WO2014075215A1 - 有源滤波器和双工器及无线通信设备 - Google Patents

有源滤波器和双工器及无线通信设备 Download PDF

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WO2014075215A1
WO2014075215A1 PCT/CN2012/084516 CN2012084516W WO2014075215A1 WO 2014075215 A1 WO2014075215 A1 WO 2014075215A1 CN 2012084516 W CN2012084516 W CN 2012084516W WO 2014075215 A1 WO2014075215 A1 WO 2014075215A1
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filter
amplifier
attenuator
intermediate frequency
output end
Prior art date
Application number
PCT/CN2012/084516
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English (en)
French (fr)
Inventor
罗海军
高家荣
Original Assignee
海能达通信股份有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/34—Networks for connecting several sources or loads working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H11/344—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to the field of communication circuit technologies, and in particular, to an active filter and a duplexer and a wireless communication device. Background technique
  • a first aspect of the present invention provides an active filter, including:
  • a first filter a first amplifier, a second filter, a down converter, an upconverter, a third intermediate frequency filter, a second amplifier, a fourth intermediate frequency filter, a fifth RF filter, and the down conversion
  • an inverter to provide a voltage controlled oscillator of the local oscillator signal
  • the input end of the first amplifier is connected to the output end of the first filter; the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter;
  • An output end of the second filter is connected to an input end of the third intermediate frequency filter through the down converter;
  • An output end of the third intermediate frequency filter is connected to an input end of the second amplifier; an output end of the second amplifier is connected to an input end of the fourth intermediate frequency filter; and the fourth intermediate frequency filter is passed
  • the upconverter is coupled to an input of the fifth RF filter.
  • the third intermediate frequency filter is a crystal a filter or an LC filter or a sound table filter
  • the fourth intermediate frequency filter is a crystal filter or an LC filter or a sound table filter
  • the fifth RF filter is a sound table filter or an LC filter or a cavity filter Or dielectric filter
  • the first filter is a dielectric filter or an LC filter or a sound table filter or a cavity filter;
  • the second filter is a sound table filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter.
  • the active filter further includes a buffer amplifier, wherein the frequency signal output end of the voltage controlled oscillator is An input end of the buffer amplifier is connected, and an output end of the buffer amplifier is connected to a local oscillator signal input end of the up-converter.
  • the active filter further includes a first attenuation The output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter through the first attenuator;
  • the active filter device further includes a first attenuator and a selection circuit
  • the selection circuit is configured to: when detecting that the power of the first filter or the first amplifier output signal is greater than or equal to a set threshold, pass the output end of the first amplifier through the first attenuator Connected to an input end of the second filter, when detecting that the power of the first filter or the first amplifier output signal is less than the set threshold, outputting the output of the first amplifier and the first The inputs of the two filters are connected.
  • the active filter further includes a second attenuator, wherein the fourth intermediate frequency filter is coupled to the upconverter by the second attenuator.
  • the first attenuator is a ⁇ attenuator; and/or Place The second attenuator is a ⁇ attenuator.
  • a second aspect of the present invention provides a duplexer, including:
  • the active filter includes:
  • a first filter a first amplifier, a second filter, a down converter, an upconverter, a third intermediate frequency filter, a second amplifier, a fourth intermediate frequency filter, a fifth RF filter, and the down conversion
  • an inverter to provide a voltage controlled oscillator of the local oscillator signal
  • the input end of the first amplifier is connected to the output end of the first filter; the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter;
  • An output end of the second filter is connected to an input end of the third intermediate frequency filter through the down converter;
  • An output end of the third intermediate frequency filter is connected to an input end of the second amplifier; an output end of the second amplifier is connected to an input end of the fourth intermediate frequency filter; and the fourth intermediate frequency filter is passed
  • the upconverter is connected to an input end of the fifth radio frequency filter;
  • the common end of the connector is connected to the antenna
  • the second end of the connector is connected to the output end of the sixth filter
  • the third end of the connector is connected to the input of the first filter End connection.
  • the connector is a ring connector or a ⁇ connector.
  • the third intermediate frequency filter is a crystal filter or an LC filter or a sound table filter
  • the fourth intermediate frequency filter is a crystal filter or an LC filter or a sound table filter
  • the fifth RF filter is a sound table filter or an LC filter or a cavity filter Or dielectric filter
  • the first filter is a dielectric filter or an LC filter or a sound table filter or a cavity filter;
  • the second filter is a sound table filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter; And/or, the sixth filter is a high pass filter or a low pass filter.
  • the active filter further includes a buffer amplifier, The frequency signal output end of the voltage controlled oscillator is connected to the input end of the buffer amplifier, and the output end of the buffer amplifier is connected to the local oscillator signal input end of the up converter.
  • the active filter further includes a first attenuator
  • the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter through the first attenuator
  • the active filter device further includes a first attenuator and a selection circuit
  • the selection circuit is configured to: when detecting that the power of the first filter or the first amplifier output signal is greater than or equal to a set threshold, pass the output end of the first amplifier through the first attenuator Connected to an input end of the second filter, when detecting that the power of the first filter or the first amplifier output signal is less than the set threshold, outputting the output of the first amplifier and the first The inputs of the two filters are connected.
  • the active filter further includes a second attenuator, wherein the fourth intermediate frequency filter is connected to the up converter through the second attenuator.
  • the first attenuator is a ⁇ attenuator; and/or The second attenuator is a ⁇ attenuator.
  • a third aspect of the present invention provides a wireless communication device, including: the active filter as provided in the above embodiment, or the duplexer as provided in the above embodiment.
  • the active filter of the embodiment of the present invention includes: a first filter, a first amplifier, a second filter, a down converter, a third intermediate frequency filter, a second amplifier, a fourth intermediate frequency filter, and an up-conversion And the fifth RF filter, and the voltage controlled oscillation of the local oscillator signal for the downconverter and the upconverter Device.
  • the input end of the first amplifier is connected to the output end of the first filter; the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter; and the output end of the second filter is filtered by the down converter and the third intermediate frequency
  • the input end of the third intermediate frequency filter is connected to the input end of the second amplifier; the output end of the second amplifier is connected to the input end of the fourth intermediate frequency filter; the fourth intermediate frequency filter is passed through the upconverter
  • the input of the fifth RF filter is connected.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an active filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of another active filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of another active filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic diagram of another active filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic diagram of a voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a schematic diagram of a duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • an embodiment of the present invention provides an active filter A100, which may include: a first filter 111, a first amplifier 112, a second filter 113, a down converter 114, and a third intermediate frequency filter 115.
  • the input end of the first amplifier 112 is connected to the output end of the first filter 111; the output end of the first amplifier 112 is connected to the input end of the second filter 113; the output end of the second filter 113 is passed through the down converter 114 is connected to the input of the third intermediate frequency filter 115; the output of the third intermediate frequency filter 115 is connected to the input of the second amplifier 116; the output of the second amplifier 116 is connected to the fourth intermediate frequency filter
  • the input of the 117 is connected; the fourth intermediate frequency filter 117 is connected to the input of the fifth RF filter 119 via the upconverter 118.
  • the local oscillator signal output terminals of the voltage controlled oscillator 120 are respectively connected to the local oscillator signal input terminals of the down converter 114 and the up converter 118.
  • the third intermediate frequency filter 115 may be a crystal filter or a capacitive inductance (LC) filter or a sound table filter or other type of intermediate frequency filter; the fourth intermediate frequency filter 117 may be a crystal Filter or LC filter or sound table filter or other type of IF filter.
  • the fifth RF filter 119 may be a sound meter filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter or other type of RF filter.
  • the first filter 111 may be a sound table filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter or other type of radio frequency filter or other type of filter having a larger power capacity.
  • the second filter may be a sound table filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter or other type of RF filter.
  • the dielectric filter Due to the high dielectric constant, the dielectric filter can be made much smaller than the cavity filter, and it has the same insertion loss, suppression, and power capacity as the cavity filter.
  • the surface acoustic wave filter works by utilizing the piezoelectric effect and acoustic characteristics of the piezoelectric material.
  • a material with a piezoelectric effect can function as a transducer that converts electrical energy into mechanical energy and vice versa.
  • the SAW filter has a good performance in both insertion loss and suppression, and it is small in size and costly.
  • the active filter A100 may further include: a buffer amplifier 121, wherein a frequency signal output end of the voltage controlled oscillator 120 is connectable to an input end of the buffer amplifier 121, and a buffer amplifier The output of 121 is coupled to the local oscillator signal input of upconverter 118.
  • the upconverter 118 can employ discrete component passive mixing. When the main factor is not considered, the upconverter 118 with internal amplification can be used, and the buffer amplifier 121 can be omitted.
  • the active filter A100 may further include: a first attenuator 122, wherein an output of the first amplifier 112 may pass through the first attenuator 122 and the second filter 113. The input is connected.
  • the first amplifier 112 selects the band automatically For the gain controlled low noise amplifier, the first attenuator 122 can also be omitted.
  • the active filter A100 may further include: a first attenuator 122 and a selection circuit 123,
  • the selection circuit 123 is configured to: when detecting that the power of the output signal of the first filter 111 or the first amplifier 112 is greater than or equal to a set threshold, pass the output end of the first amplifier 112 through the first attenuator 122 and the second The input of the filter 113 is connected. When the power of the output signal of the first filter 111 or the first amplifier 112 is detected to be less than a set threshold, the output of the first amplifier 112 is connected to the input of the second filter 113.
  • the selection circuit 123 can also be integrated in the first attenuator 122. In other embodiments, the first attenuator 122 and the selection circuit 123 may be omitted if the first amplifier 112 selects a low noise amplifier with automatic gain control.
  • the active filter A100 further includes: a second attenuator 124, wherein the fourth intermediate frequency filter 117 is coupled to the upconverter 118 via the second attenuator 124.
  • the upconverter 118 may also select an upconverter having an internal amplification function, in which case the second attenuator 124 may be omitted.
  • the first attenuator 122 can be a lumped parameter attenuator (e.g., a ⁇ attenuator or a ⁇ type attenuator, etc.) or other type of attenuator.
  • the second attenuator 124 can be a lumped parameter attenuator (e.g., a ⁇ attenuator or a ⁇ type attenuator, etc.) or other type of attenuator.
