WO2016159630A1 - 무선 통신 시스템에서 셀 커버리지를 고려한 반복 패턴을 기반으로 동기 신호를 구성하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 셀 커버리지를 고려한 반복 패턴을 기반으로 동기 신호를 구성하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2016159630A1
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synchronization signal
cell
terminal
base station
beamforming
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김기태
강지원
이길봄
박경민
김희진
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엘지전자 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method and apparatus for configuring a synchronization signal based on a repetition pattern considering cell coverage in a wireless communication system.
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long-term evolution (LTE) is a technology that enables high-speed packet communication. Many schemes have been proposed for the purposes of LTE, including reduced costs for users and suppliers, improved quality of service, and increased coverage and system capacity. 3GPP LTE is a higher layer requirement that requires reduced cost per bit, increased service availability, flexible frequency usage, simple structure, open interface and proper power consumption of the terminal.
  • the transceivers are equipped with multiple antennas to obtain additional spatial area for resource utilization to obtain diversity gain or to transmit data in parallel through each antenna.
  • Beamforming and / or precoding may be used as a method for increasing signal-to-noise ratio (SNR) in a multiple antenna technology. Beamforming and / or precoding may be used to maximize the SNR through the feedback information in a closed loop system where feedback information is available at the transmit end. Beamforming can be broadly classified into analog beamforming and digital beamforming.
  • Massive multiple-input multiple-output is a multi-antenna technology that seeks to achieve high energy efficiency with high transmission rates by mounting more than a few dozen antennas in a base station. If the existing analog beamforming and / or digital beamforming is applied to large MIMO, the complexity of signal processing and / or hardware implementation is very large, or the performance increase using multiple antennas is insignificant, Flexibility can be inferior. Accordingly, the use of hybrid beamforming combining existing analog beamforming and digital beamforming in large MIMO is being discussed.
  • millimeter wave is a frequency in the 30-300 GHz band, commonly called an extreme high frequency (EHF) band, and refers to a band having a wavelength length of 1 cm-1 mm.
  • EHF extreme high frequency
  • This wave propagates between the radio frequency band currently used and infrared rays (a wavelength of about 0.1 mm) and is very close to light, and is currently used in high resolution wave radar and microwave spectroscopy.
  • Millimeter waves are smaller in diffraction and straightness than conventional radio waves, and are more diffractive and less linear than laser light. If millimeter waves are used for communication, it is thought that ultra-multiple communication far exceeding the amount of microwaves is possible. This is because energy absorption by oxygen and water molecules in the atmosphere is relatively large compared to conventional cellular frequencies, resulting in high path loss.
  • a method for stably transmitting a synchronization signal may be required.
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for configuring a synchronization signal based on a repetition pattern considering cell coverage in a wireless communication system.
  • the present invention provides a method and apparatus for transmitting a downlink synchronization signal in consideration of beam broadness when operating a transmitting / receiving terminal based on huge MIMO.
  • the present invention also provides a method and apparatus for determining a repetition pattern of a synchronization signal in consideration of a received signal performance of a terminal according to a beam width by analog beamforming or digital beamforming.
  • a method of transmitting a synchronization signal based on a repetition pattern by a base station in a wireless communication system includes dividing a cell into a plurality of sectors, and transmitting a plurality of types of synchronization signals corresponding to the plurality of sectors and having different repetition patterns to the terminal through a system frame.
  • a method of detecting a synchronization signal based on a repetition pattern by a terminal in a wireless communication system includes performing detection of a plurality of types of synchronization signals having different repetition patterns, and determining the position of the terminal in a cell according to the detected synchronization signals.
  • a suitable synchronization signal considering the beam width and repetition pattern according to beamforming may be transmitted to the terminal.
  • FIG. 1 illustrates a cellular system
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame of 3GPP LTE.
  • FIG. 3 is a block diagram of a transmitter including an analog beamformer and an RF chain.
  • FIG. 4 is a block diagram of a transmitter including a digital beamformer and an RF chain.
  • FIG. 5 is a block diagram of a transmitter including a hybrid beamformer.
  • FIG. 6 shows an example of a structure of 16 ULA antennas composed of four RF chains for hybrid beamforming.
  • FIG. 7 shows an example of a beam pattern of the beam boundary vector s and the beam gain and steering vector t.
  • 10 shows beam gain and beam width in case of using eight ULA antennas.
  • FIG. 11 is a comparative comparison of beam gain and beam width in case of using four ULA antennas and in case of using eight ULA antennas.
  • FIG. 12 shows an example of repeatedly transmitting a beamforming based synchronization signal using eight antennas according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 illustrates an example of repeatedly transmitting a beamforming based synchronization signal using four antennas according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 shows an example of repeatedly transmitting a synchronization signal to obtain an additional beam gain of 6 dB according to an embodiment of the present invention.
  • 15 shows an example of repeatedly transmitting a synchronization signal to obtain an additional beam gain of 9 dB according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 16 shows an example of dividing a cell into an inner region and an outer region according to an embodiment of the present invention.
  • 17 shows an example of repeatedly transmitting two different types of synchronization signals through different repetition patterns according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 illustrates a method for transmitting a synchronization signal based on a repetition pattern by a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 illustrates a method of detecting, by a terminal, a synchronization signal based on a repetition pattern according to an embodiment of the present invention.
  • 21 is a block diagram of a wireless communication system in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as universal terrestrial radio access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as global system for mobile communications (GSM) / general packet radio service (GPRS) / enhanced data rates for GSM evolution (EDGE).
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented by wireless technologies such as Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, evolved UTRA (E-UTRA), and the like.
  • IEEE 802.16m is an evolution of IEEE 802.16e and provides backward compatibility with systems based on IEEE 802.16e.
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of evolved UMTS (E-UMTS) using evolved-UMTS terrestrial radio access (E-UTRA), which employs OFDMA in downlink and SC in uplink -FDMA is adopted.
  • LTE-A (advanced) is the evolution of 3GPP LTE.
  • cellular system 10 includes at least one base station (BS) 11.
  • BS 11 provides communication services for specific geographic regions (generally called cells) 15a, 15b, 15c. The cell can in turn be divided into a number of regions (called sectors).
  • a user equipment (UE 12) may be fixed or mobile, and may have a mobile station (MS), a mobile terminal (MS), a user terminal (UT), a subscriber station (SS), a wireless device, a PDA, and the like. (personal digital assistant), wireless modem (wireless modem), a handheld device (handheld device) may be called other terms.
  • BS 11 generally refers to a fixed point of communication with UE 12 and may be referred to in other terms, such as an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point, and the like.
  • eNB evolved-NodeB
  • BTS base transceiver system
  • access point and the like.
  • the UE typically belongs to one cell, and the cell to which the UE belongs is called a serving cell.
  • a BS that provides a communication service for a serving cell is called a serving BS.
  • the cellular system includes another cell adjacent to the serving cell. Another cell adjacent to the serving cell is called a neighbor cell.
  • a BS that provides communication service for a neighbor cell is called a neighbor BS.
  • the serving cell and the neighbor cell are determined relatively based on the UE.
  • DL downlink
  • UL uplink
  • DL means communication from BS 11 to UE 12
  • UL means communication from UE 12 to BS 11.
  • the transmitter may be part of the BS 11 and the receiver may be part of the UE 12.
  • the transmitter is part of the UE 12 and the receiver may be part of the BS 11.
  • a radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots. Slots in a radio frame are numbered with slots # 0 through # 19. Transmission time interval (TTI) is a basic scheduling unit for data transmission. In 3GPP LTE, one TTI may be equal to the time taken for one subframe to be transmitted.
  • One radio frame may have a length of 10 ms, one subframe may have a length of 1 ms, and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of subcarriers in the frequency domain.
  • the OFDM symbol is used to represent one symbol period since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, and may be called another name according to a multiple access scheme. For example, when SC-FDMA is used as an uplink multiple access scheme, it may be referred to as an SC-FDMA symbol.
  • a resource block (RB) includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot in resource allocation units.
  • the structure of the radio frame is merely an example. Accordingly, the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, or the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • 3GPP LTE defines that one slot includes seven OFDM symbols in a normal cyclic prefix (CP), and one slot includes six OFDM symbols in an extended CP.
  • CP normal cyclic prefix
  • the UE When the UE is powered on or newly enters the cell, the UE may perform a cell search procedure such as obtaining time and frequency synchronization with the cell and detecting a physical cell identity (PCI) of the cell.
  • the terminal may receive a synchronization signal from the base station to synchronize with the base station, and obtain information such as a cell identifier.
  • the synchronization signal may include a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS).
  • Beamforming techniques using multiple antennas are analog beamforming techniques (hereinafter referred to as analog beamforming) and digital beamforming techniques (depending on where the beamforming weight vector (or precoding vector) is applied). Hereinafter, it may be classified into digital beamforming.
  • Analog beamforming is a representative beamforming technique applied to early multi-antenna structures.
  • Analog beamforming branches the analog signal, which has completed digital signal processing, into a plurality of paths, and forms a beam by setting a phase shift (PS) and a power amplifier (PA) in each path.
  • PS phase shift
  • PA power amplifier
  • the PS and the PA connected to each antenna process an analog signal derived from a single digital signal in analog beamforming. That is, the PS and the PA process complex weights in the analog stage.
  • the RF (radio frequency) chain refers to a processing block in which a baseband signal is converted into an analog signal.
  • the beam accuracy is determined by the characteristics of the PS and PA devices, and the control characteristics of the devices are advantageous for narrowband transmission.
  • the multiplexing gain for increasing the transmission rate is relatively small, and it is difficult to form beams for each user based on orthogonal resource allocation.
  • FIG. 4 is a block diagram of a transmitter including a digital beamformer and an RF chain.
