WO2017142259A1 - Synchronization signal transmission method using codebook in wireless communication system - Google Patents

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WO2017142259A1
WO2017142259A1 PCT/KR2017/001483 KR2017001483W WO2017142259A1 WO 2017142259 A1 WO2017142259 A1 WO 2017142259A1 KR 2017001483 W KR2017001483 W KR 2017001483W WO 2017142259 A1 WO2017142259 A1 WO 2017142259A1
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synchronization
sequence
sss
base station
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PCT/KR2017/001483
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이길봄
김규석
안민기
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엘지전자 주식회사
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    • H04L27/26136—Pilot sequence conveying additional information

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting a synchronization signal in a WLAN system.
  • Ultra-high frequency wireless communication systems using millimeter wave are configured such that the center frequency operates at a few GHz to several tens of GHz. Due to the characteristics of the center frequency, path loss may be prominent in the shadow area in the mmWave communication system. Considering that the synchronization signal should be stably transmitted to all terminals located within the coverage of the base station, the mmWave communication system designs and transmits the synchronization signal in consideration of the potential deep-null phenomenon that may occur due to the characteristics of the ultra-high frequency band described above. Should be.
  • the present invention has been made to solve the above problems, an object of the present invention to improve the synchronization process between the base station and the terminal in a wireless communication system to improve the transmission efficiency of the synchronization signal.
  • a synchronization signal transmission method Generating a scrambling sequence to be applied to the SSS, generating an SSS to be transmitted for a sector using the scrambling sequence, and repeatedly transmitting a PSS and the SSS selected in the PSS sequence set over a plurality of time intervals.
  • a value corresponding to some information of the physical layer ID or the physical layer ID of the base station may be applied.
  • the SSS is allocated to a resource region adjacent to the resource region allocated to the PSS on a frequency axis, and the position of the resource region to which the SSS is allocated may be determined based on the synchronization parameter.
  • SSSs of two physically adjacent sectors may be allocated to adjacent resource regions in different directions on the frequency axis, respectively, to the resource region allocated to the PSS.
  • the synchronization parameter may be defined by a combination of any one PSS sequence selected from the PSS sequence set and one OCC corresponding to the number of times a synchronization signal is repeatedly transmitted.
  • SSSs transmitted to two physically adjacent sectors are applied with different OCCs, and an OCC applied to each SSS may be determined based on the synchronization prime.
  • the base station for solving the above technical problem includes a transmitter, a receiver, and a processor operating in connection with the transmitter and the receiver, the processor comprising: a PSS sequence set defined for the sector (sector) to which the synchronization signal is to be transmitted; Determining a synchronization parameter using an orthogonal cover code (OCC), generating a scrambling sequence to be applied to the SSS using the synchronization parameter, generating an SSS to be transmitted for a sector using the scrambling sequence, and a PSS selected from the PSS sequence set And SSS is repeatedly transmitted over a plurality of time intervals.
  • OCC orthogonal cover code
  • the synchronization process between the base station and the terminal in the wireless communication system is improved to enable efficient transmission and reception of the synchronization signal between the base station and the terminal.
  • 1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating narrow beamforming according to the invention.
  • 3 is a diagram illustrating Doppler spectra when narrow beamforming is performed.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
  • 5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
  • OVSF Orthogonal Variable Spreading Factor
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of an arrangement of terminals.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a synchronization signal transmission structure according to one embodiment.
  • FIG 9 illustrates a synchronization signal repeatedly transmitted according to an embodiment.
  • FIG. 10 illustrates a process of estimating sequence and timing by a terminal receiving a synchronization signal.
  • FIG. 11 illustrates another embodiment of a process in which a terminal synchronizes timing by using a synchronization signal.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to an embodiment.
  • FIG. 13 is a view illustrating another embodiment related to a synchronization signal transmission / reception method.
  • 14 to 17 are diagrams illustrating a synchronization signal transmission structure according to another embodiment.
  • FIGS. 14 to 17 are flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to FIGS. 14 to 17.
  • 19 and 20 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal for explaining another proposed embodiment.
  • 21 to 23 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal according to a proposed embodiment.
  • 24 is a flowchart illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to another embodiment of the present disclosure.
  • 25 is a diagram for explaining a beam extension technique.
  • AAS active antenna system
  • 27 to 31 are diagrams illustrating a synchronization process and a beam scanning process using a sub-arrangement concept according to an exemplary embodiment.
  • 32 to 34 are diagrams illustrating a synchronization process and a beam scanning process using a subarray concept according to another embodiment.
  • 35 and 36 are diagrams illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to another exemplary embodiment.
  • FIG. 37 is a flowchart illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 38 illustrates a process of repeatedly transmitting a Primary Synchronization Signal (PSS) / Secondary Synchronization Signal (SSS) according to a proposed embodiment.
  • PSS Primary Synchronization Signal
  • SSS Secondary Synchronization Signal
  • 39 is a view illustrating a PSS / SSS configuration method related to a proposed embodiment.
  • 40 is a view for explaining another PSS / SSS configuration method related to the proposed embodiment.
  • 41 is a diagram illustrating a configuration of a terminal and a base station according to the proposed embodiment.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some of the components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • various operations performed for communication with a mobile station in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • a 'mobile station (MS)' may be a user equipment (UE), a subscriber station (SS), a mobile subscriber station (MSS), a mobile terminal, an advanced mobile station (AMS), a terminal. (Terminal) or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
  • UE user equipment
  • SS subscriber station
  • MSS mobile subscriber station
  • AMS advanced mobile station
  • Terminal or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station may be a transmitting end and a base station may be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • the description that the device communicates with the 'cell' may mean that the device transmits and receives a signal with the base station of the cell. That is, a substantial target for the device to transmit and receive a signal may be a specific base station, but for convenience of description, it may be described as transmitting and receiving a signal with a cell formed by a specific base station.
  • the description of 'macro cell' and / or 'small cell' may not only mean specific coverage, but also 'macro base station supporting macro cell' and / or 'small cell supporting small cell', respectively. It may mean 'base station'.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802.xx system, 3GPP system, 3GPP LTE system and 3GPP2 system. That is, obvious steps or parts which are not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents.
  • the error value of the oscillator of the terminal and the base station is defined as a requirement, and is described as follows.
  • the UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ⁇ 0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
  • Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
  • the maximum difference of the oscillator between the base station and the terminal is ⁇ 0.1ppm, and when an error occurs in one direction, a maximum offset value of 0.2 ppm may occur.
  • This offset value is multiplied by the center frequency and converted into Hz units for each center frequency.
  • the CFO value is differently represented by subcarrier spacing, and in general, even when a large CFO value is large, the effect of the OFDM system with a sufficiently large subcarrier spacing is relatively small. Therefore, the actual CFO value (absolute value) needs to be expressed as a relative value affecting the OFDM system, which is called a normalized CFO.
  • the normalized CFO is expressed by dividing the CFO value by the subcarrier spacing. Table 2 below shows the CFO and normalized CFO for each center frequency and oscillator error value.
  • Center frequency (subcarrier spacing) Oscillator offset ⁇ 0.05 ppm ⁇ 0.1 ppm ⁇ 10 ppm ⁇ 20 ppm 2 GHz (15 kHz) ⁇ 100 Hz ( ⁇ 0.0067) ⁇ 200 Hz ( ⁇ 0.0133) ⁇ 20 kHz ( ⁇ 1.3) ⁇ 40 kHz ( ⁇ 2.7) 30 GHz (104.25 kHz) ⁇ 1.5 kHz ( ⁇ 0.014) ⁇ 3 kHz ( ⁇ 0.029) ⁇ 300 kHz ( ⁇ 2.9) ⁇ 600 kHz ( ⁇ 5.8) 60 GHz (104.25 kHz) ⁇ 3 kHz ( ⁇ 0.029) ⁇ 6 kHz ( ⁇ 0.058) ⁇ 600 kHz ( ⁇ 5.8) ⁇ 1.2 MHz ( ⁇ 11.5)
  • a subcarrier spacing (15 kHz) is assumed for a center frequency of 2 GHz (for example, LTE Rel-8 / 9/10), and a subcarrier spacing of 104.25 kHz for a center frequency of 30 GHz or 60 GHz. This prevents performance degradation considering the Doppler effect for each center frequency.
  • Table 2 above is a simple example and it is apparent that other subcarrier spacings may be used for the center frequency.
  • Doppler dispersion causes dispersion in the frequency domain, resulting in distortion of the received signal at the receiver's point of view.
  • Doppler dispersion It can be expressed as.
  • v is the moving speed of the terminal
  • ⁇ means the wavelength of the center frequency of the transmitted radio waves.
  • ⁇ means the angle between the received radio wave and the moving direction of the terminal. In the following description, it is assumed that 0 is 0.
  • the coherence time is in inverse proportion to the Doppler variance. If the coherence time is defined as a time interval in which the correlation value of the channel response in the time domain is 50% or more, It is expressed as In a wireless communication system, Equation 1 below, which represents a geometric mean between a formula for Doppler variance and a formula for coherence time, is mainly used.
  • 1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
  • the Doppler spectrum or Doppler power spectrum density, which represents a change in the Doppler value according to the frequency change, may have various shapes according to a communication environment.
  • a communication environment such as downtown
  • the Doppler spectrum appears in the U-shape as shown in FIG. 1 shows the center frequency
  • the maximum Doppler variance U-shaped Doppler spectra are shown.
  • FIG. 2 is a diagram showing narrow beamforming according to the present invention
  • FIG. 3 is a diagram showing Doppler spectrum when narrow beamforming is performed.
  • an antenna array including a plurality of antennas may be installed in a small space with a small antenna. This feature enables pin-point beamforming, pencil beamforming, narrow beamforming, or thin beamforming using tens to hundreds of antennas. This narrow beamforming means that the received signal is received only at a certain angle, not in the same direction.
  • FIG. 2A illustrates a case where the Doppler spectrum is U-shaped according to a signal received in an equal direction
  • FIG. 2B illustrates a case where narrow beamforming using a plurality of antennas is performed.
  • the Doppler spectrum also appears narrower than the U-shape due to the reduced angular spread.
  • FIG. 3 it can be seen that Doppler variance appears only in a certain band when the narrow beamforming is performed.
  • the center frequency operates in the band of several GHz to several tens of GHz. This characteristic of the center frequency makes the influence of the CFO due to the Doppler effect or the oscillator difference between the transmitter / receiver caused by the movement of the terminal more serious.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using a downlink (DL) synchronization signal transmitted by the base station.
  • DL downlink
  • timing and frequency are synchronized between the base station and the terminal.
  • the base station transmits the synchronization signal by configuring the beam width as wide as possible so that terminals in a specific cell can receive and use the synchronization signal.
  • path loss is greater than that of a low frequency band in synchronizing signal transmission. That is, in the case of a system using a high frequency band, a cell radius that can be supported compared to a conventional cellular system (for example, LTE / LTE-A) using a relatively low frequency band (for example, 6 GHz or less). This is greatly toned.
  • a conventional cellular system for example, LTE / LTE-A
  • a relatively low frequency band for example, 6 GHz or less
  • a synchronization signal transmission method using beamforming may be used.
  • the cell radius is increased, but the beam width is reduced. Equation 2 below shows the change in the received signal SINR according to the beam width.
  • Equation 2 is the beam width according to the beamforming If received decreases, the received SINR is Fold improvement.
  • Another method for solving the reduction of the cell radius may be considered to repeatedly transmit the same sync signal. This method requires additional resource allocation on the time axis, but has the advantage of increasing the cell radius without reducing the beam width.
  • the base station allocates resources to each terminal by scheduling frequency resources and time resources located in a specific area.
  • this specific zone is defined as a sector.
  • A1, A2, A3, and A4 represent sectors having a radius of 0 to 200 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively.
  • B1, B2, B3, and B4 represent sectors having a radius of 200 to 500 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively.
  • sector 1 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4 ⁇
  • sector 2 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4 ⁇ .
  • the synchronization signal service area of the current base station is sector 1, it is assumed that an additional power of 6 dB or more is required for transmission of the synchronization signal in order for the base station to service the synchronization signal in sector 2.
  • the base station can obtain an additional gain of 6 dB using the beamforming technique to serve sector 2.
  • the service radius can be increased from A1 to B1.
  • A2, A3, and A4 cannot be serviced at the same time. Therefore, when beamforming is performed, a synchronization signal should be separately transmitted to the A2 to B2, A3 to B3, and A4 to B4 sectors. In other words, the base station must transmit a synchronization signal four times beamforming to serve sector 2.
  • the base station can transmit the synchronization signal to all sectors 2, but must transmit the synchronization signal four times on the time axis.
  • the resources required to service sector 2 are the same for both beamforming and iterative transmission.
  • the beam width is narrow, it is difficult for a terminal moving at a high speed or a terminal at the boundary of a sector to stably receive a synchronization signal. Instead, if the ID of the beam in which the terminal is located can be distinguished, there is an advantage that the terminal can determine its own position through a synchronization signal.
  • the repetitive transmission scheme since the beam width is wide, it is very unlikely that the terminal misses the synchronization signal. Instead, the terminal cannot determine its location.
  • 5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
  • one frame consists of Q subframes and one subframe consists of P slots.
  • One slot consists of T OFDM symbols.
  • the first subframe in the frame uses the 0 th slot (slot indicated by 'S') for synchronization purposes.
  • the 0 th slot is composed of A OFDM symbols for timing and frequency synchronization, B OFDM symbols for beam scanning, and C OFDM symbols for informing the UE of system information. The remaining D OFDM symbols are used for data transmission to each terminal.
  • Q, P, T, S, A, B, C, and D may each be arbitrary values and may be values set by a user or automatically set on a system.
  • Equation (3) Denotes the length of an OFDM symbol, the length of a cyclic prefix (CP), and the index of an OFDM symbol, respectively. Denotes a vector of the received signal at the receiver. At this time, Cold reception signal vector of From the first Vector defined by the first element.
  • the algorithm of Equation 3 operates under the condition that two adjacent OFDM received signals in time are the same.
  • Such an algorithm can use a sliding window method, which can be implemented with low complexity, and has a strong characteristic of frequency offset.
  • Equation 4 represents an algorithm for performing timing synchronization by using a correlation between a received signal and a signal transmitted by a base station.
  • Equation 4 denotes a signal transmitted by the base station and is a signal vector previously promised between the terminal and the base station. Equation 4 may produce better performance than Equation 3, but may not be implemented as a sliding window method, and thus requires high complexity. It also has a feature that is vulnerable to frequency offset.
  • Beam scanning refers to the operation of the transmitter and / or receiver to find the direction of the beam that maximizes the receiver's received SINR.
  • the base station determines the direction of the beam through beam scanning before transmitting data to the terminal.
  • FIG. 4 illustrates a sector served by one base station divided into eight regions.
  • the base station transmits beams in the areas (A1 + B1), (A2 + B2), (A3 + B3), and (A4 + B4), respectively, and the terminal can distinguish beams transmitted by the base station.
  • the beam scanning process can be embodied in four processes. First, i) the base station transmits a beam in four areas in sequence. ii) The terminal determines the beam that is determined to be the most suitable among the beams in view of the received SINR. iii) The terminal feeds back information on the selected beam to the base station. iv) The base station transmits data using the beam having the feedback direction. Through the above beam scanning process, the UE can receive downlink data through the beam with optimized reception SINR.
  • the Zadoff-Chu sequence is called a chu sequence or ZC sequence and is defined by Equation 5 below.
  • N is the length of the sequence
  • r is the root value
  • a characteristic of the ZC sequence is that all elements have the same size (constant amplitude).
  • the DFT results of the ZC sequence also appear the same for all elements.
  • Equation 6 the ZC sequence and the cyclic shifted version of the ZC sequence have a correlation as shown in Equation 6.
  • the ZC sequence also has a zero auto-correlation property, it is also expressed as having a constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC).
  • Hadamard matrix is defined as Equation 8 below.
  • Equation (8) Denotes the size of the matrix.
  • Equation 9 It can be seen from Equation 9 that the columns are orthogonal to each other.
  • the OVSF code is generated based on the Hadamard matrix and has a specific rule.
  • the first code when branching to the right side of the OVSF code (lower branch), the first code repeats the upper code on the left side twice (mother code), and the second code repeats the high code code once and inverts it once. Is generated. 6 shows a tree structure of the OVSF code.
  • All of these OVSF codes are orthogonal except for the relationship between adjacent higher and lower codes on the code tree.
  • the code [1 -1 1 -1] is orthogonal to [1 1], [1 1 1 1], and [1 1 -1 -1].
  • the OVSF code has the same length as the code length. That is, in FIG. 6, it can be seen that the length of a specific code is equal to the total number of branches to which the corresponding code belongs.
  • RACH random access channel
  • the base station defines a parameter called 'preambleInitialReceivedTargetPower', and broadcasts the parameter to all terminals in the cell through SIB (System Information Block) 2.
  • SIB System Information Block
  • the UE calculates a path loss using a reference signal, and determines the transmission power of the RACH signal by using the calculated path loss and the 'preambleInitialReceivedTargetPower' parameter as shown in Equation 10 below.
  • P_PRACH_Initial, P_CMAX, and PL represent the transmission power of the RACH signal, the maximum transmission power of the terminal, and the path loss, respectively.
  • Equation 10 it is assumed that the maximum transmit power of the terminal is 23 dBm and the RACH reception power of the base station is -104 dBm. In addition, it is assumed that the terminal is arranged as shown in FIG.
  • the terminal calculates a path loss using the received synchronization signal and the beam scanning signal, and determines the transmission power based on this.
  • Table 3 shows the path loss of the terminal and its transmission power.
  • the RACH signal must be transmitted with a very small power (-44 dBm) to match the RACH reception power.
  • the path loss is large, but the required transmission power is 6 dBm.
  • the base station defines a new precoder consisting of a weighted sum of two or more basic precoders applied to a repeatedly transmitted synchronization signal.
  • the base station also defines a plurality of new precoders generated by changing the weighted sum as a codebook.
  • FIG. 8 a case where the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2 is illustrated, and a repetitive transmission structure of the synchronization signal for obtaining diversity is illustrated.
  • the number of antennas, the length of an OFDM symbol, and the length of a CP of a base station transmitting a synchronization signal , , It is called.
  • You can also use the default precoder We define a new precoder It is defined as In the basic precoder and the new precoder, '0' and '1' represent an order in which a synchronization signal is transmitted, that is, an OFDM symbol.
  • the basic precoder and the new precoder are vector matrices, the size of which is equal to the number of antenna ports of the base station. That is, in FIG. And The size of is 4x1 vector.
  • the codebook defined by the base station is Expressed as a codebook May be understood as Equation 11 below.
  • Precoder in Equation 11 Is the default precoder Precoder Is the default precoder It consists of a difference.
  • the precoder corresponding to the upper subsector is ,
  • the precoder for the lower subsector Are each defined as At this time, the base station is a new precoder defined by the weighted sum [+1 +1] in the first OFDM symbol
  • the new signal is defined as another weighted sum [+1 -1] in the second OFDM symbol. Apply the signal to transmit the synchronization signal. Accordingly, even if the terminal is located at the subsector boundary, it is possible to obtain diversity for the two precoders, thereby accurately distinguishing the synchronization signal.
  • the precoder codebook of the synchronization signal is generalized and defined as in Equation 12 below.
  • Vector from Equation 12 Denotes a precoder applied to the synchronization signal repeatedly transmitted t-th.
  • the sync signal codebook A matrix, defined as, that represents a channel Is the size Is an arbitrary matrix
  • the base station selects any one of the codebooks consisting of a weighted sum of basic precoders and a plurality of different new precoders and applies them to the synchronization signal at each repetition. do.
  • the number of new precoders included in the codebook may be equal to the number of repetitive transmissions of synchronization signals of the base station.
  • the base station in the process of repeatedly transmitting the synchronization signal by the base station, selects a precoder that has not been selected in the codebook and transmits the synchronization signal every repetition. That is, in order to maximize the transmission diversity of the synchronization signal, the base station performs a codebook every repetition of the synchronization signal. Contained in Select a precoder that has not been selected among the two precoders.
  • Equation 11 having a repetition number of 2
  • the codebook When the base station transmits a synchronization signal in the first OFDM symbol Is selected, and the precoder is used to transmit a synchronization signal in the subsequent second OFDM symbol. Select.
  • This process is shown in the structure in which the switch of the RF module is changed on the left side of FIG.
  • Sync signals transmitted through the k th antenna among the 4 transmit antennas are the i th sequence And precoder
  • Equation 13 is generated as follows.
  • Equation (13) Represents an Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT) matrix
  • Is Represents the k th element of the precoder.
  • FIG. 9 illustrates a process in which a synchronization signal in the k-th antenna described in Equation 13 is repeatedly transmitted twice.
  • 10 illustrates a process of estimating sequence and timing by a terminal receiving a synchronization signal. 10 illustrates an operation of a terminal side when a base station repeatedly transmits a synchronization signal according to the embodiment described above.
  • Equation 14 an algorithm for synchronizing timing and estimating a sequence from a received synchronization signal may be expressed by Equation 14 below.
  • Equation (14) are trial numbers used in estimating timing and sequence, respectively. Denotes a trial number when the value of Equation 14 is maximized, and denotes an index of a timing and a sequence estimated from a synchronization signal received by the terminal.
  • Equation 14 may be represented as shown in FIG. Four different timings in Figure 10 Is shown, and the magnitude of the correlation between the received signal and the sequence at each time point is shown. Also, in FIG. 10 Is Represents the received signal vector received at the time point, and the length to be. Silver Means the signal after the DFT processing.
  • each timing And sequence index Equation 14 is calculated by applying as a trial number.
  • the terminal calculates the result of equation (14). Since the correlation value calculated by is the largest, the terminal Is determined as the timing of the synchronization signal, and it is determined that the i th sequence is transmitted.
  • Equation 15 the magnitude of the peak value calculated by the UE by Equation 14 is expressed by Equation 15 below.
  • Equation (15) Denotes a channel between the transmitter and the receiver.
  • the received SNR of the UE from Equation 15 is calculated as in Equation 16 below.
  • Equation (16) Denotes the received SNR when the synchronization signal is simply transmitted repeatedly. Shows a received SNR when a precoder is configured to transmit diversity according to the proposed embodiment to transmit a synchronization signal. The former doubles the receive power of the sync signal, while the latter receives two channels. And It is expressed as if And Are independent of each other, The diversity gain of becomes 2. In contrast, Receive power is one channel Since it is expressed only as, the diversity gain is one.
  • the synchronization signal since the synchronization signal must be detectable by all terminals in the cell, the most important factor in the synchronization signal is the stability of the communication link. Considering that the higher the diversity gain, the higher the stability of the communication link, the proposed embodiment can obtain an improved effect compared to the conventional synchronization signal transmission method.
  • FIG. 11 illustrates another embodiment of a process in which a terminal synchronizes timing by using a synchronization signal.
  • the terminal Obtained in the process of calculating the peak value at the time point Store the values on the stack, The stored value can be used to calculate the peak value at the time point.
  • the UE can reduce the computational complexity by avoiding duplicate calculations by utilizing the memory.
  • FIG. 11 Is The terminal is currently obtained in the process of calculating the peak value
  • a process of storing a value on the stack (S1120) is defined as a 'push' operation, and a process of loading and using a pre-stored value from the stack (S1110) is defined as a 'pop up' operation.
  • a process of loading and using a pre-stored value from the stack (S1110) is defined as a 'pop up' operation.
  • the total size of the stack is always Is maintained.
  • the number of random repetition is defined as in Equation 17 below and the size is Becomes That is, the UE stores the calculated values in the stack for the time interval of the length of the OFDM symbol plus the length of the CP, and recalls the stored values when the time interval corresponding to the length of the OFDM symbol and the length of the CP is over. And new calculations.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a proposed synchronization signal transmission and reception method.
  • the previously proposed and described embodiments are illustrated and described according to a time series flow. Therefore, the above descriptions may be applied to the same or similarly, although not explicitly described in FIG. 12.
  • a precoder set (ie, codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S1210).
  • This codebook consists of a plurality of new precoders composed of weighted sums of basic precoders, and the weighted sum is applied differently to each new precoder. Meanwhile, the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, or the terminal may directly generate the codebook.
  • the base station selects any one of the precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S1220).
  • a synchronization signal As the precoder applied to the synchronization signal, any one of the precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected.
  • the base station selects another precoder from the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal (S1230).
  • S1230 any one of the precoders other than the precoder selected in S1220 is selected among the precoder sets. In FIG. 12, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2, but when the number of repetitions is higher, the process of S1230 may be repeatedly performed.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using the synchronization signal repeatedly received (S1240).
  • a process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between a timing and a sequence of a received synchronization signal, and storing and loading intermediate values on a stack in the process of calculating the correlation. Embodiments may be applied.
  • a synchronization signal may be stably transmitted to a terminal.
  • Equation 13 illustrates a synchronization signal transmission structure according to FIGS. 8 to 12.
  • the reception SNR described in Equation 16 may be expressed as Equation 18 below in consideration of path attenuation.
  • the received SNR for the b terminal may be approximated as shown in Equation 19 below.
  • Equation 19 means that the diversity gain for the terminal b can be obtained as two.
  • Equation 20 means that the diversity gain obtained by terminal a is 1 rather than 2.
  • c terminal is reversed Located far from, similar to terminal a, only one diversity gain can be obtained. In other words, according to the embodiments described with reference to FIGS. 8 to 12, sufficient diversity gain can be obtained in the case of terminal b, but not in the case of terminals a and c.
  • the terminal must receive the synchronization signal with a certain quality or higher regardless of the position in the cell. Therefore, hereinafter, an embodiment for improving the point that the UEs obtain different diversity gains according to the position in the cell as described above is proposed.
  • the 'secondary precoder' is the basic precoder described above. Means.
  • the secondary precoder may include two or more 'primary precoders ( Is composed of weighted summation 8 and 12, the plurality of primary precoders ( By the weighted sum of ) Is defined and a new precoder (hereinafter referred to as tertiary precoder) by weighted sum of a plurality of secondary precoders Is defined.
  • Equation 21 the relationship between two precoders is expressed according to Equation 21 below.
  • Equation 21 Denotes the weights of the primary precoders constituting the i-th secondary precoder as a complex number, that is, how the primary precoders are weighted. Denotes the number of primary precoders constituting the i th secondary precoder, Denotes the index of the secondary precoders constituting the i-th secondary precoder.
  • Equation 22 shows an example in which the secondary precoders are composed of a weighted sum of two primary precoders.
  • the secondary precoder may be implemented in a form in which a specific primary precoder is multiplied by a j or -j value that changes a phase.
  • the primary precoders may be designed to equally divide the area where the synchronization signal is transmitted.
  • the primary precoders are designed such that each beam is formed by 30 'to equally divide 120' which is a synchronization signal transmission region.
  • the primary precoders may be designed such that a minimum chordal distance between each other is maximized.
  • the minimum codal distance means the spacing between beams by the precoder
  • the maximum codal distance means the maximum spacing between the beams formed by the precoders, that is, the correlation between the beams is minimized.
  • the primary precoder may be designed to maximize the minimum codal distance using the DFT codebook.
  • 15 to 17 are diagrams illustrating a synchronization signal transmission structure according to another embodiment.
  • embodiments of designing a second precoder using a first precoder in addition to the above descriptions will be described.
  • the secondary precoder is composed of a weighted sum of the primary precoders and may be designed in a comb structure.
  • the comb structure means that the regions in the subsectors of the primary precoders constituting the secondary precoder are not neighboring as shown in FIG. 14, and the minimum distances of the regions in the subsectors of the primary precoders are the same.
  • the secondary precoder in Fig. 15 (a) Primary precoder to construct Wow The regions of do not neighbor each other, and the secondary precoder in FIG. Primary precoder to construct Wow The areas of do not neighbor each other. Furthermore, the second precoder Primary Precoders Composing Wow The minimum distance of the region in the subsector of 30 'is the second precoder Primary Precoders Composing Wow The minimum distance of the region in the subsector of is also equal to 30 '. 2nd precoder Beam area of the secondary precoder It may be understood that the beam area of P is shifted by 30 '.
  • Equation 23 when the secondary precoder is configured using the primary precoder according to the above-described embodiment, the third precoders of Equation 11 may be expressed as Equation 23 below.
  • FIG. 16 illustrates a case where a secondary precoder is designed according to an exemplary embodiment.
  • the phase of is reversed.
  • the phase change of the beam for each time interval is described for each of the regions 1610, 1620, and 1630 shown, the phase of the beam is changed over the first time interval and the second time interval for the region 1610.
  • the beam phase is changed over a total of two time intervals For the area 1630 To change.
  • the terminal a of the embodiment of FIG. 16 is adjacent to the beam over two time intervals. Undergoes a phase change. Accordingly, the terminal a may obtain a diversity gain of 2 for the synchronization signal. Similarly, terminal b is a beam Undergoes a phase shift of By undergoing a phase change of, all terminals in the subsector can obtain the same diversity gain.
  • FIG. 17 illustrates an embodiment of narrower design of an area within a subsector corresponding to primary precoders.
  • four primary precoders are assumed, while in FIG. 17, a secondary precoder is designed through eight primary precoders.
  • the terminal receiving the synchronization signal may obtain a more uniform diversity gain than in the embodiment of FIGS. 14 to 16.
  • FIG. 18 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to another embodiment.
  • FIG. 18 the previously proposed and described embodiments are illustrated and described according to a time series flow. Therefore, the above descriptions may be applied to the same or similarly, although not explicitly described in FIG. 18.
  • a precoder set (ie, a codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S1810).
  • a codebook may consist of tertiary precoders composed of weighted sums of secondary precoders, and the weighted sum is applied differently to each secondary precoder.
  • the secondary precoders are composed of weighted sums of other primary precoders, and the secondary precoders do not have neighboring regions in the subsectors of the primary precoders constituting each secondary precoder, and the primary The minimum distances of the regions in the subsectors of the precoders may be designed in the same comb structure.
  • the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, and the terminal may directly generate the codebook as described above with reference to FIG. 12.
  • the base station selects any one of the third precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S1820).
  • the third precoder applied to the synchronization signal any one of the third precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected.
  • the base station selects another third-order precoder of the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal (S1830).
  • S1830 any one of the precoder sets, except for the precoder selected in S1820, is selected. In FIG. 18, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2, but when the number of repetitions is higher, the process of S1830 may be repeatedly performed.
  • the terminal performs synchronization with the base station using the repeatedly received synchronization signal (S1840).
  • This process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between the timing and the sequence of the received synchronization signal.
  • an embodiment in which the terminal stores and retrieves intermediate values in a stack may be applied in the process of calculating correlation.
  • the stability of the communication link is secured.
  • the synchronization signal may be transmitted to the terminals in the cell with a constant diversity gain without additional signaling overhead.
  • 19 and 20 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal for explaining another proposed embodiment. 19 and 20 will be described a synchronization process and a beam scanning process according to the above-described synchronization signal transmission and reception method.
  • FIG. 19 illustrates a process of a base station switching four beams during four time slots and transmitting a synchronization signal.
  • the terminal performs a synchronization process using the received synchronization signals, and simultaneously performs a beam scanning process.
  • the terminal 1900 performs synchronization through the second beam (FIG. 19 (b)) in which the reception power is sensed the largest, and the base station can determine that the beam selected by the terminal can be distinguished from other beams. Map beams in different sequences.
  • the terminal 1900 has a sequence of beams selected by itself. It can be seen that the beam scanning process is performed by feeding back the selected beam to the base station.
  • the signal transmitted by the base station is designed based on the Zadoff-Chu (ZC) sequence.
  • the cell ID of the base station may be used as a root value of the ZC sequence, and the beam ID may be used as a cyclic shift value of the ZC sequence.
  • a sequence The root value in And the cyclic shift value is Defined as
  • Is a system parameter value and is generally set to be greater than the channel's delay spread maximum. Terminal sequence Using three cells and four beams of each cell can be distinguished, and this process is expressed by Equation 24 below.
  • the terminal simultaneously performs timing synchronization, cell ID estimation, and beam ID estimation through Equation 24, and this process is represented in FIG.
  • the terminal is configured to include a total of 12 correlators in order to simultaneously distinguish three cells and four beams, and 12 correlators operate together in every time slot.
  • the terminal since only the cell needs to be distinguished, the terminal is configured to include a total of three correlators.
  • the mmWave communication system includes a beam scanning process, requiring four times the processing power of LTE. As a result, according to the scheme proposed above, the computational complexity required for the synchronization process of the terminal is increased four times.
  • 21 to 23 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal according to a proposed embodiment.
  • the beam ID is defined as weights applied to the weighted sum of the aforementioned basic precoder (or the secondary precoder).
  • Equation 25 shows a synchronization signal codebook when the number of repetitions is two.
  • Equation 25 uses the codebook described in Equation 11 as a weighting matrix ( ).
  • First column in equation (25) Each element of Is the primary precoder (secondary precoder) Represents the weight over time. Similarly, the second column Each element of the second precoder Represents the weight over time.
  • the base station and the terminal Each Beam ID and Is determined by the beam ID.
  • each column constituting a codebook (that is, a weight matrix) applied to the transmission of the synchronization signal is used as a beam ID for distinguishing each beam in the beam scanning process.
  • Equation 26 the case where the number of repetition of the synchronization signal is 4 will be described using Equation 26 as an example.
  • Equation (26) is a representation of the codebook when the number of repetitions of the synchronization signal is 4 by a weight matrix. Similar to the equation (25), the first, second, third and fourth columns of the weight matrix Are defined as beam IDs.
  • each beam is transmitted as shown in FIG. 21 during four timeslots.
  • FIG. 21 unlike FIG. 19, four beams are simultaneously transmitted in each timeslot, and the sign of the transmitted sequence varies according to the timeslot.
  • beams transmitted to respective regions within a sector are directed from the top to the bottom. Corresponds to each. That is, the beam transmitted to the uppermost region And the beam transmitted in the lowest region Corresponds to.
  • the terminal when the synchronization signal is transmitted, the terminal performs synchronization according to Equation 27 below to estimate timing synchronization and a sequence (cell ID) of the synchronization signal.
  • Equation 27 the beam scanning process for estimating the beam ID is not performed simultaneously with the synchronization process.
  • the number of correlators of the terminal is reduced to 4 as compared to 12 of FIG. 20 as shown in FIG.
  • the computational complexity of the terminal is greatly reduced, which may solve the above-described problem.
  • the following describes a process of performing beam scanning after the terminal performs synchronization to estimate timing synchronization and sequence.
  • Equation 29 The terminal performs a beam scanning process based on Equation 28. First, by multiplying both sides of Equation 28 by the inverse of the weight matrix, Equation 29 may be obtained.
  • Equation 29 the result calculated through the matrix operation is represented by Equation 30 below.
  • the terminal compares four power values obtained according to Equation 30, and selects the largest value. For example, the element of the first row If the value appears to be the largest, the terminal end , It can be understood as larger. That is, the terminal in FIG. It can be seen that the beam of the first region generated by is received more strongly than the beams of the other regions. In other words, the terminal may know that it is located in the first area within the sector. That is, the terminal Value is the first column of the weight matrix This is because it knows that the value is calculated using, and as the codebook is shared between the base station and the terminal end This is because the UE knows in advance that it is mapped to.
  • an element in Equation 30 If the value of appears to be the largest, the terminal You can see that the value is the largest. That is, the terminal in FIG. It can be seen that the beam of the last region generated by is received more strongly than the beam of the other region. Accordingly, the terminal has a position in its sector It can be seen that the last region corresponding to.
  • the terminal may distinguish the beams by using the weight matrix of the synchronization signal repeatedly received (that is, the beam scanning process may be May be performed).
  • the terminal may distinguish the beams. Accordingly, the number of sequences to be found by the terminal in timing estimation is reduced by the number of cell IDs, and the synchronization complexity of the terminal is greatly reduced.
  • the columns of the weight matrix may be configured to be orthogonal to each other.
  • Equations 25 and 26 represent weight matrices when the number of repetitions is 2 or 4, respectively.
  • a process of applying an inverse of the weight matrix in Equation 28 may be simplified.
  • the columns of the weighting matrix are configured to be orthogonal to each other, such that the vector representing the weighted sum applied to the primary (secondary) precoder in a particular time slot is orthogonal to the vector representing the weighted sum applied to another time slot. it means.
  • the sync signal codebook Each vector comprising It may be understood that codebooks are designed to allow each other to work together. Such a vector may be understood as an orthogonal cover code (OCC) in that codes are orthogonal to each other.
  • OCC orthogonal cover code
  • the codebook may be designed using a Hadamard matrix described in Equation 8, or may be designed using a DFT matrix.
  • the Hadamard matrix can be simply generated for any number of iterations, and the implementation complexity is very low because the values of each element are defined by addition and subtraction only.
  • the DFT matrix can also be simply generated for any number of iterations, where the values of each element , (N is the number of repetitions). For example, the DFT matrix when the number of repetitions is 4 may be generated as in Equation 31 below.
  • the DFT matrix In the case of the DFT matrix, if the number of repetitions is 2, the complexity is the same as that of the Hadamard matrix. If the number of repetitions is 4 or less, the DFT matrix can be generated simply by changing the phase. The rise can be minimized.
  • the beam ID may be defined by both a weight and a sequence applied to the basic precoder.
  • the embodiments described with reference to FIGS. 21 and 22 when the channel changes rapidly while the synchronization signal is repeatedly transmitted, the performance of beam scanning may be degraded.
  • the embodiment illustrated in FIG. 23 proposes a method of generating a beam ID by considering not only a weight matrix but also a sequence.
  • the base station performs two consecutive timeslots. Are transmitted simultaneously, and in FIG. 23 (c) and FIG. 23 (d), the base station Send simultaneously.
  • the base station is transmitted in the first two timeslots Transmitted in the two timeslots
  • the first two timeslots contain a sequence ((A) and (b)), and in the following two timeslots, the sequence , 23 (c) and 23 (d).
  • the number of correlators of the terminal increases by that amount.
  • the section in which the channel should not be changed is reduced to two timeslots, thereby making it more robust to sudden changes in the channel.
  • FIG. 24 is a flowchart illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 24 the previously proposed and described embodiments are illustrated and described according to a time series flow. Therefore, although not explicitly described with reference to FIG. 24, the contents described above with reference to FIGS. 19 to 23 may be identically or similarly applied.
  • a precoder set (ie, a codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S2410).
  • a codebook may consist of tertiary precoders composed of weighted sums of secondary precoders, and the weighted sum is applied differently to each secondary precoder.
  • each of the weighting vectors (ie, OCCs) used for generation of the third order precoders constituting the precoder set may be configured to be orthogonal to each other.