  • the attenuator acts as a protection filter by attenuating the strength of the input signal.
  • the voltage controlled oscillator 120 may include: a frequency selective feedback network 10, a first amplifying circuit 20, and a second amplifying circuit 30, where the first amplifying circuit 20 may be a common set The electrode amplifying circuit or the common drain amplifying circuit, and the second amplifying circuit 30 may be a common base amplifying circuit or a common gate amplifying circuit.
  • the frequency selective feedback network 10 is configured to select an oscillating frequency signal from the power-on pulse.
  • the first amplifying circuit 20 is configured to amplify and output the oscillating frequency signal selected by the frequency selective feedback network 10;
  • the second amplifying circuit 20 the signal for outputting the first amplifying circuit is amplified and output.
  • the frequency selective feedback network 10 is further configured to feed back the signal output by the second amplifying circuit 30 to the first amplifying circuit 20 for amplification and output.
  • the frequency selective feedback network 10 may be an LC frequency selective feedback network or other type of frequency selective feedback network.
  • the output end of the first amplifying circuit 20 can be connected to the input end of the second amplifying circuit 20, wherein the output end of the first amplifying circuit 20 can be directly connected to the input end of the second amplifying circuit 20 or can pass other
  • the components (such as a tunable frequency selective phase shifting network, etc.) are connected. In FIG.
  • the output end of the first amplifying circuit 20 is directly connected to the input end of the second amplifying circuit 20 as an example; one end of the frequency selective feedback network 10 can be The output end of the second amplifying circuit 20 is directly connected or connected through other components.
  • one end of the frequency selective feedback network 10 can be directly connected to the output end of the second amplifying circuit 20; the frequency selective feedback network 10 The other end may be directly connected to the input end of the first amplifying circuit 20 or connected through other components.
  • one end of the frequency selective feedback network 10 is directly connected to the input end of the first amplifying circuit 20 as an example.
  • the voltage controlled oscillator 100 may further include: a tunable frequency selective phase shifting network 40, wherein an output end of the first amplifying circuit 20 and an input end of the second amplifying circuit are Connected via a tunable frequency selective phase shifting network 40.
  • the tunable frequency selective phase shifting network 40 is configured to phase-compensate the signal outputted by the first amplifying circuit 20 and output the signal.
  • the second amplifying circuit 30 is specifically configured to amplify and output the signal output from the tunable frequency selective phase shifting network 40.
  • tunable frequency selective phase shifting network 40 may be an LC frequency selective phase shifting network or other type of frequency selective phase shifting network.
  • the frequency selective feedback network 10 the first amplifying circuit 20, and the tunable frequency selective phase shifting network in the voltage controlled oscillator 100 are exemplified below through FIG. 7 to FIG. A specific circuit configuration of 40 and second amplifying circuit 30.
  • the frequency selective feedback network 10 may include:
  • the anode of the first varactor diode D1 is grounded, and the cathode of the first varactor diode D1 is connected to the tuning voltage input terminal P 1 of the frequency selective feedback network 10 through the first inductor L1;
  • the harmonic voltage input terminal PI is also grounded through the first capacitor CI;
  • the cathode of the third varactor diode D3 is connected to the cathode of the first varactor diode D1; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second inductor L2; the anode of the third varactor diode D3 also passes through the second capacitor C2 and the fourth capacitor C4 are grounded; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second capacitor C2 and the third inductor L3, and the anode of the third varactor diode D3 is also passed through the second capacitor C2, the fifth capacitor C5, The seven capacitor C7 and the eighth capacitor C8 are grounded.
  • the structure of the frequency selective feedback network 10 shown in Fig. 7 is only an example, and some of the components may be omitted or replaced.
  • the main difference from the voltage controlled oscillator shown in Fig. 7 is that the frequency selective feedback network 10 in the voltage controlled oscillator shown in Fig. 8 is replaced by the first resistor L1 as the eighth resistor R8.
  • the frequency selective feedback network 10 may also include: an eighth resistor R8,
  • the anode of the first varactor diode D1 is grounded, and the cathode of the first varactor diode D1 is connected to the tuning voltage input terminal P1 of the frequency selective feedback network 10 through the eighth resistor R8; the tuning voltage input terminal P1 of the frequency selective feedback network 10 Also grounded through the first capacitor C1;
  • the cathode of the third varactor diode D3 is connected to the cathode of the first varactor diode D1; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second inductor L2; the anode of the third varactor diode D3 also passes through the second capacitor C2 and the fourth capacitor C4 are grounded; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second capacitor C2 and the third inductor L3, and the anode of the third varactor diode D3 is also passed through the second capacitor C2, the fifth capacitor C5, The seven capacitor C7 and the eighth capacitor C8 are grounded.
  • the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. 9 adds a second varactor diode D2 and a fourth varactor diode D4 based on the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. Third capacitor C2 and sixth capacitor C6.
  • the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. 10 adds a second varactor diode D2, a fourth varactor diode D4, a third capacitor C2, and the like based on the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. The sixth capacitor C6.
  • the second varactor diode D2, the fourth varactor diode D4, the third capacitor C2, and the sixth capacitor C6 are added to the frequency selective feedback network 10 as an example.
  • One or more of the following components may also be selectively added as needed: a second varactor diode D2, a fourth varactor diode D4, a third capacitor C2, and a sixth capacitor C6.
  • the frequency selective feedback network 10 may further include:
  • a second varactor diode D2 and a fourth varactor diode D4 wherein the anode of the second varactor diode D2 is connected to the anode of the first varactor diode D1; the cathode of the second varactor diode D2 and the first varactor diode D1
  • the cathode of the fourth varactor diode D4 is connected to the anode of the third varactor diode D3; the cathode of the fourth varactor diode D4 is connected to the cathode of the third varactor diode D3.
  • the frequency selective feedback network 10 may further include:
  • the third capacitor C3 and the sixth capacitor C6 are The third capacitor C3 and the sixth capacitor C6.
  • the third capacitor C3 and the second capacitor C2 are connected in parallel; the sixth capacitor C6 and the fifth capacitor C5 are connected in parallel; the capacitance of the third capacitor C3 is the same as or different from the capacitance of the second capacitor C2;
  • the capacitance of C6 is the same as or different from the capacitance of the fifth capacitor C5.
  • the common collector amplifying circuit 20 may include:
  • the base of the first transistor Q1 is grounded through the fifth inductor L5, the seventh capacitor C7 and the eighth capacitor C8; the base of the first transistor Q1 also passes through the fifth inductor L5, the fourth inductor L4 and the first The nine capacitor C9 is grounded; the collector of the first transistor Q1 is connected to the power voltage input terminal P4, wherein the power voltage input terminal P4 is also grounded through the eleventh capacitor C11; the collector of the first transistor Q1 is also connected in series The first resistor R1 and the ninth capacitor C9 are grounded; the emitter of the first transistor Q1 is grounded through the second resistor R2; and the seventh resistor R7 is connected in parallel with the ninth capacitor C9.
  • FIG. 7 or FIG. Some circuit devices are added to the common collector amplifying circuit 20.
  • the common collector amplifying circuit 20 in the voltage controlled oscillator shown in FIG. 9 further adds the tenth capacitor C10 and the sixth inductor.
  • the main difference from the voltage controlled oscillator shown in FIG. 8 is that the tenth capacitor C10 and the sixth inductor L6 are added to the common collector amplifier circuit 20 in the voltage controlled oscillator shown in FIG. It can be understood that FIG. 9 and FIG.
  • FIG. 10 illustrate that the tenth capacitor C10 and the sixth inductor L6 are added to the common collector amplifying circuit 20 at the same time.
  • one of the following components may be selectively added as needed.
  • the common collector amplifying circuit 20 may further include:
  • the common collector amplifying circuit 20 may further include:
  • the tenth capacitor C10 wherein the tenth capacitor C10 is connected in parallel with the ninth capacitor C9; the capacitance of the tenth capacitor C10 is the same as or different from the capacitance of the ninth capacitor C9.
  • the structure of the common collector amplifying circuit 20 shown in FIG. 7 to FIG. 10 is merely an example, and some of the components may be omitted or replaced.
  • the first transistor Q1 may be replaced by a field effect transistor.
  • the circuit replaced with the field effect transistor will not be described here.
  • the tunable frequency selective phase shifting network 40 may include:
  • the twelfth capacitor C12, the thirteenth capacitor C13, the fourteenth capacitor C14, and the sixteenth capacitor C16 are connected to the anode of the fifth varactor diode D5 through the twelfth capacitor C12 and the seventh inductor L7; the anode of the fifth varactor diode D5 is also grounded through the third resistor R3, wherein The third resistor R3 is also connected in parallel with the fourteenth capacitor C14; the cathode of the fifth varactor diode D5 is also grounded through the eighth inductor L8 and the sixteenth capacitor C16; the cathode of the fifth varactor diode D5 is also passed through the eighth inductor L8 It is connected to the tuning voltage input terminal P2 of the frequency selective phase shifting network 30.
  • some circuit components may be added to the tunable frequency selective phase shifting network 40 shown in FIG. 7 or 8.
  • the main difference from the voltage controlled oscillator shown in FIG. 7 is that the tunable frequency selective phase shifting network 40 in the voltage controlled oscillator shown in FIG. 9 further adds a fifteenth capacitor C15;
  • the main difference from the voltage controlled oscillator shown in Fig. 8 is that the fifteenth capacitor C15 is added to the tunable frequency selective phase shifting network 40 in the voltage controlled oscillator shown in Fig. 10.
  • the tunable frequency selective phase shifting network 40 may further include:
  • the fifteenth capacitor C15 wherein the fifth varactor diode D5 is connected in parallel with the fifteenth capacitor C15.
  • the common base amplifying circuit 30 includes:
  • the emitter of the second transistor Q2 is connected to the cathode of the fifth varactor diode D5 through the seventeenth capacitor C17; the emitter of the second transistor Q2 is also grounded through the sixth resistor R6 and the tenth inductor L10;
  • the emitter of the second transistor Q2 is further connected to the first output terminal P3 of the common base amplifying circuit 30 through the sixth resistor R6 and the twenty-second capacitor C22; the first output terminal P3 of the common base amplifying circuit 30 further
  • the thirteenth capacitor C13 is connected to the emitter of the first transistor Q1; the base of the second transistor Q2 is connected to the power voltage input terminal P4 through the fifth resistor R5; the base of the second transistor Q2 is also Grounded through the fourth resistor R4, wherein the fourth resistor R4 is also connected in parallel with the eighteenth capacitor C18; the collector of the second
  • the common base amplifying circuit 30 shown in FIG. 9 further adds a nineteenth capacitor C19 and a twentieth capacitor C20;
  • the main difference of the voltage controlled oscillator shown in Fig. 8 is that the nineteenth capacitor C19 and the twentieth capacitor C20 are added to the common base amplifying circuit 30 in the voltage controlled oscillator shown in Fig. 10.
