WO2017080996A1 - Method for controlling a semiconductor switch of a converter, method, and device for operating an electric machine - Google Patents

Method for controlling a semiconductor switch of a converter, method, and device for operating an electric machine Download PDF

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WO2017080996A1
WO2017080996A1 PCT/EP2016/076965 EP2016076965W WO2017080996A1 WO 2017080996 A1 WO2017080996 A1 WO 2017080996A1 EP 2016076965 W EP2016076965 W EP 2016076965W WO 2017080996 A1 WO2017080996 A1 WO 2017080996A1
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semiconductor switch
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Martin SPORNRAFT
Thomas Baumann
Matthias Töns
Michael Wiesinger
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Continental Automotive Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a method for controlling a semiconductor switch with a pulse width modulated control signal. Furthermore, the invention relates to a method and a device for operating an electrical machine with at least one semiconductor switch. Moreover, the invention relates to an electric drive arrangement with a previously mentioned device.
  • Half-bridge converters in particular inverters, are used to convert an input current of one current type or at a frequency into an output current of a different current type or with a different frequency.
  • inverters are used to operate hybrid electric / electric vehicle electric machines, which convert direct currents into alternating currents (or phase currents) for the electric machines and / or vice versa.
  • the inverters bridge circuits with semiconductor switches, which of
  • pulse width modulated control signals controlled in a switching frequency alternately switched on / off and thereby convert the DC currents in the AC / phase currents with a corresponding fundamental frequency.
  • the object of the present invention is to generate a higher output voltage at the output current of a semiconductor switch of a power converter, in particular an inverter, while maintaining the switching frequency of the semiconductor switches.
  • a method for controlling a semiconductor switch of a power converter, in particular a power output stage of an inverter, with a pulse-width-modulated control signal.
  • the semiconductor switch is switched during a signal period of the control signal in two period sections of the one signal period, each with one of two different partial duty cycles.
  • the invention is based on the following findings:
  • the conversion of an input current of one type of current or with one frequency by means of one converter into an output current of a different current type or with a different frequency usually takes place by turning on / off a semiconductor switch of a half-bridge of the converter, for example an inverter, with a pulse-width-modulated control signal a high switching frequency.
  • the output current DC or DC or AC / phase voltage or AC / phase current
  • the semiconductor switch is switched on or off at a switching frequency in such a way that a desired voltage curve can be simulated as well as possible at the output current with a requested fundamental frequency.
  • the output current In order to set the switching frequency ten times as high as the fundamental frequency, the output current must also be mapped with ten duty cycles per fundamental frequency period. Accordingly, the semiconductor switch must be turned on / off at a switching frequency which is ten times the fundamental frequency period. The high switching frequency in turn leads to high switching losses in the semiconductor switch.
  • the increased harmonics in the output current (phase current) or in the output voltage (phase voltage) have negative effects on the power output stage of the inverter and the electrical machine result.
  • the switching frequency of the semiconductor switch can be increased.
  • the (maximum possible) effective amplitude of the output voltage (phase voltage) is reduced due to the dead time in the switching operation of the semiconductor switch.
  • a lower effective amplitude of the output voltage (phase voltage) in turn, less power for the electrical machine can be called up from the output current (phase current) of the semiconductor switch.
  • a solution is sought with which a semiconductor switch, in particular a semiconductor switch of a power output stage of a power converter, especially an inverter for operating an electrical machine of an electric drive, is controlled such that at the same switching frequency higher voltage utilization (And thus a higher power utilization) is made possible and the output current of the semiconductor switch also has even lower harmonics.
  • the semiconductor switches are switched on / off in such a way that the voltage curves of the output current to be generated (for example, a phase current) can be simulated as well as possible. This is to a higher amplitude of the output voltage (or the phase voltage) of the semiconductor switch and thus more power from the output current (the phase current) of the semiconductor switch can be accessed.
  • the above-mentioned method for controlling a semiconductor switch of a power converter, in particular a power output stage of an inverter for operating an electrical machine is provided with a pulse-width-modulated control signal in the present application.
  • the control signal is divided into two period sections during a signal period, wherein one of two different partial duty cycles is used in each of the two period sections. This applies in particular to several or all signal periods of the control signal.
  • the semiconductor switch is then switched controlled in each of the two period sections each with one of the two different partial duty cycles during this one signal period.
  • a partial duty cycle means a duty cycle which applies in one of the two period sections of the one signal period of the control signal, the semiconductor switch being switched in this period section with this partial duty cycle activated.
  • the control signal has two different duty cycle values (namely two
  • Partial duty cycles whereby the semiconductor switch is switched in the said two period sections of the same signal period with two different duty cycle values.
  • the two partial duty cycles are designed such that with these two Tastgrad tone compared to an undivided, for the entire signal period single duty cycle, which corresponds to the total duty cycle of the corresponding signal period, low harmonics in the output current (ie in the output voltage) result.
  • the total duty cycle corresponds to a desired duty cycle, with which the voltage curves of the output current of the semiconductor switch to be generated can be well simulated.
  • the two period sections of one signal period can be of different lengths or have different durations of time.
  • a first of the two periodic portions may be 40% of the total duration of the signal period and a second of the two periodic portions corresponding to 60% of the total duration of the signal period.
  • the two period sections of the one signal period are the same length or have the same time duration.
  • the high level sections of the two period sections of the one signal period may be at the two period ends of the corresponding signal period, so that the low level sections of the two period sections are in the middle of the corresponding signal period and are connected.
  • This is the case, in particular, in the case of a low-side semiconductor switch of a half-bridge (a bridge circuit), since the control signal for a high-side semiconductor switch of the half-bridge is generally inverted for driving the corresponding half-bridge located in the same half-bridge
  • the high-level sections of the two period sections of the one signal period are in the middle of the corresponding signal period, so that these
  • High level sections are located in the middle of the corresponding signal period and are connected. This is esp.
  • the duty cycle of the control signal guasi already changed / adjusted during the respective signal periods of the control signal.
  • the output current of the semiconductor switch is reproduced the desired output current more accurately, without increasing the switching frequency of the control signal.
  • This in turn allows a higher (maximum possible) effective amplitude (in the fundamental) of the output voltage. By a higher amplitude of the output voltage more power can be retrieved from the output current of the semiconductor switch.
  • This advantage is all the stronger, the smaller the difference between the switching frequency of the control signal and the required fundamental frequency of the output current of the semiconductor switch (or the required fundamental frequency of the actual rotational speed of the electric machine).
  • control signal per signal or switching period two duty cycle values can be mapped.
  • the control signal can be adapted more quickly to the output current to be output without the
  • the switching frequency of the control signal can be kept comparatively low and consequently the semiconductor switch can also be operated with less switching losses.
  • the semiconductor switch is used as a switch of a power output stage of an inverter for operating an electric machine of an electric drive, then the drive can be operated correspondingly lower power loss. This provides a possibility for generating more power at the output current of a semiconductor switch of a power converter, in particular an inverter, while maintaining the switching frequency of the semiconductor switch.
  • the semiconductor switch can be operated with lower power dissipation.
  • the sum of the two partial duty cycles, weighted by the signal duration of the respective period sections, of the two period sections of the one signal period corresponds to a total duty cycle of the corresponding signal period.
  • the sum of the two time periods of the period sections corresponds to one signal period of the entire time duration of said signal period.
  • a further aspect of the invention is a method for operating an electrical machine, in particular a continuous / externally excited synchronous machine or an induction machine, be placed riding ⁇ with at least one semiconductor switch.
  • the at least one semiconductor switch is controlled with at least one pulse-width-modulated control signal according to a method described above.
  • the two partial duty cycles are preferably calculated from at least one measured actual angle value (angle measurement value) of a rotor of the electric machine.
  • the two partial duty cycles are preferably calculated from at least one measured actual rotational speed (rotational speed measured value) of the rotor.
  • a first partial duty cycle is calculated based on a first reference angle value that is a sum of a first actual angle value measured at a first measurement time and a rotational angle of the first rotational time of the first measured time measured at a first measurement time Rotor corresponds.
  • the first time duration corresponds to a time duration between the first measurement time and a first reference time.
  • the first reference time is a point in time at which the first reference angle value (as described above) is calculated / predicted based on the first actual angle value and the first actual rotational speed.
  • the first reference time is in the first period, preferably between 0% to 50% of the signal period, especially between one sixteenth to seven sixteenths of the signal period, between one eighth to three eighths of the signal period, or between three sixteenths to five sixteenths of the signal period, specifically at one quarter of the signal period.
  • the first measurement time is preferably before the current signal period.
  • the first measurement time is preferably as close as possible to the current signal period.
  • Analog is preferably calculated a second portion of duty cycle based on a second reference angle value corresponding to a sum of the first actual angle value and a distance covered with the first actual rotational speed ⁇ in a second time period rotation angle of the rotor. This is the second time period a period of time between the first measurement time and a second reference time.
  • the second reference time point is a time point at which the second reference angle value (as described above) based on the first actual angular value and the first actual rotational speed be calculated ⁇ / is predicted.
  • the second reference time is in the second period, preferably between 50% to 100% of the signal period, in particular between nine sixteenths to fifteen sixteenths of the signal period, between five-eighths to seven-eighths of the signal period, or between eleven
  • the second partial duty cycle is preferably calculated on the basis of a third reference angle value which is a sum of a second actual angular value measured at a second measurement time and a rotational angle of the second measured at a second measurement instant in a third time period Rotor corresponds.
  • the third time duration corresponds to a time duration between the second measurement time and the second reference time.
  • the second measurement time is temporally before the second period section.
  • the second measuring time is preferably after the first measuring time and as close as possible to the second period portion.
  • a temporal angle correction is performed, whereby the measured actual angle values due to the further rotation of the Rotor at the respective reference times no longer correspond to the current angular positions of the rotor, are corrected to these current angular positions.
  • the temporal angle correction is advantageous because the hardware, such. As the microprocessor, to determine the Operatastgrade and the corresponding signal transmission between the components of the hardware corresponding computing or transmission time need to provide the corresponding partial duty cycles, during which the angular position of the rotor (by the further rotation) changes.
  • the angular positions of the rotor at respective reference times in the middle of the respective period sections are advantageous. (The respective middle may also differ).
  • a rotation angle acceleration of the rotor can also be used for angle correction.
  • the rotational angular acceleration has only a slight influence on the result of the angle correction and can therefore be neglected.
  • the two partial duty cycles are determined in good time before the beginning of the signal period or before the beginning of the corresponding period sections and are thus already available at the beginning of the signal period or before the commencement of the corresponding period sections.
  • a computer-readable data store is provided by storing program codes that perform at least one of the previously described methods.
  • an apparatus for operating an electric machine in particular particular a permanent / foreign-excited synchronous machine, or an asynchronous machine provided.
  • the device comprises at least one semiconductor switch, in particular a bridge circuit, for passing or
  • the device comprises at least one control arrangement for controlling the at least one semiconductor switch with at least one pulse-width-modulated control signal.
  • the control arrangement is electrically connected via a control signal output to the control terminal of the semiconductor switch and arranged to switch the semiconductor switch during a signal period of the control signal in two period sections of the corresponding signal period with one of two different partial duty cycles.
  • an electric drive arrangement in particular for driving a hybrid electric / electric vehicle, is provided.
  • the electric drive arrangement comprises at least one electric machine, in particular a permanent / externally excited synchronous machine or an asynchronous machine, for driving the hybrid electric / electric vehicle.
  • the electric drive arrangement further comprises at least one previously described device for providing at least one phase current for the at least one electrical machine.
  • the at least one device comprises at least one phase-current line and is electrically connected via the at least one phase-current line to at least one stator phase of the at least one electrical machine.
  • the load current path of the at least one semiconducting ⁇ terschalters (ie in the case of a power MOSFET, the drain-source path or in the case of a power IGBT, the collector-emitter path) is preferably at least about a phase current line is electrically connected to the stator phase of the electric machine.
  • FIG. 1 in a schematic representation of a
  • 2A, 2B in respective signal flow diagrams each show a signal period of a pulse width modulated control signal according to the prior art and a signal period of a pulse width modulated control signal according to a method according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 1 shows a schematic illustration of an electric drive arrangement EA for driving a hybrid electric vehicle.
  • the electric drive assembly EA comprises an electric machine EM for driving the hybrid electric vehicle, which in this embodiment is designed as a permanent-magnet synchronous machine having a stator with three stator phases and a rotor rotatable relative to the stator.
  • the electric drive assembly EA further comprises a device VR for operating the electric machine EM.
  • the device VR in turn comprises an inverter WR (inverter) for providing phase currents to the electric machine EM, a circuit arrangement SA for controlling the inverter WR, a phase current measuring unit PM for measuring actual phase current values I istl, I ist2 on phase current lines PL to be described below of the inverter WR, a rotation angle measuring unit WM for measuring
  • the desired phase current values I_solll, I_soll2 can also be calculated in a manner known to the person skilled in the art for the current signal period T. In this case, then eliminates the data storage unit DS.
  • the inverter WR comprises a triple bridge circuit BS as a power output stage for providing phase currents for the electric machine EM.
