WO2013026678A1 - Lichtlaufzeitkamerasystem mit signalpfadüberwachung - Google Patents

Lichtlaufzeitkamerasystem mit signalpfadüberwachung Download PDF

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WO2013026678A1
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signal
synchronous switch
camera system
diode
push
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Jaromir Palata
Gregor Keller
Javier Massanell
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Ifm Electronic Gmbh
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    • G01S2007/4975—Means for monitoring or calibrating of sensor obstruction by, e.g. dirt- or ice-coating, e.g. by reflection measurement on front-screen

Definitions

  • the invention relates to a light cycle camera system and a method for operating such a system according to the preamble of the independent claims.
  • the invention serves to monitor the complete signal path as required for safety-relevant applications - for example SIL, ASIL.
  • the time-of-flight camera system or the time-of-flight camera should not only include systems which determine distances directly from the time of light, but in particular also all time-of-flight or 3D TOF camera systems which provide transit time information from the time of flight
  • Phase shift of an emitted and received radiation win.
  • systems should also be included which have only one light transit time pixel.
  • Light transit time or 3D TOF cameras are in particular PMD cameras with
  • Photonic mixer (PMD) suitable as u.a. in the applications EP 1 777 747, US 6 587 186 and also DE 197 04 496 described and, for example, by the company, ifm electronic gmbh 'as a PMD camera 03D or as a distance measuring device OID to relate.
  • the PMD camera allows a flexible arrangement of the light source and the detector, which can be arranged both in a housing and separately.
  • the object of the invention is to provide the device in terms of a functional or
  • a light transit time camera system with a light-time photo sensor having at least one receiving pixel with an illumination light source for
  • a control sensor is arranged such that of the
  • Control sensor at least a portion of a modulated light emitted from the illumination light source is receivable, and that a synchronous switch with the modulator and the control sensor is connected and designed so that at two signal outputs of the synchronous switch signals are available, the phase shift of the Characterize the control sensor of received light.
  • This structure has the advantage that via the synchronous switch in a simple manner, a phase information of the received light can be tapped, and thus the functional verification of the signal path and the lighting can be improved.
  • the synchronous switch for switching the two signal outputs on two diode bridges or two diode rings or two switching transistors.
  • the construction of the synchronous switch, in particular with diode bridges or rings, has the advantage over a multiplexer structure that the diodes have a significantly lower differential resistance and thus the voltage swing at the photodiode can be kept low.
  • the two signal outputs of the synchronous switch each have a smoothing capacitor, wherein the synchronous switch is configured such that at the signal outputs a phase-weighted photo current signal can be tapped.
  • the synchronous switch is configured such that the synchronous switch switches in the clock of the applied modulation signal between the first and second signal output and both signal outputs are connected to a current measuring circuit, preferably the Strammes s circuit is configured such that by holding a
  • Discharge current the voltage drop across the smoothing capacitor is kept constant, and a controlled variable over which the discharge current is set, as the output signal can be tapped.
  • Synchronous switch retroactively kept low potential and also avoided an alternating voltage swing at the photodiode so that, as a result, no alternating current flow through a parasitic capacitance of the photodiode and the parasitic capacitance can be substantially neglected as electrical variable.
  • the current measuring circuit is configured such that a differential and a sum signal can be tapped off at the output of the current measuring circuit so that the phase shift can be calculated in a simplified manner by a subsequent evaluation unit or tolerated limit values are directly compared with the difference and / or sum signal can.
  • the second signal input of the synchronous switch is designed as a push-pull driver, which is applied as a function of the second signal input
  • Modulation signal provides a push-pull and a common-mode potential, wherein the Push-pull driver can be designed in particular as a pulse transformer or as EX OR gate arrangement.
  • This embodiment offers the advantage that all necessary signals can be generated within the synchronous switch without the need for further additional signal inputs.
  • the synchronous switch on a first and second diode ring each consisting of four in the same direction connected to a ring diodes, wherein between the diodes in each case a connection is provided, and the
  • Common mode and the push-pull potential are connected to the first terminals together with the photodiode, and the fourth terminals each form a first and second output, which are connected to the current measuring circuit.
  • a synchronous switch with a first and second diode bridge, each consisting of four series-parallel diodes arranged, wherein the diode rings in each case with their first and third terminals in opposite directions with the common mode and the
  • the fourth terminals each form first and second outputs connected to the current sense circuit.
  • FIG. 1 shows the basic principle of a light transit time camera system
  • FIG. 2 shows a signal path monitoring according to the invention
  • FIG. 3 shows a schematic representation of the receiving circuit according to the invention
  • FIG. 4 shows a schematic diagram of the phase measurement according to the invention
  • FIG. 5 shows a receiving circuit with input transformer and serial-parallel diode arrangement
  • FIG. 6 shows a synchronous switch with a push-pull driver
  • FIG. 7 shows a receiving circuit with diode ring
  • FIG. 8 is a schematic diagram of the operation of the circuit according to FIG. 7, FIG.
  • FIG. 10 shows a schematic illustration of the circuit according to FIG. 9.
  • FIG. 1 shows a measurement situation for an optical distance measurement with a
  • Photoflash camera as known for example from DE 197 04 496.
  • the light transit time camera system 1 comprises a transmission unit or an illumination module 10, 100 with an illumination light source 12 and associated beamforming optics 15 and a reception unit or light runtime camera 20 with a reception optics 25 and a light transit time photo sensor 22.
  • the light transit time photo sensor 22 or light transit time sensor 22 has at least one pixel, However, preferably a pixel array, and in particular is designed as a PMD sensor.
  • the receiving optic 25 typically consists of improving the imaging characteristics of a plurality of optical elements.
  • the beam-shaping optical system 15 of the transmitting unit 10 is preferably designed as a reflector
  • the measurement principle of this arrangement is essentially based on the fact that, based on the phase shift of the emitted and received light, the transit time and thus the distance covered by the received light can be determined.
  • the light source 12 and the time of flight photo sensor 22 via a modulator 30 together with a certain modulation frequency M (pl) with a first phase position pl applied.
  • M (pl) with a first phase position pl applied.
  • the light source 12 transmits an amplitude-modulated signal S (pl) with the first phase position pl.
  • this signal or the electromagnetic radiation is reflected by an object 40 and, due to the distance traveled, coincides with a second phase position p2 as a reception signal S (p2) on the time of flight photo sensor 22.
  • FIG. 2 shows an inventive time of flight camera system 1, in which the transmitting and receiving unit 10, 20 are arranged in a separate illumination module 100 and a separate camera module 200.
  • the modulator 30 or signal generator generates a periodically modulated signal packet in the length of a few microseconds to a few milliseconds and preferably with a frequency in the
  • the modulator 30 is connected to the light transit time sensor 22, the lighting 10 and a synchronous switch 28.
  • an evaluation unit 290 is provided, which is preferably connected bidirectionally with the light transit time sensor 22, the modulator 30 and a current measuring circuit 29.
  • the illumination emits an intensity or amplitude modulated light signal S (pl) corresponding to the phase and modulation frequency of the modulator 30.
  • S (pl) an intensity or amplitude modulated light signal corresponding to the phase and modulation frequency of the modulator 30.
  • the light exits through a predominantly transparent front cover disc 160 and illuminates the measurement-relevant scene or objects 40.
  • the light reflected by the object 40 strikes as
  • Receive signal S (p2) on the light transit time sensor 22 As already described, a phase shift is determined for each receiving pixel, so that for each receiving pixel depth information is available.
  • a control sensor 150 is provided in the illumination module 100, which receives a part of the emitted light signal S (pl).