  • digital beamforming uses baseband processing to form beams at the digital stage to maximize diversity and multiplexing gain in a MIMO environment.
  • a beam may be formed by performing precoding in baseband processing.
  • the RF chain may comprise a PA. Accordingly, the complex weight derived for beamforming may be directly applied to the transmission data.
  • Digital beamforming may form a beam differently for each user, and thus may simultaneously support multi-user beamforming.
  • digital beamforming is capable of forming an independent beam for each user to which orthogonal resources are allocated, and thus has high scheduling flexibility.
  • digital beamforming may form an independent beam for each subcarrier when a technique such as MIMO-OFDM is applied in a broadband transmission environment. Therefore, digital beamforming can maximize the maximum data rate of a single user based on increased system capacity and enhanced beam gain. Therefore, MIMO technology based on digital beamforming has been introduced in 3G / 4G systems.
  • MIMO massive multiple-input multiple-output
  • a general cellular system assumes 8 maximum transmit / receive antennas applied to a MIMO environment. However, in a large MIMO environment, the maximum transmit / receive antennas may increase to tens or hundreds. If the existing digital beamforming is applied in a large MIMO environment, the digital signal processing for hundreds of transmit antennas must be performed through baseband processing, and thus the complexity of signal processing becomes very large, and as many RF antenna chains are required as the number of transmit antennas. The complexity of the hardware implementation is very large.
  • hybrid beamforming in which analog beamforming and digital beamforming are combined is required, rather than using only one of analog beamforming and digital beamforming as a beamforming technology. That is, a hybrid type transmitter stage structure may be required to reduce the complexity of hardware implementation of the transmitter stage according to the characteristics of analog beamforming, and to maximize the beamforming gain using a large number of transmit antennas according to the characteristics of digital beamforming. have.
  • Hybrid beamforming aims to configure a transmitter that can take advantage of analog beamforming and digital beamforming in a large MIMO environment.
  • hybrid beamforming may form coarse beams through analog beamforming, and beams for multi-stream or multi-user transmission may be formed through digital beamforming.
  • the hybrid beamforming has a structure in which analog beamforming and digital beamforming are simultaneously performed to reduce the implementation complexity or hardware complexity of the transmitter.
  • Equation 1 y- is the received signal vector (N r * 1) at the k th subcarrier, H k is the N r * N t channel at the k th subcarrier, and F RF is N t * N RF RF precoder at the entire subcarrier.
  • F k BB is the N RF * N s baseband precoder on the k th subcarrier (can be changed for each subcarrier)
  • s k is the transmission signal vector (N s * 1) at the k th subcarrier
  • z k is the noise signal vector (N r * 1) in the k th subcarrier.
  • N FFT fast Fourier transform
  • N RF the entire RF chain. Is the number of.
  • N t is the total number of antennas in the transmitter
  • N t RF is the number of transmit antennas per RF chain
  • N r is the total number of antennas in the receiver
  • N s is the number of transmit data streams.
  • Equation 1 described above is solved and expanded for subcarrier k.
  • Equation 3 the equivalent precoding matrix F RF of analog beamforming generated by the PS and the PA after the RF chain is represented by Equation 3 below.
  • the precoding weight of each RF chain of the F RF is expressed by Equation 4.
  • Equation 5 The radiation pattern of a hybrid beam for a uniform linear array (ULA) antenna is described.
  • An array response vector of the ULA antenna is expressed by Equation 5.
  • Equation 5 ⁇ is a wavelength and d is the distance between antennas.
  • ⁇ is a wavelength and d is the distance between antennas.
  • the beam shift angle may be set to 0 ° to derive the beam pattern at the boresight.
  • the elements of all weight vectors in the equal precoding matrix of analog beamforming may be one.
  • a weight vector of any rank 1 to be applied in digital beamforming may be defined by Equation 7.
  • Equation 8 the entire antenna thermal response vector applying the analog beamforming of Equation 6 and the digital beamforming of Equation 7 can be expressed by Equation 8.
  • the response to each antenna thermal response can be expressed as the sum of all vector elements.
  • s is a beam boundary vector and may be represented by Equation 9.
  • the beam boundary vector s determines the overall effective range of the hybrid beamforming, and the range of the digital beamforming is also limited to that region.
  • Equation 8 t is a beam gain and a steering vector and may be represented by Equation 10.
  • FIG. 7 shows an example of a beam pattern of the beam boundary vector s and the beam gain and steering vector t. 8 shows an example of the final antenna thermal response according to the analog beam shift. That is, FIG. 8 corresponds to the cumulative beam pattern result to which all the weight vectors for determining the digital beamforming are applied. Referring to FIG. 8, it can be seen that the range of the effective beam is constrained by the beam boundary vector s.
  • Difficulties in optimizing analog / digital beamforming design Digital beamforming can form independent beams for each user with the same time-frequency resources, but analog beamforming forms a common beam with the same time-frequency resources. There is a limit to this. Therefore, issues such as a limitation of the maximum supportable rank according to the number of RF chains, difficulty of controlling subband beams with an RF beamformer, and / or optimization of beam forming resolution (resolution / granularity) may occur.
  • Analog beam based spatial division multiple access (SDMA) and FDMA support difficulties: While digital beamforming can freely form beams for multiple users / streams, analog beamforming forms the same beam for the entire transmission band. Therefore, it is difficult to perform independent beam formation for each user or stream. In particular, because it is difficult to support FDMA (e.g. OFDMA) through orthogonal frequency resource allocation, it may be difficult to optimize frequency resource efficiency.
  • FDMA e.g. OFDMA
  • the present invention described below can provide a method for optimizing an analog / digital beam design for hybrid beamforming.
  • Equation (11) the gain of the directional beamforming is expressed by Equation (11).
  • the gain of the directional beamforming is increased in log-scale in proportion to the number of antennas N tx .
  • the relationship between the number of antennas and the beam width is shown in Equation 12.
  • the 3dB beam width is proportional to the wavelength length ⁇ , and inversely proportional to the number N of antennas and the distance d between antennas. That is, as the number of antennas increases, the 3dB beam width decreases, thereby reducing the area covered by one beam.
  • the 3 dB beam width can vary.
  • the beam gain increases, but the beam width decreases.
  • the beam width increases, the range and angle of the area in which one beam serves the service becomes wider, but the beam gain in that area decreases. That is, the beam gain and the beam width are in a trade-off relationship with each other.
  • Increasing the beam width can reduce the operational complexity because the entire service area can be serviced with a relatively small number of beams. However, the beam gain is reduced, which reduces the quality of the received signal within the service area. .
  • the beam width decreases, the overall service area needs to be serviced with a relatively large number of beams, which increases the operational complexity. However, the beam gain increases to increase the quality of the received signal within the service area. have.
  • the maximum beam gain is 6 dB and about 5 beams are required to cover an area in a range of ⁇ 60 ° to 60 °.
  • the beam gain and the 3 dB beam width at this time may be expressed by Equation 13.
  • the maximum beam gain is 9 dB, and about 9 beams are required to cover an area ranging from -60 ° to 60 °.
  • the beam gain and the 3 dB beam width at this time may be represented by Equation 14.
  • FIG. 11 is a comparative comparison of beam gain and beam width in case of using four ULA antennas and in case of using eight ULA antennas. That is, FIG. 11 superimposes FIG. 9 and FIG. Referring to FIG. 11, the maximum beam gain is increased by 3 dB when using eight ULA antennas, but additional four beams are required to cover an area in the range of -60 ° to 60 °. It can be seen.
  • the base station When the base station performs beamforming using a relatively small number of transmit antennas, the number of beams that the terminal needs to search is reduced, thereby reducing the overhead of beam searching, which is more advantageous for beam scanning and synchronization acquisition.
  • cell coverage ie, maximum cell radius
  • the terminal receives the synchronization signal for synchronization acquisition, there is a trade-off relationship between the beam width and the signal quality according to the number of transmit antennas of the base station. If the beam width increases, the terminal is synchronized according to the position of the terminal. There may be a problem of not receiving a stable signal.
  • the present invention proposes a new synchronization signal design method based on repetitive transmission considering the beam width. More specifically, in consideration of the trade-off relationship between the beam width and the signal quality according to the number of transmit antennas of the base station, the present invention provides a method for synchronizing the synchronization signal so that all terminals in the cell can receive the synchronization signal with uniform signal quality. Define a repeating pattern. Accordingly, all terminals in the cell can stably detect the synchronization signal.
  • the base station determines the number of repetitions and / or patterns of the synchronization signal based on the beam width and / or the beam gain that varies according to the number of antennas, and uses a plurality of antennas according to the determined number of repetitions and / or patterns.
  • the terminal accumulates the synchronization signal repeatedly received and performs detection. That is, a synchronization signal having a low beam gain and a large beam width is transmitted according to the number of repetitions and / or half-width patterns determined by the base station, thereby ensuring the synchronization signal detection performance of the terminal.
  • FIG. 12 shows an example of repeatedly transmitting a beamforming based synchronization signal using eight antennas according to an embodiment of the present invention.
  • a synchronization signal is periodically transmitted in a specific subframe.
  • beamforming using eight ULA antennas has a beam gain greater by 3dB than beamforming using four ULA antennas. Therefore, a base station using eight ULA antennas can transmit a synchronization signal without repeated transmission. That is, at this time, the synchronization signal is not repeatedly transmitted in the repetition region in the subframe.
  • FIG. 13 illustrates an example of repeatedly transmitting a beamforming based synchronization signal using four antennas according to an embodiment of the present invention.
  • beamforming using four ULA antennas has a beam gain smaller by 3 dB than beamforming using eight ULA antennas.
  • an additional beam gain of 3 dB is required. Therefore, a base station using four ULA antennas can repeatedly transmit a synchronization signal twice. That is, the synchronization signal is transmitted once in the original synchronization symbol in the subframe and is transmitted once in the repeating region.
