WO2016076657A1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2016076657A1
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김봉회
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    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals

Definitions

  • the CSI-RS configuration may further include subset information for the at least one first antenna port, wherein the subset information includes the total number of the antenna ports. If less than the number, it may be used to indicate the number of the at least one first antenna port.
  • a base station for transmitting a reference signal in a wireless communication system supporting a full-dimension antenna includes: a radio frequency unit; And a processor, wherein the processor is configured to configure a channel state information-reference signal (CSI-RS) indicating the number of antenna ports for transmitting the full-dimension antenna associated reference signal to the terminal. And transmit a channel state information reference signal (CSI-RS) for at least one of the first antenna ports of all the antenna ports for the full-dimension antenna to the terminal, and from the terminal, the at least one first Based on the 1 antenna port is configured to receive the feedback channel information for the entire antenna ports.
  • CSI-RS channel state information-reference signal
  • the terminal 210 is on the uplink, and the transmit data processor 265 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 270 receives the data symbols, multiplexes them with the pilot symbols, performs modulation, and provides a stream of symbols to the transmitter 275.
  • Transmitter 275 receives and processes the stream of symbols to generate an uplink signal, which is transmitted to base station 205 via antenna 235.
  • Multi-antenna technology is a next-generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters because it can improve the data transmission speed in a specific range or increase the system range for a specific data transmission speed. It is attracting attention as the next generation technology that can overcome the traffic limit of mobile communication which reached the limit situation.
  • each transmission information Can have different transmit powers.
  • the transmission information of which transmission power is adjusted is represented by a vector as shown in Equation 5 below.
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes, and a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j will be denoted as h ij .
  • h ij a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j.
  • the order of the index of h ij is that the reception antenna index is first, and the index of the transmission antenna is later.
  • FIG. 3 (b) shows a channel from N T transmit antennas to receive antenna i.
  • Equation 10 Equation 10
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • FIG. 5 illustrates that the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, the present invention is not limited thereto.
  • channel information fed back by a terminal is used for downlink transmission.
  • the UE may feed downlink channel information through the PUCCH or downlink channel information through the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodicly at the request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, widebands (WBs)), and provide channels for a specific number of RBs (ie, subbands (SBs)). You can also feed back information.
  • WBs widebands
  • SBs subbands
  • the present invention proposes a method of transmitting a reference signal in a wireless communication system.
  • the present invention is particularly effective when the transmitter uses a 3D MIMO (or full-dimension) system using a 2D array antenna having a vertical antenna installed on a horizontal antenna.
  • CSI-RS Channel State Information-Reference Signal
  • the reference signal RS is transmitted only in some antenna ports in the entire antenna port to be used currently, and the channel of the other antenna ports is restored using the channels of the antenna ports to which the reference signal RS is transmitted.
  • the base station may instruct the UE to signal information for reconstruction of the antenna port through which RS) is not transmitted.
  • the signaling of the present invention may be indicated using RRC signaling (Radio Resource Control signaling) or through a master information block (MIB) or a system information block (SIB).
  • RRC signaling Radio Resource Control signaling
  • MIB master information block
  • SIB system information block
  • such signaling may be configured to use a fixed value for each base station, but may also be set semi-statically.
  • the antenna port informed by the base station It is assumed that the antenna port is a case where all the information of the antenna port is transmitted. If 8 antenna ports are used for RS transmission, 1, 3, 6, 8, 9, 11, 14, 16 You can think of it as an antenna port.
  • the base station signals the number of antenna ports over which the reference signal RS has not been transmitted and how to restore the channel of the antenna ports.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.

Abstract

본 발명은 풀-디멘션(Full-dimension) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 참조 신호 송신 방법 및 장치에 관한 것이다. 구체적으로, 풀-디멘션 안테나 연관 참조 신호 전송을 위한 안테나 포트의 개수를 지시하는 채널상태정보-참조신호(Channel State Information-Reference Signal, CSI-RS) 설정을 단말로 송신하는 단계; 풀-디멘션 안테나를 위한 전체 안테나 포트들 중 적어도 하나의 제 1 안테나 포트에 대한 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 단말로 송신하는 단계; 및 단말로부터, 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 기반으로, 전체 안테나 포트들에 대한 채널 정보를 피드백 받는 단계를 포함한다.

Description

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(롱-텀(long term) Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나(4Tx)를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북(codebook)을 정의하고 있다.
다중 안테나 시스템 기반의 셀룰러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍(beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데, 기본적으로 수신단에서 참조신호(Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북(codebook)으로 적절히 양자화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.
이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬(spatial channel matrix)(혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 행렬(혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000001
여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며, Nr은 수신 안테나 개수, Nt는 송신 안테나 개수, r은 수신 안테나의 인덱스, t는 송신 안테나의 인덱스, i는 OFDM(또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000002
는 채널 행렬 H(i,k)의 요소(element)로서, i번째 심볼 및 k번째 부반송파상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.
또한, 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬(spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000003
이고, 여기서 H는 공간 채널 행렬을, R은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균(mean)을 의미하며, i는 심볼 인덱스, k는 주파수 인덱스를 의미한다.
특이값 분해(SVD: Singular Value Decomposition)는 직사각행렬을 분해하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반화한 것으로, 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H를 실수 또는 복소수의 집합 원소로 이루어진 m×n 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000004
여기서 U, V는 유니터리 행렬(unitary matrix)들을 나타내며, ∑는 음이 아닌 특이값을 포함하는 m×n 대각행렬이다. 특이값은
Figure PCTKR2015012204-appb-I000005
이다. 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다룰 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해는 서로 관련되어 있다.
행렬 H가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때, H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때, H의 특이값과 특이벡터는 H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이값과 특이벡터는 H의 고유값과 고유벡터와 같아진다. 한편 고유값 분해(EVD: Eigen Value Decomposition)는 다음과 같이 나타낼 수 있다(여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다).
