WO2016028063A1 - 무선 접속 시스템에서 신호를 복조하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 접속 시스템에서 신호를 복조하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2016028063A1
WO2016028063A1 PCT/KR2015/008620 KR2015008620W WO2016028063A1 WO 2016028063 A1 WO2016028063 A1 WO 2016028063A1 KR 2015008620 W KR2015008620 W KR 2015008620W WO 2016028063 A1 WO2016028063 A1 WO 2016028063A1
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csi
signal
equation
received
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PCT/KR2015/008620
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노광석
정재훈
한진백
이은종
김진민
최국헌
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엘지전자 주식회사
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    • H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
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    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for demodulating a modulated signal in a wireless access system using a modulation technique and an apparatus supporting the same.
  • Multi-Input Multi-Output is a technology that improves the transmission and reception efficiency of data by using multiple transmission antennas and multiple reception antennas, instead of using one transmission antenna and one reception antenna.
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the receiving side receives data through a single antenna path, but using multiple antennas, the receiving end receives data through multiple paths. Therefore, the data transmission speed and the transmission amount can be improved, and the coverage can be increased.
  • Single-cell MIMO operation is a single user-MIMO (SU-MIMO) scheme in which one terminal receives a downlink signal in one cell and two or more terminals are downlinked in one cell. It can be divided into a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme for receiving a link signal.
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which the strength of a signal is rapidly changed due to multipath-time delay in a wireless communication system environment.
  • a reference signal known to both the transmitter and the receiver is required.
  • the reference signal may simply be referred to as a reference signal (RS) or a pilot according to the applied standard.
  • the downlink reference signal is a coherent such as a Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH), a Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), a Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), and a Physical Downlink Control CHannel (PDCCH). Pilot signal for demodulation.
  • the downlink reference signal includes a common reference signal (CRS) shared by all terminals in a cell and a dedicated reference signal (DRS) only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • DRS dedicated reference signal
  • DRS-based data demodulation is considered to support efficient reference signal operation and advanced transmission scheme. That is, DRSs for two or more layers may be defined to support data transmission through an extended antenna. Since the DRS is precoded by the same precoder as the data, it is possible to easily estimate channel information for demodulating the data at the receiver without additional precoding information.
  • a method for demodulating a signal in a wireless access system includes: receiving a modulated signal having a modulation order of 2 m (m is a natural number); determining a first demodulation constellation placement corresponding to k th (k is an even number among natural numbers less than m) m bits; Determining a second demodulation constellation arrangement corresponding to the nth bit (n is an odd number of m or less natural numbers) of the m bits; And demodulating the modulated signal received using the first and second demodulation constellation arrangements, wherein the first constellation arrangements are square matrices of size 2 (m / 2 + 1)-(k / 2). This can have a repeating pattern.
  • the square matrix M k may satisfy the following equation except for the largest even bit among the natural numbers less than or equal to m.
  • the demodulating may include remapping the received modulation signal using the following equation.
  • y I is the real part of the received modulated signal
  • yI ' is the real part of the remapped signal
  • y Q is the imaginary part of the received modulated signal
  • y Q ' is the real part of the remapped signal.
  • An imaginary part, z is the magnitude of the square matrix
  • the demodulating may include determining a sign by using the following equation.
  • y I is the real part of the received modulation signal
  • y Q is the imaginary part of the received modulation signal
  • z is the magnitude of the square matrix
  • the demodulating on the largest even-numbered bit among the natural numbers less than or equal to m among the k-th bits may include remapping using the following equation.
  • y I is the real part of the received modulated signal
  • yI ' is the real part of the remapped signal
  • y Q is the imaginary part of the received modulated signal
  • y Q ' is the real part of the remapped signal.
  • An imaginary part, z is the magnitude of the square matrix
  • the demodulating on the largest even-numbered bit among the natural numbers less than or equal to m among the k-th bits may include determining a sign by using the following equation.
  • y I is the real part of the received modulation signal and y Q is the imaginary part of the received modulation signal.
  • the demodulating may include remapping using the following equation.
  • y Q is the imaginary part of the modulated signal received
  • y Q ' is the imaginary part of the remapped signal
  • z is the magnitude of the square matrix
  • the demodulating may include determining a sign by using the following equation.
  • y Q is the imaginary part of the modulated signal received and z is the magnitude of the square matrix.
  • a terminal for demodulating a signal in a wireless access system includes a radio frequency (RF) unit; And a processor, wherein the processor receives a modulated signal having a modulation order of 2 m (m is a natural number), and includes a first demodulation corresponding to the k th bit (k is an even number among natural numbers less than or equal to m) of m bits; Determine a constellation arrangement, determine a second demodulated constellation arrangement corresponding to n (n is an odd number of natural numbers below m) of the m bits, and determine the first and second demodulated constellation arrangements. It is configured to demodulate the modulated signal received using, and the first constellation arrangement may have a pattern in which a square matrix of size 2 (m / 2 + 1)-(k / 2) is repeated.
  • RF radio frequency
  • the square matrix M k may satisfy the following equation except for the largest even bit among the natural numbers less than or equal to m.
  • the processor may remap the received modulation signal using the following equation with respect to bits except the largest even bit among the natural numbers less than or equal to m among the kth bits.
  • y I is the real part of the received modulated signal
  • yI ' is the real part of the remapped signal
  • y Q is the imaginary part of the received modulated signal
  • y Q ' is the real part of the remapped signal.
  • An imaginary part, z is the magnitude of the square matrix
  • the processor may determine a sign by using the following equation.
  • y I is the real part of the received modulation signal
  • y Q is the imaginary part of the received modulation signal
  • z is the magnitude of the square matrix
  • the processor may remap the following equation.
  • y I is the real part of the received modulated signal
  • yI ' is the real part of the remapped signal
  • y Q is the imaginary part of the received modulated signal
  • y Q ' is the real part of the remapped signal.
  • An imaginary part, z is the magnitude of the square matrix
  • the processor may determine a sign by using the following equation.
  • y I is the real part of the received modulation signal and y Q is the imaginary part of the received modulation signal.
  • the processor may remap using the following equation.
  • y Q is the imaginary part of the modulated signal received
  • y Q ' is the imaginary part of the remapped signal
  • z is the magnitude of the square matrix
  • the processor may determine a sign by using the following equation.
  • y Q is the imaginary part of the modulated signal received and z is the magnitude of the square matrix.
  • a method for demodulating a modulated signal in a wireless access system using a modulation technique and an apparatus supporting the same can be provided.
  • 1 is a diagram illustrating a structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a pattern of a conventional CRS and DRS.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DM RS pattern.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a method in which a CSI-RS is periodically transmitted.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining an example of a method in which a CSI-RS is transmitted aperiodically.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example in which two CSI-RS configurations are used.
  • FIG. 15 illustrates an example of obtaining a LLR value for a bit at a specific position by using 16-QAM Gray mapping as an example.
  • FIG. 16 shows an example of '1' and '0' point regions when BAB de-mapper is applied to 16-QAM SP mapping.
  • FIG. 17 shows an example of '1' and '0' point regions when the BAB de-mapper is applied to 256-QAM SP mapping.
  • 19 shows a pattern repetition minimum unit matrix for 256QAM SP mapping even bits.
  • 21 shows a baseline for the symmetry zone for 256QAM SP mapping odd bits.
  • 22 is a flowchart illustrating an example of an embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 illustrates a base station and a terminal that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an access point (AP), and the like.
  • the repeater may be replaced by terms such as relay node (RN) and relay station (RS).
  • the term “terminal” may be replaced with terms such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and the like.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-Advanced (LTE-A) system and 3GPP2 system. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system). For clarity, the following description focuses on the 3GPP LTE and LTE-A standards, but the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a cyclic prefix (CP).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • normal CP normal CP
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be seven.
  • the OFDM symbol is configured by an extended CP, since the length of one OFDM symbol is increased, the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • the structure of the radio frame is only an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located in the k-th subcarrier and the l-th OFDM symbol.
  • one resource block includes 12x7 resource elements (in the case of an extended CP, it includes 12x6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • NDL is the number of resource blocks included in a downlink slot. The value of NDL may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of a base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • Up to three OFDM symbols at the front of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), and a Physical HARQ Indicator Channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCH Physical Downlink Control Channel
  • PHICH Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a response of uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of the downlink shared channel (DL-SCH), resource allocation information of the uplink shared channel (UL-SCH), paging information of the paging channel (PCH), system information on the DL-SCH, on the PDSCH Resource allocation of upper layer control messages such as random access responses transmitted to the network, a set of transmit power control commands for individual terminals in an arbitrary terminal group, transmission power control information, and activation of voice over IP (VoIP) And the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCEs Control Channel Elements
  • the CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • the CRC is masked with an identifier called a Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • a paging indicator identifier P-RNTI
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI Random Access-RNTI
  • RA-RNTI may be masked to the CRC to indicate a random access response that is a response to the transmission of the random access preamble of the terminal.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MIMO technology does not rely on a single antenna path to receive an entire message. The entire data may be received by combining a plurality of pieces of data received through.
  • MIMO technology includes a spatial diversity technique and a spatial multiplexing technique.
  • the spatial diversity scheme can increase transmission reliability or widen a cell radius through diversity gain, which is suitable for data transmission for a mobile terminal moving at high speed.
  • Spatial multiplexing can increase the data rate without increasing the bandwidth of the system by simultaneously transmitting different data.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the number of transmit antennas is increased to NT and the number of receive antennas is increased to NR
  • theoretical channel transmission is proportional to the number of antennas, unlike a case where only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver. Dose is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate may theoretically increase as the rate of increase rate Ri multiplied by the maximum transmission rate Ro when using a single antenna.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained. Since the theoretical capacity increase of multi-antenna systems was proved in the mid 90's, various techniques to actively lead to the actual data rate improvement have been actively studied. In addition, some technologies are already being reflected in various wireless communication standards such as 3G mobile communication and next generation WLAN.
  • the research trends related to multi-antennas to date include the study of information theory aspects related to the calculation of multi-antenna communication capacity in various channel environments and multi-access environments, the study of wireless channel measurement and model derivation of multi-antenna systems, improvement of transmission reliability, and improvement of transmission rate. Research is being actively conducted from various viewpoints, such as research on space-time signal processing technology.
  • the communication method in a multi-antenna system will be described in more detail using mathematical modeling. It is assumed that there are NT transmit antennas and NR receive antennas in the system.
  • the transmission signal when there are NT transmit antennas, the maximum information that can be transmitted is NT. Each transmission information may have a different transmission power.
  • the transmission signal x may be considered in different ways according to two cases (for example, spatial diversity and spatial multiplexing).
  • spatial multiplexing different signals are multiplexed and the multiplexed signal is sent to the receiving side so that the elements of the information vector (s) have different values.
  • spatial diversity the same signal is repeatedly transmitted through a plurality of channel paths so that the elements of the information vector (s) have the same value.
  • a combination of spatial multiplexing and spatial diversity techniques can also be considered. That is, the same signal may be transmitted through, for example, three transmit antennas according to a spatial diversity scheme, and the remaining signals may be spatially multiplexed and transmitted to the receiver.
  • channels may be divided according to transmit / receive antenna indexes.
  • a channel passing from the transmitting antenna j to the receiving antenna i will be denoted as hij. Note that in hij, the order of the index is the receive antenna index first, and the index of the transmit antenna is later.
  • FIG. 5 (b) shows a channel from NT transmit antennas to receive antenna i.
  • the channels may be bundled and displayed in vector and matrix form.
  • the real channel is added with white noise (AWGN) after going through the channel matrix.
  • AWGN white noise
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other. Thus, the rank of the matrix cannot be greater than the number of rows or columns.