  • the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, and the terminal may directly generate the codebook as described above with reference to FIG. 12.
  • the base station selects any one of the third precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S2420).
  • the third precoder applied to the synchronization signal any one of the third precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected.
  • the base station selects another third-order precoder of the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal (S2430).
  • S2430 any one of the precoder sets, except for the precoder selected in S2420, is selected. In FIG. 24, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2, but if the number of repetitions is higher, the process of S2430 may be repeatedly performed.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using the synchronization signal repeatedly received (S2440).
  • This process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between the timing and the sequence of the received synchronization signal.
  • an embodiment in which the terminal stores and retrieves intermediate values in a stack may be applied in the process of calculating correlation.
  • the terminal When the synchronization is completed by estimating the timing and the sequence for each timeslot in S2440, the terminal performs the beam scanning process using the synchronization signals received in S2420 and S2430 (S2450). That is, the terminal performs the process described in Equation 28 to Equation 30 with respect to the correlation values obtained while performing synchronization for each time slot, and accordingly, the UE can distinguish the most strongly received beam from among the plurality of beams. have. Through this beam scanning process, the terminal can distinguish its own position (ie, subsector) in the sector.
  • the base station introduces OCC into the codebook, thereby allowing the terminal to perform beam scanning without allocating an additional sequence for beam scanning. Accordingly, the terminal can minimize the increase in complexity for implementing the beam scanning process.
  • the beam broadening technique will be described before explaining the proposed embodiment.
  • the size of a linear antenna array If, the beamforming gain is Although proportional to, the beam width or half power beam width (HPBW) Inversely proportional to Therefore, the larger the size of the linear antenna array, the better beamforming gain can be obtained, while the beam width becomes narrower.
  • a broadcast channel or a control channel requires a wide beam width while requiring a low SNR, a relatively high beamforming gain is not required.
  • a large antenna arrangement requires a new beamforming design to satisfy the above-described characteristics.
  • the beamforming design described below is called a beam extension technique.
  • FIG. 25A beamwidths of eight antenna arrays are shown.
  • the width of the beam generated by the antenna array including eight antennas is 15 ', Is a vector representing the coefficients of the linear antenna array.
  • FIG. 25 (b) shows the result of applying the beam extension technique to the antenna arrangement of FIG. 25 (a).
  • FIG. 25 (b) shows the beamwidth when only two of the eight antennas are on (on) and the remaining antennas are off (off).
  • Figure 25 (b) Represents the first column of the DFT matrix of size 2, Is in a relationship.
  • the number of antennas involved in beamforming is reduced to one quarter, while the beam width is expanded four times from 15 'to 60' and the beamforming gain is reduced by 6.6227 dB.
  • This method not only has a beamforming loss but also has a low efficiency due to power loss when assuming an active antenna system (AAS) to be described later.
  • AAS active antenna system
  • FIG. 25 (c) shows the result of applying another beam extension technique.
  • eight antennas are divided into two subarrays (or subarrays), and each subarray is defined as four consecutive antennas.
  • the first subarray and the second subarray are coefficients of the second and fourth columns of the DFT matrix of size 4, respectively. Has, Satisfies the relationship.
  • each sub-array is composed of four antennas and has a beam width of 30 ', and the beamforming gain is reduced by 4.8165 dB.
  • the total beam width satisfies 60 '.
  • the beam extension technique of FIG. 25 (c) does not cause power loss since all antennas are operating.
  • the size of all antenna coefficients is equal to 1 while two multiple beams are transmitted.
  • the size of a linear antenna array ego, When applying the beam extension technique using two subarrays, the ratio of the expanded beamwidth becomes As a result, the beam extension technique incorporating the sub-array concept of FIG. 25 (c) is a method that can extend the beam width while using all antennas.
  • the precoder applied to the synchronization signal is a weighted sum of basic precoders (or secondary precoders) as described in Equation 12.
  • the size of each element of the sync signal precoder is different at this time.
  • the default precoder Are different columns of a DFT matrix having a size of 4, and consider a case defined as Eq.
  • Equation 33 the synchronization signal codebook described with reference to FIG. 21 is defined as in Equation 33.
  • each element has a different size from the basic precoder.
  • an AAS having a phase shifter and a power amplifier for each antenna is considered.
  • the phase and magnitude of each element of the sync signal precoder are implemented by a phase shifter and a power amplifier of an individual antenna corresponding to the element.
  • a signal In order to minimize power loss under such an AAS antenna structure, a signal must be transmitted by changing a phase for each antenna while the outputs of all power amplifiers are the same. This process assumes that the coefficients of the precoder are the same. However, as described above, the precoder coefficient of the synchronization signal may vary depending on the configuration of the antenna, and thus may not satisfy this condition, resulting in power loss.
  • the beam extension technique is a technique for transmitting a beam by controlling all subarrays independently by grouping all antennas. In this case, it is possible to control the beam direction by adjusting only the phase in a state where the power amplifier outputs of all the antennas are fixed in the same manner.
  • FIG. 27 shows an example of an antenna arrangement with 32 antennas and four subarrays. In this case, each sub-array is configured to include eight antennas and generates a beam having a width of 15 '. Each sub-array may individually control the direction of the generated beam, so that the beam structure of FIG. 27 may be comprehensively implemented.
  • each precoder corresponding to each sub-array is shown.
  • the coefficient size of each precoder is the same and only the phase is different.
  • the synchronization signal precoder used in the synchronization process is defined as a stack of two or more basic precoders (or the above-described secondary precoders).
  • the respective sync signal precoders are defined by different weights of the respective basic precoders. Equation 34 further illustrates the concept that the synchronization signal precoder is defined as a stack of basic precoders.
  • each precoder included in the sync signal codebook includes four basic precoders ( ) Is designed to be concatenated in the column direction. In this case, the weights of the respective basic precoders to be concatenated are defined differently for each tertiary precoder.
  • Equation (35) Is the size Phosphorus vector Is a diagonal matrix with. vector May be defined as a matrix as in Equation 36 below, and the matrix of Equation 36 is the weight matrix described above. The size of the weight matrix is to be.
  • the third order precoders defined by Equations 34 to 36 are composed of a plurality of concatenated basic precoders, and each basic precoder performs beamforming by independently controlling antenna subarrays.
  • Equation 37 the received signal of the terminal may be expressed as Equation 37 below.
  • Equation 38 Received signal in equation 37 And sequence Correlation values between Equation 37 is expressed as Equation 38.
  • Equation 38 is the same as Equation 28.
  • the beam scanning process to which the sub-array concept and the beam extension technique are applied can be performed in the same manner as the above-described embodiment. That is, although the base station does not separately generate or allocate a beam ID for the beam scanning process, the terminal distinguishes beams by using a weight matrix of synchronization signals repeatedly received according to the embodiments described in Equations 28 to 30. (I.e., the beam scanning process is performed). In the beam scanning process, the UE may estimate the reception power of each of the beams, and select the beam having the best reception power based on this.
  • the synchronization signal codebook is defined as third-order precoders generated by concatenating basic precoders by utilizing the fact that the coefficient sizes of the synchronization signal codebooks are the same. Accordingly, the beam scanning process can be designed in the same manner as previously proposed while minimizing the power loss during the synchronization process.
  • FIG. 28 shows another embodiment of the proposed method.
  • a sequence input to each radio frequency chain is changed every time slot.
  • the third precoder is designed differently for each time slot while inputting the same sync sequence in all time slots, in FIG. 28, the sync sequence is input differently for each time slot with the third precoder kept the same. That's the way.
  • the RF chains are connected one by one.
  • Sync sequence through each RF chain Is input, and different synchronization sequences may be transmitted and input for each RF chain.
  • all time slots Send it.
  • sequences are generated during four time slots (TS). Are entered in order.
  • the sync signal precoder (third precoder) Is defined as in Equation 39, and has the same value for four time slots.
  • the rightmost side of (40) is the same as the rightmost side of (37).
  • the same result can be obtained by changing the input synchronization sequence in accordance with the time slot, instead of the scheme of FIG. 27 in which the synchronization signal precoder is changed in accordance with the time slot.
  • the terminal may perform the same synchronization process and beam scanning process described above with reference to FIG. 28.
  • the third precoders constituting the codebook are defined as a plurality of concatenated basic precoders (secondary precoders).
  • the basic precoders may be defined by concatenating two or more primary precoders.
  • the beam of the secondary precoder will comprise beams of contiguous primary precoders.
  • Secondary precoder in FIG. 29 Is the first precoder as Are defined by concatenating them.
  • the superscript of each precoder indicates the size of the corresponding precoder, and the subscript indicates the precoder index.
  • Beam in Figure 29 Silver two beams It is designed to include. That is, according to the embodiment of FIG. 29, the primary (secondary) precoder having the wide beam 30 ′ is defined by concatenating the primary precoders having the narrow beam 15 ′. Furthermore, the sync signal codebook defined by concatenating the basic precoder may be expressed as in Equation 42.
  • the terminal has a wide beam. Can be distinguished, while having a narrow beam Cannot be distinguished. That is, compared to FIG. 21, according to the embodiment of FIG. 30, the time slot required for sequence transmission is reduced by half, but the beam resolution is also reduced by half.
  • FIG. 31 is a flowchart illustrating a synchronization method according to a proposed embodiment.
  • the embodiments proposed and described with reference to FIGS. 25 to 30 are illustrated and described according to a time series flow, and the above descriptions may be identically or similarly applied, even if not explicitly described with reference to FIG. 31.
  • a precoder set for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S3110).
  • a codebook may consist of tertiary precoders generated by concatenating secondary precoders.
  • the weights applied to the respective secondary precoders to configure the tertiary precoder may be defined differently for each of the plurality of tertiary precoders constituting the precoder set.
  • the weights applied to the secondary precoders are the same in magnitude and differ only in phase.
  • each of the secondary precoders corresponds to an antenna sub-array of some antennas constituting the antenna array of the base station.
  • the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, or the terminal may directly generate the codebook.
  • the base station selects any one of the third precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S3120).
  • the third precoder applied to the synchronization signal any one of the third precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected.
  • the base station selects another third-order precoder of the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal. In each iteration, the base station selects one of the third precoders except for the precoder which is already selected, and transmits a synchronization signal.
  • the base station controls the antenna sub-arrays through each of the plurality of concatenated secondary precoders constituting the tertiary precoder. Since each of the secondary precoders corresponds to an antenna subarray, the base station can achieve the beam extension technique by controlling the plurality of antenna subarrays through the tertiary precoder applied in one time slot.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using the synchronization signal repeatedly received (S3130).
  • This process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between the timing and the sequence of the received synchronization signal.
  • an embodiment of storing and recalling intermediate values on a stack may be applied in the process of calculating correlation.
  • the terminal may repeatedly perform a beam scanning process using the received synchronization signals. That is, the terminal performs the process described in Equation 28 to Equation 30 with respect to the correlation values obtained while performing synchronization for each time slot, and accordingly, the UE can distinguish the most strongly received beam from among the plurality of beams. have. Through this beam scanning process, the UE can distinguish its own position (ie, subsector) in the sector, and the beam scanning process may be similarly applied to the process described with reference to FIG. 24.
  • each of the secondary precoders constituting the tertiary precoder may be defined by concatenating a plurality of primary precoders.
  • hybrid beamforming the analog beamforming is fixed while the digital beamforming process is reduced to reduce the feedback burden of the terminal.
  • the analog beamforming is defined differently for each antenna sub-array so that the beam extension technique is applied.
  • Hybrid beamforming is not suitable for synchronous signal transmission because the envelope of the beamforming is fixed.
  • the beamforming is widely extended and thus the synchronous signal transmission is more efficient.
  • FIGS. 32 to 34 describe embodiments of the contents described above with reference to FIG. 28.
  • the third precoder which is applied to both subarrays, is fixed similarly to that of FIG. 28.
  • the third precoder at this time is defined as described in Equation 39, and is fixed for four time slots.
  • the reference sequence with antenna subarrays over the RF chain over four time slots. May be input, and the reference sequence may be multiplied by a predetermined weight for each time slot.
  • a sequence obtained by multiplying a reference sequence by a weight is called a synchronization sequence.
  • This weight may be understood as the aforementioned Orthogonal Cover Code (OCC) and may be determined differently for each antenna sub-array (or RF chain).
  • OCC Orthogonal Cover Code
  • a series of matrices in which the reference sequence is multiplied by a weight over a predetermined time slot is defined as a signature. That is, the signature is a concept corresponding to a synchronization sequence defined for one antenna sub-array, and since the signatures are independent of each other, the receiving terminal can distinguish each signature.
  • FIG. 32 The example shown in FIG. 32 is demonstrated.
  • the horizontal axis represents time slots and the vertical axis represents antenna subarrays.
  • Reference sequence for four time slots for the 0th antenna subarray The synchronization sequence generated by multiplying by the weight [1 1 1 1] is input to the RF chain.
  • a weighted sequence [1 1 -1 -1] is multiplied by the reference sequence for four time slots to generate a synchronization sequence
  • the weight for the second antenna subarray [1 -1 1- 1] is multiplied to generate a sync sequence
  • a weight sequence [1 -1 -1 1] is multiplied for the third antenna sub-array to generate a sync sequence.
  • the reference sequence is fixed in every time slot ( ) May be multiplied by different weights to generate a sync sequence.
  • the signatures are generated by multiplying weight values that are orthogonal to each other even if the reference sequences are the same, and thus, the receiving terminal may distinguish the signatures during the synchronization process and the beam scanning process.
  • FIG. 33 illustrates another embodiment.
  • the reference sequences used to generate the synchronization sequence may be different for each time slot, and in this case, the same reference sequence may be applied to all antenna sub-arrays for each time slot.
  • the synchronization sequence applied to the zeroth antenna subarray is to be.
  • the synchronization sequence applied to all antenna subarrays in the first time slot is to be.
  • the same reference sequence is used for generating a synchronization sequence for every antenna sub-array in each time slot, although different for each time slot.
  • the reference sequence may be multiplied by a predetermined weight to generate the synchronization sequence.
  • the weights are orthogonal to each other even if the reference sequences vary in the same manner over a plurality of time slots, similarly to FIG. Can be.
  • each signature may correspond to specific information related to a synchronization process and / or a beam scanning process.
  • each signature may represent a cell ID or other system information related to the cell ID, or may simultaneously indicate information about the frequency band of the cell together with the cell ID.
  • the maximum number of possible sequence combinations is to be.
  • the maximum number of signatures defined differently also , With the signatures defined Information corresponding to four bits can be represented.
  • Equation 43 a set of criteria sequences When defined as, a sequence combination that can be generated over two time slots is given by Equation 43 below.
  • Equation 43 since the number of sequences is two and the number of time slots is two, the number of sequence combinations is four.
  • Four sequence combinations according to Equation 43 mean four different signatures, and each signature may be mapped to specific information (cell ID) according to Equation 44 below.
  • a sequence combination of may be generated. Accordingly, a total of 81 signatures can be defined.
  • FIGS. 32 and 33 illustrates a synchronization process of a terminal when a base station transmits a synchronization signal according to the embodiments described with reference to FIGS. 32 and 33.
  • Equation 45 shows an example in which the base station transmits a synchronization sequence during two time slots through two antenna sub-arrays, and an example of generating a synchronization sequence through different reference sequences for each time slot according to FIG. 33. Indicates.
  • Equation 45 since the reference sequence may be changed every time slot, the synchronization process of the terminal described above in Equation 24 is changed as in Equation 46 below.
  • Equation 46 The number of sequences to be found in From dog The dog will grow. Also, the number of time slots If increasing to, the total number of sequences to find becomes
  • FIG. 34 The receiver structure of FIG. 34 is an extension of the receiver structure of FIG. 11, and two synchronization sequences during two time slots according to Equation 45 Will be described as an example.
  • the proposed receiver includes two correlators to calculate the correlation between the received signal and the synchronization sequence.
  • the correlator is shown in FIG. 'Is displayed. Similar to the case of FIG. 11, the receiver of FIG. 34 stores a value calculated in one correlator on a stack (or a memory), and then adds or subtracts a value calculated at another time in the same correlator ( Calculate the correlation value.
  • values calculated in a particular correlator and stored in the stack are indicated by solid lines when used in the same correlator, and dotted lines when values stored in the stack are used in other correlators. That is, the correlation value calculated by the correlator at one point may be stored on the stack and used again by two different correlators at different points in time.
  • the receiver of FIG. 34 may calculate four correlation values using two correlators.
  • the complexity of the receiver varies greatly depending on the number of correlators, the difference between the complexity of the receiver of FIG. 34 and the complexity of the receiver of FIG. 11 is insignificant.
  • the receiver of FIG. Correlations can be calculated while increasing complexity.
  • the synchronization process performed according to the embodiment proposed in FIGS. 32 to 34 may be operated similarly to the process described with reference to FIG. 31. That is, in FIG. 32 to FIG. 34, the synchronization sequence is inputted differently for each time slot while one third precoder is fixed in the synchronization signal repetitive transmission process.
  • the base station may change the reference sequence input to the RF chain corresponding to each antenna sub-array for each time slot.
  • the base station may generate the synchronization sequence by changing the weight multiplied by the reference sequence while fixing the reference sequence over the time slot.
  • the method of connecting the secondary precoders in the process of configuring a fixed third precoder may be similarly applied to those described with reference to FIG. 31 and the corresponding exemplary embodiments.
  • the terminal may not only perform synchronization by using the repeatedly received synchronization signal but also acquire additional information (ie, signature) indicated by the combination of synchronization sequences. That is, the combination of reference sequences selected and used in the synchronization signal transmission process may represent additional information of the base station to be used in the synchronization / beam scanning process (eg, cell ID information, frequency band information, or other system information). . Therefore, the terminal may check the combination of the synchronization sequence from the received synchronization signal, thereby obtaining additional information corresponding to the identified combination, and may be used in a later synchronization / beam scanning process.
  • additional information ie, signature
  • the AAS antenna structure having a total of 16 antennas includes a total of 4 antenna subarrays each having 4 antennas.
  • the antenna sub-arrays can transmit beams in independent directions as described above.
  • the precoder corresponding to each antenna subarray is In this case, the coefficient size of each precoder is the same and only the phase is different.
  • the proposed new embodiment differs from the above-described embodiments in that different reference sequences are used for all sync beams transmitted in the same sector.
  • FIG. 28 illustrates a method in which a precoder is fixed and an OCC applied to a sequence varies for each time slot
  • the input sequence itself may be changed every time slot in the proposed embodiment.
  • the OCCs applied to the sequences are different for each sector, and sectors are separated from each other through the OCC. That is, in the proposed embodiment, sectors are identified through OCC, and sync beams in sectors are identified through a sequence.
  • the OCC applied to the sequence may be composed of a set of orthogonal vectors, or may be composed of a set of quasi-orthogonal vectors.
  • sectors I to VI represent different sectors, and sectors I to VI are physically adjacent to each other in the order shown.
  • sector II is adjacent up and down sector I and sector III
  • sector I is adjacent up and down sector II and sector VI. Therefore, a total of six sectors are sequentially arranged adjacent to each other to constitute the overall coverage of the base station.
  • 'Sequence' and 'OCC' mean reference sequences repeatedly input to each sector and OCC applied to the reference sequence.
  • four reference sequences are defined over a total of four time slots for one sector, and each reference sequence corresponds to a different narrow beam.
  • the terminal and the base station may share each other in advance about the relationship between the sequence and the OCC shown in FIG. 35, and the information about the relationship may be shared between the terminal and the base station in the process of sharing a precoder set for repeated transmission of synchronization signals. Can be shared.
  • OCC may be commonly applied to sequences for any one sector in FIG. 35
  • different OCCs may be applied to each sequence.
  • a common OCC is applied to sequences for sectors I, II, III, and IV, but a different OCC is applied to two sequences for sectors V and VI.
  • Sequence of sector V OCC ⁇ ++++ ⁇ applies for, but For this, OCC ⁇ ++- ⁇ applies.
  • FIG. 36 shows four narrow beams defined within each sector, and reference sequences and OCCs corresponding to the narrow beams. 36 shows an example implementation of sectors I, II, III, V, VI.
  • each reference sequence Corresponds to four narrow beams in the sector, respectively.
  • the OCC ⁇ +-+- ⁇ shown in FIG. 35 is applied to four OFDM symbols (that is, time slots) for the reference sequence. That is, in the first and third OFDM symbols, all reference sequences are multiplied by one, and in the second and fourth OFDM symbols, all reference sequences are multiplied by -1 and a synchronization sequence is transmitted.
  • narrow beams located at the end of the up / down direction of sector II in FIG. 36 are adjacent to the narrow beam located at the downward end of sector I and the narrow beam located at the upper end of sector III, respectively.
  • the reference sequence input to the beam at the upstream end of sector II The reference sequence input to the beam at the downward end of sector I Is different.
  • the reference sequence input to the beam at the downward end of sector II Is the reference sequence input to the beam at the upstream end of sector III. Is different.
  • the OCC applied to sector II is also different from that of sector I and sector III.
  • the same reference sequence may be input to an area corresponding to the two narrow beams. That is, the sector I of FIG. ⁇ ++++ ⁇ is applied as OCC in the area corresponding to. Meanwhile, sector II, which is a narrow beam region adjacent to the corresponding region, Since ⁇ +-+- ⁇ is applied to the corresponding region of as the OCC, even if the same reference sequence is input to the regions corresponding to the two narrow beams, the terminal can distinguish the two. In this case, the same reference sequence can be used despite being an adjacent narrow beam region.
  • the synchronization process and the beam scanning process according to the above-described embodiments may operate according to the process described with reference to FIG. 31 and the process described with reference to FIGS. 32 to 34. That is, the precoder set (ie, codebook) for repetitive transmission of the synchronization signal is shared between the base station and the terminal in advance (S3710).
  • the precoder set ie, codebook
  • a sequence for synchronization (the aforementioned reference sequence) is input differently for each time slot and operates (S3720).
  • different sequences are repeatedly input over a plurality of time slots for each antenna sub-array corresponding to each narrow beam in the sector.
  • different OCCs may be applied to a sequence for each sector, so that synchronization sequences between sectors may be distinguished from each other.
  • the method of connecting the secondary precoders in the process of configuring a fixed third precoder may be similarly applied.
  • the terminal may perform a synchronization and beam scanning process using a sequence of synchronization signals repeatedly received and an OCC. Specifically, the terminal first estimates the timing synchronization by receiving the synchronization signal, and selects the OCC having the largest value of the correlation calculation. The sector is distinguished through the OCC has been described above. Subsequently, the terminal checks both the synchronization sequence and the OCC used to generate the received synchronization signal by estimating the sequence of the synchronization signal. Since the synchronization sequence corresponds to a specific area corresponding to the narrow beam in the sector, the terminal that has confirmed the synchronization sequence can know its position in the sector corresponding to the sequence, thereby completing the beam scanning process. For example, the sequence estimated by the terminal If the OCC is ⁇ +-+- ⁇ , the UE can determine the region corresponding to the sector VI and the second narrow beam with reference to the relationship between the sequence-OCC previously obtained in S3710 (S3730).
  • the additional information may also be delivered to the terminal as described with reference to FIGS. 32 to 34 (ie, a signature).
  • the combination of the reference sequence and the OCC selected and used in the synchronization signal transmission process may represent additional information of the base station to be used in the synchronization / beam scanning process (eg, cell ID information, Frequency band information, or other system information).
  • the terminal may check the synchronization sequence and the OCC from the received synchronization signal, thereby obtaining additional information corresponding to the identified combination and use the same in subsequent synchronization / beam scanning processes.
  • the above-described embodiment is similar to the above-described embodiment except that the schemes for specifying the sector and the narrow beam are different from those described above with reference to FIGS. 32 to 34, and thus the complexity of the terminal is the same in both schemes. Meanwhile, in the present embodiment, since different reference sequences are used for each narrow beam region in the same sector, the occurrence of a nulling phenomenon due to the interference between beams can be minimized.
  • FIG. 38 illustrates a process of repeatedly transmitting a Primary Synchronization Signal (PSS) / Secondary Synchronization Signal (SSS) according to a proposed embodiment.
  • PSS Primary Synchronization Signal
  • SSS Secondary Synchronization Signal
  • FIG. 38 shows one sector consisting of four subsectors.
  • analog beamforming is used to form a thin RF beam.
  • path loss occurs largely due to the characteristics of the mmWave communication environment, a method of transmitting PSS and SSS for each subsector is considered for stable synchronization.
  • 39 is a view illustrating a PSS / SSS configuration method related to a proposed embodiment.
  • an embodiment proposes a method of repeatedly transmitting the PSS and the SSS for each subsector in a sector.
  • the proposed embodiment describes a method of performing synchronization while controlling interference between SSSs through a total of three methods, i) scramble method, ii) FDM method, and iii) OCC method.
  • 39 (a) and 39 (b) show an example of PSS / SSS implementation of two different sectors. In FIG. 39, it is assumed that sectors I and II are physically adjacent to each other. As shown in Figs. 39A and 39B, the PSS and SSS occupy N RBs and M RBs on the frequency axis, respectively. 39 (a) and 39 (b) show that the PSS / SSS is repeatedly transmitted over four OFDM symbols on the time axis, and the PSS and SSS are multiplexed by the FDM scheme and transmitted together for each OFDM symbol. do.
  • the physical layer ID which is one of the synchronization parameters used in the synchronization process, is defined by the PSS sequence set and the OCC of a specific sector.
  • the scrambling code to be applied to the SSS is determined using a physical layer ID defined by the PCC sequence set and the OCC.
  • the generation of the scrambling code in the OCC of the sector can be used to minimize the occurrence of the interference of the SSS as described above.
  • the synchronization parameter may correspond to some information of the physical layer ID of a specific base station.
  • the PSS sequence set is composed of one PSS sequence.
  • the PSS sequence set is composed of two or more PSS sequences.
  • the OCC defined for one sector may be the same or different for each sector, as described above.
  • the sector I of FIG. 39A and the sector II of FIG. 39B transmit SSS through the same frequency band, interference occurs between the two sectors.
  • the PSS sequence index is used at the scrambling code generation.
  • Equation 47 shows a process of using a physical layer ID in a sequence generation process according to the related art, and a physical layer ID generated using a PSS sequence index. Two scrambling sequences And You can see that it is used in the creation process.
  • the OSC is used together with the PSS sequence set in the generation of the scrambling sequence. That is, the scrambling code is generated using a combination of the PSS sequence set and the OCC.
  • Table 4 shows the physical layer IDs defined using both OCC and PSS sequence sets defined for a particular sector. Indicates. Since the scrambling code applied to the SSS is generated using the physical layer ID, the physical layer ID is defined using both the OCC and the PSS sequence set.
  • Table 4 describes the case where the number of repetitions of the synchronization signal is 2 as an example, that is, the case where the OCC is [1 1] or [1 -1].
  • Table 4 six sector indices of 0 to 5 are defined.
  • the PSS sequence set itself is composed of three sequences, two OCCs can be applied to each PSS sequence. Because number occurs.
  • FIGS. 39A and 39B if the synchronization signal is transmitted four times, a total of 12 sector indexes may be generated.
  • Equation 47 When the physical layer ID is defined as shown in Table 4, the sequence generation process described in Equation 47 may be changed as in Equation 48.
  • Equation 48 a process of generating a sequence using a physical layer ID defined according to Table 4 is represented.
  • Equation 48 since the sector index has increased to six in total, it may be confirmed that the value of "+3" in Equation 47 is changed to "+6" in the course of performing a modulo operation.
  • the base station checks the OCC and PSS sequence set defined for a particular sector and finds the sector index of the corresponding sector through a matching relationship as shown in FIG. 35. Then, the base station checks the physical layer ID value matching the sector index, as described in Table 4. Subsequently, the base station determines a scrambling code to be applied to the SSS of the corresponding sector by using the physical layer ID value, and generates the synchronization sequence by applying the determined scrambling code.
  • the UE may estimate the index (ie, PSS sequence set) and OCC of the PSS sequence used for generating the synchronization sequence from the repeatedly received signal. Subsequently, the terminal may determine the scrambling code applied to the SSS according to Table 4 using the estimated PSS sequence set and the OCC. In this process, it is natural that the terminal may classify sectors according to the embodiment described with reference to FIG. 35. The terminal can finally decode the SSS by checking the scrambling code applied to the SSS.
  • FIG. 40 is a view for explaining another PSS / SSS configuration method related to the proposed embodiment.
  • 'E' refers to an empty region in which PSS / SSS is not disposed, and is a resource region that is a blind detection target of a terminal by placing a PBCH (Physical Broadcast Channel) that is not a synchronization signal.
  • PBCH Physical Broadcast Channel
  • the SSS may be allocated on the same time axis and adjacent frequency axis as the resource region in which the PSS is disposed.
  • SSSs between physically adjacent sectors may be allocated to physically different frequency bands. That is, the SSS of sector I of FIG. 40 (a) may be allocated to an adjacent position above the resource region in which the PSS is disposed (for example, in a direction in which the subcarrier index increases), while in FIG. 40 (b) The SSS of sector II may be allocated to an adjacent position below the resource area in which the PSS is disposed (eg, the direction in which the subcarrier index decreases).
  • the PSS and the SSS are adjusted to form the FDM and the resource area, so that the SSS between adjacent sectors can be implemented without affecting each other.
  • the frequency position to which the SSS of each sector is allocated may be determined based on a synchronization parameter (eg, physical layer ID).
  • the embodiment described with reference to FIG. 39 and the embodiment described with reference to FIG. 40 may be combined. That is, when defining the scrambling code applied to the SSS, while using the OCC together with the PSS sequence set of the sector, the SSS of the adjacent sectors may be implemented to be adjacently allocated to different positions in the resource region of the PSS. By using these two methods in combination, the interference effect of the SSS can be more surely eliminated.
  • a configuration of defining different scrambling codes for SSSs of each sector is disclosed.
  • SSSs of two physically adjacent sectors are different from each other.
  • the same scrambling code may be defined in the SSSs of the two sectors when allocated to the frequency domain. This is because the SSSs of the two sectors are allocated to different frequency domains and do not interfere with each other.
  • the base station may apply the OCC to the SSS repeated over a plurality of OFDM symbols. For example, the base station may allocate [1 1 1 1] for sector I of FIG. 39 (a) and [1 1 -1 -1] for sector II of FIG. 39 (b). In this case, the UE can separate the SSS of the two sectors by applying the OCC to the received signal, and can estimate the cell ID group accordingly.
  • a synchronization parameter eg, physical cell ID
  • the base station may apply the OCC to the SSS repeated over a plurality of OFDM symbols. For example, the base station may allocate [1 1 1 1] for sector I of FIG. 39 (a) and [1 1 -1 -1] for sector II of FIG. 39 (b).
  • the UE can separate the SSS of the two sectors by applying the OCC to the received signal, and can estimate the cell ID group accordingly.
  • the scrambling code may be differently applied to the SSS even between adjacent sectors, thereby minimizing the interference between the SSSs.
  • a method of differently implementing an allocated resource region of an SSS or a method of applying an OCC differently to physically different sectors may also be applied.
  • the terminal 100 and the base station 200 may include radio frequency (RF) units 110 and 210, processors 120 and 220, and memories 130 and 230, respectively.
  • RF radio frequency
  • FIG. 41 only a 1: 1 communication environment between the terminal 100 and the base station 200 is illustrated, but a communication environment may be established between a plurality of terminals and a plurality of base stations.
  • the base station 200 illustrated in FIG. 41 may be applied to both the macro cell base station and the small cell base station.
  • Each RF unit 110, 210 may include a transmitter 112, 212 and a receiver 114, 214, respectively.
  • the transmitting unit 112 and the receiving unit 114 of the terminal 100 are configured to transmit and receive signals with the base station 200 and other terminals, and the processor 120 is functionally connected with the transmitting unit 112 and the receiving unit 114.
  • the transmitter 112 and the receiver 114 may be configured to control a process of transmitting and receiving signals with other devices.
  • the processor 120 performs various processes on the signal to be transmitted and transmits the signal to the transmitter 112, and performs the process on the signal received by the receiver 114.
  • the processor 120 may store information included in the exchanged message in the memory 130.
  • the terminal 100 can perform the method of various embodiments of the present invention described above.
  • the transmitter 212 and the receiver 214 of the base station 200 are configured to transmit and receive signals with other base stations and terminals, and the processor 220 is functionally connected to the transmitter 212 and the receiver 214 to transmit the signal. 212 and the receiver 214 may be configured to control the process of transmitting and receiving signals with other devices.
  • the processor 220 may perform various processing on the signal to be transmitted, transmit the signal to the transmitter 212, and may perform processing on the signal received by the receiver 214. If necessary, the processor 220 may store information included in the exchanged message in the memory 230. With such a structure, the base station 200 may perform the method of the various embodiments described above.
  • Processors 120 and 220 of the terminal 100 and the base station 200 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) the operation in the terminal 100 and the base station 200.
  • Respective processors 120 and 220 may be connected to memories 130 and 230 that store program codes and data.
  • the memories 130 and 230 are coupled to the processors 120 and 220 to store operating systems, applications, and general files.
  • the processor 120 or 220 of the present invention may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the processors 120 and 220 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the above-described method may be written as a program executable on a computer, and may be implemented in a general-purpose digital computer which operates the program using a computer readable medium.
  • the structure of the data used in the above-described method can be recorded on the computer-readable medium through various means.
  • Program storage devices that may be used to describe storage devices that include executable computer code for performing the various methods of the present invention should not be understood to include transient objects, such as carrier waves or signals. do.
  • the computer readable medium includes a storage medium such as a magnetic storage medium (eg, a ROM, a floppy disk, a hard disk, etc.), an optical reading medium (eg, a CD-ROM, a DVD, etc.).
  • the method of measuring synchronization parameters as described above may be applied to various wireless communication systems including not only 3GPP LTE and LTE-A systems, but also IEEE 802.16x and 802.11x systems. Furthermore, the proposed method can be applied to mmWave communication system using ultra high frequency band.

Abstract

Disclosed are a synchronization signal transmission method and a base station, the method comprising: determining a synchronization parameter by using an OCC and a PSS sequence set defined for a sector, which is an area to which a synchronization signal is to be transmitted; generating a scrambling sequence to be applied to an SSS, by using the synchronization parameter; generating an SSS to be transmitted for the sector, by using the scrambling sequence; and repeatedly transmitting, over a plurality of time intervals, the SSS and the PSS selected in the PSS sequence set.

Description

무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 동기 신호 전송 방법Synchronous Signal Transmission Method Using Codebook in Wireless Communication System
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 무선랜 시스템에서 동기 신호를 전송하는 방법 및 그 장치에 대한 것이다.The following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting a synchronization signal in a WLAN system.
밀리미터 웨이브(mmWave)를 이용한 초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz에서 동작하도록 구성된다. 이러한 중심 주파수의 특성으로 인하여 mmWave 통신 시스템에서는 음영 지역에서 경로 감쇄(path loss)가 두드러지게 나타날 수 있다. 동기 신호는 기지국의 커버리지 내에 위치하는 모든 단말에 안정적으로 전송되어야 한다는 점을 고려할 때, mmWave 통신 시스템에서는 상술한 초고주파 대역의 특성상 발생할 수 있는 잠재적인 deep-null 현상을 고려하여 동기 신호를 설계 및 송신해야 한다.Ultra-high frequency wireless communication systems using millimeter wave (mmWave) are configured such that the center frequency operates at a few GHz to several tens of GHz. Due to the characteristics of the center frequency, path loss may be prominent in the shadow area in the mmWave communication system. Considering that the synchronization signal should be stably transmitted to all terminals located within the coverage of the base station, the mmWave communication system designs and transmits the synchronization signal in consideration of the potential deep-null phenomenon that may occur due to the characteristics of the ultra-high frequency band described above. Should be.
본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 기지국과 단말 간의 동기화 과정을 개선하여 동기 신호의 전송 효율을 개선하는 것이다.The present invention has been made to solve the above problems, an object of the present invention to improve the synchronization process between the base station and the terminal in a wireless communication system to improve the transmission efficiency of the synchronization signal.
본 발명의 또 다른 목적은 동기화 과정에서 물리적으로 인접한 영역들에 발생할 수 있는 간섭을 제거하는 것이다.It is another object of the present invention to eliminate interference that may occur in physically adjacent areas during synchronization.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.Technical objects to be achieved in the present invention are not limited to the above-mentioned matters, and other technical problems not mentioned above are provided to those skilled in the art from the embodiments of the present invention to be described below. May be considered.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 동기 신호 전송 방법은, 동기 신호가 전송될 영역인 섹터(sector)에 대해 정의되는 PSS 시퀀스 셋 및 OCC(Orthogonal Cover Code)를 이용하여 동기화 파라미터를 결정하는 단계, 동기화 파라미터를 이용하여 SSS에 적용될 스크램블링 시퀀스를 생성하는 단계, 스크램블링 시퀀스를 이용하여 섹터에 대해 전송할 SSS를 생성하는 단계, 및 PSS 시퀀스 셋에서 선택된 PSS 및 SSS를 복수의 시간 구간에 걸쳐서 반복하여 전송하는 단계를 포함한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a synchronization signal transmission method. Generating a scrambling sequence to be applied to the SSS, generating an SSS to be transmitted for a sector using the scrambling sequence, and repeatedly transmitting a PSS and the SSS selected in the PSS sequence set over a plurality of time intervals. Include.
동기화 파라미터는 기지국의 물리 계층 ID 또는 물리 계층 ID의 일부 정보에 대응되는 값이 적용될 수 있다.As the synchronization parameter, a value corresponding to some information of the physical layer ID or the physical layer ID of the base station may be applied.
SSS는 PSS 에 할당된 자원 영역과 주파수축으로 인접하는 자원 영역에 할당되고, 상기 SSS가 할당되는 자원 영역의 위치는 상기 동기화 파라미터에 기반하여 결정될 수 있다.The SSS is allocated to a resource region adjacent to the resource region allocated to the PSS on a frequency axis, and the position of the resource region to which the SSS is allocated may be determined based on the synchronization parameter.
물리적으로 인접한 두 섹터의 SSS들은 PSS에 할당된 자원 영역에 주파수축 상의 서로 다른 방향으로 인접하는 자원 영역들에 각각 할당될 수 있다.SSSs of two physically adjacent sectors may be allocated to adjacent resource regions in different directions on the frequency axis, respectively, to the resource region allocated to the PSS.
동기화 파라미터는, PSS 시퀀스 셋에서 선택된 어느 하나의 PSS 시퀀스와 동기 신호가 반복하여 전송되는 횟수에 대응하는 어느 하나의 OCC와의 조합에 의해 정의될 수 있다.The synchronization parameter may be defined by a combination of any one PSS sequence selected from the PSS sequence set and one OCC corresponding to the number of times a synchronization signal is repeatedly transmitted.