  • the bridge circuit BS comprises three half-bridges HB, which are connected in parallel between a positive supply current line V + and a negative supply current line V-.
  • Each of the three half-bridges HB comprises in each case a positive-voltage-side semiconductor switch HS1 and in each case a negative-voltage-side semiconductor switch HS2, wherein the two semiconductor switches HS1, HS2 of the respective half-bridges HB are connected to one another in series.
  • the semiconductor switches HS1, HS2 are designed, for example, as power IGBTs or as power MOSFETs.
  • the bridge circuit BS further comprises three phase current lines PL, which electrically conductively connect respective electrical connection points VP of the positive voltage side and negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 of the respective half bridges HB to one of the three stator phases of the electric machine EM.
  • the control arrangement SA comprises a calculation unit BE and a control unit SE.
  • the calculation unit BE is electrically connected on the signal input side to a signal output of the phase current measurement unit PM and receives from the phase current measurement unit PM the currently measured actual phase current values I_actual, I_actual2 which the phase current measurement unit PM measures on the respective phase current lines PL.
  • the actual phase current values I_actual, I_actual2 are periodically synchronized with the switching frequency of the control signals SSI, SSI x ; SS2, SS2 ⁇ SS3, SS3 X measured.
  • the calculation unit BE is also electrically connected to a signal output of the rotational angle measuring unit WM and receives from the rotational angle measuring unit WM the currently measured actual angular values w_actual, w_actual2 and the currently measured actual rotational speeds a istl, a ist2 of the rotor of the electric machine EM.
  • the actual angle values w istl, w is 2 and the actual rotational speeds a_act, a_act2 are periodically synchronized with the switching frequency of the control signals SSI, SS1, X to be described below; SS2, SS2 - SS3, SS3 X measured.
  • the calculation unit BE is also electrically connected on the signal input side to a signal output of the data storage unit DS and receives from the data storage unit DS the desired phase current values I_solll, I_soll2 as reference current values which are stored in advance or iteratively recalculated during operation of the electric machine EM.
  • the calculation unit BE Based on the actual and target phase current values I_istl, I_ist2; I_solll, I_soll2, the actual angle values w_istl, w_ist2 and the actual rotational angular velocities a_istl, a_ist2 calculated, the calculation unit BE for individual signal periods of the three control signals SSI, SSI ⁇ ⁇ SS2, SS2 X; SS3, SS3 ⁇ two partial duty cycles Dil, D12; D21, D22; D31, D32 conducts the ⁇ be calculated partial duty cycles Dil, D12; D21, D22; D31, D32 continue to the downstream control unit SE.
  • the control unit SE generates based on the transmitted partial duty factors Dil, D12; D21, D22; D31, D32 six control signals SSI, SS1 ⁇ - SS2, SS2 ⁇ - SS3, SS3 ⁇ and controls the six semiconductor switches HS1, HS2 of the three half-bridges HB with the corresponding control signals SSI, SS1; SS2, SS2 x ; SS3, SS3 X in a manner known to those skilled in the art, so that the positive voltage side and the negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 alternately turned on / off, whereby phase currents are generated from the DC flowing between the positive and negative supply power line V +, V- which are supplied via the three phase current lines PL to the corresponding stator phases of the electric machine EM.
  • FIG. 2A shows, in a schematic signal flow diagram, a signal period T of a pulse-width-modulated control signal SSO generated according to the prior art.
  • FIG. 2B shows, in a further schematic signal flow diagram, an analog signal period T of a control signal SSI with the two partial duty cycles D i, D 2 determined according to one embodiment of the invention.
  • D21-T1 + D22 -T2 D2 -T; respectively.
  • the semiconductor switches HS1, HS2 are then controlled time offset in a manner known to the expert with control signals SSI, SS2, SS3 (or inverse control signals SS1 ⁇ SS2 X, SS3 X) or oppositely connected, the respective overall velvet duty cycles Dl, D2 and D3, respectively, the sums of the respective first and second sub-tactile degrees Dil, D12; D21, D22; D31, D32, multiplied by the durations of the signal period T and the respective period sections Tl, T2, correspond to:
  • D1 Dil ⁇ (T1 / T) + D12 ⁇ (T2 / T);
  • D2 D21 * (T1 / T) + D22 * (T2 / T);
  • D3 D31 * (T1 / T) + D32 * (T2 / T).
  • the determination of the two partial Tastgrade Dil, D12 of the control signal SSI is carried out as described below.
  • the determination of the respective partial duty cycles D21, D22; D31, D32 of the further control signals SS2, SS2 takes place in an analogous manner:
  • the phase current measuring unit PM measures a first actual phase current value I istl and forwards it to the calculation unit BE.
  • the rotational angle measuring unit WM measures or determines a first actual angular value w_istl and a first
  • the data storage unit DS forwards (at the same time) a first desired phase current value I_solll to the calculation unit BE, which was stored in the data storage unit DS in a pre-calculated manner.
  • the calculation unit BE calculates from the first
  • the calculation unit BE further calculates a first reference angle value wbl.
  • the first reference angle value wbl is an angular position of the rotor predicted at a first reference time tbl.
  • the first reference time tbl is in the middle of the first period section Tl of the current signal period T, for which the two partial sample rates D i, D 12 are determined.
  • the first reference angle value wbl is expressed as a sum of the first actual angle value w_istl and one with the first
  • the calculated first reference angle value wbl a smallest total deviation in ge ⁇ geninate the actual angular position of the rotor to said first clutchszeitpunt tbl on. If necessary, the first reference time tbl may also lie in the front or in the back half of the first period section Tl.
  • the calculation unit BE calculates from the first two voltage components Udl and Uql and the first reference angle value wbl in a manner known to those skilled in the art (for example based on a "d- / q-transformation") three first phase voltages for the three phase currents and from the three first phase voltages the first partial duty cycles D i and also the first partial duty cycles D21, D31
  • the further control signals SS2, SS3 The positive voltage side and the negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 are then for the first period portion Tl the current signal period T with the respective first
  • the phase current measuring unit PM measures a second actual phase current value I_ist2 and sends it to the
  • Calculation unit BE continues. At the same measuring time tm2, the rotational angle measuring unit WM measures or determines a second actual angular value w_ist2 and a second actual rotational speed a_ist2 and forwards the two measured values to the calculation unit BE.
  • the data storage unit DS forwards (at the same time) a second desired phase current value I soll2 to the calculation unit BE, which has also been stored in the data storage unit DS in a pre-calculated manner.
  • the calculation unit BE calculates from the second
  • Closed-loop current control (CLS)
  • CLS Solid-loop current control
  • the calculation unit BE calculates a second reference angle value wb3.
  • the second reference angle value wb3 is an angular position of the rotor predicted at a second reference time tb2.
  • the second reference time tb2 is in the middle of the second period section T2 of the current signal period T.
  • the second reference angle value wb3 is the sum of the second actual angle value w is2 and one with the second
  • the second reference time TB2 is located in the middle of the second period portion T2, the calculated second reference angle value to a wb3 ge ⁇ geninate in sum slightest deviation of the actual angular position of the rotor to said second disturbanceszeitpunt tb2. If necessary, the second reference time tb2 may also lie in the front or in the back half of the second period section T2.
  • the calculation unit BU calculates three second phase voltages for the three phase currents and the three second voltages in the manner known to the person skilled in the art (for example based on a "d- / q transformation") Phase voltages the second partial duty cycle D12 and also the second partial duty cycles D22, D32 of the further control signals SS2, SS3.
  • the positive voltage side and the negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 are then for the second period T2 of the current signal period T with the respective second Partial duty cycles D12, D22, D32 activated further switched on.
  • the three second partial duty cycles D12, D22, D32 may be determined from the first measured at the first measurement time tml Is-phase current value I_istl, the first target phase current value I_solll, the first actual angle value w_istl and the first actual rotational speed a_istl be calculated in an analogous manner as described above.
  • the three second phase voltages for the three phase currents and thus the three second partial duty cycles D12, D22, D32 are then calculated by the calculation unit BE from the two first voltage components Udl and Uql and the second reference angle value wb2 calculated as described above.
  • the total duty cycle Dl, D2, D3 of the control signals SSI, SSI '; SS2, SS2 - SS3, SS3 already adjusted in the middle of the respective signal periods T.
  • the phase voltages provided by the semiconductor switches HS1, HS2 can be adapted more quickly to those desired setpoint voltages without having to increase the (switching) frequency of the control signals SS1, SS1-SS2, SS2-SS3, SS3- X .
  • the switching frequency of the control signals SSI, SSI ⁇ ; SS2, SS2 - SS3, SS3 are kept comparatively low and consequently the semiconductor switches HS1, HS2 can also be operated with lower switching losses. Accordingly, the electric drive EA can also be operated with less power loss.

Landscapes

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Abstract

The invention relates to a method for controlling a semiconductor switch (HS1) of a converter (WR) by means of a pulse width modulated control signal (SS1), wherein, during a signal period (T) of the control signal (SS1), the semiconductor switch (HS1) is switched in a driven manner in two period sections (T1, T2) of the signal period (T) each having one of two different partial duty factors (D11, D12). The invention further relates to a method and to a device for operating an electric machine (EM) by means of at least one semiconductor switch (HS1), wherein the at least one semiconductor switch (HS1) is controlled by means of at least one pulse width modulated control signal (SS1) according to the aforementioned method.

Description

Beschreibung description
Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine A method of controlling a semiconductor switch of a power converter, method and apparatus for operating an electrical machine
Technisches Gebiet: Technical area:
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Halb- leiterschalters mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine mit mindestens einem Halbleiterschalter. Außerdem betrifft die Erfindung eine elektrische Antriebsanordnung mit einer zuvor genannten Vor- richtung. The invention relates to a method for controlling a semiconductor switch with a pulse width modulated control signal. Furthermore, the invention relates to a method and a device for operating an electrical machine with at least one semiconductor switch. Moreover, the invention relates to an electric drive arrangement with a previously mentioned device.
Stand der Technik: State of the art:
Stromrichter mit Halbbrücken, insb. Wechselrichter, dienen zur Umwandlung eines Eingangsstromes einer Stromart oder mit einer Frequenz in einen Ausgangsstrom einer anderen Stromart oder mit einer anderen Frequenz. Insb. werden Wechselrichter zum Betrieb von elektrischen Maschinen von Hybridelektro-/Elektro- fahrzeugen, verwendet, welche Gleichströme in Wechselströme (bzw. Phasenströme) für die elektrischen Maschinen und/oder umgekehrt umwandelt. Hierzu weisen die Wechselrichter Brückenschaltungen mit Halbleiterschaltern auf, die von Half-bridge converters, in particular inverters, are used to convert an input current of one current type or at a frequency into an output current of a different current type or with a different frequency. Esp. For example, inverters are used to operate hybrid electric / electric vehicle electric machines, which convert direct currents into alternating currents (or phase currents) for the electric machines and / or vice versa. For this purpose, the inverters bridge circuits with semiconductor switches, which of
pulsweitenmodulierten Steuersignalen gesteuert in einer Schaltfrequenz abwechselnd ein- /ausgeschaltet werden und dabei die Gleichströme in die Wechsel-/Phasenströme mit einer entsprechenden Grundfrequenz umwandeln. pulse width modulated control signals controlled in a switching frequency alternately switched on / off and thereby convert the DC currents in the AC / phase currents with a corresponding fundamental frequency.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, bei gleichbleibender Schaltfrequenz der Halbleiterschalter höhere Ausgangsspannung bei dem Ausgangsstrom eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insb. eines Wechselrichters, zu generieren . Beschreibung der Erfindung: The object of the present invention is to generate a higher output voltage at the output current of a semiconductor switch of a power converter, in particular an inverter, while maintaining the switching frequency of the semiconductor switches. Description of the invention:
Diese Aufgabe wird durch Gegenstände der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Un- teransprüche . This object is solved by subject matters of the independent claims. Advantageous embodiments are the subject of the dependent claims.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insbesondere einer Leistungsendstufe eines Wechselrichters, mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal bereitgestellt. Gemäß dem Verfahren wird der Halbleiterschalter während einer Signalperiode des Steuersignals in zwei Periodenabschnitten der einen Signalperiode mit jeweils einem von zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden angesteuert geschaltet. According to a first aspect of the invention, a method is provided for controlling a semiconductor switch of a power converter, in particular a power output stage of an inverter, with a pulse-width-modulated control signal. According to the method, the semiconductor switch is switched during a signal period of the control signal in two period sections of the one signal period, each with one of two different partial duty cycles.