Figure PCTKR2015012204-appb-I000006
여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000007
의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U와 V중 U의 정보를 알 수 있으며,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000008
의 특이값 분해를 통해 V의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIMO(Multi User-MIMO)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송,수신단 각각 빔포밍(beamforming)을 수행하게 되는데, 수신단 빔과 송신단 빔은 각각 행렬 T와 W를 통해 나타내면, 빔포밍(beamforming)이 적용된 채널은
Figure PCTKR2015012204-appb-I000009
로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U를 기준으로 송신 빔은 V를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.
일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고, 충분한 빔포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project 롱-텀(long term) Evolution), LTE-Advanced, IEEE 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1과 같이 채널의 롱-텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환(transform)하는 것이다.
수학식 1
Figure PCTKR2015012204-appb-M000001
여기서,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000010
는 숏-텀(short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000011
은 채널 행렬
Figure PCTKR2015012204-appb-I000012
의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬이고,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000013
은 행렬
Figure PCTKR2015012204-appb-I000014
의 각 열(column) 별로 norm이 1로 정규화(normalization)된 행렬을 의미하고,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000015
은 기존 코드북
Figure PCTKR2015012204-appb-I000016
를 채널 행렬
Figure PCTKR2015012204-appb-I000017
, 채널 행렬
Figure PCTKR2015012204-appb-I000018
의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬
Figure PCTKR2015012204-appb-I000019
및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코드북이다.
또한, 채널 행렬
Figure PCTKR2015012204-appb-I000020
의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인
Figure PCTKR2015012204-appb-I000021
은 다음 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2015012204-appb-M000002
Figure PCTKR2015012204-appb-I000022
여기서, 채널
Figure PCTKR2015012204-appb-I000023
행렬 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인
Figure PCTKR2015012204-appb-I000024
은 특이값 분해(singular value decomposition)에의해
Figure PCTKR2015012204-appb-I000025
로 분해(decomposition) 되며,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000026
는 Nt x Nt 유니터리(unitary) 행렬이며
Figure PCTKR2015012204-appb-I000027
를 i 번째 열 벡터로 가진다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000028
는
Figure PCTKR2015012204-appb-I000029
를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000030
는
Figure PCTKR2015012204-appb-I000031
의 허미션(hermitian) 행렬이다. 그리고
Figure PCTKR2015012204-appb-I000032
,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000033
는 각각 i 번째 특이값(singular value)과 그에 상응하는 i 번째 특이 열(singular column) 벡터를 의미한다(
Figure PCTKR2015012204-appb-I000034
).
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인, 풀-디멘션(Full-dimension) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 참조 신호 송신 방법은, 상기 풀-디멘션 안테나 연관 참조 신호 전송을 위한 안테나 포트의 개수를 지시하는 채널상태정보-참조신호(Channel State Information-Reference Signal, CSI-RS) 설정을 단말로 송신하는 단계; 상기 풀-디멘션 안테나를 위한 전체 안테나 포트들 중 적어도 하나의 제 1 안테나 포트에 대한 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 상기 단말로 송신하는 단계; 및 상기 단말로부터, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 기반으로, 상기 전체 안테나 포트들에 대한 채널 정보를 피드백 받는 단계를 포함한다.
나아가, 상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은, 상기 풀-디멘션 안테나가 지원되느니 경우에 한하여, 상기 안테나 포트의 개수를 지시하도록 구성된 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트의 번호를 모두 지시하도록 구성된 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 위한 서브셋 정보를 더 포함하고, 상기 서브셋 정보는, 상기 안테나 포트의 개수가 상기 전체 안테나 포트들의 개수보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트의 번호를 지시하기 위하여 사용되는 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은, 상기 풀-디멘션 안테나를 위한 수평 안테나 도메인 및 수직 안테나 도메인 정보를 포함하고, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트는, 상기 수평 안테나 도메인 정보 및 상기 수직 안테나 도메인 정보의 조합으로 지시되는 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 수평 안테나 도메인 정보 및 상기 수직 안테나 도메인 정보는 비트맵(bitmap)을 이용하여 지시되는 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 채널 정보는, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 위한 제 1 채널 정보 및 상기 전체 안테나 포트들 중 상기 제 1 안테나 포트를 제외한 제 2 안테나 포트들을 위한 제 2 채널 정보를 포함하며, 상기 제 2 채널 정보는, 상기 제 1 채널 정보와 상기 제 2 안테나 포트들을 위한 가중치 정보를 이용하여 측정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 가중치 정보는, 상기 기지국과 상기 단말 사이에 미리 설정된 복수의 가중치 집합 중 선택되는 것을 특징으로 할 수 있다.
상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인, 풀-디멘션(Full-dimension) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 송신하는 기지국은, 무선 주파수 유닛; 및 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 풀-디멘션 안테나 연관 참조 신호 전송을 위한 안테나 포트의 개수를 지시하는 채널상태정보-참조신호(Channel State Information-Reference Signal, CSI-RS) 설정을 단말로 송신하고, 상기 풀-디멘션 안테나를 위한 전체 안테나 포트들 중 적어도 하나의 제 1 안테나 포트에 대한 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 단말로 송신하며, 상기 단말로부터, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 기반으로 상기 전체 안테나 포트들에 대한 채널 정보를 피드백 받도록 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시예에 따르면 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템에서의 기지국 및 단말의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 4는 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다.
도 5은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 7은 본 발명에 따른 능동 안테나 시스템(active antenna system: AAS)을 나타낸다.
도 8및 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 안테나 포트들을 나타낸다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project 롱-텀(long term) Evolution; 이하 "LTE"라 함), LTE-Advanced(이하 'LTE-A'라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS는 LTE(롱-텀(long term) Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말(User Equipment, UE)과 기지국(eNode B; eNB), 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.
한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청(Hybrid Automatic Repeat and request, HARQ) 관련 정보 등을 알려준다.
또한, 상향링크(Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network, CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.
무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
최근 3GPP는 LTE에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며, 이를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이션 또는 대역폭 어그리게이션(carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리어(component carrier)를 이용하여 전송된다.
