WO2015163588A1 - Apparatus and method for transmitting and receiving broadcasting signal - Google Patents

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WO2015163588A1
WO2015163588A1 PCT/KR2015/002913 KR2015002913W WO2015163588A1 WO 2015163588 A1 WO2015163588 A1 WO 2015163588A1 KR 2015002913 W KR2015002913 W KR 2015002913W WO 2015163588 A1 WO2015163588 A1 WO 2015163588A1
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WO
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pattern
data
frame
mode
pilot
Prior art date
Application number
PCT/KR2015/002913
Other languages
French (fr)
Korean (ko)
Inventor
문철규
김병길
김재형
고우석
백종섭
홍성룡
Original Assignee
엘지전자(주)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the present invention relates to a broadcast signal transmitting apparatus, a broadcast signal receiving apparatus, and a broadcast signal transmitting and receiving method.
  • the digital broadcast signal may include a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may further include various types of additional data as well as the video / audio data.
  • the digital broadcasting system may provide HlX High Def. Image, multi-channel audio, and various additional services.
  • the data transmission efficiency for a large amount of data transmission, the robustness of the transmission and reception network, and the network flexibility considering the mobile receiver (f lexibi l ty) should be improved.
  • the transmitter includes an input formatting module for demultiplexing an input stream into at least one data pipe (DP); BICM models for error correcting data of the at least one DP; Frame building models for mapping data of the DP to symbols in a frame; And OFDM generation modules for inserting a preamble into the frame and performing OFDM modulation to generate a transmission broadcast signal, wherein the OFDM generation modules include CP (Contact Pi Pi lots) and SP (Scattered Pi lots) in the transmission broadcast signal. Further including pilot signal insertion models for inserting a pilot signal including a), wherein the CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and number of the CP are determined based on a fast furier transform (FFT) size.
  • FFT fast furier transform
  • the broadcast signal transmitter may generate the CP by using a first CP pattern and a second CP pattern.
  • the CP when the FFT size is 8K, the CP is generated as the first CP pattern, and when the FFT size is 16K, the CP is the first CP. It may be generated as a third pattern in which the second CP pattern is added to the pattern.
  • the CP when the FFT size is 32K, the CP adds a fourth pattern generated by inverting and shifting the third pattern in addition to the third pattern. Or when the FFT size is 32K, the CP may be generated by inverting and shifting the second pattern in addition to the third pattern and inverting and shifting the first pattern.
  • the broadcast signal transmission method the input formatting step of demultiplexing the input stream into at least one Data Pipe (DP); A BICM step of error correcting the data of the at least one DP; A frame building step of mapping data of the DP to symbols in a frame; And generating an transmission broadcast signal by inserting a preamble into the frame and performing OFDM modulation, wherein the OFDM generation step includes CP (Contitional Pi lots) and SP (Scattered Pi lots) in the transmission broadcast signal.
  • DP Data Pipe
  • BICM step of error correcting the data of the at least one DP A frame building step of mapping data of the DP to symbols in a frame
  • OFDM generation step includes CP (Contitional Pi lots) and SP (Scattered Pi lots) in the transmission broadcast signal.
  • the method may further include inserting a pilot signal including a CP, wherein the CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and the like of the CP may be determined based on a fast furier transform (FFT) size.
  • FFT fast furier transform
  • the broadcast signal transmission method may generate the CP using a preset first CP pattern and a second CP pattern.
  • the CP when the FFT size is 8K, the CP is generated as the first CP pattern, when the FFT size is 16K, the CP is the first It may be generated as a third pattern in which the second CP pattern is added to one CP pattern.
  • the CP when the FFT size is 32K, the CP is a fourth pattern generated by inverting and shifting the third pattern in addition to the third pattern. Generated by adding, or when the FFT size is 32K, the CP may be generated by inverting and shifting the second pattern in addition to the third pattern and inverting and shifting the first pattern to add the CP. have.
  • the present invention can provide various broadcast services by processing data according to service characteristics and controlling a quality of service (QoS) for each service or service component.
  • QoS quality of service
  • the present invention can achieve transmission flexibility f lexibi l ty by transmitting various broadcast services through the same radio frequency (RF) signal bandwidth.
  • RF radio frequency
  • the present invention can improve data transmission efficiency and robustness of transmission and reception of broadcast signals by using a Mult iple-Input Mult i-Output (MIMO) system.
  • MIMO Mult iple-Input Mult i-Output
  • a broadcast signal transmission and reception method and apparatus capable of receiving a digital broadcast signal without errors can be provided.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 illustrates an input format according to an embodiment of the present invention. Represents a block.
  • FIG 3 illustrates an input formatting block according to another embodiment of the present invention.
  • FIG 4 illustrates an input formatting block according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 illustrates BICM (bit inter leaved coding & modulat ion) blotting according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates BICM block talk according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a frame building block according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 illustrates an orthogonal frequency division mult iplexing (OFDM) generation block according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 illustrates a structure of a broadcast signal receiving apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 shows a frame structure according to an embodiment of the present invention.
  • 11 illustrates a signaling hierarchy structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • 12 illustrates preamble signaling data according to an embodiment of the present invention.
  • 13 illustrates PLS1 data according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 14 illustrates PLS2 data according to an embodiment of the present invention.
  • 15 illustrates PLS2 data according to another embodiment of the present invention.
  • 16 illustrates a logical structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 illustrates PLS mapping according to an embodiment of the present invention.
  • EAC emergency alert channel
  • FIG. 19 illustrates fast informat ion channel (FIC) mapping according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 20 illustrates a type of a data pipe (DP) according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 illustrates a data pipe (DP) mapping according to an embodiment of the present invention.
  • FEC 22 shows a forward error correct ion (FEC) structure according to an embodiment of the present invention.
  • 25 illustrates time interleaving according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a detailed block diagram of synchronization & demodulation modules of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a detailed block diagram of synchronization & demodulation modules of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • 27 illustrates a CP set according to an embodiment of the present invention.
  • 28 shows an index table and a spectral diagram of a CP set according to an embodiment of the present invention.
  • 29 is a view showing a CP pattern configuration method according to an embodiment of the present invention.
  • 30 is a diagram illustrating a method of configuring an index table for the embodiment of FIG. 29.
  • 31 is a view showing a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 32 is a diagram illustrating the pilot pattern configuration method according to the embodiment of FIG. 31 in more detail.
  • FIG 33 is a view showing a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • 34 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • 35 is a diagram illustrating a method of constructing an index table for the embodiment of FIG. 34.
  • 36 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 38 is a table illustrating a CP pattern generation method and a CP position according to the embodiment of FIG. 37.
  • 39 illustrates another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method. Indicates.
  • 41 is a table showing a CP pattern generation method and CP positions according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 42 illustrates a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • 43 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 44 illustrates another embodiment of the broadcast signal transmitter of FIG. 1 and the broadcast signal receiver of FIG. 9.
  • 45 is a conceptual diagram illustrating a spectral mask and its transmission signal bandwidth. 46 illustrates OFDM generation models according to an embodiment of the present invention.
  • 47 is a detailed block diagram of a synchronization / demodulation model of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 48 is a conceptual diagram illustrating a method for adjusting an additional bandwidth factor for improving bandwidth use efficiency according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 49 illustrates a method for extending bandwidth based on a base common mode while maintaining a constant NoA per symbol according to an embodiment of the present invention.
  • 50 illustrates a bandwidth extension and another pilot deployment method thereof according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 52 illustrates another method of extending bandwidth based on a base common mode without maintaining a constant NoA per symbol according to another embodiment of the present invention.
  • the present invention provides an apparatus and method for transmitting and receiving broadcast signals for next generation broadcast services.
  • the next generation broadcast service includes a terrestrial broadcast service, a mobile broadcast service, and a UHDTV service.
  • the present invention is a next generation broadcast through non-MUL0 (non-Mul t iple Input Mul t iple Output) or MIMO scheme according to an embodiment
  • the broadcast signal for the service may be processed.
  • the non-MIM0 scheme may include a MUL (Multiple Input Single Output) scheme, a Single Input Single Output (SISO) scheme, and the like.
  • the MIS0 or MIM0 method uses two antennas, but the present invention can be applied to a system using two or more antennas.
  • the present invention defines three physical profiles (PHY Prof) (base, handheld, advanced profile) that are optimized for minimizing reception complexity while achieving the performance required for a particular application. can do.
  • the physical profile is a subset of all the structures that the corresponding receiver must implement.
  • the three physical profiles share most of the functional blocks, but differ slightly in certain blocks and / or parameters.
  • additional physical profiles may be defined.
  • a future profile may be multiplexed with a profile present on a single radio frequency (RF) channel through a future extension frame (FEF). Details of each physical profile will be described later.
  • RF radio frequency
  • FEF future extension frame
  • the base profile mainly indicates the primary use of a fixed receiver connected to a roof-top antenna.
  • the base profile can be moved to any place but can also include portable devices that fall into a relatively stationary reception category.
  • the use of the base profile can be extended for handheld devices or vehicles by some improved implementation, but such use is not expected in base profile receiver operation.
  • the target signal-to-noise ratio range of reception is approximately 10-20 dB, which includes the 15 dB signal-to-noise ratio receiving capability of existing broadcast systems (eg, ATSC A / 53). Receiver complexity and power consumption are not as important as in battery-powered handheld devices that will use the handheld profile. Key system parameters for the base profile are listed in Table 1 below.
  • the handheld profile is designed for use in battery powered handheld and automotive devices.
  • the device may move at pedestrian or vehicle speed.
  • the power consumption as well as the receiver complexity is very important for one implementation of the device of the handheld profile.
  • the target signal-to-noise ratio range of the handheld profile is approximately 0-10 dB, but can be set to below 0 dB if intended for lower indoor reception.
  • the advanced profile provides higher channel capability in exchange for greater execution complexity.
  • the profile requires the use of MIM0 transmit and receive, the UHDTV service is the target use, and the profile is specifically designed for this purpose.
  • the enhanced capability can also be used to allow an increase in the number of services at a given bandwidth, for example multiple SDTV or HDTV services.
  • the target signal to noise ratio range of the advanced profile is approximately 20 to 30 dB.
  • the MIM0 transmission initially uses existing elliptic polarization transmission equipment and can later be extended to full power cross polarization transmission. Key system parameters for the advance profile are listed in Table 3 below.
  • the base profile is used for both terrestrial broadcasting service and mobile broadcasting service. Can be used as a profile for. That is, the base profile can be used to define the concept of a profile including a mobile profile. Further, the advanced profile may be divided into an advanced profile for the base profile with MIM0 and an advanced profile for the handheld profile with MIM0. The three profiles can be changed according to the designer's intention.
  • Auxiliary stream A sequence of cells that carries data of an undefined modulation and coding that can be used as a future extension or as required by a broadcaster or network operator.
  • Base data pipe a data pipe that carries service signaling data
  • Baseband Frame (or BBFRAME): A set of Kbch bits that form the input for one FEC encoding process (BCH and LDPC encoding).
  • Coded block one of LDPC encoded blocks of PLSl data or LDPC encoded blocks of PLS2 data
  • Data pipe Logical channel in the physical layer that carries service data or related metadata that can carry one or more services or service components
  • Data pipe unit A basic unit that can be allocated to a data pipe in a data saloon frame.
  • Data symbol OFDM symbol in a frame that is not a preamble symbol (frame signaling symbols and frame edge symbols are included in the data symbol)
  • DP_ID This 8-bit field uniquely identifies the data pipe within the system identified by SYSTEM_ID.
  • Dummy cell A cell that carries a pseudo-random value used to fill the remaining unused capacity for physical layer signaling (PLS) signaling, data pipe, or auxiliary streams.
  • PLS physical layer signaling
  • FAC Emergency alert channel
  • Frame A physical layer time slot starting with a preamble and ending with a frame edge symbol.
  • Frame repetition unit A set of frames belonging to the same or different physical profile that contains an FEF that is repeated eight times in a super-frame.
  • FEC Fast information channel
  • FECBL0CK A set of LDPC encoded bits of data pipe data
  • FFT size Same characteristics as the active symbol period Ts expressed in cycles of the fundamental period T Nominal FFT Size Used in Static Mode
  • Frame signaling symbol The higher pilot density used at the start of a frame in a particular combination of FFT size, guard interval, and scattered pilot pattern that carries a portion of the PLS data.
  • Frame edge symbol An OFDM symbol with a higher pilot density used at the end of the frame in a particular combination of FFT size, guard interval, and scatter pilot pattern.
  • Frame—group The collection of all frames with the same physical profile type in a superframe.
  • Future extent ion frame A physical layer time slot within a super frame that can be used for future expansion, starting with a preamble.
  • Futurecast UTB system A proposed physical layer broadcast where the input is one or more MPEG2-TS or IP (Internet protocol) or generic streams and the output is an RF signal.
  • Input stream A stream of data for the coordination of services delivered to the end user by the system.
  • PLS physical layer signaling data consisting of PLS1 and PLS2
  • PLS1 The first set of PLS data carried in a frame signaling symbol (FSS) with fixed size, coding, and modulation that conveys basic information about the system as well as the parameters needed to decode PLS2.
  • FSS frame signaling symbol
  • PLS2 The second set of PLS data sent to the FSS carrying more detailed PLS data about data pipes and systems.
  • PLS2 dynamic data PLS2 data that changes dynamically from frame to frame
  • PLS2 static data PLS2 data that is static during the duration of a frame group
  • Preamble signaling data signaling data carried by the preamble symbol and used to identify the basic mode of the system
  • Preamble symbol a fixed-length pilot symbol that carries basic PLS data and is located at the beginning of a frame
  • Preamble symbols are primarily used for fast initial band scans to detect system signals, their timings, frequency offsets, and FFT sizes.
  • Time interleaving block A set of cells on which time interleaving is performed, corresponding to one use of time interleaving memory.
  • Time interleaving group A unit of dynamic capacity allocation for a particular data pipe, consisting of an integer, the number of XFECBL0CKs that vary dynamically.
  • a time interleaving group can be mapped directly to one frame or to multiple frames.
  • the time interleaving group may include one or more time interleaving blocks.
  • Type 1 DP (Type 1 DP): A data pipe in a frame where all data pipes are mapped to frames in a time division multiplexing
  • Type 2 DPs Types of data pipes in a frame where all data pipes are mapped to frames in an FDM fashion.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service includes an input format block 1000 (or an input formatting block, a bit interleaved coding & modulation (BICM) block 1010). ), Pre A frame building block 1020, an orthogonal frequency division mult iplexing (OFDM) generation block (OFDM generat ion block) 1030, and a signaling generation block 1040.
  • BICM bit interleaved coding & modulation
  • IP streams / packets and MPEG2-TS are the main input formats and other stream types are treated as GSCGeneral Streams.
  • management information is input to control the scheduling and allocation of the corresponding bandwidth for each input stream.
  • One or multiple TS streams, IP streams and / or GS inputs are allowed at the same time.
  • the input format block 1000 can demultiplex each input stream into one or multiple data pipes to which independent coding and modulation is applied.
  • the data pipe is the basic unit for controlling robustness, which affects the quality of service (QoS).
  • QoS quality of service
  • One or more services or service components may be delivered by one data pipe.
  • the input format block may be referred to as input formatting modules.
  • a data pipe is a logical channel in the physical layer that carries service data or related metadata that can carry one or multiple services or service components.
  • the data pipe unit is a basic unit for allocating data cells to data pipes in one frame.
  • parity data is added for error correction and the encoded bit stream is mapped to a complex value constellation symbol.
  • the symbols are interleaved over the specific interleaving depth used for that data pipe.
  • MIM0 encoding is performed in BICM block 1010 and additional data paths are added to the output for MIM0 transmission. Detailed operations of the BICM block 1010 will be described later.
  • the frame building block 1020 may map data cells of an input data pipe to OFDM solid balls within one frame. After mapping, frequency interleaving is used for frequency domain diversity, in particular to prevent frequency selective fading channels. Detailed operations of the frame building block 1020 will be described later.
  • OFDM generation (generating) block 1030 may apply existing OFDM modulation with a cyclic prefix (guard cyclic prefix) as a guard interval.
  • a distributed MIS0 scheme is applied across the transmitter.
  • a peak-to-average power rat io (PAPR) scheme is implemented in the time domain.
  • PAPR peak-to-average power rat io
  • the signaling generation block 1040 may generate physical layer signaling information used for the operation of each functional block.
  • the signaling information is also subject to The service is sent to the receiver to recover properly.
  • FIGS 2, 3 and 4 illustrate an input format block 1000 according to an embodiment of the present invention. Each drawing is demonstrated.
  • FIG. 2 illustrates an input format block according to an embodiment of the present invention.
  • 2 shows an input format block when the input signal is a single input stream.
  • the input format block illustrated in FIG. 2 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
  • Input to the physical layer may consist of one or multiple data streams. Each data stream is carried by one data pipe.
  • Mode adaptation (mode adaptation) modules slice the incoming data stream into a data field of a baseband frame (BBF).
  • BBF baseband frame
  • the system supports three types of input data streams: MPEG2-TS, IP, and generic stream (GS).
  • MPEG2-TS features packets of fixed length (188 bytes) where the first byte is a sync byte (0x47).
  • An IP stream consists of variable length IP datagram packets signaled in IP packet headers.
  • the system supports both IPv4 and IPv6 for IP streams.
  • the GS may consist of variable length packets or constant length packets signaled in the encapsulation packet header.
  • (a) shows a mode adaptation ion for a signal data pipe (2000) and stream adaptation (stream adaptation) (2010).
  • (B) shows a PLS generation block 2020 and a PLS scrambler 2030 for generating and processing PLS data. The operation of each block will be described.
  • Mode adaptation mode 2010 is comprised of a CRC encoder, a baseband (BB) frame slicer, and a BB frame header insertion block.
  • the CRC encoder provides three types of CRC encoding, CRC-8, CRC-16 and CRC-32, for error detection at the user packet (UP) level.
  • the calculated CRC byte is appended after the UP.
  • CRC-8 is used for TS stream
  • CRC-32 is used for IP stream. If the GS stream does not provide CRC encoding, then the proposed CRC encoding should be applied.
  • the BB Frame Slicer maps the input to an internal logical bit format.
  • the first receive bit is defined as MSB.
  • the BB frame slicer allocates the same number of input bits as the available data field capacity. In order to allocate the same number of input bits as the BBF payload, the UP stream is sliced to fit the data field of the BBF.
  • BB Frame Header Insertion Blotk can insert a 2 bytes fixed length BBF header before the BB frame.
  • the BBF header consists of STUFFI (1 bit), SYNCD (13 bit), and RFU (2 bit).
  • the BBF may have an extension field (1 or 3 bytes) at the end of the 2-byte BBF header.
  • Stream adaptation (stream adaptation) 2010 consists of a stuffing insertion block and a BB scrambler. Stuffing block blocks BB stuffing field Can be inserted into the payload of the frame. If the input data for stream adaptation (stream adaptation) is sufficient to fill the BB frame, STUFFI is set to zero and the BBF has no stuffing field. Otherwise, STUFFI is set to 1 and the stuffing field is inserted immediately after the BBF header.
  • the stuffing field includes a 2-byte stuffing field header and variable sized stuffing data.
  • the BB scrambler scrambles the complete BBF for energy dissipation.
  • the scrambling sequence is synchronized with the BBF.
  • the scrambling sequence is generated by the feedback shift register.
  • the PLS generation block 2020 may generate PLS data.
  • PLS provides a means by which a receiver can connect to a physical layer data pipe.
  • PLS data consists of PLS1 data and PLS2 data.
  • PLS1 data is the first set of PLS data delivered to the FSS in frames with fixed size, coding, and modulation that convey the basic information about the system as well as the parameters needed to decode the PLS2 data.
  • PLS1 data provides a basic transmission parameter containing the parameters required to enable the reception and decoding of PLS2 data. Also, the PLS1 data is constant during the duration of the frame group.
  • PLS2 data is the second set of PLS data sent to the FSS that carries more detailed PLS data about the data pipes and systems.
  • PLS2 contains parameters that provide enough information to decode the data pipe desired by the receiver.
  • PLS2 signaling differs from PLS2 static (stat ic, static) data (PLS2-STAT data) and PLS2. It is further composed of two types of parameters: dynamic data (PLS2-DYN data).
  • PLS2 static data is PLS2 data that is static during the duration of the frame group
  • PLS2 dynamic data is dynamic PLS2 that changes dynamically from frame to frame. Data.
  • the PLS scrambler 2030 may scramble PLS data generated for energy distribution.
  • the aforementioned blocks may be omitted or may be replaced by blocks having similar or identical functions.
  • FIG 3 illustrates an input format block according to another embodiment of the present invention.
  • the input format block illustrated in FIG. 3 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
  • FIG. 3 illustrates a mode adaptation block of an input format block when the input signal corresponds to a multi i input stream.
  • a mode adaptation block of an input format block for processing a multi-input stream may independently process multiple input streams.
  • a mode adaptation block for processing a mul ti input stream may include an input. Input stream splitter (3000), input stream synchronizer (3010), compensat in delay block (3020), null packet delay / delete block (null) packet deletion block (3030), header compression block (3040), CRC encoder (3050), BB frame slicer (3060), and BB header insertion block (BB header) insertion block) 3070.
  • Input stream splitter 3000
  • input stream synchronizer (3010)
  • compensat in delay block (3020
  • null packet delay / delete block (null) packet deletion block (3030)
  • header compression block (3040
  • CRC encoder CRC encoder
  • BB frame slicer BB frame slicer
  • BB header insertion block BB header insertion block
  • Operations of the CRC encoder 3050, the BB frame slicer 3060, and the BB header insertion block 3070 correspond to the operations of the CRC encoder, the BB frame slicer, and the BB header insertion block described with reference to FIG. Is omitted.
  • the input stream splitter 3000 splits the input TS, IP, GS streams into a plurality of service or service component (audio, video, etc.) streams.
  • Input stream synchronizer 3010 may be called ISSY.
  • ISSY can provide suitable means to ensure constant bit rate (CBR) and constant end-to-end transmission delay for any input data format.
  • CBR constant bit rate
  • ISSY is always used in the case of multiple data pipes carrying TS and is optionally used in multiple data pipes carrying GS streams.
  • the compensating delay bltok 3020 may delay the split TS packet stream following the insertion of ISSY information to allow TS packet recombination mechanisms without requiring additional memory at the receiver. Can be.
  • the null packet deletion block 3030 is used only for the TS input stream. Some TS input streams or split TS streams may have a large number of null packets present to accommodate variable bit rate (VBR) services in the CBR TS stream.
  • VBR variable bit rate
  • null packets may be acknowledged and not transmitted.
  • the discarded null packet can be reinserted in the exact place it originally existed with reference to the deleted null packet (DNP) counter inserted in the transmission, ensuring CBR and time stamps (PCR). There is no need for updating.
  • DNP deleted null packet
  • PCR time stamps
  • the header compression block 3040 can provide packet header compression to increase transmission efficiency for the TS or IP input stream. Since the receiver may have a priori information for a particular portion of the header, this known informat ion may be deleted at the transmitter.
  • the receiver may have a priori information about the sync byte configuration (0x47) and the packet length (188 bytes). If the input TS delivers content with only one PID, that is, one service component (video, audio, etc.) or service subcomponent (SVC base layer, SVC enhancement layer, MVC base view, or MVC dependent view) Only, TS packet header compression may (optionally) be applied to the TS. TS packet header compression is optionally used when the input stream is an IP stream. The block may be omitted or replaced with a block having similar or identical functions.
  • FIG 4 illustrates an input format block according to another embodiment of the present invention.
  • the input format block illustrated in FIG. 4 may include the input format block 1000 described with reference to FIG. 1. Corresponds to one embodiment of.
  • FIG. 4 illustrates a stream adaptation block of an input format block when an input signal corresponds to a multi-input stream (multiple input streams).
  • a mode adaptation block for processing a multi-input stream includes a scheduler 4000 and a 1-frame delay.
  • Block 4010, stuffing insertion block 4020, in-band signaling block 4030, BB frame scrambler 4040, PLS generation block 4050, PLS scrambler 4060. have.
  • Each block of the stream adaptation ion stream will be described.
  • the operations of the stub insertion block 4020, the BB frame scrambler 4040, the PLS generation blocker 4050, and the PLS scrambler 4060 are described with reference to FIG. 2 for the stuffing insertion block, the BB scrambler, and the PLS generation block. Since it corresponds to the operation of the scrambler 4060, the description thereof will be omitted.
  • the scheduler 4000 may determine the overall cell allocation over the entire frame from the amount of FECBL0CK of each data pipe. Including the allocation for PLS, EAC and FIC, the scheduler generates values of PLS2-DYN data transmitted in PLS cells or in-band signaling of the FSS of the frame. Details of FECBL0CK, EAC, and FIC will be described later.
  • the 1-frame delay block 4010 contains scheduling information about the next frame.
  • the input data may be delayed by one transmission frame so that it can be transmitted through the current frame regarding in-band signaling information to be inserted into the data pipe.
  • In-band signaling block 4030 may insert the non-delayed portion of the PLS2 data into the data pipe of the frame.
  • FIG. 5 illustrates a BICM block according to an embodiment of the present invention.
  • the BICM block illustrated in FIG. 5 corresponds to an exemplary embodiment of the BICM block 1010 described with reference to FIG. 1.
  • the broadcast signal transmission apparatus for the next generation broadcast service may provide a terrestrial broadcast service, a mobile broadcast service, a UHDTV service, and the like.
  • the BICM block according to an embodiment of the present invention can independently process each data pipe by independently applying the SISO, MI SO, and MIM0 schemes to the data pipes corresponding to the respective data paths.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals for the next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention may adjust QoS for each service or service component transmitted through each data pipe.
  • the BICM block shared by the base profile and the handheld profile and the BICM block of the advanced profile may include a plurality of processing blocks for processing each data pipe.
  • the processing block 5000 of the BICM block for the base profile and the handheld profile is a data FEC encoder 5010, a bit interleaver 5020, a constellation mapper 5030, a signal space diversi ty (SSD) encoding block. 5040, may include a time interleaver 5050.
  • Data FEC encoder 5010 performs FEC encoding on the input BBF to generate the FECBL0CK procedure using outer coding (BCH) and inner coding (LDPC).
  • Outer coding (BCH) is an optional coding method. The detailed operation of the data FEC encoder 5010 will be described later.
  • the bit interleaver 5020 can interleave the output of the data FEC encoder 5010 while providing a structure that can be efficiently realized to achieve optimized performance with a combination of LDPC codes and modulation schemes. A detailed operation of the bit interleaver 5020 will be described later.
  • the Constellation Mapper 5030 supports QPSK, QAM-16, Uneven QAM (NUQ-64, NUQ-256, NUQ- 1024) or heterogeneous constellations (NUC-16, NUC-64, UC-256, NUC-1024) to modulate each cell word from the bit interleaver 5020 in the base and handheld profiles or in the advanced profile.
  • the cell word from cell word demultiplexer 5010-1 can be modulated to provide a power-normalized constellation point.
  • the control mapping applies only to data pipes. It is observed that NUQ has any shape, while QAM-16 and NUQ have a square shape. When each constellation is rotated by a multiple of 90 degrees, the rotated constellation overlaps exactly with the original. Rotational symmetry allows the real and imaginary components to have the same capacity and average power.
  • Both NUQ and NUC are specifically defined for each code rate, and the particular one used is signaled by the parameter DP_M0D stored in the PLS2 data.
  • the SSD encoding block 5040 can pre-code cells in two, three, or four dimensions to increase reception robustness in difficult fading conditions.
  • the time interleaver 5050 may operate at the data pipe level.
  • the parameters of time interleaving can be set differently for each data pipe. The specific operation of the time interleaver 5050 will be described later.
  • the processing block 5000-1 of the BICM block for the advanced profile may include a data FEC encoder, a bit interleaver, a constellation mapper, and a time interleaver.
  • the processing block 5000-1 is distinguished from the processing block 5000 in that it further includes a cell word demultiplexer 5010-1 and a MIM0 encoding block 5020-1.
  • the operations of the data FEC encoder, bit interleaver, constellation mapper, and time interleaver in the processing block 5000-1 are described in the above-described data FEC encoder 5010, bit interleaver 5020, constellation mapper ( 5030), so that it corresponds to the operation of the time interleaver 5050, the description thereof is omitted.
  • Cell word demultiplexer 5010-1 is used to separate the data pipes of the advanced profile into single cell word streams and double cell word streams for MIM0 processing. The detailed operation of the cell word demultiplexer 5010-1 will be described later.
  • the MIM0 encoding block 5020-1 may process the output of the cell word demultiplexer 5010-1 using the MIM0 encoding scheme.
  • the MIM0 encoding scheme is optimized for broadcast signal transmission. MIM0 technology is a promising way to gain capacity, but it depends on the channel characteristics. Especially for broadcast, the difference in received signal power between two antennas due to different signal propagation characteristics, or the strong L0S component of the channel, makes it difficult to obtain capacitive gain from MIM0.
  • the proposed MIM0 encoding scheme overcomes this problem by using phase randomization and rotation-based precoding of one of the MIM0 output signals.
  • MIM0 encoding is intended for a 2x2 MIM0 system that requires at least two antennas at both the transmitter and the receiver.
  • Two MIM0 encoding modes are defined in the proposals ful 1-rate spat ial mult iplexing (FR-SM) and FRFD-SM (ful l rate rate ful divert multiple spat ial mult iplexing).
  • FR-SM encoding provides increased capacity with a relatively small increase in complexity on the receiver side, while FRFD-SM encoding provides increased capacity and additional diversity gains with greater complexity on the receiver side.
  • the MIMO encoding scheme does not limit the antenna polarity arrangement.
  • MIM0 processing is required for the advanced profile frame, which means that all data pipes in the advanced profile frame are processed by the MIM0 encoder. MIM0 processing is applied at the data pipe level.
  • the pair of constellation mapper outputs, NUQ (e ⁇ and e 2 , i), are fed to the input of the MIM0 encoder.
  • MIM0 encoder output pairs (gl, i and g2, i) are transmitted by the same carrier k and OFDM symbol 1 of each transmit antenna.
  • FIG. 6 illustrates a BICM block according to another embodiment of the present invention.
  • the BICM block illustrated in FIG. 6 corresponds to an exemplary embodiment of the BICM block 1010 described with reference to FIG. 1.
  • the EAC is part of the frame that carries the EAS information data
  • the FIC is the logical channel in the frame that carries the mapping information between the service and the corresponding base data pipe. Details of the EAC and FIC will be described later.
  • a BICM block for protecting PLS, EAC, and FIC may include a PLS FEC encoder 6000, a bit interleaver 6010, and a constellation mapper 6020.
  • the PLS FEC encoder 6000 may include a scrambler, a BCH encoding / zero insertion block, an LDPC encoding block, and an LDPC parity puncturing block.
  • BICM label Explain each block feature.
  • PLS FEC encoder 6000 may encode scrambled PLS 1/2 data, EAC and FIC sections.
  • the scrambler can scramble PLS1 data and PLS2 data before BQ1 encoding and shortening and punctured LDPC encoding.
  • the BCH encoding / zero insertion block may perform external encoding on the scrambled PLS 1/2 data using the shortened BCH code for PLS protection and insert zero bits after BCH encoding. For PLS1 data only, the output bits of zero insertion can be permuted on before LDPC encoding.
  • the LDPC encoding block may encode the output of the BCH encoding / zero insertion block using the LDPC code.
  • C ldpc parity bits are systematically encoded to Pidpc from PLS information beultok I ldpc of the respective zero insertion, and is attached at the back.
  • the LDPC parity puncturing block may perform puncturing on PLS1 data and PLS2 data. If shortening is applied to PLS1 data protection, some LDPC parity bits are punctured after LDPC encoding. Also, for PLS2 data protection, the LDPC parity bits of PLS2 are punctured after LDPC encoding. These punctured bits are not transmitted.
  • the bit interleaver 6010 may interleave each shortened and balanced PLS1 data and PLS2 data.
  • the constellation mapper 6020 may map bit interleaved PLS1 data and PLS2 data to constellations.
  • the aforementioned blocks may be omitted or replaced with blocks having similar or identical functions. 7 illustrates a frame builing block according to an embodiment of the present invention.
  • the frame building block illustrated in FIG. 7 corresponds to an embodiment of the frame building block 1020 described with reference to FIG. 1.
  • the frame building block includes a delay compensat ion (delay compensat ion) bltok 7000, a cell mapper 7010, and a frequency interleaver. (frequency inter leaver) 7020. Each block of the frame building block will be described.
  • the delay compensat ion block 7000 adjusts the timing between the data pipe and the corresponding PLS data to ensure co-time between the data pipe and the corresponding PLS data at the transmitter side. I can guarantee it.
  • PLS data is delayed by data pipes.
  • the delay of the BICM block is mainly due to the time interleaver 5050.
  • In-band signaling data may cause information of the next time interleaving group to be delivered one frame ahead of the data pipe to be signaled.
  • the delay compensat ion block delays the in-band signaling data accordingly.
  • the cell mapper 7010 may map PLS, EAC, FIC, data pipes, auxiliary streams, and dummy cells to active carriers of 0FDM symbols in a frame.
  • the basic function of the cell mapper 7010 is to activate the data cells generated by time interleaving for each data pipe, PLS cell, and EAC / FIC cell, if any, corresponding to each 0FDM symbol in one frame. (act ive) Mapping to an array of OFDM cells.
  • Service signaling data (such as program speci? Cation format / SI) may be collected separately and sent by the data pipe.
  • the Sal mapper operates on the dynamic structure of the frame structure and the dynamic information generated by the scheduler. Details of the frame will be described later.
  • the frequency interleaver 7020 may randomly interleave data cells received from the cell mapper 7010 to provide frequency diversity.
  • the frequency interleaver 7020 may operate on an OFDM symbol pair (pair, pair) consisting of two sequential OFDM symbols using different interleaving seed order to obtain the maximum interleaving gain in a single frame.
  • FIG 8 illustrates an OFDM generation block according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM generation block illustrated in FIG. 8 corresponds to an embodiment of the 0FDM generation block 1030 described with reference to FIG. 1.
  • the 0FDM generation block modulates the 0FDM carrier by a cell generated by the frame building block, inserts a pilot, and generates a time domain signal for transmission. In addition, the block sequentially inserts a guard interval and applies a PAPR reduction process to generate a final RF signal.
  • the 0FDM generation blot may include a pilot and reserved tone insert ion block (8000), a 2D-eSFN (single frequency network) encoding block (8010), and an inverse fast Four (IFFT).
  • IFFT inverse fast Four
  • ier transform bltok 8020
  • PAPR reduction block 8030
  • guard interval insert ion block 8040
  • preamble insert ion block 8050
  • other system insertion block 8060
  • And DAC block 8070 0FDM Generation Block
  • the pilot and reserved tone insertion block 8000 may insert pilot and reserved tones.
  • the various cells in the OFDM symbol are modulated with reference information known as pilots having a transmitted value known a priori at the receiver.
  • the information of the pilot cell is composed of a scattered pilot, a continuous pilot, an edge pilot, a frame signal symbol (FSS) pilot, and a frame edge symbol (FES) pilot.
  • Each pilot is transmitted at a specific incremental power level depending on pilot type and pilot pattern.
  • the value of the pilot information is derived from a reference sequence corresponding to a series of values, one in each given carrier for a given symbol.
  • the file 3 ⁇ 4 can be used for frame synchronization, frequency synchronization, time synchronization, channel estimation, transmission mode identification, and can also be used to track phase noise.
  • Reference information taken from the reference sequence is transmitted in the distributed pilot cell in all symbols except the preamble, FSS and FES of the frame. Successive pilots are inserted into every symbol of the frame. The number and location of consecutive pilots depends on both the FFT size and the distributed pilot pattern. Edge carriers are the same as edge pilots in all symbols except the preamble symbol. Edge carriers are inserted to allow frequency interpolation (interpolation) up to the edge of the spectrum. FSS pilots are inserted in the FSS and FES pilots are inserted in the FES. FSS pilots and FES pilots are inserted to allow time interpolation (interpolation) to the edge of the frame.
  • the system according to an embodiment of the present invention supports SFN in which distributed MIS0 scheme is selectively used to support a very robust transmission mode.
  • 2D-eSFN is a distributed MIS0 scheme using multiple transmission antennas, and each antenna may be located at a different transmitter in the SFN network.
  • the 2D-eSFN encoding block 8010 may distort the phase of signals transmitted from multiple transmitters by performing 2D-eSFN processing to generate time and frequency diversity in SFN configuration. Thus, burst errors due to long plane fading or deep fading for a long time can be reduced.
  • IFFT blot 8080 may modulate the output from 2D-eSFN encoding blot 8010 using an OFDM modulation scheme. Every cell in the data symbol that is not designated as a pilot (or reserved tone) carries one of the data cells from the frequency interleaver. The cells are mapped to OFDM carriers.
  • PAPR reduction block 8030 performs PAPR reduction on the input signal using various PAPR reduction algorithms in the time domain.
  • the guard interval insertion block 8040 may insert the guard interval, and the preamble insertion block 8050 may insert the preamble before the signal. Details of the structure of the preamble will be described later.
  • the other system insertion block 8060 multiplexes the signals of a plurality of broadcast transmission / reception systems in the time domain such that data of two or more different broadcast transmission / reception systems providing a broadcast service can be simultaneously transmitted in the same RF signal band.
  • two or more different broadcast-transmit / receive systems refer to a system that provides different broadcast services.
  • Different broadcast services may mean terrestrial broadcast services or mobile broadcast services. Data related to each broadcast service may be transmitted through different frames.
  • the DAC block 8070 may convert the input digital signal into an analog signal and output the analog signal.
  • the signal output from the DAC block 8070 may be transmitted through multiple output antennas according to the physical layer profile.
  • a transmitting antenna according to an embodiment of the present invention may have a vertical or horizontal polarity.
  • FIG. 9 illustrates a structure of a broadcast signal receiving apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiving apparatus for the next generation broadcast service may correspond to the broadcast signal transmitting apparatus for the next generation broadcast service described with reference to FIG. 1.
  • An apparatus for receiving broadcast signals for a next generation broadcast service includes synchronization and demodulation modules (9000), frame parsing modules (9010), demapping and decoding. Demodulating & decoding module 9020, output processing modules 9030, and signaling decoding modules 9040. broadcast The operation of each model of the signal receiving apparatus will be described.
  • the synchronization and demodulation module 9000 receives an input signal through m reception antennas, performs signal detection and synchronization on a system corresponding to the broadcast signal receiving apparatus, and performs a reverse process of the procedure performed by the broadcast signal transmitting apparatus. Demodulation can be performed.
  • the frame parsing modules 9010 may parse an input signal frame and extract data on which a service selected by a user is transmitted.
  • the frame parsing modules 9010 may execute deinterleaving corresponding to the reverse process of interleaving. In this case, positions of signals and data to be extracted are obtained by decoding data output from the signaling decoding modules 9040, and scheduling information generated by the broadcast signal transmission apparatus may be restored.
  • the demapping and decoding modules 9020 may convert the input signal into bit region data and then deinterleave the bit region data as needed.
  • the demapping and decoding modules 9020 can perform demapping on the mapping applied for transmission efficiency, and correct the error occurring in the transmission channel through decoding. In this case, the demapping and decoding modules 9020 can obtain the transmission parameters necessary for demapping and decoding by decoding the data output from the signaling decoding modules 9040.
  • the output processor 9030 may execute a reverse process of various compression / signal processing procedures applied by the broadcast signal transmission apparatus to improve transmission efficiency.
  • the output processor 9030 is needed in the data output from the signaling decoding module 9040.
  • One control information can be obtained.
  • the output of the output processor 8300 corresponds to a signal input to a broadcast signal transmission device, and may be MPEG-TS, IP stream (v4 or v6), and GS.
  • output processor 9030 may be referred to as output processing modules.
  • the signaling decoding modules 9040 can obtain PLS information from the signal demodulated by the synchronization and demodulation modules 9000. As described above, the frame parsing modules 9010, the demapping and decoding module 9200, and the output processor 9300 may execute the function by using the data output from the signaling decoding module 9040.
  • FIG. 10 shows a frame structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 shows a structural example of frame time and a FRU (frame repetition unit) in a super frame.
  • (a) shows a super frame according to an embodiment of the present invention
  • (b) shows a FRU according to an embodiment of the present invention
  • (c) shows various physical profiles in the FRU.
  • And (d) shows the structure of the frame.
  • Super frame may consist of 8 FRUs.
  • the FRU is a basic multiplexing unit for the TDM of the frame and is repeated eight times in the super frame.
  • Each frame in the FRU belongs to one of the physical profiles (base, handheld, advanced profile) or FEF.
  • the maximum allowable number of frames in a FRU is 4, and a given physical profile may appear any number of times from 0 to 4 times in a FRU (eg, base, base, handheld, advanced).
  • Physical profile definitions can be added to the preamble It can be extended using the reserved value of PHY_PR0FILE.
  • the FEF portion is inserted at the end of the FRU if included. If the FEF is included in the FRU, the maximum number of FEFs is 8 in a super frame. It is not recommended that the FEF parts be adjacent to each other.
  • One frame is further separated into multiple OFDM symbols and preambles. As shown in (d), the frame includes a preamble, one or more FSS, normal data symbols, and FES.
  • the preamble is a special symbol that enables fast Futurecast UTB system signal detection and provides a set of basic transmission parameters for efficient transmission and reception of the signal. Details of the preamble will be described later.
  • the main purpose of the FSS is to carry PLS data.
  • the FSS For fast synchronization and channel estimation, and therefore for fast decoding of PLS data, the FSS has a higher density pilot pattern than normal data symbols.
  • the FES has the exact same pilot as the FSS, which allows for interpolation and temporal interpolat ion only within the FES without extrapolating the symbols immediately preceding the FES. .
  • FIG. 11 illustrates a signaling hierarchy structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • preamble signaling data 11000 PLS1 data 11010
  • PLS2 data 11020 PLS2 data 11020. All.
  • the purpose of the preamble carried by the preamble signal every frame is to indicate the basic transmission parameter and transmission type of the frame.
  • PLS1 allows the receiver to access and decode PLS2 data that includes parameters for connecting to the data pipe of interest.
  • PLS2 is delivered every frame and is divided into two main parts: PLS2-STAT data and PLS2—DYN data. The static (dynamic) and dynamic (dynamic) and dynamic parts of the PLS2 data are followed by padding if necessary.
  • the preamble signaling data carries 21 bits of information needed to enable the receiver to access the PLS data and track the data pipes within the frame structure. Details of the preamble signaling data are as follows.
  • PHY_PROFILE This 3-bit field indicates the physical profile type of the current frame. The mapping of different physical profile types is given in Table 5 below.
  • FFT_SIZE This 2-bit field indicates the FFT size of the current frame in the frame group as described in Table 6 below.
  • This 3-bit field indicates the guard interval value in the current super frame as described in Table 7 below.
  • EAC_FLAG This 1-bit field indicates whether EAC is provided in the current frame. If this field is set to '1', EAS is provided in the current frame. If this field is set to 0, EAS is not delivered in the current frame. This field may be converted to dynamic within a super frame.
  • PIL0T_M0DE This 1-bit field indicates whether the pilot mode is mobile mode or fixed mode for the current frame in the current frame group. That field is zero If set, mobile pilot mode is used. If the field is set to 1, fixed pilot mode is used.
  • PAPR_FLAG This 1-bit field indicates whether PAPR reduction is used for the current frame in the current frame group. If this field is set to 1, tone reservat ions are used for PAPR reduction. If this field is set to 0, PAPR reduction is not used.
  • This 3-bit field indicates the physical profile type configuration of the FRU present in the current super frame. In the corresponding field in all preambles in the current super frame, all profile types carried in the current super frame are identified. The 3-bit field is defined differently for each profile as shown in Table 8 below.
  • RESERVED This 7-bit field is reserved for future use. 13 illustrates PLS1 data according to an embodiment of the present invention.
  • PLS1 data provides basic transmission parameters, including the parameters needed to enable 1 ⁇ 2 reception and decoding. As described above, the PLS1 data does not change during the entire duration of one frame group.
  • a detailed definition of the signaling field of the PLS1 data is as follows.
  • PREAMBLE.DATA This 20-bit field is a copy of the preamble signaling data except EAC_FLAG.
  • NUM_FRAME_FRU This 2-bit field indicates the number of frames per FRU.
  • PAYLOADJTYPE This 3-bit field indicates the format of payload data delivered in the frame group. PAYLOADJTYPE is signaled as shown in Table 9.
  • SYSTEM_VERSION This 8-bit field indicates the version of the signal format being transmitted. SYSTEM_VERSION is separated into two 4-bit fields: major and minor.
  • the 4-bit MSB in the SYSTEM_VERSION field indicates major version information. Changes in the major version field indicate incompatible changes. The default value is 0000. For the version described in that standard, the value is set to 0000.
  • Minor Version A 4-bit LSB in the SYSTEM_VERSION field indicates minor version information. Changes in the minor version field are compatible.
  • CELL_ID This is a 16-bit field that uniquely identifies a geographic cell in an ATSC network.
  • ATSC cell coverage can consist of one or more frequencies, depending on the number of frequencies used per Futurecast UTB system. If the value of CELLJD is unknown or unspecified, this field is set to zero.
  • NETW0RK_ID This is a 16-bit field that uniquely identifies the current ATSC network.
  • SYSTEM_ID This 16-bit field uniquely identifies a Futurecast UTB system within an ATSC network.
  • Futurecast UTB systems are terrestrial broadcast systems whose input is one or more input streams (TS, IP, GS) and the output is an RF signal.
  • the Futurecast UTB system if present, carries the FEF and one or more physical profiles.
  • the same Futurecast UTB system can carry different input streams and use different RFs in different geographic regions, allowing for local service insertion.
  • Frame structure and scheduling are controlled in one place and are the same for all transmissions within a Futurecast UTB system.
  • One or more Futurecast UTB systems may have the same SYSTEM_ID meaning that they all have the same physical structure and configuration.
  • the following loop consists of FRU_PHY_PROFILE, FRU_FRAME_LENGTH, FRU_GI_FRACTION, and RESERVED that indicate the length and FRU configuration of each frame type.
  • the loop size is such that four physical profiles (including FFEs) are signaled within the FRU. It is fixed. If NUM_FRAME_FRU is less than 4, the unused fields are filled with zeros.
  • FRU_PHY_PROFILE This 3-bit field indicates the physical profile type of the (i + 1) th frame (i is a loop index) of the associated FRU. This field uses the same signaling format as shown in Table 8.
  • FRU_FRAME_LENGTH This 2-bit field indicates the length of the (i + 1) th frame of the associated FRU.
  • FRU_GI_FRACTION This 3-bit field indicates a part of the guard interval value of the (i + 1) th frame of the associated FRU.
  • FRU_GI_FRACTION is signaled according to Table 7.
  • the following fields provide parameters for decoding PLS2 data.
  • PLS2_FEC_TYPE This 2-bit field indicates the FEC type used by the PLS2 protection.
  • the FEC type is signaled according to Table 10. Details of the LDPC code will be described later.
  • PLS2_M0D This 3-bit field indicates the modulation type used by PLS2.
  • the modulation type is signaled according to Table 11.
  • PLS2_SIZE_CELL This 15-bit field indicates (: ⁇ ⁇ , which is the size (specified by the number of QAM cells) of all coding blocks for PLS2 carried in the current frame-group. It is constant.
  • PLS2_STAT_SIZE_BIT This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-STAT for the current frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_DYN_SIZE_BIT This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-DYN for the current frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_REP_FLAG This 1-bit flag indicates whether PLS2 repeat mode is used in the current frame group. When the value of this field is set to '1', PLS2 repeat mode is activated. If the value of this field is set to 0, the PLS2 repetition mode is deactivated.
  • PLS2_REP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates ( ⁇ ⁇ ! ⁇ ⁇ , which is the size (specified by the number of QAM cells) of the partial coding block for PLS2, which is conveyed every frame of the current frame group when PLS2 repetition is used. If repetition is not used, the value of this field is equal to 0. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_NEXT_FEC_TYPE This 2-bit field indicates the FEC type used for PLS2 delivered in every frame of the next frame-group. The FEC type is signaled according to Table 10.
  • PLS2_NEXT_M0D This 3-bit field indicates the modulation type used for PLS2 delivered in every frame of the next frame-group.
  • the modulation type is signaled according to Table 11.
  • PLS2_NEXT_REP_FLAG This 1-bit flag indicates whether PLS2 repeat mode is used in the next frame-group. If the value of this field is set to 1, PLS2 repeat mode is activated. If the value of this field is set to 0, PLS2 repeat mode is deactivated.
  • PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates ( ⁇ ) which is the size (specified by the number of QAM cells) of the entire coding block for PLS2, which is conveyed every frame of the next frame-group when PLS2 repetition is used. If no repetition is used in the group, the value of this field is equal to 0. The value is constant for the entire duration of the current frame group.
  • PLS2_NEXT_REP_STAT_S I ZE_B I T This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-STAT for the next frame-group. The value is constant in the current frame group.
  • PLS2_NEXT_REP_DYN_S I ZE_B I T This 14-bit field indicates the size of the PLS2-DYN for the next frame-group, in bits. The value is constant in the current frame group.
  • PLS2_AP_M0DE This 2-bit field is an additional parry for PLS2 in the current frame-group. Indicates whether a tee is provided. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. Table 12 below provides the values for this field. If the value of this field is set to 00, no additional parity is used for PLS2 in the current frame group. Table 12
  • PLS2_AP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates the size (specified by the number of QAM cells) of additional parity bits of PLS2. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_NEXT_AP_M0DE This 2-bit field indicates whether additional parity is provided for PLS2 signaling for every frame of the next frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. Table 12 defines the values of this field.
  • PLS2_NEXT_AP_S I ZE_CELL This 15-bit field indicates the size (specified by the number of QAM cells) of the additional parity bits of PLS2 in every frame of the next frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • RESERVED This 32-bit field is reserved for future use.
  • FIG. 14 shows PLS2 data according to an embodiment of the present invention. 14 shows PLS2-STAT data of the PLS2 data. PLS2-STAT data is identical within a frame group, while PLS2-DYN data provides specific information about the current frame.
  • FIC_FLAG This 1-bit field indicates whether the FIC is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, the FIC is provided in the current frame. If the field value is set to 0, the FIC is not delivered in the current frame. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • AUX_FLAG This 1-bit field indicates whether the auxiliary stream is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, the auxiliary stream is provided in the current frame. If the value of this field is set to 0, the auxiliary frame is not transmitted in the current frame. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • NUM.DP This 6-bit field indicates the number of data pipes carried in the current frame. The value of this field is between 1 and 64, and the number of data pipes is NUM_DP + 1.
  • DP_ID This 6-bit field uniquely identifies the physical profile.
  • DPJ PE This 3-bit field indicates the type of data pipe. This is signaled according to Table 13 below.
  • DP_GROUP_ID This 8-bit field identifies the data pipe group with which the current data pipe is associated. This can be used to connect to the data pipe of the service component associated with a particular service where the receiver will have the same DP_GROUP_ID.
  • BASE_DP_ID This 6-bit field indicates a data pipe that carries service signaling data (such as PSI / SI) used in the management layer.
  • the data pipe indicated by BASE_DP_ID may be a normal data pipe for delivering service signaling data together with service data or a dedicated data pipe for delivering only service signaling data.
  • DP_FEC_TYPE This 2-bit field indicates the FEC type used by the associated data pipe.
  • the FEC type is signaled according to Table 14 below. Table 14
  • DP_C0D This 4-bit field indicates the code rate used by the associated data pipe.
  • the code rate is signaled according to Table 15 below. Table 15
  • DP_M0D This 4-bit field indicates the modulation used by the associated data pipe. Modulation is signaled according to Table 16 below.
  • DP_SSD_FLAG This 1-bit field indicates whether the SSD mode is used in the associated data pipe. If the value of this field is set to 1, SSD is used. If the value of this field is set to 0, the SSD is not used.
  • DP_MIM0 This 3-bit field indicates what type of MIM0 encoding process is applied to the associated data pipe. The type of MIM0 encoding process is signaled according to Table 17 below.
  • DP_TI_TYPE This 1-bit field indicates the type of time interleaving. A value of 0 indicates that one time interleaving group corresponds to one frame and includes one or more time interleaving blocks. A value of 1 indicates that one time interleaving group is delivered in more than one frame and contains only one time interleaving block.
  • DP_TI_LENGTH The use of this 2-bit field (allowed values are 1, 2, 4, 8 only) is determined by the value set in the DP_TI_TYPE field as follows.
  • N TI the number of frames being mapped, and there is one time interleaving block per time interleaving group.
  • ⁇ allowed in this 2-bit field is defined in Table 18 below.
  • this field indicates the number of time interleaving blocks 11 ⁇ 2 per time interleaving group, and there is one time interleaving group per frame (P l).
  • the value of ⁇ allowed in this 2-bit field is defined in Table 18 below.
  • DP_TI_BYPASS This 1-bit field determines the availability of time interleaver 5050. If time interleaving is not used for the data pipe, the value of this field is set to 1. On the other hand, if time interleaving is used, the corresponding field value is set to zero.
  • DP_FIRST_FRAME_IDX This 5-bit field indicates the index of the first frame of the super frame in which the current data pipe occurs. The value of DP_FIRST_FRAME_IDX is between 0 and 31.
  • DP_NUM_BLOCK_MAX This 10-bit field indicates the maximum value of DP_NUM_BLOCKS for the data pipe. The value of this field has the same range as DP_NUM 'BLOCKS. ⁇ -
  • DP_PAYLOAD_TYPE This 2-bit field indicates the typehole of the payload data carried by the given data pipe. DP_PAYLOAD_TYPE is signaled according to Table 19 below. Table 19
  • DP_INBAND_M0DE This 2-bit field indicates whether the current data pipe carries in-band signaling information.
  • In-band signaling types are signaled according to Table 20 below. [Table 20] In-band mode
  • DP_PROTOCOL_TYPE This 2-bit field indicates the protocol type of the payload carried by the given data pipe.
  • the protocol type of payload is signaled according to the below table 21 when the input payload type is selected.
  • DP_CRC M0DE This 2-bit field indicates whether CRC encoding is used in the input format block. CRC mode is signaled according to Table 22 below.
  • DNP_M0DE This 2-bit field is the DP—null used by the data pipe involved when PAYLOAELTYPE is set to TS ('00') . Indicates the packet drop mode. DNPJ10DE is signaled according to Table 23 below. DP_PAYLOAD_TYPE is TS ('00') Otherwise, DNP 'MODE is set to a value of 00. Table 23
  • ISSY_M0DE This 2-bit field indicates the ISSY mode used by the associated data pipe when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00'). ISSY_M0DE is signaled according to Table 24 below. If DP_PAYLOAD_TYPE is not TS ('00'), ISSY_M0DE is set to a value of 00. Table 24
  • HC_M0DE_TS This 2-bit field is the TS header% HC_M0DE_TS used by the data pipe associated with DP_PAYLOAD_TYPE whose value is TS (right). Table 25. Value header compression mode
  • PID This 13-bit field indicates the number of PIDs for TS header compression when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00') and HC_M0DE_TS is set to 01 or 10.
  • RESERVED This 8-bit field is reserved for future use. The next field appears only when FKLFLAG is equal to 1.
  • FIC_VERSI0N This 8-bit field indicates the version number of the FIC.
  • FIC_LENGTH_BYTE This 13-bit field indicates the length of the FIC in bytes.
  • RESERVED This 8-bit field is reserved for future use. The next field only appears when AUX_FLAG is equal to 1.
  • NUM_AUX This 4-bit field indicates the number of auxiliary streams. Zero indicates that no auxiliary stream is used.
  • AUX_C0NFIG_RFU This 8-bit field is reserved for future use.
  • AUX_STREAM_TYPE This 4 bits is reserved for future use to indicate the type of the current auxiliary stream.
  • AUX_PRIVATE_CONFIG This 28-bit field is reserved for future use to signal an auxiliary stream. 15 illustrates PLS2 data according to another embodiment of the present invention.
  • PLS2-DYN of PLS2 data shows PLS2-DYN of PLS2 data.
  • the value of the PLS2-DYN data may change during the duration of one frame group, while the size of the field is constant.
  • FRAME_INDEX This 5-bit field indicates the frame index of the current frame within the super frame. The index of the first frame of the super frame is set to zero.
  • PLS_CHANGE_COUNTER This 4-bit field indicates the number of super frames before the configuration changes. The next super frame whose configuration changes is indicated by the value signaled in that field. If the value of this field is set to 0000, this means that no scheduled change is expected. For example, a value of 1 indicates that there is a change in the next super frame.
  • FIC_CHANGE_COUNTER This 4-bit field indicates the number of super frames before the configuration (i.e., the content of the FIC) changes.
  • the next super frame whose configuration changes is indicated by the value signaled in that field.
  • the value of that field is set to 0000 In other words, this means that no expected change is expected. For example, a value of 0001 indicates that there is a change in the next super frame.
  • NUM_DP NUM_DP that describes the parameters related to the data pipe carried in the current frame.
  • DP_ID This 6-bit field uniquely represents a data pipe within the physical profile.
  • DP_START This 15-bit (or 13-bit) field indicates the first starting position of the data pipe using the DPU addressing technique.
  • the DP_START field has a different length depending on the physical profile and the FFT size as shown in Table 27 below.
  • DP_NUM_BL0CK This 10-bit field indicates the number of FEC blocks in the current time interleaving group for the current data pipe.
  • the value of DP_NUM_BL0CK is between 0 and 1023.
  • the next field indicates the FIC parameter associated with the EAC.
  • EAC_FLAG This 1-bit field indicates the presence of an EAC in the current frame.
  • the rain Is the same value as EAC_FLAG in the preamble.
  • EAS_ffAKE_UP_VERS I0N_NUM This 8-bit field indicates the version number of the automatic activation indication.
  • EAC_FLAG field If the EAC_FLAG field is equal to 1, the next 12 bits are allocated to the EAC_LENGTH_BYTE field. If the EAC_FLAG field is equal to 0, the next 12 bits are allocated to EAC_COUNTER.
  • EAC_LENGTH_BYTE This 12-bit field indicates the length of the EAC in bytes.
  • EAC_COUNTER This 12-bit field indicates the number of frames before the frame in which the EAC arrives.
  • AUX_PRIVATE_DYN This 48-bit field is reserved for future use for signaling the secondary stream. The meaning of this field depends on the value of AUX_STREAM_TYPE in configurable PLS2-STAT.
  • CRC_32 32-bit error detection code that applies to the entire PLS2.
  • FIG. 16 illustrates a logi cal structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • the PLS, the EAC, the FIC, the data pipe, the auxiliary stream, and the dummy cell are mapped to active carriers of an OFDM symbol in a frame.
  • PLS1 and PLS2 are initially mapped to one or more FSS. Then, if there is an EAC, the EAC cell is mapped to the immediately following PLS field. If there is an FIC next, the FIC cell is mapped.
  • Data pipes are mapped after PLS, or if EAC or FIC is present, after EAC or FIC Mapped. Type 1 data pipes are mapped first, and type 2 data pipes are mapped next. Details of the type of data pipe will be described later. In some cases, the data pipe may carry some special data or service signaling data for the EAS.
  • auxiliary stream or stream, if present, is then buried next to the data pipe, which in turn is followed by dummy cells. Mapping all together in the above-described order, that is, PLS, EAC, FIC, data pipe, auxiliary stream, and dummy cell, correctly fills the cell capacity in the frame.
  • FIG 17 illustrates PLS mapping according to an embodiment of the present invention.
  • the PLS cell is mapped to an active carrier of the FSS. According to the number of cells occupied by the PLS one or more symbols are designated as FSS and the number of FSS NFSS is signaled by NUM_FSS in PLS1.
  • FSS is a special symbol that carries a PLS cell. Since alertness and l atency are critical issues in PLS, the FSS has a high pilot density to enable fast synchronization and interpolat ion interpolation within the FSS.
  • the PLS cell is mapped from the top down to the active carrier of the FSS as shown in the example of FIG.
  • PLS1 cells are initially mapped in ascending order of cell index from the first cell of the first FSS.
  • the PLS2 cell follows immediately after the last cell of PLS1 and the mapping continues downward until the last cell index of the first FSS. If the total number of PLS cells required exceeds the number of active carriers in one FSS, the mapping proceeds to the next FSS and continues in exactly the same way as the first FSS. After the PLS mapping is complete, the data pipe is passed next. If EAC, FIC or both are present in the current frame, EAC and FIC are placed between the PLS and the normal data pipe. 18 illustrates EAC mapping according to an embodiment of the present invention.
  • the EAC is a dedicated channel for delivering EAS messages and is connected to the data pipes for the EAS. EAS support is provided, but the EAC itself may or may not be present in every frame. If there is an EAC, the EAC is mapped immediately after the PLS2 cell. Except for PLS cells, none of the FIC, data pipes, auxiliary streams or dummy cells are placed before the EAC. The mapping procedure of the EAC cell is exactly the same as that of the PLS.
  • EAC cells are mapped in ascending order of cell index from the next cell of PLS2, as shown in the example of FIG. Depending on the EAS message size, as shown in FIG. 18, the EAC cell may occupy few symbols.
  • the EAC cell follows immediately after the last cell of PLS2 and the mapping continues downward until the last cell index of the last FSS. If the total number of EAC cells needed exceeds the number of remaining active carriers of the last FSS, the EAC mapping proceeds to the next symbol and continues in exactly the same way as the FSS. In this case, the next symbol where the mapping of the EAC is made is a normal data symbol, which has more active carriers than the FSS.
  • the FIC is passed next if present. If no FIC is sent (as signaling in the PLS2 field), the data pipe follows immediately after the last cell of the EAC. 19 illustrates FIC mapping according to an embodiment of the present invention.
  • FIC is a dedicated channel that carries cross-layer informat ion to enable high-speed service acquisition and channel scan.
  • the information mainly includes channel binding information between data pipes and services of each broadcaster.
  • the receiver can decode the FIC and obtain information such as broadcaster ID, service number, and BASE_DP_ID.
  • BASE_DP_ID For high-speed service acquisition, not only the FIC but also the base data pipe can be decoded using BASE_DP_ID. Except for the content transmitted by the base data pipe, the base data pipe is encoded and mapped to the frame in exactly the same way as a normal data pipe. Therefore, no further explanation of the base data pipe is needed.
  • FIC data is generated and consumed at the management layer. The content of the FIC data is as described in the management layer specification.
  • FIC data is optional, and the use of FIC is signaled by the FIC_FLAG parameter in the static part of the PLS2. If FIC is used, FIC_FLAG is set to 1, and the signaling field for FIC is defined in the static part of PLS2. Signaled in this field is FIC_VERSI0N, FIC_LENGTH—BYTE.
  • FIC uses the same modulation, coding, and time interleaving parameters as PLS2. The FIC shares the same signaling parameters as PLS2.M0D and PLS2 'FEC.
  • FIC data is mapped after PLS2 if present, or immediately after EAC if EAC is present. furnace None of the remote data pipes, auxiliary streams, or dummy cells is placed before the FIC. The method of mapping the FIC cell is exactly the same as that of the EAC, which in turn is the same as the PLS.
  • the FIC cells are mapped in ascending order of cell indexes from the next cell of PLS2 as shown in the example of (a).
  • FIC cells are mapped for several symbols.
  • the FIC sal follows immediately after the last cell of PLS2 and the mapping continues downward until the last cell index of the last FSS. If the total number of required FIC cells exceeds the number of remaining active carriers of the last FSS, the mapping of the remaining FIC cells proceeds to the next symbol, which continues in exactly the same way as the FSS. In this case, the next symbol to which the FIC is mapped is a normal data symbol, which has more active carriers than the FSS.
  • the EAC is mapped before the FIC and the FIC cells are mapped in ascending order of cell indexes from the next cell of the EAC as shown in (b).
  • one or more data pipes are mapped, followed by auxiliary streams and dummy cells if present.
  • Type 1 data pipes Data pipes are mapped by TDM.
  • Type 2 data pipes Data pipes are mapped by FDM.
  • the type of data pipe is indicated by the DP TYPE field in the static part of PLS2. 20 shows a mapping order of type 1 data pipes and type 2 data pipes.
  • Type 2 data pipes are first mapped in ascending order of symbol index, after reaching the last OFDM symbol of the frame, the cell index is increased by 1, and the symbol index is returned to the first available symbol and then increased from that symbol index. .
  • each type 2 data pipe is grouped with frequency, similar to the FDM of a data pipe.
  • Type 1 data pipes and type 2 data pipes can coexist in frames as needed, with the limitation that a type 1 data pipe always precedes a type 2 data pipe.
  • the total number of OFDM cells carrying Type 1 and Type 2 data pipes cannot exceed the total number of OFDM cells available for transmission of the data pipes.
  • DDP1 corresponds to the number of OFDM cells occupied by the type 1 data pipe
  • DDP2 corresponds to the number of cells occupied by the type 2 data pipe. Since PLS, EAC, and FIC are all mapped in the same way as Type 1 data pipes, PLS, EAC, and FIC all follow the "Type 1 mapping rule". Thus, in general, type 1 mapping always precedes type 2 mapping.