Die Erfindung basiert auf folgenden Erkenntnissen: The invention is based on the following findings:
Die Umwandlung eines Eingangsstromes einer Stromart oder mit einer Frequenz mittels eines Stromrichters in einen Aus- gangsstrom einer anderen Stromart oder mit einer anderen Frequenz erfolgt üblicherweise durch Ein-/Ausschalten eines Halbleiterschalters einer Halbbrücke des Stromrichters, bspw. eines Wechselrichter, mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal mit einer hohen Schaltfrequenz. Dadurch wird der Ausgangsstrom (Gleichspannung bzw. Gleichstrom oder Wechsel-/Phasenspannung bzw. Wechsel-/Phasenstrom) mit einer entsprechenden Grundfrequenz erzeugt. Der Halbleiterschalter wird dabei mit einer Schaltfrequenz derart ein- bzw. ausgeschaltet, dass ein gewünschter Spannungsverlauf bei dem Ausgangsstrom mit einer angeforderten Grundfrequenz möglichst gut nachgebildet werden kann. Dadurch soll eine höhere Amplitude der Ausgangsspannung des Ausgangsstromes des Halbleiterschalters und somit mehr Leistung aus dem Ausgangsstrom des Halbleiterschalters abgerufen werden. Zur Abbildung der angeforderten Grundfrequenz bei dem Ausgangsstrom ist in der Regel eine Schaltfrequenz mit einem gegenüber der angeforderten Grundfrequenz mindestens zehnfachen Frequenzwert erforderlich, mit der der Halbleiterschalter auch geschaltet werden muss. Je kleiner der Abstand zwischen der Grundfrequenz und der Schaltfrequenz ist, umso schlechter kann die genannte Grundfrequenz abgebildet werden. Dies hat erhöhte Oberwellen in dem Ausgangsstrom bzw. in der Ausgangsspannung zur Folge. The conversion of an input current of one type of current or with one frequency by means of one converter into an output current of a different current type or with a different frequency usually takes place by turning on / off a semiconductor switch of a half-bridge of the converter, for example an inverter, with a pulse-width-modulated control signal a high switching frequency. As a result, the output current (DC or DC or AC / phase voltage or AC / phase current) is generated with a corresponding fundamental frequency. The semiconductor switch is switched on or off at a switching frequency in such a way that a desired voltage curve can be simulated as well as possible at the output current with a requested fundamental frequency. As a result, a higher amplitude of the output voltage of the output current of the semiconductor switch and thus more power to be retrieved from the output current of the semiconductor switch. To map the requested fundamental frequency at the output current is usually a switching frequency with respect to the requested fundamental frequency at least ten times the frequency required, with the semiconductor switch also must be switched. The smaller the distance between the fundamental frequency and the switching frequency, the worse the said fundamental frequency can be mapped. This results in increased harmonics in the output current and in the output voltage, respectively.
Um die Schaltfrequenz zehnmal so hoch wie die Grundfrequenz einzustellen, muss der Ausgangsstrom zudem mit zehn Tastgraden pro Grundfrequenz-Periode abgebildet werden. Entsprechend muss der Halbleiterschalter mit einer Schaltfrequenz ein-/aus- geschaltet werden, welche das Zehnfache der Grundfrequenz-Periode entspricht. Die hohe Schaltfrequenz führt wiederum zu hohen Schaltverlusten bei dem Halbleiterschalter. Im Falle eines Wechselrichters zur Bereitstellung von Phasenspannungen bzw. -strömen für eine elektrische Maschine bspw. eines Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs haben die erhöhten Oberwellen in dem Ausgangsstrom (Phasenstrom) bzw. in der Ausgangsspannung (Phasenspannung) negative Auswirkungen auf die Leistungsendstufe des Wechselrichters und die elektrische Maschine zur Folge. In order to set the switching frequency ten times as high as the fundamental frequency, the output current must also be mapped with ten duty cycles per fundamental frequency period. Accordingly, the semiconductor switch must be turned on / off at a switching frequency which is ten times the fundamental frequency period. The high switching frequency in turn leads to high switching losses in the semiconductor switch. In the case of an inverter for providing phase voltages or currents for an electric machine, for example, a hybrid electric / electric vehicle, the increased harmonics in the output current (phase current) or in the output voltage (phase voltage) have negative effects on the power output stage of the inverter and the electrical machine result.
Zur Reduzierung der Oberwellen kann die Schaltfrequenz des Halbleiterschalters erhöht werden. Durch die Erhöhung der Schaltfrequenz wird jedoch die (maximal mögliche) effektive Amplitude der Ausgangsspannung (Phasenspannung) aufgrund der Totzeit beim Schaltvorgang des Halbleiterschalters verringert. Durch eine geringere effektive Amplitude der Ausgangsspannung (Phasenspannung) kann wiederum aus dem Ausgangsstrom (Pha- senstrom) des Halbleiterschalters weniger Leistung für die elektrische Maschine abgerufen werden. To reduce the harmonics, the switching frequency of the semiconductor switch can be increased. By increasing the switching frequency, however, the (maximum possible) effective amplitude of the output voltage (phase voltage) is reduced due to the dead time in the switching operation of the semiconductor switch. By means of a lower effective amplitude of the output voltage (phase voltage), in turn, less power for the electrical machine can be called up from the output current (phase current) of the semiconductor switch.
Basierend auf die oben aufgezeigten Erkenntnisse wird nach einer Lösung gesucht, mit der ein Halbleiterschalter, insb. ein Halbleiterschalter einer Leistungsendstufe eines Stromrichters, speziell eines Wechselrichters zum Betreiben einer elektrischen Maschine eines elektrischen Antriebs, derart gesteuert wird, dass bei gleicher Schaltfrequenz eine höhere Spannungsausnutzung (und somit eine höhere Leistungsausnutzung) ermöglicht wird und der Ausgangsstrom des Halbleiterschalters zudem noch geringere Oberwellen aufweist. Die Halbleiterschalter werden dabei derart ein-/ausgeschaltet, dass die Spannungsverläufe des zu generierenden Ausgangsstromes (bspw. eines Phasenstromes) möglichst gut nachgebildet werden können. Dadurch soll eine höhere Amplitude der Ausgangsspannung (bzw. der Phasenspannung) des Halbleiterschalters und somit mehr Leistung aus dem Ausgangsstrom (dem Phasenstrom) des Halbleiterschalters abgerufen werden. Based on the above-mentioned findings, a solution is sought with which a semiconductor switch, in particular a semiconductor switch of a power output stage of a power converter, especially an inverter for operating an electrical machine of an electric drive, is controlled such that at the same switching frequency higher voltage utilization (And thus a higher power utilization) is made possible and the output current of the semiconductor switch also has even lower harmonics. The semiconductor switches are switched on / off in such a way that the voltage curves of the output current to be generated (for example, a phase current) can be simulated as well as possible. This is to a higher amplitude of the output voltage (or the phase voltage) of the semiconductor switch and thus more power from the output current (the phase current) of the semiconductor switch can be accessed.
Zur Lösung der anfangs genannten Aufgabe wird in der vorliegenden Anmeldung das oben genannte Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insb. einer Leistungsendstufe eines Wechselrichters zum Betreiben einer elektrischen Maschine, mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal bereitgestellt. Bei dem Verfahren wird das Steuersignal während einer Signalperiode in zwei Periodenabschnitten auf- geteilt, wobei in jedem der beiden Periodenabschnitte jeweils ein von zwei voneinander unterschiedlichen Teil-Tastgraden verwendet wird. Dies betrifft insb. mehrere oder alle Signalperioden des Steuersignals. Der Halbleiterschalter wird dann während dieser einen Signalperiode in jedem der beiden Periodenab- schnitte jeweils mit einem von den zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden gesteuert geschaltet. In order to achieve the initially mentioned object, the above-mentioned method for controlling a semiconductor switch of a power converter, in particular a power output stage of an inverter for operating an electrical machine, is provided with a pulse-width-modulated control signal in the present application. In the method, the control signal is divided into two period sections during a signal period, wherein one of two different partial duty cycles is used in each of the two period sections. This applies in particular to several or all signal periods of the control signal. The semiconductor switch is then switched controlled in each of the two period sections each with one of the two different partial duty cycles during this one signal period.
Dabei bedeutet ein Teil-Tastgrad einen Tastgrad, der in einem der beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode des Steu- ersignals gilt, wobei der Halbleiterschalter in diesem Periodenabschnitt mit diesem Teil-Tastgrad angesteuert geschaltet wird. Damit weist das Steuersignal in der genannten Signalperiode zwei unterschiedliche Tastgradwerte (nämlich zwei In this case, a partial duty cycle means a duty cycle which applies in one of the two period sections of the one signal period of the control signal, the semiconductor switch being switched in this period section with this partial duty cycle activated. Thus, in the signal period mentioned, the control signal has two different duty cycle values (namely two
Teil-Tastgrade) , wodurch der Halbleiterschalter in den genannten zwei Periodenabschnitten derselben Signalperiode mit zwei unterschiedlichen Tastgradwerten angesteuert geschaltet wird. Die beiden Teil-Tastgrade sind dabei derart gestaltet, dass mit diesen beiden Tastgradwerten sich gegenüber einem ungeteilten, für die gesamte Signalperiode einzigen Tastgradwert, der dem Gesamt-Tastgrad der entsprechenden Signalperiode entspricht, geringe Oberwellen in dem Ausgangsstrom (also in der Ausgangsspannung) ergeben. Der Gesamt-Tastgrad entspricht dabei einem Soll-Tastgrad, mit dem die Spannungsverläufe des zu generierenden Ausgangsstromes des Halbleiterschalters gut nachgebildet werden können. Partial duty cycles), whereby the semiconductor switch is switched in the said two period sections of the same signal period with two different duty cycle values. The two partial duty cycles are designed such that with these two Tastgradwerten compared to an undivided, for the entire signal period single duty cycle, which corresponds to the total duty cycle of the corresponding signal period, low harmonics in the output current (ie in the output voltage) result. The total duty cycle corresponds to a desired duty cycle, with which the voltage curves of the output current of the semiconductor switch to be generated can be well simulated.
Dabei können die beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode unterschiedlich lang sein bzw. unterschiedliche Zeitdauer aufweisen. Bspw. können ein erster der beiden Periodenabschnitte 40% der gesamten Dauer der Signalperiode und ein zweiter der beiden Periodenabschnitte entsprechend 60% der gesamten Dauer der Signalperiode betragen. In this case, the two period sections of one signal period can be of different lengths or have different durations of time. For example. For example, a first of the two periodic portions may be 40% of the total duration of the signal period and a second of the two periodic portions corresponding to 60% of the total duration of the signal period.
Vorzugweise sind die beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode jedoch gleich lang bzw. weisen sie eine gleiche Zeitdauer auf. Preferably, however, the two period sections of the one signal period are the same length or have the same time duration.
Die High-Pegelabschnitte der beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode können sich an den beiden Periodenenden der entsprechenden Signalperiode befinden, so dass sich die Low-Pegelabschnitte der beiden Periodenabschnitte in der Mitte der entsprechenden Signalperiode befinden und zusammenhängen. Dies ist insb. bei einem Low-Side-Halbleiterschalter einer Halbbrücke (einer Brückenschaltung) der Fall, da das An- steuersignal für einen High-Side-Halbleiterschalter der Halbbrücke in der Regel invertiert zum Ansteuern des korrespondierenden, in der gleichen Halbbrücke befindlichen The high level sections of the two period sections of the one signal period may be at the two period ends of the corresponding signal period, so that the low level sections of the two period sections are in the middle of the corresponding signal period and are connected. This is the case, in particular, in the case of a low-side semiconductor switch of a half-bridge (a bridge circuit), since the control signal for a high-side semiconductor switch of the half-bridge is generally inverted for driving the corresponding half-bridge located in the same half-bridge
Low-Side-Halbleiterschalter diesem zugeführt wird. Low-side semiconductor switch is supplied to this.
Vorzugsweise befinden sich die High-Pegelabschnitte der beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode jedoch in der Mitte der entsprechenden Signalperiode, so dass sich diese Preferably, however, the high-level sections of the two period sections of the one signal period are in the middle of the corresponding signal period, so that these
High-Pegelabschnitte in der Mitte der entsprechenden Signalperiode befinden und zusammenhängen. Dies ist insb. bei dem zuvor genannten High-Side-Halbleiterschalter einer Halbbrücke der Fall, der in der Regel mit dem nicht invertierten Ansteuersignal angesteuert geschaltet wird. Durch das oben beschriebene Verfahren wird der Tastgrad des Steuersignals guasi schon während der jeweiligen Signalperioden des Steuersignals geändert/angepasst . Dadurch wird der Ausgangsstrom des Halbleiterschalters dem gewünschten Ausgangsstrom genauer abgebildet, ohne dabei die Schaltfrequenz des Steuersignals zu erhöhen. Dies ermöglicht wiederum eine höhere (maximal mögliche) effektive Amplitude (in der Grundwelle) der Ausgangsspannung. Durch eine höhere Amplitude der Ausgangsspannung kann mehr Leistung aus dem Ausgangsstrom des Halbleiterschalters abgerufen werden. High level sections are located in the middle of the corresponding signal period and are connected. This is esp. The previous said high-side semiconductor switch of a half-bridge of the case, which is usually switched to the non-inverted drive signal. By the method described above, the duty cycle of the control signal guasi already changed / adjusted during the respective signal periods of the control signal. As a result, the output current of the semiconductor switch is reproduced the desired output current more accurately, without increasing the switching frequency of the control signal. This in turn allows a higher (maximum possible) effective amplitude (in the fundamental) of the output voltage. By a higher amplitude of the output voltage more power can be retrieved from the output current of the semiconductor switch.