  • the nineteenth capacitor C19 and the twentieth capacitor C20 are added to the common base amplifying circuit 30 as an example. Of course, the following components may be selectively added as needed.
  • the common base amplifying circuit 30 further includes:
  • the nineteenth capacitor C19 wherein the nineteenth capacitor C19 is connected in parallel with the eighteenth capacitor C18, the capacitance of the nineteenth capacitor C19 is the same as or different from the capacitance of the eighteenth capacitor C18.
  • the common base amplifying circuit 30 further includes:
  • the twentieth capacitor C20 wherein the power voltage input terminal P4 is also grounded through the twentieth capacitor C20.
  • the structure of the common base amplifying circuit 30 shown in FIG. 7 to FIG. 10 is merely an example, and some of the components may be omitted or replaced.
  • the second transistor Q2 may be replaced with a field effect transistor.
  • the circuit replaced with the field effect transistor will not be described here.
  • those skilled in the art will be able to obtain other drawings based on this idea, and other cases are not here - for example.
  • the voltage-controlled oscillator selected in the active filter includes a frequency selective feedback network, a first amplifying circuit and a second amplifying circuit, wherein the first amplifying circuit can be a common collector amplifying circuit or a common drain amplifying circuit.
  • the second amplifying circuit may be a common base amplifying circuit or a common gate amplifying circuit, wherein one end of the frequency selective feedback network is connected to the input end of the first amplifying circuit, and the other end of the frequency selective feedback network and the output of the second amplifying circuit The terminal is connected, the output end of the first amplifying circuit is connected to the input end of the second amplifying circuit, because the preamplifier adopts a common collector or a common drain amplification mode, and the post amplification uses a common base or a common gate amplification mode,
  • the overall equivalent input/output impedance of the two-stage amplifying circuit is high, which is beneficial to improve the access impedance of the positive feedback network and improve the loaded Q value of the frequency selective feedback network, thereby helping to reduce the open loop of the voltage controlled oscillator.
  • Phase noise improve circuit performance. Further, if a first-stage frequency selective phase shifting network is connected between the two-stage amplifying circuits, the frequency selective phase shifting network is beneficial to make the highest gain point of the circuit coincide with the phase zero point, thereby further improving the load at the oscillating frequency point.
  • the Q value, and the higher loaded Q value can also obtain a higher open-loop phase noise index of the voltage controlled oscillator, further improving circuit performance.
  • FIGS 5 through 10 illustrate several possible voltage controlled oscillator configurations.
  • various active voltage controlled oscillators can also be used in the active filter of the embodiment of the present invention.
  • the first filter 111 When the signal si with strong interference is input from the input of the first filter 111, the first filter
  • Hypothetical selection circuit 123 detects that the power of the signal output by the first amplifier 112 is greater than or equal to the set threshold, so that the output end of the first amplifier 112 is connected to the input end of the second filter 113 through the first attenuator 122, and the first attenuation is performed.
  • the device 122 attenuates the signal s3 outputted from the output of the first amplifier 112 to the signal s4 (in addition, if the selection circuit detects that the power of the first amplifier 112 output signal s2 is less than a set threshold, the output of the first amplifier 112 and the first The input end of the second filter 113 is connected. At this time, the signal s3 outputted from the output of the first amplifier 112 is not directly attenuated by the first attenuator 122 and directly input to the second filter 113.
  • the following exemplary process is mainly output by the first amplifier 112.
  • the signal s3 is attenuated by the first attenuator 122 as the signal s4 as an example.
  • the second filter 113 filters out the out-of-band jamming signal in the signal s4 to obtain the signal s5, and the second filter 113 outputs the signal s5 from its output. Since the first filter 111 has filtered out most of the strong interfering signals, the second filter 113 only needs a lower power capacity.
  • the down converter 114 converts the signal s5 output from the second filter 113 into an intermediate frequency signal s6, and the down converter 114 outputs the intermediate frequency signal s6 from its output terminal.
  • the third intermediate frequency filter 115 (the intermediate frequency filter usually has a very high degree of suppression) performs intermediate frequency filtering processing on the intermediate frequency signal s6 output from the down converter 114 to obtain an intermediate frequency signal s7, and the third intermediate frequency filter 115 takes the intermediate frequency signal s7 from Output output.
  • the second amplifier 116 amplifies the intermediate frequency signal s7 output by the third intermediate frequency filter 115 to obtain an intermediate frequency signal s8 (wherein the intermediate frequency signal s7 may be amplified by the second amplifier 116 may generate relevant harmonic components), and the second amplifier 116
  • the IF signal s8 is output from its output.
  • the fourth intermediate frequency filter 117 performs an intermediate frequency filtering process on the intermediate frequency signal s8 output from the second amplifier 116 to obtain an intermediate frequency signal s9, and the fourth intermediate frequency filter 117 outputs the intermediate frequency signal s9 from its output terminal.
  • the second attenuator 124 attenuates the intermediate frequency signal s9 outputted by the fourth intermediate frequency filter 117 to the intermediate frequency signal slO, and the second attenuator 124 outputs the intermediate frequency signal slO from its output terminal.
  • the up-converter 118 converts the intermediate frequency signal s10 output by the second attenuator 124 into a radio frequency signal s11, and the up-converter 118 outputs the radio frequency signal sll from its output.
  • the fifth RF filter 119 performs radio frequency filtering processing on the RF signal s11 output from the up-converter 118 to obtain a radio frequency signal sl2 (the fifth RF filter 119 can filter out unwanted intermediate frequency components and related spurious components in the RF signal s11)
  • the fifth RF filter 119 outputs the RF signal sl2 from its output.
  • active filter samples are fabricated in accordance with the above-described embodiments of the present invention, assuming that the sample has a passband frequency range of 400-405 MHz and a stopband frequency range of 410-415 MHz.
  • the equivalent insertion loss and out-of-band suppression of the test sample found that the sample could convert the equivalent insertion loss of the all-passband (400-405MHZ). Controlled within ldB; the sample is tested for out-of-band rejection using a signal source and a spectrometer. The test results show that the suppression is substantially above 95 dB.
  • the sample exhibits a high degree of suppression for out-of-band high-power applications, and also exhibits good selection characteristics for in-band small-signal input.
  • the sample is directly used in the front end of an ordinary receiver, which can effectively improve the receiver's own lead.
  • the selectivity index which filters out the interference of unwanted signals, can effectively guarantee the quality of communication.
  • the comparison of the receiver's lead selective sample before and after the use of the sample found that the use of the above sample can make the receiver's lead selectivity increase by at least about 5dB.
  • the active filter of this embodiment includes a first filter, a first amplifier, a second filter, a down converter, a third intermediate frequency filter, a second amplifier, a fourth intermediate frequency filter, an upconverter, and A fifth RF filter, and a voltage controlled oscillator that provides a local oscillator signal for the downconverter and the upconverter.
  • the input end of the first amplifier is connected to the output end of the first filter; the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter; and the output end of the second filter is passed through the down converter and the third intermediate frequency filter
  • the input terminal is connected; the output end of the third intermediate frequency filter is connected to the input end of the second amplifier; the output end of the second amplifier is connected to the input end of the fourth intermediate frequency filter; the fourth intermediate frequency filter is passed through the upconverter
  • the input terminals of the five RF filters are connected.
  • an embodiment of the present invention provides a duplexer A200, which may include:
  • a connector 1110 A connector 1110, a sixth filter 1120, an antenna 1130, and an active filter A100.
  • the active filter A100 may include:
  • the upconverter provides a voltage controlled oscillator for the local oscillator signal.
  • the input end of the first amplifier is connected to the output end of the first filter; the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter; and the output end of the second filter is passed through the down converter and the third medium
  • the input end of the frequency filter is connected; the output end of the third intermediate frequency filter is connected to the input end of the second amplifier; the output end of the second amplifier is connected to the input end of the fourth intermediate frequency filter; and the fourth intermediate frequency filter is upconverted
  • the device is connected to the input of the fifth RF filter.
  • the local oscillator signal output end of the voltage controlled oscillator is respectively connected to the local oscillator signal input end of the down converter and the up converter.
  • the common end of the connector 1110 is connected to the antenna 1130, the second end of the connector 1110 is connected to the output end of the sixth filter 1120, and the third end of the connector 1110 is connected to the input end of the first filter.
  • the connector is a ring connector or a T-type connector or other type of connector.
  • the RF input port of the ring connector can be called the first end (or the second end)
  • the RF common port of the ring connector can be called the common end
  • the RF of the ring connector can be called The isolation port can be referred to as the second end (or the first end).
  • the sixth filter 1120 can be a high pass filter, a band pass filter, or a low pass filter.
  • the third intermediate frequency filter may be a crystal filter or an LC filter or a sound table filter or other type of intermediate frequency filter; the fourth intermediate frequency filter may be a crystal filter or an LC filter. Or a sound table filter or other type of IF filter.
  • the fifth RF filter may be a sonogram filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter or other type of RF filter.
  • the first filter may be a sound table filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter or other type of radio frequency filter or other type of filter having a larger power capacity.
  • the second filter may be a sound table filter or an LC filter or a cavity filter or a dielectric filter or other type of RF filter.
  • the dielectric filter Due to the high dielectric constant, the dielectric filter can be made much smaller than the cavity filter, and it has the same insertion loss, suppression and power capacity as the cavity filter.
  • the surface acoustic wave filter works by utilizing the piezoelectric effect and acoustic characteristics of the piezoelectric material. A material with a piezoelectric effect can function as a transducer that converts electrical energy into mechanical energy and vice versa.
  • the active filter may further include: a buffer amplifier, wherein a frequency signal output end of the voltage controlled oscillator is connectable to an input end of the buffer amplifier, and an output of the buffer amplifier and the upconverter The local oscillator signal input is connected.
