를 판단할 수 있다.
다만, 연속된 심벌 0(또는 오프 심벌)을 사용하면 기존 Wi-Fi 장치 및/또는 다른 장치와의 공존(coexistence) 문제가 발생할 수 있다. 공존 문제란 연속된 오프 심벌로 인해 다른 장치가 채널 유휴(channel idle) 상태로 판단하여 신호를 송신하여 발생되는 문제이다. 따라서, 공준 문제를 해결하기 위해 연속된 오프 심벌의 사용을 피하는 것이 바람직하므로 상기 option 2의 방식이 선호될 수 있다.
또한, n개의 심벌을 이용해 m개의 정보를 표현하는 방식으로 확장될 수 있다. 이 경우 처음 또는 마지막 m개는 정보에 따라 0(OFF) 또는 1(ON)의 심벌로 나타내고, 뒤에 또는 앞에 n-m개의 0(OFF) 또는 1(ON)의 리던던트 심벌(redundant symbol)을 연속하여 구성할 수 있다.
예를 들어, 정보 010에 코드율(code rate) 3/4을 적용하면, 1,010 또는 010,1 또는 0,010 또는 010,0이 될 수 있다. 다만, 연속된 오프 심벌의 사용을 방지하기 위해 코드율 1/2 이하를 적용하는 것이 바람직할 수 있다.
상기 실시예도, 마찬가지로, 인터리버에 의해 심벌의 순서가 재구성될 수 있다. 인터리버는 패킷 단위 및 특정 심벌 수 단위로 적용될 수 있다.
이하에서는, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌의 다양한 실시예를 설명한다.
일반적으로 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 n개의(CP+3.2us) 또는 CP+n개의(1.6us)로 나타낼 수 있다.
도 28과 같이, n(n>=2)개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 일반적인 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
모두 3.2us OFF-signal 모두 3.2us ON-signal
혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF 혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF
혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF 혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF
혹은 특정 위치에 놓인 특정 개수(혹은 ceil(n/2개) 혹은 floor(n/2)개)는 3.2us OFF-signal나머지는 3.2us ON-signalEx) ON+OFF+ON+OFF… 혹은 특정 위치에 놓인 특정 개수(혹은 ceil(n/2개) 혹은 floor(n/2)개)는 3.2us ON-signal나머지는 3.2us OFF-signalEx) OFF+ON+OFF+ON+OFF…
상기 표 4는 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 n개(CP+3.2us) 또는 CP+n개의(3.2us)가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, n개(CP+3.2us)의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
다른 예로, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, 두 개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
상기 표 5는 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, CP+3.2us+CP+3.2us의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, 세 개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
상기 표 6은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us+3.2us로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, 네 개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal
혹은3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us OFF-signal
상기 표 7은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 심벌 반복을 기반으로 맨체스터 코딩이 적용된 심벌은 n개의(CP+1.6us+CP+1.6us) 또는 CP+n개의(1.6us+1.6us)로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, n(>=2)번 반복된 심벌을 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용하고 나머지는 0의 계수(coefficient)를 설정하여 IFFT를 취하면 1.6us 주기를 갖는 3.2us의 신호가 생성된다. 이 중에 하나를 취해 1.6us 정보 신호(심벌)로 설정한다.
서브 정보는 1.6us 정보 신호라고 부를 수 있다. 1.6us 정보 신호는 1.6us 온 신호 또는 1.6 오프 신호가 될 수 있다. 1.6us 온 신호와 1.6 오프 신호는 각 서브캐리어에 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 1.6us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 1.6us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복을 기반으로 맨체스터 코딩이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
(1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) n번 반복 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) n번 반복
혹은 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) n번 반복 혹은 (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) n번 반복
(1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal)+ (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal)+ (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal)
(1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal)+ (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal)+ (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal)
상기 표 8은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 n개의(CP+1.6us+CP+1.6us) 또는 CP+n개의(1.6us+1.6us)가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, n개의(CP+1.6us+CP+1.6us)의 경우에서, 1.6us 온 신호는 (CP+1.6us) 온 신호로 볼 수 있고, 1.6us 오프 신호는 (CP+1.6us) 오프 신호로 볼 수 있다.
상술한 실시예들과 같이, 심벌 반복 기법을 사용하면 저전력 웨이크업 통신의 레인지 요구(range requirement)를 만족시킬 수 있다. OOK 방식만을 적용하는 경우 하나의 심벌에 대한 데이터 레이트는 250Kbps(4us)이다. 이때, 심벌 반복 기법을 사용하여 심벌을 2번 반복하면 데이터 레이트는 125Kbps(8us), 4번 반복하면 데이터 레이트는 62.5Kbps(16us), 8번 반복하면 데이터 레이트는 31.25Kbps(32us)가 될 수 있다. 저전력 웨이크업 통신의 경우 BCC가 없다면 심벌을 8번 반복해야 레인지 요구를 만족시킬 수 있다.
이하에서는, WUR에서 사용될 수 있는 심벌 유형 중 심벌 감소(symbol reduction) 기법이 적용된 심벌의 다양한 실시예를 설명한다.
도 29는 본 실시예에 따른 심벌 감소 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
도 29의 실시예에 따르면, m 값이 커질수록 심벌을 더욱 감소하여 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이가 줄어들게 된다. m=2인 경우, 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+1.6us가 된다. m=4인 경우, 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.8us가 된다. m=8인 경우, 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.4us가 된다.
심벌의 길이가 줄어들수록 높은 데이터 레이트를 확보할 수 있다. 단순히 OOK 방식만을 적용하는 경우 하나의 심벌에 대한 데이터 레이트는 250Kbps(4us)이다. 이때, 심벌 감소 기법을 사용하여 m=2이면 데이터 레이트는 500Kbps(2us)이고, m=4이면 데이터 레이트는 1Mbps(1us)이고, m=8이면 데이터 레이트는 2Mbps(0.5us)가 될 수 있다.
