WO2015185075A1 - Filtrage selectif amont en modulation de frequence - Google Patents

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WO2015185075A1
WO2015185075A1 PCT/EP2014/003295 EP2014003295W WO2015185075A1 WO 2015185075 A1 WO2015185075 A1 WO 2015185075A1 EP 2014003295 W EP2014003295 W EP 2014003295W WO 2015185075 A1 WO2015185075 A1 WO 2015185075A1
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WO
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channel
frequency
khz
interest
width
Prior art date
Application number
PCT/EP2014/003295
Other languages
English (en)
Inventor
Cyrille Potereau
Chao Lin
Original Assignee
Continental Automotive France
Continental Automotive Gmbh
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Publication date
Application filed by Continental Automotive France, Continental Automotive Gmbh filed Critical Continental Automotive France
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters

Definitions

  • the present invention relates to vehicle audio systems and particularly to filtering methods for dynamic selective filtering of frequency modulation (FM) broadcast channels.
  • FM frequency modulation
  • a more or less narrow input filter is applied depending on the reception conditions which are estimated after demodulation, that is to say on the audio quality; the width of the filter is controlled by a feedback loop.
  • this feedback loop can introduce unnecessary instabilities, even harmful, in the system, especially in case of changes in FM content and / or the presence of adjacent channels or various electromagnetic disturbances and / or changes in conditions. reception.
  • a method for dynamic selective filtering of electromagnetic waves broadcasting radio programs on the frequency modulation comprising the steps of:
  • FC crossover frequency
  • a selective digital centered filter having a width deduced from the crossing frequency, namely a width of 2 x (F0 - FC) + FH, where FH is a correction value between 0 kHz and 10 kHz,
  • Demodulated audio signals are thus obtained which reproduce the signals diffused by the first channel of interest by strongly canceling or limiting the disturbances induced by the presence of a second disturbing adjacent channel, or the presence of interference outside the audio content.
  • the detection of such a local minimum may be symptomatic of the presence of a second disturbing channel having a carrier frequency shifted by 100 kHz with respect to the carrier frequency of the channel of interest; whereby the proposed method makes it possible to discriminate two very close channels, more effectively than the systems of the prior art, in particular with feedback.
  • the digitization and the Fourier transform are preferably repeated at least every 500 ⁇ . This provides rapid decision means so as to adjust the decision very dynamically.
  • the input filter has a width of approximately 300 kHz. This advantageously eliminates upstream all the channels whose carrier is separated by 200 kHz or more from the carrier of interest.
  • the width of the digital filter namely 2 x (F0 - FC) + FH can take values between 40 kHz (+/- 20 kHz) and 300 kHz (+/- 150 kHz), and can be readjusted at a rate identical to the recurrence frequency of steps Ibl and
  • the filter can be tightened if the audio content has little excursion or if an adjacent channel is detected and the filter can be expanded if the audio content is more supplied and without adjacent channel potentially disruptive.
  • the nearest local minimum is preferably determined by calculating the derivative of the curve forming the Fourier transform and identifying the points where this derivative vanishes and keeping the nearest point of the carrier of the channel of interest. This represents a mathematical treatment well mastered and easy to implement.
  • the FH value can be chosen according to the value of the second derivative at the point of the local minimum. It is thus possible to adjust the cut-off frequency of the digital filter as a function of the power of the disturbing adjacent channel, which is all the greater as the second derivative is high.
  • Time smoothing and / or digital low pass filter can be provided for the filter width adjustment mechanism; whereby the adjustment, although fast, does not involve a jump.
  • the invention also relates to an audio system capable of receiving and demodulating electromagnetic waves broadcasting radio programs on the frequency modulation, remarkable in that it is configured to implement the method according to one of the preceding characteristics; such a system has the advantages mentioned above.
