WO2012128522A2 - 무선통신 시스템에서 간섭 정렬 방법 및 장치 - Google Patents

무선통신 시스템에서 간섭 정렬 방법 및 장치 Download PDF

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WO2012128522A2
WO2012128522A2 PCT/KR2012/001954 KR2012001954W WO2012128522A2 WO 2012128522 A2 WO2012128522 A2 WO 2012128522A2 KR 2012001954 W KR2012001954 W KR 2012001954W WO 2012128522 A2 WO2012128522 A2 WO 2012128522A2
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interference
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cell
interference alignment
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브루노크럭스
황덕동
융 천킨아유
제임스 러브데이비드
김태준
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    • H04L25/0398—Restoration of channel reciprocity

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication systems, and more particularly, to an interference alignment method and apparatus for uplink and downlink. '
  • Network MIMO systems also called multi-shell MIMO systems
  • IMT-Advanced and higher systems In such multi-cell MIMO networks, cross-cell interference is an important problem.
  • Multi-cell, MIMO systems if well designed, will allow harmonization between cells to enable cooperative signal design.
  • Many approaches are known for efficiently designing cooperative multi-cell processing and arbitrarily approaching the capacity of an interference channel.
  • One of the well known achievable ways is interference alignment.
  • Interference alignment is cooperative processing of transmitters / receivers. This creates redundancy of signal spaces occupied by unwanted interference in each receiver, while keeping the desired signal spaces separate.
  • interference alignment can be achieved through symbol expansion in the time and frequency domain.
  • the main concern for interference alignment in the present invention is space, not time-frequency. Spatial degrees of freedom are primarily invented with constant channel coefficients.
  • M the outer and inner boundaries of degrees of freedom are equal.
  • the interference alignment is considered to achieve the optimum degree of freedom. It is not known whether this result can be extended to a general number of users (K> 3) and to different numbers of receive and transmit antennas.
  • the interference alignment that achieves optimal degrees of freedom is still unknown for constant channel coefficients.
  • the present invention considers interference alignment schemes for two-cell cellar networks with constant channel coefficients. Instead of assuming the same number of transmit / receive antennas as in (inventing interference alignment for symbol expansion), we focus on realistic scenarios where the number of transmit / receive antennas is different.
  • the two cells have the same structure (ie homogeneous network), in which each cell has ⁇ users with ⁇ antennas and one base station (base station) with ⁇ antennas.
  • the focus is mainly on the scenario where ⁇ > ⁇ .
  • the interference alignment for the multiple access channel (MAC) is first considered, and the MAC interference alignment is extended to BC interference alignment using the duality between the MAC and broadcast channels (BC).
  • the developed interference alignment scheme is referred to as null spatial interference alignment.
  • the cases where the transmit antennas are correlated and the network is not homogeneous are briefly considered.
  • a wireless communication system comprising a first base station for managing a first cell of the present invention and a second base station for managing a second cell
  • the interference alignment method of the base station Measuring a channel for a serving base station and an interference channel for an adjacent base station from terminals located in the first cell and the second cell, respectively, generating an interference alignment plane based on the measurement result, and the second Calculating a transmission precoder for a terminal located in the second shell such that a terminal located in a cell is not interfered with by the first cell by a channel applying the interference alignment plane to the interference channel; and the calculated transmission free And transmitting the coder to the terminal located in the second shell.
  • the interference alignment method of a terminal in a wireless communication system including a first base station for managing a first shell of the present invention and a second base station for managing a second cell, the terminal is a base station from the first base station that the serving base station; Measuring a serving channel and an interference channel from a second base station, transmitting null space information orthogonal to the interference channel to the first base station, and an interference alignment plane generated based on the null space information Measuring a channel from the applied first base station and the second base station, and generating a receive filter, 'and the effective channel measurement value based on the interference alignment plane and the channel from the receive filter and the first base station; And transmitting to the first base station.
  • the terminal located in the terminal applies the interference alignment plane to the interference channel
  • a controller configured to calculate a transmission precoder for a terminal located in the second cell so as not to be interfered with by the first cell, and to transmit the calculated transmission precoder to a terminal located in the second cell. It is done.
  • a terminal for aligning interference includes a transceiver for transmitting and receiving a signal with a serving base station or a neighboring base station, and And measure a serving channel from a first base station, which is the serving base station, and an interference channel from a second base station, and transmit null space information orthogonal to the interference channel to the first base station.
  • a control unit for controlling to transmit the effective channel measurement value based on the channel of the first base station.
  • the base station and the terminal can effectively eliminate interference from neighboring base stations and terminals.
  • FIG. 1 illustrates the structure of a MAC (uplink) wireless network in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flow chart illustrating an interference alignment process of a base station in the uplink (MAC).
  • 3 illustrates a structure of a B (downlink) wireless network according to an embodiment of the present invention.
  • 4 shows the interference alignment process of the base station in the downlink (MAC)
  • 5 is another embodiment of the present invention.
  • 2 is a diagram illustrating a wireless network structure in which a macro cell and a femto cell are mixed.
  • FIG. 6 shows an internal structure of a base station according to the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an internal structure of a terminal according to the present invention.
  • the network consists of cell a and cell b.
  • base station ⁇ ( «e ⁇ a , b) with M antennas has K independent messages.
  • Equation 1 Y ae c Mxl and Z a e M Mxl denote a received signal and noise vectors, respectively.
  • the noise vector z a is independent and equally distributed with each entry having a zero mean and unit variance complex Gas ssian distribution, ie ⁇ ( ⁇ , ⁇ ). and identically distributed; iid).
  • Vector x am ec Nxl Offset Vector x am EC Nxl is a base station «and a base station respectively
  • Matrix H am EC MxN refers to the channel from user m in cell ⁇ to base station a , where G am ec MxN is the cell. means an interference channel from user m in ⁇ to base station a.
  • H am o a (respective input (entry) of ⁇ is generated ⁇ ( ⁇ , ⁇ ) geoteu is independent dongdong distributed (iid) as nopseo, all the channel matrix are independent of each other, the transmission vector Xam is solidifying a same.
  • Equation 2 s am ecP xl is a symbol carrying a message w am , willer m ec Nx P is a beamforming vector that sends the symbol s am to the destination at
  • the average power at each transmitter is P, e.g. E [
  • the present invention considers the case of M> N, which deals with a realistic scenario for cell networks, where the base station has more antennas than the user, and this scheme considers transmitting multiple streams of 3 >
  • the conditions for interference alignment are characterized: the conditions for the number of antennas required to solve the ⁇ signal dimension are invented.
  • This uses the concept of null spatial interference alignment, which requires each base station to use a null space plane selected to project the received signal. To cooperatively mitigate the loss of degrees of freedom, such planes (or planes, hereinafter planes and planes) may be used interchangeably in the same sense.
  • the dimensions of the interference-free signal at each base station depend on the dimension of the overlapping null space called geometric multiplicity, which is ⁇ > ⁇ in this report.
  • the interference alignment scheme for a two-cell MAC consists of two stages: out-of-cell interference alignment and inter-user interference cancellation.
  • Out-of-cell interference alignment is achieved by projecting the received signal vectors into the interference alignment plane (PJ) and selecting the precoder w am ec Nx e to force null on the projected effective channel. Once this is done, use channel inversion (or zero forcing) Interference cancellation between users follows.
  • PJ interference alignment plane
  • K 3 ⁇ N ⁇ e are described in detail.
  • Vm e At K :, dim ("i (P a G am ))> ⁇
  • base station a is guaranteed to be free from shell outer interference.
  • Equation 3 In order to see the feasibility of Equation 3, it is first necessary to examine whether there is an interference alignment surface P a that satisfies Equation 3, and a concrete concept of designing! The null spatial interference alignment criterion is then characterized for different pairs of EII in the transmit and receive antennas.
  • a ⁇ ⁇ of the matrices are called ⁇ N A1 N AK ⁇ .
  • null spaces ⁇ N Ami N Am all of Y J - If the tuple (Y -tuple) combinations (without repetition) have an intersection (non empty intersection) non-empty, that is ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ in ⁇ nS N Am J ⁇ ⁇ , the set ⁇ A, A k ⁇ leads to a null space with geometrical diversity ⁇ .
  • Equation 5 A simple way to construct 1 > that satisfies Equation 5 is to assign (k_i) 0 + i to the first rowpil of ⁇ as the [columns ] of k ) given in Equation 7 below. It is.
  • mapping from the columns of k) to the rows of ⁇ ⁇ is not unique. e it is sufficient to heat the portion 0] one-to-one mapping of the row of ⁇ S ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ in (this is only a matter of notation). In this way, Equation 5 is always satisfied.
  • the matrix is defined as follows.
  • force zero for the user i of the cell a vector V ai * is the matrix Ha 1
  • the network first determines the geometrical diversity ⁇ and Ngo ⁇ M is determined by equations (8) and (9).
  • Step 2 The base station ⁇ is equal to the null space of the equivalent channel with the interference alignment plane applied to the interference channel such that W am e Null (P a G am ) for Vme! TC. Applying interference alignment plane to the interference channel so that it can be mapped to null space Calculate a transmit precoder for the m-th user of cell ⁇ ) so as not to interfere with the equivalent channel and feed back the precoder weights to the users of cell ⁇ .
  • the zero zero vector v am may be referred to as a second stage coupler performed after the interference plane p a .
  • the goal is to eliminate intra-cell interference generated by users who are scheduled together (co-scheduled leds).
  • the proposed interference alignment scheme achieves 3 degrees of freedom per cell.
  • Step 1 Base station a measures H am and G am for vme.
  • the base station a configures the interference alignment plane by mapping the p column of m) to the th row of m as in Equation (7 ) .
  • BS a is the pre-received feedback of each user in cell a from the base station.
  • coder weights applied transmission signals are formed in the equivalent channel received through the channel number through the interference alignment plane ⁇ ), and force as the m-th row zero receives to decode a symbol from a cell «m-th user vector v am Calculate The fixation will be described in detail with reference to FIG. 2.
  • BS a measures the magnetic channel and interference channel for all users located in the coverage of BS a and BS b in step S210 (Step 1 above).
  • BS a proceeds to step S220 to generate an interference alignment plane.
  • the BS a calculates a transmission precoder for terminals belonging to BS b in step S230 (Step 2 above).
  • the transmission precoder is characterized in that the terminals belonging to the BS b is calculated so as not to receive interference from the BS a.
  • BS a forms a channel in step S250 (Step 3 above), so that the terminals located in its cell can remove interference of the E 'from the neighbor cell, that is, BS b.
  • BS a is reception zero for decoding a symbol transmitted from any user. Compute the forced Beck a value.
  • Step 1 Base station b measures H bm and G bm for VmE.
  • the base station b configures the interference alignment plane by ap p columns of m) in the ⁇ th row of p b as in Equation (7 ) .
  • Step 2 The base station b calculates a transmission precoder for the m th user of cell a to be w am e Nuii (p b G bm ) for vme, and feeds back the precoder weights to the users of cell a.
  • Step 1.4 BC interference alignment (downlink interference alignment scheme)
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a B (downlink) wireless network according to an embodiment of the present invention.
  • the interference alignment scheme for BC that achieves MAC high equality of freedom can be described.
  • ⁇ is given and ⁇ go ⁇ N is determined as in the case of MAC. Due to the duality, the downlink channels have a reciprocal relation with the uplink channel. That is, when H am ec NxM and G am ec NxM , respectively
  • Step 2 The base station cc, i m) of ( ⁇ -tuple intersection null space constructed by ⁇ impart m ⁇ me3f )
  • Step 3 User am measures H am P a and 5 am (interference alignment plane
  • R am in steps 1 and 3 may be the same or different.
  • Level II balanced signals are precoded by p a and are user specific transmitted by base station ⁇ .