  • the received SNR of the terminal may be calculated by Equation 15.
  • the reception SNR of the UE located at a cell boundary 500m away from the cell center is about -11dB. Since the minimum SNR that the UE can stably detect the synchronization signal is assumed to be -5 dB, an additional beam gain of 6 dB is required for the synchronization signal.
  • the base station can repeatedly transmit the synchronization signal four times to obtain an additional beam gain of 6 dB. That is, the sync signal is transmitted once in the original sync symbol in the subframe and repeated three times in the repeating region. Accordingly, the terminal can stably receive the synchronization signal.
  • the repetition number and / or repetition pattern of the synchronization signal for supporting the maximum coverage of the cell may be determined in a state where the maximum number of beam searches of the terminal is fixed.
  • the number of times the terminal searches for the beam may be limited. For example, assume that the width of the 3dB beam is fixed at 15 ° and the service area of 60 ° is serviced through only four beams.
  • the system parameters of Table 1 described above are used, and the terminal is located at a cell boundary 500m away from the cell center. It is assumed that the minimum SNR that can be stably detected is -5 dB. In this case, the reception SNR of the terminal may be calculated by Equation 16.
  • the received SNR of the UE located at a cell boundary 500 m away from the cell center is about -14 dB. This value is further reduced by 3 dB from the received SNR of the UE calculated in Equation 15. Since it is assumed that the minimum SNR at which the UE can stably detect the synchronization signal is -5 dB, an additional beam gain of 9 dB is required for the synchronization signal.
  • the base station can repeatedly transmit the synchronization signal eight times to obtain an additional beam gain of 9 dB. That is, the synchronization signal is transmitted once in the original synchronization symbol in the subframe and repeated seven times in the repeating region. Accordingly, the terminal can stably receive the synchronization signal.
  • the base station may determine the position in the cell of each terminal. For example, depending on the type of synchronization signal detection of the terminal, the base station is located in the cell center or at the cell boundary, or in the inner-cell of the cell (outer-cell) of the cell
  • the UE may be grouped by determining whether it is located at.
  • the terminal may feed back the detection type of the synchronization signal to the base station.
  • the base station can secure the flexibility and accuracy of the scheduling for the terminal when operating in the millimeter wave band.
  • the base station may divide the cell into an inner region and an outer region based on the boundary point of the entire coverage of the cell.
  • the beam gain may be set for each of the inner region and the outer region, and the difference in beam gain of each region may be set to 3 dB or 6 dB or the like.
  • the base station may simultaneously configure synchronization signals having different repetition patterns on the system frame according to the beam gain of the divided cell. For example, the base station may simultaneously configure a first type synchronization signal corresponding to an inner cell and a second type synchronization signal corresponding to an outer cell on a system frame. In this case, if the difference between the beam gain of the first type synchronization signal corresponding to the inner cell and the second type synchronization signal corresponding to the outer cell is 6 dB, the second type synchronization signal is increased by 4 times to compensate for the beam gain difference. Should be sent. Accordingly, the first type synchronization signal may be transmitted without repetition and the second type synchronization signal may be transmitted four times.
  • FIG. 17 shows an example of repeatedly transmitting two different types of synchronization signals through different repetition patterns according to an embodiment of the present invention.
  • a first type synchronization signal and a second type synchronization signal having different repetition patterns are configured in the same subframe.
  • the first type synchronization signal is transmitted without repetition, and the second type synchronization signal is transmitted four times to obtain an additional beam gain of 6 dB.
  • FIG. 18 illustrates another example of repeatedly transmitting two different types of synchronization signals through different repetition patterns according to an embodiment of the present invention.
  • a first type synchronization signal and a second type synchronization signal having different repetition patterns are configured in different subframes.
  • the first type synchronization signal is transmitted without repetition, and the second type synchronization signal is transmitted four times to obtain an additional beam gain of 6 dB.
  • the timing offset m N of the Nth type synchronization signal may be calculated by Equation 17.
  • Equation 17 i is a time index, L is the total length of the synchronization signal (or OFDM symbol length) on the time axis, J N is the total number of symbols of the Nth type synchronization signal, and Y [i] is received at time i. the signal, S N [i] represents the N second type of synchronization signal sent by the time i.
  • the timing offset of the first type synchronization signal described in FIG. 17 or 18 may be calculated as Equation 18. It is assumed that the first type synchronization signal is a synchronization signal composed of one OFDM symbol.
  • the timing offset of the second type synchronization signal described in FIG. 17 or 18 may be calculated as Equation 19. It is assumed that the second type synchronization signal is a synchronization signal composed of four OFDM symbols.
  • the terminal may obtain at least one of timing offsets m 1 and m 2 of each of the first type synchronization signal and the second type synchronization signal having a reception power equal to or greater than a specific reference value P Threshold .
  • the terminal may obtain one or two timing offsets according to the position in the cell of the terminal. For example, in Fig. 16 UE # 1 that is located at the inner region of the cell it is possible to detect both the first type of synchronization signal and the second type of synchronization signal, it is possible to obtain the two timing offsets m 1, m 2.
  • UE # 2 located in the outer region of the cell can detect only the second type synchronization signal repeatedly transmitted, only one timing offset m 2 can be obtained.
  • the terminal may feed back the detection type of the synchronization signal to the base station. In this case, one bit of signaling may be used.
  • the terminal may synchronize with the cell according to the synchronization signal having the smallest value of the received power exceeds a specific reference value among the plurality of types of synchronization signals detected. This is to support the distribution of suitable terminals in the cell.
  • the terminal may synchronize with the cell according to the synchronization signal having the largest value of the received power exceeding a specific reference value among the plurality of types of synchronization signals detected. This is to perform synchronization according to link quality.
  • FIG. 19 illustrates a method for transmitting a synchronization signal based on a repetition pattern by a base station according to an embodiment of the present invention.
  • the base station divides the cell into a plurality of sectors.
  • the plurality of sectors may include a cell center region and a cell boundary region.
  • the plurality of sectors may include a cell inner region and a cell outer region.
  • the beam gain may be set for each of the plurality of sectors, and the difference in the beam gain of each region may be set.
  • the base station transmits a plurality of types of synchronization signals respectively corresponding to the plurality of sectors and having different repetition patterns to the terminal through a system frame.
  • the different repetition patterns may be configured according to distances between the base station and each of the plurality of sectors.
  • the different repetition patterns may correspond to different repetition times of the plurality of types of synchronization signals according to distances of the base station and the plurality of sectors.
  • the number of repetitions of sync signals corresponding to sectors far from the base station may be greater than the number of repetitions of sync signals corresponding to sectors close to the base station.
  • the number of repetitions of the synchronization signal for the cell outer region may be greater than the number of repetitions of the synchronization signal for the cell inner region.
  • the number of repetitions may be determined based on a difference in beam gains of each of the plurality of sectors according to a distance from the base station.
  • the plurality of types of synchronization signals may be transmitted through the same subframe in the system frame.
  • the plurality of types of synchronization signals may be transmitted through different subframes in the system frame.
  • the base station may receive a feedback of the detection of the synchronization signal from the terminal.
  • FIG. 20 illustrates a method of detecting, by a terminal, a synchronization signal based on a repetition pattern according to an embodiment of the present invention.
  • step S200 the terminal detects a plurality of types of synchronization signals having different repetition patterns.
  • step S210 the terminal determines the position of the terminal in the cell according to the detected synchronization signal.
  • the position of the terminal may be determined according to the number of sync signals in which received power is detected to be equal to or greater than a specific reference value among the plurality of types of sync signals. The greater the number of synchronization signals detected than the predetermined reference value, the closer to the cell center.
  • the terminal may transmit the information about the determined position of the terminal to the base station.
  • the synchronization may be synchronized according to the smallest synchronization signal whose received power exceeds a specific reference value among the detected synchronization signals.
  • the terminal may synchronize according to the largest synchronization signal in which the magnitude of the received power exceeds a specific reference value among the detected synchronization signals.
  • 21 is a block diagram of a wireless communication system in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • the base station 800 may include a processor 810, a memory 820, and a transceiver 830.
  • Processor 810 may be configured to implement the functions, processes, and / or methods described herein. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 810.
  • the memory 820 is connected to the processor 810 and stores various information for driving the processor 810.
  • the transceiver 830 is connected to the processor 810 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the terminal 900 may include a processor 910, a memory 920, and a transceiver 930.
  • Processor 910 may be configured to implement the functions, processes, and / or methods described herein. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 910.
  • the memory 920 is connected to the processor 910 and stores various information for driving the processor 910.
  • the transceiver 930 is connected to the processor 910 to transmit and / or receive a radio signal.
  • Processors 810 and 910 may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory 820, 920 may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium, and / or other storage device.
  • the transceivers 830 and 930 may include a baseband circuit for processing radio frequency signals.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in the memory 820, 920 and executed by the processor 810, 910.
  • the memories 820 and 920 may be inside or outside the processors 810 and 910, and may be connected to the processors 810 and 910 by various well-known means.

Abstract

무선 통신 시스템에서반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 전송하는 방법 및 장치가 제공된다. 기지국은 셀을 복수의 섹터로 분할하고, 상기 복수의 섹터에 각각 대응하며 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호를 시스템 프레임을 통해 단말로 전송한다. 단말은 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호의 검출을 수행하고, 상기 검출된 동기 신호에 따라 셀 내에서의 상기 단말의 위치를 결정한다.