  • the control sensor 150 is preferably a photodiode which receives its light signal, for example, by reflections on the translucent front cover disc 160. It is also conceivable, for example, a light reception by direct view of the control sensor 150 on the lighting unit 10 or by the use of suitable other optical elements such as mirrors or light guides.
  • Lighting emits a light signal. This can already be detected simple sources of error such as cable breakage and failure of the lighting.
  • the modulation preferably also the phase of the transmitted light S (pl).
  • the signals of the control sensor 150 and the generated by the photodiode Photo current I p via a synchronous switch 28 and a subsequent
  • the synchronous switch 28 is preferably designed such that the photocurrent Ip corresponding to the modulation frequency phase-synchronized to a first and second
  • Output of the synchronous switch 28 is divided.
  • the outputs preferably have a smoothing capacitor so that a photocurrent signal I mea na, Imean-b averaged or weighted over the respective half period of the modulation can be tapped off at the outputs.
  • These phase-weighted photocurrent signals are in the embodiment of a
  • Current measuring circuit 29 detects that outputs, for example, depending on the detected signals a difference and / or a sum signal, which is preferably further processed or evaluated by the evaluation unit 290.
  • FIG. 3 shows a basic structure of the control sensor 150 in conjunction with the synchronous switch 28 and the current measuring circuit 29.
  • the illumination 10 radiates an intensity-modulated light at the rate of the modulation frequency M (pl) of the modulator 30, which light is reflected by the cover glass 160 and received by the control sensor 150 or the photodiode.
  • the photodiode 150 is negatively biased on the anode side and generates a modulated negative photocurrent I p as a function of the detected intensity-modulated light signal which is guided according to the modulation clock M (pl) to a first or second output of the synchronous switch.
  • the two outputs each have a smoothing capacitor, so that the following current measuring circuit 29 essentially has a
  • the current I mea na, Imean-b measured for each input or channel is output as an electrical signal a, b, preferably as a voltage signal.
  • the difference between the two a and b signals or channels represents a measure of the phase shift of the light signal
  • the sum signal of the two a, b channels can be used for further checks and / or
  • Synchronous rectifier or as a mixer or switching mixer are considered, which mixes the RF signal present at both inputs, namely modulation and photo current signal M (pl), I p , to a low-frequency signal.
  • FIG. 4 shows schematically some signal characteristics relevant for a phase measurement. The upper curve shows the modulation signal M (pl) with which the illumination 10 and the
  • Synchronous switch 28 are clocked.
  • the photocurrent I p generated by the photodiode 150 is also correspondingly phase-shifted.
  • This photocurrent I p is in the clock of the modulation signal M (pl) to the first and second output and a and b channel is divided.
  • the split current I pa , I p _b has different pulse lengths and is smoothed over the smoothing capacitors to a mean direct current I m ean-a, Imean-b.
  • the determined current and in particular the difference of the direct currents I m ean-a, Imean-b is a measure of a possible phase shift between modulation and transmission signal M (pl), S (pl).
  • both the photocurrent Ip and the synchronous switch 28 are in common mode, so that in the first half period the photocurrent I p is completely detected in the a channel.
  • phase shift for example by delays in the
  • the photo-current component I p _b in the b channel increases.
  • any phase difference between the modulation and transmission signals that may be present need not necessarily be calibrated to zero. It is also conceivable to design the system for a fixed but essentially constant phase difference.
  • the detection or monitoring of the transmission signal S (pl) allows, allows a variety of control and intervention options.
  • a phase drift can be detected via the control sensor 150, for example by heating the lighting and / or electronics, and corrected via the evaluation unit 290.
  • a pure safety function for example, it is also only possible to monitor whether a modulated radiation is emitted.
  • FIG. 5 shows a circuit realization of the basic circuit according to FIG. 3 with two series-parallel diode bridges as synchronous switch 28 and several operational amplifiers as current measuring circuit 29.
  • the clock input of the synchronous switch 28 forms a pulse transformer 288 which has opposite directions with first and second Diode bridge 283, 284 is connected, so that only one diode bridge turns on.
  • all 4 diodes of a respective diode bridge 283, 284 are either held high impedance and capacitive arm with reverse voltage or switched through.
  • Each output of the two diode bridges has a smoothing capacitor Cs, so that a mean phase-weighted direct current Imean-a, n -b can be tapped via the following current measuring circuit 29.
  • the current measuring circuit is constructed so that the phase-weighted direct current I mea na, Imean-b preferably as a voltage signal U (a), U (b) can be tapped.
  • Current measuring circuit has a first and second for the a and b channel
  • OP2 is a voltage signal U (a), U (b) that corresponds to the phase-weighted DC I mea na, Imean-b of the respective channel.
  • the output of the respective operational amplifier OP1, OP2 is connected to the inverting input via resistors and provides enough voltage or current to make the voltage difference at the OP input and thus also at the smoothing capacitor Cs zero. Due to the through-connected diodes, this potential is also applied to the cathode of the photodiode 22.
  • the two outputs are the two
  • Input operational amplifier OP1, OP2 to the inputs of a third
  • Operational amplifier OP3 guided at the output of a difference signal a-b of the two a, b channels can be tapped.
  • the sum signal a + b is provided by merging the two outputs.
  • the voltage divider can, for example, be switched to ground GND via an NPN switching transistor T1, T2, so that as a result of the input operational amplifiers OP1, OP2 a higher signal for current or voltage compensation must be output at the output.
  • FIG. 6 shows a variant of the synchronous switch 28 in which, instead of the pulse transformer 288 according to FIG. 5, a push-pull driver 285 in the form of two is connected in parallel switched EXOR elements is used.
  • the two EXOR gates are connected to the modulator 30 and connected so that at an EXOR output of the
  • Modulation clock as push-pull and at the other EXOR output the clock can be tapped as common mode. This approach has the advantage that common mode and push-pull in the
  • the two diode bridges 283, 284 are connected in opposite directions to the push-pull and common-mode outputs of the push-pull driver 285 via isolating capacitors Csl.
  • the isolating capacitors Csl of a respective diode bridge 283, 284 are connected to each other via a resistor.
  • FIG. 7 shows another possible reception circuit based on two diode rings.
  • the photodiode 22 is, as already shown in Figure 3, biased in the usual way with a negative counter potential -UV and the cathode side is connected to a first and second diode ring 281, 282nd
  • the two diode rings 281, 282 each consist of four diodes Dl, ... D4, the
  • the incoming clock signal from the modulator 30 is applied to a push-pull driver 285.
  • the push-pull driver 285 consists, as shown in Figure 5, of two EXOR gates, which are connected so that at an EXOR output, the clock of the modulator 30 in push-pull and at the other EXOR output, the clock can be tapped as a common mode.
  • the diode rings 281, 282 are connected in phase opposition with the outputs of the EXOR elements.
  • the push-pull is thus applied to the first terminal AI of the first diode ring and to the third terminal A3 'of the second diode ring 282, while the common mode is applied to the third terminal A4 of the first diode ring 281 and to the first terminal ⁇ of the second diode ring 282.
  • the terminals are each connected to the outputs of the EXOR members via a series connected capacitor Csl and resistor.
  • the buffer capacitors Csl l, Cs 12 serve as a galvanic separation as well as a buffer for the detected photocurrent I p . If, for example, a positive potential is applied to the first diode ring 281 via the first and third connection AI, A3, the current flows via the first and second diode D1, D2 while the other two diodes D3, D4 are blocked. At this potential, the complete current of the EXOR elements via the two diodes Dl, D2 flows back to the EXOR element without further loading of the diode ring.
  • the photocurrent Ip which is now applied to the second terminal A2 of the diode ring 281, is applied to the two through the first and second diodes D1, D2 which are through-connected
  • the second diode ring 282 operates in a push-pull manner in an analogous manner.
