WO2016097631A1 - Procédé et dispositif d'émission, procédé et dispositif de réception - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un procédé d'émission de données représentées par des symboles, comprenant les étapes suivantes : - application d'une modulation à un ensemble de symboles (D) afin d'obtenir un bloc d'échantillons (xe(1),xe(M)), - application des échantillons du bloc à un banc de filtres (120) conçu pour produire en sortie des échantillons (z(1), z(KM)) formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel, - émission sur un canal de transmission (300) de signaux déterminés en fonction des échantillons produits (z(1), z(KM)). Le banc de filtres (120) est conçu pour appliquer aux échantillons du bloc une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de π/2 entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins. Un procédé de réception correspondant, ainsi qu'un dispositif d'émission et un dispositif de réception associés, sont également proposés.

Description

Procédé et dispositif d'émission, procédé et dispositif de réception

DOMAINE TECHNIQUE AUQUEL SE RAPPORTE L'INVENTION La présente invention concerne de manière générale la transmission de signaux multiporteuses.

Elle concerne plus particulièrement un procédé et un dispositif d'émission, ainsi qu'un procédé et un dispositif de réception.

ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE

Les systèmes de transmission de données ont recours aux modulations multiporteuses pour atteindre une haute efficacité et fournir de la flexibilité opérationnelle.

Selon une approche largement utilisée (couramment dénommée OFDM pour "Orthogonal Frequency Division Multiplexing"), on utilise une transformation de Fourier discrète (ou FFT pour "Fast Fourier Transform", transformation de Fourier rapide) pour répartir les sous-porteuses sur la largeur de bande du canal de transmission et une modulation d'amplitude en quadrature (ou QAM pour "Quadrature Amplitude Modulation") pour le transport des données par les sous- porteuses.

Dans cette technique, un bloc iFFT (conçu pour fournir en sortie la transformée de Fourier inverse du signal appliqué en entrée) produit en sortie, sur la base de symboles reçus en entrée, un bloc d'échantillons du signal à transmettre. Les blocs d'échantillons ainsi produits doivent toutefois être transmis avec un intervalle de garde pour éviter les interférences entre blocs en présence du canal (du fait des multiples trajets de propagation). Un préfixe cyclique est introduit à cet effet dans la séquence transmise, ce qui diminue toutefois en conséquence le débit de données utiles que l'on peut transmettre.

Une autre approche a ainsi été proposée afin de maximiser le débit et d'offrir une plus grande souplesse d'exploitation par des utilisateurs multiples, comme expliqué dans la publication "FBMC physical layer : a primer", de M. Bellanger et al., PHYDIAS, juin 2010.

Selon cette approche (couramment dénommée modulation FBMC pour

"Filter Bank based MultiCarrier" ou OFDM/OQAM, OQAM signifiant "Offset Quadrature Amplitude Modulation"), on utilise des bancs de filtres pour diviser le canal de transmission en sous-canaux et une modulation (OQAM) dans laquelle la partie réelle et la partie imaginaire d'un symbole complexe sont transmises avec un décalage temporel égal à la moitié de la durée d'un symbole. En effet, du fait du recouvrement en fréquence entre deux sous-canaux voisins, on cherche à annuler les interférences entre ces sous-canaux, ce que permet la modulation OQAM, combinée à des filtres prototypes possédant la propriété dite de Nyquist, en alternant données réelles et imaginaires (la réponse du filtre d'interférence à une impulsion réelle s'annulant à mi-symbole pour la partie imaginaire).

Une description détaillée de cette approche est donnée dans l'article de B. Hirosaki, "An Orthogonally Multiplexed QAM System Using the Discrète Fourier Transform", in IEEE Trans. on Communications, Vol. COM-29, July 1981 . Elle a été reprise dans de nombreux documents, notamment dans le rapport de Jinfeng Du et Svante Signell, "Classic OFDM Systems and puise shaping OFDM/OQAM Systems" (2007-02-01 ), KTH-Royal Institute of Technology, Stockholm, Sweden, et l'article de Jian Zhao, "DFT-based Offset-QAM OFDM for optical communications", Optics Express, vol.22, no.1 , (2014-01 -10), pp.1 1 14-1 126.

Cette technique est attrayante pour les futurs systèmes de transmission d'une part grâce à son débit maximal accru (en l'absence de temps de garde) et d'autre part grâce à la haute résolution spectrale fournie par le filtrage, ce qui donne la possibilité d'avoir des sous-canaux indépendants. Ces deux caractéristiques sont cruciales pour les nouveaux concepts d'accès au spectre dynamique et de radio cognitive.