  • FIG. 1 schematically represents a partial electromagnetic spectrum in the FM band and its evolution over time, with a channel of interest and a potentially disruptive adjacent channel,
  • FIG. 2 represents a block diagram of an audio system and according to the invention
  • FIG. 3 diagrammatically represents an electromagnetic spectrum, transposed from that of FIG. 1 to the baseband
  • FIG. 4 illustrates different cases of the spectral curve resulting from the Fourier transform, in particular its variations over time
  • FIG. 5 schematically shows the respective audio contents of the channel of interest and the potentially disruptive adjacent channel, over time.
  • Figures 1 and 2 illustrate an audio system 1 for a vehicle, also called car radio, capable of receiving and demodulating electromagnetic waves broadcasting radio programs on the FM band.
  • radio programs as known per se, the principle of frequency modulation is based on the use of a frequency deviation with respect to a carrier frequency (F0) to encode the audio signals to be broadcast. The frequency deviation is proportional to the encoder audio signal.
  • F0 carrier frequency
  • a plurality of channels may be broadcast over the entire FM band (88 MHz - 108 MHz in many countries, 76 MHz - 90 MHz in Japan).
  • Each channel typically has a useful bandwidth of about 240 kHz, i.e. +/- 120 kHz around the carrier; this corresponds to a starting composite audio spectrum (Mono + Stereo + RDS baseband) bounded by 60 kHz, modulating the carrier according to its amplitude and its spectral content to give a channel of at most 240 kHz wide.
  • the frequency F0 designates the carrier frequency of a first channel, also called channel of interest, that the user of the audio system has selected, this user wishing to listen to the radio program broadcast by this first channel.
  • carrier frequency F0 the carrier frequency of a first channel, also called channel of interest.
  • the spectrum is not always centered on F0, and in particular the location of the maximum 71 moves around F0 continuously according to the audio content.
  • FIG. 1 illustrates the evolution of the spectral content of the carrier interest channel F0 as well as the spectral content of a second channel F2, which will be referred to here as the interfering channel.
  • the second channel has a carrier frequency F2 not far from the carrier frequency F0, for example the difference can be 100 kHz.
  • the disruptive channel may be located either above (as illustrated) or below the frequency of the first channel F0.
  • the spectral content of the second channel also evolves with time independently of the spectral content of the first channel.
  • the audio system 1 comprises an analog front part 2, a digital central part 4 with a logic control unit 3 (digital core), and an analog downstream part with an amplifier 9 and 9 speakers.
  • the audio system includes a user interface 6 with a display screen and a touchpad or physical buttons (not shown); This allows the user to choose the station / channel of interest.
  • the electromagnetic signals are received by an antenna device 10, the signals are then filtered by an input filter 1 1.
  • the input filter can be completed by a frequency change operation (offset F0) for transpose the signals into baseband.
  • the signals from the filtering are then digitized by a digital analog converter 12.
  • Further signal processing is performed by digital operations, including storage in a data buffer 13.
  • Fourrier transform analysis 14 is performed which outputs a spectral power density curve which will be discussed in detail below.
  • the buffered data is digitally filtered by a digital filter of programmable width.
  • a filter width control block 16 controls the width of the filter W as a function of the content analysis of the power spectral density curve.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the input filtering 11 has a width of the order of 200 to 300 kHz centered on F0, which makes it possible to eliminate the signals coming from the channels distant from F0, but does not allow the signals to be correctly eliminated. a nearby adjacent channel whose spectral density may overflow within the input filter.
  • FC the power spectral density of each channel is located. at the same level, where the curves intersect.
  • FIGS. 3 and 4 illustrate the baseband processing i.e. after frequency transposition of -F0.
  • the analysis of the spectral density curve at the output of block 14 makes it possible to identify local minima, and in particular to identify the local minimum closest to the central frequency of interest.
  • the filter width control block 16 applies a selective digital filter centered on F0 with a parameterized width derived from the crossover frequency FC. For example, a width equal to 2 x (F0-FC) can be chosen.
  • the width of the digital filter can then be deduced from the spectral content of the channel of interest, as will be detailed below.