  • G am based on the common year-precoded reference signals transmitted by base station ⁇ .
  • Base station ⁇ indicates P a in the DL to user am. Base station ⁇ is in the DL
  • base station ⁇ may share base station c [and ⁇ . Base station a then points to user am in the DL.
  • the DL indication of 1 ⁇ may be done in quantized or unquantized manner.
  • Step 4 User am feeds back w am 'H am p a to base station a (e.g., user am is an equivalent channel received via a receive filter over a channel with a coherent alignment plane at base station a). Feedback information may be quantized or unquantized.
  • Step 5: The base station ⁇ is determined as: ⁇ ⁇ [w al * H al p a ; .. ⁇ ; ⁇ ⁇ * ⁇ ⁇ ⁇ ] and as the m th column of ⁇ ⁇ — 1 : calculate the zero forced transmission weight V am for the user am. (Combining the equivalent channels fed back from each user, from which base station a designs a transmission filter. One of the designed transmission filters can be an zero-forcing transmission filter.
  • step S40 the first terminal measures a channel from the first base station serving the first terminal and an interference channel from another cell (ie, from an interfering cell). And a first 'terminal in step S410, the interference coming from the cell channel information, specifically, transmits the null space (Null Space) information on the channel from the interfering cell to the first base station.
  • the null space information is characterized by being orthogonal with the measured interference channel.
  • the first base station then transmits null space information to the second base station, which is the interfering base station, in step S415 (Step 2 above).
  • step S430 the terminal generates a reception filter based on the measurement result ⁇ .
  • the reception filter is characterized in that (the interference signal to which the interference alignment plane is applied in the interference cell is received by the terminal through the interference channel and the interference is removed).
  • step S435 the terminal transmits a valid channel measurement value considering the interference alignment plane height from the first base station, the channel, and the reception filter of the terminal to the base station.
  • step S440 the first base station feeds back a valid channel from the terminal, from which the first base station designs a transmission filter and transmits data to the terminal in step S445.
  • Step 2 the base station is a, N ⁇ ) ( ⁇ N ⁇ m ⁇ plane outside interference cell sorting by mapping the heat ⁇ P b to the intersection board ⁇ - tuple space) constructed by me3 ⁇ to form a P b, with respect to vme Sends ⁇ to base station b.
  • steps 1 and 3 may be the same or different.
  • base station a indicates to user am in the DL.
  • Base station b indicates to user am in the DL.
  • base station b may share p b with base station a. Base station a will then point user am to p b in the DL.
  • the DL indication of ⁇ ⁇ and p b may be made in a quantized or unprotonated manner.
  • Step 4 User am feeds back ⁇ ⁇ wish/whi ⁇ to base station a.
  • Feedback information may be quantized or unquantized.
  • Feedback information may be quantized or unquantized.
  • Step 2 The base station b sets ⁇ to base station a for vitie to construct the out-of-cell interference alignment plane by mapping the ⁇ column of m) ( ⁇ -tuple intersection null space constructed by ⁇ N bm ⁇ me3f ) to. send.
  • H bm in step 3 and step 1 may be the same or different.
  • Measurements of H bm i3 ⁇ 4 and bm p a are based on user specific precoded reference signals or common year—common non-precoded reference signals I Can be done.
  • user specific precoded reference signals When user specific precoded reference signals are used, user am directly measures H bm and bm P a .
  • the user specific precoded reference signals transmitted by the base station b are precoded by p b
  • the user specific precoded reference signals transmitted by the base station a are precoded by.
  • user bm measures H bm based on common year-precoded threshold II signals transmitted by base station b, and the common b transmitted by base station a. Measure bm based on year-precoded level 2 'signals.
  • Base station b indicates the DL to the user in the p b bm.
  • Base station a indicates to user bm in the DL.
  • base station a may share p a with base station b.
  • Base station b will then point to user bm in the DL.
  • DL indication of p b and p a may be made in a quantized or unquantized manner.
  • User bm feeds back w bm * H bm p b to base station b.
  • Feedback information may be quantized or unquantized.
  • the proposed interference alignment for BC achieves per-cell degrees of freedom with M ⁇ N for two-cell homogeneous cells.
  • the proposed interference alignment scheme is It requires two CSI feedbacks (step 1 and step 4). The proposed scheme is therefore suitable for slow fading channels that allow two forward- reverse link accesses within the channel coherence time.
  • Step 1 User am measures H am and G am .
  • User am is to base station a
  • Step 2 Base station a sends the metrics 5 am for VmeJ to base station ⁇ .
  • Base station 3 constructs an out-of-cell interference alignment plane by mapping the ⁇ columns of N ⁇ m) ( ⁇ -tuple intersection null space constructed by ⁇ i ⁇ m ⁇ me3f ) to.
  • Step 3 Base station ⁇ sends W am for Vme: / to base station a.
  • Base station a calculates ⁇ based on the H am prior feedback in step 1.
  • the base station ⁇ notifies the user am in the DL of the received combining weight W am (in a quantized or unquantized manner).
  • Step 1 User am measures H am and ⁇ . User am feeds back both H am and 5 am to base station a.
  • Step 2 Base station a sends the maturances m for vmejc to base station b.
  • the base station b configures the out-of-cell interference alignment plane by mapping the ⁇ column of ⁇ -tuple intersection null space formed by N ⁇ f ⁇ m ⁇ to 3 ⁇ 4.
  • w am '5 am i3 ⁇ 4 o
  • the base station b is such that the p and b ">, based on a known state constitute a reception coupling weight (reception filter) w am for all users am.
  • Step 3 Base station b sends w am for vme to base station a.
  • Base station a calculates ⁇ based on the H am pre-feedback in step 1.
  • Base station a notifies the user am in the DL of the received combining weight w am (in a quantized or unquantized manner).
  • Step 1 User bm measures H bm and 5 bm . User bm feeds back both 3 ⁇ 4 m and G bm to base station b.
  • Step 2 Base station b sends m m for vme; w: to base station a.
  • Base station a constructs an out-of-cell interference alignment plane by mapping the ⁇ column of m) ( ⁇ -tuple intersection null space constructed by ⁇ bm ⁇ mex ) to.
  • w bm, m p a o so that, "a base station constitutes a combined reception weights (reception filter) ⁇ ⁇ " for all users bm on the basis of a known state and a p 5 bm.
  • Step 3 Base station a sends w bm for vrne to base station b.
  • Base station b calculates w bm 'H bm p b based on the H bm pre-feedback in step 1.
  • Base station b notifies user bm in the DL of the received combining weight w bm (in a quantized or unquantized manner).
  • ⁇ ⁇ - ⁇ .
  • ⁇ ⁇ - ⁇ .
  • Step 3.1.1 In calculating the interference alignment plane relative to the procedure described in Section 2.3 and 2.4 can be omitted.
  • Obtain the N ⁇ ⁇ forced reception vector W am as much as possible (since r ⁇ W, ie Null (3 ⁇ 4 m ) W am , this is always possible).
  • This feedback information can be quantized or unquantized. Quantized feedback
  • This feedback information can be quantized or unquantized. Quantized feedback can be achieved by designing the codebook projected onto R am .
  • Section 2.4 describes BC interference alignments that require dual stage feedback.
  • Section 3/1 shows a way that can be significantly simplified at high transmission correlation at the base station.
  • the base station switches the scheme of section 2.4 and the scheme of section 3/1 according to a long term correlation matrix.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a wireless communication network structure in which a CC macro macro cell and a femto cell are common according to another embodiment of the present invention.
  • heterogeneous networks composed of macro and femto (or pico) cells.
  • Femtocells are suitable as low power, near field data access points, and can provide improved coverage and increased throughput.
  • Cross-tier interference between macrocells and femtocells is a major challenge for the deployment of heterogeneous networks.
  • single user transmissions are known to provide significantly superior coverage and spatial reuse related to ' multi-user transmissions.
  • a single user transmission in a femtocell provides an array gain
  • K-multiple user transmissions in a macrocell provide a multiplexing gain.
  • All users of the network have the same number N of receive antennas (2 ⁇ N ⁇ ⁇ ).
  • N the number of transmit antennas of a femtocell base station (denoted as base station a) is L ( ⁇ N)
  • the interference alignment planes of the femtocell and macrocell are represented by Pa ec Lxl and ec MxK , respectively.
  • User bk measures H bk and G bk .
  • Step 2 Base station a sends p b , to base station b.
  • Vbk ENull ( ⁇ (w bi * H bi P b) * ⁇ ie ⁇ 1J ⁇ ) / k) zero force transmission weight for user bk so that the v and calculates the bk.
  • the proposed scheme can achieve one degree of freedom for femtocell users and one degree of freedom per K cell for macrocell users with one CSI feedback. Only one direction of backhaul is required (step 2).
  • the base station of the present invention may include a transceiver 610 and a controller 620.
  • the transceiver 610 transmits and receives data or a signal with a terminal or an adjacent base station.
  • the control unit 620 controls the signal flow between each M lock of the base station for the overall operation of the base station.
  • the controller 620 may include a measurement unit 621, an interference alignment plane generation unit 622, and a transmission precoder calculation unit 623.
  • the transmission precoder calculation unit 623 calculates a transmission precoder for a terminal located in an adjacent base station so as not to receive interference from a channel applying the interference alignment plane to the measured interference channel.
  • the transmission precoder calculation unit 623 transmits the calculated transmission precoder to a terminal located in an adjacent cell.
  • controller 620 and each convex are distinguished from each other and described as performing different functions. However, this is not necessarily limited thereto.
  • the controller 620 may perform a channel measurement process performed by the measurement unit 621.
  • the controller 620 may control to form a channel so that terminals located in the base station do not receive interference from neighboring base stations.
  • the controller 720 controls the signal flow between each Voltok of the terminal for the overall operation of the terminal. As shown in FIG. 7, the controller 720 may include a measurement unit 721 and a reception filter generator 722.
  • the measuring unit 721 triggers the channel from the serving base station and the interference channel from the neighboring base station.
  • the measurement unit 721 transmits null space information orthogonal to the interference channel to the serving base station.
  • the reception filter generation unit 722 calculates the effective channel measurement value based on the interference alignment plane height, the reception filter, and the channel from the first base station, and transmits the calculated channel measurement value to the serving base station.
  • the serving base station then combines the equivalent effective channel measurement values received from each terminal to design the transmission filter.

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Abstract

본 발명은 무선통신 시스템에서 간섭 정렬 방법 및 장치에 관한 것으로, 본 발명의 제1 셀을 관장하는 제1 기지국과 제2 셀을 관장하는 제2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 단말의 간섭 정렬 방법은 상기 단말이 서빙 기지국인 제1 기지국으로부터의 서빙 채널, 및 제2 기지국으로부터의 간섭 채널을 측정하는 단계, 상기 간섭 채널과 직교하는 널 스페이스 정보를 상기 제1 기지국으로 전송하는 단계, 상기 널 스페이스 정보에 기반하여 생성된 간섭 정렬 플레인이 적용된 상기 제1 기지국 및 상기 제2 기지국으로부터의 채널을 측정하고, 수신 필터를 생성하는 단계, 및 상기 간섭 정렬 플레인과 상기 수신 필터와 상기 제1 기지국으로부터의 채널에 기반한 유효 채널 측정 값을 상기 제1 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의 명청】
무선통신 시스렘에서 간섭 정렬 방법 및 장치
【기술분야 I
본 발명은 무선통신 시스렘에 관한 것으로 보다 구체적으로 업링크 및 다운링크에 대한 간섭 정렬 방법 및 장치에 관한 것이다. '
【배경기술】 "
지난 수년간 무선 셀를라 시스렘들 및 4세대 통신기술에 대하여 많은 발명이 이루어져 왔다. 다중 셸 MIMO 시스렘들로도 불리는 네트워크 MIMO 시스템들은 IMT-Advanced 및 그 이상의 시스렘들에 중점을 두고 있다. 이러한 다중 셀 MIMO 네트워크들에서 교차 셀！ 간섭은 중요한 문제점이 되고 있다. 다중 셀, MIMO 시스렘들은， 잘 .설계된다면， 협력 신호 설계를 가능하게 하는 셀들간의 조화가 가능해질 것이다. 효을적으로 협력 다중 셀 프로세싱을 설계하고 임의로 간섭 채널의 용량에 근접하기 위한 많은 접근 방법들이 알려져 있다. 잘 알려진 달성 가능한 방식들 중 하나가 간섭 정렬이다.