  • FIG 21 illustrates data pipe mapping according to an embodiment of the present invention.
  • the addressing of the 0FOM cell for mapping the type 1 data pipe (0, ..., DDP1-1) is defined for the active data cell of the type 1 data pipe.
  • the addressing scheme allows cells from time interleaving for each Type 1 data pipe to be active.
  • act ive Defines the order in which data cells are allocated.
  • the addressing scheme is also used to signal the position of the data pipes in the dynamic part of the PLS2.
  • address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying PLS in the last FSS. If the EAC is sent and the FIC is not in the corresponding frame, address 0 is the cell immediately following the last cell carrying the EAC. If the FIC is sent in the corresponding frame, address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying the FIC. Address 0 for a type 1 data pipe is as shown in (a). It can be calculated considering two different cases. In the example of (a), it is assumed that PLS, EAC and FIC are all transmitted. The extension to the case where one or both of the EAC and the FIC are omitted is obvious. If there are cells remaining in the FSS after mapping all cells to the FIC as shown on the left side of (a).
  • the addressing of OFDM cells for mapping the type 2 data pipes (0, ..., DDP2-1) is defined for the active data cells of the type 2 data pipes.
  • the addressing scheme defines the order in which cells from time interleaving for each Type 2 data pipe are allocated to the active data cells.
  • the addressing scheme is also used to signal the position of the data pipes in the dynamic (dynami c, dynamic) part of PLS2.
  • the cell in the last FSS can be used for type 2 data pipe mapping.
  • the FIC occupies a cell of a normal symbol, but the number of FIC cells in that symbol is not larger than the C FSS .
  • the third case shown on the right side of (b) is the same as the second case except that the number of FIC cells mapped to the symbol exceeds C FSS .
  • Data pipe units allocate data cells to data pipes in a frame It is a basic unit.
  • the DPU is defined as a signaling unit for locating a data pipe in a frame.
  • the cell mapper 7010 may map a cell generated by time interleaving for each data pipe.
  • the time interleaver 5050 outputs a series of time interleaving blocks, each time interleaving block containing a variable number of XFECBLOCKs, which in turn consists of a set of cells.
  • the number of N in XFECBLOCK Sal cel ls depends on the number of bits FECBLOCK size, N ldpc, the constellation transmitted per symbol.
  • the DPU is defined as the greatest common divisor of all possible values of the number of cells N cel ls in XFECBLOCK supported in a given physical profile.
  • the length of the DPU in the sal is defined as L DPU . Since each physical profile supports different combinations of FECBLOCK sizes and different bits per constellation symbol, the L DPU is defined based on the physical profile.
  • FIG 22 illustrates an FEC structure according to an embodiment of the present invention.
  • the data FEC encoder may perform FEC encoding on the input BBF to generate the FECBLOCK procedure using outer coding (BCH) and inner coding (LDPC).
  • BCH outer coding
  • LDPC inner coding
  • the illustrated FEC structure corresponds to FECBLOCK.
  • the FECBLOCK and FEC structures have the same value corresponding to the length of the LDPC code word.
  • Nidpc 64800 bits (tong FECBLOCK) or 16200 bits (short FECBLOCK).
  • Tables 28 and 29 below show FEC encoder parameters for barrel FECBLOCK and short FECBLOCK, respectively.
  • a 12-error correcting BCH code is used for the outer encoding of the BBF.
  • SHORT FECBLOCK AND TONG The BBF-generated polynomial for FECBLOCK is obtained by multiplying all polynomials.
  • LDPC codes are used to encode the output of the outer BCH encoding.
  • P ldpc parity bit
  • I ldpc BCH-encoded BBF
  • I ldpc I ldpc
  • N ldpc barrel for FECBLOCK - specific procedures for calculating the K ldpc parity bits is as follows.
  • the final parity bits are obtained as follows.
  • the final content of .N ldpc -K ldpc -l is the same as the parity bit Pi .
  • the corresponding LDPC encoding procedure for short FECBL0CK is to FECBL0CK except that Table 30 is replaced with Table 31, except that the address of the parity check matrix for full FECBL0CK is replaced with the address of the parity check matrix for short FECBL0CK.
  • Table 31 For t LDPC encoding procedure.
  • the output of the LDPC encoder is bit interleaved, consisting of parity interleaving followed by QCB interleaving and internal group interleaving. (a) shows QCB interleaving, and (b) shows internal group interleaving.
  • FECBL0CK may be parity interleaved.
  • the LDPC codeword consists of 180 contiguous QCBs in the full FECBL0CK and 45 contiguous QCBs in the short FECBL0CK.
  • Each QCB in the barrel or short FECBL0CK consists of 360 bits.
  • Parity interleaved LDPC codewords are interleaved by QCB interleaving. The unit of QCB interleaving is QCB.
  • the QCB interleaving pattern is modulated. Unique to each combination of type and LDPC code rate.
  • inner group interleaving is performed according to the modulation type and order T d defined in Table 32 below.
  • the number of QCBs N QCB _ Option for one internal group is also defined.
  • the inner group interleaving process is performed with N QCB _ IG QCBs of the QCB interleaving output.
  • Inner group interleaving involves writing and reading bits of an inner group using 360 columns and N QCBJG rows.
  • bits from the QCB interleaving output are written in the row direction.
  • the read operation is performed in the column direction to read m bits in each row. Where m is equal to 1 for NUC and equal to 2 for NUQ.
  • FIG. 24 shows cell-word demultiplexing for 8 and 12 bpcu MIM0 and (b) shows cell-word demultiplexing for 10 bpcu MIM0.
  • Each cell word (Co,!, D,!, (Od-) of the bit interleaved output is one
  • bit interleaver for NUQ-1024 is reused.
  • Each cell word of the bit interleaver output (co, i, ci ,, ..., ..., is (di, 0 , m , di,!, ..., di, 3 , J and ( d 2 0, m, d 2 .i, m -. is demultiplexed by, d 2, 5,.
  • 25 illustrates time interleaving according to an embodiment of the present invention.
  • the time interleaver operates at the data pipe level.
  • the parameters of time interleaving can be set differently for each data pipe.
  • DP_TI_TYPE (allowed values: 0 or 1): Represents the time interleaving mode. 0 indicates a mode with multiple time interleaving blocks (one or more time interleaving blocks) per time interleaving group. In this case, one time interleaving group is directly mapped to one frame (without interframe interleaving). 1 indicates a mode having only one time interleaving block per time interleaving group. In this case, the time interleaving block is spread over one or more frames (interframe interleaving).
  • DP_NUM_BLOCK_MAX (allowed values: 0 to 1023): Represents the maximum number of XFECBLOCKs per time interleaving group.
  • DP_FRAME_INTERVAL (allowed values: 1, 2, 4, 8): Represents the number of frames I JUMP between two sequential frames carrying the same data pipe of a given physical profile.
  • DP_TI_BYPASS (allowed values: 0 or 1): If time interleaving is not used for the data frame, this parameter is set to 1. If time interleaving is used, it is set to zero.
  • parameter DP_NUM_BL0CK from PLS2-DYN data indicates the number of XFECBLOCKs carried by one time interleaving group of the data group.
  • each time interleaving group is a set of integer XFECBLOCKs and will contain a number of dynamically varying XFECBLOCKs.
  • N xBL0CILGroup (n) The number of XFECBLOCKs in the time interleaving group at index n is represented by N xBL0CILGroup (n) and signaled as DP_NUM_BL0CK in the PLS2-DYN data.
  • N xBL0CK _ Group (n) may change from the minimum value 0 to the maximum value N xBL0CK _ Group — MAX (corresponding to DP_NUM_BLOCK_MAX) with the largest value being 1023.
  • Each time interleaving group is either directly mapped to one frame or spread over PI frames.
  • Each time interleaving group is also separated into one or more ( ⁇ ) time interleaving blocks.
  • Each time interleaving block corresponds to one use of time interleaver memory.
  • the time interleaving block in the time interleaving group may include some other number of XFECBLOCKs. If the time interleaving group is divided into a plurality of time interleaving blocks, the time interleaving group is directly mapped to only one frame. As shown in Table 33 below, there are three options for time interleaving (except for the additional option of omitting time interleaving).
  • each time interleaving group is one Contains a time interleaving block and directly mapped to one frame
  • Each time interleaving group contains one time interleaving block and is mapped to one or more frames.
  • (b) is one time-in
  • each time interleaving group is divided into a plurality of time interleaving blocks and mapped directly into one frame.
  • Each time interleaving block provides full time interleaving to provide up to three optional bit rates for the data pipes.
  • the time interleaving memory stores the input XFECBLOCK (XFECBLOCK output from SSD / MIMO encoding block).
  • Input XFECBLOCK XFECBLOCK
  • ⁇ '. ⁇ is the q-th cell of the r-th XFECBLOCK in the s-th time interleaving block of the ⁇ -th time interleaving group, and represents the output of the following SSD and MIM0 encodings.
  • d the output of SSD.
  • the output of MIMO encoding The XFECBL0CK output from the time interleaver 5050 is..., "",. ⁇ ⁇ "("' ⁇ A) is assumed to be defined here, where i is the i th in the s th time interleaving block of the n th time interleaving group.
  • the time interleaver will also act as a buffer for the data pipe data before the frame generation process. This is accomplished with two memory banks for each data pipe. The first time interleaving block is written to the first bank. While reading from the first bank, the second time interleaving block is written to the second bank.
  • Time interleaving is a twisted row-column block interleaver. Number of columns N c for the S th time interleaving block of the n th time interleaving group The number of rows in time interleaving memory is equal to the number of cells,
  • continuous pilots are CP or continuous pilots and distributed pilots are SP or scattered. It may be referred to as a (scattered) pilot.
  • FIG. 8 shows a detailed lock diagram of the OFDM generation module of FIG. 4.
  • the pilot and reserved tone insert ion modules 8000 insert a CP of a specific pattern at a predetermined position for each signal block of the transmission signal.
  • the pilot and reserved tone insertion modes may be referred to as pilot signal insertion modes or reference signal insertion and PAPR reduction modules.
  • the 2D-eSFN Encoding modules 8010 may be omitted or replaced by other models having similar or identical functions according to the embodiment.
  • wave product processing modules may be included between the preamble insert modules 8050 and other system insert ion modules 8060.
  • the waveform processing module is an optional block that adjusts the waveform to reflect the out-of-emission characteristics of the transmitted waveform. It works similarly to the pulse shaping filter. However, the waveform processing modules 80 40 may be omitted depending on the implementation, or may be replaced by other modules having similar or identical functions.
  • FIG. 26 is a detailed block diagram of synchronization & demodulation modules of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • 26 is a produce other ⁇ ⁇ 'sub-module included in the synchronization and demodulation modeul (9000) shown in Fig.
  • Synchronization / demodulation mode is a tuner (26010) for tuning broadcast signals, received analog scenes.
  • ADC module (26020; ADC) for converting a call into a digital signal, a preamble detector (26030) for detecting a preamble included in a received signal, and a guard sequence detecting a guard sequence included in the received signal.
  • Guarding Module (26040), Waveform Transform (29050) for performing FFT on the received signal, Reference Signal Detecting (26060) for detecting the pilot signal included in the received signal Detector, channel equalizers (26070; Channel equalizer) for performing channel equalization using extracted guard sequences, and inverse waveform transform (29100), time for detecting pilot signals in time domain Time / Frequency of received signal using domain reference signal detection module (26090) and preamble and pilot signals The including; (Time / Freq Sync 26100) the time / frequency synchronization modeul performing temper.
  • Inverse wave product transformers 29080 are mods that perform a transform against the inverse of the FFT, which may be omitted or replaced with other mods that perform the same or similar function, depending on the embodiment.
  • the receiver can detect and use a pilot signal using the reference signal detecting modules 2260 and the time domain reference signal detecting modules 226090.
  • the reference signal detecting module (26060) detects pilot signals in the frequency domain. The receiver may perform synchronization and channel estimation using the characteristics of the detected pilot signal.
  • the time domain reference signal detecting modes 2690 may detect a pilot signal in the time domain of the received signal, and the receiver may perform synchronization and channel estimation using the characteristics of the detected pilot signal.
  • at least one of a module (26060) for detecting a pilot signal in the frequency domain and a module (26090) for detecting a pilot signal in the time domain may be referred to as a pilot signal detecting module.
  • the reference signal means a pilot signal.
  • the receiver detects a CP pattern included in a received signal, and performs synchronization through coarse AFCXAuto—frequency control (FC), ine AFC, and common phase error correct ion (CPE) using the detected CP pattern.
  • FC coarse AFCXAuto—frequency control
  • CPE common phase error correct ion
  • the present invention intends to design a CP pattern that satisfies various objects and effects.
  • the CP pattern proposed in the present invention is maintained by keeping the number of NoA (Number of Active Data Carrier) in each DM symbol for a given NoC (Number of act ive Carier) and a given SP pattern.
  • the present invention aims to reduce signaling information and simplify the interaction of time interleaver and carrier mapping, and the present invention also attempts to change the CP pattern according to the NoC and SP patterns to achieve such a condition.
  • the CP pattern of the invention satisfies roughly even distribut ion over spectrum and random posit ion distribut ion over spectrum, thus competing against the frequency selective channel.
  • the CP pattern is configured to increase the number of CP positions as the NoC increases to preserve the overall overhead of the CP.
  • the pattern or position information of the CP may be stored as an index-table in the memory of the transmitter and the receiver.
  • the size of the index-table increases, resulting in an increase in the portion of the memory. Accordingly, the present invention is to solve this problem, to provide a CP pattern that can satisfy the purpose and effect of the above-described CP pattern.
  • NoC index-table s position information for randomly positioning CPs based on the smallest value. For the NoC having a larger value, the CP pattern is extended by inverting the index-table distribution pattern or inverting it after cyclic-shifting.
  • the CP pattern of the present invention can be applied to the extended NoC and SP modes of the basic index-table, and can evenly and randomly distribute CP positions on the spectrum.
  • the sub CP patterns stored in the sub index table and the added sub CP patterns may be referred to as a CP set.
  • the CP set may be stored as an index table, and the index table is a table that includes position values of pilots included in the CP set.
  • the CP pattern providing method of the present invention will be described below in more detail. 27 illustrates a CP set according to an embodiment of the present invention.
  • the CP pattern includes at least one CP set.
  • the CP position in the CP set may be set to the index-table in a random and evenly distributed position using a pseudo-random binary sequence (PRBS).
  • PRBS pseudo-random binary sequence
  • CP positions may be randomly selected for a given NoC using a PN generator. NoA per OFDM symbol is kept constant by appropriately adjusting the SP-bearing CP and the non-SP-bearing CP.
  • one symbol includes 49 carriers.
  • the CP set includes seven CP-bearing SPs and three non-CP-bearing SPs and two edge carriers. And considering the number of SPs, the number of NoAs is maintained at 35 per symbol.
  • the CP set of FIG. 27 is an embodiment, and positions of CPs may be changed within a range satisfying the above-described condition.
  • 28 shows an index table and a spectral diagram of a CP set according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 illustrates an embodiment of an index table indicating position information of a pilot set generated in the same manner as in FIG. 27.
  • the index table of FIG. 28 is an embodiment in the case of 8K FFT mode (NoC: 6817) and SP mode (Dx: 3, Dy: 4).
  • Right drawing shows index table Shows the results of plotting the spectra from a spectral point of view.
  • 29 is a view showing a CP pattern configuration method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 29 is a conceptual diagram illustrating a method of multiplexing four CP sets as the CP pattern configuration method described above. Each of the four CP sets is represented by PNl, PN2, PN3 and PN4 in FIG. 29. This method can be performed as follows.
  • FIG. 29 illustrates a method of generating a total reference index table by generating four sub-index tables (PNl, PN2, PN3 and PN4) with four different PN generators for the FFT mode of 8K / 16K / 32K, respectively.
  • the transmitter may configure a CP pattern using CP location information of the PN1 in the 8K mode.
  • the transmitter sequentially distributes CP position information by sequentially listing CP position information of PN1 and PN2, and in 32K mode, CP position information of PN3 and PN4 is sequentially listed in CP position information of PN1 and PN2. The entire CP position can be distributed.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a method of constructing an index table for the embodiment of FIG. 29.
  • the NoCs correspond to 6817/13633/27265, respectively.
  • CP position values of each sub-index table are stored based on the 8K FFT mode, and when the FFT mode of 16K or more is supported, additionally required sub-index table values are added or shifted by a predetermined amount.
  • the last position value (an integer multiple of Dx * Dy and a circle marked portion) of the sub index tables PN1, PN2, and PN3 represents a value required when the corresponding sub index table is extended.
  • the last position value may be used according to the following.
  • Last position value of sub index table PN1 is not applied when 8K FFT mode is applied.
  • Equation 9 shows the CP pattern configuration method described with reference to FIGS. 29 to 30.
  • CP_8K / 16K / 32K (k) denotes a CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, respectively
  • ⁇ _1 / 2/3/4 denotes a sub index-table name
  • / 3/4 equals the size of sub index-table of PN1 / 3/3/4
  • a 1/2/3 equals CP positions added separately A shifting value to distribute evenly the added CP pot it ions.
  • the generation method of the CP pattern is as described with reference to FIGS. 29 to 30.
  • FIG. 31 illustrates a method of constructing a CP pattern according to another embodiment of the present invention.
  • the CP sets of PN1, PN2, PN3, and PN4 are remote from each other. It is intended to provide a CP pattern suitable for FFT mode by tipping.
  • CP sequence is generated by multiplexing PN1 in 8K mode, PN1 and PN2 in 16K mode, and PN1, PN2, PN3, and PN4 in 32K by a predetermined value.
  • CP sets of PN1, PN2, PN3, and PN4 are generated through different PN generators, but are synthesized in a method different from those of FIGS. 29 and 30.
  • one pilot density bltok based on 8K mode is expressed as Nblk, and in one Nblk, two 16K blocks and 32K four pilot density blocks according to the FFT mode.
  • CP patterns are generated by multiplexing CP sets according to each FFT mode.
  • the pilot set may be configured such that PN2 is located at the same position in the physical spectrum for the 16K and 32K.
  • each CP set PN1-PN4 can be generated to have a random and even spread distribution, and can be designed with excellent auto correlat ion characteristics.
  • PN2 which is determined in position, can be determined by optimizing the position of PN1 determined at 8K by excellent autocorrelat ion and even distribut ion.
  • PN3,4 having a location determined in addition to 32K, a sequence may be generated by optimizing the above characteristics based on a location determined at 16K.
  • PN2 is generated at the same position in the physical spectrum for 16K and 32K, thus simplifying the synchronization algorithm on the receiving side. have.
  • each PN is evenly distributed in the spectrum, reducing the effects of certain channels.
  • a portion of both edge spectra of the spectrum do not arrange CPs, and thus, when an integral carrier frequency offset (ICFO) occurs, a portion of the CP may be somewhat alleviated.
  • ICFO integral carrier frequency offset
  • each of PN1, PN2, PN3, and PN4 may be optimized to satisfy the characteristics of correlation and even distribution for 8K, 16, and 32K.
  • the SP pattern for channel estimation has a distance Dx of frequency direct ion of 8 and a distance Dy of time direct ion of 2.
  • 81 PN1 in case of 16K, PN1 and PN2 in case of 16K, PN1, PN2, PN3, and PN4 in case of 32K may be generated by a predetermined multiplexing rule.
  • a pilot lot block of 8K reference (pi lot density block) is expressed as NMk, and each 16K in one Nblk according to the FFT mode. Is 2 and 32K is shown to include 4 pilot reliability blocks.
  • the CP patterns generated by the multiplexing rules of the PNs determined according to the FFT mode are shown.
  • the CP set in each FFT mode may be positioned so as not to overlap (SP-bearing CP) or non-overlapping (SP-bearing CP).
  • multiplexing where the CP is positioned at the SP bearing and the non-SP bearing position is applied to set the pilot at the same position in each FFT mode in the frequency domain. do.
  • PNl, PN2, PN3, and PN4 are randomized to the pattern according to the offset of the scattered pilot according to the symbol, and are equal to the length of the 8K mode constituting the SP bearing set to have an even distribution.
  • Each PN is located by a multiplexing rule determined according to the FFT mode.
  • the PN2 added to the PN1 in the 16K mode sets the offset of the position with respect to the PN2, except for the offset pattern of the scattered pilot where the PN1 is located, or is set to a predetermined pattern position. Can be.
  • PN3 and 4 are designed to be located except the offset pattern of the spattered pilot where PN1 and 2 are located.
  • each PN1-4 is extended in Nblk units so that the position of PN1 is maintained in the 16K mode and the position of PN1 + PN2 is maintained in the 32K mode as shown in FIG. CP patterns can be determined.
  • CP_SK (k) ⁇ CP xp _SK (k), CP nonsp _SK (k) ⁇
  • CP_ ⁇ 6K (k) ⁇ CP sp _ ⁇ 6K (k), CP nonsp _ ⁇ 6K (k) ⁇
  • CP_32K (k) ⁇ CP sp _32K (k), CP answers onsp _32K (k) ⁇
  • Non SP bearing set PN 0 except sp ⁇ , PN onsp , PN 4
  • Equations 10 and 11 illustrate the CP configuration method described with reference to FIGS. 31 to 32.
  • Equation 10 is a method of constructing the CP pattern of FIGS. 31 to 32.
  • Equation 11 shows the positioning method of the non-SP bearing CP in the CP pattern configuration method of FIGS. 31 to 32, respectively.
  • Equations 10 and 11 CP ⁇ 8K / 16K / 32K (k) is the CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, and CP sp _8K / 16K / 32K (k) is the SP-bearing CP pattern for 8K, respectively.
  • CP nonsp_8K / 16K / 32K (k) represents the non SP-bearing CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, respectively.
  • PNlsp, PN2sp, PN3sp and PN4sp are the four pseudo random sequences for SP—bearing pi lots
  • PNlnons, PN2nons, PN3nonsp and PMnonsp are the four non Pseudo random sequences for non SP—bearing pi lots, respectively
  • ⁇ 16K, ⁇ 132 ⁇ , ⁇ 232 ⁇ , ⁇ 16 ⁇ , ⁇ 132 K, and 232 ⁇ indicate respective CP position offsets.
  • the CP pattern is generated by adding an SP-bearing CP set and a non-SP-bearing CP set.
  • Each CP position offset is a value that is preset for multiplexing of CP sets. Regardless of the FFT mode, the CP can be assigned to the same frequency or used to correct the characteristics of the CP.
  • 33 is a view showing a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • CP sets of PN1, PN2, PN3, and PN4 are multiplexed to provide a CP pattern suitable for an FFT mode. That is, as described above, CP sets of PNl, PN2, PN3, and PN4 are randomly and evenly distributed generated through different PN generators. Corresponds to the sequences.
  • the CP sequence is generated by multiplexing PN1 in the 8K mode, PN1 and PN2 in the 16K mode, and PN1, PN2, PN3 and PN4 in the 32K mode.
  • one pilot reliability block based on 8K mode is represented by Nblk, and one Nblk includes two 16K pilot blocks and 32K four pilot reliability blocks according to the FFT mode.
  • CP patterns are generated by multiplexing CP sets according to each FFT mode.
  • Equation 12 shows a multi-polling of the CP sets PN1 to 4 of FIG. 33.
  • Equation 12 CP_8K / 16K / 32K denotes a CP pattern for 8K / 16K / 32K FFT mode, respectively.
  • PN1, PN2, PN3, PN4 represent four pseudo random sequences,
  • X represents the sealing function of X, round towards plus inf ini ty,
  • mod (X , N) represents modulos after division X / N.
  • the CP pattern of 8K mode may be generated using PN1 as it is.
  • the CP pattern of the 16K mode may be generated by combining PN1 in the first pilot signature block (1st Nblk) and PN2 in the second pilot signature block 2nd Nblk.
  • CP patterns in 32K mode can be generated by multiplexing them using PN1 for 1st Nblk, PN2 for 2nd Nblk, PN3 for 3rd Nblk, and PN4 for 4st Nblk for each of the four pilot density blocks. Can be.
  • PN2, PN3, and PN4 are arranged in this order.
  • PN2 may be positioned at 3rd Nblk so that CP of PN2 is inserted at a similar position of the spectrum for 16 mode and 32K mode.
  • the sequences of PNl, PN2, PN3, and PN4 for combining each 16K and 32K are multiplexed at positions of an offset determined according to the FFT mode, respectively, and in Equation 12, the offset value is a value of an integer multiple of the default Nblk. Expressed through a modulo operation, this value may be set to another value according to an embodiment.
  • 34 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 34 illustrates an embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method.
  • the method of FIG. 34 divides a table into sub-index tables having a predetermined size when constructing a reference index table, and generates CP positions using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate CP patterns by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by inverting and adding the CP patterns of the PN1 and the PN2 to the CP pattern of the 16K mode.
  • FIG. 35 is a diagram illustrating a method of constructing an index table for the embodiment of FIG. 34.
  • the NoC corresponds to 6817/13633/27265, respectively.
  • the 8K FFT mode is stored as a default. If the 16K or higher FFT mode is supported, additionally required sub index table values are added or shifted by a certain amount.
  • the last position value (an integer multiple of Dx * Dy and a circle-marked portion) of the sub index table PNl and PN2 indicates a value required when the corresponding sub index table is extended.
  • the last position value may be used according to the following.
  • Last position value of sub index table PN1 is not applied when 8K FFT mode is applied.
  • Equation 13 shows the CP pattern configuration method described with reference to FIGS. 34 to 35.
  • CP_8K / 16K / 32K (k) is CP pattern for 8K / 16K / 32K mode
  • ⁇ _1 / 2/3/4 is the sub index table name
  • SPN_l / 2/3/4 is PN1 / 2.
  • the size of sub index-table of PN 1/2/3/4, a 1/2/3 is the shiftant value for evenly distributing additional CP positions. (a shifting value to distribute evenly the added CP potitions).
  • -1 represents an additional position number required for multiplexing.
  • the ( ⁇ -PNl (k-SPN12 + l)) portion and the (p-PN2 (k-SPN121 + l)) portion correspond to the pattern reversal part.
  • the method of generating the CP pattern is as described with reference to FIGS. 34 to 35.
  • 36 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 36 illustrates another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method.
  • the method of FIG. 36 divides a table into sub-index tables having a predetermined size when constructing a reference index table, and generates CP positions using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate a CP pattern by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by reversing and cyclic-shifting the CP patterns of PN1 and PN2 to the CP pattern of the 16K mode.
  • the CP set of the PN1 and the CP set of the PN2 are sequentially arranged, and the CP set of the reversible and cyclic-shifted PN1 and the reversing and cyclic are added to the CP pattern of the 16K mode.
  • the method of constructing a CP pattern according to the embodiment of FIG. 36 satisfies a condition for positioning CPs to be equally and randomly distributed over a given spectrum. Compared to the above-described position multiplexing methods, the size of the reference index table can be reduced by half. [Number 14]
  • CP_ K (k) PN ⁇ (k), for ⁇ ⁇ k ⁇ S PNl -1
  • Equation 14 shows a CP pattern construction method described in FIG.
  • CP_8K / 16K / 32K (k) indicates CP pattern for 8K / 16/32 mode, respectively
  • ⁇ _1 / 2/3/4 denotes a sub-index table name
  • SPN_l / 2/3/4 denotes PN1 /
  • the size of the sub index table of 2/3/4, and ⁇ 1/2/3 represents a shifting value for evenly distributing CP positions to be added.
  • ⁇ 1/2 represents a cyclic shifting value.
  • -1 represents an additional position number for multiplexing.
  • 3) moiety and mod ( ⁇ 2+ a 3+ ( ⁇ -PN2 (k-SPN121 + D) in the formula of CP_32K (k) ), ⁇ ) parts correspond to the pattern reversal and the cycling-shifting part.
  • 37 shows another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method.
  • the table is divided into sub-index tables having a predetermined size when the reference index table is configured, and CP positions are generated by using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate a CP pattern by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by reversing and shifting the CP patterns PN1 and PN2 of the 16K mode to the CP pattern of the 16K mode.
  • pilot sets of PN1 and PN2 are added by reversing the DC (center frequency) of the signal spectrum in 32K mode, or further shifted to improve the distribution and distribution properties. Click shifting).
  • the shifting and reversing operation may be represented as an operation of subtracting a pilot set based on a reference position value, which will be described later.
  • shifting and cyclic shifting may be used in the
  • the CP can be shifted to the right, in which case the rightmost pilot can be shifted to the left side of the spectrum without being shifted by shifting, in which case the shifted pilot is cyclically shifted.
  • the method of constructing a CP pattern according to the embodiment of FIG. 37 satisfies a condition of placing CP so as to evenly and randomly distribute a given spectrum. Compared to the above-described position multiplexing methods, the size of the reference index table can be reduced by half.
  • the information about the pilot position in the 32K mode in the receiver may be easily generated by an operation of subtracting the sequence position generated in the 16K from the reference carrier position in the preset 32K mode.
  • FIG. 38 is a table illustrating a CP pattern generation method and a CP position according to the embodiment of FIG. 37.
  • the CP pattern generation method for each FFT mode is similar to that described with reference to FIG. 37.
  • the CP pattern uses a randomly generated CP set of CP1, and the position values of the pilots of CP1 are as shown in the index table.
  • the CP set of the CP2 is added to the CP set of the randomly generated CP1, and the CP set of the added CP2 is the start position of the CP2 at the position values of the CP2. This will be the value of the sum value. That is, as shown in the table of FIG.
  • the CP set CP16K in the 16K mode becomes (CPl, (CP2 + 6912)).
  • a pilot pattern CP32K (CP16, CP16K ') can be generated. The process of subtracting the 16K mode pilot set from the reference position value corresponds to the reversal and shifting operations of the pilot pattern described with reference to FIG. 37.
  • the start position value of the CP2 is a value corresponding to half of the spectrum for any number of active carriers in the 16 mode, and may be set to be equally positioned with respect to the spectrum.
  • the start position value for the 16K mode is 6912.
  • the reference position value for 32 mode is also set based on the value corresponding to half of the spectrum for any number of carriers in 32K mode, but the sequence is cyclically shifted to obtain a good correlation. You can also set the value derived by shi ft).
  • FIG. 39 shows another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method.
  • the method of FIG. 39 divides a table into sub-index tables having a predetermined size when constructing a reference index table, and generates CP positions using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate a CP pattern by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by reversing and shifting the CP patterns PN1 and PN2 of the 16K mode to the CP pattern of the 16K mode.
  • the pilot sets of PN1 and PN2 are added by reversing and operating on the DC (center frequency) of the signal spectrum in 32K mode, or further shifted to improve the distribution and distribution properties. Click shifting) to add it.
  • the CP set of PN2 and the CP set of PN1 included in the reversed 16K mode CP set may be shifted without shifting the entire CP set of the reversible 16K mode.
  • a method of performing reversal offset on PN1 and PN2 and shifting a sequence independently for each of PN1 and PN2 is proposed. Since the embodiment of FIG. 39 reverses / shifts the CP set of PN1 and the CP set of PN2 shown in the sequence of 16K mode, respectively, without having to reverberate / shift the 16K mode as a whole, compared to FIG. And distribution performance can be further improved. This can further improve the signal recovery performance at the receiver.
  • 40 illustrates NoC according to a regional spectral mask according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcasting system must satisfy different spectrum mask criteria for each region, and thus may have a different NoC for each region.
  • CP sequences operating for each channel bandwidth and FFT mode for various spectral masks can be designed in relation to the corresponding NoC and scatter pilot pattern structures. Pilots that do not overlap with the SP among the CP sequences may be generated according to the aforementioned pilot pattern generation method.
  • various carrier modes with different NoCs may be applied according to respective spectral masks and FFT modes.
  • the spectral mask may generate a CP based on a minimum NoC corresponding to the first small base common mode, and may use the same in other carrier modes.
  • the carrier mode is designed to be in a position that does not overlap the SP pilot, and is located in the center of the spectrum with a base common mode This can be applied to all CPs designed on the basis of the model.
  • 41 is a table showing a CP pattern generation method and CP positions according to an embodiment of the present invention.
  • One CP pattern and generation method are shown.
  • 41 (a) is an embodiment according to the method of FIG. 37 for shifting the reversal CP16K as a whole, and in FIG. 41 (b), shifts CP1 and CP2 included in the reversible CP16K, respectively.
  • the CP pattern generation method for each FFT mode is similar to that described with reference to FIG. 38.
  • the CP pattern uses a randomly generated CP set of CP1, and the position values of the pilots of CP1 are as shown in the index table.
  • the CP set of the CP2 is added to the CP set of the randomly generated CP1, and the CP set of the CP2 is the value obtained by adding the start position value of the CP2 to the position values of the CP2. That is, CP set CP16K in 16K mode as shown in the table of FIG. 4Kb). Becomes (CPl, (CP2 + 6656)).
  • the pilot set of CP2 at a reference position value different from the pilot set (CP16K) of 16K mode minus the pilot set (CP1) of 8K mode from the reference position value
  • the process of subtracting the 16K mode pilot set from the reference position value corresponds to the reversal and shifting operations of the aforementioned pilot pattern.
  • this reference position value itself represents the shifting shift of the pilot pattern. That is, in the case of FIG. 41 (b), as described with reference to FIG. 39, the pilot pattern is configured by arranging the shifted CP2 in the CP1, the pilot pattern shifted in the reversible CP2, and the pilot pattern shifted in the reversible CP1. Can be generated. 42 illustrates a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention. As described above with respect to the broadcast transmitter and its operation, the broadcast signal transmitter may demultiplex an input stream into at least one data pipe (DP) using input formatting modules (S42010).
  • DP data pipe
  • S42010 input formatting modules
  • the broadcast transmitter may perform error correction processing on data included in at least one DP using the BICM models (S42020).
  • the broadcast signal transmitter may map data in the DP into symbols in the frame by using the frame building modules (S42030).
  • the broadcast signal transmitter may insert a preamble into the transmission signal and perform OFDM modulation by using the OFDM generation models (S42040).
  • the OFDM generation models may further include pilot signal insertion models, and the OFDM modulation performing operation S42040 may further include inserting a pilot signal such as CP or SP into the transmission signal.
  • the CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and number of the CP may be determined based on the FFT size / mode.
  • the pilot signal may be inserted into the transmission signal according to the methods described above with reference to FIGS. 26 to 41.
  • the embodiments of FIGS. 37 and 38 will be described as an example.
  • the CP is the first CP set (CP8K), the second CP set (CP16K), and the third CP set (CP32K) for the case where the FFT size is 8K / 16K / 32K mode, respectively.
  • each CP set has a respective CP pattern.
  • the CP pattern is meant to include the number and location of CPs included in the CP set.
  • the third CP set CP32K in the 32K mode may be generated by adding the CP set CP16K 'reversing and shifting the second CP set in the 16K mode to the second CP set CP16K in the 16K mode.
  • the third CP set CP32K in the 32K mode may be generated as in the embodiment of FIGS. 39 and 41.
  • the third CP set in the 32K mode (CP32K) is added to the second CP set in the 16K mode (CP16K) by reversing and shifting the second CP set in the 16K mode, but included in the second CP set.
  • 43 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver may perform signal detection and OFDM demodulation on the received broadcast signal using synchronization / demodulation models (S43010).
  • the broadcast receiver may extract service data by parsing a signal frame of a received broadcast signal using frame parsing modules (S43020).
  • the broadcast receiver may convert service data extracted from the received broadcast signal into a bit domain using demapping and decoding modules (S43030).
  • the broadcast receiver may output the processed service data to the data stream using the output processing module (S43040).
  • the synchronization / demodulation module further includes pilot signal detecting modules, and the OFDM demodulation performing step S43010 further includes detecting a pilot signal such as CP or SP from the transmitted signal. It may include.
  • the CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and number of the CP may be determined based on the FFT size / mode.
  • the pilot signal may be included in the received signal according to the methods described above with reference to FIGS. 26 to 41.
  • the embodiments of FIGS. 37 and 38 will be described as an example.
  • the CP is the first CP set (CP8K), the second CP set (CP16K), and the third CP set (CP32K) for the case where the FFT size is 8K / 16K / 32K mode, respectively.
  • each CP set has a respective CP pattern.
  • the CP pattern is meant to include the number and location of CPs included in the CP set.
  • CP16K (CP1, CP2 + 6912)
  • the CP set of CP2 may refer to the generated CP set (CP2), or may indicate a CP set (CP2 + 6912) reflecting the start position value in the generated CP set (CP2).
  • CP16K (CP1, CP2) may be represented.
  • the third CP set CP32K in 32 mode may be generated by adding a CP set CP16K ′ reversing and shifting the second CP set in 16K mode to the second CP set CP16K in 16K mode.
  • CP32K (CP16K, CP16K ').
  • the third CP set CP32K in 32K mode may be generated as in the embodiment of FIGS. 39 and 41.
  • the third CP set in the 32K mode (CP32K) is added to the second CP set in the 16K mode (CP16K) by reversing and shifting the second CP set in the 16K mode, but included in the second CP set.
  • CP32K (CP16K, (First Reference Position Value-CP2, Second Reference Position Value—CP1))
  • the broadcast system of FIGS. 1 to 43 described above may operate in a predetermined transmission band and a spectrum mask according thereto.
  • the present invention proposes a future broadcasting system capable of transmitting and receiving broadcast signals by selecting transmission parameters according to different transmission bands and corresponding spectrum mask criteria for various countries and regions.
  • the configuration and operation of each of the blocks of the broadcast signal transmitter and the broadcast signal receiver illustrated in FIG. 44 are similar to those described with reference to FIGS. 1 and 9, and the description of the same blocks / modes will not be repeated.
  • the broadcast signal transmitter and broadcast signal receiver are referred to as a broadcast transmitter, a transmitter, and a broadcast receiver and a receiver, respectively. You may.
  • broadcast transmitters and broadcast receivers are additional (addi).
  • t ional control signal generation module 4410 and additional control signal generation modules 4440 may be provided, respectively.
  • the transmitting side control may be referred to as signal generation modules 4410 and the receiving side control signal generating module 4440 may be referred to as transmission parameters.
  • Each of the additional control signal generation modules 4410 and 44020 on the transmitting and receiving sides may be included in the transmitting signaling generation module 44070 and the receiving signaling decoding modules 4440.
  • the information related to the adjusted transmission parameters may be input to the signaling generation models 44070 as management information.
  • the signal generation module 4410 for the transmit side additional control uses the additional control signal including channel bandwidth information and spectral mask information along with country and region information to signal the frame building modules 4440 and the OFDM generation modules. By controlling the (44040) it can output the desired broadcast signal.
  • the signal generation module 44020 also receives additional control, including channel bandwidth, spectral mask information, along with country and region information, via the signal.
  • the parsing modes 4440 may be controlled to process the received broadcast signal.
  • the generating side control signal generation modules 4410 and the receiving side control control generation module 44020 may be referred to as transmission parameter control models.
  • Additional control signal herein Denotes a transmission parameter for adjusting the bandwidth of the transmission signal or information / signal including information necessary for adjusting the transmission parameter.
  • a method of setting a transmission parameter in a broadcasting system a method of transmitting a transmission parameter as additional information at a transmitter side and a method of presetting a transmission parameter by a promised code at a transmitter / receiver side are proposed.
  • a method for setting / adjusting the transmission parameters so as to optimize the signal bandwidth to support a broadcast system flexible in the world wide, to each other, suitable for a broadcast network and used in accordance with different channel bandwidths do .
  • the transmission parameter may include at least one of country and region information, channel bandwidth information, and spectrum mask information.
  • 45 is a conceptual diagram illustrating a spectral mask and its transmission signal bandwidth. As shown in FIG.
  • the transmission parameter may be set to maximize transmission efficiency in a signal bandwidth of a transmission signal while satisfying a spectrum mask criterion required to minimize adjacent channel interference within a corresponding channel bandwidth.
  • the OFDM wave transmission bandwidth may be determined by adjusting the length of the entire symbol in the interval and / or time domain between subcarriers according to the number of subcarriers used for transmission. . Therefore, in case of future broadcasting system, the appropriate transmission mode can be classified according to the reception scenario requested in the region / country, etc. and the transmission parameters can be designed accordingly.
  • the spectral mask described above the limiting criteria differ depending on the country / region and channel bandwidth used.
  • the North American ATSC standard and the European DVB standard must meet the criteria for different broadcast spectrum masks. Accordingly, in order to provide a flexible broadcast system in a world wide, it is possible to adjust transmission parameters and control them as additional information. First, a method of adjusting a transmission parameter will be described.
  • Equation 9 eBW is the effective signal bandwidth,! ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is the waveform scaling factor, N pi lotdens i ty is the pilot density scaling factor, N eBW is the effective signal bandwidth scaling factor, ⁇ is the additional bandwidth factor, and Fs is the waveform conversion bandwidth (sampling). Frequency), ⁇ ⁇ represents the subcarrier spacing factor, and N FFT represents the FFT size factor, respectively.
  • NoC represents the total number of carriers transmitted in the signal bandwidth.
  • bandwidth efficiency optimization may be performed using a sub-carrier spacing factor obtained by dividing the waveform conversion bandwidth by the FFT size.
  • the effective signal bandwidth can be calculated by multiplying the total number of subcarriers (NoC) by the interval between each subcarrier.
  • the spacing between subcarriers can be calculated by dividing the wave product transform bandwidth (sampling preprocessing) by the FFT size.
  • Equation 15 is a method of using transmission parameters to optimize the effective signal bandwidth of a transmission signal in the present invention, and selects a parameter to maximize transmission efficiency in a condition that meets a spectrum mask according to each country / region.
  • the present invention may use each factor as an optimization parameter to maximize the effective signal bandwidth according to the spectral mask according to the channel bandwidth.
  • it is intended to optimize the transmission efficiency of transmission parameters by adjusting the additional bandwidth factor and / or waveform transmission bandwidth (sampling frequency).
  • the waveform scaling factor is a scaling value according to a bandwidth of a carrier used for waveform transformation.
  • the waveform scaling factor may be set to an arbitrary value proportional to the length of the FFT.
  • Extension Density Scaling Factor or Pilot Density Scaling Factor
  • pilot Density Scaling Factor is a value that is set according to a fixed position of a pilot signal inserted in a pilot signal insertion module or a PAPR reduction module. Any value that is set.
  • the expansion unit may be set to an arbitrary value for optimization of bandwidth and the like, and may be set to a parameter such as (Dx * Dy) or Dx corresponding to the pilot reliability.
  • the wave product scaling factor and the pilot density scaling factor may use the values of the pilot pattern portion described below. Each factor may be referred to herein as parameters.
  • the effective signal bandwidth scaling factor satisfies the spectral mask criterion within the transmission channel bandwidth, and is an arbitrary value that can be set to maximize the bandwidth of the transmission signal, thereby optimizing the effective signal bandwidth.
  • the additional bandwidth factor is the signal bandwidth It can be set to any value to adjust the additional information and structure required. It is also possible to insert pilot signals as needed to improve channel estimation performance at the spectral edge.
  • the additional bandwidth factor can be adjusted by adding any number of carriers.
  • the wave product conversion bandwidth may be used as a transmission parameter to further optimize the effective signal bandwidth according to the number of subcarriers used for transmission.
  • the effective signal bandwidth scaling factor it may be set to a maximum value for the spectral mask by extending in a pilot density unit or a Dx unit as a predetermined pilot signal.
  • the bandwidth conversion can be further adjusted to optimize bandwidth efficiency for conditions in the spectral mask. have.
  • transmission parameters for adjusting the signal bandwidth to satisfy the needs of different spectrum masks by country / region one of 1) an additional bandwidth factor and 2) a wave product conversion bandwidth (sampling frequency) should be used.
  • the two transmission parameter values are used to maximize the signal bandwidth while satisfying the country / region channel bandwidth and spectrum mask criteria.
  • This method is based on the common base mode, which is supported as a common carrier for each FFT mode of the future broadcasting system, and for each different constraint condition (channel bandwidth, spectral mask), the transmission signal bandwidth is determined as follows. It can be adjusted in this way.
  • the efficiency can be maximized by adjusting the number of carriers for a given sampling frequency, and the number of additional carriers can be provided as an additional control as a signal (transmission parameter information).
  • the number of carriers adjusted for optimization can be adjusted / set in a range that meets the channel bandwidth and spectral mask criteria. The number of carriers to be adjusted and the signal structure will be described later.
  • the transmission frequency can be optimized by adjusting the sampling frequency for a predetermined number of common carriers.
  • the relative ratio with respect to the value designated as a reference to the corresponding sampling frequency or information of the preset sampling frequency may also be provided as an additional control signal (transmission parameter information).
  • the transmitter can change the effective signal bandwidth by adjusting the sampling frequency, adjusting the spacing between subcarriers, and by increasing the spacing to increase the effective signal bandwidth, the transmitter can send the burned out signal in terms of time. In other words, the burning efficiency is increased in terms of time.
  • optimization may be performed by adjusting these two transmission parameter values (additional bandwidth factor and wave product transform bandwidth factor) together.
  • Information about these two transmission parameter values may be provided to the transmission / reception system as a signal as shown in FIG. 44.
  • an additional control signal for transmitting parameter values will be described.
  • the additional control signal is a transmission wave used for bandwidth optimization as described above.
  • As a signal representing a parameter it may be used as a value that can be mapped to or derived from a predetermined value.
  • the additional control signal may also be referred to as additional signal, transmission parameter or transmission parameter information.
  • the control code access method is to set the control as a code with parameters optimized within the constraints such as the country / region and the corresponding spectral mask, and use the code as additional information in the transceiver.
  • the additional control module (for example, FIG. 26 of FIG. 26) does not transmit an additional signal and can acquire information (a control code or a corresponding transmission parameter) necessary for performing operations of each model of the transceiver. Can be controlled and operated by a control signal controller. There is an advantage in that no additional signaling information is transmitted.
  • the control code is preset according to the country, region, and service information supported by the device. If necessary, the control code can be updated with hardware or software.
  • the signaling approach is particularly applicable to ways of maximizing efficiency by adjusting the number of carriers.
  • This method is a method of allocating coordinating transmission parameter information to a signaling field and transmitting additional information, but has an advantage of increasing flexibility.
  • the transmission parameter information may be transmitted through a predetermined period of a symbol for transmitting preamble or signaling information after the preamble.
  • 46 illustrates an OFDM generation module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 46 illustrates in more detail the portion where the modems control the transmission parameter control in FIG. 44.
  • the wave processing module 46040 adjusts the waveform to reflect out-of-emission, etc. characteristics of the transmitted wave, and operates similarly to pulse shaping f i ter. However, the wave processing processing module 4460 may be omitted depending on the implementation. In the present invention, when the sampling frequency parameter is adjusted, the wave processing processing module 4460 may be used to shape the waveform according to the spectral mask.
  • the additional control signal generation models 4610 may generate additional signal and apply or set a transmission parameter adjusted to each associated lower models according to the value.
  • the data stream input through the frame builder is input in a common carrier mode, and the additional control signal generation models 4610 may adjust additional bandwidth factors in the OFDM generation models of FIG. 44.
  • the transmitter may allocate data according to the number of total carriers adjusted to a preset value in the pilot and reserved tone insertion modes 4460 and IFFT modes 4630.
  • the pilot structure can also be changed, such as inserting pilots in the same pilot mode as common carrier modes, in some cases in different pilot densities, or inserting additional pilots. have.
  • the determined transmission parameter may be transmitted by being inserted into a preamble or signaling field as mentioned above.
  • the wave product conversion mode (46040) and the DAC mode (46050) may operate according to the value of the corresponding sampling rate set as a transmission parameter.
  • the set sampling rate, Fs is a value preset in the additional control signal generation block 4610, and a value selected according to each mode may be preset in the transmitter.
  • the wave product processing module 4460 and its operation may be omitted depending on implementation.
  • 47 is a detailed block diagram of a synchronization / demodulation model of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the synchronization / demodulation module 29000 may demodulate a received signal by setting a transmission parameter according to the control of the signal generation modules 2902.
  • the synchronization / demodulation modules 29000 include a tuner 29020 for tuning a broadcast signal, an ADC module 19030 for converting a received analog signal into a digital signal, and a preamble detection module for detecting a preamble included in the received signal.
  • guard sequence detection modules 29050 for detecting a guard sequence included in the received signal
  • FFT models 29060 for performing FFT on the received signal
  • pilot signal detection modules for detecting a pilot signal included in the received signal 29070
  • time / frequency synchronization module 29080 for performing time / frequency synchronization of received signals using preamble and pilot signals
  • channel using extracted guard sequence Channel equalization models 29902 for performing equalization
  • inverse wave product transform modes 29100 Inverse Waveform Conversion Modal (29100).
  • the guard sequence / interval may also be referred to as a guard interval.
  • FIG. 47 the same models are shown in parallel when the receiver processes signals received by a plurality of antennas through a plurality of paths, and the same models will not be described.
  • the signal generation module 47010 may set a transmission parameter of the receiver with the receiving side control. As described above, the signal generation modules 47010 may decode the preamble or signaling field to set transmission parameters (NoC, pilot information, etc.), or use codes (transmission parameters) that are preset at the receiver. The transmission parameters of the receiver can be set. As described above, the additional control signal generation module 47010 may be included in the signaling decoding modules 47080 to operate.
  • an embodiment of a method of adjusting an additional bandwidth factor and a method of adjusting a waveform conversion bandwidth (sampling frequency) will be further illustrated / described as a method of increasing bandwidth usage efficiency.
  • FIG. 48 is a conceptual diagram illustrating a method for adjusting an additional bandwidth factor for improving bandwidth use efficiency according to an embodiment of the present invention.
  • Dx denotes a pilot density in the frequency direction
  • Dy denotes a time direction
  • the pilot identity of Dx * Dy denotes the pilot identity
  • the broadcast system may use the bandwidth of the base common mode once, and may use an additional bandwidth according to the spectrum mask available for each country / region. As shown in Figs. 48 (b) and 49 (c), the bandwidth corresponding to the additional bandwidth 1 is additionally used in the bandwidth of the base common mode in the region 1), and the additional bandwidth is added to the bandwidth of the base common mode in the region 2). 2 additional bandwidths are available.
  • the additional bandwidth may be set in Dx units or Dx * Dy units, and in some cases, may be adjusted through several units of carriers for fine tuning.
  • the transmitter may increase the bandwidth usage efficiency by adjusting the total number of sub-carriers transmitting within the same time.
  • the advantage of this method is that the wave product conversion bandwidth (sampling frequency) is the same, so that only the number of additional carriers can be signaled / configured and thus it is easy to operate in a transceiver.
  • the base common mode may be operated as shown in FIGS. 48 (b) and (c)) depending on the position.
  • the base common mode is placed in the center of the spectrum and additional carriers are added at both ends, so that the position of the scattered pilot may be inserted at a position continuously extended based on each base common mode.
  • the offset of the starting position of the SP depends on the additional bandwidth, the value of which can be calculated by the value signaled by the signal.
  • CPs do not overlap SPs, so some CPs are in the same position and signal control for some CPs inserted to maintain a constant NoA. Can be selected and transmitted.
  • the base common mode is placed in front of the spectrum and the carriers added according to the spectral mask are continuously placed at the rear, and the start offset is constant as the base common mode is located in the front.
  • the position can be adjusted according to the additional bandwidth, which is modified according to the spectral mask, and similarly selected and transmitted by the control signal for some CPs inserted to maintain a constant NoA.
  • CPs may be inserted as necessary for additional bandwidths additionally inserted.
  • the carrier index represents the starting carrier index Kmin and the last carrier index Kmax for the base common mode, and transmission parameters may be set according to the selected NoC.
  • the carrier mode extended by the additional carrier may be expressed using the parameter of Kext for the carrier part added to the existing base common mode.
  • the base common mode can be adjusted to offset depending on where additional carriers are added.
  • the basic structure of the base common mode can be defined first.
  • a data carrier and a pilot structure may be defined based on a mode preset for each FFT transmission mode.
  • the base common mode is a mode in which bandwidth is added / reduced per spectrum mask, and the transmission parameters and structure of the base common mode are the number of data carriers according to the FFT size and the scattering for channel estimation. tered) the structure of the pilot, the structure of the continual pilot for synchronization estimation and the structure of the reserved carrier for PAPR.
  • Scattered pilots place the pilots needed for transport channel estimation uniformly in the time and frequency domain.
  • the continual pilot may be positioned to overlap or not be scattered depending on the position, and the entire continual pilot is placed at both ends of the spectrum except for the spectrum in base common mode. It is positioned to be relatively even distribution. By eliminating both ends, the characteristics of the continual pilot do not deteriorate even if the number of carriers is reduced in adjusting the number of carriers optimized for the spectral mask. This is to avoid being affected.
  • the present invention can be independently applied to a black common mode for a structure having different base Dx according to FFT, GI and service use case according to the network configuration.
  • Non-SP bearing CP is a CP that is set so as not to overlap with a scattered pilot located at an integer multiple of Dx, and SP-bearing CP is inserted to meet a constant NoA.
  • the number is determined by the integer multiple of the extended Dx and Dy, which is the distance between the pilots in the time domain.
  • the data carrier per symbol can be set constant in the base common mode, including edge pilots and reserved carriers.
  • FIG. 49 illustrates a method for extending bandwidth based on a base common mode while maintaining a constant NoA per symbol according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 49 shows the number of pilot structures and the number of carriers added according to block units of additional bandwidth added according to the spectral mask.
  • FIG. 49 shows the number of carriers and the pilot structure according to the block unit of (Dx * Dy) and the block unit of Dx added as an additional bandwidth, together with the signal structure of the base common mode.
  • the base common mode corresponds to a structure composed of integer multiples of (Dx * Dy).
  • the number of preset carriers and the structure of pilots such as SP, CP, EP, etc. are determined for the corresponding FFT size.
  • embodiments in which carriers of an additional bandwidth are extended in a pilot density unit and a frequency direction pilot distance unit will be described.
  • the advantage of the method of adjusting the number of carriers added to the additional bandwidth in units of (Dx * Dy) pilot units is that the transmitted signal can be optimized for the spectral mask without modifying / modifying the pilot structure (especially CP). There is an advantage that it can.
  • the carrier is added / removed to the base common mode so that it corresponds to an integer multiple of (Dx * Dy) units corresponding to the pilot density
  • the (Dx * Dy) size corresponds to the basic block for piloting the SP of the added area. Therefore, there is no change of structure such as SP position of start and end.
  • the CP can be used without change for a new signal structure / system including a carrier added with k * (Dx * Dy) units by using a pattern defined in the base common mode.
  • the above-mentioned signaling or control is transmitted using an i n dicat ion transmission parameter and optimized parameters for different spectral masks, such as the total number of carriers and the starting position of the base common mode.
  • Information can be obtained and applied.
  • the offset of the base common mode is k / 2 * (Dx * Dy) of fset if the integer multiple k is even, and i) if the left side of the spectrum is added first according to the preset order ( k + l) / 2 * (Dx * Dy), ii) If the right side is added first, it starts with fset of (kl) / 2 * (Dx * Dy).
  • the method of FIG. 49 (b) is operated at an integer multiple of (Dx * Dy), resulting in a large number of additional carriers.
  • the scattered pilot may be selected to maintain regular SP position to maintain regularity, and edge pilots in base common mode may be placed at both ends of the spectrum of the added carrier region. It can be adjusted to be located at.
  • the adjustment of carriers in units of Dx needs to be selectively adjusted according to the integer number of Dx added to the SP-bearing CP or any pi lot in the base common mode in order to maintain a constant number of NoAs per symbol.
  • the offset of the base common mode has an offset of m / 2 * Dx if the integer multiple of k is even, and if it adds the left side of the spectrum preferentially according to the preset order if it is odd, the offset of (k + l) / 2 * Dx is given. If the right side is added first, it can start with an offset of (kl) / 2 * Dx.
  • an SP-bearing CP (or any pi lot) can be inserted for a certain number of NoAs, and the number of pi lots required is equal to (Dx + Dy) * k + p * Dx It can be expressed as follows according to the corresponding p integer multiples and q integer multiples corresponding to q * Dx of the extended additional carrier mode.
  • the start of the SP is always at the start of the base common mode. Position to maintain the same pattern.
  • the CP may be set to maintain the defined position in the base common mode or to be positioned at the center of the spectrum according to additional bandwidth.
  • 50 illustrates a bandwidth extension and another pilot deployment method thereof according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 50 shows a table and start positions of an SP-bearing CP selected for a table with control of an SP-bearing CP (or any pilot) required to adjust a constant NoA when adjusting the number of carriers in units of Dx.
  • the base common mode is configured by an integer multiple of Dx * Dy, and shows an embodiment of the position and number of SP-bearing CPs as additional carriers are added.
  • control table (a) and the control table (b) are sequentially added from the right side in the order in which the integer multiple (p + q) of Dx added to the pilot ' density (Dx * Dy) is added to the base common mode.
  • the control corresponds to the table ( a )
  • the case to be added from the left side corresponds to the control table (b).
  • the control index (ctrb idx) is a modulo operation with (p + q) Dy, with an index of 0-2 * Dy-l, and the pattern is repeated.
  • Each table shows the positional information of CPs for constant values other than integer multiples of Nsp_cp and Dy of SP-bearing CPs added for NoA according to ctr ljdx.
  • the SP-bearing CP is a predetermined table and is composed of a common Dy * r set and Dy sets selectively included according to ctr l_idx.
  • ctr l_idx in the table (a) is 0, l * Dx, as three additional CPs to maintain NoA, with Dy * r common preset positions of the SP-bearing CP, 2 * Dx, 3 * Dx can be selected from the preset table.
  • the SP pattern of the first OFDM symbol is determined by the above equation.
  • the control table b) can also be selected in the same way, with the difference in the order in which they are added. 51 illustrates a bandwidth extension and other pilot deployment method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 51 illustrates an embodiment of a table and a start position of an SP-bearing CP selected for a table with control of an SP-bearing CP (or any pilot) required to adjust a constant NoA when adjusting the number of carriers in units of Dx. to be.
  • Tables provide information on the number and location of SP-bearing CPs. All.
  • the base common mode is configured by an integer multiple of Dx * Dy, and shows an embodiment of the position and number of SP-bearing CPs as additional carriers are added.
  • FIG. 52 illustrates another method for extending bandwidth based on a base common mode without maintaining a constant NoA per symbol according to another embodiment of the present invention.
  • 52 shows the number of carriers and the file 3 ⁇ 4 structure added according to block units of additional bandwidth added according to the spectral mask.
  • FIG. 52 illustrates a method of adding / deleting any n carriers to satisfy a spectral mask based on a base common mode, which is a method of not maintaining three constant NoAs in a manner of adjusting additional bandwidth.
  • CP There is no constraint for CP because there is no request for a constant NoA, but the characteristics of cp added / deleted according to the spectral mask change slightly, so the frame builder / parser is irregular (i rregular). Scheduling corresponding to NoA is necessary.
  • the edge pilots are adjusted to be positioned at both edges of the added carriers, there may be some degradation in channel estimation performance because the pilot placement in the time interpolated frequency domain is not regular at both ends according to the added amount. have.
  • the SP-bearing CP (or any pi lot) need not be set up to match the NoA when configuring the base common mode, so the CP is It can be configured as a non-SP bearing CP and can be designed to have sufficient degrees of freedom.
  • a set of Dx / Dy to values will be described.
  • the present invention proposes a Dx / Dy mode for equalizing an echo delay over a GI range while reducing GI overhead.
  • Dx may be determined in association with GI values.
  • Dy values may be set to support an optimized mode for mobile reception and fixed reception, respectively.
  • the Dx / Dy mode can be set to have an optimized value in terms of required memory size and overhead.
  • 53 illustrates a pilot mode according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 53 illustrates a mode of basic Dx and extended Dx (post_GI EQ) according to pilot Dx parameters in relation to an echo range among pilot modes.
  • the Dx of The value can be set.
  • the maximum values of Dx are 128 and 96, respectively, and the tables are set to satisfy the constant GUR (GI Uti I ion Rat Rat) except some GI.
  • GUR GI Uti I ion Rat Rat
  • the maximum GUR is set to have a range of 75% to 90% according to the length of the GI, and in the extended Dx mode of FIG. 53 (b), twice the size of the basic Dx mode.
  • the pilot mode was chosen to have a channel est imat ion range of.
  • FIG. 53 illustrates Dx and Dy values for an SP pattern used by increasing an SP density in order to equalize an echo delay in which a signal crossing a GI range is weak.
  • the above modes have the advantage of efficiently equalizing the echo delay over the GI range without increasing the GI overhead.
  • Dx can be divided into two modes, Dx, for the echo range, as a signal, and signaled as lbi t when the signal is divided into two Dx modes, the basic Dx and the extended Dx. Can be sent separately.
  • 54 illustrates a pilot mode according to another embodiment of the present invention.
  • the pilot mode is limited to 24 and 32 when the Dx basis is 3 or 4, respectively. This limitation facilitates the adjustment of the number of carriers of an OFDM symbol for bandwidth agility.
  • the number of carriers in one OFDM symbol is determined by Dx in order to guarantee regularity of the SP carriers.
  • Dx Set to an integer multiple or an integer multiple of Dx * Dy.
  • Dx * Dy In the table of FIG. 54, two types of Dx basis are used.
  • the Dx values are set to values larger than 24 or 32, the above LCMs become larger, and as a result, the resolution for controlling the number of carriers becomes larger, resulting in lowered spectral efficiency. . In other words, it may be determined to be too large or too small than the optimized number of carriers.
  • Dx the maximum value of Dx is limited to 24 or 32 depending on the Dx basis, resulting in a slight increase in SP overhead.
  • too large Dx values can prevent the interpolat ion performance of the frequency-domain for channel estimation from being degraded.
  • Fig. 54 (a) The area selected by the red box of the table is the part where equalization is applied to the post-GI versus the maximum GUR. It is set by the limitation of Dx, and the combination can be applied to the extension Dx and the mode in common. It is understood by those skilled in the art that various changes and modifications can be made in the present invention without departing from the spirit or scope of the invention. Accordingly, it is intended that the present invention cover the modifications and variations of this invention provided they come within the scope of the appended claims and their equivalents.
  • the present invention is used in the field of providing a series of broadcast signals.

Landscapes

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Abstract

Disclosed is a broadcasting signal transmitting apparatus. The broadcasting signal transmitting apparatus according to an embodiment of the present invention comprises: an input formatting module for de-multiplexing an input stream into at least one data pipe (DP); a BICM module for error-correction processing data of the at least one DP; a frame building module for mapping the data of the DP to symbols in a frame; and an OFDM generation module for inserting preambles into the frame and performing an OFDM modulation, thereby generating a transmit broadcasting signal.

Description

【명세서】  【Specification】
【발명의 명칭】  [Name of invention]
방송 신호 송수신 장치 및 방법  Broadcast signal transmitting and receiving device and method
【기술분야】  Technical Field
본 발명은 방송 신호 송신 장치， 방송 신호 수신 장치， 및 방송 신호 송수신 방법에 관한 것이다.  The present invention relates to a broadcast signal transmitting apparatus, a broadcast signal receiving apparatus, and a broadcast signal transmitting and receiving method.
【배경기술】  Background Art
아날로그 방송 신호 송신이 종료됨에 따라， 디지털 방송 신호를 송수신하기 위 한 다양한 기술이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 더 많은 양의 비디오 /오디오 데이터를 포함할 수 있고， 비디오 /오디오 데이터뿐만 아니라 다양한 종류의 부가 데이터를 더 포함할 수 있다.  As analog broadcast signal transmission is terminated, various techniques for transmitting and receiving digital broadcast signals have been developed. The digital broadcast signal may include a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may further include various types of additional data as well as the video / audio data.
【발명의 내용】  [Content of invention]
【기술적 과제】  [Technical problem]
즉， 디지털 방송 시스템은 HlXHigh Def ini t ion) 이미지, 멀티채널 (mult i channel , 다채널) 오디오， 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 그러나， 디지 털 방송을 위해서는， 많은 양의 데이터 전송에 대한 데이터 전송 효율， 송수신 네 트워크의 견고성 (robustness) , 및 모바일 수신 장치를 고려한 네트워크 유연성 (f lexibi l i ty)이 향상되어야 한다.  That is, the digital broadcasting system may provide HlX High Def. Image, multi-channel audio, and various additional services. However, for digital broadcasting, the data transmission efficiency for a large amount of data transmission, the robustness of the transmission and reception network, and the network flexibility considering the mobile receiver (f lexibi l ty) should be improved.
