WO2014208989A1 - 발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩 - Google Patents

발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩 Download PDF

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WO2014208989A1
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light emitting
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headroom
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PCT/KR2014/005593
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김규호
윤진국
강병모
박원수
한상철
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주식회사 실리콘웍스
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    • G09G2360/14—Detecting light within display terminals, e.g. using a single or a plurality of photosensors
    • G09G2360/145—Detecting light within display terminals, e.g. using a single or a plurality of photosensors the light originating from the display screen

Definitions

  • the present invention relates to a light emitting device, and more particularly to a driving circuit of a light emitting device and a semiconductor chip employing the driving circuit.
  • the LCD backlight including the LED string is configured to be controlled by a driver.
  • the driver generally includes a DC-DC converter that supplies a forward voltage corresponding to one LED string and a current regulator that determines the current of the LED string.
  • Current regulators can include resistors and transistors, which can be embedded in integrated circuits or configured as passive elements on a PCB. If the resistor and the transistor included in the current regulator is embedded in the integrated circuit, manufacturing cost can be reduced, but there is a problem in that heat generation needs to be solved. Therefore, when it is desired to reduce heat generation, the resistors and transistors included in the current regulator may be configured outside the integrated circuit.
  • the transistor included in the current regulator may be selected from a MOSFET (Metal Oxide Silicon Field Effect Transister), npn Bipolar Junction Transistor (BJT), and pnp BJT.
  • MOSFET Metal Oxide Silicon Field Effect Transister
  • BJT npn Bipolar Junction Transistor
  • pnp BJT pnp BJT.
  • BJT is advantageous in terms of unit price
  • npn BJT is advantageous in consideration of integrated circuits.
  • the integrated circuit when npn BJT is used and npn BJT is configured outside of the integrated circuit, the integrated circuit includes an emitter pin connected with a resistor for determining the amount of current in correspondence with the externally configured npn BJT, A base pin for driving the base current and a collector pin for monitoring the headroom voltage must be configured. That is, an integrated circuit incorporating a conventional current regulator has three pins for an external npn BJT.
  • the npn BJT is configured to correspond to the number of light emitting diode strings (number of channels). Therefore, an integrated circuit incorporating a current regulator must be configured with an increased number of pins as the number of LED strings (number of channels) increases.
  • circuits and algorithms that can be configured to have a small number of pins and to adjust the headroom voltage of the LED string corresponding to npn BJTs configured externally need to be presented. .
  • the present invention can reduce the number of pins of the integrated circuit for the npn BJT used to adjust the headroom voltage of the light emitting diode string used as the LCD backlight, and can reduce the area of the integrated circuit by reducing the number of pins.
  • a driving circuit of a light emitting device and a semiconductor chip employing the driving circuit are provided.
  • the present invention employs a driving circuit and a driving circuit of a light emitting device capable of providing the light emitting diode strings with an output voltage equal to or greater than the maximum forward voltage among the forward voltages of the light emitting diode strings to equalize the current flowing through the light emitting diode strings.
  • a driving circuit and a driving circuit of a light emitting device capable of providing the light emitting diode strings with an output voltage equal to or greater than the maximum forward voltage among the forward voltages of the light emitting diode strings to equalize the current flowing through the light emitting diode strings.
  • One semiconductor chip is provided.
  • the present invention employs a driving circuit and a driving circuit of a light emitting device that can reduce the area of an integrated circuit by providing a reference voltage used to control the output voltage provided to the LED strings using a charge pump.
  • One semiconductor chip is provided.
  • a driving circuit of a light emitting device for driving a light emitting unit including at least one light emitting diode string of the present invention includes a voltage converter for providing an output voltage obtained by converting an input voltage to the light emitting unit;
  • Each of the light emitting diode strings included in the light emitting unit may be configured to detect currents flowing through the corresponding light emitting diode strings, detect a sensing voltage corresponding to the currents, and provide a detection result of determining a sensing voltage.
  • Sensing voltage sensing units A headroom voltage adjuster configured to provide a compensation signal that determines whether to adjust the output voltage in response to the detection results of the sensing voltage detectors; And a driving controller configured to control the voltage converter such that the output voltage is equal to or greater than a maximum forward voltage among forward voltages of all of the LED strings included in the light emitting part in response to a compensation signal of the headroom voltage adjusting part. It is characterized by.
  • a driving circuit of a light emitting device for driving a light emitting unit including at least one light emitting diode string of the present invention may be configured to correspond to all of the light emitting diode strings included in the light emitting unit, and the corresponding light emitting diode string Sensing voltage detectors configured to detect currents flowing through the circuit, detect a sensing voltage corresponding to the current, and provide a detection result of determining a sensing voltage; And a head configured to increase an output voltage on all of the LED strings when at least one of the headroom voltages of all of the LED strings is smaller than a preset voltage in response to the detection results of the sensing voltage detectors.
  • Room voltage control unit characterized in that it comprises a.
  • a driving circuit of a light emitting device for driving a light emitting unit including at least one light emitting diode string of the present invention includes an npn bipolar junction transistor (BJT) external to a semiconductor chip connected to the corresponding light emitting diode string, wherein the npn A first pin connected to a base of a BJT and a second pin connected to one of an emitter and a collector of the npn BJT, and providing a base current flowing through the first pin, the second pin being connected to a voltage of the second pin.
  • a current regulator for correspondingly performing current regulation;
  • a current sensing unit configured to sense the base current provided from the current regulator and to detect a sensing voltage corresponding to the base current.
  • the semiconductor chip mounting the drive circuit of the light emitting device for driving the light emitting unit including at least one light emitting diode string of the present invention
  • the npn bipolar junction transistor (BJT) of the external semiconductor chip connected to the corresponding light emitting diode string A first pin connected to the base of the npn BJT; A second pin for monitoring a current flowing through the corresponding light emitting diode string;
  • Sensing voltage sensing units configured to detect a sensing voltage corresponding to a base current flowing through the first pin and provide a detection result corresponding to the sensing voltage;
  • a headroom voltage adjuster configured to provide a compensation signal that determines whether to adjust an output voltage provided to the light emitter in response to the detection results of the sensing voltage detectors.
  • the headroom voltage of the LED string used as the LCD backlight can be adjusted, and the number of pins of the integrated circuit corresponding to npn BJT for adjusting the headroom voltage can be reduced. Therefore, the integrated circuit can be designed to have a reduced area as the number of pins is saved.
  • the driving circuit controls the output voltage provided to the LED strings based on the maximum forward voltage among the forward voltages of the LED strings, the current flowing through the LED strings can be equalized.
  • FIG. 1 shows a driving circuit of a light emitting device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a graph showing a relationship between a sensing voltage and a headroom voltage according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating a control operation according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a detailed circuit diagram of a driving circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the current regulator and the current sensing unit of FIG. 4.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the current regulator and the current sensing unit of FIG. 4.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a current compensator further configured in the embodiment of FIG. 5;
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the reference voltage controller of FIG. 4.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the reference voltage controller of FIG. 4.
  • the present invention discloses a driving circuit of a light emitting device and a semiconductor chip employing the driving circuit.
  • the driving circuit of the light emitting device of the present invention may be implemented by driving a string of light emitting diodes (LEDs) constituting a backlight for supplying light to a liquid crystal display (LCD).
  • LEDs light emitting diodes
  • the driving circuit of the present invention senses sensing voltages corresponding to the headroom voltages of a plurality of LED strings connected in parallel with each other and adjusts the current headroom voltage based on the sensed sensing voltages.
  • the headroom voltage refers to the voltage of the node between the light emitting diode string and the corresponding headroom voltage controller, and may be, for example, a voltage corresponding to a product of a current flowing through the light emitting diode string and a resistor electrically connected to the light emitting diode string. have.
  • light emitting devices are designed such that the currents flowing through the light emitting diode strings are uniform.
  • the actual forward voltage of the LED strings may vary due to various reasons.
  • the headroom voltages of the LED strings may also vary.
  • the present invention can sense the sensing voltages corresponding to the headroom voltages and control the output voltage provided to the LED strings to satisfy the maximum forward voltage of the forward voltages of the LED strings in response to the sensing voltages. .
  • the reason for controlling the output voltage based on the maximum forward voltage is that when the output voltage provided to the LED strings is controlled based on a voltage smaller than the maximum forward voltage, the LED string corresponding to the maximum forward voltage is normally operated. This is because the light emitting operation may not be performed.
  • the present invention can control the output voltage provided to the LED strings to be equal to or greater than the maximum forward voltage.
  • the present invention proposes a circuit structure in which pins (eg, pads) are configured in an integrated circuit to sense a sensing voltage corresponding to a headroom voltage, and the number of pins can be reduced while adjusting the headroom voltage. .
  • the light emitting device is assumed to be a backlight including LEDs.
  • the light emitting device of the present embodiment includes a driving circuit 110 and a light emitting unit 102.
  • the driving circuit 110 may include a voltage converter 100, a driving controller 104, and a headroom voltage controller 106.
  • the driving circuit 110 may be implemented as an integrated circuit, that is, one semiconductor chip, including all or some components.
  • the transistor T1 and the resistor R3 connected to the LED string for the current regulation of the headroom voltage controller 106 may be formed outside the semiconductor chip. Its structure is shown in FIG.
  • the transistor T1 may be composed of npn BJT.
  • the light emitting unit 102 may include at least one light emitting diode string, and for example, may include three light emitting diode strings ST1 to ST3.
  • Each of the LED strings ST1 to ST3 may include LEDs in which one or more LEDs are connected in series.
  • the LED strings ST1 to ST3 are connected in parallel with each other. In FIG. 1, only three LED strings ST1 to ST3 are illustrated, but at least one LED string is sufficient.
  • at least one LED is sufficient, and at least one of the LED strings ST1 to ST3 may include a different number of LEDs. have. Meanwhile, the LED strings ST1 to ST3 may be individually controlled.
  • the voltage converter 100 converts the input voltage Vin to generate an output voltage Vout, and provides the output voltage Vout to the light emitting unit 102.
  • the voltage converter 100 may be a DC-DC converter as a boosting converter. That is, the voltage converter 100 may boost the input voltage Vin to generate an output voltage Vout.
  • the output voltage Vout should be controlled to have a sufficient size to emit all of the LEDs of the LED strings ST1 to ST3.
  • the driving controller 104 controls the voltage converter 100 to provide the light emitting unit 102 with an output voltage Vout through which the LEDs of the LED strings ST1 to ST3 can emit light.
  • the driving controller 104 may control the voltage converter 100 using a pulse width modulation (PWM) scheme.
  • PWM pulse width modulation
  • the control method of the drive control unit 104 may be used other than the PWM method, for example, a constant current control method may be used.
  • the headroom voltage controller 106 is connected to the LED strings ST1 to ST3, respectively, and senses a sensing voltage corresponding to the headroom voltages which are voltages applied to the LED strings ST1 to ST3.
  • forward voltages of the LED strings ST1 to ST3 should be the same.
  • the forward voltages of the LED strings ST1 to ST3 may vary.
  • headroom voltages of the LED strings ST1 to ST3 may vary.
  • the forward voltage refers to the total voltage required to emit the LEDs of the LED strings ST1 to ST3 of FIG. 1.