  • the upconverter can employ a discrete mixing scheme of discrete devices. When the main factor is not considered, the upconverter with internal amplification can be used, and the buffer amplifier can be omitted.
  • the active filter may further include:
  • the first attenuator wherein the output of the first amplifier is connectable to the input of the second filter through the first attenuator.
  • the first attenuator may be omitted if the first amplifier is a low noise amplifier with automatic gain control.
  • the active filter may further include:
  • the selection circuit is configured to pass the output of the first amplifier through the first attenuator when detecting that the power of the first filter or the first amplifier output signal is greater than or equal to a set threshold Connected to the input of the second filter, when the power of the first filter or the first amplifier output signal is detected to be less than a set threshold, the output of the first amplifier is coupled to the input of the second filter.
  • the selection circuit can also be integrated in the first attenuator.
  • the first attenuator and the selection circuit may be omitted if the first amplifier uses a low noise amplifier with automatic gain control.
  • the active filter further includes:
  • the upconverter may also be an upconverter with internal amplification, in which case the second attenuator may be omitted.
  • the first attenuator may be a lumped parameter attenuator (e.g., a ⁇ attenuator or a ⁇ type attenuator, etc.) or other type of attenuator.
  • the second attenuator can be a lumped parameter attenuator (such as a ⁇ attenuator or a ⁇ type attenuator) or other type of attenuator.
  • the attenuator acts as a protection filter by attenuating the intensity of the input signal.
  • an active filter sample is fabricated in accordance with the above embodiment of the embodiment of the present invention, assuming that the passband frequency range of the sample is 400-405 ⁇ and the stopband frequency range is 410-415 ⁇ .
  • the equivalent insertion loss and out-of-band suppression of the test sample found that the sample can convert the equivalent insertion loss of the full pass band (400-405 ⁇ ) Controlled within ldB; the sample is tested for out-of-band rejection using a signal source and a spectrometer.
  • the test results show that the suppression is substantially above 95 dB.
  • the sample exhibits a high degree of suppression for out-of-band high-power applications, and also exhibits good selection characteristics for in-band small-signal input.
  • the sample is directly used in the front end of an ordinary receiver, which can effectively improve the receiver's own lead.
  • the selectivity index which filters out the interference of unwanted signals, can effectively guarantee the quality of communication.
  • the comparison of the receiver's lead selective sample before and after the use of the sample found that the use of the above sample can make the receiver's lead selectivity increase by at least about 5dB.
  • the duplexer of this embodiment includes: a connector, a sixth filter, an antenna, and an active filter, wherein the common end of the connector is connected to the antenna, the second end of the connector, and the sixth filter The output is connected, and the third end of the connector is connected to the input of the first filter.
  • the active filter includes a first filter, a first amplifier, a second filter, a down converter, a third intermediate frequency filter, a second amplifier, a fourth intermediate frequency filter, an up converter, and a fifth RF filter. And a voltage controlled oscillator that provides a local oscillator signal for the downconverter and the upconverter.
  • the input end of the first amplifier is connected to the output end of the first filter; the output end of the first amplifier is connected to the input end of the second filter; and the output end of the second filter is filtered by the down converter and the third intermediate frequency
  • the input end of the third intermediate frequency filter is connected to the input end of the second amplifier; the output end of the second amplifier is connected to the input end of the fourth intermediate frequency filter; the fourth intermediate frequency filter is passed through the upconverter
  • the input of the fifth RF filter is connected.
  • the source filter has better performance in the deterioration of sensitivity and IP3, smaller in-band interpolation loss, higher out-of-band rejection; components used in active filters can be selected to be more common, which makes the whole Source filters have significant advantages over conventional cavity filters in product miniaturization and cost control.
  • the embodiment of the invention further provides a wireless communication device, which may include:
  • the disclosed apparatus may be implemented in other manners.
  • the device embodiments described above are merely illustrative, such as the single
  • the division of elements is only a logical function division. In actual implementation, there may be another division manner. For example, multiple units or components may be combined or integrated into another system, or some features may be ignored or not executed.
  • the coupling or direct coupling or communication connection shown or discussed may be an indirect coupling or communication connection through some interface, device or unit, and may be electrical or otherwise.