일례로, 일반적으로 심벌 감소 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us/m (m=2,4,8,16,32,...)로 나타낼 수 있다(option 1).
도 29의 option 1과 같이, 심벌 감소 기법이 적용된 심벌을 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 m칸 단위로 특정 시퀀스를 적용하고 나머지는 0의 계수를 설정한다. 이후 상기 특정 시퀀스가 적용된 서브캐리어에 IFFT를 취하면 3.2us/m 주기를 갖는 3.2us의 신호가 발생한다. 이 중에 하나를 취해 3.2us/m 정보 신호(정보 1)에 매핑한다.
예를 들어, 13개의 서브캐리어에 2칸 단위로(m=2) 특정 시퀀스를 적용한다면 온 신호는 다음과 같이 구성될 수 있다.
- 온 신호(정보 1): {a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 g} 또는 {0 a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0}, 이때, a,b,c,d,e,f,g는 1 또는 -1이다.
다른 예로, 13개의 서브캐리어에 4칸 단위로(m=4) 특정 시퀀스를 적용한다면 온 신호는 다음과 같이 구성될 수 있다.
- 온 신호(정보 1): {a 0 0 0 b 0 0 0 c 0 0 0 d} 또는 {0 a 0 0 0 b 0 0 0 c 0 0 0} 또는 {0 0 a 0 0 0 b 0 0 0 c 0 0} 또는 {0 0 0 a 0 0 0 b 0 0 0 c 0} 또는 {0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0}, 이때, a,b,c,d는 1 또는 -1이다.
또 다른 예로, 13개의 서브캐리어에 8칸 단위로(m=8) 특정 시퀀스를 적용한다면 온 신호는 다음과 같이 구성될 수 있다.
- 온 신호(정보 1): {a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0 0 0} 혹은 {0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0 0} 혹은 {0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0} 혹은 {0 0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0}, 혹은 {0 0 0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b}, 이때, a,b는 1 또는 -1이다.
3.2us/m 정보 신호는 3.2us/m 온 신호와 3.2us/m 오프 신호로 나뉜다. 또한, 3.2us/m 온 신호와 3.2us/m 오프 신호는 각각 (이용 가능한) 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us/m 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us/m 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다. 다만, m=8인 경우 CP는 0.8us가 될 수 없다. 또는 CP는 0.1us 또는 0.2us일 수도 있으며 다른 값일 수도 있다.
따라서, 일반적인 심벌 감소 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us/m OFF-signal 3.2us/m ON-signal
상기 표 9에서 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us/m가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 3.2us/m 온 신호는 CP+3.2us/m 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us/m 오프 신호는 CP+3.2us/m 오프 신호로 볼 수 있다.
다른 예로, 심벌 감소 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us/m+CP+3.2us/m (m=2,4,8)로 나타낼 수 있다(option 2).
Wi-Fi 송신장치를 사용하는 OOK 송신에서 송신 신호의 가드 인터벌을 제외한 하나의 비트(또는 심벌) 송신에 사용되는 시간은 3.2us이다. 이때, 심벌 감소 기법을 적용한다면 하나의 비트 송신에 사용되는 시간은 3.2us/m이다. 다만, 본 실시예에서는 심벌 감소 기법이 적용된 심벌을 반복하여 하나의 비트 송신에 사용되는 시간을 3.2us/m+3.2us/m으로 하였고, 맨체스터 코딩의 특성도 이용하여 3.2us/m 신호 간에 신호 크기의 전이가 일어나도록 하였다. 즉, 3.2us/m 길이를 갖는 각 서브 정보(sub-information)는 0 또는 1의 값을 가져야 하고, 다음과 같은 방식으로 신호를 구성할 수 있다.
* 정보 0 -> 1 0 (각각을 서브 정보 1 0 또는 서브 심벌 1(ON) 0(OFF)라 할 수 있다)
- 첫 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 1 또는 서브 심벌 1): 심벌 감소 기법 이 적용된 심벌을 생성하기 위해 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개 서브캐리어)에 m칸 단위로 특정 시퀀스를 적용한다. 즉, 특정 시퀀스는 m칸 간격으로 계수가 존재할 수 있다.
송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고 나머지 서브캐리어에는 0으로 계수를 설정하여 IFFT를 수행시킨다. 이로써, 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 상기 시간 영역의 신호는 주파수 영역에서 m칸 간격으로 계수가 존재하므로 3.2us/m 주기를 갖는 3.2us의 신호가 발생한다. 이 중에 하나를 취해 3.2us/m 온 신호(서브 정보 1)로 사용할 수 있다.
- 두 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 0 또는 서브 심벌 0): 첫 번째 3.2us/m 신호와 마찬가지로, 송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고 IFFT를 수행시켜 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 서브 정보 0은 3.2us/m 오프 신호에 대응할 수 있다. 3.2us/m 오프 신호는 모든 계수를 0으로 설정하여 생성될 수 있다.
상기 시간 영역의 신호의 첫 번째 또는 두 번째 3.2us/m 주기 신호 중 하나를 선택하여 서브 정보 0으로 사용할 수 있다.
* 정보 1 -> 0 1(각각을 서브 정보 '0', '1' 또는 서브 심벌 0(OFF) 1(ON)라 할 수 있다)
- 정보 1도 첫 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 0)와 두 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 1)로 나누어지므로, 정보 0을 생성하는 방식과 동일하게 각 서브 정보에 해당하는 신호를 구성할 수 있다.
또한, 정보 0은 01로 구성될 수도 있고 정보 1은 10으로 구성될 수도 있다.