  • the local minimum closest to the central frequency denoted FC-referenced 91 b is to the left of the latter.
  • the curve also has a local maximum that is to say a hump 91a symptomatic of the presence of an adjacent channel on the left.
  • the detection of a local minimum is obtained by calculating the derivative of the spectral curve and looking for the roots, that is to say the places where this derivative vanishes.
  • the second derivative is calculated, a minimum being characterized by a positive value of the second derivative at the point where the primary derivative is canceled.
  • the height of the lateral bump will be related to the value of the second derivative, and the correction value FH can be obtained as a function of the value of the second derivative at the nearest point of the frequency.
  • the analysis can lead to finding 2 minimums, one on each side, and we will retain the one that is closest to the central frequency (0 in band of based).
  • the mechanism described above is constantly repeated which leads to dynamic decision-making.
  • the frequency of recurrence is preferably at least 1 kHz.
  • the digitization and the Fourier transform are repeated at least every 500 ⁇ .
  • the spectral content 70 of the channel of interest F0 changes with time, as well as the spectral content 72 of a possible interfering channel F2 represented in dotted lines.
  • the references 71 and 73 respectively denote the location of the maximum spectral density frequencies which also change with time.
  • the spectral density curve resulting from the Fourier transform does not reveal a minimum and consequently the digital filtering is operated with a width W of default value, for example 100 kHz wide.
  • the analysis of the spectral curve makes it possible to identify a local minimum induced by the presence of the adjacent channel F2 whose spectral content has approached the central frequency of interest F0.
  • the width W of the digital filter 15 is then reduced progressively as the interference between the two channels increases.
  • the width of the digital filter 15 is increased again as the interference between the two channels decreases.
  • the width of the digital filter 15 is again increased to the default value.
  • the width of the digital filter 15 is decreased due to a narrower spectral content.
  • the spectrum from the Fourier transform has a narrower profile, and the width W of the digital filter can be reduced accordingly.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

Procédé de filtrage sélectif dynamique des canaux dans la bande FM, le procédé comprenant les étapes : /a/ sélectionner un premier canal fréquentiel (F0) portant des signaux d'une station d'intérêt, /b1/ appliquer aux signaux reçus un filtre d'entrée (11) centré sur F0, opérer une transposition en bande de base, et numériser (12) le signal filtré, /b2/ appliquer une transformée de Fourier (14), et rechercher dans la courbe formant le résultat de la transformée de Fourier, une fréquence de croisement FC, définie comme l'abscisse du minimum local de la courbe le plus proche de la porteuse centrale d'intérêt, Ici appliquer aux signaux numérisés un filtre numérique sélectif centré ayant une largeur (W) déduite de la fréquence de croisement FC, Idl répéter continuellement les étapes /b1/ /b2/ et Ici jusqu'à un changement de canal fréquentiel.

Description

Filtrage sélectif amont en modulation de fréquence
La présente invention est relative aux systèmes audio pour véhicule et particulièrement aux procédés de filtrage pour le filtrage sélectif dynamique de canaux de diffusion en modulation de fréquence (FM).
Plus précisément, on s'intéresse aux systèmes audio capables de recevoir et démoduler des ondes électromagnétiques diffusant des programmes radiophoniques sur la modulation de fréquence.
Sur la bande de la modulation de fréquence, on peut trouver couramment des canaux utiles séparés de 200 kHz ou 300 kHz en terme de fréquence porteuse, mais il arrive aussi que deux canaux adjacents aient des fréquences porteuses séparées seulement par 100 kHz, ce qui pose un problème de discrimination et de filtrage sélectif pour focaliser la réception sur un des canaux et rejeter les signaux de l'autre canal.
Dans les systèmes connus, on applique un filtre d'entrée plus ou moins étroit en fonction des conditions de réception qui sont estimées après démodulation, c'est-à-dire sur la qualité audio ; la largeur du filtre est donc pilotée par une boucle de rétroaction.