  • 'rank' indicates the number of paths that can independently transmit a signal
  • 'number of layers' indicates the number of signal streams transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of ranks used for signal transmission, unless otherwise specified, the rank has the same meaning as the number of layers.
  • the transmitted packet is transmitted through a wireless channel
  • signal distortion may occur during the transmission process.
  • the distortion In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion must be corrected in the received signal using the channel information.
  • a method of transmitting the signal known to both the transmitting side and the receiving side and finding the channel information with the distortion degree when the signal is received through the channel is mainly used.
  • the signal is called a pilot signal or a reference signal.
  • RSs can be classified into two types according to their purpose.
  • One is an RS used for channel information acquisition, and the other is an RS used for data demodulation. Since the former is an RS for allowing the terminal to acquire downlink channel information, the former should be transmitted over a wide band, and even if the terminal does not receive downlink data in a specific subframe, it should be able to receive and measure the corresponding RS.
  • Such RS is also used for measurement for handover and the like.
  • the latter is an RS that is transmitted together with the corresponding resource when the base station transmits a downlink, and the terminal can estimate the channel by receiving the corresponding RS, thus demodulating data. This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the existing 3GPP LTE (eg, 3GPP LTE Release-8) system
  • two types of downlink RSs are defined for unicast services.
  • One of them is a common RS (CRS) and the other is a dedicated RS (DRS).
  • CRS is used for measurement of channel state information, measurement for handover, and the like, and may be referred to as cell-specific RS.
  • DRS is used for data demodulation and may be referred to as UE-specific RS.
  • DRS is used only for data demodulation, and CRS can be used for both purposes of channel information acquisition and data demodulation.
  • the CRS is a cell-specific RS and is transmitted every subframe for a wideband.
  • the CRS may be transmitted for up to four antenna ports according to the number of transmit antennas of the base station. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and if four, CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating patterns of CRSs and DRSs on one resource block (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers in frequency in case of a general CP) in a system in which a base station supports four transmit antennas.
  • resource elements RE denoted by 'R0', 'R1', 'R2' and 'R3' indicate positions of CRSs for antenna port indexes 0, 1, 2, and 3, respectively.
  • the resource element denoted as 'D' in FIG. 6 indicates the position of the DRS defined in the LTE system.
  • LTE-A system of the advanced evolution of the LTE system can support up to eight transmit antennas in the downlink. Therefore, RS for up to eight transmit antennas should also be supported. Since the downlink RS in the LTE system is defined for up to four antenna ports only, if the base station has four or more up to eight downlink transmission antennas in the LTE-A system, RSs for these antenna ports must be additionally defined. do. As RS for up to eight transmit antenna ports, both RS for channel measurement and RS for data demodulation should be considered.
  • Backward compatibility means that the existing LTE terminal supports to operate correctly in the LTE-A system. From the point of view of RS transmission, if RS is added for up to eight transmit antenna ports in the time-frequency domain where CRS defined in the LTE standard is transmitted every subframe over the entire band, the RS overhead becomes excessively large. do. Therefore, in designing RS for up to 8 antenna ports, consideration should be given to reducing RS overhead.
  • RS newly introduced in LTE-A system can be classified into two types. One of them is an RS for channel measurement for selecting a transmission rank, a modulation and coding scheme (MCS), a precoding matrix index (PMI), and the like.
  • MCS modulation and coding scheme
  • PMI precoding matrix index
  • CSI-RS Channel State Information RS
  • DM RS demodulation-reference signal
  • the CSI-RS for channel measurement purposes is characterized in that the CRS in the existing LTE system is designed for channel measurement-oriented purposes, unlike the CRS used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, etc. have.
  • the CSI-RS may also be used for the purpose of measuring handover. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining channel state information, unlike the CRS in the existing LTE system, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe.
  • the CSI-RS may be designed to be transmitted intermittently (eg, periodically) on the time axis.
  • a DM RS is transmitted to a terminal scheduled for data transmission.
  • the DM RS dedicated to a specific terminal may be designed to be transmitted only in a resource region in which the terminal is scheduled, that is, in a time-frequency region in which data for the terminal is transmitted.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DM RS pattern defined in an LTE-A system.
  • a position of a resource element in which a DM RS is transmitted is transmitted on one resource block in which downlink data is transmitted (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers in frequency).
  • the DM RS may be transmitted for four antenna ports (antenna port indexes 7, 8, 9 and 10) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • DM RSs for different antenna ports may be divided into being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (OFDM symbols) (ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes).
  • DM RSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource may be distinguished from each other by orthogonal codes (ie, multiplexed in the CDM manner).
  • DM RSs for antenna ports 7 and 8 may be located in resource elements (REs) indicated as DM RS CDM group 1, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • DM RSs for antenna ports 9 and 10 may be located in resource elements indicated as DM RS group 2 in the example of FIG. 7, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern defined in an LTE-A system.
  • FIG. 8 shows the location of a resource element in which a CSI-RS is transmitted on one resource block in which downlink data is transmitted (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers in frequency).
  • one of the CSI-RS patterns of FIGS. 8 (a) to 8 (e) may be used.
  • the CSI-RS may be transmitted for eight antenna ports (antenna port indexes 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, and 22) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • CSI-RSs for different antenna ports may be divided into being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (OFDM symbols) (ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes).
  • OFDM symbols ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes.
  • CSI-RSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource may be distinguished from each other by orthogonal codes (ie, multiplexed in a CDM manner).
  • CSI-RSs for antenna ports 15 and 16 may be located in resource elements (REs) indicated as CSI-RS CDM group 1, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • REs resource elements
  • CSI-RSs for antenna ports 17 and 18 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 2, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 19 and 20 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 3, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 21 and 22 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 4, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • the RS patterns of FIGS. 6 to 8 are merely exemplary and are not limited to specific RS patterns in applying various embodiments of the present invention. That is, even when RS patterns different from those of FIGS. 6 to 8 are defined and used, various embodiments of the present invention may be equally applied.
  • One CSI process is defined by associating one CSI-RS resource for signal measurement and one Interference Measurement resource (IMR) for interference measurement among a plurality of CSI-RSs and a plurality of IMRs configured for the UE.
  • IMR Interference Measurement resource
  • the UE feeds back CSI information derived from different CSI processes to a network (eg, a base station) with independent periods and subframe offsets.
  • each CSI process has an independent CSI feedback setting.
  • the CSI-RS resource, IMR resource association information, and CSI feedback configuration may be informed by the base station to the UE through higher layer signaling such as RRC for each CSI process. For example, it is assumed that the UE receives (sets) three CSI processes as shown in Table 1 below.
  • CSI-RS 0 and CSI-RS 1 indicate CSI-RSs received from Cell 2, which is a neighboring cell participating in cooperation with CSI-RS, which is received from Cell 1, which is a serving cell of a UE. If it is assumed that the IMR set for each CSI process of Table 1 is set as shown in Table 2,
  • IMR 0 cell 1 performs muting
  • cell 2 performs data transmission
  • the UE is configured to measure interference from cells other than cell 1 from IMR 0.
  • IMR 1 cell 2 muting
  • cell 1 performs data transmission
  • the UE is configured to measure interference from cells other than cell 2 from IMR 1.
  • IMR 2 both cell 1 and cell 2 perform muting, and the terminal is configured to measure interference from cells other than cell 1 and cell 2 from IMR 2.
  • CSI information of CSI process 0 represents optimal RI, PMI, CQI information when receiving data from cell 1.
  • CSI information of CSI process 1 represents optimal RI, PMI, and CQI information when data is received from cell 2.
  • CSI information of CSI process 2 represents optimal RI, PMI, and CQI information when data is received from cell 1 and no interference is received from cell 2.
  • a plurality of CSI processes configured (configured) for one UE share a mutually dependent value.
  • JT joint transmission
  • the channel of CSI Process 1 and Cell 2 which regards the channel of Cell 1 as a signal part, is regarded as the signal part.
  • the CSI process 2 is configured (configured) to one UE, the ranks of the CSI process 1 and the CSI process 2 and the selected subband index are the same to facilitate JT scheduling.
  • the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be configured by the base station.
  • the UE In order to measure the CSI-RS, the UE must know the CSI-RS configuration for each CSI-RS antenna port of the cell to which the UE belongs.
  • the CSI-RS configuration includes a downlink subframe index in which the CSI-RS is transmitted and a time-frequency position of the CSI-RS resource element (RE) in the transmission subframe (for example, FIGS. 8A to 8E).
  • CSI-RS pattern), and CSI-RS sequence (a sequence used for CSI-RS purposes), which are pseudo-random according to a predetermined rule based on a slot number, a cell ID, a CP length, and the like. Generated), and the like. That is, a plurality of CSI-RS configurations may be used in any base station, and the base station may inform the CSI-RS configuration to be used for the terminal (s) in the cell among the plurality of CSI-RS configurations.
  • CSI-RSs for each antenna port may be multiplexed in an FDM, TDM and / or CDM scheme using orthogonal frequency resources, orthogonal time resources, and / or orthogonal code resources. have.
  • the base station informs the UEs in the cell of the CSI-RS information (CSI-RS configuration)
  • the time information includes subframe numbers through which CSI-RSs are transmitted, periods through which CSI-RSs are transmitted, subframe offsets through which CSI-RSs are transmitted, and CSI-RS resource elements (RE) of a specific antenna.
  • OFDM symbol numbers to be transmitted may be included.
  • the information about the frequency may include a frequency spacing through which the CSI-RS resource element RE of a specific antenna is transmitted, an offset or shift value of the RE on the frequency axis, and the like.
  • the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe (eg, 5 subframe periods, 10 subframe periods, 20 subframe periods, 40 subframe periods, or 80 subframe periods). .
  • one radio frame includes 10 subframes (subframe numbers 0 to 9).
  • the transmission period of the CSI-RS of the base station is 10 ms (ie, 10 subframes), and the CSI-RS transmission offset is 3.
  • the offset value may have a different value for each base station so that CSI-RS of several cells may be evenly distributed in time.
  • the offset value may have one of 0 to 9.
  • the offset value may have one of 0 to 4
  • the offset value is one of 0 to 19.
  • the offset value When CSI-RS is transmitted in a period of 40 ms, the offset value may have one of 0 to 39. When CSI-RS is transmitted in a period of 80 ms, the offset value is one of 0 to 79. It can have a value of. This offset value indicates the value of the subframe where the base station transmitting the CSI-RS at a predetermined period starts the CSI-RS transmission.
  • the terminal When the base station informs the transmission period and the offset value of the CSI-RS, the terminal may receive the CSI-RS of the base station at the corresponding subframe location by using the value. The terminal may measure the channel through the received CSI-RS and report information such as CQI, PMI and / or Rank Indicator (RI) to the base station as a result. Except where CQI, PMI, and RI are distinguished from each other in this document, these may be collectively referred to as CQI (or CSI). In addition, the CSI-RS transmission period and offset may be separately designated for each
  • one radio frame includes 10 subframes (subframe numbers 0 to 9).
  • the subframe in which the CSI-RS is transmitted may appear in a specific pattern.
  • the CSI-RS transmission pattern may be configured in units of 10 subframes, and whether or not to transmit CSI-RS in each subframe may be designated as a 1-bit indicator.
  • 10 illustrates a CSI-RS pattern transmitted at subframe indexes 3 and 4 within 10 subframes (subframe indexes 0 to 9). Such an indicator may be provided to the terminal through higher layer signaling.
  • Configuration of the CSI-RS transmission may be configured in various ways as described above, and in order for the terminal to correctly receive the CSI-RS and perform channel measurement, the base station needs to inform the terminal of the CSI-RS configuration. There is. Embodiments of the present invention for informing the UE of the CSI-RS configuration will be described below.