간섭 정렬은 송신기들 /수신기들의 협력 프로세싱이다. 이는' 원하는 신호 공간들을 별도로 유지하면서， 각 수신기에서 원치 않는 간섭에 의해 점유된 신호 공간들의 중복을 생성한다. 시간 또는 주파수가 변하는 채널에서， 간섭 정렬은 시간 및 주파수 도메인의 심볼 확장을 통해 달성될 수 있다. 본 발명에서 간섭 정렬에 대한 주된 관심사는 시간고ᅡ 주파수가 아니라 공간이다. 공간 자유도는 주로 일정 채널 계수 (constant channel coefficient)와 함께 발명된다.
다중 안日 I나들 (M>1)을 갖는 세 사용자 (K=3) 간섭 채널에 대한 채널 정렬은， M이 같을 때， 자유도의 외부 및 내부 경계가 동일한 것으로 알려졌다. 자유도의 외부 경계와 내부 경계가 일치할 때를 간섭 정렬이 최적 자유도를 달성한 것으로 본다. 이러한 결과가 일반적인 수의 사용자들 (K>3)과 서로 다른 개수의 수신 및 전송 안테나들에까지 확장될 수 있는 지는 알려져 있지 않다. X 네트워크와 셀를라 네트워크들과 같은 다른 네트워크들에서, 최적 자유도를 달성하는 간섭 정렬은 일정 채널 계수에 대해 여전히 알려져 있지 않다.
【발명의 상세한 설명】
[기술적 과제]
본 발명은 일정 채널 계수를 가진 2-셀 셀를라 네트워크들에 대한 간섭 정렬 분제를 고찰한다. (심볼 확장을 위해 간섭 정렬을 발명한) 에서오ᅡ 같이 동일 개수의 전송 /수신 안테나를 가정하는 대신에， 전송 /수신 안테나의 개수가 서로 다른 현실적인 시나리오에 관심을 둔다. 두 개의 셀들은 동일 구조를 가지며 (즉, 동질 네트워크)， 이 구조에서 각 셀은 Ν개의 안테나들을 구비한 Κ명의 사용자들과 Μ개의 안테나들을 구비한 하나의 기지국 (기지국)을 가진다. 본 발명에서는 Μ>Ν인 경우의 시나리오에 주로 초점을 맞춘다. 다중 접속 채널 (MAC)에 대한 간섭 정렬을 먼저 고찰되고， MAC고 방송 채널 (BC) 간의 쌍대성 (duality)을 이용하여 MAC 간섭 정렬을 BC 간섭 정렬로 확장한다. 개발된 간섭 정렬 방식은 널 (null) 공간 간섭 정렬로 지청된다. 송신 안테나들이 상호 연관되고 네트워크가 동질이 아닌 경우들은 간략히 고찰한다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 제 1 셀을 관장하는 제 1 기지국과 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 간섭 정렬 방법은， 상기 제 1 기지국이， 상기 제 1 셀 및 상기 제 2 셀에 위치한 단말들로부터， 서빙 기지국에 대한 채널 및 인접 기지국에 대한 간섭 채널을 각각 측정하는 단계， 상기 측정 결과에 기반하여 간섭 정렬 플레인을 생성하는 단계， 상기 제 2 셀에 위치한 단말이 상기 간섭 채널에 상기 간섭 정렬 플레인을 적용한 채널에 의해 상기 제 1 셀로부터 간섭을 받지 않도록 상기 제 2 셸에 위치한 단말에 대한 전송 프리코더를 계산하는 단계， 및 상기 계산된 전송 프리코더를 상기 제 2 셸에 위치한 단말에게 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 제 1 셸을 관장하는 제 1 기지국고ᅡ 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스렘에서 단말의 간섭 정렬 방법은， 상기 단말이 서빙 기지국인 제 1 기지국으로부터의 서빙 채널, 및 제 2 기지국으로부터의 간섭 채널을 측정하는 단계， 상기 간섭 채널고ᅡ 직교하는 널 스페이스 정보를 상기 제 1 기지국으로 전송하는 단계, 상기 널 스페이스 정보에 기반하여 생성된 간섭 정렬 플레인이 적용된 상기 제 1 기지국 및 상기 제 2 기지국으로부터의 채널을 측정하고， 수신 필터를 생성하는 단계, '및 상기 간섭 정렬 플레인과 상기 수신 필터와 상기 제 1 기지국으로부터의 채널에 기반한 유효 채널 측정 값을 상기 제 1 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한， 본 발명의 제 1 셀을 관장하는 제 1 기지국과 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스렘에서 간섭을 정렬하는 기지국은 인접 기지국 또는 단말과 신호를 송수신하는 송수신부， 및 상기 제 1 셀 및 상기 제 2 셀에 위치한 단말들로부터 서빙 기지국에 대한 채널 및 인접 기지국에 대한 간섭 채널을 각각 측정하고， 상기 측정 결과에 기반하여 간섭 정렬 플레인을 생성하며， 상기 제 2 셀에 위치한 단말이 상기 간섭 채널에 상기 간섭 정렬 플레인을 적용합 채널에 의해 상기 제 1 셀로부터 간섭을 받지 않도록 상기 제 2 셀에 위치한 단말에 대한 전송 프리코더를 계산하고， 상기 계산된 전송 프리코더를 상기 제 2 셀에 위치한 단말에게 전송하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고 본 발명의 제 1 셀을 관장하는 제 1 기지국과 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 간섭을 정렬하는 단말은 서빙 기지국 또는 인접 기지국과 신호를 송수신하는 송수신부, 및 상기 단말이 서빙 기지국인 제 1 기지국으로부터의 서빙 채널， 및 제 2 기지국으로부터의 간섭 채널을 측정하고， 상기 간섭 채널과 직교하는 널 스페이스 정보를 상기 제 1 기지국으로 전송하며. 상기 널 스페이스 정보에 기반하여 생성된 간섭 정렬 플레인이 적용된 상기 제 1 기지국 및 상기 제 2 기지국으로부터의 채널을 측정하고 수신 필터를 생성하고， 상기 간섭 정렬 플레인과 상기 수신 필터오ᅡ 상기 저 11 기지국으로부터의 채널에 기반한 유효 채널 측정 값을 상기 제 1 기지국으로 전송하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
【유리한 효과】
본 발명에 따르면 업링크 및 다운링크의 경우에 있어서 기지국과 단말은 인접 기지국 및 단말들로부터의 간섭을 효을적으로 제거할 수 있다.
【도면의 간단한 설명】
도 1은 본 발명의 실시에에 따른 MAC (업링크) 무선 네트워크의 구조를 도시하는 도면.
도 2는 업링크 (MAC)에서의 기지국의 간섭 정렬 과정을 도시하는 순서도. 도 3은 본 발명의 실시에에 따른 B (다운링크) 무선 네트워크의 구조를 도시하는 도면. 4는 다운링크 (MAC)에서의 기지국의 간섭 정렬 과정을 도시하는
5는 본 발명의 다른 실. 따라 마크로 셀과 펨토 셀이 혼재된 무선 네트워크 구조를 도시하는 도면.
6은 본 발명의 실 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는
도 7은 본 발명의 실 따른 단말의 내부 구조를 도시하는
8 내지 11은 본 발명에서 제안된 널 곡ᄋ간 간섭 정렬 방법의 타당성을 확인하는 시을레이션 그래프를 도시하는 도면
【발명의 실시를 위한 형태】
1.2-셀 MIMO MAC에서의 널 공간 간섭 정렬
개발된 방식의 자세한 사항들ᅵ MAC 시나리오에 초점을 맞추어 설명된다. BC 시나리오로의 확장은 MAC고ᅡ BC의 쌍대성으로부터 쉽게 이해될 것이다.
1.1 MAC 채널 모델
도 1은 본 발명의 실 MAC (업링크) 무선 네트워크의 구조ᅵ
：사하는 도면이다ᅳ
본 발명에서는， 2-셀 K-사용자 업링. 대한 간섭 정렬 방식의 구성을 제시한다. 네트워크는 셀 a 및 셀 b로 구성된다. 각 셀에서， M개의 안테나들을 구비한 기지국 α («e{a,b))는 K개의 독립된 메시지들
K개의 독립된 사용자들로부터 수신할 것이다. 각 사용자는 N개의 송신 안 ΘΙ나ᅵ 구비한다.
네트워크에서, 2K명의 사용자들은 동시에 기지국들로 신호들을 전송-한다. 기지국 α가 셀 α 내의 Κ명 사용자들로부터 수신 (listen)하는 동안， 셀 δ의 다 K명의 사용자들은 기지국 a에 간섭을 일으킨다 (도 1 참조). 여기서， 정의한다. 그러면， 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
κ κ
Ham XXfarmm ++ ^ Gam Xam + Ζα
m=l m-1 수학식 1에서， Ya ecMxl 및 ZaeCMxl는 각각 수신 신호와 노이즈 벡터들을 의미한다. 노이즈 백터 za는 각 입력 (entry)이 제로 평균 및 단위 변화 복소수 그 I·우스 분포 (zero mean and unit variance complex Ga니 ssian distribution), 즉 αν(ο,ι) 로 독립적이고 동등하게 분포 (independent and identically distributed; i.i.d.)하도록 생성된다. 백터 xamecNxl오ᅡ 벡터 xamECNxl는 각각 기지국 «와 기지국
5에 있는 사용자 ΓΤΊ과 관련된 송신 벡터들을 나타낸다. 매트릭스 Ham ECMxN는 셀 ^에 있는 사용자 m으로부터 기지국 a로의 채널을 의미하고， Gam ecMxN는 셀. δ에 있는 사용자 m으로부터 기지국 a로의 간섭 채널을 의미한다. Ham오ᅡ (^ 의 각각의 입력 (entry)은 αν(ο,ι)로 독립적이고 동동하게 분포 (i.i.d.)되는 것으높서 발생되고， 모든 채널 매트릭스들은 서로 독립적이다. 송신 벡터 Xam는 다응고ᅡ 같다.
[수학식 2]
Xocm一
Figure imgf000008_0001
수학식 2에서， samecPxl는 메시지 wam를 전달하는 심볼이고， w„mecNxP는 |3>0에서 심볼 sam를 목적지로 보내는 빔포밍 (beamforming) 벡터이다. 각각의 송신기에서 평균 전력은 P, 에컨대 E[||xam| ]≤ 0로 제한된다.
1.2 널 공간 간섭 정렬 프레임워크
본 발명에서는， 제로 강제 기반 시그널링 (zero-forc g-based signaling)이 모든 간섭들을 완전히 제거하도록， 간섭 셀로부터의 K개의 독립적인 간섭들이 저차원 공간 ( <max(M,N) )에서 완벽히 정렬되는 송신 및 수신 방식을 개발한다. 셀를라 네트워크들에 대한 기존의 간섭 정렬 방식 에서는， M = N = K+1 으로 가정하며， 셀당 자유도가 K이고 각각의 사용자가 하나의 간섭 프리 신호 차원 (one interference free signal dimension)을 확보하는 것으로 나타나 있다.
