WO2015007734A1 - Dispositif de detection de signaux electromagnetiques - Google Patents

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WO2015007734A1
WO2015007734A1 PCT/EP2014/065154 EP2014065154W WO2015007734A1 WO 2015007734 A1 WO2015007734 A1 WO 2015007734A1 EP 2014065154 W EP2014065154 W EP 2014065154W WO 2015007734 A1 WO2015007734 A1 WO 2015007734A1
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sequence
received
antenna
reception channels
signals
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PCT/EP2014/065154
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Pascal Cornic
Patrick Le Bihan
Régis Levaufre
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Thales
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G01S13/4454—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing phase comparisons monopulse, i.e. comparing the echo signals received by an interferometric antenna arrangement
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/74—Multi-channel systems specially adapted for direction-finding, i.e. having a single antenna system capable of giving simultaneous indications of the directions of different signals

Definitions

  • the present invention relates to a device for detecting electromagnetic signals.
  • the field of the invention is that of the separation and location of electromagnetic sources from network type antennas.
  • the field of exploitation potentially covers the entire field of electromagnetic signal receivers.
  • the invention relates to the field of electromagnetic interceptors of the active or passive type, in which both a wide instantaneous angular coverage and a large angular separation capacity are sought, in particular for discriminating signals received at low power and for long-lasting pulses in a dense environment.
  • a technical problem to be solved is the minimization of the number of reception channels in a network antenna device, the purpose of which is to reduce both the complexity, the calculation volume to be performed and finally the cost.
  • the problem is usually solved by beamforming techniques by calculation or by interferometry techniques.
  • the large dimension of the antenna then leads to using a large number of radiating elements constituting this antenna.
  • These radiating elements must be spaced apart by a fraction of a wavelength, typically ⁇ / 2 for a total angular coverage of 90 °. This condition is indeed necessary to avoid ambiguities of angular direction.
  • the number of radiating elements will typically be typically 2N for a linear antenna and 4N 2 for a surface antenna.
  • Each radiating element corresponds to a receiver, which leads to a great complexity and a high cost.
  • the degradations of the radiation diagram increase according to the rate of gap, which in practice does not allow to reduce the number of receivers significantly.
  • the interferometric antennas make it possible to obtain good location accuracies with a small number of radiating elements, the value of the accuracy being inversely proportional to the size of the antenna.
  • they require to remove ambiguities of angular direction measurement using at least two interferometry bases of different dimensions. This method of ambiguity removal can be defeated when the density of signals to be processed is high or when the signal-to-noise ratio is low.
  • LPI type Low Probability of Intercept
  • An object of the invention is to overcome the aforementioned drawbacks, for this purpose the invention relates to a device for detecting electromagnetic signals comprising a network receiving antenna with N radiating elements and having M reception channels downstream of the receiving antenna, M being less than N, the pointing directions of said antenna, in number equal to the number N of radiating elements, being obtained by beamforming by calculation and being regularly spaced, said device comprising moreover at least :
  • processing means performing for each sequence the estimation of the two-by-two spatial correlations of the signal received on the reference channel and the signals received on the other M-1 reception channels and then estimating the spectral density of spatial power in N directions of arrival from a coherent sum of the N terms of correlations thus obtained.
  • the reference element is, for example, the first element, the first M elements being connected to the reception channels in the first sequence, and then the M-1 radiating elements being connected to the reception channels in the first channel. the second sequence, and so on.
  • the processing means estimate the spatial correlations after having carried out the elimination of stationary short duration signals of duration less than a given duration ⁇ , the elimination of stationary short duration signals being carried out by multiplying the signal received at a t, x (t), by a signal of the form x (t) x (tT) / x (t) * 2 , where ⁇ is a delay chosen to suppress the signals of duration less than the duration ⁇ .
  • said spatial correlation is for example estimated by directly multiplying the signal received on said reference radiating element by the conjugate received signal on another radiating element of the antenna.
  • said spatial correlation is estimated by multiplying the signal received on said reference radiating element by the conjugate received signal on another radiating element of the antenna, after frequency separation of said received signals.
  • said spatial correlation is for example estimated by multiplying the signal received on said reference radiating element by the conjugate received signal on another radiating element of the antenna, the correlation estimation being carried out at the output of filter banks of different widths and different central frequencies.
  • the filters are for example made by digital Fourier transforms of different orders or by polyphase filters of different orders.
  • the device is for example a radar.
  • said spatial correlation is for example estimated by multiplying the signal received on said reference radiating element by the conjugate received signal on another radiating element of the antenna, after temporal separation of said received signals.
  • the temporal separation is for example obtained by adapted filtering and sampling pulses received by said radar.
  • FIG. 1 a block diagram, a linear antenna array having N radiating elements
  • FIG. 2 is an antenna diagram relating to a device of the type of FIG. 1;
  • FIG. 3 an example of an interferometry device
  • FIGS. 4a and 4b an antenna pattern obtained respectively by an ambiguous interferometer and by an unambiguous interferometer
  • FIG. 5 an illustration of the principle of the invention
  • FIG. 6 by a block diagram, a first exemplary embodiment of a device according to the invention.
  • FIG. 7 an exemplary embodiment of the switching means used in a device according to the invention.
  • FIG. 1 represents, by block diagram, a linear antenna array having N radiating elements.
  • the invention applies to a surface antenna, of dimension 2, or to a linear antenna, of dimension 1, as that illustrated in FIG. By way of example, the invention will be described later for a linear antenna.
  • the network 10 has N radiating elements 1 spaced apart by half a wavelength.
  • each radiating element 1 is connected to a receiver performing the amplification, filtering and frequency translation of the received signal before coding. So in reception to perform the frequency transposition, each radiating element 1 is connected to an input of a microwave mixer 2, the other input of the mixer receiving an intermediate frequency.
  • the output of a mixer 2 is connected to the input of a low-noise amplifier 3.
  • the amplifiers 3 are connected at the output to the input of a 4-channel encoder 4. The latter provides the analog-digital conversion of the signals from the amplifiers.
  • the received and coded signals are processed simultaneously by a processing unit 5 to form the beams.
  • the beamforming operation by calculation consists in summing coherently the set of signals x i received for each direction of pointing of the beam. It can be written according to the following equation (1), S representing the amplitude of the signal, a function of the aiming direction and the sampling period:
  • Tr is the sampling period of the signals received, on reception at the level of the coders 4;
  • n is the index of the sampling instant at which beam formation is performed
  • the pointing directions are evenly spaced and their number is equal to the number N of radiating elements of the network.
  • the beam formation simply corresponds to a Fourier transform and can be written according to relation (2) below:
  • the index k corresponds to the index of the arrival direction ⁇ in which it is desired to form a beam.