Mais il se trouve que cette boucle de rétroaction peut introduire des instabilités inutiles, voire néfastes, dans le système, notamment en cas de changements de contenu FM et/ou de présence de canaux adjacents ou divers perturbateurs électromagnétiques et/ou de changements de conditions de réception.
Il est donc apparu un besoin de proposer une solution plus performante pour filtrer sélectivement les signaux d'entrée, afin d'assurer une réception optimisée du canal d'intérêt même avec un canal adjacent proche.
Selon l'invention, il est proposé un procédé de filtrage sélectif dynamique d'ondes électromagnétiques diffusant des programmes radiophoniques sur la modulation de fréquence, le procédé comprenant les étapes :
/a/ sélectionner un premier canal fréquentiel (F0) portant des signaux d'une station d'intérêt destinée à être écoutée,
/b1/ appliquer aux signaux reçus un filtre d'entrée centré sur le canal fréquentiel, opérer une transposition en bande de base, et numériser le signal filtré,
/b2/ appliquer une transformée de Fourier, et rechercher dans la courbe formant le résultat de la transformée de Fourier, une fréquence de croisement (FC), définie comme l'abscisse du minimum local de la courbe le plus proche de la porteuse centrale d'intérêt,
Ici appliquer aux signaux numérisés un filtre numérique sélectif centré ayant une largeur déduite de la fréquence de croisement, à savoir une largeur de 2 x (F0 - FC) + FH, FH étant une valeur de correction comprise entre 0 kHz et 10 kHz,
/d/ répéter continuellement les étapes /b1/ /b2/ et Ici jusqu'à un changement de canal fréquentiel.
La détection d'un tel minimum local permet d'identifier le passage du canal d'intérêt à un autre canal adjacent perturbateur. Moyennant quoi on peut appliquer un filtrage de largeur adaptée pour éliminer ce canal adjacent perturbateur.
On obtient ainsi des signaux audio démodulés qui reproduisent les signaux diffusés par le premier canal d'intérêt en annulant ou limitant fortement les perturbations induites par la présence d'un second canal adjacent perturbateur, ou la présence d'interférences en dehors du contenu audio.
On note aussi que, grâce à la transposition vers la bande de base, tous les traitements numériques se font avantageusement dans la bande de base, assez facilement.
Dans divers modes de réalisation de la méthode selon l'invention, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes :
• La détection d'un tel minimum local peut être symptomatique de la présence d'un second canal perturbateur ayant une fréquence porteuse décalée de 100 kHz par rapport à la fréquence porteuse du canal d'intérêt ; moyennant quoi le procédé proposé permet de discriminer deux canaux très proches, de façon plus efficace que les systèmes de l'art antérieur, notamment à rétroaction.
• La numérisation et la transformée de Fourier sont de préférence répétées au moins toutes les 500 με. On dispose ainsi de moyens de décision rapides de manière à ajuster la décision de façon très dynamique.
· Le filtre d'entrée présente une largeur d'environ 300 kHz. Ceci permet d'éliminer avantageusement en amont tous les canaux dont la porteuse est séparée de 200 kHz ou plus de la porteuse d'intérêt.
• La largeur du filtre numérique à savoir 2 x (F0 - FC) + FH peut prendre des valeurs comprises entre 40 kHz (+/-20 kHz) et 300 kHz (+/-150 kHz), et peut être réajusté à une cadence identique à la fréquence de récurrence des étapes Ibl et
Ici, de préférence supérieure à 1 kHz. De sorte que le filtre peut être resserré si le contenu audio présente peu d'excursion ou si un canal adjacent est détecté et le filtre peut être élargi si le contenu audio est plus fourni et sans canal adjacent potentiellement perturbateur.
· Le minimum local le plus proche est de préférence déterminé en calculant la dérivée de la courbe formant la transformée de Fourier et en identifiant les points où cette dérivée s'annule et en retenant le point le plus proche de la porteuse du canal d'intérêt. Ce qui représente un traitement mathématique bien maîtrisé et facile à mettre en œuvre.