도 29의 option 2와 같이, 심벌 감소 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us/m OFF-signal + 3.2us/m ON-signal혹은3.2us/m ON-signal + 3.2us/m OFF-signal 3.2us/m ON-signal + 3.2us/m OFF-signal혹은3.2us/m OFF-signal + 3.2us/m ON-signal
상기 표 10에서 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us/m가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 3.2us/m 온 신호는 CP+3.2us/m 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us/m 오프 신호는 CP+3.2us/m 오프 신호로 볼 수 있다.
도 29의 option 1과 option 2가 설시하는 실시예는 아래 표와 같이 일반화시킬 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
Option 1(m=2,4,8) 2us OFF-signal 2us ON-signal
1us OFF-signal 1us ON-signal
0.5us OFF-signal 0.5us ON-signal
Option 2(m=4,8) 1us OFF-signal + 1us ON-signal 혹은1us ON-signal + 1us OFF-signal 1us ON-signal + 1us OFF-signal 혹은1us OFF-signal + 1us ON-signal
0.5us OFF-signal + 0.5us ON-signal 혹은0.5us ON-signal + 0.5us OFF-signal 0.5us ON-signal + 0.5us OFF-signal 혹은0.5us OFF-signal + 0.5us ON-signal
상기 표 11은 각 신호를 CP를 포함한 길이로 나타내었다. 즉, CP를 포함한 CP+3.2us/m가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다.
예를 들어, Option 2에서 m=4인 경우 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.8us가 되므로, 1us 오프 신호 또는 1us 온 신호는 CP(0.2us)+0.8us 신호로 구성된다. Option 2에서는 맨체스터 코딩이 적용되어 심벌이 반복되었으므로 m=4일 때 하나의 정보에 대한 데이터 레이트는 500Kbps가 될 수 있다.
다른 예로, Option 2에서 m=8인 경우 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.4us가 되므로, 0.5us 오프 신호 또는 0.5us 온 신호는 CP(0.1us)+0.4us 신호로 구성된다. Option 2에서는 맨체스터 코딩이 적용되어 심벌이 반복되었으므로 m=8일 때 하나의 정보에 대한 데이터 레이트는 1Mbps가 될 수 있다.
아래 표에서는, 상술한 실시예를 통해 확보할 수 있는 데이터 레이트를 각 실시예 별로 비교하여 나타낸다.
CP 기본 symbol (실시예1)(CP+3.2us) Man. Symbol (실시예2)(CP+1.6+CP+1.6) Man. Symbol (실시예3)(CP+1.6+1.6)
0.4us 277.8 250.0 277.8
0.8us 250.0 208.3 250.0
CP Symbol rep.n개(CP+3.2us) Symbol rep.CP+n개(3.2us) Man. symbol rep.n개(CP+1.6us+CP+1.6us)
n=2 (실시예4) n=3 (실시예 5) n=4 (실시예 6) n=2 (실시예7) n=3 (실시예8) n=4 (실시예 9) n=2 (실시예 10) n=3 (실시예 11) n=4 (실시예 12)
0.4us 138.9 92.6 69.4 147.1 100.0 75.8 125.0 83.3 62.5
0.8us 125.0 83.3 62.5 138.9 96.2 73.5 104.2 69.4 52.1
CP Man. symbol rep.CP+n개(1.6us+1.6us) Symbol reductionCP+3.2us/m
n=2 (실시예13) n=3 (실시예 14) n=4 (실시예 15) m=2 (실시예16) m=4 (실시예17) m=8 (실시예18)
0.4us 147.1 100.0 75.8 500.0 833.3 1250.0
0.8us 138.9 96.2 73.5 416.7 625.0 NA
CP Symbol reductionCP+3.2us/m Man. symbol rep. w/ Man.CP+3.2us/m+CP+3.2us/m
m=4 m=8 m=4 m=8
0.1us 1111.1 2000 555.6 1000
0.2us 1000 1666.7 500 833.3
이하에서는, 802.11ba 시스템에서 802.11ax 규격에 따른 HE PPDU(high efficiency PPDU, 또는 HEW PPDU)를 이용하여 웨이크업 프레임(WUR frame)을 송신하는 방식을 제안한다. 구체적으로, IEEE 802.11ba 시스템에서 802.11ax 시스템의 중앙 세 개의 26-tone RU를 이용하여 11ax 데이터 프레임 전송과 동시에 WUR 프레임을 전송하는 방식을 제안한다.
웨이크업 프레임은 전력 소모나 성능 이득 등을 위해 좁은 대역을 사용하여 보내질 수 있다. 한편 802.11ax에서는 OFDMA 기법이 필수적인 특징(mandatory feature)으로 반영이 되었으며 HE MU PPDU를 송신 시 HE-SIG-B는 각 사용자 데이터가 송신되는 RU에 대한 할당 정보가 실려있다. 이 중 40개의 엔트리(entry)는 확보되어(reserved) 있고 이를 이용하여 WUR 패킷이 실리는 경우에 대한 시그널링을 추가적으로 고려할 수 있다. 즉, ax STA에게 WUR 패킷이 실리는 RU에 대해서는 비어있는 상황으로 시그널링 해줄 수 있으며, 상기 시그널링을 위한 비트 인덱스(bit index)를 제안한다. 이 경우 WUR 패킷이 실리는 RU는 20MHz에서 중앙의 세 개의 26 tone RU라고 제안한다. 세 개의 26 tone RU에 각 RU 별로 하나의 WUR STA에 보내는 데이터가 실릴 수도 있지만 이 세 개의 RU를 이용하여 하나의 WUR STA에게 데이터를 보내는 상황을 고려할 수도 있다
먼저, 중앙의 세 26 tone RU가 WUR 패킷에 사용되는 경우 11ax 데이터가 실리는 RU 엔트리 및 비트 인덱스를 제안한다. 20MHz에서 중앙의 세 26 tone RU가 WUR 패킷에 사용되는 경우 11ax 데이터가 실리는 RU에 대한 entry는 아래와 같이 네 가지 경우가 존재한다.