  • the device illustrated in FIG. 1 thus makes it possible to form N directional beams, of typical aperture equal to 2 / N radians, unambiguously and with adjustable lobe levels by numerical weighting. This device thus makes it possible to angularly separate the sources of emission and locate them with great efficiency.
  • FIG. 2 shows, by a curve 21, an example of an antenna pattern obtained without weighting for a device of the type of FIG. 1, for a particular pointing, the ordinates representing the gain in dB and the abscissa the angular position.
  • Such a device can be very complex, in particular when the number of channels is large because of a high sampling frequency and / or one or more of the following requirements: fine angular resolution;
  • FIG. 3 thus presents a device formed of interferometric bases, used to angularly localize the different emission sources in a large angular domain.
  • a device formed of interferometric bases, used to angularly localize the different emission sources in a large angular domain.
  • at least one very precise but ambiguous measurement is made by a large-sized base constituted by the most distant antenna elements, and at least one unambiguous but inaccurate measurement is performed by a base constituted by the two nearest antenna elements.
  • the device of Figure 3 comprises four radiating elements 31, 32, 33, 34, knowing that at least three elements could be sufficient to perform a direction of arrival of signals by interferometry.
  • the second element is then at the position d, the third element at a position kd and the fourth element placed at a position Nd.
  • the radiating elements are each connected to a mixer 2, receiving on another input a frequency IF originating from a local oscillator, followed by a low-noise amplifier 3 similarly to the device of FIG.
  • the signals from the amplifiers 3 are then converted numerically by a multi-channel analog-to-digital converter 4, of the same type, for example as that of FIG.
  • the signals thus digitized are taken into account by processing means 35 for the arrival direction measurement by interferometry.
  • the device of FIG. 3 which comprises only a small number of reception channels is much simpler than that of FIG. However, if it makes it possible to locate the different directions of arrival of signals coming from emission sources with a good precision, it does not generally make it possible to separate these different sources of emission, and can be put in check if the signal to noise ratio is not enough.
  • Figures 4a and 4b respectively show an antenna pattern obtained respectively by an ambiguous interferometer and an unambiguous interferometer. More particularly, the curve 41 of FIG. 4a represents the antenna pattern for an interferometer consisting of the two most distant bases 31, 34, being spaced from Nd, in a system of axes where the ordinates represent the antenna gain and the abscissa angle ⁇ . Curve 42 of FIG. 4b represents the antenna pattern for an interferometer consisting of the two closest bases 31, 32, spaced apart from d, in the same axis system.
  • FIG. 5 The principle of the invention is illustrated in FIG. 5.
  • the M receivers form what will be called later the receiving device.
  • each radiating element is connected to the receiving device at least once during the observation time, it is then possible to separate the stationary arrival signals during the observation time according to N directional beams according to the result obtained by a beamforming by conventional calculation.
  • FIG. 5 illustrates an example of switching sequences 51, 52, 53, 54, 55 included in the observation time for connecting at least once each radiating element to the receiving device.
  • the different sequences illustrated represent the position of the N receptors, 16 in the example of FIG. 5, the receptors marked with a black dot being those which are connected to the receiving device.
  • the elements are for example spaced apart by a distance ⁇ / 2.
  • the first radiating element 50 is connected to the receiving device.
  • This first element 50 thus constitutes the reference element. It is not necessary to take the first element 50 as a reference element, other elements of the network could constitute a reference element, provided that this element is connected to the connection device at each sequence.
  • the first M elements are connected to the switching device.
  • the second sequence 52 the first element 50 is connected and the M-1 elements following 521 are connected.
  • the third sequence 53 the first element 50 is connected and the M-1 elements following 531 are connected.
  • the fourth sequence 54 the first element 50 is connected and the following M-1 elements 541 are connected.
  • the last sequence the first element 50 is connected and the M-1 elements following 551 are connected.
  • the latter M-1 elements 551 are the M-1 elements of the network with N elements, N being equal to 16 and M being equal to 4.
  • xi (nTr) is the signal received on channel 1 at the date nTr, Tr being the previously defined sampling period;
  • X i (nTr) is the signal received on the channel i + 1 on the date nTr, x * + i (nTr) being its conjugate;
  • E [x] represents the expectation on nTr time samples from a position pTr:
  • R x (i, nTr) represents the correlation between the signal received from channel 1 and the conjugate complex of the signal received from channel i + 1 on date nTr.
  • the radiating elements are connected to the receiving device via a switching matrix 61 for performing the different switching sequences, for example the sequences 51, 52, 53 , 54, 55 previously described.
  • the output of the switching matrix is connected to the four receivers, each receiver comprising at least one mixer 2, transposing the received signal at an intermediate frequency IF, and an amplifier 3.
  • the signals at the output of a receiver are digitized by a converter analog-digital 62 to M channels.
  • the digitized reception signals are processed by processing means 63 performing the calculations defined in relations (3) to (7) defined above.
  • the processing means may be implemented by an FPGA type circuit or by a signal processing processor.
  • the processing means calculate the correlations R x (i) as indicated below for each sequence, where they perform a correlation of the reception channels in pairs with the reference channel. .
  • R x (0) E (x l (nT r ) x (nT r ))
  • R x (l) E ( Xl (nT r ) x 2 (nT r ))
  • R x (2) E (x l (nT r ) x ⁇ (nT r ))
  • R x (3) E ( Xl (nT r ) x 4 (nT r ))
  • R x O) E ( Xi (3nT r ) x * (3nT r ))
  • R x (l0) E (x l (4nT r ) x u * (4nT r ))
  • R x (ll) E (x l (4nT r ) x l2 * (4nT r ))
  • R x (l2) E (x l (4nT r ) x l3 * (4nT r ))
  • R (13) E ⁇ x Y (5nT r ) x 14 * (5nT r ))
  • R x (l5) E (x l (5nT r ) x l6 * (5nT r ))
  • the calculation can also be carried out sequentially, by estimating the partial sums at each sequence and accumulating them from sequence to sequence before arriving at the total sum.
  • FIG. 7 illustrates an exemplary embodiment of the switching matrix 61.
  • the switching matrix comprises N inputs and M outputs, more particularly 16 inputs and 4 outputs in the example of FIG. 7. It is implemented using PIN diode switches 701, 702, 703, 704, of the following type: SPXT. Each block has three elementary switches.
  • the first input 71 is connected by a direct line 72 to a first output 73, allowing the reference radiating element to be permanently connected to the receiving device.
  • the next three inputs 71 1 are each connected to a switch of a first block 701.
  • the following three entries 712 are connected to these switches so that the 2nd input is switched with the 5 th input and so on.
  • the following three entries 713 are each connected to a switch of a second block 702.
  • the three inputs 714 are connected to these switches so that the 8 th input is switched to the 12 th input and so on.
  • the outputs of the first block 701 are each connected to a switch of a third block 703.