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(200)에서의 기지국(205) 및 단말(210)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(200)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(205)과 하나의 단말(210)을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 기지국(205)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(215), 심볼 변조기(220), 송신기(225), 송수신 안테나(230), 프로세서(280), 메모리(285), 수신기(290), 심볼 복조기(295), 수신 데이터 프로세서(297)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(210)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(265), 심볼 변조기(270), 송신기(275), 송수신 안테나(235), 프로세서(255), 메모리(260), 수신기(240), 심볼 복조기(255), 수신 데이터 프로세서(250)를 포함할 수 있다. 안테나(230, 235)가 각각 기지국(205) 및 단말(210)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(205) 및 단말(210)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(205) 및 단말(210)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국(205) 및 단말(210)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.
나아가, 도 2 상에서 도시되지 아니하였으나, RF 체인(Radio Frequency Chain)은 안테나에서 필터 및 전력 앰프(power amp)를 합친 부분을 말한다. 구체적으로, RF 체인은 RF 송신 체인 혹은 RF 수신 체인으로 구성될 수 있다. RF 송신 체인은 DAC(Digital-to-Analog Converter), 주파수 상향 변환을 위한 믹서(Mixer), PA(Power Amplifier), 듀플렉서(duplexer) 및 다이플렉서(diplexer)를 포함한다. DAC는 기저대역에서 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 믹서는 기저대역 신호에 반송파를 곱함으로써 기저대역 신호를 대역 통과 신호로 변환한다. PA는 대역 통과 신호의 세기를 증가시킨다. 듀플렉서는 상향링크 신호와 하향링크 신호를 구별해주는 필터 역할을 한다. 다이플렉서는 서로 다른 (동작) 밴드를 구별해주는 필터 역할을 한다. RF 수신 체인은 다이플렉서, 듀플렉서, LNA(Low Noise Amplifier), 주파수 하향변환을 위한 믹서, ADC(Analog-to-Digital Converter)를 포함한다. LNA는 전송 과정에서 감쇄된 무선 신호의 세기를 증폭한다. 믹서는 대역 통과에 반송파를 곱함으로써 대역 통과 신호를 기저대역 신호로 변환한다. ADC는 기저대역에서 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(215)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(220)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(220)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (225)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(225)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서, 하향링크 신호는 안테나(230)를 통해 단말로 전송된다.
단말(210)에서, 안테나(235)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(240)로 제공한다. 수신기(240)는 수신된 신호를 조정 하여(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(245) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(255)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(245)는 프로세서(255)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(250)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (250)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping)) 하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(245) 및 수신 데이터 프로세서(250)에 의한 처리는 각각 기지국(205)에서의 심볼 변조기(220) 및 송신 데이터 프로세서(215)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(210)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(265)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(270)는 데이터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(275)로 제공한다. 송신기(275)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고, 이러한 상향링크 신호는 안테나(235)를 통해 기지국(205)으로 전송된다.
기지국(205)에서, 단말(210)로부터 상향링크 신호가 안테나(230)를 통해 를 수신되고, 수신기(290)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(295)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(297)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기(210)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(210) 및 기지국(205) 각각의 프로세서(255, 280)는 각각 단말(210) 및 기지국(205)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(255, 280)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(260, 285)들과 연결될 수 있다. 메모리(260, 285)는 프로세서(280)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
프로세서(255, 280)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(255, 280)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(255, 280)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(255, 280) 내에 구비되거나 메모리(260, 285)에 저장되어 프로세서(255, 280)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은, 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.
본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국(또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고, 협력 다중 전송 포인트(coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국(또는 셀)은 앵커 기지국(또는 셀)(anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.
다중 안테나 시스템
다중 안테나(MIMO) 기술은, 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.
도 3(a)는 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 NT개로, 수신 안테나의 수를 NR개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 전송률(transmission rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률(R0)에 하기의 수학식 3의 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
수학식 3
Figure PCTKR2015012204-appb-M000003
예를 들어, 4개의 전송 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4배의 전송률을 획득할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90년대 중반에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 NT개의 전송 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 전송 신호에 대해 살펴보면, NT개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 4와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2015012204-appb-M000004
한편, 각각의 전송 정보
Figure PCTKR2015012204-appb-I000035
에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure PCTKR2015012204-appb-I000036
라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 5과 같다.
수학식 5
Figure PCTKR2015012204-appb-M000005
또한,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000037
를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 6과 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2015012204-appb-M000006
한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure PCTKR2015012204-appb-I000038
에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 전송신호(transmitted signal)
Figure PCTKR2015012204-appb-I000039
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
Figure PCTKR2015012204-appb-I000040
는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 Wij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.
수학식 7
Figure PCTKR2015012204-appb-M000007
NR개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure PCTKR2015012204-appb-I000041
을 벡터로 나타내면 하기의 수학식 8과 같다.
수학식 8
Figure PCTKR2015012204-appb-M000008
한편, 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 hij 로 표시하기로 한다. 여기서, hij 의 인덱스의 순서는 수신 안테나 인덱스가 먼저, 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 3(b)는 NT개의 전송 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.
도 3(b)에 도시된 바와 같이 총 NT개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
수학식 9
Figure PCTKR2015012204-appb-M000009
또한, 상기 수학식 9과 같은 행렬 표현을 통해 NT개의 전송 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 10
Figure PCTKR2015012204-appb-M000010
실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, NR개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure PCTKR2015012204-appb-I000042
을 벡터로 표현하면 하기의 수학식 11과 같다.
수학식 11
Figure PCTKR2015012204-appb-M000011
상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 12와 같다.
수학식 12
Figure PCTKR2015012204-appb-M000012
한편, 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 H 의 행과 열의 수는 전송안테나와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H 에서 행의 수는 수신 안테나의 개수(NR)과 동일하고, 열의 수는 전송 안테나의 개수(NT)와 동일하다. 즉, 채널 행렬 H는 NR × NT 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로, 행렬의 랭크는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러므로, 행렬의 랭크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 랭크는 다음의 수학식 13에 의해 표현될 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2015012204-appb-M000013
다중 안테나 시스템의 운영(operation)을 위해 사용되는 다중 안테나 송수신 기법(scheme)은 FSTD(frequency switched transmit diversity), SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), TSTD(time switched transmit diversity) 등이 사용될 수 있다. 랭크 2 이상에서는 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 사용될 수 있다.