#1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
26 26 26 - - - 26 26 26
26 26 26 - - - 26 52
52 26 - - - 26 26 26
52 26 - - - 26 52
이 경우 비트 인덱스는 아래 표 17 및 표 18의 확보된 비트 중 네 개를 이용하여 시그널링 해 줄 수 있다.
Figure PCTKR2018003896-appb-T000002
Figure PCTKR2018003896-appb-T000003
<실시예 1>
표 17의 011101x1x0를 이용하여 표 19와 같이 11ax 데이터가 실리는 RU를 지시할 수 있다. ax STA에게 중앙의 세 개의 26 tone RU에 대해서는 비어있는 상황으로 시그널링 해줄 수 있으므로, WUR STA은 중앙의 세 26 tone RU를 이용하여 WUR 패킷을 전송할 수 있다. 이후의 실시예도 마찬가지로 동작할 수 있다.
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
01110100 26 26 26 - - - 26 26 26
01110101 26 26 26 - - - 26 52
01110110 52 26 - - - 26 26 26
01110111 52 26 - - - 26 52
<실시예 2>
표 17의 01111y2y1y0를 이용하여 표 20과 같이 11ax 데이터가 실리는 RU를 지시할 수 있다. 이때, y2는 1로 고정될 수 있다.
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
01111100 26 26 26 - - - 26 26 26
01111101 26 26 26 - - - 26 52
01111110 52 26 - - - 26 26 26
01111111 52 26 - - - 26 52
<실시예 3>
표 18의 111x4x3x2x1x0를 이용하여 표 21 내지 표 28과 같이 11ax 데이터가 실리는 RU를 지시할 수 있다.
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11100000 26 26 26 - - - 26 26 26
11100001 26 26 26 - - - 26 52
11100010 52 26 - - - 26 26 26
11100011 52 26 - - - 26 52
<실시예 4>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11100100 26 26 26 - - - 26 26 26
11100101 26 26 26 - - - 26 52
11100110 52 26 - - - 26 26 26
11100111 52 26 - - - 26 52
<실시예 5>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11101000 26 26 26 - - - 26 26 26
11101001 26 26 26 - - - 26 52
11101010 52 26 - - - 26 26 26
11101011 52 26 - - - 26 52
<실시예 6>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11101100 26 26 26 - - - 26 26 26
11101101 26 26 26 - - - 26 52
11101110 52 26 - - - 26 26 26
11101111 52 26 - - - 26 52
<실시예 7>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11110000 26 26 26 - - - 26 26 26
11110001 26 26 26 - - - 26 52
11110010 52 26 - - - 26 26 26
11110011 52 26 - - - 26 52
<실시예 8>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11110100 26 26 26 - - - 26 26 26
11110101 26 26 26 - - - 26 52
11110110 52 26 - - - 26 26 26
11110111 52 26 - - - 26 52
<실시예 9>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11111000 26 26 26 - - - 26 26 26
11111001 26 26 26 - - - 26 52
11111010 52 26 - - - 26 26 26
11111011 52 26 - - - 26 52
<실시예 10>
Bit indices #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9
11111100 26 26 26 - - - 26 26 26
11111101 26 26 26 - - - 26 52
11111110 52 26 - - - 26 26 26
11111111 52 26 - - - 26 52
또한, 802.11ba 시스템에서는 수신단(또는 수신장치)의 전력 소모를 줄이기 위해 좁은 대역을 이용하여 신호를 송신할 수 있다. 본 명세서에서는 특히 3MHz를 이용하여 신호를 송신할 때 기존 Wi-Fi OFDM 송신장치를 이용해 온 신호를 구성하고 송신하는 방법에 대해 제안한다.
즉, 송신장치는 수신장치의 전력 소모를 줄이기 위해 3MHz의 좁은 대역을 이용하여 WUR 신호(WUR 프레임)를 송신할 수 있다. 이 경우 기존 Wi-Fi 송신장치를 이용하여 온 신호를 구성하는 방식에 대해 제안하며, 특히 온 신호를 구성하기 위해 이용 가능한 서브캐리어에 삽일 될 시퀀스에 대해 제안한다.
본 실시예는 기존 Wi-Fi 송신장치를 이용하는 것을 가정하고 20MHz 대역의 총 64개의 서브캐리어 중 일부의 서브캐리어를 이용하여 WUR 프레임의 송신을 고려한다. 11ax가 사용되는 경우는 총 256개의 서브캐리어 중 일부만 사용하여 WUR 프레임의 송신을 가정할 수도 있으며 OFDMA 톤 플랜(tone plan) 중 일부의 RU(예를 들어, 세 개의 중심 26-RU)를 사용하여 WUR 프레임의 송신을 가정할 수도 있다. 이때 온 신호의 발생을 위해 이용 가능한 서브캐리어에는 적절한 계수가 삽입되고 나머지 이용하지 않는 서브캐리어에는 0을 삽입해 준다. 20MHz가 64개의 서브캐리어로 이루어져 있다고 가정 시 3MHz에 대응하는 서브캐리어의 개수는 약 10개 일 수 있다. 본 실시예는 이러한 상황에서 다양한 심벌 유형에 적용될 수 있는 온 신호를 구성하기 위한 시퀀스에 대해 설명한다. 후술한 내용에서 모든 PAPR은 4배의 IFFT를 적용하여 측정한 값이다.
1. 3MHz 시퀀스
20MHz 대역에서 64 FFT/IFFT를 고려하는 경우 3MHz에는 약 10개의 이용 가능한 서브캐리어가 있다. 아래와 같이, 10개의 서브캐리어에 대해 모든 이용 가능한 서브캐리어에 계수를 삽입하거나 또는 두 칸 단위로 계수를 삽입하여 시퀀스를 설계할 수 있다. 이용 가능하지 않은 나머지 54개의 서브캐리어에는 0의 계수가 삽입된다.