  • the outputs of the second block 702 are connected to these same switches, so that the first output of the first block 701 is switched with the first output of the second block 702 and so on.
  • the outputs of the third block 703 are each connected to a switch of a fourth block 704.
  • the last three entries of the matrix 715 are connected to these switches so that the I 4 th input is switched to the first output of the third block 703 and so on.
  • the outputs of the 4 th block 704 are each connected to a receiver 2, 3 of the receiving device.
  • the architecture of the switching matrix of FIG. 7 notably makes it possible to implement the switching sequences illustrated in FIG. 5.
  • the first sequence is thus made by switching the first block 701. on the 2 nd , 3 rd and 4 th entries, then by switching the third block 703 on the outputs of the first block 701 and finally by switching the fourth block 704 on the outputs of the third block 703.
  • the invention applies in particular to the detection and location of radar signals. In this context, it can be applied to an active radar-type interceptor or a passive interceptor, for example of the Radar Electronic Support Measure (RESM) type, adapted to the detection of signals with a low signal-to-noise and pulse-to-pulse ratio. long duration, typically greater than 100 ⁇ .
  • RSM Radar Electronic Support Measure
  • the time and frequency characteristics of received signals are known. This is the case conventionally, in radar, where the received signals are the subject of a filtering adapted to the emitted waveform, this filtering making it possible both to optimize the signal-to-noise ratio and to separate these signals in different cases distance and / or Doppler before detection.
  • the spatial correlation is estimated after temporal separation of the received signals.
  • each radiating element connected to the receiver corresponds to each treatment period a distance-Doppler matrix.
  • the beamforming treatment described above applies in parallel to each of the outputs of the distance-doppler boxes.
  • a first coarse sorting of the signals is for example performed by analog frequency filtering, the receivers being limited band.
  • a third, finer sorting, to separate the signals and to optimize the signal-to-noise ratio is performed by digital filtering, according to their central frequency and their bandwidth.
  • This operation is performed for example using FFT filters or polyphase filters of several different widths AF
  • FIG. 8 illustrates an exemplary functional embodiment in the case of an application to a passive interceptor.
  • the device is represented in outputs 80 of the M receivers.
  • the output signals of the M receivers are derived from the N radiating elements, via the switching matrix 61. They are digitized by the analog-digital converter with M channels 62.
  • Each output channel of this converter is connected to a bank of filters 81.
  • each radiating element of order i connected to the receiving device at a time T, corresponds to a set of filters 81 1 of central frequency F m and of bandwidth AF 1.
  • a filter bank 81 comprises for example the set of filters described above.
  • the correlation terms between the signals received from the radiating elements of order i and of order j, or between the channels i and j, are obtained by calculating the mean value of the product 83 of the output of each filter S m , i iiik connected to the channel i at the instant kT with the conjugate of the output of the filter of the same central frequency and the same filter bandwidth connected to the channel j to the instant kT. This results in the following relationship:
  • - RT represents the time interval on which the average is performed
  • Ri, j, m, i (pT) represents the correlation between the signals received from the index i and index j channels for the central frequency filters F m and the AF band
  • the set of correlation terms is thus estimated 82 according to a set of successive sequences during which the reception device M channels is connected successively to the various radiating elements constituting the antenna.
  • the set of results is then summed coherently 83 for each direction of the space and for each filter.
  • the result of this estimation is then used to detect and then angularly locate the received signals 85, according to conventional principles in radar processing.
  • the processing means notably perform the filter banks 81, the correlations 82, the coherent integrations 83 and the estimation of the spectral density in the various directions related to the antenna elements.
  • the output signal of each filter of a sample is available every 40 ns and the average of the product terms can be carried out on 500 samples. successive.
  • this method allows a coherent temporal integration of the received signal for a time close to the total duration of this signal, which is very interesting for detecting low peak power signals (LPI type) and in particular any modulation.
  • the integration of the different correlation terms can be adapted to detect pulsed signals of long duration, for example greater than 100 ⁇ , of low peak power, for example less than a few watts, and of any unknown modulation.

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Abstract

Le dispositif de détection de signaux électromagnétiques comportant une antenne de réception réseau à N éléments rayonnants (1) et comportant M voies de réception (2, 3) en aval de l'antenne de réception, M étant inférieur à N, les directions de pointage de ladite antenne, en nombre égal au nombre N d'éléments rayonnants, étant obtenues par formation de faisceau par le calcul et étant régulièrement espacées, ledit dispositif comporte au moins : - des moyens de commutation (61) des M voies de réception sur les éléments rayonnants selon des cycles de séquences successives, M éléments rayonnants étant connectés auxdites voies de réceptions à chaque séquence, un même élément rayonnant dit de référence étant connecté auxdites voies de réception pour toutes les séquences, un cycle étant achevé lorsque tous les éléments rayonnants ont été connectés au moins une fois à une desdites voies de réception; - des moyens de traitement (63) effectuant pour chaque séquence l'estimation des corrélations spatiale deux à deux du signal reçu sur la voie de référence et des signaux reçus sur les autres M-1 voies de réception puis estimant la densité spectrale de puissance spatiale dans N directions d'arrivée à partir d'une somme cohérente des N termes de corrélations ainsi obtenus.

Description

DISPOSITIF DE DETECTION DE SIGNAUX ELECTROMAGNETIQUES
La présente invention concerne un dispositif de détection de signaux électromagnétiques. Le domaine de l'invention est celui de la séparation et de la localisation de sources électromagnétiques à partir d'antennes de type réseau. Le domaine d'exploitation couvre potentiellement l'ensemble du domaine des récepteurs de signaux électromagnétiques. Plus particulièrement, l'invention concerne le domaine des intercepteurs électromagnétiques de type actif ou passif, dans lesquels on cherche à la fois une large couverture angulaire instantanée et une capacité de séparation angulaire importante, en particulier pour discriminer les signaux reçus de faible puissance et à impulsions de longue durée en environnement dense.
Dans ce contexte, un problème technique à résoudre est la minimisation du nombre de voies de réception dans un dispositif d'antenne de type réseau, ayant pour objectif de réduire à la fois la complexité, le volume de calcul à effectuer et finalement le coût.
Le problème est habituellement résolu par des techniques de formation de faisceaux par le calcul ou par des techniques d'interférométrie.
Un pouvoir séparateur angulaire important nécessite un faisceau d'antenne étroit et donc une grande antenne. Ainsi, plus le pouvoir séparateur angulaire exigé par une application est important, plus la dimension L de l'antenne doit être importante. En effet l'ouverture de l'antenne, notée ΔΘ, une fois focalisée est, pour une longueur d'onde λ, typiquement de la forme ΔΘ = λ/L en radians, donc inversement proportionnelle à la dimension L.