Description

무선 통신 시스템에서 셀 커버리지를 고려한 반복 패턴을 기반으로 동기 신호를 구성하는 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 셀 커버리지를 고려한 반복 패턴을 기반으로 동기 신호를 구성하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long-term evolution)는 고속 패킷 통신을 가능하게 하는 기술이다. 사용자 및 공급자의 비용 감소, 서비스 품질 향상 및 커버리지와 시스템 용량의 확장 및 향상을 포함하는 LTE의 목적을 위하여 많은 방식들이 제안되어 왔다. 3GPP LTE는 상위 계층의 요구 사항으로써, 비트 당 감소된 비용, 증가한 서비스 유용성, 유연한 주파수 사용, 단순한 구조, 오픈 인터페이스 및 단말의 적절한 파워 소비를 요구한다.
한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법으로, 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는, 이른바 다중 안테나 기술이 활발하게 개발되고 있다. 다중 안테나 기술에서 SNR(signal-to-noise ratio)를 높이기 위한 방법으로 빔포밍 및/또는 프리코딩이 사용될 수 있다. 빔포밍 및/또는 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐-루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 SNR를 최대화하기 위해 사용될 수 있다. 빔포밍은 크게 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍으로 분류될 수 있다.
거대 MIMO(massive multiple-input multiple-output)는 기지국에 현재보다 매우 많은, 수십 개 이상의 안테나를 장착하여 높은 전송 속도와 더불어 높은 에너지 효율을 얻고자 하는 다중 안테나 기술이다. 기존의 아날로그 빔포밍 및/또는 디지털 빔포밍을 거대 MIMO에 그대로 적용할 경우, 신호 처리의 복잡도 및/또는 하드웨어 구현의 복잡도가 매우 커지거나, 다중 안테나를 이용한 성능 증가의 정도가 미미하고 자원 할당의 유연성이 떨어질 수 있다. 이에 따라 거대 MIMO에서 기존의 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍을 사용하는 것이 논의되고 있다.
최근 모바일 스마트 기기의 급격한 보급 및 빅데이터의 출현으로 인해, 모바일 트래픽은 해마다 2배씩 증가하여 10년 뒤 1000배 이상 증가할 것으로 예상된다. 모바일 트래픽 폭증으로 인해 모바일 망 사업자의 부담이 가중되고 있으며, 추가 주파수 확보가 제한된 기존의 4G 이동통신으로는 폭증하는 모바일 트래픽을 수용할 수 없다. 따라서, 광대역 확보가 가능한 밀리미터파(mmWave) 기반의 5세대 이동통신 기술 개발이 논의되고 있다. 밀리미터파는 일반적으로 EHF(extremely high frequency) 대역으로 불리는 30-300GHz 대역의 주파수로, 그 파장 길이가 1cm-1mm인 대역을 말한다. 이 파장의 전파는 현재 사용되고 있는 무선 주파수 대역과 적외선(파장 약 0.1mm)의 중간에 있으며, 빛에 아주 가까운 전파로서, 현재 고해상도　레이더나 마이크로파 분광학 등에서 이용되고 있다.　밀리미터파는 기존에 사용하는 통신용 전파보다는 회절성이 작고 직진성이 크고, 레이저광보다는 회절성이 크고 직진성은 적다.　밀리미터파를 통신에 사용하면 마이크로파의 통신량을 훨씬 상회하는 초다중 통신이 가능하다고 생각되고 있으나, 공간 전송에서는 전송 손실이 많다.　이는 기존 셀룰러 주파수 대비 대기의 산소 및 물 분자에 의한 에너지 흡수가 상대적으로 커서, 높은 경로 손실이 발생하기 때문이다.
동기 신호는 서비스 커버리지와 직결되므로, 셀 내의 모든 단말은 그 위치에 상관 없이 항상 동기 신호를 안정적으로 수신할 수 있어야 한다. 거대 MIMO를 운용하거나 및/또는 밀리미터파 대역에서 동작하는 무선 통신 시스템에서, 동기 신호를 안정적으로 전송하는 방법이 요구될 수 있다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 셀 커버리지를 고려한 반복 패턴을 기반으로 동기 신호를 구성하는 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다. 본 발명은 거대 MIMO에 의한 송수신단을 운용할 때, 빔 폭(beam broadness)를 고려한 하향링크 동기 신호의 전송 방법 및 장치를 제공한다. 또한, 본 발명은 아날로그 빔포밍 또는 디지털 빔포밍에 의한 빔 폭에 따른 단말의 수신 신호 성능을 고려하여 동기 신호의 반복 패턴을 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 기지국에 의한 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 셀을 복수의 섹터로 분할하고, 및 상기 복수의 섹터에 각각 대응하며 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호를 시스템 프레임을 통해 단말로 전송하는 것을 포함한다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 검출하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호의 검출을 수행하고, 및 상기 검출된 동기 신호에 따라 셀 내에서의 상기 단말의 위치를 결정하는 것을 포함한다.
빔포밍에 따른 빔 폭과 반복 패턴을 고려한 적합한 동기 신호를 단말로 전송할 수 있다.
도 1은 셀룰러 시스템을 나타낸다.
도 2는 3GPP LTE의 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 아날로그 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다.
도 4는 디지털 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다.
도 5는 하이브리드 빔포머를 포함하는 전송부의 블록도이다.
도 6은 하이브리드 빔포밍을 위한 4개의 RF 체인으로 구성된 16개의 ULA 안테나의 구조의 일 예를 나타낸다.
도 7은 빔 경계 벡터 s와 빔 이득 및 스티어링 벡터 t의 빔 패턴의 일 예를 나타낸다.
도 8은 아날로그 빔 쉬프트에 따른 최종 안테나 열 응답의 일 예를 나타낸다.
도 9는 4개의 ULA 안테나를 이용하는 경우의 빔 이득과 빔 폭을 나타낸다.
도 10은 8개의 ULA 안테나를 이용하는 경우의 빔 이득과 빔 폭을 나타낸다.
도 11은 4개의 ULA 안테나를 이용하는 경우와 8개의 ULA 안테나를 이용하는 경우의 빔 이득과 빔 폭을 상대적으로 비교한 것이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 안테나 8개를 이용한 빔포밍 기반의 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따라 안테나 4개를 이용한 빔포밍 기반의 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따라 6dB의 추가 빔 이득을 얻기 위하여 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따라 9dB의 추가 빔 이득을 얻기 위하여 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따라 셀을 안쪽 영역과 바깥쪽 영역으로 분할하는 예를 나타낸다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따라 서로 다른 2개의 타입의 동기 신호를 서로 다른 반복 패턴을 통해 반복 전송하는 예를 나타낸다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따라 서로 다른 2개의 타입의 동기 신호를 서로 다른 반복 패턴을 통해 반복 전송하는 또 다른 예를 나타낸다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따라 기지국이 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 전송하는 방법을 나타낸다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따라 단말이 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 검출하는 방법을 나타낸다.
도 21은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(institute of electrical and electronics engineers) 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화로, IEEE 802.16e에 기반한 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)을 제공한다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA(evolved-UMTS terrestrial radio access)를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 셀룰러 시스템을 나타낸다. 도 1을 참조하면, 셀룰러 시스템(10)은 적어도 하나의 기지국(11; BS; base station)을 포함한다. BS(11)는 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; UE; user equipment)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(mobile station), MT(mobile terminal), UT(user terminal), SS(subscriber station), 무선기기(wireless device), PDA(personal digital assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. BS(11)는 일반적으로 UE(12)와 통신하는 고정된 지점을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(access point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
UE는 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, UE가 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 BS를 서빙 BS라 한다. 셀룰러 시스템은 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 포함한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 BS를 인접 BS라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 UE를 기준으로 상대적으로 결정된다.
이 기술은 하향링크(DL; downlink) 또는 상향링크(UL; uplink)에 사용될 수 있다. 일반적으로 DL은 BS(11)에서 UE(12)로의 통신을 의미하며, UL은 UE(12)에서 BS(11)으로의 통신을 의미한다. DL에서 송신기는 BS(11)의 일부분이고, 수신기는 UE(12)의 일부분일 수 있다. UL에서 송신기는 UE(12)의 일부분이고, 수신기는 BS(11)의 일부분일 수 있다.
도 2는 3GPP LTE의 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다. 도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 무선 프레임 내 슬롯은 #0부터 #19까지 슬롯 번호가 매겨진다. TTI(transmission time interval)는 데이터 전송을 위한 기본 스케줄링 단위이다. 3GPP LTE에서 하나의 TTI는 하나의 서브프레임이 전송되는 데에 걸리는 시간과 같을 수 있다. 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심벌은 3GPP LTE가 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 하나의 심벌 구간을 표현하기 위한 것으로, 다중 접속 방식에 따라 다른 명칭으로 불릴 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 접속 방식으로 SC-FDMA가 사용될 경우 SC-FDMA 심벌이라고 할 수 있다. 자원 블록(RB; resource block)는 자원 할당 단위로 하나의 슬롯에서 복수의 연속하는 부반송파를 포함한다. 상기 무선 프레임의 구조는 일 예에 불과한 것이다. 따라서 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수나 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수, 또는 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 개수는 다양하게 변경될 수 있다. 3GPP LTE는 노멀(normal) CP(cyclic prefix)에서 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 확장(extended) CP에서 하나의 슬롯은 6개의 OFDM 심벌을 포함하는 것으로 정의하고 있다.
단말은 전원이 켜지거나 새롭게 셀에 진입한 경우, 셀과의 시간 및 주파수 동기를 획득하고 셀의 물리 셀 식별자(PCI; physical cell identity)를 검출하는 등의 셀 탐색 절차를 수행할 수 있다. 이를 위해, 단말은 기지국으로부터 동기 신호를 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 식별자 등의 정보를 획득할 수 있다. 동기 신호는 1차 동기신호(PSS; primary synchronization signal) 및 2차 동기 신호(SSS; secondary synchronization signal)을 포함할 수 있다.