Dieser Vorteil wirkt sich umso stärker aus, je geringer der Unterschied zwischen der Schaltfrequenz des Steuersignals und der erforderlichen Grundfrequenz des Ausgangsstroms des Halbleiterschalters (bzw. der erforderlichen Grundfrequenz der Ist-Drehgeschwindigkeit der elektrischen Maschine) ist. This advantage is all the stronger, the smaller the difference between the switching frequency of the control signal and the required fundamental frequency of the output current of the semiconductor switch (or the required fundamental frequency of the actual rotational speed of the electric machine).
Im Vergleich zu dem Steuersignal mit mittensynchronen Compared to the control signal with mid-synchronous
High-Pegel-Signalabschnitten, bei dem pro Signal- bzw. High-level signal sections, in which per signal or
Schaltperiode nur ein Tastgrad-Wert abgebildet wird, kann bei dem gemäß dem oben beschriebenen Verfahren generierten Steuersignal pro Signal- bzw. Schaltperiode zwei Tastgrad-Werte abgebildet werden. Dadurch kann das Steuersignal dem auszugebenden Ausgangsstrom schneller angepasst werden, ohne dabei die Switching period only one duty cycle value is mapped, in the generated according to the above-described method control signal per signal or switching period two duty cycle values can be mapped. As a result, the control signal can be adapted more quickly to the output current to be output without the
( Schalt- ) Frequenz des Steuersignals erhöhen zu müssen. To increase (switching) frequency of the control signal.
Dadurch kann die Schaltfrequenz des Steuersignals vergleichsweise niedrig gehalten werden und folglich kann der Halbleiterschalter auch schaltverlustarmer betrieben werden. Wird der Halbleiterschalter als Schalter einer Leistungsendstufe eines Wechselrichters zum Betreiben einer elektrischen Maschine eines elektrischen Antriebs verwendet, so kann der Antrieb entsprechend verlustleistungsärmer betrieben werden. Damit ist eine Möglichkeit bereitgestellt, mit der bei gleichbleibender Schaltfrequenz der Halbleiterschalter mehr Leistung bei dem Ausgangsstrom eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insb. eines Wechselrichters, generiert werden kann. Zudem kann der Halbleiterschalter auch verlustleistungsärmer betrieben werden. As a result, the switching frequency of the control signal can be kept comparatively low and consequently the semiconductor switch can also be operated with less switching losses. If the semiconductor switch is used as a switch of a power output stage of an inverter for operating an electric machine of an electric drive, then the drive can be operated correspondingly lower power loss. This provides a possibility for generating more power at the output current of a semiconductor switch of a power converter, in particular an inverter, while maintaining the switching frequency of the semiconductor switch. In addition, the semiconductor switch can be operated with lower power dissipation.
Vorzugsweise entspricht die Summe der beiden, um die Signaldauer der jeweiligen Periodenabschnitte gewichteten Teil-Tastgrade der zwei Periodenabschnitte der einen Signalperiode einem Gesamt-Tastgrad der entsprechenden Signalperiode. Damit gilt: Preferably, the sum of the two partial duty cycles, weighted by the signal duration of the respective period sections, of the two period sections of the one signal period corresponds to a total duty cycle of the corresponding signal period. Thus:
(Tl/T) -Dil + (T2/T) -D12, wobei sind: (Tl / T) -Dil + (T2 / T) -D12, where are:
Dl Gesamt-Tastgrad; Dl total duty cycle;
Dil erster Tastgrad;  Dil first duty cycle;
D12 zweiter Tastgrad;  D12 second duty cycle;
T Zeitdauer der Signalperiode; T duration of the signal period;
Tl Zeitdauer eines ersten Periodenabschnitts; und  Tl duration of a first period section; and
T2 Zeitdauer eines ersten Periodenabschnitts.  T2 duration of a first period section.
Vorzugsweise entspricht die Summe der beiden Zeitdauer der Periodenabschnitte der einen Signalperiode der gesamten Zeitdauer der genannten Signalperiode. Preferably, the sum of the two time periods of the period sections corresponds to one signal period of the entire time duration of said signal period.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine, insbesondere einer permanent-/fremderregten Synchronmaschine oder einer Asynchronmaschine, mit mindestens einem Halbleiterschalter be¬ reitgestellt. Gemäß dem Verfahren wird der mindestens eine Halbleiterschalter mit mindestens einem pulsweitenmodulierten Steuersignal gemäß einem zuvor beschriebenen Verfahren ge- steuert. Vorzugsweise werden die beiden Teil-Tastgrade aus mindestens einem gemessenen Ist-Winkelwert (Winkelmesswert) eines Rotors der elektrischen Maschine berechnet. Ferner werden die beiden Teil-Tastgrade vorzugsweise aus mindestens einer gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit (Drehge- schwindigkeitsmesswert) des Rotors berechnet. According to a further aspect of the invention is a method for operating an electrical machine, in particular a continuous / externally excited synchronous machine or an induction machine, be placed riding ¬ with at least one semiconductor switch. According to the method, the at least one semiconductor switch is controlled with at least one pulse-width-modulated control signal according to a method described above. The two partial duty cycles are preferably calculated from at least one measured actual angle value (angle measurement value) of a rotor of the electric machine. Furthermore, the two partial duty cycles are preferably calculated from at least one measured actual rotational speed (rotational speed measured value) of the rotor.
Vorzugsweise wird ein erster Teil-Tastgrad basierend auf einem ersten Bezugswinkelwert berechnet, der einer Summe eines ersten, zu einem ersten Messzeitpunkt gemessenen Ist-Winkelwertes und eines mit einer ersten, zu dem ersten Mess Zeitpunkt gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit in einer ersten Zeitdauer zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht. Dabei entspricht die erste Zeitdauer einer Zeitdauer zwischen dem ersten Messzeitpunkt und einem ersten Bezugszeitpunkt. Preferably, a first partial duty cycle is calculated based on a first reference angle value that is a sum of a first actual angle value measured at a first measurement time and a rotational angle of the first rotational time of the first measured time measured at a first measurement time Rotor corresponds. In this case, the first time duration corresponds to a time duration between the first measurement time and a first reference time.
Der erste Bezugszeitpunkt ist dabei ein Zeitpunkt, zu dem der erste Bezugswinkelwert (wie oben beschrieben) basierend auf dem ersten Ist-Winkelwert und der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit berechnet/prognostiziert wird. Der erste Bezugszeitpunkt liegt in dem ersten Periodenabschnitt, vorzugsweise zwischen 0% bis 50% der Signalperiode, insb. zwischen einem Sechszehntel bis sieben Sechszehntel der Signalperiode, zwischen einem Achtel bis drei Achtel der Signalperiode, oder zwischen drei Sechszehntel bis fünf Sechszehntel der Signalperiode, speziell bei einem Viertel der Signalperiode. The first reference time is a point in time at which the first reference angle value (as described above) is calculated / predicted based on the first actual angle value and the first actual rotational speed. The first reference time is in the first period, preferably between 0% to 50% of the signal period, especially between one sixteenth to seven sixteenths of the signal period, between one eighth to three eighths of the signal period, or between three sixteenths to five sixteenths of the signal period, specifically at one quarter of the signal period.
Vorzugsweise liegt der erste Messzeitpunkt zeitlich vor der aktuellen Signalperiode. Dabei liegt der erste Messzeitpunkt vorzugsweise so nah wie möglich an der aktuellen Signalperiode. The first measurement time is preferably before the current signal period. The first measurement time is preferably as close as possible to the current signal period.
Analog wird ein zweiter Teil-Tastgrad vorzugsweise basierend auf einem zweiten Bezugswinkelwert berechnet, der einer Summe des ersten Ist-Winkelwertes und eines mit der ersten Ist-Dreh¬ geschwindigkeit in einer zweiten Zeitdauer zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht. Dabei ist die zweite Zeitdauer eine Zeitdauer zwischen dem ersten Messzeitpunkt und einem zweiten Bezugszeitpunkt. Analog is preferably calculated a second portion of duty cycle based on a second reference angle value corresponding to a sum of the first actual angle value and a distance covered with the first actual rotational speed ¬ in a second time period rotation angle of the rotor. This is the second time period a period of time between the first measurement time and a second reference time.
Der zweite Bezugszeitpunkt ist ein Zeitpunkt, zu dem der zweite Bezugswinkelwert (wie oben beschrieben) basierend auf dem ersten Ist-Winkelwert und der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit be¬ rechnet/prognostiziert wird. Der zweite Bezugszeitpunkt liegt in dem zweiten Periodenabschnitt, vorzugsweise zwischen 50% bis 100% der Signalperiode, insb. zwischen neun Sechszehntel bis fünfzehn Sechszehntel der Signalperiode, zwischen fünf Achtel bis sieben Achtel der Signalperiode, oder zwischen elf The second reference time point is a time point at which the second reference angle value (as described above) based on the first actual angular value and the first actual rotational speed be calculated ¬ / is predicted. The second reference time is in the second period, preferably between 50% to 100% of the signal period, in particular between nine sixteenths to fifteen sixteenths of the signal period, between five-eighths to seven-eighths of the signal period, or between eleven
Sechszehntel bis dreizehn Sechszehntel der Signalperiode, speziell bei drei Viertel der Signalperiode. Alternativ wird der zweite Teil-Tastgrad vorzugsweise basierend auf einem dritten Bezugswinkelwert berechnet, der einer Summe eines zweiten, zu einem zweiten Messzeitpunkt gemessenen Ist-Winkelwertes und eines mit einer zweiten, zu dem zweiten Messzeitpunkt gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit in einer dritten Zeitdauer zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht. Dabei entspricht die dritte Zeitdauer einer Zeitdauer zwischen dem zweiten Messzeitpunkt und dem zweiten Bezugszeitpunkt . Vorzugsweise liegt der zweite Messzeitpunkt zeitlich vor dem zweiten Periodenabschnitt. Dabei liegt der zweite Messzeitpunkt vorzugsweise nach dem ersten Messzeitpunkt und so nah wie möglich an dem zweiten Periodenabschnitt. Die zwei Teil-Tastgrade für die beiden Periodenabschnitte der Signalperiode werden somit jeweils aus einem der beiden Be¬ zugswinkelwerte berechnet, welche jeweils für die jeweiligen Bezugszeitpunkte in den jeweiligen Periodenabschnitten berechnet/prognostiziert werden. Sixteenth to thirteen sixteenths of the signal period, specifically at three quarters of the signal period. Alternatively, the second partial duty cycle is preferably calculated on the basis of a third reference angle value which is a sum of a second actual angular value measured at a second measurement time and a rotational angle of the second measured at a second measurement instant in a third time period Rotor corresponds. In this case, the third time duration corresponds to a time duration between the second measurement time and the second reference time. Preferably, the second measurement time is temporally before the second period section. In this case, the second measuring time is preferably after the first measuring time and as close as possible to the second period portion. The two-part duty cycles for the two cycle portions of the signal period is thus calculated in each case from one of the two loading ¬ zugswinkelwerte which are calculated / predicted for each of the respective reference time points in the period sections.
Durch das Heranziehen der oben genannten Bezugswinkelwerte wird eine zeitliche Winkelkorrektur durchgeführt, wodurch die gemessenen Ist-Winkelwerte, die aufgrund des Weiterdrehens des Rotors zu den jeweiligen Bezugszeitpunkten nicht mehr den aktuellen Winkelpositionen des Rotors entsprechen, auf diese aktuellen Winkelpositionen korrigiert werden. Die zeitliche Winkelkorrektur ist deshalb vorteilhaft, weil die Hardware, wie z. B. der Mikroprozessor, zum Ermitteln der Teiltastgrade und die entsprechenden Signalübertragungen zwischen den Komponenten der Hardware entsprechende Rechen- bzw. Übertragungszeit brauchen, um die entsprechenden Teil-Tastgrade bereitzustellen, während der sich die Winkelposition des Rotors (durch das Weiterdrehen) verändert. By taking the above reference angle values, a temporal angle correction is performed, whereby the measured actual angle values due to the further rotation of the Rotor at the respective reference times no longer correspond to the current angular positions of the rotor, are corrected to these current angular positions. The temporal angle correction is advantageous because the hardware, such. As the microprocessor, to determine the Teiltastgrade and the corresponding signal transmission between the components of the hardware corresponding computing or transmission time need to provide the corresponding partial duty cycles, during which the angular position of the rotor (by the further rotation) changes.
Für die Berechnung der beiden Teil-Tastgrade sind die Winkelpositionen des Rotors zu jeweiligen Bezugszeitpunkten in der Mitte der jeweiligen Periodenabschnitte vorteilhaft. (Die jeweilige Mitte kann dabei aber auch abweichen) . For the calculation of the two partial duty cycles, the angular positions of the rotor at respective reference times in the middle of the respective period sections are advantageous. (The respective middle may also differ).