La grande dimension de l'antenne conduit alors utiliser un grand nombre d'éléments rayonnant constituant cette antenne. Ces éléments rayonnants doivent être espacés entre eux d'une fraction de longueur d'onde, typiquement λ/2 pour une couverture angulaire totale de 90° . Cete condition est en effet nécessaire pour éviter les ambiguïtés de direction angulaire. Ainsi pour une antenne d'ouverture 1 /N, le nombre d'éléments rayonnant sera en général typiquement de 2N pour une antenne linéaire et de 4N2 pour une antenne surfacique. A chaque élément rayonnant correspond un récepteur, ce qui conduit à une grande complexité et à un coût élevé. Il existe une solution permettant de diminuer le nombre de récepteurs en faisant appel à des antennes dites « lacunaires » ou encore à des réseaux d'interférométrie ambigus.
En ce qui concerne les antennes lacunaires, les dégradations du diagramme de rayonnement augmentent en fonction du taux de lacunarité, ce qui en pratique ne permet pas de diminuer le nombre de récepteurs de façon significative.
En ce qui concerne les antennes interférométriques, elles permettent d'obtenir de bonnes précisions de localisation avec un faible nombre d'éléments rayonnants, la valeur de la précision étant inversement proportionnelle à la dimension de l'antenne. Cependant elles nécessitent de lever les ambiguïtés de mesure de direction angulaire à l'aide d'au moins deux bases d'interférométrie de dimensions différentes. Cette méthode de levée d'ambiguïté peut être mise en échec lorsque la densité de signaux à traiter est importante ou lorsque le rapport signal sur bruit est faible. En présence de signaux de longue durée, par exemple de type LPI (« Low Probability of Intercept »), le risque de superposition temporelle de signaux augmente, ce qui complique encore l'analyse des signaux reçus.
Il peut alors devenir impossible de séparer les signaux par leur direction ou d'estimer cette direction d'arrivée.
Un but de l'invention est de pallier les inconvénients précités, à cet effet l'invention a pour objet un dispositif de détection de signaux électromagnétiques comportant une antenne de réception réseau à N éléments rayonnants et comportant M voies de réception en aval de l'antenne de réception, M étant inférieur à N, les directions de pointage de ladite antenne, en nombre égal au nombre N d'éléments rayonnants, étant obtenues par formation de faisceau par le calcul et étant régulièrement espacées, ledit dispositif comportant par ailleurs au moins :
- des moyens de commutation des M voies de réception sur les éléments rayonnants selon des cycles de séquences successives, M éléments rayonnants étant connectés auxdites voies de réceptions à chaque séquence, un même élément rayonnant dit de référence étant connecté auxdites voies de réception pour toutes les séquences, un cycle étant achevé lorsque tous les éléments rayonnants ont été connectés au moins une fois à une desdites voies de réception ;
- des moyens de traitement effectuant pour chaque séquence l'estimation des corrélations spatiale deux à deux du signal reçu sur la voie de référence et des signaux reçus sur les autres M-1 voies de réception puis estimant la densité spectrale de puissance spatiale dans N directions d'arrivée à partir d'une somme cohérente des N termes de corrélations ainsi obtenus.
Le réseau d'éléments rayonnant étant linéique, l'élément de référence est par exemple le premier éléments, les M premiers éléments étant connectés aux voies de réception dans la première séquence, puis les M-1 éléments rayonnant étant connectés aux voies de réceptions dans la deuxième séquence, et ainsi de suite.
Dans un mode de réalisation possible, les moyens de traitement estiment les corrélations spatiales après avoir effectué l'élimination des signaux de courte durée stationnaire de durée inférieure à une durée τ donnée, l'élimination des signaux de courte durée stationnaire étant effectuée en multipliant le signal reçu à un t, x(t), par un signal de la forme x(t)x(t-T)/x(t)*2, où τ est un retard choisi pour supprimer les signaux de durée inférieure à la durée τ.
Dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est par exemple estimée en multipliant directement le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne.
Dans un autre mode de réalisation possible, dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est estimée en multipliant le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne, après séparation fréquentielle desdits signaux reçus. Dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est par exemple estimée en multipliant le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne, l'estimation de corrélation étant effectuée en sortie de bancs de filtres de différentes largeurs et de différentes fréquences centrales.
Les filtres sont par exemple réalisés par transformées de Fourrier numérique d'ordres différents ou par filtres polyphasés d'ordres différents. Le dispositif est par exemple un radar. Dans ce cas, dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est par exemple estimée en multipliant le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne, après séparation temporelle desdits signaux reçus.
La séparation temporelle est par exemple obtenue par filtrage adapté et échantillonnage des impulsions reçues par ledit radar.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :
- la figure 1 , par un schéma synoptique, un réseau d'antenne linéique comportant N éléments rayonnant ;
- la figure 2, un diagramme d'antenne relatif à un dispositif du type de celui de lafigure 1 ;
- la figure 3, un exemple de dispositif d'interférométrie ;
- les figures 4a et 4b, un diagramme d'antenne obtenu respectivement par un interféromètre ambigu et par un interféromètre non ambigu ;
- la figure 5, une illustration du principe de l'invention ;
- la figure 6, par un synoptique, un premier exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention ;
- la figure 7, un exemple de réalisation des moyens de commutations utilisés dans un dispositif selon l'invention ;
- la figure 8, un autre exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention.
La figure 1 représente, par schéma synoptique, un réseau d'antenne linéique comportant N élément rayonnants.
L'invention s'applique à une antenne surfacique, de dimension 2, ou à une antenne linéique, de dimension 1 , comme celle illustrée par la figure 1 . A titre d'exemple, l'invention sera décrite par la suite pour une antenne linéique. Le réseau 10 comporte N éléments rayonnants 1 espacés entre eux d'une demi-longueur d'onde. Dans un récepteur à formation de faisceaux par le calcul, chaque élément rayonnant 1 est connecté à un récepteur effectuant l'amplification, le filtrage et la transposition en fréquence du signal reçu avant codage. Ainsi en réception pour effectuer la transposition de fréquence, chaque élément rayonnant 1 est connecté à une entrée d'un mélangeur hyperfréquence 2, l'autre entrée du mélangeur recevant une fréquence intermédiaire. La sortie d'un mélangeur 2 est connectée à l'entrée d'un amplificateur faible bruit 3. Les amplificateurs 3 sont connectés en sortie à l'entrée d'un codeur 4 à N voies. Ce dernier assure la conversion analogique- numérique des signaux issus des amplificateurs. Les signaux reçus et codés sont traités simultanément par une unité de traitement 5 pour former les faisceaux.