  • the units described as separate components may or may not be physically separate, and the components displayed as the units may or may not be physical units, that is, may be located in one place, or may be distributed to multiple network units. Some or all of the units may be selected according to actual needs to achieve the objectives of the solution of the embodiment.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may exist physically separately, or two or more units may be integrated into one unit.
  • the above integrated unit can be implemented in the form of hardware or in the form of a software functional unit.

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

一种有源滤波器和双工器及无线通信设备，有源滤波器包括第一滤波器和第一放大器、第二滤波器、下变频器、第三中频滤波器、第二放大器、第四中频滤波器、上变频器和第五射频滤波器、及为下变频器和上变频器提供本振信号的压控振荡器。第一放大器的输入端与第一滤波器的输出端连接；第一放大器的输出端与第二滤波器的输入端连接；第二滤波器的输出端通过下变频器与第三中频滤波器的输入端连接；第三中频滤波器的输出端与第二放大器的输入端连接；第二放大器的输出端与第四中频滤波器的输入端连接；第四中频滤波器通过上变频器与第五射频滤波器的输入端连接。本发明方案有利于兼顾滤波器的多个优良性能指标。

Description

有源滤波器和默工器及无线通信设备
技术领域
本发明涉及通信电路技术领域，具体涉及有源滤波器和双工器及无线通信 设备。 背景技术
目前， 随着现代无线通信系统的高速发展， 无线电的频谱资源也变得日趋 紧张。 日趋复杂的通信环境和日趋紧张的无线电频谱资源，使得无线电通信领 域对滤波器的要求越来越高。业内对滤波器性能的追求可能主要涉及如下几个 方面： 更低带内插入损耗、 更高带外抑制、 更大功率容量、 更小体积、 更低成 本等等。 目前广泛使用的滤波器通常难以兼顾多个性能指标。例如现有腔体滤 波器体积较大且价格昂贵。 发明内容 的多个优良性能指标。
本发明第一方面提供一种有源滤波器， 包括：
第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波器、 下变频器、 上变频器、 第三中频 滤波器、 第二放大器、 第四中频滤波器、 第五射频滤波器、 以及为所述下变频 器和上变频器提供本振信号的压控振荡器；
其中， 所述第一放大器的输入端与所述第一滤波器的输出端连接； 所述第一放大器的输出端与所述第二滤波器的输入端连接；
所述第二滤波器的输出端通过所述下变频器与所述第三中频滤波器的输 入端连接；
所述第三中频滤波器的输出端与所述第二放大器的输入端连接； 所述第二放大器的输出端与所述第四中频滤波器的输入端连接； 所述第四中频滤波器通过所述上变频器与所述第五射频滤波器的输入端 连接。
结合第一方面，在第一种可能的实施方式中， 所述第三中频滤波器为晶体 滤波器或 LC滤波器或声表滤波器；
和 /或， 所述第四中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器； 和 /或， 所述第五射频滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介 质滤波器；
和 /或 , 所述第一滤波器为介质滤波器或 LC滤波器或声表滤波器或腔体滤 波器；
和 /或， 所述第二滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤 波器。
结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述有源滤波器还包括緩沖放大器， 其中， 压控振荡器的频率信号输 出端与所述緩沖放大器的输入端连接，所述緩沖放大器的输出端与所述上变频 器的本振信号输入端连接。
结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种 可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中， 所述有源滤波器还包括第一衰 减器， 其中， 所述第一放大器的输出端通过所述第一衰减器与所述第二滤波器 的输入端连接；
或者， 所述有源滤波设备还包括第一衰减器和选择电路，
其中， 所述选择电路用于， 当检测到所述第一滤波器或第一放大器输出信 号的功率大于或等于设定阈值时，将所述第一放大器的输出端通过所述第一衰 减器与所述第二滤波器的输入端连接，当检测到所述第一滤波器或第一放大器 输出信号的功率小于所述设定阈值时，将所述第一放大器的输出端与所述第二 滤波器的输入端连接。
结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种 可能的实施方式或第一方面的第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方 式中， 所述有源滤波器还包括第二衰减器， 其中， 所述第四中频滤波器通过所 述第二衰减器与所述上变频器连接。
结合第一方面的第三种可能的实施方式或第一方面的第四种可能的实施 方式， 在第五种可能的实施方式中， 所述第一衰减器为 π衰减器； 和 /或， 所 述第二衰减器为 π衰减器。
本发明第二方面提供一种双工器， 包括：
连接器、 有源滤波器、 第六滤波器和天线；
其中， 所述有源滤波器包括：
第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波器、 下变频器、 上变频器、 第三中频 滤波器、 第二放大器、 第四中频滤波器、 第五射频滤波器、 以及为所述下变频 器和上变频器提供本振信号的压控振荡器；
其中， 所述第一放大器的输入端与所述第一滤波器的输出端连接； 所述第一放大器的输出端与所述第二滤波器的输入端连接；
所述第二滤波器的输出端通过所述下变频器与所述第三中频滤波器的输 入端连接；
所述第三中频滤波器的输出端与所述第二放大器的输入端连接； 所述第二放大器的输出端与所述第四中频滤波器的输入端连接； 所述第四中频滤波器通过所述上变频器与所述第五射频滤波器的输入端 连接；
其中， 所述连接器的公共端与天线连接、所述连接器的第二端与所述第六 滤波器的输出端连接、 所述连接器的第三端与所述第一滤波器的输入端连接。
结合第二方面，在第一种可能的实施方式中， 所述连接器为环形连接器或 Τ型连接器。
结合第二方面或第二方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述第三中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器；
和 /或， 所述第四中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器； 和 /或， 所述第五射频滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介 质滤波器；
和 /或 , 所述第一滤波器为介质滤波器或 LC滤波器或声表滤波器或腔体滤 波器；
和 /或， 所述第二滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤 波器； 和 /或， 所述第六滤波器为高通滤波器或低通滤波器。
结合第二方面或第二方面的第一种可能的实施方式或第二方面的第二种 可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中， 所述有源滤波器还包括緩沖放 大器， 其中， 压控振荡器的频率信号输出端与所述緩沖放大器的输入端连接， 所述緩沖放大器的输出端与所述上变频器的本振信号输入端连接。
结合第二方面或第二方面的第一种可能的实施方式或第二方面的第二种 可能的实施方式或第二方面的第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方 式中， 所述有源滤波器还包括第一衰减器，
其中，所述第一放大器的输出端通过所述第一衰减器与所述第二滤波器的 输入端连接；
或者， 所述有源滤波设备还包括第一衰减器和选择电路，
其中， 所述选择电路用于， 当检测到所述第一滤波器或第一放大器输出信 号的功率大于或等于设定阈值时，将所述第一放大器的输出端通过所述第一衰 减器与所述第二滤波器的输入端连接，当检测到所述第一滤波器或第一放大器 输出信号的功率小于所述设定阈值时，将所述第一放大器的输出端与所述第二 滤波器的输入端连接。
结合第二方面或第二方面的第一种可能的实施方式或第二方面的第二种 可能的实施方式或第二方面的第三种可能的实施方式或第二方面的第四种可 能的实施方式，在第五种可能的实施方式中， 所述有源滤波器还包括第二衰减 器， 其中， 所述第四中频滤波器通过所述第二衰减器与所述上变频器连接。
结合第二方面的第四种可能的实施方式或第二方面的第五种可能的实施 方式， 在第六种可能的实施方式中， 所述第一衰减器为 π衰减器； 和 /或， 所 述第二衰减器为 π衰减器。
本发明第三方面还提供一种无线通信设备， 包括： 如上述实施例提供的有 源滤波器， 或者， 如上述实施例提供的双工器。
由上可见， 本发明实施例有源滤波器包括： 第一滤波器、 第一放大器、 第 二滤波器、 下变频器、 第三中频滤波器、 第二放大器、 第四中频滤波器、 上变 频器和第五射频滤波器、 及为下变频器和上变频器提供本振信号的压控振荡 器。 其中， 第一放大器的输入端与第一滤波器的输出端连接； 第一放大器的输 出端与第二滤波器的输入端连接；第二滤波器的输出端通过下变频器与第三中 频滤波器的输入端连接； 第三中频滤波器的输出端与第二放大器的输入端连 接； 第二放大器的输出端与第四中频滤波器的输入端连接； 第四中频滤波器通 过上变频器与第五射频滤波器的输入端连接。通过将滤波器等器件巧妙级联配 合， 形成具有高抑制特性、低插损影响和大功率容量的有源滤波器； 通过将各 器件的增益、 三阶截取点 （IP3 , Third-Order Intercept Point )等指标进行合理 均衡， 使得整个有源滤波器在灵敏度的恶化和 IP3都具有较好的表现， 较小的 带内插损， 较高的带外抑制； 有源滤波器所用元器件都可选用普通器件， 这使 得整个有源滤波器在产品小型化和成本控制上比普通腔体滤波器具有明显的 优势。 附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技 术描述中所需要使用的附图作筒单地介绍，显而易见地， 下面描述中的附图仅 仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳 动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技 术描述中所需要使用的附图作筒单地介绍，显而易见地， 下面描述中的附图仅 仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳 动性的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
图 1是本发明实施例提供的一种有源滤波器的示意图；
图 2是本发明实施例提供的另一种有源滤波器的示意图；
图 3是本发明实施例提供的另一种有源滤波器的示意图；
图 4是本发明实施例提供的另一种有源滤波器的示意图；
图 5是本发明实施例提供的一种压控震荡器的示意图；
图 6是本发明实施例提供的另一种压控震荡器的示意图；
图 7是本发明实施例提供的另一种压控震荡器的示意图；
图 8是本发明实施例提供的另一种压控震荡器的示意图； 图 9是本发明实施例提供的另一种压控震荡器的示意图；
图 10是本发明实施例提供的另一种压控震荡器的示意图；
图 11是本发明实施例提供的一种双工器的示意图。
具体实施方式 的多个优良性能指标。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清 楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是 全部的实施例。基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造 性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语 "第一"、 "第二"、 "第 三" "第四" 等（如果存在）是用于区别类似的对象， 而不必用于描述特定的 顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换， 以便这里 描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序 实施。 此外， 术语 "包括" 和 "具有" 以及他们的任何变形， 意图在于覆盖不 排他的包含， 例如， 包含了一系列步骤或单元的过程、 方法、 系统、 产品或设 备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对 于这些过程、 方法、 产品或设备固有的其它步骤或单元。