• La valeur FH peut être choisie en fonction de la valeur de la dérivée seconde au point du minimum local. On peut ainsi ajuster la fréquence de coupure du filtre numérique en fonction de la puissance du canal adjacent perturbateur, qui est d'autant plus grande que la dérivée seconde est élevée.
• On peut prévoir un lissage temporel et/ou un filtre passe-bas numérique concernant le mécanisme d'ajustement de la largeur du filtre ; moyennant quoi l'ajustement, bien que rapide, ne comporte pas de saut.
L'invention vise aussi un système audio capable de recevoir et de démoduler des ondes électromagnétiques diffusant des programmes radiophoniques sur la modulation de fréquence, remarquable en ce qu'il est configuré pour mettre en œuvre le procédé selon l'une des caractéristiques précédentes ; un tel système présente les avantages énoncés ci-dessus.
D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un de ses modes de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. L'invention sera également mieux comprise en regard des dessins joints sur lesquels :
- la figure 1 représente schématiquement un spectre électromagnétique partiel dans la bande FM et son évolution au cours du temps, avec un canal d'intérêt et un canal adjacent potentiellement perturbateur,
- la figure 2 représente un schéma bloc d'un système audio et selon l'invention,
- la figure 3 représente schématiquement un spectre électromagnétique, transposé de celui de la figure 1 vers la bande de base,
- la figure 4 illustre différents cas de figure de la courbe spectrale issue de la transformée de Fourrier, notamment ses variations au cours du temps,
- la figure 5 représente schématiquement les contenus audio respectifs du canal d'intérêt et du canal adjacent potentiellement perturbateur, au cours du temps.
Sur les différentes figures, les mêmes références désignent des éléments identiques ou similaires.
Les figures 1 et 2 illustrent un système audio 1 pour véhicule, aussi appelé autoradio, capable de recevoir et de démoduler des ondes électromagnétiques diffusant des programmes radiophoniques sur la bande FM. S'agissant des programmes radiophoniques, comme connu en soi, le principe de la modulation de fréquence est basé sur l'utilisation d'une excursion de fréquence par rapport à une fréquence porteuse (F0) pour encoder les signaux audio à diffuser. L'excursion de fréquence est proportionnelle au signal audio encodeur.
Une pluralité de canaux peut être diffusée sur la totalité de la bande FM (88 MHz - 108 MHz dans beaucoup de pays, 76 MHz - 90 MHz au Japon).
Chaque canal présente typiquement une largeur de bande utile d'environ 240 kHz, c'est-à-dire +/-120 kHz autour de la porteuse ; ceci correspond à un spectre audio composite de départ (bande de base Mono + Stéréo + RDS) borné par 60 kHz, modulant la porteuse en fonction de son amplitude et de son contenu spectral pour donner un canal d'au plus 240 kHz de large.
On comprend dès lors que, lorsque deux canaux ne sont séparés, en termes de fréquence porteuse F0, que par 100 kHz, il peut y avoir un léger chevauchement des signaux sur le spectre, problème auquel la présente invention s'attache à apporter une solution.
Dans la suite du présent document, la fréquence F0 désignera la fréquence porteuse d'un premier canal, aussi appelé canal d'intérêt, que l'utilisateur du système audio a sélectionné, cet utilisateur souhaitant écouter le programme radiophonique diffusé par ce premier canal à fréquence porteuse F0. On remarque que le contenu spectral de ce premier canal évolue avec le temps, principalement en raison du contenu audio modulant qui évolue lui aussi avec le temps.
Le spectre n'est pas toujours centré sur F0, et notamment le lieu du maximum 71 se déplace autour de F0 en permanence en fonction du contenu audio.