하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)의 필요성에 대해서 설명한다. 다중 안테나를 사용한 빔 형성 기술은 크게 빔 형성 가중치 벡터(weight vector) (또는 프리코딩 벡터(precoding vector))를 적용하는 위치에 따라 아날로그 빔 형성 기술(이하, 아날로그 빔포밍)과 디지털 빔 형성 기술(이하, 디지털 빔포밍)로 구분할 수 있다.
도 3은 아날로그 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다. 아날로그 빔포밍은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 빔 형성 기법이다. 아날로그 빔포밍은 디지털 신호 처리가 완료된 아날로그 신호를 다수의 경로로 분기하고, 각 경로에서의 위상 쉬프트(PS; phase shift)와 전력 증폭(PA; power amplifier) 설정을 통하여 빔을 형성한다. 도 3을 참조하면, 아날로그 빔포밍에서 단일 디지털 신호로부터 파생된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 PS와 PA가 처리한다. 즉, 아날로그 단에서 복소 가중치(complex weight)를 PS와 PA가 처리한다. 여기에서 RF(radio frequency) 체인은 베이스밴드(baseband) 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다. 아날로그 빔포밍은 PS와 PA의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되고, 소자의 제어 특성상 협대역 전송 에 유리하다. 한편, 다중 스트림 전송을 구현하기 어려운 하드웨어 구조로 인하여 전송률 증대를 위한 다중화 이득이 상대적으로 작으며, 직교 자원 할당 기반의 사용자별 빔 형성이 어려운 특징이 있다.
도 4는 디지털 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다. 아날로그 빔포밍과 달리, 디지털 빔포밍은 MIMO 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화하기 위해 베이스밴드 처리를 이용하여 디지털 단에서 빔을 형성한다. 도 4를 참조하면, 프리코딩이 베이스밴드 처리에서 수행됨으로써 빔이 형성될 수 있다. RF 체인은 PA를 포함할 수 있다. 이에 따라 빔 형성을 위해 도출된 복소 가중치가 송신 데이터에 직접적으로 적용될 수 있다. 디지털 빔포밍은 사용자 별로 서로 다르게 빔을 형성할 수 있으므로, 동시에 다중 사용자 빔 형성을 지원할 수 있다. 또한, 디지털 빔포밍은 직교 자원이 할당된 사용자 별로 독립적인 빔 형성이 가능하여 스케줄링 유연성이 높아 시스템 목적에 부합하는 전송단 운용이 가능하다. 또한, 디지털 빔포밍은 광대역 전송 환경에서 MIMO-OFDM과 같은 기술을 적용할 경우, 부반송파 별로 독립적인 빔을 형성할 수 있다. 따라서, 디지털 빔포밍은 시스템 용량 증대와 강화된 빔 이득을 기반으로 단일 사용자의 최대 전송률을 극대화 할 수 있다. 따라서 3G/4G 시스템에서는 디지털 빔포밍 기반의 MIMO 기술이 도입되었다.
한편, 송수신 안테나의 개수가 크게 증가하는 거대 MIMO(massive multiple-input multiple-output)가 고려될 수 있다. 일반적인 셀룰러 시스템은 MIMO 환경에 적용되는 최대 송수신 안테나의 개수를 8개로 가정하나, 거대 MIMO 환경에서는 최대 송수신 안테나의 개수가 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다. 거대 MIMO 환경에서 기존의 디지털 빔포밍이 적용된다면, 수백 개의 송신 안테나에 대한 디지털 신호 처리를 베이스밴드 처리를 통해 수행해야 하므로 신호 처리의 복잡도가 매우 커지고, 송신 안테나의 개수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현의 복잡도가 매우 커진다. 또한, 모든 송신 안테나에 대해 독립적인 채널 추정이 필요하고, FDD(frequency division duplex) 시스템의 경우 모든 안테나로 구성된 거대한 MIMO 채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로, 파일럿 및 피드백 오버헤드가 매우 커진다. 반면, 거대 MIMO 환경에서 기존의 아날로그 빔포밍이 적용된다면, 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면, 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고, 자원 할당의 유연성이 떨어진다. 특히, 광대역 전송시 주파수 별로 빔을 제어하기가 매우 어렵다.
따라서 거대 MIMO 환경에서는 빔포밍 기술로 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍 중 어느 하나만을 사용하기보다는, 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍이 결합된 형태의 하이브리드 빔포밍이 요구된다. 즉, 아날로그 빔포밍의 특성에 따라 송신단의 하드웨어 구현의 복잡도를 낮추고, 디지털 빔포밍의 특성에 따라 수많은 개수의 송신 안테나를 이용한 빔 형성 이득이 최대가 될 수 있도록, 하이브리드 타입의 송신단 구조가 필요할 수 있다.
하이브리드 빔포밍에 대해서 설명한다. 상술한 바와 같이, 하이브리드 빔포밍은 거대 MIMO 환경에서 아날로그 빔포밍의 장점과 디지털 빔포밍의 장점을 취할 수 있는 송신단을 구성함에 목적이 있다.
도 5는 하이브리드 빔포머를 포함하는 전송부의 블록도이다. 도 5를 참조하면, 기본적으로 하이브리드 빔포밍은 아날로그 빔포밍을 통해 거친(coarse) 빔을 형성하고, 디지털 빔포밍을 통해 다중 스트림 혹은 다중 사용자 전송을 위한 빔이 형성될 수 있다. 즉, 하이브리드 빔포밍은 송신단의 구현 복잡도 또는 하드웨어 복잡도를 낮추기 위해서 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 동시에 취하는 구조를 갖게 된다.
기본적인 하이브리드 빔포머는 RF 체인 별로 Nt RF개의 독립적인 송신 안테나를 구비할 수 있다. 따라서 전체 송신 안테나의 개수와 RF 체인 별 송신 안테나의 개수 사이에는 Nt = Nt RF * NRF의 관계가 성립한다. NRF는 RF 체인의 개수이다. 최종적으로, 각 RF 체인 별로 PS 및 PA를 통과한 신호가 독립적으로 송신 안테나로 보내진다. 수학식 1은 하이브리드 빔포밍의 행렬 연산 형태의 시스템 모델의 일 예를 나타낸다.
<수학식 1>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000001
수학식 1에서, y-는 k번째 부반송파에서 수신 신호 벡터(Nr*1), Hk는 k번째 부반송파에서 Nr*Nt 채널, FRF는 전체 부반송파에서 Nt*NRF RF 프리코더(전체 부반송파에 대해 동일함), Fk BB는 k번째 부반송파에서 NRF*Ns 베이스밴드 프리코더(부반송파 별로 변경 가능), sk는 k번째 부반송파에서 송신 신호 벡터(Ns*1), zk는 k번째 부반송파에서 잡음 신호 벡터(Nr*1)이다. 또한, k는 부반송파 인덱스(k=0,1,2,,...,NFFT-1), NFFT는 FFT(fast Fourier transform) 크기, 즉, 전체 부반송파의 개수, NRF는 전체 RF 체인의 개수이다. Nt는 송신단의 전체 안테나 개수, Nt RF는 RF 체인 별 송신 안테나의 개수, Nr는 수신단의 전체 안테나 개수, Ns는 송신 데이터 스트림의 개수이다.
상술한 수학식 1을 부반송파 k에 대해 풀어서 전개하면 수학식 2와 같다.
<수학식 2>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000002
또한, RF 체인 이후 PS와 PA에 의해 생성되는 아날로그 빔포밍의 동등 프리코딩 행렬(equivalent precoding matrix) FRF는 수학식 3과 같다.
<수학식 3>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000003
FRF의 RF 체인 별 프리코딩 가중치는 수학식 4와 같다.
<수학식 4>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000004
ULA(uniform linear array) 안테나를 위한 하이브리드 빔의 방사 패턴을 설명한다. ULA 안테나의 열 응답 벡터(array response vector)는 수학식 5와 같다.
<수학식 5>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000005
수학식 5에서, λ는 파장, d는 안테나 간 거리이다. 이하에서 하이브리드 빔포머의 안테나 방사 패턴을 나타내기 위해, 편의상 RF 체인의 개수는 4이고, 각 RF 체인 별 송신 안테나의 개수는 4인 것으로 가정한다.
도 6은 하이브리드 빔포밍을 위한 4개의 RF 체인으로 구성된 16개의 ULA 안테나의 구조의 일 예를 나타낸다. d=λ/2로 가정한다. 이때, 아날로그 빔포밍의 동등 프리코딩 행렬 FRF는 수학식 6과 같다.
<수학식 6>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000006
보어사이트(boresight)에서 빔 패턴을 도출하기 위해서 빔 쉬프트 각도가 0°으로 설정될 수 있다. 따라서, 아날로그 빔포밍의 동등 프리코딩 행렬에서 모든 가중치 벡터의 요소들은 1이 될 수 있다.
또한, 디지털 빔포밍에서 적용할 임의의 랭크 1의 가중치 벡터를 수학식 7로 정의할 수 있다.
<수학식 7>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000007
보어사이트(θ=0°)에서 수학식 6의 아날로그 빔포밍과 수학식 7의 디지털 빔포밍을 적용한 전체 안테나 열 응답 벡터를 간단히 정리하면 수학식 8로 표현될 수 있다. 각 안테나 열 응답에 대한 응답은 전체 벡터 요소의 합으로 나타낼 수 있다.
<수학식 8>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000008
수학식 8에서 s는 빔 경계 벡터로, 수학식 9로 표현될 수 있다. 빔 경계 벡터 s는 하이브리드 빔포밍의 전체 유효 범위를 결정하고, 디지털 빔포밍의 범위도 해당 영역에 제한된다.
<수학식 9>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000009
또한, 수학식 8에서 t는 빔 이득 및 스티어링 벡터로, 수학식 10으로 표현될 수 있다.