  • the circuits according to the invention can be regarded as a receiver mixing HF to NF.
  • An anode side negatively biased photodiode supplies its negative photocurrent Ip via an electronic switch or the synchronous switch, designed either as two diode bridges 283, 284 or two diode rings 281, 282 to two smoothing capacitors Cs2, Cs21, Cs22.
  • This synchronous switch 28 distributes the photocurrent Ip in time with the modulation to the two smoothing capacitors Cs2, Cs21, Cs22. These two smoothing capacitors Cs2, Cs21, Cs22 are kept constantly at 0 V with the positive current measuring circuit.
  • the difference of these two streams provides as a mixed product the necessary for the determination of the distance phase information.
  • the sum provides information about the total received at the photodiode 22 light from all the light sources.
  • the current measuring circuits 29 convert the measured current into voltages.
  • the conversion factor of this I / U conversion is to increase the dynamic range with NPN transistors Tl, T2 with switching signals, for example, by a microprocessor ⁇ C switchable or PWM signals via a low-pass even steplessly controllable.
  • the diode rings 281, 282 in FIG. 7 operate with a time delay of 2 stages. During the one
  • Diode ring conducts the photocurrent Ip to the latch capacitors Csl, the other diode ring conducts the charge from its latch capacitors Csl to the smoothing capacitor Cs2.
  • the saving of a pulse transformer has the advantage that there are no phase errors caused by such a transformer.
  • the galvanic isolation between the EXOR gates and the diode rings takes place via the intermediate storage capacitors Csl. They prevent the photocurrent from flowing into the EXOR gate outputs.
  • the serial resistors R31, R32 are used to determine the amperage of the
  • the upper EXOR gate acts as an inverter and the lower EXOR gate only as a passage with the same cycle time and therefore the same delay.
  • the current measuring circuit generates with its negative feedback a virtual ground at its input, which constantly discharges the storage capacitor Cs2 and keeps at 0 V.
  • This low impedance is transmitted via the diode rings or in the other
  • the negative bias together with the virtual removal of the parasitic capacitance Cp makes the photodiode 22 fast and increases the cutoff frequency of the circuit.
  • the negative bias reduces parasitic capacitance Cp from photodiode 22, similar to varicap diodes.
  • the negative bias for the photodiode 22 is preferably generated with a simple choke-up converter.
  • FIG. 8 schematically shows the basic principle of the circuit according to FIG. 7.
  • the diode rings 281, 282 are in their mode of action replaced by changeover switches 28 ', 282'. While a changeover switch 28 ⁇ conducts the photocurrent Ip to the latch capacitors Csl, the latch capacitors Csl are switched to the smoothing capacitor Cs2 and the current measuring circuit 29 via the second changeover switch 283 '.
  • FIG. 9 shows a further embodiment of the circuit as a quadrature mixer.
  • the circuit according to FIG. 7 is realized here both on the anode side and on the cathode side of the photodiode 22.
  • This arrangement performs two measurements at the same time, one at 0 ° reference clock and one at 90 ° reference clock.
  • the accuracy of the distance s values can be improved over this IQ measurement, namely, for example, with a determination of the phase shift phi according to arctan (c-d) / (a-b).
  • the simultaneous measurement has the advantage that with rapid distance changes between the object and the time of flight sensor, the 90 ° measured values match the 0 ° measured values with respect to one another, and the distance measurement thus provides more reliable and valid values.
  • the distance measurement thus provides more reliable and valid values.
  • the measuring principle is shown in simplified form in FIG.
  • the operating voltage of the photodiode 22 comes to half +/- Ub / 2 each of an ammeter or a Current measurement circuit. For example, it is specified as a setpoint at the non-inverting OPV inputs (+ IN).
  • Figure 11 shows a further embodiment in which the synchronous switch 28 is constructed with the aid of two switching transistors. Moreover, to provide the negative
  • Voltage supply 25 the supply potential of 5 V to an operating voltage Ub of - 20 volts high.
  • the current measuring circuit 29 according to FIG. 11 has dynamic expansion, as has already been shown in the example according to FIG.
  • Control signal can be switched through and thus only slightly burden the push-pull driver and in particular the EXOR gate.

Abstract

Lichtlaufzeitkamerasystem (1), mit einem Lichtlaufzeitfotosensor (22), der mindestens ein Empfangspixel aufweist, mit einer Beleuchtungslichtquelle (10) zur Abstrahlung eines modulierten Lichts, und mit einem Modulator (30), der mit dem Lichtlaufzeitfotosensor (22) und der Beleuchtungslichtquelle (10) verbunden ist, wobei im Bereich der Beleuchtungslichtquelle (10) ein Kontrollsensor (150) derart angeordnet ist, dass von dem Kontrollsensor (150) zumindest ein Teil eines von der Beleuchtungslichtquelle (10) emittierten modulierten Lichts empfangbar ist, und dass ein Synchronumschalter (28) mit dem Modulator (30) und dem Kontrollsensor (150) verbunden ist, und derart ausgebildet ist, dass an zwei Signalausgängen des Synchronumschalters (28) Signale verfügbar sind, die eine Phasenverschiebung des vom Kontrollsensor (150) empfangenen Lichts charakterisieren.

Description

LICHTLAUFZEITKAMERASYSTEM ΜΓΓ SIGNALPFADÜBERWACHUNG
Die Erfindung betrifft ein Lichtlaufzeitkamerasystem und ein Verfahren zum Betreiben eines solchen Systems nach Gattung der unabhängigen Ansprüche.
Die Erfindung dient insbesondere zur Überwachung des vollständigen Signalpfades wie sie für sicherheitsrelevante Anwendungen - beispielsweise SIL, ASIL - erforderlich sind.
Für sicherheitsrelevante Anwendungen muss jederzeit gewährleistet sein, dass die Kamera erkennt, falls eine der Komponenten nicht spezifikationsgemäß arbeitet.
Mit Lichtlaufzeitkamerasystem bzw. Lichtlaufzeitkamera sollen nicht nur Systeme umfasst sein, die Entfernungen direkt aus der Lichtlaufzeit ermitteln, sondern insbesondere auch alle Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF- Kamerasysteme, die eine Laufzeitinformation aus der
Phasenverschiebung einer emittierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Insbesondere solle auch Systeme mit umfasst sein, die nur einen Lichtlaufzeitpixel aufweisen. Als
Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF- Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit
Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u.a. in den Anmeldungen EP 1 777 747, US 6 587 186 und auch DE 197 04 496 beschrieben und beispielsweise von der Firma ,ifm electronic gmbh' als PMD-Kamera 03D oder als Entfernungsmessgerät OID zu beziehen sind. Die PMD-Kamera erlaubt insbesondere eine flexible Anordnung der Lichtquelle und des Detektors, die sowohl in einem Gehäuse als auch separat angeordnet werden können.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Vorrichtung im Hinblick einer Funktions- bzw.
Signalpfadüberwachung weiter zu gestalten.
Die Aufgabe wird in vorteilhafter Weise durch das erfindungsgemäße
Lichtlaufzeitkamerasystem nach Gattung des unabhängigen Anspruchs gelöst.