【기술적 해결방안】  Technical solution
상술한 기술적 과제를 해결하기 위하여， 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신기는 입력 스트림을 적어도 하나의 DP(Data Pipe)로 디멀티플렉싱하는 인풋 포 매팅 모듈; 상기 적어도 하나의 DP의 데이터를 에러 정정 프로세싱하는 BICM 모들; 상기 DP의 데이터를 프레임 내의 심볼들로 매핑하는 프레임 빌딩 모들; 및 상기 프 레임에 프리앰블을 삽입하고 OFDM 변조를 수행하여 전송 방송 신호를 생성하는 OFDM 생성 모들을 포함하며, 상기 OFDM 생성 모들은 상기 전송 방송 신호에 CP(Cont inual Pi lots) 및 SP(Scattered Pi lots)을 포함하는 파일럿 신호를 삽입하 는 파일럿 신호 삽입 모들을 더 포함하고， 상기 CP는 신호 프레임의 모든 심볼에 삽입되며， CP의 위치 및 숫자는 FFT(Fast Fur ier Transform) 사이즈에 기초하여 결 정된다. In order to solve the above technical problem, a broadcast signal according to an embodiment of the present invention The transmitter includes an input formatting module for demultiplexing an input stream into at least one data pipe (DP); BICM models for error correcting data of the at least one DP; Frame building models for mapping data of the DP to symbols in a frame; And OFDM generation modules for inserting a preamble into the frame and performing OFDM modulation to generate a transmission broadcast signal, wherein the OFDM generation modules include CP (Contact Pi Pi lots) and SP (Scattered Pi lots) in the transmission broadcast signal. Further including pilot signal insertion models for inserting a pilot signal including a), wherein the CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and number of the CP are determined based on a fast furier transform (FFT) size. do.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신기는 기설정된 제 1 CP 패턴 및 제 2 CP 패턴을 사용하여 상기 CP를 생성할 수 있다.  In addition, the broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention may generate the CP by using a first CP pattern and a second CP pattern.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신기에 있어서， 상기 FFT 사이즈 가 8K인 경우, 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴으로서 생성되고， 상기 FFT 사이즈가 16K인 경우, 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴에 상기 제 2 CP 패턴을 부가한 제 3 패 턴으로서 생성될 수 있다.  In the broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention, when the FFT size is 8K, the CP is generated as the first CP pattern, and when the FFT size is 16K, the CP is the first CP. It may be generated as a third pattern in which the second CP pattern is added to the pattern.
또한， 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신기에 있어서， 상기 FFT 사이즈 가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 3 패턴을 반전 및 쉬 프팅하여 생성한 제 4 패턴을 부가함으로써 생성되거나, 상기 FFT 사이즈가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 2 패턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가하고 상기 제 1 패턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가함으로써 생성될 수 있다. ' 상술한 기술적 과제를 해결하기 위하여， 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은， 입력 스트림을 적어도 하나의 DP(Data Pipe)로 디멀티플렉싱하는 인 풋 포매팅 단계; 상기 적어도 하나의 DP의 데이터를 에러 정정 프로세싱하는 BICM 단계; 상기 DP의 데이터를 프레임 내의 심볼들로 매핑하는 프레임 빌딩 단계; 및 상기 프레임에 프리앰블을 삽입하고 OFDM 변조를 수행하여 전송 방송 신호를 생성 하는 OFDM 생성 단계를 포함하며, 상기 OFDM 생성 단계는 상기 전송 방송 신호에 CP(Cont inual Pi lots ) 및 SP(Scattered Pi lots)을 포함하는 파일럿 신호를 삽입하 는 단계를 더 포함하고， 상기 CP는 신호 프레임의 모든 심볼에 삽입되며， CP의 위 치 및 슷자는 FFT(Fast Fur ier Transform) 사이즈에 기초하여 결정될 수 있다. 또한， 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은， 기설정된 제 1 CP 패 턴 및 제 2 CP 패턴을 사용하여 상기 CP를 생성할 수 있다. In the broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention, when the FFT size is 32K, the CP adds a fourth pattern generated by inverting and shifting the third pattern in addition to the third pattern. Or when the FFT size is 32K, the CP may be generated by inverting and shifting the second pattern in addition to the third pattern and inverting and shifting the first pattern. ' In order to solve the above technical problem, the broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention, the input formatting step of demultiplexing the input stream into at least one Data Pipe (DP); A BICM step of error correcting the data of the at least one DP; A frame building step of mapping data of the DP to symbols in a frame; And generating an transmission broadcast signal by inserting a preamble into the frame and performing OFDM modulation, wherein the OFDM generation step includes CP (Contitional Pi lots) and SP (Scattered Pi lots) in the transmission broadcast signal. The method may further include inserting a pilot signal including a CP, wherein the CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and the like of the CP may be determined based on a fast furier transform (FFT) size. In addition, the broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention may generate the CP using a preset first CP pattern and a second CP pattern.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법에 있어서 , 상기 FFT 사이 즈가 8K인 경우, 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴으로서 생성되고， 상기 FFT 사이즈가 16K인 경우， 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴에 상기 제 2 CP 패턴을 부가한 제 3 패 턴으로서 생성될 수 있다.  In the broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention, when the FFT size is 8K, the CP is generated as the first CP pattern, when the FFT size is 16K, the CP is the first It may be generated as a third pattern in which the second CP pattern is added to one CP pattern.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법에 있어서， 상기 FFT 사이 즈가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 3 패턴을 반전 및 쉬프팅하여 생성한 제 4 패턴을 부가함으로써 생성ᅵ되거나, 상기 FFT 사이즈가 32K 인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 2 패턴을 반전 및 쉬프팅하 여 부가하고 상기 제 1 패턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가함으로써 생성될 수 있다. 【유리한 효과】 In the broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention, when the FFT size is 32K, the CP is a fourth pattern generated by inverting and shifting the third pattern in addition to the third pattern. Generated by adding, or when the FFT size is 32K, the CP may be generated by inverting and shifting the second pattern in addition to the third pattern and inverting and shifting the first pattern to add the CP. have. Advantageous Effects
본 발명은 서비스 특성에 따라 데이터를 처리하여 각 서비스 또는 서비스 컴포 넌트에 대한 QoS (Qual i ty of Service)를 제어함으로써 다양한 방송 서비스를 제공 할 수 있다.  The present invention can provide various broadcast services by processing data according to service characteristics and controlling a quality of service (QoS) for each service or service component.
본 발명은 동일한 RF (radio frequency) 신호 대역폭을 통해 다양한 방송 서비 스를 전송함으로써 전송 유연성 ( f lexibi l i ty)을 달성할 수 있다.  The present invention can achieve transmission flexibility f lexibi l ty by transmitting various broadcast services through the same radio frequency (RF) signal bandwidth.
본 발명은 MIMO (Mult iple-Input Mult iple-Output ) 시스템을 이용하여 데이터 전송 효율 및 방송 신호의 송수신 견고성 (Robustness)을 향상시킬 수 있다.  The present invention can improve data transmission efficiency and robustness of transmission and reception of broadcast signals by using a Mult iple-Input Mult i-Output (MIMO) system.
본 발명에 따르면， 모바일 수신 장치를 사용하거나 실내 환경에 있더라도， 에 러 없이 디지털 방송 신호를 수신할 수 있는 방송 신호 송신 및 수신 방법 및 장치 를 제공할 수 있다.  According to the present invention, even when using a mobile receiver or in an indoor environment, a broadcast signal transmission and reception method and apparatus capable of receiving a digital broadcast signal without errors can be provided.
본 발명의 실시예에 따른 다른 유리한 효과들은 해당 구성과 함께 다시 설명하 도록 한다.  Other advantageous effects according to the embodiment of the present invention will be described again with the configuration.
【도면의 간단한 설명】  [Brief Description of Drawings]
본 발명에 대해 더욱 이해하기 위해 포함되며 본 출원에 ^포함되고 그 일부를 구성하는 첨부된 도면은 본 발명의 원리를 설명하는 상세한 설명과 함께 본 발명의 실시예를 나타낸다.  BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The accompanying drawings, which are included for further understanding of the invention and are incorporated in and constitute a part of this application, illustrate embodiments of the invention, together with a detailed description illustrating the principles of the invention.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송 신 장치의 구조를 나타낸다. ·  1 illustrates a structure of a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention. ·
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 ( Input formatt ing, 입력 포맷) 블록을 나타낸다. 2 illustrates an input format according to an embodiment of the present invention. Represents a block.
도 3은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 ( Input formatt ing, 입력 포맷) 블톡을 나타낸다.  3 illustrates an input formatting block according to another embodiment of the present invention.
도 4는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 ( Input formatt ing, 입력 포맷) 블록을 나타낸다.  4 illustrates an input formatting block according to another embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM (bi t inter leaved coding & modulat ion) 블톡을 나타낸다.  FIG. 5 illustrates BICM (bit inter leaved coding & modulat ion) blotting according to an embodiment of the present invention.
도 6은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 BICM블톡을 나타낸다.  6 illustrates BICM block talk according to another embodiment of the present invention.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌딩 (Frame Bui lding, 프레임 생성 ) 블록을 나타낸다.  7 illustrates a frame building block according to an embodiment of the present invention.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM (orthogonal frequency division mul t iplexing) 제너레이션 (generat ion, 생성) 블록을 나타낸다.  FIG. 8 illustrates an orthogonal frequency division mult iplexing (OFDM) generation block according to an embodiment of the present invention.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수 신 장치의 구조를 나타낸다.  9 illustrates a structure of a broadcast signal receiving apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 구조를 나타낸다.  10 shows a frame structure according to an embodiment of the present invention.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 시그널링 계층 구조를 나타낸다. 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 시그널링 데이터를 나타낸다. 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS1 데이터를 나타낸다.  11 illustrates a signaling hierarchy structure of a frame according to an embodiment of the present invention. 12 illustrates preamble signaling data according to an embodiment of the present invention. 13 illustrates PLS1 data according to an embodiment of the present invention.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다.  14 illustrates PLS2 data according to an embodiment of the present invention.
도 15는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다. 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 로지컬 ( logical , 논리) 구조를 나타낸다. 15 illustrates PLS2 data according to another embodiment of the present invention. 16 illustrates a logical structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS (physi cal layer signal l ing) 매핑을 나타낸다.  FIG. 17 illustrates PLS mapping according to an embodiment of the present invention. FIG.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 EAC (emergency alert channel ) 매핑을 나타낸다.  18 illustrates an emergency alert channel (EAC) mapping according to an embodiment of the present invention.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 FIC ( fast informat ion channel ) 매핑을 나타낸다.  19 illustrates fast informat ion channel (FIC) mapping according to an embodiment of the present invention.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 DP(data pipe , 데이터 파이프)의 타입을 나타낸다.  20 illustrates a type of a data pipe (DP) according to an embodiment of the present invention.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 DP(data pipe , 데이터 파이프) 매핑을 나 타낸다.  21 illustrates a data pipe (DP) mapping according to an embodiment of the present invention.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEC (forward error correct ion) 구조를 나타낸다.  22 shows a forward error correct ion (FEC) structure according to an embodiment of the present invention.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 비트 인터리빙을 나타낸다.  23 illustrates bit interleaving according to an embodiment of the present invention.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 셀 -워드 디멀티플렉싱을 나타낸다.  24 illustrates cell-word demultiplexing according to an embodiment of the present invention.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 타임 인터리빙을 나타낸다.  25 illustrates time interleaving according to an embodiment of the present invention.
도 26는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 동기화 & 복조 모들 의 상세 블록도를 나타낸 도면이다.  FIG. 26 is a detailed block diagram of synchronization & demodulation modules of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention. FIG.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 세트를 나타낸 도면이다. 도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 세트의 인덱스 테이블 및 스펙트럼 도 면을 나타낸다. 27 illustrates a CP set according to an embodiment of the present invention. 28 shows an index table and a spectral diagram of a CP set according to an embodiment of the present invention.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이다. 도 30은 도 29의 실시예에 대한 인텍스 테이블 구성 방법을 나타낸 도면이다. 도 31은 본 발명의 다른 일 실시예에 따론 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이 다.  29 is a view showing a CP pattern configuration method according to an embodiment of the present invention. 30 is a diagram illustrating a method of configuring an index table for the embodiment of FIG. 29. 31 is a view showing a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 32는 도 31의 실시예에 따른 파일럿 패턴 구성 방법을 더욱 상세하게 나타 낸 도면이다.  32 is a diagram illustrating the pilot pattern configuration method according to the embodiment of FIG. 31 in more detail.
도 33은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법올 나타낸 도면이 다.  33 is a view showing a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 34는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이 다.  34 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 35는 도 34의 실시예에 대한 인덱스 테이블 구성 방법을 나타낸 도면이다. 도 36은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이 다.  35 is a diagram illustrating a method of constructing an index table for the embodiment of FIG. 34. 36 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 37은 패턴 리버설 (reversal ) 방법을 이용한 CP 패턴 생성의 다른 실시예를 나타낸다.  37 shows another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method.
도 38은 도 37의 실시예에 따른 CP 패턴 생성 방법 및 그에 따른 CP 포지션을 나타낸 테이블이다.  38 is a table illustrating a CP pattern generation method and a CP position according to the embodiment of FIG. 37.
도 39은 패턴 리버설 (reversal ) 방법을 이용한 CP 패턴 생성의 다른 실시예를 나타낸다. 39 illustrates another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method. Indicates.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 지역별 스펙트럼 마스크에 따른 NoC를 나 타낸다.  40 illustrates NoC according to a regional spectral mask according to an embodiment of the present invention.
도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 패턴 생성 방법 및 그에 따른 CP 포지 션을 나타낸 테이블이다.  41 is a table showing a CP pattern generation method and CP positions according to an embodiment of the present invention.
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법을 나타낸 도면이다. 도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸 도면이다. 도 44는 도 1의 방송 신호 송신기 및 도 9의 방송 신호 수신기의 다른 실시예 를 나타낸 도면이다.  42 illustrates a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention. 43 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention. FIG. 44 illustrates another embodiment of the broadcast signal transmitter of FIG. 1 and the broadcast signal receiver of FIG. 9.
도 45은 스펙트럼 마스크와 그에 따른 전송 신호 대역폭을 나타낸 개념도이다. 도 46은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 생성 모들을 나타낸 도면이다.  45 is a conceptual diagram illustrating a spectral mask and its transmission signal bandwidth. 46 illustrates OFDM generation models according to an embodiment of the present invention.
도 47는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 동기화 /복조 모들의 상세 블록 도를 나타낸 도면이다.  47 is a detailed block diagram of a synchronization / demodulation model of a receiver according to an embodiment of the present invention.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 대역폭 사용 효율 향상을 위한 부가 대역 폭 팩터 조정 방법을 나타낸 개념도이다.  48 is a conceptual diagram illustrating a method for adjusting an additional bandwidth factor for improving bandwidth use efficiency according to an embodiment of the present invention.
도 49는 본 발명의 일 실시예에 따라서， 심볼당 NoA를 일정하게 유지하면서 , 베이스 커먼 모드를 기반으로 대역폭을 확장하는 방법을 나타낸다.  FIG. 49 illustrates a method for extending bandwidth based on a base common mode while maintaining a constant NoA per symbol according to an embodiment of the present invention.
도 50은 본 발명의 일 실시예에 따른 대역폭 확장 및 그에 다른 파일럿 배치 방법을 나타낸다.  50 illustrates a bandwidth extension and another pilot deployment method thereof according to an embodiment of the present invention.
도 51은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 대역폭 확장 및 그에 다른 파일럿 배치 방법을 나타낸다. 51 illustrates a bandwidth extension and other pilots according to another embodiment of the present invention. The batch method is shown.
도 52는 본 발명의 다른 일 실시예에 따라서 , 심볼당 NoA를 일정하게 유지하지 않고， 베이스 커먼 모드를 기반으로 대역폭을 확장하는 다른 방법을 나타낸다.  FIG. 52 illustrates another method of extending bandwidth based on a base common mode without maintaining a constant NoA per symbol according to another embodiment of the present invention.
도 53은 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 모드를 나타낸다.  53 illustrates a pilot mode according to an embodiment of the present invention.
도 54는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 파일럿 모드를 나타낸다.  54 illustrates a pilot mode according to another embodiment of the present invention.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】  [Best form for implementation of the invention]
본 발명의 바람직한 실시예에 대해 구체적으로 설명하며， 그 예는 첨부된 도면 에 나타낸다. 첨부된 도면을 참조한 아래의 상세한 설명은 본 발명의 실시예에 따 라 구현될 수 있는 실시예만을 나타내기보다는 본 발명의 바람직한 실시예를 설명 하기 위한 것이다. 다음의 상세한 설명은 본 발명에 대한 철저한 이해를 제공하기 위해 세부 사항을 포함한다. 그러나 본 발명이 이러한 세부 사항 없이 실행될 수 있다는 것은 당업자에게 자명하다.  Preferred embodiments of the present invention will be described in detail, examples of which are illustrated in the accompanying drawings. DETAILED DESCRIPTION The following detailed description with reference to the accompanying drawings is intended to explain preferred embodiments of the invention rather than to show only embodiments that may be implemented in accordance with embodiments of the invention. The following detailed description includes details to provide a thorough understanding of the present invention. However, it will be apparent to one skilled in the art that the present invention may be practiced without these details.
본 발명에서 사용되는 대부분의 용어는 해당 분야에서 널리 사용되는 일반적인 것들에서 선택되지만， 일부 용어는 출원인에 의해 임의로 선택되며 그 의미는 필요 에 따라 다음 설명에서 자세히 서술한다. 따라서 본 발명은 용어의 단순한 명칭이 나 의미가 아닌 용어의 의도된 의미에 근거하여 이해되어야 한다.  Most of the terms used in the present invention are selected from general ones widely used in the art, but some terms are arbitrarily selected by the applicant, and their meanings are described in detail in the following description as necessary. Therefore, the present invention should be understood based on the intended meaning of the term and not the simple name or meaning of the term.
본 발명은 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 및 수신 장치 및 방법을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스는 지상파 방송 서비스， 모바일 방송 서비스， UHDTV 서비스 등을 포함한다. 본 발명은 일 실시예에 따라 비 -MIM0 (non-Mul t iple Input Mul t iple Output ) 또는 MIMO 방식을 통해 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호를 처리할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 비 -MIM0 방식은 MISO (Mul t iple Input Single Output ) 방식， SISO (Single Input Single Output ) 방식 등을 포함할 수 있다. The present invention provides an apparatus and method for transmitting and receiving broadcast signals for next generation broadcast services. The next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention includes a terrestrial broadcast service, a mobile broadcast service, and a UHDTV service. The present invention is a next generation broadcast through non-MUL0 (non-Mul t iple Input Mul t iple Output) or MIMO scheme according to an embodiment The broadcast signal for the service may be processed. The non-MIM0 scheme according to an embodiment of the present invention may include a MUL (Multiple Input Single Output) scheme, a Single Input Single Output (SISO) scheme, and the like.
이하에서는 설명의 편의를 위해 MIS0 또는 MIM0 방식은 두 개의 안테나를 사용 하지만， 본 발명은 두 개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다. 본 발명은 특정 용도에 요구되는 성능을 달성하면서 수신가 복잡도를 최소화하기 위해 최적화된 세 개의 피지컬 프로파일 (PHY prof i le) (베이스 (base) , 핸드헬드 (handheld) , 어드벤스 (advanced) 프로파일)을 정의할 수 있다. 피지컬 프로파일은 해당하는 수신기가 구현해야 하는 모든 구조의 서브셋이다.  Hereinafter, for convenience of description, the MIS0 or MIM0 method uses two antennas, but the present invention can be applied to a system using two or more antennas. The present invention defines three physical profiles (PHY Prof) (base, handheld, advanced profile) that are optimized for minimizing reception complexity while achieving the performance required for a particular application. can do. The physical profile is a subset of all the structures that the corresponding receiver must implement.
세 개의 피지컬 프로파일은 대부분의 기능 블록을 공유하지만， 특정 블록 및 / 또는 파라미터에서는 약간 다르다. 추후에 추가로 피지컬 프로파일이 정의될 수 있 다. 시스템 발전을 위해， 퓨처 프로파일은 FEF ( future extension frame)을 통해 단일 RF (radio frequency) 채널에 존재하는 프로파일과 멀티플렉싱 될 수도 있다. 각 피지컬 프로파일에 대한 자세한 내용은 후술한다.  The three physical profiles share most of the functional blocks, but differ slightly in certain blocks and / or parameters. In the future, additional physical profiles may be defined. For system development, a future profile may be multiplexed with a profile present on a single radio frequency (RF) channel through a future extension frame (FEF). Details of each physical profile will be described later.
1. 베이스 프로파일  1. Base Profile
베이스 프로파일은 주로 루프 톱 (roof-top) 안테나와 연결되는 고정된 수신 장 치의 주된 용도를 나타낸다. 베이스 프로파일은 어떤 장소로 이동될 수 있지만 비 교적 정지된 수신 범주에 속하는 휴대용 장치도 포함할 수 있다. 베이스 프로파일 의 용도는 약간의 개선된 실행에 의해 핸드헬드 장치 또는 차량용으로 확장될 수 있지만， 이러한 사용 용도는 베이스 프로파일 수신기 동작에서는 기대되지 않는다. 수신의 타겟 신호 대 잡음비 범위는 대략 10 내지 20 dB인데, 이는 기존 방송 시스템 (예를 들면, ATSC A/53)의 15 dB 신호 대 잡음비 수신 능력을 포함한다. 수 신기 복잡도 및 소비 전력은 핸드헬드 프로파일을 사용할 배터리로 구동되는 핸드 헬드 장치에서만큼 중요하지 않다. 베이스 프로파일에 대한 중요 시스템 파라미터 가 아래 표 1에 기재되어 있다. The base profile mainly indicates the primary use of a fixed receiver connected to a roof-top antenna. The base profile can be moved to any place but can also include portable devices that fall into a relatively stationary reception category. The use of the base profile can be extended for handheld devices or vehicles by some improved implementation, but such use is not expected in base profile receiver operation. The target signal-to-noise ratio range of reception is approximately 10-20 dB, which includes the 15 dB signal-to-noise ratio receiving capability of existing broadcast systems (eg, ATSC A / 53). Receiver complexity and power consumption are not as important as in battery-powered handheld devices that will use the handheld profile. Key system parameters for the base profile are listed in Table 1 below.
【표 1]  [Table 1]
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2. 핸브헬드 프로파일  2. Handheld Profile
핸드헬드 프로파일은 배터리 전원으로 구동되는 핸드헬드 및 차량용 장치에서 의 사용을 위해 설계된다. 해당 장치는 보행자 또는 차량 속도로 이동할 수 있다. 수신기 복잡도뿐만 아니라 소비 전력은 핸드헬드 프로파일의 장치의1 구현을 위해 매우 중요하다. 핸드헬드 프로파일의 타켓 신호 대 잡음비 범위는 대략 0 내지 10 dB이지만， 더 낮은 실내 수신을 위해 의도된 경우 0 dB 아래에 달하도특 설정될 수 있다. The handheld profile is designed for use in battery powered handheld and automotive devices. The device may move at pedestrian or vehicle speed. The power consumption as well as the receiver complexity is very important for one implementation of the device of the handheld profile. The target signal-to-noise ratio range of the handheld profile is approximately 0-10 dB, but can be set to below 0 dB if intended for lower indoor reception.
저 신호 대 잡음비 능력뿐만 아니라， 수신기 이동성에 의해 나타난 도플러 효 과에 대한 복원력은 핸드헬드 프로파일의 가장 중요한 성능 속성이다. 핸드헬드 프 로파일에 대한 중요 시스템 파라미터가 아래 표 2에 기재되어 있다.  In addition to the low signal-to-noise ratio capability, the resilience to the Doppler effect exhibited by receiver mobility is the most important performance attribute of the handheld profile. Key system parameters for handheld profiles are listed in Table 2 below.
【표 2】 LDPC 코드워드 길이 _ 16K 비트 Table 2 LDPC codeword length _ 16K bits
컨스텔레이션 사이즈 2-8 bpcu  Constellation Size 2-8 bpcu
타임 디인터리빙 메모리 사이즈 ≤ 218 데이터 셀 Time deinterleaving memory size ≤ 2 18 data cells
파일럿 패턴 이동 및 실내 수신에 대한 파일럿 패턴  Pilot Pattern Pilot Pattern for Moving and Indoor Reception
FFT사이즈 8K, 16 point s  FFT size 8K, 16 point s
3. 어드벤스 프로파일 어드벤스 프로파일은 더 큰 실행 복잡도에 대한 대가로 더 높은 채널 능력을 제공한다. 해당 프로파일은 MIM0 송신 및 수신을 사용할 것을 요구하며， UHDTV 서 비스는 타겟 용도이고， 이를 위해 해당 프로파일이 특별히 설계된다. 향상된 능력 은 주어진 대역폭에서 서비스 수의 증가， 예를 들면, 다수의 SDTV 또는 HDTV 서비 스를 허용하는 데도 사용될 수 있다. 어드벤스 프로파일의 타겟 신호 대 잡음비 범위는 대략 20 내지 30 dB이다. MIM0 전송은 초기에는 기존의 타원 분극 전송 장비를 사용하고， 추후에 전출력 교 차 분극 전송으로 확장될 수 있다. 어드밴스 프로파일에 대한 중요 시스템 파라미 터가 아래 표 3에 기재되어 있다.  3. Advanced Profile The advanced profile provides higher channel capability in exchange for greater execution complexity. The profile requires the use of MIM0 transmit and receive, the UHDTV service is the target use, and the profile is specifically designed for this purpose. The enhanced capability can also be used to allow an increase in the number of services at a given bandwidth, for example multiple SDTV or HDTV services. The target signal to noise ratio range of the advanced profile is approximately 20 to 30 dB. The MIM0 transmission initially uses existing elliptic polarization transmission equipment and can later be extended to full power cross polarization transmission. Key system parameters for the advance profile are listed in Table 3 below.
【표 3] [Table 3]
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이 경우, 베이스 프로파일은 지상파 방송 서비스 및 모바일 방송 서비스 모두 에 대한 프로파일로 사용될 수 있다. 즉， 베이스 프로파일은 모바일 프로파일을 포 함하는 프로파일의 개념을 정의하기 위해 사용될 수 있다 . 또한， 어드벤스 프로파 일은 MIM0을 갖는 베이스 프로파일에 대한 어드벤스 프로파일 및 MIM0을 갖는 핸드 헬드 프로파일에 대한 어드벤스 프로파일로 구분될 수 있다. 그리고 해당 세 프로 파일은 설계자의 의도에 따라 변경될 수 있다. In this case, the base profile is used for both terrestrial broadcasting service and mobile broadcasting service. Can be used as a profile for. That is, the base profile can be used to define the concept of a profile including a mobile profile. Further, the advanced profile may be divided into an advanced profile for the base profile with MIM0 and an advanced profile for the handheld profile with MIM0. The three profiles can be changed according to the designer's intention.
다음의 용어 및 정의는 본 발명에 적용될 수 있다. 다음의 용어 및 정의는 설 계에 따라 변경될 수 있다.  The following terms and definitions may apply to the present invention. The following terms and definitions may change depending on the design.
보조 스트림: 퓨처 익스텐션 (future extension, 추후 확장) 또는 방송사나 네 트워크 운영자에 의해 요구됨에 따라 사용될 수 있는 아직 정의되지 않은 변조 및 코딩의 데이터를 전달하는 셀의 시퀀스  Auxiliary stream: A sequence of cells that carries data of an undefined modulation and coding that can be used as a future extension or as required by a broadcaster or network operator.
베이스 데이터 파이프 (base data pipe) : 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 데이터 파이프  Base data pipe: a data pipe that carries service signaling data
베이스밴드 프레임 (또는 BBFRAME) : 하나의 FEC 인코딩 과정 (BCH 및 LDPC 인 코딩)에 대한 입력올 형성하는 Kbch 비트의 집합  Baseband Frame (or BBFRAME): A set of Kbch bits that form the input for one FEC encoding process (BCH and LDPC encoding).
셀 (cel l ) : OFDM 전송의 하나의 캐리어에 의해 전달되는 변조값  Cell (cel l): modulation value carried by one carrier of an OFDM transmission
코딩 블록 (coded block) : PLSl 데이터의 LDPC 인코딩된 블톡 또는 PLS2 데이터 의 LDPC 인코딩된 블록들 중 하나  Coded block: one of LDPC encoded blocks of PLSl data or LDPC encoded blocks of PLS2 data
데이터 파이프 (data pipe) : 하나 또는 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트를 전달할 수 있는 서비스 데이터 또는 관련된 메타데이터를 전달하는 물리 계층 (physical layer)에서의 로지컬 채널 데이터 파이프 유닛 (DPU, data pipe unit): 데이터 샐올 프레임에서의 데이터 파이프에 할당할 수 있는 기본 유닛 Data pipe: Logical channel in the physical layer that carries service data or related metadata that can carry one or more services or service components Data pipe unit (DPU): A basic unit that can be allocated to a data pipe in a data saloon frame.
데이터 심볼 (data symbol): 프리앰블 심볼이 아닌 프레임에서의 OFDM 심볼 (프 레임 시그널링 심볼 및 프레임 엣지 (edge) 심볼은 데이터 심볼에 포함된다. )  Data symbol: OFDM symbol in a frame that is not a preamble symbol (frame signaling symbols and frame edge symbols are included in the data symbol)
DP_ID: 해당 8비트 필드는 SYSTEM_ID에 의해 식별된 시스템 내에서 데이터 파 이프를 유일하게 식별한다.  DP_ID: This 8-bit field uniquely identifies the data pipe within the system identified by SYSTEM_ID.
더미 샐 (dummy cell): PLS (physical layer signalling) 시그널링， 데이터 파 이프， 또는 보조 스트림을 위해 사용되지 않은 남아 있는 용량을 채우는 데 사용되 는 의사 랜덤값을 전달하는 셀  Dummy cell: A cell that carries a pseudo-random value used to fill the remaining unused capacity for physical layer signaling (PLS) signaling, data pipe, or auxiliary streams.
FAC (emergency alert channel, 비상 경보 채널): EAS 정보 데이터를 전달하는 프레임 중 일부  Emergency alert channel (FAC): The part of a frame that carries EAS information data.
프레임 (frame): 프리앰블로 시작해서 프레임 엣지 심볼로 종료되는 물리 계층 (physical layer) 타임 슬롯  Frame: A physical layer time slot starting with a preamble and ending with a frame edge symbol.
프레임 리피티션 유닛 (frame repetition unit, 프레임 반복 단위): 슈퍼 프레 임 (super-frame)에서 8회 반복되는 FEF를 포함하는 동일한 또는 다른 피지컬 프로 파일에 속하는 프레임의 집합  Frame repetition unit: A set of frames belonging to the same or different physical profile that contains an FEF that is repeated eight times in a super-frame.
FIC (fast information channel, 고속 정보 채널): 서비스와 해당 베이스 데이 터 파이프 사이에서의 매핑 정보를 전달하는 프레임에서 로지컬 채널  Fast information channel (FIC): A logical channel in a frame that carries mapping information between a service and its base data pipe.
FECBL0CK: 데이터 파이프 데이터의 LDPC 인코딩된 비트의 집합  FECBL0CK: A set of LDPC encoded bits of data pipe data
FFT사이즈: 기본 주기 T의 사이클로 표현된 액티브 심볼 주기 Ts와 동일한 특 정 모드에 사용되는 명목상의 FFT사이즈 FFT size: Same characteristics as the active symbol period Ts expressed in cycles of the fundamental period T Nominal FFT Size Used in Static Mode
프레임 시그널링 심볼 (frame signaling symbol): PLS 데이터의 일부를 전달하 는， FFT사이즈, 가드 인터벌 (guard interval), 및 스캐터 (scattered) 파일럿 패턴 의 특정 조합에서 프레임의 시작에서 사용되는 더 높은 파일럿 밀도를 갖는 OFDM 심볼  Frame signaling symbol: The higher pilot density used at the start of a frame in a particular combination of FFT size, guard interval, and scattered pilot pattern that carries a portion of the PLS data. OFDM symbol with
프레임 엣지 심볼 (frame edge symbol): FFT 사이즈， 가드 인터벌， 및 스캐터 파일럿 패턴의 특정 조합에서 프레임의 끝에서 사용되는 더 높은 파일럿 밀도를 갖 는 OFDM심볼  Frame edge symbol: An OFDM symbol with a higher pilot density used at the end of the frame in a particular combination of FFT size, guard interval, and scatter pilot pattern.
프레임 그룹 (frame—group): 슈퍼 프레임에서 동일한 피지컬 프로파일 타입을 갖는 모든 프레임의 집합  Frame—group: The collection of all frames with the same physical profile type in a superframe.
퓨쳐 익스텐션 프레임 (future extent ion frame, 추후 확장 프레임): 프리앰블 로 시작하는, 추후 확장에 사용될 수 있는 슈퍼 프레임 내에서 물리 계층 (physical layer) 타임 슬롯  Future extent ion frame: A physical layer time slot within a super frame that can be used for future expansion, starting with a preamble.
퓨처캐스트 (futurecast) UTB 시스템: 입력이 하나 이상의 MPEG2-TS 또는 IP (Internet protocol) 또는 일반 스트림이고 출력이 RF 시그널인 제안된 물리 계층 (physical layer) 방송 入 1스템  Futurecast UTB system: A proposed physical layer broadcast where the input is one or more MPEG2-TS or IP (Internet protocol) or generic streams and the output is an RF signal.
인풋 스트림 (input stream, 입력 스트림): 시스템에 의해 최종 사용자에게 전 달되는 서비스의 조화 (ensemble)를 위한 데이터의 스트림  Input stream: A stream of data for the coordination of services delivered to the end user by the system.
노멀 (normal) 데이터 심볼: 프레임 시그널링 심볼 및 프레임 엣지 심볼을 제외 한 데이터 심볼 피지컬 프로파일 (PHY profile): 해당하는 수신기가 구현해야 하는 모든 구조의 서브셋 Normal data symbols: Data symbols except frame signaling symbols and frame edge symbols Physical profile (PHY profile): A subset of all structures that the corresponding receiver must implement
PLS: PLS1 및 PLS2로 구성된 물리 계층 (physical layer) 시그널링 데이터  PLS: physical layer signaling data consisting of PLS1 and PLS2
PLS1: PLS2를 디코딩하는 데 필요한 파라미터뿐만 아니라 시스템에 관한 기본 정보를 전달하는 고정된 사이즈, 코딩, 변조를 갖는 FSS (frame signalling symbol) 로 전달되는 PLS 데이터의 첫 번째 집합  PLS1: The first set of PLS data carried in a frame signaling symbol (FSS) with fixed size, coding, and modulation that conveys basic information about the system as well as the parameters needed to decode PLS2.
NOTE: PLS1 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 (duration) 동안 일정하다.  NOTE: PLS1 data is constant during the duration of the frame group.
PLS2: 데이터 파이프 및 시스템에 관한 더욱 상세한 PLS 데이터를 전달하는 FSS로 전송되는 PLS 데이터의 두 번째 집합  PLS2: The second set of PLS data sent to the FSS carrying more detailed PLS data about data pipes and systems.
PLS2 다이나믹 (dynamic, 동적 ) 데이터 : 프레임마다 다이나믹 (dynamic, 동적 )으 로 변화하는 PLS2 데이터  PLS2 dynamic data: PLS2 data that changes dynamically from frame to frame
PLS2 스태틱 (static, 정적) 데이터: 프레임 그룹의 듀레이션 동안 스태틱 (static, 정적)인 PLS2 데이터  PLS2 static data: PLS2 data that is static during the duration of a frame group
프리앰블 시그널링 데이터 (preamble signaling data): 프리앰블 심볼에 의해 전달되고 시스템의 기본 모드를 확인하는 데 사용되는 시그널링 데이터  Preamble signaling data: signaling data carried by the preamble symbol and used to identify the basic mode of the system
프리앰블 심볼 (preamble symbol): 기본 PLS 데이터를 전달하고 프레임의 시작 에 위치하는 고정된 길이의 파일럿 심볼  Preamble symbol: a fixed-length pilot symbol that carries basic PLS data and is located at the beginning of a frame
NOTE: 프리앰블 심볼은 시스템 신호， 그 타이밍， 주파수 오프셋， 및 FFT 사이 즈를 검출하기 위해 고속 초기 밴드 스캔에 주로 사용된다.  NOTE: Preamble symbols are primarily used for fast initial band scans to detect system signals, their timings, frequency offsets, and FFT sizes.
추후 사용 (future use)을 위해 리저브드 (reserved)： 현재 문서에서 정의되지 않지만 추후에 정의될 수 있음 Reserved for future use: Not defined in the current document. But can be defined later
슈퍼 프레임 (superframe): 8개의 프레임 반복 단위의 집합  Superframe: set of 8 frame repeat units
타임 인터리빙 블록 (time interleaving block, TI block): 타임 인터리버 메모 리의 하나의 용도에 해당하는, 타임 인터리빙이 실행되는 샐의 집합  Time interleaving block (TI block): A set of cells on which time interleaving is performed, corresponding to one use of time interleaving memory.
타임 인터리빙 그룹 (time interleaving group, TI group): 정수， 다이나믹 (dynamic, 동적)으로 변화하는 XFECBL0CK의 수로 이루어진， 특정 데이터 파이프에 대한 다이나믹 (dynamic, 동적 ) 용량 할당이 실행되는 단위  Time interleaving group (TI group): A unit of dynamic capacity allocation for a particular data pipe, consisting of an integer, the number of XFECBL0CKs that vary dynamically.
NOTE: 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에 직접 매핑되거나 다수의 프레임 에 매핑될 수 있다. 타임 인터리빙 그룹은 하나 이상의 타임 인터리빙 블록을 포함 할 수 있다.  NOTE: A time interleaving group can be mapped directly to one frame or to multiple frames. The time interleaving group may include one or more time interleaving blocks.
타입 1 데이터 파이프 (Type 1 DP): 모든 데이터 파이프가 프레임에 TDM (time division multiplexing) 방식으로 매핑되는 프레임의 데이터 파이프  Type 1 DP (Type 1 DP): A data pipe in a frame where all data pipes are mapped to frames in a time division multiplexing
타입 2 데이터 파이프 (Type 2 DP): 모든 데이터 파이프가 프레임에 FDM 방식으 로 매핑되는 프레임의 데이터 파이프  Type 2 DPs: Types of data pipes in a frame where all data pipes are mapped to frames in an FDM fashion.
XFECBL0CK: 하나의 LDPC FECBL0CK의 모든 비트를 전달하는 NceUs 셀들의 집합 도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송 신 장치의 구조를 나타낸다.  XFECBL0CK: Set of NceUs Cells Delivering All Bits of One LDPC FECBL0CK FIG. 1 illustrates a structure of a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치 는 인풋 포맷 블록 (Input Format block) (1000) (또는 인풋 포매팅 (Input Formatting) 블록， BICM (bit interleaved coding & modulation) 블록 (1010)， 프레 임 빌딩 블록 (Frame bui lding block) (1020)， OFDM (orthogonal frequency division mult iplexing) 제너레이션 블록 (OFDM generat ion block)(1030) , 및 시그 널링 생성 블록 (1040)을 포함할 수 있다. 방송 신호 송신 장치의 각 블록의 동작에 대해 설명한다. 본 명세서에서， 블록은 모들로 호칭할 수도 있다. A broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention includes an input format block 1000 (or an input formatting block, a bit interleaved coding & modulation (BICM) block 1010). ), Pre A frame building block 1020, an orthogonal frequency division mult iplexing (OFDM) generation block (OFDM generat ion block) 1030, and a signaling generation block 1040. The operation of each block of the broadcast signal transmission apparatus will be described. In this specification, a block may be referred to as a mod.
IP 스트림 /패¾ 및 MPEG2-TS은 주요 입력 포맷이고， 다른 스트림 타입은 GSCGeneral Stream;일반 스트림)으로 다루어진다. 이들 데이터 입력에 추가로， 관 리 정보가 입력되어 각 입력 스트림에 대한 해당 대역폭의 스케줄링 및 할당을 제 어한다. 하나 또는 다수의 TS 스트림， IP 스트림 및 /또는 GS 입력이 동시에 허용된 다.  IP streams / packets and MPEG2-TS are the main input formats and other stream types are treated as GSCGeneral Streams. In addition to these data inputs, management information is input to control the scheduling and allocation of the corresponding bandwidth for each input stream. One or multiple TS streams, IP streams and / or GS inputs are allowed at the same time.
인풋 포맷 블록 (1000)은 각각의 입력 스트림을 독립적인 코딩 및 변조가 적용 되는 하나 또는 다수의 데이터 파이프로 디멀티플렉싱 할 수 있다. 데이터 파이프 는 견고성 (robustness) 제어를 위한 기본 단위이며， 이는 QoS (Qual ity of Service) 에 영향을 미친다. 하나 또는 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트가 하나의 데이 터 파이프에 의해 전달될 수 있다. 인풋 포맷 블록 (1000)의 자세한 동작은 후술한 다. 상술한 바와 같이， 인풋 포맷 블록은 인풋 포매팅 모들로 지칭할 수도 있다. 데이터 파이프는 하나 또는 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트를 전달할 수 있는 서비스 데이터 또는 관련 메타데이터를 전달하는 물리 계층 (physical layer) 에서의 로지컬 채널이다.  The input format block 1000 can demultiplex each input stream into one or multiple data pipes to which independent coding and modulation is applied. The data pipe is the basic unit for controlling robustness, which affects the quality of service (QoS). One or more services or service components may be delivered by one data pipe. Detailed operations of the input format block 1000 will be described later. As described above, the input format block may be referred to as input formatting modules. A data pipe is a logical channel in the physical layer that carries service data or related metadata that can carry one or multiple services or service components.
또한， 데이터 파이프 유닛은 하나의 프레임에서 데이터 셀을 데이터 파이프에 할당하기 위한 기본 유닛이다. 인풋 포맷 블톡 ( 1000)에서， 패리티 (pari ty) 데이터는 에러 정정을 위해 추가되 고, 인코딩된 비트 스트림은 복소수값 컨스텔레이션 심볼에 매핑된다. 해당 심볼은 해당 데이터 파이프에 사용되는 특정 인터리빙 깊이에 걸쳐 인터리빙 된다. 어드벤 스 프로파일에 있어서， BICM 블록 ( 1010)에서 MIM0 인코딩이 실행되고 추가 데이터 경로가 MIM0 전송을 위해 출력에 추가된다. BICM 블록 (1010)의 자세한 동작은 후술 한다. In addition, the data pipe unit is a basic unit for allocating data cells to data pipes in one frame. In input format block 1000, parity data is added for error correction and the encoded bit stream is mapped to a complex value constellation symbol. The symbols are interleaved over the specific interleaving depth used for that data pipe. For the advanced profile, MIM0 encoding is performed in BICM block 1010 and additional data paths are added to the output for MIM0 transmission. Detailed operations of the BICM block 1010 will be described later.
프레임 빌딩 블록 (1020)은 하나의 프레임 내에서 입력 데이터 파이프의 데이터 셀을 OFDM 실볼로 매핑할 수 있다. 매핑 후， 주파수 영역 다이버시티를 위해, 특히 주파수 선택적 페이딩 채널을 방지하기 위해 주파수 인터리빙이 이용된다. 프레임 빌딩 블톡 (1020)의 자세한 동작은 후술한다.  The frame building block 1020 may map data cells of an input data pipe to OFDM solid balls within one frame. After mapping, frequency interleaving is used for frequency domain diversity, in particular to prevent frequency selective fading channels. Detailed operations of the frame building block 1020 will be described later.
프리앰블을 각 프레임의 시작에 삽입한 후， OFDM 제너레이션 (생성) 블록 (1030) 은 사이클릭 프리픽스 (cycl ic pref ix)을 가드 인터벌로 갖는 기존의 OFDM 변조를 적용할 수 있다. 안테나 스페이스 다이버시티를 위해， 분산된 (di stributed) MIS0 방식이 송신기에 걸쳐 적용된다. 또한, PAPR (peak-to-average power rat io) 방식 이 시간 영역에서 실행된다. 유연한 네트워크 방식을 위해， 해당 제안은 다양한 FFT 사이즈， 가드 인터벌 길이， 해당 파일럿 패턴의 집합을 제공한다. 0FDM 제너레 이션 블록 (1030)의 자세한 동작은 후술하며， OFDM 생성 블톡 /모들로 지칭할 수도 있다.  After inserting the preamble at the beginning of each frame, OFDM generation (generating) block 1030 may apply existing OFDM modulation with a cyclic prefix (guard cyclic prefix) as a guard interval. For antenna space diversity, a distributed MIS0 scheme is applied across the transmitter. In addition, a peak-to-average power rat io (PAPR) scheme is implemented in the time domain. For a flexible network approach, the proposal provides a set of various FFT sizes, guard interval lengths, and corresponding pilot patterns. Detailed operations of the 0FDM generation block 1030 will be described later and may be referred to as OFDM generation blocks / modes.
시그널링 생성 블록 (1040)은 각 기능 블록의 동작에 사용되는 물리 계층 (physical layer) 시그널링 정보를 생성할 수 있다. 해당 시그널링 정보는 또한 관 심 있는 서비스가 수신기 측에서 적절히 복구되도록 전송된다. 시그널링 생성 블톡The signaling generation block 1040 may generate physical layer signaling information used for the operation of each functional block. The signaling information is also subject to The service is sent to the receiver to recover properly. Signaling generation block
(1040)의 자세한 동작은 후술한다. The detailed operation of 1040 will be described later.
도 2ᅳ 3, 4는 본 발명의 실시예에 따른 인풋 포맷 블록 ( 1000)을 나타낸다. 각 도면에 대해 설명한다.  2, 3 and 4 illustrate an input format block 1000 according to an embodiment of the present invention. Each drawing is demonstrated.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷 블록을 나타낸다. 도 2는 입력 신호가 단일 입력 스트림 (single input stream)일 때의 인풋 포맷 블록을 나타낸다. 도 2에 도시된 인풋 포맷 블록은 도 1을 참조하여 설명한 인풋 포맷 블록 (1000) 의 일 실시예에 해당한다.  2 illustrates an input format block according to an embodiment of the present invention. 2 shows an input format block when the input signal is a single input stream. The input format block illustrated in FIG. 2 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
물라 계층 (physical layer)으로의 입력은 하나 또는 다수의 데이터 스트림으로 구성될 수 있다. 각각의 데이터 스트림은 하나의 데이터 파이프에 의해 전달된다. 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion, 모드 적웅) 모들은 입력되는 데이터 스트림을 BBF (baseband frame)의 데이터 필드로 슬라이스한다. 해당 시스템은 세 가지 종류 의 입력 데이터 스트림, 즉 MPEG2-TS, IP, GS (gener ic stream)을 지원한다. MPEG2-TS는 첫 번째 바이트가 동기 바이트 (0x47)인 고정된 길이 (188 바이트)의 패 킷을 특징으로 한다. IP 스트림은 IP 패킷 헤더 내에서 시그널링 되는 가변 길이 IP 데이터그램 패킷으로 구성된다. 해당 시스템은 IP 스트림에 대해 IPv4와 IPv6을 모두 지원한다. GS는 캡술화 패킷 헤더 내에서 시그널링되는 가변 길이 패킷 또는 일정 길이 패킷으로 구성될 수 있다.  Input to the physical layer may consist of one or multiple data streams. Each data stream is carried by one data pipe. Mode adaptation (mode adaptation) modules slice the incoming data stream into a data field of a baseband frame (BBF). The system supports three types of input data streams: MPEG2-TS, IP, and generic stream (GS). MPEG2-TS features packets of fixed length (188 bytes) where the first byte is a sync byte (0x47). An IP stream consists of variable length IP datagram packets signaled in IP packet headers. The system supports both IPv4 and IPv6 for IP streams. The GS may consist of variable length packets or constant length packets signaled in the encapsulation packet header.
(a)는 신호 데이터 파이프에 대한 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion, 모드 적웅) 블톡 (2000) 및 스트림 어댑테이션 (stream adaptat ion, 스트림 적응) (2010)을 나타 내고， (b)는 PLS 데이터를 생성 및 처리하기 위한 PLS 생성 블록 (2020) 및 PLS 스 크램블러 (2030)를 나타낸다. 각 블록의 동작에 대해 설명한다. (a) shows a mode adaptation ion for a signal data pipe (2000) and stream adaptation (stream adaptation) (2010). (B) shows a PLS generation block 2020 and a PLS scrambler 2030 for generating and processing PLS data. The operation of each block will be described.
입력 스트림 스플리터는 입력된 TS , IP, GS 스트림을 다수의 서비스 또는 서비 스 컴포넌트 (오디오, 비디오 등) 스트림으로 분할한다. 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion , 모드 적응) 모들 (2010)은 CRC 인코더, BB (baseband) 프레임 슬라이서， 및 BB프레임 해더 삽입 블록으로 구성된다.  The input stream splitter splits the input TS, IP, and GS streams into multiple service or service component (audio, video, etc.) streams. Mode adaptation mode 2010 is comprised of a CRC encoder, a baseband (BB) frame slicer, and a BB frame header insertion block.
CRC 인코더는 유저 패킷 (user packet , UP)레벨에서의 에러 검출을 위한 세 종 류의 CRC 인코딩， 즉 CRC-8 , CRC-16 , CRC-32를 제공한다. 산출된 CRC 바이트는 UP 뒤에 첨부된다. CRC-8은 TS 스트림에 사용되고， CRC-32는 IP 스트림에 사용된다. GS 스트림이 CRC 인코딩을 제공하지 않으면， 제안된 CRC 인코딩이 적용되어야 한다.  The CRC encoder provides three types of CRC encoding, CRC-8, CRC-16 and CRC-32, for error detection at the user packet (UP) level. The calculated CRC byte is appended after the UP. CRC-8 is used for TS stream, and CRC-32 is used for IP stream. If the GS stream does not provide CRC encoding, then the proposed CRC encoding should be applied.
BB 프레임 슬라이서는 입력을 내부 로지컬 비트 포맷에 매핑한다. 첫 번째 수 신 비트는 MSB라고 정의한다. BB 프레임 슬라이서는 가용 데이터 필드 용량과 동일 한 수의 입력 비트를 할당한다. BBF 페이로드와 동일한 수의 입력 비트를 할당하기 위해， UP 스트림이 BBF의 데이터 필드에 맞게 슬라이스된다.  The BB Frame Slicer maps the input to an internal logical bit format. The first receive bit is defined as MSB. The BB frame slicer allocates the same number of input bits as the available data field capacity. In order to allocate the same number of input bits as the BBF payload, the UP stream is sliced to fit the data field of the BBF.
BB 프레임 헤더 삽입 블톡은 2바이트의 고정된 길이의 BBF 해더를 BB 프레임의 앞에 삽입할 수 있다. BBF 헤더는 STUFFI (1비트)， SYNCD ( 13비트)， 및 RFU (2비트) 로 구성된다. 고정된 2바이트 BBF 헤더뿐만 아니라， BBF는 2바이트 BBF 헤더 끝에 확장 필드 ( 1 또는 3바이트)를 가질 수 있다.  BB Frame Header Insertion Blotk can insert a 2 bytes fixed length BBF header before the BB frame. The BBF header consists of STUFFI (1 bit), SYNCD (13 bit), and RFU (2 bit). In addition to the fixed 2-byte BBF header, the BBF may have an extension field (1 or 3 bytes) at the end of the 2-byte BBF header.
스트림 어댑테이션 (stream adaptat ion, 스트림 적응) (2010)은 스터핑 (stuf f ing) 삽입 블록 및 BB 스크램블러로 구성된다. 스터핑 삽입 블록은 스터핑 필드를 BB 프 레임의 페이로드에 삽입할 수 있다. 스트림 어댑테이션 (stream adaptat ion, 스트림 적응)에 대한 입력 데이터가 BB 프레임을 채우기에 층분하면， STUFFI는 0으로 설정 되고, BBF는 스터핑 필드를 갖지 않는다. 그렇지 않으면, STUFFI는 1로 설정되고， 스터핑 필드는 BBF 헤더 직후에 삽입된다. 스터핑 필드는 2바이트의 스터핑 필드 헤더 및 가변 사이즈의 스터핑 데이터를 포함한다. Stream adaptation (stream adaptation) 2010 consists of a stuffing insertion block and a BB scrambler. Stuffing block blocks BB stuffing field Can be inserted into the payload of the frame. If the input data for stream adaptation (stream adaptation) is sufficient to fill the BB frame, STUFFI is set to zero and the BBF has no stuffing field. Otherwise, STUFFI is set to 1 and the stuffing field is inserted immediately after the BBF header. The stuffing field includes a 2-byte stuffing field header and variable sized stuffing data.
BB 스크램블러는 에너지 분산을 위해 완전한 BBF를 스크램블링한다. 스크램블 링 시뭔스는 BBF와 동기화된다. 스크램블링 시뭔스는 피드백 시프트 레지스터에 의 해 생성된다.  The BB scrambler scrambles the complete BBF for energy dissipation. The scrambling sequence is synchronized with the BBF. The scrambling sequence is generated by the feedback shift register.
PLS 생성 블록 (2020)은 PLS 데이터를 생성할 수 있다. PLS는 수신기에서 피지 컬 레이어 (physi cal layer ) 데이터 파이프에 접속할 수 있는 수단을 제공한다. PLS 데이터는 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터로 구성된다.  The PLS generation block 2020 may generate PLS data. PLS provides a means by which a receiver can connect to a physical layer data pipe. PLS data consists of PLS1 data and PLS2 data.
PLS1 데이터는 PLS2 데이터를 디코딩하는 데 필요한 파라미터뿐만 아니라 시스 템에 관한 기본 정보를 전달하는 고정된 사이즈， 코딩, 변조를 갖는 프레임에서 FSS로 전달되는 PLS 데이터의 첫 번째 집합이다. PLS1 데이터는 PLS2 데이터의 수 신 및 디코딩을 가능하게 하는 데 요구되는 파라미터를 포함하는 기본 송신 파라미 터를 제공한다. 또한， PLS1 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 동안 일정하다.  PLS1 data is the first set of PLS data delivered to the FSS in frames with fixed size, coding, and modulation that convey the basic information about the system as well as the parameters needed to decode the PLS2 data. PLS1 data provides a basic transmission parameter containing the parameters required to enable the reception and decoding of PLS2 data. Also, the PLS1 data is constant during the duration of the frame group.
PLS2 데이터는 데이터 파이프 및 시스템에 관한 더욱 상세한 PLS 데이터를 전 달하는 FSS로 전송되는 PLS 데이터의 두 번째 집합이다. PLS2는 수신기가 원하는 데이터 파이프를 디코딩하는 데 층분한 정보를 제공하는 파라미터를 포함한다. PLS2 시그널링은 PLS2 스태틱 (stat i c , 정적) 데이터 (PLS2-STAT 데이터) 및 PLS2 다 이나믹 (dynamic , 동적 ) 데이터 (PLS2-DYN 데이터 )의 두 종류의 파라미터로 더 구성 된다. PLS2 스태틱 (stat ic , 정적 ) 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 동안 스태틱 (stat ic , 정적)인 PLS2 데이터이고， PLS2 다이나믹 (dynami c , 동적 ) 데이터는 프레 임마다 다이나믹 (dynamic , 동적 )으로 변화하는 PLS2 데이터이다. PLS2 data is the second set of PLS data sent to the FSS that carries more detailed PLS data about the data pipes and systems. PLS2 contains parameters that provide enough information to decode the data pipe desired by the receiver. PLS2 signaling differs from PLS2 static (stat ic, static) data (PLS2-STAT data) and PLS2. It is further composed of two types of parameters: dynamic data (PLS2-DYN data). PLS2 static data is PLS2 data that is static during the duration of the frame group, and PLS2 dynamic data is dynamic PLS2 that changes dynamically from frame to frame. Data.
PLS 데이터에 대한 자세한 내용은 후술한다.  Details of the PLS data will be described later.
PLS 스크램블러 (2030)는 에너지 분산을 위해 생성된 PLS 데이터를 스크램블링 할 수 있다.  The PLS scrambler 2030 may scramble PLS data generated for energy distribution.
전술한 블록은 생략될 수도 있고 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록에 의해 대 체될 수도 있다.  The aforementioned blocks may be omitted or may be replaced by blocks having similar or identical functions.
도 3은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 인풋 포맷 블록을 나타낸다.  3 illustrates an input format block according to another embodiment of the present invention.
도 3에 도시된 인풋 포맷 블록은 도 1을 참조하여 설명한 인풋 포맷 블록 (1000) 의 일 실시예에 해당한다.  The input format block illustrated in FIG. 3 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
도 3은 입력 신호가 멀티 인풋 스트림 (mult i input stream, 다수의 입력 스트 림)에 해당하는 경우 인풋 포맷 블록의 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion, 모드 적 웅) 블록을 나타낸다.  FIG. 3 illustrates a mode adaptation block of an input format block when the input signal corresponds to a multi i input stream.
멀티 인풋 스트림 (mul t i input stream, 다수의 입력 스트림)을 처리하기 위한 인풋 포맷 블록의 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion, 모드 적웅) 블록은 다수 입력 수트림을 독립적으로 처리할 수 있다.  A mode adaptation block of an input format block for processing a multi-input stream (multiple input stream) may independently process multiple input streams.
도 3을 참조하면， 멀티 인풋 스트림 (mul t i input stream, 다수의 입력 스트림) 을 각각 처리하기 위한 모드 어맵테이션 (mode adapt a ion, 모드 적응) 블록은 인풋 스트림 스플리터 (input stream splitter) (3000), 인풋 스트림 싱크로나이저 (input stream synchronizer) (3010) , 컴펜세이팅 딜레이 (compensat in delay, 보상 지연) 블록 (3020)， 널 패킷 딜리션 /삭제 블록 (null packet deletion block) (3030)， 헤더 컴프레션 블톡 (header compression block) (3040), CRC 인코더 (CRC encoder) (3050), BB 프레임 슬라이서 (BB frame slicer) (3060), 및 BB 헤더 삽입 블톡 (BB header insertion block) (3070)을 포함할 수 있다. 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion, 모드 적웅) 블록의 각 블록에 대해 설명한다. Referring to FIG. 3, a mode adaptation block for processing a mul ti input stream (multiple input streams), respectively, may include an input. Input stream splitter (3000), input stream synchronizer (3010), compensat in delay block (3020), null packet delay / delete block (null) packet deletion block (3030), header compression block (3040), CRC encoder (3050), BB frame slicer (3060), and BB header insertion block (BB header) insertion block) 3070. Each block of the mode adaptation block will be described.
CRC 인코더 (3050)， BB 프레임 슬라이서 (3060), 및 BB 헤더 삽입 블록 (3070)의 동작은 도 2를 참조하여 설명한 CRC 인코더， BB 프레임 슬라이서, 및 BB 헤더 삽입 블록의 동작에 해당하므로， 그 설명은 생략한다.  Operations of the CRC encoder 3050, the BB frame slicer 3060, and the BB header insertion block 3070 correspond to the operations of the CRC encoder, the BB frame slicer, and the BB header insertion block described with reference to FIG. Is omitted.
인풋 스트림 스플리터 (3000)는 입력된 TS, IP, GS 스트림을 다수의 서비스 또 는 서비스 컴포넌트 (오디오， 비디오 등) 스트림으로 분할한다.  The input stream splitter 3000 splits the input TS, IP, GS streams into a plurality of service or service component (audio, video, etc.) streams.
인풋 스트림 싱크로나이저 (3010)는 ISSY라 불릴 수 있다. ISSY는 어떠한 입력 데이터 포맷에 대해서도 CBR (constant bit rate) 및 일정한 종단간 전송 (end-to- end transmission) 지연을 보장하는 적합한 수단을 제공할 수 있다. ISSY는 TS를 전달하는 다수의 데이터 파이프의 경우에 항상 이용되고, GS 스트림을 전달하는 다 수의 데이터 파이프에 선택적으로 이용된다. , 컴펜세이팅 딜레이 (compensatin delay, 보상 지연) 블톡 (3020)은 수신기에서 추가로 메모리를 필요로 하지 않고 TS 패킷 재결합 메커니즘을 허용하기 위해 ISSY 정보의 삽입에 뒤따르는 분할된 TS 패킷 스트림을 지연시킬 수 있다. 널 패킷 딜리션 블록 (3030)은 TS 입력 스트림 경우에만 사용된다. 일부 TS 입 력 스트림 또는 분할된 TS 스트림은 VBR (variable bi t-rate) 서비스를 CBR TS 스 트림에 수용하기 위해 존재하는 많은 수의 널 패킷을 가질 수 있다. 이 경우 불필 요한 전송 오버헤드를 피하기 위해， 널 패킷은 확인되어 전송되지 않을 수 있다. 수신기에서， 제거된 널 패킷은 전송에 삽입된 DNP(deleted nul l -packet , 삭제된 널 패킷) 카운터를 참조하여 원래 존재했던 정확한 장소에 재삽입될 수 있어, CBR이 보장되고 타임 스탬프 (PCR) 갱신의 필요가 없어진다. Input stream synchronizer 3010 may be called ISSY. ISSY can provide suitable means to ensure constant bit rate (CBR) and constant end-to-end transmission delay for any input data format. ISSY is always used in the case of multiple data pipes carrying TS and is optionally used in multiple data pipes carrying GS streams. The compensating delay bltok 3020 may delay the split TS packet stream following the insertion of ISSY information to allow TS packet recombination mechanisms without requiring additional memory at the receiver. Can be. The null packet deletion block 3030 is used only for the TS input stream. Some TS input streams or split TS streams may have a large number of null packets present to accommodate variable bit rate (VBR) services in the CBR TS stream. In this case, to avoid unnecessary transmission overhead, null packets may be acknowledged and not transmitted. At the receiver, the discarded null packet can be reinserted in the exact place it originally existed with reference to the deleted null packet (DNP) counter inserted in the transmission, ensuring CBR and time stamps (PCR). There is no need for updating.
헤더 컴프레션 블록 (3040)은 TS 또는 IP 입력 스트림에 대한 전송 효율을 증가 시키기 위해 패킷 헤더 압축을 제공할 수 있다. 수신기는 헤더의 특정 부분에 대한 선험적인 (a priori ) 정보를 가질 수 있기 때문에, 이 알려진 정보 (known informat ion)는 송신기에서 삭제될 수 있다.  The header compression block 3040 can provide packet header compression to increase transmission efficiency for the TS or IP input stream. Since the receiver may have a priori information for a particular portion of the header, this known informat ion may be deleted at the transmitter.
TS에 대해， 수신기는 동기 바이트 구성 (0x47) 및 패킷 길이 (188 바이트)에 관 한 선험적인 정보를 가질 수 있다. 입력된 TS가 하나의 PID만을 갖는 콘텐트를 전 달하면, 즉， 하나의 서비스 컴포넌트 (비디오， 오디오 등) 또는 서비스 서브 컴포넌 트 (SVC 베이스 레이어 , SVC 인헨스먼트 레이어， MVC 베이스 뷰， 또는 MVC 의존 뷰) 에 대해서만， TS 패킷 헤더 압축이 TS에 (선택적으로) 적용될 수 있다. TS 패킷 헤 더 압축은 입력 스트림이 IP 스트림인 경우 선택적으로 사용된다. 상기 블록은 생 략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.  For the TS, the receiver may have a priori information about the sync byte configuration (0x47) and the packet length (188 bytes). If the input TS delivers content with only one PID, that is, one service component (video, audio, etc.) or service subcomponent (SVC base layer, SVC enhancement layer, MVC base view, or MVC dependent view) Only, TS packet header compression may (optionally) be applied to the TS. TS packet header compression is optionally used when the input stream is an IP stream. The block may be omitted or replaced with a block having similar or identical functions.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷 블록을 나타낸다.  4 illustrates an input format block according to another embodiment of the present invention.
도 4에 도시된 인풋 포맷 블록은 도 1을 참조하여 설명한 인풋 포맷 블톡 (1000) 의 일 실시예에 해당한다. The input format block illustrated in FIG. 4 may include the input format block 1000 described with reference to FIG. 1. Corresponds to one embodiment of.
도 4는 입력 신호가 멀티 인풋 스트림 (mult i input stream, 다수의 입력 스트 림)에 해당하는 경우 인풋 포맷 블록의 스트림 어댑테이션 (stream adaptat ion, 스 트림 적웅) 블록을 나타낸다.  FIG. 4 illustrates a stream adaptation block of an input format block when an input signal corresponds to a multi-input stream (multiple input streams).
도 4를 참조하면， 멀티 인풋 스트림 (mult i input stream, 다수의 입력 스트림) 을 각각 처리하기 위한 모드 어댑테이션 (mode adapt a ion, 모드 적응) 블록은 스케 줄러 (4000)， 1-프레임 딜레이 (delay) 블록 (4010)， 스터핑 삽입 블록 (4020)， 인 밴 드 ( In-band) 시그널링 블톡 (4030)， BB 프레임 스크램블러 (4040) , PLS 생성 블록 (4050) , PLS 스크램블러 (4060)를 포함할 수 있다. 스트림 어댑테이션 (stream adaptat ion, 스트림 적웅) 블록의 각 블록에 대해 설명한다.  Referring to FIG. 4, a mode adaptation block for processing a multi-input stream (mult i input stream), respectively, includes a scheduler 4000 and a 1-frame delay. ) Block 4010, stuffing insertion block 4020, in-band signaling block 4030, BB frame scrambler 4040, PLS generation block 4050, PLS scrambler 4060. have. Each block of the stream adaptation ion stream will be described.
스터큉 삽입 블록 (4020)， BB 프레임 스크램블러 (4040) , PLS 생성 블톡 (4050)， PLS 스크램블러 (4060)의 동작은 도 2를 참조하여 설명한 스터핑 삽입 블록， BB 스 크램블러， PLS 생성 블록， PLS 스크램블러 (4060)의 동작에 해당하므로 그 설명은 생략한다.  The operations of the stub insertion block 4020, the BB frame scrambler 4040, the PLS generation blocker 4050, and the PLS scrambler 4060 are described with reference to FIG. 2 for the stuffing insertion block, the BB scrambler, and the PLS generation block. Since it corresponds to the operation of the scrambler 4060, the description thereof will be omitted.