L'opération de formation de faisceaux par le calcul consiste à sommer de façon cohérente l'ensemble des signaux xi reçus pour chaque direction de pointage du faisceau. Elle peut s'écrire selon la relation (1 ) suivante, S représentant l'amplitude du signal, fonction de la direction de visée et de la période d'échantillonnage :
N—l 2.j .i.d. sin(#£ )
S(0fc ,n7 ) = 2 7 )exp * (1 ) où :
- 9kest l'angle de visée dans la direction k9 (9k=ke) ;
- Tr est la période d'échantillonnage des signaux reçus, à la réception au niveau des codeurs 4 ;
- n est l'indice de l'instant d'échantillonnage auquel est effectuée la formation de faisceau ;
- /' est l'indice de l'élément rayonnant ;
- d la distance entre deux éléments rayonnants successifs ;
- λ la longueur d'onde du signal ;
D'autre part, les directions de pointage sont régulièrement espacées et leur nombre est égal au nombre N d'éléments rayonnants du réseau. Dans ces conditions, la formation de faisceau correspond simplement à une transformée de Fourier et peut s'écrire selon la relation (2) ci-dessous :
N-1 Lj.n.i.k
S(0k , nTr ) =∑Xi (nTr )exp~ N (2)
i=0 où la fréquence fk et le temps t s'expriment de la façon suivante :
_ sin fl,
λ
t = i.d
L'indice k correspond à l'indice de la direction d'arrivée θ dans laquelle on souhaite former un faisceau. Quand είηθ = AkMd, on obtient un maximum dans la direction θ .
Le dispositif illustré par la figure 1 permet ainsi de former N faisceaux directifs, d'ouverture typique égale à 2/N radians, sans ambiguïté et avec des niveaux de lobes secondaires ajustables par pondération numérique. Ce dispositif permet donc de séparer angulairement les sources d'émission et de les localiser avec une grande efficacité.
La figure 2 présente par une courbe 21 un exemple de diagramme d'antenne obtenu sans pondération pour un dispositif du type de la figure 1 , pour un pointage particulier, les ordonnées représentant le gain en dB et les abscisses la position angulaire.
Malheureusement un tel dispositif peut s'avérer très complexe, en particulier lorsque le nombre de voies est grand du fait d'une fréquence d'échantillonnage élevée et/ou d'une ou plusieurs des exigences suivantes : - résolution angulaire fine ;
- couverture angulaire importante ;
- fréquence RF élevée.
Par exemple, dans un dispositif passif d'interception des signaux radar, ces conditions se trouvent réunies, ce qui rend très compliqué la mise en œuvre d'une telle solution. C'est notamment une raison pour laquelle on utilise généralement des bases interférométriques, conformément à la figure 3, afin de localiser angulairement les différentes sources d'émission dans un vaste domaine angulaire.
La figure 3 présente donc un dispositif formé de bases interférométriques, utilisé pour localiser angulairement les différentes sources d'émission dans un domaine angulaire important. Dans un tel dispositif, au moins une mesure très précise mais ambiguë est réalisée par une base de grande dimension constituées par les éléments d'antenne les plus éloignés, et au moins une mesure non ambiguë mais peu précise est réalisée par une base constituée par les deux éléments d'antennes les plus proches. Le dispositif de la figure 3 comporte quatre éléments rayonnant 31 , 32, 33, 34, sachant que trois éléments au moins pourraient suffire pour effectuer une mesure de direction d'arrivée de signaux par interférométrie. En considérant la distance élémentaire d, formant un pas, et en considérant par ailleurs la position du premier élément 31 comme position d'origine, le deuxième élément est alors à la position d, le troisième éléments à une position kd et le quatrième élément placé à une position Nd. Les éléments rayonnants sont connectés chacun à un mélangeur 2, recevant sur une autre entrée une fréquence FI issue d'un oscillateur local, suivi d'un amplificateur faible bruit 3 de façon analogue au dispositif de la figure 1 . Les signaux issus des amplificateurs 3 sont ensuite convertis numériquement par un convertisseur analogique-numérique 4 à plusieurs voies, de même type par exemple que celui de la figure 1 . Les signaux ainsi numérisés sont pris en compte par des moyens de traitement 35 pour la mesure de direction d'arrivée par interférométrie.
La combinaison des mesures de phases obtenues sur les différentes bases, constituées des éléments rayonnant 31 , 32, 33, 34, permet de lever l'ambiguïté de la mesure.
Typiquement, en considérant le schéma synoptique de la figure 3, il est possible pour une longueur d'onde donnée λ, d'estimer les différences de phase suivantes, respectivement entre le premier élément et les éléments aux positions d, kd et Nd :
27id sin(fl)
Φ, =
A
Indk sin(fl)
A
2MN sm(e)
Φ 1 I - Φ ^ÎV =
A
puis d'en déduire après levée d'ambiguïté conforme aux méthodes connues de l'homme de l'art, d'en déduire la direction d'arrivée du signal Θ. Le dispositif de la figure 3 qui ne comprend qu'un faible nombre de voies de réception est beaucoup plus simple que celui de la figure 1 . Cependant, s'il permet de localiser les différentes directions d'arrivée de signaux issus de sources d'émission avec une bonne précision, il ne permet généralement pas à lui seul de séparer ces différentes sources d'émission, et peut être mis en échec si le rapport signal à bruit n'est pas suffisant.
Les figures 4a et 4b représentent respectivement un diagramme d'antenne obtenu respectivement par un interféromètre ambigu et par un interféromètre non ambigu. Plus particulièrement la courbe 41 de la figure 4a représente le diagramme d'antenne pour un interféromètre constitué des deux bases 31 , 34 les plus éloignées, étant distancées de Nd, dans un système d'axes où les ordonnées représentent le gain d'antenne et les abscisses l'angle Θ. La courbe 42 de la figure 4b représente le diagramme d'antenne pour un interféromètre constitué des deux bases 31 , 32 les plus rapprochées, distancées de d, dans le même système d'axes.
Le principe de l'invention est illustré par la figure 5. Selon l'invention, à partir d'un dispositif du type de celui de la figure 1 , à N éléments rayonnants, on réduit le nombre de récepteur de N à M, M étant inférieur à N, en commutant les M récepteurs d'une certaines façon sur les différents éléments rayonnants 1 , au cours du temps. Dans la suite de la description, on prendra à titre d'exemple M = 4 et N = 16. Les M récepteurs forment ce que l'on appellera par la suite le dispositif de réception.
A condition de connecter chaque élément rayonnant au dispositif de réception au moins une fois pendant le temps d'observation, il est alors possible de séparer les signaux d'arrivée stationnaire pendant le temps d'observation selon N faisceaux directifs conformément au résultat obtenu par une formation de faisceau par le calcul conventionnelle.