Vorteilhaft ist ein Lichtlaufzeitkamerasystem vorgesehen, mit einem Lichtlaufzeitfotosensor, der mindestens ein Empfangspixel aufweist, mit einer Beleuchtungslichtquelle zur
Abstrahlung eines modulierten Lichts und mit einem Modulator, der mit dem
Lichtlaufzeitfotosensor und der Beleuchtungslichtquelle verbunden ist. Wobei im Bereich der Beleuchtungslichtquelle ein Kontrollsensor derart angeordnet ist, dass von dem
Kontrollsensor zumindest ein Teil eines von der Beleuchtungslichtquelle emittierten modulierten Lichts empfangbar ist, und dass ein Synchronumschalter mit dem Modulator und dem Kontrollsensor verbunden und derart ausgebildet ist, dass an zwei Signalausgängen des Synchronumschalters Signale verfügbar sind, die einer Phasenverschiebung des vom Kontrollsensor empfangenen Lichts charakterisieren. Dieser Aufbau hat den Vorteil, dass über den Synchronumschalter in einfacher Art und Weise eine Phaseninformation des empfangenen Lichts abgreifbar ist, und somit die Funktionsüberprüfung des Signalpfads und der Beleuchtung verbessert werden kann.
Bevorzugt weist der Synchronumschalter zur Umschaltung der beiden Signalausgänge zwei Diodenbrücken oder zwei Diodenringe oder zwei Schalttransistoren auf. Der Aufbau des Synchronumschalters insbesondere mit Diodenbrücken oder -ringen hat gegenüber einen Multiplexer- Aufbau den Vorteil, dass die Dioden einen deutlich geringeren differenziellen Widerstand aufweisen und sich somit der Spannungshub an der Fotodiode gering halten lässt.
In einer weiteren Ausgestaltung weisen die zwei Signalausgänge des Synchronumschalters jeweils einen Glättungskondensator auf, wobei der Synchronumschalter derart ausgestaltet ist, dass an den Signalausgängen ein phasengewichtetes Foto Stromsignal abgreifbar ist.
Vorteilhaft ist der Synchronumschalter derart ausgestaltet, dass der Synchronumschalter im Takt des anliegenden Modulationssignals zwischen den ersten und zweiten Signalausgang umschaltet und beide Signalausgänge mit einer Strommessschaltung verbunden sind, wobei bevorzugt die Strammes s Schaltung derart ausgestaltet ist, dass durch Vorhalten eines
Entladestroms die über den Glättungskondensator abfallende Spannung konstant gehalten wird, und eine Regelgröße über die der Entladestrom eingestellt wird, als Ausgangs signal abgreifbar ist.
Durch dieses Vorgehen wird insbesondere das auf die Fotodiode über den
Synchronumschalter rückwirkend Potential gering gehalten und zudem ein wechselnder Spannungshub an der Fotodiode vermieden, so dass im Ergebnis kein Wechselstrom über eine parasitäre Kapazität der Fotodiode fließen und die parasitäre Kapazität als elektrische Größe im Wesentlichen vernachlässigt werden kann.
In einer weiteren Ausgestaltung ist die Strommessschaltung derart ausgestaltet, dass am Ausgang der Strommessschaltung ein Differenz- und ein Summensignal abgreifbar sind, so dass durch eine nachfolgende Auswerteeinheit die Phasenverschiebung vereinfacht berechnet werden kann oder tolerierte Grenzwerte direkt mit dem Differenz- und/oder Summensignal verglichen werden können.
Bevorzugt ist der zweite Signaleingang des Synchronumschalters als Gegentakttreiber ausgebildet, der in Abhängigkeit des am zweiten Signaleingang anliegenden
Modulationssignals ein Gegentakt- und ein Gleichtaktpotential bereitstellt, wobei der Gegentakttreiber insbesondere als Impulstransformator oder als EX OR-Gatter- Anordnung ausgebildet sein kann. Diese Ausgestaltung bietet den Vorteil, dass alle notwendigen Signale innerhalb des Synchronumschalters erzeugt werden können, ohne dass weitere zusätzliche Signaleingänge notwendig sind.
Ferner ist es von Vorteil beim Synchronumschalter einen ersten und zweiten
Zwischenspeicher vorzusehen und den Synchronumschalter derart auszugestalten, dass im Gleichtakt der erste Zwischenspeicher mit dem Kontrollsensor bzw. der Fotodiode und der zweite Zwischenspeicher mit dem zweiten Signalausgang und im Gegentakt der erste
Zwischenspeicher mit dem ersten Signalausgang und der zweite Zwischenspeicher mit der Fotodiode verbunden ist. Durch dieses Zwischenspeichern wird beispielsweise vermieden, dass die Fotodiode direkt mit der Strommessschaltung verbunden ist. Dieses Vorgehen ermöglicht so eine von den Eigenschaften der Fotodiode freiere Gestaltung der
Strommes s Schaltung .
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung weist der Synchronumschalter einen ersten und zweiten Diodenring auf, jeweils bestehend aus vier gleichsinnig zu einem Ring verschalteten Dioden, wobei zwischen den Dioden jeweils ein Anschluss vorgesehen ist, und die
Diodenringe jeweils mit ihren ersten und dritten Anschlüssen gegensinnig mit dem
Gleichtakt- und dem Gegentaktpotential, mit den ersten Anschlüssen gemeinsam mit der Fotodiode verbunden sind, und die vierten Anschlüssen jeweils einen ersten und zweiten Ausgang bilden, die mit der Strommessschaltung verbunden sind.
Bevorzugt ist auch ein Synchronumschalter mit eine erster und zweiten Diodenbrücke, jeweils bestehend aus vier seriell-parallel angeordneten Dioden, wobei die Diodenringe jeweils mit ihren ersten und dritten Anschlüssen gegensinnig mit dem Gleichtakt- und dem
Gegentaktpotential, mit den ersten Anschlüssen gemeinsam mit der Fotodiode,
und die vierten Anschlüssen jeweils einen ersten und zweiten Ausgang bilden, die mit der Strommessschaltung verbunden sind.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen schematisch:
Figur 1 das Grundprinzip eines Lichtlaufzeitkamerasystems,
Figur 2 eine erfindungsgemäße Signalpfadüberwachung,
Figur 3 eine Prinzipdarstellung der erfindungsgemäßen Empfangsschaltung, Figur 4 eine Prinzipdarstellung der erfindungsgemäßen Phasenmessung,
Figur 5 eine Empfangs Schaltung mit Eingangstrafo und seriell-paralleler Diodenanordnung,
Figur 6 einen Synchronumschalter mit einem Gegentakttreiber,
Figur 7 eine Empfangs Schaltung mit Diodenring,
Figur 8 ein Prinzipdarstellung der Funktionsweise der Schaltung gemäß Figur 7,
Figur 9 eine Schaltung mit zwei Synchronumschaltern,
Figur 10 eine Prinzipdarstellung der Schaltung gemäß Figur 9.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
Figur 1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer
Lichtlaufzeitkamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 bekannt ist.
Das Lichtlaufzeitkamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 10, 100 mit einer Beleuchtungslichtquelle 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. Lichtlaufzeitkamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Lichtlaufzeitfotosensor 22. Der Lichtlaufzeitfotosensor 22 bzw. Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Pixel, vorzugsweise jedoch ein Pixel- Array, auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 ist vorzugsweise als Reflektor ausgebildet
Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit und somit die zurückgelegte Wegstrecke des empfangenen Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitfoto sensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einer bestimmten Modulationsfrequenz M(pl) mit einer ersten Phasenlage pl beaufschlagt. Entsprechend der Modulationsfrequenz sendet die Lichtquelle 12 ein amplitudenmoduliertes Signal S(pl) mit der ersten Phaselage pl aus. Dieses Signal bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke entsprechend phasenverschoben mit einer zweiten Phasenlage p2 als Empfangs signal S(p2) auf den Lichtlaufzeitfotosensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M(pl) mit dem empfangenen Signal S(p2), gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird. Figur 2 zeigt ein erfindungsgemäßes Lichtlaufzeitkamerasystem 1, bei dem die Sende- und Empfangseinheit 10, 20 in einem separaten Beleuchtungsmodul 100 und einem separaten Kameramodul 200 angeordnet sind. Der Modulator 30 bzw. Signalgeber erzeugt in seiner bevorzugten Ausgestaltung ein periodisch moduliertes Signalpaket in der Länge von einigen Mikrosekunden bis einigen Millisekunden und vorzugsweise mit einer Frequenz im
Megaherzbereich. Der Modulator 30 ist mit dem Lichtlaufzeitsensor 22, der Beleuchtung 10 und einem Synchronumschalter 28 verbunden.