Cependant, la technique FBMC introduit un recouvrement entre les symboles multiporteuses successifs, caractérisé par le facteur de recouvrement K, défini comme le rapport entre la durée des symboles et leur période. Ce facteur croît avec le nombre de coefficients du filtre prototype et doit être en général limité à quelques unités. De plus, l'utilisation de la modulation OQAM inhérente à la technique OFDM/OQAM impose une cadence de traitement double du rythme des symboles, ce qui implique une augmentation importante de la complexité des émetteurs-récepteurs. On a pu considérer que ce doublement de cadence au niveau du récepteur pouvait être mis à profit pour mettre en œuvre des égaliseurs temporels des sous-canaux ; il a toutefois été montré récemment qu'une égalisation dans le domaine des fréquences conduit à des performances supérieures sans retard additionnel. Par ailleurs, la modulation OQAM est incompatible avec certaines techniques multi-antennes MIMO (pour "Multi Input Multi Output"), en particulier la technique dite "Alamout qui figure dans des normes récentes relatives aux communications sans fil et aux réseaux mobiles cellulaires. En outre, contrairement à l'OFDM, la technique OFDM/OQAM introduit une distorsion intrinsèque qui croît quand le nombre de coefficients du filtre prototype décroît et ne permet pas la reconstitution parfaite des données en l'absence de canal. C'est un inconvénient critique pour les applications qui nécessitent un minimum de recouvrement entre les symboles multiporteuses.

OBJET DE L'INVENTION

Dans ce contexte, la présente invention propose un procédé d'émission de données représentées par des symboles, comprenant les étapes suivantes :

- application d'une modulation à un ensemble de symboles afin d'obtenir un bloc d'échantillons,

- application des échantillons du bloc à un banc de filtres conçu pour produire en sortie des échantillons formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel,

- émission sur un canal de transmission de signaux déterminés en fonction des échantillons produits,

caractérisé en ce que le banc de filtres est conçu pour appliquer aux échantillons du bloc une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.

Comme expliqué plus loin, le déphasage introduit permet de supprimer les interférences entre canaux voisins, sans avoir à introduire un décalage temporel entre partie réelle et partie imaginaire d'un symbole complexe (comme dans le cas de la modulation OQAM comme rappelé ci-dessus). On peut ainsi exploiter les avantages liés aux bancs de filtres, tout en utilisant par exemple la modulation QAM, comme dans le cas de la technique OFDM.

Le banc de filtres est par exemple en outre tel qu'au moins un échantillon du bloc est utilisé dans deux sous-canaux voisins.

Les filtres du banc de filtres peuvent être à coefficients réels et ainsi affecter indépendamment la partie réelle et la partie imaginaire des échantillons traités.

Les filtres du banc de filtres sont par exemple dérivés à partir de filtres prototypes en sinus. Les filtres du banc de filtres peuvent ainsi notamment être de type pseudo-QMF.

Dans un mode de réalisation envisageable, la modulation appliquée à l'ensemble de symboles est une modulation d'amplitude en quadrature.

En pratique, le banc de filtres peut être mis en œuvre par un ensemble de déphaseurs, un ensemble de filtres et un bloc de transformation de Fourier inverse.

Selon une possibilité de réalisation présentée en détail dans la description qui suit, les échantillons du bloc peuvent être réels et une moitié seulement des signaux générés en sortie de l'ensemble de filtres peut alors être appliquée au bloc de transformation de Fourier inverse, ce qui correspond à un banc de filtres à coefficients complexes et à une modulation PAM, comme expliqué plus loin.

Par ailleurs, le banc de filtres peut utiliser un facteur de recouvrement égal à 2 (durée des symboles égale au double de leur période de répétition).

L'invention propose également un procédé de réception de données comprenant les étapes suivantes :

- réception de signaux sur un canal de transmission,

- construction d'échantillons en fonction des signaux reçus,

- application des échantillons construits à un banc de filtres conçu pour recevoir en entrée des échantillons formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel,

- démodulation des échantillons produits en sortie du banc de filtre, caractérisé en ce que le banc de filtres est conçu pour appliquer aux échantillons construits une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.

Le banc de filtres est par exemple en outre tel qu'au moins un échantillon produit en sortie du banc de filtres est déterminé en fonction de deux sous-canaux voisins.

Comme dans le cas de l'émission, les filtres du banc de filtres peuvent avantageusement être à coefficients réels, par exemple dérivés à partir de filtres prototypes en sinus, éventuellement de type pseudo-QMF.

La démodulation des échantillons produits peut effectuer par exemple une détection de modulation d'amplitude en quadrature.

On peut prévoir en pratique que le banc de filtres est mis en œuvre par une pluralité d'opérations incluant une transformation de Fourier appliquée aux échantillons construits. En outre, après transformation de Fourier, le banc de filtre peut être mis en œuvre par un ensemble de filtres et par un ensemble de déphaseurs.

Il est alors possible d'interposer un égaliseur entre un bloc effectuant la transformation de Fourier et l'ensemble de filtres.

On peut prévoir également une correction de dérive de fréquence par sous-canal, effectuée au moyen d'un déphasage propre à chaque sous-canal après transformation de Fourier et d'un ajustement par interpolation de coefficients d'au moins un filtre de l'ensemble de filtres (interpolation en fréquence des coefficients du filtre correspondant).