A. 모든 이용 가능한 서브캐리어에 계수 삽입
PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 최적화 시키는 관점에서 아래와 같은 시퀀스를 이용할 수 있다.
±{1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1}, ±{1,-1,1,-1,-1,1,1,1,1,1}
상기 시퀀스를 적용하는 경우 측정되는 PAPR 값은 2.8343이다.
혹은 인접 20MHz 대역과의 간섭을 줄이기 위해 중앙의 10개의 서브캐리어를 사용할 수 있고 이 때의 서브캐리어는 -5~4 혹은 -4~5일 수 있다. 이 경우 DC에는 0의 계수가 삽입될 수 있으며 PAPR을 최적화 시키는 관점에서 아래와 같은 시퀀스를 이용할 수 있다.
±{1,1,-1,-1,-1,0,-1,-1,1,-1}, ±{1,-1,-1,1,-1,0,-1,1,1,1}, ±{1,-1,1,1,0,1,1,1,-1,-1}, ±{1,1,1,-1,0,-1,1,-1,-1,1}
상기 시퀀스를 적용하는 경우 측정되는 PAPR 값은 2.4317이다.
B. 두 칸 단위로 계수 삽입
PAPR을 최적화 시키는 관점에서 아래와 같은 시퀀스를 이용할 수 있다.
±{1,0,1,0,1,0,-1,0,1,0}, ±{0,1,0,1,0,1,0,-1,0,1}, ±{1,0,-1,0,1,0,1,0,1,0}, ±{0,1,0,-1,0,1,0,1,0,1}
상기 시퀀스를 적용하는 경우 측정되는 PAPR 값은 2.5527이다.
±{1,0,1,0,0,0,1,0,-1,0}, ±{0,1,0,1,0,0,0,1,0,-1}, ±{1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1,0}, ±{0,1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1}
상기 시퀀스를 적용하는 경우 측정되는 PAPR 값은 1.9337이다.
C. 네 칸 단위로 계수 삽입
PAPR을 최적화 시키는 관점에서 아래와 같은 시퀀스를 이용할 수 있다.
±{1,0,0,0,1,0,0,0,-1,0}, ±{0,1,0,0,0,1,0,0,0,-1}, ±{1,0,0,0,-1,0,0,0,-1,0}, ±{0,1,0,0,0,-1,0,0,0,-1}
상기 시퀀스를 적용하는 경우 측정되는 PAPR 값은 2.2185이다.
D. 여덟 칸 단위로 계수 삽입
PAPR을 최적화 시키는 관점에서 아래와 같은 시퀀스를 이용할 수 있다.
±{1,0,0,0,0,0,0,0,1,0}, ±{0,1,0,0,0,0,0,0,0,1}, ±{1,0,0,0,0,0,0,0,-1,0}, ±{0,1,0,0,0,0,0,0,0,-1}
상기 시퀀스를 적용하는 경우 측정되는 PAPR 값은 3.0103이다.
위와 같이 이용 가능한 서브캐리어에 모두 혹은 두 칸 단위로 혹은 네 칸 단위로 혹은 여덟 칸 단위로 계수를 삽입한 후 64 IFFF를 취하여 3.2us의 시간 영역 신호를 만들 수 있다. 여기에 단순히 CP를 추가하여 CP+3.2us의 ON-signal을 구성할 수 있다.
혹은 이용 가능한 서브캐리어에 두 칸 혹은 네 칸 혹은 여덟 칸 단위로 계수를 삽입한 후 64 IFFF를 취하여 3.2us의 시간 영역 신호를 만들고 (각각은 1.6us 및 0.8us 및 0.4us 의 주기를 갖는 시간 영역 신호) 이 중 처음 혹은 마지막의 1.6us 부분을 취한 후(선택한 후 또는 마스킹한 후) CP를 삽입해 CP+1.6us ON-signal을 만들 수 있다.
혹은 이용 가능한 서브캐리어에 네 칸 혹은 여덟 칸 단위로 계수를 삽입한 후 64 IFFF를 취하여 3.2us의 시간 영역 신호를 만들고 (0.8us 의 주기를 갖는 시간 영역 신호) 이 중 처음 혹은 두 번째 혹은 세 번째 혹은 마지막의 0.8us 부분을 취한 후(선택한 후 또는 마스킹한 후) CP를 삽입해 CP+0.8us ON-signal을 만들 수 있다.
혹은 이용 가능한 서브캐리어에 여덟 칸 단위로 계수를 삽입한 후 64 IFFF를 취하여 3.2us의 시간 영역 신호를 만들고 (0.4us 의 주기를 갖는 시간 영역 신호) 이 중 처음 혹은 두 번째 혹은 세 번째 혹은 네 번째 혹은 다섯 번째 혹은 여섯 번째 혹은 마지막의 0.4us 부분을 취한 후(선택한 후 또는 마스킹한 후) CP를 삽입해 CP+0.4us ON-signal을 만들 수 있다.
이와 같이 형성된 CP+3.2us, CP+1.6us, CP+0.8us, CP+0.4us 의 ON-signal을 이용해 다양한 심벌 유형을 형성할 수 있다. 예로 CP+3.2us ON-signal은 기본(normal) OOK의 ON-symbol일 수 있고 이를 여러 번 반복하여 심벌 반복 유형(symbol repetition type)의 ON-symbol을 구성할 수 있다. 또한 CP+1.6us, CP+0.8us, CP+0.4us 의 ON-signal은 각각 1/2, 1/4, 1/8 심벌 감소 유형(symbol reduction type)의 ON-symbol일 수 있다. ON-signal은 같은 길이의 OFF-signal과 함께 쓰여 OOK 기반 맨체스터 코딩 심벌 유형(Manchester coding based OOK symbol type)을 형성할 수도 있다.