La figure 1 illustre l'évolution du contenu spectral du canal d'intérêt de porteuse F0 ainsi que le contenu spectral d'un second canal F2, que l'on appellera ici canal perturbateur. Le second canal présente une fréquence porteuse F2 peu éloignée de la fréquence porteuse F0, par exemple l'écart peut être de 100 kHz. Le canal perturbateur peut être situé soit au-dessus (comme illustré), soit au-dessous de la fréquence du premier canal F0. Le contenu spectral du second canal évolue lui aussi avec le temps de manière indépendante du contenu spectral du premier canal.
Sur la figure 2, le système audio 1 comprend une partie frontale analogique 2, une partie centrale numérique 4 avec une unité de commande logique 3 (cœur numérique), et une partie aval analogique avec un amplificateur 9 et des haut-parleurs 9. Par ailleurs, le système audio comprend une interface utilisateur 6 avec un écran d'affichage et une surface tactile ou des boutons physiques (non représentés) ; ce qui permet à l'utilisateur de choisir la station/le canal d'intérêt.
Les signaux électromagnétiques sont reçus par un dispositif d'antenne 10, les signaux sont ensuite filtrés par un filtre d'entrée 1 1. Avantageusement, le filtre d'entrée peut être complété par une opération de changement de fréquence (décalage de F0) pour transposer les signaux en bande de base. Les signaux issus du filtrage sont ensuite numérisés par un convertisseur analogique digital 12.
La poursuite du traitement du signal est réalisée par des opérations numériques, notamment une mise en mémoire dans une mémoire tampon de données 13. À partir des données mises en mémoire tampon, il est procédé à une analyse de transformée de Fourrier 14 qui donne en sortie une courbe de densité spectrale de puissance dont il sera question en détail plus loin. Par ailleurs, les données mises en mémoire tampon font l'objet d'un filtrage numérique par un filtre numérique 15 de largeur programmable. Un bloc de contrôle de largeur de filtre 16 commande la largeur du filtre W en fonction de l'analyse du contenu de la courbe de densité spectrale de puissance.
Tout ou partie des opérations de mise en mémoire tampon, transformée de Fourrier, filtrage numérique peuvent être effectuées par un circuit dédié de type DSP 5. Le terme « DSP » vient de l'anglais « Digital Signal Processor », soit un processeur de signal numérique.
On remarque que le filtrage d'entrée 11 présente une largeur de l'ordre de 200 à 300 kHz centré sur F0, ce qui permet d'éliminer les signaux provenant des canaux éloignés de F0, mais ne permet pas d'éliminer correctement les signaux d'un canal adjacent proche dont la densité spectrale peut déborder à l'intérieur du filtre d'entrée.
Comme illustré à la figure 3, dans le cas de figure où le second canal F2 potentiellement perturbateur présente une porteuse décalée à 100 kHz de F0, il existe un point de croisement noté FC au niveau duquel la densité spectrale de puissance de chaque canal se trouve au même niveau, à l'endroit où les courbes se croisent.
Les signaux en aval du filtrage d'entrée, après numérisation et transposition spectrale, puis traitement par transformée dé Fourrier sont illustrés à la figure 4.
Il faut comprendre que concernant les figures 3 et 4, elles ' illustrent le traitement en bande de base c'est-à-dire après transposition de fréquence de -F0.
L'effet de la présence du second canal perturbateur F2 se manifeste par une remontée locale de la densité spectrale à droite du point noté « FC+ » référence 92b.
L'analyse de la courbe de densité spectrale en sortie du bloc 14 permet d'identifier des minimums locaux, et en particulier d'identifier le minimum local le plus proche de la fréquence centrale d'intérêt.
Grâce à la détermination de FC, le bloc de commande de largeur de filtre 16 applique un filtre numérique sélectif centré sur F0 avec une largeur paramétrée déduite de la fréquence de croisement FC. On peut choisir par exemple une largeur égale à 2 x (F0 - FC). De manière générale, on prendra comme valeur de largeur de filtre 16 la valeur W telle que : W = 2 x (F0 - FC)+FH, FH étant une valeur de correction comprise entre 0 kHz et 40 kHz, FH pouvant être un décalage paramétré faisant l'objet d'un mécanisme d'apprentissage, et/ou de corrélation par rapport à la valeur de la dérivée seconde de la courbe spectrale issue de la transformée de Fourier.