Ferner ist eine Auswerteeinheit 290 vorgesehen, die vorzugsweise bidirektional mit dem Lichtlaufzeitsensor 22, dem Modulator 30 und einer Strommessschaltung 29 verbunden ist.
Im Betrieb sendet die Beleuchtung ein intensitäts- bzw. amplitudenmoduliertes Lichtsignal S(pl) entsprechend der Phase und Modulationsfrequenz des Modulators 30 aus. Das Licht tritt durch eine überwiegend transparente Frontabdeckscheibe 160 aus und beleuchtet die messrelevante Szene bzw. Objekte 40. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht trifft als
Empfangs signal S(p2) auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Wie bereits beschrieben, wird für jedes Empfangspixel eine Phasenverschiebung ermittelt, so dass für jeden Empfangspixel eine Tiefeninformation verfügbar ist.
Erfindungsgemäß ist es nun vorgesehen, zusätzlich zur Entfernungsbestimmung die
Funktionsfähigkeit der Signalübertragung zu überwachen. Hierzu ist im Beleuchtungsmodul 100 ein Kontrollsensor 150 vorgesehen, der einen Teil des ausgesandten Lichtsignals S(pl) empfängt. In einer bevorzugten Ausgestaltung handelt es sich bei dem Kontrollsensor 150 vorzugsweise um eine Fotodiode, die ihr Lichtsignal beispielsweise durch Reflektionen an der lichtdurchlässigen Frontabdeckscheibe 160 erhält. Denkbar ist beispielsweise auch ein Lichtempfang durch direkte Sicht des Kontrollsensors 150 auf die Beleuchtungseinheit 10 oder durch die Verwendung geeigneter anderer optischer Elemente wie zum Beispiel Spiegel oder Lichtleiter.
In einfachen Ausgestaltung kann es bereits ausreichend sein, zu detektieren, ob die
Beleuchtung ein Lichtsignal aussendet. Hierüber können bereits einfache Fehlerquellen wie Kabelbruch und Ausfall der Beleuchtung erfasst werden.
Zur Überprüfung weiterer Fehlerquellen ist es notwendig auch die Modulation vorzugsweise auch die Phase des gesendeten Lichts S(pl) zu erfassen. Erfindungsgemäß ist es hierzu vorgesehen, die Signale des Kontrollsensor 150 bzw. den von der Fotodiode generierten Fotostrom Ip über einen Synchronumschalter 28 und einer nachfolgenden
Strommessschaltung 29 auszuwerten.
Der Synchronumschalter 28 ist vorzugsweise so ausgebildet, dass der Fotostrom Ip entsprechend der Modulationsfrequenz phasensynchron auf einen ersten und zweiten
Ausgang des Synchronumschalters 28 aufgeteilt wird. Die Ausgänge weisen bevorzugt einen Glättungskondensator auf, so dass an den Ausgängen ein über die jeweilige Halbperiode der Modulation gemitteltes bzw. gewichtetes Fotostromsignal Imean-a, Imean-b abgreifbar ist. Diese phasengewichteten Fotostromsignale werden im Ausführungsbeispiel von einer
Strommessschaltung 29 erfasst, die beispielsweise in Abhängigkeit der erfassten Signale ein Differenz- und/oder einen Summensignal ausgibt, das vorzugsweise von der Auswerteeinheit 290 weiter bearbeitet oder ausgewertet wird.
Figur 3 zeigt einen prinzipiellen Aufbau des Kontrollsensor 150 in Zusammenhang mit dem Synchronumschalter 28 und der Strommessschaltung 29.
Die Beleuchtung 10 strahlt im Takte der Modulationsfrequenz M(pl) des Modulators 30 ein intensitätsmoduliertes Licht ab, das vom Abdeckglas 160 reflektiert und vom Kontrollsensor 150 bzw. der Fotodiode empfangen wird. Die Fotodiode 150 ist anodenseitig negativ vorgespannt und generiert in Abhängigkeit des erfassten intensitätsmodulierten Lichtsignals einen modulierten negativen Fotostrom Ip, der entsprechend des Modulationstakts M(pl) auf einen ersten oder zweiten Ausgang des Synchronumschalter geführt wird. Zur Glättung des modulierten Fotostroms Ip weisen die beiden Ausgänge jeweils einen Glättungskondensator auf, so dass die nachfolgende Strommessschaltung 29 im Wesentlichen einen
phasengewichteten bzw. auf einem a- und b-Kanal aufgeteilten, mittleren Gleichstrom Imean-a, Imean-b des ursprünglich modulierten Fotostroms Ip erfasst.
Der für jeden Eingang bzw. Kanal gemessene Strom Imean-a, Imean-b wird als elektrisches Signal a, b, vorzugsweise als Spannungs signal ausgegeben. Die Differenz der beiden a und b-Signale bzw. Kanäle stellt ein Maß für die Phasenverschiebung des Lichtsignals dar. Das
Summensignal der beiden a-, b-Kanäle kann für weitere Überprüfungen und/oder
Berechnungen herangezogen werden.
Grundsätzlich kann der Synchronumschalter im weitesten Sinne auch als
Synchrongleichrichter oder auch als Mischer bzw. Schaltmischer aufgefasst werden, der das an beiden Eingängen anliegende HF-Signal, nämlich Modulations- und Foto Stromsignal M(pl), Ip, auf ein NF-Signal mischt. Figur 4 zeigt schematisch einige für eine Phasenmessung relevante Signalverläufe. Die obere Kurve zeigt das Modulationssignal M(pl) mit der die Beleuchtung 10 und der
Synchronumschalter 28 getaktet werden. Bei Vorliegen einer Phasenverschiebung zwischen Modulationssignal M(pl) und dem von der Beleuchtung emittierten Signal S(pl) ist auch der von der Fotodiode 150 generierte Fotostrom Ip, entsprechend phasenverschoben. Dieser Fotostrom Ip wird im Takte des Modulationssignals M(pl) auf den ersten und zweiten Ausgang bzw. a- und b-Kanal aufgeteilt wird. Der aufgeteilte Strom Ip-a, Ip_b weist unterschiedliche Pulslängen auf und wird über die Glättungskondensatoren auf einen mittleren Gleichstrom Imean-a, Imean-b geglättet. Der ermittelte Strom und insbesondere die Differenz der Gleichströme Imean-a, Imean-b ist ein Maß für eine eventuelle Phasenverschiebung zwischen Modulation- und Sendesignal M(pl), S(pl).
Gelangt das abgestrahlte Licht beispielsweise ohne Phasenverzögerung auf den Fotosensor 150, laufen sowohl der Fotostrom Ip als auch der Synchronumschalter 28 im Gleichtakt, sodass in der ersten Halbperiode der Fotostrom Ip vollständig im a-Kanal erfasst wird. Mit sich verändernde Phasenverschiebung, beispielsweise durch Verzögerungen in der
Signalübertragung oder Erwärmung der Beleuchtung, nimmt der Fotostromanteil Ip_b im b- Kanal zu.
Ja nach Ausgestaltung des Lichtlaufzeitkamerasystems muss ein gegebenenfalls vorhandener Phasenunterschied zwischen Modulations- und Sendesignal nicht notwendigerweise auf Null kalibriert werden. Es ist auch denkbar, das System auf einen festen aber im Wesentlichen konstanten Phasenunterschied auszulegen.