물리적으로 인접한 두 섹터에 전송되는 SSS들은 서로 다른 OCC가 적용되고, 각 SSS에 적용되는 OCC는 상기 동기화 파림터에 기반하여 결정될 수 있다.SSSs transmitted to two physically adjacent sectors are applied with different OCCs, and an OCC applied to each SSS may be determined based on the synchronization prime.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 기지국은, 송신부, 수신부, 및 송신부 및 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 프로세서는, 동기 신호가 전송될 영역인 섹터(sector)에 대해 정의되는 PSS 시퀀스 셋 및 OCC(Orthogonal Cover Code)를 이용하여 동기화 파라미터를 결정하고, 동기화 파라미터를 이용하여 SSS에 적용될 스크램블링 시퀀스를 생성하고, 스크램블링 시퀀스를 이용하여 섹터에 대해 전송할 SSS를 생성하고, 및 PSS 시퀀스 셋에서 선택된 PSS 및 SSS를 복수의 시간 구간에 걸쳐서 반복하여 전송한다.The base station for solving the above technical problem includes a transmitter, a receiver, and a processor operating in connection with the transmitter and the receiver, the processor comprising: a PSS sequence set defined for the sector (sector) to which the synchronization signal is to be transmitted; Determining a synchronization parameter using an orthogonal cover code (OCC), generating a scrambling sequence to be applied to the SSS using the synchronization parameter, generating an SSS to be transmitted for a sector using the scrambling sequence, and a PSS selected from the PSS sequence set And SSS is repeatedly transmitted over a plurality of time intervals.
본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.According to embodiments of the present invention, the following effects can be expected.
첫째로, 무선 통신 시스템에서 기지국과 단말 간의 동기화 과정이 개선되어 기지국과 단말 간의 효율적인 동기 신호 송수신이 가능하게 된다.First, the synchronization process between the base station and the terminal in the wireless communication system is improved to enable efficient transmission and reception of the synchronization signal between the base station and the terminal.
둘째로, 인접한 영역들에 전송되는 동기 신호들 간에 발생할 수 있는 간섭이 제거되어 동기 신호의 안정적인 송수신이 가능하게 된다.Secondly, interference that may occur between synchronization signals transmitted to adjacent areas is eliminated to enable stable transmission and reception of the synchronization signal.
본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.Effects obtained in the embodiments of the present invention are not limited to the above-mentioned effects, and other effects not mentioned above are commonly known in the art to which the present invention pertains from the description of the embodiments of the present invention. Can be clearly derived and understood by those who have In other words, unintended effects of practicing the present invention may also be derived by those skilled in the art from the embodiments of the present invention.
이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The accompanying drawings are provided to facilitate understanding of the present invention, and provide embodiments of the present invention together with the detailed description. However, the technical features of the present invention are not limited to the specific drawings, and the features disclosed in the drawings may be combined with each other to constitute a new embodiment. Reference numerals in each drawing refer to structural elements.
도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍(narrow beamforming)을 도시하는 도면이다.2 is a diagram illustrating narrow beamforming according to the invention.
도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.3 is a diagram illustrating Doppler spectra when narrow beamforming is performed.
도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다.6 shows the structure of an Orthogonal Variable Spreading Factor (OVSF) code.
도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다.7 is a diagram illustrating an example of an arrangement of terminals.
도 8은 일 실시 예에 따른 동기 신호 전송 구조를 도시하는 도면이다.8 is a diagram illustrating a synchronization signal transmission structure according to one embodiment.
도 9는 일 실시 예에 따라 반복 전송되는 동기 신호를 도시한다.9 illustrates a synchronization signal repeatedly transmitted according to an embodiment.
도 10은 동기 신호를 수신한 단말이 시퀀스와 타이밍을 추정하는 과정을 도시한다.10 illustrates a process of estimating sequence and timing by a terminal receiving a synchronization signal.
도 11은 단말이 동기 신호를 이용하여 타이밍을 동기화하는 과정의 또 다른 실시 예를 도시한다.11 illustrates another embodiment of a process in which a terminal synchronizes timing by using a synchronization signal.
도 12는 일 실시 예에 따른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다.12 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to an embodiment.
도 13은 동기 신호 송수신 방법에 관련된 또 다른 실시 예를 제안하는 도면이다.FIG. 13 is a view illustrating another embodiment related to a synchronization signal transmission / reception method.
도 14 내지 도 17은 또 다른 실시 예에 따른 동기 신호 전송 구조를 도시하는 도면이다.14 to 17 are diagrams illustrating a synchronization signal transmission structure according to another embodiment.
도 18은 도 14 내지 도 17에 따른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다.18 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to FIGS. 14 to 17.
도 19 및 도 20은 제안하는 또 다른 실시 예를 설명하기 위한 동기 신호 및 빔 스캐닝 신호 전송 구조를 도시한다.19 and 20 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal for explaining another proposed embodiment.
도 21 내지 도 23은 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 및 빔 스캐닝 신호 전송 구조를 도시한다.21 to 23 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal according to a proposed embodiment.
도 24는 제안하는 또 다른 실시 예에 따른 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 도시하는 흐름도이다.24 is a flowchart illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to another embodiment of the present disclosure.
도 25는 빔 확장 기법을 설명하는 도면이다.25 is a diagram for explaining a beam extension technique.
도 26은 AAS(Active Antenna System)을 설명하는 도면이다.26 is a diagram illustrating an active antenna system (AAS).
도 27 내지 도 31은 제안하는 실시 예에 따라 부배열 개념을 이용하는 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 설명하는 도면이다. 27 to 31 are diagrams illustrating a synchronization process and a beam scanning process using a sub-arrangement concept according to an exemplary embodiment.
도 32 내지 도 34는 제안하는 또 다른 실시 예에 따라 부배열 개념을 이용하는 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 설명하는 도면이다.32 to 34 are diagrams illustrating a synchronization process and a beam scanning process using a subarray concept according to another embodiment.
도 35 및 도 36은 제안하는 또 다른 실시 예에 따른 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 설명하는 도면이다.35 and 36 are diagrams illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to another exemplary embodiment.
도 37은 제안하는 실시 예에 따른 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 도시하는 흐름도이다.37 is a flowchart illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to an embodiment of the present disclosure.
도 38은 제안하는 실시 예와 관련된 PSS(Primary Synchronization Signal)/SSS(Secondary Synchronization Signal) 반복 전송 과정을 설명하는 도면이다.FIG. 38 illustrates a process of repeatedly transmitting a Primary Synchronization Signal (PSS) / Secondary Synchronization Signal (SSS) according to a proposed embodiment.
도 39는 제안하는 실시 예와 관련된 PSS/SSS 구성 방식을 설명하는 도면이다. 39 is a view illustrating a PSS / SSS configuration method related to a proposed embodiment.
도 40은 제안하는 실시 예와 관련된 또 다른 PSS/SSS 구성 방식을 설명하는 도면이다.40 is a view for explaining another PSS / SSS configuration method related to the proposed embodiment.
도 41은 제안하는 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다.41 is a diagram illustrating a configuration of a terminal and a base station according to the proposed embodiment.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.The terms used in the present invention have been selected as widely used general terms as possible in consideration of the functions in the present invention, but this may vary according to the intention or precedent of the person skilled in the art, the emergence of new technologies and the like. In addition, in certain cases, there is also a term arbitrarily selected by the applicant, in which case the meaning will be described in detail in the description of the invention. Therefore, the terms used in the present invention should be defined based on the meanings of the terms and the contents throughout the present invention, rather than the names of the simple terms.
이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.The following embodiments combine the components and features of the present invention in a predetermined form. Each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated. Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. In addition, some of the components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention. The order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.In the description of the drawings, procedures or steps which may obscure the gist of the present invention are not described, and procedures or steps that can be understood by those skilled in the art are not described.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.Throughout the specification, when a part is said to "comprising" (or including) a component, this means that it may further include other components, except to exclude other components unless specifically stated otherwise. do. In addition, the terms "... unit", "... group", "module", etc. described in the specification mean a unit for processing at least one function or operation, which is hardware or software or a combination of hardware and software. It can be implemented as. Also, "a or an", "one", "the", and the like are used differently in the context of describing the present invention (particularly in the context of the following claims). Unless otherwise indicated or clearly contradicted by context, it may be used in the sense including both the singular and the plural.
본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.In the present specification, embodiments of the present invention have been described based on data transmission / reception relations between a base station and a mobile station. Here, the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station. The specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. That is, various operations performed for communication with a mobile station in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station. In this case, the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
또한, '이동국(Mobile Station, MS)'은 UE(User Equipment), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal), 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS), 단말(Terminal) 또는 스테이션(STAtion, STA) 등의 용어로 대체될 수 있다. In addition, a 'mobile station (MS)' may be a user equipment (UE), a subscriber station (SS), a mobile subscriber station (MSS), a mobile terminal, an advanced mobile station (AMS), a terminal. (Terminal) or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.Also, the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service, and the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station may be a transmitting end and a base station may be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
또한, 디바이스가 '셀'과 통신을 수행한다는 기재는 디바이스가 해당 셀의 기지국과 신호를 송수신하는 것을 의미할 수 있다. 즉, 디바이스가 신호를 송신하고 수신하는 실질적인 대상은 특정 기지국이 될 수 있으나, 기재의 편의상 특정 기지국에 의해 형성되는 셀과 신호를 송수신하는 것으로 기재될 수 있다. 마찬가지로, '매크로 셀' 및/또는 '스몰 셀' 이라는 기재는 각각 특정한 커버리지(coverage)를 의미할 수 있을 뿐 아니라, '매크로 셀을 지원하는 매크로 기지국' 및/또는 '스몰 셀을 지원하는 스몰 셀 기지국'을 의미할 수도 있다. In addition, the description that the device communicates with the 'cell' may mean that the device transmits and receives a signal with the base station of the cell. That is, a substantial target for the device to transmit and receive a signal may be a specific base station, but for convenience of description, it may be described as transmitting and receiving a signal with a cell formed by a specific base station. Similarly, the description of 'macro cell' and / or 'small cell' may not only mean specific coverage, but also 'macro base station supporting macro cell' and / or 'small cell supporting small cell', respectively. It may mean 'base station'.
본 발명의 실시 예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다.Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802.xx system, 3GPP system, 3GPP LTE system and 3GPP2 system. That is, obvious steps or parts which are not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents.
또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 특히, 본 발명의 실시 예들은 IEEE 802.16 시스템의 표준 문서인 P802.16e-2004, P802.16e-2005, P802.16.1, P802.16p 및 P802.16.1b 표준 문서들 중 하나 이상에 의해 뒷받침될 수 있다.In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document. In particular, embodiments of the present invention may be supported by one or more of the standard documents P802.16e-2004, P802.16e-2005, P802.16.1, P802.16p, and P802.16.1b standard documents of the IEEE 802.16 system. have.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The detailed description, which will be given below with reference to the accompanying drawings, is intended to explain exemplary embodiments of the present invention and is not intended to represent the only embodiments in which the present invention may be practiced.
또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.In addition, specific terms used in the embodiments of the present invention are provided to help the understanding of the present invention, and the use of the specific terms may be changed to other forms without departing from the technical spirit of the present invention.
1. 초고주파 대역을 이용한 통신 시스템1. Communication system using ultra high frequency band
LTE(Long Term Evolution)/LTE-A(LTE Advanced) 시스템에서는 단말과 기지국의 오실레이터의 오차값을 요구사항(requirement)로 규정하며, 아래와 같이 기술한다.In LTE (Long Term Evolution) / LTE-A (LTE Advanced) system, the error value of the oscillator of the terminal and the base station is defined as a requirement, and is described as follows.
- UE side frequency error (in TS 36.101) UE side frequency error (in TS 36.101)
The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ±0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node BThe UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ± 0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
- eNB side frequency error (in TS 36.104) eNB side frequency error (in TS 36.104)
Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
한편, 기지국의 종류에 따른 오실레이터 정확도는 아래의 표 1과 같다. Meanwhile, the oscillator accuracy according to the type of base station is shown in Table 1 below.
BS classBS class AccuracyAccuracy
Wide Area BSWide Area BS ±0.05 ppm± 0.05 ppm
Local Area BSLocal Area BS ±0.1 ppm± 0.1 ppm
Home BSHome BS ±0.05 ppm± 0.05 ppm
따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1ppm 으로, 한쪽 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2ppm의 오프셋 값이 발생할 수 있다. 이러한 오프셋 값은 중심 주파수와 곱해짐으로써 각 중심 주파수에 맞는 Hz 단위로 변환된다.Therefore, the maximum difference of the oscillator between the base station and the terminal is ± 0.1ppm, and when an error occurs in one direction, a maximum offset value of 0.2 ppm may occur. This offset value is multiplied by the center frequency and converted into Hz units for each center frequency.
한편, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서는 CFO 값이 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)에 의해 다르게 나타나며, 일반적으로 큰 CFO 값이라 하더라도 서브캐리어 간격이 충분히 큰 OFDM 시스템에서 미치는 영향은 상대적으로 작다. 따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현될 필요가 있으며, 이를 정규화된 CFO(normalized CFO)라 한다. 정규화된 CFO는 CFO 값을 서브캐리어 간격으로 나눈 값으로 표현되며, 아래의 표 2는 각 중심 주파수와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO와 정규화된 CFO를 나타낸다.On the other hand, in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system, the CFO value is differently represented by subcarrier spacing, and in general, even when a large CFO value is large, the effect of the OFDM system with a sufficiently large subcarrier spacing is relatively small. Therefore, the actual CFO value (absolute value) needs to be expressed as a relative value affecting the OFDM system, which is called a normalized CFO. The normalized CFO is expressed by dividing the CFO value by the subcarrier spacing. Table 2 below shows the CFO and normalized CFO for each center frequency and oscillator error value.
Center frequency(subcarrier spacing)Center frequency (subcarrier spacing) Oscillator OffsetOscillator offset
±0.05 ppm± 0.05 ppm ±0.1 ppm± 0.1 ppm ±10 ppm± 10 ppm ±20 ppm± 20 ppm
2GHz (15kHz)2 GHz (15 kHz) ±100Hz(±0.0067)± 100 Hz (± 0.0067) ±200Hz(±0.0133)± 200 Hz (± 0.0133) ±20kHz(±1.3)± 20 kHz (± 1.3) ±40kHz(±2.7)± 40 kHz (± 2.7)
30GHz (104.25kHz)30 GHz (104.25 kHz) ±1.5kHz(±0.014)± 1.5 kHz (± 0.014) ±3kHz(±0.029)± 3 kHz (± 0.029) ±300kHz(±2.9)± 300 kHz (± 2.9) ±600kHz(±5.8)± 600 kHz (± 5.8)
60GHz (104.25kHz)60 GHz (104.25 kHz) ±3kHz(±0.029)± 3 kHz (± 0.029) ±6kHz(±0.058)± 6 kHz (± 0.058) ±600kHz(±5.8)± 600 kHz (± 5.8) ±1.2MHz(±11.5)± 1.2 MHz (± 11.5)
표 2에서 중심 주파수가 2GHz인 경우(예를 들어, LTE Rel-8/9/10)에는 서브캐리어 간격(15kHz)를 가정하였으며, 중심 주파수가 30GHz, 60GHz인 경우에는 서브캐리어 간격을 104.25kHz를 사용함으로써 각 중심 주파수에 대해 도플러 영향을 고려한 성능 열화를 방지하였다. 위의 표 2는 단순한 예시이며, 중심 주파수에 대해 다른 서브캐리어 간격이 사용될 수 있음은 자명하다.In Table 2, a subcarrier spacing (15 kHz) is assumed for a center frequency of 2 GHz (for example, LTE Rel-8 / 9/10), and a subcarrier spacing of 104.25 kHz for a center frequency of 30 GHz or 60 GHz. This prevents performance degradation considering the Doppler effect for each center frequency. Table 2 above is a simple example and it is apparent that other subcarrier spacings may be used for the center frequency.
한편, 단말이 고속으로 이동하는 상황이나 고주파수 대역에서 이동하는 상황에서는 도플러 분산(Doppler spread) 현상이 크게 발생한다. 도플러 분산은 주파수 영역에서의 분산을 유발하며, 결과적으로 수신기 입장에서 수신 신호의 왜곡을 발생시킨다. 도플러 분산은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000001
로 표현될 수 있다. 이때, v는 단말의 이동 속도이며, λ는 전송되는 전파의 중심 주파수의 파장을 의미한다. θ는 수신되는 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다. 이하에서는 θ가 0인 경우를 전제로 설명한다.On the other hand, in a situation where the terminal moves at a high speed or in a high frequency band, a Doppler spread phenomenon greatly occurs. Doppler dispersion causes dispersion in the frequency domain, resulting in distortion of the received signal at the receiver's point of view. Doppler dispersion
Figure PCTKR2017001483-appb-I000001
It can be expressed as. In this case, v is the moving speed of the terminal, and λ means the wavelength of the center frequency of the transmitted radio waves. θ means the angle between the received radio wave and the moving direction of the terminal. In the following description, it is assumed that 0 is 0.
이때, 코히어런스 타임(coherence time)은 도플러 분산과 반비례하는 관계에 있다. 만약, 코히어런스 타임을 시간 영역에서 채널 응답의 상관관계(correlation) 값이 50% 이상인 시간 간격으로 정의하는 경우,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000002
로 표현된다. 무선 통신 시스템에서는 도플러 분산에 대한 수식과 코히어런스 타임에 대한 수식 간의 기하 평균(geometric mean)을 나타내는 아래의 수학식 1이 주로 이용된다.In this case, the coherence time is in inverse proportion to the Doppler variance. If the coherence time is defined as a time interval in which the correlation value of the channel response in the time domain is 50% or more,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000002
It is expressed as In a wireless communication system, Equation 1 below, which represents a geometric mean between a formula for Doppler variance and a formula for coherence time, is mainly used.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000001
Figure PCTKR2017001483-appb-M000001
도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
주파수 변화에 따른 도플러 값의 변화를 나타내는 도플러 스펙트럼(Doppler spectrum, 또는 도플러 파워 스펙트럼 밀도(Doppler power spectrum density))는 통신 환경에 따라 다양한 모양을 가질 수 있다. 일반적으로, 도심지와 같이 산란(scattering)이 많이 발생하는 환경에서, 수신 신호가 모든 방향으로 동일한 파워로 수신된다면 도플러 스펙트럼은 도 1과 같은 U-형태로 나타난다. 도 1은 중심 주파수를
Figure PCTKR2017001483-appb-I000003
라 하고 최대 도플러 분산 값을
Figure PCTKR2017001483-appb-I000004
라 할 때의 U-형태 도플러 스펙트럼을 도시한다.The Doppler spectrum, or Doppler power spectrum density, which represents a change in the Doppler value according to the frequency change, may have various shapes according to a communication environment. In general, in an environment where scattering occurs a lot, such as downtown, if the received signal is received at the same power in all directions, the Doppler spectrum appears in the U-shape as shown in FIG. 1 shows the center frequency
Figure PCTKR2017001483-appb-I000003
And the maximum Doppler variance
Figure PCTKR2017001483-appb-I000004
U-shaped Doppler spectra are shown.
도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍을 도시하는 도면이며, 도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.FIG. 2 is a diagram showing narrow beamforming according to the present invention, and FIG. 3 is a diagram showing Doppler spectrum when narrow beamforming is performed.
초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에, 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 복수의 안테나로 구성되는 안테나 어레이를 설치할 수 있는 특징이 있다. 이러한 특징으로 인해 수십 내지 수백 개의 안테나를 이용한 핀포인트 빔포밍(pin-point beamforming), 펜슬 빔포밍(pencil beamforming), 좁은 빔포밍(narrow beamforming), 또는 얇은 빔포밍(sharp beamforming)이 가능해진다. 이러한 좁은 빔포밍은 수신되는 신호가 등방향이 아닌 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다. Since the ultrahigh frequency wireless communication system is located in a band having a very high center frequency, an antenna array including a plurality of antennas may be installed in a small space with a small antenna. This feature enables pin-point beamforming, pencil beamforming, narrow beamforming, or thin beamforming using tens to hundreds of antennas. This narrow beamforming means that the received signal is received only at a certain angle, not in the same direction.
도 2(a)는 등방향으로 수신되는 신호에 따라 도플러 스펙트럼이 U-형태로 나타나는 경우를 도시하며, 도 2(b)는 복수의 안테나를 이용한 좁은 빔포밍이 수행되는 경우를 도시한다.FIG. 2A illustrates a case where the Doppler spectrum is U-shaped according to a signal received in an equal direction, and FIG. 2B illustrates a case where narrow beamforming using a plurality of antennas is performed.
이와 같이, 좁은 빔포밍을 수행하면 줄어든 angular spread로 인하여 도플러 스펙트럼도 U-형태 보다 좁게 나타난다. 도 3에 도시된 바와 같이, 좁은 빔포밍이 수행되는 경우의 도플러 스펙트럼은 일정 대역에서만 도플러 분산이 나타남을 알 수 있다.As such, when the narrow beamforming is performed, the Doppler spectrum also appears narrower than the U-shape due to the reduced angular spread. As shown in FIG. 3, it can be seen that Doppler variance appears only in a certain band when the narrow beamforming is performed.
앞서 설명한 초고주파 대역을 이용하는 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz 대역에서 동작한다. 이러한 중심주파수의 특성은 단말의 이동에 따라 발생하는 도플러 효과나 송신기/수신기 간의 오실레이터 차이로 인한 CFO의 영향을 더욱 심각하게 한다.In the wireless communication system using the ultra-high frequency band described above, the center frequency operates in the band of several GHz to several tens of GHz. This characteristic of the center frequency makes the influence of the CFO due to the Doppler effect or the oscillator difference between the transmitter / receiver caused by the movement of the terminal more serious.
도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
단말은 기지국이 전송하는 하향링크(Downlink, DL) 동기 신호(synchronization signal)를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다. 이러한 동기화 과정에서는 기지국과 단말 간에 타이밍(timing) 과 주파수가 동기화된다. 동기화 과정에서 특정 셀 내의 단말들이 동기 신호를 수신하고 이용할 수 있도록, 기지국은 빔폭을 최대한 넓게 구성하여 동기 신호를 전송한다.The terminal performs synchronization with the base station by using a downlink (DL) synchronization signal transmitted by the base station. In this synchronization process, timing and frequency are synchronized between the base station and the terminal. In the synchronization process, the base station transmits the synchronization signal by configuring the beam width as wide as possible so that terminals in a specific cell can receive and use the synchronization signal.
한편, 고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템의 경우, 동기 신호 전송에 있어서 저주파 대역을 이용하는 경우에 비해 경로 감쇄(path loss)가 더 크게 나타난다. 즉, 고주파 대역을 이용하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이하)을 이용하는 종래의 셀룰러 시스템(예를 들어, LTE/LTE-A)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경(radius)이 큰 폭으로 축호된다.On the other hand, in the mmWave communication system using a high frequency band, path loss is greater than that of a low frequency band in synchronizing signal transmission. That is, in the case of a system using a high frequency band, a cell radius that can be supported compared to a conventional cellular system (for example, LTE / LTE-A) using a relatively low frequency band (for example, 6 GHz or less). This is greatly toned.
이러한 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 하나의 방법으로서, 빔포밍(beam forming)을 이용한 동기 신호 전송 방법이 이용될 수 있다. 빔포밍이 이용되는 경우 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어드는 단점이 있다. 아래의 수학식 2는 빔 폭에 따른 수신 신호 SINR 의 변화를 나타낸다.As one method for solving such a reduction in cell radius, a synchronization signal transmission method using beamforming may be used. When beamforming is used, the cell radius is increased, but the beam width is reduced. Equation 2 below shows the change in the received signal SINR according to the beam width.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000002
Figure PCTKR2017001483-appb-M000002
수학식 2은 빔포밍에 따라 빔 폭이
Figure PCTKR2017001483-appb-I000005
배 감소하는 경우, 수신 SINR이
Figure PCTKR2017001483-appb-I000006
배 향상됨을 나타낸다. Equation 2 is the beam width according to the beamforming
Figure PCTKR2017001483-appb-I000005
If received decreases, the received SINR is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000006
Fold improvement.
이러한 빔포밍 방식 이외에, 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 또다른 방법으로서 동일한 동기 신호를 반복하여 전송하는 방식 또한 고려해볼 수 있다. 이러한 방식의 경우, 시간축으로 추가적인 자원할당이 필요하지만, 빔 폭의 감소 없이도 셀 반경을 증가시킬 수 있다는 장점이 있다. In addition to the beamforming method, another method for solving the reduction of the cell radius may be considered to repeatedly transmit the same sync signal. This method requires additional resource allocation on the time axis, but has the advantage of increasing the cell radius without reducing the beam width.
한편, 기지국은 특정 구역 내에 위치하는 주파수 자원 및 시간 자원을 스케쥴링함으로써 각 단말들에 자원을 할당한다. 이하에서는 이러한 특정 구역을 섹터(sector)라 정의한다. 도 4에 도시된 섹터에서 A1, A2, A3, A4는 반경 0~200m 이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. B1, B2, B3, B4는 반경 200~500m이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. 도 4에 도시된 내용들을 바탕으로, 섹터 1을 {A1, A2, A3, A4} 로 정의하고, 섹터 2를 {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}라 정의한다. 또한, 현재 기지국의 동기 신호 서비스 구역이 섹터 1인 경우, 기지국이 섹터 2에 동기 신호를 서비스하기 위해서는 동기 신호의 전송에 6dB 이상의 추가 파워가 요구된다고 가정한다. Meanwhile, the base station allocates resources to each terminal by scheduling frequency resources and time resources located in a specific area. Hereinafter, this specific zone is defined as a sector. In the sectors shown in FIG. 4, A1, A2, A3, and A4 represent sectors having a radius of 0 to 200 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively. B1, B2, B3, and B4 represent sectors having a radius of 200 to 500 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively. Based on the contents shown in FIG. 4, sector 1 is defined as {A1, A2, A3, A4}, and sector 2 is defined as {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}. In addition, if the synchronization signal service area of the current base station is sector 1, it is assumed that an additional power of 6 dB or more is required for transmission of the synchronization signal in order for the base station to service the synchronization signal in sector 2.
먼저, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위하여 빔포밍 기법을 이용하여 6dB의 추가 이득을 얻을 수 있다. 이러한 빔포밍 과정을 통해 서비스 반경을 A1에서 B1까지 늘릴 수 있다. 그러나, 빔포밍을 통해 빔 폭이 줄어들기 때문에, A2, A3, A4는 동시에 서비스할 수 없게 된다. 따라서, 빔포밍이 수행되는 경우 A2~B2, A3~B3, A4~B4 섹터에 동기 신호가 각각 별도로 전송되어야 한다. 다시 말해서, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위해 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔포밍을 수행해가며 전송해야만 한다.First, the base station can obtain an additional gain of 6 dB using the beamforming technique to serve sector 2. Through this beamforming process, the service radius can be increased from A1 to B1. However, since beam width is reduced through beamforming, A2, A3, and A4 cannot be serviced at the same time. Therefore, when beamforming is performed, a synchronization signal should be separately transmitted to the A2 to B2, A3 to B3, and A4 to B4 sectors. In other words, the base station must transmit a synchronization signal four times beamforming to serve sector 2.
반면, 앞서 설명한 동기 신호의 반복 전송을 생각해보면, 기지국이 동기 신호를 섹터 2 전부에 전송할 수 있지만, 시간축 상에서 동기 신호를 4번 반복하여 전송해야 한다. 결과적으로, 섹터 2를 서비스하기 위해 필요한 자원은 빔포밍 방식과 반복 전송 방식 모두에 있어서 동일하다.On the other hand, considering the repetitive transmission of the synchronization signal described above, the base station can transmit the synchronization signal to all sectors 2, but must transmit the synchronization signal four times on the time axis. As a result, the resources required to service sector 2 are the same for both beamforming and iterative transmission.
그러나, 빔포밍 방식의 경우 빔폭이 좁기 때문에 빠른 속도로 이동하는 단말이나 섹터의 경계에 있는 단말이 안정적으로 동기 신호를 수신하기 어렵다. 그 대신에, 단말이 위치하는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 동기 신호를 통해 단말이 자신의 위치를 파악할 수 있다는 장점이 있다. 반면, 반복 전송 방식의 경우 빔 폭이 넓어서 단말이 동기 신호를 놓칠 가능성은 매우 낮다. 그 대신, 단말이 자신의 위치를 파악할 수는 없게 된다.However, in the beamforming method, since the beam width is narrow, it is difficult for a terminal moving at a high speed or a terminal at the boundary of a sector to stably receive a synchronization signal. Instead, if the ID of the beam in which the terminal is located can be distinguished, there is an advantage that the terminal can determine its own position through a synchronization signal. On the other hand, in the repetitive transmission scheme, since the beam width is wide, it is very unlikely that the terminal misses the synchronization signal. Instead, the terminal cannot determine its location.
도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
먼저, 하나의 프레임은 Q 개의 서브프레임으로 구성되며, 하나의 서브프레임은 P 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 슬롯은 T 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 이때, 다른 서브프레임들과는 달리, 프레임 내에서 첫 번째 서브프레임은 0 번째 슬롯('S'로 표시된 슬롯)을 동기화 용도로 사용한다. 이러한 0번째 슬롯은 타이밍과 주파수 동기를 위한 A개의 OFDM 심볼들, 빔 스캐닝을 위한 B 개의 OFDM 심볼들, 시스템 정보를 단말에 알리기 위한 C 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 나머지 D 개의 OFDM 심볼들은 각 단말에 데이터 전송을 위해 사용된다.First, one frame consists of Q subframes and one subframe consists of P slots. One slot consists of T OFDM symbols. At this time, unlike the other subframes, the first subframe in the frame uses the 0 th slot (slot indicated by 'S') for synchronization purposes. The 0 th slot is composed of A OFDM symbols for timing and frequency synchronization, B OFDM symbols for beam scanning, and C OFDM symbols for informing the UE of system information. The remaining D OFDM symbols are used for data transmission to each terminal.
한편, 이러한 프레임 구조는 단순한 예시에 불과하며, Q, P, T, S, A, B, C, D는 각각 임의의 값으로서, 사용자에 의해 설정되거나 시스템 상에서 자동적으로 설정되는 값일 수 있다.Meanwhile, such a frame structure is merely a mere example, and Q, P, T, S, A, B, C, and D may each be arbitrary values and may be values set by a user or automatically set on a system.
이하에서는 기지국과 단말 간의 타이밍 동기화 알고리즘에 대해 설명한다. 도 5에서 기지국이 동일한 동기 신호를 A 번 반복 전송하는 경우를 생각해본다. 단말은 기지국이 전송한 동기 신호를 바탕으로, 수학식 3의 알고리즘을 이용하여 타이밍 동기화를 수행한다.Hereinafter, a timing synchronization algorithm between a base station and a terminal will be described. Consider a case in which the base station repeatedly transmits the same synchronization signal A times in FIG. 5. The terminal performs timing synchronization using an algorithm of Equation 3 based on the synchronization signal transmitted from the base station.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000003
Figure PCTKR2017001483-appb-M000003
수학식 3에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000007
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000008
는 각각 OFDM 심볼의 길이, CP(Cyclic Prefix)의 길이, OFDM 심볼의 인덱스를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000009
은 수신기에서 수신 신호의 벡터를 의미한다. 이때,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000010
식은 수신 신호 벡터
Figure PCTKR2017001483-appb-I000011
의
Figure PCTKR2017001483-appb-I000012
번째부터
Figure PCTKR2017001483-appb-I000013
번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.In equation (3)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000007
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000008
Denotes the length of an OFDM symbol, the length of a cyclic prefix (CP), and the index of an OFDM symbol, respectively.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000009
Denotes a vector of the received signal at the receiver. At this time,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000010
Cold reception signal vector
Figure PCTKR2017001483-appb-I000011
of
Figure PCTKR2017001483-appb-I000012
From the first
Figure PCTKR2017001483-appb-I000013
Vector defined by the first element.
수학식 3의 알고리즘은 시간적으로 인접한 2개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 조건에서 동작한다. 이러한 알고리즘은 슬라이딩 윈도우(sliding window) 방식을 이용할 수 있어 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, 주파수 오프셋에 강한 특징을 갖는다. The algorithm of Equation 3 operates under the condition that two adjacent OFDM received signals in time are the same. Such an algorithm can use a sliding window method, which can be implemented with low complexity, and has a strong characteristic of frequency offset.
한편, 아래의 수학식 4는 수신 신호와 기지국이 전송한 신호 간의 상관관계를 이용함으로써 타이밍 동기화를 수행하는 알고리즘을 나타낸다.Meanwhile, Equation 4 below represents an algorithm for performing timing synchronization by using a correlation between a received signal and a signal transmitted by a base station.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000004
Figure PCTKR2017001483-appb-M000004
수학식 4에서 s는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에 미리 약속된 신호 벡터이다. 수학식 4의 방식은 수학식 3에 비해 더 좋은 성능을 낳을 수 있으나, 슬라이딩 윈도우 방식으로 구현될 수 없어 복잡도가 높게 요구된다. 또한, 주파수 오프셋에 취약한 특징을 갖는다.In Equation 4, s denotes a signal transmitted by the base station and is a signal vector previously promised between the terminal and the base station. Equation 4 may produce better performance than Equation 3, but may not be implemented as a sliding window method, and thus requires high complexity. It also has a feature that is vulnerable to frequency offset.
타이밍 동기화 방식의 설명에 이어서, 빔 스캐닝 과정을 설명한다. 빔 스캐닝(beam scanning)이란 수신기의 수신 SINR을 최대화하는 빔의 방향을 찾는 송신기 및/또는 수신기의 동작을 의미한다. 예를 들어, 기지국은 단말에 데이터를 전송하기 전에 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다. Following the description of the timing synchronization method, the beam scanning process will be described. Beam scanning refers to the operation of the transmitter and / or receiver to find the direction of the beam that maximizes the receiver's received SINR. For example, the base station determines the direction of the beam through beam scanning before transmitting data to the terminal.
도 4를 예로 들어 더 설명하면, 도 4에서는 하나의 기지국이 서비스하는 섹터를 8 개의 영역으로 나누어 도시한다. 이때, 기지국은 (A1+B1), (A2+B2), (A3+B3), (A4+B4) 영역에 각각 빔을 전송하며, 단말은 기지국이 전송하는 빔들을 구분이 가능하다. 이러한 조건에서, 빔 스캐닝 과정은 4가지 과정으로 구체화될 수 있다. 먼저, i) 기지국은 4개의 영역에 차례로 빔을 전송한다. ii) 단말은 수신 SINR 관점에서 빔들 중 가장 적합하다고 판단되는 빔을 결정한다. iii) 단말은 선택된 빔에 대한 정보를 기지국으로 피드백한다. iv) 기지국은 피드백된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다. 위의 빔 스캐닝 과정을 통해 단말은 수신 SINR이 최적화된 빔을 통해 하향링크 데이터를 수신할 수 있게 된다.Referring to FIG. 4 as an example, FIG. 4 illustrates a sector served by one base station divided into eight regions. At this time, the base station transmits beams in the areas (A1 + B1), (A2 + B2), (A3 + B3), and (A4 + B4), respectively, and the terminal can distinguish beams transmitted by the base station. In this condition, the beam scanning process can be embodied in four processes. First, i) the base station transmits a beam in four areas in sequence. ii) The terminal determines the beam that is determined to be the most suitable among the beams in view of the received SINR. iii) The terminal feeds back information on the selected beam to the base station. iv) The base station transmits data using the beam having the feedback direction. Through the above beam scanning process, the UE can receive downlink data through the beam with optimized reception SINR.
이하에서는 Zadoff-Chu 시퀀스에 대해 설명한다. Zadoff-Chu 시퀀스는 추(chu) 시퀀스 또는 ZC 시퀀스라 불리며, 아래의 수학식 5로 정의된다.Hereinafter, the Zadoff-Chu sequence will be described. The Zadoff-Chu sequence is called a chu sequence or ZC sequence and is defined by Equation 5 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000005
Figure PCTKR2017001483-appb-M000005
수학식 5에서 N은 시퀀스의 길이, r은 루트 값,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000014
은 ZC 시퀀스의 n 번째 요소를 나타낸다. ZC 시퀀스가 갖는 특징으로는, 먼저 모든 요소의 크기가 동일하다는 점을 들 수 있다(constant amplitude). 또한, ZC 시퀀스의 DFT 결과 또한 모든 요소에 대해 동일하게 나타난다.In Equation 5, N is the length of the sequence, r is the root value,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000014
Represents the n th element of the ZC sequence. A characteristic of the ZC sequence is that all elements have the same size (constant amplitude). In addition, the DFT results of the ZC sequence also appear the same for all elements.
다음으로, ZC 시퀀스와 ZC 시퀀스의 순환 시프팅(cyclic shifting)된 버전 은 수학식 6과 같은 상관관계를 갖는다.Next, the ZC sequence and the cyclic shifted version of the ZC sequence have a correlation as shown in Equation 6.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000006
Figure PCTKR2017001483-appb-M000006
수학식 6에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000015
는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000016
를 i 만큼 순환 시프팅한 시퀀스이며, ZC 시퀀스의 자기 상관관계가 i=j인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다. 또한, ZC 시퀀스는 zero auto-correlation 특성 또한 가져, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation)특성을 갖는다고 표현하기도 한다.In equation (6)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000015
Is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000016
Is a sequence cyclically shifted by i, and represents 0 except that the autocorrelation of the ZC sequence is i = j. In addition, the ZC sequence also has a zero auto-correlation property, it is also expressed as having a constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC).
ZC 시퀀스의 마지막 특징으로, 시퀀스의 길이 N과 서로소인 루트 값을 갖는 ZC 시퀀스들 간에는 아래의 수학식 7과 같은 상관관계를 갖는다.As a final feature of the ZC sequence, there is a correlation between the length N of the sequence and the ZC sequences having root values that are mutually smaller than Equation 7 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000007
Figure PCTKR2017001483-appb-M000007
수학식 7에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000017
는 N과 서로소이다. 예를 들어, N=111인 경우,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000018
은 수학식 7을 항상 만족한다. 수학식 6의 자기 상관관계와는 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관관계는 완전히 0이 되지는 않는다.In equation (7)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000017
Is mutually different from N. For example, if N = 111
Figure PCTKR2017001483-appb-I000018
Always satisfies equation (7). Unlike the autocorrelation of Equation 6, the cross-correlation of the ZC sequence is not completely zero.