  • the headroom voltage controller 106 adjusts the headroom voltages by sensing sensing voltages corresponding to the headroom voltages of the LED strings ST1 to ST3.
  • the headroom voltage controller 106 controls the drive controller 104 to satisfy the maximum forward voltage among the forward voltages, and correspondingly, the drive controller 104 controls the voltage of the voltage converter 100. Adjust the magnitude of the output voltage (Vout).
  • the headroom voltage controller 106 controls the output voltage Vout in response to the sensing voltages such that the output voltage Vout is equal to or greater than the maximum forward voltage.
  • the headroom voltage controller 106 determines whether headroom voltages corresponding to the sensing voltages exist in the headroom voltage range, and according to the determination result, the current headroom voltage is in the headroom voltage range. Adjust the output voltage (Vout) to be present at.
  • the driving circuit 110 of the light emitting device of the present invention senses the sensing voltages corresponding to the headroom voltages of the light emitting diode strings ST1 to ST3 and maximizes the light emitting diode strings ST1 to ST3.
  • the output voltage Vout provided to the light emitting unit 102 is adjusted using the sensing voltage to satisfy the forward voltage.
  • the driving circuit 110 may maintain the output voltage Vout of the voltage converter 100.
  • FIG. 2 illustrates a relationship between a headroom voltage Vheadroom and a sensing voltage Vsense obtained by converting a current flowing through a light emitting diode string into a voltage.
  • the sensing voltage Vsense is inversely related to the headroom voltage Vheadroom. This is because an npn Bipolar Junction Transistor (BJT) is used to sense currents flowing in the LED strings as described below.
  • BJT Bipolar Junction Transistor
  • the set voltage range may be defined as a section between the lowest set voltage V HL and the maximum set voltage V HH , and the set voltage range is set by the user to control the headroom voltage Vheadroom.
  • the headroom voltage range may vary depending on the type of light emitting device or the structure of a circuit for sensing a current flowing through the light emitting diode string.
  • the reference sensing voltages for determining the sensing voltage (Vsense) corresponding to the maximum set voltage (V HH ) and the minimum set voltage (V HL ) defining the set voltage range of the headroom voltage (Vheadroom) (V REFH and V REFL ) can be set.
  • the driving circuit 110 compares the sensing voltage Vsense with the reference sensing voltages V REFH and V REFL , respectively, and maintains or adjusts the current headroom voltage based on the comparison result. Detailed description thereof will be described with reference to FIG. 3.
  • LEDs of the LED strings ST1 to ST3 emit light (S300).
  • the headroom voltage controller 106 detects sensing voltages corresponding to currents flowing through the LED strings ST1 to ST3 (S302). For example, the headroom voltage controller 106 may detect sensing currents by sensing currents flowing through each LED string using npn BJT. Using npn BJT, the drive circuit 110 can be manufactured at low cost and can be advantageous for integration.
  • the headroom voltage controller 106 determines whether at least one of the headroom voltages of the LED strings ST1 to ST3 is smaller than the lowest set voltage V HL in the set voltage range using the sensing voltages (S304). ). If the headroom voltage is less than the lowest set voltage (V HL ), it means that the output voltage (Vout) does not satisfy the maximum forward voltage, so that the LEDs of the light emitting diode string with the maximum forward voltage will not operate normally. Most likely. Since the backlight does not operate normally when the headroom voltage is lower than the minimum set voltage V HL for the above reason, the output voltage Vout of the voltage converter 100 so that all the headroom voltages are equal to or greater than the minimum set voltage V HL . This must be adjusted. All headroom voltages above the minimum set voltage V HL means that the output voltage Vout satisfies the maximum forward voltage. If the output voltage Vout satisfies the maximum forward voltage, all the LED strings ( ST1 to ST3) may operate normally.
  • the driving controller 104 controls the voltage converter 100 to raise the output voltage Vout (S306). ).
  • the headroom voltage controller 106 determines whether all the headroom voltages are greater than the maximum set voltage V HH ( S308). When all the headroom voltages are greater than the maximum set voltage V HH , the LEDs of the LED strings ST1 to T3 emit light normally. However, in this case, heat may occur considerably in the npn BJT sensing the sensing voltage, and there is a possibility that the npn BJT cannot perform normal operation due to the heat. Therefore, the driving circuit 110 preferably controls all the headroom voltages not to be greater than the maximum set voltage V HH .
  • the driving controller 104 controls the voltage converter 100 to lower the output voltage Vout (S306).
  • the driving circuit 110 maintains the current output voltage Vout (S310).
  • step S308 may be omitted.
  • the driving circuit 110 maintains the current output voltage Vout (S310).
  • the driving circuit 110 of the present invention controls the output voltage Vout such that all headroom voltages are equal to or higher than the minimum set voltage V HL .
  • the sensing voltage detectors 400b and 400c may have the same or similar structure as the sensing voltage detector 400a. Therefore, only the sensing voltage detector 400a is illustrated in detail, and detailed examples of the sensing voltage detectors 400b and 400c are omitted.
  • the voltage converter 100 may be a DC-DC converter including one transformer, a diode, and a capacitor, and is preferably a boost converter.
  • the voltage converter 100 may be configured of various circuits, and there is no limitation as long as it can boost the input voltage Vin.
  • the transformer and the diode are connected in series, and the node n1 between the transformer and the diode is connected with the transistor T3 of the driving controller 104.
  • the output node n2 of the diode is connected to the light emitting unit 102.
  • the headroom voltage controller 106 may include sensing voltage detectors 400a to 400c and a headroom voltage controller 402.
  • the sensing voltage detectors 400a to 400c are configured one-to-one with the LED strings ST1 to ST3.
  • the sensing voltage detector 400a may include a current regulator 410 and a current detector 412.
  • the current regulator 410 includes a sensing circuit, and the sensing circuit serves to sense a current flowing through the LED string ST1.
  • the sensing circuit may include a transistor T1 composed of npn BJT.
  • the npn BJT has a characteristic that the current of the base increases in proportion to a decrease in the voltage between the collector and the emitter. Accordingly, as shown in FIG. 2, the headroom voltage Vheadroom is inversely related to the sensing voltage Vsense corresponding to the current flowing through the base of npn BJT.
  • the current sensing unit 412 may sense a current flowing through the base of the transistor T1 through the current regulator 410.
  • the collector of transistor T1 is connected to the output terminal of the last LED of light emitting diode string ST1, the emitter is connected to ground through resistor R3, and the base is connected to current sensing unit 412 through transistor T2. Can be connected.
  • the sensing circuit has been described as including one transistor T1 which is npn BJT, the sensing circuit 412 may be variously modified so that the current flowing through the LED string ST1 can be sensed.
  • the current regulator 410 controls the current flowing through the sensing circuit in response to the current flowing through the light emitting diode string ST1, and more specifically, the current flowing through the base of the transistor T1.
  • the current regulator 410 may include a transistor T2, a sensing resistor R3, and a first comparator 430.
  • the transistor T2 controls the current and may be configured as an N-channel MOS transistor.
  • the drain of the transistor T2 is connected to the current sensing unit 412, and the source is connected to the base of the transistor T1.
  • the sensing resistor R3 is used to detect a current flowing through the light emitting diode string ST1. Specifically, when the current flowing through the light emitting diode string ST1 is changed, the voltage across the sensing resistor R3 (hereinafter, referred to as a “sampling voltage”) is changed, and the sampling voltage is inverted by the first comparator 430. Input to terminal (-).
  • the first comparator 430 compares the sampling voltage with the reference regulator voltage V REF_CH and provides a voltage corresponding to the comparison result to the gate of the transistor T2. As a result, the amount of current flowing through the transistor T2 is controlled by the voltage output from the first comparator 430. That is, the current regulator 410 regulates the current provided to the current sensing unit 412 in response to the change of the current flowing through the light emitting diode string ST1.
  • the current detector 412 detects a sensing voltage Vsense corresponding to the headroom voltage Vheadroom of the light emitting diode string ST1 using the current provided from the current regulator 410. Specific circuit structure and operation of the current sensing unit 412 will be described later.
  • the headroom voltage adjusting unit 402 determines whether to adjust the headroom voltage Vheadroom, and outputs a compensation signal COMP for adjusting the output voltage Vout when it is determined that adjustment is necessary, and the voltage adjusting determining unit 414. ), A reference voltage controller 416, and a second comparator 418.
  • the voltage regulation determiner 414 is connected to the current detectors 412 of the sensing voltage detectors 400a to 400c.
  • the voltage adjustment determiner 414 determines whether to adjust the current headroom voltages of the LED strings ST1 to ST3 by using the detection results provided by the current detectors 412 of the sensing voltage detectors 400a to 400c. Determine whether or not. For example, when the at least one headroom voltage is less than the lowest set voltage V HL , the voltage regulation determiner 414 increases the output voltage Vout of the voltage converter 100 to increase the headroom voltage. You can decide to do so. In addition, the voltage regulation determining unit 414 may lower the output voltage Vout of the voltage converter 100 to bring the headroom voltages down when all sensed headroom voltages are greater than the maximum set voltage V HH . You can decide.
  • the voltage adjustment determiner 414 outputs an UP signal when the output voltage Vout is determined to be increased, and outputs a DOWN signal when the output voltage Vout is determined to be down.
  • the voltage adjustment determiner 414 may not output any signal when maintaining the output voltage Vout.
  • the reference voltage controller 416 adjusts the magnitude of the reference voltage REF input to the non-inverting terminal + of the second comparator 418 according to the signal provided from the voltage adjusting determiner 414. For example, the reference voltage controller 416 may increase the reference voltage REF when receiving the UP signal from the voltage adjustment determiner 414 and decrease the reference voltage REF when receiving the DOWN signal. .
  • the second comparator 418 may be configured as an error amplifier.
  • the non-inverting terminal (+) is connected to the reference voltage controller 416 and the inverting terminal (-) is connected to the output voltage detector 428. do.
  • the reference voltage REF is input to the non-inverting terminal + of the second comparator 418, and the detection voltage V det is input to the inverting terminal ⁇ .
  • the detection voltage V det is a voltage formed by the voltage of the node n2, that is, the output voltage Vout is divided by the resistors R1 and R2, and the node n4 between the resistors R1 and R2. Means the voltage.
  • the second comparator 418 compares the reference voltage REF with the detection voltage V det and outputs a compensation signal COMP. For example, if the reference voltage REF raised according to the UP signal is compared with the detection voltage V det , the reference voltage REF is likely to be greater than the detection voltage V det . In this case, the second comparator 418 may output the compensation signal COMP to increase the output voltage Vout. On the other hand, when the reference voltage REF reduced according to the DOWN signal and the detection voltage V det are compared, the reference voltage REF is likely to be smaller than the detection voltage V det . In this case, the second comparator 418 may output the compensation signal COMP to lower the output voltage Vout.
  • a capacitor C may be connected to a node between the second comparator 418 and the reference voltage controller 416, and the capacitor C may serve to stably maintain the reference voltage REF.
  • the driving controller 104 may include a third comparator 420, a PWM driver 422, a transistor T3, a resistor R4, and an output voltage detector 428 as a switch.