스케줄러 (4000)는 각 데이터 파이프의 FECBL0CK의 양으로부터 전체 프레임에 걸쳐 전체의 셀 할당을 결정할 수 있다. PLS, EAC 및 FIC에 대한 할당을 포함해서， 스케줄러는 프레임의 FSS의 PLS 셀 또는 인 밴드 ( In-band) 시그널링으로 전송되는 PLS2-DYN 데이터의 값을 생성한다. FECBL0CK, EAC, FIC에 대한 상세한 내용은 후술 한다.  The scheduler 4000 may determine the overall cell allocation over the entire frame from the amount of FECBL0CK of each data pipe. Including the allocation for PLS, EAC and FIC, the scheduler generates values of PLS2-DYN data transmitted in PLS cells or in-band signaling of the FSS of the frame. Details of FECBL0CK, EAC, and FIC will be described later.
1-프레임 딜레이 (delay) 블록 (4010)은 다음 프레임에 관한 스케줄링 정보가 데 이터 파이프에 삽입될 인 밴드 ( In-band) 시그널링 정보에 관한 현 프레임을 통해 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 전송 프레임만큼 지연시킬 수 있다. The 1-frame delay block 4010 contains scheduling information about the next frame. The input data may be delayed by one transmission frame so that it can be transmitted through the current frame regarding in-band signaling information to be inserted into the data pipe.
인 밴드 ( In-band) 시그널링 블록 (4030)은 PLS2 데이터의 지연되지 않은 부분을 프레임의 데이터 파이프에 삽입할 수 있다.  In-band signaling block 4030 may insert the non-delayed portion of the PLS2 data into the data pipe of the frame.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있 다.  The aforementioned blocks may be omitted or replaced with blocks having similar or identical functions.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 블록을 나타낸다.  5 illustrates a BICM block according to an embodiment of the present invention.
도 5에 도시된 BICM 블록은 도 1을 참조하여 설명한 BICM 블록 (1010)의 일 실 시예에 해당한다.  The BICM block illustrated in FIG. 5 corresponds to an exemplary embodiment of the BICM block 1010 described with reference to FIG. 1.
전술한 바와 같이， 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방 송 신호 송신 장치는 지상파 방송 서비스， 모바일 방송 서비스， UHDTV 서비스 등을 제공할 수 있다.  As described above, the broadcast signal transmission apparatus for the next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention may provide a terrestrial broadcast service, a mobile broadcast service, a UHDTV service, and the like.
QoS가 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치에 의해 제공되는 서비스의 특성에 의존하므로， 각각의 서비스에 해당하는 데 이터는 서로 다른 방식을 통해 처리되어야 한다. 따라서， 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 블록은 SISO, MI SO, MIM0 방식을 각각의 데이터 경로에 해당하는 데이터 파이프에 독립적으로 적용함으로써 각 데이터 파이프를 독립적으로 처리할 수 있다. 결과적으로， 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송 신 장치는 각각의 데이터 파이프를 통해 전송되는 각 서비스 또는 서비스 컴포넌트 에 대한 QoS를 조절할 수 있다. (a)는 베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 의해 공유되는 BICM 블록을 나 타내고, (b)는 어드벤스 프로파일의 BICM블록을 나타낸다. Since QoS depends on the characteristics of the service provided by the broadcast signal transmission apparatus for the next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention, data corresponding to each service should be processed in different ways. Accordingly, the BICM block according to an embodiment of the present invention can independently process each data pipe by independently applying the SISO, MI SO, and MIM0 schemes to the data pipes corresponding to the respective data paths. As a result, the apparatus for transmitting broadcast signals for the next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention may adjust QoS for each service or service component transmitted through each data pipe. (a) shows the BICM block shared by the base profile and the handheld profile, and (b) shows the BICM block of the advanced profile.
베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 의해 공유되는 BICM 블록 및 어드벤 스 프로파일의 BICM 블록은 각각의 데이터 파이프를 처리하기 위한 복수의 처리 블 록을 포함할 수 있다.  The BICM block shared by the base profile and the handheld profile and the BICM block of the advanced profile may include a plurality of processing blocks for processing each data pipe.
베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 대한 BICM 블록 및 어드벤스 프로파 일에 대한 BICM블록의 각각의 처리 블록에 대해 설명한다 .  Each processing block of the BICM block for the base profile and the handheld profile and the BICM block for the advanced profile is described.
베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 대한 BICM 블록의 처리 블록 (5000)은 데이터 FEC 인코더 (5010)， 비트 인터리버 (5020)， 컨스텔레이션 매퍼 (mapper ) (5030)， SSD (signal space diversi ty) 인코딩 블록 (5040)， 타임 인터리버 (5050)를 포함할 수 있다.  The processing block 5000 of the BICM block for the base profile and the handheld profile is a data FEC encoder 5010, a bit interleaver 5020, a constellation mapper 5030, a signal space diversi ty (SSD) encoding block. 5040, may include a time interleaver 5050.
데이터 FEC 인코더 (5010)는 외부 코딩 (BCH) 및 내부 코딩 (LDPC)을 이용하여 FECBL0CK 절차를 생성하기 위해 입력 BBF에 FEC 인코딩을 실행한다. 외부 코딩 (BCH) 은 선택적인 코딩 방법이다. 데이터 FEC 인코더 (5010)의 구체적인 동작에 대해서는 후술한다.  Data FEC encoder 5010 performs FEC encoding on the input BBF to generate the FECBL0CK procedure using outer coding (BCH) and inner coding (LDPC). Outer coding (BCH) is an optional coding method. The detailed operation of the data FEC encoder 5010 will be described later.
비트 인터리버 (5020)는 효율적으로 실현 가능한 구조를 제공하면서 데이터 FEC 인코더 (5010)의 출력을 인터리빙하여 LDPC 코드 및 변조 방식의 조합으로 최적화된 성능을 달성할 수 있다. 비트 인터리버 (5020)의 구체적인 동작에 대해서는 후술한 다.  The bit interleaver 5020 can interleave the output of the data FEC encoder 5010 while providing a structure that can be efficiently realized to achieve optimized performance with a combination of LDPC codes and modulation schemes. A detailed operation of the bit interleaver 5020 will be described later.
컨스텔레이션 매퍼 (5030)는 QPSK, QAM-16 , 불균일 QAM (NUQ-64 , NUQ-256 , NUQ- 1024) 또는 불균일 컨스텔레이션 (NUC-16 , NUC-64 , UC-256 , NUC-1024)을 이용해서 베이스 및 핸드헬드 프로파일에서 비트 인터리버 (5020)로부터의 각각의 셀 워드를 변조하거나 어드벤스 프로파일에서 셀 워드 디멀티플렉서 (5010-1)로부터의 셀 워드 를 변조하여 파워가 정규화된 컨스텔레이션 포인트 을 제공할 수 있다. 해당 컨스 텔레이션 매핑은 데이터 파이프에 대해서만 적용된다. NUQ가 임의의 형태를 갖는 반면， QAM-16 및 NUQ는 정사각형 모양을 갖는 것이 관찰된다. 각각의 컨스텔레이션 이 90도의 배수만큼 회전되면， 회전된 컨스텔레이션은 원래의 것과 정확히 겹쳐진 다. 회전 대칭 특성으로 인해 실수 및 허수 컴포년트의 용량 및 평균 파워가 서로 동일해진다. NUQ 및 NUC는 모두 각 코드 레이트 (code rate)에 대해 특별히 정의되 고， 사용되는 특정 하나는 PLS2 데이터에 보관된 파라미터 DP_M0D에 의해 시그널링 된다. , The Constellation Mapper 5030 supports QPSK, QAM-16, Uneven QAM (NUQ-64, NUQ-256, NUQ- 1024) or heterogeneous constellations (NUC-16, NUC-64, UC-256, NUC-1024) to modulate each cell word from the bit interleaver 5020 in the base and handheld profiles or in the advanced profile. The cell word from cell word demultiplexer 5010-1 can be modulated to provide a power-normalized constellation point. The control mapping applies only to data pipes. It is observed that NUQ has any shape, while QAM-16 and NUQ have a square shape. When each constellation is rotated by a multiple of 90 degrees, the rotated constellation overlaps exactly with the original. Rotational symmetry allows the real and imaginary components to have the same capacity and average power. Both NUQ and NUC are specifically defined for each code rate, and the particular one used is signaled by the parameter DP_M0D stored in the PLS2 data. ,
SSD 인코딩 블록 (5040)은 2차원， 3차원， 4차원에서 셀을 프리코딩하여， 어려운 페이딩 조건에서 수신 견고성 (robustness)을 증가시킬 수 있다.  The SSD encoding block 5040 can pre-code cells in two, three, or four dimensions to increase reception robustness in difficult fading conditions.
타임 인터리버 (5050)는 데이터 파이프 레벨에서 동작할 수 있다. 타임 인터리 빙의 파라미터는 각각의 데이터 파이프에 대해 다르게 설정될 수 있다. 타임 인터 리버 (5050)의 구체적인 동작에 관해서는 후술한다.  The time interleaver 5050 may operate at the data pipe level. The parameters of time interleaving can be set differently for each data pipe. The specific operation of the time interleaver 5050 will be described later.
어드밴스 프로파일에 대한 BICM 블록의 처리 블록 (5000-1)은 데이터 FEC 인코 더， 비트 인터리버， 컨스텔레이션 매퍼， 및 타임 인터리버를 포함할 수 있다. 단， 처리 블록 (5000-1)은 셀 워드 디멀티플렉서 (5010-1) 및 MIM0 인코딩 블록 (5020-1)을 더 포함한다는 점에서 처리 블록 (5000)과 구별된다. 또한， 처리 블록 (5000-1)에서의 데이터 FEC 인코더， 비트 인터리버， 컨스텔레 이션 매퍼， 타임 인터리버의 동작은 전술한 데이터 FEC 인코더 (5010)， 비트 인터리 버 (5020)， 컨스텔레이션 매퍼 (5030)， 타임 인터리버 (5050)의 동작에 해당하므로， 그 설명은 생략한다. The processing block 5000-1 of the BICM block for the advanced profile may include a data FEC encoder, a bit interleaver, a constellation mapper, and a time interleaver. However, the processing block 5000-1 is distinguished from the processing block 5000 in that it further includes a cell word demultiplexer 5010-1 and a MIM0 encoding block 5020-1. In addition, the operations of the data FEC encoder, bit interleaver, constellation mapper, and time interleaver in the processing block 5000-1 are described in the above-described data FEC encoder 5010, bit interleaver 5020, constellation mapper ( 5030), so that it corresponds to the operation of the time interleaver 5050, the description thereof is omitted.
셀 워드 디멀티플렉서 (5010-1)는 어드벤스 프로파일의 데이터 파이프가 MIM0 처리를 위해 단일 셀 워드 스트림올 이중 셀 워드 스트림으로 분리하는 데 사용된 다. 셀 워드 디멀티플렉서 (5010-1)의 구체적인 동작에 관해서는 후술한다.  Cell word demultiplexer 5010-1 is used to separate the data pipes of the advanced profile into single cell word streams and double cell word streams for MIM0 processing. The detailed operation of the cell word demultiplexer 5010-1 will be described later.
MIM0 인코딩 블록 (5020-1)은 MIM0 인코딩 방식을 이용해서 셀 워드 디멀티플렉 서 (5010-1)의 출력을 처리할 수 있다. MIM0 인코딩 방식은 방송 신호 송신을 위해 최적화되었다. MIM0 기술은 용량 증가를 얻기 위한 유망한 방식이지만， 채널 특성 에 의존한다. 특별히 방송에 대해서， 서로 다른 신호 전파 특성으로 인한 두 안테 나 사이의 수신 신호 파워 차이 또는 채널의 강한 L0S 컴포넌트는 MIM0로부터 용량 이득을 얻는 것을 어렵게 한다. 제안된 MIM0 인코딩 방식은 MIM0 출력 신호 중 하 나의 위상 랜덤화 및 회전 기반 프리코딩을 이용하여 이 문제를 극복한다.  The MIM0 encoding block 5020-1 may process the output of the cell word demultiplexer 5010-1 using the MIM0 encoding scheme. The MIM0 encoding scheme is optimized for broadcast signal transmission. MIM0 technology is a promising way to gain capacity, but it depends on the channel characteristics. Especially for broadcast, the difference in received signal power between two antennas due to different signal propagation characteristics, or the strong L0S component of the channel, makes it difficult to obtain capacitive gain from MIM0. The proposed MIM0 encoding scheme overcomes this problem by using phase randomization and rotation-based precoding of one of the MIM0 output signals.
MIM0 인코딩은 송신기 및 수신기 모두에서 적어도 두 개의 안테나를 필요로 하 는 2x2 MIM0 시스템을 위해 의도된다. 두 개의 MIM0 인코딩 모드는 본 제안안 FR- SM (ful 1-rate spat ial mult iplexing) 및 FRFD-SM (ful lᅳ rate ful lᅳ diversi ty spat ial mult iplexing)에서 정의된다. FR-SM 인코딩은 수신기 측에서의 비교적 작 은 복잡도 증가로 용량 증가를 제공하는 반면, FRFD-SM 인코딩은 수신기 측에서의 큰 복잡도 증가로 용량 증가 및 추가적인 다이버시티 이득을 제공한다. 제안된 MIMO 인코딩 방식은 안테나 극성 배치를 제한하지 않는다. MIM0 encoding is intended for a 2x2 MIM0 system that requires at least two antennas at both the transmitter and the receiver. Two MIM0 encoding modes are defined in the proposals ful 1-rate spat ial mult iplexing (FR-SM) and FRFD-SM (ful l rate rate ful divert multiple spat ial mult iplexing). FR-SM encoding provides increased capacity with a relatively small increase in complexity on the receiver side, while FRFD-SM encoding provides increased capacity and additional diversity gains with greater complexity on the receiver side. Proposed The MIMO encoding scheme does not limit the antenna polarity arrangement.
MIM0 처리는 어드벤스 프로파일 프레임에 요구되는데， 이는 어드벤스 프로파일 프레임에서의 모든 데이터 파이프가 MIM0 인코더에 의해 처리된다는 것을 의미한다. MIM0 처리는 데이터 파이프 레벨에서 적용된다. 컨스텔레이션 매퍼 출력의 페어 (pair, 쌍)인 NUQ (e^ 및 e2,i)는 MIM0 인코더의 입력으로 공급된다. MIM0 인코더 출력 페어 (pair, 쌍) (gl,i 및 g2,i)은 각각의 송신 안테나의 동일한 캐리어 k 및 OFDM 심볼 1에 의해 전송된다. MIM0 processing is required for the advanced profile frame, which means that all data pipes in the advanced profile frame are processed by the MIM0 encoder. MIM0 processing is applied at the data pipe level. The pair of constellation mapper outputs, NUQ (e ^ and e 2 , i), are fed to the input of the MIM0 encoder. MIM0 encoder output pairs (gl, i and g2, i) are transmitted by the same carrier k and OFDM symbol 1 of each transmit antenna.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있 다.  The aforementioned blocks may be omitted or replaced with blocks having similar or identical functions.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 블록을 나타낸다.  6 illustrates a BICM block according to another embodiment of the present invention.
도 6에 도시된 BICM 블록은 도 1을 참조하여 설명한 BICM 블록 (1010)의 일 실 시예에 해당한다.  The BICM block illustrated in FIG. 6 corresponds to an exemplary embodiment of the BICM block 1010 described with reference to FIG. 1.
도 6은 PLS, EAC, 및 FIC의 보호를 위한 BICM 블록을 나타낸다. EAC는 EAS 정 보 데이터를 전달하는 프레임의 일부이고， FIC는 서비스와 해당하는 베이스 데이터 파이프 사이에서 매핑 정보를 전달하는 프레임에서의 로지컬 채널이다. EAC 및 FIC 에 대한 상세한 설명은 후술한다.  6 shows a BICM block for protection of PLS, EAC, and FIC. The EAC is part of the frame that carries the EAS information data, and the FIC is the logical channel in the frame that carries the mapping information between the service and the corresponding base data pipe. Details of the EAC and FIC will be described later.
도 6을 참조하면， PLS, EAC, 및 FIC의 보호를 위한 BICM 블록은 PLS FEC 인코 더 (6000)， 비트 인터리버 (6010), 및 컨스텔레이션 매퍼 (6020)를 포함할 수 있다. 또한, PLS FEC 인코더 (6000)는 스크램블러, BCH 인코딩 /제로 삽입 블록， LDPC 인코딩 블록， 및 LDPC 패리티 펑처링 (puncturing) 블록을 포함할 수 있다. BICM 블 톡의 각 블특에 대해 설명한다. Referring to FIG. 6, a BICM block for protecting PLS, EAC, and FIC may include a PLS FEC encoder 6000, a bit interleaver 6010, and a constellation mapper 6020. In addition, the PLS FEC encoder 6000 may include a scrambler, a BCH encoding / zero insertion block, an LDPC encoding block, and an LDPC parity puncturing block. BICM label Explain each block feature.
PLS FEC 인코더 (6000)는 스크램블링된 PLS 1/2 데이터, EAC 및 FIC 섹션을 인 코딩할 수 있다. 스크램블러는 BQ1 인코딩 및 쇼트닝 ( shortening) 및 펑처링된 LDPC 인코딩 전 에 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 스크램블링 할 수 있다. PLS FEC encoder 6000 may encode scrambled PLS 1/2 data, EAC and FIC sections. The scrambler can scramble PLS1 data and PLS2 data before BQ1 encoding and shortening and punctured LDPC encoding.
BCH 인코딩 /제로 삽입 블록은 PLS 보호를 위한 쇼트닝된 BCH 코드를 이용하여 스크램블링된 PLS 1/2 데이터에 외부 인코딩을 수행하고， BCH 인코딩 후에 제로 비 트를 삽입할 수 있다. PLS1 데이터에 대해서만， 제로 삽입의 출력 비트가 LDPC 인 코딩 전에 퍼뮤테이션 (permut at i on) 될 수 있다. The BCH encoding / zero insertion block may perform external encoding on the scrambled PLS 1/2 data using the shortened BCH code for PLS protection and insert zero bits after BCH encoding. For PLS1 data only, the output bits of zero insertion can be permuted on before LDPC encoding.
LDPC 인코딩 블록은 LDPC 코드를 이용하여 BCH 인코딩 /제로 삽입 블록의 출력 을 인코딩할 수 있다. 완전한 코딩 블록을 생성하기 위해， Cldpc 및 패리티 비트 Pidpc는 각각의 제로가 삽입된 PLS 정보 블톡 I ldpc로부터 조직적으로 인코딩되고， 그 뒤에 첨부된다. 【수 1]
Figure imgf000034_0001
1 The LDPC encoding block may encode the output of the BCH encoding / zero insertion block using the LDPC code. To produce a complete encoding block, and C ldpc parity bits are systematically encoded to Pidpc from PLS information beultok I ldpc of the respective zero insertion, and is attached at the back. [1]
Figure imgf000034_0001
One
PLS1 및 PLS2에 대한 LDPC코드 파라미터는 다음의 표 4와 같다. 【표 4】 코드 LDPC code parameters for PLS1 and PLS2 are shown in Table 4 below. Table 4 Code
Kldpc  Kldpc
시그널링 Kbch Nbch_par i ty Nldpc Nldpc— parity 레이 Qldpc  Signaling Kbch Nbch_par i ty Nldpc Nldpc— parity Ray Qldpc
(=Nbch) (= N bch )
타입 트 (code Type (code
rate)  rate)
PLS1 342  PLS1 342
1020 1080 4320 3240 1/4 36 1020 1080 4320 3240 1/4 36
<1021 60 <1021 60
PLS2  PLS2
>1020 2100 2160 7200 5040 3/10 56 > 1020 2100 2160 7200 5040 3/10 56
LDPC 패리티 펑처링 블록은 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터에 대해 펑처링을 수행 할 수 있다. 쇼트닝이 PLS1 데이터 보호에 적용되면， 일부 LDPC 패리티 비트는 LDPC 인코딩 후에 펑처링된다. 또한, PLS2 데이터 보호를 위해， PLS2의 LDPC 패리티 비트가 LDPC 인코딩 후에 펑처링된다. 이들 펑처링된 비트는 전송되지 않는다. 비트 인터리버 (6010)는 각각의 쇼트닝 및 평처링된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이 터를 인터리빙할 수 있다. 컨스텔레이션 매퍼 (6020)는 비트 인터리빙된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 컨 스텔레이션에 매핑할 수 있다. ' 전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있 다. 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌딩 블톡 ( frame bui lding block) 을 나타낸다. 도 7에 도시한 프레임 빌딩 블록은 도 1을 참조하여 설명한 프레임 빌딩 블록 ( 1020)의 일 실시예에 해당한다. 도 7을 참조하면， 프레임 빌딩 블록은 딜레이 컴펜세이션 (del ay compensat ion , 지연보상) 블톡 (7000)， 셀 매퍼 (cel l mapper) (7010)， 및 프리퀀시 인터리버 (frequency inter leaver) (7020)를 포함할 수 있다. 프레임 빌딩 블록의 각 블록에 관해 설명한다. The LDPC parity puncturing block may perform puncturing on PLS1 data and PLS2 data. If shortening is applied to PLS1 data protection, some LDPC parity bits are punctured after LDPC encoding. Also, for PLS2 data protection, the LDPC parity bits of PLS2 are punctured after LDPC encoding. These punctured bits are not transmitted. The bit interleaver 6010 may interleave each shortened and balanced PLS1 data and PLS2 data. The constellation mapper 6020 may map bit interleaved PLS1 data and PLS2 data to constellations. The aforementioned blocks may be omitted or replaced with blocks having similar or identical functions. 7 illustrates a frame builing block according to an embodiment of the present invention. The frame building block illustrated in FIG. 7 corresponds to an embodiment of the frame building block 1020 described with reference to FIG. 1. Referring to FIG. 7, the frame building block includes a delay compensat ion (delay compensat ion) bltok 7000, a cell mapper 7010, and a frequency interleaver. (frequency inter leaver) 7020. Each block of the frame building block will be described.
딜레이 컴펜세이션 (delay compensat ion, 지연보상) 블록 (7000)은 데이터 파이 프와 해당하는 PLS 데이터 사이의 타이밍을 조절하여 송신기 측에서 데이터 파이프 와 해당하는 PLS 데이터 간의 동시성 (co-t ime)을 보장할 수 있다. 인풋 포맷 블록 및 BICM 블특으로 인한 데이터 파이프의 지연을 다룸으로써 PLS 데이터는 데이터 파이프만큼 지연된다. BICM 블록의 지연은 주로 타임 인터리버 (5050)로 인한 것이 다. 인 밴드 ( In-band) 시그널링 데이터는 다음 타임 인터리빙 그룹의 정보를 시그 널링될 데이터 파이프보다 하나의 프레임 앞서 전달되도록 할 수 있다. 딜레이 컴 펜세이션 (delay compensat ion, 지연보상) 블록은 그에 맞추어 인 밴드 ( In-band) 시 그널링 데이터를 지연시킨다.  The delay compensat ion block 7000 adjusts the timing between the data pipe and the corresponding PLS data to ensure co-time between the data pipe and the corresponding PLS data at the transmitter side. I can guarantee it. By dealing with data pipe delays due to input format blocks and BICM specifics, PLS data is delayed by data pipes. The delay of the BICM block is mainly due to the time interleaver 5050. In-band signaling data may cause information of the next time interleaving group to be delivered one frame ahead of the data pipe to be signaled. The delay compensat ion block delays the in-band signaling data accordingly.
셀 매퍼 (7010)는 PLS, EAC, FIC, 데이터 파이프， 보조 스트림， 및 더미 셀을 프레임 내에서 0FDM 심볼의 액티브 (act ive) 캐리어에 매핑할 수 있다. 셀 매퍼 (7010)의 기본 기능은 각각의 데이터 파이프， PLS 셀， 및 EAC/FIC 셀에 대한 타임 인터리빙에 의해 생성된 데이터 셀을， 존재한다면， 하나의 프레임 내에서 각각의 0FDM 심볼에 해당하는 액티브 (act ive) OFDM 셀의 어레이에 매핑하는 것이다. (PSI (program speci f ic informat ion) /SI와 같은) 서비스 시그널링 데이터는 개별적 으로 수집되어 데이터 파이프에 의해 보내질 수 있다. 샐 매퍼는 프레임 구조의 구 성 및 스케줄러에 의해 생성된 다이나믹 인포메이션 (dynamic informat ion, 동적 정 보)에 따라 동작한다. 프레임에 관한 자세한 내용은 후술한다. 주파수 인터리버 (7020)는 셀 매퍼 (7010)로부터 의해 수신된 데이터 셀을 랜덤 하게 인터리빙하여 주파수 다이버시티를 제공할 수 있다. 또한， 주파수 인터리버 (7020)는 단일 프레임에서 최대의 인터리빙 이득을 얻기 위해 다른 인터리빙 시드 (seed) 순서를 이용하여 두 개의 순차적인 OFDM 심볼로 구성된 OFDM 심볼 페어 (pair , 쌍)에서 동작할 수있다. The cell mapper 7010 may map PLS, EAC, FIC, data pipes, auxiliary streams, and dummy cells to active carriers of 0FDM symbols in a frame. The basic function of the cell mapper 7010 is to activate the data cells generated by time interleaving for each data pipe, PLS cell, and EAC / FIC cell, if any, corresponding to each 0FDM symbol in one frame. (act ive) Mapping to an array of OFDM cells. Service signaling data (such as program speci? Cation format / SI) may be collected separately and sent by the data pipe. The Sal mapper operates on the dynamic structure of the frame structure and the dynamic information generated by the scheduler. Details of the frame will be described later. The frequency interleaver 7020 may randomly interleave data cells received from the cell mapper 7010 to provide frequency diversity. In addition, the frequency interleaver 7020 may operate on an OFDM symbol pair (pair, pair) consisting of two sequential OFDM symbols using different interleaving seed order to obtain the maximum interleaving gain in a single frame.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있 다.  The aforementioned blocks may be omitted or replaced with blocks having similar or identical functions.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이션 블록을 나타낸다.  8 illustrates an OFDM generation block according to an embodiment of the present invention.
도 8에 도시된 OFDM 제너레이션 블록은 도 1을 참조하여 설명한 0FDM 제너레이 션 블록 (1030)의 일 실시예에 해당한다.  The OFDM generation block illustrated in FIG. 8 corresponds to an embodiment of the 0FDM generation block 1030 described with reference to FIG. 1.
0FDM 제너레이션 블록은 프레임 빌딩 블록에 의해 생성된 샐에 의해 0FDM 캐리 어를 변조하고, 파일럿을 삽입하고， 전송을 위한 시간 영역 신호를 생성한다. 또한， 해당 블록은 순차적으로 가드 인터벌을 삽입하고， PAPR 감소 처리를 적용하여 최종 RF 신호를 생성한다.  The 0FDM generation block modulates the 0FDM carrier by a cell generated by the frame building block, inserts a pilot, and generates a time domain signal for transmission. In addition, the block sequentially inserts a guard interval and applies a PAPR reduction process to generate a final RF signal.
도 8을 참조하면， 0FDM 제너레이션 블톡은 파일럿 및 리저브드 톤 삽입 블록 (pi lot and revserved tone insert ion block) (8000) , 2D-eSFN (single frequency network) 인코딩 블록 (8010) , IFFT ( inverse fast Four ier transform) 블톡 (8020) , PAPR 감소 블록 (8030)， 가드 인터벌 삽입 블록 (guard interval insert ion block) (8040) , 프리앰블 삽입 블록 (preamble insert ion block) (8050) , 기타 시스 템 삽입 블톡 (8060) , 및 DAC 블록 (8070)을 포함할 수 있다. 0FDM 제너레이션 블록 의 각 블록에 대해 설명한다. Referring to FIG. 8, the 0FDM generation blot may include a pilot and reserved tone insert ion block (8000), a 2D-eSFN (single frequency network) encoding block (8010), and an inverse fast Four (IFFT). ier transform bltok (8020), PAPR reduction block (8030), guard interval insert ion block (8040), preamble insert ion block (8050), other system insertion block (8060) ), And DAC block 8070. 0FDM Generation Block Each block of will be described.
파일럿 및 리저브드 톤 삽입 블록 (8000)은 파일럿 및 리저브드 톤을 삽입할 수 있다.  The pilot and reserved tone insertion block 8000 may insert pilot and reserved tones.
OFDM 심볼 내의 다양한 셀은 수신기에서 선험적으로 알려진 전송된 값을 갖는 파일럿으로 알려진 참조 정보로 변조된다. 파일럿 셀의 정보는 분산 (scattered) 파 일럿, 연속 (cont inual ; 컨티뉴얼) 파일럿, 엣지 파일럿， FSS ( frame signal l ing symbol ) 파일럿， 및 FES ( frame edge symbol ) 파일럿으로 구성된다. 각 파일럿은 파일럿 타입 및 파일럿 패턴에 따라 특정 증가 파워 레벨에서 전송된다. 파일럿 정 보의 값은 주어진 심볼에서 하나가 각각의 전송 캐리어에 대한 것인 일련의 값들에 해당하는 참조 시퀀스에서 유도된다. 파일 ¾은 프레임 동기화， 주파수 동기화, 시 간 동기화， 채널 추정， 전송 모드 식별을 위해 사용될 수 있고， 또한 위상 잡음을 추적하기 위해 사용될 수 있다.  The various cells in the OFDM symbol are modulated with reference information known as pilots having a transmitted value known a priori at the receiver. The information of the pilot cell is composed of a scattered pilot, a continuous pilot, an edge pilot, a frame signal symbol (FSS) pilot, and a frame edge symbol (FES) pilot. Each pilot is transmitted at a specific incremental power level depending on pilot type and pilot pattern. The value of the pilot information is derived from a reference sequence corresponding to a series of values, one in each given carrier for a given symbol. The file ¾ can be used for frame synchronization, frequency synchronization, time synchronization, channel estimation, transmission mode identification, and can also be used to track phase noise.
참조 시뭔스로부터 취한 참조 정보는 프레임의 프리앰블, FSS 및 FES를 제외한 모든 심볼에서 분산 파일럿 셀에서 전송된다. 연속 파일럿은 프레임의 모든 심볼에 삽입된다. 연속 파일럿의 수 및 위치는 FFT 사이즈 및 분산 파일럿 패턴에 모두 의 존한다. 엣지 캐리어들은 프리앰블 심볼을 제외한 모든 심볼 내의 엣지 파일럿들과 동일하다. 엣지 캐리어들은 스펙트럼의 엣지까지 주파수 인터폴레이션 ( interpolat ion, 보간)을 허용하기 위해 삽입된다. FSS 파일럿들은 FSS에 삽입되고， FES 파일럿들은 FES에 삽입된다. FSS 파일럿들 및 FES 파일럿들은 프레임의 엣지까 지 시간 인터폴레이션 ( interpolat ion, 보간)을 허용하기 위해 삽입된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템은 매우 견고한 전송 모드를 지원하기 위해 분산 MIS0 방식이 선택적으로 사용되는 SFN을 지원한다. 2D-eSFN은 다수의 송신 안 테나를 사용하는 분산 MIS0 방식으로서 , 각 안테나는 SFN 네트워크에서 각각 다른 송신기에 위치할 수 있다. Reference information taken from the reference sequence is transmitted in the distributed pilot cell in all symbols except the preamble, FSS and FES of the frame. Successive pilots are inserted into every symbol of the frame. The number and location of consecutive pilots depends on both the FFT size and the distributed pilot pattern. Edge carriers are the same as edge pilots in all symbols except the preamble symbol. Edge carriers are inserted to allow frequency interpolation (interpolation) up to the edge of the spectrum. FSS pilots are inserted in the FSS and FES pilots are inserted in the FES. FSS pilots and FES pilots are inserted to allow time interpolation (interpolation) to the edge of the frame. The system according to an embodiment of the present invention supports SFN in which distributed MIS0 scheme is selectively used to support a very robust transmission mode. 2D-eSFN is a distributed MIS0 scheme using multiple transmission antennas, and each antenna may be located at a different transmitter in the SFN network.
2D-eSFN 인코딩 블록 (8010)은 SFN 구성에서 시간 및 주파수 다이버시티를 생성 하기 위해 2D-eSFN 처리를 하여 다수의 송신기로부터 전송된 신호의 위상을 왜곡시 킬 수 있다. 따라서， 장시간 동안의 낮은 평면 페이딩 또는 깊은 페이딩으로 인한 버스트 오류가 경감될 수 있다.  The 2D-eSFN encoding block 8010 may distort the phase of signals transmitted from multiple transmitters by performing 2D-eSFN processing to generate time and frequency diversity in SFN configuration. Thus, burst errors due to long plane fading or deep fading for a long time can be reduced.
IFFT 블톡 (8020)은 OFDM 변조 방식을 이용하여 2D-eSFN 인코딩 블톡 (8010)으로 부터의 출력을 변조할 수 있다. 파일럿 (또는 리저브드 톤)으로 지정되지 않은 데 이터 심볼에서의 모든 셀은 주파수 인터리버로부터의 데이터 셀 중 하나를 전달한 다. 샐들은 OFDM 캐리어에 매핑된다.  IFFT blot 8080 may modulate the output from 2D-eSFN encoding blot 8010 using an OFDM modulation scheme. Every cell in the data symbol that is not designated as a pilot (or reserved tone) carries one of the data cells from the frequency interleaver. The cells are mapped to OFDM carriers.
PAPR 감소 블톡 (8030)은 시간 영역에서 다양한 PAPR 감소 알고리즘을 이용하여 입력 신호에 PAPR 감소를 실행한다.  PAPR reduction block 8030 performs PAPR reduction on the input signal using various PAPR reduction algorithms in the time domain.
가드 인터벌 삽입블록 (8040)은 가드 인터벌을 삽입할 수 있고， 프리앰블 삽입 블특 (8050)은 신호 앞에 프리앰블을 삽입할 수 있다. 프리앰블의 구조에 대한 자세 한 내용은 후술한다.  The guard interval insertion block 8040 may insert the guard interval, and the preamble insertion block 8050 may insert the preamble before the signal. Details of the structure of the preamble will be described later.
기타 시스템 삽입 블록 (8060)은 방송 서비스를 제공하는 둘 이상의 서로 다른 방송 송신 /수신 시스템의 데이터가 동일한 RF 신호 대역에서 동시에 전송될 수 있 도록 시간 영역에서 복수의 방송 송신 /수신 시스템의 신호를 멀티플렉싱 할 수 있 다. 이 경우， 둘 이상의 서로 다른 방송 -송신 /수신 시스템은 서로 다른 방송 서비 스를 제공하는 시스템을 말한다. 서로 다른 방송 서비스는 지상파 방송 서비스， 모 바일 방송 서비스 등을 의미할 수 있다. 각각의 방송 서비스에 관련된 데이터는 서 로 다른 프레임을 통해 전송될 수 있다. The other system insertion block 8060 multiplexes the signals of a plurality of broadcast transmission / reception systems in the time domain such that data of two or more different broadcast transmission / reception systems providing a broadcast service can be simultaneously transmitted in the same RF signal band. Can All. In this case, two or more different broadcast-transmit / receive systems refer to a system that provides different broadcast services. Different broadcast services may mean terrestrial broadcast services or mobile broadcast services. Data related to each broadcast service may be transmitted through different frames.
DAC 블록 (8070)은 입력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 출력할 수 있다. DAC 블록 (8070)으로부터 출력된 신호는 물리 계층 프로파일에 따라 다수의 출력 안테나를 통해 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 안테나는 수직 또는 수평 극성을 가질 수 있다.  The DAC block 8070 may convert the input digital signal into an analog signal and output the analog signal. The signal output from the DAC block 8070 may be transmitted through multiple output antennas according to the physical layer profile. A transmitting antenna according to an embodiment of the present invention may have a vertical or horizontal polarity.
전술한 블록은 설계에 따라 생략되거나 유사 또는 동일한 기능을 갖는 블록으 로 대체될 수 있다.  The aforementioned blocks may be omitted or replaced with blocks having similar or identical functions, depending on the design.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수 신 장치의 구조를 나타낸다.  9 illustrates a structure of a broadcast signal receiving apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수신 장치 는 도 1을 참조하여 설명한 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치에 대 응할 수 있다.  The broadcast signal receiving apparatus for the next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention may correspond to the broadcast signal transmitting apparatus for the next generation broadcast service described with reference to FIG. 1.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수신 장치 는 동기 및 복조 모들 (synchronizat ion & demodulat ion module) (9000)， 프레임 파싱 모들 (frame parsing module) (9010) , 디매핑 및 디코딩 모들 (demapping & decoding module) (9020) , 출력 프로세서 (output processing) 모들 (9030) , 및 시 그널링 디코딩 모들 (signal ing decoding module) (9040)을 포함할 수 있다. 방송 신호 수신 장치의 각 모들의 동작에 대해 설명한다. An apparatus for receiving broadcast signals for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention includes synchronization and demodulation modules (9000), frame parsing modules (9010), demapping and decoding. Demodulating & decoding module 9020, output processing modules 9030, and signaling decoding modules 9040. broadcast The operation of each model of the signal receiving apparatus will be described.
동기화 및 복조 모듈 (9000)은 m개의 수신 안테나를 통해 입력 신호를 수신하고， 방송 신호 수신 장치에 해당하는 시스템에 대해 신호 검출 및 동기화를 실행하고， 방송 신호 송신 장치에 의해 실행되는 절차의 역과정에 해당하는 복조를 실행할 수 있다.  The synchronization and demodulation module 9000 receives an input signal through m reception antennas, performs signal detection and synchronization on a system corresponding to the broadcast signal receiving apparatus, and performs a reverse process of the procedure performed by the broadcast signal transmitting apparatus. Demodulation can be performed.
프레임 파싱 모들 (9010)은 입력 신호 프레임을 파싱하고， 사용자에 의해 선택 된 서비스가 전송되는 데이터를 추출할 수 있다. 방송 신호 송신 장치가 인터리빙 을 실행하면， 프레임 파싱 모들 (9010)은 인터리빙의 역과정에 해당하는 디인터리빙 을 실행할 수 있다. 이 경우， 추출되어야 하는 신호 및 데이터의 위치가 시그널링 디코딩 모들 (9040)로부터 출력된 데이터를 디코딩함으로써 획득되어， 방송 신호 송 신 장치에 의해 생성된 스케줄링 정보가 복원될 수 있다.  The frame parsing modules 9010 may parse an input signal frame and extract data on which a service selected by a user is transmitted. When the broadcast signal transmission apparatus performs interleaving, the frame parsing modules 9010 may execute deinterleaving corresponding to the reverse process of interleaving. In this case, positions of signals and data to be extracted are obtained by decoding data output from the signaling decoding modules 9040, and scheduling information generated by the broadcast signal transmission apparatus may be restored.
디매핑 및 디코딩 모들 (9020)은 입력 신호를 비트 영역 데이터로 변환한 후, 필요^ 따라 비트 영역 데이터들을 디인터리빙할 수 있다. 디매핑 및 디코딩 모들 (9020)은 전송 효율을 위해 적용된 매핑에 대한 디매핑을 실행하고, 디코딩을 통해 전송 채널에서 발생한 에러를 정정할 수 있다. 이 경우， 디매핑 및 디코딩 모들 (9020)은 시그널링 디코딩 모들 (9040)로부터 출력된 데이터를 디코딩함으로써 디매 핑 및 디코딩을 위해 필요한 전송 파라미터를 획득할 수 있다.  The demapping and decoding modules 9020 may convert the input signal into bit region data and then deinterleave the bit region data as needed. The demapping and decoding modules 9020 can perform demapping on the mapping applied for transmission efficiency, and correct the error occurring in the transmission channel through decoding. In this case, the demapping and decoding modules 9020 can obtain the transmission parameters necessary for demapping and decoding by decoding the data output from the signaling decoding modules 9040.
출력 프로세서 (9030)는 전송 효율을 향상시키기 위해 방송 신호 송신 장치에 의해 적용되는 다양한 압축 /신호 처리 절차의 역과정을 실행할 수 있다. 이 경우， 출력 프로세서 (9030)는 시그널링 디코딩 모듈 (9040)로부터 출력된 데이터에서 필요 한 제어 정보를 획득할 수 있다. 출력 프로세서 8300)의 출력은 방송 신호 송신 장 치에 입력되는 신호에 해당하고， MPEG-TS, IP 스트림 (v4 또는 v6) 및 GS일 수 있 다. 본 명세서에서， 출력 프로세서 (9030)는 아웃풋 프로세싱 모들로 지칭할 수도 있다. The output processor 9030 may execute a reverse process of various compression / signal processing procedures applied by the broadcast signal transmission apparatus to improve transmission efficiency. In this case, the output processor 9030 is needed in the data output from the signaling decoding module 9040. One control information can be obtained. The output of the output processor 8300 corresponds to a signal input to a broadcast signal transmission device, and may be MPEG-TS, IP stream (v4 or v6), and GS. In this specification, output processor 9030 may be referred to as output processing modules.
시그널링 디코딩 모들 (9040)은 동기 및 복조 모들 (9000)에 의해 복조된 신호로 부터 PLS 정보를 획득할 수 있다. 전술한 바와 같이， 프레임 파싱 모들 (9010)， 디 매핑 및 디코딩 모듈 (9200)， 출력 프로세서 (9300)는 시그널링 디코딩 모듈 (9040)로 부터 출력된 데이터를 이용하여 그 기능을 실행할 수 있다.  The signaling decoding modules 9040 can obtain PLS information from the signal demodulated by the synchronization and demodulation modules 9000. As described above, the frame parsing modules 9010, the demapping and decoding module 9200, and the output processor 9300 may execute the function by using the data output from the signaling decoding module 9040.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 구조를 나타낸다.  10 shows a frame structure according to an embodiment of the present invention.
도 10은 프레임 타임의 구성예 및 슈퍼 프레임에서의 FRU ( frame repet i t ion uni t , 프레임 반복 단위)를 나타낸다. (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 슈퍼 프 레임을 나타내고, (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 FRU를 나타내고, (c)는 FRU에 서의 다양한 피지컬 프로파일 (PHY prof i le)의 프레임을 나타내고, (d)는 프레임의 구조를 나타낸다. - 슈퍼 프레임은 8개의 FRU로 구성될 수 있다. FRU는 프레임의 TDM에 대한 기본 멀티플렉싱 단위이고， 슈퍼 프레임에서 8희 반복된다.  10 shows a structural example of frame time and a FRU (frame repetition unit) in a super frame. (a) shows a super frame according to an embodiment of the present invention, (b) shows a FRU according to an embodiment of the present invention, and (c) shows various physical profiles in the FRU. ), And (d) shows the structure of the frame. Super frame may consist of 8 FRUs. The FRU is a basic multiplexing unit for the TDM of the frame and is repeated eight times in the super frame.
FRU에서 각 프레임은 피지컬 프로파일 (베이스, 핸드헬드， 어드벤스 프로파일) 중 하나 또는 FEF에 속한다. FRU에서 프레임의 최대 허용수는 4이고, 주어진 피지 컬 프로파일은 FRU에서 0회 내지 4회 중 어느 횟수만큼 나타날 수 있다 (예를 들면, 베이스, 베이스, 핸드헬드， 어드벤스) . 피지컬 프로파일 정의는 필요시 프리앰블에 서의 PHY_PR0FILE의 리저브드 값을 이용하여 확장될 수 있다. Each frame in the FRU belongs to one of the physical profiles (base, handheld, advanced profile) or FEF. The maximum allowable number of frames in a FRU is 4, and a given physical profile may appear any number of times from 0 to 4 times in a FRU (eg, base, base, handheld, advanced). Physical profile definitions can be added to the preamble It can be extended using the reserved value of PHY_PR0FILE.
FEF 부분은 포함된다면 FRU의 끝에 삽입된다. FEF가 FRU에 포함되는 경우， FEF 의 최대수는 슈퍼 프레임에서 8이다. FEF 부분들이 서로 인접할 것이 권장되지 않 는다.  The FEF portion is inserted at the end of the FRU if included. If the FEF is included in the FRU, the maximum number of FEFs is 8 in a super frame. It is not recommended that the FEF parts be adjacent to each other.
하나의 프레임은 다수의 OFDM 심볼 및 프리앰블로 더 분리된다. (d)에 도시한 바와 같이， 프레임은 프리앰블， 하나 이상의 FSS, 노멀 데이터 심볼， FES를 포함한 다.  One frame is further separated into multiple OFDM symbols and preambles. As shown in (d), the frame includes a preamble, one or more FSS, normal data symbols, and FES.
프리앰블은 고속 퓨처캐스트 UTB 시스템 신호 검출을 가능하게 하고, 신호의 효율적인 송신 및 수신을 위한 기본 전송 파라미터의 집합을 제공하는 특별한 심볼 이다. 프리앰블에 대한 자세한 내용은 후술한다.  The preamble is a special symbol that enables fast Futurecast UTB system signal detection and provides a set of basic transmission parameters for efficient transmission and reception of the signal. Details of the preamble will be described later.
FSS의 주된 목적은 PLS 데이터를 전달하는 것이다. 고속 동기화 및 채널 추정 을 위해， 이에 따른 PLS 데이터의 고속 디코딩을 위해， FSS는 노멀 데이터 심볼보 다 고밀도의 파일럿 패턴을 갖는다. FES는 FSS와 완전히 동일한 파일럿을 갖는데, 이는 FES에 바로 앞서는 심볼에 대해 외삽 (extrapolat ion) 없이 FES 내에서의 주파 수만의 인터폴레이션 ( interpolat ion, 보간) 및 시간적 보간 (temporal interpolat ion)을 가능하게 한다.  The main purpose of the FSS is to carry PLS data. For fast synchronization and channel estimation, and therefore for fast decoding of PLS data, the FSS has a higher density pilot pattern than normal data symbols. The FES has the exact same pilot as the FSS, which allows for interpolation and temporal interpolat ion only within the FES without extrapolating the symbols immediately preceding the FES. .
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 시그널링 계층 구조 (signal ing hierarchy structure) 를 나타낸다.  11 illustrates a signaling hierarchy structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
도 11은 시그널링 계층 구조를 나타내는데， 이는 세 개의 주요 부분인 프리앰 블 시그널링 데이터 (11000) , PLS1 데이터 (11010) , 및 PLS2 데이터 (11020)로 분할된 다. 매 프레임마다 프리앰블 신호에 의해 전달되는 프리앰블의 목적은 프레임의 기 본 전송 파라미터 및 전송 타입을 나타내는 것이다. PLS1은 수신기가 관심 있는 데 이터 파이프에 접속하기 위한 파라미터를 포함하는 PLS2 데이터에 접속하여 디코딩 할 수 있게 한다. PLS2는 매 프레임마다 전달되고， 두 개의 주요 부분인 PLS2-STAT 데이터와 PLS2— DYN 데이터로 분할된다. PLS2 데이터의 스태틱 (stat ic , 정적 ) 및 다 이나믹 (dynamic , 동적) 부분에는 필요시 패딩이 뒤따른다. 11 shows a signaling hierarchy, which is divided into three main parts: preamble signaling data 11000, PLS1 data 11010, and PLS2 data 11020. All. The purpose of the preamble carried by the preamble signal every frame is to indicate the basic transmission parameter and transmission type of the frame. PLS1 allows the receiver to access and decode PLS2 data that includes parameters for connecting to the data pipe of interest. PLS2 is delivered every frame and is divided into two main parts: PLS2-STAT data and PLS2—DYN data. The static (dynamic) and dynamic (dynamic) and dynamic parts of the PLS2 data are followed by padding if necessary.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 시그널링 데이터를 나타낸다. 프리앰블 시그널링 데이터는 수신기가 프레임 구조 내에서 PLS 데이터에 접속 하고 데이터 파이프를 추적할 수 있게 하기 위해 필요한 21비트의 정보를 전달한다. 프리앰블 시그^링 데이터에 대한 자세한 내용은 다음과 같다.  12 illustrates preamble signaling data according to an embodiment of the present invention. The preamble signaling data carries 21 bits of information needed to enable the receiver to access the PLS data and track the data pipes within the frame structure. Details of the preamble signaling data are as follows.
PHY_PROFILE: 해당 3비트 필드는 현 프레임의 피지컬 프로파일 타입을 나타낸 다. 서로 다른 피지컬 프로파일 타입의 매핑은 아래 표 5에 주어진다.  PHY_PROFILE: This 3-bit field indicates the physical profile type of the current frame. The mapping of different physical profile types is given in Table 5 below.
【표 5】  Table 5
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FFT_SIZE: 해당 2비트 필드는 아래 표 6에서 설명한 바와 같이 프레임 그룹 내 에서 현 프레임의 FFT사이즈를 나타낸다. 【표 6】 FFT_SIZE: This 2-bit field indicates the FFT size of the current frame in the frame group as described in Table 6 below. Table 6
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GIᅳ FRACTION: 해당 3비트 필드는 아래 표 7에서 설명한 바와 같이 현 슈퍼 프 레임에서의 가드 인터벌 일부 (fract ion) 값을 나타낸다.  GI ᅳ FRACTION: This 3-bit field indicates the guard interval value in the current super frame as described in Table 7 below.
【표 7】  Table 7
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EAC_FLAG: 해당 1비트 필드는 EAC가 현 프레임에 제공되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드가 1로 설정되면， EAS가 현 프레임에 제공된다. 해당 필드가 0으로 설정 되면， EAS가 현 프레임에서 전달되지 않는다. 해당 필드는 슈퍼 프레임 내에서 다 이나믹 (dynamic , 동적)으로 전환될 수 있다. EAC_FLAG: This 1-bit field indicates whether EAC is provided in the current frame. If this field is set to '1', EAS is provided in the current frame. If this field is set to 0, EAS is not delivered in the current frame. This field may be converted to dynamic within a super frame.
PIL0T_M0DE: 해당 1비트 필드는 현 프레임 그룹에서 현 프레임에 대해 파일럿 모드가 모바일 모드인지 또는 고정 모드인지 여부를 나타낸다. 해당 필드가 0으로 설정되면， 모바일 파일럿 모드가 사용된다. 해당 필드가 1로 설정되면, 고정 파일 럿 모드가사용된다. PIL0T_M0DE: This 1-bit field indicates whether the pilot mode is mobile mode or fixed mode for the current frame in the current frame group. That field is zero If set, mobile pilot mode is used. If the field is set to 1, fixed pilot mode is used.
PAPR_FLAG: 해당 1비트 필드는 현 프레임 그룹에서 현 프레임에 대해 PAPR 감 소가 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드가 1로 설정되면， 톤 예약 (tone reservat ion)이 PAPR 감소를 위해 사용된다. 해당 필드가 0으로 설정되면， PAPR 감 소가사용되지 않는다.  PAPR_FLAG: This 1-bit field indicates whether PAPR reduction is used for the current frame in the current frame group. If this field is set to 1, tone reservat ions are used for PAPR reduction. If this field is set to 0, PAPR reduction is not used.
FRILCONFIGURE: 해당 3비트 필드는 현 슈퍼 프레임에서 존재하는 FRU의 피지컬 프로파일 타입 구성을 나타낸다. 현 슈퍼 프레임에서 모든 프리앰블에서의 해당 필 드에서， 현 슈퍼 프레임에서 전달되는 모든 프로파일 타입이 식별된다. 해당 3비트 필드는 아래 표 8에 나타낸 바와 같이 각각의 프로파일에 대해 다르게 정의된다. FRILCONFIGURE: This 3-bit field indicates the physical profile type configuration of the FRU present in the current super frame. In the corresponding field in all preambles in the current super frame, all profile types carried in the current super frame are identified. The 3-bit field is defined differently for each profile as shown in Table 8 below.
【표 8】 Table 8
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RESERVED: 해당 7비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS1 데이터를 나타낸다. RESERVED: This 7-bit field is reserved for future use. 13 illustrates PLS1 data according to an embodiment of the present invention.
PLS1 데이터는 1^2의 수신 및 디코딩을 가능하게 하기 위해 필요한 파라미터 를 포함한 기본 전송 파라미터를 제공한다. 전술한 바와 같이， PLS1 데이터는 하나 의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 변화하지 않는다. PLS1 데이터의 시그널링 필드의 구체적인 정의는 다음과 같다.  PLS1 data provides basic transmission parameters, including the parameters needed to enable 1 ^ 2 reception and decoding. As described above, the PLS1 data does not change during the entire duration of one frame group. A detailed definition of the signaling field of the PLS1 data is as follows.
PREAMBLE.DATA : 해당 20비트 필드는 EAC_FLAG를 제외한 프리앰블 시그널링 데 이터의 카피이다.  PREAMBLE.DATA: This 20-bit field is a copy of the preamble signaling data except EAC_FLAG.
NUM_FRAME_FRU: 해당 2비트 필드는 FRU당 프레임 수를 나타낸다.  NUM_FRAME_FRU: This 2-bit field indicates the number of frames per FRU.
PAYLOADJTYPE : 해당 3비트 필드는 프레임 그룹에서 전달되는 페이로드 데이터 의 포맷을 나타낸다. PAYLOADJTYPE은 표 9에 나타낸 바와 같이 시그널링 된다.  PAYLOADJTYPE: This 3-bit field indicates the format of payload data delivered in the frame group. PAYLOADJTYPE is signaled as shown in Table 9.
【표 9】  Table 9
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SYSTEM_VERSION: 해당 8비트 필드는 전송되는 신호 포맷의 버전을 나타낸다. SYSTEM_VERSION은 주 버전 및 부 버전의 두 개의 4비트 필드로 분리된다.  SYSTEM_VERSION: This 8-bit field indicates the version of the signal format being transmitted. SYSTEM_VERSION is separated into two 4-bit fields: major and minor.
주 버전: SYSTEM_VERSION 필드의 MSB인 4비트는 주 버전 정보를 나타낸다. 주 버전 필드에서의 변화는 호환이 불가능한 변화를 나타낸다. 디폴트 값은 0000이다. 해당 표준에서 서술된 버전에 대해， 값이 0000으로 설정된다. Major Version: The 4-bit MSB in the SYSTEM_VERSION field indicates major version information. Changes in the major version field indicate incompatible changes. The default value is 0000. For the version described in that standard, the value is set to 0000.
부 버전: SYSTEM_VERSION 필드의 LSB인 4비트는 부 버전 정보를 나타낸다. 부 버전 필드에서의 변화는 호환이 가능하다.  Minor Version: A 4-bit LSB in the SYSTEM_VERSION field indicates minor version information. Changes in the minor version field are compatible.
CELL_ID: 이는 ATSC 네트워크에서 지리적 셀을 유일하게 식별하는 16비트 필드 이다. ATSC 셀 커버리지는 퓨처캐스트 UTB 시스템당 사용되는 주파수 수에 따라 하 나 이상의 주파수로 구성될 수 있다. CELLJD의 값이 알려지지 않거나 특정되지 않 으면， 해당 필드는 0으로 설정된다.  CELL_ID: This is a 16-bit field that uniquely identifies a geographic cell in an ATSC network. ATSC cell coverage can consist of one or more frequencies, depending on the number of frequencies used per Futurecast UTB system. If the value of CELLJD is unknown or unspecified, this field is set to zero.
NETW0RK_ID : 이는 현 ATSC 네트워크를 유일하게 식별하는 16비트 필드이다. NETW0RK_ID: This is a 16-bit field that uniquely identifies the current ATSC network.
SYSTEM_ID : 해당 16비트 필드는 ATSC 네트워크 내에서 퓨처캐스트 UTB 시스템 을 유일하게 식별한다. 퓨처캐스트 UTB 시스템은 입력이 하나 이상의 입력 스트림 (TS , IP , GS)이고 출력이 RF 신호인 지상파 방송 시스템이다. 퓨처캐스트 UTB 시스 템은 존재한다면 FEF 및 하나 이상의 피지컬 프로파일을 전달한다. 동일한 퓨처캐 스트 UTB 시스템은 서로 다른 입력 스트림을 전달하고 서로 다른 지리적 영역에서 서로 다른 RF를 사용할 수 있어， 로컬 서비스 삽입을 허용한다. 프레임 구조 및 스 케줄링은 하나의 장소에서 제어되고， 퓨처캐스트 UTB 시스템 내에서 모든 전송에 대해 동일하다. 하나 이상의 퓨처캐스트 UTB 시스템은 모두 동일한 피지컬 구조 및 구성을 갖는다는 동일한 SYSTEM_ID 의미를 가질 수 있다. SYSTEM_ID: This 16-bit field uniquely identifies a Futurecast UTB system within an ATSC network. Futurecast UTB systems are terrestrial broadcast systems whose input is one or more input streams (TS, IP, GS) and the output is an RF signal. The Futurecast UTB system, if present, carries the FEF and one or more physical profiles. The same Futurecast UTB system can carry different input streams and use different RFs in different geographic regions, allowing for local service insertion. Frame structure and scheduling are controlled in one place and are the same for all transmissions within a Futurecast UTB system. One or more Futurecast UTB systems may have the same SYSTEM_ID meaning that they all have the same physical structure and configuration.
다음의 루프 ( loop)는 각 프레임 타입의 길이 및 FRU 구성을 나타내는 FRU_PHY_PROFILE , FRU_FRAME_LENGTH , FRU_GI_FRACTION , RESERVED로 구성된다. 루프 ( loop) 사이즈는 FRU 내에서 4개의 피지컬 프로파일 (FEF 포함)이 시그널링되도록 고정된다. NUM_FRAME_FRU가 4보다 작으면， 사용되지 않는 필드는 제로로 채워진다.The following loop consists of FRU_PHY_PROFILE, FRU_FRAME_LENGTH, FRU_GI_FRACTION, and RESERVED that indicate the length and FRU configuration of each frame type. The loop size is such that four physical profiles (including FFEs) are signaled within the FRU. It is fixed. If NUM_FRAME_FRU is less than 4, the unused fields are filled with zeros.
FRU_PHY_PROFILE : 해당 3비트 필드는 관련된 FRU의 ( i+1)번째 프레임 ( i는 루프 ( loop) 인덱스)의 피지컬 프로파일 타입을 나타낸다. 해당 필드는 표 8에 나타낸 것과 동일한 시그널링 포맷을 사용한다. FRU_PHY_PROFILE: This 3-bit field indicates the physical profile type of the (i + 1) th frame (i is a loop index) of the associated FRU. This field uses the same signaling format as shown in Table 8.
FRU_FRAME_LENGTH : 해당 2비트 필드는 관련된 FRU의 ( i+1)번째 프레임의 길이 를 나타낸다. FRU_GI_FRACTION와 함께 FRU_FRAME_LENGTH를 사용하면, 프레임 듀레 이션의 정확한 값이 얻어질 수 있다.  FRU_FRAME_LENGTH: This 2-bit field indicates the length of the (i + 1) th frame of the associated FRU. By using FRU_FRAME_LENGTH with FRU_GI_FRACTION, the exact value of frame duration can be obtained.
FRU_GI_FRACTION: 해당 3비트 필드는 관련된 FRU의 ( i+1)번째 프레임의 가드 인터벌 일부 값을 나타낸다. FRU_GI_FRACTION은 표 7에 따라 시그널링 된다.  FRU_GI_FRACTION: This 3-bit field indicates a part of the guard interval value of the (i + 1) th frame of the associated FRU. FRU_GI_FRACTION is signaled according to Table 7.
RESERVED : 해당 4비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다.  RESERVED: This 4-bit field is reserved for future use.
다음의 필드는 PLS2 데이터를 디코딩하기 위한 파라미터를 제공한다.  The following fields provide parameters for decoding PLS2 data.
PLS2_FEC_TYPE : 해당 2비트 필드는 PLS2 보호에 의해 사용되는 FEC 타입을 나 타낸다. FEC 타입은 표 10에 따라 시그널링 된다. LDPC 코드에 대한 자세한 내용은 후술한다.  PLS2_FEC_TYPE: This 2-bit field indicates the FEC type used by the PLS2 protection. The FEC type is signaled according to Table 10. Details of the LDPC code will be described later.
【표 10】
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Table 10
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PLS2_M0D: 해당 3비트 필드는 PLS2에 의해 사용되는 변조 타입을 나타낸다. 변 조 타입은 표 11에 따라 시그널링 된다.  PLS2_M0D: This 3-bit field indicates the modulation type used by PLS2. The modulation type is signaled according to Table 11.
【표 11] 값 PLS2ᅳ MODE Table 11 Value PLS2 ᅳ MODE
000 BPSK  000 BPSK
001 QPSK  001 QPSK
010 Q眉 -16  010 Q 眉 -16
Oil NUQ-64  Oil NUQ-64
100-111 리저브드 (reserved)  100-111 reserved
PLS2_SIZE_CELL : 해당 15비트 필드는 현 프레임 그룹에서 전달되는 PLS2에 대 한 모든 코딩 블록의 사이즈 (QAM 셀의 수로 특정됨)인 (：^^ ^^를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.  PLS2_SIZE_CELL: This 15-bit field indicates (: ^^ ^^, which is the size (specified by the number of QAM cells) of all coding blocks for PLS2 carried in the current frame-group. It is constant.
PLS2_STAT_SIZE_BIT: 해당 14비트 필드는 현 프레임 그룹에 대한 PLS2-STAT의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일 정하다. PLS2_STAT_SIZE_BIT: This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-STAT for the current frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
PLS2_DYN_SIZE_BIT: 해당 14비트 필드는 현 프레임 그룹에 대한 PLS2-DYN의 사 이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정 하다. PLS2_DYN_SIZE_BIT: This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-DYN for the current frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
PLS2_REP_FLAG: 해당 1비트 플래그는 PLS2 반복 모드가 현 프레임 그룹에서 사 용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, PLS2 반복 모드는 활 성화된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면， PLS2 반복 모드는 비활성화된다. PLS2_REP_FLAG: This 1-bit flag indicates whether PLS2 repeat mode is used in the current frame group. When the value of this field is set to '1', PLS2 repeat mode is activated. If the value of this field is set to 0, the PLS2 repetition mode is deactivated.
PLS2_REP_SIZE_CELL : 해당 15비트 필드는 PLS2 반복이 사용되는 경우 현 프레 임 그룹의 매 프레임마다 전달되는 PLS2에 대한 부분 코딩 블록의 사이즈 (QAM 셀의 수로 특정됨)인 (^^一 ！^^를 나타낸다. 반복이 사용되지 않는 경우， 해당 필드 의 값은 0과 동일하다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다. PLS2_NEXT_FEC_TYPE : 해당 2비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임에서 전 달되는 PLS2에 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 표 10에 따라 시그널링 된다. PLS2_REP_SIZE_CELL: This 15-bit field indicates (^^ 一！ ^ ^, which is the size (specified by the number of QAM cells) of the partial coding block for PLS2, which is conveyed every frame of the current frame group when PLS2 repetition is used. If repetition is not used, the value of this field is equal to 0. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. PLS2_NEXT_FEC_TYPE: This 2-bit field indicates the FEC type used for PLS2 delivered in every frame of the next frame-group. The FEC type is signaled according to Table 10.
PLS2_NEXT_M0D: 해당 3비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임에서 전달되 는 PLS2에 사용되는 변조 타입을 나타낸다. 변조 타입은 표 11에 따라 시그널링 된 다.  PLS2_NEXT_M0D: This 3-bit field indicates the modulation type used for PLS2 delivered in every frame of the next frame-group. The modulation type is signaled according to Table 11.
PLS2_NEXT_REP_FLAG: 해당 1비트 플래그는 PLS2 반복 모드가 다음 프레임 그룹 에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, PLS2 반복 모 드는 활성화된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면, PLS2 반복 모드는 비활성화된 다.  PLS2_NEXT_REP_FLAG: This 1-bit flag indicates whether PLS2 repeat mode is used in the next frame-group. If the value of this field is set to 1, PLS2 repeat mode is activated. If the value of this field is set to 0, PLS2 repeat mode is deactivated.
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL： 해당 15비트 필드는 PLS2 반복이 사용되는 경우 다 음 프레임 그룹의 매 프레임마다 전달되는 PLS2에 대한 전체 코딩 블록의 사이즈 (QAM 셀의 수로 특정됨)인 (^치 ^^를 나타낸다. 다음 프레임 그룹에서 반복이 사용되지 않는 경우， 해당 필드의 값은 0과 동일하다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.  PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL: This 15-bit field indicates (^^^^) which is the size (specified by the number of QAM cells) of the entire coding block for PLS2, which is conveyed every frame of the next frame-group when PLS2 repetition is used. If no repetition is used in the group, the value of this field is equal to 0. The value is constant for the entire duration of the current frame group.
PLS2_NEXT_REP_STAT_S I ZE_B I T： 해당 14비트 필드는 다음 프레임 그룹에 대한 PLS2-STAT의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹에서 일정하다.  PLS2_NEXT_REP_STAT_S I ZE_B I T: This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-STAT for the next frame-group. The value is constant in the current frame group.