La figure 5 illustre un exemple de séquences de commutation 51 , 52, 53, 54, 55 incluses dans le temps d'observation permettant connecter au moins une fois chaque élément rayonnant au dispositif de réception. Les différentes séquences illustrées représentent la position des N récepteurs, 16 dans l'exemple de la figure 5, les récepteurs repérés par un point noir étant ceux qui sont connectés au dispositif de réception. Les éléments sont par exemples espacés entre eux d'une distance λ/2.
Pour toutes les séquences, le premier élément rayonnant 50 est en connecté au dispositif de réception. Ce premier élément 50 constitue ainsi l'élément de référence. Il n'est pas nécessaire de prendre le premier élément 50 comme élément de référence, d'autres éléments du réseau pourraient constituer un élément de référence, pourvu que cet élément soit connecté au dispositif de connexion à chaque séquence.
Dans la première séquence 51 , les M premiers éléments sont connectés au dispositif de commutation. Dans la deuxième séquence 52, le premier élément 50 est connecté et les M-1 éléments suivant 521 sont connectés. Dans la troisième séquence 53, le premier élément 50 est connecté et les M- 1 éléments suivant 531 sont connectés. Dans la quatrième séquence 54, le premier élément 50 est connecté et les M-1 éléments suivant 541 sont connectés. En fin, dans la dernière séquence, le premier élément 50 est connecté et les M-1 éléments suivant 551 sont connectés. Ces derniers M-1 éléments 551 sont les M-1 éléments du réseau à N éléments, N étant égal à 16 et M étant égal à 4.
Le mode de connexion des éléments au dispositif de réception illustré par la figure 5 a l'avantage d'être particulièrement simple à mettre en œuvre. D'autres modes de connections sont bien sûr possibles pourvu qu'ils permettent que chaque élément au moins soit connecté au cours de l'ensemble des séquences 51 ,52, 53, 54, 55. A chaque séquence on calcule l'espérance mathématique du produit du signal reçu sur l'élément d'antenne de référence par le complexe conjugué de chacun des signaux reçus des M-1 autres éléments d'antennes connectés au dispositif de réception, soit pour i compris entre 1 et M : Rx (i, nTr ) = E[X (nTr )x* +1 (nTr )] (3)
Où :
x-i (nTr) est le signal reçu sur la voie 1 à la date nTr, Tr étant la période d'échantillonnage précédemment définie ; X i(nTr) est le signal reçu sur la voie i+1 à la date nTr, x* +i(nTr) étant son conjugué ;
E[x] représente l'espérance mathématique sur nTr échantillons temporels à partir d'une position pTr :
n-l
E[x(p.nTr)] = -∑x(pTr + /.Γ ) (4)
Rx(i,nTr) représente la corrélation entre le signal reçu de la voie 1 et le complexe conjugué du signal reçu de la voie i+1 à la date nTr.
En supposant que le signal est stationnaire, à bande étroite vis-à-vis de la porteuse, et que l'amplitude du signal reçu et sa direction d'arrivée sont constantes pendant le temps d'observation, on peut considérer que la corrélation entre les signaux reçus de deux éléments rayonnants quelconques est invariante au cours du temps, au bruit de mesure près. Ainsi, quels que soient les instants temporels nTr et pTr :
Rx (i, nTr ) = Rx (i, p.nTr ) = Rx (i) (5)
Et pour un signal reçu d'amplitude A, de longueur d'onde λ et de direction d'arrivée Θ, la corrélation Rx (i) s'exprime comme suit :
Figure imgf000012_0001
On peut alors estimer la densité spectrale S(9k) de puissance spatiale dans un filtre spatial de direction 9k selon la relation suivante :
Figure imgf000012_0002
k ayant été défini relativement à la relation (2).
II est à remarquer que, même si l'amplitude du signal A n'est pas rigoureusement constante au cours du temps, la formation de faisceau reste possible, avec cependant une dégradation de la résolution spatiale. La figure 6 présente par un synoptique un exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention dans le cas où le dispositif de réception comporte quatre récepteurs, soit M = 4, dispositif auquel peut s'appliquer les séquences de la figure 5. Le dispositif comporte un réseau 10 de N éléments rayonnant 1 , N étant égal à 16. Les éléments rayonnant sont reliés au dispositif de réception via une matrice de commutation 61 permettant de réaliser les différentes séquences de commutation, par exemples les séquences 51 , 52, 53, 54, 55 décrites précédemment. La sortie de la matrice de commutation est reliée aux quatre récepteurs, chaque récepteur comportant au moins un mélangeur 2, transposant le signal reçu à une fréquence intermédiaire FI, et un amplificateur 3. Les signaux en sortie d'un récepteur sont numérisés par un convertisseur analogique-numérique 62 à M voies. Les signaux de réception numérisés sont traités par des moyens de traitement 63 effectuant les calculs définis aux relations (3) à (7) définies précédemment. Les moyens de traitement peuvent être réalisés par un circuit de type FPGA ou encore par un processeur de traitement du signal.
En cas d'application des séquences se la figure 5, les moyens de traitement calculent les corrélations Rx (i) comme indiqué ci-dessous pour chaque séquence, où ils effectuent une corrélation des voies de réception deux à deux avec la voie de référence.
1 ere séquence 51 :
Réception des éléments rayonnants des positions 1 , 2, 3 et 4.
Calcul de Rx(i) sur l'horizon temporel [0, nTr] :
Rx (0) = E(xl (nTr )x (nTr ))
Rx (l) = E(Xl (nTr )x 2 (nTr ))
Rx (2) = E(xl (nTr )x\ (nTr ))
Rx (3) = E(Xl (nTr )x 4 (nTr ))
2ème séquence 52 :
Réception des éléments rayonnants des positions 1 , 5, 6 et 7.
Calcul de Rx(i) sur l'horizon temporel [nTr, 2nTr] : R (4) = E(Xl(2nTr)x5 (2nTr))
Figure imgf000014_0001
3ème séquence 53 :
Réception des éléments rayonnants des positions 1 , 8, 9 et 10.
Calcul de Rx(i) sur l'horizon temporel [3nTr, 4nTr] :
RxO) = E(Xi(3nTr)x *(3nTr))
RX(S) = E(Xl(3nTr)x9 * (3nTr))
Rx(9) = E(xl(3nTr)xl0 *(3nTr)) 4eme séquence 54 :
Réception des éléments rayonnants des positions 1 , 11, 12 et 13.
Calcul de Rx(i) sur l'horizon temporel [4nTr, 5nTr] :
Rx(l0) = E(xl(4nTr)xu *(4nTr))
Rx(ll) = E(xl(4nTr)xl2 *(4nTr))
Rx(l2) = E(xl(4nTr)xl3 *(4nTr))
5eme séquence 55 :
Réception des éléments rayonnants des positions 1, 14, 15 et 16.