  • the transistor T3 may be configured as an N-channel MOS transistor.
  • the inverting terminal (-) of the third comparator 420 may be connected to the output terminal of the second comparator 418, and the non-inverting terminal (+) may be connected to a node n3 corresponding to the source of the transistor T3.
  • the third comparator 420 compares the voltage of the node n3 with the compensation signal COMP output from the second comparator 418 and outputs a specific voltage.
  • the PWM driver 422 outputs a PWM signal according to the voltage output from the third comparator 420 to control the voltage converter 100, and as a result, the output voltage Vout is adjusted.
  • the PWM driver 422 may output a PWM signal having a variable duty ratio in response to the voltage output from the third comparator 420 to increase or decrease the output voltage Vout.
  • the PWM driver 422 may include a PWM logic unit and a driver, the PWM logic unit is connected to the output terminal of the third comparator 420, the driver is the PWM logic unit and the transistor (T3) Can be connected between.
  • the driver may be composed of one buffer or may be formed by combining several other circuit elements.
  • the output voltage Vout is adjusted through the PWM method, but another control method may be used.
  • the driving controller 104 may further include a current sensing unit and a slope compensating unit.
  • the current sensing unit may be connected between the node n3 and the non-inverting terminal + of the third comparator 420.
  • the current detector detects a current input to the light emitter 102, that is, predicts a current flowing to the node n1 through a current flowing through the node n3. Subsequently, the current detector outputs a voltage corresponding to the predicted current.
  • the slope compensator compensates for the current flowing to the current detector.
  • the duty ratio of the current sensing unit is 50% or more, for example, current may oscillate, and the slope compensator serves to compensate for the current.
  • the sensing voltage detectors 400a to 400c detect headroom voltages of the corresponding LED strings ST1 to ST3.
  • the current sensing unit 412 of the sensing voltage sensing unit 400 senses a sensing voltage Vsense corresponding to the headroom voltage by using a current flowing to the base of the transistor T1 connected to the corresponding LED string. do.
  • the voltage adjustment determiner 414 determines whether to adjust current headroom voltages in response to a result of analyzing the sensing voltages Vsense sensed by the sensing voltage sensing units 400a to 400c.
  • the reference voltage controller 416 varies the reference voltage REF under the control of the voltage regulation determination unit 414.
  • the second comparator 418 compares the variable reference voltage REF with the detection voltage V det corresponding to the output voltage Vout provided to the light emitting unit 102, and compensates the compensation signal ( COMP) output.
  • the driving controller 104 compares the compensation signal COMP provided from the second comparator 418 with the voltage corresponding to the current input to the light emitting unit 102 and operates the voltage converter 100 in a PWM manner according to the comparison result. Control the output voltage (Vout).
  • the driving circuit 110 of the present invention repeats the above process to provide the light emitting unit 102 with an output voltage Vout for ensuring a maximum forward voltage.
  • the current detector 412 of the present embodiment may include a mirror 500 and a headroom voltage determiner 502.
  • the mirror unit 500 may be configured as a current mirror circuit including two P-channel MOS transistors T4 and T5, and a gate of the MOS transistor T4 and a gate of the MOS transistor T5 are coupled to each other. .
  • the drain and the gate of the MOS transistor T4 are connected to each other.
  • the mirror unit 500 may be configured such that current smaller than the base current of the transistor T1 flows through the transistor T5 by mirroring, thereby scaling the current.
  • a current having the same magnitude as that of the base of the transistor T1 can be designed to flow through the transistor T5 by mirroring.
  • a current corresponding to the current flowing through the LED string flows through the transistor T5, and the voltage of the drain of the transistor T5, that is, the sensing voltage Vsense, of the LED string It will reflect the headroom voltage (Vheadroom).
  • the headroom voltage determination unit 502 may determine whether the headroom voltage Vheadroom exists in the set voltage range V HL to V HH shown in FIG. 2 using the sensing voltage Vsense. For example, the headroom voltage determination unit 502 may sense the sensing voltage Vsense corresponding to the headroom voltage Vheadense by comparing the sensing voltage Vsense with the reference sensing voltages V REFH and V REFL . Is compared with the minimum set voltage V HL and the maximum set voltage V HH in the set voltage range V HL to V HH .
  • the headroom voltage determiner 502 may include a fourth comparator 510 and a fifth comparator 512.
  • the first reference sensing voltage V REFL is input to the non-inverting terminal + of the fourth comparator 510, and the sensing voltage Vsense is input to the inverting terminal ⁇ . Accordingly, the fourth comparator 510 compares the first reference sensing voltage V REFL with the sensing voltage Vsense and outputs a voltage V HIGH according to the comparison result. Specifically, the fourth comparator 510 outputs a voltage V HIGH , which is a digital signal having high logic, when the sensing voltage Vsense is equal to or less than the first reference voltage V REFL . According to the graph of FIG.
  • the fourth comparator 510 outputs the voltage V HIGH having the high logic such that the headroom voltage Vheadroom corresponding to the sensing voltage Vsense is equal to or greater than the maximum set voltage V HH . it means.
  • the fourth comparator 510 outputs a voltage V HIGH , which is a digital signal having a low logic, when the sensing voltage Vsense is greater than the first reference voltage V REFL .
  • the fourth comparator 510 outputs a voltage V HIGH having a low logic such that the headroom voltage Vheadroom corresponding to the sensing voltage Vsense is smaller than the maximum set voltage V HH . Means.
  • the sensing voltage Vsense is input to the non-inverting terminal + of the fifth comparator 512, and the second reference sensing voltage V REFH is input to the inverting terminal ⁇ . Accordingly, the fifth comparator 512 compares the second reference sensing voltage V REFH and the sensing voltage Vsense, and outputs a voltage V LOW which is a digital signal according to the comparison result. Specifically, the fifth comparator 512 outputs a voltage V LOW having a high logic when the sensing voltage Vsense is equal to or greater than the second reference voltage V REFH . According to the graph of FIG.
  • the fifth comparator 512 outputs the voltage V LOW having the high logic such that the headroom voltage Vheadroom corresponding to the sensing voltage Vsense is less than or equal to the minimum set voltage V HL . it means.
  • the fifth comparator 512 outputs a voltage V LOW having a low logic when the sensing voltage Vsense is smaller than the second reference sensing voltage V REFH .
  • the fifth comparator 512 outputs the voltage V LOW having the low logic such that the headroom voltage Vheadroom corresponding to the sensing voltage Vsense is greater than the minimum set voltage V HL . it means.
  • the outputs V HIGH and V LOW of the comparators 510 and 512 have a headroom voltage Vheadroom corresponding to the sensing voltage Vsense at any point of the set voltage range V HL to V HH .
  • the voltage adjustment determination unit 414 may determine whether to adjust the output voltage Vout by determining the current headroom voltages Vheadroom of the LED strings ST1 to ST3.
  • the voltage regulation determination unit 414 determines that the headroom voltages Vheadroom are appropriate and maintains the output voltage Vout.
  • the voltage regulation determination unit 414 may determine at least one of the headroom voltages Vheadroom of the LED strings. It is determined that one is smaller than the headroom voltage corresponding to the maximum forward voltage, and the output voltage Vout is increased.
  • the voltage regulation determination unit 414 determines that the headroom voltages of the LED strings are the maximum forward direction. It is determined that the headroom voltage corresponding to the voltage is exceeded, and the output voltage Vout is determined to be lowered.
  • the driving circuit 110 of the present invention compares the sensing voltage Vsense with the reference sensing voltages V REFH and V REFL , outputs the comparison result as a digital signal, and outputs the output voltage Vout. Decide if you want to adjust.
  • the transistor T1 is configured outside the semiconductor chip, and the first comparator 430 and the transistor T2 are configured inside the semiconductor chip. Therefore, in the semiconductor chip, a first pad P1 connecting the base of the transistor T1 and the transistor T2, and an emitter of the transistor T1 and the inverting terminal ( ⁇ ) of the first comparator 430 are connected. There are two pads P2.
  • the pads P1 and P2 refer to pins of an integrated circuit. That is, two pads P1 and P2 are used to correspond to the sensing voltage sensing units 400a to 400c, respectively.
  • the driving circuit 110 of the present invention requires both an emitter pin connected to a resistor R3 for connecting with the transistor T1, a pin for driving a current of the base, and a collector pin for monitoring the headroom voltage. I never do that.
  • the drive circuit 110 of the present invention is configured to monitor the optimum headroom voltage using the current flowing to the base of the transistor T1, thereby eliminating the need for a collector pin for monitoring the headroom voltage.
  • the driving circuit 110 of the present invention can use one pin less in correspondence to each of the LED strings ST1 to ST3. That is, the driving circuit 110 of the present invention uses the first pin P1 and the emitter of the transistor T1 connected to the base of the transistor T1 to monitor the current flowing through the base of the transistor T1. Only the second pin P2 connected to the emitter of the transistor T1 is needed to monitor the flowing current, ie the current flowing through the corresponding LED string. Therefore, the driving circuit 110 can be simplified in configuration and can reduce the area of the semiconductor chip.
  • the second pin P2 may be connected to the collector instead of the emitter of the transistor T1 to monitor the current flowing through the corresponding LED string.
  • the left circuits correspond to a semiconductor chip implemented as an integrated circuit
  • the right circuits correspond to the outside of the semiconductor chip based on the pins P1 and P2.
  • the driving circuit 110 of the present embodiment may further include a current compensator 600 as shown in FIG. 6.
  • the current compensator 600 may have a mirror structure and include two transistors T7 and T8 having gates coupled to each other, and the two transistors T7 and T8 may be configured as PMOS transistors.
  • the source of transistor T7 is connected to a node between emitter of transistor T1 and resistor R3 through panel P2, and the source and gate of transistor T8 are connected to each other.
  • the transistor T8 is connected to the mirror part 500.
  • the current compensator 600 senses a base current i b flowing to the base of the transistor T1 and compensates for the base current.
  • the current (collector current i c ) flowing to the corresponding LED string may be designed as the voltage of the node n5 / R3, but the current flows to the base of the transistor T1.
  • the collector current i c can thus be practically (the voltage of node n5) / R 3 -base current.
  • the voltage of the node n5 may be preferably V REF_CH .
  • the present invention may compensate the collector current i c by the base current i b using the current compensator 600, and as a result, the collector current i c (the voltage of the node n5). Can be made with / R3.
  • the mirror unit 500 may further include a transistor T6 connected in parallel to the transistor T4 and transferring the mirrored current to the transistor T8.
  • the base current i b of the transistor T1 is mirrored to the line corresponding to the transistor T6.
  • the current flowing to the transistor T6 is mirrored to the transistor T7.
  • the base current i b flows through the transistor T7, so that the current flowing through the node n5 becomes equal to the collector current i c .
  • the collector current i c may be (the voltage of the node n5) / R3.
  • the collector current i c can be made the voltage / R3 of the node n5.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a reference voltage controller according to an embodiment of the present invention.
  • the reference voltage controller 416 of the present embodiment may be a charge pump as shown in FIG. 7.
  • the reference voltage controller 416 has a charge pump structure that adjusts the level of the reference voltage REF by performing pull-up and pull-down operations in response to the UP signal and the DOWN signal.