PLS2_NEXT_REP_DYN_S I ZE_B I T： 해당 14비트 필드는 다음 프레임 그룹에 대한 PLS2-DYN의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹에서 일정하다.  PLS2_NEXT_REP_DYN_S I ZE_B I T: This 14-bit field indicates the size of the PLS2-DYN for the next frame-group, in bits. The value is constant in the current frame group.
PLS2_AP_M0DE : 해당 2비트 필드는 현 프레임 그룹에서 PLS2에 대해 추가 패리 티가 제공되는지 여부를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동 안 일정하다. 아래의 표 12는 해당 필드의 값을 제공한다. 해당 필드의 값이 00으 로 설정되면， 현 프레임 그룹에서 추가 패리티가 PLS2에 대해 사용되지 않는다. 【표 12] PLS2_AP_M0DE: This 2-bit field is an additional parry for PLS2 in the current frame-group. Indicates whether a tee is provided. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. Table 12 below provides the values for this field. If the value of this field is set to 00, no additional parity is used for PLS2 in the current frame group. Table 12
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PLS2_AP_SIZE_CELL : 해당 15비트 필드는 PLS2의 추가 패리티 비트의 사이즈 (QAM 셀의 수로 특정됨)를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.  PLS2_AP_SIZE_CELL: This 15-bit field indicates the size (specified by the number of QAM cells) of additional parity bits of PLS2. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
PLS2_NEXT_AP_M0DE : 해당 2비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임마다 PLS2 시그널링에 대해 추가 패리티가 제공되는지 여부를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다. 표 12는 해당 필드의 값을 정의한다.  PLS2_NEXT_AP_M0DE: This 2-bit field indicates whether additional parity is provided for PLS2 signaling for every frame of the next frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. Table 12 defines the values of this field.
PLS2_NEXT_AP_S I ZE_CELL： 해당 15비트 필드는 다음 프테임 그룹의 매 프레임마 다 PLS2의 추가 패리티 비트의 사이즈 (QAM 셀의 수로 특정됨)를 나타낸다. 해당 값 은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.  PLS2_NEXT_AP_S I ZE_CELL: This 15-bit field indicates the size (specified by the number of QAM cells) of the additional parity bits of PLS2 in every frame of the next frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
RESERVED : 해당 32비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. RESERVED: This 32-bit field is reserved for future use.
CRC_32 : 전체 PLS1 시그널링에 적용되는 32비트 에러 검출 코드 도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다. 도 14는 PLS2 데이터의 PLS2-STAT 데이터를 나타낸다. PLS2-STAT 데이터는 프 레임 그룹 내에서 동일한 반면， PLS2-DYN 데이터는 현 프레임에 대해 특정한 정보 를 제공한다. CRC_32: 32-bit error detection code applied to all PLS1 signaling FIG. 14 shows PLS2 data according to an embodiment of the present invention. 14 shows PLS2-STAT data of the PLS2 data. PLS2-STAT data is identical within a frame group, while PLS2-DYN data provides specific information about the current frame.
PLS2-STAT 데이터의 필드에 대해 다음에 구체적으로 설명한다.  The field of PLS2-STAT data is demonstrated concretely next.
FIC_FLAG: 해당 1비트 필드는 FIC가 현 프레임 그룹에서 사용되는지 여부를 나 타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면， FIC는 현 프레임에서 제공된다. 해당 필 드의 값이 0으로 설정되면， FIC는 현 프레임에서 전달되지 않는다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.  FIC_FLAG: This 1-bit field indicates whether the FIC is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, the FIC is provided in the current frame. If the field value is set to 0, the FIC is not delivered in the current frame. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
AUX_FLAG: 해당 1비트 필드는 보조 스트림이 현 프레임 그룹에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, 보조 스트림은 현 프레임에서 제공된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면， 보조 프레임은 현 프레임에서 전달되 지 않는다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.  AUX_FLAG: This 1-bit field indicates whether the auxiliary stream is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, the auxiliary stream is provided in the current frame. If the value of this field is set to 0, the auxiliary frame is not transmitted in the current frame. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
NUM.DP : 해당 6비트 필드는 현 프레임 내에서 전달되는 데이터 파이프의 수를 나타낸다. 해당 필드의 값은 1에서 64 사이이고， 데이터 파이프의 수는 NUM_DP+1이 다.  NUM.DP: This 6-bit field indicates the number of data pipes carried in the current frame. The value of this field is between 1 and 64, and the number of data pipes is NUM_DP + 1.
DP_ID : 해당 6비트 필드는 피지컬 프로파일 내에석 유일하게 식별한다.  DP_ID: This 6-bit field uniquely identifies the physical profile.
DPJ PE : 해당 3비트 필드는 데이터 파이프의 타입을 나타낸다. 이는 아래의 표 13에 따라 시그널링 된다.  DPJ PE: This 3-bit field indicates the type of data pipe. This is signaled according to Table 13 below.
【표 13】  Table 13
값 데이터 파이프 타입 000 타입 1 데이터 파이프 Value data pipe type 000 type 1 data pipe
001 타입 2 데이터 파이프  001 type 2 data pipe
010-111 리저브드 (reserved)  010-111 reserved
DP_GROUP_ID: 해당 8비트 필드는 현 데이터 파이프가 관련되어 있는 데이터 파 이프 그룹을 식별한다. 이는 수신기가 동일한 DP_GROUP_ID를 갖게 되는 특정 서비 스와 관련되어 있는 서비스 컴포넌트의 데이터 파이프에 접속하는 데 사용될 수 있 다.  DP_GROUP_ID: This 8-bit field identifies the data pipe group with which the current data pipe is associated. This can be used to connect to the data pipe of the service component associated with a particular service where the receiver will have the same DP_GROUP_ID.
BASE_DP_ID: 해당 6비트 필드는 관리 계층에서 사용되는 (PSI/SI와 같은) 서비 스 시그널링 데이터를 전달하는 데이터 파이프를 나타낸다. BASE_DP_ID에 의해 나 타내는 데이터 파이프는 서비스 데이터와 함께 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 노멀 데이터 파이프이거나， 서비스 시그널링 데이터만을 전달하는 전용 데이터 파 이프일 수 있다. BASE_DP_ID: This 6-bit field indicates a data pipe that carries service signaling data (such as PSI / SI) used in the management layer. The data pipe indicated by BASE_DP_ID may be a normal data pipe for delivering service signaling data together with service data or a dedicated data pipe for delivering only service signaling data.
DP_FEC_TYPE : 해당 2비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 아래의 표 14에 따라 시그널링 된다. 【표 14】 DP_FEC_TYPE: This 2-bit field indicates the FEC type used by the associated data pipe. The FEC type is signaled according to Table 14 below. Table 14
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DP_C0D: 해당 4비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 코드 레이 트 (code rate)을 나타낸다. 코드 레이트 (code rate)은 아래의 표 15에 따라 시그널 링 된다. 【표 15】 DP_C0D: This 4-bit field indicates the code rate used by the associated data pipe. The code rate is signaled according to Table 15 below. Table 15
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DP_M0D: 해당 4비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 변조를 나 타낸다. 변조는 아래의 표 16에 따라 시그널링 된다.  DP_M0D: This 4-bit field indicates the modulation used by the associated data pipe. Modulation is signaled according to Table 16 below.
【표 16】  Table 16
값 변조  Value modulation
0000 QPSK  0000 QPSK
0001 QAM-16  0001 QAM-16
0010 NUQ-64  0010 NUQ-64
0011 NUQ-256  0011 NUQ-256
0100 NUQ-1024  0100 NUQ-1024
0101 NUC-16  0101 NUC-16
0110 NUC-64  0110 NUC-64
0111 NUC-256  0111 NUC-256
1000 NUC-1024  1000 NUC-1024
1001-1111 리저브드 (reserved) DP_SSD_FLAG: 해당 1비트 필드는 SSD 모드가 관련된 데이터 파이프에서 사용되 는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면， SSD는 사용된다. 해당 필 드의 값이 0으로 설정되면, SSD는 사용되지 않는다. 1001-1111 Reserved DP_SSD_FLAG: This 1-bit field indicates whether the SSD mode is used in the associated data pipe. If the value of this field is set to 1, SSD is used. If the value of this field is set to 0, the SSD is not used.
다음의 필드는 PHY_PROFILE가 어드벤스 프로파일을 나타내는 010과 동일할 때 에만 나타난다.  The following fields appear only when PHY_PROFILE is equal to 010, which represents the advanced profile.
DP_MIM0: 해당 3비트 필드는 어떤 타입의 MIM0 인코딩 처리가 관련된 데이터 파이프에 적용되는지 나타낸다. MIM0 인코딩 처리의 타입은 아래의 표 17에 따라 시그널링 된다.  DP_MIM0: This 3-bit field indicates what type of MIM0 encoding process is applied to the associated data pipe. The type of MIM0 encoding process is signaled according to Table 17 below.
【표 17]  Table 17
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DP_TI_TYPE: 해당 1비트 필드는 타임 인터리빙의 타입을 나타낸다. 0의 값은 하나의 타임 인터리빙 그룹이 하나의 프레임에 해당하고 하나 이상의 타임 인터리 빙 블록을 포함하는 것을 나타낸다. 1의 값은 하나의 타임 인터리빙 그룹이 하나보 다 많은 프레임으로 전달되고 하나의 타임 인터리빙 블록만을 포함하는 것을 나타 낸다.  DP_TI_TYPE: This 1-bit field indicates the type of time interleaving. A value of 0 indicates that one time interleaving group corresponds to one frame and includes one or more time interleaving blocks. A value of 1 indicates that one time interleaving group is delivered in more than one frame and contains only one time interleaving block.
DP_TI_LENGTH: 해당 2비트 필드 (허용된 값은 1， 2， 4, 8뿐이다)의 사용은 다음 과 같은 DP_TI_TYPE 필드 내에서 설정되는 값에 의해 결정된다.  DP_TI_LENGTH: The use of this 2-bit field (allowed values are 1, 2, 4, 8 only) is determined by the value set in the DP_TI_TYPE field as follows.
DP_TI_TYPE의 값이 1로 설정되면， 해당 필드는 각각의 타임 인터리빙 그룹이 매핑되는 프레임의 수인 ^를 나타내고， 타임 인터리빙 그룹당 하나의 타임 인터리 빙 블록이 존재한다 (NTI=1) . 해당 2비트 필드로 허용되는 ^의 값은 아래의 표 18 에 정의된다. If the value of DP_TI_TYPE is set to 1, this field is assigned to each time interleaving group. It represents ^, the number of frames being mapped, and there is one time interleaving block per time interleaving group (N TI = 1). The value of ^ allowed in this 2-bit field is defined in Table 18 below.
DP_TI_TYPE의 값이 0으로 설정되면， 해당 필드는 타임 인터리빙 그룹당 타임 인터리빙 블톡의 수 1½를 나타내고， 프레임당 하나의 타임 인터리빙 그룹이 존재한 다 (P l) . 해당 2비트 필드로 허용되는 ^의 값은 아래의 표 18에 정의된다.  If the value of DP_TI_TYPE is set to 0, this field indicates the number of time interleaving blocks 1½ per time interleaving group, and there is one time interleaving group per frame (P l). The value of ^ allowed in this 2-bit field is defined in Table 18 below.
【표 18】  Table 18
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그룹 내에서 프레임 간격 ( IJUMP)을 나타내고， 허용된 값은 1， 2， 4， 8 (해당하는 2비 트 필드는 각각 00， 01 , 10 , 11)이다. 프레임 그룹의 모든 프레임에 나타나지 않는 데이터 파이프에 대해， 해당 필드의 값은 순차적인 프레임 사이의 간격과 동일하다. 예를 들면, 데이터 파이프가 1， 5 , 9 , 13 등의 프레임에 나타나면, 해당 필드의 값 은 4로 설정된다. 모든 프레임에 나타나는 데이터 파이프에 대해， 해당 필드의 값 은 1로 설정된다. It represents the frame interval (IJUMP) in the group, and allowed values are 1, 2, 4, and 8 (the corresponding 2-bit fields are 00, 01, 10, and 11, respectively). For data pipes that do not appear in every frame of a frame group, the value of this field is equal to the interval between sequential frames. For example, if a data pipe appears in frames 1, 5, 9, 13, etc., the value of this field is set to 4. For data pipes that appear in every frame, the value of this field is set to 1.
DP_TI_BYPASS : 해당 1비트 필드는 타임 인터리버 (5050)의 가용성을 결정한다. 데이터 파이프에 대해 타임 인터리빙이 사용되지 않으면, 해당 필드 값은 1로 설정 된다. 반면， 타임 인터리빙이 사용되면, 해당 필드 값은 0으로 설정된다. DP_FIRST_FRAME_IDX: 해당 5비트 필드는 현 데이터 파이프가 발생하는 슈퍼 프 레임의 첫 번째 프레임의 인덱스를 나타낸다. DP_FIRST_FRAME_IDX의 값은 0에서 31 사이다. DP_TI_BYPASS: This 1-bit field determines the availability of time interleaver 5050. If time interleaving is not used for the data pipe, the value of this field is set to 1. On the other hand, if time interleaving is used, the corresponding field value is set to zero. DP_FIRST_FRAME_IDX: This 5-bit field indicates the index of the first frame of the super frame in which the current data pipe occurs. The value of DP_FIRST_FRAME_IDX is between 0 and 31.
DP_NUM_BLOCK_MAX: 해당 10비트 필드는 해당 데이터 파이프에 대한 DP_NUM_BLOCKS의 최대값을 나타낸다. 해당 필드의 값은 DP_NUMᅳ BLOCKS와 동일한 범 위를 갖는다. 、 - DP_NUM_BLOCK_MAX: This 10-bit field indicates the maximum value of DP_NUM_BLOCKS for the data pipe. The value of this field has the same range as DP_NUM 'BLOCKS. 、-
DP_PAYLOAD_TYPE : 해당 2비트 필드는 주어진 데이터 파이프에 의해 전달되는 페이로드 데이터의 타입홀 나타낸다. DP_PAYLOAD_TYPE은 아래의 표 19에 따라 시그 널링 된다. 【표 19】 DP_PAYLOAD_TYPE: This 2-bit field indicates the typehole of the payload data carried by the given data pipe. DP_PAYLOAD_TYPE is signaled according to Table 19 below. Table 19
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DP_INBAND_M0DE : 해당 2비트 필드는 현 데이터 파이프가 인 밴드 ( In-band) 시 그널링 정보를 전달하는지 여부를 나타낸다. 인 밴드 ( In-band) 시그널링 타입은 아 래의 표 20에 따라 시그널링 된다. 【표 20】 값 인 밴드 모드 ( In-band mode)  DP_INBAND_M0DE: This 2-bit field indicates whether the current data pipe carries in-band signaling information. In-band signaling types are signaled according to Table 20 below. [Table 20] In-band mode
00 인 벤드 ( In-band) 시그널링이 전달되지  00 In-band signaling not delivered
ᄋ J— ᄋ J—
g-으ᄆ 01 INBAND-PLS만 전달됨 g-hhhh 01 Only INBAND-PLS is passed
10 INBAND-ISSY만 전달됨  Only 10 INBAND-ISSY is passed
11 INBAND-PLS 및 INBAND-ISSY가 전달됨  11 INBAND-PLS and INBAND-ISSY passed
DP_PROTOCOL_TYPE : 해당 2비트 필드는 주어진 데이터 파이프에 의해 전달되는 페이로드의 프로토콜 타입을 나타낸다. 페이로드의 프로토콜 타입은 입력 페이로드 타입이 선택되면 아래와 표 21에 따라 시그널링 된다.  DP_PROTOCOL_TYPE: This 2-bit field indicates the protocol type of the payload carried by the given data pipe. The protocol type of payload is signaled according to the below table 21 when the input payload type is selected.
【표 21】 Table 21
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DP_CRC M0DE : 해당 2비트 필드는 CRC 인코딩이 인풋 포맷 블록에서 사용되는지 여부를 나타낸다. CRC 모드는 아래의 표 22에 따라 시그널링 된다.  DP_CRC M0DE: This 2-bit field indicates whether CRC encoding is used in the input format block. CRC mode is signaled according to Table 22 below.
【표 22】 Table 22
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DNP_M0DE : 해당 2비트 필드는 DP—PAYLOAELTYPE이 TS ( '00' )로 설정되는 경우 에 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 널. 패킷 삭제 모드를 나타낸다. DNPJ10DE는 아래의 표 23에 따라 시그널링 된다. DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ( '00' )가 아니면， DNPᅳ MODE는 00의 값으로 설정된다. 【표 23】 DNP_M0DE: This 2-bit field is the DP—null used by the data pipe involved when PAYLOAELTYPE is set to TS ('00') . Indicates the packet drop mode. DNPJ10DE is signaled according to Table 23 below. DP_PAYLOAD_TYPE is TS ('00') Otherwise, DNP 'MODE is set to a value of 00. Table 23
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ISSY_M0DE : 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ( '00' )로 설정되는 경 우에 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 ISSY 모드를 나타낸다. ISSY_M0DE는 아래의 표 24에 따라 시그널링 된다. DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ( '00' )가 아니면， ISSY_M0DE는 00의 값으로 설정된다. 【표 24]  ISSY_M0DE: This 2-bit field indicates the ISSY mode used by the associated data pipe when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00'). ISSY_M0DE is signaled according to Table 24 below. If DP_PAYLOAD_TYPE is not TS ('00'), ISSY_M0DE is set to a value of 00. Table 24
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HC_M0DE_TS: 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ( 우에 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 TS 헤더 % HC_M0DE_TS는 아래의 표 25에 따라 시그널링 된다. 【표 25】 값 헤더 압축 모드  HC_M0DE_TS: This 2-bit field is the TS header% HC_M0DE_TS used by the data pipe associated with DP_PAYLOAD_TYPE whose value is TS (right). Table 25. Value header compression mode
00 HC_M0DE_TS 1 01 HC_M0DE_TS 2 00 HC_M0DE_TS 1 01 HC_M0DE_TS 2
10 HC_M0DE_TS 3  10 HC_M0DE_TS 3
11 HC_M0DE_TS 4  11 HC_M0DE_TS 4
3： 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 IP ( '01' ) ϊ 압축 모드를 나타낸다. HC_M0DE_IP는 아래의 표 26에 된다. 3 : This 2-bit field indicates the compression mode in which DP_PAYLOAD_TYPE is IP ('01'). HC_M0DE_IP is shown in Table 26 below.
【표 26】 값 헤더 압축 모드 [Table 26] Value header compression mode
00 압축 없음  00 no compression
01 HC_M0DE_IP 1  01 HC_M0DE_IP 1
10-11 리저브드 (reserved)  10-11 reserved
PID : 해당 13비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ( '00' )로 설정되고 HC_M0DE_TS가 01 또는 10으로 설정되는 경우에 TS 헤더 압축을 위한 PID 수를 나타 낸다.  PID: This 13-bit field indicates the number of PIDs for TS header compression when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00') and HC_M0DE_TS is set to 01 or 10.
RESERVED : 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. 다음 필드는 FKLFLAG가 1과 동일할 때만 나타난다. FIC_VERSI0N: 해당 8비트 필드는 FIC의 버전 넘버를 나타낸다. FIC_LENGTH_BYTE : 해당 13비트 필드는 FIC의 길이를 바이트 단위로 나타낸다. RESERVED: 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. 다음 필드는 AUX_FLAG가 1과 동일할 때만 나타난다. RESERVED: This 8-bit field is reserved for future use. The next field appears only when FKLFLAG is equal to 1. FIC_VERSI0N: This 8-bit field indicates the version number of the FIC. FIC_LENGTH_BYTE: This 13-bit field indicates the length of the FIC in bytes. RESERVED: This 8-bit field is reserved for future use. The next field only appears when AUX_FLAG is equal to 1.
NUM_AUX: 해당 4비트 필드는 보조 스트림의 수를 나타낸다. 제로는 보조 스트 림이 사용되지 않는 것을 나타낸다. AUX_C0NFIG_RFU: 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다.NUM_AUX: This 4-bit field indicates the number of auxiliary streams. Zero indicates that no auxiliary stream is used. AUX_C0NFIG_RFU: This 8-bit field is reserved for future use.
AUX_STREAM_TYPE: 해당 4비트는 현 보조 스트림의 타입을 나타내기 위한 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. AUX_STREAM_TYPE: This 4 bits is reserved for future use to indicate the type of the current auxiliary stream.
AUX_PRIVATE_CONFIG: 해당 28비트 필드는 보조 스트림을 시그널링 하기 위한 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. 도 15는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다.  AUX_PRIVATE_CONFIG: This 28-bit field is reserved for future use to signal an auxiliary stream. 15 illustrates PLS2 data according to another embodiment of the present invention.
도 15는 PLS2 데이터의 PLS2-DYN을 나타낸다. PLS2-DYN 데이터의 값은 하나의 프레임 그룹의 듀레이션 동안 변화할 수 있는 반면， 필드의 사이즈는 일정하다.  15 shows PLS2-DYN of PLS2 data. The value of the PLS2-DYN data may change during the duration of one frame group, while the size of the field is constant.
PLS2-DYN 데이터의 필드의 구체적인 내용은 다음과 같다.  Details of the fields of the PLS2-DYN data are as follows.
FRAME_INDEX: 해당 5비트 필드는 슈퍼 프레임 내에서 현 프레임의 프레임 인덱 스를 나타낸다. 슈퍼 프레임의 첫 번째 프레임의 인텍스는 0으로 설정된다.  FRAME_INDEX: This 5-bit field indicates the frame index of the current frame within the super frame. The index of the first frame of the super frame is set to zero.
PLS_CHANGE_COUNTER: 해당 4비트 필드는 구성이 변화하기 전의 슈퍼 프레임의 수를 나타낸다. 구성이 변화하는 다음 슈퍼 프레임은 해당 필드 내에서 시그널링 되는 값에 의해 나타낸다. 해당 필드의 값이 0000으로 설정되면, 이는 어떠한 예정 된 변화도 예측되지 않는 것을 의미한다. 예를 들면， 1의 값은 다음 슈퍼 프레임에 변화가 있다는 것을 나타낸다.  PLS_CHANGE_COUNTER: This 4-bit field indicates the number of super frames before the configuration changes. The next super frame whose configuration changes is indicated by the value signaled in that field. If the value of this field is set to 0000, this means that no scheduled change is expected. For example, a value of 1 indicates that there is a change in the next super frame.
FIC_CHANGE_COUNTER: 해당 4비트 필드는 구성 (즉， FIC의 콘텐츠)이 변화하기 전의 슈퍼 프레임의 수를 나타낸다. 구성이 변화하는 다음 슈퍼 프레임은 해당 필 드 내에서 시그널링 되는 값에 의해 나타낸다. 해당 필드의 값이 0000으로 설정되 면， 이는 어떠한 예정된 변화도 예측되지 않는 것을 의미한다. 예를 들면， 0001의 값은 다음 슈퍼 프레임에 변화가 있다는 것을 나타낸다. FIC_CHANGE_COUNTER: This 4-bit field indicates the number of super frames before the configuration (i.e., the content of the FIC) changes. The next super frame whose configuration changes is indicated by the value signaled in that field. The value of that field is set to 0000 In other words, this means that no expected change is expected. For example, a value of 0001 indicates that there is a change in the next super frame.
RESERVED : 해당 16비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다.  RESERVED: This 16-bit field is reserved for future use.
다음 필드는 현 프레임에서 전달되는 데이터 파이프와 관련된 파라미터를 설명 하는 NUM_DP에서의 루프 ( loop)에 나타난다.  The next field appears in a loop in NUM_DP that describes the parameters related to the data pipe carried in the current frame.
DP_ID: 해당 6비트 필드는 피지컬 프로파일 내에서 데이터 파이프를 유일하게 나타낸다.  DP_ID: This 6-bit field uniquely represents a data pipe within the physical profile.
DP_START: 해당 15비트 (또는 13비트) 필드는 DPU 어드레싱 (addressing) 기법 을 사용하여 데이터 파이프의 첫 번째의 시작 위치를 나타낸다. DP_START 필드는 아래의 표 27에 나타낸 바와 같이 피지컬 프로파일 및 FFT 사이즈에 따라 다른 길 이를 갖는다.  DP_START: This 15-bit (or 13-bit) field indicates the first starting position of the data pipe using the DPU addressing technique. The DP_START field has a different length depending on the physical profile and the FFT size as shown in Table 27 below.
【표 27]  Table 27
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DP_NUM_BL0CK: 해당 10비트 필드는 현 데이터 파이프에 대한 현 타임 인터리빙 그룹에서 FEC 블록의 수를 나타낸다. DP_NUM_BL0CK의 값은 0에서 1023 사이에 있다.  DP_NUM_BL0CK: This 10-bit field indicates the number of FEC blocks in the current time interleaving group for the current data pipe. The value of DP_NUM_BL0CK is between 0 and 1023.
RESERVED : 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다.  RESERVED: This 8-bit field is reserved for future use.
다음의 필드는 EAC와 관련된 FIC 파라미터를 나타낸다.  The next field indicates the FIC parameter associated with the EAC.
EAC_FLAG: 해당 1비트 필드는 현 프레임에서 EAC의 존재를 나타낸다. 해당 비 트는 프리앰블에서 EAC_FLAG와 같은 값이다. EAC_FLAG: This 1-bit field indicates the presence of an EAC in the current frame. The rain Is the same value as EAC_FLAG in the preamble.
EAS_ffAKE_UP_VERS I0N_NUM： 해당 8비트 필드는 자동 활성화 지시의 버전 넘버를 나타낸다.  EAS_ffAKE_UP_VERS I0N_NUM: This 8-bit field indicates the version number of the automatic activation indication.
EAC_FLAG 필드가 1과 동일하면， 다음의 12비트가 EACᅳ LENGTH_BYTE 필드에 할당 된다. EAC_FLAG 필드가 0과 동일하면， 다음의 12비트가 EAC_COUNTER에 할당된다.  If the EAC_FLAG field is equal to 1, the next 12 bits are allocated to the EAC_LENGTH_BYTE field. If the EAC_FLAG field is equal to 0, the next 12 bits are allocated to EAC_COUNTER.
EAC_LENGTH_BYTE : 해당 12비트 필드는 EAC의 길이를 바이트로 나타낸다.  EAC_LENGTH_BYTE: This 12-bit field indicates the length of the EAC in bytes.
EAC_COUNTER: 해당 12비트 필드는 EAC가 도달하는 프레임 전의 프레임의 수를 나타낸다.  EAC_COUNTER: This 12-bit field indicates the number of frames before the frame in which the EAC arrives.
다음 필드는 AUX_FLAG 필드가 1과 동일한 경우에만 나타난다.  The following fields appear only if the AUX_FLAG field is equal to one.
AUX_PRIVATE_DYN : 해당 48비트 필드는 보조 스트림을 시그널링 하기 위한 추후 사용을 위해 리저브드 (reserved)된다. 해당 필드의 의미는 설정 가능한 PLS2-STAT 에서 AUX_STREAM_TYPE의 값에 의존한다.  AUX_PRIVATE_DYN: This 48-bit field is reserved for future use for signaling the secondary stream. The meaning of this field depends on the value of AUX_STREAM_TYPE in configurable PLS2-STAT.
CRC_32 : 전체 PLS2에 적용되는 32비트 에러 검출 코드.  CRC_32: 32-bit error detection code that applies to the entire PLS2.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 로지컬 ( logi cal ) 구조를 나타낸 다.  16 illustrates a logi cal structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
전술한 바와 같이， PLS, EAC , FIC , 데이터 파이프， 보조 스트림, 더미 셀은 프 레임에서 OFDM 심볼의 액티브 (act ive) 캐리어에 매핑된다. PLS1 및 PLS2는 처음에 하나 이상의 FSS에 매핑된다. 그 후， EAC가 존재한다면 EAC 샐은 바로 뒤따르는 PLS 필드에 매핑된다. 다음에 FIC가 존재한다면 FIC 셀이 매핑된다. 데이터 파이프 는 PLS 다음에 매핑되거나, EAC 또는 FIC가 존재하는 경우， EAC 또는 FIC 이후에 매핑된다. 타입 1 데이터 파이프가 처음에 매핑되고， 타입 2 데이터 파이프가 다음 에 매핑된다. 데이터 파이프의 타입의 구체적인 내용은 후술한다. 일부 경우， 데이 터 파이프는 EAS에 대한 일부 특수 데이터 또는 서비스 시그널링 데이터를 전달할 수 있다. 보조 스트림 또는 스트림은 존재한다면 데이터 파이프를 다음에 매큉되고 여기에는 차례로 더미 셀이 뒤따른다. 전술한 순서, 즉， PLS, EAC , FIC , 데이터 파 이프， 보조 스트림, 및 더미 셀의 순서로 모두 함께 매핑하면 프레임에서 셀 용량 을 정확히 채운다. As described above, the PLS, the EAC, the FIC, the data pipe, the auxiliary stream, and the dummy cell are mapped to active carriers of an OFDM symbol in a frame. PLS1 and PLS2 are initially mapped to one or more FSS. Then, if there is an EAC, the EAC cell is mapped to the immediately following PLS field. If there is an FIC next, the FIC cell is mapped. Data pipes are mapped after PLS, or if EAC or FIC is present, after EAC or FIC Mapped. Type 1 data pipes are mapped first, and type 2 data pipes are mapped next. Details of the type of data pipe will be described later. In some cases, the data pipe may carry some special data or service signaling data for the EAS. The auxiliary stream, or stream, if present, is then buried next to the data pipe, which in turn is followed by dummy cells. Mapping all together in the above-described order, that is, PLS, EAC, FIC, data pipe, auxiliary stream, and dummy cell, correctly fills the cell capacity in the frame.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS 매핑을 나타낸다.  17 illustrates PLS mapping according to an embodiment of the present invention.
PLS 셀은 FSS의 액티브 (act ive) 캐리어에 매핑된다. PLS가 차지하는 샐의 수에 따라 하나 이상의 심볼이 FSS로 지정되고 FSS의 수 NFSS는 PLS1에서의 NUM_FSS에 의해 시그널링된다. FSS는 PLS 셀을 전달하는 특수한 심블이다. 경고성 및 지연 시 간 ( l atency)은 PLS에서 중대한 사안이므로， FSS는 높은 파일럿 밀도를 가지고 있어 고속 동기화 및 FSS 내에서의 주파수만의 인터폴레이션 ( interpoloat ion, 보간)을 가능하게 한다.  The PLS cell is mapped to an active carrier of the FSS. According to the number of cells occupied by the PLS one or more symbols are designated as FSS and the number of FSS NFSS is signaled by NUM_FSS in PLS1. FSS is a special symbol that carries a PLS cell. Since alertness and l atency are critical issues in PLS, the FSS has a high pilot density to enable fast synchronization and interpolat ion interpolation within the FSS.
PLS 셀은 도 17의 예에 나타낸 바와 같이 하향식으로 FSS의 액티브 (act ive) 캐 리어에 매핑된다. PLS1 셀은 처음에 첫 FSS의 첫 셀부터 셀 인덱스의 오름차순으로 매핑된다. PLS2 셀은 PLS1의 마지막 셀 직후에 뒤따르고, 매핑은 첫 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 아래방향으로 계속된다. 필요한 PLS 샐의 총 수가 하나의 FSS의 액 티브 (act ive) 캐리어의 수를 초과하면， 매핑은 다음 FSS로 진행되고 첫 FSS와 완전 히 동일한 방식으로 계속된다. PLS 매핑이 완료된 후， 데이터 파이프가 다음에 전달된다. EAC , FIC 또는 둘 다 현 프레임에 존재하면， EAC 및 FIC는 PLS와 노멀 데이터 파이프 사이에 배치된다. 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 EAC 매핑을 나타낸다. The PLS cell is mapped from the top down to the active carrier of the FSS as shown in the example of FIG. PLS1 cells are initially mapped in ascending order of cell index from the first cell of the first FSS. The PLS2 cell follows immediately after the last cell of PLS1 and the mapping continues downward until the last cell index of the first FSS. If the total number of PLS cells required exceeds the number of active carriers in one FSS, the mapping proceeds to the next FSS and continues in exactly the same way as the first FSS. After the PLS mapping is complete, the data pipe is passed next. If EAC, FIC or both are present in the current frame, EAC and FIC are placed between the PLS and the normal data pipe. 18 illustrates EAC mapping according to an embodiment of the present invention.
EAC는 EAS 메시지를 전달하는 전용 채널이고 EAS에 대한 데이터 파이프에 연결 된다. EAS 지원은 제공되지만， EAC 자체는 모든 프레임에 존재할 수도 있고 존재하 지 않을 수도 있다. EAC가 존재하는 경우， EAC는 PLS2 셀의 직후에 매핑된다. PLS 셀을 제외하고 FIC , 데이터 파이프， 보조 스트림 또는 더미 샐 중 어느 것도 EAC 앞에 위치하지 않는다. EAC 셀의 매핑 절차는 PLS와 완전히 동일하다.  The EAC is a dedicated channel for delivering EAS messages and is connected to the data pipes for the EAS. EAS support is provided, but the EAC itself may or may not be present in every frame. If there is an EAC, the EAC is mapped immediately after the PLS2 cell. Except for PLS cells, none of the FIC, data pipes, auxiliary streams or dummy cells are placed before the EAC. The mapping procedure of the EAC cell is exactly the same as that of the PLS.
EAC 셀은 도 18의 예에 나타낸 바와 같이 PLS2의 다음 샐부터 셀 인덱스의 오 름차순으로 매핑된다. EAS 메시지 크기에 따라, 도 18에 나타낸 바와 같이 EAC 셀 은 적은 심볼을 차지할 수 있다.  EAC cells are mapped in ascending order of cell index from the next cell of PLS2, as shown in the example of FIG. Depending on the EAS message size, as shown in FIG. 18, the EAC cell may occupy few symbols.
EAC 셀은 PLS2의 마지막 셀 직후에 뒤따르고， 매핑은 마지막 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 아래방향으로 계속된다. 필요한 EAC 셀의 총 수가 마지막 FSS의 남아 있는 액티브 (act ive) 캐리어의 수를 초과하면, EAC 매핑은 다음 심볼로 진행되며， FSS와 완전히 동일한 방식으로 계속된다. 이 경우 EAC의 매큉이 이루어지는 다음 심볼은 노멀 데이터 심볼이고， 이는 FSS보다 더 많은 액티브 (act ive) 캐리어를 갖 는다.  The EAC cell follows immediately after the last cell of PLS2 and the mapping continues downward until the last cell index of the last FSS. If the total number of EAC cells needed exceeds the number of remaining active carriers of the last FSS, the EAC mapping proceeds to the next symbol and continues in exactly the same way as the FSS. In this case, the next symbol where the mapping of the EAC is made is a normal data symbol, which has more active carriers than the FSS.
EAC 매핑이 완료된 후， 존재한다면 FIC가 다음에 전달된다. FIC가 전송되지 않 으면 (PLS2 필드에서 시그널링으로)， 데이터 파이프가 EAC의 마지막 셀 직후에 뒤따 른다. 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 FIC 매핑을 나타낸다. After the EAC mapping is complete, the FIC is passed next if present. If no FIC is sent (as signaling in the PLS2 field), the data pipe follows immediately after the last cell of the EAC. 19 illustrates FIC mapping according to an embodiment of the present invention.
(a)는 EAC 없이 FIC 셀의 매핑의 예를 나타내고， (b)는 EAC와 함께 FIC 셀의 매핑의 예를 나타낸다.  (a) shows an example of mapping of FIC cells without EAC, and (b) shows an example of mapping of FIC cells with EAC.
FIC는 고속 서비스 획득 및 채널 스캔을 가능하게 하기 위해 계층간 정보 (cross-layer informat ion)를 전달하는 전용 채널이다. 해당 정보는 주로 데이터 파이프 사이의 채널 바인딩 (channel binding) 정보 및 각 방송사의 서비스를 포함 한다. 고속 스캔을 위해， 수신기는 FIC를 디코딩하고 방송사 ID, 서비스 수， BASE_DP_ID와 같은 정보를 획득할 수 있다. 고속 서비스 획득을 위해, FIC뿐만 아 니라 베이스 데이터 파이프도 BASE_DP_ID를 이용해서 디코딩 될 수 있다. 베이스 데이터 파이프가 전송하는 콘텐트를 제외하고, 베이스 데이터 파이프는 노멀 데이 터 파이프와 정확히 동일한 방식으로 인코딩되어 프레임에 매핑된다. 따라서， 베이 스 데이터 파이프에 대한 추가 설명이 필요하지 않다. FIC 데이터가 생성되어 관리 계층에서 소비된다. FIC 데이터의 콘텐트는 관리 계층 사양에 설명된 바와 같다.  FIC is a dedicated channel that carries cross-layer informat ion to enable high-speed service acquisition and channel scan. The information mainly includes channel binding information between data pipes and services of each broadcaster. For high speed scan, the receiver can decode the FIC and obtain information such as broadcaster ID, service number, and BASE_DP_ID. For high-speed service acquisition, not only the FIC but also the base data pipe can be decoded using BASE_DP_ID. Except for the content transmitted by the base data pipe, the base data pipe is encoded and mapped to the frame in exactly the same way as a normal data pipe. Therefore, no further explanation of the base data pipe is needed. FIC data is generated and consumed at the management layer. The content of the FIC data is as described in the management layer specification.
FIC 데이터는 선택적이고， FIC의 사용은 PLS2의 스태틱 (stat ic , 정적)인 부분 에서 FIC_FLAG 파라미터에 의해 시그널링 된다. FIC가 사용되면， FIC_FLAG는 1로 설정되고, FIC에 대한 시그널링 필드는 PLS2의 스태틱 (stat ic , 정적 )인 부분에서 정의된다. 해당 필드에서 시그널링되는 것은 FIC_VERSI0N이고， FIC_LENGTH—BYTE. FIC는 PLS2와 동일한 변조， 코딩， 타임 인터리빙 파라미터를 사용한다. FIC는 PLS2.M0D 및 PLS2ᅳ FEC와 같은 동일한 시그널링 파라미터를 공유한다. FIC 데이터는 존재한다면 PLS2 후에 매핑되거나， EAC가 존재하는 경우 EAC 직후에 매핑된다. 노 멀 데이터 파이프， 보조 스트림， 또는 더미 샐 중 어느 것도 FIC 앞에 위치하지 않 는다. FIC 셀을 매핑하는 방법은 EAC와 완전히 동일하고， 이는 다시 PLS와 동일하 다. FIC data is optional, and the use of FIC is signaled by the FIC_FLAG parameter in the static part of the PLS2. If FIC is used, FIC_FLAG is set to 1, and the signaling field for FIC is defined in the static part of PLS2. Signaled in this field is FIC_VERSI0N, FIC_LENGTH—BYTE. FIC uses the same modulation, coding, and time interleaving parameters as PLS2. The FIC shares the same signaling parameters as PLS2.M0D and PLS2 'FEC. FIC data is mapped after PLS2 if present, or immediately after EAC if EAC is present. furnace None of the remote data pipes, auxiliary streams, or dummy cells is placed before the FIC. The method of mapping the FIC cell is exactly the same as that of the EAC, which in turn is the same as the PLS.
PLS 후의 EAC가 존재하지 않는 경우， FIC 셀은 (a)의 예에 나타낸 바와 같이 PLS2의 다음 샐부터 셀 인텍스의 오름차순으로 매핑된다. FIC 데이터 사이즈에 따 라， (b)에 나타낸 바와 같이， FIC 셀은 수 개의 심볼에 대해서 매핑된다.  If there is no EAC after PLS, the FIC cells are mapped in ascending order of cell indexes from the next cell of PLS2 as shown in the example of (a). Depending on the FIC data size, as shown in (b), FIC cells are mapped for several symbols.
FIC 샐은 PLS2의 마지막 셀 직후에 뒤따르고， 매핑은 마지막 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 아래방향으로 계속된다. 필요한 FIC 셀의 총 수가 마지막 FSS의 남아 있는 액티브 (act ive) 캐리어의 수를 초과하면， 나머지 FIC 셀의 매핑은 다음 심볼 로 진행되며 이는 FSS와 완전히 동일한 방식으로 계속된다. 이 경우， FIC가 매핑되 는 다음 심볼은 노멀 데이터 심볼이며， 이는 FSS보다 더 많은 액티브 (act ive) 캐리 어를 갖는다.  The FIC sal follows immediately after the last cell of PLS2 and the mapping continues downward until the last cell index of the last FSS. If the total number of required FIC cells exceeds the number of remaining active carriers of the last FSS, the mapping of the remaining FIC cells proceeds to the next symbol, which continues in exactly the same way as the FSS. In this case, the next symbol to which the FIC is mapped is a normal data symbol, which has more active carriers than the FSS.
EAS 메시지가 현 프레임에서 전송되면， EAC는 FIC 보다 먼저 매핑되고 (b)에 나타낸 바와 같이 EAC의 다음 셀부터 FIC 셀은 샐 인덱스의 오름차순으로 매핑된다.  If the EAS message is transmitted in the current frame, the EAC is mapped before the FIC and the FIC cells are mapped in ascending order of cell indexes from the next cell of the EAC as shown in (b).
FIC 매핑이 완료된 후, 하나 이상의 데이터 파이프가 매핑되고， 이후 존재한다 면 보조 스트림， 더미 셀이 뒤따른다.  After the FIC mapping is completed, one or more data pipes are mapped, followed by auxiliary streams and dummy cells if present.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 파이프의 타입을 나타낸다.  20 illustrates a type of data pipe according to an embodiment of the present invention.
(a)는 타입 1 데이터 파이프를 나타내고， (b)는 타입 2 데이터 파이프를 나타 낸다.  (a) shows a type 1 data pipe, and (b) shows a type 2 data pipe.
선행하는 채널， 즉 PLS, EAC, FIC가 매핑된 후， 데이터 파이프의 셀이 매핑된 다. 데이터 파이프는 매핑 방법에 따라 두 타입 중 하나로 분류된다. After the preceding channels, ie PLS, EAC, FIC, are mapped, the cells of the data pipe are mapped. All. Data pipes are classified into one of two types depending on the mapping method.
타입 1 데이터 파이프: 데이터 파이프가 TDM에 의해 매핑된다.  Type 1 data pipes: Data pipes are mapped by TDM.
타입 2 데이터 파이프: 데이터 파이프가 FDM에 의해 매핑된다.  Type 2 data pipes: Data pipes are mapped by FDM.
데이터 파이프의 타입은 PLS2의 스태틱 (stat ic , 정적)인 부분에서 DP TYPE 필 드에 의해 나타낸다. 도 20은 타입 1 데이터 파이프 및 타입 2 데이터 파이프의 매 핑 순서를 나타낸다. 타입 1 데이터 파이프는 우선 샐 인덱스의 오름차순으로 매핑 된 후, 마지막 셀 인덱스에 도달한 후, 심볼 인덱스가 1씩 증가된다. 다음 심볼 내 에서， 데이터 파이프는 p = 0을 시작으로 셀 인텍스의 오름차순으로 계속 매핑된다. 하나의 프레임에서 함께 매핑되는 다수의 데이터 파이프와 함께， 각각의 타입 1 데 이터 파이프는 데이터 파이프의 TDM과 유사하게 시간으로 그루핑된다.  The type of data pipe is indicated by the DP TYPE field in the static part of PLS2. 20 shows a mapping order of type 1 data pipes and type 2 data pipes. Type 1 data pipes are first mapped in ascending order of sal indices, and after reaching the last cell index, the symbol indices are incremented by one. Within the next symbol, the data pipe continues to be mapped in ascending order of cell index, starting with p = 0. With multiple data pipes mapped together in one frame, each Type 1 data pipe is grouped in time similar to the TDM of a data pipe.
타입 2 데이터 파이프는 우선 심볼 인덱스의 오름차순으로 매핑되고, 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 도달한 후， 셀 인덱스는 1씩 증가하고， 심볼 인덱스는 첫 번째 가용 심볼로 되돌아 간 후， 그 심볼 인덱스부터 증가한다. 하나의 프레임에서 다수 의 데이터 파이프를 매핑한 후， 각각의 타입 2 데이터 파이프는 데이터 파이프의 FDM과 유사하게 주파수로 그루핑된다.  Type 2 data pipes are first mapped in ascending order of symbol index, after reaching the last OFDM symbol of the frame, the cell index is increased by 1, and the symbol index is returned to the first available symbol and then increased from that symbol index. . After mapping multiple data pipes in one frame, each type 2 data pipe is grouped with frequency, similar to the FDM of a data pipe.
타입 1 데이터 파이프 및 타입 2 데이터 파이프는 필요시 프레임에서 공존할 수 있는데， 타입 1 데이터 파이프가 항상 타입 2 데이터 파이프에 선행한다는 제한 이 있다. 타입 1 및 타입 2 데이터 파이프를 전달하는 OFDM 셀의 총 수는 데이터 파이프의 전송에 사용할 수 있는 OFDM 셀의 총 수를 초과할 수 없다.  Type 1 data pipes and type 2 data pipes can coexist in frames as needed, with the limitation that a type 1 data pipe always precedes a type 2 data pipe. The total number of OFDM cells carrying Type 1 and Type 2 data pipes cannot exceed the total number of OFDM cells available for transmission of the data pipes.
【수 2】 τ ^ DP2 ― DP [Number 2] τ ^ DP2-DP
이때， DDP1는 타입 1 데이터 파이프가 차지하는 OFDM 셀의 수에 해당하고， DDP2는 타입 2 데이터 파이프가 차지하는 셀의 수에 해당한다. PLS, EAC, FIC가 모 두 타입 1 데이터 파이프와 마찬가지 방식으로 매핑되므로， PLS, EAC, FIC는 모두 "타입 1 매핑 규칙" 에 따른다. 따라서， 대체로 타입 1 매핑이 항상 타입 2 매핑 에 선행한다.  In this case, DDP1 corresponds to the number of OFDM cells occupied by the type 1 data pipe, and DDP2 corresponds to the number of cells occupied by the type 2 data pipe. Since PLS, EAC, and FIC are all mapped in the same way as Type 1 data pipes, PLS, EAC, and FIC all follow the "Type 1 mapping rule". Thus, in general, type 1 mapping always precedes type 2 mapping.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 파이프 매핑을 나타낸다.  21 illustrates data pipe mapping according to an embodiment of the present invention.
(a)는 타입 1 데이터 파이프를 매핑하기 위한 OFDM 샐의 어드레싱을 나타내고， (b)는 타입 2 데이터 파이프를 매핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱을 나타낸다.  (a) shows the addressing of OFDM cells for mapping Type 1 data pipes, and (b) shows the addressing of OFDM cells for mapping Type 2 data pipes.
타입 1 데이터 파이프 (0, ··· , DDP1-1)를 매핑하기 위한 0FOM 셀의 어드레싱은 타입 1 데이터 파이프의 액티브 (act ive) 데이터 샐에 대해 정의된다. 어드레싱 방 식은 각각의 타입 1 데이터 파이프에 대한 타임 인터리빙으로부터의 셀이 액티브 The addressing of the 0FOM cell for mapping the type 1 data pipe (0, ..., DDP1-1) is defined for the active data cell of the type 1 data pipe. The addressing scheme allows cells from time interleaving for each Type 1 data pipe to be active.
(act ive) 데이터 샐에 할당되는 순서를 정의한다. 어드레싱 방식은 또한 PLS2의 다 이나믹 (dynamic , 동적) 부분에서 데이터 파이프의 위치를 시그널링 하는 데 사용된 다. (act ive) Defines the order in which data cells are allocated. The addressing scheme is also used to signal the position of the data pipes in the dynamic part of the PLS2.
EAC 및 FIC 없이, 어드레스 0은 마지막 FSS에서 PLS를 전달하는 마지막 셀에 바로 뒤따르는 셀을 말한다. EAC가 전송되고, FIC가 해당하는 프레임에 없으면， 어 드레스 0은 EAC를 전달하는 마지막 셀에 바로 뒤따르는 샐을 말한다. FIC가 해당하 는 프레임에서 전송되면， 어드레스 0은 FIC를 전달하는 마지막 샐에 바로 뒤따르는 셀을 말한다. 타입 1 데이터 파이프에 대한 어드레스 0은 (a)에 나타낸 바와 같은 두 가지 서로 다른 경우를 고려해서 산출될 수 있다. (a)의 예에서， PLS, EAC, FIC 는 모두 전송된다고 가정한다. EAC와 FIC 중 하나 또는 모두가 생략되는 경우로의 확장은 자명하다. (a)의 좌측에 나타낸 바와 같이 FIC까지 모든 셀을 매핑한 후에 FSS에 남아 있는 셀이 있으면. Without EAC and FIC, address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying PLS in the last FSS. If the EAC is sent and the FIC is not in the corresponding frame, address 0 is the cell immediately following the last cell carrying the EAC. If the FIC is sent in the corresponding frame, address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying the FIC. Address 0 for a type 1 data pipe is as shown in (a). It can be calculated considering two different cases. In the example of (a), it is assumed that PLS, EAC and FIC are all transmitted. The extension to the case where one or both of the EAC and the FIC are omitted is obvious. If there are cells remaining in the FSS after mapping all cells to the FIC as shown on the left side of (a).
타입 2 데이터 파이프 (0， ··· , DDP2-1)를 매핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱은 타입 2 데이터 파이프의 액티브 (act ive) 데이터 셀에 대해 정의된다. 어드레싱 방 식은 각각의 타입 2 데이터 파이프에 대한 타임 인터리빙으로부터의 샐이 액티브 (act ive) 데이터 셀에 할당되는 순서를 정의한다. 어드레싱 방식은 또한 PLS2의 다 이나믹 (dynami c , 동적) 부분에서 데이터 파이프의 위치를 시그널링 하는 데 사용된 다.  The addressing of OFDM cells for mapping the type 2 data pipes (0, ..., DDP2-1) is defined for the active data cells of the type 2 data pipes. The addressing scheme defines the order in which cells from time interleaving for each Type 2 data pipe are allocated to the active data cells. The addressing scheme is also used to signal the position of the data pipes in the dynamic (dynami c, dynamic) part of PLS2.
(b)에 나타낸 바와 같이， 세 가지 약간 다른 경우가 가능하다. (b)의 좌측에 나타낸 첫 번째 경우에， 마지막 FSS에 있는 셀은 타입 2 데이터 파이프 매핑에 사 용될 수 있다. 중앙에 나타낸 두 번째 경우에, FIC는 노멀 심볼의 셀을 차지하지만， 해당 심볼에서의 FIC 샐의 수는 CFSS보다 크지 않다. (b)의 우측에 나타낸 세 번째 경우는 해당 심볼에 매핑된 FIC 셀의 수가 CFSS를 초과한다는 점을 제외하고 두 번 째 경우와 동일하다. As shown in (b), three slightly different cases are possible. In the first case shown on the left side of (b), the cell in the last FSS can be used for type 2 data pipe mapping. In the second case shown in the center, the FIC occupies a cell of a normal symbol, but the number of FIC cells in that symbol is not larger than the C FSS . The third case shown on the right side of (b) is the same as the second case except that the number of FIC cells mapped to the symbol exceeds C FSS .
PLS, EAC, FIC가 타입 1 데이터 파이프와 동일한 "타입 1 매핑 규칙" 에 따르 므로， 타입 1 데이터 파이프가 타입 2 데이터 파이프에 선행하는 경우로의 확장은 자명하다.  Since PLS, EAC, and FIC follow the same "Type 1 mapping rules" as Type 1 data pipes, the extension to the case where Type 1 data pipes precede Type 2 data pipes is obvious.
데이터 파이프 유닛 (DPU)은 프레임에서 데이터 셀올 데이터 파이프에 할당하는 기본 단위이다. Data pipe units (DPUs) allocate data cells to data pipes in a frame It is a basic unit.
DPU는 프레임에서 데이터 파이프의 위치를 찾아내기 위한 시그널링 단위로 정 의된다. 셀 매퍼 (7010)는 각각의 데이터 파이프에 대해 타임 인터리빙에 의해 생성 된 샐을 매핑할 수 있다. 타임 인터리버 (5050)는 일련의 타임 인터리빙 블록을 출 력하고， 각각의 타임 인터리빙 블톡은 XFECBLOCK의 가변 수를 포함하고， 이는 결국 셀의 집합으로 구성된다. XFECBLOCK에서의 샐의 수 Ncel ls는 FECBLOCK 사이즈， Nldpc , 컨스텔레이션 심볼당 전송되는 비트 수에 의존한다. DPU는 주어진 피지컬 프로파일 에서 지원되는 XFECBLOCK에서의 셀의 수 Ncel ls의 모든 가능한 값의 최대 공약수로 정의된다. 샐에서의 DPU의 길이는 LDPU로 정의된다. 각각의 피지컬 프로파일은 FECBLOCK 사이즈의 서로 다른 조합 및 컨스텔레이션 심볼당 다른 비트 수를 지원하 므로， LDPU는 피지컬 프로파일을 기초로 정의된다. DPU is defined as a signaling unit for locating a data pipe in a frame. The cell mapper 7010 may map a cell generated by time interleaving for each data pipe. The time interleaver 5050 outputs a series of time interleaving blocks, each time interleaving block containing a variable number of XFECBLOCKs, which in turn consists of a set of cells. The number of N in XFECBLOCK Sal cel ls depends on the number of bits FECBLOCK size, N ldpc, the constellation transmitted per symbol. The DPU is defined as the greatest common divisor of all possible values of the number of cells N cel ls in XFECBLOCK supported in a given physical profile. The length of the DPU in the sal is defined as L DPU . Since each physical profile supports different combinations of FECBLOCK sizes and different bits per constellation symbol, the L DPU is defined based on the physical profile.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEC 구조를 나타낸다ᅳ  22 illustrates an FEC structure according to an embodiment of the present invention.
도 22는 비트 인터리빙 전의 본 발명의 일 실시예에 따른 FEC 구조를 나타낸다. 전술한 바와 같이， 데이터 FEC 인코더는 외부 코딩 (BCH) 및 내부 코딩 (LDPC)을 이 용하여 FECBLOCK 절차를 생성하기 위해 입력 BBF에 FEC 인코딩을 실행할 수 있다. 도시된 FEC 구조는 FECBLOCK에 해당한다. 또한， FECBLOCK 및 FEC 구조는 LDPC 코드 워드의 길이에 해당하는 동일한 값을 갖는다.  22 shows an FEC structure according to an embodiment of the present invention before bit interleaving. As described above, the data FEC encoder may perform FEC encoding on the input BBF to generate the FECBLOCK procedure using outer coding (BCH) and inner coding (LDPC). The illustrated FEC structure corresponds to FECBLOCK. In addition, the FECBLOCK and FEC structures have the same value corresponding to the length of the LDPC code word.
도 22에 도시된 바와 같이， BCH 인코딩이 각각의 BBF(Kbch 비트)에 적용된 후， LDPC 인코딩이 BCH-인코딩된 BBF(Kldpc 비트 = Nbch 비트)에 적용된다. As shown in Figure 22, the BCH encoding is applied to the then applied to each BBF (K bch bit), LDPC encoding is encoded BCH- BBF (K bch ldpc bits = N-bit).
Nidpc의 값은 64800 비트 (통 FECBLOCK) 또는 16200 비트 (쇼트 FECBLOCK)이다. 아래의 표 28 및 표 29는 통 FECBLOCK 및 쇼트 FECBLOCK 각각에 대한 FEC 인코 라미터를 나타낸다. The value of Nidpc is 64800 bits (tong FECBLOCK) or 16200 bits (short FECBLOCK). Tables 28 and 29 below show FEC encoder parameters for barrel FECBLOCK and short FECBLOCK, respectively.
[표 28】  TABLE 28
【표 【table
Figure imgf000073_0001
Figure imgf000073_0001
BCH 인코딩 및 LDPC 인코딩의 구체적인 동작은 다음과 같다.  Specific operations of BCH encoding and LDPC encoding are as follows.
12-에러 정정 BCH 코드가 BBF의 외부 인코딩에 사용된다. 쇼트 FECBLOCK 및 통 FECBLOCK에 대한 BBF 생성 다항식은 모든 다항식을 곱함으로써 얻어진다.A 12-error correcting BCH code is used for the outer encoding of the BBF. SHORT FECBLOCK AND TONG The BBF-generated polynomial for FECBLOCK is obtained by multiplying all polynomials.
LDPC 코드는 외부 BCH 인코딩의 출력을 인코딩하는 데 사용된다. 완성된 Bldpc (FECBLOCK)를 생성하기 위해， Pldpc (패리티 비트)가 각각의 I ldpc (BCH - 인코딩된 BBF)로부터 조직적으로 인코딩되고, I ldpc에 첨부된다. 완성된 Bldpc (FECBLOCK)는 다 음의 수학식으로 표현된다. LDPC codes are used to encode the output of the outer BCH encoding. To generate a completed Bldpc (FECBLOCK), P ldpc (parity bit) is encoded systematically from each I ldpc (BCH-encoded BBF) and appended to I ldpc . The finished B ldpc (FECBLOCK) is expressed by the equation of sound.
【수 3】  [Number 3]
Bldpc ~ [
Figure imgf000074_0001
1 통 FECBLOCK 및 쇼트 FECBLOCK에 대한 파라미터는 위의 표 28 및 29에 각각 주 어진다. Bldpc ~ [
Figure imgf000074_0001
The parameters for Single FECBLOCK and Short FECBLOCK are given in Tables 28 and 29 above, respectively.
통 FECBLOCK에 대해 Nldpc - Kldpc 패리티 비트를 계산하는 구체적인 절차는 다음 과 같다. N ldpc barrel for FECBLOCK - specific procedures for calculating the K ldpc parity bits is as follows.
1) 패리티 비트 초기화  1) Parity bit initialization
【수 4】
Figure imgf000074_0002
[Number 4]
Figure imgf000074_0002
2) 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 첫 번째 행에서 특정된 패리티 비트 어 드레스에서 첫 번째 정보 비트 i0 누산 (accumul ate) . 패리티 체크 매트릭스의 어드 레스의 상세한 내용은 후술한다. 예를 들면， 비율 13/15에 대해， 2) Accumulate the first information bit i 0 in the parity bit address specified in the first row of the address of the parity check matrix. The details of the address of the parity check matrix will be described later. For example, for ratio 13/15
【수 5】
Figure imgf000075_0001
[Number 5]
Figure imgf000075_0001
Figure imgf000075_0002
Figure imgf000075_0002
3) 다음 359개의 정보 비트 is, s=l, 2, 359에 대해， 다음의 수학식을 이 용하여 패리티 비트 어드레스에서 is 누산 (accumulate). 3) For the next 359 information bits is, s = l, 2, 359, accumulate i s at parity bit address using the following equation.
【수 6】  [Number 6]
+ mod 360) X QUpc } mod (Nldpc - Ki<lpc ) 여기서， χ는 첫 번째 비트 i0에 해당하는 패리티 비트 누산기의 어드레스를 나 타내고， QkiPC는 패리티 체크 매트릭스의 어드레서에서 특정된 코드 레이트 (code rate) 의존 상수이다. 상기 예인， 비율 13/15에 대한， 따라서 정보 비트 ^에 대한 + Mod 360) XQ Upc} mod (N ldpc - K i <lpc) where, χ is put or take the address of the parity bit accumulator corresponding to the first bit i 0, Qki PC is specified in the addressable of the parity check matrix Is a code rate dependent constant. For the above example, for the ratio 13/15, thus for the information bit ^
Qidpc = 24에 계속해서， 다음 동작이 실행된다. Subsequent to Qidpc = 24, the next operation is executed.
【수 7]  [Wed 7]
= /½ © = / ½ ©
Figure imgf000075_0003
Figure imgf000075_0003
= I ® = /½S체 = I ® = / ½ S sieve
Psiio = s:o Φ 'Ί 4) 361번째 정보 비트 i360에 대해， 패리티 비트 누산기의 어드레스는 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 두 번째 행에 주어진다. 마찬가지 방식으로， 다음 359 개의 정보 비트 is , s= 361， 362, …， 719에 대한 패리티 비트 누산기의 어드레스는 수학식 6을 이용하여 얻어진다. 여기서， X는 정보 비트 i360에 해당하는 패리티 비 트 누산기의 어드레스， 즉 패리티 체크 매트릭스의 두 번째 행의 엔트리를 나타낸 다. Psiio = s: o Φ 'Ί 4) For the 361th information bit i 360 , the address of the parity bit accumulator is given in the second row of the address of the parity check matrix. In the same way, the next 359 information bits i s , s = 361, 362,... The address of the parity bit accumulator for 719 is obtained using equation (6). Here, X represents the address of the parity bit accumulator corresponding to information bit i 360 , that is, the entry of the second row of the parity check matrix.
5) 마찬가지 방식으로, 360개의 새로운 정보 비트의 모든 그룹에 대해, 패리티 체크 매트릭스의 어드레스로부터의 새로운 행은 패리티 비트 누산기의 어드레스를 구하는 데 사용된다. 5) Similarly, for every group of 360 new information bits, a new row from the address of the parity check matrix is used to find the address of the parity bit accumulator.
모든 정보 비트가 이용된 후, 최종 패리티 비트가 다음과 같이 얻어진다.  After all the information bits are used, the final parity bits are obtained as follows.
6) i=l로 시작해서 다음 동작을 순차적으로 실행 6) Execute the following actions sequentially starting with i = l
【수 8]  [Wed 8]
Pi = Ρι © Pi-ι , i = 1,2,..., Nldpc - Kidpc - 1 여기서 pi , i=0, l , . . .Nldpc-Kldpc-l의 최종 콘텐트는 패리티 비트 Pi와 동일하다. 【표 30] 코드 레이트 Pi = Ρι © Pi-ι, i = 1,2, ..., N ldpc - K idpc - 1 where pi, i = 0, l, . . The final content of .N ldpc -K ldpc -l is the same as the parity bit Pi . Table 30 Code Rates
Qldpc  Qldpc
(code rate)  (code rate)
5/15 120  5/15 120
6/15 108  6/15 108
7/15 96  7/15 96
8/15 84 9/15 72 8/15 84 9/15 72
10/15 60  10/15 60
11/15 48  11/15 48
12/15 36  12/15 36
13/15 24  13/15 24
표 30을 표 31로 대체^ -고， 통 FECBL0CK에 대한 패리티 체크 매트릭스의 어드 레스를 쇼트 FECBL0CK에 대한 패리티 체크 매트릭스의 어드레스로 대체하는 것을 제외하고， 쇼트 FECBL0CK에 대한 해당 LDPC 인코딩 절차는 통 FECBL0CK에 대한 t LDPC 인코딩 절차에 따른다. 【표 31]  The corresponding LDPC encoding procedure for short FECBL0CK is to FECBL0CK except that Table 30 is replaced with Table 31, except that the address of the parity check matrix for full FECBL0CK is replaced with the address of the parity check matrix for short FECBL0CK. For t LDPC encoding procedure. Table 31
Figure imgf000077_0001
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 비트 인터리빙올 나타낸다. LDPC 인코더의 출력은 비트 인터리빙되는데, 이는 QCB (quas i-cycl ic block) 인터리빙 및 내부 그룹 인터리빙이 뒤따르는 패리티 인터리빙으로 구성된다. (a)는 QCB 인터리빙을 나타내고， (b)는 내부 그룹 인터리빙을 나타낸다.
Figure imgf000077_0001
23 illustrates bit interleaving according to an embodiment of the present invention. The output of the LDPC encoder is bit interleaved, consisting of parity interleaving followed by QCB interleaving and internal group interleaving. (a) shows QCB interleaving, and (b) shows internal group interleaving.
FECBL0CK은 패리티 인터리빙될 수 있다. 패리티 인터리빙의 출력에서， LDPC 코 드워드는 통 FECBL0CK에서 180개의 인접하는 QCB으로 구성되고， 쇼트 FECBL0CK에서 45개의 인접하는 QCB으로 구성된다. 통 또는 쇼트 FECBL0CK에서의 각각의 QCB는 360비트로 구성된다. 패리티 인터리빙된 LDPC 코드워드는 QCB 인터리빙에 의해 인 터리빙된다. QCB 인터리빙의 단위는 QCB이다. 패리티 인터리빙의 출력에서의 QCB는 도 23에 나타낸 바와 같이 QCB 인터리빙에 의해 퍼뮤테이션되는데， 여기서 FECBL0C 길이에 따라 Ncel ls = 64800/η,Ο(1또는 16200/η^이다. QCB 인터리빙 패턴은 변조 타입 및 LDPC 코드 레이트 (code rate)의 각 조합에 고유하다. FECBL0CK may be parity interleaved. At the output of parity interleaving, the LDPC codeword consists of 180 contiguous QCBs in the full FECBL0CK and 45 contiguous QCBs in the short FECBL0CK. Each QCB in the barrel or short FECBL0CK consists of 360 bits. Parity interleaved LDPC codewords are interleaved by QCB interleaving. The unit of QCB interleaving is QCB. The QCB at the output of parity interleaving is permutated by QCB interleaving as shown in Figure 23, where N cel ls = 64800 / η, Ο (1 or 16200 / η ^ depending on the FECBL0C length. The QCB interleaving pattern is modulated. Unique to each combination of type and LDPC code rate.