Si aucun minimum n'est identifié, comme par exemple en cas de la courbe 93 sur la figure 4, la largeur du filtre numérique pourra alors être déduite du contenu spectral du canal d'intérêt, comme cela sera détaillé plus loin.
Sur la figure 4, en trait mixte, dans le cas de la courbe 91 , le minimum local le plus proche de la fréquence centrale noté FC- référencé 91 b, se situe à gauche de cette dernière. Dans ce cas, la courbe présente également un maximum local c'est-à-dire une bosse 91a symptomatique de la présence d'un canal adjacent à gauche.
De même, dans le cas de courbe 92, on trouve un maximum local 92a à droite du minimum local 92b ; on peut même trouver un second minimum local 92c, mais qui ne joue pas de rôle car il est plus éloigné par rapport à la fréquence centrale 0/F0.
La détection d'un minimum local est obtenu en calculant la dérivée de la courbe spectrale et en recherchant les racines c'est-à-dire les lieux où cette dérivée s'annule. De plus, on calcule la dérivée seconde, un minimum étant caractérisé par une valeur positive de la dérivée seconde à l'endroit où la dérivée primaire s'annule.
On remarque que généralement la hauteur de la bosse latérale sera liée à la valeur de la dérivée seconde, et la valeur de correction FH peut être obtenue comme une fonction de la valeur de la dérivée seconde à l'endroit le plus proche de la fréquence.
Dans le cas où le canal d'intérêt est encadré par deux canaux potentiellement perturbateurs, l'analyse peut conduire à trouver 2 minimums, un de chaque côté, et on retiendra celui qui est le plus proche de la fréquence centrale (0 en bande de base).
Le mécanisme décrit plus haut est sans cesse répété ce qui conduit à une prise de décision dynamique. La fréquence de récurrence est au moins égale à 1 kHz de préférence.
Typiquement, la numérisation et la transformée de Fourier sont répétées au moins toutes les 500 με.
Comme ceci est illustré à la figure 5, le contenu spectral 70 du canal d'intérêt F0 évolue avec le temps, ainsi que le contenu spectral 72 d'un éventuel canal perturbateur F2 représenté en traits pointillés. Les références 71 et 73 désignent respectivement le lieu des fréquences de densité spectrale maximum qui évoluent elles aussi avec le temps.
Pendant la première période de temps illustrée 81 , la courbe de densité spectrale issue de la transformée de Fourrier ne révèle pas de minimum et par conséquent le filtrage numérique est opéré avec une largeur W de valeur par défaut par exemple 100 kHz de large. Au début de la seconde période de temps illustrée 82, l'analyse de la courbe spectrale permet d'identifier un minimum local induit par la présence du canal adjacent F2 dont le contenu spectral s'est rapproché de la fréquence centrale d'intérêt F0.
La largeur W du filtre numérique 15 est alors réduite progressivement au fur et à mesure que l'interférence entre les deux canaux augmente.
Au début de la troisième période de temps illustrée 83, la largeur du filtre numérique 15 est à nouveau augmentée au fur et à mesure que l'interférence entre les deux canaux diminue.
Au début de la quatrième période de temps illustrée 84, en l'absence de détection d'un minimum local dans la courbe spectrale, la largeur du filtre numérique 15 est à nouveau augmentée vers la valeur par défaut.
Au cours de la période de temps suivante 85, on retrouve une situation sans détection de minimum local dans le spectre similaire à la première période de temps 81.
Au cours de la période de temps suivante 86, une nouvelle séquence de chevauchement provoquée par une excursion négative sur le second canal F2 entraîne une réduction de la largeur W du filtre numérique.