  • the following two methods may be considered as a method of informing the UE of the CSI-RS configuration.
  • the first method is a method in which a base station broadcasts information on a CSI-RS configuration to terminals by using a dynamic broadcast channel (DBCH) signaling.
  • DBCH dynamic broadcast channel
  • the information when a base station notifies UEs about system information, the information may be transmitted through a BCH (broadcasting channel). If there is a lot of information about the system information to inform the terminal, the base station transmits the system information in the same manner as the general downlink data, but only the BCH, the PDCCH CRC of the corresponding data to a specific terminal identifier (for example, System information may be transmitted by masking using a system information identifier (SI-RNTI) rather than a C-RNTI. In this case, the actual system information is transmitted on the PDSCH region like general unicast data.
  • SI-RNTI system information identifier
  • DBCH dynamic BCH
  • PBCH physical broadcasting
  • SIB master information block
  • SIB system information block
  • SIB1 to SIB8 system information block
  • CSI-RS configuration which is new system information not defined in the existing SIB type
  • the second method is a method in which a base station informs each terminal of information about a CSI-RS configuration using Radio Resource Control (RRC) signaling. That is, information on the CSI-RS configuration may be provided to each of the terminals in the cell by using dedicated RRC signaling. For example, in a process of establishing a connection with a base station through an initial access or handover, the base station may inform the terminal of the CSI-RS configuration through RRC signaling. . Alternatively, when the base station transmits an RRC signaling message for requesting channel state feedback based on the CSI-RS measurement, the base station may inform the terminal of the CSI-RS configuration through the corresponding RRC signaling message.
  • RRC Radio Resource Control
  • a plurality of CSI-RS configurations may be used in any base station, and the base station may transmit CSI-RSs according to each CSI-RS configuration to the UE on a predetermined subframe.
  • the base station informs the user equipment of a plurality of CSI-RS configurations, and among them, what is the CSI-RS to be used for channel state measurement for channel quality information (CQI) or channel state information (CSI) feedback? You can let them know.
  • CQI channel quality information
  • CSI channel state information
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example in which two CSI-RS configurations are used.
  • one radio frame includes 10 subframes (subframe numbers 0 to 9).
  • the first CSI-RS configuration that is, the CSI-RS1 has a CSI-RS transmission period of 10 ms and a CSI-RS transmission offset of 3.
  • the second CSI-RS configuration that is, the CSI-RS2 has a CSI-RS transmission period of 10 ms and a CSI-RS transmission offset of 4.
  • the base station informs the user equipment of two CSI-RS configurations, and can inform which CSI-RS configuration is used for CQI (or CSI) feedback.
  • the terminal may perform channel state measurement using only the CSI-RS belonging to the corresponding CSI-RS configuration. Specifically, the channel state is determined as a function of the CSI-RS reception quality and the amount of noise / interference and the correlation coefficient.
  • the CSI-RS reception quality measurement is performed using only the CSI-RS belonging to the corresponding CSI-RS configuration.
  • the measurement may be performed in the corresponding CSI-RS transmission subframe or in designated subframes. Can be. For example, in the embodiment of FIG.
  • the UE when the UE receives a request for feedback from the base station from the first CSI-RS configuration (CSI-RS1), the UE receives a fourth subframe (subframe index 3 of one radio frame).
  • RSI is performed using CSI-RS transmitted from the Rx), and it may be designated to use an odd-numbered subframe separately for measuring the amount of noise / interference and correlation coefficient.
  • the CSI-RS reception quality measurement and the amount of noise / interference and the correlation coefficient measurement may be specified to be limited to a specific single subframe (for example, subframe index 3).
  • the received signal quality measured using CSI-RS is signal-to-interference plus noise ratio (SINR), which is simply S / (I + N) where S is received. Strength of the signal, I is the amount of interference, N is the amount of noise). S may be measured through the CSI-RS in the subframe including the CSI-RS in the subframe including the signal transmitted to the UE. Since I and N change according to the amount of interference from the neighboring cell, the direction of the signal from the neighboring cell, and the like, it can be measured through a CRS transmitted in a subframe for measuring S or a subframe separately designated.
  • SINR signal-to-interference plus noise ratio
  • the measurement of the amount of noise / interference and the correlation coefficient may be performed at a resource element (RE) to which a CRS or CSI-RS is transmitted in a corresponding subframe, or is set to facilitate measurement of noise / interference. It can also be done through a null resource element (Null RE).
  • RE resource element
  • Null RE null resource element
  • the UE In order to measure noise / interference in the CRS or CSI-RS RE, the UE first recovers the CRS or CSI-RS, and then subtracts the result from the received signal to leave only the noise and interference signals. Statistics of noise / interference can be obtained.
  • a null RE means a RE that the base station is empty without transmitting any signal (that is, the transmission power is zero (zero)) and facilitates signal measurement from other base stations except the base station.
  • CRS RE, CSI-RS RE, and Null RE may all be used to measure the amount of noise / interference and the correlation coefficient, but the base station may designate to the terminal as to which of these REs to measure the noise / interference. have. This is because it is necessary to appropriately designate the RE to be measured by the corresponding UE according to whether the signal of the neighbor cell transmitted to the RE location where the UE performs measurement is a data signal or a control signal, and the neighbor cell transmitted at the corresponding RE location. What is the signal of depends on whether the synchronization between the cells and the CRS configuration (configuration) and CSI-RS configuration (configuration), so that the base station can determine this to determine the measurement to perform the UE. That is, the base station may designate the terminal to measure noise / interference by using all or part of CRS RE, CSI-RS RE, and Null RE.
  • the base station may use a plurality of CSI-RS configuration, the base station informs the terminal of one or more CSI-RS configuration, and among them, the CSI-RS configuration to be used for CQI feedback And Null RE location.
  • the CSI-RS configuration to be used for CQI feedback by the terminal is expressed in terms of distinguishing it from a Null RE transmitted with a transmission power of 0, and a CSI-RS configuration transmitted with a non-zero transmission power. configuration).
  • the base station informs one CSI-RS configuration in which the terminal will perform channel measurement, and the terminal indicates that the CSI-RS is non-zero in the one CSI-RS configuration. It can be assumed to be transmitted at the transmit power.
  • the base station informs about the CSI-RS configuration (that is, about the Null RE location) transmitted at a transmission power of 0, and the terminal is located at the resource element (RE) location of the corresponding CSI-RS configuration. It can be assumed that the transmission power of 0 for (assume). In other words, the base station informs the user equipment of one CSI-RS configuration of non-zero transmission power, and if there is a CSI-RS configuration of transmission power of 0, the terminal indicates the corresponding Null RE location. You can let them know.
  • the base station informs a plurality of CSI-RS configuration to the terminal, among which all or part of the CSI-RS configuration to be used for CQI feedback ( configuration). Accordingly, the UE, which has received CQI feedback for a plurality of CSI-RS configurations, measures CQIs using CSI-RSs corresponding to each CSI-RS configuration, and measures the measured CQIs. Information can be sent together to the base station.
  • the base station may designate uplink resources required for transmitting the CQI of the terminal in advance for each CSI-RS configuration so that the terminal may transmit CQI for each of a plurality of CSI-RS configurations.
  • the information on the uplink resource designation may be provided to the terminal in advance through RRC signaling.
  • the base station may dynamically trigger the terminal to transmit CQI for each of a plurality of CSI-RS configurations to the base station. Dynamic triggering of CQI transmission may be performed over the PDCCH. Which CSI-RS configuration (CQI measurement) to be performed may be known to the UE through the PDCCH. The terminal receiving the PDCCH may feed back the CQI measurement result for the CSI-RS configuration designated in the corresponding PDCCH to the base station.
  • the transmission time of the CSI-RS corresponding to each of the plurality of CSI-RS configurations may be designated to be transmitted in another subframe or may be designated to be transmitted in the same subframe.
  • transmission of CSI-RSs according to different CSI-RS configurations is designated in the same subframe, it is necessary to distinguish them from each other.
  • one or more of time resources, frequency resources, and code resources of CSI-RS transmission may be differently applied.
  • the transmission RE position of the CSI-RS in the corresponding subframe is different according to the CSI-RS configuration (for example, the CSI-RS according to one CSI-RS configuration is the RE position of FIG. 8 (a)).
  • CSI-RS transmitted from the CSI-RS according to another CSI-RS configuration may be designated to be transmitted in the RE position of FIG. 8 (b) in the same subframe (division using time and frequency resources).
  • the CSI-RS scrambling codes may be differently used in different CSI-RS configurations to distinguish them from each other. It may be possible (division using code resources).
  • a communication system using a modulation scheme at the transmitting end performs demodulation at the receiving end.
  • Demodulation techniques can be largely divided into hard demodulation and soft demodulation.
  • the hard technique finds euclidean distance after finding constellation value used in modulation by hard decision of received symbol value. Therefore, performance deterioration occurs compared to the soft technique that does not include decision.
  • An embodiment of the present invention to be described below relates to a soft demodulation technique.
  • the maximum likelihood (ML) de-mapper which calculates the Euclidean distance from the observation point for all constellation points constituting the mapping, compares the case where the desired position is 0 and 1, respectively. optimal.
  • the ML de-mapper involves a lot of exponential and log operations and therefore requires high complexity.
  • a relatively low complexity soft de-mapper is the max-log de-mapper.
  • the max-log de-mapper does not include the distance between all constellation points and the observation point in the calculation, but uses the LLR of the bit using only the distance to the two closest points among the constellation points whose bits are 0 or 1. Obtain the Log-Likelihood Ratio.
  • the boundary-approximation-based (BAB) soft de-mapper divides the set of constellation points and the set of constellation points of 1 when the bit at a specific position is 0, and generates an LLR with only one distance from the observation point to the boundary between the two sets.
  • the specific position indicates the position of a specific bit in the m bit string in the case of 2 m -QAM
  • FIG. 14 shows an example of a BAB demodulation technique for the first bit.
  • This distance value can be an intuitive metric of how likely the bit is to be 0 or 1. If the observation point is included in the set when the corresponding bit is 0, the distance value can predict how likely the original bit is to be 1.
  • the BAB soft de-mapper can very easily obtain LLR values when using gray mapping where two constellation point sets are simply separated.
  • FIG. 15 illustrates an example of obtaining a LLR value for a bit at a specific position by using 16-QAM Gray mapping as an example.
  • the LLR value of the bit at each position may be obtained using only one value of dR, which is the real part of the observation point position, and dQ value, which is the imaginary part.
  • the LLR used in the BAB demodulation technique can be expressed as Equation 1, where the distance equation (DI, K) for the '1' and '0' points closest to the observation point used is It is important to use.
  • the soft de-mapping process has a higher complexity as the modulation order is increased. Therefore, it is essential to use several low complexity soft de-mapping schemes.
  • boundary-approximation-based (BAB) soft de-mapper is known to have lower complexity than commonly used max-log soft de-mapper, but it is difficult to use complex boundary with non-gray bit labeling. have.
  • FIG. 16 shows an example of '1' and '0' point regions when BAB de-mapper is applied to 16QAM SP mapping.
  • SP set-partitioned
  • the white region is assumed to have a constellation value of '1' for the corresponding bit and '0' for the dark region.
  • 16QAM configuration for '1' and '0' of constellation points in SP mapping is shown in FIG. 16
  • 256QAM configuration is shown in FIG. 17.
  • FIGS. 16 and 17 since the boundary is very many and complicated, there is a need for a method of finding this with a simple rule.
  • FIG. 17 illustrates '1' and '0' point regions when the BAB de-mapper is applied to SP mapping in the case of 256QAM.
  • regions for '1' and '0' points are sequentially shown in order from the first bit from the upper left.