Selon la possibilité de réalisation décrite plus loin et déjà mentionnée, chaque valeur générée par la transformation de Fourier peut être appliquée à une première entrée de l'ensemble de filtres et, sous forme conjuguée, à une seconde entrée de l'ensemble de filtres.

L'invention propose également un dispositif d'émission de données représentées par des symboles, comprenant une unité de modulation conçue pour appliquer une modulation à un ensemble de symboles afin d'obtenir un bloc d'échantillons, un banc de filtres conçu pour recevoir en entrée le bloc d'échantillons et pour produire en sortie des échantillons formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel, et une interface d'émission conçue pour émettre, sur un canal de transmission, des signaux déterminés en fonction des échantillons produits, caractérisé en ce que le banc de filtres est conçu pour appliquer aux échantillons du bloc une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.

L'invention propose en outre un dispositif de réception de données comprenant une interface de réception conçue pour recevoir des signaux sur un canal de transmission, un module de construction d'échantillons en fonction des signaux reçus, un banc de filtres conçu pour recevoir en entrée des échantillons formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel, et une unité de démodulation des échantillons produits en sortie du banc de filtre, caractérisé en ce que le banc de filtres est conçu pour appliquer aux échantillons construits une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans

2

des sous-canaux voisins.

Les caractéristiques optionnelles envisagées ci-dessus en termes de procédé peuvent également s'appliquer à ces dispositifs.

On propose ainsi un système de transmission comprenant un dispositif d'émission comme décrit ci-dessus et un dispositif de réception comme décrit ci- dessus.

Comme cela ressortira de la description qui suit, la solution proposée permet :

- la reconstitution parfaite, au niveau du récepteur, des données émises par l'émetteur, en l'absence de canal ;

- le fonctionnement du récepteur à la cadence des symboles ;

- la possibilité d'utiliser soit la modulation QAM soit la modulation PAM comme décrit plus loin ;

- une réalisation simplifiée avec égalisation dans le domaine des fréquences.

DESCRIPTION DÉTAILLÉE D'UN EXEMPLE DE RÉALISATION

La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée.

Sur les dessins annexés :

- la figure 1 représente les éléments principaux d'un système de transmission de données numériques comprenant un émetteur et un récepteur ;

- la figure 2 représente en détail un élément du récepteur de la figure 1 ;

- la figure 3 représente un exemple d'utilisation de plages de fréquence d'une bande de fréquence par un système de transmission tel que celui de la figure 1 ;

- la figure 4 représente un système dans lequel la plage de fréquence utilisée est centrée sur une fréquence spécifique ;

- la figure 5 représente une variante de réalisation envisageable pour un élément de l'émetteur de la figure 1 .

La figure 1 représente les éléments principaux d'un système de transmission de données numériques comprenant un émetteur 100 et un récepteur 200.

L'émetteur 100 comprend une unité de modulation 1 10, un banc de filtres de synthèse 120, une unité de recouvrement et sommation 130 et une interface analogique d'émission 140.

La séquence de données à transmettre D (ou séquence de symboles) est appliquée en entrée de l'unité de modulation 1 10 qui génère en sortie des blocs de M échantillons complexes xe(l ), ..., xe(M) correspondant ici à une modulation QAM de la séquence reçue entrée. Pour ce faire, l'unité de modulation 1 10 effectue une conversion série-parallèle puis une modulation (ici de type QAM) des données mises en parallèle. On entend par "échantillon complexe" un échantillon dont la valeur est un nombre complexe, qui comprend donc une partie réelle et une partie imaginaire. La modulation QAM utilisée ici génère les échantillons complexes, sans décalage temporel entre la partie réelle et la partie imaginaire.

Ces M échantillons complexes xe(l ), ..., xe(M) sont appliqués en parallèle à un banc de filtres réel de synthèse 120, par exemple de type pseudo-QMF, qui génère en sortie KM échantillons à émettre z(l), ...,z(KM), où K est un entier représentant le facteur de recouvrement utilisé. On décrit ici un système utilisant un facteur de recouvrement égal à 2 {K=2).

Les filtres du banc de filtres 120 sont conçus pour répartir les signaux sur M sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel, ce qui permet d'optimiser l'utilisation de la plage fréquentielle disponible sur le canal de transmission 300, et pour introduire un déphasage de—

2 entre sous-canaux voisins, afin de supprimer les interférences entre sous-canaux voisins comme expliqué plus loin.

On remarque que, les filtres du banc de filtres 120 étant à coefficients réels, la partie réelle et la partie imaginaire des échantillons complexes xe(k) reçus en entrée sont traités indépendamment par les filtres, ce qui permet d'appliquer la technique de suppression des interférences entre sous-canaux voisins par décalage de — en émission et réception, comme décrit dans l'ouvrage de M.

2

Bellanger "Digital Signal Processing", Wiley, 2000, pages 320-325.