Die Erfassung bzw. die Überwachung des Sendesignals S(pl) erlaubt, erlaubt vielfältige Kontroll- und Eingriffsmöglichkeiten. Vorzugsweise kann über den Kontrollsensor 150 eine Phasendrift, beispielsweise durch Erwärmung der Beleuchtung und/oder Elektronik erfasst und über die Auswerteeinheit 290 korrigiert werden. In einer reinen Sicherheitsfunktion kann beispielsweise auch nur überwacht werden, ob eine modulierte Strahlung ausgesendet wird.
In den weiteren Ausführungsbeispielen sind besonders vorteilhafte Varianten für die
Ausgestaltung des Synchronumschalters 28 und der Strommessung 29 gezeigt.
Die Fig. 5 zeigt eine schaltungstechnische Realisierung der Prinzipschaltung gemäß Figur 3 mit zwei seriell-parallelen Dioden-Brücken als Synchronumschalter 28 und mehreren Operationsverstärken als Strommessschaltung 29. Der Takteingang des Synchronumschalters 28 bildet einen Impuls-Transformator 288 der gegensinnig mit einer ersten und zweiten Diodenbrücke 283, 284 verbunden ist, so dass immer nur eine Diodenbrücke durchschaltet. Je nach Phasenlage des anliegenden Takts werden alle 4 Dioden einer jeweiligen Dioden-Brücke 283, 284 entweder mit Sperrspannung hochohmig und kapazitivarm gehalten oder durchgeschaltet.
Jeder Ausgang der beiden Diodenbrücken weist ein Glättungskondensator Cs auf, so dass über die nachfolgende Strommessschaltung 29 ein mittlerer phasengewichteter Gleichstrom Imean-a, n-b abgegriffen werden kann.
Die Strommessschaltung ist so aufgebaut, dass der phasengewichtete Gleichstrom Imean-a, Imean-b vorzugsweise als Spannungs signal U(a), U(b) abgegriffen werden kann. Die
Strommessschaltung weist für den a- und b-Kanal einen ersten und zweiten
Operationsverstärker OP1, OP2 auf, dessen invertierende Eingänge jeweils mit einem entsprechenden Ausgang des Synchronumschalters 28 und die nicht invertierenden Eingänge mit Massepotential GND verbunden sind.
Am Ausgang der Operationsverstärker OP1, OP2 steht ein Spannungs signal U(a), U(b) an, dass dem phasengewichteten Gleichstrom Imean-a, Imean-b-des jeweiligen Kanals entspricht.
Der Ausgang des jeweiligen Operationsverstärkers OP1, OP2 ist über Widerstände mit dem invertierenden Eingang verbunden und stellt soviel Spannung bzw. Strom zur Verfügung, dass die Spannungsdifferenz am OP-Eingang und somit auch am Glättungskondensator Cs zu Null wird. Aufgrund der durchgeschalteten Dioden liegt dieses Potential auch an der Kathode der Fotodiode 22 an.
Zur weiteren Auswertung der a- und b-Kanäle sind die beiden Ausgänge der beiden
Eingangs-Operationsverstärker OP1, OP2 auf die Eingänge eines dritten
Operationsverstärkers OP3 geführt an dessen Ausgang ein Differenz signal a-b der beiden a-, b-Kanäle abgegriffen werden kann. Das Summensignal a+b wird durch Zusammenführen der beiden Ausgänge bereitgestellt.
Zur Dynamikerweiterung ist es möglich die rückgekoppelten Signale der Eingangs- Operationsverstärker OP1, OP2 über einen schaltbaren Spannungsteiler zu führen. Der Spannungsteiler kann beispielsweise über einen NPN-Schalttransistor Tl, T2 auf Masse GND geschaltet werden, so dass im Ergebnis der Eingangs-Operationsverstärker OP1, OP2 am Ausgang ein höheres Signal zur Strom- bzw. Spannungskompensation ausgeben muss.
Figur 6 zeigt eine Variante des Synchronumschalters 28 bei dem anstelle des Impuls- Transformators 288 gemäß Figur 5 ein Gegentakttreiber 285 in Form von zwei parallel geschalteter EXOR-Glieder eingesetzt wird. Die beiden EXOR-Gliedern sind mit dem Modulator 30 verbunden und so verschaltet, dass an einem EXOR-Ausgang der
Modulationstakt als Gegentakt und am anderen EXOR-Ausgang der Takt als Gleichtakt abgreifbar ist. Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass Gleichtakt und Gegentakt im
Wesentlichen den gleichen Signalweg durchlaufen und somit keine unterschiedlichen gerätebedingten Phasenverschiebungen aufweisen.
Entsprechend der Ausführung gemäß Figur 5 sind die beiden Diodenbrücken 283, 284 gegensinnig mit den Gegentakt- und Gleichtaktausgängen des Gegentakttreibers 285 über Trennkondensatoren Csl verbunden. Zur Entladung sind die Trennkondensatoren Csl einer jeweiligen Diodenbrücke 283, 284 über einen Widerstand miteinander verbunden.
Figur 7 zeigt eine weitere mögliche Empfangs Schaltung basierend auf zwei Diodenringen. Die Fotodiode 22 ist, wie bereits in Figur 3 gezeigt, in üblicher Weise mit einem negativen Gegenpotenzial -UV vorgespannt und ist kathodenseitig mit einem ersten und zweiten Diodenring 281, 282 verbunden.
Die beiden Diodenringe 281, 282 bestehen jeweils aus vier Dioden Dl, ...D4, die
gleichsinnig, seriell zu einem Ring verschaltet sind. Zwischen den Dioden sind Abgriffe bzw. Anschlüsse AI, ...A4 vorgesehen, mit einem ersten Anschluss AI zwischen der ersten und vierten Diode Dl, D4, einen zweiten Anschluss A2 zwischen der zweiten und ersten Diode D2, Dl und dementsprechend weitere dritte und vierte Anschlüsse A3, A4.
Das vom Modulator 30 eingehende Taktsignal liegt an einem Gegentakttreiber 285 an. Der Gegentakttreiber 285 besteht, wie in Figur 5 gezeigt, aus zwei EXOR-Gliedern, die so verschaltet sind, dass an einem EXOR-Ausgang der Takt des Modulators 30 im Gegentakt und am anderen EXOR-Ausgang der Takt als Gleichtakt abgreifbar ist.
Die Diodenringe 281, 282 sind mit den Ausgängen der EXOR-Glieder gegenphasig verbunden. Im dargestellten Beispiel liegt somit der Gegentakt am ersten Anschluss AI des ersten Diodenrings und am dritten Anschluss A3' des zweiten Diodenrings 282 an, während der Gleichtakt am dritten Anschluss A4 des ersten Diodenrings 281 und am ersten Anschluss ΑΓ des zweiten Diodenrings 282 anliegt. Die Anschlüsse sind jeweils über einen in Serie geschalteten Kondensator Cslund Widerstand mit den Ausgängen der EXOR-Glieder verbunden.
Die Zwischenspeicherkondensatoren Csl l, Cs 12 dienen zum einen als galvanische Trennung als auch als Zwischenspeicher für den erfassten Fotostrom Ip. Liegt beispielsweise am ersten Diodenring 281 über den ersten und dritten Anschluss AI, A3 ein positives Potenzial an, fließt der Strom über die erste und zweite Diode Dl, D2 während die beiden übrigen Dioden D3, D4 gesperrt sind. Bei diesem Potenzial fließt der komplette Strom der EXOR-Glieder über die beiden Dioden Dl, D2 wieder an das EXOR-Glied zurück, ohne den Diodenring weiter zu belasten.