FSTD는 각 다중 안테나로 전송되는 신호마다 서로 다른 주파수의 부반송파를 할당함으로써 다이버시티 이득을 얻는 방식이다. SFBC는 공간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 효율적으로 적용하여 해당 차원에서의 다이버시티 이득과 다중 사용자 스케줄링 이득까지 모두 확보할 수 있는 기법이다. STBC는 공간 영역과 시간 영역에서 선택성을 적용하는 기법이다. CDD는 각 송신안테나간의 경로 지연을 이용하여 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. TSTD는 다중 안테나로 전송되는 신호를 시간으로 구분하는 기법이다. 공간 다중화는 안테나별로 서로 다른 데이터를 전송하여 전송률을 높이는 기법이다. GCDD는 시간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 적용하는 기법이다. S-VAP는 단일 프리코딩 행렬을 사용하는 기법으로, 공간 다이버시티 또는 공간 다중화에서 다중 코드워드를 안테나 간에 섞어주는 MCW(Multi Codeword) S-VAP와 단일 코드워드를 사용하는 SCW(Single Codeword) S-VAP가 있다.
위와 같은 MIMO 전송 기법들 중에서 STBC 기법은, 동일한 데이터 심볼이 시간 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 시간 다이버시티를 획득하는 방식이다. 유사하게, SFBC 기법은 동일한 데이터 심볼이 주파수 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 주파수 다이버시티를 획득하는 방식이다. STBC에 사용되는 시간 블록 코드 및 SFBC에 사용되는 주파수 블록 코드의 예시는 아래의 수식 14 및 15와 같다. 수식 14 는 2 전송 안테나 경우의, 수식 15는 4 전송 안테나의 경우의 블록 코드를 나타낸다.
수학식 14
Figure PCTKR2015012204-appb-M000014
수학식 15
Figure PCTKR2015012204-appb-M000015
수학식 14 및 15 에서 Si (i=1, 2, 3, 4)는 변조된 데이터 심볼을 나타낸다. 또한, 수학식 14 및 15의 행렬의 행(row)은 안테나 포트를 나타내고, 열(column)은 시간 (STBC의 경우) 또는 주파수 (SFBC의 경우)를 나타낸다.
한편, 전술한 MIMO 전송 기법들 중에서 CDD 기법은 지연 확산을 인위적으로 증가시켜 주파수 다이버시티를 증가시키는 방식이다. 도 4는 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다. 도 4(a)는 시간 영역에서의 순환 지연을 적용하는 방식을 나타낸다. 도 4(a)의 순환 지연을 적용하는 CDD 기법은, 도 4(b)와 같이 위상-시프트 다이버시티를 적용하는 것으로 구현될 수도 있다.
코드북 기반 프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단(예를 들어, 단말)이 송신단(예를 들어, 기지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.
미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
도 5는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 5에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
예를 들어, 다음의 표 1은 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 2는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 14.12.2015]　
표 1
Figure WO-DOC-TABLE-1
[규칙 제91조에 의한 정정 14.12.2015]　
표 2
Figure WO-DOC-TABLE-2
[규칙 제91조에 의한 정정 14.12.2015]　
상기 표 2 에서,
Figure WO-DOC-FIGURE-117a
는
Figure WO-DOC-FIGURE-117b
와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트
Figure WO-DOC-FIGURE-117c
로 얻어진다. 이 때,
Figure WO-DOC-FIGURE-117d
는 4×4 단일행렬을 나타내고
Figure WO-DOC-FIGURE-117e
는 표 2에서 주어지는 값이다.
상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은
Figure PCTKR2015012204-appb-I000048
총 6개가 된다. 또한, 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 상수 모듈러스(Constant modulus; CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0'을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이
Figure PCTKR2015012204-appb-I000049
으로 구성되는 특성을 의미한다.
피드백 채널 구조
기본적으로, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, 단말이 PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적(periodic)으로 채널정보를 피드백 하고, PUSCH의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.
확장된 안테나 구성(Antenna configuration)
도 6은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 6(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA(Uniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및/또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
도 6(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성(Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
한편, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 6(a) 및 도 6(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 도 6(c) 와 같이 이중-극성(dual-pole) (또는 크로스-극성(cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
코드북 구조(codebook structures)
전술한 바와 같이, 미리 정해진(pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시(Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트(phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.
Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋다, 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n x n DFT 행렬은 아래의 수학식 16과 같이 정의 될 수 있다.
수학식 16
Figure PCTKR2015012204-appb-M000016
상기 수학식 16 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태(rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 17은 예시적인 회전(rotated) DFTn 행렬을 나타낸다.
수학식 17
Figure PCTKR2015012204-appb-M000017
상기 수학식 17과 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전(rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
다음으로, 하우스홀더-기반(Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더-기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환(Householder Transform)에 사용되는 행렬이고, 하우스홀더 변환은, 선형 변환(linear transformation)의 일종이며 QR 분해(QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교(orthogonal) 행렬(Q)과 상삼각행렬(upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4×4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 18과 같다.
수학식 18
Figure PCTKR2015012204-appb-M000018
하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4×4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 n×n 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋(column subset)을 이용하여 n 보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.
8 전송 안테나를 위한 코드북
확장된 안테나 구성(예를 들어, 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어, RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Information) 등의 채널상태정보(Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더(dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIMO 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIMO 전송에 적용할 수 있다.