  • description of the specific structure and operation of the reference voltage controller 416 is omitted.

Abstract

발광 다이오드 스트링들의 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압을 만족시키는 출력 전압이 발광 다이오드 스트링들에 제공할 수 있도록 출력 전압을 제어하는 발광 디바이스의 구동 회로 및 이를 구동하는 방법을 개시한다. 상기 구동 회로는 상기 발광 다이오드 스트링들 별로 흐르는 전류들에 대응하는 센싱 전압들을 검출하고, 센싱 전압들을 판단하여서 상기 출력 전압을 제어한다.

Description

발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩
본 발명은 발광 디바이스에 관한 것으로서, 특히 발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩에 관한 것이다.
발광 다이오드 스트링(String)을 포함하는 LCD 백라이트(Backlight)는 드라이버(Driver)에 의하여 제어되도록 구성된다. 드라이버는 일반적으로 하나의 발광 다이오드 스트링에 대응하여 순방향 전압(Forward Voltage)을 공급하는 DC-DC 컨버터(Converter)와 발광 다이오드 스트링의 전류를 결정하는 전류 레귤레이터(Current Regulator)를 포함한다.
전류 레귤레이터는 저항과 트랜지스터를 포함할 수 있으며, 저항과 트랜지스터는 집적 회로에 내장되거나 PCB 상에 패시브(Passive) 소자로 구성될 수 있다. 전류 레귤레이터에 포함되는 저항과 트랜지스터가 집적 회로에 내장되는 경우, 제조 단가가 절감될 수 있으나 발열을 해결해야하는 문제점이 있다. 그러므로, 발열을 감소시키고자 하는 경우, 전류 레귤레이터에 포함되는 저항과 트랜지스터는 집적 회로의 외부에 구성할 수 있다.
전류 레귤레이터에 포함되는 트랜지스터는 MOSFET(Metal Oxide Silicon Field Effect Transister), npn BJT(Bipolar Junction Transistor, 이하 'BJT'라 함) 및 pnp BJT 중 선택될 수 있다. 이 중 단위 가격 면에서는 BJT가 유리하고, 집적 회로를 고려하면 npn BJT가 유리하다.
종래의 전류 레귤레이터에서, npn BJT를 이용하고 npn BJT가 집적 회로의 외부에 구성되는 경우, 집적 회로는 외부에 구성되는 npn BJT에 대응하여 전류의 양을 결정하기 위한 저항과 연결되는 에미터 핀, 베이스 전류를 구동하기 위한 베이스 핀 및 헤드룸 전압(Headroom Voltage)을 모니터링하기 위한 콜렉터 핀이 구성되어야 한다. 즉, 종래의 전류 레귤레이터를 내장하는 집적 회로는 외부의 npn BJT를 위하여 세 개의 핀을 갖는다.
npn BJT는 발광 다이오드 스트링의 수(채널의 수)에 대응하도록 구성된다. 그러므로, 전류 레귤레이터를 내장하는 집적 회로는 발광 다이오드 스트링의 수(채널의 수)가 증가하는 만큼 증가된 수의 핀들이 구성되어야 한다.
상기한 문제점을 해결하기 위하여, 외부에 구성되는 npn BJT에 대응하여 집적 회로가 적은 수의 핀을 갖도록 구성할 수 있고 발광 다이오드 스트링의 헤드룸 전압을 조정할 수 있는 회로 및 알고리즘이 제시될 필요가 있다.
<선행기술문헌>
한국공개특허공보 제2008-0020723호 (2008년 3월 6일 공개)
본 발명은 LCD 백라이트로 이용되는 발광 다이오드 스트링의 헤드룸 전압을 조절하는데 이용하는 npn BJT를 위한 집적회로의 핀들의 수를 절감할 수 있고, 핀들의 수를 절감하는 만큼 집적 회로의 면적을 줄일 수 있는 발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩을 제공한다.
또한, 본 발명은 발광 다이오드 스트링들의 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압 이상의 출력 전압을 발광 다이오드 스트링들에 제공하여 발광 다이오드 스트링들에 흐르는 전류를 균일화할 수 있는 발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩을 제공한다.
또한, 본 발명은 차지 펌프를 사용하여 발광 다이오드 스트링들에 제공하는 출력 전압을 제어하는데 이용되는 기준 전압을 제공함으로써 집적 회로의 면적을 절감할 수 있는 발광 디바이스의 구동 회로 및 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩을 제공한다.
본 발명의 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로는, 입력 전압을 변환한 출력 전압을 상기 발광부에 제공하는 전압 컨버터; 상기 발광부에 포함된 전체 상기 발광 다이오드 스트링들에 대응하여 각각 구성되며, 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 흐르는 전류들을 검출하고 상기 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하며 센싱 전압을 판단한 검출 결과를 제공하는 센싱 전압 감지부들; 상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출 결과들에 대응하여 상기 출력 전압의 조절 여부를 결정한 보상 신호를 제공하는 헤드룸 전압 조절부; 및 상기 헤드룸 전압 조절부의 보상 신호에 대응하여, 상기 출력 전압이 상기 발광부에 포함된 전체 상기 발광 다이오드 스트링들의 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압 이상이 되도록 상기 전압 컨버터를 제어하는 구동 제어부;를 포함함을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로는, 상기 발광부에 포함된 전체 상기 발광 다이오드 스트링들에 대응하여 각각 구성되며, 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 흐르는 전류들을 검출하고 상기 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하며 센싱 전압을 판단한 검출 결과를 제공하는 센싱 전압 감지부들; 및 상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출 결과들에 대응하여 전체 상기 발광 다이오드 스트링들의 헤드룸 전압들 중 적어도 하나가 기설정 전압보다 작은 경우 전체 상기 발광 다이오드 스트링들에 출력 전압을 상승시키도록 결정하는 헤드룸 전압 조절부;를 포함함을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로는, 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 연결된 반도체 칩 외부의 npn 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)를 포함하며, 상기 npn BJT의 베이스에 연결되는 제1 핀과 상기 npn BJT의 이미터와 컬렉터 중 하나에 연결되는 제2 핀을 포함하고, 상기 제1 핀을 통하여 흐르는 베이스 전류를 제공하며, 상기 제2 핀의 전압에 대응하여 전류 레귤레이션을 수행하는 전류 레귤레이터; 및 상기 전류 레귤레이터에서 제공되는 상기 베이스 전류를 감지하고 상기 베이스 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하는 전류 감지부;를 포함함을 특징으로 한다.
한편, 본 발명의 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로를 실장하는 반도체 칩은, 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 연결된 반도체 칩 외부의 npn 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)의 상기 npn BJT의 베이스에 연결되는 제1 핀; 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 모니터링하기 위한 제2 핀; 상기 제1 핀을 통하여 흐르는 베이스 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하고 상기 센싱 전압에 대응하는 검출 결과를 제공하는 센싱 전압 감지부들; 및 상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출결과들에 대응하여 상기 발광부에 제공하는 출력 전압의 조절 여부를 결정한 보상 신호를 제공하는 헤드룸 전압 조절부;를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, LCD 백라이트로 이용되는 발광 다이오드 스트링의 헤드룸 전압을 조절할 수 있으며, 헤드룸 전압을 조절하기 위한 npn BJT에 대응하는 집적 회로의 핀들의 수를 절감할 수 있다. 그러므로, 집적 회로는 핀 수가 절감된 만큼 줄어든 면적을 갖도록 설계될 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 구동 회로가 발광 다이오드 스트링들의 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압을 기초로 발광 다이오드 스트링들에 제공하는 출력 전압을 제어하므로, 발광 다이오드 스트링들에 흐르는 전류를 균일화할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 차지 펌프를 사용하여 발광 다이오드 스트링들에 제공하는 출력 전압을 제어하는데 이용되는 기준 전압을 제공할 수 있으며, 그 결과 집적 회로의 면적이 절감될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 디바이스의 구동 회로를 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 센싱 전압과 헤드룸 전압의 관계를 나타낸 그래프.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 제어 동작을 도시한 흐름도.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 구동 회로의 상세 회로도.
도 5는 도 4의 전류 레귤레이터와 전류 감지부를 도시한 회로도.
도 6은 도 5의 실시예에 전류 보상부가 더 구성된 회로도.
도 7은 도 4의 기준 전압 제어부의 회로도.
이하에서는 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예들을 자세히 설명하도록 한다.
본 발명은 발광 디바이스의 구동 회로 및 상기 구동 회로를 채용한 반도체 칩을 개시한다. 본 발명의 발광 디바이스의 구동 회로는 액정 표시 장치(Liquid Crystal display, LCD)에 광을 공급하는 백라이트(Backlight)를 구성하는 발광 다이오드(Light Emitting Diodes, LED) 스트링을 구동하는 것으로 실시될 수 있다.
본 발명의 구동 회로는 상호 병렬로 연결되는 다수의 발광 다이오드 스트링들의 헤드룸 전압들(Headroom voltages)에 대응하는 센싱 전압들을 감지하고, 감지된 센싱 전압들에 기초하여 현재의 헤드룸 전압을 조정한다. 여기서, 헤드룸 전압은 발광 다이오드 스트링과 해당 헤드룸 전압 제어부 사이의 노드의 전압을 의미하며, 예를 들어 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류와 발광 다이오드 스트링에 전기적으로 연결된 저항의 곱에 해당하는 전압일 수 있다.
일반적으로, 발광 디바이스는 발광 다이오드 스트링들을 통하여 흐르는 전류들이 균일하도록 설계한다. 그러나, 다양한 원인에 의해 발광 다이오드 스트링들의 실제 순방향 전압이 달라질 수 있다. 그 결과 발광 다이오드 스트링들의 헤드룸 전압들도 달라질 수 있다.
본 발명은 헤드룸 전압들에 대응하는 센싱 전압들을 감지하고 센싱 전압들에 응답하여 발광 다이오드 스트링들의 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압을 만족시키도록 발광 다이오드 스트링들에 제공하는 출력 전압을 제어할 수 있다.
이 때, 최대 순방향 전압을 기준으로 하여 출력 전압을 제어하는 이유는 발광 다이오드 스트링들에 제공하는 출력 전압이 최대 순방향 전압보다 작은 전압을 기준으로 제어되면, 최대 순방향 전압에 해당하는 발광 다이오드 스트링이 정상적으로 발광 동작을 수행하지 못할 수 있기 때문이다.
즉, 최대 순방향 전압에 해당하는 발광 다이오드 스트링이 정상적으로 동작될 수 있는 출력 전압, 예를 들어 전압 컨버터인 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 발광 다이오드 스트링들에 제공하면, 최대 순방향 전압에 해당하는 발광 다이오드 스트링뿐만 아니라 나머지 발광 다이오드 스트링들도 정상적으로 발광 동작을 수행할 수 있다. 따라서, 본 발명은 발광 다이오드 스트링들에 제공하는 출력 전압을 최대 순방향 전압 이상이 되도록 제어할 수 있다.
또한, 본 발명은 헤드룸 전압에 대응하는 센싱 전압을 감지하기 위하여 집적 회로에 핀들(예를 들어 패드들)이 구성되며, 헤드룸 전압을 조절하면서 핀들의 수가 감소될 수 있는 회로 구조를 제시한다.