상술한 기법은, 하나의 사용자뿐만 아니라 다중 사용자가 있는 경우에도 적용될 수 있다. 즉, 송신장치는 20MHz 대역에서 K개의 서브캐리어를 사용하여 웨이크업 프레임을 구성하고 다중 사용자에게 웨이크업 프레임을 송신할 수 있다. K=13이면, 64-point IFFT가 적용되는 상황에서 20MHz는 64개의 서브캐리어에 대응되므로, 13개의 서브캐리어는 약 4.06MHz에 대응될 수 있다. 즉, 특정 사용자에게 할당되는 서브밴드가 약 4.06MHz의 크기를 가지면, 송신장치는 웨이크업 프레임을 20MHz 내에서 최대 4명의 사용자에게 송신할 수 있다.
다만, 다중 사용자 환경에서 사용자의 수는 더욱 늘어나지만 전체 주파수 대역은 한정되어 있으므로, 최대한 많은 사용자에게 신호를 보내기 위해서는 특정 사용자에게 할당되는 서브밴드의 대역을 줄일 수 있다.
본 실시예와 같이 K=10이면 특정 사용자에게 할당되는 서브밴드가 3MHz의 크기를 가질 수 있다. 이로써, 송신장치는 웨이크업 프레임을 20MHz 내에서 더 많은 사용자에게 송신할 수 있게 된다. 즉, 특정 사용자에게 할당되는 서브밴드가 3MHz의 크기를 가지면, 송신장치는 웨이크업 프레임을 20MHz 내에서 최대 6명의 사용자에게 송신할 수 있다.
또한, 802.11ax 시스템에서는 ax STA에게 할당되지 않는 RU가 존재할 수 있고, 예를 들어, 상기 RU는 전체 주파수 대역의 중앙에 있는 세 개의 26-톤 RU일 수 있다. 따라서, 상술한 기법과 같이, 송신장치는 세 개의 26-톤 RU를 구성하는 서브캐리어 중 10개의 서브캐리어를 이용하여 온 신호를 구성하고, 3MHz 대역에서 상기 온 신호로 구성된 WUR 프레임을 송신할 수 있다.
도 30은 본 실시예에 따른 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 프레임을 송신하는 절차를 도시한 흐름도이다.
도 30의 일례는 송신장치에서 수행되고, 수신장치는 저전력 웨이크업 수신기에 대응할 수 있고, 송신장치는 AP에 대응할 수 있다.
먼저 용어를 정리하면, 온 신호(on signal)는 실제 전력 값을 가지는 신호에 대응할 수 있다. 오프 신호(off signal)는 실제 전력 값을 가지지 않는 신호에 대응할 수 있다.
S3010 단계에서, 송신장치는 OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 패킷을 구성한다.
S3020 단계에서, 송신장치는 상기 웨이크업 프레임을 수신장치로 송신한다.
상기 웨이크업 프레임이 어떻게 구성되는지는 다음과 같다.
상기 웨이크업 프레임은 온 신호(on signal)와 오프 신호(off signal)로 구성된다.
상기 온 신호는 20MHz 대역의 연속된 10개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성된다. 또한, 상기 제1 시퀀스는 상기 10개의 서브캐리어에 계수(coefficient)를 삽입하여 생성된다.
13개의 서브캐리어가 아닌 10개의 서브캐리어에만 계수를 삽입하여 시퀀스를 적용하는 이유는, 수신장치의 전력 소모를 줄이기 위해 보다 좁은 대역에서 신호를 송신하려고 하기 때문이다. 이때, 상기 10개의 서브프레임은 3MHz 대역에 대응할 수 있다. 즉, 상기 웨이크업 프레임(또는 온 신호)은 상기 3MHz 대역을 통해 송신될 수 있다.
또한, 상기 웨이크업 프레임이 다중 사용자(MU)에게 송신되는 경우에는, 최대한 많은 사용자에게 신호를 보내기 위해 보다 좁은 서브밴드를 사용할 수 있다. 즉, 상기 3MHz 대역은 상기 20MHz 대역 내 각 사용자 별 서브밴드(subband)에 대응할 수 있다. 따라서, 송신장치는 각 사용자에게 상기 3MHz 대역으로 구성된 서브밴드 별로 웨이크업 프레임을 송신할 수 있다. 13개의 서브캐리어를 이용하여 4.06MHz 대역으로 구성된 서브밴드를 사용할 때보다 10개의 서브캐리어를 이용하여 3MHz 대역으로 구성된 서브밴드를 사용할 때 보다 많은 사용자에게 신호를 송신할 수 있다.
상기 제1 시퀀스는 PAPR 최적화 관점에서 아래와 같이 설정될 수 있다.
상기 10개의 서브캐리어에 모두 계수가 삽입될 수 있다. 또한, 상기 10개의 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 중심 서브캐리어에 대응할 수 있다. 이에 따라, 상기 중심 서브캐리어의 최저 서브캐리어 인덱스는 -4이고, 상기 중심 서브캐리어의 최고 서브캐리어 인덱스는 5일 수 있다. 또는, 상기 중심 서브캐리어의 최저 서브캐리어 인덱스는 -5이고, 상기 중심 서브캐리어의 최고 서브캐리어 인덱스는 4일 수 있다. 상기 중심 서브캐리어의 DC에는 0이 삽입될 수 있다. 이 경우, 상기 제1 시퀀스는 ±{1,1,-1,-1,-1,0,-1,-1,1,-1}, ±{1,-1,-1,1,-1,0,-1,1,1,1}, ±{1,-1,1,1,0,1,1,1,-1,-1}, 또는 ±{1,1,1,-1,0,-1,1,-1,-1,1}로 설정될 수 있다.