본 발명은 셀를라 네트워크들에 대한 현실적인 시나리오 (기지국이 사용자보다 안테나를 많이 가지는)를 다루는 M>N의 경우를 고찰하며， 이 방식은 (3 >0의 다수 스트림들을 전송하는 것에 대해 고찰한다 (하나의 데이터 스트림 전송으로 국한하지 않음). 이러한 설정에 따라, 간섭 정렬을 위한 조건들이 특징지어진다. Κβ 신호 차원을 해결하기 위해 요구되는 안테나 개수에 대한 조건들이 발명된다. 달성 가능한 방식을 구축하기 위해 널 (null) 공간 간섭 정렬의 개념을 사용한다. 널 공간 간섭 정렬은， 수신 신호를 투영하도록 선택된 널 공간 플레인 (null space plane)을 사용하는 각각의 기지국을 필요로 한다. 셀 바깥 (out-of-cell) 자유도 손실을 협력적으로 완화하기 우 I해， 이러한 플레인 (또는 면, 이하 면과 플레인은 동일한 의미로 혼용하여 _λᅡ용하기로 한다)들은 셀 바깥 간섭이 중첩되도록 설계된다. 각 기지국에서 간섭 프리 신호의 차원들은， 이 보고서에서 γ>ο 인 기하학적 다양성 (geometric multiplicity)으로 불리는 중첩 널 공간의 차원에 의존한다.
2-셀 MAC에 대한 간섭 정렬 방식은 두 단계， 즉 셀 바깥 간섭 정렬과 사용자간 (inter-user) 간섭 제거로 구성된다. 셀 바깥 간섭 정렬은， 수신 신호 벡터들을 간섭 정렬 면 (PJ으로 투영하고， 투영된 유효 채널에 널을 강제하기 위해 프리코더 (precoder) wamecNxe를 선택함으로써 달성된다. 일단 셀 바깥 간섭 정렬이 이루어지면， 채널 도치 (channel inversion) (또는 제로 강제 (zero forcing))를 이용하여 사용자간 간섭 제거가 이어진다. Μ = Νγ+β 및 K(3≥N≥e에 대한 셀 바깥 간섭 정렬의 필요 조건을 자세히 설명한다.
M>W이고 각 셀의 사용자들이 K명이라 할 때， 셀 α에 대한 셀 바깥 간섭 정렬 면을 ΡαΕ(ΙκΡχΜ으로 정의하고， 사용자 인떽스들의 집합을 = {1,2 K}로 정의한다. VmE 에서 rank(PaGam) <A/- 이 되도록 Pa가 설계된다고 한다. 동질 네트워크를 가정하였으므로， 이 조건은 다음과 같다.
[수학식 3]
Vm e： K:에서， dim( "i(PaGam)) > β
수학식 3은， {Gam}m 에서 유도된 바깥 셀 간섭들을 없애기 위해 (to null), 이용 가능한 차원들을 분배하도록 pa \ 설계됨을 의미한다. 일단 수학식 3의 조건이 만족되면， 셀 δ의 각 사용자는 Span(W5m) c rm (PaGam)이 되도록， 즉 아래의 수학식
4와 같이 되도록， 제로 강제 송신 벡터 w^ec1 ^를 구성한다.
[수학식 4]
m ε 에서， P«Gamw5m = 0
이러한 방식으로， 기지국 a는 셸 바깥 간섭에서 벗어나는 것이 보장된다. 전술한 바와 같이， 관심사는 다중 사용자들의 셀를라 네트워크들에 대하여 현실적인 경우로서 Μ = Νγ+β 및 Κβ≥Ν≥ β의 경우이다. 이 경우， 기지국들에서 Κβ 스트림들을 복호할 수 있도록， 임의의 PaECKpxM는 rank(Pa) = K(3를 만족해야 한다.
수학식 3의 실행가능성을 보기 위해， 먼저 수학식 3을 만족하는 간섭 정렬 면 Pa가 존재하는지 검토할 필요가 있고, ！^를 설계하는 구체적인 개념이 필요하다. 그런 후， 송신 안 EII나들고ᅡ 수신 안테나들 개수의 서로 다른 쌍들에 대하여 널 공간 간섭 정렬 기준을 특징젓는다. S식상의 편의를 위해， γ를 정의한다. 정의: AiECMxN 및 NulKA = NAi e CMx(M— 에서， 매트릭스들의 집합 씨 Ακ}과 대응하는 널 공간들을 {NA1 NAK} 라고 한다. 그 다음에， 만약 널 공간들 {NAmi NAmJ 의 모든 Y —튜플 ( Y -tuple) 조합들 (반복 없이)이 공집합이 아닌 교집합 (non empty intersection)을 가진다면， 즉 νη^ Ε^에서 {nS NAmJ≠ ø， 집합 {A, Ak}은 기하학적 다양성 γ를 가진 널 공간으로 지침한다.
Gam 6 CMxN 의 널 공간을 Vm E 3<： 에서 Null(G m) = Nam e CMx(M"N) 으로 정의한다. 그러면, 집합 {Ga G K}의 최대 기하학적 다양성 y는 아래오ᅡ 같이 특징지을 수 있다. 명제 1: Gam 6 CMxN 및 Μ>Λί에서 {(^..'..'Ga^라 할 때,
Figure imgf000011_0001
이 되도록 하는 이용 가능한 최대 기하학적 다양성 γ는 Y=p^]에 의해 주어진다.
이는， 오직 (y-l)N<M-A/≤yW(즉， ^≤N< )의 경우에만 Ga,K}의 널 공간들 {Nami NamJ의 튜플 (tuple) 조합들 (반복 없이)이 공집합이 아닌 교집합을 가징을 의미한다. 그리고 Υ = Ρ ^ᅵ의 값은 {G^ G¾K}의 최대 기하학적 다양성을 나타낸다. 만약 Μ = Νγ+β 및 ΚΡ≥Ν≥ |3라연， Μ고 Ν은 항상 (y - 1)Ν < Μ— Λ/≤ 을 만족한다.
수학식 3의 널 공간 간섭 정렬 조건, 즉 Vme 에서 dim(nUn(P„Gam))≥ β은 다음을 의미한다.
[수학식 5]
dim(ran(Nam) n ran(P, ))>β
수학식 5의 조건을 만족하기 위하여， Ρα의 적어도 β 열 (row)들은 vme 에서 Nam에 있어야 한다. 집합 {G¾1 Ga,K}는 기하학적 다양성 Y≥ l인 널 공간들을 가진다고 가정한다. 일단 {Gal Ga,K}가 y≥ l에서 충족되면， 항상 수학식 5(또는 수학식 3도 마찬가지)를 가능하게 하는 Pa가 존재한다.
k번째 γ—튜플 인덱스 집합을 ke!T 에서 Jli = ((i— l)m0cnr) + l을 가진 {兀^+¾_1로 정의한다. 그러면， {Jijrfc_1오ᅡ 관련된 교집합 널 공간의 정규직교 기저 (orthonormal basis)는 E C^+ ^로 나타낸다.
[수학식 6]
Figure imgf000012_0001
' 수학식 5를 만족하는 1>„를 구성하는 간단한 방법은 아래의 수학식 7에 주어진 k)의 [3열 (column)들로서 (k_i)0 + i번째를 ^의 번째 행 (row)pil 할당하는 것이다.
[수학식 7]
Figure imgf000012_0002
여기서， k)의 열들로부터 ρα의 행들에 매핑하는 것이 유일무이 (unique)한 것은 아니다. ρα의 e열로부 S ρα의 ρ행으로의 에 0]한 일대일 매핑도 충분하다 (이것은 단지 표기법의 문제일 뿐이다). 이러한 방법으로， 수학식 5는 언제나 만족된다.
전술한 ^의 구성은 {(^ G k}가 y≥ i를 가지고 Μ = Νγ + β라는 가정을 토대로 한다. Ρα가 {Ga (^자의 널 공간에 있는 yp 행들을 가지기 때문에， me 에서 투영된 셀 바깥 간섭 채널 ！^^ 는 (Κ-Υ)[3의 영이 아닌 행들을 가진다. 따라서 i≤y≤K 에서， 만일 아래의 수학식 8과 9라면， 수학식 5의 조건이 만족된다.
[수학식 8]
Ν = (Κ-γ)β + β [수학식 9]
Μ = Νγ + βϊί1≤γ<Κ-1 and M = Νγ + Κβ ify= K.
일단 ^가 설계되면， 사용자간 간섭은 역행렬법 (matrix inversion)을 사용하여 제거된다. 매트릭스는 다음과 같이 정의한다.
Ηα = [ P«H«iWalPaHa2wa2 P«HaKwaK]
또한， 셀 a의 사용자 i에 대한 제로 강제 벡터 Vai *는 매트릭스 Ha 1의
(i-l)|3 + l번째부터 i(3번째까지의 정규화된 행들로서 기지국 a에 의해 선택된다. 셀 a 의 사용자 i로부터의 심볼들은 Vai *를 PaYa에 곱함으로써 복호된다.
1.3 단계들: MAC 간섭 정렬 (상향링크 MAC 간섭 정렬 방안)
이하， 제안하는 간섭 정렬 방식의 상세 단계들을 자세히 설명한다. 네트워크는 먼저 기하학적 다양성 γ를 결정하고， Ν고ᅡ Μ이 수학식 8과 수학식 9에 의해 결정된다. 인덱스 집합은 = {1 Κ}로 나타낸다.
단계 1: 기지국 α는 VmEIT 에 대하여 Ham과 Gam를 측정한다. 기지국 «는 수학식 7에서와 같이 i m)의 p열을 ^의 i번째 행에 매핑함으로써 간섭 정렬 면을 구성한다.
간섭 면 pa 는 특정 부분공간 (subspace)에서 셀간 간섭 신호들을 투영할 수신기에서의 제 1 단계 결합기 (combiner)라 할 수 있다. 상기 부분공간은， 서빙 (serving) 셀 내의 대상 신호 (intended signal)가 완전히 복구되는 동안， 셀 바깥 간섭이 완전히 없어지도록 (completely nulled) 신중히 계산된다.
단계 2: 기지국 α는， Vme!TC에 대하여 Wam e Null(PaGam)이 되도록 (다人 I 말해， 간섭 채널에 간섭 정렬 플레인을 적용한 등가적 (효고ᅡ적)인 채널의 널 스페이스 (Null Space)에 매핑 (mapping)될 수 있도록 == 간섭 채널에 간섭 정렬 플레인을 적용한 등가적인 채널로부터 간섭을 받지 않도록) 셀 δ의 m번째 사용자에 대한 전송 프리코더 (transmit precoder)를 계산하고， 프리코더 가중치 (weight)들을 셀 δ의 사용자들에게 피드백한다.
이는 PaGamW5m = 0이 되도록 (다시 말해， BS a에서 셀 의 모든 사용자들로부터 간섭 채널을 제거할 수 있도록 == (수학적으로는) 셀 δ의 각 간섭 사용자들의 전송 프리코더이 적용된 간섭 채널들을 수신할 때， BS a에서 간섭 플레인을 적용하면 간섭이 제거될 수 있도록 ) 모바일 단말들에서 전송 프리코더를 설계하는 것이 된다. 간섭 면 pa 과 ^의 협력 설계는 셀간 간섭을 완전히 없앤다.
단계 3: 기지국 "^는 유효 채널 매트릭스 Ha = [PaHalwalPaHa2way PaHaKwaK]를 형성하고， Ha—1의 m번째 행으로서 셀 £1의 m번째 사용자로부 Θ의 심볼을 복호하기 위한 수신 제로 강제 벡터 vam를 계산한다.
상기 제로 ^제 벡터 vam는 간섭 면 pa 다음에 수행되는 제 2 단계 결합기라 할 수 있다. 목적은 함께 스케줄된 (co-sched니 led) 사용자들에 의해 생성되는 셀내 (intra-cell) 간섭을 없애는 것이다.
제안된 간섭 정렬 방식은 셀당 κ(3의 자유도를 달성한다.