Calcul de Rx(i) sur l'horizon temporel [5nTr, 6nTr] :
R (13) = E{xY (5nTr )xl4 * (5nTr ))
Figure imgf000014_0002
Rx(l5) = E(xl(5nTr)xl6 *(5nTr))
Finalement, l'estimation de la densité spectrale de puissance spatiale dans différentes directions 9k permet de déterminer la direction d'arrivée de l'onde reçue, comme l'exprime la relation suivante :
Figure imgf000015_0001
Le calcul peut également être effectué séquentiellement, en estimant à chaque séquence les sommes partielles et en les cumulant de séquence à séquence avant d'aboutir à la somme totale.
La figure 7 illustre un exemple de réalisation de la matrice de commutation 61 . La matrice de commutation comporte N entrées et M sorties, plus particulièrement 16 entrées et 4 sorties dans l'exemple de la figure 7. Elle est réalisée à l'aide de blocs commutateurs 701 , 702, 703, 704 à diodes PIN, du type SPXT. Chaque bloc comporte trois commutateurs élémentaires.
La première entrée 71 est reliée par une ligne directe 72 à une première sortie 73, permettant à l'élément rayonnant de référence d'être en permanence connecté au dispositif de réception. Les trois entrées suivantes 71 1 sont reliées chacune à un commutateur d'un premier bloc 701 . Les trois entrées suivantes 712 sont reliées à ces mêmes commutateurs si bien que la 2eme entrée est commutée avec la 5eme entrée et ainsi de suite. Les trois entrées suivantes 713 sont reliées chacune à un commutateur d'un deuxième bloc 702. Les trois entrées suivantes 714 sont reliées à ces mêmes commutateurs si bien que la 8eme entrée est commutée avec la 12eme entrée et ainsi de suite. Les sorties du premier bloc 701 sont reliées chacune à un commutateur d'un troisième bloc 703. Les sortie du deuxième bloc 702 sont reliées à ces mêmes commutateurs, si bien que la première sortie du premier bloc 701 est commutée avec la première sortie du deuxième bloc 702 et ainsi de suite.
Les sorties du troisième bloc 703 sont reliées chacune à un commutateur d'un quatrième bloc 704. Les trois dernières entrées 715 de la matrice sont connectées à ces mêmes commutateurs si bien que la I 4eme entrée est commutée avec la première sortie du troisième bloc 703 et ainsi de suite. Les sorties du 4eme bloc 704 sont connectées chacune à un récepteur 2, 3 du dispositif de réception.
L'architecture de la matrice de commutation de la figure 7 permet notamment de mettre en œuvre les séquences de commutation illustrées par la figure 5. La première séquence est ainsi réalisée en commutant le premier bloc 701 sur les 2eme, 3eme et 4eme entrées, puis en commutant le troisième bloc 703 sur les sortie du premier bloc 701 et enfin en commutant le quatrième bloc 704 sur les sortie du troisième bloc 703. L'invention s'applique notamment à la détection et à la localisation de signaux radar. Dans ce cadre, elle peut s'appliquer à un intercepteur actif de type radar ou à un intercepteur passif, par exemple de type RESM (Radar Electronic Support Measure), adapté à la détection de signaux à faible rapport signal à bruit et à impulsions de longue durée, typiquement supérieure à 100 με.
Dans le cas d'un intercepteur actif de type radar, les caractéristiques temporelles et fréquentielles de signaux reçus sont connues. C'est le cas classiquement, en radar, où les signaux reçus font l'objet d'un filtrage adapté à la forme d'onde émise, ce filtrage permettant à la fois d'optimiser le rapport signal à bruit et de séparer ces signaux dans différentes cases distance et/ou Doppler avant détection. Dans ce cas, la corrélation spatiale est estimée après séparation temporelle des signaux reçus.
A l'issue de chaque période de traitement Tr, on dispose donc d'une matrice distance-Doppler dans laquelle se répartissent l'ensemble des signaux reçus. Si on considère, comme précédemment une antenne à N éléments rayonnant, à chaque élément rayonnant connecté au récepteur correspond à chaque période de traitement une matrice distance-Doppler. Le traitement de formation de faisceau décrit précédemment s'applique en parallèle sur chacune des sorties des cases distance-Doppler.
Dans le cas d'un intercepteur passif de type RESM, les caractéristiques temporelles et fréquentielles des signaux reçus sont inconnues. Un premier tri grossier des signaux est par exemple effectué par filtrage fréquentiel analogique, les récepteurs étant à bande limitée.
Après numérisation du signal, un second tri peut être effectué pour limiter à l'entrée du traitement la présence de signaux de courte durée, correspondant à des signaux non stationnaires. Ceci peut être réalisé en multipliant le signal reçu x(t) à l'instant t par un signal de pondération Pond, défini par la relation suivante : Pond=x(t)x(t-T)/x(t) (9) où τ est un retard choisi pour supprimer les signaux de durée inférieure à la durée τ.
Un troisième tri, plus fin, visant à séparer les signaux et à en optimiser le rapport signal à bruit est effectué par filtrage numérique, en fonction de leur fréquence centrale et de leur largeur de bande.
Cette opération s'effectue par exemple à l'aide de filtres FFT ou de filtres polyphasés de plusieurs largeurs différentes AF|.
Par exemple, pour un récepteur de bande passante AF = 1 00 MHz, on peut disposer d'une batterie de filtres de 25 MHz, d'une autre batterie de filtres de 1 2,5 MHz et d'une troisième batterie de filtres de 1 ,56 MHz pour le troisième tri, ces filtres pouvant être cascadés ou non.
Ainsi, si la période d'échantillonnage du signal est égale à Te = 1 /2 AF, on peut former l'ensemble de filtres suivant :
- 4 filtres de bande AF/4 = 25 MHz avec une période de répétition de 4Te = 40 ns ;
- 8 filtres de bande AF/8 = 1 2,5 MHz avec une période de répétition de 8Te = 80 ns ;
- 64 filtres de bande AF/64 = 1 ,56 MHz avec une période de répétition de 64Te = 640 ns.
La figure 8 illustre un exemple de réalisation fonctionnel dans le cas d'une application à un intercepteur passif. Le dispositif est représenté en sorties 80 des M récepteurs. Les signaux de sorties des M récepteurs sont issus des N éléments rayonnants, via la matrice de commutation 61 . Ils sont numérisés par le convertisseur analogique-numérique à M voies 62. Chaque voie de sortie de ce convertisseur est reliée à un banc de filtres 81 . Ainsi, à chaque élément rayonnant d'ordre i, connecté au dispositif de réception à un instant T, correspond un ensemble de filtres 81 1 de fréquence central Fm et de largeur de bande AF|. Un banc de filtre 81 comporte par exemple l'ensemble de filtres décrit ci-dessus.