  • SP mapping differs in the form of areas of odd and even bits. First, even bits will be described, and FIG. 18 briefly illustrates regions of the second and fourth bits of the even-numbered bits.
  • the second region is repeated in the fourth quadrant and the first and third quadrants have the bit values inverted.
  • 18 (b) shows a form in which the two quadrant regions are repeated over the entire region. Also, although different in size, the entire pattern of the second bit region is included in each quadrant of the fourth bit.
  • 19 shows a pattern repetition minimum unit matrix for 256QAM SP mapping even bits.
  • the matrix Mk (k is the corresponding bit position in the column) for even bits is shown in FIG. 19.
  • BAB considers only the points of '1' and '0' closest to the observation point, so in a repeated form, the distance can be obtained if only the matrix M is known, not the entire matrix.
  • the pattern repeat minimum unit matrix is four for 256QAM (two for 16QAM), and for 2 m -QAM, each Mk is 2 (m / 2 + 1)-(k / 2) in size. It is a square matrix.
  • the second bit with respect to the matrix M2 (FIG. 19 (a)) can be represented by the following equation using the base matrix B2.
  • '-1' represents a bit flip. That is, '0' indicates '1' and '1' indicates '0'. Denotes the matrix product (kronecker product).
  • the matrix M4 for the fourth bit may also be represented by the following equation using the base matrix B4.
  • M8 of FIG. 19 (d) is a form in which '0' and '1' are repeated sequentially, the remaining matrices except for M8 have a relationship as in the following equation. (even numbers with k ⁇ 2)
  • a new reception symbol may be mapped as shown in the following equation by using yI and yQ.
  • x represents the smallest integer that is greater than or equal to the x value
  • z represents the size of the repeating matrix M
  • z is equal to the following equation for Mk (even number k ⁇ 2): In a relationship.
  • z is 8 for M4 at 256QAM.
  • Equation 1 may have different Dk (even number of k ⁇ 2) depending on the bit due to simultaneous use of the x and y-axis values.
  • for Mk (even number of k ⁇ 2) can be expressed by the following equation (signal will be described later).
  • [x] represents a maximum integer not larger than x.
  • the odd bit is described except the seventh bit, which is the last bit. As shown in FIG. 17, the odd number may set the DK to the yQ value regardless of yI. As in the even bit, the distance and sign may be determined using the pattern repeating minimum unit as shown in FIG. 20. 20 shows a minimum unit matrix of pattern repetition for 256QAM SP mapping odd bits.
  • the distance shown in FIG. 21 is symmetrical. 21 shows a baseline for the symmetry zone for 256QAM SP mapping odd bits.
  • the DK for constellation inside the baseline Since it can be regarded as a repeating pattern between the baseline and the baseline, as in the even bit, the yQ value is mapped between the center reference lines (within the red rectangle).
  • the received symbol in order to map the received symbol to the k-th bit (odd of k ⁇ 1), the received symbol may be mapped using yQ as shown in the following equation.
  • sign (x) represents a sign for x. That is, sign (-5) represents -1 and sign (+3) represents +1.
  • z is a value related to the size of the mapping region and can be expressed as the following equation.
  • z is 8 for the third bit in 256QAM.
  • 22 is a flowchart illustrating an example of an embodiment of the present invention.
  • the UE receives a modulated signal having a modulation order of 2 m (m is a natural number) (S2201).
  • a first demodulation constellation arrangement corresponding to the kth bit (k is an even number among natural numbers less than m) of m bits is determined (S2203), and n of the m bits (n is a natural number less than or equal to m).
  • a second demodulation constellation arrangement corresponding to the odd-numbered bit is determined (S2205).
  • the demodulated signal is then demodulated using the first and second demodulation constellation arrangements. Since a specific modulation method thereof is the same as described above, a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 23 illustrates a base station and a terminal that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • a relay When a relay is included in the wireless communication system, communication is performed between the base station and the relay in the backhaul link, and communication is performed between the relay and the terminal in the access link. Therefore, the base station or the terminal illustrated in the figure may be replaced with a relay according to the situation.
  • a wireless communication system includes a base station 2310 and a terminal 2320.
  • the base station 2310 includes a processor 2313, a memory 2314, and radio frequency (RF) units 2311 and 2312.
  • the processor 2313 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed by the present invention.
  • the memory 2314 is connected to the processor 2313 and stores various information related to the operation of the processor 2313.
  • the RF unit 2316 is connected to the processor 2313 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 2320 includes a processor 2323, a memory 2324, and RF units 2321 and 2322.
  • the processor 2323 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed by the present invention.
  • the memory 2324 is connected to the processor 2323 and stores various information related to the operation of the processor 2323.
  • the RF units 2321 and 2322 are connected to the processor 2323 and transmit and / or receive a radio signal.
  • the base station 2310 and / or the terminal 2320 may have a single antenna or multiple antennas.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Certain operations described in this document as being performed by a base station may in some cases be performed by an upper node thereof. That is, it is obvious that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNodeB (eNB), an access point, and the like.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), and FPGAs ( field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be used in a wireless communication device such as a terminal, a relay, a base station, and the like.

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 무선 접속 시스템에서 단말이 신호를 복조하는 방법은 2m (m은 자연수)의 변조차수를 가지는 변조 신호를 수신하는 단계; m개의 비트 중 k (k는 m 이하 자연수 중 짝수) 번째 비트에 대응하는 제1 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하는 단계; 상기 m개의 비트 중 n (n은 m 이하 자연수 중 홀수) 번째 비트에 대응하는 제2 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하는 단계; 및 상기 제1 및 제2 복조 성좌 배치를 이용하여 수신된 상기 변조 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 상기 제1 성좌 배치는 2(m/2+1)-(k/2) 크기의 정사각 행렬이 반복되는 패턴을 가질 수 있다.

Description

무선 접속 시스템에서 신호를 복조하는 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 변조(modulation) 기법을 사용하는 무선 접속 시스템에서 변조된 신호를 복조하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 대한 것이다.
다중 입출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신측은 데이터를 단일 안테나 경로(path)를 통해 수신하지만, 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고, 커버리지(coverage)를 증대시킬 수 있다.
단일-셀 (Single-cell) MIMO 동작은 하나의 셀에서 하나의 단말이 하향링크 신호를 수신하는 단일 사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 방식과 두 개 이상의 단말이 한 셀에서 하향링크 신호를 수신하는 다중 사용자-MIMO (Multi User-MIMO; MU-MIMO) 방식으로 나눌 수 있다.
채널 추정(channel estimation)은 페이딩(fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로(multi path)-시간지연(time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호(reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿(Pilot)으로 지칭될 수도 있다.
하향링크 참조신호(downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트(coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호(Common Reference Signal; CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 있다. 4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어, LTE release(릴리즈) 8 또는 9 표준에 따른 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어, 8 전송 안테나를 지원하는 LTE-A 표준에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DRS를 정의할 수 있다. DRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 변조(modulation) 기법을 사용하는 무선 접속 시스템에서 변조된 신호를 복조하는 방법 및 이를 지원하는 장치를 제안하고자 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 문제점을 해결하기 위하여 무선 접속 시스템에서 단말이 신호를 복조하는 방법은 2m (m은 자연수)의 변조차수를 가지는 변조 신호를 수신하는 단계; m개의 비트 중 k (k는 m 이하 자연수 중 짝수) 번째 비트에 대응하는 제1 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하는 단계; 상기 m개의 비트 중 n (n은 m 이하 자연수 중 홀수) 번째 비트에 대응하는 제2 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하는 단계; 및 상기 제1 및 제2 복조 성좌 배치를 이용하여 수신된 상기 변조 신호를 복조하는 단계를 포함하고, 상기 제1 성좌 배치는 2(m/2+1)-(k/2) 크기의 정사각 행렬이 반복되는 패턴을 가질 수 있다.
상기 정사각 행렬(Mk)는 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외하고, 다음 수학식을 만족할 수 있다.
[수학식 A]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000001
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 수신된 상기 변조 신호를 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는 단계를 포함할 수 있다.
[수학식 B]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000002
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI'은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ'는 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
[수학식 C]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000003
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는 단계를 포함할 수 있다.
[수학식 D]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000004
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI'은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ'은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
[수학식 E]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000005
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부)
상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는 단계를 포함할 수 있다.
[수학식 F]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000006
(여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ'은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
[수학식 G]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000007
(여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 접속 시스템에서 신호를 복조하는 단말은 RF(Radio Frequency) 유닛; 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 2m (m은 자연수)의 변조차수를 가지는 변조 신호를 수신하고, m개의 비트 중 k (k는 m 이하 자연수 중 짝수) 번째 비트에 대응하는 제1 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하고, 상기 m개의 비트 중 n (n은 m 이하 자연수 중 홀수) 번째 비트에 대응하는 제2 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하고, 상기 제1 및 제2 복조 성좌 배치를 이용하여 수신된 상기 변조 신호를 복조하도록 구성되고, 상기 제1 성좌 배치는 2(m/2+1)-(k/2) 크기의 정사각 행렬이 반복되는 패턴을 가질 수 있다.
상기 정사각 행렬(Mk)는 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외하고, 다음 수학식을 만족할 수 있다.
[수학식 A]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000008
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 프로세서는 수신된 상기 변조 신호를 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑할 수 있다.
[수학식 B]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000009
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI'은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ'은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정할 수 있다.
[수학식 C]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000010
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑할 수 있다.
[수학식 D]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000011
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI'은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ'은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정할 수 있다.
[수학식 E]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000012
(여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부)
상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑할 수 있다.
[수학식 F]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000013
(여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ'은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정할 수 있다.
[수학식 G]
Figure PCTKR2015008620-appb-I000014
(여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
본 발명의 실시예에 따르면 변조(modulation) 기법을 사용하는 무선 접속 시스템에서 변조된 신호를 복조하는 방법 및 이를 지원하는 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 하향링크 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 기존의 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 7 은 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8 은 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
도 9 는 CSI-RS가 주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 10 은 CSI-RS 가 비주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 11 은 2 개의 CSI-RS 설정(configuration)이 사용되는 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 ML 복조 방법의 일례를 도시한다.
도 13은 Max-log 복조 방법의 일례를 도시한다.
도 14는 1번째 비트에 대한 BAB 복조 기법의 일례를 나타낸다.
도 15는 16-QAM Gray mapping을 예로 들어서 특정 위치의 bit에 대한 LLR 값을 구하는 과정을 각 비트 별로 나타낸 일례이다.
도 16은 16-QAM SP mapping에 BAB de-mapper를 적용할 때 '1', '0' point 영역의 일례를 나타낸다.
도 17은 256-QAM SP mapping에 BAB de-mapper를 적용할 때 '1', '0' point 영역의 일례를 나타낸다.
도 18은 짝수 번째 비트 중 두 번째와 네 번째 비트의 영역을 간략히 도시한 것이다.
도 19는 256QAM SP mapping 짝수 비트에 대한 패턴 반복 최소 단위 행렬을 나타낸다.
도 20은 256QAM SP mapping 홀수 비트에 대한 패턴 반복의 최소 단위 행렬을 도시한다.
도 21은 256QAM SP mapping 홀수 비트에 대한 대칭 구역에 대한 기준선을 도시한다.
도 22는 본 발명의 실시예의 일례를 나타내는 흐름도이다.
도 23은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.
하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.
일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 l번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에, 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12×6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.
다중안테나(MIMO) 시스템의 모델링
MIMO((Multiple Input Multiple Output) 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 시스템이다. MIMO 기술은 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고, 복수개의 안테나를 통해 수신되는 복수개의 데이터 조각들을 조합하여 전체 데이터를 수신할 수 있다.