이하, 본 발명의 실시예에 대하여 첨부된 도면들을 참조하여 설명한다. 다만, 설명의 편의를 위하여 발광 디바이스는 LED들을 포함하는 백라이트로 가정한다.
도 1을 참조하면, 본 실시예의 발광 디바이스는 구동 회로(110) 및 발광부(102)를 포함한다.
구동 회로(110)는 전압 컨버터(100), 구동 제어부(104) 및 헤드룸 전압 제어부(106)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 구동 회로(110)는 전체 또는 일부 구성 요소를 포함하여서 집적 회로 즉 하나의 반도체 칩으로 구현될 수 있다. 그러나, 헤드룸 전압 제어부(106) 중 전류 레귤레이션을 위하여 발광 다이오드 스트링에 연결된 트랜지스터(T1) 및 저항(R3)은 반도체 칩 외부에 형성될 수 있다. 이의 구조는 도 5에서 보여진다. 여기에서 트랜지스터(T1)는 npn BJT로 구성될 수 있다.
발광부(102)는 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하며, 예를 들어 3개의 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)을 포함할 수 있다. 각 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)은 하나 이상의 LED가 직렬로 연결된 LED들을 포함할 수 있다. 또한, 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)은 상호 병렬로 연결된다. 도 1에서는 3개의 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)만 도시하였으나 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링이면 충분하다. 또한, 도 1에는 각 발광 다이오드 스트링(ST1~ST3)마다 3개의 LED들만을 도시하였으나 하나 이상의 LED이면 충분하며, 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3) 중 적어도 하나는 다른 수의 LED를 포함할 수도 있다. 한편, 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)은 개별적으로 제어될 수 있다.
전압 컨버터(100)는 입력 전압(Vin)을 변환하여 출력 전압(Vout)을 생성하고, 출력 전압(Vout)을 발광부(102)로 제공한다. 예를 들어, 전압 컨버터(100)는 부스팅 컨버터로서 DC-DC 컨버터일 수 있다. 즉, 전압 컨버터(100)는 입력 전압(Vin)을 승압하여서 출력 전압(Vout)을 생성할 수 있다. 출력 전압(Vout)은 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 LED들을 모두 발광시킬 수 있는 충분한 크기를 갖도록 제어되어야 한다.
구동 제어부(104)는 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 LED들이 정상적으로 발광될 수 있는 출력 전압(Vout)을 발광부(102)에 제공하도록 전압 컨버터(100)를 제어한다. 일 실시예에 따르면, 구동 제어부(104)는 PWM(Pulse Width Modulation) 방식을 사용하여 전압 컨버터(100)를 제어할 수 있다. 그러나, 구동 제어부(104)의 제어 방식은 PWM 방식 외의 다른 방식이 사용될 수 있으며, 예를 들어 정전류 제어 방식이 사용될 수도 있다.
헤드룸 전압 제어부(106)는 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)에 각기 연결되며, 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)에 인가되는 전압인 헤드룸 전압들에 대응하는 센싱 전압을 감지한다. 설계에 따르면 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 순방향 전압들이 동일하여야 한다. 그러나 다양한 원인에 의해 실제적으로는 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 순방향 전압들이 달라질 수 있다. 이에 따라 각 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 헤드룸 전압들이 달라질 수 있다. 여기서, 순방향 전압은 도 1의 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 LED들을 발광하는데 필요한 전체 전압을 의미한다.
헤드룸 전압 제어부(106)는 발광 다이오드 스트링들(ST1~ ST3)의 헤드룸 전압들에 대응하는 센싱 전압들을 감지하여 헤드룸 전압들을 조정한다.
일 실시예에 따르면, 헤드룸 전압 제어부(106)는 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압을 만족시킬 수 있도록 구동 제어부(104)를 제어하며, 그에 대응하여 구동 제어부(104)는 전압 컨버터(100)의 출력 전압(Vout)의 크기를 조절한다. 바람직하게는, 헤드룸 전압 제어부(106)는 출력 전압(Vout)이 최대 순방향 전압 이상이 되도록 센싱 전압들에 응답하여 출력 전압(Vout)을 제어한다.
다른 실시예에 따르면, 헤드룸 전압 제어부(106)는 센싱 전압들에 대응하는 헤드룸 전압들이 헤드룸 전압 범위에 존재하는지 여부를 판단하고, 판단 결과에 따라 현재의 헤드룸 전압이 헤드룸 전압 범위에 존재하도록 출력 전압(Vout)을 조절한다.
정리하면, 본 발명의 발광 디바이스의 구동 회로(110)는 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 헤드룸 전압들에 대응하는 센싱 전압들을 감지하고, 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)에 대한 최대 순방향 전압을 만족하도록 센싱 전압을 이용하여 발광부(102)에 제공되는 출력 전압(Vout)을 조절한다. 물론, 출력 전압(Vout)이 최대 순방향 전압을 만족하는 것으로 판단되면, 구동 회로(110)는 전압 컨버터(100)의 출력 전압(Vout)을 유지할 수 있다.
도 2는 헤드룸 전압(Vheadroom)과 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 전압으로 변환한 센싱 전압(Vsense)의 관계를 도시하고 있다. 여기서, 센싱 전압(Vsense)은 헤드룸 전압(Vheadroom)과 반비례 관계를 갖는다. 이는 후술하는 바와 같이 발광 다이오드 스트링들에 흐르는 전류들을 감지하기 위해 npn 바이폴라 접합 트랜지스터(Bipolar Junction Transistor, BJT)가 사용되기 때문이다.
도 2와 같이 설정 전압 범위는 최저 설정 전압(VHL)과 최대 설정 전압 (VHH)의 사이 구간으로 정의될 수 있으며, 설정 전압 범위는 헤드룸 전압(Vheadroom)을 제어하기 위하여 사용자에 의해 설정된 헤드룸 전압 범위를 의미한다. 설정 전압 범위는 발광 디바이스의 종류나 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 감지하는 회로의 구조 등에 따라 달라질 수 있다.
일 실시예에 따르면, 헤드룸 전압(Vheadroom)의 설정 전압 범위를 정의하는 최대 설정 전압(VHH)과 최저 설정 전압(VHL)에 대응하여 센싱 전압(Vsense)을 판단하기 위한 기준 센싱 전압들(VREFH 및 VREFL)이 설정될 수 있다. 구동 회로(110)는 센싱 전압(Vsense)을 기준 센싱 전압들(VREFH 및 VREFL)과 각기 비교하고 비교 결과에 의하여 현재의 헤드룸 전압을 유지 또는 조절한다. 이에 대한 자세한 설명을 도 3을 참조하여 상술하겠다.
도 3을 참조하면, 전압 컨버터(100)가 출력 전압(Vout)을 출력하면 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 LED들이 발광한다(S300).
헤드룸 전압 제어부(106)는 각 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)을 흐르는 전류들에 해당하는 센싱 전압들을 감지한다.(S302). 예를 들어, 헤드룸 전압 제어부(106)는 npn BJT를 이용하여 각 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류들을 감지하여 센싱 전압들을 검출할 수 있다. npn BJT를 이용하면, 구동 회로(110)는 낮은 비용으로 제작할 수 있고 집적화에 유리할 수 있다.
헤드룸 전압 제어부(106)는 센싱 전압들을 이용하여 각 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 헤드룸 전압들 중 적어도 하나가 설정 전압 범위 중 최저 설정 전압(VHL)보다 작은지 판단한다(S304). 헤드룸 전압이 최저 설정 전압(VHL) 보다 작다는 것은 출력 전압(Vout)이 최대 순방향 전압을 만족시키지 못한다는 것을 의미하며, 그 결과 최대 순방향 전압을 갖는 발광 다이오드 스트링의 LED들이 정상적으로 동작하지 않을 가능성이 높다. 상기한 이유로 헤드룸 전압이 최저 설정 전압(VHL) 보다 작으면 백라이트가 정상적으로 동작하지 않으므로, 모든 헤드룸 전압들이 최저 설정 전압(VHL) 이상이 되도록 전압 컨버터(100)의 출력 전압(Vout)이 조절되어야 한다. 모든 헤드룸 전압들이 최저 설정 전압(VHL) 이상이 된다는 것은 출력 전압(Vout)이 최대 순방향 전압을 만족시킨다는 것을 의미하며, 출력 전압(Vout)이 최대 순방향 전압을 만족시키면 모든 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)이 정상적으로 동작될 수 있다.
센싱 전압들에 해당하는 헤드룸 전압들 중 적어도 하나가 최저 설정 전압(VHL) 보다 작으면, 구동 제어부(104)는 출력 전압(Vout)을 상승시키도록 전압 컨버터(100)를 제어한다(S306).
그리고, 센싱 전압들에 해당하는 헤드룸 전압들 모두가 최저 설정 전압(VHL) 이상이면, 헤드룸 전압 제어부(106)는 모든 헤드룸 전압들이 최대 설정 전압(VHH)보다 큰 지를 판단한다(S308). 모든 헤드룸 전압들이 최대 설정 전압(VHH)보다 크면, 발광 다이오드 스트링들(ST1~T3)의 LED들이 정상적으로 발광한다. 그러나, 이 경우 센싱 전압을 감지하는 npn BJT에 열이 상당히 발생할 수 있으며, 열에 의하여 npn BJT가 정상적인 동작을 수행하지 못할 가능성이 있다. 따라서, 구동 회로(110)는 모든 헤드룸 전압들이 최대 설정 전압(VHH) 보다 크지 않도록 제어하는 것이 바람직하다.
모든 헤드룸 전압들이 최대 설정 전압(VHH)보다 크면, 구동 제어부(104)는 출력 전압(Vout)을 하강시키도록 전압 컨버터(100)를 제어한다(S306).
반면에, 모든 헤드룸 전압들이 최저 설정 전압(VHL) 이상이고 최대 설정 전압(VHH이) 이하이면, 구동 회로(110)는 현재의 출력 전압(Vout)을 유지시킨다(S310).
다만, 단계 S308은 생략될 수도 있다. 이 경우, 모든 헤드룸 전압들이 최저 설정 전압(VHL) 이상이면, 구동 회로(110)는 현재의 출력 전압(Vout)을 유지시킨다(S310).
정리하면, 본 발명의 구동 회로(110)는 모든 헤드룸 전압들이 최저 설정 전압(VHL) 이상이 되도록 출력 전압(Vout)을 제어한다.
이하, 구동 회로(110)의 상세한 구조를 첨부된 도면들을 참조하여 상술하겠다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 구동 회로의 상세 회로도이다. 도 4에서 센싱 전압 감지부들(400b 및 400c)은 센싱 전압 감지부(400a)와 동일 또는 유사한 구조를 가질 수 있다. 그러므로, 센싱 전압 감지부(400a)만 상세히 예시하고, 센싱 전압 감지부들(400b 및 400c)의 상세한 예시는 생략한다.
도 4를 참조하면, 전압 컨버터(100)는 하나의 변압기, 다이오드 및 캐패시터로 이루어지는 DC-DC 컨버터일 수 있으며, 승압 컨버터인 것이 바람직하다. 다만, 전압 컨버터(100)는 다양한 회로들로 구성될 수 있으며, 입력 전압(Vin)을 승압시킬 수 있으면 제한은 없다.