Comme déjà indiqué, on utilise par exemple des filtres construits à partir de filtres prototypes en sinus, ici des filtres de type pseudo-QMF. Le banc de filtres 120 comprend alors KM (ici 2M) filtres de synthèse et le filtre d'indice n (l≤n≤2M) a les M coefficients suivants : l≤k≤M, T„ (n , k) = h , (n ) cos[( n -— )( k -—)— + (k -—)—] ,

2 2 M 2 2

les coefficients h_s (n ) du filtre prototype étant de la forme

1 π

h_s (n ) = sm[( n - -) ] .

2 2M

Avec ces notations, le banc de filtres 120 effectue le traitement suivant : z (n ) = ^ T_s (n , k) .xe (k ) .

Ce traitement peut être effectué en pratique par application, aux M échantillons xe(k) reçus en entrée, des coefficients T_s(n,k) des 2M filtres selon la formule qui vient d'être indiquée. Une variante de réalisation de ce traitement est par ailleurs décrite plus bas en référence à la figure 5.

En analyse du signal, ce banc de filtres est appelé "transformée à recouvrement" (ou "Lapped Transform" selon la dénomination anglo-saxonne) et ses propriétés sont décrites dans l'ouvrage de H. S. Malvar intitulé "Signal Processing with Lapped Transforms" , Artech House, 1992.

Du fait de l'application d'un tel banc de filtres, un échantillon donné du bloc de M échantillons xe(l ), ..., xe(M) obtenus en sortie de l'unité de modulation 1 10 est utilisé dans deux sous-canaux voisins, comme expliqué plus loin en référence à la figure 5. Un sous-canal donné transporte d'ailleurs un signal déterminé en fonction de deux échantillons (ici successifs) du bloc de M échantillons, comme également expliqué plus loin.

Les échantillons z(l), ...,z(KM) générés en sortie du banc de filtres 120 sont appliqués à l'unité de recouvrement et sommation 130 qui génère sur cette base une séquence de valeurs complexes. On pourra se référer à la demande de brevet publiée sous la référence FR2951046 pour plus de détails à propos du fonctionnement de l'unité de recouvrement et sommation 130. La séquence de valeurs complexes est transmise à l'interface analogique d'émission 140. Cette séquence de valeurs complexes peut se décomposer en une séquence réelle et une séquence imaginaire qui sont des signaux multiporteuses.

L'interface analogique d'émission 140 émet un signal analogique correspondant à la séquence de valeurs complexes sur le canal de transmission 300 (par exemple sous forme d'ondes radio propagées dans l'atmosphère terrestre), signal analogique qui est reçu au niveau d'une interface analogique de réception 210 du récepteur 200.

Outre l'interface analogique de réception 210, le récepteur comprend un convertisseur série/parallèle 220, un banc de filtres d'analyse 230 (du même type que celui en émission) et une unité de détection QAM 240. Ces différents éléments permettent d'effectuer à la réception des opérations inverses de celles effectuées à l'émission.

Précisément, l'interface analogique de réception 210 fournit des séquences réelle et imaginaire qui sont appliquées, au travers du convertisseur série/parallèle 220, au banc de filtres d'analyse 230, par exemple de type pseudo- QMF. L'unité de détection QAM 240 restitue ensuite, à partir des échantillons générés en sortie du banc de filtres 230, les données, converties en un flux série.

On remarque que les échantillons du signal reçu sont groupés en blocs de KM échantillons au niveau du convertisseur série-parallèle 220, deux blocs successifs ayant (K-l)M échantillons en commun.

Les filtres d'analyse du banc de filtres 230 sont des filtres réels (c'est-à- dire des filtres à coefficients réels), qui sont les filtres transposés des filtres de synthèse utilisés à l'émission (dans le banc de filtres 120), ici par exemple des filtres de type pseudo-QMF.

Ainsi, si on note x(l), ...,x(KM) les KM échantillons générés par le convertisseur série-parallèle 220 et appliqués en entrée du banc de filtres 230, et y(l), ...,y(M) les échantillons produits en sortie du banc de filtres 230, on peut exprimer comme suit le traitement effectué par le banc de filtres 230 : y (^k ) =∑ T (n , k) .x (n ) où le filtre d'indice k (parmi M filtres) a les KM (ici les 2M) coefficients suivants : T(n,k) = h(n) cos[(w-^-+^-)(/t-^-)^-] ; \≤n≤2M ; l≤k≤M et avec, pour les coefficients du filtre prototype :

On décrit à présent en référence à la figure 2 un mode de réalisation envisageable pour la mise en œuvre du banc de filtres d'analyse 230.

Ce mode de réalisation est basé sur la décomposition du traitement effectué par le banc de filtres en plusieurs opérateurs, explicité ci-dessous pour le cas décrit ici où K=2.