QCB 인터리빙 후에， 내부 그룹 인터리빙이 아래의 표 32에 정의된 변조 타입 및 차수 (T d)에 따라 실행된다. 하나의 내부 그룹에 대한 QCB의 수 NQCB_IG도 정의된 다. After QCB interleaving, inner group interleaving is performed according to the modulation type and order T d defined in Table 32 below. The number of QCBs N QCB _ Option for one internal group is also defined.
【표 32]  Table 32
Figure imgf000078_0001
Figure imgf000078_0001
내부 그룹 인터리빙 과정은 QCB 인터리빙 출력의 NQCB_IG개의 QCB로 실행된다. 내부 그룹 인터리빙은 360개의 열 및 NQCBJG개의 행을 이용해서 내부 그룹의 비트를 기입하고 판독하는 과정을 포함한다. 기입 동작에서， QCB 인터리빙 출력으로부터의 비트가 행 방향으로 기입된다. 판독 동작은 열 방향으로 실행되어 각 행에서 m개의 비트를 판독한다. 여기서 m은 NUC의 경우 1과 같고 NUQ의 경우 2와 같다. The inner group interleaving process is performed with N QCB _ IG QCBs of the QCB interleaving output. Inner group interleaving involves writing and reading bits of an inner group using 360 columns and N QCBJG rows. In a write operation, bits from the QCB interleaving output are written in the row direction. The read operation is performed in the column direction to read m bits in each row. Where m is equal to 1 for NUC and equal to 2 for NUQ.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 셀 -워드 디.멀티플렉싱을 나타낸다.  24 illustrates cell-word demultiplexing according to an embodiment of the present invention.
도 24에서， (a)는 8 및 12 bpcu MIM0에 대한 셀 -워드 디멀티플렉싱을 나타내고 (b)는 10 bpcu MIM0에 대한 셀 -워드 디멀티플렉싱을 나타낸다.  In FIG. 24, (a) shows cell-word demultiplexing for 8 and 12 bpcu MIM0 and (b) shows cell-word demultiplexing for 10 bpcu MIM0.
비트 인터리빙 출력의 각각의 셀 워드 (Co, ! , d, ! , ( od- )는 하나의 Each cell word (Co,!, D,!, (Od-) of the bit interleaved output is one
XFECBL0CK에 대한 셀 -워드 디멀티플렉싱 과정을 설명하는 (a)에 나타낸 바와 같이 (dli0,ra, d m... , di, m0d-i,n ) 및 (d2,o,m, d2,1)m... , d^^-i. 로 디멀티플렉싱된다. As shown in (a) illustrating the cell-word demultiplexing process for XFECBL0CK , (d li0 , ra , d m ..., di, m0 di, n) and (d 2 , o, m , d 2 , 1) m ..., d ^^-i. Demultiplexed by
MIM0 인코딩을 위해 다른 타입의 NUQ를 이용하는 10 bpcu MIM0 경우에， NUQ- 1024에 대한 비트 인터리버가 재사용된다. 비트 인터리버 출력의 각각의 셀 워드 (co,i , ci,, , …， 는 (b)에 나타낸 바와 같이 (di,0,m, di,!,,... , di,3,J 및 (d2.0,m, d2.i,m- , d2,5, 로 디멀티플렉싱된다. In the case of 10 bpcu MIM0 using a different type of NUQ for MIM0 encoding, the bit interleaver for NUQ-1024 is reused. Each cell word of the bit interleaver output (co, i, ci ,, ..., ..., is (di, 0 , m , di,!, ..., di, 3 , J and ( d 2 0, m, d 2 .i, m -. is demultiplexed by, d 2, 5,.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 타임 인터리빙을 나타낸다.  25 illustrates time interleaving according to an embodiment of the present invention.
(a) 내지 (c)는 타임 인터리빙 모드의 예를 나타낸다.  (a) to (c) show examples of the time interleaving mode.
타임 인터리버는 데이터 파이프 레벨에서 동작한다. 타임 인터리빙의 파라미터 는 각각의 데이터 파이프에 대해 다르게 설정될 수 있다.  The time interleaver operates at the data pipe level. The parameters of time interleaving can be set differently for each data pipe.
PLS2-STAT 데이터의 일부에 나타나는 다음의 파라미터는 타임 인터리빙을 구성 한다. DP_TI_TYPE (허용된 값: 0 또는 1) : 타임 인터리빙 모드를 나타낸다. 0은 타임 인터리빙 그룹당 다수의 타임 인터리빙 블록 (하나 이상의 타임 인터리빙 블록)을 갖는 모드를 나타낸다. 이 경우， 하나의 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에 (프레임간 인터리빙 없이) 직접 매핑된다. 1은 타임 인터리빙 그룹당 하나의 타임 인터리빙 블록만을 갖는 모드를 나타낸다. 이 경우， 타임 인터리빙 블록은 하나 이 상의 프레임에 걸쳐 확산된다 (프레임간 인터리빙) . The following parameters appearing in the PLS2-STAT data part form time interleaving. DP_TI_TYPE (allowed values: 0 or 1): Represents the time interleaving mode. 0 indicates a mode with multiple time interleaving blocks (one or more time interleaving blocks) per time interleaving group. In this case, one time interleaving group is directly mapped to one frame (without interframe interleaving). 1 indicates a mode having only one time interleaving block per time interleaving group. In this case, the time interleaving block is spread over one or more frames (interframe interleaving).
DP_TI_LENGTH : DP_TI_TYPE = '0' 이면, 해당 파라미터는 타임 인터리빙 그룹 당 타임 인터리빙 블록의 수 ΝΤΙ이다. DP_TI_TYPE = '1' 인 경우， 해당 파라미터는 하나의 타임 인터리빙 그룹으로부터 확산되는 프레임의 수 PI이다. DP_TI_LENGTH: If DP_TI_TYPE = '0', this parameter is the number N T ΤΙ of time interleaving blocks per time interleaving group. If DP_TI_TYPE = '1', this parameter is the number PI of frames spread from one time interleaving group.
DP_NUM_BLOCK_MAX (허용된 값: 0 내지 1023) : 타임 인터리빙 그룹당 XFECBLOCK 의 최대 수를 나타낸다.  DP_NUM_BLOCK_MAX (allowed values: 0 to 1023): Represents the maximum number of XFECBLOCKs per time interleaving group.
DP_FRAME_INTERVAL (허용된 값: 1， 2， 4 , 8)： 주어진 피지컬 프로파일의 동일 한 데이터 파이프를 전달하는 두 개의 순차적인 프레임 사이의 프레임의 수 IJUMP를 나타낸다. DP_FRAME_INTERVAL (allowed values: 1, 2, 4, 8): Represents the number of frames I JUMP between two sequential frames carrying the same data pipe of a given physical profile.
DP_TI_BYPASS (허용된 값: 0 또는 1) : 타임 인터리빙이 데이터 프레임에 이용 되지 않으면， 해당 파라미터는 1로 설정된다. 타임 인터리빙이 이용되면， 0으로 설 정된다.  DP_TI_BYPASS (allowed values: 0 or 1): If time interleaving is not used for the data frame, this parameter is set to 1. If time interleaving is used, it is set to zero.
추가로， PLS2-DYN 데이터로부터의 파라미터 DP_NUM_BL0CK은 데이터 그룹의 하 나의 타임 인터리빙 그룹에 의해 전달되는 XFECBLOCK의 수를 나타낸다.  In addition, the parameter DP_NUM_BL0CK from PLS2-DYN data indicates the number of XFECBLOCKs carried by one time interleaving group of the data group.
타임 인터리빙이 데이터 프레임에 이용되지 않으면, 다음의 타임 인터리빙 그 룹, 타임 인터리빙 동작， 타임 인터리빙 모드는 고려되지 않는다. 그러나 스케줄러 부터의 다이나믹 (dynamic , 동적 ) 구성 정보를 위한 딜레이 컴펜세이션 (del ay compensat ion, 지연보상) 블록은 여전히 필요하다. 각각의 데이터 파이프에서， SSD/MIM0 인코딩으로부터 수신한 XFECBLOCK은 타임 인터리빙 그룹으로 그루핑된다. 즉， 각각의 타임 인터리빙 그룹은 정수 개의 XFECBLOCK의 집합이고, 다이나믹 (dynamic , 동적)으로 변화하는 수의 XFECBLOCK을 포함할 것이다. 인덱스 n의 타임 인터리빙 그룹에 있는 XFECBLOCK의 수는 NxBL0CILGroup(n)로 나타내고, PLS2-DYN 데이터 에서 DP_NUM_BL0CK으로 시그널링된다. 이때 NxBL0CK_Group(n)은 최소값 0에서 가장 큰 값이 1023인 최대값 NxBL0CK_Group— MAX (DP_NUM_BLOCK_MAX에 해당)까지 변화할 수 있다. 각각의 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에 직접 매핑되거나 PI개의 프레임 에 걸쳐 확산된다. 또한 각각의 타임 인터리빙 그룹은 하나 이상 (ΝΉ개)의 타임 인 터리빙 블톡으로 분리된다. 여기서 각각의 타임 인터리빙 블록은 타임 인터리버 메 모리의 하나의 사용에 해당한다. 타임 인터리빙 그룹 내의 타임 인터리빙 블록은 약간의 다른 수의 XFECBLOCK을 포함할 수 있다. 타임 인터리빙 그룹이 다수의 타임 인터리빙 블록으로 분리되면， 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에만 직접 매핑 된다. 아래의 표 33에 나타낸 바와 같이， 타임 인터리빙에는 세 가지 옵션이 있다 (타임 인터리빙을 생략하는 추가 옵션 제외) . If time interleaving is not used for a data frame, the next time interleaving Loop, time interleaving operation, and time interleaving mode are not considered. However, there is still a need for a del ay compensat ion block for dynamic configuration information from the scheduler. In each data pipe, the XFECBLOCK received from the SSD / MIM0 encoding is grouped into a time interleaving group. That is, each time interleaving group is a set of integer XFECBLOCKs and will contain a number of dynamically varying XFECBLOCKs. The number of XFECBLOCKs in the time interleaving group at index n is represented by N xBL0CILGroup (n) and signaled as DP_NUM_BL0CK in the PLS2-DYN data. In this case, N xBL0CK _ Group (n) may change from the minimum value 0 to the maximum value N xBL0CK _ Group — MAX (corresponding to DP_NUM_BLOCK_MAX) with the largest value being 1023. Each time interleaving group is either directly mapped to one frame or spread over PI frames. Each time interleaving group is also separated into one or more ( ΝΉ ) time interleaving blocks. Each time interleaving block corresponds to one use of time interleaver memory. The time interleaving block in the time interleaving group may include some other number of XFECBLOCKs. If the time interleaving group is divided into a plurality of time interleaving blocks, the time interleaving group is directly mapped to only one frame. As shown in Table 33 below, there are three options for time interleaving (except for the additional option of omitting time interleaving).
【표 33]  Table 33
Ψᄃ: 설명  Ψ: Description
옵션 1 (a)에 나타낸 바와 같이 각각의 타임 인터리빙 그룹은 하나의 타임 인터리빙 블록을 포함하고 하나의 프레임에 직접 매핑된 As shown in option 1 (a), each time interleaving group is one Contains a time interleaving block and directly mapped to one frame
다. 해당 옵션은 DP_TI_TYPE = Ό' 및 DP_TI_LENGTH =  All. These options are DP_TI_TYPE = Ό 'and DP_TI_LENGTH =
Ί' (Ντ尸 1)에 의해 PLS2-STAT에서 시그널링된다. Signaled in PLS2-STAT by 에 '(Ν τ尸 1).
각각의 타임 인터리빙 그룹은 하나의 타임 인터리빙 블록을 포 함하고 하나 이상의 프레임에 매핑된다. (b)는 하나의 타임 인  Each time interleaving group contains one time interleaving block and is mapped to one or more frames. (b) is one time-in
터리빙 그룹이 두 개의 프레임， 즉 DP_TIᅳ LENGTH = '2'  The ribbing group has two frames, DP_TI ᅳ LENGTH = '2'
읍션 2 (Ρ 2) 및 DP_FRAME_INTERVAL ( Ij匿 = 2)에 매핑、되는 예를 나타  Shows an example of mapping to Action 2 (Ρ 2) and DP_FRAME_INTERVAL (Ij 匿 = 2).
낸다. 이것은 낮은 데이터을 서비스에 더 높은 시간 다이버시 티를 제공한다. 해당 옵션은 DP_TI_TYPE = ᅳ 1' 에 의해 PLS2- STAT에서 시그널링된다.  Serve This provides higher time diversity in servicing low data. This option is signaled in the PLS2-STAT by DP_TI_TYPE = # 1 '.
(C)에 나타낸 바와 같이 각각의 타임 인터리빙 그룹은 다수의 타임 인터리빙 블록으로 분리되고 하나의 프레임에 직접 매¾ 된다. 각각의 타임 인터리빙 블록은 데이터 파이프에 대해 최 옵션 3 대의 비트율 (bi t rate)을 제공하도록 풀 (ful l ) 타임 인터리빙  As shown in (C), each time interleaving group is divided into a plurality of time interleaving blocks and mapped directly into one frame. Each time interleaving block provides full time interleaving to provide up to three optional bit rates for the data pipes.
메모리를 사용할 수 있다. 해당 읍션은 P l이면서 DP_TI_TYPE = '0' 및 DP_TI_LENGTH = Ντ^ 의해 PLS2-STAT에서 시그널링 Memory can be used. The instruction is P l and signaled in PLS2-STAT by DP_TI_TYPE = '0' and DP_TI_LENGTH = Ν τ ^
된다.  do.
각각의 데이터 파이프에서， 타임 인터리빙 메모리는 입력된 XFECBLOCK (SSD/MIMO 인코딩 블특으로부터 출력된 XFECBLOCK)을 저장한다. 입력된 XFECBLOCK  In each data pipe, the time interleaving memory stores the input XFECBLOCK (XFECBLOCK output from SSD / MIMO encoding block). Input XFECBLOCK
정의된다고 가정한다. 여기서， ^ '.Μ는 η번째 타임 인터리빙 그룹의 s번째 타임 인 터리빙 블록에서 r번째 XFECBLOCK의 q번째 셀이고, 다음과 같은 SSD 및 MIM0 인코 딩의 출력을 나타낸다. d , the output of SSD · . · encoding Assume that it is defined. Here, ^ '. Μ is the q-th cell of the r-th XFECBLOCK in the s-th time interleaving block of the η-th time interleaving group, and represents the output of the following SSD and MIM0 encodings. d, the output of SSD. Encoding
"'s'r'q ~ "'s'r'q ~
Figure imgf000083_0001
, the output of MIMO encoding 또한， 타임 인터리버 (5050)로부터 출력된 XFECBL0CK은 ,。， ，" " ,… 成 ^ "("'^A )로 정의된다고 가정한다ᅳ 여기서， 는 n번째 타임 인터리빙 그룹의 s번째 타임 인터리빙 블록에서 i번째
Figure imgf000083_0001
, the output of MIMO encoding The XFECBL0CK output from the time interleaver 5050 is..., "",.成 ^ "("'^ A) is assumed to be defined here, where i is the i th in the s th time interleaving block of the n th time interleaving group.
( ' = ° · · > 1 ) 출력 셀이다 . ('= ° · ·> 1 ) output cell.
일반적으로, 타임 인터리버는 프레임 생성 과정 이전에 데이터 파이프 데이터 에 대한 버퍼로도 작용할 것이다. 이는 각각의 데이터 파이프에 대해 2개의 메모리 뱅크로 달성된다. 첫 번째 타임 인터리빙 블록은 첫 번째 뱅크에 기입된다. 첫 번 째 뱅크에서 판독되는 동안 두 번째 타임 인터리빙 블록이 두 번째 뱅크에 기입된 다.  In general, the time interleaver will also act as a buffer for the data pipe data before the frame generation process. This is accomplished with two memory banks for each data pipe. The first time interleaving block is written to the first bank. While reading from the first bank, the second time interleaving block is written to the second bank.
타임 인터리빙은 트위스트된 행-열 블록 인터리버이다. n번째 타임 인터리빙 그룹의 S번째 타임 인터리빙 블록에 대해， 열의 수 Nc
Figure imgf000083_0002
'" ("， 와 동일한 반면， 타임 인터리빙 메모리의 행의 수 는 셀의 수 와 동일하다 (즉，Time interleaving is a twisted row-column block interleaver. Number of columns N c for the S th time interleaving block of the n th time interleaving group
Figure imgf000083_0002
The number of rows in time interleaving memory is equal to the number of cells,
Ν, = Ν Ν, = Ν
이하에서는 방송 신호 송신기의 방송 신호 송신 방법으로서, 특히Hereinafter, a broadcast signal transmission method of a broadcast signal transmitter, in particular
CP (Cont inual Pi lots)를 구성하는 방법에 대하여 설명하도록 한다. 이하에서， 연속 파일럿은 CP 또는 컨티뉴얼 파일럿으로， 분산 파일럿은 SP 또는 스캐터드 (scattered) 파일럿으로 지칭할 수 있다. How to configure CP (Cont Inual Pi lots) will be described. In the following, continuous pilots are CP or continuous pilots and distributed pilots are SP or scattered. It may be referred to as a (scattered) pilot.
상술한 바와 같이 도 8은 도 4의 OFDM 생성 모듈에 대한 상세한 록도를 나타 낸다. 도 8에서， 파일럿 및 리저브드 (reserved) 톤 (tone) 삽입 ( insert ion) 모들 (8000)은 전송 신호의 신호 블록마다 정해진 위치에 특정 패턴의 CP를 삽입한다. 이하에서 파일럿 및 리저브드 톤 삽입 모들은 파일럿 신호 삽입 모들 또는 레퍼런 스 시그널 삽입 및 PAPR 리덕션 모듈이라고 지칭할 수도 있다. 도 8에서， 2D-eSFN Encoding 모들 (8010)은 실시예에 따라서 생략되거나， 비슷하거나 동일한 기능을 갖 는 다른 모들에 의해 대체될 수 있다. 또한， 실시예에 따라서 프리앰블 삽입 모들 (8050) 과 other system insert ion 모들 (8060) 사이에 웨이브품 프로세싱 모들이 포함될 수도 있다. 웨이브폼 프로세싱 모듈은 옵셔널한 블록으로서, 전송 웨이브품 에 대해 out— of-emi ssion 등의 특성을 반영하여 웨이브품을 조정하는 것으로, pulse shaping f i l ter와 유사하게 동작한다. 다만 웨이브폼 프론세싱 모들 (8040)은 구현에 따라 생략되거나， 비슷하거나 동일한 기능을 갖는 다른 모듈에 의해 대체될 수도 있다. 도 26는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 동기화 & 복조 모들 의 상세 블록도를 나타낸 도면이다. As described above, FIG. 8 shows a detailed lock diagram of the OFDM generation module of FIG. 4. In FIG. 8, the pilot and reserved tone insert ion modules 8000 insert a CP of a specific pattern at a predetermined position for each signal block of the transmission signal. Hereinafter, the pilot and reserved tone insertion modes may be referred to as pilot signal insertion modes or reference signal insertion and PAPR reduction modules. In FIG. 8, the 2D-eSFN Encoding modules 8010 may be omitted or replaced by other models having similar or identical functions according to the embodiment. In addition, wave product processing modules may be included between the preamble insert modules 8050 and other system insert ion modules 8060. The waveform processing module is an optional block that adjusts the waveform to reflect the out-of-emission characteristics of the transmitted waveform. It works similarly to the pulse shaping filter. However, the waveform processing modules 80 40 may be omitted depending on the implementation, or may be replaced by other modules having similar or identical functions. FIG. 26 is a detailed block diagram of synchronization & demodulation modules of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention. FIG.
도 26은 도 9에서 나타낸 동기화 & 복조 모들 (9000)에 포함되는 서브 모듈들을 Μ·'타낸다. 26 is a produce other Μ · 'sub-module included in the synchronization and demodulation modeul (9000) shown in Fig.
J  J
동기화 /복조 모들)은 방송 신호를 튜닝하는 튜너 (26010) , 수신한 아날로그 신 호를 디지털 신호로 변환하는 ADC 모듈 (26020; ADC), 수신 신호에 포함된 프리앰블 을 검출하는 프리앰플 디텍팅 모듈 (26030; Preamble Detector), 수신 신호에 포함 된 가드 시뭔스를 검출하는 가드 시퀀스 디텍팅 모들 (26040; Guard Sequence Dector), 수신 신호에 FFT를 수행하는 웨이브폼 트랜스품 모들 (29050; Waveform Transform), 수신 신호에 포함된 파일럿 신호를 검출하는 레퍼런스 신호 디텍팅 모 들 (26060; Reference Signal Detector), 추출된 가드 시퀀스를 사용하여 채널 등화 를 수행하는 채널 등화 모들 (26070; Channel equalizer), 및 인버스 웨이브폼 트랜 스품 모들 (29100; inverse waveform transform), 시간 영역에서 파일럿 신호를 검 출하는 타임 도메인 레퍼런스 시그널 디텍팅 모듈 (26090; Time domain reference signal detector) 및 프리앰블 및 파일럿 신호를 사용하여 수신 신호의 시간 /주파 수 동기화를 수행하는 시간 /주파수 동기화 모들 (26100; Time/Freq Sync)을 포함한 다. 인버스 웨이브품 트랜스품 모들 (29080)은 FFT의 역에 대항하는 변환을 수행하 는 모들로서, 이는 실시예에 따라서 생략되거나， 동일 또는 유사한 기능을 수행하 는 다른 모들로 대체될 수 있다. Synchronization / demodulation mode) is a tuner (26010) for tuning broadcast signals, received analog scenes. ADC module (26020; ADC) for converting a call into a digital signal, a preamble detector (26030) for detecting a preamble included in a received signal, and a guard sequence detecting a guard sequence included in the received signal. Guarding Module (26040), Waveform Transform (29050) for performing FFT on the received signal, Reference Signal Detecting (26060) for detecting the pilot signal included in the received signal Detector, channel equalizers (26070; Channel equalizer) for performing channel equalization using extracted guard sequences, and inverse waveform transform (29100), time for detecting pilot signals in time domain Time / Frequency of received signal using domain reference signal detection module (26090) and preamble and pilot signals The including; (Time / Freq Sync 26100) the time / frequency synchronization modeul performing temper. Inverse wave product transformers 29080 are mods that perform a transform against the inverse of the FFT, which may be omitted or replaced with other mods that perform the same or similar function, depending on the embodiment.
도 26에서， 수신기가 복수의 안테나로 수신한 신호를 복수의 경로를 통해 처리 하는 경우로 동일 모들들이 병렬로 도시되어 있으며， 동일 모들에 대해 중복 설명 은 하지 않는다.  In FIG. 26, when the receiver processes signals received by a plurality of antennas through a plurality of paths, the same models are shown in parallel, and the same modules are not described repeatedly.
본 발명에서 수신기는 레퍼런스 시그널 디텍팅 모들 (26060) 및 타임 도메인 레 퍼런스 시그널 디텍팅 모들 (26090)을 사용하여 파일럿 신호를 디텍팅 및 사용할 수 있다. 레퍼런스 시그널 디텍팅 모들 (26060)은 주파수 도메인에서 파일럿 신호를 검 출하고, 수신기는 검출된 파일럿 신호의 특성을 사용하여 동기화 및 채널 추정을 수행할 수 있다. 타임 도메인 레퍼런스 시그널 디텍팅 모들 (26090)은 수신된 신호 의 시간 도메인에서 파일럿 신호를 검출하고， 수신기는 검출된 파일럿 신호의 특성 을 사용하여 동기화 및 채널 추정을 수행할 수 있다. 본 명세서에서는 주파수 도메 인에서 파일럿 신호를 검출하는 모들 (26060) 및 시간 도메인에서 파일럿 신호를 검 출하는 모듈 (26090)을 중 적어도 하나를 파일럿 신호 디텍팅 모듈로 지칭할 수 있 다. 또한 본 명세서에서 레퍼런스 신호는 파일럿 신호를 의미하는 것이다. In the present invention, the receiver can detect and use a pilot signal using the reference signal detecting modules 2260 and the time domain reference signal detecting modules 226090. The reference signal detecting module (26060) detects pilot signals in the frequency domain. The receiver may perform synchronization and channel estimation using the characteristics of the detected pilot signal. The time domain reference signal detecting modes 2690 may detect a pilot signal in the time domain of the received signal, and the receiver may perform synchronization and channel estimation using the characteristics of the detected pilot signal. In the present specification, at least one of a module (26060) for detecting a pilot signal in the frequency domain and a module (26090) for detecting a pilot signal in the time domain may be referred to as a pilot signal detecting module. In the present specification, the reference signal means a pilot signal.
수신기는 수신 신호에 포함된 CP 패턴을 디텍팅하고， 디텍팅된 CP 패턴을 사용 하여 coarse AFCXAuto— Frequency Control ) , f ine AFC 및 CPE (Common Phase Error correct ion)을 통해 동기화를 수행할 수 있다.  The receiver detects a CP pattern included in a received signal, and performs synchronization through coarse AFCXAuto—frequency control (FC), ine AFC, and common phase error correct ion (CPE) using the detected CP pattern.
본 발명은 다양한 목적 및 효과를 만족시키는 CP 패턴을 디자인하고자 한다. 먼저， 본 발명에서 제안하는 CP 패턴은， 주어진 NoC(Number of act ive Carr ier) 및 주어진 SP 패턴에 대해 각 ( DM 심볼에서의 NoA(Number of Act ive data carr ier)의 수를 일정하게 유지함으로써, 시그널링 정보를 저감하고 타임 인터리버 및 캐리어 매핑의 인터랙션을 단순화 (simpl i fy)하고자 한다. 또한， 본 발명은 이러한 조건을 달성하기 위해 NoC 및 SP 패턴에 따라 CP 패턴을 변경하고자 한다. 또한， 본 발명 의 CP 패턴은 스꽥트럼에 대해 대략적으로 균등한 분배 (roughly even distribut ion over spectrum) 및 스펙트럼에 대해 랜덤한 위치 분배 (random posit ion distribut ion over spectrum)를 만족하여， 주파수 선택적 채널에 대항 (combat )할 수 있도록 SP-베어링 (bearing) CP 및 넌 (non) SP-베어링 (bearing) CP를 적절하게 ( fai r ly) 선택하고자 한다. 그리고 CP 의 전체 오버헤드 (overal l overhead)를 보존 (preserve)하도록 NoC가 증가함에 따라 CP 포지션의 수가 증가하도록 CP 패턴을 구 성하고자 한다. The present invention intends to design a CP pattern that satisfies various objects and effects. First, the CP pattern proposed in the present invention is maintained by keeping the number of NoA (Number of Active Data Carrier) in each DM symbol for a given NoC (Number of act ive Carier) and a given SP pattern. In addition, the present invention aims to reduce signaling information and simplify the interaction of time interleaver and carrier mapping, and the present invention also attempts to change the CP pattern according to the NoC and SP patterns to achieve such a condition. The CP pattern of the invention satisfies roughly even distribut ion over spectrum and random posit ion distribut ion over spectrum, thus competing against the frequency selective channel. SP-bearing CP and non SP-bearing CP as appropriate (fai r ly) You want to select. In addition, the CP pattern is configured to increase the number of CP positions as the NoC increases to preserve the overall overhead of the CP.
CP의 패턴 또는 위치 정보는 송신기 및 수신기의 메모리에 인덱스-테이블로 저 장할 수 있다. 그러나 방송 시스템에서 사용하는 SP 패턴이 다양해지고 NoC의 모드 가 증가함에 따라 인덱스-테이블의 크기가 증가하여 메모리에서 차지하는 부분이 증가되는 분리함이 발생하게 되었다. 따라서， 본 발명은 이러한 문제점을 해결하면 서, 상술한 CP 패턴의 목적 및 효과를 만족할 수 있는 CP 패턴을 제공하고자 한다. 본 발명에서는 NoC가 가장 작은 값을 기준으로 CP를 랜덤하게 위치시키는 위치 정보를 인덱스-테이블화한다. 그리고 더 큰 값을 갖는 NoC에 대해서는 인덱스 -테이 블의 분포 패턴을 반전 또는 사이클릭-쉬프팅 후 반전함으로써 CP 패턴을 확장하고 자 한다. 따라서 적은 양의 인덱스 -테이블로도 NoC가 큰 신호 전송시의 CP 패턴까 지 도출할 수 있어 메모리 사용 효율을 높일 수 있는 것이다. 본 발명의 CP 패턴은 기본 인덱스-테이블의 CP 패턴을 확장되는 NoC , SP 모드에도 적용할 수 있으며， 스 펙트럼 상에서 CP의 위치를 균등 (even)하면서 랜덤 (random)하게 분포시킬 수 있다. 이하에서， 서브 인덱스 테이블로 저장되는 서브 CP 패턴들 및 추가되는 서브 CP 패 턴들을 CP 세트라고 지칭할 수도 있다. CP 세트는 인덱스 테이블로 저장될 수 있으 며， 인덱스 테이블은 CP 세트에 포함되는 파일럿들의 포지션 밸류들을 포함하는 테 이블이다. 이러한 본 발명의 CP 패턴 제공 방법에 대해 이하에서 더욱 상세히 설명 하도톡 한다. 도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 세트를 나타낸 도면이다. The pattern or position information of the CP may be stored as an index-table in the memory of the transmitter and the receiver. However, as the SP pattern used in the broadcasting system is diversified and the mode of the NoC increases, the size of the index-table increases, resulting in an increase in the portion of the memory. Accordingly, the present invention is to solve this problem, to provide a CP pattern that can satisfy the purpose and effect of the above-described CP pattern. In the present invention, NoC index-tables position information for randomly positioning CPs based on the smallest value. For the NoC having a larger value, the CP pattern is extended by inverting the index-table distribution pattern or inverting it after cyclic-shifting. Therefore, even a small index-table can derive even the CP pattern when transmitting a large NoC signal, thereby improving memory usage efficiency. The CP pattern of the present invention can be applied to the extended NoC and SP modes of the basic index-table, and can evenly and randomly distribute CP positions on the spectrum. Hereinafter, the sub CP patterns stored in the sub index table and the added sub CP patterns may be referred to as a CP set. The CP set may be stored as an index table, and the index table is a table that includes position values of pilots included in the CP set. The CP pattern providing method of the present invention will be described below in more detail. 27 illustrates a CP set according to an embodiment of the present invention.
본 발명에서， CP 패턴은 적어도 하나의 CP 세트들을 포함한다. 이 경우， CP 세 트에서 CP의 포지션은 PRBS(Pseudo-Random Binary Sequence)를 사용하여 랜덤하고 균등 분배되는 포지션으로 인덱스-테이블에 설정될 수 있다. 다시 말하면， CP 포지 션들은 PN 생성기 (generator )를 사용하여 주어진 NoC에 대해 랜덤하게 선택될 수 있다. OFDM 심볼당 NoA는 SP-베어링 CP 및 넌 SP-베어링 CP를 적절히 조정하여 일정 하게 유지된다.  In the present invention, the CP pattern includes at least one CP set. In this case, the CP position in the CP set may be set to the index-table in a random and evenly distributed position using a pseudo-random binary sequence (PRBS). In other words, CP positions may be randomly selected for a given NoC using a PN generator. NoA per OFDM symbol is kept constant by appropriately adjusting the SP-bearing CP and the non-SP-bearing CP.
도 27의 실시예에서， 1 심볼은 49개의 캐리어를 포함한다. SP은 Dx (주파수 방 향 파일럿 디스턴스) =3， Dy (시간 방향 파일럿 디스턴스) =4인 경우의 실시예이다. CP 세트는 7개의 CP-베어링 SP과 3개의 넌 CP-베어링 SP를 포함하며 , 2개의 에지 케리어를 포함한다. 그리고 SP의 수를 감안한 NoA의 수는 심볼당 35개로 유지된다. 도 27의 CP 세트는 실시예로서， 상술한 조건을 만족하는 범위 내에서 CP들의 위치는 변경될 수도 있다. 도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 세트의 인덱스 테이블 및 스펙트럼 도 면을 나타낸다.  In the embodiment of FIG. 27, one symbol includes 49 carriers. SP is an embodiment where Dx (frequency direction pilot distance) = 3 and Dy (time direction pilot distance) = 4. The CP set includes seven CP-bearing SPs and three non-CP-bearing SPs and two edge carriers. And considering the number of SPs, the number of NoAs is maintained at 35 per symbol. The CP set of FIG. 27 is an embodiment, and positions of CPs may be changed within a range satisfying the above-described condition. 28 shows an index table and a spectral diagram of a CP set according to an embodiment of the present invention.
도 28은 도 27에와 같은 방법으로 생성한 파일럿 세트에 대한 위치 정보를 나 타내는 인덱스 테이블의 실시예를 나타낸다. 도 28의 인덱스 테이블은 8K FFT 모드 (NoC : 6817)， SP 모드 (Dx : 3 , Dy : 4)인 경우의 실시예이다. 우측 도면은 인덱스 테이 블을 스펙트럼 관점에서 도식화한 결과를 나타낸다. 도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이다. 도 29는 상술한 CP 패턴 구성 방법으로서, 4개의 CP 세트들을 멀티플렉싱하는 방법을 나타낸 개념도이다. 4개의 CP 세트들 각각은 도 29에서 PNl , PN2 , PN3 및 PN4로 나타내었다. 이 방법은 아래와 같이 수행될 수 있다. FIG. 28 illustrates an embodiment of an index table indicating position information of a pilot set generated in the same manner as in FIG. 27. The index table of FIG. 28 is an embodiment in the case of 8K FFT mode (NoC: 6817) and SP mode (Dx: 3, Dy: 4). Right drawing shows index table Shows the results of plotting the spectra from a spectral point of view. 29 is a view showing a CP pattern configuration method according to an embodiment of the present invention. FIG. 29 is a conceptual diagram illustrating a method of multiplexing four CP sets as the CP pattern configuration method described above. Each of the four CP sets is represented by PNl, PN2, PN3 and PN4 in FIG. 29. This method can be performed as follows.
레퍼런스 인덱스-테이블을 구성할 때 전체 테이블을 일정 크기의 서브 인텍스- 테이블로 나누며, 각 서브 인덱스 테이블에 대해 서로 다른 PN 발생기 (또는 서로 다른 seed)를 이용하여 CP 포지션을 생성할 수 있다. 도 29는 각각 8K/16K/32K의 FFT 모드에 대해 4개의 서브 인덱스 테이블들 (PNl , PN2 , PN3 and PN4)을 4개의 서 로 다른 PN 발생기로 발생시켜 전체 레파런스 인덱스 테이블을 구성하는 방법을 나 타낸다.  When constructing the reference index table, the entire table is divided into sub index tables of a certain size, and CP positions can be generated by using different PN generators (or different seeds) for each sub index table. FIG. 29 illustrates a method of generating a total reference index table by generating four sub-index tables (PNl, PN2, PN3 and PN4) with four different PN generators for the FFT mode of 8K / 16K / 32K, respectively. Indicates
전송 모드에 따라 송신기는 8K 모드의 경우 PN1의 CP 위치 정보를 사용하여 CP 패턴을 구성할 수 있다. 송신기는 16K모드의 경우 PN1과 PN2의 CP 위치 정보를 순 차적으로 나열하여 전체 CP 포지션을 분포시키고， 32K모드의 경우 PN1과 PN2의 CP 위치 정보에 PN3과 PN4의 CP 위치 정보를 순차적으로 나열하여 전체 CP 포지션을 분포시킬 수 있다.  According to the transmission mode, the transmitter may configure a CP pattern using CP location information of the PN1 in the 8K mode. In 16K mode, the transmitter sequentially distributes CP position information by sequentially listing CP position information of PN1 and PN2, and in 32K mode, CP position information of PN3 and PN4 is sequentially listed in CP position information of PN1 and PN2. The entire CP position can be distributed.
이러한 방식으로， CP를 주어진 스펙트럼상에서 균등하면서 랜덤하게ᅳ분포시키 도록 위치시키는 조건이 만족될 수 있다. 도 30은 도 29의 실시예에 대한 인덱스 테이블 구성 방법을 나타낸 도면이다. 도 30은 도 29의 실시예에 대해， Dx=3 , Dy=4를 갖는 SP 패턴을 고려하여 CP 위치 정보를 발생시킨 인텍스 테이블을 나타낸다. 8K/16K/32K FFT 모드에서 NoC는 각각 6817/13633/27265에 해당한다. 각 서브 인덱스 테이불들의 CP 위치 값은 8K FFT 모드를 기본으로 저장되며， 16K 이상의 FFT 모드를 지원하는 경우 추가적으로 필요한서브 인덱스 테이블 값들을 일정 양 만큼 더하거나 쉬프팅하여 적용한다. 서브 인덱스 테이블 PNl , PN2 , PN3의 마지막 위치값 (Dx*Dy의 정수배이며， 원으 로 마킹된 부분)은 해당 서브 인덱스 테이블이 확장될 때 필요한 값을 나타낸다. 예를 들면, FFT 모드의 확장에 따라 서브 인덱스 테이블이 확장될 때, 마지막 위치 값은 다음과 같은 를에 따라 사용될 수 있다. In this way, the condition of placing the CP to be uniformly and randomly distributed over a given spectrum can be satisfied. 30 is a diagram illustrating a method of constructing an index table for the embodiment of FIG. 29. FIG. 30 illustrates an index table in which CP position information is generated in consideration of an SP pattern having Dx = 3 and Dy = 4 in the embodiment of FIG. 29. In 8K / 16K / 32K FFT modes, the NoCs correspond to 6817/13633/27265, respectively. CP position values of each sub-index table are stored based on the 8K FFT mode, and when the FFT mode of 16K or more is supported, additionally required sub-index table values are added or shifted by a predetermined amount. The last position value (an integer multiple of Dx * Dy and a circle marked portion) of the sub index tables PN1, PN2, and PN3 represents a value required when the corresponding sub index table is extended. For example, when the sub index table is extended according to the expansion of the FFT mode, the last position value may be used according to the following.
i ) 8K FFT 모드 적용시 서브 인덱스 테이블 PN1의 마지막 위치 값은 적용되지 않음  i) Last position value of sub index table PN1 is not applied when 8K FFT mode is applied.
i i ) 16K FFT 모드 적용시 서브 인덱스 테이블 PN1의 마지막 위치 값은 적용되 고， sub index-table PN2의 마지막 위치 값은 적용되지 않음  i i) When 16K FFT mode is applied, the last position value of sub index table PN1 is applied, and the last position value of sub index-table PN2 is not applied.
i i i ) 32K FFT 모드 적용시 서브 인덱스 테이블 PN1/2/3의 마지막 위치 값 모두 적용됨  i i i) All values of the last position of the sub index table PN1 / 2/3 are applied when 32K FFT mode is applied.
【수 9】 SK(k) = PNl(k), for \≤k≤ Sp - 1 [Number 9] SK (k) = PNl (k), for \ ≤k≤ S p -1
Figure imgf000091_0001
Figure imgf000091_0001
where S = Sm] + Sm2 where S = S m] + S m2
SpNU = ^PN\ + ^PN2 + V3  SpNU = ^ PN \ + ^ PN2 + V3
수학식 9는 도 29 내지 도 30에서 설명한 CP 패턴 구성 방법을 나타낸다. 수학 식 9에서 CP_8K/16K/32K(k)는 각각 8K/16K/32K모드에 대한 CP 패턴을， ΡΝ_1/2/3/4 는 서브 인덱스 테이블 명칭 (sub index-table name)을， SPN_l/2/3/4는 PN1/2/3/4의 서브 인덱스 테이블 사이즈 (the size of sub index-table of PN1/2/3/4)를, a 1/2/3은 각각 추가되는 CP 위치들을 균등하게 분배하게 위한 쉬프팅 값 (a shifting value to distribute evenly the added CP pot it ions)을 나타낸다. CP 패턴의 생성 방법은 도 29 내지 도 30에서 설명한 바와 같다. CP_8K(k) 및 CP_16K(k)의 수식에 서, -1은 멀티플렉싱을 위한 추가 포지션 넘버 (additional position number required for multiplexing^ 나타낸다 . 도 31은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면 o 도 31의 실시예에서는 도시된 바와 같이 PN1, PN2, PN3, PN4의 CP 세트들을 멀 티플렉싱하여 FFT 모드에 맞는 CP 패턴을 제공하고자 한다. 이 실시예에서， 8K 모 드의 경우 PN1을， 16K 모드의 경우 PN1과 PN2를， 32K의 경우 PNl , PN2, PN3 및 PN4 를 정해진 를에 의해 멀티플렉싱하여 CP 시뭔스를 생성한다. 상술한 바와 같이 PN1 , PN2, PN3 , PN4의 CP 세트들은 상이한 PN 생성기를 통해 생성되나, 이를 도 29 및 도 30과 다른 방법으로 합성하는 실시예이다. Equation 9 shows the CP pattern configuration method described with reference to FIGS. 29 to 30. In Equation 9, CP_8K / 16K / 32K (k) denotes a CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, respectively, and ΡΝ_1 / 2/3/4 denotes a sub index-table name, and SPN_l / 2. / 3/4 equals the size of sub index-table of PN1 / 3/3/4, and a 1/2/3 equals CP positions added separately A shifting value to distribute evenly the added CP pot it ions. The generation method of the CP pattern is as described with reference to FIGS. 29 to 30. In the equations of CP_8K (k) and CP_16K (k), -1 represents an additional position number required for multiplexing ^ Figure 31 illustrates a method of constructing a CP pattern according to another embodiment of the present invention. In the embodiment of FIG. 31, the CP sets of PN1, PN2, PN3, and PN4 are remote from each other. It is intended to provide a CP pattern suitable for FFT mode by tipping. In this embodiment, CP sequence is generated by multiplexing PN1 in 8K mode, PN1 and PN2 in 16K mode, and PN1, PN2, PN3, and PN4 in 32K by a predetermined value. As described above, CP sets of PN1, PN2, PN3, and PN4 are generated through different PN generators, but are synthesized in a method different from those of FIGS. 29 and 30.
도 31의 CP 패턴 구성 방법의 경우, 8K모드 기준 하나의 파일럿 덴서티 (densi ty) 블톡을 Nblk로 표현하고， 1개의 Nblk 안에는 FFT 모드에 따라서 16K는 2 개, 32K는 4개의 파일럿 덴서티 블록이 포함되는 것으로， 각 FFT 모드에 따라서 CP 세트들을 멀티폴렉싱하여 CP 패턴을 생성한다. 그리고 PN1의 경우， 8K, 16K, 32K에 대해서， PN2는 16K, 32K에 대해서 피지컬 스펙트럼 (physi cal spectrum)에서 동일한 포지션 (posit ion)에 위치하도록 파일럿 세트를 구성할 수 있다.  In the CP pattern configuration method of FIG. 31, one pilot density bltok based on 8K mode is expressed as Nblk, and in one Nblk, two 16K blocks and 32K four pilot density blocks according to the FFT mode. In this case, CP patterns are generated by multiplexing CP sets according to each FFT mode. In the case of PN1, for 8K, 16K, and 32K, the pilot set may be configured such that PN2 is located at the same position in the physical spectrum for the 16K and 32K.
이 방법의 경우 각각의 CP 세트인 PN1-PN4는 랜덤하고 균등 분포 (even spread) 한 분포를 가지도록 생성할 수 있으며 자기 상관 (auto correlat ion)의 특성이 우 수하도톡 설계할 수 있다. 16K에 추가적으로 위치가 결정되는 PN2는， 8K에서 정해 진 PN1의 위치에 대해서， 자기 상관 (auto correlat ion) 및 균등 분포 (even di stribut ion)의 특성이 우수하도톡 최적화시켜 결정할 수 있다. 마찬가지로 32K에 추가적으로 위치가 결정휙는 PN3 ,4의 경우， 16K에서 정해진 위치를 기반으로 상기 특성을 최적화 시켜 시뭔스 (sequence)를 생성할 수 있다. 특히， PN1의 경우， 8K, 16K, 32K에 대해서， PN2는 16K, 32K에 대해서 피지컬 스펙트럼에서 동일한 포지션 에 위치하도톡 생성되므로, 수신 측에서 동기화 알고리즘을 단순화 (simpl i fy)할 수 있다. 더불어， 각 PN들은 스펙트럼에 이븐 (even)하도록 분배되어 있어， 특정 채널 에 의한 영향이 완화시킬 수 았다. 또한 시퀀스 발생에 있어， 스펙트럼의 양쪽 에 지 (edge) 스펙트럼의 일정 부분은 CP를 배치하지 않아， ICFO (integral carrier frequency offset)이 발생하였을 때， CP의 일부분이 소실되는 것을 다소 완화시킬 수 있다. 도 32는 도 31의 실시예에 따른 파일럿 패턴 구성 방법을 더욱 상세하게 나타 낸 도면이다. In this method, each CP set PN1-PN4 can be generated to have a random and even spread distribution, and can be designed with excellent auto correlat ion characteristics. In addition to 16K, PN2, which is determined in position, can be determined by optimizing the position of PN1 determined at 8K by excellent autocorrelat ion and even distribut ion. Likewise, in the case of PN3,4 having a location determined in addition to 32K, a sequence may be generated by optimizing the above characteristics based on a location determined at 16K. In particular, for PN1, for 8K, 16K, and 32K, PN2 is generated at the same position in the physical spectrum for 16K and 32K, thus simplifying the synchronization algorithm on the receiving side. have. In addition, each PN is evenly distributed in the spectrum, reducing the effects of certain channels. In addition, in sequence generation, a portion of both edge spectra of the spectrum do not arrange CPs, and thus, when an integral carrier frequency offset (ICFO) occurs, a portion of the CP may be somewhat alleviated. 32 is a diagram illustrating the pilot pattern configuration method according to the embodiment of FIG. 31 in more detail.
도 32에서， PN1~PN4의 파일럿 세트들은 CP가 랜덤하몌 균등 분배된 시퀀스들 이라 가정한다. 더불어 상술한 바와 같이 PNl, PN2, PN3, PN4 각각은 8K, 16 , 32K 에 대해 상관 (correlation) 및 균등 분배 (even distribution)의 특성을 만족하도톡 최적화 (optimization)될 수 있다.  In FIG. 32, it is assumed that the pilot sets of PN1 to PN4 are randomly and evenly distributed sequences of CP. In addition, as described above, each of PN1, PN2, PN3, and PN4 may be optimized to satisfy the characteristics of correlation and even distribution for 8K, 16, and 32K.
도 32의 실시예는 채널 추정 (channel estimation)을 위한 SP 패턴이 주파수 방 향 (frequency direct ion)의 거리 Dx가 8， 시간 방향 (time direct ion)의 거리 Dy가 2에 대해 기술되어 있으나， 다른 패턴에 대해서도 적용이 가능하다. 도 32에서와 같이， 81 (의 경우 PN1을 16K의 경우 PN1과 PN2, 32K의 경우 PNl, PN2, PN3, PN4을 정해진 멀티플렉싱 규칙 (multiplexing rule)에 의해 생성하여 전체 파일럿 패턴이 구성될 수 있다.  In the embodiment of FIG. 32, the SP pattern for channel estimation has a distance Dx of frequency direct ion of 8 and a distance Dy of time direct ion of 2. Application is also possible for patterns. As shown in FIG. 32, 81 (PN1 in case of 16K, PN1 and PN2 in case of 16K, PN1, PN2, PN3, and PN4 in case of 32K may be generated by a predetermined multiplexing rule.
도 32에서, 도 31에서와 같이 8K 기준 하나의 파일럿 덴서티 블록 (pi lot density block)을 NMk으로 표현하고， 하나의 Nblk 안에 FFT 모드에 따라 각각 16K 는 2개， 32K는 4개의 파일럿 덴서티 블록들을 포함하는 것을 나타내었다. 그리고， 각기 FFT mode에 따라 정해진 PN들의 멀티플렉싱 규칙에 의해 생성되는 CP 패턴을 나타내었다. 각 FFT mode에 설정되는 CP는 경우에 따라， SP와 겹치거나 (SP-bear ing CP) , 겹치지 않도록 (non SP-bear ing CP) 위치할 수 있다. In FIG. 32, as shown in FIG. 31, a pilot lot block of 8K reference (pi lot density block) is expressed as NMk, and each 16K in one Nblk according to the FFT mode. Is 2 and 32K is shown to include 4 pilot reliability blocks. In addition, the CP patterns generated by the multiplexing rules of the PNs determined according to the FFT mode are shown. The CP set in each FFT mode may be positioned so as not to overlap (SP-bearing CP) or non-overlapping (SP-bearing CP).
도 32의 실시예에서는， 주파수 영역에서 각 FFT 모드에서 동일한 위치에 파일 럿이 위치하도톡 설정하기 위해， SP 베어링 및 넌 -SP 베어링한 위치에 CP가 위치시 키는 멀티플렉싱 를 (rule)이 적용된다.  In the embodiment of FIG. 32, multiplexing where the CP is positioned at the SP bearing and the non-SP bearing position is applied to set the pilot at the same position in each FFT mode in the frequency domain. do.
SP 베어링 CP의 경우 기설정된 바와 같이 심볼에 따라 스케터드 파일럿의 오프 셋에 따른 패턴에 대해 랜덤하며， 균등 분포가 되도록 SP 베어링 세트를 이루는 8K 모드의 길이에 대등되는 PNl , PN2 , PN3 , PN4를 설정되며， 각 PN은 FFT mode에 따라 정해진 멀티플렉싱 규칙에 의해 위치하게 된다. 상술하면, 16K 모드에서 PN1에 추 가되는 PN2는, PN1이 위치하는 스캐터드 파일럿의 오프셋 패턴을 제외한 나머지에 위치하도톡 PN2에 대한 위치의 오프셋을 설정하거나, 혹은 정해진 패턴위치에 설정 되도특 산출될 수 있다. 마찬가지로 32K의 경우 PN3 , 4는 PN1 , 2가 위치하는 스패터 드 파일럿의 오프셋 패턴을 제외한 나머지에 위치하도록 설계한다.  In the case of the SP bearing CP, PNl, PN2, PN3, and PN4 are randomized to the pattern according to the offset of the scattered pilot according to the symbol, and are equal to the length of the 8K mode constituting the SP bearing set to have an even distribution. Each PN is located by a multiplexing rule determined according to the FFT mode. In detail, the PN2 added to the PN1 in the 16K mode sets the offset of the position with respect to the PN2, except for the offset pattern of the scattered pilot where the PN1 is located, or is set to a predetermined pattern position. Can be. Similarly, in the case of 32K, PN3 and 4 are designed to be located except the offset pattern of the spattered pilot where PN1 and 2 are located.
Non-SP bear ing CP의 경우 각 PN1-4의 위치를 Nblk 단위로 확장하여， 도 32에 서와 같이 16K 모드의 경우 PN1의 위치가 유지되고， 32K 모드의 경우 PN1+PN2의 위 치가 유지되도록 CP 패턴을 결정할 수 있다.  In the case of non-SP bearing CP, the position of each PN1-4 is extended in Nblk units so that the position of PN1 is maintained in the 16K mode and the position of PN1 + PN2 is maintained in the 32K mode as shown in FIG. CP patterns can be determined.
【수 10] 1) SP bearing set： PN\sp(k), PN2sp(k),PN3sp(k),PN4sp(k) [10] 1) SP bearing set ： PN \ sp (k), PN2 sp (k), PN3 sp (k), PN4 sp (k)
CPsp_SK(k) = PN\sp(k), CP sp _SK (k) = PN \ sp (k),
Figure imgf000095_0001
Figure imgf000095_0001
CP_SK(k) = {CPxp _SK(k),CPnonsp _SK(k)} CP_SK (k) = {CP xp _SK (k), CP nonsp _SK (k)}
CP_\6K{k) = {CPsp _\6K{k),CPnonsp _\6K(k)} CP_ \ 6K (k) = {CP sp _ \ 6K (k), CP nonsp _ \ 6K (k)}
CP_32K(k) = {CPsp _32K(k),CP„onsp _32K(k)} CP_32K (k) = {CP sp _32K (k), CP „ onsp _32K (k)}
【수 111 [Number 111
2) Non SP bearing set： PN 0„sp^, PN onsp , PN 4 2) Non SP bearing set ： PN 0 „ sp ^, PN onsp , PN 4
CP _SK(k) = PN\ (k),  CP _SK (k) = PN \ (k),
Figure imgf000095_0002
수학식 10 및 수학식 11은 도 31 내지 도 32에서 설명한 CP 구성 방법을 나타 낸다. 수학식 10은 도 31 내지 도 32의 CP 패턴 구성 방법에서， SP-베어링 CP의 포 지셔닝 방법을， 수학식 11은 도 31내지 도 32의 CP 패턴 구성 방법에서， 넌 SP-베 어링 CP의 포지셔닝 방법을 각각 수식으로 나타낸다.
Figure imgf000095_0002
Equations 10 and 11 illustrate the CP configuration method described with reference to FIGS. 31 to 32. Equation 10 is a method of constructing the CP pattern of FIGS. 31 to 32. For the positioning method, Equation 11 shows the positioning method of the non-SP bearing CP in the CP pattern configuration method of FIGS. 31 to 32, respectively.
수학식 10 및 수학식 11에서 CPᅳ 8K/16K/32K(k)는 각각 CP 패턴 for 8K/16K/32K 모드를, CPsp_8K/16K/32K(k)는 각각 SP-베어링 CP 패턴 for 8K/16K/32K 모드를， CPnonsp_8K/16K/32K(k)는 각각 넌 SP-베어링 CP 패턴 for 8K/16K/32K 모드를 나타낸 다. PNlsp , PN2sp , PN3sp 및 PN4sp는 SP 베어링 파일럿에 대한 4개의 수도 랜덤 시 뭔스들 (Pseudo random sequences for SP— bear ing pi lots)을， PNlnons , PN2nons , PN3nonsp 및 PMnonsp는 넌 SP-베어링 파일럿에 대한 4개의 수도 랜덤 시퀀스들 (Pseudo random sequences for non SP— bear ing pi lots)을 각각 나타내며， α 16K, α 132Κ, α 232Κ, β 16Κ, β 132K, 232Κ는 각각의 CP 포지션 오프셋을 나타낸다. CP 패턴은 도 31 내지 도 32에서 설명한 바와 같이, SP—베어링 CP 세트와 넌 SP-베 어링 CP 세트가 더해져 생성되며， 각각의 CP 포지션 오프셋은 CP 세트들의 멀티플 렉싱을 위해 기설정되는 값으로서, FFT 모드에 상관없이 동일한 주파수에 CP를 할 당하거나, CP의 특성을 보정하는데 사용할 수 있다. 도 33은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이 다. In Equations 10 and 11, CP ᅳ 8K / 16K / 32K (k) is the CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, and CP sp _8K / 16K / 32K (k) is the SP-bearing CP pattern for 8K, respectively. CP nonsp_8K / 16K / 32K (k) represents the non SP-bearing CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, respectively. PNlsp, PN2sp, PN3sp and PN4sp are the four pseudo random sequences for SP—bearing pi lots, PNlnons, PN2nons, PN3nonsp and PMnonsp are the four non Pseudo random sequences for non SP—bearing pi lots, respectively, and α 16K, α 132 κ, α 232 κ, β 16 κ, β 132 K, and 232 κ indicate respective CP position offsets. As described with reference to FIGS. 31 to 32, the CP pattern is generated by adding an SP-bearing CP set and a non-SP-bearing CP set. Each CP position offset is a value that is preset for multiplexing of CP sets. Regardless of the FFT mode, the CP can be assigned to the same frequency or used to correct the characteristics of the CP. 33 is a view showing a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 33에서 도시된 바와 같이 PN1 , PN2 , PN3 , PN4의 CP 세트들을 멀티플렉싱하 여 FFT 모드에 맞는 CP 패턴을 제공하고자 한다. 즉， 상술한 바와 같이 PNl , PN2 , PN3, PN4의 CP 세트들은 상이한 PN 생성기를 통해 생성되는 랜덤하고 균등 분배된 시퀀스들에 해당한다. 그리고 8K 모드의 경우 PN1을， 16K 모드의 경우 PN1과 PN2를 32K의 경우 PN1, PN2, PN3 및 PN4를 정해진 를에 의해 멀티플렉싱하여 CP 시퀀스를 생성한다. As shown in FIG. 33, CP sets of PN1, PN2, PN3, and PN4 are multiplexed to provide a CP pattern suitable for an FFT mode. That is, as described above, CP sets of PNl, PN2, PN3, and PN4 are randomly and evenly distributed generated through different PN generators. Corresponds to the sequences. The CP sequence is generated by multiplexing PN1 in the 8K mode, PN1 and PN2 in the 16K mode, and PN1, PN2, PN3 and PN4 in the 32K mode.
도 33의 CP 패턴 구성 벙법의 경우， 8K모드 기준 하나의 파일럿 덴서티 블록을 Nblk로 표현하고， 1개의 Nblk 안에는 FFT 모드에 따라서 16K는 2개， 32K는 4개의 파일럿 덴서티 블록이 포함되는 것으로， 각 FFT 모드에 따라서 CP 세트들을 멀티플 렉싱하여 CP 패턴을 생성한다.  In the CP pattern construction method of FIG. 33, one pilot reliability block based on 8K mode is represented by Nblk, and one Nblk includes two 16K pilot blocks and 32K four pilot reliability blocks according to the FFT mode. Also, CP patterns are generated by multiplexing CP sets according to each FFT mode.
【수 12】  [Number 12]
CP _%K{k) = PN\{k),  CP _% K (k) = PN \ (k),
0≤mod(k,2Nblk)<Nhlk Nhlk≤mod{k,2Nhlk)<2Nhlk
Figure imgf000097_0002
0≤mod (k, 2N blk ) <N hlk N hlk ≤mod (k, 2N hlk ) <2N hlk
Figure imgf000097_0002
Q≤mod{kANhlk)<Nhlk Nm≤mod(kANhlk)<2Nhlk 2Nblk≤mod(k,4Nhlk)<3Nl Q≤mod ( kAN hlk ) <N hlk N m ≤mod ( kAN hlk ) <2N hlk 2N blk ≤mod (k, 4N hlk ) <3N l
3Nhlk≤mod(kANMk)<4Nt
Figure imgf000097_0001
Figure imgf000097_0003
3N hlk ≤mod ( kAN Mk ) <4N t
Figure imgf000097_0001
Figure imgf000097_0003
수학식 12는 도 33의 CP 세트들 (PN1~4)을 멀티폴렉싱하는 를을 나타낸다. Equation 12 shows a multi-polling of the CP sets PN1 to 4 of FIG. 33.
수학식 12에서， CP_8K/16K/32K는 각각 CP 패턴 for 8K/16K/32K FFT mode를 PN1 , PN2 , PN3 , PN4는 4개의 수도 랜덤 시퀀스 (pseudo random sequences)를， cei l (X)는 X의 실링 펑션 (cei l funct ion of X, round towards plus inf ini ty)을, mod(X,N)은 모들로 펑션 (modulus after divi sion X/N)을 나타낸다. In Equation 12, CP_8K / 16K / 32K denotes a CP pattern for 8K / 16K / 32K FFT mode, respectively. PN1, PN2, PN3, PN4 represent four pseudo random sequences, cei l (X) represents the sealing function of X, round towards plus inf ini ty, mod (X , N) represents modulos after division X / N.
도 33 및 수학식 12에서와 같이, 8K mode의 CP 패턴은 PN1을 그대로 사용하여 생성될 수있다. 16K 모드의 CP 패턴은 1번째 파일럿 덴서티 블록 (1st Nblk)에는 PN1을, 2번째 파일럿 덴서티 블톡 (2nd Nblk)에는 PN2를 조합하여 생성될 수 있다. 32K 모드의 CP 패턴은， 각 4개의 파일럿 덴서티 블톡에 대해 각각 1st Nblk에 PN1 을， 2nd Nblk에 PN2을， 3rd Nblk에 PN3을, 그리고 4st Nblk에 PN4를 사용하고， 이 들을 멀티플렉싱함으로써 생성될 수 있다.  As shown in FIG. 33 and Equation 12, the CP pattern of 8K mode may be generated using PN1 as it is. The CP pattern of the 16K mode may be generated by combining PN1 in the first pilot signature block (1st Nblk) and PN2 in the second pilot signature block 2nd Nblk. CP patterns in 32K mode can be generated by multiplexing them using PN1 for 1st Nblk, PN2 for 2nd Nblk, PN3 for 3rd Nblk, and PN4 for 4st Nblk for each of the four pilot density blocks. Can be.
수학식 12에서는 PN2 , PN3, PN4가 차례로 배치된다. 다만, 실시예에 따라서 16 모드와 32K모드에 대해 PN2의 CP가 스펙트럼의 유사한 위치에 삽입되도록 하기 위해서, PN2를 3rd Nblk에 위치시킬 수도 있다.  In Equation 12, PN2, PN3, and PN4 are arranged in this order. However, according to the embodiment, PN2 may be positioned at 3rd Nblk so that CP of PN2 is inserted at a similar position of the spectrum for 16 mode and 32K mode.
각 16K와 32K를 조합하기 위한 PNl , PN2 , PN3 및 PN4의 시뭔스들은 각각 FFT 모드에 따라 정해진 오프셋의 위치에 멀티플렉싱되며， 상기 수학식 12에서는 오프 셋의 값을 기본 Nblk의 정해진 정수배의 값의 모듈로 연산을 통해 표현하였으며, 이 값은 실시예에 따라서 다른 값으로 설정될 수도 있다. 도 34는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이 다.  The sequences of PNl, PN2, PN3, and PN4 for combining each 16K and 32K are multiplexed at positions of an offset determined according to the FFT mode, respectively, and in Equation 12, the offset value is a value of an integer multiple of the default Nblk. Expressed through a modulo operation, this value may be set to another value according to an embodiment. 34 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 34는 패턴 리버설 (reversal ) 방법을 이용한 CP 패턴 생성의 실시예를 나타 낸다. 도 34의 방법은， 레퍼런스 인덱스 테이블 구성시 테이블을 일정 크기의 서브 인덱스 테이블로 나누며 , 각 서브 인텍스 테이블에 대해 서로 다른 PN 발생기 (또는 서로 다른 seed)를 사용하여 CP 위치를 생성한다. 즉， 2개의 CP 세트들인 PN1과 PN2를 생성하여 8K 모드에서는 PN1을 사용함으로써 CP 패턴올 생성하고, 16K 모드 에서는 PN1과 PN2를 순차적으로 나열함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. 그리고 32K 모드에서는 16K 모드의 CP 패턴에, PN1과 PN2의 CP 패턴을 반전하여 부가함으 로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. 다시 말하면， 32K 모드에서는 도시한 바와 같이 PN1의 CP 세트와 PN2의 CP 세트를 순차적으로 나열한 16K 모드의 CP 패턴에， 추가 로 리버싱 (리버설)된 PN1의 CP 세트와 리버싱된 PN2의 CP세트를 부가하여 전체 CP 패턴을 구성한다 (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed PNl + reversed PN2) . 34 illustrates an embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method. Serve The method of FIG. 34 divides a table into sub-index tables having a predetermined size when constructing a reference index table, and generates CP positions using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate CP patterns by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by inverting and adding the CP patterns of the PN1 and the PN2 to the CP pattern of the 16K mode. In other words, in the 32K mode, the CP set of the PN1 and the CP set of the reversible PN2 are additionally added to the CP pattern of the 16K mode which sequentially lists the CP set of the PN1 and the CP set of the PN2 as shown in the figure. Add CP to configure the entire CP pattern (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed PNl + reversed PN2).
도 34의 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법은 CP를 주어진 스펙트럼에 대해 균 등하고 랜덤하게 분포하도록 위치시키는 조건을 만족시킨다. 그리고 상술한 포지션 멀티플렉싱 방법들에 비해， 레퍼런스 인덱스 테이블의 크기를 절반으로 줄일 수 있 는 장점을 갖는다. 도 35는 도 34의 실시예에 대한 인덱스 테이블 구성 방법을 나타낸 도면이다. 도 35은 도 34의 실시예에 대해， Dx=3, Dy=4를 갖는 SP 패턴을 고려하여 CP 위 치 정보를 발생시킨 인덱스 테이블을 나타낸다. 8K/16K/32K FFT 모드에서 NoC는 각 각 6817/ 13633/27265에 해당한다. 서브 인덱스 테이블들 (PN1 및 PN2)의 CP 위치 값 은 8K FFT 모드를 기본으로 저장되며， 16K 이상의 FFT 모드를 지원하는 경우 추가 적으로 필요한 서브 인텍스 테이블 값들을 일정 양 만큼 더하거나 쉬프팅하여 적용 한다. 반면에, 32K FFT 모드의 인덱스 테이블은 도 34에서와 같이 PNl , PN2 및 PN1 및 PN2를 반전시켜 획득한 서브 인텍스 테이블들을 사용하여 생성한다 (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed PNl + reversed PN2) . The method of constructing a CP pattern according to the embodiment of FIG. 34 satisfies a condition for locating CP to be equally and randomly distributed over a given spectrum. Compared to the above-described position multiplexing methods, the size of the reference index table can be reduced by half. 35 is a diagram illustrating a method of constructing an index table for the embodiment of FIG. 34. FIG. 35 illustrates an index table in which CP location information is generated in consideration of an SP pattern having Dx = 3 and Dy = 4 in the embodiment of FIG. 34. In the 8K / 16K / 32K FFT mode, the NoC corresponds to 6817/13633/27265, respectively. CP position values of the sub index tables PN1 and PN2 The 8K FFT mode is stored as a default. If the 16K or higher FFT mode is supported, additionally required sub index table values are added or shifted by a certain amount. On the other hand, the 32K FFT mode index table is generated using PNl, PN2 and sub-index tables obtained by inverting PN1 and PN2 as shown in FIG. 34 (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed PNl + reversed PN2).