<수학식 10>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000010
도 7은 빔 경계 벡터 s와 빔 이득 및 스티어링 벡터 t의 빔 패턴의 일 예를 나타낸다. 도 8은 아날로그 빔 쉬프트에 따른 최종 안테나 열 응답의 일 예를 나타낸다. 즉, 도 8은 디지털 빔포밍을 결정하는 모든 가중치 벡터를 적용한 누적 빔 패턴 결과에 대응한다. 도 8을 참조하면, 유효 빔의 범위가 빔 경계 벡터 s에 의해 제약되는 것을 볼 수 있다.
하이브리드 빔포밍의 기술적 이슈는 다음과 같다.
(1) 아날로그/디지털 빔포밍 설계 최적화 어려움: 디지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자 별로 독립적인 빔을 형성할 수 있으나, 아날로그 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 공통적인 빔을 형성해야 하는 한계가 있다. 따라서, RF 체인의 개수에 따른 최대 지원 가능한 랭크의 제약, RF 빔포머로 서브밴드 빔 제어의 어려움 및/또는 빔 형성 분해능(resolution/granularity)의 최적화의 어려움 등의 이슈가 발생할 수 있다.
(2) 공통 신호의 전송 방식 구체화 필요: 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 빔을 형성하는 아날로그 빔포밍은 동시에 모든 단말 방향으로 다수의 빔을 형성할 수 없다. 따라서, 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 DL/UL 제어 채널, 참조 신호(reference signal), 방송 채널, 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제가 발생할 수 있다. 또한, 단말이 UL 상으로 PRACH(physical random access channel), PUCCH(physical uplink control channel) 및/또는 SRS(sounding RS) 등을 전송할 때에도 문제가 발생할 수 있다.
(3) 아날로그/디지털 빔 결정을 위한 추가 파일럿 및 피드백 설계 필요: 아날로그/디지털 빔에 대한 추정을 수행할 경우, 디지털 빔은 기존의 직교 파일럿 할당 방식을 그대로 이용하여 추정할 수 있지만, 아날로그 빔은 빔 후보의 개수만큼의 시간이 요구된다. 즉, 아날로그 빔의 추정에 소요되는 시간 지연이 큼을 의미하고, 이에 따라 시스템 손실이 발생할 수 있다. 또한, 디지털 빔과 아날로그 빔을 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증가할 수 있다.
(4) 아날로그 빔 기반 SDMA(spatial division multiple access)와 FDMA 지원 어려움: 디지털 빔포밍이 다중 사용자/스트림을 위하여 자유롭게 빔을 형성할 수 있는 반면, 아날로그 빔포밍은 전체 전송 대역에 대해 동일한 빔을 형성하므로 수행하여 사용자별 또는 스트림별 독립적인 빔 형성이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA(e.g. OFDMA) 지원이 어렵기 때문에, 주파수 자원 효율의 최적화가 어려울 수 있다.
상술한 하이브리드 빔포밍의 기술적 이슈 중, 이하에서 설명하는 본 발명은 하이브리드 빔포밍을 위한 아날로그/디지털 빔 설계를 최적화하는 방법을 제공할 수 있다.
상술한 바와 같이, 복수의 안테나를 이용한 빔포밍을 수행할 경우 수신단에서의 신호 품질이 증가한다. 일반적으로 지향성 빔포밍의 이득은 수학식 11과 같다.
<수학식 11>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000011
수학식 11을 참조하면, 지향성 빔포밍의 이득은 안테나의 개수 Ntx에 비례하여 로그 스케일(log-scale)로 증가한다. 그러나 안테나의 개수가 증가하여 빔 이득이 증가할수록, 빔 폭(beam broadness)은 감소하여 빔의 모양이 예리해진다. 안테나의 개수와 빔 폭의 관계는 수학식 12와 같다.
<수학식 12>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000012
수학식 12를 참조하면, 3dB 빔 폭은 파장 길이 λ에 비례하고, 안테나의 개수 N과 안테나 간 거리 d에 반비례한다. 즉, 안테나의 개수가 증가할수록 3dB 빔 폭이 감소하고, 이에 따라 한 개의 빔이 커버할 수 있는 영역도 감소한다. 3dB 빔 폭에 대해서 일반적으로 가중치 α=0.886이다. 그러나 다양한 빔 폭 넓히기 기법을 적용할 경우, 3dB 빔 폭은 달라질 수 있다.
즉, 안테나의 개수가 증가하면 빔 이득은 증가하나, 빔 폭은 감소한다. 반대로, 빔 폭이 증가하면 한 개의 빔이 서비스를 담당하는 영역의 범위 및 각은 넓어지지만, 해당 영역에서의 빔 이득은 감소한다. 즉, 빔 이득과 빔 폭은 서로 트레이드-오프 관계에 있다. 빔 폭이 증가하면 전체 서비스 영역을 상대적으로 적은 개수의 빔으로 서비스할 수 있으므로 운영상의 복잡도가 감소하는 장점이 있지만, 빔 이득은 감소하여 해당 서비스 영역 내에서 수신 신호의 품질이 감소하는 단점이 있다. 반대로, 빔 폭이 감소하면 전체 서비스 영역을 상대적으로 많은 개수의 빔으로 서비스해야 하므로 운영상의 복잡도가 증가하는 단점이 있지만, 빔 이득은 증가하여 해당 서비스 영역 내에서 수신 신호의 품질은 증가하는 장점이 있다.
도 9는 4개의 ULA 안테나를 이용하는 경우의 빔 이득과 빔 폭을 나타낸다. 도 9를 참조하면, 4개의 ULA 안테나를 이용하여 하이브리드 빔포밍을 수행하는 경우, 최대 빔 이득은 6dB이고, -60°~60° 범위의 영역을 커버하기 위해서는 약 5개의 빔이 필요하다. 이때의 빔 이득과 3dB 빔 폭은 수학식 13으로 표현될 수 있다. 여기서 안테나 간 거리 d=λ/2로 정의한다.
<수학식 13>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000013
도 10은 8개의 ULA 안테나를 이용하는 경우의 빔 이득과 빔 폭을 나타낸다. 도 10을 참조하면, 8개의 ULA 안테나를 이용하여 하이브리드 빔포밍을 수행하는 경우, 최대 빔 이득은 9dB이고, -60°~60° 범위의 영역을 커버하기 위해서는 약 9개의 빔이 필요하다. 이때의 빔 이득과 3dB 빔 폭은 수학식 14로 표현될 수 있다. 여기서 안테나 간 거리 d=λ/2로 정의한다.
<수학식 14>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000014
도 11은 4개의 ULA 안테나를 이용하는 경우와 8개의 ULA 안테나를 이용하는 경우의 빔 이득과 빔 폭을 상대적으로 비교한 것이다. 즉, 도 11은 도 9와 도 10을 중첩시킨 것이다. 도 11을 참조하면, 8개의 ULA 안테나를 이용하는 경우 4개의 ULA 안테나를 이용하는 경우보다 최대 빔 이득은 3dB만큼 증가하지만, -60°~60° 범위의 영역을 커버하기 위해서 4개의 빔이 추가로 필요함을 알 수 있다.
기지국이 상대적으로 적은 개수의 전송 안테나를 사용하여 빔포밍을 수행하면, 단말이 탐색해야 하는 빔의 개수가 감소하여 빔 탐색의 오버헤드가 감소하므로, 빔 스캐닝과 동기 획득에 보다 유리하다. 그러나 기지국이 상대적으로 많은 개수의 전송 안테나를 사용하여 빔포밍을 수행하는 경우보다 빔 이득이 감소하므로, 그만큼 셀 커버리지(즉, 최대 셀 반지름)가 감소한다. 즉, 단말이 동기 획득을 위하여 동기 신호를 수신함에 있어서, 기지국의 전송 안테나의 개수에 따라 빔 폭과 신호 품질의 트레이드-오프 관계가 존재하며, 빔 폭이 증가하면 단말의 위치에 따라 단말이 동기 신호를 안정적으로 수신하지 못하는 문제가 발생할 수 있다.
상술한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 빔 폭을 고려한 반복 전송 기반의 새로운 동기 신호 설계 방법을 제안한다. 보다 구체적으로, 기지국의 전송 안테나의 개수에 따른 빔 폭과 신호 품질의 트레이드-오프 관계를 고려하여, 본 발명은 셀 내의 모든 단말이 균일한 신호 품질을 가지고 동기 신호를 수신할 수 있도록 동기 신호의 반복 패턴을 정의한다. 이에 따라, 셀 내의 모든 단말이 안정적으로 동기 신호를 검출할 수 있다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에 따라, 기지국이 빔 폭의 변화에 따라 하향링크 동기 신호의 반복 횟수 및/또는 패턴을 결정하는 방법을 설명한다. 즉, 기지국은 안테나의 개수의 따라 변화하는 빔 폭 및/또는 빔 이득을 기반으로 동기 신호의 반복 횟수 및/또는 패턴을 결정하고, 결정된 반복 횟수 및/또는 패턴에 따라 복수의 안테나를 이용하는 빔포밍을 통해 동기 신호를 전송할 수 있다. 단말은 반복되어 수신되는 동기 신호를 누적하여 검출을 수행한다. 즉, 빔 이득이 낮고 빔 폭이 큰 동기 신호는 기지국이 결정하는 반복 횟수 및/또는 반폭 패턴에 따라 전송되며, 이에 따라 단말의 동기 신호 검출 성능이 보장될 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 안테나 8개를 이용한 빔포밍 기반의 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다. 동기 신호가 특정 서브프레임에서 주기적으로 전송된다고 가정한다. 상술한 바와 같이 8개의 ULA 안테나를 이용한 빔포밍은 4개의 ULA 안테나를 이용한 빔포밍보다 3dB만큼 빔 이득이 크다. 따라서, 8개의 ULA 안테나를 이용하는 기지국은 반복 전송 없이 동기 신호를 전송할 수 있다. 즉, 이때 동기 신호는 서브프레임 내의 반복 영역에서 반복 전송되지 않는다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따라 안테나 4개를 이용한 빔포밍 기반의 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다. 상술한 바와 같이 4개의 ULA 안테나를 이용한 빔포밍은 8개의 ULA 안테나를 이용한 빔포밍보다 3dB만큼 빔 이득이 작다. 단말이 동기 신호를 안정적으로 수신하기 위하여는 3dB만큼의 추가 빔 이득이 요구된다. 따라서, 4개의 ULA 안테나를 이용하는 기지국은 동기 신호를 2번 반복 전송할 수 있다. 즉, 동기 신호는 서브프레임 내의 원래의 동기 심벌에서 1번 전송되고, 반복 영역에서 1번 반복되어 전송된다.