Neben den Ist-Winkelwerten und den Ist-Drehgeschwindigkeiten kann auch eine Drehwinkelbeschleunigung des Rotors zur Win- kelkorrektur herangezogen werden. In der Regel beeinflusst die Drehwinkelbeschleunigung jedoch nur geringfügig auf das Ergebnis der Winkelkorrektur und kann deshalb vernachlässigt werden. In addition to the actual angle values and the actual rotational speeds, a rotation angle acceleration of the rotor can also be used for angle correction. As a rule, however, the rotational angular acceleration has only a slight influence on the result of the angle correction and can therefore be neglected.
Durch die frühzeitige Messung der Ist-Winkelwerte und der Ist-Drehgeschwindigkeiten zu dem ersten bzw. dem zweitenBy the early measurement of the actual angle values and the actual rotational speeds to the first and the second
Messzeitpunkt werden die beiden Teil-Tastgrade rechtzeitig vor Beginn der Signalperiode bzw. vor Beginn der entsprechenden Periodenabschnitte ermittelt und stehen somit zum Beginn der der Signalperiode bzw. vor Beginn der entsprechenden Periodenab- schnitte bereits zur Verfügung. At the time of measurement, the two partial duty cycles are determined in good time before the beginning of the signal period or before the beginning of the corresponding period sections and are thus already available at the beginning of the signal period or before the commencement of the corresponding period sections.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein computerlesbarer Datenspeicher bereitgestellt, indem Programmcodes gespeichert sind, mit denen mindestens eins der zuvor be- schriebenen Verfahren durchführbar ist. In accordance with yet another aspect of the invention, a computer-readable data store is provided by storing program codes that perform at least one of the previously described methods.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine, ins- besondere einer permanent-/fremderregten Synchronmaschine, oder einer Asynchronmaschine, bereitgestellt. According to yet another aspect of the invention, an apparatus for operating an electric machine, in particular particular a permanent / foreign-excited synchronous machine, or an asynchronous machine provided.
Die Vorrichtung umfasst mindestens einen Halbleiterschalter, insbesondere einer Brückenschaltung, zum Durchleiten bzw.The device comprises at least one semiconductor switch, in particular a bridge circuit, for passing or
Bereitstellen mindestens eines Phasenstromes für die elektrische Maschine . Providing at least one phase current for the electric machine.
Ferner umfasst die Vorrichtung mindestens eine Steueranordnung zum Steuern des mindestens einen Halbleiterschalters mit mindestens einem pulsweitenmodulierten Steuersignal. Dabei ist die Steueranordnung über einen Steuersignalausgang mit dem Steueranschluss des Halbleiterschalters elektrisch verbunden und eingerichtet, den Halbleiterschalter während einer Sig- nalperiode des Steuersignals in zwei Periodenabschnitten der entsprechenden Signalperiode mit jeweils einem von zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden gesteuert zu schalten. Furthermore, the device comprises at least one control arrangement for controlling the at least one semiconductor switch with at least one pulse-width-modulated control signal. In this case, the control arrangement is electrically connected via a control signal output to the control terminal of the semiconductor switch and arranged to switch the semiconductor switch during a signal period of the control signal in two period sections of the corresponding signal period with one of two different partial duty cycles.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine elektrische Antriebsanordnung, insbesondere zum Antrieb eines Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs, bereitgestellt . According to yet another aspect of the invention, an electric drive arrangement, in particular for driving a hybrid electric / electric vehicle, is provided.
Die elektrische Antriebsanordnung umfasst mindestens eine elektrische Maschine, insbesondere eine permanent/fremderregte Synchronmaschine oder eine Asynchronmaschine, zum Antrieb des Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs . Die elektrische Antriebsanordnung umfasst ferner mindestens eine zuvor beschriebene Vorrichtung zum Bereitstellen von mindestens einem Phasenstrom für die mindestens eine elektrische Maschine. Die mindestens eine Vorrichtung umfasst mindestens eine Phasenstromleitung und ist über die mindestens eine Phasenstromleitung mit mindestens einer Statorphase der mindestens einen elektrischen Maschine elektrisch verbunden. Dabei ist die Laststromstrecke des mindestens einen Halblei¬ terschalters (also im Falle eines Leistungs-MOSFETs die Drain-Source-Strecke bzw. im Falle eines Leistungs-IGBTs die Kollektor-Emitter-Strecke) vorzugsweise über die mindestens eine Phasenstromleitung mit der Statorphase der elektrischen Maschine elektrisch verbunden. The electric drive arrangement comprises at least one electric machine, in particular a permanent / externally excited synchronous machine or an asynchronous machine, for driving the hybrid electric / electric vehicle. The electric drive arrangement further comprises at least one previously described device for providing at least one phase current for the at least one electrical machine. The at least one device comprises at least one phase-current line and is electrically connected via the at least one phase-current line to at least one stator phase of the at least one electrical machine. Here, the load current path of the at least one semiconducting ¬ terschalters (ie in the case of a power MOSFET, the drain-source path or in the case of a power IGBT, the collector-emitter path) is preferably at least about a phase current line is electrically connected to the stator phase of the electric machine.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der beiden oben beschriebenen Verfahren sind, soweit im Übrigen auf die oben genannte Vorrichtung oder auf die oben genannte elektrische Antriebsanordnung übertragbar, auch als vorteilhafte Ausgestaltungen der Vorrichtung bzw. der elektrischen Antriebsanordnung anzusehen. Kurzbeschreibung der Zeichnung: Advantageous embodiments of the two methods described above are, as far as applicable to the above-mentioned device or to the above-mentioned electric drive arrangement, also to be regarded as advantageous embodiments of the device or the electric drive assembly. Brief description of the drawing:
Im Folgenden werden beispielshafte Ausführungsformen der Erfindung Bezug nehmend auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigt: In the following, exemplary embodiments of the invention will be explained in more detail with reference to the accompanying drawings. Showing:
Figur 1 in einer schematischen Darstellung eine Figure 1 in a schematic representation of a
elektrische Antriebsanordnung mit einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;  electric drive assembly with a device according to an embodiment of the invention;
Figur 2A, 2B in jeweiligen Signalablaufdiagrammen jeweils eine Signalperiode eines pulsweitenmodulierten Steuersignals nach dem Stand der Technik und eine Signalperiode eines pulsweitenmodulierten Steuersignals nach einem Verfahren gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. 2A, 2B in respective signal flow diagrams each show a signal period of a pulse width modulated control signal according to the prior art and a signal period of a pulse width modulated control signal according to a method according to an embodiment of the invention.
Detaillierte Beschreibung der Zeichnung: Figur 1 zeigt in einer schematischen Darstellung eine elektrische Antriebsanordnung EA zum Antrieb eines Hybridelektrofahrzeugs . DETAILED DESCRIPTION OF THE DRAWING FIG. 1 shows a schematic illustration of an electric drive arrangement EA for driving a hybrid electric vehicle.
Die elektrische Antriebsanordnung EA umfasst eine elektrische Maschine EM zum Antrieb des Hybridelektrofahrzeugs , die in dieser Ausführungsform als eine permanenterregte Synchronmaschine mit einem Stator mit drei Statorphasen und einem gegenüber dem Stator drehbar ausgeführten Rotor ausgebildet ist. Die elektrische Antriebsanordnung EA umfasst ferner eine Vorrichtung VR zum Betreiben der elektrischen Maschine EM. The electric drive assembly EA comprises an electric machine EM for driving the hybrid electric vehicle, which in this embodiment is designed as a permanent-magnet synchronous machine having a stator with three stator phases and a rotor rotatable relative to the stator. The electric drive assembly EA further comprises a device VR for operating the electric machine EM.
Die Vorrichtung VR umfasst ihrerseits einen Wechselrichter WR (Inverter) zum Bereitstellen von Phasenströmen für die elektrische Maschine EM, eine Schaltungsanordnung SA zum Steuern des Wechselrichters WR, eine Phasenstrommesseinheit PM zum Messen von Ist-Phasenstromwerten I istl, I ist2 an nachfolgend zu beschreibenden Phasenstromleitungen PL des Wechselrichters WR, eine Drehwinkelmesseinheit WM zum Messen von The device VR in turn comprises an inverter WR (inverter) for providing phase currents to the electric machine EM, a circuit arrangement SA for controlling the inverter WR, a phase current measuring unit PM for measuring actual phase current values I istl, I ist2 on phase current lines PL to be described below of the inverter WR, a rotation angle measuring unit WM for measuring
Ist-Winkelwerten w_istl, w_ist2 und Ist-Drehgeschwindigkeiten a_istl, a_ist2 des Rotors, sowie eine Datenspeichereinheit DS zum Speichern/Bereitstellen von nachfolgend zu beschreibenden Soll-Phasenstromwerten I_solll, I_soll2.  Actual angular values w_istl, w_ist2 and actual rotational speeds a_istl, a_ist2 of the rotor, as well as a data storage unit DS for storing / providing desired phase current values I_solll, I_soll2 to be described below.
Alternativ können die Soll-Phasenstromwerte I_solll, I_soll2 auch in einer dem Fachmann bekannten Weise für die aktuelle Signalperiode T berechnet werden. In diesem Fall entfällt dann die Datenspeichereinheit DS . Alternatively, the desired phase current values I_solll, I_soll2 can also be calculated in a manner known to the person skilled in the art for the current signal period T. In this case, then eliminates the data storage unit DS.
Der Wechselrichter WR umfasst eine Dreifach-Brückenschaltung BS als Leistungsendstufe zum Bereitstellen von Phasenströmen für die elektrische Maschine EM. Die Brückenschaltung BS umfasst drei Halbbrücken HB, die zueinander parallel zwischen einer positiven Versorgungsstromleitung V+ und einer negativen Versorgungsstromleitung V- geschaltet sind. Jede der drei Halbbrücken HB umfasst jeweils einen positivspannungsseitigen Halbleiterschalter HSl und jeweils einen negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS2, wobei die beiden Halbleiterschalter HSl, HS2 der jeweiligen Halbbrücken HB zueinander in Reihe geschaltet sind. Die Halbleiterschalter HSl, HS2 sind beispielsweise als Leis- tungs-IGBTs oder als Leistungs-MOSFETs ausgebildet. Alle Halbleiterschalter HSl, HS2 sind jeweils mit einer Freilaufdiode ausgestattet . Die Brückenschaltung BS umfasst ferner drei Phasenstromleitungen PL, welche jeweiligen elektrischen Verbindungspunkt VP des positivspannungsseitigen und des negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 der jeweiligen Halbbrücken HB mit einer der drei Statorphasen der elektrischen Maschine EM elektrisch leitend verbinden. The inverter WR comprises a triple bridge circuit BS as a power output stage for providing phase currents for the electric machine EM. The bridge circuit BS comprises three half-bridges HB, which are connected in parallel between a positive supply current line V + and a negative supply current line V-. Each of the three half-bridges HB comprises in each case a positive-voltage-side semiconductor switch HS1 and in each case a negative-voltage-side semiconductor switch HS2, wherein the two semiconductor switches HS1, HS2 of the respective half-bridges HB are connected to one another in series. The semiconductor switches HS1, HS2 are designed, for example, as power IGBTs or as power MOSFETs. All semiconductor switches HS1, HS2 are each equipped with a freewheeling diode. The bridge circuit BS further comprises three phase current lines PL, which electrically conductively connect respective electrical connection points VP of the positive voltage side and negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 of the respective half bridges HB to one of the three stator phases of the electric machine EM.
Die Steueranordnung SA umfasst eine Berechnungseinheit BE und eine Steuereinheit SE . The control arrangement SA comprises a calculation unit BE and a control unit SE.
Die Berechnungseinheit BE ist signaleingangsseitig mit einem Signalausgang der Phasenstrommesseinheit PM elektrisch verbunden und erhält von der Phasenstrommesseinheit PM die aktuell gemessenen Ist-Phasenstromwerte I_istl, I_ist2, welche die Phasenstrommesseinheit PM an den jeweiligen Phasenstromleitungen PL misst. Die Ist-Phasenstromwerte I_istl, I_ist2 werden periodisch synchron zur Schaltfrequenz der nachfolgend zu beschreibenden Steuersignale SSI, SSI x; SS2, SS2 \· SS3, SS3X gemessen . The calculation unit BE is electrically connected on the signal input side to a signal output of the phase current measurement unit PM and receives from the phase current measurement unit PM the currently measured actual phase current values I_actual, I_actual2 which the phase current measurement unit PM measures on the respective phase current lines PL. The actual phase current values I_actual, I_actual2 are periodically synchronized with the switching frequency of the control signals SSI, SSI x ; SS2, SS2 \ SS3, SS3 X measured.
Die Berechnungseinheit BE ist signaleingangsseitig ferner mit einem Signalausgang der Drehwinkelmesseinheit WM elektrisch verbunden und erhält von der Drehwinkelmesseinheit WM die aktuell gemessenen Ist-Winkelwerte w_istl, w_ist2 sowie die aktuell gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeiten a istl, a ist2 des Rotors der elektrischen Maschine EM. Die Ist-Winkelwerte w istl, w ist2 und die Ist-Drehgeschwindigkeiten a_istl, a_ist2 werden periodisch synchron zur Schaltfrequenz der nachfolgend zu beschreibenden Steuersignale SSI, SS1X; SS2, SS2 - SS3, SS3X gemessen. On the signal input side, the calculation unit BE is also electrically connected to a signal output of the rotational angle measuring unit WM and receives from the rotational angle measuring unit WM the currently measured actual angular values w_actual, w_actual2 and the currently measured actual rotational speeds a istl, a ist2 of the rotor of the electric machine EM. The actual angle values w istl, w is 2 and the actual rotational speeds a_act, a_act2 are periodically synchronized with the switching frequency of the control signals SSI, SS1, X to be described below; SS2, SS2 - SS3, SS3 X measured.