En effet, les coefficients introduits ci-dessous peuvent s'écrire : ί

T{n,k) = -[e ^{2 2M} -e ^{2 2M} ][e ^{2 2 2 M} +e ^{2 2 2 M}]

4

En développant le produit, il vient

—

T(n,k) = - [e ^{2 2}[e ^2M e ^M -e ^2M e ^M]-e ^{2 2}[e ^2M e ^M - e ^2M e ^M ]]

4

Soit Y_F(k) la sortie d'une transformée de Fourier discrète (ou FFT) d'ordre 2M quand le b\ocx(n) est appliqué à l'entrée :

Y_F(k)=∑ x(n)e ^2M =e ^M∑ x(n) e ^M En combinant les expressions précédentes on obtient la relation suivante entre et ⁷- : y(k) = -[e ^{2 2}[e ^2M Y _F (2M + l— k)— e ^2M Y_F (2M + 2 - k)]

4

- e ^{2 2} [e ^M Y_F (k) - e ^M Y_F (k - 1)]]

Ainsi, le banc de filtres d'analyse 230 peut être réalisé, conformément à la figure 2, par la mise en cascade des trois opérateurs suivants :

- une transformée de Fourier discrète (FFT) d'ordre 2M, réalisée par un bloc FFT 232,

- un ensemble de filtres 236 avec les coefficients [1 -1] dans le domaine des fréquences (les termes e ^2M représentant le décalage temporel d'une demi- période des données), ce filtrage dans le domaine des fréquences permettant de combiner, pour chaque sous-canal, un nombre de signaux égal au nombre de coefficients en fréquence du filtre prototype, - un ensemble de déphaseurs 238 qui effectuent les rotations de phases multiples de — et permettent ainsi d'annuler les interférences entre sous-canaux

2

voisins ; en effet, les interférences entre sous-canaux voisins s'éliminent grâce au déphasage de— entre sous-canaux voisins à l'émission et au déphasage de —

2 2 entre sous-canaux voisins à la réception, qui se combinent en une soustraction.

Comme visible dans la dernière formule ci-dessus, le résultat final y(k) est obtenu en faisant la différence entre les valeurs d'indices k et 2M+1-L

Comme cela ressort de l'expression de ^y^ donnée ci-dessus et de l'utilisation de l'ensemble de filtres 236, un échantillon ^y^ produit en sortie du banc de filtre 230 est déterminé en fonction de deux sous-canaux voisins ^Υρ ^ et

Y_F (^k) _m un canal donné ^Yp i^k est d'ailleurs utilisé dans le cadre de la reconstruction de deux échantillons distincts (ici pour la reconstruction de y(k) et de y(k+l)).

On remarque par ailleurs que, grâce à cette décomposition dont le premier opérateur est une transformée de Fourier, il est possible d'introduire un égaliseur 234 dans le traitement, précisément en sortie du bloc FFT 232 comme visible en figure 2.

L'effet du canal peut ainsi être facilement compensé par égalisation, comme dans le cas de l'OFDM. On peut utiliser par exemple dans l'égaliseur 234 une technique d'égalisation dite "forçage à zéro" (ou "zéro forcing" selon l'appellation anglo-saxonne), selon laquelle l'égalisation consiste à multiplier la sortie de la FFT par l'inverse de la quantité C(k), valeur estimée ou mesurée de la réponse du canal à la fréquence k/2M.

La décomposition qui permet d'introduire l'égaliseur 234 en sortie du bloc FFT 232 a été présentée ci-dessus dans le cas où K=2. Elle peut toutefois être mise en œuvre avec un facteur de recouvrement K plus grand, afin d'obtenir un filtrage encore plus sélectif.

On utilise dans ce cas des méthodes de calcul du filtre prototype telles que décrites dans la littérature, notamment dans l'article de P. Chu, "Quadrature mirror filter design for an arbitrary number of equal bandwidth channels", IEEE Transactions, vol. ASSP-33, pages 203-218, 1985, ou encore dans l'article de H.S.Malvar "Extended lapped transforms : properties, applications and fast algorithms", IEEE Transactions on signal processing, vol. 40, pages 2703-2714, 1992.

Les coefficients du filtre prototype h(n) sont alors formés de plusieurs termes additionnés. Par exemple, h(n) peut prendre la forme suivante, qui correspond à un facteur de recouvrement K=2P :

<½ sin(( 2ρ -\ )π ΙΚΜ ) où ^a" désigne un coefficient réel.

En reprenant les développements précédents, les schémas de l'émetteur et du récepteur sont conservés, mais, la transformée de Fourier à la réception prend la dimension KM. Dans le récepteur, l'égaliseur 234 comporte KM termes et ses KM sorties sont appliquées au filtre 236 dont une première partie fournit 2M sorties (par utilisation des coefficients ^{U p} ) et dont une seconde partie fournit, à partir de ces 2M sorties, M sorties par soustraction deux à deux (comme expliqué ci-dessus pour le cas où K=2).

On a représenté en figure 3 un exemple d'utilisation de plages de fréquence d'une bande de fréquence par un système de transmission tel que celui décrit ci-dessus en référence aux figures 1 et 2.