以下通过实施例分别进行详细说明。 首先请参见图 1 , 本发明实施例提供一种有源滤波器 A100, 可包括： 第一滤波器 111、 第一放大器 112、 第二滤波器 113、 下变频器 114、 第三中 频滤波器 115、 第二放大器 116、 第四中频滤波器 117、 上变频器 118、 第五射频 滤波器 119、 以及为下变频器 114和上变频器 118提供本振信号的压控振荡器 120。
其中， 第一放大器 112的输入端与第一滤波器 111的输出端连接； 第一放大 器 112的输出端与第二滤波器 113的输入端连接； 第二滤波器 113的输出端通过 下变频器 114与第三中频滤波器 115的输入端连接； 第三中频滤波器 115的输出 端与第二放大器 116的输入端连接；第二放大器 116的输出端与第四中频滤波器 117的输入端连接； 第四中频滤波器 117通过上变频器 118与第五射频滤波器 119 的输入端连接。压控振荡器 120的本振信号输出端分别与下变频器 114和上变频 器 118的本振信号输入端连接。
在本发明的一些实施例中， 第三中频滤波器 115可能为晶体滤波器或电容 电感 （LC ) 滤波器或声表滤波器或其它类型的中频滤波器； 第四中频滤波器 117可能为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器或其它类型的中频滤波器。 第 五射频滤波器 119可能为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤波器 或其它类型的射频滤波器。 第一滤波器 111可能为声表滤波器或 LC滤波器或腔 体滤波器或介质滤波器或其它类型的射频滤波器或其它类型的具有较大功率 容量的滤波器。 第二滤波器可能为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介 质滤波器或其它类型的射频滤波器。
其中，在过去几十年里高介电常数介质材料得到令人瞩目发展。在材料的 介电常数、 损耗和温度稳定性等方面都有了很大提高、价格也不断降低。 所以 目前， 介质滤波器逐渐被应用。 由于具有高介电常数， 故介质滤波器的体积可 以做得比腔体滤波器小很多，且其具有与腔体滤波器相当的插损、抑制度和功 率容量等等指标。其中， 声表面波滤波器是利用压电材料的压电效应和声特性 来工作的。具有压电效应的材料能起到换能器的作用， 它可以将电能转换成机 械能， 反之亦然。 声表滤波器在插损和抑制度都具有不错的表现， 而且其体积 小和成本氐。
参见图 2, 在本发明的一些实施例中， 有源滤波器 A100还可包括： 緩沖放大器 121 , 其中，压控振荡器 120的频率信号输出端可与緩沖放大器 121的输入端连接， 緩沖放大器 121的输出端与上变频器 118的本振信号输入端 连接。 在其它实施例中， 上变频器 118可采用分立器件无源混频方式。 当主要 不考虑成本因素的情况下， 可采用带内部放大的上变频器 118, 此时可省略緩 沖放大器 121。
参见图 3, 在本发明的一些实施例中， 有源滤波器 A100还可包括： 第一衰减器 122, 其中， 第一放大器 112的输出端可通过第一衰减器 122与 第二滤波器 113的输入端连接。 在其它实施例中， 若第一放大器 112选用带自动 增益控制的低噪声放大器， 则亦可省略第一衰减器 122。
参见图 3, 在本发明的另一些实施例中， 有源滤波器 A100还可包括： 第一衰减器 122和选择电路 123,
其中， 选择电路 123用于， 当检测到第一滤波器 111或第一放大器 112输出 信号的功率大于或等于设定阈值时， 将第一放大器 112的输出端通过第一衰减 器 122与第二滤波器 113的输入端连接， 当检测到第一滤波器 111或第一放大器 112输出信号的功率小于设定阈值时，将第一放大器 112的输出端与第二滤波器 113的输入端连接。 其中， 选择电路 123亦可集成在第一衰减器 122中。 在其它 实施例中， 若第一放大器 112选用带自动增益控制的低噪声放大器， 则亦可省 略第一衰减器 122和选择电路 123。
参见图 4, 在本发明的另一些实施例中， 有源滤波器 A100还包括： 第二衰减器 124, 其中， 第四中频滤波器 117通过第二衰减器 124与上变频 器 118连接。 在其它实施例中， 上变频器 118亦可选用具有内部放大功能的上变 频器， 此时可省略第二衰减器 124。
在本发明的一些实施例中， 第一衰减器 122可为集总参数衰减器（如 π衰 减器或 Τ型衰减器等）或其它类型的衰减器。第二衰减器 124可为集总参数衰减 器（如 π衰减器或 Τ型衰减器等）或其它类型的衰减器。 其中， 衰减器通过衰 减输入信号的强度而起到保护滤波器的作用。
参见图 5, 在本发明的一些实施例中， 压控振荡器 120可包括： 选频反馈网 络 10、 第一放大电路 20和第二放大电路 30, 其中， 第一放大电路 20可为共集电 极放大电路或共漏极放大电路，第二放大电路 30可为共基极放大电路或共栅极 放大电路。
其中， 选频反馈网络 10用于从上电脉沖中选频出振荡频率信号。
第一放大电路 20,用于将选频反馈网络 10选出的振荡频率信号进行放大后 输出；
第二放大电路 20, 用于第一放大电路输出的信号进行放大后输出。
选频反馈网络 10还用于，将第二放大电路 30输出的信号反馈给第一放大电 路 20进行放大后输出。 在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络 10可为 LC选频反馈网络或其它 类型的选频反馈网络。 其中， 第一放大电路 20的输出端可与第二放大电路 20 的输入端连接， 其中， 第一放大电路 20的输出端可与第二放大电路 20的输入端 可直接连接或也可通过其它元器件 （如可调谐选频移相网络等）连接， 图 5中 以第一放大电路 20的输出端与第二放大电路 20的输入端直接连接为例；选频反 馈网络 10的一端可与第二放大电路 20的输出端直接连接或通过其它的元器件 连接， 图 5中以选频反馈网络 10的一端可与第二放大电路 20的输出端直接连接 为例；选频反馈网络 10的另一端可与第一放大电路 20的输入端直接连接或通过 其它元器件连接， 图 5中以选频反馈网络 10的一端与第一放大电路 20的输入端 直接连接为例。
参见图 6, 在本发明的一些实施例中， 压控振荡器 100还可包括： 可调谐选 频移相网络 40, 其中， 第一放大电路 20的输出端和第二放大电路的输入端可通 过可调谐选频移相网络 40连接。
可调谐选频移相网络 40,用于将第一放大电路 20输出的信号进行相位补偿 后输出。 第二放大电路 30可具体用于， 将可调谐选频移相网络 40输出的信号进 行放大后输出。
在本发明的一些实施例中， 可调谐选频移相网络 40可为 LC选频移相网络 或其它类型的选频移相网络。
为便于更好的实施本发明实施例的上述方案，下面通过图 7~图 10举例给出 压控振荡器 100中的选频反馈网络 10、 第一放大电路 20、 可调谐选频移相网络 40和第二放大电路 30的一种具体电路结构。
参见图 9, 在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络 10可包括：
第一电感 Ll、 第二电感 L2和第三电感 L3、
第一变容二极管 D1和第三变容二极管 D3、
第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第四电容 C4、 第五电容 C5、 第七电容 C7和第 八电容 C8。
其中， 第一变容二极管 D1的阳极接地、 第一变容二极管 D1的阴极通过第 一电感 L1与选频反馈网络 10的调谐电压输入端 P 1连接； 选频反馈网络 10的调 谐电压输入端 PI还通过第一电容 CI接地；
其中， 第三变容二极管 D3的阴极与第一变容二极管 D1的阴极连接； 第三 变容二极管 D3的阳极还通过第二电感 L2接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通 过第二电容 C2和第四电容 C4接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2和第三电感 L3接地， 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2、 第五电 容 C5、 第七电容 C7和第八电容 C8接地。
可以理解， 图 7所示选频反馈网络 10的结构仅为举例， 其中的一些元器件 是可以省略或或替换的。
例如参见图 8, 与图 7所示压控振荡器的主要区别在于， 图 8所示压控振荡 器中的选频反馈网络 10, 第一电感 L1被替换为了第八电阻 R8。
参见图 7, 在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络 10也可包括： 第八电阻 R8、
第二电感 L2和第三电感 L3、
第一变容二极管 D1和第三变容二极管 D3、
第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第四电容 C4、 第五电容 C5、 第七电容 C7和第 八电容 C8。
其中， 第一变容二极管 D1的阳极接地、 第一变容二极管 D1的阴极通过第 八电阻 R8与选频反馈网络 10的调谐电压输入端 P1连接； 选频反馈网络 10的调 谐电压输入端 P1还通过第一电容 C1接地；
其中， 第三变容二极管 D3的阴极与第一变容二极管 D1的阴极连接； 第三 变容二极管 D3的阳极还通过第二电感 L2接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通 过第二电容 C2和第四电容 C4接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2和第三电感 L3接地， 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2、 第五电 容 C5、 第七电容 C7和第八电容 C8接地。
进一步的， 为增强完善选频反馈网络 10的功能，还可在图 7或图 8所示的选 频反馈网络 10中增加一些电路器件。
例如参见图 9或图 10, 图 9所示的选频反馈网络 10, 在图 9所示的选频反馈 网络 10的基础上， 增加了第二变容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2和第六电容 C6。 类似的， 图 10所示的选频反馈网络 10, 在图 8所示的选频反 馈网络 10的基础上， 增加了第二变容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电 容 C2和第六电容 C6。 可以理解， 图 9和图 10中是以同时在选频反馈网络 10中增 加第二变容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2和第六电容 C6为例进 行说明的， 当然也可根据需要选择性的增加如下部件中的一个或多个： 第二变 容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2和第六电容 C6。
如图 9或图 10所示， 选频反馈网络 10还可包括：
第二变容二极管 D2和第四变容二极管 D4; 其中， 第二变容二极管 D2的阳 极与第一变容二极管 D1的阳极连接； 第二变容二极管 D2的阴极与第一变容二 极管 D1的阴极连接； 第四变容二极管 D4的阳极与第三变容二极管 D3的阳极连 接； 第四变容二极管 D4的阴极与第三变容二极管 D3的阴极连接。
如图 9或图 10所示， 选频反馈网络 10还可包括：
第三电容 C3和第六电容 C6。
其中， 第三电容 C3和第二电容 C2并联； 第六电容 C6和第五电容 C5并联； 第三电容 C3的电容大小与第二电容 C2的电容大小相同或不同； 第六电容
C6的电容大小与第五电容 C5的电容大小相同或不同。
如图 7或图 8所示， 共集电极放大电路 20可包括：
第一三极管 Ql、
第一电阻 Rl、 第二电阻 R2和第七电阻 R7;
第四电感 L4和第五电感 L5;
第九电容 C9和第十一电容 C11;
其中， 第一三极管 Q1的基极通过第五电感 L5、 第七电容 C7和第八电容 C8 接地； 第一三极管 Q1的基极还通过第五电感 L5、 第四电感 L4和第九电容 C9接 地； 第一三极管 Q1的集电极与电源电压输入端 P4连接， 其中电源电压输入端 P4还通过第十一电容 C11接地；第一三极管 Q1的集电极还通串联的第一电阻 R1 和第九电容 C9接地； 第一三极管 Q1的发射极通过第二电阻 R2接地； 第七电阻 R7和第九电容 C9并联。