«는 a 또는 b를 지청한다. 따라서 전술한 작용은 기지국 a 와 b에 모두 적용 가능하다.
구체적으로， 기지국 a의 경우,
단계 1: 기지국 a는 vme 에 대하여 Ham및 Gam를 측정한다. 기지국 a는 수학식 7에서오ᅡ 같이 m)의 p열을 의 ί번째 행에 매핑함으로써 간섭 정렬 면을 구성한다.
단계 2: 기지국 a는 vme;? 에 대하여 wbm e Null(paGam)이 되도록 (간섭 채널에 간섭 정렬 플레인을 적용한 등가적 (효과적)인 채널의 Null Space에 mapping될 수 있도록 == 간섭 채널에 간섭 정렬 플레인을 적용한 등가적인 채널로부터 간섭을 받지 않도록) 셀 b의 m번째 사용자에 대한 전송 프리코더를 계산하고， 프리코더 가중치들을 셀 b의 사용자들에게 피드백한다.
단계 3: 기지국 a는 효고ᅡ적인 채널 매트릭스 Ha = [PaHalWalPaHa2wa2— paHaKwaK]를 형성 (BS a는 셀 a의 각 사용자들이 기지국으로부터 피드백 받은 프리코더 가중치를 적용한 전송 신호가 채널을 지나 간섭 정렬 플레인을 통해 수^받은 등가적인 채널을 형성)하고， 의 m번째 행으로서 셀 «의 m번째 사용자로부터의 심볼을 복호하기 위한 수신 제로 강제 벡터 vam를 계산한다. 상기 고ᅡ정에 대해서는 도 2를 참조하여 구체적으로 설명하도록 한다.
도 2는 업링크 (MAC)에서의 기지국의 간섭 정렬 과정을 도시하는 순서도이다. 보다 구체적으로， BS a는 S210 단계 (위의 Step 1)에서， BS a 및 BS b의 커버리지에 위치한 모든 사용자들에 대한 자기 채널 및 간섭 채널을 측정한다. 그리고 BS a는 S220 단계로 진행하여 간섭 정렬 플레인을 생성한다.
그리고 BS a는 S230 단계 (위의 Step 2)에서， BS b에 속한 단말들에 대한 전송 프리코더를 계산한다. 상기 전송 프리코더는 BS b에 속한 단말들이 BS a로부터 간섭을 받지 않도록 계산되는 것을 특징으로 한다.
그리고 BS a는 S240 단계에서 상기 계산된 전송 프리코더를 해당 단말들에게 전송한다.
그리고 BS a는 S250 단계 (위의 Step 3)에서， 자신의 셀 안에 위치한 단말들이 인접 셀 즉 BS b로부 Eᅥ의 간섭을 제거할 수 있도록 채널을 형성한다. 그리고 BS a는 임의의 사용자로부터 전송되는 심볼을 디코딩하기 위한 수신 제로 강제 벡 a 값을 계산한다.
한편， 기지국 b의 경우，
단계 1: 기지국 b는 VmE 에 대하여 Hbm및 Gbm를 측정한다. 기지국 b는 수학식 7에서와 같이 m)의 p열을 pb의 ί번째 행에 애핑함으로써 간섭 정렬 면을 구성한다.
단계 2: 기지국 b는 vme 에 대하여 wam e Nuii(pbGbm)이 되도록 셀 a의 m번째 사용자에 대한 전송 프리코더를 계산하고， 프리코더 가중치들을 셀 a의 사용자들에게 피드백한다.
단계 3: 기지국 b는 유효 채널 매트릭스 Hb = [PbHblWbl¾Hb2wby. PbHbKwbK]를 형성하고， Hb— 1의 m번째 행으로서 셀 b의 m번째 사용자로부터의 심볼을 복호하기 위한 수신 제로 강제 벡터 vbm를 계산한다. 、 1.4 단계들: BC 간섭 정렬 (다운링크 간섭 정렬 방안)
도 3은 본 발명의 실시에에 따른 B (다운링크) 무선 네트워크의 구조를 도시하는 도면이다.
MAC고ᅡ BC의 쌍대성을 이용하여, MAC고ᅡ 동일 자유도를 달성하는 BC에 대한 간섭 정렬 방식을 설명할 수 있다. γ가 주어지고 Μ고ᅡ Ν이 MAC의 경우와 같이 결정된다고 가정하자. 쌍대성으로 인하여， 다운링크 채널들은 업링크 채널과 역관계 (reciprocal relation)을 가진다. 즉， HamecNxM및 Gam e cNxM 일 때， 각각
Ham― Ham T및 Gam - Gam T이 성립 &J" C| .
단계 1: 사용자 am은 ^^！ ^ 를 측정한다. 사용자 am은 Null(Gam) = Nam를 기지국 a로 피드백한다.
피드백 정보는 양자화되거나 비양자화될 수 있다ᅳ 단계 2: 기지국 cc는， i m)({ „m}me3f에 의해 구성된 γ-튜플 교집합 널 공간)의
β열을 ¾로 매핑함으로써 셀 바깥 간섭 정렬 면 를 구성하기 위해， vme 에
대하여 ！^^를 기지국 δ로 보낸다.
단계 3: 사용자 am은 HamPa 및 5am 를 측정 (간섭 정렬 플레인이 적용한
지널을 측정하고)， Wam m = 0 이도록 (간섭셀 기지국에서 간섭 정렬 플레인이
적용한 전송 신호를 사용자 am에서 수신 시에 간섭을 제거할 수 있도록)하고，
wam^am¾ = o이 되도록 수신 결합 가중치 (수신 필터) wam를 구성한다.
단계 1과 단계 3에서의 Ram은 서로 같거나 다를 수 있다.
H«mpa 및 ampa의 측정은 사용자 특정 프리코디드 레피런스 신호들 (user
specific precoded reference signals) 또는 공통 년 -프리코디드 레피런스
신호들 (common non—precoded reference signals)어 I 기반하여 이루어질 수 있다.
사용자 특정 프리코디드 레피런스 산호들이 사용되는 경우, 사용자 ccm은
직접 HamPa 및 1¾를 측정한다. 이때， 기지국 a가 전송한 사용자 특정 프리코디드
레 IIᅥ런스 신호들은 pa 에 의해 프리코드되고， 기지국 δ가 전송한 사용자 특정
프리코디드 레피런스 신호들은 에 의해 프리코드된:다.
공통 년 -프리코디드 레 Εᅥ선스 신호들이 사용되는 경우， 사용자 am은 기지국
«가 전송한 공통 년 -프리코디드 레피선스 신호들에 기반하여 Ham를 측정하고，
기지국 δ가 전송한 공통 년 -프리코디드 레피선스 신호들에 기반하여 Gam 를
측정한다. 기지국 α는 DL 내의 Pa를 사용자 am에게 가리킨다. 기지국 δ는 DL 내의
를 사용자 am에게 가리킨다. 다른 여 ί로 (Alternatively), 기지국 δ는 기지국 c [와 ¬를 공유할 수 있다. 그러면 기지국 a는 DL 내의 를 사용자 am에게 가리킬
것이다. 1^및 의 DL 지시는 양자화 또는 비양자화 방식으로 이루어질 수 있다. 단계 4: 사용자 am은 기지국 a로 wam'Hampa을 (사용자 am은 기지국 a에서 간섭 정렬 플레인이 적용된 전송 신호를 채널을 거쳐 수신 필터를 통해 수신한 등가적인 채널) 피드백한다. 피드백 정보는 양자화 또는 비양자화 될 수 있다. 단계 5： 기지국 α는 Ηα = [wal *Halpa; ..·;νναΚ *ΗαΚρα]를 형성하고， Ηα— 1의 m번째 열로서: 사용자 am 에 대한 제로 강제 전송 가중치 Vam 를 계산한다. (각 사용자들로부터 피드백 받은 등가적인 채널을 결합하여， 이로부터 기지국 a는 전송 필터를 설계한다. 설계한 전송 필터의 한 에로 Zero-forcing 전송 필터가 될 수
, ᄂ
있다.) 상기 과정에 대해서는 도 4을 참조하여 구체적으로 설명하도록 한다. 도 4는 다운링크 (MAC)에서의 기지국의 간섭 정렬 과정을 도시하는 순서도이다. 제 1 단말은 S40 단계 (위의 Step 1)에서， 상기 제 1 단말을 서빙하는 제 1 기지국으로부터의 채널 및, 다른 셀로부터의 ( 즉， 간섭 셀로부터의) 간섭 채널을 측정한다. 그리고 제 1 '단말은 S410 단계에서， 간섭 셀로부터 오는 채널 정보， 구체적으로는 간섭 셀로부터의 채널에 대한 널 스페이스 (Null Space) 정보를 제 1 기지국으로 전송한다. 널 스페이스 정보는 상기 측정된 간섭 채널과 직교 (orthogonal)한 것을 특징으로 한다. 그러면 제 1 기지국은 S415 단계 (위의 Step 2)에서, 널 스페이스 정보를 간섭 기지국인 제 2 기지국으로 전송한다. 그러면 제 2:기지국은 S420 단계에서 간섭 정렬 플레인을 생성한다. 그러면 단말은 S425 단계 (위의 Step 3)에서， 상기 간섭 정렬 플레인에 의해 제 1 기지국 및 제 2 기지국으로부터 전송되는 프리코딩된 신호를 이용하여 제 1 기지국으로부터의 채널 및 간섭 채널을 다시 측정한다.
그리고 단말은 S430 단계에서, 상기 측정 결고ᅡ에 기반하여 수신 필터를 생성한다. 상기 수신 필터는 (간섭셀에서 간섭 정렬 플레인이 적용된 간섭 신호가 간섭 채널을 거쳐 단말에 수신 人 1.， 이에 대한 간섭을 제거)한 특징을 갖는다.
그리고 단말은 S435 단계 (위의 Step 4)에서， 제 1 기지국으로부터의 간섭 정렬 플레인고ᅡ， 채널， 그리고 단말의 수신 필터를 고려한 유효한 채널 측정 값을 기지국으로 전송한다.
그러면 제 1 기지국은 S440 단계 (위의 Step 5)에서， 단말로부터 유효한 채널을 피드백 받아 이로부터 제 1 기지국에서는 전송 필터를 설계하고 S445 단계에서 단말에게 데이터를 전송한다.)
α는 a 또는 b를 지청한다. 따라서 전술한 작용은 기지국 a 오ᅡ b에 모두 적용 가능하다.
구체적으로, 기지국 a의 경우,
단계 .1: 사용자 am은 Hamand5am를 측정한다. 사용자 am은 Nuii(5am) = Fiam를 기지국 a로 피드백한다.
피드백 정보는 양자화되게 비양자화될 수 있다.
단계 2: 기지국 a는， N^)({Nαm}me3ί에 의해 구성된 γ-튜플 교집합 널 공간)의 ρ열을 Pb 로 매핑함으로써 셀 바깥 간섭 정렬 면 Pb 를 구성하기 위해， vme 에 대하여 ^ 를 기지국 b로 보낸다.
단계 3: 사용자 am은 Hampa 및 mpb를 측정하고， wam'5ampb = o이 되도록 수신 결합 가중치 (수신 필터) Wam를 구성한다.
단계 1과 단계 3에서의 Ham은 서로 같거나 다를 수 있다.
Hampa 및 ¾am 의 측정은 사용자 특정 프리코디드 레 Iᅥ런스 신호들 (user specific precoded reference signals) 또는 공통 년 -프리코디드 레피런스 신호들 (common non-precoded reference signals)어 I 기반하여 이루어질 수 있다. 사용자 특정 프리코디드 레 Eᅥ런스 신호들이 사용되는 경우， 사용자 am은 직접 Hampa 및 ¾am¾를 측정한다. 이때， 기지국 a가 전송한 사용자 특정 프리코디드 레 Eᅥ런스 신호들은 Pa 에 의해 프리코드되고， 기지국 b가 전송한 사용자 특정 프리코디드 레 Eᅥ런스 신호들은 pb에 의해 프리코드된다.