ZC 시퀀스에 이어 하다마드(Hadamard) 행렬을 설명한다. 하다마드 행렬은 아래의 수학식 8과 같이 정의된다. Following the ZC sequence, the Hadamard matrix is described. Hadamard matrix is defined as Equation 8 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000008
Figure PCTKR2017001483-appb-M000008
수학식 8에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000019
는 행렬의 크기를 나타낸다. 하다마드 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상
Figure PCTKR2017001483-appb-I000020
을 만족하는 단위 행렬(unitary matrix)이다. 또한, 하다마드 행렬에서 모든 열(column)과 모든 행(row)끼리는 서로 직교한다. 일 예로, n=4인 경우 하다마드 행렬은 수학식 9와 같이 정의된다.In equation (8)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000019
Denotes the size of the matrix. Hadamard matrices are always independent of size n
Figure PCTKR2017001483-appb-I000020
Is a unitary matrix that satisfies. Also, in the Hadamard matrix, all columns and all rows are orthogonal to each other. For example, when n = 4, the Hadamard matrix is defined as in Equation 9.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000009
Figure PCTKR2017001483-appb-M000009
수학식 9로부터 각 열들끼리, 각 행들끼리 서로 직교함을 알 수 있다. It can be seen from Equation 9 that the columns are orthogonal to each other.
도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다. OVSF 코드는 하다마드 행렬을 기반으로 생성되는 코드이며, 특정한 규칙을 갖는다.6 shows the structure of an Orthogonal Variable Spreading Factor (OVSF) code. The OVSF code is generated based on the Hadamard matrix and has a specific rule.
먼저, OVSF 코드에서 오른쪽으로 분기할 때(lower branch), 첫 번째 코드는 좌측의 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복하며, 두 번째 코드는 상위 코드를 1번 반복하고 반전하여 1번 반복함으로써 생성된다. 도 6은 OVSF 코드의 트리 구조(tree structure)를 나타낸다.First, when branching to the right side of the OVSF code (lower branch), the first code repeats the upper code on the left side twice (mother code), and the second code repeats the high code code once and inverts it once. Is generated. 6 shows a tree structure of the OVSF code.
이러한 OVSF 코드는 코드 트리 상의 인접한 상위 코드와 하위 코드(child code) 간의 관계를 제외하고는 모두 직교성이 보장된다. 예를 들어, 도 6에서 [1 -1 1 -1] 코드는 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 모두 직교한다. 또한, OVSF 코드는 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수가 동일하다. 즉, 도 6에서 특정 코드의 길이와 해당 코드가 속한 분기(branch)에서의 총 개수가 동일함을 확인할 수 있다. All of these OVSF codes are orthogonal except for the relationship between adjacent higher and lower codes on the code tree. For example, in FIG. 6, the code [1 -1 1 -1] is orthogonal to [1 1], [1 1 1 1], and [1 1 -1 -1]. In addition, the OVSF code has the same length as the code length. That is, in FIG. 6, it can be seen that the length of a specific code is equal to the total number of branches to which the corresponding code belongs.
도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다. 도 7에서는 RACH(Random Access CHannel)에 대해 설명한다. 7 is a diagram illustrating an example of an arrangement of terminals. In FIG. 7, a random access channel (RACH) will be described.
LTE 시스템의 경우, 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 단말들의 RACH 신호 파워는 동일해야 한다. 이를 위해, 기지국은 'preambleInitialReceivedTargetPower'라는 파라미터를 정의함으로써, SIB(System Information Block)2를 통해 해당 셀 내의 모든 단말에 파라미터를 방송한다. 단말은 기준 신호(reference signal)을 이용하여 경로 손실을 계산하며, 계산된 경로 손실과 'preambleInitialReceivedTargetPower' 파라미터를 아래의 수학식 10과 같이 이용함으로써 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.In the LTE system, when the RACH signals transmitted by the terminals arrive at the base station, the RACH signal power of the terminals received by the base station should be the same. To this end, the base station defines a parameter called 'preambleInitialReceivedTargetPower', and broadcasts the parameter to all terminals in the cell through SIB (System Information Block) 2. The UE calculates a path loss using a reference signal, and determines the transmission power of the RACH signal by using the calculated path loss and the 'preambleInitialReceivedTargetPower' parameter as shown in Equation 10 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000010
Figure PCTKR2017001483-appb-M000010
수학식 10에서 P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다. In Equation 10, P_PRACH_Initial, P_CMAX, and PL represent the transmission power of the RACH signal, the maximum transmission power of the terminal, and the path loss, respectively.
수학식 10을 예로 들어 설명하면, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm 이고 기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm 이라고 가정한다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 단말이 배치된 상황을 가정한다.Referring to Equation 10 as an example, it is assumed that the maximum transmit power of the terminal is 23 dBm and the RACH reception power of the base station is -104 dBm. In addition, it is assumed that the terminal is arranged as shown in FIG.
먼저, 단말은 수신 동기 신호와 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다. 아래의 표 3은 단말의 경로 손실과 그에 따른 송신 파워를 나타낸다.First, the terminal calculates a path loss using the received synchronization signal and the beam scanning signal, and determines the transmission power based on this. Table 3 below shows the path loss of the terminal and its transmission power.
단말Terminal preambleInitialReceived TargetPowerpreambleInitialReceived TargetPower 경로 손실Path loss 필요한 송신파워Required transmit power 송신 파워Transmit power 추가 필요 파워Extra power needed
K1K1 -104dBm-104dBm 60dB60 dB -44dBm-44 dBm -44dBm-44 dBm 0dBm0 dBm
K2K2 -104dBm-104dBm 110dB110 dB 6dBm6 dBm 6dBm6 dBm 0dBm0 dBm
K3K3 -104dBm-104dBm 130dB130 dB 26dBm26 dBm 23dMb23dMb 3dBm3 dBm
표 3에서 K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송해야 한다. 한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요 송신 파워는 6dBm이다. 그러나, K3단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm을 초과하게 된다. 이러한 경우, 단말은 최대 송신 파워인 23dBm으로 전송해야만 하며, 단말의 RACH 액세스 성공률은 3dB 열화된다.In Table 3, although the path loss is very small in the case of the K1 terminal, the RACH signal must be transmitted with a very small power (-44 dBm) to match the RACH reception power. Meanwhile, in the case of the K2 terminal, the path loss is large, but the required transmission power is 6 dBm. However, in the case of the K3 terminal, the path loss is so large that the required transmission power exceeds the P_CMAX = 23 dBm of the terminal. In this case, the terminal should transmit at 23 dBm, which is the maximum transmission power, and the RACH access success rate of the terminal is degraded by 3 dB.
2. 제안하는 동기 신호 송수신 방법 12. Proposed synchronization signal transmission and reception method 1
도 8은 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 전송 구조를 도시하는 도면이다. 제안하는 실시 예에 의하면, 기지국은 반복하여 전송되는 동기 신호에 적용되는 둘 이상의 기본 프리코더들의 가중합(weighted sum)으로 구성되는 새로운 프리코더를 정의한다. 또한, 기지국은 가중합을 변경함으로써 생성되는 복수의 새로운 프리코더들을 코드북(codebook)으로써 정의한다.8 is a diagram illustrating a synchronization signal transmission structure according to an exemplary embodiment. According to the proposed embodiment, the base station defines a new precoder consisting of a weighted sum of two or more basic precoders applied to a repeatedly transmitted synchronization signal. The base station also defines a plurality of new precoders generated by changing the weighted sum as a codebook.
도 8에서는 동기 신호의 반복 전송 횟수가 2인 경우가 도시되며, 다이버시티를 획득하기 위한 동기 신호의 반복 전송 구조가 도시된다.In FIG. 8, a case where the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2 is illustrated, and a repetitive transmission structure of the synchronization signal for obtaining diversity is illustrated.
먼저, 동기 신호를 전송하는 기지국의 안테나 수, OFDM 심볼의 길이, CP의 길이를 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000021
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000022
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000023
라 한다. 또한 기본 프리코더를 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000024
라 정의하고, 가중합으로 구성되는 새로운 프리코더를
Figure PCTKR2017001483-appb-I000025
라 정의한다. 기본 프리코더와 새로운 프리코더에서 '0', '1'은 동기 신호가 전송되는 차례, 즉 OFDM 심볼을 나타낸다. 기본 프리코더 및 새로운 프리코더는 벡터 행렬이며, 벡터 행렬의 크기는 기지국의 안테나 포트 수와 동일하다. 즉, 도 8에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000026
및
Figure PCTKR2017001483-appb-I000027
의 크기는 4X1 벡터이다.First, the number of antennas, the length of an OFDM symbol, and the length of a CP of a base station transmitting a synchronization signal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000021
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000022
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000023
It is called. You can also use the default precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000024
We define a new precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000025
It is defined as In the basic precoder and the new precoder, '0' and '1' represent an order in which a synchronization signal is transmitted, that is, an OFDM symbol. The basic precoder and the new precoder are vector matrices, the size of which is equal to the number of antenna ports of the base station. That is, in FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000026
And
Figure PCTKR2017001483-appb-I000027
The size of is 4x1 vector.
한편, 도 8의 실시 예에서 기지국에 의해 정의되는 코드북은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000028
로 표현되며, 코드북
Figure PCTKR2017001483-appb-I000029
은 아래의 수학식 11과 같이 이해될 수 있다.Meanwhile, in the embodiment of FIG. 8, the codebook defined by the base station is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000028
Expressed as a codebook
Figure PCTKR2017001483-appb-I000029
May be understood as Equation 11 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000011
Figure PCTKR2017001483-appb-M000011
수학식 11에서 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000030
은 기본 프리코더인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000031
의 합으로 구성되며, 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000032
은 기본 프리코더인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000033
의 차로 구성된다. 즉, 새로운 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000034
는 두 기본 프리코더들의 가중합으로 정의되며 가중합의 가중치가 서로 다르다. 도 8의 우측에 도시된 셀 구조를 예로 들면, 위쪽 서브섹터에 해당하는 프리코더가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000035
, 아래쪽 서브섹터에 해당하는 프리코더가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000036
로 각각 정의된다. 이때, 기지국은 첫 OFDM 심볼에서는 가중합[+1 +1]으로 정의되는 새로운 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000037
를 적용하여 단말에 동기 신호를 전송하고, 이어서 두번째 OFDM 심볼에서는 다른 가중합[+1 -1]으로 정의되는 새로운 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000038
를 적용하여 동기 신호를 전송한다. 이에 따라, 단말은 서브섹터 경계에 위치하더라도 두 프리코더에 대한 다이버시티를 얻을 수 있게 되어, 동기 신호를 정확하게 구분해낼 수 있다. Precoder in Equation 11
Figure PCTKR2017001483-appb-I000030
Is the default precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000031
Precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000032
Is the default precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000033
It consists of a difference. In other words, the new precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000034
Is defined as the weighted sum of the two basic precoders and the weights of the weighted sums are different. Taking the cell structure shown on the right side of FIG. 8 as an example, the precoder corresponding to the upper subsector is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000035
, The precoder for the lower subsector
Figure PCTKR2017001483-appb-I000036
Are each defined as At this time, the base station is a new precoder defined by the weighted sum [+1 +1] in the first OFDM symbol
Figure PCTKR2017001483-appb-I000037
The new signal is defined as another weighted sum [+1 -1] in the second OFDM symbol.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000038
Apply the signal to transmit the synchronization signal. Accordingly, even if the terminal is located at the subsector boundary, it is possible to obtain diversity for the two precoders, thereby accurately distinguishing the synchronization signal.
이상에서는 반복 횟수가 2인 경우를 가정하여 설명하였다. 한편, 기지국의 동기 신호의 반복 전송 횟수가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000039
이라면, 동기 신호의 프리코더 코드북은 아래의 수학식 12와 같이 일반화되어 정의된다.In the above description, it is assumed that the number of repetitions is two. On the other hand, the number of repetitive transmissions of the synchronization signal of the base station
Figure PCTKR2017001483-appb-I000039
In this case, the precoder codebook of the synchronization signal is generalized and defined as in Equation 12 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000012
Figure PCTKR2017001483-appb-M000012
수학식 12에서 벡터
Figure PCTKR2017001483-appb-I000040
는 t번째로 반복 전송되는 동기 신호에 적용되는 프리코더를 나타낸다. 동기 신호 코드북은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000041
로 정의되며, 채널을 나타내는 행렬
Figure PCTKR2017001483-appb-I000042
은 크기가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000043
인 임의의 행렬이다.Vector from Equation 12
Figure PCTKR2017001483-appb-I000040
Denotes a precoder applied to the synchronization signal repeatedly transmitted t-th. The sync signal codebook
Figure PCTKR2017001483-appb-I000041
A matrix, defined as, that represents a channel
Figure PCTKR2017001483-appb-I000042
Is the size
Figure PCTKR2017001483-appb-I000043
Is an arbitrary matrix
즉, 기지국은 동기 신호를 반복하여 전송하는 과정에서, 기본 프리코더들의 가중합으로 구성되며 서로 다른 복수의 새로운 프리코더로 구성되는 코드북 중 어느 하나의 프리코더를 선택하여 각 반복마다 동기 신호에 적용한다. 코드북에 포함되는 복수의 새로운 프리코더들의 개수는 기지국의 동기 신호 반복 전송 횟수와 동일할 수 있다.That is, in the process of repeatedly transmitting a synchronization signal, the base station selects any one of the codebooks consisting of a weighted sum of basic precoders and a plurality of different new precoders and applies them to the synchronization signal at each repetition. do. The number of new precoders included in the codebook may be equal to the number of repetitive transmissions of synchronization signals of the base station.
도 9는 제안하는 실시 예에 따라 반복 전송되는 동기 신호를 도시한다. 9 illustrates a synchronization signal repeatedly transmitted according to the proposed embodiment.
한편, 제안하는 또 다른 실시 예에 의하면, 기지국이 동기 신호를 반복하여 전송하는 과정에서, 기지국은 매 반복마다 코드북에서 선택되지 않았던 프리코더를 선택하여 동기 신호를 전송한다. 즉, 기지국은 동기 신호의 전송 다이버시티를 최대화하기 위하여, 동기 신호의 매 반복마다 코드북
Figure PCTKR2017001483-appb-I000044
에 포함된
Figure PCTKR2017001483-appb-I000045
개의 프리코더들 중에서 선택되지 않았던 프리코더를 선택한다.Meanwhile, according to another exemplary embodiment, in the process of repeatedly transmitting the synchronization signal by the base station, the base station selects a precoder that has not been selected in the codebook and transmits the synchronization signal every repetition. That is, in order to maximize the transmission diversity of the synchronization signal, the base station performs a codebook every repetition of the synchronization signal.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000044
Contained in
Figure PCTKR2017001483-appb-I000045
Select a precoder that has not been selected among the two precoders.
반복 횟수가 2인 수학식 11의 경우를 예로 들어 설명하면, 코드북
Figure PCTKR2017001483-appb-I000046
에서 기지국은 첫 번째 OFDM 심볼에서 동기 신호를 전송할 때 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000047
를 선택하고, 이어지는 두 번째 OFDM 심볼에서 동기 신호를 전송할 때 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000048
를 선택한다. 이러한 과정은 도 8의 좌측에서 RF 모듈의 스위치가 변경되는 구조로 도시된다. 이때,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000049
개의 전송 안테나 중에서 k 번째 안테나를 통해 전송되는 동기 신호는 i 번째 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000050
와 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000051
를 이용하여 아래의 수학식 13과 같이 생성된다.For example, in the case of Equation 11 having a repetition number of 2, the codebook
Figure PCTKR2017001483-appb-I000046
When the base station transmits a synchronization signal in the first OFDM symbol
Figure PCTKR2017001483-appb-I000047
Is selected, and the precoder is used to transmit a synchronization signal in the subsequent second OFDM symbol.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000048
Select. This process is shown in the structure in which the switch of the RF module is changed on the left side of FIG. At this time,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000049
Sync signals transmitted through the k th antenna among the 4 transmit antennas are the i th sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000050
And precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000051
By using Equation 13 is generated as follows.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000013
Figure PCTKR2017001483-appb-M000013
수학식 13에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000052
는 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 행렬을 나타내며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000053
는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000054
프리코더의 k 번째 요소를 나타낸다. 도 9에는 수학식 13에서 설명한 k 번째 안테나에서의 동기 신호가 2번 반복 전송되는 과정이 도시된다.In equation (13)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000052
Represents an Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT) matrix,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000053
Is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000054
Represents the k th element of the precoder. FIG. 9 illustrates a process in which a synchronization signal in the k-th antenna described in Equation 13 is repeatedly transmitted twice.
도 10은 동기 신호를 수신한 단말이 시퀀스와 타이밍을 추정하는 과정을 도시한다. 도 10에서는 이상에서 설명한 실시 예에 따라 기지국이 동기 신호를 반복하여 전송할 때 단말측의 동작을 설명한다.10 illustrates a process of estimating sequence and timing by a terminal receiving a synchronization signal. 10 illustrates an operation of a terminal side when a base station repeatedly transmits a synchronization signal according to the embodiment described above.
먼저, 단말이 수신된 동기 신호로부터 타이밍을 동기화하고 시퀀스를 추정하는 알고리즘은 아래의 수학식 14와 같이 표현될 수 있다. First, an algorithm for synchronizing timing and estimating a sequence from a received synchronization signal may be expressed by Equation 14 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000014
Figure PCTKR2017001483-appb-M000014
수학식 14에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000055
는 각각 타이밍과 시퀀스를 추정하는 과정에서 사용되는 트라이얼 넘버(trial number)이다.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000056
는 수학식 14을 계산한 결과 값이 최대가 될 때의 트라이얼 넘버를 의미하며, 단말이 수신한 동기 신호로부터 추정한 타이밍과 시퀀스의 인덱스를 의미한다.In equation (14)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000055
Are trial numbers used in estimating timing and sequence, respectively.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000056
Denotes a trial number when the value of Equation 14 is maximized, and denotes an index of a timing and a sequence estimated from a synchronization signal received by the terminal.
한편, 수학식 14는 도 10과 같이 도식화되어 표현될 수 있다. 도 10에는 4 개의 서로 다른 타이밍
Figure PCTKR2017001483-appb-I000057
이 도시되며, 각 시점에서의 수신 신호와 시퀀스 간의 상관관계 크기가 도시된다. 또한, 도 10에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000058
는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000059
시점에서 수신되는 수신 신호 벡터를 나타내며, 길이는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000060
이다.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000061
은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000062
를 DFT 처리 후의 신호를 의미한다.On the other hand, Equation 14 may be represented as shown in FIG. Four different timings in Figure 10
Figure PCTKR2017001483-appb-I000057
Is shown, and the magnitude of the correlation between the received signal and the sequence at each time point is shown. Also, in FIG. 10
Figure PCTKR2017001483-appb-I000058
Is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000059
Represents the received signal vector received at the time point, and the length
Figure PCTKR2017001483-appb-I000060
to be.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000061
silver
Figure PCTKR2017001483-appb-I000062
Means the signal after the DFT processing.
도 10을 설명하면, 단말은 각각의 타이밍
Figure PCTKR2017001483-appb-I000063
및 시퀀스 인덱스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000064
를 트라이얼 넘버로써 적용하여 수학식 14를 계산한다. 도 10의 예시에서, 단말이 수학식 14를 계산한 결과 타이밍
Figure PCTKR2017001483-appb-I000065
에서 계산한 상관관계 값이 가장 크게 나타나므로, 단말은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000066
를 동기 신호의 타이밍으로 결정하고 i 번째 시퀀스가 전송된 것으로 결정한다. Referring to Figure 10, the terminal each timing
Figure PCTKR2017001483-appb-I000063
And sequence index
Figure PCTKR2017001483-appb-I000064
Equation 14 is calculated by applying as a trial number. In the example of FIG. 10, the terminal calculates the result of equation (14).
Figure PCTKR2017001483-appb-I000065
Since the correlation value calculated by is the largest, the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000066
Is determined as the timing of the synchronization signal, and it is determined that the i th sequence is transmitted.
한편, 동기 신호가 2번 반복하여 수신되는 동안 채널이 변화하지 않으며 잡음이 없다면, 단말이 수학식 14를 계산한 피크 값의 크기는 아래의 수학식 15와 같이 표현된다.On the other hand, if the channel does not change while the synchronization signal is repeatedly received two times and there is no noise, the magnitude of the peak value calculated by the UE by Equation 14 is expressed by Equation 15 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000015
Figure PCTKR2017001483-appb-M000015
수학식 15에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000067
이며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000068
는 송신기와 수신기 사이의 채널을 의미한다. 수학식 15로부터 단말의 수신 SNR은 아래의 수학식 16과 같이 계산된다.In equation (15)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000067
Is,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000068
Denotes a channel between the transmitter and the receiver. The received SNR of the UE from Equation 15 is calculated as in Equation 16 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000016
Figure PCTKR2017001483-appb-M000016
수학식 16에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000069
은 동기 신호를 단순히 반복하여 전송할 때의 수신 SNR을 나타내며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000070
은 제안한 실시 예에 따라 다이버시티를 획득하도록 프리코더를 구성하여 동기 신호를 전송할 때의 수신 SNR을 나타낸다. 전자의 경우 동기 신호의 수신 파워가 2배가 되는 반면, 후자의 경우 수신 파워가 두 개의 채널
Figure PCTKR2017001483-appb-I000071
및
Figure PCTKR2017001483-appb-I000072
로 표현된다. 만약
Figure PCTKR2017001483-appb-I000073
및
Figure PCTKR2017001483-appb-I000074
가 서로 독립하다면,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000075
의 다이버시티 이득(diversity gain)이 2가 된다. 이와는 달리,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000076
은 수신 파워가 하나의 채널
Figure PCTKR2017001483-appb-I000077
로만 표현되므로, 다이버시티 이득이 1이 된다. In equation (16)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000069
Denotes the received SNR when the synchronization signal is simply transmitted repeatedly.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000070
Shows a received SNR when a precoder is configured to transmit diversity according to the proposed embodiment to transmit a synchronization signal. The former doubles the receive power of the sync signal, while the latter receives two channels.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000071
And
Figure PCTKR2017001483-appb-I000072
It is expressed as if
Figure PCTKR2017001483-appb-I000073
And
Figure PCTKR2017001483-appb-I000074
Are independent of each other,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000075
The diversity gain of becomes 2. In contrast,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000076
Receive power is one channel
Figure PCTKR2017001483-appb-I000077
Since it is expressed only as, the diversity gain is one.
한편, 동기 신호는 셀 내의 모든 단말들이 검출할 수 있어야 하기 때문에, 동기 신호에서 가장 중요시되는 요소는 통신 링크의 안정성이다. 다이버시티 이득이 높은 값을 가질수록 통신 링크의 안정성이 증대된다는 점을 고려하면, 제안한 실시 예에 따른 경우 기존의 동기 신호 전송 방법 대비 향상된 효과를 얻을 수 있다. On the other hand, since the synchronization signal must be detectable by all terminals in the cell, the most important factor in the synchronization signal is the stability of the communication link. Considering that the higher the diversity gain, the higher the stability of the communication link, the proposed embodiment can obtain an improved effect compared to the conventional synchronization signal transmission method.
도 11은 단말이 동기 신호를 이용하여 타이밍을 동기화하는 과정의 또 다른 실시 예를 도시한다. 11 illustrates another embodiment of a process in which a terminal synchronizes timing by using a synchronization signal.
앞서 도 10 및 수학식 15에서 설명한 바에 따르면,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000078
시점에서의 피크 값은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000079
로 계산된다. 한편,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000080
일 때의 피크 값은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000081
로 계산된다. 두 피크 값으로부터 텀(term)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000082
이 공통됨을 알 수 있다. As described above with reference to FIG. 10 and Equation 15,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000078
The peak value at that point
Figure PCTKR2017001483-appb-I000079
Is calculated. Meanwhile,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000080
The peak value when is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000081
Is calculated. Term from two peak values
Figure PCTKR2017001483-appb-I000082
It can be seen that this is common.
따라서, 제안하는 실시 예에 의하면, 단말이
Figure PCTKR2017001483-appb-I000083
시점에서 피크 값을 계산하는 과정에서 얻어진
Figure PCTKR2017001483-appb-I000084
값을 스택(stack)에 저장해두고,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000085
시점에서의 피크 값을 계산하는 과정에서 저장된 값을 활용할 수 있다. 결과적으로, 단말은 메모리를 활용하여 중복된 계산을 피함으로써 계산 복잡도를 낮출 수 있다. Therefore, according to the proposed embodiment, the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000083
Obtained in the process of calculating the peak value at the time point
Figure PCTKR2017001483-appb-I000084
Store the values on the stack,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000085
The stored value can be used to calculate the peak value at the time point. As a result, the UE can reduce the computational complexity by avoiding duplicate calculations by utilizing the memory.
상술한 내용이 도 11에 도시된다. 도 11에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000086
는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000087
로 정의하며, 단말이 피크 값을 계산하는 과정에서 현재 얻어진
Figure PCTKR2017001483-appb-I000088
값을 스택에 저장하는 과정(S1120)을 'push' 동작으로 정의하고, 스택으로부터 미리 저장된 값을 불러와 이용하는 과정(S1110)을 'pop up' 동작으로 정의한다. 도 11에서, 'push' 동작과 'pop up' 동작이 쌍(pair)으로 이루어짐에 따라 스택의 전체 크기는 항상
Figure PCTKR2017001483-appb-I000089
로 유지된다. The foregoing is shown in FIG. In Figure 11
Figure PCTKR2017001483-appb-I000086
Is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000087
The terminal is currently obtained in the process of calculating the peak value
Figure PCTKR2017001483-appb-I000088
A process of storing a value on the stack (S1120) is defined as a 'push' operation, and a process of loading and using a pre-stored value from the stack (S1110) is defined as a 'pop up' operation. In FIG. 11, as the 'push' operation and the 'pop up' operation are performed in pairs, the total size of the stack is always
Figure PCTKR2017001483-appb-I000089
Is maintained.
한편, 상술한 바와 같이 스택을 이용하는 실시 예는 임의의 반복 횟수
Figure PCTKR2017001483-appb-I000090
에 대하여 확장될 수 있으며, 이때의 스택은 아래의 수학식 17과 같이 정의되고 그 크기는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000091
이 된다. 즉, 단말은 OFDM 심볼의 길이와 CP의 길이를 합친 만큼의 시간구간 동안 계산된 값들을 스택에 저장하였다가, 해당 OFDM 심볼의 길이와 CP의 길이에 해당하는 시간구간이 도과하면 저장된 값들을 불러와 새로운 계산에 활용한다.On the other hand, the embodiment using the stack as described above, the number of random repetition
Figure PCTKR2017001483-appb-I000090
The stack is defined as in Equation 17 below and the size is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000091
Becomes That is, the UE stores the calculated values in the stack for the time interval of the length of the OFDM symbol plus the length of the CP, and recalls the stored values when the time interval corresponding to the length of the OFDM symbol and the length of the CP is over. And new calculations.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000017
Figure PCTKR2017001483-appb-M000017
도 12는 제안하는 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 12에서는 앞서 제안하고 설명한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시하고 설명한다. 따라서, 도 12에서 명시적으로 기술되지 않더라도 앞서 설명한 내용들이 동일하거나 유사하게 적용될 수 있다.12 is a flowchart illustrating a proposed synchronization signal transmission and reception method. In FIG. 12, the previously proposed and described embodiments are illustrated and described according to a time series flow. Therefore, the above descriptions may be applied to the same or similarly, although not explicitly described in FIG. 12.
먼저, 기지국과 단말 간에는 동기 신호를 반복하여 전송하기 위한 프리코더 셋(즉, 코드북)이 공유된다(S1210). 이러한 코드북은 기본 프리코더들의 가중합으로 구성되는 복수의 새로운 프리코더들로 구성되며, 각각의 새로운 프리코더들에는 가중 합이 다르게 적용된다. 한편, 코드북은 기지국에 의해 생성되어 단말로 전송될 수도 있으며, 단말이 직접 코드북을 생성할 수도 있다. First, a precoder set (ie, codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S1210). This codebook consists of a plurality of new precoders composed of weighted sums of basic precoders, and the weighted sum is applied differently to each new precoder. Meanwhile, the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, or the terminal may directly generate the codebook.
이어서, 기지국은 프리코더 셋(코드북)을 구성하는 프리코더들 중 어느 하나를 선택하여 동기 신호를 전송한다(S1220). 동기 신호에 적용되는 프리코더로써 프리코더 셋에 포함된 프리코더 중 어느 하나가 임의로 선택될 수 있다. 이어서, 기지국은 다음 OFDM 심볼에서 프리코더 셋(코드북) 중 다른 프리코더를 선택하여 동기 신호를 반복하여 전송한다(S1230). S1230에서는 프리코더 셋 중에서 S1220에서 선택된 프리코더를 제외한 프리코더 중 어느 하나가 선택된다. 도 12에는 동기 신호의 반복 전송 횟수가 2인 경우를 가정하여 설명하였으나, 반복 횟수가 더 높은 경우에는 S1230의 과정이 반복하여 수행될 수 있다.Subsequently, the base station selects any one of the precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S1220). As the precoder applied to the synchronization signal, any one of the precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected. Subsequently, the base station selects another precoder from the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal (S1230). In S1230, any one of the precoders other than the precoder selected in S1220 is selected among the precoder sets. In FIG. 12, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2, but when the number of repetitions is higher, the process of S1230 may be repeatedly performed.
단말은 반복하여 수신되는 동기 신호를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다(S1240). 이러한 과정은, 단말이 수신된 동기 신호의 타이밍과 시퀀스의 상관관계를 계산하여 최적의 값을 추정하는 과정으로 이해될 수 있으며, 단말이 상관관계를 계산하는 과정에서 중간 값들을 스택에 저장하고 불러오는 실시 예가 적용될 수도 있다.The terminal performs synchronization with the base station by using the synchronization signal repeatedly received (S1240). Such a process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between a timing and a sequence of a received synchronization signal, and storing and loading intermediate values on a stack in the process of calculating the correlation. Embodiments may be applied.
이상에서 설명한 실시 예들에 의하면, 동기 신호를 반복 전송하는 과정에서 전송 다이버시티가 얻어짐에 따라 통신 링크의 안정성이 확보된다. 따라서, mmWave 통신 시스템과 같이 경로 감쇄(path loss)가 크게 나타나는 통신 환경에서 동기 신호가 단말에 안정적으로 전달될 수 있다.According to the embodiments described above, as the transmission diversity is obtained in the process of repeatedly transmitting the synchronization signal, the stability of the communication link is secured. Therefore, in a communication environment in which path loss is large, such as an mmWave communication system, a synchronization signal may be stably transmitted to a terminal.
3. 제안하는 동기 신호 송수신 방법 23. Proposed synchronization signal transmission and reception method 2
도 13에는 앞서 도 8 내지 도 12에 따른 동기 신호 전송 구조가 도시된다. 수학식 16에서 설명한 수신 SNR은 경로 감쇄를 고려하는 경우 아래의 수학식 18과 같이 표현될 수 있다. 13 illustrates a synchronization signal transmission structure according to FIGS. 8 to 12. The reception SNR described in Equation 16 may be expressed as Equation 18 below in consideration of path attenuation.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000018
Figure PCTKR2017001483-appb-M000018
수학식 18에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000092
는 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000093
에 의한 빔이 단말에 도달할 때의 경로 감쇄를 나타낸다.In equation (18)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000092
Precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000093
Path attenuation when the beam reaches the terminal.
한편, 도 13에서 b 단말의 경우 두 서브섹터 경계에 위치하기 때문에,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000094
에 의한 빔을 모두 수신하여
Figure PCTKR2017001483-appb-I000095
가 된다. 이러한 환경에서, b 단말에 대한 수신 SNR은 아래의 수학식 19와 같이 근사화될 수 있다.Meanwhile, in the case of UE b in FIG. 13, since it is located at two subsector boundaries,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000094
By receiving all the beams
Figure PCTKR2017001483-appb-I000095
Becomes In this environment, the received SNR for the b terminal may be approximated as shown in Equation 19 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000019
Figure PCTKR2017001483-appb-M000019
수학식 19는 b 단말에 대한 다이버시티 이득을 2로 얻어질 수 있음을 의미한다. Equation 19 means that the diversity gain for the terminal b can be obtained as two.
한편, a 단말은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000096
로부터 멀리 떨어져 위치하기 때문에
Figure PCTKR2017001483-appb-I000097
가 된다. 이러한 환경을 고려한 a 단말의 수신 SNR은 아래의 수학식 20과 같이 근사화된다.On the other hand, a terminal is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000096
Because it is located far from
Figure PCTKR2017001483-appb-I000097
Becomes In consideration of such an environment, the reception SNR of the UE a is approximated by Equation 20 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000020
Figure PCTKR2017001483-appb-M000020
수학식 20은 a 단말이 얻는 다이버시티 이득이 2가 아닌 1임을 의미한다. c 단말은 반대로
Figure PCTKR2017001483-appb-I000098
로부터 멀리 떨어져 위치하며, a 단말과 유사하게 다이버시티 이득을 1만 얻을 수 있다. 다시 말해서, 앞서 도 8 내지 도 12에서 설명한 실시 예들에 의하면, b 단말의 경우 충분한 다이버시티 이득을 얻을 수 있으나 a, c 단말의 경우에는 그렇지 못하게 된다.Equation 20 means that the diversity gain obtained by terminal a is 1 rather than 2. c terminal is reversed
Figure PCTKR2017001483-appb-I000098
Located far from, similar to terminal a, only one diversity gain can be obtained. In other words, according to the embodiments described with reference to FIGS. 8 to 12, sufficient diversity gain can be obtained in the case of terminal b, but not in the case of terminals a and c.
단말은 셀 내의 위치와 무관하게 동기 신호를 일정 이상의 품질로 수신해야만 한다. 따라서, 이하에서는 상술한 바와 같이 셀 내 위치에 따라 단말들이 다른 다이버시티 이득을 얻는 점을 개선하기 위한 실시 예를 제안한다.The terminal must receive the synchronization signal with a certain quality or higher regardless of the position in the cell. Therefore, hereinafter, an embodiment for improving the point that the UEs obtain different diversity gains according to the position in the cell as described above is proposed.
앞서 도 8 내지 도 12에서 설명한 내용 중에서 '기본 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000099
를 설계하는 방식을 제안한다. 이하에서, '2차 프리코더'는 상술한 기본 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000100
를 의미한다. 제안하는 실시 예에 의하면, 2차 프리코더는 둘 이상의 '1차 프리코더 (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000101
)'의 가중합에 의해 구성된다. 앞서 도 8 내지 도 12에서 설명한 내용과 관련시키면, 복수의 1차 프리코더(
Figure PCTKR2017001483-appb-I000102
)들의 가중합에 의해 2차 프리코더 (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000103
)가 정의되고, 복수의 2차 프리코더들의 가중합에 의해 새로운 프리코더(이하에서, 3차 프리코더)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000104
가 정의된다.Among the contents described above with reference to FIGS. 8 to 12, the 'basic precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000099
We propose a way of designing. Hereinafter, the 'secondary precoder' is the basic precoder described above.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000100
Means. According to an embodiment of the present disclosure, the secondary precoder may include two or more 'primary precoders (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000101
Is composed of weighted summation 8 and 12, the plurality of primary precoders (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000102
By the weighted sum of
Figure PCTKR2017001483-appb-I000103
) Is defined and a new precoder (hereinafter referred to as tertiary precoder) by weighted sum of a plurality of secondary precoders
Figure PCTKR2017001483-appb-I000104
Is defined.
j 번째 1차 프리코더와 i 번째 2차 프리코더를 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000105
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000106
로 표현할 때, 두 프리코더들 간의 관계는 아래의 수학식 21에 따라 표현된다.the j th primary precoder and the i th secondary precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000105
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000106
When expressed as, the relationship between two precoders is expressed according to Equation 21 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000021
Figure PCTKR2017001483-appb-M000021
수학식 21에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000107
는 복소수로써 i 번째 2차 프리코더를 구성하는 1차 프리코더들에 대한 가중치를 나타내며, 즉 1차 프리코더들이 어떠한 형태로 가중합되었는지를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000108
는 i 번째 2차 프리코더를 구성하는 1차 프리코더들의 개수를 나타내며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000109
는 i 번째 2차 프리코더를 구성하는 차 프리코더들의 인덱스를 나타낸다.In Equation 21
Figure PCTKR2017001483-appb-I000107
Denotes the weights of the primary precoders constituting the i-th secondary precoder as a complex number, that is, how the primary precoders are weighted.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000108
Denotes the number of primary precoders constituting the i th secondary precoder,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000109
Denotes the index of the secondary precoders constituting the i-th secondary precoder.
아래의 수학식 22는 2차 프리코더들이 2개의 1차 프리코더들의 가중합으로 구성되는 예를 나타낸다.Equation 22 below shows an example in which the secondary precoders are composed of a weighted sum of two primary precoders.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000022
Figure PCTKR2017001483-appb-M000022
수학식 22에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000110
이고,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000111
이고,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000112
이다.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000113
는 복소수이므로, 2차 프리코더는 특정 1차 프리코더에 위상을 변경시키는 j 또는 -j 값이 곱해지는 형태로도 구현될 수 있다. In Equation 22
Figure PCTKR2017001483-appb-I000110
ego,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000111
ego,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000112
to be.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000113
Since is a complex number, the secondary precoder may be implemented in a form in which a specific primary precoder is multiplied by a j or -j value that changes a phase.
도 14는 2차 프리코더를 구성하는 1차 프리코더들이 설계되는 일 예를 도시한다. 14 illustrates an example in which primary precoders constituting the secondary precoder are designed.
일 실시 예에 의하면, 1차 프리코더들은 동기 신호가 전송되는 영역을 최대한 등분하도록 설계될 수 있다. 도 14에 도시된 실시 예에서, 1차 프리코더들은 각각의 빔이 30'씩 형성되어 동기 신호 전송 영역인 120'를 등분하도록 설계된다. According to an embodiment, the primary precoders may be designed to equally divide the area where the synchronization signal is transmitted. In the embodiment shown in FIG. 14, the primary precoders are designed such that each beam is formed by 30 'to equally divide 120' which is a synchronization signal transmission region.
이때, 1차 프리코더들은 서로 간의 최소 코달 거리(minimum Chordal distance)가 최대가 되도록 설계될 수 있다. 최소 코달 거리는 프리코더에 의한 빔 간의 간격을 의미하며, 최소 코달 거리가 최대가 된다는 것은 프리코더들이 형성하는 빔 간의 간격이 최대가 되는 것, 즉 빔들 간의 상관관계가 최소가 된다는 것을 의미한다. 일 예로, DFT 코드북을 이용하여 최소 코달 거리가 최대가 되도록 1차 프리코더를 설계할 수 있다. In this case, the primary precoders may be designed such that a minimum chordal distance between each other is maximized. The minimum codal distance means the spacing between beams by the precoder, and the maximum codal distance means the maximum spacing between the beams formed by the precoders, that is, the correlation between the beams is minimized. As an example, the primary precoder may be designed to maximize the minimum codal distance using the DFT codebook.