셀의 최대 커버리지를 지원하기 위한 동기 신호의 반복 횟수 및/또는 반복 패턴은 동기 신호의 빔 이득이 고정된 상태에서 결정될 수 있다. 예를 들어, 빔 폭 넓히기 기법을 고려하지 않는 경우, 기지국의 빔 이득 Gtx=18.38dB (Ntx=64)로 고정된 경우를 생각할 수 있다. 이때 단말의 수신 복잡도가 증가하므로, 전체 서비스 영역을 지원하기 위한 빔의 개수는 고려되지 않는다. 즉, 동기 신호의 빔 이득이 고정되는 경우, 동기 신호의 반복 횟수 및/또는 반복 패턴은 동기 신호를 수신하는 단말의 링크 예산(link budget)을 고려하여 수신 신호의 품질(예를 들어, 수신 SNR)이 특정 임계값 이상이 될 수 있도록 결정될 수 있다.
예를 들어, 표 1과 같은 동기 신호의 설계를 위한 시스템 파라미터를 가정할 수 있다. 단말이 셀 중심으로부터 500m 떨어진 셀 경계에 있다고 가정하고, 이때 단말이 동기 신호를 안정적으로 검출할 수 있는 최소 SNR은 -5dB라고 가정한다.
링크 예산 분석 값 값
전송 파워 (dBm) (Ptx) 40.00
전송 안테나 이득(dBi) (Gtx) 18.38
케이블 손실 (dB) (Lcable) 1.00
수신 안테나 이득 (dB) (Grx) 3.00
EIRP (dm) (EIRP) 60.38
반송파 주파수 (GHz) (fc) 28.00
거리 (km) (d) 0.50
자유 공간 전파 손실 (dB) 148
나머지 손실 11.00
수신 파워 (dBm) (P(d)) -98.37
대역폭 (MHz) 69.12
열 잡음 PSD (dBm/Hz) -174.00
잡음 지수 (dB) (N0) 8.00
열 잡음 (dBm) (Nf) - 87.60
No BF SNR (dB) -10.77
타겟 5%tile SINR (dB) -5
요구되는 빔포밍 이득(dB) 8.77
표 1의 시스템 파라미터가 사용될 때, 단말의 수신 SNR은 수학식 15에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 15>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000015
수학식 15를 참조하면, 기지국이 빔 이득 Gtx=18.38dB (Ntx=64)로 고정된 경우, 셀 중심으로부터 500m 떨어진 셀 경계에 있는 단말의 수신 SNR은 약 -11dB이다. 단말이 동기 신호를 안정적으로 검출할 수 있는 최소 SNR은 -5dB라고 가정하였으므로, 동기 신호를 위하여 6dB의 추가 빔 이득이 요구된다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따라 6dB의 추가 빔 이득을 얻기 위하여 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다. 기지국은 동기 신호를 4번 반복 전송하여 6dB의 추가 빔 이득을 얻을 수 있다. 즉, 동기 신호는 서브프레임 내의 원래의 동기 심벌에서 1번 전송되고, 반복 영역에서 3번 반복되어 전송된다. 이에 따라 단말은 안정적으로 동기 신호를 수신할 수 있다.
또는, 셀의 최대 커버리지를 지원하기 위한 동기 신호의 반복 횟수 및/또는 반복 패턴은 단말의 빔 탐색의 최대 횟수가 고정된 상태에서 결정될 수 있다. 단말의 동기 신호 검출의 복잡도를 고려하여 단말이 빔을 탐색하는 횟수가 제한될 수 있다. 예를 들어, 3dB 빔의 폭을 15°로 고정하고 60°의 서비스 영역을 4개의 빔을 통해서만 서비스 한다고 가정한다. 또한, 기지국의 빔 이득 Gtx=15.38dB (Ntx=32)이고, 상술한 표 1의 시스템 파라미터가 사용되며, 단말이 셀 중심으로부터 500m 떨어진 셀 경계에 있다고 가정하고, 이때 단말이 동기 신호를 안정적으로 검출할 수 있는 최소 SNR은 -5dB라고 가정한다. 이때 단말의 수신 SNR은 수학식 16에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 16>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000016
수학식 16을 참조하면, 단말의 빔 탐색의 최대 횟수가 4회로 고정된 경우, 셀 중심으로부터 500m 떨어진 셀 경계에 있는 단말의 수신 SNR은 약 -14dB이다. 이는 수학식 15에서 계산된 단말의 수신 SNR보다 3dB가 추가로 감소된 값이다. 단말이 동기 신호를 안정적으로 검출할 수 있는 최소 SNR은 -5dB라고 가정하였으므로, 동기 신호를 위하여 9dB의 추가 빔 이득이 요구된다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따라 9dB의 추가 빔 이득을 얻기 위하여 동기 신호를 반복 전송하는 예를 나타낸다. 도 15의 실시예에서는 도 14의 실시예보다 2배의 추가 빔 이득이 요구된다. 따라서, 기지국은 동기 신호를 8번 반복 전송하여 9dB의 추가 빔 이득을 얻을 수 있다. 즉, 동기 신호는 서브프레임 내의 원래의 동기 심벌에서 1번 전송되고, 반복 영역에서 7번 반복되어 전송된다. 이에 따라 단말은 안정적으로 동기 신호를 수신할 수 있다.
이하, 본 발명의 일 실시예에 따라, 기지국이 반복 패턴이 서로 다른 2개 이상의 서로 다른 타입의 동기 신호를 시스템 프레임 상에 동시에 구성하는 방법을 설명한다. 단말의 동기 신호 검출 유형에 따라, 기지국은 각 단말의 셀 내에서의 위치를 판단할 수 있다. 예를 들어, 단말의 동기 신호 검출 유형에 따라, 기지국은 단말이 셀 중심에 위치하는지 셀 경계에 위치하는지 또는 셀의 안쪽 영역(inner-cell)에 위치하는지 셀의 바깥쪽 영역(outer-cell)에 위치하는지를 판단하여 단말을 그룹핑 할 수 있다. 단말은 동기 신호의 검출 유형을 기지국으로 피드백 할 수 있다. 단말의 그룹핑에 따라, 기지국은 밀리미터파 대역에서 동작할 때 단말에 대한 스케줄링의 유연성과 정확성을 확보할 수 있다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따라 셀을 안쪽 영역과 바깥쪽 영역으로 분할하는 예를 나타낸다. 기지국은 셀의 전체 커버리지의 경계점을 기준으로 셀을 안쪽 영역과 바깥쪽 영역으로 분할할 수 있다. 안쪽 영역과 바깥쪽 영역 각각에 대하여 빔 이득이 설정될 수 있고, 각 영역의 빔 이득의 차이가 3dB 또는 6dB등으로 설정될 수 있다.
기지국은 분할된 셀의 빔 이득에 따라 서로 다른 반복 패턴을 가지는 동기 신호를 시스템 프레임 상에 동시에 구성할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 안쪽 셀에 대응하는 동기 신호인 제1 타입 동기 신호 및 바깥쪽 셀에 대응하는 동기 신호인 제2 타입 동기 신호를 시스템 프레임 상에 동시에 구성할 수 있다. 이때 안쪽 셀에 대응하는 제1 타입 동기 신호와 바깥쪽 셀에 대응하는 제2 타입 동기 신호의 빔 이득의 차이가 6dB라고 가정하면, 빔 이득 차이를 보상하기 위하여 제2 타입 동기 신호를 4배 더 전송해야 한다. 따라서, 제1 타입 동기 신호는 반복 없이 전송되고 제2 타입 동기 신호는 4번 반복되어 전송될 수 있다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따라 서로 다른 2개의 타입의 동기 신호를 서로 다른 반복 패턴을 통해 반복 전송하는 예를 나타낸다. 도 17을 참조하면, 서로 다른 반복 패턴을 가지는 제1 타입 동기 신호와 제2 타입 동기 신호가 동일한 서브프레임에 구성된다. 제1 타입 동기 신호는 반복 없이 전송되며, 제2 타입 동기 신호는 6dB의 추가 빔 이득을 얻기 위하여 4번 반복되어 전송된다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따라 서로 다른 2개의 타입의 동기 신호를 서로 다른 반복 패턴을 통해 반복 전송하는 또 다른 예를 나타낸다. 도 18을 참조하면, 서로 다른 반복 패턴을 가지는 제1 타입 동기 신호와 제2 타입 동기 신호가 서로 다른 서브프레임에 구성된다. 제1 타입 동기 신호는 반복 없이 전송되며, 제2 타입 동기 신호는 6dB의 추가 빔 이득을 얻기 위하여 4번 반복되어 전송된다.
기지국이 셀을 복수의 섹터로 분할하고 각 섹터에 대응하는 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호를 전송하면, 단말은 복수의 타입의 동기 신호의 모든 검출을 수행한다. N번째 타입 동기 신호의 타이밍 오프셋 mN은 수학식 17에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 17>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000017
수학식 17에서 i는 시간 인덱스, L은 시간 축에서의 동기 신호의 전체 길이(또는 OFDM 심벌의 길이), JN은 N번째 타입 동기 신호의 전체 심벌 수, Y[i]는 시간 i에서 수신한 신호, SN[i]는 시간 i에서 전송한 N번째 타입 동기 신호를 나타낸다.