进一步的， 为增强完善共集电极放大电路 20的功能，还可在图 7或图 8所示 的共集电极放大电路 20中增加一些电路器件。 例如参见图 5或图 6, 与图 3所示 压控振荡器的主要区别在于， 图 9所示压控振荡器中的共集电极放大电路 20, 还增加了第十电容 C10和第六电感 L6; 与图 8所示压控振荡器的主要区别在于， 图 10所示压控振荡器中的共集电极放大电路 20中还增加了第十电容 C10和第 六电感 L6。 可以理解， 图 9和图 10中是以同时在共集电极放大电路 20中增加第 十电容 C10和第六电感 L6为例进行说明的， 当然也可根据需要选择性的增加如 下部件中的一个或多个： 第十电容 C10和第六电感 L6。
如图 9或图 10所示， 共集电极放大电路 20还可包括：
第六电感 L6, 其中， 第一三极管 Q1的发射极通过第二电阻 R2和第六电感 R6接地。
如图 9或图 10所示， 共集电极放大电路 20还可包括：
第十电容 C10, 其中， 第十电容 C10与第九电容 C9并联； 第十电容 C10的 电容大小与第九电容 C9的电容大小相同或不同。
可以理解， 图 7~图 10所示共集电极放大电路 20的结构仅为举例，其中的一 些元器件是可以省略或或替换的， 例如还可以将第一三极管 Q1替换为场效应 三极管， 替换为场效应三极管的电路此处不再赘述。
如图 7或图 8所示， 可调谐选频移相网络 40可包括：
第三电阻 R3、
第五变容二极管 D5、
第七电感 L7和第八电感 L8、
第十二电容 C12、 第十三电容 C13、 第十四电容 C14和第十六电容 C16。 其中，第一三极管 Q1的发射极通过第十二电容 C12和第七电感 L7与第五变 容二极管 D5的阳极连接； 第五变容二极管 D5的阳极还通过第三电阻 R3接地， 其中，第三电阻 R3还与第十四电容 C14并联； 第五变容二极管 D5的阴极还通过 第八电感 L8和第十六电容 C16接地；第五变容二极管 D5的阴极还通过第八电感 L8与选频移相网络 30的调谐电压输入端 P2连接。
进一步的， 为增强完善可调谐选频移相网络 40的功能， 还可在图 7或图 8 所示的可调谐选频移相网络 40中增加一些电路器件。 例如参见图 9或图 10, 与图 7所示压控振荡器的主要区别在于， 图 9所示压 控振荡器中的可调谐选频移相网络 40, 还增加了第十五电容 C15; 与图 8所示 压控振荡器的主要区别在于，图 10所示压控振荡器中的可调谐选频移相网络 40 中还增加了第十五电容 C15。
如图 9或图 10所示， 可调谐选频移相网络 40还可包括：
第十五电容 C15 , 其中， 第五变容二极管 D5与第十五电容 C15并联。
如图 7或图 8所示， 共基极放大电路 30包括：
第二三极管 Q2、
第九电感 L9和第十电感 L10、
第四电阻 R4、 第五电阻 R5和第六电阻 R6、
第十七电容 C17、第十八电容 C18、第二十一电容 C21和第二十二电容 C22。 其中， 第二三极管 Q2的发射极通过第十七电容 C17与第五变容二极管 D5 的阴极连接； 第二三极管 Q2的发射极还通过第六电阻 R6和第十电感 L10接地； 第二三极管 Q2的发射极还通过第六电阻 R6和第二十二电容 C22 ,与共基极放大 电路 30的第一输出端 P3连接；共基极放大电路 30的第一输出端 P3还通过第十三 电容 C13与第一三极管 Q1的发射极连接； 第二三极管 Q2的基极通过第五电阻 R5与电源电压输入端 P4连接； 第二三极管 Q2的基极还通过第四电阻 R4接地， 其中，第四电阻 R4还与第十八电容 C18并联； 第二三极管 Q2的集电极通过第九 电感 L9, 与电源电压输入端 P4连接； 第二三极管 Q2的集电极还通过第二十一 电容 C21和第八电容 C8接地。
进一步的， 为增强完善共基极放大电路 30的功能，还可在图 7或图 8所示的 共基极放大电路 30中增加一些电路器件。例如参见图 9或图 10, 与图 7所示压控 振荡器的主要区别在于， 图 9所示共基极放大电路 30,还增加了第十九电容 C19 和第二十电容 C20; 与图 8所示压控振荡器的主要区别在于， 图 10所示压控振 荡器中的共基极放大电路 30中还增加了第十九电容 C19和第二十电容 C20。 可 以理解， 图 9和图 10中是以同时在共基极放大电路 30中增加第十九电容 C19和 第二十电容 C20为例进行说明的， 当然， 也可根据需要选择性的增加如下部件 中的一个或多个： 第十九电容 C19和第二十电容 C20。 如图 9或图 10所示， 共基极放大电路 30还包括：
第十九电容 C19, 其中， 第十九电容 C19与第十八电容 C18并联， 第十九电 容 C19的电容大小与第十八电容 C18的电容大小相同或不同。
如图 9或图 10所示， 共基极放大电路 30还包括：
第二十电容 C20, 其中， 电源电压输入端 P4还通过第二十电容 C20接地。 可以理解， 图 7~图 10所示共基极放大电路 30的结构仅为举例，其中的一些 元器件是可以省略或或替换的， 例如还可以将第二三极管 Q2替换为场效应三 极管， 替换为场效应三极管的电路此处不再赘述。 当然， 本领域技术人员基于 该思想， 还可获得其它附图， 而其它情况此处不在——举例。
其中，有源滤波器中选用的压控振荡器若包括选频反馈网络、第一放大电 路和第二放大电路， 其中， 第一放大电路可为共集电极放大电路或共漏极放大 电路， 第二放大电路可为共基极放大电路或共栅极放大电路， 其中， 选频反馈 网络的一端与第一放大电路的输入端连接，选频反馈网络的另一端与第二放大 电路的输出端连接， 第一放大电路的输出端与第二放大电路的输入端连接， 由 于前级放大采用共集电极或共漏极放大方式，而后级放大采用共基极或共栅极 放大方式， 其两级放大电路级联后整体等效输入 /输出阻抗较高， 有利于提高 正反馈网络的接入阻抗从而提高选频反馈网络的有载 Q值， 进而有利于降低压 控振荡器的开环相噪， 提升电路性能。 进一步的， 若在两级放大电路之间串联 一级选频移相网络， 选频移相网络有利于使得电路最高增益点与相位零点重 合， 进而有利于进一步的提高振荡频点处的有载 Q值， 而更高的有载 Q值也就 可以获得压控振荡器更高的开环相噪指标， 进一步提升电路性能。
图 5~10举例了几种可能的压控振荡器结构。 当然，本发明实施例的有源滤 波器中亦可选用现有各种压控振荡器。
下面筒单介绍一下参见图 4所示结构的有源滤波器的工作过程：
当夹杂了强干扰的信号 si从第一滤波器 111的输入端输入后， 第一滤波器
111滤除信号 si中的带外强干扰信号以得到信号 s2, 第一滤波器 111将信号 s2从 其输出端输出； 第一放大器 112对从第一滤波器 111的输出端输出的信号 s2进行 放大以得到信号 s3 , 第一放大器 112将信号 s2从其输出端输出。 假设选择电路 123检测到第一放大器 112输出的信号的功率大于或等于设定阈值，故将第一放 大器 112的输出端通过第一衰减器 122与第二滤波器 113的输入端连接， 此时第 一衰减器 122将第一放大器 112输出端输出的信号 s3衰减为信号 s4 (此外， 若选 择电路检测到第一放大器 112输出信号 s2的功率小于设定阈值时， 将第一放大 器 112的输出端与第二滤波器 113的输入端连接， 此时第一放大器 112输出端输 出的信号 s3未经过第一衰减器 122衰减而直接输入第二滤波器 113 , 下面的举例 过程主要以第一放大器 112输出的信号 s3经第一衰减器 122衰减为信号 s4为例 进行描述）。 第二滤波器 113滤除信号 s4中的带外干扰信号以得到信号 s5 , 第二 滤波器 113将信号 s5从其输出端输出。 由于第一滤波器 111已经将大部分的强干 扰信号滤除， 故第二滤波器 113只需较低的功率容量即可。 下变频器 114将第二 滤波器 113输出的信号 s5变换为中频信号 s6, 下变频器 114将中频信号 s6从其输 出端输出。 第三中频滤波器 115 (中频滤波器通常具有非常高的抑制度）对下 变频器 114输出的中频信号 s6进行中频滤波处理以得到中频信号 s7 , 第三中频 滤波器 115将中频信号 s7从其输出端输出。 第二放大器 116对第三中频滤波器 115输出的中频信号 s7进行放大处理以得到中频信号 s8 (其中， 中频信号 s7经 第二放大器 116放大后可能产生相关谐波成分）， 第二放大器 116将中频信号 s8 从其输出端输出。第四中频滤波器 117对第二放大器 116输出的中频信号 s8进行 中频滤波处理以得到中频信号 s9, 第四中频滤波器 117将中频信号 s9从其输出 端输出。第二衰减器 124将第四中频滤波器 117输出的中频信号 s9衰减为中频信 号 slO, 第二衰减器 124将中频信号 slO从其输出端输出。 上变频器 118将第二衰 减器 124输出的中频信号 slO变换为射频信号 sll , 上变频器 118将射频信号 sll 从其输出端输出。 第五射频滤波器 119对上变频器 118输出的射频信号 sll进行 射频滤波处理以得到射频信号 sl2 (第五射频滤波器 119可滤除射频信号 sll中 无用的中频分量及其相关杂散分量）， 第五射频滤波器 119将射频信号 sl2从其 输出端输出。
实践中按照本发明实施例的上述实施方案制作有源滤波器样品，假设样品 的通带频率范围为 400-405MHZ, 阻带频率范围为 410-415MHz。 测试样品的等 效插入损耗和带外抑制度发现， 样品能将全通带 （400-405MHZ ) 的等效插损 控制在 ldB以内； 使用信号源和频谱仪对此样品进行带外抑制度测试， 测试结 果表明其抑制度基本可达到 95dB以上。 样品对带外大功率场合表现出很高抑 制度，对于带内小信号输入同样表现出很好的选择特性，将样品直接用于普通 接收机的前端， 可有效的提高接收机本身的领道选择性指标， 滤除无用信号的 干扰， 能有效的保障通信的质量。 并且， 对接收机的领道选择性进行样品使用 前后的测试对比发现， 使用上述样品可使得接收机的领道选择性得到至少 5dB 左右的提高。
由上可见， 本实施例有源滤波器包括第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波 器、 下变频器、 第三中频滤波器、 第二放大器、 第四中频滤波器、 上变频器和 第五射频滤波器、及为下变频器和上变频器提供本振信号的压控振荡器。其中 第一放大器的输入端与第一滤波器的输出端连接；第一放大器的输出端与第二 滤波器的输入端连接；第二滤波器的输出端通过下变频器与第三中频滤波器的 输入端连接； 第三中频滤波器的输出端与第二放大器的输入端连接； 第二放大 器的输出端与第四中频滤波器的输入端连接；第四中频滤波器通过上变频器与 第五射频滤波器的输入端连接。通过将滤波器等器件巧妙级联配合， 形成具有 高抑制特性、 低插损影响和大功率容量的有源滤波器； 通过各器件的增益、 三 阶截取点等指标的合理均衡， 使得整个有源滤波器在灵敏度的恶化和 IP3都具 有较好的表现， 较小的带内插损， 较高的带外抑制； 有源滤波器使用的元器件 都可选用比较普通的，这使得整个有源滤波器在产品小型化和成本控制上比普 通腔体滤波器具有明显的优势。 请参见图 11 , 本发明实施例提供一种双工器 A200, 可包括：
连接器 1110、 第六滤波器 1120、 天线 1130和有源滤波器 A100。
其中， 有源滤波器 A100可包括：
第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波器、 下变频器、 第三中频滤波器、 第 二放大器、 第四中频滤波器、 上变频器、 第五射频滤波器、 以及为下变频器和 上变频器提供本振信号的压控振荡器。
其中， 第一放大器的输入端与第一滤波器的输出端连接； 第一放大器的输 出端与第二滤波器的输入端连接；第二滤波器的输出端通过下变频器与第三中 频滤波器的输入端连接； 第三中频滤波器的输出端与第二放大器的输入端连 接； 第二放大器的输出端与第四中频滤波器的输入端连接； 第四中频滤波器通 过上变频器与第五射频滤波器的输入端连接。压控振荡器的本振信号输出端分 别与下变频器和上变频器的本振信号输入端连接。 其中， 连接器 1110的公共端 与天线 1130连接、 连接器 1110的第二端与第六滤波器 1120的输出端连接、 连接 器 1110的第三端与第一滤波器的输入端连接。
在本发明的一些实施例中， 连接器为环形连接器或 T型连接器或其它类型 的连接器。假设双工器中的连接器选用环形连接器， 则环形连接器的射频输入 口可称第一端 （或第二端）、 环形连接器的射频公共口可称公共端、 环形连接 器的射频隔离口可称第二端 （或第一端）。
在本发明的一些实施例中， 第六滤波器 1120可为高通滤波器、 带通滤波器 或低通滤波器。
在本发明的一些实施例中， 第三中频滤波器可能为晶体滤波器或 LC滤波 器或声表滤波器或其它类型的中频滤波器；第四中频滤波器可能为晶体滤波器 或 LC滤波器或声表滤波器或其它类型的中频滤波器。 第五射频滤波器可能为 声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤波器或其它类型的射频滤波 器。 第一滤波器可能为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤波器或 其它类型的射频滤波器或其它类型的具有较大功率容量的滤波器。第二滤波器 可能为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤波器或其它类型的射频 滤波器。