MIMO 기술에는 공간 다이버시티(Spatial diversity) 기법과 공간 다중화(Spatial multiplexing) 기법 등이 있다. 공간 다이버시티 기법은 다이버시티 이득(gain)을 통해 전송 신뢰도(reliability)를 높이거나 셀 반경을 넓힐 수 있어, 고속으로 이동하는 단말에 대한 데이터 전송에 적합하다. 공간 다중화 기법은 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 데이터 전송률을 증가시킬 수 있다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(Ro)에 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
송신 신호를 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT개이다. 각각의 전송 정보는 전송 전력이 다를 수 있다.
한편, 송신신호 x 는 2 가지 경우(예를 들어, 공간 다이버시티 및 공간 다중화)에 따라 다른 방법으로 고려될 수 있다. 공간 다중화의 경우, 상이한 신호가 다중화되고 다중화된 신호가 수신측으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소(element)가 상이한 값을 가진다. 한편, 공간 다이버시티의 경우에는, 동일한 신호가 복수개의 채널 경로를 통하여 반복적으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소가 동일한 값을 가진다. 물론, 공간 다중화 및 공간 다이버시티 기법의 조합 역시 고려할 수 있다. 즉, 동일한 신호가 예를 들어 3 개의 전송 안테나를 통해 공간 다이버시티 기법에 따라 전송되고, 나머지 신호들은 공간 다중화되어 수신측으로 전송될 수도 있다.
다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 hij로 표시하기로 한다. hij에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
도 5(b)에 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다.
실제 채널에는 채널 행렬을 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다.
행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다.
MIMO 전송에 있어서 '랭크(Rank)'는 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
참조 신호 (Reference Signal; RS)
무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.
다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.
이동 통신 시스템에서 참조신호(RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS이고, 다른 하나는 데이터 복조를 위해 사용되는 RS이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득하도록 하기 위한 RS이므로 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 이러한 RS는 핸드 오버 등을 위한 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 자원에 함께 보내는 RS로서, 단말은 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
기존의 3GPP LTE(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8) 시스템에서는 유니캐스트(unicast) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나는 공용 참조신호(Common RS; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호(Dedicated RS; DRS) 이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 셀-특정(cell-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. DRS 는 데이터 복조를 위해 사용되고, 단말-특정(UE-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. 기존의 3GPP LTE 시스템에서 DRS 는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용될 수 있다.
CRS는 셀-특정으로 전송되는 RS 이며, 광대역(wideband)에 대해서 매 서브프레임마다 전송된다. CRS는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.
도 6은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다. 도 6에서 'R0', 'R1', 'R2' 및 'R3' 로 표시된 자원 요소(RE)는, 각각 안테나 포트 인덱스 0, 1, 2 및 3에 대한 CRS의 위치를 나타낸다. 한편, 도 6에서 'D'로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정의되는 DRS의 위치를 나타낸다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서는, 하향링크에서 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대해서만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS로서, 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.
LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 역방향 호환성(backward compatibility)이다. 역방향 호환성이란, 기존의 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 올바르게 동작하도록 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS를 추가하는 경우, RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, 최대 8 안테나 포트에 대한 RS를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.
LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 랭크, 변조및코딩기법(Modulation and Coding Scheme; MCS), 프리코딩행렬인덱스(프리코딩 Matrix Index; PMI) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS인 채널상태정보-참조신호(Channel State Information RS; CSI-RS)이고, 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호(DeModulation RS; DM RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS가 채널 측정, 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS와 달리, 매 서브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서, CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로(예를 들어, 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.
만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는, 데이터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로(dedicated) DM RS가 전송된다. 특정 단말 전용의 DM RS는, 해당 단말이 스케줄링된 자원영역, 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다.
도 7 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다. 도 7에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DM RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DM RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 4 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 7, 8, 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 7 의 예시에서 DM RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마찬가지로, 도 7 의 예시에서 DM RS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 9 및 10 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.
도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다. 도 8에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.
도 6 내지 8 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며, 본 발명의 다양한 실시예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉, 도 6 내지 8 과 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동일하게 적용될 수 있다.
CSI-RS 설정(configuration)
단말에게 설정된 복수 개의 CSI-RS 와 복수 개의 IMR 중에서, 신호 측정을 위한 하나의 CSI-RS 자원과, 간섭 measure를 위한 하나의 Interference measurement resource (IMR)을 연관하여(association) 하나의 CSI 프로세스가 정의될 수 있다. 단말은 서로 다른 CSI 프로세스로부터 유도된 CSI 정보는 독립적인 주기 와 서브프레임 오프셋(subframe offset)을 가지고 네트워크(예를 들어, 기지국)로 피드백 된다.
즉, 각각의 CSI 프로세스는 독립적인 CSI 피드백 설정을 갖는다. 이러한 CSI-RS resource와 IMR resource association 정보 및 CSI 피드백 설정등은 CSI 프로세스 별로 RRC등의 상위 계층 시그널링을 통해 기지국이 단말에게 알려줄 수 있다. 예를 들어, 단말은 표 1과 같은 세 개의 CSI 프로세스를 설정(설정)받는다고 가정한다.
표 1
Figure PCTKR2015008620-appb-T000001
표 1에서 CSI-RS 0와 CSI-RS 1은 각각 단말의 serving 셀인 셀 1으로부터 수신하는 CSI-RS와 협력에 참여하는 이웃 셀인 셀 2로부터 수신하는 CSI-RS를 나타낸다. 만약 표 1의 각각의 CSI 프로세스에 대하여 설정된 IMR에 대하여 표 2와 같이 설정되었다고 가정한다면,
표 2
Figure PCTKR2015008620-appb-T000002
IMR 0에서 셀 1은 muting을 셀 2는 데이터 송신을 수행하며, 단말은 IMR 0 로부터 셀 1을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다. 마찬가지로, IMR 1에서 셀 2는 muting을 셀 1는 데이터 송신을 수행하며, 단말은 IMR 1 로부터 셀 2을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다. 또한, IMR 2에서 셀 1과 셀 2 모두 muting을 수행하며, 단말은 IMR 2 로부터 셀 1과 셀 2을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다.
따라서, 표 1 및 표 2에서 나타낸 바와 같이, CSI 프로세스 0의 CSI 정보는 셀 1으로부터 데이터를 수신하는 경우 최적 RI, PMI, CQI 정보를 나타낸다. CSI 프로세스 1의 CSI 정보는 셀 2으로부터 데이터를 수신하는 경우 최적 RI, PMI, CQI 정보를 나타낸다. CSI 프로세스 2의 CSI 정보는 셀 1으로부터 데이터를 수신하고, 셀 2로부터 간섭을 전혀 받지 않는 경우 최적 RI, PMI, CQI 정보를 나타낸다.
하나의 단말에게 설정(설정)된 복수의 CSI 프로세스는 서로 종속적인 값을 공유하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 셀 1과 셀 2의 JT(joint transmission)의 경우, 셀 1의 채널을 시그널 파트(signal part)로 간주하는 CSI 프로세스 1과 셀 2의 채널을 시그널 파트(signal part)로 간주하는 CSI 프로세스 2가 한 단말에게 설정(설정)되었을 경우 CSI 프로세스 1과 CSI 프로세스 2의 랭크(rank) 및 선택된 서브밴드 인덱스가 같아야 JT 스케줄링이 용이하다.
CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 기지국이 설정(configuration) 할 수 있다. CSI-RS를 측정하기 위해서 단말은 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS 설정(configuration)을 알고 있어야 한다. CSI-RS 설정에는, CSI-RS가 전송되는 하향링크 서브프레임 인덱스, 전송 서브프레임 내에서 CSI-RS 자원요소(RE)의 시간-주파수 위치(예를 들어, 도 8(a) 내지 8(e)와 같은 CSI-RS 패턴), 그리고 CSI-RS 시퀀스(CSI-RS 용도로 사용되는 시퀀스로서, 슬롯 번호, 셀 ID, CP 길이 등에 기초하여 소정의 규칙에 따라 유사-랜덤(pseudo-random)하게 생성됨) 등이 포함될 수 있다. 즉, 임의의(given) 기지국에서 복수개의 CSI-RS 설정(configuration)이 사용될 수 있고, 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정 중에서 셀 내의 단말(들)에 대해 사용될 CSI-RS 설정을 알려줄 수 있다.
또한, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 구별될 필요가 있으므로, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 가 전송되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 도 8 과 관련하여 설명한 바와 같이, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 직교하는 주파수 자원, 직교하는 시간 자원 및/또는 직교하는 코드 자원을 이용하여 FDM, TDM 및/또는 CDM 방식으로 다중화될 수 있다.
CSI-RS에 관한 정보(CSI-RS 설정(configuration))를 기지국이 셀 내의 단말들에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, 시간에 대한 정보에는, CSI-RS가 전송되는 서브프레임 번호들, CSI-RS 가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브프레임 오프셋, 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소(RE)가 전송되는 OFDM 심볼 번호 등이 포함될 수 있다. 주파수에 대한 정보에는 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소(RE)가 전송되는 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 포함될 수 있다.
도 9 는 CSI-RS가 주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다. CSI-RS는 한 서브프레임의 정수 배의 주기(예를 들어, 5 서브프레임 주기, 10 서브프레임 주기, 20 서브프레임 주기, 40 서브프레임 주기 또는 80 서브프레임 주기)를 가지고 주기적으로 전송될 수 있다.
도 9 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임(서브프레임 번호 0 내지 9)로 구성되는 것을 도시한다. 도 9 에서는, 예를 들어, 기지국의 CSI-RS의 전송 주기가 10ms (즉, 10 서브프레임) 이고, CSI-RS 전송 오프셋(Offset)은 3 인 경우를 도시한다. 여러 셀들의 CSI-RS가 시간 상에서 고르게 분포할 수 있도록 상기 오프셋 값은 기지국마다 각각 다른 값을 가질 수 있다. 10ms의 주기로 CSI-RS가 전송되는 경우, 오프셋 값은 0~9 중 하나를 가질 수 있다. 이와 유사하게, 예를 들어 5ms의 주기로 CSI-RS가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~4 중 하나의 값을 가질 수 있고, 20ms의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~19 중 하나의 값을 가질 수 있고, 40ms의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~39 중 하나의 값을 가질 수 있으며, 80ms의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~79 중 하나의 값을 가질 수 있다. 이 오프셋 값은, 소정의 주기로 CSI-RS 를 전송하는 기지국이 CSI-RS 전송을 시작하는 서브프레임의 값을 나타낸다. 기지국이 CSI-RS의 전송 주기와 오프셋 값을 알려주면, 단말은 그 값을 이용하여 해당 서브프레임 위치에서 기지국의 CSI-RS를 수신할 수 있다. 단말은 수신한 CSI-RS를 통해 채널을 측정하고 그 결과로서 CQI, PMI 및/또는 RI(Rank Indicator) 와 같은 정보를 기지국에게 보고할 수 있다. 본 문서에서 CQI, PMI 및 RI 를 구별하여 설명하는 경우를 제외하고, 이들을 통칭하여 CQI (또는 CSI) 라 칭할 수 있다. 또한, CSI-RS 전송 주기 및 오프셋은 CSI-RS 설정(configuration) 별로 별도로 지정될 수 있다.
도 10 은 CSI-RS 가 비주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다. 도 10 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임(서브프레임 번호 0 내지 9)으로 구성되는 것을 도시한다. 도 10 에서와 같이 CSI-RS 가 전송되는 서브프레임은 특정 패턴으로 나타날 수 있다. 예를 들어, CSI-RS 전송 패턴이 10 서브프레임 단위로 구성될 수 있고, 각각의 서브프레임에서 CSI-RS 전송 여부를 1 비트 지시자로 지정할 수 있다. 도 10 의 예시에서는 10 개의 서브프레임(서브프레임 인덱스 0 내지 9) 내의 서브프레임 인덱스 3 및 4 에서 전송되는 CSI-RS 패턴을 도시하고 있다. 이러한 지시자는 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 제공될 수 있다.