Der nun am zweiten Anschluss A2 des Diodenrings 281 anliegende Fotostrom Ip wird über die beiden durchgeschalteten ersten und zweiten Dioden Dl, D2 auf die beiden
Zwischenspeicherkondensatoren Csl l verteilt. Während der nächsten Halbperiode sind die erste und zweite Diode Dl, D2 gesperrt und die dritte und vierte Diode D3, D4 in
Durchlassrichtung, sodass die in den Zwischenspeicherkondensatoren Csl l gespeicherte Ladung nun über die beiden Dioden D3, D4 über einen Integrations- bzw.
Glättungskondensator Cs21 an die Strommessschaltung 29 abfließen und dort als Strom erfasst werden kann. Die Strommessschaltung erhält somit den phasengewichteten
Fotogleichsttrom Imean-a, Imean-b eine Halbperiode T/2 später.
Der zweite Diodenring 282 arbeitet in analoger Weise im Gegentakt.
An der Kathode der Fotodiode 22 liegt somit nicht das Potential der Glättungskondensatoren Cs21, Cs22, sondern das Potential der Zwischenspeicherkondensatoren Csl an.
Grundsätzlich können die erfindungsgemäßen Schaltungen als ein von HF auf NF mischender Empfänger aufgefasst werden. Eine anodenseitig negativ vorgespannte Fotodiode liefert ihren negativen Fotostrom Ip über einen elektronischen Umschalter bzw. den Synchronumschalter, ausgeführt entweder als zwei Diodenbrücken 283, 284 oder zwei Diodenringe 281, 282 zu zwei Glättungskondensatoren Cs2, Cs21, Cs22.
Dieser Synchronumschalter 28 verteilt den Fotostrom Ip im Takt der Modulation auf die zwei Glättungskondensatoren Cs2, Cs21, Cs22. Diese zwei Glättungskondensatoren Cs2, Cs21, Cs22 werden mit der Strommessschaltung mit positivem Strom ständig bei 0 V gehalten.
Die Differenz dieser zwei Ströme liefert als Mischprodukt die zur Entfernungsbestimmung notwendige Phaseninformation. Die Summe liefert Information über das an der Fotodiode 22 gesamt angekommene Licht von allen Lichtquellen. Die Strommessschaltungen 29 wandeln den gemessenen Strom in Spannungen um. Der Umsetzungsfaktor dieser I/U- Wandlung ist zur Vergrößerung des Dynamik-Bereichs mit NPN- Transistoren Tl, T2 mit Schaltsignalen beispielsweise von einem Mikroprozessor μC umschaltbar oder mittels PWM-Signalen über einen Tiefpass sogar stufenlos steuerbar.
Die Diodenringe 281, 282 in Figur 7 arbeiten zeitversetzt 2-stufig. Während der eine
Diodenring den Fotostrom Ip zu den Zwischenspeicher- Kondensatoren Csl leitet, leitet der andere Diodenring die Ladung von seinen Zwischenspeicherkondensatoren Csl zu den Glättungskondensator Cs2.
Dieses Vorgehen ist insbesondere dann von Vorteil, wenn die gegenläufigen Steuer- Impulse von den zwei EXOR- Gattern ohne Impuls- Transformator und ohne galvanische Trennung, die Diodenringe steuern. Da diese Steuerung in den Diodenringen immer nur zwei Dioden links oder rechts mit Strom leitend macht, arbeitet jeder dieser Diodenringe intern auch als Umschalter.
Das Einsparen eines Impuls-Transformators hat den Vorteil, dass auch keine durch einen solchen Transformator verursachten Phasen-Fehler vorliegen. Die galvanische Trennung zwischen den EXOR- Gattern und den Diodenringen erfolgt über die Zwischenspeicher- Kondensatoren Csl. Sie verhindern, dass der Fotostrom in die EXOR- Gatter- Ausgänge fließt.
Die seriellen Widerstände R31, R32 dienen der Bestimmung der Stromstärke des
Steuerstroms. Mit ihm soll bei den Schaltdioden ein kleiner differentieller Widerstand (Ron) erreicht werden, dabei sollen die EXOR- Gatter- Ausgänge nicht überlastet werden.
Das obere EXOR- Gatter dient als Inverter und das untere nur als Durchgang mit gleicher Durchlaufzeit und somit gleicher Verzögerung.
Mit einem Referenz-Takt fremd gesteuerte kapazitivarme μ- Wellen- Schaltdioden erreichen um Zehnerpotenzen höhere Arbeitsfrequenzen als analoge Multiplexer und das mit besseren Eigenschaften. Der Widerstand (Ron) ist wegen dem sehr kleinen differentiellen Widerstand kleiner, als bei analogen Multiplexern.
Die Strommessschaltung erzeugt mit ihrer Gegenkopplung eine virtuelle Masse an ihrem Eingang, die den Speicher-Kondensator Cs2 ständig entlädt und bei 0 V hält.
Diese Niederohmigkeit überträgt sich über die Diodenringe bzw. im anderen
Ausführungsbeispiel über die Diodenbrücke bis an die Kathode der Fotodiode 22 und unterdrückt an ihr jeden kleinsten Spannungs-Hub bzw. jede Wechselspannung Uac. Ohne anliegende Wechselspannung Uac fließt durch die parasitäre Kapazität Cp der Fotodiode 22 kein Strom, so wird die parasitäre Kapazität Cp der Fotodiode virtuell beseitigt. Die negative Vorspannung zusammen mit der virtuellen Beseitigung der parasitären Kapazität Cp macht die Fotodiode 22 schnell und erhöht die Grenzfrequenz der Schaltung.
Die negative Vorspannung reduziert die parasitäre Kapazität Cp von der Fotodiode 22 ähnlich wie bei Varicap- Dioden. Die negative Vorspannung für die Fotodiode 22 wird vorzugsweise mit einem einfachen Drossel-Aufwärts-Wandler erzeugt.
Figur 8 zeigt schematisch das Grundprinzip der Schaltung gemäß Figur 7. Die Diodenringe 281, 282 sind in ihrem Wirkprinzip nach durch Wechselschalter 28 Γ, 282' ersetzt. Während der eine Wechselschalter 28 Γ den Fotostrom Ip auf die Zwischenspeicherkondensatoren Csl leitet, werden die Zwischenspeicherkondensatoren Csl über den zweiten Wechselschalter 283' auf den Glättungskondensator Cs2 und die Strommessschaltung 29 geschaltet.
Die Figur 9 zeigt eine weitere Ausgestaltung der Schaltung als Quadratur-Mischer. Die Schaltung gemäß Figur 7 ist hier sowohl auf der Anoden- als auch auf der Kathodenseite der Fotodiode 22 realisiert. Diese Anordnung führt zwei Messungen zur gleichen Zeit aus, nämlich eine mit 0° Referenz-Takt und eine mit 90° Referenz-Takt. Der 0° Referenz-Takt entspricht der Phasenlage des Modulationssignals und der 90° Referenz-Takt einem zu diesem um 90° verschobenen Phasenlage, so dass insgesamt vier Phasenmessungen vorliegen nämlich 0° = a-Kanal, 180° = b-Kanal, und dementsprechend 90° = c-Kanal und 270° = d- Kanal.
In bekannter Weise kann die Genauigkeit der Entfernung s werte über diese IQ-Messung verbessert werden, nämlich beispielsweise mit einer Bestimmung der Phasenverschiebung phi entsprechend arctan (c-d) / (a-b).
Prinzipiell ist es möglich diese Messungen auch seriell durchzuführen. Die gleichzeitige Messung hat jedoch den Vorteil, dass sich bei schnellen Entfernung sänderungen zwischen Objekt und Lichtlaufzeitsensor, die 90°-Messwerte zu den 0°-Messwerten zeitlich zueinander passen und die Entfernungsmessung somit zuverlässigere und gültige Werte liefert. So wird an einer einzigen Fotodiode 22 an ihren beiden Anschlüssen mit zwei gleichen Schaltungen aber mit unterschiedlichem Referenz-Takt gemessen.