À titre purement illustratif, la bande de fréquence représentée en figure 3 est comprise entre 0 et 1 ; une autre bande de fréquence pourrait naturellement être utilisée par simple transposition.

On remarque qu'une caractéristique d'un banc de filtres réel, tel que celui utilisé dans le système de transmission de la figure 1 , est la symétrie de la réponse en fréquence : avec un banc de M filtres, la bande de fréquence utilisée (supposée égale à l'unité comme indiqué ci-dessus) est divisée en M sous-canaux de largeur 1/M, chaque sous-canal étant constitué de deux sous-bandes de largeur l/2Met symétriques par rapport au centre de la bande utilisée (ici ½).

Dans les systèmes de transmission sans fil et cellulaires mobiles, une bande de fréquence est généralement partagée entre plusieurs utilisateurs, c'est à dire que chacun occupe une partie de la bande. D'ailleurs, l'intérêt de la technique des bancs de filtres est qu'elle n'impose pas la synchronisation des utilisateurs comme l'OFDM, mais qu'elle leur permet d'être indépendants. Avec les bancs de filtres réels tels que ceux du système de transmission de la figure 1 , on peut donc affecter en pratique à un utilisateur les plages de fréquence [flfî] et [Ι-β, Ι-flJ, comme représenté en figure 3 ce qui permet une autre utilisation du reste de la bande de fréquence (ou spectre) ; on parle alors de "spectre fragmenté".

Pour éviter cette fragmentation du spectre, on peut également affecter à un utilisateur une plage de fréquence non fragmentée du type [l/2-(f2-fl), l/2+(f2- fl⁾

La figure 4 présente un système dans lequel la plage de fréquence affectée à l'utilisateur est en outre centrée sur une fréquence spécifique β dans la bande par décalage en fréquence, c'est à dire une multiplication du signal en sortie de l'émetteur par le facteur ε'^{1π{β3 ~}' ^/2)" . Ensuite, à la réception, le spectre doit être recentré avant la démodulation multiporteuse, comme également représenté en figure 4.

Un autre avantage de l'utilisation d'un système de transmission tel que décrit ci-dessus en référence à la figure 1 est la capacité de compenser simplement et efficacement les dérives de fréquence (ou CFO pour "carrier frequency offset") qui peuvent se produire dans la transmission, par exemple en raison de l'effet Doppler pour les mobiles ou des imperfections des oscillateurs dans les terminaux.

Ainsi, pour un décalage en fréquence ^δ f , le signal reçu est de la

, x (n ) = x(n ) e

forme : ^r

h

En considérant, dans le récepteur, un filtre à 2M coefficients notés ^{r i} avec 0≤i≤ 2M-1 , et de réponse en fréquence

le signal après filtrage y _r (« o ) = (« o - 0 ^e

s'écrit à un instant particulier ⁿ° : ⁱ⁼⁰ y_r (ⁿo ) = ^e l ] ^X - ')

soit encore =°

Cette expression fait apparaître de nouveaux coefficients ^r-' ^e qui correspondent à un décalage en fréquence de la réponse du filtre ^H ί q_Ui devient ^H Af ^{+ 8} f⁾ , Pour corriger ce décalage il faut utiliser dans le récepteur des coefficients interpolés qui produisent le décalage inverse. Quant au terme ^e , il est corrigé par rotation de phase en sortie du filtre.

Les coefficients interpolés pour le récepteur peuvent être calculés à partir des coefficients d'origine, par exemple [1 -1] dans le cas où K=2, en utilisant la technique de Lagrange, telle que décrite dans l'article de G. Oetken, "A new approach for the design of digital interpolation filters", IEEE Trans., ASSP-27, 1979, pages 637-643. La qualité de l'interpolation croît avec le nombre de coefficients utilisés ; 6 ou 8 coefficients suffisent généralement. La technique de Lagrange est connue pour sa simplicité et sa souplesse d'utilisation mais d'autres techniques peuvent s'appliquer également, notamment la transformée de Fourier discrète.

La figure 5 représente une variante de réalisation du banc de filtres de synthèse 120 de la figure 1 .

Selon cette variante, on utilise des opérations duales de celles utilisées dans le récepteur et représentées en figure 2.

Ainsi, les échantillons xe(k) reçus en entrée sont appliqués à un ensemble de déphaseurs 122, puis à un ensemble de filtres 124 qui génère KM échantillons en sortie, lesquels sont appliqués à un bloc iFFT 126 d'ordre KM qu\ effectue une transformée de Fourier discrète inverse et produit en sortie les KM échantillons z(n).