공통 년 -프리코디드 레피선스 신호들이 사용되는 경우, 사용자 am은 기지국 a가 전송한 공통 년 -프리코디드 레피선스 신호들에 기반하여 Ham를 측정하고， 기지국 b가 전송한 공통 년 -프리코디드 레피선스 신호들에 기반하여 Gam 를 측정한다. 기지국 a는 DL 내의 를 사용자 am에게 가리킨다. 기지국 b는 DL 내의 를 사용자 am에게 가리킨다. 다른 에로， 기지국 b는 기지국 a와 pb를 공유할 수 있다. 그러면 기지국 a는 DL 내의 pb 를 사용자 am에게 가리킬 것이다. ρα및 pb 의 DL 지시는 양자화 또는 비양자호ᅡ 방식으로 이루어질 수 있다.
단계 4: 사용자 am은 기지국 a로 \^„/ „^을 피드백한다.
피드백 정보는 양자화 또는 비양자화 될 수 있다.
단계 5: 기지국 a는 Ha = [wal'Halpa; …； waR *HaRpa]를 형성하고， ΗΓ1의 m번째 열로 사용자 am에 대한 제로 강제 전송 가중치 vam를 계산한다.
구체적으로， 기지국 b의 경우，
단계 1: 사용자 bm은 및 ^！ 를 측정한다. 사용자 bm은 NiiiKGbm) = m를 기지국 b로 피드백 한다.
피드백 정보는 양자화되거나 비양자화될 수 있다.
단계 2: 기지국 b는， m)({Nbm}me3f에 의해 구성된 γ-튜플 교집합 널 공간)의 ρ열을 로 매핑함으로써 셀 바깥 간섭 정렬 면 를 구성하기 위해， vitie 에 대하여 ^ 를 기지국 a로 보낸다.
단계 3: 사용자 bm은 Hbm¾ 및 „^를 측정하고， wbm * mpa = o이 되도록 수신 결합 가중치 (수신 필터) wbm를 구성한다.
단계 3과 단계 1에서의 Hbm은 서로 같거나 다를 수 있다.
Hbmi¾ 및 bmpa 의 측정은 사용자 특정 프리코디드 레피런스 신호들 (user specific precoded reference signals) 또는 공통 년—프리코디드 레 ffl런스 신호들 (common non-precoded reference signals)어 I 기반하여 이루어질 수 있다. 사용자 특정 프리코디드 레피런스 신호들이 사용되는 경우， 사용자 am은 직접 Hbm 및 bmPa를 측정한다. 이때， 기지국 b가 전송한 사용자 특정 프리코디드 레피런스 신호들은 pb 에 의해 프리코드되고， 기지국 a가 전송한 사용자 특정 프리코디드 레피런스 신호들은 에 의해 프리코드된다.
공통 년 -프리코디드 레끄ᅥ선스 신호들이 사용되는 경우， 사용자 bm은 기지국 b가 전송한 공통 년 -프리코디드 레 IIᅥ선스 신호들에 기반하여 Hbm를 측정하고， 기지국 a가 전송한 공통 년 -프리코디드 레 2ᅥ선스 신호들에 기반하여 bm 를 측정한다. 기지국 b는 DL 내의 pb를 사용자 bm에게 가리킨다. 기지국 a는 DL 내의 를 사용자 bm에게 가리킨다. 다른 에로， 기지국 a는 기지국 b와 pa를 공유할 수 있다. 그러면 기지국 b는 DL 내의 를 사용자 bm에게 가리킬 것이다. pb및 pa의 DL 지시는 양자화 또는 비양자화 방식으로 이루어질 수 있다. 단계 4: 사용자 bm은 기지국 b로 wbm *Hbmpb을 피드백한다.
피드백 정보는 양자화 또는 비양자화 될 수 있다.
단계 5: 기지국 b는 Hb = [wbl *Hblpb; …； wbR *HbR ]를 형성하고， Hb— 1의 m번째 열로 사용자 bm을 위한 제로 강제 전송 가중치 vbm를 계산한다.
MAC고ᅡ BC의 쌍대성으로 인해， BC에 대하여 제안된 간섭 정렬은 2-셀 동질 셀를라 네트워크들에 대하여 M≥N인 셀당 의 자유도를 달성한다.: BC에 대하여， 제안된 간섭 정렬 방식은 두 번의 CSI 피드백들 (단계 1 및 단계 4)을 필요로 한다. 따라서 제안된 방식은， 채널 가간섭성 시간 (coherence time) 내에서 두 번의 순방향-역방향 링크 접근들 (forward— reverse link accesses)을 가능하게 하는 느린 페이딩 채널들 (slow fading channels)에 적합하다ᅳ
이하， 단일 피드백을 필요로 하는 이득이 있지만 피드백 오버해드가 크고 기지국간 에시지 교환이 많은 방식의 변형에를 제시한다.
단계 1: 사용자 am 은 Ham및 Gam를 측정한다. 사용자 am은 기지국 a로
Ram및 Gam 모두를 피드백한다.
단계 2: 기지국 a는 기지국 δ로 VmeJ 에 대한 애트릭스들 5am을 보낸다. 기지국 3는 N^m) ( {i^m}me3f 에 의해 구성된 γ -튜플 교집합 널 공간)의 β열을 로 매핑함으로써 셀 바깥 간섭 정렬 면 를 구성한다. wam'Gami¾ = o이 되도록， 기지국 δ는 및 Gam을 알고 있는 상태에 기반하여 모든 사용자들 am에 대하여 수신 결합 가중치 (수신 필터) ^를 구성한다.
단계 3: 기지국 δ는 기지국 a로 Vme:/ 에 대한 Wam를 보낸다. 기지국 a는 단계 1에서의 Ham 사전 (prior) 피드백에 기반하여 ^^^^를 계산한다.
단계 4: 기지국 α는 Ha = [wal *Halpa； …； waR *HaRpa]를 형성하고, Ha— 1의 m번째 열로서 사용자 am에 대한 제로 강제 전송 가중치 Vam를 계산한다. 기지국 α는 DL 내의 사용자 am 에게 수신 결합 가중치 Wam 를 통지한다 (양자화되거나 또는 비양자화된 방식으로).
«는 a 또는 b를 지청한다. 따라서 전술한 작용은 기지국 a 와 b에 모두 적용 가능하다.
구체적으로， 기지국 a의 경우, " 단계 1: 사용자 am은 Ham및 ^ 를 측정한다. 사용자 am은 기지국 a로 Ham및 5am 모두를 피드백한다.
단계 2: 기지국 a는 기지국 b로 vmejc에 대한 매트력스들 m를 보낸다. 기지국 b는 N^^ f^m ^에 의해 구성된 γ -튜플 교집합 널 공간)의 β열을 ¾로 매핑함으로써 셀 바깥 간섭 정렬 면 를 구성한다. wam'5ami¾ = o이 되도록， 기지국 b는 pb 및 „>을 알고 있는 상태에 기반하여 모든 사용자들 am에 대하여 수신 결합 가중치 (수신 필터) wam를 구성한다.
단계 3: 기지국 b는 기지국 a로 vme 에 대한 wam를 보낸다. 기지국 a는 단계 1에서의 Ham 사전 피드백에 기반하여 ^ 를 계산한다.
단계 4: 기지국 a는 Ha = [wal *Halpa; …； waR *HaRpa]를 형성하고， ΗΓ1의 m번째 열로서 사용자 am에 대한 제로 강제 전송 가중치 vam를 계산한다. 기지국 a는 DL 내의 사용자 am에게 수신 결합 가중치 wam 를 통지한다 (양자화되거나 또는 비양자화된 방식으로).
구체적으로， 기지국 b의 경우，
단계 1: 사용자 bm은 Hbm및 5bm 를 측정한다. 사용자 bm는 기지국 b로 ¾m및 Gbm 모두를 피드백한다. 단계 2: 기지국 b는 기지국 a로 vme;w:에 대한 매트릭스들 m를 보낸다. 기지국 a는 m)({ bm}mex에 의해 구성된 γ -튜플 교집합 널 공간)의 β열을 로 매핑함으로써 셀 바깥 간섭 정렬 면 를 구성한다. wbm' mpa = o이 되도록， '기지국 a는 pa 및 5bm을 알고 있는 상태에 기반하여 모든 사용자 bm에 대하여 수신 결합 가중치 (수신 필터) \^„를 구성한다.
단계 3: 기지국 a는 기지국 b로 vrne 에 대한 wbm를 보낸다. 기지국 b는 단계 1에서의 Hbm 사전 피드백에 기반하여 wbm'Hbmpb를 계산한다.
단계 4: 기지국 b는 i?b = [wbl *Hblpb; …； wbR *HbRpb]를 형성하고, ¾— 1의 m번째 열로서 사용자 bm에 대한 제로 강제 전송 가중치 \¾„1를 계산한다. 기지국 b는 DL 내의 사용자 bm에게 수신 결합 가중치 wbm를 통지한다 (양자화된 또는 비양자화된 방식으로).
2 추가 사항들
2.1 퇴호 채널 (전송 측면에서 채널 상관관계)
전송 측면의 안테나 상관관계가 종종 실재하면서 채널 상태를 퇴화시킨다. 채널 퇴호ᅡ가 간섭 정렬의 성능을 악화시키는지 그렇지 않은지는 의문이다. BC의 경우 (MAC의 경우에도 비슷하게 다루어질 수 있다)에 대한 이 흥미로운 시나리오에 대하여 고찰한다. 서빙 기지국과 간섭 기지국으로부터의 전송 측면 채널 상관관계 매트릭스들을 rank(Ram) = rank(Sam) = r 인 Ram = E[Ham*Ham] 및 Sam = E[Gam *Gam] 라고 정의한다. 그리고 나서 채널들은 Ham = Ham^Ram1/2및 Gam =
Figure imgf000024_0001
에 의해 모델화된다. 여기서， Ham,w 및 Gam,w는 독립적이고 동등하게 분포 (U.CL)하는 NXM 제로 평균 및 단위 변화 복소수 가우스 매트릭스들이다. Γ≥Ν인 경우는 이전 섹션에서의 널 공간 간섭 정렬 시나리오와 동일하므로， 여기에서는 r<w인 경우에 관심을 가진다. 채널 상관관계는 긴 기간의 통계자료이기 때문에, 기지국 «가 모든 사용자들에 대하여 Ram를 알고 있다고 가정한다. 이 경우， r<W이므로 사용자는 언제나 셀 바깥 간섭을 없앤다. 따라서 β = Ν-Γ로 정의한다. 이 시나리오에서 Κβ = Μ에 대한 종래의 제로 강제 전송은 가능하다.
2.1.1 단계들
이하에서 기술되는 section 3.1.1에서는， r<N인 경우에 사용자가 다른 간섭셸로부터의 신호를 언제나 null out (제거)할 수 있기 때문에， 간섭 정렬 플레인을 구성할 필요가 없음에 유의해야 한다.
이에' 따라， 후술하는 바와 같이， 3.1.1 Step 에서는 2.3 및 2.4 절에서 기술된 과정들에 비해， 간섭 정렬 플레인을 계산하는 단계가 생략될 수 있다.
이는 특정한 경우， 즉 r<N인 경우에 적용될 수 있는 경우로, 이 전 section 2.3고^ 2.4에서의 2 단계 피드백 방법 (stage feedback ^을 통한 간섭 정렬 방식이 아닌， 특정 단계나 절차를 줄여서 동일한 효과를 얻을 수 있는 경우에 대해 서술한다.