CSI-RS 전송에 대한 설정(configuration)은 전술한 바와 같이 다양하게 구성될 수 있으며, 단말이 올바르게 CSI-RS 를 수신하여 채널 측정을 수행하도록 하기 위해서는, 기지국이 CSI-RS 설정을 단말에게 알려줄 필요가 있다. CSI-RS 설정을 단말에게 알려주는 본 발명의 실시예들에 대해서 이하에서 설명한다.
CSI-RS 설정을 알려주는 방식
일반적으로 기지국이 단말에게 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주는 방식으로 다음 두 가지 방식이 고려될 수 있다.
첫 번째 방식은, 동적 브로드캐스트 채널(Dynamic Broadcast Channel; DBCH) 시그널링을 이용하여 CSI-RS 설정(configuration)에 관한 정보를 기지국이 단말들에게 브로드캐스팅하는 방식이다.
기존의 LTE 시스템에서 시스템 정보에 대한 내용을 기지국이 단말들에게 알려줄 때 보통 BCH(Broadcasting Channel)를 통해서 해당 정보를 전송할 수 있다. 만약 단말에게 알려줄 시스템 정보에 대한 내용이 많아서 BCH 만으로는 다 전송할 수 없는 경우에는, 기지국은 일반 하향링크 데이터와 같은 방식으로 시스템 정보를 전송하되, 해당 데이터의 PDCCH CRC를 특정 단말 식별자(예를 들어, C-RNTI)가 아닌 시스템 정보 식별자(SI-RNTI)를 이용하여 마스킹하여 시스템 정보를 전송할 수 있다. 이 경우에, 실제 시스템 정보는 일반 유니캐스트 데이터와 같이 PDSCH 영역 상에서 전송된다. 이에 따라, 셀 안의 모든 단말들은 SI-RNTI를 이용하여 PDCCH를 디코딩 한 후, 해당 PDCCH가 가리키는 PDSCH를 디코딩하여 시스템 정보를 획득할 수 있다. 이와 같은 방식의 브로드캐스팅 방식을 일반적인 브로드캐스팅 방식인 PBCH(Physical BCH)와 구분하여 DBCH(Dynamic BCH) 라고 칭할 수 있다.
한편, 기존의 LTE 시스템에서 브로드캐스팅되는 시스템 정보는 크게 두 가지로 나눌 수 있다. 그 중 하나는 PBCH를 통해 전송되는 MIB(Master Information Block)이고, 다른 하나는 PDSCH 영역 상에서 일반 유니캐스트 데이터와 다중화되어 전송되는 SIB(System Information Block)이다. 기존의 LTE 시스템에서 SIB 타입 1 내지 SIB 타입 8 (SIB1 내지 SIB8) 으로서 전송되는 정보들을 정의하고 있으므로, 기존의 SIB 타입에 정의되지 않는 새로운 시스템 정보인 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 정보를 위해서 새로운 SIB 타입을 정의할 수 있다. 예를 들어, SIB9 또는 SIB10을 정의하고 이를 통해서 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 정보를 기지국이 DBCH 방식으로 셀 내 단말들에게 알려줄 수 있다.
두 번째 방식은 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 이용하여 CSI-RS 설정(configuration)에 관한 정보를 기지국이 각각의 단말에게 알려주는 방식이다. 즉, 전용(dedicated) RRC 시그널링을 사용하여 CSI-RS 설정에 대한 정보가 셀 내의 단말들 각각에게 제공될 수 있다. 예를 들어, 단말이 초기 액세스 또는 핸드오버를 통해서 기지국과 연결(connection)을 확립(establish)하는 과정에서, 기지국이 해당 단말에게 RRC 시그널링을 통해 CSI-RS 설정(configuration)을 알려 주도록 할 수 있다. 또는 기지국이 단말에게 CSI-RS 측정에 기반한 채널 상태 피드백을 요구하는 RRC 시그널링 메시지를 전송할 때에, 해당 RRC 시그널링 메시지를 통해 CSI-RS 설정(configuration)을 해당 단말에게 알려 주도록 할 수도 있다.
*CSI-RS 설정의 지시(indication)
임의의 기지국에서 다수의 CSI-RS 설정(configuration)이 이용될 수 있고, 기지국은 각각의 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS 를 미리 결정된 서브프레임 상에서 단말에게 전송할 수 있다. 이 경우, 기지국은 단말에게 다수의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주며, 그 중에서 CQI(Channel Quality Information) 또는 CSI(Channel State Information) 피드백을 위한 채널 상태 측정에 사용될 CSI-RS 가 무엇인지를 단말에게 알려줄 수 있다.
이와 같이 기지국이 단말에서 사용될 CSI-RS 설정(configuration) 및 채널 측정에 이용될 CSI-RS 를 지시(indication)하는 것에 대한 실시예를 이하에서 설명한다.
도 11 은 2 개의 CSI-RS 설정(configuration)이 사용되는 예를 설명하기 위한 도면이다. 도 11 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임(서브프레임 번호 0 내지 9)으로 구성되는 것을 도시한다. 도 11에서 제 1 CSI-RS 설정(configuration), 즉, CSI-RS1은 CSI-RS의 전송 주기가 10ms 이고, CSI-RS 전송 오프셋이 3 이다. 도 11 에서 제 2 CSI-RS 설정(configuration), 즉, CSI-RS2는 CSI-RS의 전송 주기가 10ms 이고, CSI-RS 전송 오프셋이 4 이다. 기지국은 단말에게 두 개의 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 정보를 알려주며, 그 중에서 어떤 CSI-RS 설정(configuration)을 CQI(또는 CSI) 피드백을 위해 사용할지를 알려줄 수 있다.
단말은 특정 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 CQI 피드백을 기지국으로부터 요청 받으면, 해당 CSI-RS 설정(configuration)에 속하는 CSI-RS 만을 이용하여 채널 상태 측정을 수행할 수 있다. 구체적으로, 채널 상태는 CSI-RS 수신 품질과 잡음/간섭의 양과 상관계수의 함수로 결정되는데, CSI-RS 수신 품질 측정은 해당 CSI-RS 설정(configuration)에 속하는 CSI-RS 만을 이용하여 수행되고, 잡음/간섭의 양과 상관계수(예를 들어, 간섭의 방향을 나타내는 간섭 공분산 행렬(Interference Covariance Matrix) 등)를 측정하기 위해서는 해당 CSI-RS 전송 서브프레임에서 또는 지정된 서브프레임들에서 측정이 수행될 수 있다. 예를 들어, 도 11 의 실시예에서 단말이 제 1 CSI-RS 설정(CSI-RS1) 에 대한 피드백을 기지국으로부터 요청 받았을 경우에, 단말은 하나의 무선 프레임의 4 번째 서브프레임(서브프레임 인덱스 3)에서 전송되는 CSI-RS를 이용하여 수신 품질 측정을 수행하며, 잡음/간섭의 양과 상관계수 측정을 위해서는 별도로 홀수 번째 서브프레임을 사용하도록 지정 받을 수 있다. 또는, CSI-RS 수신 품질 측정과 잡음/간섭의 양과 상관계수 측정을 특정 단일 서브프레임(예를 들어, 서브프레임 인덱스 3)에 한정하여 측정하도록 지정할 수도 있다.
예를 들어, CSI-RS 를 이용하여 측정된 수신 신호 품질은 신호-대-간섭및잡음비(Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR)로서 간략하게 S/(I+N) (여기서 S 는 수신신호의 강도, I 는 간섭의 양, N 은 노이즈의 양)으로 표현될 수 있다. S 는 해당 단말에게 전송되는 신호를 포함하는 서브프레임에서 CSI-RS 를 포함하는 서브프레임에서 CSI-RS를 통해서 측정될 수 있다. I 및 N 은 주변 셀로부터의 간섭의 양, 주변 셀로부터의 신호의 방향 등에 따라 변화하므로, S 를 측정하는 서브프레임 또는 별도로 지정되는 서브프레임에서 전송되는 CRS 등을 통해서 측정할 수 있다.
여기서, 잡음/간섭의 양과 상관계수의 측정은, 해당 서브프레임내의 CRS 또는 CSI-RS가 전송되는 자원요소(Resource Element, RE)에서 이루어질 수도 있고, 또는 잡음/간섭의 측정을 용이하게 하기 위하여 설정된 널 자원요소(Null RE)를 통해 이루어 질 수도 있다. CRS 또는 CSI-RS RE에서 잡음/간섭을 측정하기 위하여, 단말은 먼저 CRS 또는 CSI-RS를 복구(recover)한 뒤, 그 결과를 수신신호에서 빼서(subtract) 잡음과 간섭 신호만 남겨서, 이로부터 잡음/간섭의 통계치를 얻을 수 있다. Null RE는 해당 기지국이 어떠한 신호도 전송하지 않고 비워둔(즉, 전송 전력이 0 (zero) 인) RE를 의미하고, 해당 기지국을 제외한 다른 기지국으로부터의 신호 측정을 용이하게 하여준다. 잡음/간섭의 양과 상관계수의 측정을 위하여 CRS RE, CSI-RS RE 및 Null RE를 모두 사용 할 수도 있으나, 기지국은 그 중에서 어떤 RE들을 사용하여 잡음/간섭을 측정할지에 대해서 단말기에게 지정해줄 수도 있다. 이는, 단말이 측정을 수행하는 RE 위치에 전송되는 이웃 셀의 신호가 데이터 신호인지 제어 신호인지 등에 따라 해당 단말이 측정할 RE 를 적절하게 지정하는 것이 필요하기 때문이며, 해당 RE 위치에서 전송되는 이웃 셀의 신호가 무엇인지는 셀간 동기가 맞는지 여부 그리고 CRS 설정(configuration)과 CSI-RS 설정(configuration) 등에 따라 달라지므로 기지국에서 이를 파악하여 단말에게 측정을 수행할 RE를 지정해줄 수 있다. 즉, 기지국은 CRS RE, CSI-RS RE 및 Null RE 중에서 전부 또는 일부를 사용하여 잡음/간섭을 측정하도록 단말기에 지정해 줄 수 있다.
예를 들어, 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정(configuration)을 사용할 수 있고, 기지국은 단말기에 하나 이상의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주면서 그 중에서 CQI 피드백에 이용될 CSI-RS 설정(configuration) 및 Null RE 위치에 대해서 알려줄 수 있다. 단말기가 CQI 피드백에 이용할 CSI-RS 설정(configuration)은, 0 의 전송 전력으로 전송되는 Null RE 와 구별하는 측면에서 표현하자면, 0이 아닌(non-zero) 전송 전력으로 전송되는 CSI-RS 설정(configuration)이라고 할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 단말이 채널측정을 수행할 하나의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주고, 단말은 상기 하나의 CSI-RS 설정(configuration)에서 CSI-RS 가 0이 아닌(non-zero) 전송 전력으로 전송되는 것으로 가정(assume)할 수 있다. 이에 추가적으로, 기지국은 0의 전송 전력으로 전송되는 CSI-RS 설정(configuration)에 대해서(즉, Null RE 위치에 대해서) 알려주고, 단말은 해당 CSI-RS 설정(configuration)의 자원요소(RE) 위치에 대해 0의 전송 전력임을 가정(assume)할 수 있다. 달리 표현하자면, 기지국은 0 이 아닌 전송 전력의 하나의 CSI-RS 설정(configuration)을 단말에게 알려주면서, 0의 전송 전력의 CSI-RS 설정(configuration)이 존재하는 경우에는 해당 Null RE 위치를 단말에게 알려줄 수 있다.