En effet, en reprenant l'expression donnée plus haut de la sortie du banc de filtres 120 z(n) : z (« ) = sin(( n ] xe (k)

1

z (n ) = (zl + z 2)

on peut écrire : ^{4 j}

avec

,

zl = 2 ^{e e e} xe (k) - 2 e e e xe (k) et

Ce dernier terme peut se réécrire z

introduisant la transformée de Fourier inverse discrète d'ordre 2M, il vient :

_Z (n) = - e ^ink" ^IM xe l(k )

4

avec, pour 2≤k≤M,

xe 1 {k)= e-^J"^I [xe (k) e ^{lkK l1} - xe (k-l ) e^-¹^'²] _eJW>™ xe 1 (2 +2-k)= -

et

xe l(l) = -xe (l).2. sin( π / 4) ; xe l(M + 1) = j.xe (M ).2. sin( π / 4)

Il apparaît donc que le signal à émettre z(n) est obtenu en sortie d'une transformée de Fourier discrète inverse (iFFT) à l'entrée de laquelle les données xe(k) sont appliquées aux entrées d'indices symétriques k et 2M+2-k, après filtrage et déphasages, comme proposé ci-dessus en référence à la figure 5.

Comme cela ressort des expressions de xel(k) et de xel(2M+2-k) données ci-dessus (qui correspondent aux signaux en entrée de la transformée de Fourier discrète inverse iFFT et donc aux sous-canaux du signal à émettre z(n)), la plupart des sous-canaux utilisent deux échantillons xe(k) , xe(k-l) (ici successifs) obtenus en sortie de l'unité de modulation 1 10 ; chacun de ces échantillons xe(k) est ainsi utilisé dans deux sous-canaux voisins (par exemple, avec l'expression de xel(k) donnée ci-dessus, on retrouve l'échantillon xe(k) dans le sous-canal défini par ei(¾⁾ et dans le sous-canal défini par xel(k+l)).

La variante qui vient d'être décrite permet en outre d'introduire un mode de réalisation alternatif pour le système de transmission, tel que décrit à présent.

Dans ce mode de réalisation alternatif, on utilise (à la place de l'unité de modulation QAM 1 10) une unité de modulation qui produit M échantillons réels, par exemple au moyen d'une modulation de type PAM (pour "Puise Amplitude Modulation").

Ces M échantillons réels sont appliqués au banc de filtres réel (par exemple tel que décrit ci-dessus en référence à la figure 5), qui produit ainsi des échantillons à émettre à valeur réelle. Du fait que le signal émis est alors réel, son spectre possède la symétrie hermitienne, c'est à dire, en reprenant les notations utilisée plus haut, qu'une composante à la fréquence l-k/2M est le complexe conjuguée d'une composante à la fréquence k/2M.

On propose ici d'utiliser cette redondance pour limiter la transmission à une seule de ces deux composantes. On compense ainsi la division par deux du débit, du fait de l'utilisation d'une modulation produisant des valeurs réelles (comparé par exemple à la modulation QAM) et l'efficacité spectrale du système est alors la même que pour la modulation QAM. On obtient ainsi un fonctionnement à la cadence des symboles qui possède la même efficacité spectrale qu'un système à banc de filtres utilisant la modulation OQAM, qui fonctionne quant à elle à une cadence double de celle des symboles. En pratique, il en résulte une division par deux de la cadence des calculs et des simplifications dans la manipulation des données, qui n'ont plus à être appliquées alternativement sur les entrées réelles et imaginaires du système pour les symboles successifs, comme l'impose l'OQAM.

La transmission d'une seule des deux composantes peut être réalisée en pratique dans l'émetteur en n'appliquant, en entrée du bloc iFFT 126, aucun échantillon sur les entrées d'indice supérieur à M, ce qui permet de ne pas générer la moitié supérieure du spectre (correspondant aux composantes à la fréquence l-(k-l/2)/2M mentionnées ci-dessus).

Au niveau du récepteur, construit par exemple comme celui de la figure 2, on restitue en sortie du bloc FFT 232 les composantes (non transmises) aux fréquences l-k/2M en prenant pour valeur de ces composantes le complexe conjugué des composantes aux fréquences k/2M pour 0≤k≤ M-l. (On rappelle que le conjugué d'un nombre complexe a une partie réelle égale à la partie réelle dudit nombre complexe et une partie imaginaire opposée à la partie imaginaire dudit nombre complexe.) On reconstruit ainsi artificiellement le signal sur la totalité du spectre, en ayant effectivement transmis un signal (et donc occupé le canal de transmission) sur la moitié du spectre seulement.

Claims

REVENDICATIONS

1 . Procédé d'émission de données représentées par des symboles, comprenant les étapes suivantes :

- application d'une modulation à un ensemble de symboles (D) afin d'obtenir un bloc d'échantillons (xe(1 ), xe(M)),

- application des échantillons du bloc à un banc de filtres (120) conçu pour produire en sortie des échantillons (z(1 ), z(KM)) formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel,

- émission sur un canal de transmission (300) de signaux déterminés en fonction des échantillons produits,

caractérisé en ce que le banc de filtres (120) est conçu pour appliquer aux échantillons du bloc une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.

2

2. Procédé d'émission selon la revendication 1 , dans lequel le banc de filtres (120) est tel qu'au moins un échantillon du bloc est utilisé dans deux sous- canaux voisins.