Das Messprinzip ist in Figur 10 vereinfacht dargestellt. Die Betriebsspannung der Fotodiode 22 kommt zur Hälfte +/- Ub/2 jeweils von einem Amperemeter bzw. einer Strommessschaltung. Sie ist beispielsweise als Sollwert an den nicht invertierenden OPV- Eingängen (+IN) vorgegeben.
Figur 11 zeigt eine weitere Ausführungsvariante in der der Synchronumschalter 28 mit Hilfe von zwei Schalttransistoren aufgebaut ist. Zudem ist zur Bereitstellung der negativen
Betriebsspannung Ub für die Fotodiode eine Spannungsversorgung 25 in Form einer
Spannungsvervielfachung vorgesehen. Im dargestellten Beispiele setzt die
Spannungsversorgung 25 das Versorgungspotential von 5 V auf eine Betriebspannung Ub von - 20 Volt hoch.
Des Weiteren weist die Strommessschaltung 29 gemäß Figur 11 Dynamikerweiterung auf, wie sie bereits im Beispiel gemäß Figur 5 gezeigt wurde.
Diese Variante hat den Vorteil, dass die Schalttransitoren bereits mit einem geringen
Ansteuerungs signal durchgeschaltet werden können und somit den Gegentaktreiber und insbesondere das EXOR-Gatter nur gering belasten.
Bezugszeichenliste
10 Beleuchtung
100 Beleuchtungsmodul
150 Kontrollsensor
160 Abdeckscheibe
200 Kameramodul
22 Lichtlaufzeitfotosensor
25 Spannungsversorgung
28 Synchronumschalter
281 erster Diodenring
282 zweiter Diodenring
283 erste Diodenbrücke
284 zweite Diodenbrücke
285 Gegentakttreiber
288 Impulstrafo
30 Modulator
40 Objekt
M(pl) Modulations signal
S(pl) gesendetes Lichtsignal
S(P2) empfangenes Lichtsig
Ip Fotostrom
Ip-a Fotostrom Kanal a
Ip-b Fotostrom Kanal b
Imean-a mittlerer Gleichstrom Kanal a Imean-b mittlerer Gleichstrom Kanal b Tl, T2 erster, zweiter Transistor

Claims

1. Lichtlaufzeitkamerasystem (1),
mit einem Lichtlaufzeitfotosensor (22), der mindestens ein Empfangspixel aufweist, mit einer Beleuchtungslichtquelle (10) zur Abstrahlung eines modulierten Lichts, und mit einem Modulator (30), der mit dem Lichtlaufzeitfotosensor (22) und der Beleuchtungslichtquelle (10) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet,
dass im Bereich der Beleuchtungslichtquelle (10) ein Kontrollsensor (150) derart angeordnet ist, dass von dem Kontrollsensor (150) zumindest ein Teil eines von der Beleuchtungslichtquelle (10) emittierten modulierten Lichts empfangbar ist, und dass ein Synchronumschalter (28) mit dem Modulator (30) und dem
Kontrollsensor (150) verbunden ist,
und derart ausgebildet ist, das an zwei Signalausgängen des Synchronumschalters (28) Signale verfügbar sind, die eine Phasenverschiebung des vom Kontrollsensor (150) empfangenen Lichts charakterisieren.
2. Lichtlaufzeitkamera (1) nach Anspruch 1, bei dem der Synchronumschalter (28, 28a, 28b) zur Umschaltung der beiden Signalausgänge zwei Diodenbrücken (283, 284) oder zwei Diodenringe (281, 282) oder zwei Schalttransistoren aufweist.
3. Lichtlaufzeitkamerasytem (1) nach Anspruch 1, bei dem die zwei Signalausgänge des Synchronumschalters (28) jeweils einen Glättungskondensator (Cs21, Cs22) aufweisen, wobei der Synchronumschalter (28) derart ausgestaltet ist, dass an den Signalausgängen ein phasengewichtetes Fotostromsignal (Imean-a, Imean-b) abgreifbar ist.
4. Lichtlaufzeitkamerasystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Synchronumschalter (28, 28a, 28b) derart ausgestaltet ist, dass der
Synchronumschalter (28, 28a, 28b) im Takt des anliegenden Modulationssignals zwischen den ersten und zweiten Signalausgang umschaltet und beide Signalausgänge mit einer Strommessschaltung (29, 29a, 29b) verbunden sind.
5. Lichtlaufzeitkamerasystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Strommessschaltung (29) derart ausgestaltet ist, dass durch Vorhalten eines
Entladestroms die über den Glättungskondensator (Cs21, Cs22) abfallende Spannung konstant gehalten wird, und eine Regelgröße über die der Entladestrom eingestellt wird, als Ausgangssignal abgreifbar ist.
6. Lichtlaufzeitkamerasystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der zweite Signaleingang des Synchronumschalters (28) als Gegentakttreiber (258) ausgebildet ist, der in Abhängigkeit des am zweiten Signaleingang anliegenden
Modulationssignals ein Gegentakt- und ein Gleichtaktpotential ( Q, Q ) bereitstellt.
7. Lichtlaufzeitkamerasystem nach Anspruch 6, bei dem der Gegentakttreiber (258) als Impulstransformator (255) oder als EXOR-Gatter-Anordnung ausgebildet ist.
8. Lichtlaufzeitkamerasystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Synchronumschalter (28) einen ersten und zweiten Zwischenspeicher (Csl l) aufweist und derart ausgestaltet ist, dass im Gleichtakt der erste Zwischenspeicher (Csl l) mit der Fotodiode (22) und der zweite Zwischenspeicher (Csl2) mit dem zweiten
Ausgang und im Gegentakt der erste Zwischenspeicher (Csl 1) mit dem ersten Ausgang und der zweite Zwischenspeicher mit der Fotodiode (22) verbunden ist.
9. Lichtlaufzeitkamerasystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Synchronumschalter (28) einen ersten und zweiten Diodenring (281, 282) aufweist, jeweils bestehend aus vier gleichsinnig zu einem Ring verschalteten Dioden (Dl...4, Dl'...4'), wobei zwischen den Dioden (Dl...4, Dl'...4') jeweils ein Anschluss vorgesehen ist,
und die Diodenringe (281, 282) jeweils mit ihren ersten und dritten Anschlüssen (AI, ΑΓ, A3, A3') gegensinnig mit dem Gleichtakt- und dem Gegentaktpotential ( ß, ß ), mit den ersten Anschlüssen (AI, ΑΓ) gemeinsam mit der Fotodiode (22) verbunden sind,
und die vierten Anschlüssen (A4, A4') jeweils einen ersten und zweiten Ausgang bilden, die mit der Strommessschaltung (29) verbunden sind.
10. Empfänger (20) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 8, bei dem der Synchronumschalter (28) eine erste und zweite Diodenbrücke (283, 284) aufweist, jeweils bestehend aus vier seriell-parallel angeordneten Dioden (Dl...4, Dl'...4'), wobei die Diodenringe (281, 281) jeweils mit ihren ersten und dritten Anschlüssen (AI, ΑΓ, A3, A3') gegensinnig mit dem Gleichtakt- und dem Gegentaktpotential
( Q, Q ), mit den ersten Anschlüssen (AI, ΑΓ) gemeinsam mit der Fotodiode (22), und die vierten Anschlüssen (A4, A4') jeweils einen ersten und zweiten Ausgang bilden, die mit der Strommessschaltung (29) verbunden sind.
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