도 15 내지 도 17은 또 다른 실시 예에 따른 동기 신호 전송 구조를 도시하는 도면이다. 이하에서는 상술한 내용들에 더하여 1차 프리코더를 이용하여 2차 프리코더를 설계하는 실시 예들을 설명한다. 15 to 17 are diagrams illustrating a synchronization signal transmission structure according to another embodiment. Hereinafter, embodiments of designing a second precoder using a first precoder in addition to the above descriptions will be described.
일 실시 예에 의하면, 2차 프리코더는 1차 프리코더들의 가중합으로 구성되며, 빗(comb) 구조로 설계될 수 있다. 빗 구조란, 도 14에 도시된 바와 같이 2차 프리코더를 구성하는 1차 프리코더들의 서브섹터 내 영역이 이웃하지 않으며, 1차 프리코더들의 서브섹터 내 영역들의 최소 거리가 동일한 것을 의미한다.According to an embodiment, the secondary precoder is composed of a weighted sum of the primary precoders and may be designed in a comb structure. The comb structure means that the regions in the subsectors of the primary precoders constituting the secondary precoder are not neighboring as shown in FIG. 14, and the minimum distances of the regions in the subsectors of the primary precoders are the same.
예를 들어, 도 15(a)에서 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000114
를 구성하는 1차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000115
와
Figure PCTKR2017001483-appb-I000116
의 영역은 서로 이웃하지 않으며, 도 15(b)에서 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000117
를 구성하는 1차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000118
와
Figure PCTKR2017001483-appb-I000119
의 영역도 서로 이웃하지 않는다. 나아가, 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000120
를 구성하는 1차 프리코더들
Figure PCTKR2017001483-appb-I000121
와
Figure PCTKR2017001483-appb-I000122
의 서브섹터 내 영역의 최소 거리는 30'이고, 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000123
를 구성하는 1차 프리코더들
Figure PCTKR2017001483-appb-I000124
와
Figure PCTKR2017001483-appb-I000125
의 서브섹터 내 영역의 최소 거리 또한 30'로 동일하다. 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000126
의 빔 영역은 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000127
의 빔 영역이 30'만큼 시프트(shift)된 형태로 이해될 수도 있다. For example, the secondary precoder in Fig. 15 (a)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000114
Primary precoder to construct
Figure PCTKR2017001483-appb-I000115
Wow
Figure PCTKR2017001483-appb-I000116
The regions of do not neighbor each other, and the secondary precoder in FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000117
Primary precoder to construct
Figure PCTKR2017001483-appb-I000118
Wow
Figure PCTKR2017001483-appb-I000119
The areas of do not neighbor each other. Furthermore, the second precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000120
Primary Precoders Composing
Figure PCTKR2017001483-appb-I000121
Wow
Figure PCTKR2017001483-appb-I000122
The minimum distance of the region in the subsector of 30 'is the second precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000123
Primary Precoders Composing
Figure PCTKR2017001483-appb-I000124
Wow
Figure PCTKR2017001483-appb-I000125
The minimum distance of the region in the subsector of is also equal to 30 '. 2nd precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000126
Beam area of the secondary precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000127
It may be understood that the beam area of P is shifted by 30 '.
한편, 상술한 실시 예에 따라 1차 프리코더를 이용하여 2차 프리코더가 구성되는 경우, 수학식 11의 3차 프리코더들은 아래의 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.Meanwhile, when the secondary precoder is configured using the primary precoder according to the above-described embodiment, the third precoders of Equation 11 may be expressed as Equation 23 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000023
Figure PCTKR2017001483-appb-M000023
수학식 23에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000128
의 부호를 살펴보면, 동기 신호의 위상이 2번째 시간구간에서 서브섹터 내의 일부 영역에 대해 반전됨을 알 수 있다. In equation (23)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000128
Looking at the sign of, it can be seen that the phase of the synchronization signal is inverted with respect to some region in the subsector in the second time interval.
도 16은 제안하는 실시 예에 따라 2차 프리코더가 설계되는 경우를 구체적으로 도시한다. 앞서 수학식 23에서 설명한 바와 같이, 2번의 시간구간 동안에
Figure PCTKR2017001483-appb-I000129
의 위상이 반전된다. 한편, 도시된 영역 1610, 1620, 1630 각각에 대해 시간구간 별로 빔의 위상 변화를 설명하면, 영역 1610에 대해서는 1번째 시간구간과 2번째 시간구간에 걸쳐서 빔의 위상이
Figure PCTKR2017001483-appb-I000130
로 변화한다. 영역 1620에 대해서는 총 2번의 시간구간에 걸쳐서 빔의 위상은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000131
로 변화하며, 영역 1630에 대해서는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000132
로 변화한다.16 illustrates a case where a secondary precoder is designed according to an exemplary embodiment. As described above in Equation 23, during two time periods,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000129
The phase of is reversed. On the other hand, when the phase change of the beam for each time interval is described for each of the regions 1610, 1620, and 1630 shown, the phase of the beam is changed over the first time interval and the second time interval for the region 1610.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000130
To change. For the region 1620, the beam phase over a total of two time intervals
Figure PCTKR2017001483-appb-I000131
For the area 1630
Figure PCTKR2017001483-appb-I000132
To change.
앞서 도 13의 경우와는 달리, 도 16의 실시 예의 a단말은 2번의 시간구간에 걸쳐서 인접한 빔
Figure PCTKR2017001483-appb-I000133
의 위상 변화를 겪는다. 이에 따라, 단말 a 는 동기 신호에 대한 다이버시티 이득을 2로 얻을 수 있다. 마찬가지로, 단말 b는 빔
Figure PCTKR2017001483-appb-I000134
의 위상 변화를 겪으며, 단말 c는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000135
의 위상 변화를 겪어서, 서브섹터 내의 모든 단말이 동일한 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 된다.Unlike the case of FIG. 13, the terminal a of the embodiment of FIG. 16 is adjacent to the beam over two time intervals.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000133
Undergoes a phase change. Accordingly, the terminal a may obtain a diversity gain of 2 for the synchronization signal. Similarly, terminal b is a beam
Figure PCTKR2017001483-appb-I000134
Undergoes a phase shift of
Figure PCTKR2017001483-appb-I000135
By undergoing a phase change of, all terminals in the subsector can obtain the same diversity gain.
도 17은 1차 프리코더들에 대응하는 서브섹터 내 영역을 더 좁게 설계하는 실시 예를 도시한다. 도 14 내지 도 16에서는 4개의 1차 프리코더를 가정한 반면, 도 17에서는 8 개의 1차 프리코더를 통해 2차 프리코더를 설계한다. 도 17에서 제안하는 실시 예에 의하면, 도 14 내지 도 16의 실시 예보다 동기 신호를 수신하는 단말들이 더 균일한 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 된다.FIG. 17 illustrates an embodiment of narrower design of an area within a subsector corresponding to primary precoders. In FIG. 14 to FIG. 16, four primary precoders are assumed, while in FIG. 17, a secondary precoder is designed through eight primary precoders. According to the embodiment proposed in FIG. 17, the terminal receiving the synchronization signal may obtain a more uniform diversity gain than in the embodiment of FIGS. 14 to 16.
도 18은 또 다른 실시 예에 따른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 18에서는 앞서 제안하고 설명한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시하고 설명한다. 따라서, 도 18에서 명시적으로 기술되지 않더라도 앞서 설명한 내용들이 동일하거나 유사하게 적용될 수 있다.18 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to another embodiment. In FIG. 18, the previously proposed and described embodiments are illustrated and described according to a time series flow. Therefore, the above descriptions may be applied to the same or similarly, although not explicitly described in FIG. 18.
먼저, 기지국과 단말 간에는 동기 신호를 반복하여 전송하기 위한 프리코더 셋(즉, 코드북)이 공유된다(S1810). 이러한 코드북은 2차 프리코더들의 가중합으로 구성되는 3차 프리코더들로 구성될 수 있으며, 각각의 2차 프리코더들에는 가중합이 다르게 적용된다. 한편, 2차 프리코더들은 또 다른 1차 프리코더들의 가중합으로 구성되며, 2차 프리코더들은 각각의 2차 프리코더를 구성하는 1차 프리코더들의 서브섹터 내 영역이 이웃하지 않으며, 1차 프리코더들의 서브섹터 내 영역들의 최소 거리가 동일한 빗 구조로 설계될 수 있다. 한편, 코드북은 기지국에 의해 생성되어 단말로 전송될 수도 있으며, 단말이 직접 코드북을 생성할 수도 있다는 것은 앞서 도 12에서 설명한 바와 같다.First, a precoder set (ie, a codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S1810). Such a codebook may consist of tertiary precoders composed of weighted sums of secondary precoders, and the weighted sum is applied differently to each secondary precoder. On the other hand, the secondary precoders are composed of weighted sums of other primary precoders, and the secondary precoders do not have neighboring regions in the subsectors of the primary precoders constituting each secondary precoder, and the primary The minimum distances of the regions in the subsectors of the precoders may be designed in the same comb structure. Meanwhile, the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, and the terminal may directly generate the codebook as described above with reference to FIG. 12.
이어서, 기지국은 프리코더 셋(코드북)을 구성하는 3차 프리코더들 중 어느 하나를 선택하여 동기 신호를 전송한다(S1820). 동기 신호에 적용되는 3차 프리코더로써 프리코더 셋에 포함된 3차 프리코더 중 어느 하나가 임의로 선택될 수 있다. 이어서, 기지국은 다음 OFDM 심볼에서 프리코더 셋(코드북) 중 다른 3차 프리코더를 선택하여 동기 신호를 반복하여 전송한다(S1830). S1830에서는 프리코더 셋 중에서 S1820에서 선택된 프리코더를 제외한 3차 프리코더 중 어느 하나가 선택된다. 도 18에는 동기 신호의 반복 전송 횟수가 2인 경우를 가정하여 설명하였으나, 반복 횟수가 더 높은 경우에는 S1830의 과정이 반복하여 수행될 수 있다.Subsequently, the base station selects any one of the third precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S1820). As the third precoder applied to the synchronization signal, any one of the third precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected. Subsequently, the base station selects another third-order precoder of the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal (S1830). In S1830, any one of the precoder sets, except for the precoder selected in S1820, is selected. In FIG. 18, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2, but when the number of repetitions is higher, the process of S1830 may be repeatedly performed.
단말은 반복하여 수신되는 동기 신호를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다(S1840). 이러한 과정은, 단말이 수신된 동기 신호의 타이밍과 시퀀스의 상관관계를 계산하여 최적의 값을 추정하는 과정으로 이해될 수 있다. 또한, S1840의 과정은 앞서 도 10 및 도 11에서 설명한 실시 예에 따라, 단말이 상관관계를 계산하는 과정에서 중간 값들을 스택에 저장하고 불러오는 실시 예가 적용될 수도 있다.The terminal performs synchronization with the base station using the repeatedly received synchronization signal (S1840). This process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between the timing and the sequence of the received synchronization signal. In addition, in the process of S1840, according to the embodiment described above with reference to FIGS. 10 and 11, an embodiment in which the terminal stores and retrieves intermediate values in a stack may be applied in the process of calculating correlation.
이상에서 설명한 실시 예들에 의하면, 동기 신호를 반복 전송하는 과정에서 전송 다이버시티가 얻어짐에 따라 통신 링크의 안정성이 확보된다. 또한, 추가적인 시그널링 오버헤드 없이도 셀 내의 단말들에게 일정한 다이버시티 이득으로 동기 신호가 전송될 수 있다. According to the embodiments described above, as the transmission diversity is obtained in the process of repeatedly transmitting the synchronization signal, the stability of the communication link is secured. In addition, the synchronization signal may be transmitted to the terminals in the cell with a constant diversity gain without additional signaling overhead.
4. 제안하는 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정4. Proposed synchronization process and beam scanning process
도 19 및 도 20은 제안하는 또 다른 실시 예를 설명하기 위한 동기 신호 및 빔 스캐닝 신호 전송 구조를 도시한다. 도 19 및 도 20에서는 이상에서 설명한 동기 신호 송수신 방식에 따른 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정에 대해 설명한다.19 and 20 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal for explaining another proposed embodiment. 19 and 20 will be described a synchronization process and a beam scanning process according to the above-described synchronization signal transmission and reception method.
도 19에는 기지국이 4 개의 타임 슬롯 동안 4 개의 빔들을 스위칭하며 동기 신호를 전송하는 과정이 도시된다. 단말은 수신되는 동기 신호들을 이용하여 동기화 과정을 수행하며, 빔 스캐닝 과정 또한 동시에 수행한다. 예를 들어, 단말(1900)은 수신 파워가 가장 크게 감지되는 두 번째 빔(도 19(b))을 통해 동기 화를 수행하는데, 기지국은 단말이 선택하는 빔이 다른 빔들로부터 구별될 수 있도록 각 빔들을 서로 다른 시퀀스로 매핑시킨다. 결과적으로, 단말(1900)은 자신이 선택한 빔의 시퀀스가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000136
임을 알 수 있으며, 선택된 빔을 기지국으로 피드백함으로써 빔 스캐닝 과정을 수행한다.19 illustrates a process of a base station switching four beams during four time slots and transmitting a synchronization signal. The terminal performs a synchronization process using the received synchronization signals, and simultaneously performs a beam scanning process. For example, the terminal 1900 performs synchronization through the second beam (FIG. 19 (b)) in which the reception power is sensed the largest, and the base station can determine that the beam selected by the terminal can be distinguished from other beams. Map beams in different sequences. As a result, the terminal 1900 has a sequence of beams selected by itself.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000136
It can be seen that the beam scanning process is performed by feeding back the selected beam to the base station.
이러한 과정에서, 기지국이 전송하는 신호는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 바탕으로 설계된다. 기지국의 셀 ID가 ZC 시퀀스의 루트 값으로 이용되며, 빔 ID가 ZC 시퀀스의 순환 시프트 값으로 이용될 수 있다. 예를 들어, 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000137
에서 루트 값은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000138
로 정의하고, 순환 시프트 값은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000139
로 정의한다. 이때,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000140
은 시스템 파라미터 값이며 일반적으로 채널의 지연 분산(delay spread) 최대 값보다 크게 설정된다. 단말은 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000141
를 이용하여 3개의 셀 및 각 셀의 4개 빔을 구분해낼 수 있으며, 이러한 과정은 아래의 수학식 24와 같이 표현된다.In this process, the signal transmitted by the base station is designed based on the Zadoff-Chu (ZC) sequence. The cell ID of the base station may be used as a root value of the ZC sequence, and the beam ID may be used as a cyclic shift value of the ZC sequence. For example, a sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000137
The root value in
Figure PCTKR2017001483-appb-I000138
And the cyclic shift value is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000139
Defined as At this time,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000140
Is a system parameter value and is generally set to be greater than the channel's delay spread maximum. Terminal sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000141
Using three cells and four beams of each cell can be distinguished, and this process is expressed by Equation 24 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000024
Figure PCTKR2017001483-appb-M000024
단말은 수학식 24를 통해 타이밍 동기화, 셀 ID 추정, 빔 ID 추정을 동시에 수행하며, 도 20에 이러한 과정이 표현된다.The terminal simultaneously performs timing synchronization, cell ID estimation, and beam ID estimation through Equation 24, and this process is represented in FIG.
도 20에 의하면, 단말은 3개의 셀 및 4개의 빔을 동시에 구분하기 위하여 총 12 개의 코릴레이터(correlator)를 포함하도록 구성되며, 매 타임슬롯 마다 12 개의 코릴레이터가 함께 동작하게 된다. 종래의 LTE의 경우 셀만을 구별하면 되기 때문에 단말은 총 3개의 코릴레이터가 포함되도록 구성된다. 반면에, mmWave 통신 시스템에서는 빔 스캐닝 과정이 포함되므로 LTE 대비 4배의 프프로세싱 파워가 요구된다. 결과적으로, 이상에서 제안한 방식에 의하면 단말의 동기화 과정에 요구되는 계산 복잡도가 4배로 상승하게 된다. According to FIG. 20, the terminal is configured to include a total of 12 correlators in order to simultaneously distinguish three cells and four beams, and 12 correlators operate together in every time slot. In the conventional LTE, since only the cell needs to be distinguished, the terminal is configured to include a total of three correlators. On the other hand, the mmWave communication system includes a beam scanning process, requiring four times the processing power of LTE. As a result, according to the scheme proposed above, the computational complexity required for the synchronization process of the terminal is increased four times.
따라서, 이하에서는 동기화 과정과 빔 스캐닝 과정에서 단말의 복잡도를 개선하기 위한 실시 예를 제안한다. 도 21 내지 도 23은 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 및 빔 스캐닝 신호 전송 구조를 도시한다. 제안하는 실시 예에 의하면, 앞서 설명한 기본 프리코더(또는, 2차 프리코더)에 대한 가중합에 적용되는 가중치들로써 빔 ID가 정의된다.Therefore, hereinafter, an embodiment for improving the complexity of the terminal in the synchronization process and the beam scanning process is proposed. 21 to 23 illustrate a structure of transmitting a synchronization signal and a beam scanning signal according to a proposed embodiment. According to the proposed embodiment, the beam ID is defined as weights applied to the weighted sum of the aforementioned basic precoder (or the secondary precoder).
기지국의 동기 신호 반복 횟수가 2인 경우를 예로 들어 설명한다. 아래 수학식 25는 반복 횟수가 2인 경우의 동기 신호 코드북을 나타낸다.A case where the number of repetition of the synchronization signal of the base station is 2 will be described as an example. Equation 25 below shows a synchronization signal codebook when the number of repetitions is two.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000025
Figure PCTKR2017001483-appb-M000025
수학식 25은 수학식 11에서 설명한 코드북을 가중치 행렬(
Figure PCTKR2017001483-appb-I000142
)로 다시 표현한 것이다. 수학식 25에서 첫번째 열
Figure PCTKR2017001483-appb-I000143
의 각 요소들은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000144
을 구성하는 기본 프리코더(2차 프리코더)인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000145
의 시간에 따른 가중치를 나타낸다. 마찬가지로, 2번째 열
Figure PCTKR2017001483-appb-I000146
의 각 요소들은 2차 프리코더인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000147
의 시간에 따른 가중치를 나타낸다. 기지국과 단말은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000148
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000149
을 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000150
의 빔 ID 및
Figure PCTKR2017001483-appb-I000151
의 빔 ID로 결정한다. 다시 말해서, 동기 신호의 전송에 적용되는 코드북(즉, 가중치 행렬)을 구성하는 각 열들이 빔 스캐닝 과정에서 각 빔을 구분하기 위한 빔 ID로써 이용된다. Equation 25 uses the codebook described in Equation 11 as a weighting matrix (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000142
). First column in equation (25)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000143
Each element of
Figure PCTKR2017001483-appb-I000144
Is the primary precoder (secondary precoder)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000145
Represents the weight over time. Similarly, the second column
Figure PCTKR2017001483-appb-I000146
Each element of the second precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000147
Represents the weight over time. The base station and the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000148
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000149
Each
Figure PCTKR2017001483-appb-I000150
Beam ID and
Figure PCTKR2017001483-appb-I000151
Is determined by the beam ID. In other words, each column constituting a codebook (that is, a weight matrix) applied to the transmission of the synchronization signal is used as a beam ID for distinguishing each beam in the beam scanning process.
마찬가지로, 동기 신호 반복 횟수가 4인 경우를 수학식 26을 예로 들어 설명한다. Similarly, the case where the number of repetition of the synchronization signal is 4 will be described using Equation 26 as an example.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000026
Figure PCTKR2017001483-appb-M000026
수학식 26은 동기 신호의 반복 횟수가 4일 때의 코드북을 가중치 행렬로 다시 표현한 것이다. 수학식 25의 경우와 유사하게, 가중치 행렬의 1, 2, 3, 4 번째 열들이 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000152
의 빔 ID들로 정의된다.Equation (26) is a representation of the codebook when the number of repetitions of the synchronization signal is 4 by a weight matrix. Similar to the equation (25), the first, second, third and fourth columns of the weight matrix
Figure PCTKR2017001483-appb-I000152
Are defined as beam IDs.
이하에서는 제안하는 실시 예에 따라 단말이 빔 스캐닝을 수행하는 과정을 구체적으로 설명한다. 도 21에서, 동기 신호 반복 횟수가 4이고 수학식 26이 적용되는 경우를 예로 들어 설명한다. Hereinafter, a process of performing beam scanning by a terminal according to an exemplary embodiment will be described in detail. In FIG. 21, a case where the number of repetition of the synchronization signal is 4 and Equation 26 is applied will be described as an example.
앞서 도 8 내지 도 12에서 설명한 실시 예에 따르면, 4개의 타임슬롯 동안 섹터 내에서 각 빔들은 도 21과 같이 전송된다. 도 21에서는 도 19와는 달리 4 개의 빔이 각각의 타임슬롯마다 동시에 전송되며, 타임슬롯에 따라 전송되는 시퀀스의 부호가 달라진다. 또한, 도 21에서 섹터 내의 각 영역들에 전송되는 빔들은 위로부터 아래의 방향으로
Figure PCTKR2017001483-appb-I000153
에 각각 대응한다. 즉, 가장 위쪽 영역에 전송되는 빔은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000154
에 대응하며, 가장 아래쪽 영역에 전송되는 빔은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000155
에 대응한다. According to the exemplary embodiment described with reference to FIGS. 8 to 12, each beam is transmitted as shown in FIG. 21 during four timeslots. In FIG. 21, unlike FIG. 19, four beams are simultaneously transmitted in each timeslot, and the sign of the transmitted sequence varies according to the timeslot. In addition, in FIG. 21, beams transmitted to respective regions within a sector are directed from the top to the bottom.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000153
Corresponds to each. That is, the beam transmitted to the uppermost region
Figure PCTKR2017001483-appb-I000154
And the beam transmitted in the lowest region
Figure PCTKR2017001483-appb-I000155
Corresponds to.
도 21에 도시된 바에 따라 동기 신호가 전송되면, 단말은 아래의 수학식 27에 따라 동기화를 수행하여 타이밍 동기 및 동기 신호의 시퀀스(셀 ID)를 추정한다. 수학식 24와는 달리, 수학식 27의 경우 빔 ID를 추정하는 빔 스캐닝 과정은 동기화 과정과 동시에 수행되지 않는다. As shown in FIG. 21, when the synchronization signal is transmitted, the terminal performs synchronization according to Equation 27 below to estimate timing synchronization and a sequence (cell ID) of the synchronization signal. Unlike Equation 24, in Equation 27, the beam scanning process for estimating the beam ID is not performed simultaneously with the synchronization process.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000027
Figure PCTKR2017001483-appb-M000027
수학식 27에 따라 단말이 동기화만을 수행하게 되면, 도 22와 같이 단말의 코릴레이터 수가 도 20의 12개에 비하여 4개로 줄어들게 된다. 코릴레이터의 수가 줄어듬에 따라 단말의 계산 복잡도가 대폭 줄어들게 되어 상술한 문제점이 해결될 수 있다.When the terminal performs only synchronization according to Equation 27, the number of correlators of the terminal is reduced to 4 as compared to 12 of FIG. 20 as shown in FIG. As the number of correlators is reduced, the computational complexity of the terminal is greatly reduced, which may solve the above-described problem.
한편, 이하에서는 단말이 동기화를 수행하여 타이밍 동기 및 시퀀스를 추정한 이후에 빔 스캐닝을 수행하는 과정을 설명한다. Meanwhile, the following describes a process of performing beam scanning after the terminal performs synchronization to estimate timing synchronization and sequence.
앞서 수학식 27에서 설명한 바에 따라 결정된 타이밍과 시퀀스 인덱스를 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000156
로 표현한다. 또한,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000157
를 계산하는 과정에서 얻어진 수신 신호와 시퀀스 간의 상관관계 값을
Figure PCTKR2017001483-appb-I000158
라 정의한다. 이때, 잡음이 없는 경우 각 타임슬롯 마다 계산되는 상관관계 값
Figure PCTKR2017001483-appb-I000159
은 아래의 수학식 28과 같이 표현될 수 있다.Each of the timing and sequence indices determined according to Equation 27,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000156
Expressed as Also,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000157
The correlation value between the received signal and the sequence obtained in the process of
Figure PCTKR2017001483-appb-I000158
It is defined as At this time, if there is no noise, the correlation value calculated for each timeslot
Figure PCTKR2017001483-appb-I000159
May be expressed as Equation 28 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000028
Figure PCTKR2017001483-appb-M000028
단말은 수학식 28에 기초하여 빔 스캐닝 과정을 수행한다. 먼저, 수학식 28의 양변에 가중치 행렬의 역행렬을 곱하면 아래의 수학식 29를 얻을 수 있다.The terminal performs a beam scanning process based on Equation 28. First, by multiplying both sides of Equation 28 by the inverse of the weight matrix, Equation 29 may be obtained.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000029
Figure PCTKR2017001483-appb-M000029
수학식 29에서 행렬 연산을 통해 계산된 결과가 아래의 수학식 30으로 표현된다.In Equation 29, the result calculated through the matrix operation is represented by Equation 30 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000030
Figure PCTKR2017001483-appb-M000030
단말은 수학식 30에 따라 얻어지는 4개의 파워 값들을 비교하고, 가장 큰 값을 선택한다. 예를 들어, 첫 번째 행의 요소(element)인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000160
값이 가장 크게 나타나는 경우, 단말은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000161
가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000162
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000163
보다 큰 것으로 이해할 수 있다. 즉, 단말은 도 21에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000164
에 의해 생성된 첫 번째 영역의 빔이 다른 영역들의 빔보다 더 강하게 수신됨을 알 수 있다. 다시 말해서, 단말은 자신이 섹터 내에서 첫 번째 영역에 위치함을 알 수 있다. 이는, 단말은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000165
값이 가중치 행렬의 첫 번째 열
Figure PCTKR2017001483-appb-I000166
을 이용하여 계산된 값임을 알고 있기 때문이며, 기지국과 단말 간의 코드북이 공유됨에 따라
Figure PCTKR2017001483-appb-I000167
가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000168
로 매핑된다는 점을 단말이 미리 알고 있기 때문이다. The terminal compares four power values obtained according to Equation 30, and selects the largest value. For example, the element of the first row
Figure PCTKR2017001483-appb-I000160
If the value appears to be the largest, the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000161
end
Figure PCTKR2017001483-appb-I000162
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000163
It can be understood as larger. That is, the terminal in FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000164
It can be seen that the beam of the first region generated by is received more strongly than the beams of the other regions. In other words, the terminal may know that it is located in the first area within the sector. That is, the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000165
Value is the first column of the weight matrix
Figure PCTKR2017001483-appb-I000166
This is because it knows that the value is calculated using, and as the codebook is shared between the base station and the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000167
end
Figure PCTKR2017001483-appb-I000168
This is because the UE knows in advance that it is mapped to.
또 다른 예를 들면, 수학식 30에서 요소
Figure PCTKR2017001483-appb-I000169
의 값이 가장 크게 나타나는 경우, 단말은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000170
값이 가장 큼을 알 수 있다. 즉, 단말은 도 21에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000171
에 의해 생성된 마지막 영역의 빔이 다른 영역의 빔보다 더 강하게 수신됨을 알 수 있다. 이에 따라, 단말은 자신의 섹터 내 위치가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000172
에 대응하는 마지막 영역임을 알 수 있다. In another example, an element in Equation 30
Figure PCTKR2017001483-appb-I000169
If the value of appears to be the largest, the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000170
You can see that the value is the largest. That is, the terminal in FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000171
It can be seen that the beam of the last region generated by is received more strongly than the beam of the other region. Accordingly, the terminal has a position in its sector
Figure PCTKR2017001483-appb-I000172
It can be seen that the last region corresponding to.
상술한 과정에 따라, 기지국이 빔 스캐닝 과정을 위해 빔 ID를 별도로 생성 및 할당하지 않더라도, 단말은 반복하여 수신되는 동기 신호의 가중치 행렬을 이용하여 빔들을 구분해낼 수 있다(즉, 빔 스캐닝 과정이 수행될 수 있다).According to the above-described process, even if the base station does not separately generate and allocate the beam ID for the beam scanning process, the terminal may distinguish the beams by using the weight matrix of the synchronization signal repeatedly received (that is, the beam scanning process may be May be performed).
이상에서 설명한 실시 예에 의하면, 빔 스캐닝 과정에서 빔 ID를 위한 시퀀스가 새로 정의되지 않더라도 단말이 빔들을 구분해낼 수 있다. 이에 따라, 단말이 타이밍 추정시 찾아야할 시퀀스의 수가 셀 ID의 수로 줄어들게 되며, 단말의 동기화 복잡도가 크게 줄어들게 된다. According to the embodiment described above, even if a sequence for the beam ID is not newly defined in the beam scanning process, the terminal may distinguish the beams. Accordingly, the number of sequences to be found by the terminal in timing estimation is reduced by the number of cell IDs, and the synchronization complexity of the terminal is greatly reduced.
일 실시 예에 의하면, 제안한 실시 예에서 가중치 행렬의 열들은 서로 직교하도록 구성될 수 있다. 수학식 25와 수학식 26은 각각 반복 횟수가 2, 4 일때의 가중치 행렬을 나타낸다. 이와 같이, 가중치 행렬의 열들이 서로 직교하도록 설계되는 경우, 수학식 28에서 가중치 행렬의 역행렬을 적용하는 과정이 간단해질 수 있다. According to an embodiment, in the proposed embodiment, the columns of the weight matrix may be configured to be orthogonal to each other. Equations 25 and 26 represent weight matrices when the number of repetitions is 2 or 4, respectively. As such, when the columns of the weight matrix are designed to be orthogonal to each other, a process of applying an inverse of the weight matrix in Equation 28 may be simplified.
가중치 행렬의 열들이 서로 직교하도록 구성된다는 것은, 특정 타임 슬롯에서 기본(2차) 프리코더에 적용되는 가중합을 나타내는 벡터가 다른 타임 슬롯에서 적용되는 가중합을 나타내는 벡터와 서로 직교하도록 구성된다는 것을 의미한다. 이는, 동기 신호 코드북
Figure PCTKR2017001483-appb-I000173
을 구성하는 각 벡터
Figure PCTKR2017001483-appb-I000174
들이 서로 하도록 코드북이 설계된다는 것으로 이해될 수도 있다. 이러한 벡터는 서로 직교하는 코드들이라는 점에서 OCC(Orthogonal Cover Code)로도 이해될 수 있다. The columns of the weighting matrix are configured to be orthogonal to each other, such that the vector representing the weighted sum applied to the primary (secondary) precoder in a particular time slot is orthogonal to the vector representing the weighted sum applied to another time slot. it means. This means that the sync signal codebook
Figure PCTKR2017001483-appb-I000173
Each vector comprising
Figure PCTKR2017001483-appb-I000174
It may be understood that codebooks are designed to allow each other to work together. Such a vector may be understood as an orthogonal cover code (OCC) in that codes are orthogonal to each other.
각 벡터들이 서로 직교하기 위해서, 코드북은 수학식 8에서 설명한 하다마드(hadamard) 행렬을 이용하여 설계되거나, DFT 행렬을 이용하여 설계될 수 있다. 하다마드 행렬은 임의의 반복 수에 대하여 간단하게 생성될 수 있으며, 각 요소들의 값이 덧셈과 뺄셈만으로 정의되기 때문에 구현 복잡도가 매우 낮다는 장점이 있다. DFT 행렬 또한 임의의 반복 수에 대하여 간단하게 생성될 수 있으며, 각 요소들의 값은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000175
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000176
으로 결정된다(N은 반복 수). 일 예로, 반복 수가 4일 때의 DFT 행렬은 아래의 수학식 31과 같이 생성될 수 있다. In order for each vector to be orthogonal to each other, the codebook may be designed using a Hadamard matrix described in Equation 8, or may be designed using a DFT matrix. The Hadamard matrix can be simply generated for any number of iterations, and the implementation complexity is very low because the values of each element are defined by addition and subtraction only. The DFT matrix can also be simply generated for any number of iterations, where the values of each element
Figure PCTKR2017001483-appb-I000175
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000176
(N is the number of repetitions). For example, the DFT matrix when the number of repetitions is 4 may be generated as in Equation 31 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000031
Figure PCTKR2017001483-appb-M000031
DFT 행렬의 경우 반복 수가 2인 경우에는 하다마드 행렬과 동일한 복잡도를 가지며, 반복 수가 4 이하인 경우에는 위상 변화만으로 간단히 생성이 가능하고, 반복 수가 4를 초과하더라도 FFT(Fast Fourier Transform)을 이용하여 복잡도 상승을 최소화할 수 있다.In the case of the DFT matrix, if the number of repetitions is 2, the complexity is the same as that of the Hadamard matrix. If the number of repetitions is 4 or less, the DFT matrix can be generated simply by changing the phase. The rise can be minimized.
도 23에서는 도 21 및 도 22와는 또 다른 실시 예를 설명한다. 도 23에서 도시되는 실시 예에 의하면, 빔 ID는 기본 프리코더에 적용되는 가중치와 시퀀스 모두에 의해 정의될 수도 있다. 앞서 도 21 및 도 22에서 설명한 실시 예에 따라 동기 신호가 반복 전송되는 동안 채널이 빠르게 변화하는 경우, 빔 스캐닝의 성능이 열화될 수도 있다. 이러한 성능 열화를 최소화하기 위한 방안으로서, 도 23에 도시된 실시 예에서는 빔 ID를 가중치 행렬뿐 아니라 시퀀스도 함께 고려하여 생성하는 방안을 제안한다.In FIG. 23, an embodiment different from FIGS. 21 and 22 will be described. According to the embodiment shown in FIG. 23, the beam ID may be defined by both a weight and a sequence applied to the basic precoder. According to the embodiments described with reference to FIGS. 21 and 22, when the channel changes rapidly while the synchronization signal is repeatedly transmitted, the performance of beam scanning may be degraded. As a method for minimizing such performance degradation, the embodiment illustrated in FIG. 23 proposes a method of generating a beam ID by considering not only a weight matrix but also a sequence.
도 23(a) 및 도 23(b)에서 기지국은 연속된 두 타임슬롯 동안
Figure PCTKR2017001483-appb-I000177
를 동시에 전송하고, 도 23(c) 및 도 23(d)에서 기지국은 이어지는 두 타임슬롯 동안
Figure PCTKR2017001483-appb-I000178
을 동시에 전송한다.23 (a) and 23 (b), the base station performs two consecutive timeslots.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000177
Are transmitted simultaneously, and in FIG. 23 (c) and FIG. 23 (d), the base station
Figure PCTKR2017001483-appb-I000178
Send simultaneously.
이때,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000179
가 서로 구분될 수 있도록
Figure PCTKR2017001483-appb-I000180
에 적용되는 가중치를 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000181
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000182
로 정의한다. 마찬가지로,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000183
가 서로 구분될 수 있도록
Figure PCTKR2017001483-appb-I000184
에 적용되는 가중치를 각각
Figure PCTKR2017001483-appb-I000185
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000186
로 정의한다. 이 경우, 단말은 수학식 28 내지 수학식 30에서 설명한 과정을 통해
Figure PCTKR2017001483-appb-I000187
과
Figure PCTKR2017001483-appb-I000188
을 각각 구분해낼 수 있다. At this time,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000179
To distinguish them from each other
Figure PCTKR2017001483-appb-I000180
Each of the weights applied to
Figure PCTKR2017001483-appb-I000181
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000182
Defined as Likewise,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000183
To distinguish them from each other
Figure PCTKR2017001483-appb-I000184
Each of the weights applied to
Figure PCTKR2017001483-appb-I000185
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000186
Defined as In this case, the terminal through the process described in Equation 28 to Equation 30
Figure PCTKR2017001483-appb-I000187
and
Figure PCTKR2017001483-appb-I000188
Can be identified separately.
한편, 기지국은 첫 두 타임슬롯에서 전송되는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000189
과 이어지는 두 타임슬롯에서 전송되는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000190
을 서로 구분하기 위하여, 첫 두 타임슬롯에서는 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000191
를 할당하고(도 23(a), 도 23(b)), 이어지는 두 타임슬롯에서는 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000192
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000193
할당한다(도 23(c), 도 23(d)). 이 경우, 섹터 내에서 위쪽 두 개의 영역과 아래쪽 두 개의 영역을 구별하기 위해 추가적으로 시퀀스를 할당했으므로, 단말의 코릴레이터 수는 그만큼 늘어나게 된다. Meanwhile, the base station is transmitted in the first two timeslots
Figure PCTKR2017001483-appb-I000189
Transmitted in the two timeslots
Figure PCTKR2017001483-appb-I000190
In order to distinguish between them, the first two timeslots contain a sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000191
((A) and (b)), and in the following two timeslots, the sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000192
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000193
23 (c) and 23 (d). In this case, since an additional sequence is allocated to distinguish between the upper two regions and the lower two regions in the sector, the number of correlators of the terminal increases by that amount.
도 23에서 설명한 실시 예에 의하면, 채널이 변하지 않아야 하는 구간이 2개의 타임슬롯으로 줄어들게 되어 채널의 급격한 변화에 더 강건한 방식이 된다.According to the embodiment described with reference to FIG. 23, the section in which the channel should not be changed is reduced to two timeslots, thereby making it more robust to sudden changes in the channel.
도 24는 제안하는 또 다른 실시 예에 따른 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 도시하는 흐름도이다. 도 24에서는 앞서 제안하고 설명한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시하고 설명한다. 따라서, 도 24에서 명시적으로 기술되지 않더라도 앞서 도 19 내지 도 23에서 설명한 내용들이 동일하거나 유사하게 적용될 수 있다.24 is a flowchart illustrating a synchronization process and a beam scanning process according to another embodiment of the present disclosure. In FIG. 24, the previously proposed and described embodiments are illustrated and described according to a time series flow. Therefore, although not explicitly described with reference to FIG. 24, the contents described above with reference to FIGS. 19 to 23 may be identically or similarly applied.