수학식 17을 기반으로, 도 17 또는 도 18에서 설명된 제1 타입 동기 신호의 타이밍 오프셋이 수학식 18과 같이 계산될 수 있다. 제1 타입 동기 신호는 1개의 OFDM 심벌로 구성된 동기 신호라고 가정한다.
<수학식 18>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000018
또한, 수학식 17을 기반으로, 도 17 또는 도 18에서 설명된 제2 타입 동기 신호의 타이밍 오프셋이 수학식 19와 같이 계산될 수 있다. 제2 타입 동기 신호는 4개의 OFDM 심벌로 구성된 동기 신호라고 가정한다.
<수학식 19>
Figure PCTKR2016003189-appb-I000019
동기 신호의 검출을 수행한 단말은, 특정 기준 값(PThreshold) 이상의 수신 전력을 가지는 제1 타입 동기 신호 및 제2 타입 동기 신호 각각의 타이밍 오프셋 m1 및 m2 중 적어도 하나를 얻을 수 있다. 이때 단말의 셀 내에서의 위치에 따라, 단말은 1개 또는 2개의 타이밍 오프셋을 얻을 수 있다. 예를 들어, 도 16에서 셀의 안쪽 영역에 위치하는 UE #1은 제1 타입 동기 신호 및 제2 타입 동기 신호를 모두 검출할 수 있으므로, 2개의 타이밍 오프셋 m1, m2를 얻을 수 있다. 또한, 셀의 바깥쪽 영역에 위치하는 UE #2는 반복 전송되는 제2 타입 동기 신호만을 검출할 수 있으므로, 1개의 타이밍 오프셋 m2만을 얻을 수 있다.
단말은 동기 신호의 검출 유형을 기지국으로 피드백 할 수 있다. 이때 1비트의 시그널링이 사용될 수 있다. 또한, 단말은 검출한 복수의 타입의 동기 신호 중에서 수신 전력의 크기가 특정 기준 값을 넘는 가장 작은 값을 가지는 동기 신호에 따라 셀과 동기를 맞출 수 있다. 이는 셀 내의 적합한 단말의 분포를 지원하기 위함이다. 또는, 단말은 검출한 복수의 타입의 동기 신호 중에서 수신 전력의 크기가 특정 기준 값을 넘는 가장 큰 값을 가지는 동기 신호에 따라 셀과 동기를 맞출 수 있다. 이는 링크 품질에 따라 동기화를 수행하기 위함이다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따라 기지국이 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 전송하는 방법을 나타낸다.
단계 S100에서, 기지국은 셀을 복수의 섹터로 분할한다. 상기 복수의 섹터는 상기 복수의 섹터는 셀 중심 영역과 셀 경계 영역을 포함할 수 있다. 또는, 상기 복수의 섹터는 셀 안쪽 영역과 셀 바깥쪽 영역을 포함할 수 있다. 복수의 섹터 각각에 대하여 빔 이득이 설정될 수 있고, 각 영역의 빔 이득의 차이가 설정될 수 있다.
단계 S110에서, 기지국은 상기 복수의 섹터에 각각 대응하며 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호를 시스템 프레임을 통해 단말로 전송한다. 상기 서로 다른 반복 패턴은 기지국과 상기 복수의 섹터 각각의 거리에 따라 구성될 수 있다. 상기 서로 다른 반복 패턴은 상기 기지국과 상기 복수의 섹터 각각의 거리에 따른 상기 복수의 타입의 동기 신호의 서로 다른 반복 횟수에 대응할 수 있다. 상기 기지국과 거리가 먼 섹터에 대응하는 동기 신호의 반복 횟수가 상기 기지국과 거리가 가까운 섹터에 대응하는 동기 신호의 반복 횟수보다 많을 수 있다. 예를 들어, 셀 바깥쪽 영역에 대한 동기 신호의 반복 횟수가 셀 안쪽 영역에 대한 동기 신호의 반복 횟수보다 많을 수 있다. 상기 반복 횟수는 상기 기지국과의 거리에 따른 상기 복수의 섹터 각각의 빔 이득의 차이를 기반으로 결정될 수 있다.
또한, 상기 복수의 타입의 동기 신호는 상기 시스템 프레임 내의 동일한 서브프레임을 통해 전송될 수 있다. 또는, 상기 복수의 타입의 동기 신호는 상기 시스템 프레임 내의 서로 다른 서브프레임을 통해 전송될 수 있다.
기지국은 단말로부터 동기 신호 검출에 대한 결과를 피드백 받을 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따라 단말이 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 검출하는 방법을 나타낸다.
단계 S200에서, 단말은 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호의 검출을 수행한다. 단계 S210에서 단말은 상기 검출된 동기 신호에 따라 셀 내에서의 상기 단말의 위치를 결정한다. 상기 단말의 위치는 상기 복수의 타입의 동기 신호 중 수신 전력이 특정 기준 값 이상으로 검출된 동기 신호의 개수에 따라 결정될 수 있다. 수신 전력이 특정 기준 값 이상으로 많은 개수의 동기 신호가 검출될수록, 셀 중심부에 가까이 위치할 수 있다. 단말은 상기 결정된 단말의 위치에 관한 정보를 기지국으로 전송할 수 있다.
또한, 상기 검출된 동기 신호 중 수신 전력의 크기가 특정 기준 값을 넘는 가장 작은 동기 신호에 따라 동기를 맞출 수 있다. 또는, 단말은 상기 검출된 동기 신호 중 수신 전력의 크기가 특정 기준 값을 넘는 가장 큰 동기 신호에 따라 동기를 맞출 수 있다.
상술한 본 발명의 제안은 기지국이 단말로 신호를 전송하는 하향링크 전송을 기준으로 설명되었으나, 본 발명의 적용이 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명은 임의의 송신기와 수신기 조합에 대하여 적용할 수 있다. 예를 들어, 단말이 기지국으로 전송하는 상향링크 전송, 단말 간 신호 전송(D2D(device-to-device), V2V(vehicle-to-vehicle), etc.), 혹은 기지국 간 신호 전송(중계, 무선 백홀(wireless backhaul), etc.) 등에도 적용될 수 있다.
도 21은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
기지국(800)은 프로세서(processor; 810), 메모리(memory; 820) 및 송수신부(transceiver; 830)를 포함할 수 있다. 프로세서(810)는 본 명세서에서 설명된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어, 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(830)는 프로세서(810)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
단말(900)은 프로세서(910), 메모리(920) 및 송수신부(930)를 포함할 수 있다. 프로세서(910)는 본 명세서에서 설명된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(910)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(920)는 프로세서(910)와 연결되어, 프로세서(910)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(930)는 프로세서(910)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
프로세서(810, 910)은 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리(820, 920)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. 송수신부(830, 930)는 무선 주파수 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(820, 920)에 저장되고, 프로세서(810, 910)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(820, 920)는 프로세서(810, 910) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(810, 910)와 연결될 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 상술된 본 발명의 특징에 따라 구현될 수 있는 방법들은 순서도를 기초로 설명되었다. 편의상 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로 설명되었으나, 청구된 본 발명의 특징은 단계들 또는 블록들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 다른 단계와 상술한 바와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 기지국에 의한 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 전송하는 방법에 있어서,
    셀을 복수의 섹터로 분할하고; 및
    상기 복수의 섹터에 각각 대응하며 서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호를 시스템 프레임을 통해 단말로 전송하는 것을 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 서로 다른 반복 패턴은 기지국과 상기 복수의 섹터 각각의 거리에 따라 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 서로 다른 반복 패턴은 상기 기지국과 상기 복수의 섹터 각각의 거리에 따른 상기 복수의 타입의 동기 신호의 서로 다른 반복 횟수에 대응하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 기지국과 거리가 먼 섹터에 대응하는 동기 신호의 반복 횟수가 상기 기지국과 거리가 가까운 섹터에 대응하는 동기 신호의 반복 횟수보다 많은 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 반복 횟수는 상기 기지국과의 거리에 따른 상기 복수의 섹터 각각의 빔 이득의 차이를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 타입의 동기 신호는 상기 시스템 프레임 내의 동일한 서브프레임을 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 타입의 동기 신호는 상기 시스템 프레임 내의 서로 다른 서브프레임을 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 섹터는 셀 중심 영역과 셀 경계 영역을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 섹터는 셀 안쪽 영역과 셀 바깥쪽 영역을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 반복 패턴을 기반으로 하는 동기 신호를 검출하는 방법에 있어서,
    서로 다른 반복 패턴을 가지는 복수의 타입의 동기 신호의 검출을 수행하고; 및
    상기 검출된 동기 신호에 따라 셀 내에서의 상기 단말의 위치를 결정하는 것을 포함하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 단말의 위치는 상기 복수의 타입의 동기 신호 중 수신 전력이 특정 기준 값 이상으로 검출된 동기 신호의 개수에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 단말의 위치는 상기 복수의 타입의 동기 신호 중 수신 전력이 특정 기준 값 이상으로 검출된 동기 신호의 개수가 많을수록 기지국과의 위치가 가까운 것으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 결정된 단말의 위치에 관한 정보를 기지국으로 전송하는 것을 더 포함하는 방법.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 검출된 동기 신호 중 수신 전력의 크기가 특정 기준 값을 넘는 가장 작은 동기 신호에 따라 동기를 맞추는 것을 더 포함하는 방법.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 검출된 동기 신호 중 수신 전력의 크기가 특정 기준 값을 넘는 가장 큰 동기 신호에 따라 동기를 맞추는 것을 더 포함하는 방법.
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