단계 1: 사용자 am은 Ham 및 Gam를 측정하고, Wam *Gam = 00| 되도록 Νχβ 제로 강제 수신 벡터 Wam를 구한다 (r<W이므로， 즉 Null(¾m) =Wam이므로， 이것은 언제나 가능하다).
단계 2: 사용자 am은 기지국 a로 Wam *Ham를 피드백한다.
이 피드백 정보는 양자화되거나 비양자화될 수 있다. 양자화된 피드백은
Ram상에 투영된 코드북 (codebook)을 설계함으로써 이루어질 수 있다.
단계 3: 기지꾹 a 는 매트릭스 Ha이 Wal *Hal；…; WaM *HaK] 를 형성하고， 로부터의 m번째 사용자에 대한 전송 빔포밍 가중치를 선택한다. «는 a 또는 b를 지침한다. 따라서 전술한 작용은 기지국 a 오ᅡ b에 모두 적용 가능하다.
구체적으로， 기지국 a의 경우，
단계 1: 사용자 am은 Ham 및 Gam를 측정하고, wam *Gam = o이 되도록 Νχβ 제로 강제 수신 벡터 Wam를 구한다 (Γ<Λ^Ι므로, 즉 Null(G;m) =Wan^|°로， 이것은 언제나 가능하다).
단계 2: 사용자 am은 기지국 a로 ^ 를 피드백한다. ,
이 피드백 정보는 양자화되거나 비양자화될 수 있다. 양자화된 피드백은 Ram상에 투영된 코드북을 설계함으로써 이루어질 수 있다.
단계 3: 기지국 a는 매트릭스 Ha = [wal *Hal；…; waM *HaK] 를 형성하고, ᅳ1로부터의 m번째 사용자에 대한 전송 빔포밍 가중치를 선택한다.
구체적으로， 기지국 b의 경우，
단계 1: 사용자 bm은 Hbm 및 를 측정하고， wbm *Gbm = o이 되도록 Νχβ 제로 강제 수신 벡터 Wbm를 구한다 (r<W이므로, 즉 Null( m) =wbn^l°로, 이것은 언제나 가능하다).
단계 2: 사용자 bm은 기지국 b로 wbm *Hbm를 피드백한다.
이 피드백 정보는 양자화되거나 비양자화될 수 있다. 양자화된 피드백은 Rbm상에 투영된 코드록을 설계항으로써 이루어질 수 있다.
단계 3: 기지국 b는 매트릭스 Ab = [WbrHb1; .··; WbM *HbK] 를 형성하고ᅳ 로부 9의 m번째 사용자에 대한 전송 빔포밍 가중치를 선택한다.
r<w일 때， 제안된 간섭 정렬 방식은 셀당 의 자유도를 달성한다. 더하여， BC의 경우, 한번의 CSI 피드백이면 충분하고， Gam에 의존하는 셀 바깥 간섭 정렬 면을 설계할 필요가 없다. 채널 상관관계가 없는 널 공간 간섭 정렬 방식에서， 간섭 정렬 면은 모든 사용자들에 대하여 보다 작은 유효 채널 랭크를 퇴화시키는 (것을 목표로 한다. 사실， 채널 상관관계 매트릭스들인 R 1/2 및 는 널 공간 간섭 정렬 면과 같은 기능을 하고， 상관관계 매트릭스들이 서로 독립적이기 때문에 1<(3 = 1\1에 대한 간섭 정렬을 만든다.
여기서， 제안된 간섭 정렬의 중요한 측면을 지적하고자 한다. 보통， 기지국 측면에서의 강한 채널 상관관계는 다중 사용자 MIMO에 대한 저주처럼 여겨진다. 그러나， κ명의 사용자들에 대한 널 공간 간섭 정렬의 적격성 (eligibility) 면에서， 장재적인 (potential) 안테나 상관관계는 축복이다.
이러한 방식이 기지국에서의 높은 전송 상관 채널 (highly transmit correlated channel)에는 더 적합하다. 그러나 다른 종류의 전달 시나리오들에도 사용될 수 있다. 상기 방식이 여전히 유효하겠지만， 그 성능은 섹션 2.4에서 설명된 방식에 비해 떨어질 것이다.
2.2 하이브리드 방식
섹션 2.4는 이중 단계 피드백을 필요로 하는 BC 간섭 정렬을 설명한다. 섹션 3/1은 기지국에서의 높은 전송 상관관계에서 상당히 단순화될 수 있는 방식을 보여준다. 본 섹션에서 설명하는 하이브리드 방식의 경우， 기지국은 통 텀 상관관계 매트릭스 (long term correlation matrix)에 따라 섹션 2.4의 방식고 섹션 3/1의 방식을 전환한다.
이러한 하이브리드 방식에서， 네트워크의 모든 사용자들은 채널 측정에 기반하는 그들 각자의 통 텀 및 /또는 광대역 전송 매트릭스를 측정한다. 또한， 모든 사용자들은 양자화된 또는 비양자화된 방식으로 그들의 통 텀 및 /또는 상관관계 매트릭스를 각자의 기지국에 보고한다. 상관관계 매트릭스들의 교환을 통한 협동을 토대로， 기지국은 섹션 2.4 또는 섹션 3.1의 방식을 사용하여 운용할 것을 결정한다.
2.3 이질 네트워크들에서의 간섭 정렬
도 5는 본 발명의 다른 실시에에 CCᅡ라 마크로 셀과 펨토 셀이 흔재된 무선 통신 네트워크 구조를 도시하는 도면이다.
널 공간 간섭 정렬 방식의 응용으로서， 매크로 및 펨토 (또는 피코) 셀들로 구성된 이질 네트워크들을 고찰한다. 펨토셀들은 저전력, 근거리 데이터 액세스 포인트들로서 적합하며， 향상된 커버리지와 증가된 처리능력 (throughput)을 제공할 수 있다. 매트로셀과 펨토셀 사이의 크로스 -티어 (cross-tier) 간섭은 이질 네트워트의 배치에 대한 주된 도전이다. 펨토셀에서， 단일 사용자 전송은 상당히 월등한 커버리지 및 '다중 사용자 전송에 관련된 공간 재사용을 제공하는 것으로 알려져 있다. 따라서， 펨토셀에서의 단일 사용자 전송이 어레이 이득 (gain)을 제공하고， 매크로셀에서의 K명 다충 사용자 전송이 다중화 이득 (multiplexing gain)을 제공하는 것으로 추정한다.
네트워크의 모든 사용자들은 동일한 개수 N의 수신 안테나들을 가진다 (2≤N≤ κ). 펨토셀 기지국 (기지국 a로 표시됨)의 전송 안테나 개수가 L(≥N)일 때， 펨토셀 및 매크로셀의 간섭 정렬 면은 각각 PaecLxl 및 ecMxK로 나타낸다. 매크로셸 기지국 (기지국 b로 표시됨)은 M(=K+I)개의 전송 안테나를 가진다. 여기서， β = 1이라고 가정한다.
펨토셀 pa ECLxl 에 대한 간섭 정렬 면은 임의로 설계될 수 있다. 이는 2≤N≤K 에서 사용자 bm이 펨토셀 기지국 a로부터의 간섭을 제거하기 우 I해 언제든지 wbm를 구성할 수 있기 때문이다 (즉， wbk *Gbkpa = 0). 따라서， 일단 가 모든 사용자들에게 알려지면， .매크로셀에서의 셀 바깥 간섭 정렬은 기지국 b로부터 기지국 a로의 역송 (backhaul) 없이 달성된다. 매크로셀에서 간섭 정렬 면 pbecMxK 를 설계하기 위하여， pb의 첫째 열부터 κ + 1-Ν 열은 Nuii(Gal)에 걸쳐야 한다 (span).
Span(Pb Null(Gal) 0| 되도록， K+1-N 열들을 구비한 매트력스를 Pb, e CM Χ(κ+1-Ν)로 나타낸다. 그리고 나서， 애크로셀에서의 간섭 정렬 면 pb는 pb,,ecMx(N— ^인 pb = [¾,Pb„] 에 의해 설계될 수 있다. 는 초기에 네트워크의 모든 기지국들과 사용자들에게 알려진다.
단계 1: 사용자 al은 ^^^(^를 측정한다. 사용자 a1은 wal alpb = o이 되도록 wal을 계산하고， 기지국 a로 pb,를 피드백한다.
사용자 bk는 HbkandGbk를 측정한다. 사용자 _ bk는 wbk *GbkPa = θΟ| 되도록 wbk을 계산하고, 기지국 b로 wbk *Hbk 를 피드백한다.
단계 2: 기지국 a는 기지국 b로 pb,를 보낸다.
단계 3: 기지국 b는 = 를 구성하고， k = i κ 에 대하여
VbkENull({(wbi *HbiPb)*}ie{1J{)/k)이 되도록 사용자 bk에 대한 제로 강제 전송 가중치 vbk를 계산한다.
제안된 방식은 한번의 CSI 피드백으로 펨토셀 사용자들에 대한 1 자유도 및 매크로셀 사용자들에 대한 K 셀당 자유도를 달성할 수 있다. 단지 한 방향의 역송 (backhaul)만이 、요구될 뿐이다 (단계 2).
3 기지국과 단말 구조
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 6에서 도시되는 바와 같이， 본 발명의 기지국은 송수신부 (610)와 제어부 (620)를 포함할 수 있다. 송수신부 (610)는 단말 또는 인접한 기지국과 데이터 또는 신호를 송수신한다. 제어부 (620)는 기지국의 전반적인 동작을 위해 기지국의 각 M록간의 신호 흐름을 제어한다. 도 6에서 도시되는 바와 같이， 제어부 (620)는 측정부 (621)， 간섭 정렬 플레인 생성부 (622)， 전송 프리코더 계산부 (623)를 포함할 수 있다.
측정부 (621)는 상기 기지국 및 인접 기지국에 위치한 단말들로부터， 상기 기지국에 대한 채널 및 상기 인접 기지국에 대한 간섭 채널을 각각 측정한다.
간섭 정렬 플레인 생성부 (622)는 상기 측정 결과에 기반하여 간섭 정렬 플레인을 생성한다. 이 경우， 상기 간섭 정렬 플레인은 상기 간섭 채널과 직교하는 널 스페이스 행렬의 특정 열 ( β )을 상기 간섭 정렬 플레인의 특정 행 )으로 매핑하여 생성되는 것을 특징으로 한다.
전송 프리코더 계산,부 (623)는 상기 측정된 간섭 채널에 상기 간섭 정렬 플레인을 적용한 채널로부터 간섭을 받지 않도록 인접 기지국에 위치한 단말에 대한 전송 프리코더를 계산한다. 그리고 전송 프리코더 계산부 (623)는 상기 계산된 전송 프리코더를 인접 셀에 위치한 단말에게 전송한다.
한편, 상기에서는 제어부 (620)와 각 볼록이 서로 구분되며， 서로 상이한 기능을 수행하는 것으로 기술하였지만， 이는 일 에시에 불고ᅡ할 뿐， 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 에를 들어서， 측정부 (621)가 수행하는 채널 측정 과정을 제어부 (620) 자체가 수행할 수도 있는 것이다.
이 경우， 제어부 (620)는 상기 기지국에 위치한 단말들이 인접 기지국으로부터 간섭을 받지 않도록 채널을 형성하도록 제어할 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 볼록도이다. 도 7에서 도시된는 바와 같이， 본 발명의 단말은 송수신부 (710)와 제어부 (720)를 포함할 수 있다.
송수신부 (710)는 서빙 기지국 또는 인접 기지국과 데이터 또는 신호를 송수신한다.
제어부 (720)는 단말의 전반적인 동작을 위해 단말의 각 볼톡간의 신호 흐름을 제어한다. 도 7에서 도시되는 바와 같이， 제어부 (720)는 측정부 (721)， 수신 필터 생성부 (722)를 포함할 수 있다.