이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIMO 전송, 단일사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 및 다중사용자-MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준, 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
8 전송 안테나 MIMO 전송에 적용되는 코드북으로서, 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIMO 만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIMO 및 MU-MIMO 모두에 최적화되고, 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MU-MIMO 에 대해서, MU-MIMO 에 참여하는 단말들이 상관 영역(correlation domain)에서 구별되도록(separated) 하는 것이 바람직하다. 따라서, MU-MIMO 를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 벡터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로, 랭크-2까지의 코드북 집합에 DFT 벡터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파(scattering propagation) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내(indoor) 환경 등)에서는, MIMO 전송 방식으로 SU-MIMO 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 랭크-2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은, 다중-레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MIMO 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성(낮은-상관, 높은-상관, Cross-polarization 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서, 낮은-상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나, 높은-상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은-상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.
한편, Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬(block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에, 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
코드북 설계 기준은, 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 유한 알파벳, 적절한 코드북 크기, 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈-10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어, 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나, MU-MIMO 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는, 랭크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
전술한 내용을 바탕으로, 본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방안을 제안한다. 본 발명은 특히 송신단이 수평 안테나에 수직 안테나를 함께 설치한 2차원 배열(2D-array) 형태의 안테나를 활용한 3D MIMO(혹은 Full-Dimension) 시스템을 이용할 때 효과적이며, 대표적인 실시 예로서 송신단이 CSI-RS(Channel State Information-Reference Signal)를 보낼 때, 일부의 안테나 포트를 이용하는 방법을 구체적으로 설명한다.
LTE Rel-12 이후에 AAS(Adaptive Antenna System)를 활용한 안테나 시스템이 사용됨을 고려하고 있다. AAS는 이전의 패시브 안테나(passive antenna) 시스템에 비해 각각의 안테나의 빔 패턴(beam pattern)을 변화시켜 능동적으로 전체 안테나 빔 패턴을 조절할 수 있을 것으로 기대한다. 이러한 안테나 빔 패턴 조절은 간섭을 줄이거나, 채널 이득을 높이는데 도움을 주어 결과적으로 전체 시스템 성능을 높일 수 있다. 이러한 AAS를 2차원으로 구축(2D-AAS)하게 되면, 안테나 패턴 측면에서 안테나의 메인 로브(main lobe)를 3차원적으로 좀 더 효율적으로 조절하여, 수신기의 위치에 따라 좀 더 적극적으로 송신빔을 변화시키는 것이 가능하다.
도 7 은 상술한 2D-AAS의 일 예를 나타낸다. 도 7과 같이 안테나를 수직 방향과 수평 방향으로 설치하여, 다량의 안테나 시스템을 구축하게 될 것으로 기대된다.
상술한 2D-AAS가 도입될 경우, 송신단으로부터 수신단까지의 채널을 수신단에게 알려 주기 위해 송신단은 CSI-RS를 송신할 필요가 있다. 기존 LTE시스템에서는 이러한 CSI-RS가 2 ports, 4 ports, 8 ports CSI-RS 로 설계되어 있으며, 각각의 n-ports CSI-RS는 하나의 자원 블록(RB)에 n개의 자원 요소(RE)를 사용하도록 정의되어 있다. 따라서, 만약, 2D-AAS의 경우, 안테나가 수직 방향으로 8개, 수평 방향으로 8개가 있어 전체 64개의 안테나를 가졌다면, 기존의 방식으로는 하나의 자원 블록(RB)에 64개의 자원 요소(RE)를 CSI-RS를 위해서 사용해야 한다. 따라서, 기존 CSI-RS 설정을 다차원 안테나 시스템에 동일하게 적용하는 경우, 안테나 개수의 증가에 따른 CSI-RS 오버헤드가 문제될 수 있다.
이하, 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여, 2D-AAS로부터 수신단으로의 채널을 수학식 19와 같이 크로네커-곱(kronecker product)로 나타낼 수 있음을 가정한다.
수학식 19
Figure PCTKR2015012204-appb-M000019
수학식 19에서
Figure PCTKR2015012204-appb-I000050
는 송신단에서 수신단까지 전체 채널을 의미하고,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000051
는 송신단에서
Figure PCTKR2015012204-appb-I000052
번째 수신 안테나까지 채널을 의미한다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000053
와
Figure PCTKR2015012204-appb-I000054
는 각각 수직방향과 수평방향의 안테나 요소(또는 안테나 포트)에서 수신단의
Figure PCTKR2015012204-appb-I000055
번째 안테나로 전송되는 채널을 의미한다. 도 7을 참조하여 설명하면,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000056
는 수직 블록(예, A 블록)의 안테나만 존재한다고 가정하고 수직 블록(즉, A블록) 안테나로부터 수신단의
Figure PCTKR2015012204-appb-I000057
번째 안테나에 대한 채널을 의미한다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000058
는 수평 블록(예, B 블록)의 안테나만 존재한다고 가정하고, 수평 블록(즉, B 블록)의 안테나로부터 수신단의
Figure PCTKR2015012204-appb-I000059
번째 안테나에 대한 채널을 의미한다. 설명의 편의를 위해 임의의 1개의 수신 안테나 입장에서 본 발명의 일 실시예를 설명을 하며, 본 발명의 실시예는 다른 수신 안테나에도 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 이하 설명에서는 수학식 20과 같이 송신단에서
Figure PCTKR2015012204-appb-I000060
인덱스 표시를 제거한 임의의 수신 안테나까지의 채널만을 중심으로 설명한다.
수학식 20
Figure PCTKR2015012204-appb-M000020
수학식 20은 실제 채널에 적용되는 경우 정확하지 않을 수 있다. 즉, 수학식 20은 채널이 멀티-경로(multi-path)가 아닌 한 개의 경로(path)로만 형성될 경우에는 정확할 수 있으나, 수백 개의 경로(path)가 모여 있을 경우 크로네커-곱(kronecker product) 성질을 만족하지 않을 수 있다. 특히, 도미넌트(dominant)한 경로(path)가 다른 경로(path)들에 비해 높은 전력을 가지고 있을수록 크로네커-곱(kronecker product)성질을 잘 만족할 것이다. 예를 들어, LOS(Line of Sight)환경에서는 좀 더 잘 동작할 수 있으나, 그렇지 않은 경우에는 잘 적용되지 않을 수 도 있다.