먼저, 기지국과 단말 간에는 동기 신호를 반복하여 전송하기 위한 프리코더 셋(즉, 코드북)이 공유된다(S2410). 이러한 코드북은 2차 프리코더들의 가중합으로 구성되는 3차 프리코더들로 구성될 수 있으며, 각각의 2차 프리코더들에는 가중합이 다르게 적용된다. 이때, 프리코더 셋을 구성하는 3차 프리코더들의 생성에 이용되는 가중합 벡터(즉, OCC) 각각은 서로 직교하도록 구성될 수 있다. 한편, 코드북은 기지국에 의해 생성되어 단말로 전송될 수도 있으며, 단말이 직접 코드북을 생성할 수도 있다는 것은 앞서 도 12에서 설명한 바와 같다.First, a precoder set (ie, a codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S2410). Such a codebook may consist of tertiary precoders composed of weighted sums of secondary precoders, and the weighted sum is applied differently to each secondary precoder. In this case, each of the weighting vectors (ie, OCCs) used for generation of the third order precoders constituting the precoder set may be configured to be orthogonal to each other. Meanwhile, the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, and the terminal may directly generate the codebook as described above with reference to FIG. 12.
이어서, 기지국은 프리코더 셋(코드북)을 구성하는 3차 프리코더들 중 어느 하나를 선택하여 동기 신호를 전송한다(S2420). 동기 신호에 적용되는 3차 프리코더로써 프리코더 셋에 포함된 3차 프리코더 중 어느 하나가 임의로 선택될 수 있다. 이어서, 기지국은 다음 OFDM 심볼에서 프리코더 셋(코드북) 중 다른 3차 프리코더를 선택하여 동기 신호를 반복하여 전송한다(S2430). S2430에서는 프리코더 셋 중에서 S2420에서 선택된 프리코더를 제외한 3차 프리코더 중 어느 하나가 선택된다. 도 24에는 동기 신호의 반복 전송 횟수가 2인 경우를 가정하여 설명하였으나, 반복 횟수가 더 높은 경우에는 S2430의 과정이 반복하여 수행될 수 있다. Subsequently, the base station selects any one of the third precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S2420). As the third precoder applied to the synchronization signal, any one of the third precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected. Subsequently, the base station selects another third-order precoder of the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal (S2430). In S2430, any one of the precoder sets, except for the precoder selected in S2420, is selected. In FIG. 24, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the synchronization signal is 2, but if the number of repetitions is higher, the process of S2430 may be repeatedly performed.
단말은 반복하여 수신되는 동기 신호를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다(S2440). 이러한 과정은, 단말이 수신된 동기 신호의 타이밍과 시퀀스의 상관관계를 계산하여 최적의 값을 추정하는 과정으로 이해될 수 있다. 또한, S2440의 과정은 앞서 도 10 및 도 11에서 설명한 실시 예에 따라, 단말이 상관관계를 계산하는 과정에서 중간 값들을 스택에 저장하고 불러오는 실시 예가 적용될 수도 있다. The terminal performs synchronization with the base station by using the synchronization signal repeatedly received (S2440). This process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between the timing and the sequence of the received synchronization signal. In addition, in the process of S2440, according to the embodiment described above with reference to FIGS. 10 and 11, an embodiment in which the terminal stores and retrieves intermediate values in a stack may be applied in the process of calculating correlation.
S2440에서 각 타임슬롯마다 타이밍과 시퀀스가 추정됨으로써 동기화 수행이 완료되면, 단말은 S2420 및 S2430 에서 수신된 동기 신호들을 이용하여 빔 스캐닝 과정을 수행한다(S2450). 즉, 단말은 각 타임슬롯마다 동기화를 수행하면서 획득된 상관관계 값에 대하여 수학식 28 내지 수학식 30에서 설명한 과정을 수행하며, 이에 따라 단말은 복수의 빔들 중에서 가장 강하게 수신되는 빔을 구분해낼 수 있다. 이러한 빔 스캐닝 과정을 통해서 단말은 섹터 내에서 자신의 위치(즉, 서브섹터)를 구별해낼 수 있게 된다.When the synchronization is completed by estimating the timing and the sequence for each timeslot in S2440, the terminal performs the beam scanning process using the synchronization signals received in S2420 and S2430 (S2450). That is, the terminal performs the process described in Equation 28 to Equation 30 with respect to the correlation values obtained while performing synchronization for each time slot, and accordingly, the UE can distinguish the most strongly received beam from among the plurality of beams. have. Through this beam scanning process, the terminal can distinguish its own position (ie, subsector) in the sector.
상술한 과정을 통해서, 기지국은 코드북에 OCC를 도입함으로써 빔 스캐닝을 위한 추가적인 시퀀스를 할당하지 않으면서도 단말이 빔 스캐닝을 수행할 수 있게한다. 이에 따라, 단말은 빔 스캐닝 과정을 구현하기 위한 복잡도 상승을 최소화할 수 있다. Through the above-described process, the base station introduces OCC into the codebook, thereby allowing the terminal to perform beam scanning without allocating an additional sequence for beam scanning. Accordingly, the terminal can minimize the increase in complexity for implementing the beam scanning process.
5. 제안하는 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정 25. Proposed synchronization process and beam scanning process 2
5.1 빔 확장 기법5.1 Beam Expansion Technique
도 25(a), 도 25(b), 도 25(c)에서는 제안하는 실시 예를 설명하기에 앞서 빔 확장 기법(beam broadening technique)에 대해 설명한다. 선형 안테나 배열의 크기가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000194
인 경우, 빔 포밍 이득은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000195
에 비례하지만, 빔폭 또는 반전력 빔폭(HPBW, Half Power Beam Width)은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000196
에 반비례한다. 따라서, 선형 안테나 배열의 크기가 클수록 우수한 빔포밍 이득을 얻을 수 있는 반면에, 빔폭은 좁아지게 된다. 25 (a), 25 (b) and 25 (c), the beam broadening technique will be described before explaining the proposed embodiment. The size of a linear antenna array
Figure PCTKR2017001483-appb-I000194
If, the beamforming gain is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000195
Although proportional to, the beam width or half power beam width (HPBW)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000196
Inversely proportional to Therefore, the larger the size of the linear antenna array, the better beamforming gain can be obtained, while the beam width becomes narrower.
한편, 방송 채널이나 제어 채널은 특성상 넓은 빔폭이 요구되는 반면에 낮은 SNR을 요구하기 때문에, 상대적으로 높은 빔포밍 이득이 필요하지는 않다. 이러한 경우, 크기가 큰 안테나 배열은 상술한 특성을 만족하기 위해 새로운 빔포밍 디자인이 요구된다. 이하에서 설명할 빔포밍 디자인을 빔 확장 기법이라 한다. On the other hand, since a broadcast channel or a control channel requires a wide beam width while requiring a low SNR, a relatively high beamforming gain is not required. In such a case, a large antenna arrangement requires a new beamforming design to satisfy the above-described characteristics. The beamforming design described below is called a beam extension technique.
도 25(a)에는 8개의 안테나 배열에 따른 빔폭이 도시된다. 도 25(a)에서 8개의 안테나로 구성된 안테나 배열에 의해 생성된 빔의 폭은 15'이며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000197
는 선형 안테나 배열의 계수를 나타내는 벡터이다. 또한,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000198
은 크기 8의 DFT 행렬의 1번째 열을 나타내며, 도 25(a)에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000199
의 관계에 있다.In FIG. 25A, beamwidths of eight antenna arrays are shown. In FIG. 25 (a), the width of the beam generated by the antenna array including eight antennas is 15 ',
Figure PCTKR2017001483-appb-I000197
Is a vector representing the coefficients of the linear antenna array. Also,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000198
Denotes the first column of the DFT matrix of size 8, and in FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000199
Is in a relationship.
도 25(b)는 도 25(a)의 안테나 배열에서 빔 확장 기법이 적용된 결과를 도시한다. 도 25(b)는 8 개의 안테나 중에서 가운데 2개의 안테나만 동작시키고(on), 나머지 안테나들은 동작하지 않을 때(off)의 빔폭을 도시한다. 도 25(b)에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000200
은 크기 2의 DFT 행렬의 1번째 열을 나타내며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000201
의 관계에 있다.FIG. 25 (b) shows the result of applying the beam extension technique to the antenna arrangement of FIG. 25 (a). FIG. 25 (b) shows the beamwidth when only two of the eight antennas are on (on) and the remaining antennas are off (off). In Figure 25 (b)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000200
Represents the first column of the DFT matrix of size 2,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000201
Is in a relationship.
도 25(b)의 경우, 빔포밍에 관여하는 안테나 수는 1/4로 줄어든 반면, 빔폭은 15'에서 60'로 4배 확장되고 빔포밍 이득은 6.6227dB만큼 감소하게 된다. 이러한 방식은 빔포밍 손실이 있을 뿐 아니라, 후술할 AAS(Active Antenna System)를 가정할 때 전력 손실 까지 발생하여 효율이 낮다. In the case of FIG. 25 (b), the number of antennas involved in beamforming is reduced to one quarter, while the beam width is expanded four times from 15 'to 60' and the beamforming gain is reduced by 6.6227 dB. This method not only has a beamforming loss but also has a low efficiency due to power loss when assuming an active antenna system (AAS) to be described later.
도 25(c)는 또 다른 빔 확장 기법이 적용된 결과를 도시한다. 도 25(c)에서는 8 개의 안테나를 2개의 부배열(또는, 서브어레이)로 구분하고, 각 부배열은 4개의 연속된 안테나들로 정의된다. 첫번째 부배열 및 두번째 부배열들은 각각 크기가 4인 DFT 행렬의 2번째 열, 4번째 열의 계수
Figure PCTKR2017001483-appb-I000202
를 가지며,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000203
의 관계를 만족한다.25 (c) shows the result of applying another beam extension technique. In FIG. 25C, eight antennas are divided into two subarrays (or subarrays), and each subarray is defined as four consecutive antennas. The first subarray and the second subarray are coefficients of the second and fourth columns of the DFT matrix of size 4, respectively.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000202
Has,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000203
Satisfies the relationship.
도 25(c)의 경우, 각 부배열은 4개의 안테나로 구성되어 30'씩의 빔폭을 가지며, 빔포밍 이득은 4.8165dB 감소하게 된다. 한편, 두 부배열은 서로 다른 방향으로 빔포밍되기 때문에 전체 빔폭은 60'를 만족한다. 도 25(b)의 방식과 비교할 때, 도 25(c)의 빔 확장 기법은 모든 안테나가 동작하고 있어서 전력 손실이 발생하지 않는다. 나아가, 2 개의 다중 빔이 전송되면서도 모든 안테나 계수들의 크기가 1로 동일하다. In the case of FIG. 25C, each sub-array is composed of four antennas and has a beam width of 30 ', and the beamforming gain is reduced by 4.8165 dB. On the other hand, since the two sub-arrays are beamformed in different directions, the total beam width satisfies 60 '. Compared with the scheme of FIG. 25 (b), the beam extension technique of FIG. 25 (c) does not cause power loss since all antennas are operating. Furthermore, the size of all antenna coefficients is equal to 1 while two multiple beams are transmitted.
일반적으로, 선형 안테나 배열의 크기가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000204
이고,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000205
개의 부배열을 이용하여 빔 확장 기법을 적용할 때, 확장되는 빔폭의 비율은
Figure PCTKR2017001483-appb-I000206
이 된다. 결과적으로, 도 25(c)의 부배열 개념을 도입한 빔 확장 기법은 모든 안테나를 이용하면서도 빔폭을 확장시킬 수 있는 방식이다. In general, the size of a linear antenna array
Figure PCTKR2017001483-appb-I000204
ego,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000205
When applying the beam extension technique using two subarrays, the ratio of the expanded beamwidth
Figure PCTKR2017001483-appb-I000206
Becomes As a result, the beam extension technique incorporating the sub-array concept of FIG. 25 (c) is a method that can extend the beam width while using all antennas.
5.2 제안하는 실시 예 1 5.2 Suggested Example 1
이하에서는 도 26 내지 도 31 을 통해서, 상술한 부배열 개념을 적용한 동 기화 방법 및 빔 스캐닝 방법을 제안한다. 먼저, 부배열 개념과 빔 확장 기법을 적용한 동기화 방법에 대해 설명한다. Hereinafter, a synchronization method and a beam scanning method applying the above-described subarray concept will be described with reference to FIGS. 26 to 31. First, a synchronization method using the subarray concept and the beam extension method will be described.
도 21 에서는 4 개의 타임 슬롯 동안 다수의 빔이 전송되는 과정을 설명한 15 바 있다. 도 21 의 실시 예에서 동기 신호에 적용되는 프리코더는 수학식 12 에서 설명한 바와 같이 기본 프리코더(또는, 2 차 프리코더)들의 가중합이다. 그러나, 이 때 동기 신호 프리코더의 각 요소들의 크기는 모두 상이하다. 예를 들어, 기본 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000207
은 크기 4인 DFT 행렬의 서로 다른 열이며, 수학식 32와 같이 정의되는 경우를 생각해본다. 21 illustrates a process of transmitting a plurality of beams during four time slots. In the embodiment of FIG. 21, the precoder applied to the synchronization signal is a weighted sum of basic precoders (or secondary precoders) as described in Equation 12. However, the size of each element of the sync signal precoder is different at this time. For example, the default precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000207
Are different columns of a DFT matrix having a size of 4, and consider a case defined as Eq.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000032
Figure PCTKR2017001483-appb-M000032
수학식 32에 기초하여, 도 21 에서 설명한 동기 신호 코드북은 수학식 33과 같이 정의된다.Based on Equation 32, the synchronization signal codebook described with reference to FIG. 21 is defined as in Equation 33.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000033
Figure PCTKR2017001483-appb-M000033
이와 같이 가중합에 의한 프리코더의 경우, 기본 프리코더와 달리 각 요소들의 크기가 서로 다르다. As described above, in the case of the precoder by weighted summation, each element has a different size from the basic precoder.
한편, mmWave 시스템의 경우 도 26에 도시된 바와 같이 개별 안테나마다 위상 변위기(phase shifter) 및 전력 증폭기(power amplifier)를 갖는 AAS를 고려한다. 이때, 동기 신호 프리코더의 각 요소들의 위상과 크기는 해당 요소에 대응하는 개별 안테나의 위상 변위기와 전력 증폭기에 의해 구현된다. Meanwhile, in the case of the mmWave system, as shown in FIG. 26, an AAS having a phase shifter and a power amplifier for each antenna is considered. At this time, the phase and magnitude of each element of the sync signal precoder are implemented by a phase shifter and a power amplifier of an individual antenna corresponding to the element.
이러한 AAS 안테나 구조 하에서 전력 손실을 최소화하기 위해서는, 모든 안테나의 전력 증폭기의 출력을 동일하게 한 상태에서 각 안테나 별로 위상을 변화시켜 신호를 전송해야 한다. 이러한 과정은 프리코더의 계수가 동일함을 전제로 한다. 그러나, 동기 신호의 프리코더 계수는 상술한 바와 같이 안테나의 구성에 따라 달라지게 되어 이러한 조건을 만족할 수 없으며, 결국 전력 손실로 이어지게 된다.In order to minimize power loss under such an AAS antenna structure, a signal must be transmitted by changing a phase for each antenna while the outputs of all power amplifiers are the same. This process assumes that the coefficients of the precoder are the same. However, as described above, the precoder coefficient of the synchronization signal may vary depending on the configuration of the antenna, and thus may not satisfy this condition, resulting in power loss.
이를 위해, 상술한 바와 같이 부배열(서브어레이) 개념을 도입한 빔 확장 기법을 고려한다. 빔 확장 기법은 전체 안테나를 그룹화 하여 각 부배열들을 독립적으로 제어하여 빔을 전송하는 기법이다. 이 경우, 모든 안테나의 전력 증폭기 출력을 동일하게 고정시킨 상태에서 위상만을 조절하여 빔 방향을 제어하는 것이 가능해진다. 예를 들어, 도 27은 안테나 수가 32개이며 4개의 부배열로 구성된 안테나 배열의 예시를 도시한다. 이때, 각 부배열은 8 개의 안테나를 포함하도록 구성되며 폭이 15'인 빔을 생성한다. 그리고, 각 부배열은 생성된 빔의 방향을 개별적으로 제어할 수 있어, 종합적으로 도 27의 빔 구조가 구현될 수 있다. To this end, a beam extension technique in which the subarray concept is introduced as described above is considered. The beam extension technique is a technique for transmitting a beam by controlling all subarrays independently by grouping all antennas. In this case, it is possible to control the beam direction by adjusting only the phase in a state where the power amplifier outputs of all the antennas are fixed in the same manner. For example, FIG. 27 shows an example of an antenna arrangement with 32 antennas and four subarrays. In this case, each sub-array is configured to include eight antennas and generates a beam having a width of 15 '. Each sub-array may individually control the direction of the generated beam, so that the beam structure of FIG. 27 may be comprehensively implemented.
도 27에서 각 부배열에 대응되는 프리코더를
Figure PCTKR2017001483-appb-I000208
로 정의하며, 이때 각 프리코더의 계수 크기는 모두 동일하고 위상만이 다르다. 결과적으로, 빔 확장 기법을 활용함으로써 AAS 안테나 구조에서의 출력 문제를 해결할 수 있게 된다.In FIG. 27, the precoder corresponding to each sub-array is shown.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000208
In this case, the coefficient size of each precoder is the same and only the phase is different. As a result, it is possible to solve the output problem in the AAS antenna structure by utilizing the beam extension technique.
이하에서는 빔 확장 기법을 바탕으로 한 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정에 대해 구체적으로 설명한다. Hereinafter, a synchronization process and a beam scanning process based on the beam extension technique will be described in detail.
제안하는 실시 예에 의하면, 동기화 과정에서 이용되는 동기 신호 프리코더는 2개 이상의 기본 프리코더(또는, 상술한 2차 프리코더)들의 스택(stack)으로 정의된다. 이때, 각각의 동기 신호 프리코더들은 각 기본 프리코더들의 가중치를 다르게함으로써 정의된다. 동기 신호 프리코더가 기본 프리코더들의 스택으로 정의된다는 개념을 수학식 34를 통해 더 설명한다. According to the proposed embodiment, the synchronization signal precoder used in the synchronization process is defined as a stack of two or more basic precoders (or the above-described secondary precoders). In this case, the respective sync signal precoders are defined by different weights of the respective basic precoders. Equation 34 further illustrates the concept that the synchronization signal precoder is defined as a stack of basic precoders.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000034
Figure PCTKR2017001483-appb-M000034
수학식 34에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000209
은 크기가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000210
인 n 번째 기본 프리코더를 의미하며, 동기 신호 코드북을 구성하는 4개의 프리코더(즉, 3차 프리코더)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000211
(t=0, 1, 2, 3)들 각각은 연속하는 4개의 기본 프리코더들이 하나의 열을 구성함으로써 정의된다. 즉, 동기 신호 코드북에 포함된 각각의 프리코더들은 4개의 기본 프리코더들(
Figure PCTKR2017001483-appb-I000212
)이 열(column) 방향으로 연접된(concatenated) 형태로 설계된다. 이때, 연접되는 각각의 기본 프리코더들의 가중치는 각 3차 프리코더마다 다르게 정의된다. 수학식 34에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000213
는 기본 프리코더들의
Figure PCTKR2017001483-appb-I000214
번째 계수를 나타내며, 이는 기본 프리코더의 모든 계수들의 크기가 동일함을 의미한다. 또한, 동기 신호 코드북을 구성하는 3차 프리코더들의 모든 계수들의 크기는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000215
로 동일하며, 이는 수학식 32 및 33에서 설명한 이전의 실시 예들과는 다른 것이다.In (34)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000209
Is the size
Figure PCTKR2017001483-appb-I000210
The nth basic precoder, i.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000211
Each of (t = 0, 1, 2, 3) is defined by contiguous four basic precoders forming one column. That is, each precoder included in the sync signal codebook includes four basic precoders (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000212
) Is designed to be concatenated in the column direction. In this case, the weights of the respective basic precoders to be concatenated are defined differently for each tertiary precoder. In (34)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000213
Is the default precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000214
The second coefficient, which means that all coefficients of the basic precoder have the same magnitude. Further, the magnitudes of all coefficients of the third order precoders constituting the synchronization signal codebook are
Figure PCTKR2017001483-appb-I000215
This is the same as, different from the previous embodiments described in Equations 32 and 33.
한편, 부배열의 개수를
Figure PCTKR2017001483-appb-I000216
로 표현하면(도 27에서는 4), 3차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000217
는 수학식 35와 같이 정의된다. On the other hand, the number of subarrays
Figure PCTKR2017001483-appb-I000216
(4 in Figure 27), the third precoder
Figure PCTKR2017001483-appb-I000217
Is defined as in Equation 35.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000035
Figure PCTKR2017001483-appb-M000035
수학식 35에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000218
는 크기가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000219
인 벡터
Figure PCTKR2017001483-appb-I000220
를 대각 성분으로 갖는 대각 행렬이다. 벡터
Figure PCTKR2017001483-appb-I000221
는 아래의 수학식 36와 같이 행렬로 정의될 수 있으며, 수학식 36의 행렬이 상술한 가중치 행렬이 된다. 가중치 행렬의 크기는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000222
이다.In equation (35)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000218
Is the size
Figure PCTKR2017001483-appb-I000219
Phosphorus vector
Figure PCTKR2017001483-appb-I000220
Is a diagonal matrix with. vector
Figure PCTKR2017001483-appb-I000221
May be defined as a matrix as in Equation 36 below, and the matrix of Equation 36 is the weight matrix described above. The size of the weight matrix is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000222
to be.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000036
Figure PCTKR2017001483-appb-M000036
수학식 34 내지 수학식 36에 의해 정의되는 3차 프리코더들은 복수의 연접하는 기본 프리코더들로 구성되며, 각각의 기본 프리코더들은 안테나 부배열을 서로 독립적으로 제어하여 빔포밍을 수행한다.The third order precoders defined by Equations 34 to 36 are composed of a plurality of concatenated basic precoders, and each basic precoder performs beamforming by independently controlling antenna subarrays.
이어서, 부배열 개념과 빔 확장 기법을 적용한 빔 스캐닝 과정을 설명한다. 수학식 34 내지 수학식 36에 따라 동기화 신호가 전송되는 경우, 단말의 수신 신호는 아래의 수학식 37과 같이 표현될 수 있다. Next, a beam scanning process using the subarray concept and the beam extension method will be described. When the synchronization signal is transmitted according to Equations 34 to 36, the received signal of the terminal may be expressed as Equation 37 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000037
Figure PCTKR2017001483-appb-M000037
수학식 37에서 수신 신호
Figure PCTKR2017001483-appb-I000223
와 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000224
간의 상관관계 값을
Figure PCTKR2017001483-appb-I000225
로 정의하면, 수학식 37은 수학식 38과 같이 표현된다.Received signal in equation 37
Figure PCTKR2017001483-appb-I000223
And sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000224
Correlation values between
Figure PCTKR2017001483-appb-I000225
Equation 37 is expressed as Equation 38.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000038
Figure PCTKR2017001483-appb-M000038
수학식 38은 수학식 28과 동일하다. 이는, 부배열 개념과 빔 확장 기법이 적용된 빔 스캐닝 과정이 앞서 설명했던 실시 예의 과정과 동일하게 수행될 수 있음을 의미한다. 즉, 단말은 기지국이 빔 스캐닝 과정을 위한 빔 ID를 별도로 생성하거나 할당하지 않더라도, 수학식 28 내지 수학식 30에서 설명했던 실시 예에 따라 반복하여 수신되는 동기 신호의 가중치 행렬을 이용하여 빔들을 구분해낼 수 있게 된다(즉, 빔 스캐닝 과정이 수행된다). 빔 스캐닝 과정에서 단말은 빔들 각각의 수신 파워를 추정할 수 있으며, 이를 바탕으로 가장 수신 파워가 좋은 빔을 선택하게 된다. Equation 38 is the same as Equation 28. This means that the beam scanning process to which the sub-array concept and the beam extension technique are applied can be performed in the same manner as the above-described embodiment. That is, although the base station does not separately generate or allocate a beam ID for the beam scanning process, the terminal distinguishes beams by using a weight matrix of synchronization signals repeatedly received according to the embodiments described in Equations 28 to 30. (I.e., the beam scanning process is performed). In the beam scanning process, the UE may estimate the reception power of each of the beams, and select the beam having the best reception power based on this.
상술한 실시 예들에 의하면, 동기 신호 코드북의 계수 크기가 동일하다는 점을 활용하여, 기본 프리코더들을 연접하여 생성된 3차 프리코더들로 동기 신호 코드북을 정의한다. 이에 따라, 동기화 과정에서 전력 손실을 최소화할 수 있으면서도 앞서 제안했던 방식과 동일하게 빔 스캐닝 과정을 설계할 수 있다. According to the above-described embodiments, the synchronization signal codebook is defined as third-order precoders generated by concatenating basic precoders by utilizing the fact that the coefficient sizes of the synchronization signal codebooks are the same. Accordingly, the beam scanning process can be designed in the same manner as previously proposed while minimizing the power loss during the synchronization process.
도 28은 제안하는 또 다른 방식의 실시 예를 도시한다. 도 28의 실시 예에서는, 모든 타임 슬롯에서 동기 신호 프리코더를 고정시킨 상태에서, 각 RF 체인(Radio Frequency chain)에 입력되는 시퀀스를 매 타임 슬롯마다 변경시킨다. 도 27에서는 모든 타임 슬롯에서 동일한 동기 시퀀스를 입력하면서 3차 프리코더를 타임 슬롯마다 다르게 설계하는 방식이라면, 도 28에서는 반대로 3차 프리코더를 동일하게 유지시킨 채로 동기 시퀀스를 타임 슬롯마다 다르게 입력하는 방식이다. 28 shows another embodiment of the proposed method. In the embodiment of FIG. 28, in a state where the synchronization signal precoder is fixed in all time slots, a sequence input to each radio frequency chain is changed every time slot. In FIG. 27, if the third precoder is designed differently for each time slot while inputting the same sync sequence in all time slots, in FIG. 28, the sync sequence is input differently for each time slot with the third precoder kept the same. That's the way.
도 28에 도시된 부배열(서브어레이)에는 RF 체인이 한 개씩 연결되어 설치된다. 각각의 RF 체인을 통해 동기 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000226
가 입력되며, 각 RF 체인 별로 서로 다른 동기 시퀀스가 전달 및 입력될 수 있다. 일 예로, 0번째 서브어레이 에서는 모든 타임 슬롯에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000227
를 전송한다. 반면에, 1번째 서브어레이에서는 4번의 타임 슬롯(T.S.) 동안 시퀀스들이
Figure PCTKR2017001483-appb-I000228
순서로 입력된다. In the subarray (subarray) illustrated in FIG. 28, the RF chains are connected one by one. Sync sequence through each RF chain
Figure PCTKR2017001483-appb-I000226
Is input, and different synchronization sequences may be transmitted and input for each RF chain. For example, in the 0th subarray, all time slots
Figure PCTKR2017001483-appb-I000227
Send it. On the other hand, in the first subarray, sequences are generated during four time slots (TS).
Figure PCTKR2017001483-appb-I000228
Are entered in order.
이때, 동기 신호 프리코더(3차 프리코더)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000229
는 수학식 39와 같이 정의되며, 4개의 타임 슬롯 동안 동일한 값을 가진다.At this time, the sync signal precoder (third precoder)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000229
Is defined as in Equation 39, and has the same value for four time slots.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000039
Figure PCTKR2017001483-appb-M000039
도 28의 실시 예에서, 단말의 수신 신호는 수학식 40과 같이 표현된다.In the embodiment of Figure 28, the received signal of the terminal is expressed as shown in equation (40).
Figure PCTKR2017001483-appb-M000040
Figure PCTKR2017001483-appb-M000040
수학식 40의 최우측 변은 수학식 37의 최우측 변과 동일하다. 결과적으로, 동기 신호 프리코더를 타임 슬롯에 따라 변화시키는 도 27의 방식 대신에, 입력되는 동기 시퀀스를 타임 슬롯에 따라 변화시키더라도 동일한 결과를 얻을 수 있다. 이는, 단말은 앞서 도 27에서 설명한 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정을 도 28의 경우에도 동일하게 수행할 수 있음을 의미한다. The rightmost side of (40) is the same as the rightmost side of (37). As a result, the same result can be obtained by changing the input synchronization sequence in accordance with the time slot, instead of the scheme of FIG. 27 in which the synchronization signal precoder is changed in accordance with the time slot. This means that the terminal may perform the same synchronization process and beam scanning process described above with reference to FIG. 28.
도 29 및 도 30은 제안하는 또 다른 실시 예를 도시한다. 앞서 설명했듯이, 코드북을 구성하는 3차 프리코더들은 연접한 복수의 기본 프리코더(2차 프리코더)로 정의된다. 이때, 제안하는 실시 예에 의하면 기본 프리코더들은 2개 이상의 1차 프리코더들을 연접하여 정의될 수 있다. 이러한 실시 예에서, 2차 프리코더의 빔은 연접한 1차 프리코더들의 빔들을 포함하게 된다. 29 and 30 show another example of the proposed method. As described above, the third precoders constituting the codebook are defined as a plurality of concatenated basic precoders (secondary precoders). In this case, according to the proposed embodiment, the basic precoders may be defined by concatenating two or more primary precoders. In this embodiment, the beam of the secondary precoder will comprise beams of contiguous primary precoders.
도 29에서 2차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000230
는 수학식 41과 같이 1차 프리코더
Figure PCTKR2017001483-appb-I000231
들을 연접하여 정의된다. 수학식 41에서 각 프리코더의 윗첨자는 해당 프리코더의 크기를 나타내며, 아래첨자는 프리코더 인덱스를 나타낸다.Secondary precoder in FIG. 29
Figure PCTKR2017001483-appb-I000230
Is the first precoder as
Figure PCTKR2017001483-appb-I000231
Are defined by concatenating them. In Equation 41, the superscript of each precoder indicates the size of the corresponding precoder, and the subscript indicates the precoder index.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000041
Figure PCTKR2017001483-appb-M000041
도 29에서 빔
Figure PCTKR2017001483-appb-I000232
은 두 빔
Figure PCTKR2017001483-appb-I000233
를 포함하도록 설계된다. 즉, 도 29의 실시 예에 의하면 협폭 빔(15')을 갖는 1차 프리코더들을 연접함으로써 광폭 빔(30')을 갖는 기본(2차) 프리코더를 정의한다. 나아가, 기본 프리코더를 연접하여 정의되는 동기 신호 코드북은 수학식 42와 같이 표현될 수 있다. Beam in Figure 29
Figure PCTKR2017001483-appb-I000232
Silver two beams
Figure PCTKR2017001483-appb-I000233
It is designed to include. That is, according to the embodiment of FIG. 29, the primary (secondary) precoder having the wide beam 30 ′ is defined by concatenating the primary precoders having the narrow beam 15 ′. Furthermore, the sync signal codebook defined by concatenating the basic precoder may be expressed as in Equation 42.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000042
Figure PCTKR2017001483-appb-M000042
도 30은 수학식 42의 동기 신호 코드북을 이용하여 각 빔에 전송되는 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000234
를 도시한다. 도 30의 실시 예에서 단말은 광폭 빔을 갖는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000235
은 구분할 수 있는 반면, 협폭 빔을 갖는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000236
는 구분할 수 없다. 즉, 도 21과 비교했을 때 도 30의 실시 예에 의하면 시퀀스 전송에 요구되는 타임 슬롯은 반으로 줄어들지만, 빔 해상도(resolution)도 절반으로 감소한다. 30 is a sequence transmitted to each beam using the synchronization signal codebook of Equation 42
Figure PCTKR2017001483-appb-I000234
Shows. In the embodiment of FIG. 30, the terminal has a wide beam.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000235
Can be distinguished, while having a narrow beam
Figure PCTKR2017001483-appb-I000236
Cannot be distinguished. That is, compared to FIG. 21, according to the embodiment of FIG. 30, the time slot required for sequence transmission is reduced by half, but the beam resolution is also reduced by half.
도 31은 제안한 실시 예에 따른 동기화 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 31에서는 도 25 내지 도 30에서 제안하고 설명한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시하고 설명하며, 도 31에서 명시적으로 기술되지 않더라도 앞서 설명한 내용들이 동일하거나 유사하게 적용될 수 있다.31 is a flowchart illustrating a synchronization method according to a proposed embodiment. In FIG. 31, the embodiments proposed and described with reference to FIGS. 25 to 30 are illustrated and described according to a time series flow, and the above descriptions may be identically or similarly applied, even if not explicitly described with reference to FIG. 31.
먼저, 기지국과 단말 간에는 동기 신호를 반복하여 전송하기 위한 프리코더 셋(즉, 코드북)이 공유된다(S3110). 이러한 코드북은 2차 프리코더들을 연접하여 생성되는 3차 프리코더들로 구성될 수 있다. 또한, 3차 프리코더를 구성하기 위해 각각의 2차 프리코더들에 적용되는 가중치는 프리코더 셋을 구성하는 복수의 3차 프리코더들에 각각에 대해 다르게 정의될 수 있다. 이때, 2차 프리코더들에 적용되는 가중치는 크기가 동일하고 위상만이 다르다. 또한, 2차 프리코더들 각각은 기지국의 안테나 배열을 구성하는 일부 안테나의 안테나 부배열에 대응한다. 한편, 코드북은 기지국에 의해 생성되어 단말로 전송될 수도 있으며, 단말이 직접 코드북을 생성할 수도 있다.First, a precoder set (ie, codebook) for repeatedly transmitting a synchronization signal is shared between a base station and a terminal (S3110). Such a codebook may consist of tertiary precoders generated by concatenating secondary precoders. In addition, the weights applied to the respective secondary precoders to configure the tertiary precoder may be defined differently for each of the plurality of tertiary precoders constituting the precoder set. At this time, the weights applied to the secondary precoders are the same in magnitude and differ only in phase. In addition, each of the secondary precoders corresponds to an antenna sub-array of some antennas constituting the antenna array of the base station. Meanwhile, the codebook may be generated by the base station and transmitted to the terminal, or the terminal may directly generate the codebook.
이어서, 기지국은 프리코더 셋(코드북)을 구성하는 3차 프리코더들 중 어느 하나를 선택하여 동기 신호를 전송한다(S3120). 동기 신호에 적용되는 3차 프리코더로써 프리코더 셋에 포함된 3차 프리코더 중 어느 하나가 임의로 선택될 수 있다. 이어서, 기지국은 다음 OFDM 심볼에서 프리코더 셋(코드북) 중 다른 3차 프리코더를 선택하여 동기 신호를 반복하여 전송한다. 각 반복 과정에서 기지국은 이미 선택된 프리코더를 제외한 3차 프리코더 중 어느 하나를 선택하여 동기 신호를 전송한다. Subsequently, the base station selects any one of the third precoders constituting the precoder set (codebook) and transmits a synchronization signal (S3120). As the third precoder applied to the synchronization signal, any one of the third precoders included in the precoder set may be arbitrarily selected. Subsequently, the base station selects another third-order precoder of the precoder set (codebook) in the next OFDM symbol and repeatedly transmits a synchronization signal. In each iteration, the base station selects one of the third precoders except for the precoder which is already selected, and transmits a synchronization signal.
S3120에서, 기지국은 3차 프리코더를 구성하는 복수의 연접한 2차 프리코더 각각을 통해 안테나 부배열들을 제어한다. 2차 프리코더들 각각은 안테나 부배열에 대응하기 때문에, 기지국은 하나의 타임 슬롯에서 적용되는 3차 프리코더를 통해 복수의 안테나 부배열을 제어함으로써 빔 확장 기법을 달성할 수 있다. In S3120, the base station controls the antenna sub-arrays through each of the plurality of concatenated secondary precoders constituting the tertiary precoder. Since each of the secondary precoders corresponds to an antenna subarray, the base station can achieve the beam extension technique by controlling the plurality of antenna subarrays through the tertiary precoder applied in one time slot.
단말은 반복하여 수신되는 동기 신호를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다(S3130). 이러한 과정은, 단말이 수신된 동기 신호의 타이밍과 시퀀스의 상관관계를 계산하여 최적의 값을 추정하는 과정으로 이해될 수 있다. 또한, S3130의 과정에는, 앞서 도 10 및 도 11에서 설명한 실시 예와 유사하게 단말이 상관관계를 계산하는 과정에서 중간 값들을 스택에 저장하고 불러오는 실시 예가 적용될 수도 있다. The terminal performs synchronization with the base station by using the synchronization signal repeatedly received (S3130). This process may be understood as a process of estimating an optimal value by calculating a correlation between the timing and the sequence of the received synchronization signal. In addition, in the process of S3130, similar to the embodiment described above with reference to FIGS. 10 and 11, an embodiment of storing and recalling intermediate values on a stack may be applied in the process of calculating correlation.
도 31에 명시적으로 도시되지는 않으나, 단말은 각 타임슬롯마다 타이밍과 시퀀스가 추정됨으로써 동기화 수행이 완료되면, 단말은 반복하여 수신된 동기 신호들을 이용하여 빔 스캐닝 과정을 수행할 수도 있다. 즉, 단말은 각 타임슬롯마다 동기화를 수행하면서 획득된 상관관계 값에 대하여 수학식 28 내지 수학식 30에서 설명한 과정을 수행하며, 이에 따라 단말은 복수의 빔들 중에서 가장 강하게 수신되는 빔을 구분해낼 수 있다. 이러한 빔 스캐닝 과정을 통해서 단말은 섹터 내에서 자신의 위치(즉, 서브섹터)를 구별해낼 수 있게 되며, 이러한 빔 스캐닝 과정은 도 24에서 설명한 과정이 유사하게 적용될 수 있다. Although not explicitly illustrated in FIG. 31, when the synchronization is completed by estimating timing and sequence for each timeslot, the terminal may repeatedly perform a beam scanning process using the received synchronization signals. That is, the terminal performs the process described in Equation 28 to Equation 30 with respect to the correlation values obtained while performing synchronization for each time slot, and accordingly, the UE can distinguish the most strongly received beam from among the plurality of beams. have. Through this beam scanning process, the UE can distinguish its own position (ie, subsector) in the sector, and the beam scanning process may be similarly applied to the process described with reference to FIG. 24.
한편, 도 31과 관련하여 이상에서는 3차 프리코더가 타임 슬롯마다 다르게 선택되는 실시 예에 대해 설명하였으나, 도 28에서 설명한 실시 예에 따라 하나의 3차 프리코더만이 활용될 수도 있다. 즉, 기지국은 각각의 안테나 부배열에 대응하는 RF 체인에 입력되는 시퀀스를 타임 슬롯마다 변경함으로써, 하나의 3차 프리코더만을 활용하면서도 도 27의 경우와 유사한 결과를 얻을 수도 있다. 나아가, 3차 프리코더를 구성하는 각각의 2차 프리코더들은 복수의 1차 프리코더들을 연접하여 정의될 수 있음은 앞서 설명한 바 있다. Meanwhile, the embodiment in which the third precoder is differently selected for each time slot has been described above with reference to FIG. 31, but only one third precoder may be used according to the embodiment described with reference to FIG. 28. That is, the base station may change the sequence input to the RF chain corresponding to each antenna sub-array for each time slot, thereby obtaining a result similar to the case of FIG. 27 while utilizing only one third order precoder. Furthermore, as described above, each of the secondary precoders constituting the tertiary precoder may be defined by concatenating a plurality of primary precoders.