Die Berechnungseinheit BE ist signaleingangsseitig ferner mit einem Signalausgang der Datenspeichereinheit DS elektrisch verbunden und erhält von der Datenspeichereinheit DS die Soll-Phasenstromwerte I_solll, I_soll2 als Referenzstromwerte, welche vorab berechnet gespeichert sind oder während des Betriebs der elektrischen Maschine EM iterativ neu berechnet werden. Anhand der Ist- und Soll-Phasenstromwerte I_istl, I_ist2; I_solll, I_soll2, der Ist-Winkelwerte w_istl, w_ist2 sowie der Ist-Drehwinkelgeschwindigkeiten a_istl, a_ist2 berechnet die Berechnungseinheit BE für einzelne Signalperioden der drei Steuersignale SSI, SSI \· SS2, SS2X; SS3, SS3 Λ jeweils zwei Teil-Tastgrade Dil, D12; D21, D22; D31, D32 leitet die be¬ rechneten Teil-Tastgrade Dil, D12; D21, D22; D31, D32 an die nachgeschaltete Steuereinheit SE weiter. Die Steuereinheit SE generiert basierend auf den übermittelten Teil-Tastgraden Dil, D12; D21, D22; D31, D32 sechs Steuersignale SSI, SS1\- SS2, SS2\- SS3, SS3 Λ und steuert die sechs Halbleiterschalter HS1, HS2 der drei Halbbrücken HB mit den entsprechenden Steuersignalen SSI, SS1 ; SS2, SS2 x; SS3, SS3X in einer dem Fachmann bekannten Weise, so dass die positivspan- nungsseitigen und die negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 abwechselnd ein-/ausgeschaltet werden, wodurch aus dem zwischen der positiven und der negativen Versorgungsstromleitung V+, V- fließenden Gleichstrom Phasenströme generiert werden, welche über die drei Phasenstromleitungen PL den entsprechenden Statorphasen der elektrischen Maschine EM zugeführt werden. The calculation unit BE is also electrically connected on the signal input side to a signal output of the data storage unit DS and receives from the data storage unit DS the desired phase current values I_solll, I_soll2 as reference current values which are stored in advance or iteratively recalculated during operation of the electric machine EM. Based on the actual and target phase current values I_istl, I_ist2; I_solll, I_soll2, the actual angle values w_istl, w_ist2 and the actual rotational angular velocities a_istl, a_ist2 calculated, the calculation unit BE for individual signal periods of the three control signals SSI, SSI \ · SS2, SS2 X; SS3, SS3 Λ two partial duty cycles Dil, D12; D21, D22; D31, D32 conducts the ¬ be calculated partial duty cycles Dil, D12; D21, D22; D31, D32 continue to the downstream control unit SE. The control unit SE generates based on the transmitted partial duty factors Dil, D12; D21, D22; D31, D32 six control signals SSI, SS1 \ - SS2, SS2 \ - SS3, SS3 Λ and controls the six semiconductor switches HS1, HS2 of the three half-bridges HB with the corresponding control signals SSI, SS1; SS2, SS2 x ; SS3, SS3 X in a manner known to those skilled in the art, so that the positive voltage side and the negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 alternately turned on / off, whereby phase currents are generated from the DC flowing between the positive and negative supply power line V +, V- which are supplied via the three phase current lines PL to the corresponding stator phases of the electric machine EM.
Die Berechnung der Teil-Tastgrade Dil, D12; D21, D22; D31, D32 durch die Berechnungseinheit BE wird nachfolgend anhand Figuren 2Ά und 2B sowie in Verbindung mit Figur 1 näher beschrieben. The calculation of the partial duty cycles Dil, D12; D21, D22; D31, D32 by the calculation unit BE will be described below with reference to Figures 2Ά and 2B and in conjunction with Figure 1 in more detail.
Figur 2A ist in einem schematischen Signalablaufdiagramm eine Signalperiode T eines nach dem Stand der Technik generierten pulsweitenmodulierten Steuersignals SSO abgebildet. FIG. 2A shows, in a schematic signal flow diagram, a signal period T of a pulse-width-modulated control signal SSO generated according to the prior art.
Bei diesem Steuersignal SSO liegt der Signalabschnitt mit einem High-Pegel symmetrisch in der Mitte der entsprechenden Signalperiode T, so dass die Zeitdauer des Signalabschnitts mit dem High-Pegel (D01-T1 bzw. D02-T2) in den beiden, gleich langen Periodenabschnitten Tl, T2 (Tl = T2 = 1/2 -T) derselben Signalperiode T gleich lang sind und die beiden Teil-Tastgrade D01, D02 in den beiden Periodenabschnitten Tl, T2 und der Ge- samt-Tastgrad DO für die gesamte Signalperiode T gleich groß sind: In this control signal SSO, the signal portion having a high level is located symmetrically in the middle of the corresponding signal period T, so that the time duration of the signal portion having the high level (D01-T1 or D02-T2) in the two equally long period portions Tl , T2 (T1 = T2 = 1/2 -T) of the same signal period T are the same length and the two partial duty cycles D01, D02 in the two period sections T1, T2 and the velvet-duty cycle DO are the same for the entire signal period T:
D01 = D02 = DO; und D01 = D02 = DO; and
D01-T1 = D02 -T2 = DO -T/2. D01-T1 = D02 -T2 = DO -T / 2.
Figur 2B ist in einem weiteren schematischen Signalablaufdi- agramm eine analoge Signalperiode T eines Steuersignals SSI mit den zwei gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ermittelten Teil-Tastgraden Dil, D12 abgebildet. FIG. 2B shows, in a further schematic signal flow diagram, an analog signal period T of a control signal SSI with the two partial duty cycles D i, D 2 determined according to one embodiment of the invention.
Bei diesem Steuersignal SSI liegt der Signalabschnitt mit dem High-Pegel asymmetrisch zu der Mitte der Signalperiode T, so dass die Zeitdauer des Signalabschnitts mit dem High-Pegel in den beiden, gleich langen Periodenabschnitten Tl, T2 (Tl = T2 = 1/2 -T) unterschiedlich lang sind und somit die Teil-Tastgrade Dil, D12 in den beiden Periodenabschnitten Tl, T2 und der Gesamt-Tastgrad Dl für die gesamte Signalperiode T unterschiedlich groß sind: Dil Φ D12 Φ Dl; und In this control signal SSI the signal portion with the high level is asymmetric to the middle of the signal period T, so that the duration of the signal portion with the high level in the two, equally long period sections Tl, T2 (Tl = T2 = 1/2 - T) are of different lengths and thus the partial duty cycles D i, D 12 in the two period sections T 1, T 2 and the total duty cycle D I for the entire signal period T are of different sizes: D i Φ D12 Φ Dl; and
Dll-Tl φ D12 ·Τ2 Φ Dl -T/2, wobei jedoch gilt:  Dll-T1 Φ D12 · Τ2 Φ Dl -T / 2, but where:
Dil -Tl + D12 -T2 = Dl -T. Dil -Tl + D12 -T2 = D1 -T.
Die obige Gleichungen gelten weiterhin, selbst wenn die beiden Periodenabschnitten Tl, T2 der Signalperiode T unterschiedlich lang sind: Tl φ T2 Φ 1/2 -T. The above equations continue to hold, even if the two period sections Tl, T2 of the signal period T are of different lengths: Tl φ T2 Φ 1/2 -T.
Dies gilt analog für die beiden weiteren Steuersignale SS2, SS3, welche für die beiden, gleich langen Periodenabschnitten Tl, T2 der gleichen Signalperiode T unterschiedliche Teil-Tastgrade D21, D22; D31, D32 aufweisen, deren jeweiligen Mittelwerte den jeweiligen Gesamt-Tastgraden D2; D3 der entsprechenden Signalperiode T der jeweiligen Steuersignale SS2, SS3 entsprechen: D21 φ D22 Φ D2 ; This applies analogously to the two further control signals SS2, SS3, which for the two, equally long period sections Tl, T2 of the same signal period T different partial duty cycles D21, D22; D31, D32 whose respective average values correspond to the respective total duty cycles D2; D3 of the corresponding signal period T of the respective control signals SS2, SS3 correspond to: D21 φ D22 Φ D2;
D21-T1 Φ D22 ·Τ2 Φ D2-T/2; und  D21-T1 Φ D22 Τ2 Φ D2-T / 2; and
D21-T1 + D22 -T2 = D2 -T; bzw. D31 Φ D32 Φ D3; D21-T1 + D22 -T2 = D2 -T; respectively. D31 Φ D32 Φ D3;
D31-T1 Φ D32 ·Τ2 φ D3-T/2; und  D31-T1 Φ D32 * Τ2 φ D3-T / 2; and
D31 ·Τ1 + D32 ·Τ2 = D3 ·Τ. Die Halbleiterschalter HS1, HS2 werden dann mit Steuersignalen SSI , SS2, SS3 (bzw. inversen Steuersignalen SS1\ SS2X, SS3X) angesteuert in einer dem Fachmann bekannten Weise zeitlich versetzt bzw. gegensinnig geschaltet, deren jeweilige Ge- samt-Tastgrade Dl, D2 bzw. D3 den Summen der jeweiligen ersten und zweiten Teil-Tastgraden Dil, D12; D21, D22; D31, D32, multipliziert mit den Zeitdauern der Signalperiode T bzw. der jeweiligen Periodenabschnitte Tl, T2, entsprechen: D31 · Τ1 + D32 · Τ2 = D3 · Τ. The semiconductor switches HS1, HS2 are then controlled time offset in a manner known to the expert with control signals SSI, SS2, SS3 (or inverse control signals SS1 \ SS2 X, SS3 X) or oppositely connected, the respective overall velvet duty cycles Dl, D2 and D3, respectively, the sums of the respective first and second sub-tactile degrees Dil, D12; D21, D22; D31, D32, multiplied by the durations of the signal period T and the respective period sections Tl, T2, correspond to:
Dl = Dil■ (Tl/T) + D12■ (T2/T) ; D1 = Dil ■ (T1 / T) + D12 ■ (T2 / T);
D2 = D21 · (Tl/T) + D22 · (T2/T) ; D2 = D21 * (T1 / T) + D22 * (T2 / T);
D3 = D31 · (Tl/T) + D32 · (T2/T) . D3 = D31 * (T1 / T) + D32 * (T2 / T).
Die Ermittlung der beiden Teil-Tastgrade Dil, D12 des Steuersignals SSI erfolgt wie nachfolgend beschrieben. Die Er- mittlung der jeweiligen Teil-Tastgrade D21, D22; D31, D32 der weiteren Steuersignale SS2, SS2 erfolgt in analoger Weise: The determination of the two partial Tastgrade Dil, D12 of the control signal SSI is carried out as described below. The determination of the respective partial duty cycles D21, D22; D31, D32 of the further control signals SS2, SS2 takes place in an analogous manner:
Zu einem ersten Messzeitpunkt tml, der zeitlich vor Beginn tO der aktuellen Signalperiode T liegt, misst die Phasenstrommess- einheit PM einen ersten Ist-Phasenstromwert I istl und leitet diesen an die Berechnungseinheit BE weiter. Zum gleichen Messzeitpunkt tml misst bzw. ermittelt die Drehwinkelmesseinheit WM einen ersten Ist-Winkelwert w_istl und eine erste At a first measurement time tml, which lies temporally before the beginning of the current signal period T, the phase current measuring unit PM measures a first actual phase current value I istl and forwards it to the calculation unit BE. At the same measuring time tml, the rotational angle measuring unit WM measures or determines a first actual angular value w_istl and a first
Ist-Drehgeschwindigkeit a istl und leitet die beiden Messwerte an die Berechnungseinheit BE weiter. Die Datenspeichereinheit DS leitet (zeitgleich) einen ersten Soll-Phasenstromwert I_solll an die Berechnungseinheit BE weiter, der vorab berechnet in der Datenspeichereinheit DS gespeichert wurde. Die Berechnungseinheit BE berechnet aus dem ersten Actual rotational speed a istl and forwards the two measured values to the calculation unit BE. The data storage unit DS forwards (at the same time) a first desired phase current value I_solll to the calculation unit BE, which was stored in the data storage unit DS in a pre-calculated manner. The calculation unit BE calculates from the first
Ist-Phasenstromwert I_istl und dem ersten Soll-Phasenstromwert I_solll zunächst in einer dem Fachmann bekannten Weise (bspw. mittels einer so genannten geschlossenen Stromregelung („Closed-Loop-Stromregelung (CLS)")) die beiden ersten Spannungskomponenten Udl und Uql eines d-/q-Koordinatensystems der Vektorregelung der elektrischen Maschine EM. Aus dem ersten Ist-Winkelwert w istl und der ersten Actual phase current value I_istl and the first desired phase current value I_solll first in a manner known to those skilled in the art (eg. By means of a so-called closed current control ("Closed-loop current control (CLS)")) are the first two voltage components Udl and Uql of a d / q coordinate system of the vector control of the electric machine EM. From the first actual angle value w istl and the first
Ist-Drehgeschwindigkeit a_istl berechnet die Berechnungseinheit BE ferner einen ersten Bezugswinkelwert wbl .  Actual rotational speed a_istl, the calculation unit BE further calculates a first reference angle value wbl.