Les termes de corrélation entre les signaux reçus des éléments rayonnants d'ordre i et d'ordre j, soit entre les voies i et j, sont obtenus en calculant la valeur moyenne du produit 83 de la sortie de chaque filtre Sm,iiiik connecté à la voie i à l'instant kT avec le conjugué de la sortie du filtre de même fréquence centrale et de même bande passante filtres connecté à la voie j à l'instant kT. Cela se traduit par la relation suivante :
Ri,i,m,l (PT = E(Sm,l,i,k S *m,l,j,k ) = ) ( 0)
Figure imgf000018_0001
où :
- Sm,iiiik représente la sortie du filtre de fréquence centrale Fm, de largeur de bande AF|, connecté à la voie i à l'instant kT ;
- S*m,i,j,k représente le conjugué de la sortie du filtre de fréquence centrale Fm, de largeur de bande AF|, connecté à la voie j à l'instant kT ;
- RT représente l'intervalle de temps sur lequel est effectuée la moyenne ;
- pT représente le temps auquel est effectuée la moyenne ;
- Ri,j,m,i (pT) représente la corrélation entre les signaux reçus des voies d'indice i et d'indice j pour les filtres de fréquence centrale Fm et de bande AF| , à l'instant pT.
Les signaux étant supposés à bande étroite et constants en amplitude et en direction d'arrivée pendant le temps d'observation, les termes de corrélation sont in
Figure imgf000018_0002
L'ensemble des termes de corrélation est ainsi estimé 82 selon un ensemble de séquences successives pendant lesquelles le dispositif de réception à M voies est connecté successivement aux différents éléments rayonnants constituant l'antenne.
L'ensemble des résultats est alors sommé de façon cohérente 83 pour chaque direction de l'espace et pour chaque filtre.
Si on pose Riimj =Rj,j+i,m,i , la corrélation des signaux provenant des éléments rayonnants j et j+i pour les filtres de fréquence centrale Fm et de bande AF|, l'estimation de la densité spectrale de puissance spatiale 84 en sortie des filtres de fréquence centrale Fm et de bande AF| s'écrit pour la direction 9k :
27tjik
N
S(¾ ) =∑¾n,. exp (1 2)
Le résultat de cette estimation est ensuite utilisé pour détecter puis localiser angulairement les signaux reçus 85, selon les principes classiques en traitement radar. Les moyens de traitement réalisent notamment les bancs de filtre 81 , les corrélations 82, les intégrations cohérentes 83 et l'estimation de la densité spectrale dans les différentes directions liées aux éléments d'antenne.
Typiquement, dans l'exemple d'une antenne à 1 6 voies selon le schéma de la figure 6 qui utilise un récepteur à 4 voies simultanées, 5 séquences sont nécessaires pour calculer tous les termes de corrélation permettant la formation de faisceaux, comme le montrent les estimations de ces termes Rx (i) dans les séquences 51 , 52, 53, 54, 55 décrites précédemment. Si par ailleurs on s'intéresse à l'analyse de signaux de durée supérieure à 100 με, on peut allouer 20 με par séquence, c'est-à-dire estimer chaque terme de corrélation pendant un temps total RT=20 με.
Si par exemple, on réalise la séparation angulaire dans chaque filtre de bande AF/4 = 25 Mhz, on dispose du signal en sortie de chaque filtre d'un échantillon toutes les 40 ns et la moyenne des termes produits peut être effectuée sur 500 échantillons successifs.
En plus de la séparation angulaire, ce procédé permet une intégration temporelle cohérente du signal reçu pendant un temps voisin de la durée totale de ce signal, ce qui est très intéressant pour détecter les signaux à faible puissance crête (de type LPI) et notamment de modulation quelconque. Avantageusement, l'intégration des différents termes de corrélation peut être adaptée pour détecter des signaux à impulsions de longue durée, par exemple supérieure à 1 00 με, de faible puissance crête, par exemple inférieure à quelques watts, et de modulation inconnue quelconque.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Dispositif de détection de signaux électromagnétiques comportant une antenne de réception réseau (10) à N éléments rayonnants (1 ) , caractérisé en ce que, comportant M voies de réception (2, 3) en aval de l'antenne de réception, M étant inférieur à N, les directions de pointage de ladite antenne, en nombre égal au nombre N d'éléments rayonnants, étant obtenues par formation de faisceau par le calcul et étant régulièrement espacées, ledit dispositif comporte au moins :
- des moyens de commutation (61 ) des M voies de réception sur les éléments rayonnants selon des cycles de séquences successives (51 ,
52, 53, 54, 55), M éléments rayonnants étant connectés auxdites voies de réceptions à chaque séquence, un même élément rayonnant (50) dit de référence étant connecté auxdites voies de réception pour toutes les séquences, un cycle étant achevé lorsque tous les éléments rayonnants ont été connectés au moins une fois à une desdites voies de réception ;
- des moyens de traitement (63, 82, 83, 84) effectuant pour chaque séquence l'estimation des corrélations spatiale deux à deux du signal reçu sur la voie de référence et des signaux reçus sur les autres M-1 voies de réception puis estimant la densité spectrale de puissance spatiale dans N directions d'arrivée à partir d'une somme cohérente des N termes de corrélations ainsi obtenus.
2. Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le réseau d'éléments rayonnant étant linéique, l'élément de référence (50) est le premier éléments, les M premiers éléments étant connectés aux voies de réception dans la première séquence, puis les M-1 éléments rayonnant étant connectés aux voies de réceptions dans la deuxième séquence, et ainsi de suite.
3. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que les moyens de traitement estiment les corrélations spatiales après avoir effectué l'élimination des signaux de courte durée stationnaire de durée inférieure à une durée τ donnée, l'élimination des signaux de courte durée stationnaire étant effectuée en multipliant le signal reçu à un t, x(t), par un signal de la forme x(t)x(t-T)/x(t)*2, où τ est un retard choisi pour supprimer les signaux de durée inférieure à la durée τ.
4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que, dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est estimée en multipliant directement le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne.
5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que, dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est estimée en multipliant le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne, après séparation fréquentielle desdits signaux reçus.
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que, dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est estimée en multipliant le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne, l'estimation de corrélation étant effectuée en sortie de bancs de filtres (81 ) de différentes largeurs et de différentes fréquences centrales.
7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les filtres sont réalisés par transformées de Fourrier numérique d'ordres différents.
8. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les filtres sont réalisés par filtres polyphasés d'ordres différents.
9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit dispositif est un radar.
10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que, dans chaque séquence, ladite corrélation spatiale est estimée en multipliant le signal reçu sur ledit élément rayonnant de référence par le signal reçu conjugué sur un autre élément rayonnant de l'antenne, après séparation temporelle desdits signaux reçus.
1 1 . Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que la séparation temporelle est obtenue par filtrage adapté et échantillonnage des impulsions reçues par ledit radar.
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