이상에서 제안한 실시 예에 의하면, 프리코더 셋을 구성하는 프리코더들을 설계하는 과정에서 복수의 프리코더를 연접함으로써, 동기 신호 전송시 전력 손실을 최소화할 수 있다. According to the embodiment proposed above, by connecting a plurality of precoder in the process of designing the precoder constituting the precoder set, it is possible to minimize the power loss during transmission of the synchronization signal.
이러한 방식은 하이브리드(hybrid) 빔포밍과는 구별된다. 하이브리드 빔포밍의 경우 아날로그 빔포밍은 고정시킨 채로 디지털 빔포밍 과정을 줄여서 단말의 피드백 부담을 줄이는 방식이다. 반면에, 제안하는 실시 예에서는 아날로그 빔포밍이 안테나 부배열마다 다르게 정의됨으로써 빔 확장 기법이 적용되는 방식이다. 하이브리드 빔포밍의 경우 빔포밍의 엔벨롭(envelope)이 고정되기 때문에 동기 신호 전송으로는 부적합하지만, 제안하는 실시 예에 따르면 빔포밍이 넓게 확장되어 동기 신호 전송이 더 효율적으로 이루어지게 된다.This approach is distinct from hybrid beamforming. In the hybrid beamforming, the analog beamforming is fixed while the digital beamforming process is reduced to reduce the feedback burden of the terminal. On the other hand, in the proposed embodiment, the analog beamforming is defined differently for each antenna sub-array so that the beam extension technique is applied. Hybrid beamforming is not suitable for synchronous signal transmission because the envelope of the beamforming is fixed. However, according to the proposed embodiment, the beamforming is widely extended and thus the synchronous signal transmission is more efficient.
5.3 제안하는 실시 예 25.3 Suggested Example 2
이하에서는 도 32 내지 도 34를 통해서 부배열 개념을 이용한 동기화 과정과 빔 스캐닝 과정의 또 다른 실시 예를 제안한다. 도 32 내지 도 34에서는 도 28에서 설명한 내용들을 더 구체화한 실시 예를 설명한다. Hereinafter, another embodiment of a synchronization process using a subarray concept and a beam scanning process will be described with reference to FIGS. 32 to 34. 32 to 34 describe embodiments of the contents described above with reference to FIG. 28.
먼저, 도 28에서와 유사하게 부배열 모두에 적용되는 3차 프리코더가 고정된 상황을 고려한다. 이때의 3차 프리코더는 수학식 39에서 설명한 바에 따라 정의되며, 4개의 타임 슬롯 동안 고정된다. 나아가, 4개의 타임 슬롯에 걸쳐서 RF 체인을 통해 안테나 부배열로 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000237
가 입력되며, 기준 시퀀스에는 타임 슬롯마다 소정의 가중치가 곱해질 수 있다. 기준 시퀀스에 가중치가 곱해진 시퀀스를 동기 시퀀스라 한다. 이러한 가중치는 상술한 OCC(Orthogonal Cover Code)로 이해될 수 있으며, 안테나 부배열(또는, RF 체인) 별로 다르게 결정될 수 있다. 또한, 기준 시퀀스에 소정의 타임 슬롯에 걸쳐서 가중치가 곱해진 일련의 행렬을 시그니쳐(signature)라 정의한다. 즉, 시그니쳐는 하나의 안테나 부배열에 대해 정의되는 동기 시퀀스에 대응하는 개념이며, 시그니쳐들은 서로 독립적이기 때문에 수신하는 단말이 각각의 시그니쳐를 구분해낼 수 있다. First, consider a situation in which the third precoder, which is applied to both subarrays, is fixed similarly to that of FIG. 28. The third precoder at this time is defined as described in Equation 39, and is fixed for four time slots. Furthermore, the reference sequence with antenna subarrays over the RF chain over four time slots.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000237
May be input, and the reference sequence may be multiplied by a predetermined weight for each time slot. A sequence obtained by multiplying a reference sequence by a weight is called a synchronization sequence. This weight may be understood as the aforementioned Orthogonal Cover Code (OCC) and may be determined differently for each antenna sub-array (or RF chain). In addition, a series of matrices in which the reference sequence is multiplied by a weight over a predetermined time slot is defined as a signature. That is, the signature is a concept corresponding to a synchronization sequence defined for one antenna sub-array, and since the signatures are independent of each other, the receiving terminal can distinguish each signature.
도 32에 도시된 예를 들어 설명한다. 도 32의 행렬에서 가로축은 타임 슬롯을, 세로축은 안테나 부배열을 나타낸다. 0번째 안테나 부배열에 대해서는 4개의 타임 슬롯 동안 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000238
에 가중치 [1 1 1 1]이 곱해져서 생성된 동기 시퀀스가 RF 체인으로 입력된다. 반면에, 1번째 안테나 부배열에 대해서는 4개의 타임 슬롯 동안 기준 시퀀스에 가중치 [1 1 -1 -1]이 곱해져서 동기 시퀀스가 생성되고, 2번째 안테나 부배열에 대해서는 가중치 [1 -1 1 -1]이 곱해져서 동기 시퀀스가 생성되고, 3번째 안테나 부배열에 대해서는 가중치 [1 -1 -1 1]이 곱해져서 동기 시퀀스가 생성된다. 다시 말해서, 안테나 부배열 각각에 대해서 매 타임 슬롯마다 기준 시퀀스는 고정된 채(
Figure PCTKR2017001483-appb-I000239
)로 가중치가 다르게 곱해져서 동기 시퀀스가 생성될 수 있다. 이때,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000240
는 동기 시퀀스 생성에 사용 가능한 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000241
의 집합을 의미하며, 일례로
Figure PCTKR2017001483-appb-I000242
로 정의될 수 있다. 도 32의 예에서 시그니쳐들은 서로 기준 시퀀스가 동일하더라도 서로 직교하는 가중치 값이 곱해져서 생성되므로, 수신 단말이 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정에서 각각의 시그니쳐들을 구분해낼 수 있다.The example shown in FIG. 32 is demonstrated. In the matrix of FIG. 32, the horizontal axis represents time slots and the vertical axis represents antenna subarrays. Reference sequence for four time slots for the 0th antenna subarray
Figure PCTKR2017001483-appb-I000238
The synchronization sequence generated by multiplying by the weight [1 1 1 1] is input to the RF chain. On the other hand, for the first antenna subarray, a weighted sequence [1 1 -1 -1] is multiplied by the reference sequence for four time slots to generate a synchronization sequence, and the weight for the second antenna subarray [1 -1 1- 1] is multiplied to generate a sync sequence, and a weight sequence [1 -1 -1 1] is multiplied for the third antenna sub-array to generate a sync sequence. In other words, for each antenna subarray, the reference sequence is fixed in every time slot (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000239
) May be multiplied by different weights to generate a sync sequence. At this time,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000240
Is a reference sequence that can be used to generate a synchronous sequence.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000241
Means a set of
Figure PCTKR2017001483-appb-I000242
It can be defined as. In the example of FIG. 32, the signatures are generated by multiplying weight values that are orthogonal to each other even if the reference sequences are the same, and thus, the receiving terminal may distinguish the signatures during the synchronization process and the beam scanning process.
도 33에서는 또 다른 실시 예를 설명한다. 도 33에서는 도 32와는 달리 기준 시퀀스가 타임 슬롯마다 달라지는 실시 예가 도시된다. 도 33의 실시 예에서, 각 타임 슬롯마다 동기 시퀀스의 생성에 이용되는 기준 시퀀스가 서로 다를 수 있으며, 이때 타임 슬롯 별로 모든 안테나 부배열에 대해서는 동일한 기준 시퀀스가 적용될 수 있다. 예를 들어, 4개의 타임 슬롯 동안 0번째 안테나 부배열에 적용되는 동기 시퀀스는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000243
이다. 반면에, 1번째 타임 슬롯에서 모든 안테나 부배열에 적용되는 동기 시퀀스는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000244
이다. 다시 말해서, 도 33의 실시 예에서 타임 슬롯마다 다르지만 각 타임 슬롯에서 모든 안테나 부배열에 대해서는 동일한 기준 시퀀스가 동기 시퀀스 생성에 이용된다. 이러한 동기 시퀀스 생성을 위해 기준 시퀀스에 소정의 가중치가 곱해질 수 있음은 앞서 도 32에서 설명한 바와 같다. 한편, 도 33의 예에서 시그니쳐들은 기준 시퀀스가 복수의 타임 슬롯에 걸쳐 동일하게 변화하더라도 가중치가 서로 직교하기 때문에, 도 32와 유사하게 수신 단말은 동기화 과정과 빔 스캐닝 과정에서 각각의 시그니쳐들을 구분해낼 수 있다. 33 illustrates another embodiment. In FIG. 33, unlike FIG. 32, an embodiment in which a reference sequence is changed for each time slot is illustrated. In the embodiment of FIG. 33, the reference sequences used to generate the synchronization sequence may be different for each time slot, and in this case, the same reference sequence may be applied to all antenna sub-arrays for each time slot. For example, during four time slots, the synchronization sequence applied to the zeroth antenna subarray is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000243
to be. On the other hand, the synchronization sequence applied to all antenna subarrays in the first time slot is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000244
to be. In other words, in the embodiment of FIG. 33, the same reference sequence is used for generating a synchronization sequence for every antenna sub-array in each time slot, although different for each time slot. As described above with reference to FIG. 32, the reference sequence may be multiplied by a predetermined weight to generate the synchronization sequence. On the other hand, in the example of FIG. 33, since the weights are orthogonal to each other even if the reference sequences vary in the same manner over a plurality of time slots, similarly to FIG. Can be.
한편, 기준 시퀀스들의 조합에 따른 시그니쳐 개념에 대해 더 구체적으로 설명한다. 상술한 바와 같이 단말은 동기화 과정 및/또는 빔 스캐닝 과정에서 수신되는 신호들을 구분해낼 수 있어야 하며, 서로 구별되는 동기화 신호 및/또는 빔 스캐닝 신호의 조합들을 '시그니쳐'로 정의한다. 단말은 서로 다른 시그니쳐를 구분해낼 수 있기 때문에, 각각의 시그니쳐는 동기화 과정 및/또는 빔 스캐닝 과정에 관련되는 특정 정보에 대응할 수 있다. 예를 들어, 각각의 시그니쳐는 셀 ID 또는 셀 ID와 관련된 다른 시스템 정보를 나타내거나, 셀 ID와 함께 셀의 주파수 대역에 대한 정보를 동시에 나타낼 수도 있다. Meanwhile, the signature concept according to the combination of the reference sequences will be described in more detail. As described above, the terminal should be able to distinguish signals received in the synchronization process and / or the beam scanning process, and define combinations of the synchronization signals and / or beam scanning signals that are distinguished from each other as 'signatures'. Since the UE may distinguish different signatures, each signature may correspond to specific information related to a synchronization process and / or a beam scanning process. For example, each signature may represent a cell ID or other system information related to the cell ID, or may simultaneously indicate information about the frequency band of the cell together with the cell ID.
한편, 기준 시퀀스 개수가 N 이고 M 개의 타임 슬롯 동안 동기 시퀀스가 전송되는 경우, 최대 가능한 시퀀스 조합의 개수는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000245
이다. 이때, 서로 다르게 정의되는 시그니쳐의 최대 개수 역시
Figure PCTKR2017001483-appb-I000246
이며, 정의되는 시그니쳐들로 총
Figure PCTKR2017001483-appb-I000247
개의 비트에 대응하는 정보를 표현할 수 있다. On the other hand, when the number of reference sequences is N and a synchronization sequence is transmitted during M time slots, the maximum number of possible sequence combinations is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000245
to be. In this case, the maximum number of signatures defined differently also
Figure PCTKR2017001483-appb-I000246
, With the signatures defined
Figure PCTKR2017001483-appb-I000247
Information corresponding to four bits can be represented.
예를 들어, 기준 시퀀스의 집합이
Figure PCTKR2017001483-appb-I000248
로 정의되는 경우, 2개의 타임 슬롯에 걸쳐서 생성될 수 있는 시퀀스 조합은 아래의 수학식 43과 같다.For example, a set of criteria sequences
Figure PCTKR2017001483-appb-I000248
When defined as, a sequence combination that can be generated over two time slots is given by Equation 43 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000043
Figure PCTKR2017001483-appb-M000043
즉, 수학식 43에서 시퀀스의 개수가 2개, 타임 슬롯의 개수가 2개이기 때문에, 시퀀스 조합의 개수는 4이다. 수학식 43에 따른 4개의 시퀀스 조합들이 4개의 서로 다른 시그니쳐를 의미하며, 각각의 시그니쳐는 아래의 수학식 44에 따라 특정 정보(셀 ID)에 매핑될 수 있다. That is, in Equation 43, since the number of sequences is two and the number of time slots is two, the number of sequence combinations is four. Four sequence combinations according to Equation 43 mean four different signatures, and each signature may be mapped to specific information (cell ID) according to Equation 44 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000044
Figure PCTKR2017001483-appb-M000044
또 다른 예로, 기준 시퀀스 수가 3이고 4개의 타임 슬롯 동안 동기 신호가 전송되는 경우, 총
Figure PCTKR2017001483-appb-I000249
의 시퀀스 조합이 생성될 수 있다. 이에 따라, 총 81 개의 시그니쳐가 정의될 수 있다. As another example, if the number of reference sequences is three and a synchronization signal is transmitted during four time slots,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000249
A sequence combination of may be generated. Accordingly, a total of 81 signatures can be defined.
도 34에서는 도 32 및 도 33에서 설명한 실시 예에 따라 기지국이 동기 신호를 전송한 경우, 단말의 동기화 과정에 대해 설명한다. 34 illustrates a synchronization process of a terminal when a base station transmits a synchronization signal according to the embodiments described with reference to FIGS. 32 and 33.
아래의 수학식 45는 기지국이 2개의 안테나 부배열을 통해 2개의 타임 슬롯 동안 동기 시퀀스를 전송한 경우의 예를 나타내며, 도 33에 따라 타임 슬롯마다 서로 다른 기준 시퀀스를 통해 동기 시퀀스가 생성된 예를 나타낸다.Equation 45 below shows an example in which the base station transmits a synchronization sequence during two time slots through two antenna sub-arrays, and an example of generating a synchronization sequence through different reference sequences for each time slot according to FIG. 33. Indicates.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000045
Figure PCTKR2017001483-appb-M000045
수학식 45의 경우, 매 타임 슬롯마다 기준 시퀀스가 변경될 수 있기 때문에, 앞서 수학식 24에서 설명했던 단말의 동기화 과정은 아래의 수학식 46와 같이 변경된다. In the case of Equation 45, since the reference sequence may be changed every time slot, the synchronization process of the terminal described above in Equation 24 is changed as in Equation 46 below.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000046
Figure PCTKR2017001483-appb-M000046
수학식 24와 비교하면, 수학식 46에서 첫 번째 상관관계 값인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000250
의 시퀀스 인덱스와 두 번째 상관관계 값인
Figure PCTKR2017001483-appb-I000251
의 시퀀스 인덱스는 서로 다르다. 이에 따라,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000252
를 만족할 때, 수학식 46의 경우 시점
Figure PCTKR2017001483-appb-I000253
에서 찾아야 하는 시퀀스의 수는 수학식 24의
Figure PCTKR2017001483-appb-I000254
개에서
Figure PCTKR2017001483-appb-I000255
개로 늘어나게 된다. 또한, 타임 슬롯의 수가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000256
으로 증가하는 경우, 찾아야 하는 시퀀스의 총 개수는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000257
가 된다.Compared to equation (24), the first correlation value in equation (46)
Figure PCTKR2017001483-appb-I000250
The sequence index of and the second correlation
Figure PCTKR2017001483-appb-I000251
Sequence indices are different. Accordingly,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000252
In the case of Equation 46,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000253
The number of sequences to be found in
Figure PCTKR2017001483-appb-I000254
From dog
Figure PCTKR2017001483-appb-I000255
The dog will grow. Also, the number of time slots
Figure PCTKR2017001483-appb-I000256
If increasing to, the total number of sequences to find
Figure PCTKR2017001483-appb-I000257
Becomes
이와 같이 수신기의 복잡도는 동기화 과정의 타임 슬롯의 수가 늘어날수록 증가하며, 이러한 복잡도 해결을 위한 수신기의 구조가 도 34에 도시된다. 도 34의 수신기 구조는 도 11의 수신기 구조가 확장된 형태이며, 수학식 45에 따라 2개의 타임 슬롯 동안 2개의 동기 시퀀스(
Figure PCTKR2017001483-appb-I000258
)가 수신되는 경우를 예로 들어 설명한다. As described above, the complexity of the receiver increases as the number of time slots in the synchronization process increases, and the structure of the receiver for solving such a complexity is illustrated in FIG. 34. The receiver structure of FIG. 34 is an extension of the receiver structure of FIG. 11, and two synchronization sequences during two time slots according to Equation 45
Figure PCTKR2017001483-appb-I000258
Will be described as an example.
제안된 수신기는 수신 신호와 동기 시퀀스 간의 상관관계를 계산하기 위해 2개의 코릴레이터를 포함한다. 코릴레이터는 도 34에 '
Figure PCTKR2017001483-appb-I000259
'로 표시된다. 도 11의 경우와 유사하게, 도 34의 수신기는 어느 하나의 코릴레이터에서 계산된 값을 스택(또는, 메모리)에 저장한 뒤, 동일한 코릴레이터에서 다른 시점에 계산된 값과 더하거나 빼서(
Figure PCTKR2017001483-appb-I000260
) 상관관계 값을 계산한다. 도 34에서, 특정 코릴레이터에서 계산되어 스택에 저장된 값이 동일한 코릴레이터에서 이용되는 경우 실선으로 표시되고, 스택에 저장된 값이 다른 코릴레이터에서 이용되는 경우 점선으로 표시된다. 즉, 어느 시점에서 코릴레이터에 의해 계산된 상관관계 값은 스택에 저장되었다가 다른 시점에서 2개의 서로 다른 코릴레이터에 의해 다시 사용될 수 있다. The proposed receiver includes two correlators to calculate the correlation between the received signal and the synchronization sequence. The correlator is shown in FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000259
'Is displayed. Similar to the case of FIG. 11, the receiver of FIG. 34 stores a value calculated in one correlator on a stack (or a memory), and then adds or subtracts a value calculated at another time in the same correlator (
Figure PCTKR2017001483-appb-I000260
Calculate the correlation value. In FIG. 34, values calculated in a particular correlator and stored in the stack are indicated by solid lines when used in the same correlator, and dotted lines when values stored in the stack are used in other correlators. That is, the correlation value calculated by the correlator at one point may be stored on the stack and used again by two different correlators at different points in time.
결과적으로, 도 34의 수신기는 2개의 코릴레이터를 이용하여 4개의 상관관계 값을 계산할 수 있다. 이때, 수신기의 복잡도는 코릴레이터의 개수에 따라 크게 변화되기 때문에, 도 34의 수신기의 복잡도와 도 11의 수신기의 복잡도 간의 차이는 미미하다. 결과적으로, 도 34의 수신기는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000261
개의 상관관계 값을 계산할 수 있으면서도 복잡도 증가가 최소화된다.As a result, the receiver of FIG. 34 may calculate four correlation values using two correlators. In this case, since the complexity of the receiver varies greatly depending on the number of correlators, the difference between the complexity of the receiver of FIG. 34 and the complexity of the receiver of FIG. 11 is insignificant. As a result, the receiver of FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000261
Correlations can be calculated while increasing complexity.
한편, 이상의 도 32 내지 도 34에서 제안한 실시 예에 따라 수행되는 동기화 과정은 도 31에서 설명한 과정과 유사하게 동작될 수 있다. 즉, 도 32 내지 도 34에서는 하나의 3차 프리코더가 동기 신호 반복 전송 과정에서 고정된 채로 동기 시퀀스가 타임 슬롯 마다 다르게 입력되며 동작한다. 이때, 기지국은 각각의 안테나 부배열에 대응하는 RF 체인에 입력되는 기준 시퀀스를 타임 슬롯마다 변경할 수 있다. 또는, 기지국은 타임 슬롯에 걸쳐서 기준 시퀀스를 고정시키면서 기준 시퀀스에 곱해지는 가중치를 변경하는 방식으로 동기 시퀀스를 생성할 수도 있다. 한편, 고정된 하나의 3차 프리코더를 구성하는 과정에서 2차 프리코더들을 연접하는 방식은 앞서 도 31 및 대응하는 실시 예들에서 설명한 바가 유사하게 적용될 수 있다. Meanwhile, the synchronization process performed according to the embodiment proposed in FIGS. 32 to 34 may be operated similarly to the process described with reference to FIG. 31. That is, in FIG. 32 to FIG. 34, the synchronization sequence is inputted differently for each time slot while one third precoder is fixed in the synchronization signal repetitive transmission process. In this case, the base station may change the reference sequence input to the RF chain corresponding to each antenna sub-array for each time slot. Alternatively, the base station may generate the synchronization sequence by changing the weight multiplied by the reference sequence while fixing the reference sequence over the time slot. Meanwhile, the method of connecting the secondary precoders in the process of configuring a fixed third precoder may be similarly applied to those described with reference to FIG. 31 and the corresponding exemplary embodiments.
상술한 과정에 의하면, 단말은 반복하여 수신되는 동기 신호를 이용하여 동기화를 수행할 뿐만 아니라, 동기 시퀀스의 조합이 나타내는 추가적인 정보(즉, 시그니쳐) 또한 획득할 수 있다. 즉, 동기 신호 전송 과정에서 선택되고 이용되는 기준 시퀀스들의 조합은 동기화/빔 스캐닝 과정에서 이용될 기지국의 추가적인 정보를 나타낼 수 있다(예를 들어, 셀 ID 정보, 주파수 대역 정보, 또는 다른 시스템 정보). 따라서, 단말은 수신된 동기 신호로부터 동기 시퀀스의 조합을 확인함으로써, 확인된 조합에 대응하는 추가적인 정보를 얻어 이후의 동기화/빔 스캐닝 과정에 활용할 수 있다.According to the above-described process, the terminal may not only perform synchronization by using the repeatedly received synchronization signal but also acquire additional information (ie, signature) indicated by the combination of synchronization sequences. That is, the combination of reference sequences selected and used in the synchronization signal transmission process may represent additional information of the base station to be used in the synchronization / beam scanning process (eg, cell ID information, frequency band information, or other system information). . Therefore, the terminal may check the combination of the synchronization sequence from the received synchronization signal, thereby obtaining additional information corresponding to the identified combination, and may be used in a later synchronization / beam scanning process.
5.3 제안하는 실시 예 35.3 Suggested Example 3
이하에서는 도 35 내지 도 37을 통해서 부배열 개념을 이용한 동기화 과정과 빔 스캐닝 과정의 또 다른 실시 예를 제안한다. 도 35 내지 도 37 에서 제안하는 실시 예는 도 28에서 설명한 빔 확장 기법 및 안테나 부배열 개념에 적용된다. 즉, 제안하는 실시 예에서 총 16 개의 안테나로 구성된 AAS 안테나 구조는 각각 4개의 안테나로 구성된 총 4개의 안테나 부배열로 구성된다. 각 안테나 부배열마다 독립적인 RF 체인이 설치되어 다른 RF 체인과 분리되어 제어됨에 따라, 안테나 부배열 각각이 독립적인 방향으로 빔을 전송할 수 있음은 앞서 설명한 바와 같다. 이하에서도 마찬가지로, 각 안테나 부배열에 대응되는 프리코더를
Figure PCTKR2017001483-appb-I000262
로 정의하며, 이때 각 프리코더의 계수 크기는 모두 동일하고 위상만이 다르다. Hereinafter, another embodiment of a synchronization process and a beam scanning process using a subarray concept will be described with reference to FIGS. 35 to 37. The embodiments proposed in FIGS. 35 to 37 are applied to the beam extension scheme and antenna subarray concept described with reference to FIG. 28. That is, in the proposed embodiment, the AAS antenna structure having a total of 16 antennas includes a total of 4 antenna subarrays each having 4 antennas. As the independent RF chain is installed in each antenna sub-array and controlled separately from other RF chains, the antenna sub-arrays can transmit beams in independent directions as described above. In the following, similarly, the precoder corresponding to each antenna subarray is
Figure PCTKR2017001483-appb-I000262
In this case, the coefficient size of each precoder is the same and only the phase is different.
제안하는 새로운 실시 예가 앞서 설명했던 실시 예들과 다른 점은, 동일한 섹터 내에 전송되는 모든 동기 빔에 대해 서로 다른 기준 시퀀스를 사용한다는 점이다. 특히, 도 28에서는 프리코더가 고정되고 타임 슬롯마다 시퀀스에 적용되는 OCC가 달라지는 방식을 설명한 반면에, 제안하는 실시 예에서는 입력되는 시퀀스 자체가 매 타임 슬롯마다 변경될 수 있다. 또한, 제안하는 실시 예에서 시퀀스에 적용되는 OCC는 섹터마다 달라서 OCC를 통해 섹터들이 서로 구분된다. 즉, 제안하는 실시 예에서는 OCC를 통해 섹터를 구분하며, 시퀀스를 통해서 섹터 내의 동기 빔들을 구분한다. 이와 같이 시퀀스에 적용되는 OCC는 직교하는 벡터들의 집합으로 구성될 수 있으며, 준직교(quasi-orthogonal)하는 벡터들의 집합으로 구성될 수도 있다. The proposed new embodiment differs from the above-described embodiments in that different reference sequences are used for all sync beams transmitted in the same sector. In particular, while FIG. 28 illustrates a method in which a precoder is fixed and an OCC applied to a sequence varies for each time slot, the input sequence itself may be changed every time slot in the proposed embodiment. Also, in the proposed embodiment, the OCCs applied to the sequences are different for each sector, and sectors are separated from each other through the OCC. That is, in the proposed embodiment, sectors are identified through OCC, and sync beams in sectors are identified through a sequence. As described above, the OCC applied to the sequence may be composed of a set of orthogonal vectors, or may be composed of a set of quasi-orthogonal vectors.
도 35는 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 시퀀스 및 OCC 구성의 일 예를 도시한다. 도 35에서 섹터 I 내지 섹터 VI는 각각 서로 다른 섹터를 의미하며, 섹터 I 내지 섹터 VI는 도시된 순서에 따라 물리적으로 서로 인접한다. 예를 들어, 섹터 II는 섹터 I 및 섹터 III와 위아래로 인접하며, 섹터 I은 섹터 II 및 섹터 VI와 위아래로 인접한다. 따라서, 총 6개의 섹터가 순차적으로 인접하게 배치됨으로써 기지국의 전체 커버리지를 구성한다. 35 illustrates an example of a synchronization signal sequence and an OCC configuration according to an embodiment of the present disclosure. In FIG. 35, sectors I to VI represent different sectors, and sectors I to VI are physically adjacent to each other in the order shown. For example, sector II is adjacent up and down sector I and sector III, and sector I is adjacent up and down sector II and sector VI. Therefore, a total of six sectors are sequentially arranged adjacent to each other to constitute the overall coverage of the base station.
또한, 도 35에서 'Sequence' 와 'OCC'는 각 섹터에 반복하여 입력되는 기준 시퀀스들과 기준 시퀀스에 적용되는 OCC를 의미한다. 도 35에 도시된 예에서는 하나의 섹터에 대해 총 4개의 타임 슬롯에 걸쳐서 4개의 기준 시퀀스가 정의되며, 각 기준 시퀀스들은 서로 다른 협폭 빔에 대응된다. 한편, 단말과 기지국은 도 35에 도시된 시퀀스와 OCC의 관계에 대해 미리 서로 공유할 수 있으며, 이러한 관계에 대한 정보는 동기 신호 반복 전송을 위한 프리코더 셋이 공유되는 과정에서 단말과 기지국 간에 함께 공유될 수 있다. In addition, in FIG. 35, 'Sequence' and 'OCC' mean reference sequences repeatedly input to each sector and OCC applied to the reference sequence. In the example shown in FIG. 35, four reference sequences are defined over a total of four time slots for one sector, and each reference sequence corresponds to a different narrow beam. Meanwhile, the terminal and the base station may share each other in advance about the relationship between the sequence and the OCC shown in FIG. 35, and the information about the relationship may be shared between the terminal and the base station in the process of sharing a precoder set for repeated transmission of synchronization signals. Can be shared.
또한, 도 35에서 어느 하나의 섹터에 대한 시퀀스들에 동일한 OCC가 공통적으로 적용될 수도 있는 반면, 시퀀스 별로 서로 다른 OCC가 적용될 수도 있다. 예를 들어, 섹터 I, II, III, IV에 대해서는 시퀀스들에 대해 공통된 OCC가 적용되지만, 섹터 V, VI에 대해서는 2개의 시퀀스 별로 서로 다른 OCC가 적용된다. 섹터 V의 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000263
에 대해서는 OCC {++++}가 적용되지만, 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000264
에 대해서는 OCC {++--}가 적용된다.In addition, while the same OCC may be commonly applied to sequences for any one sector in FIG. 35, different OCCs may be applied to each sequence. For example, a common OCC is applied to sequences for sectors I, II, III, and IV, but a different OCC is applied to two sequences for sectors V and VI. Sequence of sector V
Figure PCTKR2017001483-appb-I000263
OCC {++++} applies for, but
Figure PCTKR2017001483-appb-I000264
For this, OCC {++-} applies.
도 36에는 각 섹터 내에 정의되는 4개의 협폭 빔과 해당 협폭 빔들에 대응하는 기준 시퀀스 및 OCC를 도시한다. 도 36에는 섹터 I, II, III, V, VI 의 구현 예가 도시된다. FIG. 36 shows four narrow beams defined within each sector, and reference sequences and OCCs corresponding to the narrow beams. 36 shows an example implementation of sectors I, II, III, V, VI.
도 36에서 섹터 II를 예로 들면, 4 개의 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000265
가 섹터 내의 4개의 협폭 빔에 각각 대응된다. 또한, 기준 시퀀스에 대해서 4개의 OFDM 심볼(즉, 타임 슬롯)에 걸쳐서 도 35에서 도시한 OCC {+-+-}가 적용된다. 즉, 1, 3번째 OFDM 심볼에서는 모든 기준 시퀀스에 1이 곱해지며, 2, 4 번째 OFDM 심볼에서는 모든 기준 시퀀스에 -1이 곱해져서 동기 시퀀스가 전송된다. Taking sector II as an example in FIG. 36, four reference sequences
Figure PCTKR2017001483-appb-I000265
Corresponds to four narrow beams in the sector, respectively. In addition, the OCC {+-+-} shown in FIG. 35 is applied to four OFDM symbols (that is, time slots) for the reference sequence. That is, in the first and third OFDM symbols, all reference sequences are multiplied by one, and in the second and fourth OFDM symbols, all reference sequences are multiplied by -1 and a synchronization sequence is transmitted.
한편, 도 36에서 섹터 II의 위/아래 방향의 끝에 위치하는 협폭 빔들(기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000266
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000267
에 해당하는 협폭 빔)은 각각 섹터 I 의 아래 방향 끝에 위치하는 협폭 빔 및 섹터 III의 위 방향 끝에 위치하는 협폭 빔에 인접한다. 이는, 도 35에서 설명한 바와 같이 섹터 I, II, III이 물리적으로 인접하여 배치되기 때문이다. 따라서, 각 섹터의 위/아래 방향의 끝에 위치하는 협폭 빔에 입력되는 기준 시퀀스는 인접 섹터의 빔과 구별될 수 있도록, 인접한 섹터의 협폭 빔에 입력되는 기준 시퀀스와 다른 시퀀스가 사용된다. 예를 들어, 섹터 II의 위 방향 끝의 빔에 입력되는 기준 시퀀스는
Figure PCTKR2017001483-appb-I000268
로, 섹터 I의 아래 방향 끝의 빔에 입력되는 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000269
와는 다르다. 마찬가지로, 섹터 II의 아래 방향 끝의 빔에 입력되는 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000270
는 섹터 III의 위 방향 끝의 빔에 입력되는 기준 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000271
와는 다르다. 물론, 섹터 II에 적용되는 OCC 또한 섹터 I과 섹터 III의 OCC와는 다르다.Meanwhile, narrow beams located at the end of the up / down direction of sector II in FIG. 36 (reference sequence
Figure PCTKR2017001483-appb-I000266
,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000267
Narrow beams) are adjacent to the narrow beam located at the downward end of sector I and the narrow beam located at the upper end of sector III, respectively. This is because sectors I, II, and III are physically adjacent to each other as described with reference to FIG. 35. Therefore, a sequence different from the reference sequence input to the narrow beam of the adjacent sector is used so that the reference sequence input to the narrow beam located at the end of the up / down direction of each sector can be distinguished from the beam of the adjacent sector. For example, the reference sequence input to the beam at the upstream end of sector II
Figure PCTKR2017001483-appb-I000268
The reference sequence input to the beam at the downward end of sector I
Figure PCTKR2017001483-appb-I000269
Is different. Similarly, the reference sequence input to the beam at the downward end of sector II
Figure PCTKR2017001483-appb-I000270
Is the reference sequence input to the beam at the upstream end of sector III.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000271
Is different. Of course, the OCC applied to sector II is also different from that of sector I and sector III.
예외적인 실시 예로써, 서로 다른 섹터의 인접한 두 협폭 빔들이 서로 다른 OCC를 사용하는 경우, 두 협폭 빔에 해당하는 영역에 동일한 기준 시퀀스가 입력될 수도 있다. 즉, 도 36에서 섹터 I의
Figure PCTKR2017001483-appb-I000272
에 해당하는 영역에는 OCC로써 {++++}가 적용된다. 한편, 해당 영역에 인접하는 협폭 빔 영역인 섹터 II의
Figure PCTKR2017001483-appb-I000273
의 대응 영역에는 OCC로써 {+-+-}가 적용되기 때문에, 두 협폭 빔에 해당하는 영역들에는 동일한 기준 시퀀스가 입력되더라도 단말이 둘을 구별해낼 수 있다. 이러한 경우, 인접한 협폭 빔 영역 임에도 불구하고 동일한 기준 시퀀스가 이용될 수 있다. As an exceptional embodiment, when two adjacent narrow beams of different sectors use different OCCs, the same reference sequence may be input to an area corresponding to the two narrow beams. That is, the sector I of FIG.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000272
{++++} is applied as OCC in the area corresponding to. Meanwhile, sector II, which is a narrow beam region adjacent to the corresponding region,
Figure PCTKR2017001483-appb-I000273
Since {+-+-} is applied to the corresponding region of as the OCC, even if the same reference sequence is input to the regions corresponding to the two narrow beams, the terminal can distinguish the two. In this case, the same reference sequence can be used despite being an adjacent narrow beam region.
이어서, 도 37을 통해 제안하는 실시 예에 따른 구체적인 동작 과정을 설명한다. 상술한 실시 예에 따른 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정은 도 31에서 설명한 과정 및 도 32 내지 도 34에서 설명한 과정에 따라 동작할 수 있다. 즉, 기지국과 단말 간에는 동기 신호의 반복 전송을 위한 프리코더 셋(즉, 코드북)이 미리 공유된다(S3710). Next, a detailed operation process according to an embodiment proposed through FIG. 37 will be described. The synchronization process and the beam scanning process according to the above-described embodiments may operate according to the process described with reference to FIG. 31 and the process described with reference to FIGS. 32 to 34. That is, the precoder set (ie, codebook) for repetitive transmission of the synchronization signal is shared between the base station and the terminal in advance (S3710).
이어서, 하나의 3차 프리코더가 동기화 과정 및 빔 스캐닝 과정에서 고정된 채로 동기화를 위한 시퀀스(앞서 설명한 기준 시퀀스)가 타임 슬롯 마다 다르게 입력되며 동작한다(S3720). 이때, 섹터 내에서 각 협폭 빔에 대응되는 안테나 부배열마다 서로 다른 시퀀스가 복수의 타임 슬롯에 걸쳐서 반복하여 입력된다. 또한, 섹터마다 시퀀스에 OCC가 다르게 적용 되어, 섹터들 간의 동기화 시퀀스가 서로 구별될 수 있다. 한편, 고정된 하나의 3차 프리코더를 구성하는 과정에서 2차 프리코더들을 연접하는 방식은 앞서 도 31 내지 도 34에서 설명한 바가 유사하게 적용될 수 있다. Subsequently, while one tertiary precoder is fixed in the synchronization process and the beam scanning process, a sequence for synchronization (the aforementioned reference sequence) is input differently for each time slot and operates (S3720). In this case, different sequences are repeatedly input over a plurality of time slots for each antenna sub-array corresponding to each narrow beam in the sector. In addition, different OCCs may be applied to a sequence for each sector, so that synchronization sequences between sectors may be distinguished from each other. Meanwhile, as described above with reference to FIGS. 31 to 34, the method of connecting the secondary precoders in the process of configuring a fixed third precoder may be similarly applied.
상술한 과정에 의하면, 단말은 반복하여 수신되는 동기 신호의 시퀀스와 OCC를 이용하여 동기화 및 빔 스캐닝 과정을 수행할 수 있다. 구체적으로, 단말은 동기 신호를 수신함으로써 타이밍 동기를 먼저 추정하고, 상관관계의 계산 결과가 가장 큰 값을 갖는 OCC를 선택한다. OCC를 통해 섹터가 구별됨은 앞서 설명한 바 있다. 이어서, 단말은 동기 신호의 시퀀스를 추정함으로써 수신된 동기 신호를 생성하기 위해 이용된 동기 시퀀스와 OCC를 모두 확인하게 된다. 동기 시퀀스는 섹터 내의 협폭 빔에 대응하는 특정 영역에 대응되기 때문에, 동기 시퀀스까지 확인한 단말은 시퀀스에 해당하는 섹터 내에서 자신의 위치를 알 수 있게 되어 빔 스캐닝 과정이 완료된다. 예를 들어, 단말이 추정한 시퀀스가
Figure PCTKR2017001483-appb-I000274
이고 OCC가 {+-+-}라면, 단말은 S3710에서 미리 획득한 시퀀스-OCC 간의 관계를 참조하여 섹터 VI 및 두번째 협폭 빔에 대응하는 영역을 확정할 수 있게 된다(S3730).According to the above-described process, the terminal may perform a synchronization and beam scanning process using a sequence of synchronization signals repeatedly received and an OCC. Specifically, the terminal first estimates the timing synchronization by receiving the synchronization signal, and selects the OCC having the largest value of the correlation calculation. The sector is distinguished through the OCC has been described above. Subsequently, the terminal checks both the synchronization sequence and the OCC used to generate the received synchronization signal by estimating the sequence of the synchronization signal. Since the synchronization sequence corresponds to a specific area corresponding to the narrow beam in the sector, the terminal that has confirmed the synchronization sequence can know its position in the sector corresponding to the sequence, thereby completing the beam scanning process. For example, the sequence estimated by the terminal
Figure PCTKR2017001483-appb-I000274
If the OCC is {+-+-}, the UE can determine the region corresponding to the sector VI and the second narrow beam with reference to the relationship between the sequence-OCC previously obtained in S3710 (S3730).