Dabei ist der erste Bezugswinkelwert wbl eine zu einem ersten Bezugszeitpunkt tbl prognostizierte Winkelposition des Rotors. Dabei liegt der erste Bezugszeitpunkt tbl in der Mitte des ersten Periodenabschnitts Tl der aktuellen Signalperiode T, für die die beiden Teiltastgrade Dil, D12 ermittelt werden. Der erste Bezugswinkelwert wbl wird als eine Summe des ersten Ist-Winkelwertes w_istl und eines mit der ersten Here, the first reference angle value wbl is an angular position of the rotor predicted at a first reference time tbl. In this case, the first reference time tbl is in the middle of the first period section Tl of the current signal period T, for which the two partial sample rates D i, D 12 are determined. The first reference angle value wbl is expressed as a sum of the first actual angle value w_istl and one with the first
Ist-Drehgeschwindigkeit a istl in einer Zeitdauer tl zwischen dem ersten Messzeitpunkt tml und dem ersten Bezugszeitpunt tbl zurückgelegten Drehwinkels des Rotors berechnet. Actual rotational speed a istl calculated in a period of time tl between the first measuring time point tml and the first reference time point tbl angle of rotation of the rotor.
Die Änderung der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit a istl in der zurückliegenden Zeitdauer tl wird vernachlässigt, da diese vernachlässigbar gering ausfällt und kaum Einfluss auf die Änderung der Winkelposition in der Zeitdauer tl aufweist. Damit gilt: wbl = w_istl + tl-a_istl = w_istl + (tbl - tml) -a_istl. The change of the first actual rotational speed a1l in the past time duration t1 is neglected, since this is negligible and has little effect on the change of the angular position in the time period t1. Thus, wbl = w_istl + tl-a_istl = w_istl + (tbl -tml) -a_istl.
Dadurch, dass der erste Bezugszeitpunkt tbl in der Mitte des ersten Periodenabschnitts Tl liegt, weist der berechnete erste Bezugswinkelwert wbl eine in Summe geringste Abweichung ge¬ genüber der tatsächlichen Winkelposition des Rotors zu dem genannten ersten Bezugszeitpunt tbl auf. Bei Bedarf kann der erste Bezugszeitpunkt tbl auch in der vorderen oder in der hinteren Hälfte des ersten Periodenabschnitts Tl liegen. Characterized in that the first reference time point is tbl in the middle of the first period portion Tl, the calculated first reference angle value wbl a smallest total deviation in ge ¬ genüber the actual angular position of the rotor to said first Bezugszeitpunt tbl on. If necessary, the first reference time tbl may also lie in the front or in the back half of the first period section Tl.
Aus den beiden ersten Spannungskomponenten Udl und Uql und dem ersten Bezugswinkelwert wbl berechnet die Berechnungseinheit BE in einer dem Fachmann bekannten Weise (bspw. basierend auf einer „d-/q-Transformation") drei erste Phasenspannungen für die drei Phasenströme und aus den drei ersten Phasenspannungen den ersten Teil-Tastgrade Dil und auch die ersten Teil-Tastgrade D21, D31 der weiteren Steuersignale SS2, SS3. Die positivspannungs- seitigen und die negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 werden dann für den ersten Periodenabschnitt Tl der aktuellen Signalperiode T mit den jeweiligen ersten The calculation unit BE calculates from the first two voltage components Udl and Uql and the first reference angle value wbl in a manner known to those skilled in the art (for example based on a "d- / q-transformation") three first phase voltages for the three phase currents and from the three first phase voltages the first partial duty cycles D i and also the first partial duty cycles D21, D31 The further control signals SS2, SS3 The positive voltage side and the negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 are then for the first period portion Tl the current signal period T with the respective first
Teil-Tastgraden Dil, D21, D31 angesteuert in der dem Fachmann bekannten Weise zeitlich versetzt bzw. gegensinnig geschaltet. Part-Tastgrades Dil, D21, D31 controlled in the manner known to those skilled temporally offset or switched in opposite directions.
Zu einem zweiten Messzeitpunkt tm2, der zeitlich vor dem zweiten Periodenabschnitt T2 bzw. vor dem Beginn tO der aktuellen Signalperiode T liegt, misst die Phasenstrommesseinheit PM einen zweiten Ist-Phasenstromwert I_ist2 und leitet diesen an dieAt a second measurement time tm2, which lies ahead of the second period section T2 or before the start tO of the current signal period T, the phase current measuring unit PM measures a second actual phase current value I_ist2 and sends it to the
Berechnungseinheit BE weiter. Zu dem gleichen Messzeitpunkt tm2 misst bzw. ermittelt die Drehwinkelmesseinheit WM einen zweiten Ist-Winkelwert w_ist2 und eine zweite Ist-Drehgeschwindigkeit a_ist2 und leitet die beiden Messwerte an die Berechnungseinheit BE weiter. Die Datenspeichereinheit DS leitet (zeitgleich) einen zweiten Soll-Phasenstromwert I soll2 an die Berechnungseinheit BE weiter, der ebenfalls vorab berechnet in der Datenspeichereinheit DS gespeichert wurde. Die Berechnungseinheit BE berechnet aus dem zweiten Calculation unit BE continues. At the same measuring time tm2, the rotational angle measuring unit WM measures or determines a second actual angular value w_ist2 and a second actual rotational speed a_ist2 and forwards the two measured values to the calculation unit BE. The data storage unit DS forwards (at the same time) a second desired phase current value I soll2 to the calculation unit BE, which has also been stored in the data storage unit DS in a pre-calculated manner. The calculation unit BE calculates from the second
Ist-Phasenstromwert I ist2 und dem zweiten Soll-Phasenstromwert I_soll2 zunächst in der dem Fachmann bekannten Weise (bspw. mittels einer so genannten geschlossenen Stromregelung  Actual phase current value I ist2 and the second desired phase current value I_soll2 first in the manner known to those skilled in the art (for example by means of a so-called closed current control
(„Closed-Loop-Stromregelung (CLS)")) die beiden zweiten Spannungskomponenten Ud2 und Uq2 des d- /q-Koordinatensystems der Vektorregelung der elektrischen Maschine EM. ("Closed-loop current control (CLS)")) the two second voltage components Ud2 and Uq2 of the d- / q-coordinate system of the vector control of the electric machine EM.
Aus dem zweiten Ist-Winkelwert w_ist2 und der zweiten From the second actual angle value w_ist2 and the second
Ist-Drehgeschwindigkeit a ist2 berechnet die Berechnungseinheit BE einen zweiten Bezugswinkelwert wb3. Actual rotational speed a ist2, the calculation unit BE calculates a second reference angle value wb3.
Dabei ist der zweite Bezugswinkelwert wb3 eine zu einem zweiten Bezugszeitpunkt tb2 prognostizierte Winkelposition des Rotors. Dabei liegt der zweite Bezugszeitpunkt tb2 in der Mitte des zweiten Periodenabschnitts T2 der aktuellen Signalperiode T. In this case, the second reference angle value wb3 is an angular position of the rotor predicted at a second reference time tb2. In this case, the second reference time tb2 is in the middle of the second period section T2 of the current signal period T.
Der zweite Bezugswinkelwert wb3 wird als Summe des zweiten Ist-Winkelwertes w ist2 und eines mit der zweiten The second reference angle value wb3 is the sum of the second actual angle value w is2 and one with the second
Ist-Drehgeschwindigkeit a_ist2 in einer Zeitdauer t3 zwischen dem zweiten Mess Zeitpunkt tm2 und dem zweiten Bezugszeitpunt tb2 zurückgelegten Drehwinkels des Rotors berechnet. Die Änderung der zweiten Ist-Drehgeschwindigkeit a_ist2 in der zurückliegenden Zeitdauer t3 wird aus oben genanntem Grund ebenfalls vernachlässigt. Damit gilt: wb3 = w_ist2 + t3-a_ist2 = w_ist2 + (tb2 - tm2) -a_ist2.  Actual rotational speed a_ist2 is calculated in a time period t3 between the second measuring time tm2 and the second reference time tb2 of the rotational angle of the rotor. The change of the second actual rotational speed a_act2 in the past time period t3 is also neglected for the reason stated above. Thus, wb3 = w_ist2 + t3-a_ist2 = w_ist2 + (tb2-tm2) -a_ist2.
Dadurch, dass der zweite Bezugszeitpunkt tb2 in der Mitte des zweiten Periodenabschnitts T2 liegt, weist der berechnete zweite Bezugswinkelwert wb3 eine in Summe geringste Abweichung ge¬ genüber der tatsächlichen Winkelposition des Rotors zu dem genannten zweiten Bezugszeitpunt tb2 auf. Bei Bedarf kann der zweite Bezugszeitpunkt tb2 ebenfalls in der vorderen oder in der hinteren Hälfte des zweiten Periodenabschnitts T2 liegen. Characterized in that the second reference time TB2 is located in the middle of the second period portion T2, the calculated second reference angle value to a wb3 ge ¬ genüber in sum slightest deviation of the actual angular position of the rotor to said second Bezugszeitpunt tb2. If necessary, the second reference time tb2 may also lie in the front or in the back half of the second period section T2.
Aus den beiden zweiten Spannungskomponenten Ud2 und Uq2 und dem zweiten Bezugswinkelwert wb3 berechnet die Berechnungseinheit BE in der dem Fachmann bekannten Weise (bspw. basierend auf einer „d-/q-Transformation") drei zweite Phasenspannungen für die drei Phasenströme und aus den drei zweiten Phasenspannungen den zweiten Teil-Tastgrad D12 und auch die zweiten Teil-Tastgrade D22, D32 der weiteren Steuersignale SS2, SS3. Die positiv- spannungsseitigen und die negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 werden dann für den zweiten Periodenabschnitt T2 der aktuellen Signalperiode T mit den jeweiligen zweiten Teil-Tastgraden D12, D22, D32 angesteuert weiter ge- schaltet. From the two second voltage components Ud2 and Uq2 and the second reference angle value wb3, the calculation unit BU calculates three second phase voltages for the three phase currents and the three second voltages in the manner known to the person skilled in the art (for example based on a "d- / q transformation") Phase voltages the second partial duty cycle D12 and also the second partial duty cycles D22, D32 of the further control signals SS2, SS3.The positive voltage side and the negative voltage side semiconductor switches HS1, HS2 are then for the second period T2 of the current signal period T with the respective second Partial duty cycles D12, D22, D32 activated further switched on.
Alternativ können die drei zweiten Teil-Tastgrade D12, D22, D32 aus dem zum ersten Messzeitpunkt tml gemessenen ersten Ist-Phasenstromwert I_istl, dem ersten Soll-Phasenstromwert I_solll, dem ersten Ist-Winkelwert w_istl und der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit a_istl in einer analogen Weise wie oben beschrieben berechnet werden. Alternatively, the three second partial duty cycles D12, D22, D32 may be determined from the first measured at the first measurement time tml Is-phase current value I_istl, the first target phase current value I_solll, the first actual angle value w_istl and the first actual rotational speed a_istl be calculated in an analogous manner as described above.
In diesem Fall entspricht der zweite Bezugswinkelwert wb2 einer Summe des ersten Ist-Winkelwertes w_istl und eines mit der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit a istl in einer Zeitdauer t2 zwischen dem ersten Messzeitpunkt tml und dem zweiten Bezugszeitpunt tb2 zurückgelegten Drehwinkels des Rotors: wb2 = w_istl + t2-a_istl = w_istl + (tb2 - tml) -a_istl. In this case, the second reference angular value wb2 corresponds to a sum of the first actual angular value w_istl and a rotational angle of the rotor covered by the first actual rotational speed a istl in a time period t2 between the first measuring time tml and the second reference time tb2: wb2 = w_istl + t2 -a_istl = w_istl + (tb2 - tml) -a_istl.