변압기와 다이오드는 직렬로 연결되며, 변압기와 다이오드 사이의 노드(n1)는 구동 제어부(104)의 트랜지스터(T3)와 연결된다. 다이오드의 출력 노드(n2)는 발광부(102)에 연결된다.
헤드룸 전압 제어부(106)는 센싱 전압 감지부들(400a~400c) 및 헤드룸 전압 조절부(402)를 포함할 수 있다. 센싱 전압 감지부(400a~400c)는 발광 다이오드 스트링(ST1~ST3)에 일대일로 구성된다.
센싱 전압 감지부(400a)는 전류 레귤레이터(Current regulator, 410) 및 전류 감지부(412)를 포함할 수 있다.
전류 레귤레이터(410)는 센싱 회로를 포함하며, 센싱 회로는 발광 다이오드 스트링(ST1)을 흐르는 전류를 센싱하는 역할을 한다. 예를 들어, 센싱 회로는 npn BJT로 구성되는 트랜지스터(T1)를 포함할 수 있다. npn BJT는 컬렉터(Collector)와 이미터(Emitter) 사이의 전압의 감소에 비례하여 베이스(Base)의 전류가 증가하는 특성을 갖는다. 따라서 도 2에 도시된 바와 같이, 헤드룸 전압(Vheadroom)은 npn BJT의 베이스를 흐르는 전류에 해당하는 센싱 전압(Vsense)과 반비례 관계를 가진다.
전류 감지부(412)는 전류 레귤레이터(410)를 통하여 트랜지스터(T1)의 베이스를 통하여 흐르는 전류를 감지할 수 있다. 트랜지스터(T1)의 컬렉터는 발광 다이오드 스트링(ST1)의 마지막 LED의 출력단에 연결되며, 이미터는 저항(R3)을 통하여 접지에 연결되고, 베이스는 트랜지스터(T2)를 통하여 전류 감지부(412)에 연결될 수 있다. 위에서 센싱 회로는 npn BJT인 하나의 트랜지스터(T1)를 포함하는 것으로 설명하였으나, 발광 다이오드 스트링(ST1)을 흐르는 전류를 전류 감지부(412)가 감지할 수 있도록 다양하게 변형될 수 있다.
전류 레귤레이터(410)는 발광 다이오드 스트링(ST1)을 흐르는 전류에 대응하여 센싱 회로에 흐르는 전류를 제어하며, 보다 구체적으로 트랜지스터(T1)의 베이스에 흐르는 전류를 제어한다. 이를 위하여, 전류 레귤레이터(410)는 트랜지스터(T2), 센싱 저항(R3) 및 제 1 비교기(430)를 포함할 수 있다.
트랜지스터(T2)는 전류를 제어하며, N채널 MOS 트랜지스터로 구성될 수 있다. 트랜지스터(T2)의 드레인은 전류 감지부(412)에 연결되고, 소스는 트랜지스터(T1)의 베이스에 연결된다.
센싱 저항(R3)은 발광 다이오드 스트링(ST1)을 흐르는 전류를 검출하기 위해 사용된다. 구체적으로는, 발광 다이오드 스트링(ST1)을 흐르는 전류가 변화되면 센싱 저항(R3)의 양단의 전압(이하, "샘플링 전압"이라 함)이 달라지며, 샘플링 전압은 제 1 비교기(430)의 반전 단자(-)로 입력된다.
제 1 비교기(430)는 샘플링 전압과 기준 레귤레이터 전압(VREF_CH)을 비교하고, 비교 결과에 대응하는 전압을 트랜지스터(T2)의 게이트로 제공한다. 결과적으로, 트랜지스터(T2)를 흐르는 전류의 양은 제 1 비교기(430)로부터 출력된 전압에 의해 제어된다. 즉, 전류 레귤레이터(410)는 전류 감지부(412)로 제공하는 전류를 발광 다이오드 스트링(ST1)을 흐르는 전류의 변화에 대응하여 레귤레이션하는 역할을 수행한다.
전류 감지부(412)는 전류 레귤레이터(410)에서 제공되는 전류를 이용하여 발광 다이오드 스트링(ST1)의 헤드룸 전압(Vheadroom)에 대응하는 센싱 전압(Vsense)을 검출한다. 전류 감지부(412)의 구체적인 회로 구조 및 동작은 후술하겠다.
헤드룸 전압 조절부(402)는 헤드룸 전압(Vheadroom)을 조절할 지 결정하고 조절이 필요하다고 결정된 경우 출력 전압(Vout)을 조절하기 위한 보상 신호(COMP)를 출력하며, 전압 조절 결정부(414), 기준 전압 제어부(416) 및 제 2 비교기(418)를 포함할 수 있다.
전압 조절 결정부(414)는 각 센싱 전압 감지부(400a~400c)의 전류 감지부(412)에 연결된다. 전압 조절 결정부(414)는 각 센싱 전압 감지부(400a~400c)의 전류 감지부들(412)에서 제공되는 감지 결과를 이용하여 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 현재 헤드룸 전압들을 조절할 지의 여부를 결정한다. 예를 들어, 전압 조절 결정부(414)는 적어도 하나의 헤드룸 전압이 최저 설정 전압(VHL) 보다 작은 경우, 헤드룸 전압을 상승시키기 위하여 전압 컨버터(100)의 출력 전압(Vout)을 상승시키도록 결정할 수 있다. 또한, 전압 조절 결정부(414)는 모든 감지된 헤드룸 전압들이 최대 설정 전압(VHH) 보다 큰 경우, 헤드룸 전압들을 다운시키기 위하여 전압 컨버터(100)의 출력 전압(Vout)을 다운시키도록 결정할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 전압 조절 결정부(414)는 출력 전압(Vout)의 상승을 결정한 경우 UP 신호를 출력하고, 출력 전압(Vout)의 다운을 결정한 경우 DOWN 신호를 출력한다. 다만, 전압 조절 결정부(414)는 출력 전압(Vout)을 유지할 경우에는 어떠한 신호도 출력시키지 않을 수 있다.
기준 전압 제어부(416)는 전압 조절 결정부(414)에서 제공되는 신호에 따라 제 2 비교기(418)의 비반전 단자(+)로 입력되는 기준 전압(REF)의 크기를 조절한다. 예를 들어, 기준 전압 제어부(416)는 전압 조절 결정부(414)로부터 UP 신호를 수신한 경우 기준 전압(REF)을 상승시키고, DOWN 신호를 수신한 경우 기준 전압(REF)을 감소시킬 수 있다.
제 2 비교기(418)는 에러 앰프(Error amplifier)로 구성될 수 있으며, 비반전 단자(+)는 기준 전압 제어부(416)에 연결되고, 반전 단자(-)는 출력 전압 검출부(428)에 연결된다. 결과적으로, 제 2 비교기(418)의 비반전 단자(+)로는 기준 전압(REF)이 입력되고, 반전 단자(-)로는 검출 전압(Vdet)이 입력된다. 검출 전압(Vdet)은 노드(n2)의 전압, 즉 출력 전압(Vout)이 저항들(R1 및 R2)에 의해 분배됨에 의해 형성된 전압으로서, 저항들(R1 및 R2) 사이의 노드(n4)의 전압을 의미한다.
제 2 비교기(418)는 기준 전압(REF)과 검출 전압(Vdet)을 비교하여 보상 신호(Compensation signal, COMP)를 출력한다. 예를 들어, UP 신호에 따라 상승된 기준 전압(REF)과 검출 전압(Vdet)을 비교하면, 기준 전압(REF)이 검출 전압(Vdet)보다 클 가능성이 높다. 이 경우, 제 2 비교기(418)는 출력 전압(Vout)을 상승시키도록 하는 보상 신호(COMP)를 출력시킬 수 있다. 반면에, 상기 DOWN 신호에 따라 감소된 기준 전압(REF)과 검출 전압(Vdet)을 비교하면, 기준 전압(REF)이 검출 전압(Vdet)보다 작을 가능성이 높다. 이 경우, 제 2 비교기(418)는 출력 전압(Vout)을 다운시키도록 하는 보상 신호(COMP)를 출력시킬 수 있다.
제 2 비교기(418)와 기준 전압 제어부(416) 사이의 노드에는 캐패시터(C)가 연결될 수 있으며, 캐패시터(C)는 기준 전압(REF)을 안정적으로 유지시키는 역할을 수행할 수 있다.
구동 제어부(104)는 제 3 비교기(420), PWM 구동부(422), 스위치로서 트랜지스터(T3), 저항(R4) 및 출력 전압 검출부(428)를 포함할 수 있다. 여기에서, 트랜지스터(T3)는 N채널 MOS 트랜지스터로 구성될 수 있다.
제 3 비교기(420)의 반전 단자(-)는 제 2 비교기(418)의 출력단에 연결되며, 비반전 단자(+)는 트랜지스터(T3)의 소스에 해당하는 노드(n3)에 연결될 수 있다. 제 3 비교기(420)는 노드(n3)의 전압과 제 2 비교기(418)로부터 출력된 보상 신호(COMP)를 비교하여 특정 전압을 출력시킨다.
PWM 구동부(422)는 제 3 비교기(420)로부터 출력된 전압에 따라 PWM 신호를 출력하여 전압 컨버터(100)를 제어하며, 그 결과 출력 전압(Vout)이 조절된다. 예를 들어, PWM 구동부(422)는 제 3 비교기(420)로부터 출력된 전압에 응답하여 듀티비가 가변된 PWM 신호를 출력하여 출력 전압(Vout)을 상승시키거나 다운시킬 수 있다. 일 실시예에 따르면, PWM 구동부(422)는 PWM 로직부 및 드라이버를 포함할 수 있으며, PWM 로직부는 제 3 비교기(420)의 출력단에 연결되고, 상기 드라이버는 상기 PWM 로직부와 트랜지스터(T3) 사이에 연결될 수 있다. 상기 드라이버는 하나의 버퍼로 이루어질 수도 있고, 다른 여러 개의 회로 엘리먼트들이 결합되어 형성될 수도 있다.
위에서는, PWM 방식을 통하여 출력 전압(Vout)을 조절하는 것으로 설명하였으나, 다른 제어 방식이 사용될 수도 있다.
다른 실시예에 따르면, 구동 제어부(104)는 전류 감지부 및 슬로프 보상부를 추가적으로 포함할 수 있다. 전류 감지부는 노드(n3)와 제 3 비교기(420)의 비반전 단자(+) 사이에 연결될 수 있다.
전류 감지부는 발광부(102)로 입력되는 전류를 감지하는 역할을 수행하며, 즉 노드(n3)를 통하여 흐르는 전류를 통하여 노드(n1)로 흐르는 전류를 예측한다. 이어서, 전류 감지부는 상기 예측된 전류에 해당하는 전압을 출력한다.
슬로프 보상부는 전류 감지부로 흐르는 전류를 보상하는 역할을 수행한다. 전류 감지부의 듀티비가 예를 들어 50% 이상이 되면 전류가 발진할 수 있으며, 이 때 슬로프 보상부가 전류를 보상하는 역할을 수행한다.