위와 같은 CSI-RS 설정(configuration)의 지시 방안에 대한 변형예로서, 기지국은 단말기에 다수의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주고, 그 중에서 CQI 피드백에 이용될 전부 또는 일부의 CSI-RS 설정(configuration)에 대해서 알려줄 수 있다. 이에 따라, 다수의 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 CQI 피드백을 요청 받은 단말은, 각각의 CSI-RS 설정(configuration)에 해당하는 CSI-RS를 이용하여 CQI를 측정하고, 측정된 다수의 CQI 정보들을 함께 기지국으로 전송할 수 있다.
또는, 단말이 다수의 CSI-RS 설정(configuration) 각각에 대한 CQI 를 기지국으로 전송할 수 있도록, 기지국은 단말의 CQI 전송에 필요한 상향링크 자원을 각각의 CSI-RS 설정(configuration) 별로 미리 지정할 수 있고, 이러한 상향링크 자원 지정에 대한 정보는 RRC 시그널링을 통하여 미리 단말에게 제공될 수 있다.
또는, 기지국은 단말로 하여금 다수의 CSI-RS 설정(configuration) 각각에 대한 CQI 를 기지국으로 전송하도록 동적으로 트리거링(trigger) 할 수 있다. CQI 전송의 동적인 트리거링은 PDCCH를 통해서 수행될 수 있다. 어떤 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 CQI 측정을 수행할지가 PDCCH를 통해 단말에게 알려질 수 있다. 이러한 PDCCH 를 수신하는 단말은 해당 PDCCH 에서 지정된 CSI-RS 설정(configuration) 에 대한 CQI 측정 결과를 기지국으로 피드백할 수 있다.
다수의 CSI-RS 설정(configuration)의 각각에 해당하는 CSI-RS의 전송 시점은 다른 서브프레임에서 전송되도록 지정될 수도 있고, 또는 동일한 서브프레임에서 전송되도록 지정될 수도 있다. 동일 서브프레임에서 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에 따른 CSI-RS의 전송이 지정되는 경우, 이들을 서로 구별하는 것이 필요하다. 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에 따른 CSI-RS들을 구별하기 위해서, CSI-RS 전송의 시간 자원, 주파수 자원 및 코드 자원 중 하나 이상을 다르게 적용할 수 있다. 예를 들어, 해당 서브프레임에서 CSI-RS의 전송 RE 위치가 CSI-RS 설정(configuration) 별로 다르게 (예를 들어, 하나의 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS 는 도 8(a) 의 RE 위치에서 전송되고, 다른 하나의 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS 는 동일한 서브프레임에서 도 8(b)의 RE 위치에서 전송되도록) 지정할 수 있다(시간 및 주파수 자원을 이용한 구분). 또는, 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에 따른 CSI-RS들이 동일한 RE 위치에서 전송되는 경우에, 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에서 CSI-RS 스크램블링 코드를 상이하게 사용함으로써 서로 구분되게 할 수도 있다(코드 자원을 이용한 구분).
신호 복조 방법
송신단에서 변조 기법을 사용하는 통신 시스템은 수신단에서 복조를 수행한다. 복조 기법은 크게 hard 복조 기법과 soft 복조 기법으로 구분할 수 있다. hard 기법은 수신 심볼의 값을 hard decision을 통해 변조 시 사용했던 constellation 값을 찾아낸 뒤, euclidean distance를 구한다. 따라서 decision이 포함되어 있지 않은 soft 기법에 비해 성능 열화가 발생한다. 후술할 본 발명의 실시예는 soft 복조 기법에 대한 것이다.
이론적으로 복조 단계에서는 mapping을 구성하는 모든 constellation points에 대해서 observation point(관측 지점)와의 Euclidean distance를 구하여 원하는 위치의 bit이 0인 경우와 1인 경우를 나누어 비교하는 maximum likelihood (ML) de-mapper가 optimal하다.
도 12는 ML 복조 방법의 일례를 도시한다.
그러나, ML de-mapper는 상당히 많은 exponential과 log operation을 포함하므로 높은 복잡도를 요한다. 상대적으로 낮은 복잡도의 soft de-mapper로는 max-log de-mapper가 있다. max-log de-mapper는 모든 constellation points와 observation point와의 distance를 계산에 포함하지 않고, 원하는 위치의 bit이 0 혹은 1인 constellation points 중 가장 가까운 두 개의 points에 대한 distance만을 이용하여 해당 bit의 LLR(Log-Likelihood Ratio)값을 구한다.
도 13은 Max-log 복조 방법의 일례를 도시한다.
Max-log의 경우 ML과 마찬가지로 distance 비교는 필요하지만, 2개의 distance 비율로만 LLR을 구하기 때문에 exponential이나 log operation을 필요로 하지 않는다.
Max-log 방식의 발전 형태로서, distance 비교 횟수를 줄이고자 하는 sphere decoding 방식이 있다.
나아가 boundary-approximation-based (BAB) soft de-mapper는 특정 위치의 bit이 0인 경우의 constellation points set과 1인 constellation points set을 나누어 observation point에서 두 set 간의 boundary까지의 거리 한 값만을 갖고 LLR을 계산하는 기법이다. 이 때, 특정 위치는 2m-QAM의 경우 m 비트 열 중 특정 비트의 위치를 나타내며, 도 14는 1번째 비트에 대한 BAB 복조 기법의 일례를 나타낸다.
이 거리 값은 해당 bit이 얼마나 0 또는 1일 확률이 큰가에 대한 직관적인 metric이 될 수 있다. 만약 observation point가 해당 bit가 0인 경우의 set에 포함되어 있다면, 이 거리 값을 통하여 원래 해당 bit가 1일 확률이 얼마나 될지를 예측할 수 있다.
특히 BAB soft de-mapper는 두 constellation points set들이 간단히 구분되는 Gray mapping 사용 시 매우 간단하게 LLR 값을 구할 수 있다.
도 15는 16-QAM Gray mapping을 예로 들어서 특정 위치의 bit에 대한 LLR 값을 구하는 과정을 각 비트 별로 나타낸 일례이다.
도 15에서 Gray mapping에 BAB soft de-mapper를 사용하는 경우 observation point 위치의 real part인 dR과 imaginary part인 dQ값 중에 한 값만 갖고 각 위치의 bit의 LLR 값을 구할 수 있다.
따라서 BAB soft de-mapper는 max-log 방식과 마찬가지로 exponential과 log operation을 사용하지 않음은 물론, M(=2m)-QAM 시스템인 경우 m
Figure PCTKR2015008620-appb-I000015
2m번의 distance 비교가 필요한 ML이나 max-log와 달리 단 m번의 distance 비교만 수행하게 되어, 복잡도 측면에서의 장점이 발생하게 된다.
BAB 복조 기법에서 사용하는 LLR은 다음 수학식 1과 같이 나타낼 수 있으며, 이 때, 사용하는 observation point로부터 가장 가까운 '1', '0' point에 대한 distance 수식(DI,K)이 BAB 복조 방법에서 중요하게 이용된다.
수학식 1
Figure PCTKR2015008620-appb-M000001
Soft de-mapping 과정은 modulation order가 증가할수록 높은 복잡도를 갖게 되는데, 이로 인해 여러 낮은 복잡도의 soft de-mapping scheme을 사용하는 것이 필수적이다. 그 중에서 boundary-approximation-based (BAB) soft de-mapper 가 보통 많이 사용되는 max-log soft de-mapper 보다 더 낮은 복잡도를 보이는 것으로 알려져 있지만, non-Gray bit labeling에서는 복잡한 boundary를 보이면서 사용하는데 어려움이 있다.
BAB soft de-mapper의 단점은 특정 위치의 bit이 0 혹은 1인 두 constellation sets 간의 boundary가 복잡한 non-Gray mapping에 대해서는 boundary의 개수가 많아져 distance 계산도 많이 필요할뿐더러 각 distance들의 조합으로 LLR 값을 구하기가 어렵다.
도 16은 16QAM SP mapping에 BAB de-mapper를 적용할 때 '1', '0' point 영역의 일례를 나타낸다. 도 16를 참조하면, non-Gray mapping 방법으로 많이 쓰이는 set-partitioned (SP) mapping의 경우 BAB soft de-mapper를 위한 constellation points set 간의 boundary를 볼 수 있는데, 2번째, 4번째 bit에 대한 boundary 구조가 상대적으로 복잡하다.
본 발명의 실시예에 따른 복조 방법
이하에서는, 본 발명의 실시예로서 modulation order에 관계없이 SP mapping에서 사용할 수 있는 BAB 복조 방법을 설명한다. 설명의 편의를 위하여 도 16과 같이 흰색 영역은 해당 비트의 constellation 값이 '1', 어두운 영역에 대해서는 '0'으로 간주하고 설명한다.
구체적인 예로서, SP mapping에서의 constellation point들의 '1', '0'에 대한 16QAM 배치는 도 16과 같고, 256QAM 배치는 도 17과 같다. 도 16 및 도 17을 참조하면 Boundary가 매우 많고 복잡하기 때문에, 이를 간단한 규칙으로 찾을 수 있는 방법이 필요하다.
도 17을 예로 들어 설명하면, 도 17은 256QAM 인 경우 SP mapping에 BAB de-mapper를 적용할 때 '1', '0' point 영역을 나타낸다. 도 17에서 좌측 상단부터 첫 번째 비트부터 순서대로 '1', '0' point에 대한 영역을 순차적으로 나타낸다.
SP mapping은 홀수와 짝수 비트의 영역 형태가 다르다. 먼저, 짝수 비트에 대해 설명하면, 도 18은 짝수 번째 비트 중 두 번째와 네 번째 비트의 영역을 간략히 도시한 것이다.
도 18 (a)에서 전체 영역은 2 사분면이 4 사분면에 반복되고, 1,3 사분면에는 비트 값이 반전된 형태를 가진다. 도 18 (b)는 2 사분면 영역이 전체 영역에 걸쳐 반복되는 형태이다. 또한, 크기는 다르지만 두 번째 비트 영역의 전체 패턴이 네 번째 비트의 각 사분면에 포함되어 있다.
도 19는 256QAM SP mapping 짝수 비트에 대한 패턴 반복 최소 단위 행렬을 나타낸다.
즉, 패턴 반복 최소 단위 행렬을 M이라고 할 때, 짝수 비트에 대한 행렬 Mk(k는 열 중 해당 비트 위치)는 도 19와 같다. BAB는 observation point에서 가장 가까운 '1', '0'의 point만 고려하기 때문에 반복되는 형태에서는 전체 행렬이 아닌 행렬 M만 알게 되면 거리를 구할 수 있다.
짝수 비트에 대해 패턴 반복 최소 단위 행렬은 256QAM인 경우 4개 (16QAM은 2개)이며, 2m-QAM의 경우, 각 Mk는 크기가 2(m/2+1)-(k/2)인 정사각 행렬이다. 예를 들어, 행렬 M2 (도 19 (a))에 대해 두 번째 비트는 base matrix B2를 이용하여 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2015008620-appb-M000002
수학식 3
Figure PCTKR2015008620-appb-M000003
여기서, '-1'은 bit flip을 나타낸다. 즉, '0'은 '1'로 '1'은 '0'으로 변경하는 것을 나타내고,
Figure PCTKR2015008620-appb-I000016
는 행렬 곱(kronecker product)를 나타낸다.