其中，在过去几十年里高介电常数介质材料得到令人瞩目发展。在材料的 介电常数、 损耗和温度稳定性等方面都有了很大提高、价格也不断降低。 所以 目前， 介质滤波器逐渐被应用。 由于具有高介电常数， 故介质滤波器的体积可 以做得比腔体滤波器小很多，且其具有与腔体滤波器相当的插损、抑制度和功 率容量等等指标。其中， 声表面波滤波器是利用压电材料的压电效应和声特性 来工作的。具有压电效应的材料能起到换能器的作用， 它可以将电能转换成机 械能， 反之亦然。 声表滤波器在插损和抑制度都具有不错的表现， 而且其体积 小和成本氐。 在本发明的一些实施例中， 有源滤波器还可包括： 緩沖放大器， 其中， 压 控振荡器的频率信号输出端可与緩沖放大器的输入端连接，緩沖放大器的输出 端与上变频器的本振信号输入端连接。在其它实施例中， 上变频器可采用分立 器件无源混频方式。 当主要不考虑成本因素的情况下， 可采用带内部放大的上 变频器， 此时可省略緩沖放大器。
在本发明的一些实施例中， 有源滤波器还可包括：
第一衰减器， 其中， 第一放大器的输出端可通过第一衰减器与第二滤波器 的输入端连接。在其它实施例中， 若第一放大器选用带自动增益控制的低噪声 放大器， 则亦可省略第一衰减器。
在本发明的另一些实施例中， 有源滤波器还可包括：
第一衰减器和选择电路， 其中， 选择电路用于， 当检测到第一滤波器或第 一放大器输出信号的功率大于或等于设定阈值时，将第一放大器的输出端通过 第一衰减器与第二滤波器的输入端连接，当检测到第一滤波器或第一放大器输 出信号的功率小于设定阈值时，将第一放大器的输出端与第二滤波器的输入端 连接。 其中， 选择电路亦可集成在第一衰减器中。 在其它实施例中， 若第一放 大器选用带自动增益控制的低噪声放大器， 则亦可省略第一衰减器和选择电 路。
在本发明的另一些实施例中， 有源滤波器还包括：
第二衰减器， 其中， 第四中频滤波器通过第二衰减器与上变频器连接。 在 其它实施例中， 上变频器亦可选用具有内部放大功能的上变频器， 此时可省略 第二衰减器。
在本发明一些实施例中，第一衰减器可为集总参数衰减器（如 π衰减器或 Τ型衰减器等）或其它类型的衰减器。 第二衰减器可为集总参数衰减器（如 π 衰减器或 Τ型衰减器等）或其它类型的衰减器。 其中， 衰减器通过衰减输入信 号的强度而起到保护滤波器的作用。
实践中按照本发明实施例的上述实施方案制作有源滤波器样品，假设样品 的通带频率范围为 400-405ΜΗΖ, 阻带频率范围为 410-415ΜΗζ。 测试样品的等 效插入损耗和带外抑制度发现， 样品能将全通带 （400-405ΜΗΖ ) 的等效插损 控制在 ldB以内； 使用信号源和频谱仪对此样品进行带外抑制度测试， 测试结 果表明其抑制度基本可达到 95dB以上。 样品对带外大功率场合表现出很高抑 制度，对于带内小信号输入同样表现出很好的选择特性，将样品直接用于普通 接收机的前端， 可有效的提高接收机本身的领道选择性指标， 滤除无用信号的 干扰， 能有效的保障通信的质量。 并且， 对接收机的领道选择性进行样品使用 前后的测试对比发现， 使用上述样品可使得接收机的领道选择性得到至少 5dB 左右的提高。
由上可见， 本实施例双工器包括： 连接器、 第六滤波器、 天线和有源滤波 器， 其中， 连接器的公共端与天线连接、 连接器的第二端与第六滤波器的输出 端连接、 连接器的第三端与第一滤波器的输入端连接。 其中， 有源滤波器包括 第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波器、 下变频器、 第三中频滤波器、 第二放 大器、 第四中频滤波器、 上变频器和第五射频滤波器、 及为下变频器和上变频 器提供本振信号的压控振荡器。其中， 第一放大器的输入端与第一滤波器的输 出端连接； 第一放大器的输出端与第二滤波器的输入端连接； 第二滤波器的输 出端通过下变频器与第三中频滤波器的输入端连接；第三中频滤波器的输出端 与第二放大器的输入端连接；第二放大器的输出端与第四中频滤波器的输入端 连接； 第四中频滤波器通过上变频器与第五射频滤波器的输入端连接。通过将 滤波器等器件巧妙级联配合， 形成具有高抑制特性、低插损影响和大功率容量 的有源滤波器； 通过各器件的增益、 三阶截取点等指标的合理均衡， 使得整个 有源滤波器在灵敏度的恶化和 IP3都具有较好的表现， 较小的带内插损， 较高 的带外抑制； 有源滤波器使用的元器件都可选用比较普通的， 这使得整个有源 滤波器在产品小型化和成本控制上比普通腔体滤波器具有明显的优势。
本发明实施例还提供一种无线通信设备， 可包括：
如上述实施例中的有源滤波器或双工器。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重， 某个实施例中没有详 述的部分， 可以参见其他实施例的相关描述。
在本申请所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的装置， 可通过其 它的方式实现。 例如， 以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的， 例如所述单 元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实际实现时可以有另外的划分方式， 例 如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统， 或一些特征可以忽 略， 或不执行。 另一点， 所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连 接可以是通过一些接口， 装置或单元的间接耦合或通信连接， 可以是电性或其 它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为 单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元， 即可以位于一个地方， 或者 也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部 单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可集成在一个处理单元中，也 可以是各个单元单独物理存在， 也可以两个或两个以上单元集成在一个单元 中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的 形式实现。
以上所述， 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非对其限制； 尽 管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理 解： 其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改， 或者对其中部分 技术特征进行等同替换； 而这些修改或者替换， 并不使相应技术方案的本质脱 离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

权 利 要 求
1、 一种有源滤波器， 其特征在于， 包括：
第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波器、 下变频器、 上变频器、 第三中频 滤波器、 第二放大器、 第四中频滤波器、 第五射频滤波器、 以及为所述下变频 器和上变频器提供本振信号的压控振荡器；
其中， 所述第一放大器的输入端与所述第一滤波器的输出端连接； 所述第一放大器的输出端与所述第二滤波器的输入端连接；
所述第二滤波器的输出端通过所述下变频器与所述第三中频滤波器的输 入端连接；
所述第三中频滤波器的输出端与所述第二放大器的输入端连接； 所述第二放大器的输出端与所述第四中频滤波器的输入端连接； 所述第四中频滤波器通过所述上变频器与所述第五射频滤波器的输入端 连接。
2、 根据权利要求 1所述的有源滤波器， 其特征在于，
所述第三中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器；
和 /或， 所述第四中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器； 和 /或， 所述第五射频滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介 质滤波器；
和 /或 , 所述第一滤波器为介质滤波器或 LC滤波器或声表滤波器或腔体滤 波器；
和 /或， 所述第二滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤 波器。
3、 根据权利要求 1或 2所述的有源滤波器， 其特征在于，
所述有源滤波器还包括緩沖放大器， 其中，压控振荡器的频率信号输出端 与所述緩沖放大器的输入端连接，所述緩沖放大器的输出端与所述上变频器的 本振信号输入端连接。
4、 根据权利要求 1至 3任一项所述的有源滤波器， 其特征在于， 所述有源滤波器还包括第一衰减器， 其中，所述第一放大器的输出端通过所述第一衰减器与所述第二滤波器的 输入端连接；
或者， 所述有源滤波设备还包括第一衰减器和选择电路，
其中， 所述选择电路用于， 当检测到所述第一滤波器或第一放大器输出信 号的功率大于或等于设定阈值时，将所述第一放大器的输出端通过所述第一衰 减器与所述第二滤波器的输入端连接，当检测到所述第一滤波器或第一放大器 输出信号的功率小于所述设定阈值时，将所述第一放大器的输出端与所述第二 滤波器的输入端连接。
5、 根据权利要求 1至 4任一项所述的有源滤波器， 其特征在于， 所述有源滤波器还包括第二衰减器， 其中， 所述第四中频滤波器通过所述 第二衰减器与所述上变频器连接。
6、 根据权利要求 4或 5所述的有源滤波器， 其特征在于，
所述第一衰减器为 π衰减器；
和 /或， 所述第二衰减器为 π衰减器。
7、 一种双工器， 其特征在于， 包括：
连接器、 有源滤波器、 第六滤波器和天线；
其中， 所述有源滤波器包括：
第一滤波器、 第一放大器、 第二滤波器、 下变频器、 上变频器、 第三中频 滤波器、 第二放大器、 第四中频滤波器、 第五射频滤波器、 以及为所述下变频 器和上变频器提供本振信号的压控振荡器；
其中， 所述第一放大器的输入端与所述第一滤波器的输出端连接； 所述第一放大器的输出端与所述第二滤波器的输入端连接；
所述第二滤波器的输出端通过所述下变频器与所述第三中频滤波器的输 入端连接；
所述第三中频滤波器的输出端与所述第二放大器的输入端连接； 所述第二放大器的输出端与所述第四中频滤波器的输入端连接； 所述第四中频滤波器通过所述上变频器与所述第五射频滤波器的输入端 连接； 其中， 所述连接器的公共端与天线连接、所述连接器的第二端与所述第六 滤波器的输出端连接、 所述连接器的第三端与所述第一滤波器的输入端连接。
8、 根据权利要求 7所述的双工器， 其特征在于，
所述连接器为环形连接器或 T型连接器。
9、 根据权利要求 7或 8所述的双工器， 其特征在于，
所述第三中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器；
和 /或， 所述第四中频滤波器为晶体滤波器或 LC滤波器或声表滤波器； 和 /或， 所述第五射频滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介 质滤波器；
和 /或, 所述第一滤波器为介质滤波器或 LC滤波器或声表滤波器或腔体滤 波器；
和 /或， 所述第二滤波器为声表滤波器或 LC滤波器或腔体滤波器或介质滤 波器；
和 /或， 所述第六滤波器为高通滤波器或低通滤波器。
10、 根据权利要求 7至 9任一项所述的双工器， 其特征在于，
所述有源滤波器还包括緩沖放大器， 其中，压控振荡器的频率信号输出端 与所述緩沖放大器的输入端连接，所述緩沖放大器的输出端与所述上变频器的 本振信号输入端连接。
11、 根据权利要求 7至 10任一项所述的双工器， 其特征在于，
所述有源滤波器还包括第一衰减器，
其中，所述第一放大器的输出端通过所述第一衰减器与所述第二滤波器的 输入端连接；
或者， 所述有源滤波设备还包括第一衰减器和选择电路，
其中， 所述选择电路用于， 当检测到所述第一滤波器或第一放大器输出信 号的功率大于或等于设定阈值时，将所述第一放大器的输出端通过所述第一衰 减器与所述第二滤波器的输入端连接，当检测到所述第一滤波器或第一放大器 输出信号的功率小于所述设定阈值时，将所述第一放大器的输出端与所述第二 滤波器的输入端连接。
12、 根据权利要求 7至 11任一项所述的双工器， 其特征在于， 所述有源滤波器还包括第二衰减器， 其中， 所述第四中频滤波器通过所述 第二衰减器与所述上变频器连接。
13、 根据权利要求 11或 12所述的双工器， 其特征在于，
所述第一衰减器为 π衰减器；
和 /或， 所述第二衰减器为 π衰减器。
14、 一种无线通信设备， 其特征在于， 包括：
如权利要求 1至 6任一项所述的有源滤波器，
或者， 如权利要求 7至 13任一项所述的双工器。
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