Die drei zweiten Phasenspannungen für die drei Phasenströme und somit die drei zweiten Teil-Tastgrade D12, D22, D32 berechnet die Berechnungseinheit BE dann aus den beiden ersten Spannungskomponenten Udl und Uql und dem wie oben beschrieben berechneten zweiten Bezugswinkelwert wb2. Durch das oben beschriebene Verfahren werden die Ge- samt-Tastgrade Dl, D2, D3 der Steuersignale SSI, SSI'; SS2, SS2 - SS3, SS3 schon mitten in den jeweiligen Signalperioden T angepasst. Dadurch können die von den Halbleiterschaltern HS1, HS2 bereitgestellten Phasenspannungen schneller denjenigen gewünschten Soll-Spannungen angepasst werden, ohne dabei die (Schalt-) Frequenz der Steuersignale SSI, SS1\- SS2, SS2 \· SS3, SS3X erhöhen zu müssen. The three second phase voltages for the three phase currents and thus the three second partial duty cycles D12, D22, D32 are then calculated by the calculation unit BE from the two first voltage components Udl and Uql and the second reference angle value wb2 calculated as described above. By the method described above, the total duty cycle Dl, D2, D3 of the control signals SSI, SSI '; SS2, SS2 - SS3, SS3 already adjusted in the middle of the respective signal periods T. As a result, the phase voltages provided by the semiconductor switches HS1, HS2 can be adapted more quickly to those desired setpoint voltages without having to increase the (switching) frequency of the control signals SS1, SS1-SS2, SS2-SS3, SS3- X .
Dadurch kann die Schaltfrequenz der Steuersignale SSI, SSI Λ ; SS2, SS2 - SS3, SS3 vergleichsweise niedrig gehalten werden und folglich können die Halbleiterschalter HS1, HS2 auch schalt- verlustarmer betrieben werden. Entsprechend kann der elektrische Antrieb EA auch verlustleistungsarmer betrieben werden. As a result, the switching frequency of the control signals SSI, SSI Λ ; SS2, SS2 - SS3, SS3 are kept comparatively low and consequently the semiconductor switches HS1, HS2 can also be operated with lower switching losses. Accordingly, the electric drive EA can also be operated with less power loss.

Claims

Patentansprüche claims
1. Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters (HS1) eines Stromrichters ( R) mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal (SSI), wobei der Halbleiterschalter (HS1) während einer Signalperiode (T) des Steuersignals (SSI) in zwei Periodenabschnitten (Tl, T2) der Signalperiode (T) mit jeweils einem von zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden (Dil, D12) angesteuert geschaltet wird. 1. A method for controlling a semiconductor switch (HS1) of a power converter (R) with a pulse width modulated control signal (SSI), wherein the semiconductor switch (HS1) during a signal period (T) of the control signal (SSI) in two period sections (Tl, T2) of the signal period (T) is switched in each case with one of two different partial duty cycles (Dil, D12).
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Summe der zwei, um die Signaldauer der jeweiligen Periodenabschnitte (Tl, T2) gewichteten Teil-Tastgrade (Dil, D12) der zwei Periodenabschnitte (Tl, T2) der Signalperiode (T) einem Ge- samt-Tastgrad (Dl) der Signalperiode (T) entspricht, wobei gilt: Dl = (Tl/T) -Dil + (T2/T) -D12. 2. The method of claim 1, wherein the sum of the two, by the signal duration of the respective period sections (Tl, T2) weighted partial duty cycles (Dil, D12) of the two period sections (Tl, T2) of the signal period (T) a total Duty cycle (Dl) corresponds to the signal period (T), where: Dl = (Tl / T) -Dil + (T2 / T) -D12.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Summe der beiden Zeitdauer der zwei Periodenabschnitte (Tl, T2) der gesamten Zeitdauer der Signalperiode (T) entspricht. 3. The method of claim 1 or 2, wherein the sum of the two time periods of the two period sections (Tl, T2) of the entire period of the signal period (T) corresponds.
4. Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine (EM), mit mindestens einem Halbleiterschalter (HS1), insb. einer Brückenschaltung (BS) , zum Durchleiten mindestens eines Phasenstromes zur elektrischen Maschine (EM) , wobei der mindestens eine Halbleiterschalter (HS1) mit mindestens einem pulsweitenmodulierten Steuersignal (SSI) gemäß einem Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche gesteuert wird . 4. A method for operating an electrical machine (EM), comprising at least one semiconductor switch (HS1), esp. A bridge circuit (BS), for passing at least one phase current to the electric machine (EM), wherein the at least one semiconductor switch (HS1) with at least a pulse width modulated control signal (SSI) is controlled according to a method according to any one of the preceding claims.
5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die zwei Teil-Tastgrade (Dil, D12) aus mindestens einem gemessenen Ist-Winkelwert (w_istl, w_ist2) eines Rotors der elektrischen Maschine (EM) berechnet werden. 5. The method according to claim 4, wherein the two partial duty cycles (Dil, D12) are calculated from at least one measured actual angular value (w_istl, w_ist2) of a rotor of the electric machine (EM).
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, wobei die zwei 6. The method according to claim 4 or 5, wherein the two
Teil-Tastgrade (Dil, D12) aus mindestens einer gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit (a_istl, a_ist2) des Rotors berechnet werden. Partial duty cycle (Dil, D12) from at least one measured Actual rotational speed (a_istl, a_ist2) of the rotor can be calculated.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei ein erster der zwei Teil-Tastgrade (Dil) basierend auf einem ersten Bezugswinkelwert (wbl) berechnet wird, wobei der erste Be¬ zugswinkelwert (wbl) einer Summe eines ersten, zu einem ersten Messzeitpunkt (tml) gemessenen Ist-WinkelwertesThe method of claim 6, wherein a first of the two sub-duty cycles (Dil) based on a first reference angle value (WBL) is calculated, wherein the first Be ¬ zugswinkelwert (WBL) a sum of a first, to a first measurement time (tml) measured actual -Winkelwertes
(w istl) und eines mit einer ersten, zu dem ersten Messzeitpunkt (tml) gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit(w istl) and one with a first, measured at the first measurement time (tml) actual rotational speed
(a_istl) in einer ersten Zeitdauer (tl) zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht, wobei die erste Zeitdauer (tl) zwischen dem ersten Mess Zeitpunkt (tml) und einem ersten Bezugszeitpunkt (tbl) liegt, wobei der erste Bezugszeitpunkt (tbl) in einem ersten Periodenabschnitt(a_istl) in a first time period (tl) corresponds to the rotational angle of the rotor, wherein the first time period (tl) between the first measurement time (tml) and a first reference time (tbl), wherein the first reference time (tbl) in a first period section
(Tl), vorzugsweise zwischen 0% bis 50% der Signalperiode(Tl), preferably between 0% to 50% of the signal period
(T) , insb. zwischen einem Sechszehntel bis sieben (T), esp. Between one sixteenth to seven
Sechszehntel der Signalperiode (T) , zwischen einem Achtel bis drei Achtel der Signalperiode (T) , oder zwischen drei Sechszehntel bis fünf Sechszehntel der Signalperiode (T) , speziell bei einem Viertel der Signalperiode (T) , liegt. Sixteenths of the signal period (T), between one-eighth to three-eighths of the signal period (T), or between three sixteenths to five sixteenths of the signal period (T), specifically at a quarter of the signal period (T).
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der erste Mess Zeitpunkt (tml) zeitlich vor der Signalperiode (T) liegt. The method of claim 7, wherein the first measurement time (tml) is prior to the signal period (T).
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, wobei ein zweiter der zwei Teil-Tastgrade (D12) basierend auf einem zweiten Be¬ zugswinkelwert (wb2) berechnet wird, wobei der zweite Bezugswinkelwert (wb2) einer Summe des ersten A method according to claim 7 or 8, wherein a second of the two-part duty cycles (D12) is calculated based on a second loading ¬ zugswinkelwert (WB2), wherein the second reference angle value (WB2) of a sum of the first
Ist-Winkelwertes (w istl) und eines mit der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit (a_istl) in einer zweiten Zeit¬ dauer (t2) zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht, wobei die zweite Zeitdauer (t2) zwischen dem ersten Messzeitpunkt (tml) und einem zweiten Bezugszeitpunkt (tb2) liegt, wobei der zweite Bezugszeitpunkt (tb2) in einem zweiten Periodenabschnitt (T2), vorzugsweise zwischen 50% bis 100% der Signalperiode (T) , insb. zwischen neun Sechszehntel bis fünfzehn Sechszehntel der Signalperiode (T) , zwischen fünf Achtel bis sieben Achtel der Signalperiode (T) , oder zwischen elf Sechszehntel bis dreizehn Sechszehntel der Signalperiode (T) , speziell bei drei Viertel der Signalperiode (T) , liegt. Is actual angular value (w istl) and one of the first actual rotational speed (a_istl) in a second time ¬ duration (t2) completed rotational angle of the rotor corresponds, wherein the second time period (t2) between the first measurement time (tml) and a second Reference time (tb2), wherein the second reference time (tb2) in a second period section (T2), preferably between 50% to 100% of the signal period (T), esp. Between nine sixteenths to fifteen sixteenths of the signal period (T), between five eighths to seven eighths of the signal period (T), or between eleven sixteenths to thirteen sixteenths of the signal period (T), specifically at three quarters of the signal period (T).
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, wobei der zweite The method of claim 7 or 8, wherein the second
Teil-Tastgrad (D12) basierend auf einem dritten Bezugswinkelwert (wb3) berechnet wird, wobei der dritte Bezugswinkelwert (wb3) einer Summe eines zweiten, zu einem zweiten Messzeitpunkt (tm2) gemessenen Ist-WinkelwertesPartial duty factor (D12) is calculated based on a third reference angle value (wb3), wherein the third reference angle value (wb3) is a sum of a second actual angle value measured at a second measurement time point (tm2)
(w ist2) und eines mit einer zweiten, zu dem zweiten Messzeitpunkt (tm2) gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit(w is 2) and one with a second, measured at the second measurement time (tm2) actual rotational speed
(a ist2) in einer dritten Zeitdauer (t3) zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht, wobei die dritte Zeitdauer (t3) zwischen dem zweiten Messzeitpunkt (tm2) und dem zweiten Bezugszeitpunkt (tb2) liegt, wobei der zweite Bezugszeitpunkt (tb2) in dem zweiten Periodenabschnitt(a is 2) rotation angle of the rotor covered in a third time period (t3), the third time duration (t3) being between the second measurement time point (tm2) and the second reference time point (tb2), the second reference time point (tb2) in the second time point period section
(T2), vorzugsweise zwischen 50% bis 100% der Signalperiode(T2), preferably between 50% to 100% of the signal period
(T) , insb. zwischen neun Sechszehntel bis fünfzehn (T), in particular between nine sixteenths to fifteen
Sechszehntel der Signalperiode (T) , zwischen fünf Achtel bis sieben Achtel der Signalperiode (T) , oder zwischen elf Sechszehntel bis dreizehn Sechszehntel der SignalperiodeSixteenths of the signal period (T), between five-eighths to seven-eighths of the signal period (T), or between eleven sixteenths to thirteen sixteenths of the signal period
(T) , speziell bei drei Viertel der Signalperiode (T) , liegt. (T), specifically at three quarters of the signal period (T).
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der zweite Messzeitpunkt (tm2) zeitlich vor dem zweiten Periodenabschnitt (T2) liegt . The method of claim 10, wherein the second measurement time (tm2) is prior to the second period period (T2).
Computerlesbarer Datenspeicher, in dem Programmcodes gespeichert sind, mit denen ein Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche durchführbar ist. Computer-readable data storage in which program codes with which a method according to one of the preceding claims can be carried out are stored.
Vorrichtung (VR) zum Betreiben einer elektrischen MaschineDevice (VR) for operating an electrical machine
(EM) , umfassend: (EM), comprising:
- mindestens einen Halbleiterschalter (HS1), insb. einer Brückenschaltung (BS) , zum Durchleiten mindestens eines Phasenstromes für die elektrische Maschine (EM) ; - mindestens eine Steueranordnung (SA) zum Steuern des mindestens einen Halbleiterschalters (HS1) mit min¬ destens einem pulsweitenmodulierten Steuersignal (SSI), die eingerichtet ist, den Halbleiterschalter (HS1) während einer Signalperiode (T) des mindestens einen Steuersignals (SSI) in zwei Periodenabschnitten (Tl, T2) der einen Signalperiode (T) mit jeweils einem von zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden (Dil, D12) gesteuert zu schalten. - At least one semiconductor switch (HS1), esp. A bridge circuit (BS), for passing at least one phase current for the electric machine (EM); - at least one control arrangement (SA) for controlling the at least one semiconductor switch (HS1) with at least ¬ least a pulse width modulated control signal (SSI), which is adapted to the semiconductor switch (HS1) during a signal period (T) of the at least one control signal (SSI) in two period sections (Tl, T2) of the one signal period (T) with one of two different partial duty cycles (Dil, D12) controlled to switch.
Elektrische Antriebsanordnung (EA) , insb. zum Antrieb eines Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs , umfassend : Electric drive arrangement (EA), in particular for driving a hybrid electric / electric vehicle, comprising:
- mindestens eine elektrische Maschine (EM) ;  - At least one electrical machine (EM);
- mindestens eine Vorrichtung (VR) nach Anspruch 13, wobei die mindestens eine Vorrichtung (VR) mindestens eine Phasenstromleitung (PL) umfasst und über die mindestens eine Phasenstromleitung (PL) mit mindestens einer Statorphase der mindestens einen elektrischen Maschine (EM) elektrisch verbunden ist.  - At least one device (VR) according to claim 13, wherein the at least one device (VR) at least one phase current line (PL) and via the at least one phase current line (PL) with at least one stator phase of the at least one electric machine (EM) is electrically connected ,
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