상기 일례에 따르면, 상기 온 신호는 주기를 갖지 않는 3.2us 신호일 수 있다. 상기 온 신호의 절반이 마스킹(masking)되고, 상기 마스킹된 신호에 CP(Cyclic Prefix)가 더 삽입되는 경우, 상기 온 신호는 2us의 길이를 가지는 신호로 변경될 수 있고, 상기 CP는 0.4us의 길이를 가질 수 있다. 여기서, 마스킹이란 신호의 일부를 가리고 나머지 일부만을 취하는 기법에 대응할 수 있다. 따라서, 송신장치는 온 신호의 절반 앞부분을 마스킹하거나 또는 온 신호의 절반 뒷부분을 마스킹하여 1.6us 신호로 구성하고 CP를 삽입할 수 있다.
또한, 상기 3개의 서브캐리어에 서브캐리어 인덱스가 2의 배수인 서브캐리어에(또는 2개의 서브캐리어 단위로) 계수가 삽입되고, 나머지 서브캐리어에는 0이 삽입될 수 있다. 이 경우, 상기 제1 시퀀스는 ±{1,0,1,0,0,0,1,0,-1,0}, ±{0,1,0,1,0,0,0,1,0,-1}, ±{1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1,0}, 또는 ±{0,1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1}로 설정될 수 있다.
상기 일례에 따르면, 상기 온 신호는 1.6us의 주기를 갖는 3.2us 신호일 수 있다. 마찬가지로, 상기 온 신호의 절반이 마스킹(masking)되고, 상기 마스킹된 신호에 CP(Cyclic Prefix)가 더 삽입되는 경우, 상기 온 신호는 2us의 길이를 가지는 신호로 변경될 수 있고, 상기 CP는 0.4us의 길이를 가질 수 있다.
또한, 도 30의 일례는 제1 무선랜 시스템과 제2 무선랜 시스템이 같이 지원되는 네트워크 환경에서 수행될 수 있다. 여기서, 제1 무선랜 시스템은 802.11ax 시스템에 대응하고, 제2 무선랜 시스템은 802.11ba 시스템에 대응할 수 있다.
제1 무선랜 시스템을 지원하는 수신장치는 ax STA에 대응할 수 있고, 제2 무선랜 시스템을 지원하는 수신장치는 저전력 웨이크업 수신기 또는 WUR STA에 대응할 수 있다. 송신장치는 AP에 대응할 수 있다.
즉, ax STA에게 할당되지 않는 중앙에 있는 세 개의 26-RU에서 GI(Guard Interval)을 제외하고 3MHz 대역을 통해 웨이크업 프레임이 WUR STA으로 송신될 수 있다. 상술한 기법과 같이, 송신장치는 세 개의 26-RU를 구성하는 서브캐리어 중 10개의 서브캐리어를 이용하여 온 신호를 구성하고, 상기 10개의 서브프레임에 대응하는 3MHz 대역에서 상기 온 신호로 구성된 웨이크업 프레임을 송신할 수 있다.
또한, 송신장치는 온 신호와 오프 신호의 전력 값을 먼저 알고 온 신호와 오프 신호를 구성할 수 있다. 수신장치는 온 신호와 오프 신호를 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 복호함으로써, 복호 시 소모되는 전력을 줄일 수 있다.
도 31은 본 실시예가 적용될 수 있는 무선 장치를 나타내는 블록도이다.
도 31을 참조하면, 무선 장치는 상술한 실시예를 구현할 수 있는 STA로서, AP 또는 non-AP STA로 동작할 수 있다. 또한, 상기 무선 장치는 상술한 사용자(user)에 대응되거나, 상기 사용자에 신호를 송신하는 송신 장치에 대응될 수 있다.
도 31의 무선장치는, 도시된 바와 같이 프로세서(3110), 메모리(3120) 및 트랜시버(3130)를 포함한다. 도시된 프로세서(3110), 메모리(3120) 및 트랜시버(3130)는 각각 별도의 칩으로 구현되거나, 적어도 둘 이상의 블록/기능이 하나의 칩을 통해 구현될 수 있다.
상기 트랜시버(transceiver, 3130)는 송신기(transmitter) 및 수신기(receiver)를 포함하는 장치이며, 특정한 동작이 수행되는 경우 송신기 및 수신기 중 어느 하나의 동작만이 수행되거나, 송신기 및 수신기 동작이 모두 수행될 수 있다. 상기 트랜시버(3130)는 무선 신호를 전송 및/또는 수신하는 하나 이상의 안테나를 포함할 수 있다. 또한, 상기 트랜시버(3130)는 수신 신호 및/또는 송신 신호의 증폭을 위한 증폭기와 특정한 주파수 대역 상으로의 송신을 위한 밴드패스필터를 포함할 수 있다.
상기 프로세서(3110)는 본 명세서에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(3110)는 전술한 본 실시예에 따른 동작을 수행할 수 있다. 즉, 프로세서(3110)는 도 1 내지 30의 실시예에서 개시된 동작을 수행할 수 있다.
프로세서(3110)는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로, 데이터 처리 장치 및/또는 베이스밴드 신호 및 무선 신호를 상호 변환하는 변환기를 포함할 수 있다. 메모리(3120)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다.
도 32는 프로세서에 포함되는 장치의 일례를 나타내는 블록도이다. 설명의 편의를 위해, 도 32의 일례는 송신 신호를 위한 블록을 기준으로 설명되어 있으나, 해당 블록을 이용하여 수신 신호를 처리할 수 있다는 점은 자명하다.
도시된 데이터 처리부(3210)는 송신 신호에 대응되는 송신 데이터(제어 데이터 및/또는 사용자 데이터)를 생성한다. 데이터 처리부(3210)의 출력은 인코더(3220)로 입력될 수 있다. 상기 인코더(3220)는 BCC(binary convolutional code)나 LDPC(low-density parity-check) 기법 등을 통해 코딩을 수행할 수 있다. 상기 인코더(3220)는 적어도 1개 포함될 수 있고, 인코더(3220)의 개수는 다양한 정보(예를 들어, 데이터 스트림의 개수)에 따라 정해질 수 있다.