서브 인덱스 테이블 PNl , PN2의 마지막 위치값 (Dx*Dy의 정수배이며, 원으로 마 킹된 부분)은 해당 서브 인텍스 테이블이 확장될 때 필요한 값을 나타낸다. 예를 들면， FFT 모드의 확장에 따라 서브 인텍스 테이블이 확장될 때， 마지막 위치값은 다음과 같은 를에 따라 사용될 수 있다.  The last position value (an integer multiple of Dx * Dy and a circle-marked portion) of the sub index table PNl and PN2 indicates a value required when the corresponding sub index table is extended. For example, when the sub index table is expanded according to the expansion of the FFT mode, the last position value may be used according to the following.
i ) 8K FFT 모드 적용시 서브 인덱스 테이블 PN1의 마지막 위치 값은 적용되지 않음  i) Last position value of sub index table PN1 is not applied when 8K FFT mode is applied.
i i ) 16 FFT 모드 적용시 서브 인덱스 테이블 PN1의 마지막 위치 값은 적용되 고， 서브 인덱스 테이블 PN2의 마지막 위치 값은 적용되지 않음  i i) When 16 FFT mode is applied, the last position value of sub index table PN1 is applied, and the last position value of sub index table PN2 is not applied.
i i i ) 32K FFT 모드 적용시 한 개의 16K FFT 모드 사용을 위한 인덱스 테이블과 한 개의 16K FFT 모드 사용을 위한 패턴 리버싱된 인덱스 테이블을 사용함. 결과적 으로 서브 인덱스 테이블 PN1의 마지막 위치 값은 두 번 사용되며， 서브 인덱스 테 이블 PN2의 마지막 위치 값은 한번 사용됨 .  i i i) When using 32K FFT mode, use index table for using one 16K FFT mode and pattern reversed index table for using one 16K FFT mode. As a result, the last position value of subindex table PN1 is used twice, and the last position value of subindex table PN2 is used once.
【수 13] CP_ K{k) = PN\(k), for \≤k≤ Spm -1 [13] CP_ K (k) = PN \ (k), for \ ≤k≤ S pm -1
Figure imgf000101_0001
Figure imgf000101_0001
where Smi2 = Spm +SPN2 where S mi2 = S pm + S PN2
S m =^S Phn +SPN2 β = aDxDy 수학식 13은 도 34 내지 도 35에서 설명한 CP 패턴 구성 방법을 나타낸다. 수 학식 13에서 CP_8K/16K/32K(k)는 각각 CP 패턴 for 8K/16K/32K mode를， ΡΝ_1/2/3/4 는 서브 인덱스 테이블 명칭을， SPN_l/2/3/4는 PN1/2/3/4의 서브 인덱스 테이블 사 이즈 (the size of sub index-table of PN1/2/3/4)를, a 1/2/3은 추가되는 CP 포지 션들을 균등하게 분배하기 위한 쉬프탕 값 (a shifting value to distribute evenly the added CP potitions)을 나타낸다. β는 8K FFT모드에서 NoA에 가장 가까운 정 수 값 (an integer value nearest to NoA for 8K FFT mode)을， 예를 들면， ΝοΑ=68Γ7 인 경우 β=6816. CP_8K(k) , CP_16K(k) 및 CPᅳ 32K(k)의 수식에서 , -1은 멀티플렉싱 을 위해 요구되는 추가 포지션 넘버 (additional position number required for multiplexing)를 나타낸다. 그리고 CP_32K(k)의 수식에서， ( β -PNl(k-SPN12+l)) 부 분 및 (p-PN2(k-SPN121+l)) 부분이 패턴 리버설 파트에 해당한다. CP 패턴의 생성 방법은 도 34 내지 도 35에서 설명한 바와 같다. 도 36은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법을 나타낸 도면이 다. S m = ^ S Phn + S PN2 β = aD x D y Equation 13 shows the CP pattern configuration method described with reference to FIGS. 34 to 35. In Equation 13, CP_8K / 16K / 32K (k) is CP pattern for 8K / 16K / 32K mode, ΡΝ_1 / 2/3/4 is the sub index table name, and SPN_l / 2/3/4 is PN1 / 2. The size of sub index-table of PN 1/2/3/4, a 1/2/3 is the shiftant value for evenly distributing additional CP positions. (a shifting value to distribute evenly the added CP potitions). β denotes an integer value nearest to NoA for 8K FFT mode in 8K FFT mode, for example β = 6816 when ΝοΑ = 68Γ7. In the formulas of CP_8K (k), CP_16K (k), and CP # 32K (k), -1 represents an additional position number required for multiplexing. In the formula of CP_32K (k), the (β -PNl (k-SPN12 + l)) portion and the (p-PN2 (k-SPN121 + l)) portion correspond to the pattern reversal part. The method of generating the CP pattern is as described with reference to FIGS. 34 to 35. 36 is a diagram illustrating a CP pattern configuration method according to another embodiment of the present invention.
도 36는 패턴 리버설 (reversal ) 방법을 이용한 CP 패턴 생성의 다른 실시예를 나타낸다. 도 36의 방법은， 레퍼런스 인텍스 테이블 구성시 테이블을 일정 크기의 서브 인덱스 테이블로 나누며 , 각 서브 인덱스 테이블에 대해 서로 다른 PN 발생기 (또는 서로 다른 seed)를 사용하여 CP 위치를 생성한다. 즉, 2개의 CP 세트들인 PN1과 PN2를 생성하여 8K 모드에서는 PN1을 사용함으로써 CP 패턴을 생성하고， 16K 모드에서는 PN1과 PN2를 순차적으로 나열함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. 그리 고 32K 모드에서는 16K 모드의 CP 패턴에, PN1과 PN2의 CP 패턴을 리버싱 및 사이 클릭 -쉬프팅하여 부가함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. 다시 말하면， 32K 모드 에서는 도시한 바와 같이 PN1의 CP 세트와 PN2의 CP 세트를 순차적으로 나열한 16K 모드의 CP 패턴에， 추가로 리버싱 및 사이클릭-쉬프팅된 PN1의 CP 세트와 리버싱 및 사이클릭 쉬프팅된 PN2의 CP세트를 부가하여 전체 CP 패턴을 구성한다 (CP pat tern for 32K FFT mode = PN1 + PN2 + reversed & cyc l ic-shi f ted PN1 + reversed & eye Heᅳ shi f ted PN2) .  36 illustrates another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method. The method of FIG. 36 divides a table into sub-index tables having a predetermined size when constructing a reference index table, and generates CP positions using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate a CP pattern by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by reversing and cyclic-shifting the CP patterns of PN1 and PN2 to the CP pattern of the 16K mode. In other words, in the 32K mode, the CP set of the PN1 and the CP set of the PN2 are sequentially arranged, and the CP set of the reversible and cyclic-shifted PN1 and the reversing and cyclic are added to the CP pattern of the 16K mode. The CP set of the shifted PN2 is added to form the entire CP pattern (CP pattern for 32K FFT mode = PN1 + PN2 + reversed & cyc l ic-shi fted PN1 + reversed & eye He ᅳ shi fted PN2).
도 36의 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법은 CP를 주어진 스펙트럼에 대해 균 등하고 랜덤하게 분포하도록 위치시키는 조건을 만족시킨다. 그리고 상술한 포지션 멀티플렉싱 방법들에 비해， 레퍼런스 인덱스 테이블의 크기를 절반으로 줄일 수 있 는 장점을 갖는다. 【수 14】 The method of constructing a CP pattern according to the embodiment of FIG. 36 satisfies a condition for positioning CPs to be equally and randomly distributed over a given spectrum. Compared to the above-described position multiplexing methods, the size of the reference index table can be reduced by half. [Number 14]
CP_ K{k) = PN\{k), for \≤k< SPNl -1 CP_ K (k) = PN \ (k), for \ ≤k <S PNl -1
Figure imgf000103_0001
- 1 where SPNX2― SPNX + SFN2
Figure imgf000103_0001
-1 where S PNX2 -S PNX + S FN2
= DxDy 수학식 14은 도 36에서 설땅한 CP 패턴 구성 방법을 나타낸다. 수학식 13에서 CP_8K/16K/32K(k)는 각각 CP 패턴 for 8K/16 /32 모드를， ΡΝ_1/2/3/4는 서브 인덱 스 테이블 명칭을, SPN_l/2/3/4는 PN1/2/3/4의 서브 인텍스 테이블의 사이즈를, α 1/2/3은 추가되는 CP 포지션들을 균등하게 분배하기 위한 쉬프팅 값을 나타낸다. β는 8K FFT 모드에 대한 ΝοΑ에 가장 가까운 정수로서， 예를 들면， ΝοΑ=6817일때 β =6816를 나타낸다. γ1/2는 사이클릭 쉬프팅 값을 나타낸다. CP_8K(k), CP_16K(k) 및 CP_32K(k)의 수식에서， -1은 멀티플렉싱에 대한 추가적인 포지션 넘버를 나타낸 다. 그리고 CP_32K(k)의 수식에서， mod(Yl+a2+(i3-PNl(k-SPN12+l)),|3)부분 및 mod( γ 2+ a 3+( β -PN2(k-SPN121+D) , β ) 부분이 패턴 리버설 및 사이클링-쉬프팅 파 트에 해당한다. CP패턴의 생성 방법은 도 36에서 설명한 바와 같다. 도 37은 패턴 리버설 (reversal ) 방법을 이용한 CP 패턴 생성의 다른 실시예를 나타낸다. = D x D y Equation 14 shows a CP pattern construction method described in FIG. In Equation 13, CP_8K / 16K / 32K (k) indicates CP pattern for 8K / 16/32 mode, respectively, ΡΝ_1 / 2/3/4 denotes a sub-index table name, and SPN_l / 2/3/4 denotes PN1 / The size of the sub index table of 2/3/4, and α 1/2/3 represents a shifting value for evenly distributing CP positions to be added. β is the closest integer to NοΑ for the 8K FFT mode, for example β = 6816 when NοΑ = 6817. γ 1/2 represents a cyclic shifting value. In the formulas of CP_8K (k), CP_16K (k) and CP_32K (k), -1 represents an additional position number for multiplexing. And mod (Yl + a2 + (i3-PNl (k-SPN12 + l)), | 3) moiety and mod (γ 2+ a 3+ (β -PN2 (k-SPN121 + D) in the formula of CP_32K (k) ), β) parts correspond to the pattern reversal and the cycling-shifting part. 37 shows another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method.
도 37의 방법은, 레퍼런스 인덱스 테이블 구성시 테이블을 일정 크기의 서브 인덱스 테이블로 나누며， 각 서브 인덱스 테이블에 대해 서로 다른 PN 발생기 (또는 서로 다른 seed)를 사용하여 CP 위치를 생성한다. 즉， 2개의 CP 세트들인 PN1과 PN2를 생성하여 8K 모드에서는 PN1을 사용함으로써 CP 패턴을 생성하고, 16K 모드 에서는 PN1과 PN2를 순차적으로 나열함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. 그리고 32K 모드에서는 16K 모드의 CP 패턴에， 16K 모드의 CP 패턴 (PNl 및 PN2)을 리버싱 및 쉬프팅하여 부가함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다.  In the method of FIG. 37, the table is divided into sub-index tables having a predetermined size when the reference index table is configured, and CP positions are generated by using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate a CP pattern by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by reversing and shifting the CP patterns PN1 and PN2 of the 16K mode to the CP pattern of the 16K mode.
32K 모드에서는 32K 모드의 신호 스펙트럼의 DC (센터 프리퀀시)를 기준으로 PN1 및 PN2의 파일럿 세트를 리버설 오퍼레이팅하여 부가하거나, 상관 및 분포 성 질 (distr ibut ion property)을 향상시키기 위해 추가로 쉬프팅 (사이클릭 쉬프팅)을 수행하여 부가할 수 있다. 다시 말하면， 32K 모드에서는 도시한 바와 같이 PN1의 CP 세트와 PN2의 CP 세트를 순차적으로 나열한 16K 모드의 CP 세트에， 추가로 리버 싱된 16K 모드의 CP 세트를 부가하여 전체 CP 패턴을 구성하거나, (CP pattern for 32 FFT mode = PNl + PN2 + reversed (PNl + PN2) ) 추가로 쉬프팅을 수행하여 전 체 CP 패턴을 구성할 수도 있다 (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed & shi fted (PNl + PN2) ) . 또한， 쉬프팅 및 리버싱 동작은 레퍼런스 포지 션 값을 기준으로 파일럿 세트를 감산하는 연산으로 나타낼 수도 있으며, 이는 후 술하도록 한다. 본 발명에서 쉬프팅과 사이클릭 쉬프팅은 동일한 의미로 사용될 수 있다. 즉In 32K mode, pilot sets of PN1 and PN2 are added by reversing the DC (center frequency) of the signal spectrum in 32K mode, or further shifted to improve the distribution and distribution properties. Click shifting). In other words, in the 32K mode, the CP set of the 16K mode is added to the CP set of the PN1 and the CP set of the PN2 sequentially as shown, and the CP set of the reversible 16K mode is added to configure the entire CP pattern, or ( CP pattern for 32 FFT mode = PNl + PN2 + reversed (PNl + PN2)) You can also configure the entire CP pattern by performing additional shifting (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed & shi fted ( PNl + PN2)). In addition, the shifting and reversing operation may be represented as an operation of subtracting a pilot set based on a reference position value, which will be described later. In the present invention, shifting and cyclic shifting may be used in the same sense. In other words
CP를 우측으로 쉬프팅할 수 있으며 이 경우 최 우측의 파일럿이 쉬프팅에 의해 삭 제되지 않고 스펙트럼의 좌측으로 쉬프팅될 수 있는데， 이러한 경우를 쉬프팅된 파 일럿이 사이클릭 쉬프팅된 것으로 볼 수 있다. The CP can be shifted to the right, in which case the rightmost pilot can be shifted to the left side of the spectrum without being shifted by shifting, in which case the shifted pilot is cyclically shifted.
도 37의 실시예에 따른 CP 패턴 구성 방법은 CP를 주어진 스펙트럼에 대해 even하고 random하게 분포하도록 위치시키는 조건을 만족시킨다. 그리고 상술한 포 지션 멀티플렉싱 방법들에 비해， 레퍼런스 인덱스 테이블의 크기를 절반으로 줄일 수 있는 장점을 갖는다.  The method of constructing a CP pattern according to the embodiment of FIG. 37 satisfies a condition of placing CP so as to evenly and randomly distribute a given spectrum. Compared to the above-described position multiplexing methods, the size of the reference index table can be reduced by half.
이 경우 수신기에서 32K 모드의 파일럿 포지션에 대한 정보는， 기설정된 32K , 모드의 기준 캐리어 포지션에서 16K에서 생성된 시퀀스 포지션을 빼는 오퍼레이션 으로 용이하게 생성할 수도 있다. 예를 들어， CP 패턴 for 32K FFT Mode= 기준 포 지션 for 32 FFT Mode - 16K FFT Mode CP 패턴과 같이 생성이 가능하다.  In this case, the information about the pilot position in the 32K mode in the receiver may be easily generated by an operation of subtracting the sequence position generated in the 16K from the reference carrier position in the preset 32K mode. For example, a CP pattern for 32K FFT Mode = reference position for 32 FFT Mode-16K FFT Mode CP pattern can be generated.
도 38은 도 37의 실시예에 따른 CP 패턴 생성 방법 및 그에 따른 CP 포지션을 나타낸 테이블이다. 도 38의 표에서， 각각의 FFT 모드-에 대한 CP 패턴 생성 방법은 도 37과 관련 하여 설명한 바와 유사하다. 8K 모드의 경우 CP 패턴은 랜덤하게 생성된 CP1의 CP 세트를 사용하며， CP1의 파일럿들의 포지션 값들은 인덱스 테이블에서 나타낸 바와 같다. 16K 모드의 경우 랜덤하게 생성된 CP1의 CP 세트에 CP2의 CP 세트를 추가하 여 사용하며， 추가되는 CP2의 CP 세트는 CP2의 포지션 밸류들에 CP2의 스타트 포지 션 밸류를 더한 값이 된다. 즉， 도 38의 표에서와 같이 16K 모드의 CP 세트 CP16K 는 (CPl , (CP2+6912) )가 된다. 32K 모드의 경우 도 38의 표에서와 같이 16K 모드의 파일럿 세트 (CP16K)에， 레퍼런스 포지션 밸류에서 16K 모드의 파일럿 세트 (CP16K) 를 뺀 값 (CP16K' =27913-CP16K)을 순차적으로 나열하여 최종 파일럿 패턴 (CP32K=(CP16 , CP16K' ) )을 생성할 수 있다. 레퍼런스 포지션 밸류에서 16K 모드 의 파일럿 세트를 빼는 과정이， 도 37과 관련하여 설명한 파일럿 패턴의 리버설 및 쉬프팅 동작해 해당하게 된다. 38 is a table illustrating a CP pattern generation method and a CP position according to the embodiment of FIG. 37. In the table of FIG. 38, the CP pattern generation method for each FFT mode is similar to that described with reference to FIG. 37. In the 8K mode, the CP pattern uses a randomly generated CP set of CP1, and the position values of the pilots of CP1 are as shown in the index table. In the 16K mode, the CP set of the CP2 is added to the CP set of the randomly generated CP1, and the CP set of the added CP2 is the start position of the CP2 at the position values of the CP2. This will be the value of the sum value. That is, as shown in the table of FIG. 38, the CP set CP16K in the 16K mode becomes (CPl, (CP2 + 6912)). In the case of 32K mode, as shown in the table of FIG. 38, the 16K mode pilot set (CP16K) is subtracted from the reference position value minus the 16K mode pilot set (CP16K) (CP16K '= 27913-CP16K). A pilot pattern CP32K = (CP16, CP16K ') can be generated. The process of subtracting the 16K mode pilot set from the reference position value corresponds to the reversal and shifting operations of the pilot pattern described with reference to FIG. 37.
도 38의 표에서 16K 모드의 파일럿 패턴 생성시 CP2의 스타트 포지션 벨류는， 16 모드에서 임의의 액티브 캐리어 수에 대한 스펙트럼의 절반에 해당하는 값으로, 스펙트럼에 대해 균등하게 위치하도록 설정할 수 있다. 도 38의 실시예에서 액티브 캐리어의 수가 13825일 때 16K 모드를 위한 스타트 포지션 밸류는 6912가 된다. 32 모드를 위한 레퍼런스 포지션 밸류 역시 32K 모드에서의 임의의 캐리어 수에 대한 스펙트럼의 절반에 해당되는 값을 기준으로 설정하되， 상관 (correlat ion)이 우수한 값을 얻도록 시퀀스를 사이클릭 쉬프트 (cycl i c shi f t )하여 도출된 값을 설 정할 수도 있다. 즉， 스펙트럼의 절반에 해당하는 값으로부터 쉬프트하여 도출된 값을 레퍼런스 포지션 밸류로 설정하는 경우， 이 레퍼런스 포지션 밸류 자체가 파 일럿 패턴의 쉬프팅 오프레이션을 나타내게 되는 것이다. 도 39은 패턴 리버설 (reversal ) 방법을 이용한 CP 패턴 생성의 다른 실시예를 나타낸다. 도 39의 방법은， 레퍼런스 인덱스 테이블 구성시 테이블을 일정 크기의 서브 인덱스 테이블로 나누며， 각 서브 인덱스 테이블에 대해 서로 다른 PN 발생기 (또는 서로 다른 seed)를 사용하여 CP 위치를 생성한다. 즉， 2개의 CP 세트들인 PN1과 PN2를 생성하여 8K 모드에서는 PN1을 사용함으로써 CP 패턴을 생성하고， 16K 모드 에서는 PN1과 PN2를 순차적으로 나열함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. 그리고 32K 모드에서는 16K 모드의 CP 패턴에， 16K 모드의 CP 패턴 (PNl 및 PN2)을 리버싱 및 쉬프팅하여 부가함으로써 CP 패턴을 생성할 수 있다. In the table of FIG. 38, when the pilot pattern is generated in the 16K mode, the start position value of the CP2 is a value corresponding to half of the spectrum for any number of active carriers in the 16 mode, and may be set to be equally positioned with respect to the spectrum. In the embodiment of FIG. 38, when the number of active carriers is 13825, the start position value for the 16K mode is 6912. The reference position value for 32 mode is also set based on the value corresponding to half of the spectrum for any number of carriers in 32K mode, but the sequence is cyclically shifted to obtain a good correlation. You can also set the value derived by shi ft). That is, when the value derived by shifting from the value corresponding to half of the spectrum is set as the reference position value, the reference position value itself represents the shifting shift of the pilot pattern. 39 shows another embodiment of CP pattern generation using a pattern reversal method. The method of FIG. 39 divides a table into sub-index tables having a predetermined size when constructing a reference index table, and generates CP positions using different PN generators (or different seeds) for each sub-index table. That is, two CP sets PN1 and PN2 may be generated to generate a CP pattern by using PN1 in 8K mode, and CP patterns may be generated by sequentially arranging PN1 and PN2 in 16K mode. In the 32K mode, the CP pattern may be generated by reversing and shifting the CP patterns PN1 and PN2 of the 16K mode to the CP pattern of the 16K mode.
32K 모드에서는 32K 모드의 신호 스펙트럼의 DC (센터 프리퀀시)를 기준으로 PN1 및 PN2의 파일럿 세트를 리버설 오퍼레이팅하여 부가하거나， 상관 및 분포 성 질 (di stribut ion property)을 향상시키기 위해 추가로 쉬프팅 (사이클릭 쉬프팅 )을 수행하여 부가할 수 있다. 다시 말하면， 32K 모드에서는 도시한 바와 같이 PN1의 CP 세트와 PN2의 CP 세트를 순차적으로 나열한 16K 모드의 CP 세트에， 추가로 리버 싱된 16K 모드의 CP 세트를 부가하여 전체 CP 패턴을 구성하거나, (CP pattern for 32 FFT mode = PNl + PN2 + reversed (PNl + PN2) ) 추가로 쉬프팅을 수행하여 전 체 CP 패턴을 구성할 수도 있다 (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed & shi fted (PNl , PN2) ) .  In 32K mode, the pilot sets of PN1 and PN2 are added by reversing and operating on the DC (center frequency) of the signal spectrum in 32K mode, or further shifted to improve the distribution and distribution properties. Click shifting) to add it. In other words, in the 32K mode, the CP set of the 16K mode is added to the CP set of the PN1 and the CP set of the PN2 sequentially as shown, and the CP set of the reversible 16K mode is added to configure the entire CP pattern, or ( CP pattern for 32 FFT mode = PNl + PN2 + reversed (PNl + PN2)) You can also configure the entire CP pattern by performing additional shifting (CP pattern for 32K FFT mode = PNl + PN2 + reversed & shi fted ( PNl, PN2)).
도 39에서는 도 37에서와 달리 리버싱되는 16K 모드의 CP 세트 전체를 쉬프팅 하지 않고， 리버싱된 16K 모드의 CP 세트에 포함되는 PN2의 CP 세트 및 PN1의 CP 세트를 각각 쉬프팅할 수 있다. 도 39에서는 PN1 및 PN2에 리버설 오프레이션을 수 행하고， PN1 및 PN2 각각에 대해 독립적으로 시퀀스를 쉬프팅하는 방법을 제안한다. 도 39의 실시예는 도 37에 비해 16K모드의 시원스를 전체로서 라버싱 /쉬프팅하 지 않고 16K 모드의 시퀀스에 보함된 PN1의 CP 세트 및 PN2의 CP 세트를 각각 리버 싱 /쉬프팅하므로, 상관 및 분포 성능을 더욱 향상시킬 수 있다. 이를 통해 수신측 에서의 신호 복구 성능을 추가로 향상시킬 수 있다. 도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 지역별 스펙트럼 마스크에 따른 NoC를 나 타낸다. In FIG. 39, unlike in FIG. 37, the CP set of PN2 and the CP set of PN1 included in the reversed 16K mode CP set may be shifted without shifting the entire CP set of the reversible 16K mode. In FIG. 39, a method of performing reversal offset on PN1 and PN2 and shifting a sequence independently for each of PN1 and PN2 is proposed. Since the embodiment of FIG. 39 reverses / shifts the CP set of PN1 and the CP set of PN2 shown in the sequence of 16K mode, respectively, without having to reverberate / shift the 16K mode as a whole, compared to FIG. And distribution performance can be further improved. This can further improve the signal recovery performance at the receiver. 40 illustrates NoC according to a regional spectral mask according to an embodiment of the present invention.
도 40(a)는 Dx=3인 경우 지역별 스펙트럼 마스크에 따른 NoC를， 도 40(b)는 Dx=4인 경우 지역별 스펙트럼 마스크에 따른 NoC를 나타낸다.  FIG. 40A illustrates a NoC according to a regional spectrum mask when Dx = 3, and FIG. 40 (b) illustrates a NoC according to a regional spectrum mask when Dx = 4.
이하에서 다시 설명하지만， 방송 시스템은 각 지역에 따라 상이한 스펙트럼 마 스크 기준을 만족해야 하며， 그에 따라 지역별로 다른 NoC를 가질 수 있다. 다양한 스펙트럼 마스크에 대해 각 채널 대역폭 및 FFT 모드에 대해 운용되는 CP 시뭔스는 해당 NoC 및 스캐터 파일럿 패턴 구조와 관련하여 설계될 수 있다. CP 시뭔스들 중 SP와 겹치지 않는 파일럿은 상술한 파일럿 패턴 생성 방식에 따라서 생성될 수 있 다.  As will be described later, the broadcasting system must satisfy different spectrum mask criteria for each region, and thus may have a different NoC for each region. CP sequences operating for each channel bandwidth and FFT mode for various spectral masks can be designed in relation to the corresponding NoC and scatter pilot pattern structures. Pilots that do not overlap with the SP among the CP sequences may be generated according to the aforementioned pilot pattern generation method.
도 40에서와 같이, 각각의 스펙트럼 마스크 및 FFT 모드에 따라서 상이한 NoC 를 갖는 다양한 캐리어 모드가 적용될 수 있다. 실시예로서， 스펙트럼 마스크가 제 일 작은 베이스 커먼 모드에 해당하는 최소 NoC를 기준으로 CP를 생성하고， 다른 캐리어 모드들에서 동일하게 사용할 수 있다. 해당 캐리어 모드는 SP 파일럿과 겹 치지 않는 위치에 존재하도록 설계하며， 스펙트럼의 가운데 위치된 베이스 커먼 모 드를 기준으로 설계되는 CP에 대해 모두 적용될 수 있다. As in FIG. 40, various carrier modes with different NoCs may be applied according to respective spectral masks and FFT modes. As an embodiment, the spectral mask may generate a CP based on a minimum NoC corresponding to the first small base common mode, and may use the same in other carrier modes. The carrier mode is designed to be in a position that does not overlap the SP pilot, and is located in the center of the spectrum with a base common mode This can be applied to all CPs designed on the basis of the model.
본 발명의 실시예에서는 도 40에서 (a) Dx=3인 경우 및 (b) Dx=4인 경우 각각 에 대해 베이스 커먼 모드를 기준으로 CP를 생성하도록 한다. 도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른 CP 패턴 생성 방법 및 그에 따른 CP 포지 션을 나타낸 테이블이다.  In the embodiment of the present invention, in FIG. 40, CPs are generated based on the base common mode for each of (a) Dx = 3 and (b) Dx = 4. 41 is a table showing a CP pattern generation method and CP positions according to an embodiment of the present invention.
도 41(a)는 Dx=3인 경우 패턴 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이션을 사용하여 생성한 CP 패턴 및 생성 방법을, 도 41(b)는 Dx=4인 경우 패턴 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이 션을 사용하여 생성한 CP 패턴 및 생성 방법을 나타낸다. 다만, 도 41(a)의 경우 리버설한 CP16K를 전체로서 쉬프팅하는 도 37의 방법에 따른 실시예이고， 도 41(b) 의 경우 리버설한 CP16K에 포함된 CP1 및 CP2를 각각 쉬프팅하는 도 39의 방법에 따른 실시예이다. 도 41(a)의 경우 NoC와 Dx에 따른 차이만 있을 뿐 도 38의 실시 예와 동일한 방법으로 CP 패턴이 생성되므로， 이에 대한 설명은 중복하지 않기로 한다.  41 (a) shows a CP pattern and a generation method generated using a pattern reversal and shifting operation when Dx = 3, and FIG. 41 (b) shows a pattern reversal and shifting operation using a pattern reversal and shifting operation when Dx = 4. One CP pattern and generation method are shown. 41 (a) is an embodiment according to the method of FIG. 37 for shifting the reversal CP16K as a whole, and in FIG. 41 (b), shifts CP1 and CP2 included in the reversible CP16K, respectively. An embodiment according to the method. In case of FIG. 41A, only the difference according to NoC and Dx is generated, and thus the CP pattern is generated in the same manner as in the embodiment of FIG. 38, and description thereof will not be repeated.
도 41(b)에서， 각각의 FFT 모드에 대한 CP 패턴 생성 방법은 도 38과 관련하여 설명한 바와 유사하다. 8K 모드의 경우 CP 패턴은 랜덤하게 생성된 CP1의 CP 세트 를 사용하며， CP1의 파일럿들의 포지션 값들은 인덱스 테이블에서 나타낸 바와 같 다. 16K 모드의 경우 랜덤하게 생성된 CP1의 CP 세트에 CP2의 CP 세트를 추가하여 사용하며， 추가되는 CP2의 CP 세트는 CP2의 포지션 밸류들에 CP2의 스타트 포지션 밸류를 더한 값이 된다. 즉， 도 4Kb)의 표에서와 같이 16K 모드의 CP 세트 CP16K 는 (CPl , (CP2+6656) )가 된다. 32 모드의 경우 도 41(b)의 표에서와 같이 16K 모 드의 파일럿 세트 (CP16K)에， 레퍼런스 포지션 밸류에서 8K모드의 파일럿 세트 (CP1) 을 뺀 값과 다른 레퍼런스 포지션 밸류에서 CP2의 파일럿 세트를 뺀 값을 순차적으 로 나열 (CP16K' =( 19957-CP2) , (26577-CP1) )하여 최종 파일럿 패턴 (CP32K=(CP16K, CP16K' ) )을 생성할 수 있다. 레퍼런스 포지션 밸류에서 16K 모드의 파일럿 세트를 빼는 과정이， 상술한 파일럿 패턴의 리버설 및 쉬프팅 동작해 해당한다. In FIG. 41B, the CP pattern generation method for each FFT mode is similar to that described with reference to FIG. 38. In the 8K mode, the CP pattern uses a randomly generated CP set of CP1, and the position values of the pilots of CP1 are as shown in the index table. In the case of the 16K mode, the CP set of the CP2 is added to the CP set of the randomly generated CP1, and the CP set of the CP2 is the value obtained by adding the start position value of the CP2 to the position values of the CP2. That is, CP set CP16K in 16K mode as shown in the table of FIG. 4Kb). Becomes (CPl, (CP2 + 6656)). In case of 32 mode, as shown in the table of FIG. 41 (b), the pilot set of CP2 at a reference position value different from the pilot set (CP16K) of 16K mode minus the pilot set (CP1) of 8K mode from the reference position value The final pilot pattern (CP32K = (CP16K, CP16K ')) can be generated by sequentially listing the subtracted values (CP16K' = (19957-CP2), (26577-CP1)). The process of subtracting the 16K mode pilot set from the reference position value corresponds to the reversal and shifting operations of the aforementioned pilot pattern.
스펙트럼의 절반에 해당하는 값으로부터 쉬프트하여 도출된 값을 레퍼런스 포 지션 밸류로 설정하는 경우, 이 레퍼런스 포지션 밸류 자체가 파일럿 패턴의 쉬프 팅 오프레이션을 나타낸다. 즉， 도 41(b)의 경우 도 39에서 설명한 바와 같이 파일 럿 패턴은 CP1에 쉬프팅된 CP2를 배치하고， 리버설된 CP2를 쉬프팅한 파일럿 패턴 과 리버설한 CP1을 쉬프팅한 파일럿 패턴을 연속하여 배치함으로서 생성할 수 있다. 도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법을 나타낸 도면이다. 방송 송신기 및 그의 동작과 관련하여 상술한 바와 같이， 방송 신호 송신기는 인풋 포매팅 모들을 사용하여 입력 스트림을 적어도 하나의 DP(Data Pipe)로 디멀 티플렉싱할 수 있다 (S42010) . 그리고 방송 송신기는 BICM 모들을 사용하여 적어도 하나의 DP에 포함된 데이터를 에러 정정 프로세싱할 수 있다 (S42020) . 방송 신호 송신기는 프레임 빌딩 모들을 사용하여， DP 내의 데이터를 프레임 내의 심볼로 매 핑할 수 있다 (S42030) . 방송 신호 송신기는 OFDM 생성 모들을 사용하여， 전송 신호 에 프리앰블을 삽입하고 OFDM 변조를 수행할 수 있다 (S42040) . OFDM 생성 모들은 파일럿 신호 삽입 모들을 더 포함하며 , OFDM 변조 수행 단계 (S42040)는 전송 신호에 CP, SP 등의 파일럿 신호를 삽입하는 단계를 더 포함할 수 있다. CP는 신호 프레임의 모든 심볼에 삽입되며， CP의 위치 및 숫자는 FFT 사이즈 /모드에 기초하여 결정될 수도 있다. When the value derived by shifting from the value corresponding to half of the spectrum is set as the reference position value, this reference position value itself represents the shifting shift of the pilot pattern. That is, in the case of FIG. 41 (b), as described with reference to FIG. 39, the pilot pattern is configured by arranging the shifted CP2 in the CP1, the pilot pattern shifted in the reversible CP2, and the pilot pattern shifted in the reversible CP1. Can be generated. 42 illustrates a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention. As described above with respect to the broadcast transmitter and its operation, the broadcast signal transmitter may demultiplex an input stream into at least one data pipe (DP) using input formatting modules (S42010). The broadcast transmitter may perform error correction processing on data included in at least one DP using the BICM models (S42020). The broadcast signal transmitter may map data in the DP into symbols in the frame by using the frame building modules (S42030). The broadcast signal transmitter may insert a preamble into the transmission signal and perform OFDM modulation by using the OFDM generation models (S42040). The OFDM generation models may further include pilot signal insertion models, and the OFDM modulation performing operation S42040 may further include inserting a pilot signal such as CP or SP into the transmission signal. The CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and number of the CP may be determined based on the FFT size / mode.
파일럿 신호는 도 26 내지 도 41에서 상술한 방법들에 따라서 전송 신호에 삽 입될 수 있다. 여기에서는， 상술한 실시예들 중 도 37 및 도 38의 실시예를 예로서 설명하도록 한다. 도 37 및 도 38의 실시예에서， CP는 FFT 사이즈가 각각 8K/16K/32K모드인 경우에 대해 제 1 CP 세트 (CP8K) , 제 2 CP 세트 (CP16K) , 및 제 3 CP 세트 (CP32K)로 각각 삽입될 수 있으며, 각각의 CP 세트는 각각의 CP 패턴을 갖 는다. CP 패턴이란 CP 세트에 포함되는 CP의 숫자 및 위치를 포함하는 의미이다. 8K 모드의 제 1 CP 세트는 인덱스 테이블로 저장된 (기설정된) 8K 사이즈의 CP 패턴 (CP1)을 사용한다 (CP8K=(CP1) ) . 그리고 16K 인 경우 제 2 CP 세트 (CP16K)에 인덱스 테이블로 저장된 (기설정된) 8K 사이즈의 다른 CP 패턴을 (CP2) 순차적으로 나열하여 사용한다 (CP16K=(CP1 ,CP2+6912) ) . 다만 CP2의 CP 세트는， 발생시킨 CP 세트 (CP2)를 지칭할 수도 있고， 발생시킨 CP 세트 (CP2)에 스타트 포지션 벨류를 반영한 CP 세트 (CP2+6912)를 나타낼 수도 있다. 따라서 이 경우에는 CP16K=(CP1 ,CP2)로 나타낼 수 도 있을 것이다.  The pilot signal may be inserted into the transmission signal according to the methods described above with reference to FIGS. 26 to 41. Herein, the embodiments of FIGS. 37 and 38 will be described as an example. In the embodiment of Figs. 37 and 38, the CP is the first CP set (CP8K), the second CP set (CP16K), and the third CP set (CP32K) for the case where the FFT size is 8K / 16K / 32K mode, respectively. Can be inserted into each, each CP set has a respective CP pattern. The CP pattern is meant to include the number and location of CPs included in the CP set. The first CP set in 8K mode uses a CP pattern CP1 of size (preset) stored in the index table (CP8K = (CP1)). In the case of 16K, another CP pattern having a (preset) 8K size (CP2) stored as an index table in the second CP set (CP16K) is sequentially used (CP16K = (CP1, CP2 + 6912)). However, the CP set of CP2 may refer to the generated CP set (CP2), or may indicate a CP set (CP2 + 6912) reflecting the start position value in the generated CP set (CP2). In this case, therefore, CP16K = (CP1, CP2) may be represented.
32K 모드의 제 3 CP 세트 (CP32K)는 16K 모드의 제 2 CP 세트 (CP16K)에 , 16K 모 드의 제 2 CP 세트를 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이팅한 CP 세트 (CP16K' )를 부가하여 생성할 수 있다 (CP32K=(CP16K,CP16K' ) . 리버설 및 쉬프탕 오퍼레이션은 레퍼런스 포지션 밸류로부터 16K 모드의 제 2 CP 세트를 감산하는 것으로 표현할 수도 있다 (CP16K' = 레퍼런스 포지션 밸류 ― CP16K) . The third CP set CP32K in the 32K mode may be generated by adding the CP set CP16K 'reversing and shifting the second CP set in the 16K mode to the second CP set CP16K in the 16K mode. (CP32K = (CP16K, CP16K '). Reversal and shift operations are references It may be represented by subtracting a second CP set of 16K mode from position value (CP16K '= reference position value—CP16K).
또한, 32K 모드의 제 3 CP 세트 (CP32K)는 도 39 및 도 41의 실시예에서와 같이 생성될 수도 있다. 다시 말하면, 32K 모드의 제 3 CP 세트 (CP32K)는 16K모드의 제 2 CP세트 (CP16K)에, 16K 모드의 제 2 CP 세트를 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이팅하여 부가하되, 제 2 CP 세트에 포함된 2개의 인덱스 테이블을 각각 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이팅하여 부가할 수 있다 (CP32K=(CP16K, (제 1 레퍼런스 포지션 밸류— CP 제 2 레퍼런스 포지션 밸류 -CP1)) ) . 도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸 도면이다. 방송 수신기 및 그의 동작과 관련하여 상술한 바와 같이， 방송 신호 수신기는 동기화 /복조 모들을 사용하여 수신 방송 신호에 대해 신호 검출 및 OFDM 복조를 수 행할 수 있다 (S43010) . 방송 수신기는 프레임 파싱 모들을 사용하여 수신 방송 신 호의 신호 프레임을 파싱하여 서비스 데이터를 추출할 수 있다 (S43020) . 방송 수신 기는 디매핑 및 디코딩 모들을 사용하여 수신 방송 신호로부터 추출된 서비스 데이 터를 비트 도메인으로 변환하고 디인터리빙을 수행할 수 있다 (S43030) . 그리고 방 송 수신기는 아웃풋 프로세싱 모듈을 사용하여 처리된 서비스 데이터를 데이터 스 트림으로 출력할 수 있다 (S43040) .  In addition, the third CP set CP32K in the 32K mode may be generated as in the embodiment of FIGS. 39 and 41. In other words, the third CP set in the 32K mode (CP32K) is added to the second CP set in the 16K mode (CP16K) by reversing and shifting the second CP set in the 16K mode, but included in the second CP set. Index tables can be added by reversing and shifting each (CP32K = (CP16K, (First Reference Position Value—CP Second Reference Position Value -CP1))). 43 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention. As described above with respect to the broadcast receiver and its operation, the broadcast signal receiver may perform signal detection and OFDM demodulation on the received broadcast signal using synchronization / demodulation models (S43010). The broadcast receiver may extract service data by parsing a signal frame of a received broadcast signal using frame parsing modules (S43020). The broadcast receiver may convert service data extracted from the received broadcast signal into a bit domain using demapping and decoding modules (S43030). The broadcast receiver may output the processed service data to the data stream using the output processing module (S43040).
동기화 /복조 모듈은 파일럿 신호 디텍팅 모들을 더 포함하며, OFDM 복조 수행 단계 (S43010)는 전송 신호로부터 CP, SP 등의 파일럿 신호를 디텍팅하는 단계를 더 포함할 수 있다. CP는 신호 프레임의 모든 심볼에 삽입되며， CP의 위치 및 숫자는 FFT사이즈 /모드에 기초하여 결정될 수도 있다. The synchronization / demodulation module further includes pilot signal detecting modules, and the OFDM demodulation performing step S43010 further includes detecting a pilot signal such as CP or SP from the transmitted signal. It may include. The CP is inserted into every symbol of the signal frame, and the position and number of the CP may be determined based on the FFT size / mode.
파일럿 신호는 도 26 내지 도 41에서 상술한 방법들에 따라서 수신 신호에 포 함되어 수신될 수 있다. 여기에서는， 상술한 실시예들 중 도 37 및 도 38의 실시예 를 예로서 설명하도록 한다. 도 37 및 도 38의 실시예에서， CP는 FFT 사이즈가 각 각 8K/16K/32K모드인 경우에 대해 제 1 CP 세트 (CP8K) , 제 2 CP 세트 (CP16K) , 및 제 3 CP 세트 (CP32K)로 각각 포함될 수 있으며, 각각의 CP 세트는 각각의 CP 패턴 을 갖는다. CP 패턴이란 CP 세트에 포함되는 CP의 숫자 및 위치를 포함하는 의미이 다. 8K 모드의 제 1 CP 세트는 인덱스 테이블로 저장된 (기설정된) 8K 사이즈의 CP 패턴 (CPl)을 사용한다 (CP8K=(CP1) ) . 그리고 16K 인 경우 제 2 CP 세트 (CP16K)에 인 텍스 테이블로 저장된 (기설정된) 8K 사이즈의 다른 CP 패턴을 (CP2) 순차적으로 나 열하여 사용한다 (CP16K=(CP1 ,CP2+6912) ) . 다만 CP2의 CP 세트는， 발생시킨 CP 세트 (CP2)를 지칭할 수도 있고， 발생시킨 CP 세트 (CP2)에 스타트 포지션 벨류를 반영한 CP 세트 (CP2+6912)를 나타낼 수도 있다. 따라서 이 경우에는 CP16K=(CP1 ,CP2)로 나 타낼 수도 있을 것이다.  The pilot signal may be included in the received signal according to the methods described above with reference to FIGS. 26 to 41. Herein, the embodiments of FIGS. 37 and 38 will be described as an example. In the embodiment of Figs. 37 and 38, the CP is the first CP set (CP8K), the second CP set (CP16K), and the third CP set (CP32K) for the case where the FFT size is 8K / 16K / 32K mode, respectively. ), And each CP set has a respective CP pattern. The CP pattern is meant to include the number and location of CPs included in the CP set. The first CP set in 8K mode uses a CP pattern CPl of size (preset) stored in the index table (CP8K = (CP1)). In case of 16K, another CP pattern of 8K size (preset) stored as an index table in the second CP set (CP16K) is sequentially used (CP16K = (CP1, CP2 + 6912)). However, the CP set of CP2 may refer to the generated CP set (CP2), or may indicate a CP set (CP2 + 6912) reflecting the start position value in the generated CP set (CP2). Thus, in this case, CP16K = (CP1, CP2) may be represented.
32 모드의 제 3 CP 세트 (CP32K)는 16K 모드의 제 2 CP 세트 (CP16K)에 , 16K 모 드의 제 2 CP 세트를 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이팅한 CP 세트 (CP16K' )를 부가하여 생성할 수 있다 (CP32K=(CP16K,CP16K' ) . 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이션은 레퍼런스 포지션 밸류로부터 16K 모드의 제 2 CP 세트를 감산하는 것으로 표현할 수도 있다 (CP16 ' =reference pos i t ion valueᅳ CP16K) . 또한, 32K모드의 제 3 CP 세트 (CP32K)는 도 39 및 도 41의 실시예에서와 같이 생성될 수도 있다. 다시 말하면, 32K 모드의 제 3 CP 세트 (CP32K)는 16K모드의 제 2 CP세트 (CP16K)에, 16K 모드의 제 2 CP 세트를 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이팅하여 부가하되, 제 2 CP 세트에 포함된 2개의 인덱스 테이블을 각각 리버설 및 쉬프팅 오퍼레이팅하여 부가할 수 있다 (CP32K=(CP16K, (제 1 레퍼런스 포지션 밸류 -CP2, 제 2 레퍼런스 포지션 밸류— CP1))) . 이하에서는 다양한 국가 /지역의 상이한 스펙트럼에 따라 동작하는 방송 시스템 의 실시예에 대해 설명하도록 한다. 도 44는 도 1의 방송 신호 송신기 및 도 9의 방송 신호 수신기의 다른 실시예 를 나타낸 도면이다. The third CP set CP32K in 32 mode may be generated by adding a CP set CP16K ′ reversing and shifting the second CP set in 16K mode to the second CP set CP16K in 16K mode. (CP32K = (CP16K, CP16K ').) The reversal and shifting operation may be expressed by subtracting the second CP set of 16K mode from the reference position value (CP16' = reference pos it ion value ᅳ CP16K). Further, the third CP set CP32K in 32K mode may be generated as in the embodiment of FIGS. 39 and 41. In other words, the third CP set in the 32K mode (CP32K) is added to the second CP set in the 16K mode (CP16K) by reversing and shifting the second CP set in the 16K mode, but included in the second CP set. Index tables can be added by reversing and shifting the respective operations (CP32K = (CP16K, (First Reference Position Value-CP2, Second Reference Position Value—CP1))). Hereinafter, an embodiment of a broadcasting system operating according to different spectrum of various countries / regions will be described. FIG. 44 illustrates another embodiment of the broadcast signal transmitter of FIG. 1 and the broadcast signal receiver of FIG. 9.
상술한 도 1 내지 도 43의 방송 시스템은 정해진 전송 대역과 그에 따른 스펙 트럼 마스크에서 동작할 수 있다. 그러나 본 발명은 다양한 국가， 지역에 대해 각 기 다른 전송 대역과 그에 따른 스펙트럼 마스크 기준에 따라 전송 파라미터를 선 정하여 방송 신호를 송수신할 수 있는 미래 방송 시스템을 제안한다. 도 44에서 도 시한 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기 각 블록들의 구성과 동작은 도 1 및 도 9와 관련하여 설명한 바와 유사하며 , 동일한 블록 /모들에 대한 설명은 반복하지 않으나, 당연히 도 44의 블록 /모듈에도 적용된다. 이하에서， 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기는 각각 방송 송신기， 송신기 및 방송 수신기 및 수신기라고 지칭 할 수도 있다. The broadcast system of FIGS. 1 to 43 described above may operate in a predetermined transmission band and a spectrum mask according thereto. However, the present invention proposes a future broadcasting system capable of transmitting and receiving broadcast signals by selecting transmission parameters according to different transmission bands and corresponding spectrum mask criteria for various countries and regions. The configuration and operation of each of the blocks of the broadcast signal transmitter and the broadcast signal receiver illustrated in FIG. 44 are similar to those described with reference to FIGS. 1 and 9, and the description of the same blocks / modes will not be repeated. The same applies to modules. Hereinafter, the broadcast signal transmitter and broadcast signal receiver are referred to as a broadcast transmitter, a transmitter, and a broadcast receiver and a receiver, respectively. You may.
다양한 국가， 지역에 대해 각기 다른 전송 대역과 그에 다른 스펙트럼 마스크 기준을 만족하면서， 전송 신호 대역폭을 최대화할 수 있는 전송 파라미터를 선택하 여 방송 신호를 송수신하기 위해， 방송 송신기 및 방송 수신기는 부가 (addi t ional ) 컨트를 신호 생성 모듈 (44010) 및 부가 컨트를 신호 생성 모들 (44020)이 각각 구비 될 수 있다. 이하에서， 송신측 부가 컨트를 신호 생성 모들 (44010) 및 수신측 부가 컨트롤 신호 생성 모듈 (44020)은 각각 전송 파라미터 컨트를 모들로 지칭할 수 있 다. 송신 및 수신 측의 부가 컨트롤 신호 생성 모듈 (44010， 44020) 각각은 송신측 시그널링 생성 모듈 (44070) 및 수신측 시그널링 디코딩 모들 (44080)에 포함될 수도 있다. 이 경우 조정되는 전송 파라미터들에 관련된 정보는 매니지먼트 정보로서 시 그널링 생성 모들 (44070)에 입력될 수도 있다.  In order to transmit and receive broadcast signals by selecting transmission parameters that can maximize the transmission signal bandwidth while satisfying different transmission bands and different spectral mask criteria for various countries and regions, broadcast transmitters and broadcast receivers are additional (addi). t ional control signal generation module 4410 and additional control signal generation modules 4440 may be provided, respectively. Hereinafter, the transmitting side control may be referred to as signal generation modules 4410 and the receiving side control signal generating module 4440 may be referred to as transmission parameters. Each of the additional control signal generation modules 4410 and 44020 on the transmitting and receiving sides may be included in the transmitting signaling generation module 44070 and the receiving signaling decoding modules 4440. In this case, the information related to the adjusted transmission parameters may be input to the signaling generation models 44070 as management information.
송신측 부가 (addi t ional ) 컨트를 신호 생성 모들 (44010)은 국가， 지역 정보와 함께 채널 대역폭 정보, 스펙트럼 마스크 정보를 포함하는 부가 컨트를 신호를 사 용하여 프레임 빌딩 모들 (44030) 및 OFDM 생성 모들 (44040)을 제어하여 원하는 방 송 신호를 출력할 수 있다. 그리고 수신측 부가 (addi t ional ) 컨트를 신호 생성 모 들 (44020)은 또한 국가, 지역 정보와 함께 채널 대역폭, 스펙트럼 마스크 정보를 포함하는 부가 컨트를 신호를 통해 동기화 /복조 모들 (44050) 및 프레임 파싱 모들 (44060)을 컨트를하여 수신 방송 신호를 처리할 수 있다. 이하에서 송신측 부가 컨 트롤 신호 생성 모들 (44010) 및 수신측 부가 컨트를 생성 컨트를 모들 (44020)는 전 송 파라미터 컨트롤 모들로서 지칭할 수도 있다. 본 명세서에서 부가 컨트롤 신호 는 전송 신호의 대역폭을 조정하는 전송 파라미터 또는 전송 파라미터를 조정하는 데 필요한 정보를 포함하는 정보 /신호를 나타낸다. The signal generation module 4410 for the transmit side additional control uses the additional control signal including channel bandwidth information and spectral mask information along with country and region information to signal the frame building modules 4440 and the OFDM generation modules. By controlling the (44040) it can output the desired broadcast signal. The signal generation module 44020 also receives additional control, including channel bandwidth, spectral mask information, along with country and region information, via the signal. The parsing modes 4440 may be controlled to process the received broadcast signal. In the following, the generating side control signal generation modules 4410 and the receiving side control control generation module 44020 may be referred to as transmission parameter control models. Additional control signal herein Denotes a transmission parameter for adjusting the bandwidth of the transmission signal or information / signal including information necessary for adjusting the transmission parameter.
본 명세서에서는 방송 시스템에서 전송 파라미터를 설정하는 방법으로， 송신측 에서 부가적인 정보로서 전송 파라미터를 전송하는 방법 및 송 /수신측에서 전송 파 라미터를 약속된 코드에 의해 기설정하는 방법을 제안한다：^또한， 본 명세서에서는 월드와이드로 플렉서블한 방송 시스템을 지원할 수 있도록， 서로 다른 채널 대역폭 에 따라 방송 네트워크 및 사용에 적합하도록 신호 대역폭을 최적화하도록 전송 파 라미터를 설정 /조정하는 방법을 제안하도록 한다 . 전송 파라미터는 국가， 지역 정 보와 함께 그에 따른 채널 대역폭 정보， 스펙트럼 마스크 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 도 45은 스펙트럼 마스크와 그에 따른 전송 신호 대역폭을 나타낸 개념도이다. 도 45에서와 같이, 전송 파라미터는， 해당 채널 대역폭 내에서 인접 채널 간섭 을 최소화하기 위해 요구되는 스펙트럼 마스크 기준을 만족하면서， 전송 신호의 신 호 대역폭에서의 전송 효율을 최대화할 수 있도록 설정될 수 있다. 또한， OFDM 생 성시 다수의 반송파를 사용하는 경우， OFDM 웨이브품 전송 대역폭은 전송에 사용하 는 부반송파의 수에 따라서 부반송파들 간의 간격 및 /또는 시간 영역에서 전체 심 볼의 길이를 조정함으로써 결정될 수 있다. 따라서 미래 방송 시스템의 경우 지역 / 국가 등에서 요청되는 수신 시나리오에 따라 적합한 전송 모드를 분류하고 이에 따 라 전송 파라미터를 설계할 수 있다. 상술한 스펙트럼 마스크의 경우 해당 국가 /지역， 그리고 사용되는 채널 대역폭 에 따라서 제한 기준이 다르다. 예를 들면 북미 ATSC 표준의 경우 및 유럽 DVB 표 준의 경우 각기 다른 방송 스펙트럼 마스크의 기준을 만족시켜야 한다. 따라서， 월 드와이드로 플렉서블한 방송 시스템을 제공하기 위해 전송 파라미터들을 조절하고， 이들을 부가 정보로서 컨트를할 수 있다. 이하에서 먼저 전송 파라미터를 조정하는 방법에 대하여 설명하도록 한다. In this specification, as a method of setting a transmission parameter in a broadcasting system, a method of transmitting a transmission parameter as additional information at a transmitter side and a method of presetting a transmission parameter by a promised code at a transmitter / receiver side are proposed. ^ in addition, this specification, to propose a method for setting / adjusting the transmission parameters so as to optimize the signal bandwidth to support a broadcast system flexible in the world wide, to each other, suitable for a broadcast network and used in accordance with different channel bandwidths do . The transmission parameter may include at least one of country and region information, channel bandwidth information, and spectrum mask information. 45 is a conceptual diagram illustrating a spectral mask and its transmission signal bandwidth. As shown in FIG. 45, the transmission parameter may be set to maximize transmission efficiency in a signal bandwidth of a transmission signal while satisfying a spectrum mask criterion required to minimize adjacent channel interference within a corresponding channel bandwidth. . In addition, in the case of using multiple carriers in OFDM generation, the OFDM wave transmission bandwidth may be determined by adjusting the length of the entire symbol in the interval and / or time domain between subcarriers according to the number of subcarriers used for transmission. . Therefore, in case of future broadcasting system, the appropriate transmission mode can be classified according to the reception scenario requested in the region / country, etc. and the transmission parameters can be designed accordingly. In the case of the spectral mask described above, the limiting criteria differ depending on the country / region and channel bandwidth used. For example, the North American ATSC standard and the European DVB standard must meet the criteria for different broadcast spectrum masks. Accordingly, in order to provide a flexible broadcast system in a world wide, it is possible to adjust transmission parameters and control them as additional information. First, a method of adjusting a transmission parameter will be described.
【수 15 ] eBW = {Nwaveform_scal ing * (Nextension * NeBW)+a) }* ᅀ f , Δ f =NFFr/Fs 수학식 9에서， eBW는 유효 신호 대역폭을， ！^^띠삐^은 웨이브품 스케일링 팩터를, Npi lotdens i ty는 파일럿 덴서티 스케일링 팩터를， NeBW는 유효 신호 대역폭 스 케일링 팩터를， α는 부가 대역폭 팩터를, Fs는 웨이브폼 변환 대역폭 (샘플링 주파 수) , Δ ί는 서브케리어 스페이싱 팩터를， NFFT는 FFT 사이즈 팩터를 각각 나타낸다. 그리고 중괄호로 묶인 부분， 즉 웨이브품 스케일링 팩터， 파일링 덴서티 팩터 및 유효 신호 대역폭 스케일링 팩터를 곱한 후 부가 대역폭 팩터를 더한 부분이， NoC (Number of Carr ier)가 된다. NoC는 신호 대역폭에서 전송되는 캐리어의 총 수 를 나타낸다. 수학식 15에서는 웨이브폼 변환 대역폭을 FFT 사이즈로 나눈 서브-캐 리어 스페이싱 팩터를 사용하여 대역폭 효율 최적화를 수행할 수 있다. 유효 신호 대역폭은 결국 전체 서브 케리어의 수 (NoC)에 각 서브케리어들 간의 간격을 곱함으 로써 산출할 수 있다. 이때 서브케리어들 간의 간격은 웨이브품 변환 대역폭 (샘플 링 프리뭔시 )을 FFT사이즈로 나눔으로써 산출할 수 있다. 수학식 15는 본 발명에서 전송 신호의 유효 신호 대역폭을 최적화하기 위하여 전송 파라미터들을 사용하는 방법으로， 각 국가 /지역에 따른 스펙트럼 마스크를 만 족하는 조건에서 전송 효율을 최대화하도록 파라미터를 선정한다. EBW = {N wave for m _ scaling * (Nextension * N eBW ) + a)} * ᅀ f, Δ f = N FFr / F s In Equation 9, eBW is the effective signal bandwidth,！ ^ 띠 삐 ^ is the waveform scaling factor, N pi lotdens i ty is the pilot density scaling factor, N eBW is the effective signal bandwidth scaling factor, α is the additional bandwidth factor, and Fs is the waveform conversion bandwidth (sampling). Frequency), Δ ί represents the subcarrier spacing factor, and N FFT represents the FFT size factor, respectively. The portion enclosed in braces, that is, the wave product scaling factor, the filing density factor, and the effective signal bandwidth scaling factor, and then an additional bandwidth factor added to become a number of carriers (NoC). NoC represents the total number of carriers transmitted in the signal bandwidth. In Equation 15, bandwidth efficiency optimization may be performed using a sub-carrier spacing factor obtained by dividing the waveform conversion bandwidth by the FFT size. The effective signal bandwidth can be calculated by multiplying the total number of subcarriers (NoC) by the interval between each subcarrier. In this case, the spacing between subcarriers can be calculated by dividing the wave product transform bandwidth (sampling preprocessing) by the FFT size. Equation 15 is a method of using transmission parameters to optimize the effective signal bandwidth of a transmission signal in the present invention, and selects a parameter to maximize transmission efficiency in a condition that meets a spectrum mask according to each country / region.
수학식 9에서와 같이， 본 발명은 유효 신호 대역폭을 채널 대역폭에 따른 스펙 트럼 마스크에 따라 최대화하기 위해 각 팩터들을 최적화 파라미터로 사용할 수 있 다. 특히， 부가 대역폭 팩터 및 /또는 웨이브폼 전송 대역폭 (샘플링 주파수)의 조정 을 통해 전송 파라미터의 전송 효율을 최적화시키고자 한다.  As shown in Equation 9, the present invention may use each factor as an optimization parameter to maximize the effective signal bandwidth according to the spectral mask according to the channel bandwidth. In particular, it is intended to optimize the transmission efficiency of transmission parameters by adjusting the additional bandwidth factor and / or waveform transmission bandwidth (sampling frequency).
웨이브품 스케일링 팩터는 웨이브폼 변환에 사용되는 반송파의 대역폭에 따른 스케일링 값으로서 , 실시예로 OFDM의 경우 FFT의 길이에 비례하는 임의의 값으로 설정될 수 있다. 확장 (extension) 덴서티 스케일링 팩터 (또는 파일럿 덴서티 스케 일링 팩터)는 파일럿 신호 삽입 모듈 또는 PAPR 감소 모듈에서 삽입되는 파일럿 신 호의 정해진 위치에 따라 설정되는 값으로， 파일럿 신호의 덴서티 또는 Dx에 따라 설정되는 임의의 값이다. 확장 유닛은 대역폭 등의 최적화를 위해 임의의 값으로 설정할 수 있으며， 파일럿 덴서티에 해당하는 (Dx*Dy) 혹은 Dx 등의 파라미터로 설 정될 수 있다. 웨이브품 스케일링 팩터 및 파일럿 덴서티 스케일링 팩터는 이하에 서 기술할 파일럿 패턴 부분의 값을 사용할 수도 있다. 본 명세서에서 각 팩터들은 파라미터들로 지칭할 수도 있다.  The waveform scaling factor is a scaling value according to a bandwidth of a carrier used for waveform transformation. In an exemplary embodiment, the waveform scaling factor may be set to an arbitrary value proportional to the length of the FFT. Extension Density Scaling Factor (or Pilot Density Scaling Factor) is a value that is set according to a fixed position of a pilot signal inserted in a pilot signal insertion module or a PAPR reduction module. Any value that is set. The expansion unit may be set to an arbitrary value for optimization of bandwidth and the like, and may be set to a parameter such as (Dx * Dy) or Dx corresponding to the pilot reliability. The wave product scaling factor and the pilot density scaling factor may use the values of the pilot pattern portion described below. Each factor may be referred to herein as parameters.
유효 신호 대역폭 스케일링 팩터는 전송 채널 대역폭 내에 스펙트럼 마스크 기 준을 만족하며, 전송 신호의 대역을 최대화하기 위해 설정할 수 있는 임의의 값으 로， 유효 신호 대역폭을 최적화할 수 있다. 부가 대역폭 팩터는 신호 대역폭에서 필요한 부가적인 정보 및 구조를 조정하기 위해 임의의 값으로 설정될 수 있다. 또 한, 필요에 따라 파일럿 신호를 삽입하여 스펙트럼 에지에서 채널 추정 성능을 개 선하는데 사용할 수도 있다. 부가 대역폭 팩터는 임의의 캐리어의 개수를 추가함으 로써 조정될 수 있다. The effective signal bandwidth scaling factor satisfies the spectral mask criterion within the transmission channel bandwidth, and is an arbitrary value that can be set to maximize the bandwidth of the transmission signal, thereby optimizing the effective signal bandwidth. The additional bandwidth factor is the signal bandwidth It can be set to any value to adjust the additional information and structure required. It is also possible to insert pilot signals as needed to improve channel estimation performance at the spectral edge. The additional bandwidth factor can be adjusted by adding any number of carriers.
웨이브품 변환 대역폭은 전송에 사용되는 부반송파의 수에 따라서 유효 신호 대역폭을 추가적으로 최적화할 수 있는 전송 파라미터로 사용될 수 있다. 상술한 유효 신호 대역폭 스케일링 팩터의 경우， 정해진 파일럿 신호로서의 파일럿 덴서티 단위 또는 Dx 단위로 확장함으로써 스펙트럼 마스크에 대해 최대값으로 설정될 수 있다. 이렇게 파일럿 덴서티 단위로 확장할 때 발생할 수 있는 앰비규어티 (ambigui ty)를 보완할 수 있도록， 웨이브품 변환 대역폭 (샘플링 프리퀀시)올 추가 로 조정함으로써 스펙트럼 마스크에 조건에 대해 대역폭 효율을 최적화할 수 있다. 국가 /지역별로 상이한 스펙트럼 마스크의 요구를 만족하기 위해 신호 대역폭을 조정하는 전송 파라미터로서， 1) 부가 대역폭 팩터 및 2) 웨이브품 변환 대역폭 (샘 플링 주파수) 중 하나를 사용하도록 한다. 즉， 이 2가지 전송 파라미터 값들을 사 용하여 국가 /지역별 채널 대역폭 및 스펙트럼 마스크 기준을 만족하면서 신호 대역 폭을 최대화하는 것이다. 이러한 방법은， 미래 방송 시스템의 각각의 FFT 모드에 대해서 공통의 캐리어로 지원되는 커먼 베이스 모드를 기반으로， 각각 상이한 제한 조건 (채널 대역폭， 스펙트럼 마스크)에 대해， 전송 신호 대역폭을 아래와 같은 방 식으로 조정할 수 있다. The wave product conversion bandwidth may be used as a transmission parameter to further optimize the effective signal bandwidth according to the number of subcarriers used for transmission. In the case of the above-described effective signal bandwidth scaling factor, it may be set to a maximum value for the spectral mask by extending in a pilot density unit or a Dx unit as a predetermined pilot signal. In order to compensate for the ambigui ty that can occur when scaling by pilot density, the bandwidth conversion (sampling frequency) can be further adjusted to optimize bandwidth efficiency for conditions in the spectral mask. have. As transmission parameters for adjusting the signal bandwidth to satisfy the needs of different spectrum masks by country / region, one of 1) an additional bandwidth factor and 2) a wave product conversion bandwidth (sampling frequency) should be used. That is, the two transmission parameter values are used to maximize the signal bandwidth while satisfying the country / region channel bandwidth and spectrum mask criteria. This method is based on the common base mode, which is supported as a common carrier for each FFT mode of the future broadcasting system, and for each different constraint condition (channel bandwidth, spectral mask), the transmission signal bandwidth is determined as follows. It can be adjusted in this way.