따라서, 본 발명에서는, 멀티-경로의 경우에도 크로네커-곱 성질을 좀 더 보완하기 위해, 채널을 측정(estimation)하기 위해 보여주는 안테나 요소들을 수평/수직 도메인 상에서 중간 범위의 안테나 요소/포트를 설정해줄 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예를 설명하기 위한 참고도이다. 도 8을 참조하여 설명하면, UE는 도 8과 같이 수직/수평 안테나 요소/포트들 중 중간 범위/영역에 위치하는 안테나 요소/포트들을 이용하여 채널 추정을 수행할 수 있다.
도 8에서 수평 블록(이하, H block)은 기지국의 수평 안테나에서 UE까지의 채널을 위해 설정할 수평 안테나 요소들이고, 수직 블록(이하, V block)은 기지국의 수직 안테나에서 UE까지의 채널을 위해 설정할 수직 안테나 요소들이다. 도 8에서는 H block과 V block을 전체 안테나 영역에서 가장자리가 아닌 중심에서 가까운 위치에 배치함으로써, 별도의 정보가 주어지지 않은 안테나들의 채널들 역시, 크로네커-곱(kronecker product)를 이용하여 채널 추정(estimation)할 때, 좀 더 잘 검출(detection)되도록 지원할 수 있다.
그러나, 일부의 안테나의 채널을 이용하여 전체 채널을 복원한다는 측면에서는 사실, 크로네커-곱(kronceker product)을 사용하는 것보다는 도 9와 같이 전체 안테나 영역(antenna domain)에서 참조 신호(RS)를 위해 사용할 안테나를 골고루 배치할 수 도 있다.
도 9은 본 발명의 일 실시예를 설명하기 위한 참고도이다. 도 9는 도 8에 비해 복원해야 할 채널을 가진 안테나 요소/포트들로부터 인접한 곳에 항상 참조 신호(RS)를 전송할 안테나들이 배치되어 있기 때문에 전체 채널을 복원이 보다 효율적으로 수행될 수 도 있다.
이렇게 전체 안테나에서 일부 안테나에서만 참조 신호(RS)를 전송할 경우, 안테나 영역(antenna domain)에서 어떤 위치의 안테나들에서 참조 신호(RS)를 전송할지는 매우 중요한 이슈이다. 참조 신호(RS)를 전송할 안테나의 위치는 기지국이 가지고 있는 안테나마다 달라질 것이고, UE는 이러한 참조 신호(RS)를 전송하는 안테나의 위치와, 참조 신호(RS)가 전송되지 않으나 복원해야 할 안테나의 위치를 알고 있어야 전체 채널을 복원해 낼 수 있다.
또한, 기지국의 안테나는 다양한 형태의 다양한 배열의 안테나로 설치될 수 있을 것이고, 모든 형태의 안테나마다 참조 신호(RS)를 전송할 안테나의 위치를 미리 정의하는 것은 효율적이지 않다. 나아가, 만약 몇 가지 형태의 안테나만을 위해서 참조 신호(RS)를 전송할 안테나의 위치를 설계했다면, 그 이외의 안테나들을 사용하는 데는 제약이 따를 수 있다.
이하, 본 발명의 구체적인 실시예에서, 본 발명의 설명을 위해 안테나 포트는 1개 또는 여러 개의 안테나 요소로 구성된 한 개의 논리적인 안테나를 의미할 수 있다. 예를 들어, 도 9는 이러한 논리적인 안테나를 의미하는 안테나 포트의 상대적 거리를 통해 나타나져 있다고 가정될 수 있다.
본 발명에서는 이렇게 현재 사용할 전체 안테나 포트에서 일부 안테나 포트에서만 참조 신호(RS)를 전송하고 나머지 안테나 포트의 채널은 참조 신호(RS)가 전송된 안테나 포트들의 채널을 이용하여 복원할 경우, 참조 신호(RS)가 전송되지 않는 안테나 포트의 복원을 위한 정보를 기지국이 UE에게 시그널링을 통하여 지시해줄 수 있다. 여기서, 본 발명의 시그널링은 은 RRC 시그널링(Radio Resource Control signaling)을 사용하거나, MIB(master information block) 또는 SIB(system information block)를 통해 지시될 수 있다. 또한, 이러한 시그널링은, 기지국마다 고정값을 사용하도록 설정될 수 있으나, 반-정적(semi static)하게 설정될 수 도 있다.
먼저, 기지국은 참조 신호(RS)로 전송할 안테나 포트를 UE에게 알려 준다. 예를 들어, 기지국은 CSI-RS 설정을 통하여 본 발명이 적용되는 안테나 포트에 대한 정보를 송신할 수 있다. 이러한 경우, 단말은 CSI-RS 설정을 통하여 안테나 포트의 개수등이 지시된 경우, AAS를 이용한 참조 신호의 송신이 수행될 것이라고 간주할 수 있다.
예를 들어, 도 9에서와 같이 참조 신호(RS)를 1, 3, 6, 8, 9, 11, 14, 16번 안테나 포트에서 전송한다고 가정한다. 기지국은 UE에게 1, 3, 6, 8, 9, 11, 14, 16번 안테나 포트의 안테나를 사용해서 참조 신호(RS)를 전송할 것이라는 정보를 지시해 줄 수 있다. 여기서, 상술한 안테나 포트의 번호의 예(즉, 1, 3, 6, 8, 9, 11, 14, 16)는 설명의 편의를 위하여 순차적으로 예시한 것일 뿐, 전체 안테나 영역, 안테나 개수, 참조 신호를 전송하는 안테나 포트간의 상대적 거리등에 의하여 설정될 수 도 있다.