다음으로, 구동 회로(110)의 동작을 살펴보겠다.
센싱 전압 감지부들(400a~400c)은 해당 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 헤드룸 전압들을 감지한다. 구체적으로는, 센싱 전압 감지부(400)의 전류 감지부(412)가 해당 발광 다이오드 스트링에 연결된 트랜지스터(T1)의 베이스로 흐르는 전류를 이용하여 헤드룸 전압에 대응하는 센싱 전압(Vsense)을 감지한다.
이어서, 전압 조절 결정부(414)는 센싱 전압 감지부들(400a~400c)에 의해 감지된 센싱 전압들(Vsense)을 분석한 결과에 대응하여 현재의 헤드룸 전압들을 조절할 지 여부를 결정한다.
전압 조절 결정부(414)가 헤드룸 전압들을 조절하는 것으로 결정하면, 기준 전압 제어부(416)가 전압 조절 결정부(414)의 제어에 따라 기준 전압(REF)을 가변시킨다.
이어서, 제 2 비교기(418)는 가변된 기준 전압(REF)과 발광부(102)로 제공되는 출력 전압(Vout)에 해당하는 검출 전압(Vdet)을 비교하고, 비교 결과에 따른 보상 신호(COMP)를 출력시킨다.
구동 제어부(104)는 제 2 비교기(418)로부터 제공된 보상 신호(COMP)와 발광부(102)로 입력되는 전류에 해당하는 전압을 비교하고, 비교 결과에 따라 PWM 방식으로 전압 컨버터(100)를 제어하여 출력 전압(Vout)을 조절한다.
본 발명의 구동 회로(110)는 위의 과정을 반복하여서 최대 순방향 전압을 보장하기 위한 출력 전압(Vout)을 발광부(102)에 제공한다.
이하, 발광 다이오드 스트링의 전류를 감지하는 전류 감지부(412) 및 감지 결과에 대응하여 전압 조절을 결정하는 전압 조절 결정부(414)의 동작을 살펴본다.
도 5를 참조하면, 본 실시예의 전류 감지부(412)는 미러부(500) 및 헤드룸 전압 판단부(502)를 포함할 수 있다.
미러부(500)는 2개의 P채널 모스 트랜지스터들(T4, T5)을 포함하는 커런트 미러 회로로 구성될 수 있으며, 모스 트랜지스터(T4)의 게이트와 모스 트랜지스터(T5)의 게이트가 서로 커플링된다. 그리고, 모스 트랜지스터(T4)의 드레인과 게이트는 연결된다.
미러부(500)는 미러링에 의해 트랜지스터(T1)의 베이스 전류보다 작은 전류가 트랜지스터(T5)를 흐르도록 하여 전류 스케일링(Scaling)되도록 구성하는 것이 바람직하다. 물론, 트랜지스터(T1)의 베이스의 전류와 동일한 크기의 전류가 미러링에 의해 트랜지스터(T5)를 흐르게 설계할 수도 있다. 다만, 전력 소비를 고려하면 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류에 해당하는 트랜지스터(T1)의 베이스의 전류보다 작은 전류가 미러링에 의해 트랜지스터(T5)를 통하여 흐르도록 설계되는 것이 바람직하다.
이러한 미러부(500)의 동작에 따라 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류에 해당하는 전류가 트랜지스터(T5)를 통하여 흐르게 되며, 트랜지스터(T5)의 드레인의 전압, 즉 센싱 전압(Vsense)은 발광 다이오드 스트링의 헤드룸 전압(Vheadroom)을 반영하게 된다.
헤드룸 전압 판단부(502)는 센싱 전압(Vsense)을 이용하여 헤드룸 전압(Vheadroom)이 도 2에 도시된 설정 전압 범위(VHL 내지 VHH)에 존재하는 지 판단할 수 있다. 예를 들어, 헤드룸 전압 판단부(502)는 센싱 전압(Vsense)을 기준 센싱 전압들(VREFH 및 VREFL)과 비교하는 방식을 통하여 헤드룸 전압(Vheadroom)에 대응하는 센싱 전압(Vsense)을 설정 전압 범위(VHL 내지 VHH)의 최소 설정 전압(VHL) 및 최대 설정 전압(VHH)과 비교한다.
일 실시예에 따르면, 헤드룸 전압 판단부(502)는 제 4 비교기(510) 및 제 5 비교기(512)를 포함할 수 있다.
제 4 비교기(510)의 비반전 단자(+)로는 제 1 기준 센싱 전압(VREFL)이 입력되고, 반전 단자(-)로는 센싱 전압(Vsense)이 입력된다. 따라서, 제 4 비교기(510)는 제 1 기준 센싱 전압(VREFL)과 센싱 전압(Vsense)을 비교하고, 비교 결과에 따른 전압(VHIGH)을 출력시킨다. 구체적으로는, 제 4 비교기(510)는 센싱 전압(Vsense)이 제 1 기준 전압(VREFL) 이하이면 하이 로직을 가지는 디지털 신호인 전압(VHIGH)을 출력시킨다. 제 4 비교기(510)가 하이 로직을 가지는 전압(VHIGH)을 출력시키는 것은 도 2의 그래프에 따라 센싱 전압(Vsense)에 해당하는 헤드룸 전압(Vheadroom)이 최대 설정 전압(VHH) 이상임을 의미한다. 반면에, 제 4 비교기(510)는 센싱 전압(Vsense)이 제 1 기준 전압(VREFL)보다 크면 로우 로직을 가지는 디지털 신호인 전압(VHIGH)을 출력시킨다. 제 4 비교기(510)가 로우 로직을 가지는 전압(VHIGH)을 출력시키는 것은 도 2의 그래프에 따라 센싱 전압(Vsense)에 해당하는 헤드룸 전압(Vheadroom)이 최대 설정 전압(VHH)보다 작음을 의미한다.
제 5 비교기(512)의 비반전 단자(+)로는 센싱 전압(Vsense)이 입력되고, 반전 단자(-)로는 제 2 기준 센싱 전압(VREFH)이 입력된다. 따라서, 제 5 비교기(512)는 제 2 기준 센싱 전압(VREFH)과 센싱 전압(Vsense)을 비교하고, 비교 결과에 따른 디지털 신호인 전압(VLOW)을 출력시킨다. 구체적으로는, 제 5 비교기(512)는 센싱 전압(Vsense)이 제 2 기준 전압(VREFH) 이상이면 하이 로직을 가지는 전압(VLOW)을 출력시킨다. 제 5 비교기(512)가 하이 로직을 가지는 전압(VLOW)을 출력시키는 것은 도 2의 그래프에 따라 센싱 전압(Vsense)에 해당하는 헤드룸 전압(Vheadroom)이 최저 설정 전압(VHL) 이하임을 의미한다. 반면에, 제 5 비교기(512)는 센싱 전압(Vsense)이 제 2 기준 센싱 전압(VREFH)보다 작으면 로우 로직을 가지는 전압(VLOW)을 출력시킨다. 제 5 비교기(512)가 로우 로직을 가지는 전압(VLOW)을 출력시키는 것은 도 2의 그래프에 따라 센싱 전압(Vsense)에 해당하는 헤드룸 전압(Vheadroom)이 최저 설정 전압(VHL)보다 큼을 의미한다.
즉, 비교기들(510, 512)의 출력들(VHIGH 및 VLOW)은 센싱 전압(Vsense)에 대응하는 헤드룸 전압(Vheadroom)이 설정 전압 범위(VHL 내지 VHH)의 어느 지점에 위치하여 있는 지에 대한 정보를 표현한다.
따라서, 전압 조절 결정부(414)는 발광 다이오드 스트링들(ST1~ST3)의 현재 헤드룸 전압들(Vheadroom)을 판단하여 출력 전압(Vout)을 조절할 지 결정할 수 있다.
구체적으로는, 전류 감지부들(412)의 제 4 비교기(510)의 출력들(VHIGH)이 0이고 제 5 비교기(512)의 출력들(VLOW)이 0이면, 전압 조절 결정부(414)는 헤드룸 전압들(Vheadroom)이 적절하다고 판단하여 출력 전압(Vout)을 유지하는 것으로 결정한다.
그러나, 전류 감지부들(412)의 제 5 비교기(512)의 출력들(VLOW) 중 적어도 하나가 1이면, 전압 조절 결정부(414)는 발광 다이오드 스트링들의 헤드룸 전압들(Vheadroom) 중 적어도 하나가 최대 순방향 전압에 해당하는 헤드룸 전압보다 작다고 판단하여 출력 전압(Vout)을 상승시키는 것으로 결정한다.
반면에, 전류 감지부들(412)의 제 4 비교기(510)의 출력들(VHIGH)이 모두 1이면, 전압 조절 결정부(414)는 발광 다이오드 스트링들의 헤드룸 전압들(Vheadroom)이 최대 순방향 전압에 해당하는 헤드룸 전압을 초과한다고 판단하여 출력 전압(Vout)을 다운시키도록 결정한다.
위에서 상술한 바와 같이, 본 발명의 구동 회로(110)는 센싱 전압(Vsense)과 기준 센싱 전압들(VREFH 및 VREFL)을 비교하고, 비교 결과를 디지털 신호로서 출력하여 출력 전압(Vout)을 조절할 지 결정한다.
위에서 설명하지는 않았지만, 도 5에 도시된 바와 같이 반도체 칩의 외부에 트랜지스터(T1)가 구성되고, 반도체 칩의 내부에 제1 비교기(430) 및 트랜지스터(T2)가 구성된다. 그러므로, 반도체 칩에는 트랜지스터(T1)의 베이스와 트랜지스터(T2)를 연결하는 제 1 패드(P1) 및 트랜지스터(T1)의 이미터와 제 1 비교기(430)의 반전 단자(-)를 연결하는 제 2 패드(P2)가 존재한다. 패드들(P1, P2)은 집적 회로의 핀을 의미한다. 즉, 각 센싱 전압 감지부들(400a~400c)에 대응하여 각각 2개의 패드들(P1 및 P2)이 사용된다.
본 발명의 구동 회로(110)는 트랜지스터(T1)와 연결을 위한 저항(R3)과 연결되는 이미터 핀, 베이스의 전류를 구동하기 위한 핀 및 헤드룸 전압을 모니터링하기 위한 컬렉터 핀을 모두 필요로 하지 않는다. 본 발명의 구동 회로(110)는 트랜지스터(T1)의 베이스로 흐르는 전류를 이용하여 최적의 헤드룸 전압을 모니터링하도록 구성됨에 의하여 헤드룸 전압을 모니터링하기 위한 컬렉터 핀을 필요로 하지 않는다.
결과적으로, 본 발명의 구동 회로(110)는 각 발광 다이오드 스트링(ST1~ST3)에 대응하여 1개의 핀을 적게 사용할 수 있다. 즉, 본 발명의 구동 회로(110)는 트랜지스터(T1)의 베이스를 통하여 흐르는 전류를 모니터링하기 위하여 트랜지스터(T1)의 베이스에 연결되는 제 1 핀(P1) 및 트랜지스터(T1)의 이미터를 통하여 흐르는 전류, 즉 해당 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 모니터링하기 위하여 트랜지스터(T1)의 이미터에 연결되는 제 2 핀(P2)만 필요로 한다. 따라서, 구동 회로(110)는 구성이 간단해질 수 있고 반도체 칩의 면적을 줄일 수 있다. 여기에서, 즉 해당 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 모니터링하기 위하여 트랜지스터(T1)의 이미터 대신 컬렉터에 제 2 핀(P2)이 연결되도록 구성될 수 있다.