1) 추가 대역폭 팩터를 조정하여， 정해진 샘플링 주파수에 대해 임의의 캐리어 개수를 조정함으로써 효율을 극대화시킬 수 있고， 추가되는 캐리어의 수는 부가 컨 트를 신호 (전송 파라미터 정보)로서 제공될 수 있다. 최적화를 위해 조정되는 캐리 어의 수는 채널 대역폭과 스펙트럼 마스크 기준을 만족하는 범위에서 조정 /설정될 수 있다. 이때 조정하는 캐리어의 수 및 신호 구조에 대해서는 후술하도록 한다.  1) By adjusting the additional bandwidth factor, the efficiency can be maximized by adjusting the number of carriers for a given sampling frequency, and the number of additional carriers can be provided as an additional control as a signal (transmission parameter information). The number of carriers adjusted for optimization can be adjusted / set in a range that meets the channel bandwidth and spectral mask criteria. The number of carriers to be adjusted and the signal structure will be described later.
2) 정해진 공통 캐리어의 수에 대해 샘플링 주파수를 조정하여 전송 효율을 최 적화할 수 있다. 이때 해당 샘플링 주파수에 대해 레퍼런스로 지정된 값에 대한 상 대적인 비율 또는 기설정된 샘플링 주파수의 정보 역시 부가 컨트를 신호 (전송 파 라미터 정보)로서 제공될 수 있다. 이 경우 송신기는 샘플링 주파수를 조정， 부반 송파들 간의 스페이싱을 조정하여 유효 신호 대역폭을 변경할 수 있으며， 스페이싱 을 증가시켜 유효 신호 대역폭을 증가하면 시간 측면에서 전소 신호를 더 빨리 보 낼 수 있다. 즉 시간 측면에서 전소 효율이 증가되는 것이다.  2) The transmission frequency can be optimized by adjusting the sampling frequency for a predetermined number of common carriers. In this case, the relative ratio with respect to the value designated as a reference to the corresponding sampling frequency or information of the preset sampling frequency may also be provided as an additional control signal (transmission parameter information). In this case, the transmitter can change the effective signal bandwidth by adjusting the sampling frequency, adjusting the spacing between subcarriers, and by increasing the spacing to increase the effective signal bandwidth, the transmitter can send the burned out signal in terms of time. In other words, the burning efficiency is increased in terms of time.
3) 또한， 이 2가지 전송 파라미터 값들 (추가 대역폭 팩터 및 웨이브품 변환 대 역폭 팩터)을 함께 조정하여 최적화를 수행할 수도 있다. 이 2가지 전송 파라미터 값들에 대한 정보는 도 44에서와 같이 부가 컨트를 신호로서 송 /수신 시스템에 제 공될 수 있다. 이하에서는 파라미터 값들을 전달하는 부가 컨트롤 신호에 대해 설명하도록 한 다. 부가 컨트롤 신호는 상술한 바와 같이 대역폭 최적화를 위해 사용하는 전송 파 라미터를 나타내는 신호로서， 기 설정된 값으로 매핑되거나 유도될 수 있는 값으로 서 사용될 수도 있다. 부가 컨트를 신호는， 부가 신호, 전송 파라미터 또는 전송 파라미터 정보라고 지칭할 수도 있다. 3) In addition, optimization may be performed by adjusting these two transmission parameter values (additional bandwidth factor and wave product transform bandwidth factor) together. Information about these two transmission parameter values may be provided to the transmission / reception system as a signal as shown in FIG. 44. Hereinafter, an additional control signal for transmitting parameter values will be described. The additional control signal is a transmission wave used for bandwidth optimization as described above. As a signal representing a parameter, it may be used as a value that can be mapped to or derived from a predetermined value. The additional control signal may also be referred to as additional signal, transmission parameter or transmission parameter information.
먼저， 컨트를 코드 접근 (approach)이 있다. 컨트롤 코드 접근은 국가 /지역 및 해당 스펙트럼 마스크 등의 제한 조건 내에서 각각 최적화되어 있는 파라미터들을 컨트를 코드로서 설정하고， 이렇게 설정된 컨트를 코드를 송수신기에서 부가 정보 로 사용하는 방식이다. 이 방식의 경우 부가 신호를 전송하지 않으며， 송수신기의 각 모들들의 동작 수행에 필요한 정보 (컨트를 코드 또는 이에 상응하는 전송 파라 미터)를 획득할 수 있는 부가 제어 모듈 (예를 들면, 도 26의 부가 컨트롤 신호 컨 트롤러)에 의해 제어 및 동작될 수 있다. 부가적인 시그널링 정보를 전송하지 않는 점에서 이점이 있다. 컨트를 코드는 국가， 지역， 및 디바이스가 지원하는 서비스 정보 등에 따라 기설정되며， 필요에 따라 추후 변경이 되는 경우 하드웨어 또는 소 프트웨어 업데이트를 수행할 수 있다.  First, there is code access to controls. The control code access method is to set the control as a code with parameters optimized within the constraints such as the country / region and the corresponding spectral mask, and use the code as additional information in the transceiver. In this case, the additional control module (for example, FIG. 26 of FIG. 26) does not transmit an additional signal and can acquire information (a control code or a corresponding transmission parameter) necessary for performing operations of each model of the transceiver. Can be controlled and operated by a control signal controller. There is an advantage in that no additional signaling information is transmitted. The control code is preset according to the country, region, and service information supported by the device. If necessary, the control code can be updated with hardware or software.
다음으로， 시그널링 접근에 대해 설명한다. 시그널링 접근은 특히 캐리어 개수 를 조정하여 효율을 최대화하는 방식에 대해 적용할 수 있다. 이 방식은 조정하는 전송 파라미터 정보를 시그널링 필드에 할당하여 전송하는 방식으로， 부가적인 정 보를 전송해야 하지만 플렉서빌러티를 높일 수 있는 장점이 있다. 전송 파라미터 정보는 프리앰블 또는 프리앰블 이후의 시그널링 정보를 전송하는 심볼의 일정 구 간을 통해 전송될 수 있다. 도 46은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 생성 모듈을 나타낸 도면이다. Next, the signaling approach will be described. The signaling approach is particularly applicable to ways of maximizing efficiency by adjusting the number of carriers. This method is a method of allocating coordinating transmission parameter information to a signaling field and transmitting additional information, but has an advantage of increasing flexibility. The transmission parameter information may be transmitted through a predetermined period of a symbol for transmitting preamble or signaling information after the preamble. 46 illustrates an OFDM generation module according to an embodiment of the present invention.
도 46의 OFDM 생성 모들은 도 8에서 도시한 OFDM 생성 모들에 대한 추가적인 실시예이다. 도 8에서 도시 /설명한 모들 /블톡들에 대한 설명은 중복하여 하지 않는 다. 도 46에서는 도 44에서 전송 파라미터 컨트를 모들이 OFDM 생성 모들올 제어하 는 부분을 더욱 상세히 도시한다. 웨이브품 프로세싱 모들 (46040)은 전송 웨이브품 에 대해 out-of-emi ssion 등의 특성을 반영하여 웨이브폼을 조정하는 것으로， pulse shaping f i l ter와 유사하게 동작한다. 다만 웨이브품 프로세싱 모들 (46040) 은 구현에 따라 생략될 수도 있으며， 본 발명에서는 샘플링 프리퀀시 파라미터를 조정하는 경우 그에 따라 스펙트럼 마스크에 맞도록 웨이브폼을 쉐이핑 (shaping)하 는데 사용될 수도 있다.  The OFDM generation models of FIG. 46 are further embodiments for the OFDM generation models shown in FIG. 8. In FIG. 8, descriptions of the illustrated / described modules / blocks are not duplicated. FIG. 46 illustrates in more detail the portion where the modems control the transmission parameter control in FIG. 44. The wave processing module 46040 adjusts the waveform to reflect out-of-emission, etc. characteristics of the transmitted wave, and operates similarly to pulse shaping f i ter. However, the wave processing processing module 4460 may be omitted depending on the implementation. In the present invention, when the sampling frequency parameter is adjusted, the wave processing processing module 4460 may be used to shape the waveform according to the spectral mask.
도 46에서， 부가 제어 신호 생성 모들 (46010)은 부가 컨트를 신호를 생성하고， 그 값에 따라 각 연계된 하위 모들들에게 조정되는 전송 파라미터를 적용하거나 설 정할 수 있다. 프레임 빌더를 통해 입력되는 데이터 스트림은 공통의 캐리어 모드 로 입력되고， 부가 제어 신호 생성 모들 (46010)은 도 44의 OFDM 생성 모들에서 부 가적인 대역폭 팩터들을 조정할 수도 있다.  In FIG. 46, the additional control signal generation models 4610 may generate additional signal and apply or set a transmission parameter adjusted to each associated lower models according to the value. The data stream input through the frame builder is input in a common carrier mode, and the additional control signal generation models 4610 may adjust additional bandwidth factors in the OFDM generation models of FIG. 44.
1) 부가 대역폭 팩터를 조정하는 경우， 송신기는 파일롯 및 리저브드 톤 삽입 모들 (46020) 및 IFFT 모들 (46030)에서 기 설정된 값으로 조정된 토탈 캐리어의 수 에 따라 데이터를 할당할 수 있다. 또한 조정되는 대역폭에 따라서 파일럿을 공통 의 캐리어 모드와 동일한 파일럿 덴서티로 삽입하거나， 경우에 따라 다른 파일럿 덴서티로 삽입하거나 추가적인 파일럿을 삽입하는 등， 파일럿 구조를 변경할 수도 있다. 결정된 전송 파라미터는 앞서 언급한 바와 같이 프리앰불 또는 시그널링 필 드에 삽입되어 전송될 수 있다. 1) When adjusting the additional bandwidth factor, the transmitter may allocate data according to the number of total carriers adjusted to a preset value in the pilot and reserved tone insertion modes 4460 and IFFT modes 4630. Depending on the bandwidth that is being adjusted, the pilot structure can also be changed, such as inserting pilots in the same pilot mode as common carrier modes, in some cases in different pilot densities, or inserting additional pilots. have. The determined transmission parameter may be transmitted by being inserted into a preamble or signaling field as mentioned above.
2) 웨이브품 변환 대역폭 (샘플링 주파수， Fs)를 조정하는 경우， 웨이브품 프로 세성 모들 (46040) 및 DAC 모들 (46050)에서 전송 파라미터로 설정된 해당 샘풀링 레 이트의 값에 따라 동작할 수 있다. 이때 설정된 샘플링 레이트， Fs는 부가 컨트롤 신호 생성 블록 (46010)에서 기 설정된 값으로， 각 모드에 따라 선택된 값이 송신기 에 프리-셋 될 수 있다. 상술한 바와 같이 웨이브품 프로세싱 모듈 (46040) 및 그의 동작은 구현에 따라 생략될 수 있다. 도 47는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 동기화 /복조 모들의 상세 블록 도를 나타낸 도면이다.  2) When adjusting the wave product conversion bandwidth (sampling frequency, Fs), the wave product conversion mode (46040) and the DAC mode (46050) may operate according to the value of the corresponding sampling rate set as a transmission parameter. In this case, the set sampling rate, Fs, is a value preset in the additional control signal generation block 4610, and a value selected according to each mode may be preset in the transmitter. As described above, the wave product processing module 4460 and its operation may be omitted depending on implementation. 47 is a detailed block diagram of a synchronization / demodulation model of a receiver according to an embodiment of the present invention.
도 47에서 도시한 바와 같이， 동기화 /복조 모듈 (29000)은 부가 컨트를 신호 생 성 모들 (29010)의 제어에 따라 전송 파라미터를 설정하여 수신 신호를 복조할 수 있다. 동기화 /복조 모들 (29000)은 방송 신호를 튜닝하는 튜너 (29020)， 수신한 아날 로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC 모들 ( 19030)， 수신 신호에 포함된 프리앰 블을 검출하는 프리앰플 검출 모들 (29040)， 수신 신호에 포함된 가드 시퀀스를 검 출하는 가드 시퀀스 검출 모들 (29050) , 수신 신호에 FFT를 수행하는 FFT 모들 (29060) , 수신 신호에 포함된 파일럿 신호를 검출하는 파일럿 신호 검출 모들 (29070)， 프리앰블 및 파일럿 신호를 사용하여 수신 신호의 시간 /주파수 동기화를 수행하는 시간 /주파수 동기화 모듈 (29080)， 추출된 가드 시퀀스를 사용하여 채널 등화를 수행하는 채널 등화 모들 (29090)， 및 인버스 웨이브품 변환 모들 (29100)을 포함한다. 인버스 웨이브품 변환 모들 (29100)은. FFT의 역에 대항하는 변환을 수행 하는 모듈로서， 이는 실시예에 따라서 생략될 수 있다. 또한, 본 명세서에서 가드 시퀀스 /인터벌은 보호 구간이라고 지칭될 수도 있다. As illustrated in FIG. 47, the synchronization / demodulation module 29000 may demodulate a received signal by setting a transmission parameter according to the control of the signal generation modules 2902. The synchronization / demodulation modules 29000 include a tuner 29020 for tuning a broadcast signal, an ADC module 19030 for converting a received analog signal into a digital signal, and a preamble detection module for detecting a preamble included in the received signal. 29040, guard sequence detection modules 29050 for detecting a guard sequence included in the received signal, FFT models 29060 for performing FFT on the received signal, and pilot signal detection modules for detecting a pilot signal included in the received signal 29070, time / frequency synchronization module 29080 for performing time / frequency synchronization of received signals using preamble and pilot signals, channel using extracted guard sequence Channel equalization models 29902 for performing equalization, and inverse wave product transform modes 29100. Inverse Waveform Conversion Modal (29100). A module that performs a transform against the inverse of the FFT, which may be omitted according to an embodiment. In this specification, the guard sequence / interval may also be referred to as a guard interval.
도 47에서， 수신기가 복수의 안테나로 수신한 신호를 복수의 경로를 통해 처리 하는 경우로 동일 모들들이 병렬로 도시되어 있으며, 동일 모들에 대해 중복 설명 은 하지 않는다.  In FIG. 47, the same models are shown in parallel when the receiver processes signals received by a plurality of antennas through a plurality of paths, and the same models will not be described.
수신측 부가 컨트를 신호 생성 모들 (47010)이 수신기의 전송 파라미터를 설정 할 수 있다. 상술한 바와 같이 부가 컨트를 신호 생성 모들 (47010)는 프리엄블 또 는 시그널링 필드를 디코딩하여 전송 파라미터 (NoC, 파일럿 정보 등)를 설정하거나， 수신기에 기 설정된 컨트를 코드 (전송 파라미터)를 사용하여 수신기의 전송 파라미 터를 설정할 수 있다. 부가 컨트롤 신호 생성 모듈 (47010)이 시그널링 디코딩 모들 (47080)에 포함되어 동작할 수 있음은 상술한 바와 같다. 이하에서는， 대역폭 사용 효율을 높이는 방법으로서 부가 대역폭 팩터를 조정 하는 방법 및 웨이브폼 변환 대역폭 (샘플링 주파수)를 조정하는 방법에 대한 실시 예를 추가로 도시 /설명하도록 한다.  The signal generation module 47010 may set a transmission parameter of the receiver with the receiving side control. As described above, the signal generation modules 47010 may decode the preamble or signaling field to set transmission parameters (NoC, pilot information, etc.), or use codes (transmission parameters) that are preset at the receiver. The transmission parameters of the receiver can be set. As described above, the additional control signal generation module 47010 may be included in the signaling decoding modules 47080 to operate. Hereinafter, an embodiment of a method of adjusting an additional bandwidth factor and a method of adjusting a waveform conversion bandwidth (sampling frequency) will be further illustrated / described as a method of increasing bandwidth usage efficiency.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 대역폭 사용 효율 향상을 위한 부가 대역 폭 팩터 조정 방법을 나타낸 개념도이다.  48 is a conceptual diagram illustrating a method for adjusting an additional bandwidth factor for improving bandwidth use efficiency according to an embodiment of the present invention.
도 48(a)에서， Dx는 주파수 방향에서의 파일럿 덴서티를, Dy는 시간 방향에서 의 파일럿 덴서티를， Dx*Dy는 파일럿 덴서티를 나타낸다. In Fig. 48 (a), Dx denotes a pilot density in the frequency direction, and Dy denotes a time direction. The pilot identity of Dx * Dy denotes the pilot identity.
도 48(b) 및 도 49(c)에서와 같이, 방송 시스템은 일단 베이스 커먼 모드의 대 역폭을 사용하고， 국가 /지역별로 사용 가능한 스펙트럼 마스크에 따라 추가적인 대 역폭을 사용할 수 있다. 도 48(b) 및 도 49(c)에서와 같이 지역 1)에서는 베이스 커 먼 모드의 대역폭에 부가 대역폭 1에 해당하는 대역폭을 추가로 사용하고, 지역 2) 에서는 베이스 커먼 모드의 대역폭에 부가 대역폭 2에 해당하는 대역폭을 추가로 사용할 수 있다.  48 (b) and 49 (c), the broadcast system may use the bandwidth of the base common mode once, and may use an additional bandwidth according to the spectrum mask available for each country / region. As shown in Figs. 48 (b) and 49 (c), the bandwidth corresponding to the additional bandwidth 1 is additionally used in the bandwidth of the base common mode in the region 1), and the additional bandwidth is added to the bandwidth of the base common mode in the region 2). 2 additional bandwidths are available.
부가 대역폭은 Dx 유닛 또는 Dx*Dy유닛으로 설정할 수 있으며， 경우에 따라서 는 미세 조정을 위해 몇 개 단위의 캐리어를 통해 조정할 수도 있다. 다시 말하면， 송신기는 동일한 시간 내에 전송하는 총 서브-캐리어의 수를 조정하여 대역폭 사용 효율을 높일 수 있다. 이러한 방식의 이점으로는， 웨이브품 변환 대역폭 (샘플링 주 파수)는 동일하므로， 부가적으로 전송하는 캐리어의 수만을 시그널링 /설정할 수 있 어 송수신기에서 운용이 용이한 점이 있다.  The additional bandwidth may be set in Dx units or Dx * Dy units, and in some cases, may be adjusted through several units of carriers for fine tuning. In other words, the transmitter may increase the bandwidth usage efficiency by adjusting the total number of sub-carriers transmitting within the same time. The advantage of this method is that the wave product conversion bandwidth (sampling frequency) is the same, so that only the number of additional carriers can be signaled / configured and thus it is easy to operate in a transceiver.
베이스 커먼 모드는 위치에 따라 상기 도 48(b) 및 (c) )와 같이 운용이 가능하 다. 도 48(b)의 경우 베이스 커먼 모드를 스펙트럼의 가운데 배치하고 추가 캐리어 들을 양 끝에 추가하는 방식으로， 스캐터드 파일럿의 위치는 각 베이스 커먼 모드 를 기준으로 연속적으로 확장되는 위치에 삽입될 수 있다. 따라서, SP의 시작 위치 의 오프셋은 추가 대역폭에 따라 달라지며, 그 값은 컨트를 신호에 의해 시그널링 되는 값에 의해 산출될 수 있다. CP는 SP와 겹치지 않는 일부 CP는 동일한 위치하 도록 되며， 일정한 NoA를 유지하기 위해 삽입되는 일부의 CP에 대해서 컨트를 신호 에 의해 선택되어 전송될 수 있다. The base common mode may be operated as shown in FIGS. 48 (b) and (c)) depending on the position. In the case of FIG. 48 (b), the base common mode is placed in the center of the spectrum and additional carriers are added at both ends, so that the position of the scattered pilot may be inserted at a position continuously extended based on each base common mode. Thus, the offset of the starting position of the SP depends on the additional bandwidth, the value of which can be calculated by the value signaled by the signal. CPs do not overlap SPs, so some CPs are in the same position and signal control for some CPs inserted to maintain a constant NoA. Can be selected and transmitted.
도 48(c)의 경우는 베이스 커먼 모드를 스펙트럼의 앞에 위치하고 스펙트럼 마 스크에 따라 추가되는 캐리어를 뒤에 연속적으로 위치하도록 하는 방식으로서， 베 이스 커먼 모드가 가장 앞에 위치함에 따라 시작 오프셋은 일정하도록 할 수 있다. CP의 경우 SP와 겹치지 않는 CP에 대해 스펙트럼 마스크에 따라 수정되는 추가 대 역폭에 따라 위치를 조정할 수 있으며， 마찬가지로 일정한 NoA를 유지하기 위해 삽 입되는 일부의 CP에 대해서 컨트롤 신호에 의해 선택되어 전송될 수 있다. 추가적 으로 삽입된 추가적인 대역폭에는 필요에 의해 CP가 삽입될 수 도 있다.  In case of FIG. 48 (c), the base common mode is placed in front of the spectrum and the carriers added according to the spectral mask are continuously placed at the rear, and the start offset is constant as the base common mode is located in the front. Can be. For CPs that do not overlap with the SP, the position can be adjusted according to the additional bandwidth, which is modified according to the spectral mask, and similarly selected and transmitted by the control signal for some CPs inserted to maintain a constant NoA. Can be. CPs may be inserted as necessary for additional bandwidths additionally inserted.
캐리어 인덱스는 베이스 커먼 모드에 대해 시작의 캐리어 인덱스를 Kmin, 마지 막의 캐리어 인덱스는 Kmax로 표현하며， 전송 파라미터들은 선택되는 NoC에 따라 설정될 수 있다. 추가적인 캐리어에 의해 확장된 캐리어 모드에 대해서는 기존의 베이스 커먼 모드에 추가된 캐리어 부분에 대해서， Kext의 파라미터를 이용하여 표 현할 수 있다. 베이스 커먼 모드는 추가적인 캐리어가 추가되는 위치에 따라 오프 셋으로 조정될 수 있다. 이하에서는， 부가 대역폭 팩터를 조정하는 방법에 대해 더욱 상세하게 설명하 도록 한다.  The carrier index represents the starting carrier index Kmin and the last carrier index Kmax for the base common mode, and transmission parameters may be set according to the selected NoC. The carrier mode extended by the additional carrier may be expressed using the parameter of Kext for the carrier part added to the existing base common mode. The base common mode can be adjusted to offset depending on where additional carriers are added. Hereinafter, a method of adjusting the additional bandwidth factor will be described in more detail.
부가 대역폭 팩터를 사용하는 경우에도， 프레임 빌더 /프레임 파서 등의 간소화 된 동작 및 데이터 케리어의 이펙티브 (ef fect ive) 파워를 심볼당 동일하게 유지하 는 장점을 유지하기 위해 일정한 NoA(Number of Act ive carr ier)를 유지하는 시스 템을 사용할 수 있다. 이를 위해 베이스 커먼 모드의 기본 구조를 먼저 정의할 수 있다. 그리고 각 FFT 전송 모드에 대해 기설정된 모드를 기반으로 데이터 케리어 및 파일럿 구조를 정의할 수 있다. 다시 말하면， 베이스 커먼 모드는 스펙트럼 마 스크별로 대역폭의 추가 /감소의 기준이 되는 모드로서， 베이스 커먼 모드의 전송 파라미터 및 구조는 FFT 사이즈에 따른 데이터 캐리어의 수, 채널 추정을 위한 스 캐터드 (scat tered) 파일럿의 구조, 동기 추정을 위한 컨티뉴얼 파일럿의 구조 및 PAPR을 위한 리저브드 캐리어의 구조를 포함한다. Even when using an additional bandwidth factor, a simplified number of Act ive carr (NoA) is used to maintain the benefits of streamlined behavior such as Frame Builder / Frame Parser and the effective power of data carriers per symbol. ier) sheath You can use the system. For this purpose, the basic structure of the base common mode can be defined first. In addition, a data carrier and a pilot structure may be defined based on a mode preset for each FFT transmission mode. In other words, the base common mode is a mode in which bandwidth is added / reduced per spectrum mask, and the transmission parameters and structure of the base common mode are the number of data carriers according to the FFT size and the scattering for channel estimation. tered) the structure of the pilot, the structure of the continual pilot for synchronization estimation and the structure of the reserved carrier for PAPR.
스캐터드 파일럿은 전송 채널 추정을 위해 필요한 파일럿을 시간 및 주파수영 역에 균일하게 배치시킨다. 컨티뉴얼 파일럿은 위치에 따라 스캐터드 파일럿과 겹 치거나 혹은 그렇지 않도록 위치할 수 있으며, 전체 컨티뉴얼 파일럿은 베이스 커 먼 모드 내 스펙트럼에 대해 스펙트럼의 양 끝부분을 제외한 부분에 배치되며， 랜 덤하고 상대적으로 이븐 (even) 디스트리뷰션되도록 위치한다. 양 끝부분을 제외하 도록 하는 것은， 스펙트럼 마스크 둥에 최적화된 캐리어의 개수 조정에 있어서 캐 리어 개수를 감소시키더라도 컨티뉴얼 파일럿의 특성이 저하되지 않도록 하며， 그 에 따라 튜너 및 밴드패스 필터 등의 영향을 받지 않도록 하기 위함이다.  Scattered pilots place the pilots needed for transport channel estimation uniformly in the time and frequency domain. The continual pilot may be positioned to overlap or not be scattered depending on the position, and the entire continual pilot is placed at both ends of the spectrum except for the spectrum in base common mode. It is positioned to be relatively even distribution. By eliminating both ends, the characteristics of the continual pilot do not deteriorate even if the number of carriers is reduced in adjusting the number of carriers optimized for the spectral mask. This is to avoid being affected.
본 발명은 네트워크 구성에 따른 FFT, GI 및 서비스 사용 케이스에 따라 서로 다른 베이스 Dx를 가져가는 구조에 대해 독립적으로 흑은 공통의 모드로 적용이 가 능하다.  The present invention can be independently applied to a black common mode for a structure having different base Dx according to FFT, GI and service use case according to the network configuration.
Non-SP 베어링 (bear ing) CP의 경우 Dx의 정수배 위치한 스캐터드 파일럿과 겹 치지 않도록 설정된 CP이고， SP-베어링 CP는 일정한 NoA를 맞추기 위해서 삽입되며， 개수는 확장된 Dx의 정수배와 시간 영역에서 파일럿 간의 거리인 Dy에 따라 결정이 되며， 에지 파일럿 및 리저브드 캐리어 등을 포함하여 결과적으로、베이스 커먼 모 드에서 심볼당 데이터 케리어는 일정하게 설정될 수 있다. 도 49는 본 발명의 일 실시예에 따라서， 심볼당 NoA를 일정하게 유지하면서, 베이스 커먼 모드를 기반으로 대역폭을 확장하는 방법을 나타낸다. Non-SP bearing CP is a CP that is set so as not to overlap with a scattered pilot located at an integer multiple of Dx, and SP-bearing CP is inserted to meet a constant NoA. The number is determined by the integer multiple of the extended Dx and Dy, which is the distance between the pilots in the time domain. As a result, the data carrier per symbol can be set constant in the base common mode, including edge pilots and reserved carriers. have. FIG. 49 illustrates a method for extending bandwidth based on a base common mode while maintaining a constant NoA per symbol according to an embodiment of the present invention.
도 49에서 각 신호 대역폭의 도면들은 스펙트럼 마스크에 따라 추가되는 부가 대역폭의 블록 유닛에 따라 추가되는 캐리어의 수 및 파일럿 구조를 나타낸다. 다 시 말하면， 도 49는 베이스 커먼 모드의 신호 구조와 함께， 부가 대역폭으로서 추 가되는 (Dx*Dy)의 블록 유닛 및 Dx의 블톡 유닛에 따른 캐리어의 수 및 파일럿 구 조를 나타낸다. 도 49의 실시예에서， 베이스 커먼 모드는 (Dx*Dy)의 정수배로 이루 어지는 구조에 해당한다.  49 shows the number of pilot structures and the number of carriers added according to block units of additional bandwidth added according to the spectral mask. In other words, FIG. 49 shows the number of carriers and the pilot structure according to the block unit of (Dx * Dy) and the block unit of Dx added as an additional bandwidth, together with the signal structure of the base common mode. In the embodiment of FIG. 49, the base common mode corresponds to a structure composed of integer multiples of (Dx * Dy).
도 49(a)에서와 같이 커먼 베이스 모드는 해당 FFT 사이즈에 대해 기 설정된 캐리어의 수와 SP ,CP , EP 등의 파일럿의 구조가 결정되어 있다. 도 49(a)의 전송 신 호는， SP가 Dx=4 , Dy=4의 구조를 가지며， CP는 non-sp-베어링 CP와 sp-베어링 CP로 구성되며, sp-베어링 CP 혹은 임의의 부가적인 파일럿으로 일정한 NoA를 유지하기 위해 필요한 개수의 파일럿을 포함한다. 이하에서는 부가 대역폭의 캐리어들이 파 일럿 덴서티 단위 및 주파수 방향 파일럿 거리 단위로 확장되는 실시예들에 대하여 설명하도록 한다.  As shown in FIG. 49 (a), in the common base mode, the number of preset carriers and the structure of pilots such as SP, CP, EP, etc. are determined for the corresponding FFT size. In the transmission signal of FIG. 49 (a), the SP has a structure of Dx = 4 and Dy = 4, and the CP is composed of a non-sp-bearing CP and an sp-bearing CP, and the sp-bearing CP or an arbitrary addition. It includes the number of pilots necessary to maintain a constant NoA as a pilot. Hereinafter, embodiments in which carriers of an additional bandwidth are extended in a pilot density unit and a frequency direction pilot distance unit will be described.
도 49(b) : k* (Dx*Dy) 단위, k는 임의의 정수인 경우 부가 대역폭에 추가되는 캐리어의 수를 (Dx*Dy)의 파일럿 덴서티 단위로 조정 하는 방법의 장점은, 파일럿 구조를 (특히， CP) 수정 /변경하지 않으면서 전송 신호 를 스펙트럼 마스크에 최적화되도록 할 수 있다는 장점이 있다. Fig. 49 (b): k * (Dx * Dy) units, where k is any integer The advantage of the method of adjusting the number of carriers added to the additional bandwidth in units of (Dx * Dy) pilot units is that the transmitted signal can be optimized for the spectral mask without modifying / modifying the pilot structure (especially CP). There is an advantage that it can.
파일럿 덴서티에 해당하는 (Dx*Dy)단위의 정수배에 해당되도록 캐리어를 베이 스 커먼 모드에 추가 /제거할 경우， 추가되는 영역의 SP에 대해 (Dx*Dy) 사이즈가 파일럿을 이루는 기본 블록에 해당되므로 시작 및 끝의 SP위치 등의 구조의 변경이 없다. 더불어, CP의 경우 베이스 커먼 모드에서 정의된 패턴을 이용하여， k*(Dx*Dy) 단위가 추가된 캐리어를 포함한 새로운 신호 구조 /시스템에 대해서 변경없이 사용 할 수 있다.  If the carrier is added / removed to the base common mode so that it corresponds to an integer multiple of (Dx * Dy) units corresponding to the pilot density, the (Dx * Dy) size corresponds to the basic block for piloting the SP of the added area. Therefore, there is no change of structure such as SP position of start and end. In addition, the CP can be used without change for a new signal structure / system including a carrier added with k * (Dx * Dy) units by using a pattern defined in the base common mode.
따라서, 수신기에서는 앞서 언급한 시그널링 혹은 컨트를 코드에 의해 표기 ( in dicat ion)되는 전송 파라미터를 사용하여 각기 다른 스펙트럼 마스크에 대해 최적 화된 파라미터로 토탈 캐리어의 개수 및 베이스 커먼 모드의 시작 위치 등의 정보 를 획득하여 적용할 수 있다. 베이스 커먼 모드의 오프셋은 정수배 k가 짝수인 경 우에는 k/2 * (Dx*Dy)의 of fset을， 홀수인 경우에는 i ) 기설정된 순서에 따라 스펙 트럼의 왼쪽을 우선적으로 추가하게 되면 (k+l)/2 * (Dx*Dy) , i i ) 오른쪽을 우선적 으로 추가하게 되면 (k-l)/2 * (Dx*Dy)의 of fset으로 시작된다. Therefore, in the receiver, the above-mentioned signaling or control is transmitted using an i n dicat ion transmission parameter and optimized parameters for different spectral masks, such as the total number of carriers and the starting position of the base common mode. Information can be obtained and applied. The offset of the base common mode is k / 2 * (Dx * Dy) of fset if the integer multiple k is even, and i) if the left side of the spectrum is added first according to the preset order ( k + l) / 2 * (Dx * Dy), ii) If the right side is added first, it starts with fset of (kl) / 2 * (Dx * Dy).
도 49(c) : m*Dx 단위 , m은 임의의 정수  Fig. 49 (c): m * Dx unit, m is an arbitrary integer
도 49(b)의 방법이 (Dx*Dy)의 정수배로 운용되어 추가되는 캐리어 수의 단위가 크게 되는 단점이 있다. 이에 Dx단위로 캐리어의 수를 추가하는 방법을 제안한다. Dx단위로의 추가는 인터폴레이션 ( interpolat ion)과정에서 타임 인터폴레이션을 우 선적으로 적용함에 따라서， 주파수 영역에서 파일럿간 거리를 균일하게 하여 채널 추정에 큰 영향을 미치지 않도록 할 수 있으며， f ine granular i ty를 가지는 장점이 있다. The method of FIG. 49 (b) is operated at an integer multiple of (Dx * Dy), resulting in a large number of additional carriers. We propose a method of adding the number of carriers in units of Dx. Addition in units of Dx results in time interpolation during the interpolat ion process. By applying linearly, the distance between pilots in the frequency domain can be made uniform so as not to have a big influence on the channel estimation, and there is an advantage of having an in granularity.
추가된 캐리어 영역에 대해 스캐터드 파일럿은 연속적인 SP 포지션 를 (rule)을 유지하도록 하여， 규칙성을 유지하도록 선정할 수 있으며， 베이스 커먼 모드에 존 재하는 에지 파일럿은 추가된 캐리어 영역의 스펙트럼 양끝에 위치하도록 조정할 수 있다.  For the added carrier region, the scattered pilot may be selected to maintain regular SP position to maintain regularity, and edge pilots in base common mode may be placed at both ends of the spectrum of the added carrier region. It can be adjusted to be located at.
그라나, Dx단위의 캐리어의 조정은 심볼당 일정한 NoA의 개수를 유지하는 데 있어서 베이스 커먼 모드 내의 SP-bear ing CP 혹은 임의의 pi lot에 대해 추가되는 Dx의 정수배에 따라 선택적으로 조정이 필요하다.  However, the adjustment of carriers in units of Dx needs to be selectively adjusted according to the integer number of Dx added to the SP-bearing CP or any pi lot in the base common mode in order to maintain a constant number of NoAs per symbol.
베이스 커먼 모드의 오프셋은 정수배 k가 짝수이면 m/2 * Dx의 오프셋을 갖고， 홀수이면 기설정된 순서에 따라 스펙트럼의 왼쪽을 우선적으로 추가하게 되면 (k+l)/2 * Dx의 오프셋을, 오른쪽을 우선적으로 추가하게 되면 (k-l)/2 * Dx의 오 프셋으로 시작될 수 있다.  The offset of the base common mode has an offset of m / 2 * Dx if the integer multiple of k is even, and if it adds the left side of the spectrum preferentially according to the preset order if it is odd, the offset of (k + l) / 2 * Dx is given. If the right side is added first, it can start with an offset of (kl) / 2 * Dx.
일반적으로， SP-베어링 CP (혹은 임의의 pi lot )은 NoA를 일정한 개수를 위해 삽 입될 수 있으며， 필요로 한 pi lot의 개수는 베이스 커먼 모드는 (Dx+Dy)*k + p*Dx 에 해당하는 p 정수배 및 확장된 추가적인 캐리어 모드의 q*Dx에 해당하는 q 정수 배 에 따라 아래와 같이 나타낼 수 있다.  In general, an SP-bearing CP (or any pi lot) can be inserted for a certain number of NoAs, and the number of pi lots required is equal to (Dx + Dy) * k + p * Dx It can be expressed as follows according to the corresponding p integer multiples and q integer multiples corresponding to q * Dx of the extended additional carrier mode.
Number of SP-bear ing CP = mod(Dy + mod( (p+q-1) ,Dy) , Dy)  Number of SP-bearing CP = mod (Dy + mod ((p + q-1), Dy), Dy)
상술한 도 48(b)의 구조는 SP의 시작이 항상 베이스 커먼 모드의 시작 부분에 위치하여 동일한 패턴을 유지할 수 있다. 도 48(b)의 구조에서 CP는 베이스 커먼 모드에서 정의된 위치를 유지하거나 혹은 추가적인 대역폭에 따라 스펙트럼의 가운 데 위치할 수 있도록 설정될 수 있다. 도 50은 본 발명의 일 실시예에 따른 대역폭 확장 및 그에 다른 파일럿 배치 방법을 나타낸다. 48 (b), the start of the SP is always at the start of the base common mode. Position to maintain the same pattern. In the structure of FIG. 48 (b), the CP may be set to maintain the defined position in the base common mode or to be positioned at the center of the spectrum according to additional bandwidth. 50 illustrates a bandwidth extension and another pilot deployment method thereof according to an embodiment of the present invention.
도 50은 Dx 단위의 캐리어 개수 조정시 일정한 NoA를 맞추기 위해 필요로 하는 SP-bear ing CP (혹은 임의의 파일럿) 중의 컨트를 테이블에 대해 선택되는 SP-베어 링 CP의 테이블과 시작 위치에 대한 실시예이다. 즉 도 50은 스펙트럼이 베이스 커 먼 모드에 대해 Dx의 정수배로 확장되고( (1))(*1 )*1^+1 *1)}0， 추가되는 캐리어는 q*Dx 이고, Dy=4인 경우의 실시예를 나타낸다. (p , q는 정수임. )  FIG. 50 shows a table and start positions of an SP-bearing CP selected for a table with control of an SP-bearing CP (or any pilot) required to adjust a constant NoA when adjusting the number of carriers in units of Dx. Yes. 50 shows that the spectrum is extended by an integer multiple of Dx for the base common mode ((1)) (* 1) * 1 ^ + 1 * 1)} 0, and the added carrier is q * Dx, and Dy = 4 An example in the case of is shown. (p and q are integers.)
도 50에서， 컨트를 테이블 (a) 및 (b)는 Dx=3 , Dy=4인 베이스 커먼 모드의 케 리어가 Dx의 p배， 그리고 확장되는 추가 대역폭의 캐리어가 q배로 조정될 때, 이에 따라 추가되는 SP-베어링 CP의 개수와 위치 정보를 제공하는 테이블들이다. 도 50 에서는 베이스 커먼 모드가 Dx*Dy의 정수배로 구성되며, 부가적으로 추가적인 캐리 어가 추가됨에 따른 SP-베어링 CP의 위치 및 개수에 대한 실시예를 나타낸다.  In FIG. 50, the control tables (a) and (b) show that when the carrier of the base common mode where Dx = 3, Dy = 4 is adjusted by p times Dx and the carrier of the additional bandwidth to be extended by q times, Tables provide information about the number and location of SP-bearing CPs added. In FIG. 50, the base common mode is configured by an integer multiple of Dx * Dy, and shows an embodiment of the position and number of SP-bearing CPs as additional carriers are added.
컨트롤 테이블 (a) 및 컨트를 테이블 (b)는， 베이스 커먼 모드에 파일럿'덴서 티 (Dx*Dy)에 대해 추가되는 Dx의 정수배 (p+q)가 추가되는 순서에 따라 순차적으로 우측부터 추가되는 경우가 컨트를 테이블 (a)에 해당하고， 좌측부터 추가되는 경우 가 컨트롤 테이블 (b)에 해당한다. 각 테이블에서， 컨트를 인덱스 (ctrᄂ idx)는 (p+q)를 Dy로 모듈로 (modulo)연산 을 취한 값으로 0~2*Dy-l 의 index를 가지며， 해당 패턴은 반복된다. 각 테이블은 ctr ljdx에 따라 NoA를 위해 추가되는 SP-베어링 CP의 개수 Nsp_cp와 Dy의 정수배 외 상수값에 대한 CP의 위치 정보를 나타낸다. The control table (a) and the control table (b) are sequentially added from the right side in the order in which the integer multiple (p + q) of Dx added to the pilot ' density (Dx * Dy) is added to the base common mode. In this case, the control corresponds to the table ( a ), and the case to be added from the left side corresponds to the control table (b). In each table, the control index (ctrb idx) is a modulo operation with (p + q) Dy, with an index of 0-2 * Dy-l, and the pattern is repeated. Each table shows the positional information of CPs for constant values other than integer multiples of Nsp_cp and Dy of SP-bearing CPs added for NoA according to ctr ljdx.
SP-베어링 CP는 기설정된 테이블로서 공통의 Dy*r 개의 세트과 ctr l_idx에 따 라 선택적으로 포함되는 Dy개의 세트로 구성된다.  The SP-bearing CP is a predetermined table and is composed of a common Dy * r set and Dy sets selectively included according to ctr l_idx.
예를들어， 컨트를 테이블 (a)에서 ctr l_idx가 0인 경우는 SP-베어링 CP의 Dy*r 개의 공통의 기 설정된 위치와 더불어, NoA를 유지하기 위해 3개의 추가적인 CP로 서 l*Dx, 2*Dx, 3*Dx를 기 설정된 테이블에서 선택할 수 있다. 또한 해당 첫번째 OFDM심볼이 가지는 SP 패턴은 상기 수식에 의해 결정된다. 컨트를 테이블 b) 역시 추가되는 순서의 차이외 동일한 방식에 의해 선택될 수 있다. 도 51은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 대역폭 확장 및 그에 다른 파일럿 배치.방법을 나타낸다.  For example, if ctr l_idx in the table (a) is 0, l * Dx, as three additional CPs to maintain NoA, with Dy * r common preset positions of the SP-bearing CP, 2 * Dx, 3 * Dx can be selected from the preset table. In addition, the SP pattern of the first OFDM symbol is determined by the above equation. The control table b) can also be selected in the same way, with the difference in the order in which they are added. 51 illustrates a bandwidth extension and other pilot deployment method according to another embodiment of the present invention.
도 51은 Dx 단위의 캐리어 개수 조정시 일정한 NoA를 맞추기 위해 필요로 하는 SP-bearing CP (혹은 임의의 파일럿) 중의 컨트를 테이블에 대해 선택되는 SP-베어 링 CP의 테이블과 시작 위치에 대한 실시예이다.  FIG. 51 illustrates an embodiment of a table and a start position of an SP-bearing CP selected for a table with control of an SP-bearing CP (or any pilot) required to adjust a constant NoA when adjusting the number of carriers in units of Dx. to be.
도 51에서， 컨트를 테이블 (c) 및 컨트롤 테이블 (d)는 Dy=2인 베이스 커먼 모 드의 케리어가 Dx의 p배, 그리고 확장되는 추가 대역폭의 캐리어가 q배로 조정될 때, 이에 따라 추가되는 SP-베어링 CP의 개수와 위치 정보를 제공하는 테이블들이 다. 도 50에서는 베이스 커먼 모드가 Dx*Dy의 정수배로 구성되며， 부가적으로 추가 적인 캐리어가 추가됨에 따른 SP-베어링 CP의 위치 및 개수에 대한 실시예를 나타 낸다. In FIG. 51, the control table (c) and the control table (d) are added accordingly when the carrier of the base common mode with Dy = 2 is adjusted by p times Dx and the carrier of the additional bandwidth to be extended by q times. Tables provide information on the number and location of SP-bearing CPs. All. In FIG. 50, the base common mode is configured by an integer multiple of Dx * Dy, and shows an embodiment of the position and number of SP-bearing CPs as additional carriers are added.
Dy=2인 것을 제외하고는 도 50의 설명이 동일하게 적용될 수 있다.  The description of FIG. 50 may be equally applied except that Dy = 2.
도 52는 본 발명의 다른 일 실시예에 따라서 , 심볼당 NoA를 일정하게 유지하지 않고, 베이스 커먼 모드를 기반으로 대역폭을 확장하는 다른 방법을 나타낸다. 도 52에서 각 신호 대역폭의 도면들은 스펙트럼 마스크에 따라 추가되는 부가 대역폭의 블록 유닛에 따라 추가되는 캐리어의 수 및 파일 ¾ 구조를 나타낸다. 도 52은 부가 대역폭을 조정하는 방식으로세 일정한 NoA를 유지하지 않는 방법인， 베이스 커먼 모드를 기반으로 스펙트럼 마스크를 만족하기 위해 임의의 n 개의 캐리어를 추가 /삭제하는 방법을 나타낸다. 일정한 NoA를 위한 요청 (requi rement )이 없으므로 CP에 대한 제한 (constraint )는 없으나， 스펙트럼 마스크 에 따라 추가 /삭제되는 cp의 특성이 다소 변화하게 되고， 따라서 프레임 빌더 /파 서는 불규칙적인 ( i rregular) NoA에 대응되는 스케줄링이 필요하다. FIG. 52 illustrates another method for extending bandwidth based on a base common mode without maintaining a constant NoA per symbol according to another embodiment of the present invention. 52 shows the number of carriers and the file ¾ structure added according to block units of additional bandwidth added according to the spectral mask. FIG. 52 illustrates a method of adding / deleting any n carriers to satisfy a spectral mask based on a base common mode, which is a method of not maintaining three constant NoAs in a manner of adjusting additional bandwidth. There is no constraint for CP because there is no request for a constant NoA, but the characteristics of cp added / deleted according to the spectral mask change slightly, so the frame builder / parser is irregular (i rregular). Scheduling corresponding to NoA is necessary.
그리고 추가되는 캐리어의 양 에지에 에지 파일럿이 위치하도록 조정하나, 역 시 추가되는 양에 따라 타임 인터폴레이션된 주파수 영역에서의 파일럿 배치가 양 끝에서 레귤러하지 못함에 따른 채널 추정 성능의 저하가 다소 존재할 수 있다. 위의 방식에서는 베이스 커먼 모드를 구성할 때 SP-베어링 CP (혹은 임의의 pi lot )를 NoA를 맞추기 위한 용도로 설정할 필요가 없으므로， CP는 필요에 따라 Non-SP-베어링 CP로 구성할 수 도 있으며， 충분한 자유도를 가지도록 설계가 가능 하다. 이하에서는， 본 발명의 실시예에 따른 SP 패턴의 파라미터들로서， Dx/Dy를 값 들에 세트에 대해 설명하도록 한다. In addition, although the edge pilots are adjusted to be positioned at both edges of the added carriers, there may be some degradation in channel estimation performance because the pilot placement in the time interpolated frequency domain is not regular at both ends according to the added amount. have. In the above method, the SP-bearing CP (or any pi lot) need not be set up to match the NoA when configuring the base common mode, so the CP is It can be configured as a non-SP bearing CP and can be designed to have sufficient degrees of freedom. Hereinafter, as a parameter of the SP pattern according to an embodiment of the present invention, a set of Dx / Dy to values will be described.
SP 패턴에 있어서 조밀도가 높으면 데이터의 복구 /디코딩 능력이 향상되고， 조 밀도가 낮으면 데이터의 복구 /디코딩 능력이 저감될 수 있다. 다만, SP의 조밀도가 높다지면 데이터의 전송 효율이 떨어지므로 채널 환경 또는 수신기의 상황에 따라 서 적절한 Dx/Dy의 SP를 사용해야 한다. 본 발명에서는 GI 오버헤드를 줄이면서 GI 레인지를 넘는 에코 딜레이를 등화하기 위한 Dx/Dy모드를 제안하고자 한다.  High density in the SP pattern improves the data recovery / decoding capability, and low density may reduce the data recovery / decoding capability. However, if the SP density is high, data transmission efficiency is reduced. Therefore, the SP of appropriate Dx / Dy should be used depending on the channel environment or receiver situation. The present invention proposes a Dx / Dy mode for equalizing an echo delay over a GI range while reducing GI overhead.
본 발명의 실시예에 따른 Dx/Dy모드에 있어서, Dx는 GI 값들과 연계되어 결정 될 수 있다. Dy 값들은 이동 수신 및 고정 수신 각각에 대해 최적화된 모드를 지원 할 수 있도록 설정될 수 있다. 또한， FFT 사이즈에 따라 스케일링된 Dy 값들을 지 원함으로써， 필요한 메모리 크기와 오버헤드 측면에서 최적화된 값을 갖도록 Dx/Dy 모드를 설정할 수 있다. 도 53은 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 모드를 나타낸다.  In the Dx / Dy mode according to an embodiment of the present invention, Dx may be determined in association with GI values. Dy values may be set to support an optimized mode for mobile reception and fixed reception, respectively. In addition, by supporting the Dy values scaled according to the FFT size, the Dx / Dy mode can be set to have an optimized value in terms of required memory size and overhead. 53 illustrates a pilot mode according to an embodiment of the present invention.
도 53은 파일럿 모드 중 에코 레인지와 관련하여 파일럿의 Dx 파라미터에 따른 기본 (Basi c) Dx , 확장된 Dx(post_GI EQ)의 모드에 대한 것이다. 제안된 FFT와 GI 컴비네이션에 대해서， 각각 최적화된 Dx의 베이시스 (basi s)를 기준으로 해당 Dx의 값이 설정될 수 있다. Dx 베이시스가 3 또는 4일때， 각각 Dx의 최대값은 128와 96 으로 일부 GI를 제외하고 일정한 (constant ) GUR(GI Ut i l izat ion Rat io)을 만족하도 록 설정된 테이블들이다. 또한， 모든 FFT, GI 조합에 대해서 일정한 GUR은 동일한 오버헤드를 제공할 수 있다. FIG. 53 illustrates a mode of basic Dx and extended Dx (post_GI EQ) according to pilot Dx parameters in relation to an echo range among pilot modes. For the proposed FFT and GI combination, the Dx of The value can be set. When the Dx basis is 3 or 4, the maximum values of Dx are 128 and 96, respectively, and the tables are set to satisfy the constant GUR (GI Uti I ion Rat Rat) except some GI. In addition, for all FFT, GI combinations, a constant GUR may provide the same overhead.
도 53(a)의 기본 Dx 모드의 경우 최대 GUR을 GI의 길이에 따라 75%~90%의 범위 를 가지도록 설정하였으며， 도 53(b)의 확장 Dx 모드의 경우 기본 Dx 모드에 대해 2배의 채널 추정 레인지 (channel est imat ion range)를 가질 수 있도록 파일러서 모 드를 선정하였다. 도 53은 GI 레인지를 넘어가는 신호가 약한 에코 딜레이를 등화 하기 위해서， SP 덴서티를 높여서 사용하는 SP 패턴을 위한 Dx, Dy 값들을 나타낸 다. 위 모드들을 통해서 GI 오버헤드를 높이지 않고도， GI 레인지를 넘는 에코 딜 레이를 효율적으로 등화할 수 있는 장점을 가진다.  In the basic Dx mode of FIG. 53 (a), the maximum GUR is set to have a range of 75% to 90% according to the length of the GI, and in the extended Dx mode of FIG. 53 (b), twice the size of the basic Dx mode. The pilot mode was chosen to have a channel est imat ion range of. FIG. 53 illustrates Dx and Dy values for an SP pattern used by increasing an SP density in order to equalize an echo delay in which a signal crossing a GI range is weak. The above modes have the advantage of efficiently equalizing the echo delay over the GI range without increasing the GI overhead.
파일럿 모드로서 Dx의 값은 앞에서 언급한 바와 같이 에코 레인지에 대한 Dx의 모드를 컨트를 신호로 구분할 수 있으며, 기본 Dx와 확장 Dx의 2가지 Dx모드로 구 분할 경우 lbi t으로 시그널링하여 송수시기에서 구분을 하여 전송할 수 있다. 도 54는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 파일럿 모드를 나타낸다.  As mentioned earlier, the value of Dx can be divided into two modes, Dx, for the echo range, as a signal, and signaled as lbi t when the signal is divided into two Dx modes, the basic Dx and the extended Dx. Can be sent separately. 54 illustrates a pilot mode according to another embodiment of the present invention.
도 54에서， 파일럿 모드는 Dx 베이시스가 3 또는 4일때， 각각 Dx의 최대값은 24와 32로 한정되었다. 이렇게 한정함으로써 대역폭 민첩성 (Bandwidth agi l ity)을 위한 한 OFDM 심볼의 캐리어 개수 조절이 용이해진다.  In FIG. 54, the pilot mode is limited to 24 and 32 when the Dx basis is 3 or 4, respectively. This limitation facilitates the adjustment of the number of carriers of an OFDM symbol for bandwidth agility.
한 OFDM 심볼의 캐리어 개수는 SP 캐리어의 규칙성을 보장하기 위해서， Dx의 정수배 혹은 Dx*Dy의 정수배로 정한다. 도 54의 표에서는 2종류의 Dx 베이시스가 一、 The number of carriers in one OFDM symbol is determined by Dx in order to guarantee regularity of the SP carriers. Set to an integer multiple or an integer multiple of Dx * Dy. In the table of FIG. 54, two types of Dx basis are used.
섞여 있으므로， 각각에 해당하는 Dx값들의 최소공배수 혹은 Dx*Dy 값들의 최소공배 수로 정할 수 있다. Since they are mixed, they can be determined by the least common multiple of the corresponding Dx values or the least common multiple of the Dx * Dy values.
이때， GUR을 7¾~90%로 유지하기 위해서， Dx 값들을 24 혹은 32보다 큰 값들로 정하게 되면， 위 최소공배수들이 커지게 되고， 결과적으로 캐리어 개수를 조절하는 레졸루션이 커져서， 스펙트럼 효율이 떨어지게 된다. 즉， 최적화된 캐리어 개수보 다 너무 크거나 너무 작은 값으로 정해질 수 있다.  At this time, in order to maintain the GUR at 7¾ to 90%, if the Dx values are set to values larger than 24 or 32, the above LCMs become larger, and as a result, the resolution for controlling the number of carriers becomes larger, resulting in lowered spectral efficiency. . In other words, it may be determined to be too large or too small than the optimized number of carriers.
이런 점을 방지하기 위해서 Dx의 최대값은 Dx 베이시스에 따라 24 혹은 32로 한정했으며， 이에 따른 SP 오버헤드의 증가는 미미하다. 또한， 너무 큰 Dx 값들로 인해 채널 추정을 위한 주파수-도메인의 보간 ( interpolat ion) 성능이 저하되는 현 상을 막을 수 있다.  To prevent this, the maximum value of Dx is limited to 24 or 32 depending on the Dx basis, resulting in a slight increase in SP overhead. In addition, too large Dx values can prevent the interpolat ion performance of the frequency-domain for channel estimation from being degraded.
도 54(a) 테이블의 붉은 박스로 선택된 영역은 이미 최대 GUR 대비 포스트 -GI 에 대한 등화가 적용되어 있는 부분으로서 max . Dx의 제한에 의해 설정되며， 해당 컴비네이션에 대해서는 확장 Dx와 모드에 공통 적용이 될 수 있다. 본 발명의 사상이나 범위를 벗어나지 않고 본 발명에서 다양한 변경 및 변형이 가능함은 당업자에게 이해된다. 따라서， 본 발명은 첨부된 청구항 및 그 동등 범위 내에서 제공되는 본 발명의 변경 및 변형을 포함하는 것으로 의도된다.  Fig. 54 (a) The area selected by the red box of the table is the part where equalization is applied to the post-GI versus the maximum GUR. It is set by the limitation of Dx, and the combination can be applied to the extension Dx and the mode in common. It is understood by those skilled in the art that various changes and modifications can be made in the present invention without departing from the spirit or scope of the invention. Accordingly, it is intended that the present invention cover the modifications and variations of this invention provided they come within the scope of the appended claims and their equivalents.
본 명세서에서 장치 및 방법 발명이 모두 언급되고， 장치 및 방법 발명 모두의 설명은 서로 보완하여 적용될 수 있다. 【발명의 실시를 위한 형태】 Reference is made herein to both apparatus and method inventions, and the descriptions of both apparatus and method inventions may be complementary to one another. [Form for implementation of invention]
다양한 실시예가 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태에서 설명되었다.  Various embodiments have been described in the best mode for carrying out the invention.
【산업상 이용가능성】  Industrial Applicability
본 발명은 일련의 방송 신호 제공 분야에서 이용된다.  The present invention is used in the field of providing a series of broadcast signals.
본 발명의 사상이나 범위를 벗어나지 않고 본 발명에서 다양한 변경 및 변형이 가능함은 당업자에게 자명하다 . 따라서， 본 발명은 첨부된 청구항 및 그 동등 범위 내에서 제공되는 본 발명의 변경 및 변형을 포함하는 것으로 의도된다.  It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made in the present invention without departing from the spirit or scope of the invention. Accordingly, it is intended that the present invention cover the modifications and variations of this invention provided they come within the scope of the appended claims and their equivalents.

Claims

【청구의 범위】 【Scope of Claim】
【청구항 1】 【Claim 1】
입력 스트림을 적어도 하나의 DP(Data Pipe)로 디멀티플텍성하는 인풋 포매팅 모들; 상기 적어도 하나의 DP의 데이터를 에러 정정 프로세싱하는 BICM모들; Input formatting modules that demultiplex an input stream into at least one DP (Data Pipe); BICM modules for error correction processing of data of the at least one DP;
상기 DP의 데이터를 프레임 내의 심볼들로 매핑하는 프레임 빌딩 모듈; 및 a frame building module that maps the data of the DP to symbols within a frame; and
상기 프레임에 프리앰블을 삽입하고 OFDM 변조를 수행하여 전송 방송 신호를 생성 하는 OFDM 생성 모들을 포함하며 , It includes an OFDM generation module that inserts a preamble into the frame and performs OFDM modulation to generate a transmission broadcast signal,
상기 OFDM 생성 모들은 상기 전송 방송 신호에 CP Cont inual Pi lots) 및 SPCScat tered Pi lots)을 포함하는 파일럿 신호를 삽입하는 파일럿 신호 삽입 모들 을 더 포함하고， The OFDM generation modules further include pilot signal insertion modules that insert pilot signals including CP Cont initial Pi lots) and SPCS cat tered Pi lots) into the transmission broadcast signal,
상기 CP는 신호 프레임의 모든 심볼에 삽입되며， CP의 위치 및 숫자는 FFT(Fast Fur ier Transform) 사이즈에 기초하여 결정되는, 방송 신호 송신기 . The CP is inserted into all symbols of the signal frame, and the location and number of CPs are determined based on the FFT (Fast Furniture Transform) size. A broadcast signal transmitter.
【청구항 2】 【Claim 2】
제 1 항에 있어서, According to claim 1,
상기 방송 신호 송신기는 기설정된 제 1 CP 패턴 및 제 2 CP 패턴을 사용하여 상기 CP를 생성하는， 방송 신호 송신기. The broadcast signal transmitter generates the CP using a preset first CP pattern and a second CP pattern.
【청구항 3】 【Claim 3】
제 2 항에 있어서， According to paragraph 2,
상기 FFT 사이즈가 8K인 경우， 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴으로서 생성되는， 방송 신호 송신기 . When the FFT size is 8K, the CP is generated as the first CP pattern, a broadcast signal transmitter.
【청구항 4】 【Claim 4】
제 2 항에 있어서 , According to clause 2,
상기 FFT 사이즈가 16K인 경우， 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴에 상기 제 2 CP 패턴 을 부가한 제 3 패턴으로서 생성되는, 방송 신호 송신기 . When the FFT size is 16K, the CP is generated as a third pattern by adding the second CP pattern to the first CP pattern.
【청구항 5】 【Claim 5】
제 4 항에 있어서， According to clause 4,
상기 FFT 사이즈가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 3 패 -턴을 반전 및 쉬프팅하여 생성한 제 4 패턴을 부가함으로써 생성되는， 방송 신호 송신기. When the FFT size is 32K, the CP is generated by adding a fourth pattern generated by inverting and shifting the third pattern in addition to the third pattern, a broadcast signal transmitter.
【청구항 6】 【Claim 6】
제 4 항에 있어서， In clause 4,
상기 FFT 사이즈가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 2 패 턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가하고 상기 제 1 패턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가함으 로써 생성되는, 방송 신호 송신기. When the FFT size is 32K, the CP is generated by adding the second pattern by inverting and shifting in addition to the third pattern and adding the first pattern by inverting and shifting. A broadcast signal transmitter.
【청구항 7】 【Claim 7】
방송 신호 송신 방법에 있어서， In the broadcast signal transmission method,
입력 스트림을 적어도 하나의 DP(Data Pipe)로 디멀티플렉싱하는 인풋 포매팅 단계; 상기 적어도 하나의 DP의 데이터를 에러 정정 프로세싱하는 BICM 단계; An input formatting step of demultiplexing the input stream into at least one DP (Data Pipe); BICM step of error correction processing the data of the at least one DP;
상기 DP의 데이터를 프레임 내의 심볼들로 매핑하는 프레임 빌딩 단계; 및 A frame building step of mapping the data of the DP to symbols within a frame; and
상기 프레임에 프리앰블을 삽입하고 OFDM 변조를 수행하여 전송 방송 신호를 생성 하는 OFDM 생성 단계를 포함하며， Insert a preamble into the frame and perform OFDM modulation to generate a transmission broadcast signal. It includes an OFDM generation step,
상기 OFDM 생성 단계는 상기 전송 방송 신호에 CP Cont inual Pi lots) 및 SP(Scattered Pi lots)을 포함하는 파일럿 신호를 삽입하는 단계를 더 포함하고， 상기 CP는 신호 프레임의 모든 심볼에 삽입되며， CP의 위치 및 슷자는 FFKFast Furier Transform) 사이즈에 기초하여 결정되는， 방송 신호 송신 방법. The OFDM generation step further includes inserting a pilot signal including CP Contual Pi lots (CP) and SP (Scattered Pi lots) into the transmission broadcast signal, and the CP is inserted into all symbols of the signal frame, and the CP A broadcast signal transmission method that is determined based on the location and size of the FFKFast Furier Transform.
【청구항 8】 【Claim 8】
제 1 항에 있어서, According to claim 1,
상기 방송 신호 송신 방법은， 기설정된 제 1 CP 패턴 및 제 2 CP 패턴을 사용하여 상기 CP를 생성하는， 방송 신호 송신 방법. The broadcast signal transmission method generates the CP using a preset first CP pattern and a second CP pattern.
【청구항 9] [Claim 9]
제 8 항에 있어서， According to clause 8,
상기 FFT 사이즈가 8K인 경우， 상기 CP는 상기 제 1 CP 패턴으로서 생성되는， 방송 신호 송신 방법 . When the FFT size is 8K, the CP is generated as the first CP pattern.
【청구항 10] [Claim 10]
제 8 항에 있어서， According to clause 8,
상기 FFT 사이즈가 161 (인 경우， 상기 CP는 상기 계 1 CP 패턴에 상기 제 2 CP 패턴 을 부가한 제 3 패턴으로서 생성되는， 방송 신호 송신 방법 . When the FFT size is 161, the CP is generated as a third pattern by adding the second CP pattern to the first CP pattern. A broadcast signal transmission method.
【청구항 11】 【Claim 11】
제 10 항에 있어서， According to clause 10,
상기 FFT 사이즈가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 3 패 턴을 반전 및 쉬프팅하여 생성한 제 4 패턴을 부가함으로써 생성되는， 방송 신호 송신 방법 . When the FFT size is 32K, the CP is the third pattern in addition to the third pattern. A broadcast signal transmission method created by adding a fourth pattern created by reversing and shifting the turn.
【청구항 12] [Claim 12]
제 10 항에 있어서 , According to clause 10,
상기 FFT 사이즈가 32K인 경우， 상기 CP는 상기 제 3 패턴에 추가로 상기 제 2 패 턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가하고 상기 제 1 패턴을 반전 및 쉬프팅하여 부가함으 로써 생성되는， 방송 신호 송신 방법. When the FFT size is 32K, the CP is generated by adding the second pattern by inverting and shifting in addition to the third pattern and adding the first pattern by inverting and shifting. A broadcast signal transmission method.
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090168909A1 (en) * 2007-12-11 2009-07-02 Sony Corporation Transmitting apparatus and method, and receiving apparatus and method
WO2011105755A2 (en) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method
WO2012070859A2 (en) * 2010-11-23 2012-05-31 엘지전자 주식회사 Broadcast signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, and broadcast signal transceiving method in broadcast signal transmitting and receiving apparatuses
US20130064314A1 (en) * 2007-12-11 2013-03-14 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
US20130243116A1 (en) * 2010-11-23 2013-09-19 Lg Electronics Inc. Broadcast signal transmitter/receiver, and broadcast signal transceiving method

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090168909A1 (en) * 2007-12-11 2009-07-02 Sony Corporation Transmitting apparatus and method, and receiving apparatus and method
US20130064314A1 (en) * 2007-12-11 2013-03-14 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
WO2011105755A2 (en) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method
WO2012070859A2 (en) * 2010-11-23 2012-05-31 엘지전자 주식회사 Broadcast signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, and broadcast signal transceiving method in broadcast signal transmitting and receiving apparatuses
US20130243116A1 (en) * 2010-11-23 2013-09-19 Lg Electronics Inc. Broadcast signal transmitter/receiver, and broadcast signal transceiving method

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