3. Procédé d'émission selon la revendication 1 ou 2, dans lequel les filtres du banc de filtres (120) sont dérivés à partir de filtres prototypes en sinus.

4. Procédé d'émission selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel la modulation appliquée à l'ensemble de symboles est une modulation d'amplitude en quadrature.

5. Procédé d'émission selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel les filtres du banc de filtres (120) sont à coefficients réels.

6. Procédé d'émission selon l'une des revendications 1 à 5, dans lequel le banc de filtres (120) est mis en œuvre par un ensemble de déphaseurs (122), un ensemble de filtres (124) et un bloc de transformation de Fourier inverse (126).

7. Procédé selon la revendication 6 prise dans la dépendance de l'une des revendications 1 à 3, dans lequel les échantillons du bloc sont réels et dans lequel une moitié seulement des signaux générés en sortie de l'ensemble de filtres est appliquée au bloc de transformation de Fourier inverse.

8. Procédé d'émission selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel le banc de filtres utilise un facteur de recouvrement égal à 2.

9. Procédé de réception de données comprenant les étapes suivantes :

- réception de signaux sur un canal de transmission (300),

- construction d'échantillons (x(1 ), x(KM)) en fonction des signaux reçus,

- application des échantillons construits (x(1 ), x(KM)) à un banc de filtres (230) conçu pour recevoir en entrée des échantillons formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel,

- démodulation des échantillons (y(1 ), (y(M)) produits en sortie du banc de filtre (230),

caractérisé en ce que le banc de filtres (230) est conçu pour appliquer aux échantillons construits une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.

2

10. Procédé de réception selon la revendication 8, dans lequel le banc de filtres (230) est tel qu'au moins un échantillon produit en sortie du banc de filtres (230) est déterminé en fonction de deux sous-canaux voisins.

1 1 . Procédé de réception selon la revendication 9 ou 10, dans lequel les filtres du banc de filtres (230) sont dérivés à partir de filtres prototypes en sinus.

12. Procédé de réception selon l'une des revendications 9 à 1 1 , dans lequel la démodulation des échantillons produits effectue une détection de modulation d'amplitude en quadrature.

13. Procédé de réception selon l'une des revendications 9 à 12, dans lequel les filtres du banc de filtres (230) sont à coefficients réels.

14. Procédé de réception selon l'une des revendications 9 à 13, dans lequel le banc de filtres (230) est mis en œuvre par une pluralité d'opérations incluant une transformation de Fourier appliquée aux échantillons construits.

15. Procédé de réception selon la revendication 14, dans lequel le banc de filtre (230) est mis en œuvre, après transformation de Fourier, par un ensemble de filtres (236) et par un ensemble de déphaseurs (238).

16. Procédé de réception selon la revendication 15, dans lequel une correction de dérive par sous-canal est effectuée au moyen d'un déphasage propre à chaque sous-canal après transformation de Fourier et d'un ajustement par interpolation de coefficients d'au moins un filtre de l'ensemble de filtres.

17. Procédé selon la revendication 15 ou 16, la revendication 14 étant prise dans la dépendance de l'une des revendications 9 à 1 1 , dans lequel chaque valeur générée par la transformation de Fourier est appliquée à une première entrée de l'ensemble de filtres (236) et, sous forme conjuguée, à une seconde entrée de l'ensemble de filtres (236).

18. Procédé de réception selon l'une des revendications 14 à 17, dans lequel un égaliseur (234) est interposé entre un bloc (232) effectuant la transformation de Fourier et l'ensemble de filtres (236).

19. Dispositif d'émission de données représentées par des symboles, comprenant :

- une unité de modulation (1 10) conçue pour appliquer une modulation à un ensemble de symboles afin d'obtenir un bloc d'échantillons (xe(1 ), xe(M)),

- un banc de filtres (120) conçu pour recevoir en entrée le bloc d'échantillons et pour produire en sortie des échantillons (z(1 ), z(KM)) formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous- canaux voisins dans le domaine fréquentiel,

- une interface d'émission (140) conçue pour émettre, sur un canal de transmission (300), des signaux déterminés en fonction des échantillons produits (z(1 ), z(KM)),

caractérisé en ce que le banc de filtres (120) est conçu pour appliquer aux échantillons du bloc une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.

2

20. Dispositif de réception de données comprenant :

- une interface de réception (210) conçue pour recevoir des signaux sur un canal de transmission,

- un module de construction (220) d'échantillons (x(1 ), x(KM)) en fonction des signaux reçus,

- un banc de filtres (230) conçu pour recevoir en entrée des échantillons formant un signal réparti sur un ensemble de sous-canaux, avec chevauchement de sous-canaux voisins dans le domaine fréquentiel,

- une unité de démodulation (240) des échantillons produits en sortie du banc de filtre (230),

caractérisé en ce que le banc de filtres (230) est conçu pour appliquer aux échantillons construits une pluralité de filtres conçus pour introduire un déphasage de— entre les signaux transmis dans des sous-canaux voisins.