핀들(P1, P2)을 기준으로 하여 도 5에서 좌측 회로들은 집적회로로 구현되는 반도체 칩에 해당되고, 우측 회로들은 반도체 칩의 외부에 해당한다.
본 실시예의 구동 회로(110)는 도 5의 회로 소자들 외에도 도 6과 같이 전류 보상부(600)를 더 포함할 수 있다. 전류 보상부(600)는 미러 구조를 가질 수 있으며 게이트가 서로 커플링된 두 개의 트랜지스터(T7, T8)를 포함하며, 두 개의 트랜지스터(T7, T8)는 PMOS 트랜지스터로 구성될 수 있다. 트랜지스터(T7)의 소스는 패널(P2)을 통하여 트랜지스터(T1)의 이미터와 저항(R3) 간의 노드에 연결되고, 트랜지스터(T8)의 소스와 게이트는 서로 연결된다. 그리고, 트랜지스터(T8)는 미러부(500)에 연결된다.
전류 보상부(600)는 트랜지스터(T1)의 베이스로 흐르는 베이스 전류(ib)를 감지하여 베이스 전류만큼 보상하는 역할을 수행한다. 구체적으로는, 본 발명의 구동 회로 설계시 해당 발광 다이오드 스트링으로 흐르는 전류(컬렉터 전류 ic)를 노드(n5)의 전압)/R3로 설계할 수 있으나, 트랜지스터(T1)의 베이스로 전류가 흐르기 때문에 컬렉터 전류(ic)는 실제적으로 (노드(n5)의 전압)/R3 - 베이스 전류가 될 수 있다. 여기서, 노드(n5)의 전압은 바람직하게는 VREF_CH일 수 있다.
따라서, 본 발명은 전류 보상부(600)를 이용하여 컬렉터 전류(ic)를 베이스 전류(ib)만큼 보상할 수 있으며, 그 결과 컬렉터 전류(ic)를 (노드(n5)의 전압)/R3로 만들 수 있다.
한편, 미러부(500)는 트랜지스터(T4)에 병렬로 연결되면서 미러링된 전류를 트랜지스터(T8)에 전달하는 트랜지스터(T6)를 더 포함할 수 있다. 결과적으로, 트랜지스터(T1)의 베이스 전류(ib)는 트랜지스터(T6)에 해당하는 라인으로 미러링된다. 또한, 트랜지스터(T6)로 흐르는 전류는 트랜지스터(T7)로 미러링된다. 결과적으로, 도 6에 도시된 바와 같이 트랜지스터(T7)를 통하여 베이스 전류(ib)가 흐르게 되며, 따라서 노드(n5)를 통하여 흐르는 전류는 컬렉터 전류(ic)와 동일하게 된다. 이 경우, 노드(n5)의 전압이 VREF_CH이므로, 노드(n5)를 통하여 흐르는 전류는 (노드(n5)의 전압)/R3이다. 즉, 컬렉터 전류(ic)가 (노드(n5)의 전압)/R3이 될 수 있다.
정리하면, 본 발명의 전류 보상부(600)를 이용하면 트랜지스터(T1)의 베이스로 전류가 흐를 지라도 컬렉터 전류(ic)를 노드(n5)의 전압/R3으로 만들 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기준 전압 제어부를 도시한 도면이다.
본 실시예의 기준 전압 제어부(416)는 도 7에 도시된 바와 같이 차지 펌프일 수 있다. 기준 전압 제어부(416)는 UP 신호와 DOWN 신호에 대응하여 풀업과 풀다운 동작을 수행하여서 기준 전압(REF)의 레벨을 조절하는 차지 펌프 구조를 갖는다. 다만, 차지 펌프의 구조는 일반적이고 어느 차지 펌프도 본 발명의 기준 전압 제어부(416)로 사용할 수 있으므로, 기준 전압 제어부(416)에 대한 구체적인 구조 및 동작의 설명은 생략한다.
상기한 본 발명의 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대한 통상의 지식을 가지는 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 하기의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.

Claims (17)

  1. 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로에 있어서,
    입력 전압을 변환한 출력 전압을 상기 발광부에 제공하는 전압 컨버터;
    상기 발광부에 포함된 전체 상기 발광 다이오드 스트링들에 대응하여 각각 구성되며, 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 흐르는 전류들을 검출하고 상기 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하며 센싱 전압을 판단한 검출 결과를 제공하는 센싱 전압 감지부들;
    상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출 결과들에 대응하여 상기 출력 전압의 조절 여부를 결정한 보상 신호를 제공하는 헤드룸 전압 조절부; 및
    상기 헤드룸 전압 조절부의 보상 신호에 대응하여, 상기 출력 전압이 상기 발광부에 포함된 전체 상기 발광 다이오드 스트링들의 순방향 전압들 중 최대 순방향 전압 이상이 되도록 상기 전압 컨버터를 제어하는 구동 제어부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전압 컨버터는 DC-DC 컨버터인 발광 디바이스의 구동 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 센싱 전압 감지부들은 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링들에 연결되는 npn 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)를 포함하고, 상기 발광 다이오드 스트링에 흐르는 전류를 검출하기 위하여 상기 npn BJT의 베이스 전류를 이용하여 상기 센싱 전압을 검출하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 센싱 전압 감지부는 반도체 칩 외부의 상기 npn BJT를 포함하며, 상기 반도체 칩은 상기 npn BJT의 베이스 전류를 감지하기 위한 제1 핀과 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 모니터링하기 위한 제2 핀을 포함하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  5. 제4항에 있어서, 상기 센싱 전압 감지부는,
    상기 제1 핀에 연결되어서 상기 베이스 전류를 감지하며, 상기 제2 핀에 연결되어서 상기 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류에 대응하여 상기 베이스 전류를 레귤레이션하는 전류 레귤레이터; 및
    상기 전류 레귤레이터에서 감지된 상기 베이스 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하고 상기 센싱 전압을 판단한 검출 결과를 제공하는 전류 감지부;를 포함하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전류 감지부는,
    상기 전류 레귤레이터에서 감지된 상기 베이스 전류에 미러링된 전류를 이용하여 상기 센싱 전압을 검출하는 미러부; 및
    상기 미러부의 상기 센싱 전압을 내부의 기준 센싱 전압들과 비교하여서 상기 검출 결과를 제공하는 헤드룸 전압 판단부;를 포함하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  7. 제1항에 있어서, 상기 헤드룸 전압 조절부는,
    상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출 결과들에 대응하여 상기 출력 전압을 조절할 지의 여부를 결정하는 전압 조절 결정부;
    제 3 비교기; 및
    상기 전압 조절 결정부의 출력에 대응하여 제 3 비교기의 일 단자에 입력되는 기준 전압을 조절하는 기준 전압 제어부를 포함하고,
    상기 제 3 비교기는 상기 기준 전압 제어부의 상기 기준 전압과 상기 출력 전압에 해당하는 검출 전압을 비교하고, 상기 비교한 결과에 대응하는 상기 보상 신호를 출력하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 기준 전압 제어부는 차지 펌프 구조를 가지는 발광 디바이스의 구동 회로.
  9. 제3 항에 있어서, 상기 센싱 전압 감지부는,
    상기 npn BJT의 상기 베이스 전류에 대응하여 상기 npn BJT의 컬렉터를 통하여 흐르는 전류를 보상하는 전류 보상부를 더 포함하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  10. 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로에 있어서,
    상기 발광부에 포함된 전체 상기 발광 다이오드 스트링들에 대응하여 각각 구성되며, 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 흐르는 전류들을 검출하고 상기 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하며 센싱 전압을 판단한 검출 결과를 제공하는 센싱 전압 감지부들; 및
    상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출 결과들에 대응하여 전체 상기 발광 다이오드 스트링들의 헤드룸 전압들 중 적어도 하나가 기설정 전압보다 작은 경우 전체 상기 발광 다이오드 스트링들에 출력 전압을 상승시키도록 결정하는 헤드룸 전압 조절부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  11. 제10항에 있어서, 상기 헤드룸 전압 조절부는,
    전체 상기 발광 다이오드 스트링들의 상기 헤드룸 전압들이 미리 설정된 설정 전압 범위의 최대 설정 전압보다 큰 경우, 상기 출력 전압을 다운시키도록 결정하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  12. 제10항에 있어서, 상기 센싱 전압 감지부들은 해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 연결된 npn BJT의 베이스 전류를 감지하여 상기 센싱 전압을 검출하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  13. 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로에 있어서,
    해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 연결된 반도체 칩 외부의 npn 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)를 포함하며, 상기 npn BJT의 베이스에 연결되는 제1 핀과 상기 npn BJT의 이미터와 컬렉터 중 하나에 연결되는 제2 핀을 포함하고, 상기 제1 핀을 통하여 흐르는 베이스 전류를 제공하며, 상기 제2 핀의 전압에 대응하여 전류 레귤레이션을 수행하는 전류 레귤레이터; 및
    상기 전류 레귤레이터에서 제공되는 상기 베이스 전류를 감지하고 상기 베이스 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하는 전류 감지부;를 포함함을 특징으로 하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  14. 제13항에 있어서, 상기 전류 레귤레이터는,
    상기 전류 감지부와 상기 제1 핀 사이의 전류 흐름을 제어하는 트랜지스터; 및
    기준 레귤레이터 전압과 상기 제2 핀의 상기 전압을 비교하고 상기 비교 결과를 상기 트랜지스터의 게이트에 제공하는 비교기;를 포함하는 발광 디바이스의 구동 회로.
  15. 적어도 하나의 발광 다이오드 스트링을 포함하는 발광부를 구동하는 발광 디바이스의 구동 회로를 실장하는 반도체 칩에 있어서,
    해당하는 상기 발광 다이오드 스트링에 연결된 반도체 칩 외부의 npn 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)의 상기 npn BJT의 베이스에 연결되는 제1 핀;
    해당하는 상기 발광 다이오드 스트링을 흐르는 전류를 모니터링하기 위한 제2 핀;
    상기 제1 핀을 통하여 흐르는 베이스 전류에 대응하는 센싱 전압을 검출하고 상기 센싱 전압에 대응하는 검출 결과를 제공하는 센싱 전압 감지부들; 및
    상기 센싱 전압 감지부들의 상기 검출결과들에 대응하여 상기 발광부에 제공하는 출력 전압의 조절 여부를 결정한 보상 신호를 제공하는 헤드룸 전압 조절부;를 포함함을 특징으로 하는 반도체 칩.
  16. 제15항에 있어서, 상기 전류 감지부는 상기 제2 핀의 전압에 대응하여 상기 베이스 전류를 레귤레이션하는 반도체 칩.
  17. 제15 항에 있어서,
    상기 제2 핀은 상기 npn BJT의 이미터와 컬렉터 중 하나에 연결되는 반도체 칩.
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