이와 같은 방법으로 네 번째 비트에 대한 행렬 M4(도 19 (b))도 네 번째 비트는 base matrix B4를 이용하여 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2015008620-appb-M000004
수학식 5
Figure PCTKR2015008620-appb-M000005
실제로 도 19 (d)의 M8은 '0'과 '1'이 순차적으로 반복되는 형태이므로 M8을 제외한 나머지 행렬 M은 다음 수학식과 같은 관계가 있다. (k≥2인 짝수)
수학식 6
Figure PCTKR2015008620-appb-M000006
이와 같이 행렬 M이 반복되기 때문에 행렬 내에서 distance를 계산하면 된다. 수신 심볼의 yI(실수 축 값) 또는 yQ(허수 축 값)만 사용하는 gray mapping과는 다르게, BAB를 이용하는 경우, 수학식 1과 같이 LLR을 계산하기 위한 distance를 적용하기 위해서 non-gray mapping 중 짝수 비트에서는 수신 심볼의 yI, yQ을 동시에 사용해야 한다. non-gray mapping 중 홀수 번째 비트에 대해서는 yQ값만 이용하면 되며, 이에 대하여는 후술한다.
반복되는 행렬 M 내에서의 distance만을 고려하면 되기 때문에 수신 심볼의 값을 행렬 M에 매핑하는 과정이 필요하다. 우선 여덟 번째 비트를 제외한 나머지 짝수 비트들은 x축 및 y축 대칭인 형태이다. 따라서, 수신 심볼의 yI, yQ을 이용하여, 그림 7에서의 원점에서 가까운 붉은 색 영역 내에서의 distance와 부호를 계산한다.
행렬 M안에 수신 심볼을 mapping하기 위하여 yI, yQ를 이용하여 다음 수학식과 같이 새로 수신 심볼을 mapping할 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2015008620-appb-M000007
이 때, 는 x값보다 크거나 같으면서 가장 작은 정수를 나타내고, z는 반복되는 행렬 M의 크기를 나타내며, 2m-QAM의 경우, Mk(k≥2인 짝수)에 대해서는 z는 다음 수학식과 같은 관계에 있다.
수학식 8
Figure PCTKR2015008620-appb-M000008
예를 들어, 256QAM에서 M4의 경우 z는 8이 된다.
이 때, 행렬 M은 z/2를 기준으로 x, y축으로 boundary를 갖게 된다. 따라서, 수학식 1의 DI,K는 x, y축 값의 동시 사용으로 인해 비트에 따라 다른 Dk(k≥2인 짝수)가 나타나게 된다. 2m-QAM의 경우, Mk(k≥2인 짝수)에 대한 |DK|는 다음 수학식을 통해 나타낼 수 있다(부호는 후술).
수학식 9
Figure PCTKR2015008620-appb-M000009
예를 들어, 256QAM에서 M4의 경우 다음 수학식과 같다.
수학식 10
Figure PCTKR2015008620-appb-M000010
각 비트에 대한 distance는 행렬 M으로 mapping하여 구했지만, 부호는 도 18과 같은 영역을 고려한다. 2m-QAM의 경우 k 번째 비트(k≥2인 짝수) 중 1 사분면에 대한 부호는 다음 수학식과 같다.
수학식 11
Figure PCTKR2015008620-appb-M000011
이 때, [x]는 x보다 크지 않은 최대 정수를 나타낸다. 이를 확장하여, 전체 사분면은 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 12
Figure PCTKR2015008620-appb-M000012
홀수 번째 비트에 대해서는 짝수 번째와 마찬가지로, 마지막 비트인 일곱 번째 비트를 제외하고 기술한다. 홀수 번째는 도 17에서 나타나듯이 yI와는 관계없이 yQ 값으로 DK를 정할 수 있다. 짝수 비트와 동일하게 패턴 반복 최소 단위를 도 20과 같이 사용하여 distance 및 부호를 결정할 수 있다. 도 20은 256QAM SP mapping 홀수 비트에 대한 패턴 반복의 최소 단위 행렬을 도시한다.
또 다른 방법으로 패턴 반복 최소 단위 행렬을 사용하지 않고 boundary를 직접 고려하는 경우 도 21과 같은 distance가 대칭인 구역을 갖게 된다. 도 21은 256QAM SP mapping 홀수 비트에 대한 대칭 구역에 대한 기준선을 도시한다.
먼저, 기준선 안쪽의 constellation에 대한 DK를 설명한다. 기준선과 기준선 사이에 대해서는 반복되는 패턴처럼 간주할 수 있으므로, 짝수 번째 비트와 마찬가지로 yQ값을 가장 가운데 기준선 사이(붉은색 사각형 내에)에 mapping 되도록 한다. 2m-QAM의 경우 k 번째 비트(k≥1인 홀수)에 대해 수신 심볼을 mapping하기 위하여 yQ를 이용하여 다음 수학식과 같이 수신 심볼을 mapping할 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2015008620-appb-M000013
이 때, sign(x)는 x에 대한 부호를 나타낸다. 즉, sign(-5)은 -1을 sign(+3)은 +1을 나타낸다. z는 mapping 영역의 크기와 관련된 값으로 다음 수학식 과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 14
Figure PCTKR2015008620-appb-M000014
예를 들어, 256QAM에서 세 번째 비트의 경우 z는 8이 된다.
2m-QAM의 경우, Mk(k≥1인 홀수)에 대한 |DK|는 다음 수학식을 통해 나타낼 수 있다.
수학식 15
Figure PCTKR2015008620-appb-M000015
기준선 밖의 constellation에 대해서는 다음 수학식을 통해 나타낼 수 있다.
수학식 16
Figure PCTKR2015008620-appb-M000016
2m-QAM의 경우 k 번째 비트(k≥1인 홀수)에 대한 부호는 다음 수학식과 같다.
수학식 17
Figure PCTKR2015008620-appb-M000017
이하에서는, 상술한 설명에서 제외된 일곱 번째 및 여덟 번째 비트에 대한 distance를 살펴본다. 먼저 일곱 번째 비트에 대해 |D7|와 부호는 각각 아래 수학식 19, 20 과 같다.
수학식 18
Figure PCTKR2015008620-appb-M000018
수학식 19
Figure PCTKR2015008620-appb-M000019
수학식 20
Figure PCTKR2015008620-appb-M000020
여덟 번째 비트에 대해 |D8|와 부호는 각각 아래 수학식 22, 23과 같다.
수학식 21
Figure PCTKR2015008620-appb-M000021
수학식 22
Figure PCTKR2015008620-appb-M000022
수학식 23
Figure PCTKR2015008620-appb-M000023
도 22는 본 발명의 실시예의 일례를 나타내는 흐름도이다.
먼저, UE는 2m (m은 자연수)의 변조차수를 가지는 변조 신호를 수신한다(S2201).
다음으로, m개의 비트 중 k (k는 m 이하 자연수 중 짝수) 번째 비트에 대응하는 제1 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하고(S2203), 상기 m개의 비트 중 n (n은 m 이하 자연수 중 홀수) 번째 비트에 대응하는 제2 복조 성좌(constellation) 배치를 결정한다(S2205).
다음으로, 상기 제1 및 제2 복조 성좌 배치를 이용하여 수신된 상기 변조 신호를 복조한다. 이에 대한 구체적인 변조 방법은 상술한 바와 동일하므로 상세한 설명은 생략한다.
도 23은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
무선 통신 시스템에 릴레이가 포함되는 경우, 백홀 링크에서 통신은 기지국과 릴레이 사이에 이뤄지고 억세스 링크에서 통신은 릴레이와 단말 사이에 이뤄진다. 따라서, 도면에 예시된 기지국 또는 단말은 상황에 맞춰 릴레이로 대체될 수 있다.
도 23을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(2310) 및 단말(2320)을 포함한다. 기지국(2310)은 프로세서(2313), 메모리(2314) 및 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 유닛(2311, 2312)을 포함한다. 프로세서(2313)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(2314)는 프로세서(2313)와 연결되고 프로세서(2313)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(2316)은 프로세서(2313)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 단말(2320)은 프로세서(2323), 메모리(2324) 및 RF 유닛(2321, 2322)을 포함한다. 프로세서(2323)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(2324)는 프로세서(2323)와 연결되고 프로세서(2323)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(2321, 2322)은 프로세서(2323)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 기지국(2310) 및/또는 단말(2320)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital 신호 processors), DSPDs(digital 신호 processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
본 발명은 단말, 릴레이, 기지국 등과 같은 무선 통신 장치에 사용될 수 있다.

Claims (16)

  1. 무선 접속 시스템에서 단말이 신호를 복조하는 방법에 있어서,
    2m (m은 자연수)의 변조차수를 가지는 변조 신호를 수신하는 단계;
    m개의 비트 중 k (k는 m 이하 자연수 중 짝수) 번째 비트에 대응하는 제1 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하는 단계;
    상기 m개의 비트 중 n (n은 m 이하 자연수 중 홀수) 번째 비트에 대응하는 제2 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하는 단계; 및
    상기 제1 및 제2 복조 성좌 배치를 이용하여 수신된 상기 변조 신호를 복조하는 단계를 포함하고,
    상기 제1 성좌 배치는 2(m/2+1)-(k/2) 크기의 정사각 행렬이 반복되는 패턴을 가지는, 신호 복조 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 정사각 행렬(Mk)는 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외하고, 다음 수학식을 만족하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 A]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000017
  3. 제1항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 수신된 상기 변조 신호를 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는 단계를 포함하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 B]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000018
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI?은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ?은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  4. 제1항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는 단계를 포함하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 C]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000019
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  5. 제1항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는 단계를 포함하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 D]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000020
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI?은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ?은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  6. 제1항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는 단계를 포함하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 E]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000021
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부)
  7. 제1항에 있어서,
    상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는 단계를 포함하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 F]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000022
    (여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ?은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  8. 제1항에 있어서,
    상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 복조하는 단계는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는 단계를 포함하는, 신호 복조 방법.
    [수학식 G]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000023
    (여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  9. 무선 접속 시스템에서 신호를 복조하는 단말에 있어서,
    RF(Radio Frequency) 유닛; 및
    프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    2m (m은 자연수)의 변조차수를 가지는 변조 신호를 수신하고,
    m개의 비트 중 k (k는 m 이하 자연수 중 짝수) 번째 비트에 대응하는 제1 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하고,
    상기 m개의 비트 중 n (n은 m 이하 자연수 중 홀수) 번째 비트에 대응하는 제2 복조 성좌(constellation) 배치를 결정하고,
    상기 제1 및 제2 복조 성좌 배치를 이용하여 수신된 상기 변조 신호를 복조하도록 구성되고,
    상기 제1 성좌 배치는 2(m/2+1)-(k/2) 크기의 정사각 행렬이 반복되는 패턴을 가지는, 단말.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 정사각 행렬(Mk)는 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외하고, 다음 수학식을 만족하는, 단말.
    [수학식 A]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000024
  11. 제9항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 프로세서는 수신된 상기 변조 신호를 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는, 단말.
    [수학식 B]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000025
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI?은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ?은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  12. 제9항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트를 제외한 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는, 단말.
    [수학식 C]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000026
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  13. 제9항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는,단말.
    [수학식 D]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000027
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yI?은 다시 매핑된 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ?은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  14. 제9항에 있어서,
    상기 k번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 짝수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는, 단말.
    [수학식 E]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000028
    (여기서, yI는 수신된 상기 변조 신호의 실수부이고, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부)
  15. 제9항에 있어서,
    상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 다시 매핑하는, 단말.
    [수학식 F]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000029
    (여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, yQ?은 다시 매핑된 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
  16. 제9항에 있어서,
    상기 n번째 비트 중 상기 m 이하의 자연수 중 가장 큰 홀수 번째 비트에 대하여, 상기 프로세서는 다음 수학식을 이용하여 부호를 결정하는, 단말.
    [수학식 G]
    Figure PCTKR2015008620-appb-I000030
    (여기서, yQ는 수신된 상기 변조 신호의 허수부이고, z는 상기 정사각 행렬의 크기)
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