여기서, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 번호는 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수를 묵시적으로 지시할 수 도 있다. 즉, 기지국은 전송할 안테나 포트의 개수에 따라, 전송해주는 안테나 포트의 정보가 상이할 수 있다. 예를 들어, 기지국이 2개의 안테나 포트를 이용하여 참조 신호를 송신하는 경우에는 1, 3번 안테나 포트만을 지시할 수 있으나, 4개의 안테나 포트를 이용하여 참조 신호를 전송하는 경우에는 1, 3, 6, 8번 안테나 포트를 지시할 수 있다. 즉, 기지국은 미리 설정되거나 시그널링된 안테나 포트의 정보에 기반하여, 안테나 개수에 따라 결정된 안테나 포트의 번호를 지시해줄 수 있다.
또한, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수마다 안테나 포트의 번호를 알려주는 경우에는, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수의 최대값일 때만 안테나 포트의 번호를 알려 줄 수 있다. 그리고, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수의 최대값보다 작은 경우에는 최대값일 때 전송 받은 안테나 포트의 번호들의 집합의 서브-셋(subset)으로 가정될 수 있다. 이 때의 서브셋(subset)은 기지국과 UE간에 사전에 정의할 수 있다. 예를 들어, 최대 8개의 안테나 포트 1, 3, 6, 8, 9, 11, 14, 16번을 참조 신호(RS)를 전송한다고 UE에게 기지국이 알려준 경우, 기지국과 UE는 4개의 안테나 포트가 지시/설정되면, 1, 3, 6, 8번의 안테나 포트를 사용할 것이라고 판단할 수 있다.
나아가, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 번호를 UE에게 알려줄 때, 수직 안테나와 수평 안테나 각각을 위해서 구분하여 알려줄 수도 있다. 예를 들어, 도 9에서 안테나 포트 1, 3, 9, 11에서 참조 신호(RS)가 전송된다고 가정하면, 기지국은 수직 안테나 1, 3 번과 수평 안테나 1, 3 번을 명시해서 각각 알려줄 수 있다. 따라서, UE는 기지국으로부터 수신된 수직 안테나 정보와 수평 안테나 정보에 대응되는 특정 안테나 포트들을 사용할 것이라고 판단할 수 있다. 이러한 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 번호는 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수마다 모두 전송해줄 수도 있다.
또한, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수마다 수직 안테나 포트의 번호와 수평 안테나 포트의 번호를 알려주는 경우에도, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수의 최대값일 때만 안테나 포트의 번호를 알려 줄 수 있다. 그리고, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수의 최대값보다 작은 경우에는 최대값일 때 전송 받은 수평 안테나 포트와 수직 안테나 포트의 집합의 서브-셋(subset)으로 가정될 수 있다. 이 때의 서브-셋(subset)도 상술한 바와 같이 기지국과 UE간에 사전에 정의할 수 있다.
또는, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 번호가 특정적으로 사용되지 않을 경우, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수만을 UE에게 알려줄 수 있다. 이 때, UE가 8개의 안테나 포트에서 참조 신호(RS)가 전송된다는 정보를 받았다면, 참조 신호(RS)의 포트를 a, b, c, d, e, f, g, h 포트의 안테나를 이용할 것이라고 가정할 수 있다. 이렇게 참조 신호(RS)로 사용할 안테나의 개수만 알려주는 경우에는 사전에 참조 신호(RS)를 전송할 안테나의 포트 번호가 무엇인지 기지국과 UE간에 약속할 수 있다. 특별히 정의되어 있는 값이 없다면, 순차적으로 a, b, c, d, e, f, g, h 안테나 포트를 의미할 수 있다(여기서, a, b, c, d, e, f, g, h 는 임의로 설정된 8개의 안테나 포트를 나타낸다.)
또는, 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수만을 기지국이 UE에게 알려줄 경우, 기지국은 CSI-RS 설정(CSI-RS configuration)시 안테나 포트의 개수를 알려줄 수 도 있다. 이렇게 참조 신호(RS)로 사용할 안테나의 개수만 알려주는 경우에는 사전에 참조 신호(RS)를 전송할 안테나의 포트 번호가 무엇인지 기지국과 UE간에 약속될 수 있다. 특별히 정의되어 있는 값이 없다면, 순차적으로 a, b, c, d, e, f, g, h 포트를 의미할 수 도 있다.
또는, 기지국의 수직 안테나 개수와 수평 안테나 개수의 조합에 따라 참조 신호(RS)를 전송할 안테나 포트의 개수를, 기지국과 UE 사이에 사전에 약속할 수 있다. 이런 경우, 기지국은 어떤 안테나 포트에서 참조 신호(RS)가 전송되는지를 비트맵(bitmap)으로 UE에게 알려줄 수 있다.
UE는 사전에 도 9와 같이 사각형 형태의 안테나 영역임을 가정하고, 기지국이 비트맵으로 알려준 참조 신호(RS)를 전송하는 안테나 포트의 위치를 결정할 수 있다. 그리고, UE는 자동적으로 참조 신호(RS)가 전송되지 않은 안테나 포트의 위치를 알게 되므로, 이러한 정보를 기반으로 참조 신호가 전송된 안테나 포트의 채널을 이용하여 참조 신호(RS)가 전송되지 않은 안테나 포트의 채널을 추정할 수 있다.
기지국이 참조 신호(RS)로 전송할 안테나 포트를 UE에게 알려 준경우, UE가 채널을 복원하는 방안을 설명한다.
여기서, 기지국이 알려준 안테나 포트를
Figure PCTKR2015012204-appb-I000061
안테나 포트라고 가정하고, 안테나 포트의 정보를 모두 전송하는 경우라고 가정한다. 만약, 8개의 안테나 포트를 참조 신호(RS) 전송을 위해 사용한다면 1, 3, 6, 8, 9, 11, 14, 16번을
Figure PCTKR2015012204-appb-I000062
안테나 포트라고 생각할 수 있다.
기지국은 참조 신호(RS)가 전송되지 않은 안테나 포트의 개수와 그 안테나 포트들의 채널을 어떻게 복원하는지에 대한 방법을 시그널링 해준다.
예를 들어, RS가 전송되지 않은 안테나 포트의 개수를 UE에게 알려줄 때, 안테나 포트의 번호도 함께 알려줄 수도 있다.