나아가, 동기 시퀀스와 OCC의 조합에 추가적인 정보가 대응되면, 도 32 내지 도 34에서 설명한 바와 같이 추가적인 정보도 단말에 전달될 수 있다(즉, 시그니쳐). 도 32 내지 도 34에서 설명했듯이, 동기 신호 전송 과정에서 선택되고 이용되는 기준 시퀀스와 OCC의 조합은 동기화/빔 스캐닝 과정에서 이용될 기지국의 추가적인 정보를 나타낼 수 있다(예를 들어, 셀 ID 정보, 주파수 대역 정보, 또는 다른 시스템 정보). 따라서, 단말은 수신된 동기 신호로부터 동기 시퀀스와 OCC를 확인함으로써, 확인된 조합에 대응하는 추가적인 정보를 얻어 이후의 동기화/빔 스캐닝 과정에 활용할 수 있다.Furthermore, if additional information corresponds to the combination of the synchronization sequence and the OCC, the additional information may also be delivered to the terminal as described with reference to FIGS. 32 to 34 (ie, a signature). As described with reference to FIGS. 32 to 34, the combination of the reference sequence and the OCC selected and used in the synchronization signal transmission process may represent additional information of the base station to be used in the synchronization / beam scanning process (eg, cell ID information, Frequency band information, or other system information). Accordingly, the terminal may check the synchronization sequence and the OCC from the received synchronization signal, thereby obtaining additional information corresponding to the identified combination and use the same in subsequent synchronization / beam scanning processes.
이상에서 제안한 실시 예는 앞서 도 32 내지 도 34에서 설명한 방식과 섹터 및 협폭 빔을 특정하는 방식이 다르다는 점을 제외하고는 유사하게 때문에, 단말의 복잡도는 두 방식에 있어서 동일하다. 한편, 본 실시 예에서는 동일 섹터 내에서 협폭 빔 영역마다 서로 다른 기준 시퀀스를 사용하므로, 빔 간의 간섭으로 인한 널링(nulling) 현상의 발생을 최소화할 수 있다. The above-described embodiment is similar to the above-described embodiment except that the schemes for specifying the sector and the narrow beam are different from those described above with reference to FIGS. 32 to 34, and thus the complexity of the terminal is the same in both schemes. Meanwhile, in the present embodiment, since different reference sequences are used for each narrow beam region in the same sector, the occurrence of a nulling phenomenon due to the interference between beams can be minimized.
6. 제안하는 동기 신호 전송 방법6. proposed synchronization signal transmission method
도 38은 제안하는 실시 예와 관련된 PSS(Primary Synchronization Signal)/SSS(Secondary Synchronization Signal) 반복 전송 과정을 설명하는 도면이다. PSS는 기지국과의 타이밍 동기화와 물리 계층 ID에 대한 정보를 나타내는 신호이며, SSS는 셀 ID의 그룹에 대한 정보를 나타내는 신호이다.FIG. 38 illustrates a process of repeatedly transmitting a Primary Synchronization Signal (PSS) / Secondary Synchronization Signal (SSS) according to a proposed embodiment. The PSS is a signal indicating timing synchronization with a base station and information on a physical layer ID, and the SSS is a signal indicating information on a group of cell IDs.
도 38은 4개의 서브섹터(subsector)로 구성되는 하나의 섹터(sector)를 도시한다. 앞서 설명한 mmWave 통신 환경에서는 아날로그 빔포밍을 통해서 얇은 RF 빔을 형성하는 방식으로 동작한다. 이때, mmWave 통신 환경의 특성상 경로 감쇄(path loss)가 크게 일어나기 때문에, 안정적인 동기화를 위해서 PSS와 SSS를 서브섹터마다 전송하는 방식이 고려되고 있다. FIG. 38 shows one sector consisting of four subsectors. In the mmWave communication environment described above, analog beamforming is used to form a thin RF beam. At this time, since path loss occurs largely due to the characteristics of the mmWave communication environment, a method of transmitting PSS and SSS for each subsector is considered for stable synchronization.
도 39는 제안하는 실시 예와 관련된 PSS/SSS 구성 방식을 설명하는 도면이다. 39 is a view illustrating a PSS / SSS configuration method related to a proposed embodiment.
그러나, 상술한 과정에 따라 아날로그 빔을 형성하고 서브섹터마다 PSS와 SSS를 전송하는 것만으로는 경로 감쇄를 충분히 해결하지 못할 수도 있다. 이에 따라, 일 실시 예에서는 섹터 내의 서브섹터마다 PSS 및 SSS를 반복하여 전송하는 방식을 제안한다. However, the path attenuation may not be sufficiently solved by only forming an analog beam and transmitting PSS and SSS for each subsector according to the above-described process. Accordingly, an embodiment proposes a method of repeatedly transmitting the PSS and the SSS for each subsector in a sector.
SSS는 섹터마다 정의되어, 동일한 섹터 내에서는 동일한 SSS가 반복하여 전송된다. 이때, 모든 섹터가 동일한 시간과 주파수에 SSS를 전송한다면 섹터 간의 SSS들끼리 서로 간섭을 발생할 수 있기 때문에, 이를 해결하기 위한 방안이 고려되어야 한다. 이에 따라, 제안하는 실시 예에서는 i) 스크램블 방식, ii) FDM 방식, iii) OCC 방식 총 3가지 방식을 통해서 SSS 간의 간섭을 제어하면서 동기화를 수행하는 방안에 대해 설명한다. SSS is defined for each sector, and the same SSS is repeatedly transmitted in the same sector. In this case, if all sectors transmit SSSs at the same time and frequency, SSSs between sectors may interfere with each other, so a solution for this problem should be considered. Accordingly, the proposed embodiment describes a method of performing synchronization while controlling interference between SSSs through a total of three methods, i) scramble method, ii) FDM method, and iii) OCC method.
도 39(a) 및 도 39(b)는 서로 다른 두 섹터의 PSS/SSS 구현 예를 도시한다. 도 39에서 섹터 I 및 섹터 II는 물리적으로 서로 인접함을 가정한다. 도 39(a) 및 도 39(b)에 도시된 바와 같이, PSS와 SSS는 주파수축 상에서 각각 N 개의 RB와 M 개의 RB를 차지한다. 그리고, 도 39(a) 및 도 39(b)는 PSS/SSS가 시간축 상에서 4개의 OFDM 심볼에 걸쳐 반복하여 전송됨을 도시하며, PSS와 SSS가 FDM 방식으로 다중화되어 각 OFDM 심볼마다 함께 전송됨을 도시한다.39 (a) and 39 (b) show an example of PSS / SSS implementation of two different sectors. In FIG. 39, it is assumed that sectors I and II are physically adjacent to each other. As shown in Figs. 39A and 39B, the PSS and SSS occupy N RBs and M RBs on the frequency axis, respectively. 39 (a) and 39 (b) show that the PSS / SSS is repeatedly transmitted over four OFDM symbols on the time axis, and the PSS and SSS are multiplexed by the FDM scheme and transmitted together for each OFDM symbol. do.
제안하는 실시 예에 의하면, 동기화 과정에서 이용되는 동기화 파라미터 중 하나인 물리 계층 ID는 특정 섹터의 PSS 시퀀스 셋 및 OCC에 의해 정의된다. 그리고, SSS에 적용될 스크램블링 코드(scrambling code)는 PCC 시퀀스 셋 및 OCC에 의해 정의되는 물리 계층 ID를 이용하여 결정된다. 여기서, 섹터의 OCC가 스크램블링 코드의 생성이 이용됨으로써 상술한 바와 같은 SSS의 간섭 발생을 최소화할 수 있게 된다. 이때, 상기 동기화 파라미터는 특정 기지국의 물리 계층 ID의 일부 정보에 대응될 수도 있다.According to the proposed embodiment, the physical layer ID, which is one of the synchronization parameters used in the synchronization process, is defined by the PSS sequence set and the OCC of a specific sector. The scrambling code to be applied to the SSS is determined using a physical layer ID defined by the PCC sequence set and the OCC. Here, the generation of the scrambling code in the OCC of the sector can be used to minimize the occurrence of the interference of the SSS as described above. In this case, the synchronization parameter may correspond to some information of the physical layer ID of a specific base station.
앞서 섹션(section) 4 에서 설명한 실시 예의 경우 하나의 섹터에 하나의 시퀀스가 정의되기 때문에 PSS 시퀀스 셋은 하나의 PSS 시퀀스로 구성된다. 반면에, 섹션 5.3에서 설명한 실시 예의 경우 하나의 섹터에 대해 서브섹터의 수만큼 시퀀스가 정의되므로, PSS 시퀀스 셋이 둘 이상의 PSS 시퀀스로 구성된다. 이때, 하나의 섹터에 대해 정의되는 OCC는 섹터마다 같거나 다를 수 있음은 앞서 설명한 바 있다.In the embodiment described in section 4, since one sequence is defined in one sector, the PSS sequence set is composed of one PSS sequence. On the other hand, in the embodiment described in section 5.3, since a sequence is defined by the number of subsectors for one sector, the PSS sequence set is composed of two or more PSS sequences. In this case, the OCC defined for one sector may be the same or different for each sector, as described above.
한편, 도 39(a)의 섹터 I 및 도 39(b)의 섹터 II는 동일한 주파수 대역을 통해 SSS를 전송하기 때문에, 두 섹터 간에 간섭이 발생한다. 종래의 경우, 이러한 간섭을 최소화하기 위해 PSS 시퀀스 인덱스를 스크램블링 코드 생성시에 이용한다. Meanwhile, since the sector I of FIG. 39A and the sector II of FIG. 39B transmit SSS through the same frequency band, interference occurs between the two sectors. In the conventional case, in order to minimize such interference, the PSS sequence index is used at the scrambling code generation.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000047
Figure PCTKR2017001483-appb-M000047
수학식 47은 종래에 따라 시퀀스 생성 과정에서 물리 계층 ID를 이용하는 과정을 나타내며, PSS 시퀀스 인덱스를 이용하여 생성된 물리 계층 ID
Figure PCTKR2017001483-appb-I000275
가 두 개의 스크램블링 시퀀스
Figure PCTKR2017001483-appb-I000276
및
Figure PCTKR2017001483-appb-I000277
생성 과정에 이용됨을 확인할 수 있다.Equation 47 shows a process of using a physical layer ID in a sequence generation process according to the related art, and a physical layer ID generated using a PSS sequence index.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000275
Two scrambling sequences
Figure PCTKR2017001483-appb-I000276
And
Figure PCTKR2017001483-appb-I000277
You can see that it is used in the creation process.
반면에, mmWave 통신 환경에서는 동일한 섹터에 대해 PSS 시퀀스 인덱스만을 이용하여 스크램블링 시퀀스를 생성하는 경우, 상술한 바와 같이 SSS의 간섭으로 인한 문제가 발생한다. 제안하는 실시 예에서는, 이러한 문제점을 해결하기 위해 스크램블링 시퀀스의 생성 과정에서 PSS 시퀀스 셋 뿐 아니라OCC를 함께 이용한다. 즉, PSS 시퀀스 셋과 OCC의 조합(combination)을 이용하여 스크램블링 코드가 생성된다.On the other hand, in the mmWave communication environment, when generating a scrambling sequence using only the PSS sequence index for the same sector, a problem due to the interference of the SSS occurs as described above. In the proposed embodiment, in order to solve this problem, the OSC is used together with the PSS sequence set in the generation of the scrambling sequence. That is, the scrambling code is generated using a combination of the PSS sequence set and the OCC.
아래의 표 4는 특정 섹터에 대해 정의된 OCC와 PSS 시퀀스 셋을 모두 이용하여 정의되는 물리 계층 ID
Figure PCTKR2017001483-appb-I000278
를 나타낸다. SSS에 적용되는 스크램블링 코드가 물리 계층 ID를 이용하여 생성되기 때문에, OCC와 PSS 시퀀스 셋을 모두 이용하여 물리 계층 ID를 정의하는 것에 대해 먼저 설명한다.Table 4 below shows the physical layer IDs defined using both OCC and PSS sequence sets defined for a particular sector.
Figure PCTKR2017001483-appb-I000278
Indicates. Since the scrambling code applied to the SSS is generated using the physical layer ID, the physical layer ID is defined using both the OCC and the PSS sequence set.
Sector IndexSector Index
Figure PCTKR2017001483-appb-I000279
Figure PCTKR2017001483-appb-I000279
00 00
1One 1One
22 22
33 33
44 44
55 55
표 4는 동기 신호의 반복 횟수가 2인 경우를 예로 들어 설명하며, 즉 OCC가 [1 1] 또는 [1 -1]인 경우를 설명한다. 표 4에서 섹터 인덱스가 0 부터 5까지의 6개로 정의되는 것은, 종래와 같이 PSS 시퀀스 셋 자체는 3개의 시퀀스로 구성되지만, 각각의 PSS 시퀀스에 대해 2개의 OCC가 적용될 수 있어 총 6가지 경우의 수가 발생하기 때문이다. 물론, 도 39(a) 및 도 39(b)에 도시된 바와 같이 동기 신호가 4번 반복하여 전송된다면 총 12개의 섹터 인덱스가 생성될 수 있다. Table 4 describes the case where the number of repetitions of the synchronization signal is 2 as an example, that is, the case where the OCC is [1 1] or [1 -1]. In Table 4, six sector indices of 0 to 5 are defined. As in the conventional case, although the PSS sequence set itself is composed of three sequences, two OCCs can be applied to each PSS sequence. Because number occurs. Of course, as shown in FIGS. 39A and 39B, if the synchronization signal is transmitted four times, a total of 12 sector indexes may be generated.
표 4와 같이 물리 계층 ID가 정의되면, 수학식 47에서 설명했던 시퀀스 생성 과정은 수학식 48과 같이 변경될 수 있다. 수학식 48에서는 표 4에 따라 정의된 물리 계층 ID를 이용하여 시퀀스를 생성하는 과정을 표현한다.When the physical layer ID is defined as shown in Table 4, the sequence generation process described in Equation 47 may be changed as in Equation 48. In Equation 48, a process of generating a sequence using a physical layer ID defined according to Table 4 is represented.
Figure PCTKR2017001483-appb-M000048
Figure PCTKR2017001483-appb-M000048
수학식 48에서, 섹터 인덱스가 총 6개로 증가했기 때문에 모듈로 연산(modulo operation)을 수행하는 과정에서 수학식 47의 "+3" 값이 "+6" 값으로 변경되었음을 확인할 수 있다. In Equation 48, since the sector index has increased to six in total, it may be confirmed that the value of "+3" in Equation 47 is changed to "+6" in the course of performing a modulo operation.
이상에서 설명한 바에 따라 SSS의 스크램블링 코드를 PSS 시퀀스 셋뿐만 아니라 OCC도 함께 이용하여 정의함으로써, 서로 다른 섹터에 대해 서로 다른 스크램블링 코드가 정의될 수 있어서, 섹터 간의 SSS에 간섭 발생을 방지할 수 있다. As described above, by defining the scrambling code of the SSS using not only the PSS sequence set but also the OCC, different scrambling codes may be defined for different sectors, thereby preventing interference in the SSS between sectors.
이어서, 제안하는 실시 예에 따른 기지국과 단말의 구체적인 동기화 과정에 대해 설명한다. 기지국은 특정 섹터에 대해 정의된 OCC와 PSS 시퀀스 셋을 확인하고, 도 35와 같은 매칭 관계를 통해 해당 섹터의 섹터 인덱스를 찾는다. 이어서, 기지국은 표 4에서 설명한 바에 따라, 섹터 인덱스와 매칭되는 물리 계층 ID 값을 확인한다. 이어서, 기지국은 물리 계층 ID 값을 이용하여 해당 섹터의 SSS에 적용될 스크램블링 코드를 결정하며, 결정된 스크램블링 코드를 적용하여 동기화 시퀀스를 생성할 수 있다.Next, a detailed synchronization process between the base station and the terminal according to the proposed embodiment will be described. The base station checks the OCC and PSS sequence set defined for a particular sector and finds the sector index of the corresponding sector through a matching relationship as shown in FIG. 35. Then, the base station checks the physical layer ID value matching the sector index, as described in Table 4. Subsequently, the base station determines a scrambling code to be applied to the SSS of the corresponding sector by using the physical layer ID value, and generates the synchronization sequence by applying the determined scrambling code.
반대로, 단말은 반복하여 수신되는 수신 신호로부터 동기화 시퀀스의 생성에 사용된 PSS 시퀀스의 인덱스(즉, PSS 시퀀스 셋) 및 OCC를 추정할 수 있다. 이어서, 단말은 추정된 PSS 시퀀스 셋과 OCC를 이용하여 표 4에 따라 SSS에 적용된 스크램블링 코드를 결정할 수 있다. 이러한 과정에서, 단말은 도 35에서 설명한 실시 예에 따라 섹터를 구분할 수 있음은 당연하다. 단말은 SSS에 적용된 스크램블링 코드를 확인함으로써 최종적으로 SSS를 디코딩할 수 있게 된다.In contrast, the UE may estimate the index (ie, PSS sequence set) and OCC of the PSS sequence used for generating the synchronization sequence from the repeatedly received signal. Subsequently, the terminal may determine the scrambling code applied to the SSS according to Table 4 using the estimated PSS sequence set and the OCC. In this process, it is natural that the terminal may classify sectors according to the embodiment described with reference to FIG. 35. The terminal can finally decode the SSS by checking the scrambling code applied to the SSS.
도 40은 제안하는 실시 예와 관련된 또 다른 PSS/SSS 구성 방식을 설명하는 도면이다. 도 40에서 'E'는 PSS/SSS가 배치되지 않는 비어있는 영역(empty region)을 의미하며, 동기화 신호가 아닌 PBCH(Physical Broadcast Channel) 등이 배치되어 단말의 블라인드 디텍션 대상이 되는 자원 영역이다.40 is a view for explaining another PSS / SSS configuration method related to the proposed embodiment. In FIG. 40, 'E' refers to an empty region in which PSS / SSS is not disposed, and is a resource region that is a blind detection target of a terminal by placing a PBCH (Physical Broadcast Channel) that is not a synchronization signal.
도 40의 실시 예에 의하면, SSS는 PSS가 배치되는 자원 영역과 동일한 시간축 및 인접한 주파수축 상에 할당될 수 있다. 이때, 물리적으로 인접한 섹터들 간의 SSS는 물리적으로 서로 다른 주파수 대역에 할당될 수 있다. 즉, 도 40(a)의 섹터 I의 SSS는 PSS가 배치되는 자원 영역의 위쪽(예를 들어, 서브캐리어 인덱스가 증가하는 방향)으로 인접한 위치에 할당될 수 있는 반면, 도 40(b)의 섹터 II의 SSS는 PSS가 배치되는 자원 영역의 아래쪽(예를 들어, 서브캐리어 인덱스가 감소하는 방향)으로 인접한 위치에 할당될 수 있다. 이와 같이 PSS와 SSS가 FDM 되는 형태와 자원 영역을 조절함으로써, 인접한 섹터 간의 SSS에도 서로 영향을 주지 않게끔 구현할 수 있다. 이때, 각 섹터의 SSS가 할당되는 주파수 위치는 동기화 파라미터 (예: 물리 계층 ID)에 기반하여 결정될 수 있다.According to the embodiment of FIG. 40, the SSS may be allocated on the same time axis and adjacent frequency axis as the resource region in which the PSS is disposed. In this case, SSSs between physically adjacent sectors may be allocated to physically different frequency bands. That is, the SSS of sector I of FIG. 40 (a) may be allocated to an adjacent position above the resource region in which the PSS is disposed (for example, in a direction in which the subcarrier index increases), while in FIG. 40 (b) The SSS of sector II may be allocated to an adjacent position below the resource area in which the PSS is disposed (eg, the direction in which the subcarrier index decreases). In this way, the PSS and the SSS are adjusted to form the FDM and the resource area, so that the SSS between adjacent sectors can be implemented without affecting each other. In this case, the frequency position to which the SSS of each sector is allocated may be determined based on a synchronization parameter (eg, physical layer ID).
나아가, 앞서 도 39에서 설명한 실시 예와 도 40에서 설명한 실시 예가 복합적으로 적용될 수도 있다. 즉, SSS에 적용되는 스크램블링 코드를 정의할 때 섹터의 PSS 시퀀스 셋과 함께 OCC 를 이용하면서, 인접한 섹터의 SSS는 PSS의 자원 영역에 서로 다른 위치로 인접하여 할당되도록 구현할 수도 있다. 이와 같이 2가지 방식을 복합적으로 이용함으로써 SSS의 간섭 영향을 더욱 확실하게 제거할 수 있다. Furthermore, the embodiment described with reference to FIG. 39 and the embodiment described with reference to FIG. 40 may be combined. That is, when defining the scrambling code applied to the SSS, while using the OCC together with the PSS sequence set of the sector, the SSS of the adjacent sectors may be implemented to be adjacently allocated to different positions in the resource region of the PSS. By using these two methods in combination, the interference effect of the SSS can be more surely eliminated.
추가적으로, 앞에서는 물리적으로 인접한 두 섹터의 SSS에 간섭을 최소화 하기 위해 각 섹터의 SSS에 대해 서로 다른 스크램블링 코드를 정의하는 구성을 개시하였으나, 도 40과 같이 물리적으로 인접하는 두 섹터의 SSS들이 서로 다른 주파수 영역에 할당되는 경우 상기 두 섹터의 SSS들에 동일한 스크램블링 코드가 정의될 수도 있다. 왜냐하면, 상기 두 섹터의 SSS들이 서로 다른 주파수 영역에 할당된 바, 서로 간섭을 주지 않기 때문이다.Additionally, in order to minimize interference with SSSs of two physically adjacent sectors, a configuration of defining different scrambling codes for SSSs of each sector is disclosed. However, as shown in FIG. 40, SSSs of two physically adjacent sectors are different from each other. The same scrambling code may be defined in the SSSs of the two sectors when allocated to the frequency domain. This is because the SSSs of the two sectors are allocated to different frequency domains and do not interfere with each other.
마지막으로, OCC 를 제어하는 방식에 대해 설명한다. 물리적으로 인접하는 섹터 간의 SSS에 서로 다른 OCC가 할당될 수 있다. 이때 각 섹터에 적용되는 OCC는 각 섹터의 동기화 파라미터(예: 물리적 셀 ID)에 기반하여 결정될 수 있다. 이에 따라, SSS에 스크램블링 코드가 적용되어 전송되는 과정에서, 기지국은 복수의 OFDM 심볼에 걸쳐서 반복되는 SSS에도 OCC를 적용할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 도 39(a)의 섹터 I에 대해서는 [1 1 1 1]을, 도 39(b)의 섹터 II에 대해서는 [1 1 -1 -1]을 할당할 수 있다. 이러한 경우, 단말은 수신 신호에 OCC를 적용하여 두 섹터의 SSS를 분리해낼 수 있으며, 이에 따라 셀 ID 그룹을 추정할 수 있다. Finally, the method of controlling the OCC is described. Different OCCs may be allocated to SSSs between physically adjacent sectors. In this case, the OCC applied to each sector may be determined based on a synchronization parameter (eg, physical cell ID) of each sector. Accordingly, in a process in which a scrambling code is applied to the SSS and transmitted, the base station may apply the OCC to the SSS repeated over a plurality of OFDM symbols. For example, the base station may allocate [1 1 1 1] for sector I of FIG. 39 (a) and [1 1 -1 -1] for sector II of FIG. 39 (b). In this case, the UE can separate the SSS of the two sectors by applying the OCC to the received signal, and can estimate the cell ID group accordingly.
이상에서 설명한 실시 예들을 통해서, PSS 시퀀스 셋 및 OCC의 조합을 통해서 인접한 섹터 간의 SSS 전송으로 인한 간섭을 제어하는 방안을 제안하였다. 종래의 경우 PSS 시퀀스 셋만을 이용하여 SSS 의 스크램블링 코드가 결정되는 점에 비교할 때, 제안하는 실시 예에 의하면 인접한 섹터 간에도 SSS에 스크램블링 코드가 다르게 적용될 수 있어 SSS 간의 간섭을 최소화할 수 있다. 또한, 물리적으로 다른 섹터에 대해서는 SSS의 할당 자원 영역을 다르게 구현하는 방법이나 OCC를 다르게 적용하는 방법 또한 함께 적용될 수 있다.Through the above-described embodiments, a method of controlling interference due to SSS transmission between adjacent sectors through a combination of a PSS sequence set and an OCC has been proposed. Compared to the conventional case in which the scrambling code of the SSS is determined using only the PSS sequence set, according to the proposed embodiment, the scrambling code may be differently applied to the SSS even between adjacent sectors, thereby minimizing the interference between the SSSs. In addition, a method of differently implementing an allocated resource region of an SSS or a method of applying an OCC differently to physically different sectors may also be applied.
7. 장치 구성7. Device Configuration
도 41는 본 발명의 일 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다. 도 41에서 단말(100) 및 기지국(200)은 각각 무선 주파수(RF) 유닛(110, 210), 프로세서(120, 220) 및 메모리(130, 230)를 포함할 수 있다. 도 41에서는 단말(100)와 기지국(200) 간의 1:1 통신 환경만을 도시하였으나, 다수의 단말과 다수의 기지국 간에도 통신 환경이 구축될 수 있다. 또한, 도 41에 도시된 기지국(200)은 매크로 셀 기지국과 스몰 셀 기지국에 모두 적용될 수 있다.41 is a diagram illustrating a configuration of a terminal and a base station according to an embodiment of the present invention. In FIG. 41, the terminal 100 and the base station 200 may include radio frequency (RF) units 110 and 210, processors 120 and 220, and memories 130 and 230, respectively. In FIG. 41, only a 1: 1 communication environment between the terminal 100 and the base station 200 is illustrated, but a communication environment may be established between a plurality of terminals and a plurality of base stations. In addition, the base station 200 illustrated in FIG. 41 may be applied to both the macro cell base station and the small cell base station.
각 RF 유닛(110, 210)은 각각 송신부(112, 212) 및 수신부(114, 214)를 포함할 수 있다. 단말(100)의 송신부(112) 및 수신부(114)는 기지국(200) 및 다른 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(120)는 송신부(112) 및 수신부(114)와 기능적으로 연결되어 송신부(112) 및 수신부(114)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(120)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(112)로 전송하며, 수신부(114)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행한다.Each RF unit 110, 210 may include a transmitter 112, 212 and a receiver 114, 214, respectively. The transmitting unit 112 and the receiving unit 114 of the terminal 100 are configured to transmit and receive signals with the base station 200 and other terminals, and the processor 120 is functionally connected with the transmitting unit 112 and the receiving unit 114. In connection, the transmitter 112 and the receiver 114 may be configured to control a process of transmitting and receiving signals with other devices. In addition, the processor 120 performs various processes on the signal to be transmitted and transmits the signal to the transmitter 112, and performs the process on the signal received by the receiver 114.
필요한 경우 프로세서(120)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(130)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 단말(100)은 이상에서 설명한 본 발명의 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.If necessary, the processor 120 may store information included in the exchanged message in the memory 130. With such a structure, the terminal 100 can perform the method of various embodiments of the present invention described above.
기지국(200)의 송신부(212) 및 수신부(214)는 다른 기지국 및 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(220)는 송신부(212) 및 수신부(214)와 기능적으로 연결되어 송신부(212) 및 수신부(214)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(220)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(212)로 전송하며 수신부(214)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행할 수 있다. 필요한 경우 프로세서(220)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(230)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 기지국(200)은 앞서 설명한 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.The transmitter 212 and the receiver 214 of the base station 200 are configured to transmit and receive signals with other base stations and terminals, and the processor 220 is functionally connected to the transmitter 212 and the receiver 214 to transmit the signal. 212 and the receiver 214 may be configured to control the process of transmitting and receiving signals with other devices. In addition, the processor 220 may perform various processing on the signal to be transmitted, transmit the signal to the transmitter 212, and may perform processing on the signal received by the receiver 214. If necessary, the processor 220 may store information included in the exchanged message in the memory 230. With such a structure, the base station 200 may perform the method of the various embodiments described above.
단말(100) 및 기지국(200) 각각의 프로세서(120, 220)는 각각 단말(100) 및 기지국(200)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(120, 220)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리(130, 230)들과 연결될 수 있다. 메모리(130, 230)는 프로세서(120, 220)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다. Processors 120 and 220 of the terminal 100 and the base station 200 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) the operation in the terminal 100 and the base station 200. Respective processors 120 and 220 may be connected to memories 130 and 230 that store program codes and data. The memories 130 and 230 are coupled to the processors 120 and 220 to store operating systems, applications, and general files.
본 발명의 프로세서(120, 220)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(120, 220)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. The processor 120 or 220 of the present invention may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like. The processors 120 and 220 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(120, 220)에 구비될 수 있다. When implementing an embodiment of the present invention using hardware, application specific integrated circuits (ASICs) or digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), and programmable logic devices (PLDs) configured to perform the present invention. Field programmable gate arrays (FPGAs) may be provided in the processors 120 and 220.
한편, 상술한 방법은, 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성 가능하고, 컴퓨터 판독 가능 매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 또한, 상술한 방법에서 사용된 데이터의 구조는 컴퓨터 판독 가능 매체에 여러 수단을 통하여 기록될 수 있다. 본 발명의 다양한 방법들을 수행하기 위한 실행 가능한 컴퓨터 코드를 포함하는 저장 디바이스를 설명하기 위해 사용될 수 있는 프로그램 저장 디바이스들은, 반송파(carrier waves)나 신호들과 같이 일시적인 대상들은 포함하는 것으로 이해되지는 않아야 한다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, DVD 등)와 같은 저장 매체를 포함한다.Meanwhile, the above-described method may be written as a program executable on a computer, and may be implemented in a general-purpose digital computer which operates the program using a computer readable medium. In addition, the structure of the data used in the above-described method can be recorded on the computer-readable medium through various means. Program storage devices that may be used to describe storage devices that include executable computer code for performing the various methods of the present invention should not be understood to include transient objects, such as carrier waves or signals. do. The computer readable medium includes a storage medium such as a magnetic storage medium (eg, a ROM, a floppy disk, a hard disk, etc.), an optical reading medium (eg, a CD-ROM, a DVD, etc.).
본원 발명의 실시 예 들과 관련된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상기 기재의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.It will be understood by those skilled in the art that embodiments of the present invention can be implemented in a modified form without departing from the essential characteristics of the above description. Therefore, the disclosed methods should be considered in descriptive sense only and not for purposes of limitation. The scope of the present invention is shown in the claims rather than the detailed description of the invention, and all differences within the equivalent scope should be construed as being included in the scope of the present invention.
상술한 바와 같은 동기화 파라미터 측정 방법은 3GPP LTE, LTE-A 시스템뿐 아니라, 그 외에도 IEEE 802.16x, 802.11x 시스템을 포함하는 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다. 나아가, 제안한 방법은 초고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템에도 적용될 수 있다. The method of measuring synchronization parameters as described above may be applied to various wireless communication systems including not only 3GPP LTE and LTE-A systems, but also IEEE 802.16x and 802.11x systems. Furthermore, the proposed method can be applied to mmWave communication system using ultra high frequency band.

Claims (12)

  1. 무선 통신 시스템에서 기지국이 PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)로 구성되는 동기 신호를 전송하는 방법에 있어서,In a wireless communication system, a base station transmits a synchronization signal consisting of a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS),
    상기 동기 신호가 전송될 영역인 섹터(sector)에 대해 정의되는 PSS 시퀀스 셋 및 OCC(Orthogonal Cover Code)를 이용하여 동기화 파라미터를 결정하는 단계;Determining a synchronization parameter using a PSS sequence set and an orthogonal cover code (OCC) defined for a sector, which is an area to which the synchronization signal is to be transmitted;
    상기 동기화 파라미터를 이용하여 SSS에 적용될 스크램블링 시퀀스를 생성하는 단계; Generating a scrambling sequence to be applied to an SSS using the synchronization parameter;
    상기 스크램블링 시퀀스를 이용하여 상기 섹터에 대해 전송할 SSS를 생성하는 단계; 및Generating an SSS to transmit for the sector using the scrambling sequence; And
    상기 PSS 시퀀스 셋에서 선택된 PSS 및 상기 SSS를 복수의 시간 구간에 걸쳐서 반복하여 전송하는 단계를 포함하는, 동기 신호 전송 방법.And repeatedly transmitting the PSS and the SSS selected in the PSS sequence set over a plurality of time intervals.
  2. 제1항에 있어서,The method of claim 1,
    상기 동기화 파라미터는 상기 기지국의 물리 계층 ID 또는 물리 계층 ID의 일부 정보에 대응되는, 동기 신호 전송 방법.The synchronization parameter corresponds to a physical layer ID or some information of a physical layer ID of the base station.
  3. 제1항에 있어서, The method of claim 1,
    상기 SSS는 상기 PSS 에 할당된 자원 영역과 주파수축으로 인접하는 자원 영역에 할당되고,The SSS is allocated to a resource region adjacent to the resource region allocated to the PSS on a frequency axis,
    상기 SSS가 할당되는 자원 영역의 위치는 상기 동기화 파라미터에 기반하여 결정되는, 동기 신호 전송 방법.The location of the resource region to which the SSS is allocated is determined based on the synchronization parameter.
  4. 제3항에 있어서The method of claim 3,
    물리적으로 인접한 두 섹터의 SSS들은 상기 PSS에 할당된 자원 영역에 주파수축 상의 서로 다른 방향으로 인접하는 자원 영역들에 각각 할당되는 것인, 동기 신호 전송 방법.And SSSs of two physically adjacent sectors are respectively allocated to adjacent resource regions in different directions on a frequency axis to the resource region allocated to the PSS.
  5. 제1항에 있어서,The method of claim 1,
    상기 동기화 파라미터는, 상기 PSS 시퀀스 셋에서 선택된 어느 하나의 PSS 시퀀스와 동기 신호가 반복하여 전송되는 횟수에 대응하는 어느 하나의 OCC와의 조합에 의해 정의되는 것인, 동기 신호 전송 방법.The synchronization parameter is defined by a combination of any one PSS sequence selected from the PSS sequence set and any one OCC corresponding to the number of times a synchronization signal is repeatedly transmitted.
  6. 제1항에 있어서, The method of claim 1,
    물리적으로 인접한 두 섹터에 전송되는 SSS들은 서로 다른 OCC가 적용되고,SSSs transmitted to two physically adjacent sectors are applied with different OCCs,
    각 SSS에 적용되는 OCC는 상기 동기화 파라마터에 기반하여 결정되는, 동기 신호 전송 방법.The OCC applied to each SSS is determined based on the synchronization parameter.
  7. 무선 통신 시스템에서 PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)로 구성되는 동기 신호를 전송하는 기지국에 있어서,In the base station for transmitting a synchronization signal consisting of a PSS (Primary Synchronization Signal) and SSS (Secondary Synchronization Signal) in a wireless communication system,
    송신부; A transmitter;
    수신부; 및Receiving unit; And
    상기 송신부 및 상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,A processor operating in connection with the transmitter and the receiver,
    상기 프로세서는, The processor,
    상기 동기 신호가 전송될 영역인 섹터(sector)에 대해 정의되는 PSS 시퀀스 셋 및 OCC(Orthogonal Cover Code)를 이용하여 동기화 파라미터를 결정하고,A synchronization parameter is determined using a PSS sequence set and an orthogonal cover code (OCC) defined for a sector, which is an area to which the synchronization signal is to be transmitted,
    상기 동기화 파라미터를 이용하여 SSS에 적용될 스크램블링 시퀀스를 생성하고,Generating a scrambling sequence to be applied to the SSS using the synchronization parameter,
    상기 스크램블링 시퀀스를 이용하여 상기 섹터에 대해 전송할 SSS를 생성하고, 및Generate an SSS to be transmitted for the sector using the scrambling sequence, and
    상기 PSS 시퀀스 셋에서 선택된 PSS 및 상기 SSS를 복수의 시간 구간에 걸쳐서 반복하여 전송하는 것인, 기지국.And repeatedly transmitting the PSS and the SSS selected in the PSS sequence set over a plurality of time intervals.
  8. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein
    상기 동기화 파라미터는 상기 기지국의 물리 계층 ID또는 물리 계층 ID의 일부 정보에 대응되는, 기지국.The synchronization parameter corresponds to a physical layer ID or some information of a physical layer ID of the base station.
  9. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein
    상기 SSS는 상기 PSS 에 할당된 자원 영역과 주파수축으로 인접하는 자원 영역에 할당되고,The SSS is allocated to a resource region adjacent to the resource region allocated to the PSS on a frequency axis,
    상기 SSS가 할당되는 자원 영역의 위치는 상기 동기화 파라미터에 기반하여 결정되는, 기지국.The location of the resource region to which the SSS is allocated is determined based on the synchronization parameter.
  10. 제9항에 있어서,The method of claim 9,
    물리적으로 인접한 두 섹터의 SSS들은 상기 PSS에 할당된 자원 영역에 주파수축 상의 서로 다른 방향으로 인접하는 자원 영역들에 각각 할당되는 것인, 기지국.SSSs of two physically adjacent sectors are respectively allocated to adjacent resource regions in different directions on a frequency axis to the resource region allocated to the PSS.
  11. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein
    상기 동기화 파라미터는, 상기 PSS 시퀀스 셋에서 선택된 어느 하나의 PSS 시퀀스와 동기 신호가 반복하여 전송되는 횟수에 대응하는 어느 하나의 OCC와의 조합에 의해 정의되는 것인, 기지국.The synchronization parameter is defined by a combination of any one PSS sequence selected from the PSS sequence set and any one OCC corresponding to the number of times a synchronization signal is repeatedly transmitted.
  12. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein
    물리적으로 인접한 두 섹터에 전송되는 SSS들은 서로 다른 OCC가 적용되고,SSSs transmitted to two physically adjacent sectors are applied with different OCCs,
    각 SSS에 적용되는 OCC는 상기 동기화 파라마터에 기반하여 결정되는, 기지국.The OCC applied to each SSS is determined based on the synchronization parameter.
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