Au début de la période de temps illustrée 87, la largeur du filtre numérique 15 est diminuée en raison d'un contenu spectral plus étroit.
Au cours de la période de temps suivante 88, le spectre issu de la transformée de Fourier présente un profil plus étroit, et la largeur W du filtre numérique peut être réduite en conséquence.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de filtrage sélectif dynamique d'ondes électromagnétiques diffusant des programmes radiophoniques sur la modulation de fréquence (FM), le procédé comprenant les étapes :
/a/ sélectionner un premier canal fréquentiel (F0) portant des signaux d'une station d'intérêt destinée à être écoutée,
/b1/ appliquer aux signaux reçus un filtre d'entrée (11 ) centré sur F0, opérer une transposition en bande de base, et numériser (12) le signal filtré,
/b2/ appliquer une transformée de Fourier (14), et rechercher dans la courbe formant le résultat de la transformée de Fourier, une fréquence de croisement FC, définie comme l'abscisse du minimum local de la courbe le plus proche de la porteuse centrale d'intérêt,
Ici appliquer aux signaux numérisés un filtre numérique sélectif centré ayant une largeur (W) déduite de la fréquence de croisement FC, à savoir une largeur de 2 x (F0 - FC) + FH, FH étant une valeur de correction comprise entre 0 kHz et 10 kHz,
161 répéter continuellement les étapes /b1/ /b2/ et Ici, jusqu'à un changement de canal fréquentiel,
de sorte que les signaux audio démodulés reproduisent les signaux diffusés par le premier canal en annulant ou limitant fortement les perturbations induites par la présence d'un second canal adjacent, ou d'interférence en dehors du contenu audio.
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel la détection d'un minimum local est symptomatique de la présence d'un second canal perturbateur ayant une fréquence porteuse (F2) décalée de 100 kHz par rapport à la fréquence porteuse (F0) du canal d'intérêt.
3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel la numérisation et la transformée de Fourier sont répétées au moins toutes les 500 με.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le filtre d'entrée (11 ) présente une largeur d'environ 300 kHz.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel la largeur (W) du filtre numérique 2 x (F0 - FC) + FH prend des valeurs comprises entre 40 kHz et 300 kHz, et est réajusté à une cadence identique à la fréquence de récurrence des étapes /b1/,/b2/ et Ici, de préférence supérieure à 1 kHz.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le minimum local le plus proche est déterminé en calculant la dérivée de la courbe formant la transformée de Fourier et en identifiant les points où cette dérivée s'annule et en retenant le point le plus proche de la porteuse du canal d'intérêt.
7. Procédé selon la revendication 5 et la revendication 6, dans lequel la valeur de correction FH est choisie en fonction de la valeur de la dérivée seconde au point du minimum local.
8. Système audio capable de recevoir et de démoduler des ondes électromagnétiques diffusant des programmes radiophoniques sur la modulation de fréquence, caractérisé en ce qu'il est configuré pour mettre en œuvre le procédé selon l'une des revendications précédentes.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0542520A2 (fr) * 1991-11-14 1993-05-19 Nokia Mobile Phones Ltd. Filtre réglable
US6178314B1 (en) * 1997-06-27 2001-01-23 Visteon Global Technologies, Inc. Radio receiver with adaptive bandwidth controls at intermediate frequency and audio frequency sections
US20130273871A1 (en) * 2012-04-11 2013-10-17 Research In Motion Limited Radio receiver with reconfigurable baseband channel filter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0542520A2 (fr) * 1991-11-14 1993-05-19 Nokia Mobile Phones Ltd. Filtre réglable
US6178314B1 (en) * 1997-06-27 2001-01-23 Visteon Global Technologies, Inc. Radio receiver with adaptive bandwidth controls at intermediate frequency and audio frequency sections
US20130273871A1 (en) * 2012-04-11 2013-10-17 Research In Motion Limited Radio receiver with reconfigurable baseband channel filter

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