즉, 참조 신호(RS)가 전송된 안테나 포트의 채널을
Figure PCTKR2015012204-appb-I000063
라고 가정한다.
Figure PCTKR2015012204-appb-I000064
는 기지국의
Figure PCTKR2015012204-appb-I000065
안테나 포트와 UE의 수신 안테나 1개간의 채널이라고 가정한다. (
Figure PCTKR2015012204-appb-I000066
)
이 때, 참조 신호(RS)가 전송되지 않은 안테나 포트의 채널들은 참조 신호(RS)가 전송된 안테나 포트의 채널들의 가중치 합(weighted sum)으로 계산될 수 있다. 나아가, 기지국은 참조 신호(RS)가 전송되지 않은 안테나 포트마다의 가중치(weight)를 UE에게 시그널링해줄 수 있다.
예를 들어, 참조 신호(RS)가 전송되지 않는 안테나 포트 번호를
Figure PCTKR2015012204-appb-I000067
이라고 가정하자. 그리고, 기지국은 각각의
Figure PCTKR2015012204-appb-I000068
(
Figure PCTKR2015012204-appb-I000069
) 안테나 포트에 대해서 가중치인
Figure PCTKR2015012204-appb-I000070
를 알려 준다. 여기서,
Figure PCTKR2015012204-appb-I000071
는
Figure PCTKR2015012204-appb-I000072
에 곱해줄 가중치(weight)를 의미한다.
그리고, 단말은 참조 신호(RS)가 전송되지 않은 안테나 포트에 대한 채널은, 가중치와 참조 신호(RS)를 전송한 안테나 포트의 채널을 이용해 가중치 합(weighted sum)으로
Figure PCTKR2015012204-appb-I000073
로 계산할 수 있다.
이 때, 가중치(weight) 전체
Figure PCTKR2015012204-appb-I000074
는 사전에 기지국과 UE간에 정의된 복수의 집합에서 선택할 수 있으며, 혹은 개별적인 가중치(Weight)
Figure PCTKR2015012204-appb-I000075
가 사전에 기지국과 UE간에 정의된 복수의 값들 중 선택될 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processo참조 신호(RS)), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
상술한 바와 같은 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (10)

  1. 풀-디멘션(Full-dimension) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 참조 신호 송신 방법에 있어서,
    상기 풀-디멘션 안테나 연관 참조 신호 전송을 위한 안테나 포트의 개수를 지시하는 채널상태정보-참조신호(Channel State Information-Reference Signal, CSI-RS) 설정을 단말로 송신하는 단계;
    상기 풀-디멘션 안테나를 위한 전체 안테나 포트들 중 적어도 하나의 제 1 안테나 포트에 대한 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 상기 단말로 송신하는 단계; 및
    상기 단말로부터, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 기반으로, 상기 전체 안테나 포트들에 대한 채널 정보를 피드백 받는 단계를 포함하는,
    참조 신호 송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은,
    상기 풀-디멘션 안테나가 지원되는 경우에 한하여, 상기 안테나 포트의 개수를 지시하도록 구성된 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은,
    상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트의 번호를 모두 지시하도록 구성된 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 위한 서브셋 정보를 더 포함하고,
    상기 서브셋 정보는,
    상기 안테나 포트의 개수가 상기 전체 안테나 포트들의 개수보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트의 번호를 지시하기 위하여 사용되는 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널상태정보-참조신호(CSI-RS) 설정은,
    상기 풀-디멘션 안테나를 위한 수평 안테나 도메인 및 수직 안테나 도메인 정보를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트는,
    상기 수평 안테나 도메인 정보 및 상기 수직 안테나 도메인 정보의 조합으로 지시되는 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 수평 안테나 도메인 정보 및 상기 수직 안테나 도메인 정보는 비트맵(bitmap)을 이용하여 지시되는 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 정보는,
    상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 위한 제 1 채널 정보 및 상기 전체 안테나 포트들 중 상기 제 1 안테나 포트를 제외한 제 2 안테나 포트들을 위한 제 2 채널 정보를 포함하며,
    상기 제 2 채널 정보는,
    상기 제 1 채널 정보와 상기 제 2 안테나 포트들을 위한 가중치 정보를 이용하여 측정되는 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 가중치 정보는,
    상기 기지국과 상기 단말 사이에 미리 설정된 복수의 가중치 집합 중 선택되는 것을 특징으로 하는,
    참조 신호 송신 방법.
  9. 풀-디멘션(Full-dimension) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 송신하는 기지국에 있어서,
    무선 주파수 유닛; 및
    프로세서를 포함하며,
    상기 프로세서는, 상기 풀-디멘션 안테나 연관 참조 신호 전송을 위한 안테나 포트의 개수를 지시하는 채널상태정보-참조신호(Channel State Information-Reference Signal, CSI-RS) 설정을 단말로 송신하고, 상기 풀-디멘션 안테나를 위한 전체 안테나 포트들 중 적어도 하나의 제 1 안테나 포트에 대한 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 단말로 송신하며, 상기 단말로부터, 상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 기반으로 상기 전체 안테나 포트들에 대한 채널 정보를 피드백 받도록 구성되는,
    기지국.
  10. 풀-디멘션(Full-dimension) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 참조 신호 수신 방법에 있어서,
    기지국으로부터, 상기 풀-디멘션 안테나 연관 참조 신호 전송을 위한 안테나 포트의 개수를 지시하는 채널상태정보-참조신호(Channel State Information-Reference Signal, CSI-RS) 설정을 수신하는 단계;
    상기 상기 기지국으로부터 상기 풀-디멘션 안테나를 위한 전체 안테나 포트들 중 적어도 하나의 제 1 안테나 포트에 대한 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 수신하는 단계; 및
    상기 적어도 하나의 제 1 안테나 포트를 기반으로, 상기 전체 안테나 포트들에 대한 채널 정보를 피 상기 기지국으로 피드백하는 단계를 포함하는,
    참조 신호 수신 방법.
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