상기 인코더(3220)의 출력은 인터리버(3230)로 입력될 수 있다. 인터리버(3230)는 페이딩 등에 의한 연집 에러(burst error)를 방지하기 위해 연속된 비트 신호를 무선 자원(예를 들어, 시간 및/또는 주파수) 상에서 분산시키는 동작을 수행한다. 상기 인터리버(3230)는 적어도 1개 포함될 수 있고, 인터리버(3230)의 개수는 다양한 정보(예를 들어, 공간 스트림의 개수)에 따라 정해질 수 있다.
상기 인터리버(3230)의 출력은 성상 맵퍼(constellation mapper, 3240)로 입력될 수 있다. 상기 성상 맵퍼(3240)는 BPSK(biphase shift keying), QPSK(QuadraturePhase Shift Keying), n-QAM(quadratureamplitude modulation) 등의 성상 맵핑을 수행한다.
상기 성상 맵퍼(3240)의 출력은 공간 스트림 인코더(3250)로 입력될 수 있다. 상기 공간 스트림 인코더(3250)는 송신 신호를 적어도 하나의 공간 스티림을 통해 송신하기 위해 데이터 처리를 수행한다. 예를 들어, 상기 공간 스트림 인코더(3250)는 송신 신호에 대한 STBC(space-time block coding), CSD(Cyclic shift diversity) 삽입, 공간 매핑(spatial mapping) 중 적어도 하나를 수행할 수 있다.
상기 공간 스트림 인코더(3250)의 출력은 IDFT(3260) 블록에 입력될 수 있다. 상기 IDFT(3260) 블록은 IDFT(inverse discrete Fourier transform) 또는 IFFT(inverse Fast Fourier transform)을 수행한다.
상기 IDFT(3260) 블록의 출력은 GI(Guard Interval) 삽입기(3270)에 입력되고, 상기 GI 삽입기(3270)의 출력은 도 31의 트랜시버(3130)에 입력된다.

Claims (13)

  1. 무선 랜(wireless LAN) 시스템에서 웨이크업 프레임(wake-up frame)을 송신하는 방법에 있어서,
    송신장치가, OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 프레임을 구성하는 단계; 및
    상기 송신장치가, 상기 웨이크업 프레임을 수신장치로 송신하는 단계를 포함하되,
    상기 웨이크업 프레임은 온 신호(on signal)와 오프 신호(off signal)로 구성되고,
    상기 온 신호는 20MHz 대역의 연속된 10개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성되고,
    상기 제1 시퀀스는 상기 10개의 서브캐리어에 계수(coefficient)를 삽입하여 생성되는
    방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 10개의 서브캐리어에 모두 계수가 삽입되고,
    상기 10개의 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 중심 서브캐리어에 대응하고,
    상기 중심 서브캐리어의 최저 서브캐리어 인덱스는 -4이고,
    상기 중심 서브캐리어의 최고 서브캐리어 인덱스는 5인
    방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 중심 서브캐리어의 DC에는 0이 삽입되는
    방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 시퀀스는 ±{1,1,-1,-1,-1,0,-1,-1,1,-1}, ±{1,-1,-1,1,-1,0,-1,1,1,1}, ±{1,-1,1,1,0,1,1,1,-1,-1}, 또는 ±{1,1,1,-1,0,-1,1,-1,-1,1}로 설정되는
    방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 온 신호는 주기를 갖지 않는 3.2us 신호인
    방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 온 신호의 절반이 마스킹(masking)되고, 상기 마스킹된 신호에 CP(Cyclic Prefix)가 더 삽입되는 경우,
    상기 온 신호는 2us의 길이를 가지는 신호로 변경되고,
    상기 CP는 0.4us의 길이를 가지는
    방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 10개의 서브캐리어에서, 서브캐리어 인덱스가 2의 배수인 서브캐리어에 계수가 삽입되고, 나머지 서브캐리어에는 0이 삽입되는
    방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 시퀀스는 ±{1,0,1,0,0,0,1,0,-1,0}, ±{0,1,0,1,0,0,0,1,0,-1}, ±{1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1,0}, 또는 ±{0,1,0,-1,0,0,0,-1,0,-1}로 설정되는
    방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 온 신호는 1.6us의 주기를 갖는 3.2us 신호이고,
    방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 온 신호의 절반이 마스킹되고, 상기 마스킹된 신호에 CP가 더 삽입되는 경우,
    상기 온 신호는 2us의 길이를 가지는 신호로 변경되고,
    상기 CP는 0.4us의 길이를 가지는
    방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 10개의 서브프레임은 3MHz 대역에 대응하고,
    상기 웨이크업 프레임은 상기 3MHz 대역을 통해 송신되는
    방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 웨이크업 프레임이 다중 사용자에게 송신되는 경우,
    상기 3MHz 대역은 상기 20MHz 대역 내 각 사용자 별 서브밴드(subband)에 대응하는
    방법.
  13. 무선 랜(wireless LAN) 시스템에서 웨이크업 프레임(wake-up frame)을 송신하는 송신장치에 있어서,
    무선 신호를 송신하거나 수신하는 트랜시버(transceiver); 및
    상기 트랜시버를 제어하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는:
    OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 프레임을 구성하고, 및
    상기 웨이크업 프레임을 수신장치로 송신하되,
    상기 웨이크업 프레임은 온 신호(on signal)와 오프 신호(off signal)로 구성되고,
    상기 온 신호는 20MHz 대역의 연속된 10개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성되고,
    상기 제1 시퀀스는 상기 10개의 서브캐리어에 계수(coefficient)를 삽입하여 생성되는
    송신장치.
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