측정부 (721)는 서빙 기지국으로부터의 채널, 및 사익 인접 기지국으로부터의 간섭 채널을 촉정한다. 그리고 측정부 (721)는 상기 간섭 채널고ᅡ 직교하는 널 스페이스 정보를 서빙 기지국으로 전송한다.
그러면 상기 널 스페이스 정보는 서빙 기지국에서 인접 기지국으로 전달된다. 그러면 인접 기지국은 상기 널 스페이스 정보에 기반하여 간섭 정렬 플레인을 생성하고 이를 서빙 기지국과 공유한다.
그러면 수신 필터 생성부 (722)는 상기 간섭 정렬 플레인이 적용된 서빙 기지국 및 인접 기지국으로부터의 채널을 측정하고， 수신 필터를 생성한다. 상기 수신 필터는 인접 기지국에서 간섭 정렬 플레인이 적용된 전송 신호를 상기 단말이 수신 시 간섭을 제거하도록 하는 특징을 갖는다.
그리고 수신 필터 생성부 (722)는 상기 간섭 정렬 플레인고ᅡ， 상기 수신 필터오 상기 제 1 기지국으로부터의 채널에 기반한 유효한 채널 측정 값을 계산하여 서빙 기지국으로 전송한다.
그러면 서빙 기지국은 각 단말로부터 수신한 등가 유효 채널 측정 값들을 결합하여 전송 필터를 설계한다.
4 시들레이션 01 시을레이션 발명에서， 제안된 널 공간 간섭 정렬 전락의 타당성을 확인한다. 한번의 채널 상태 정보 (channel state information; CSI) 피드백을 필요로 하는 제안된 간섭 정렬 방식을， MAC, 퇴화된 (degenerated) BC, 및 펨토셸 네트워크들에 대하여 시듈레이션한다. 시을레이션을 우 I해， 빔포밍 시나리오가 셀 바깥 간섭 및 사용자간 간섭 없이 사용자마다 단일 스트림 전송을 시도한다고 가정한다.
도 8은 M = 5,N = 2, 및 Κ = 3 (즉， γ = 2 )인 MAC에 대하여 합계 처리량 (S니 ΠΊ throughput)을 보여준다. 여기서， 달성 가능한 셀당 자유도 K=3이 얻어진다. 섹션 2.3에서의 알고리즘 설명에 따르면, 기지국 α로부터 셀 δ의 셀 바깥 사용자까지의 양자화된 전송 빔포 D quantized transmit beamformer)를 전달하기 위한 한번의 피드백이 요구된다. 피드백 비트들의 수가 증가할수록 합계을 (sum rate)은 완전한 CSI 합계 처리량에 근접한다.
. 도 9는 M = 4,N = 3, 및 K = 4인 퇴호 BC에 대하여 합계 처리량을 보여준다. 송신기에서의 상관관계가 채널 랭크를 퇴화시키고， 채널 탱크 ( Γ )이 N = 3보다 작다고 가정한다 (즉， r = 2 < JV). 퇴호ᅡ BC에 대하여， 채널 상관관계 매트릭스 자체는 각 사용자에 대한 간섭 정렬 면으로 기능하기 때문에， 기지국은 간섭 정렬 면을 설계할 필요가 없다. 도면에 도시된 바와 같이， CSI의 레졸루션 (resolution)이 증가함에 따라 달성 가능한 합계을도 증가한다.
마지막 시을레이션 발명에서, M=4, L=2, N=2 및 K=2인 펨토셀 BC 네트워크들에서의 간섭 정렬을 검토한다. 펨토셸의 간섭 제한 거동 (interference limited behavior)을 보기 위해, 펨토셀이 매크로셀 기지국으로부 EI 가까운 거리에 위치하고 있다고 가정한다. 즉ᅳ 매크로셀 기지국으로부터 펨토셀 기지국으로의 총 간섭 능력 (total power of the interference)은 두 배가 된다고 가정한다. 도 10은 매크로셀 사용자들과 펨토셀 사용자에 대하여 달성 가능한 합계을을 보여준다. 높은 간섭 제약 (high interference limitation)으로 인해， 펨토셀 사용자에 대하여 달성 가능한 처리량은 제한된다. 매크로셀 기지국으로부터의 이러한 높은 크로스 티어 간섭을 다루기 (address) 위해， 추가적인 처리량 이득을 제공할 펨토셀에서의 사용자 스케줄링을 고려한다. 또한， 펨토셀에서의 장재적인 이득을 보기 위해， 펨토셀에서의 사용자 스케줄링을 고려한다. 스케줄러는 채널이 유효하게 P^I 매치되는 사용자를 선택한다. 즉， ||HALPA||를 극대화하는 사용자를 선택한다. 도 11은 사용자 스케줄링이 없는 처리량과 κκ = 4 인 사용자 스케줄링 처리량을 비교하여 보여준다.

Claims

【청구의 범우ᅵ】
【청구항 1
제 1 셀을 관장하는 제 1 기지국과 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스렘에서 기지국의 간섭 정렬 방법에 있어서，
상기 제 1 기지국이， 상기 제 1 셀 및 상기 제 2 셀에 위치한 단말들로부터， 서빙 기지국에 대한 채널 및 인접 기지국에 대한 간섭 채널을 각각 측정하는 단계; 상기 측정 결과에 기반하여 간섭 정렬 플레인을 생성하는 단계;
상기 제 2 셀에 위치한 단말이 상기 간섭 채널에 상기 간섭 정렬 플레인을 적용한 채널에 의해 상기 제 1 셀로부터 간섭을 받지 않도록 상기 제 2 셀에 위치한 단말에 대한 전송 프리코더를 계산하는 단계; 및
상기 계산된 전송 프리코더를 상기 제 2 셀에 위치한 단말에게 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 2
1항에 있어서
상기 제 1 셀에 위치한 단말들이 상기 제 2 셀로부터 간섭을 받지 않도록 상기 제 1 셀에 위치한 단말들에 대한 채널을 형성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 3
제 1항에 있어서， 상기 간섭 정렬 플레인은,
상기 간섭 채널고ᅡ 직교하는 널 스페이스 행렬의 특정 열을 상기 간섭 정렬 플레인의 특정 행으로 매핑하여 생성되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 4 제 1 셀을 관장하는 제 1 기지국과 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 단말의 간섭 정렬 방법에 있어서，
상기 단말이 서빙 기지국인 제 1 기지국으로부터의 서빙 채널， 및 제 2 기지국으로부터의 간섭 채널을 측정하는 단계; '
상기 간섭 채널고ᅡ 직교하는 널 스페이스 정보를 상기 제 1 기지국으로 전송하는 단계;
상기 널 스페이스 정보에 기반하여 생성된 간섭 정렬 플레인이 적용된 상기 제 1 기지국 및 상기 제 2 기지국으로부터의 채널을 측정하고, 수신 필터를 생성하는 단계;' 및
상기 간섭 정렬 플레인과 상기 수신 필터와 상기 제 1 기지국으로부터의 채널에 기반한 유효 채널 측정 값을 상기 제 1 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 5】
제 4항에 있어서， 상기 수신 필터는，
간섭 기지국인 제 2 기지국에서 간섭 정렬 플레인이 적용된 전송 신호를 상기 단말이 수신하는 경우， 간섭을 제거하도록 설계되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 6】
제 4항에 있어서，
전송 필 a를 통해 상기 제 1 기지국으로부터 전송되는 데이 Eᅥ를 수신하는 단계를 더 포함하며，
상기 전송 필터는 상기 유효 채널 측정 값에 기반하여 상기 제 1 기지국에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 7】
제 4항에 있어서，
전송 필터를 통해 상기 저 11 기지국으로부터 전송되는 데이터를 수신하는 단계를 더 포함하며， ,
상기 전송 필터는 상기 유효 채널 측정 값에 기반하여 상기 제 1 기지국에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
【청구항 8】
제 7항에 있어서， 상기 제어부는，
상기 제 1 셸에 위치한 단말들이 상기 제 2 셀로부터 간섭을 받지 않도록 상기 제 1 셀에 위치한 단말들에 대한 채널을 형성하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 기지국.
【청구항 9】 - 제 7항에 있어서, 상기 간섭 정렬 플레인은，
상기 간섭 채널고ᅡ 직교하는 널 스페이스 행렬의 특정 열을 상기 간섭 정렬 플레인의 특정 행으로 매핑하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
【청구항 10】
제 1 셀을 관장하는 제 1 기지국과 제 2 셀을 관장하는 제 2 기지국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 간섭을 정렬하는 단말에 있어서，
서빙 기지국 또는 인접 기지국과 신호를 송수신하는 송수신부; 및
상기 단말이 서빙 기지국인 제 1 기지국으로부터의 서빙 채널, 및 제 2 기지국으로부터의 간섭 채널을 측정하、고， 상기 간섭 채널고ᅡ 직교하는 널 스페이스 정보를 상기 제 1 기지국으로 전송하며. 상기 널 스페이스 정보에 기반하여 생성된 간섭 정렬 플레인이 적용된 상기 제 1 기지국 및 상기 제 2 기지국으로부터의 채널을 측정하고 수신 필터를 생성하고， 상기 간섭 정렬 플레인과 상기 수신 필터와 상기 제 1 기지국으로부터의 채널에 기반한 유효 채널 측정 값을 상기 제 1 기지국으로 전송하도록 제어하는 제어부를 포항하는 것을 특징으로 하는 단말.
【청구항 11】
제 10항에 있어서， 상기 수신 필터는,
간섭 기지국인 제 2 기지국에서 간섭 정렬 플레인이 적용된 전송 신호를 상기 단말이 수신하는 경우， 간섭을 제거하도록 설계되는 것을 특징으로 하는 단말.
【청구항 12】
제 10항에 있어서，
상기 제어부는 전송 필터를 통해 상기 제 1 기지국으로부터 전송되는 데이터를 수신하도록 제어하며，
상기 전송 필터는 상기 유효 채널 측정 값에 기반하여 상기 제 1 기지국에 의해 생성되、는 것을 특징으로 하는 단말.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150333808A1 (en) * 2012-12-07 2015-11-19 Sharp Kabushiki Kaisha Base station device, wireless communication system, wireless communication method, and integrated circuit

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101478843B1 (ko) * 2009-01-22 2015-01-05 엘지전자 주식회사 협력적 다중 셀 무선통신 시스템에서 데이터를 송신하는 방법
WO2013127254A1 (en) * 2012-02-27 2013-09-06 The Hong Kong University Of Science And Technology Interference alignment for partially connected cellular networks
KR101624121B1 (ko) * 2012-06-09 2016-05-25 삼성전자주식회사 무선 통신시스템의 간섭 정렬 및 제거 장치 및 그를 위한 방법
CN103634036B (zh) * 2012-08-27 2017-10-27 华为技术有限公司 分布式多小区多用户波束成形方法、发射机及相关系统
US9161247B2 (en) * 2012-10-19 2015-10-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for using channel output feedback in multi user wireless systems and hybrid-ARQ
EP2981001B1 (en) * 2013-03-27 2020-01-01 LG Electronics Inc. Method for canceling interference in wireless communication system and apparatus therefor
KR102099249B1 (ko) * 2013-09-06 2020-04-09 한국전자통신연구원 무선랜에서 간섭 정렬을 이용하는 통신 방법
US9124360B2 (en) * 2014-01-13 2015-09-01 Nec Laboratories America, Inc. Degrees of freedom per communication node
US9825666B2 (en) * 2014-01-28 2017-11-21 Maxlinear Asia Singapore Private Limited Communication system for telephone line access with crosstalk stability
CN106068615B (zh) 2014-01-28 2019-08-23 马维尔国际贸易有限公司 具有串扰稳定性的用于电话线接入的通信系统
US10110293B2 (en) * 2014-06-19 2018-10-23 Nec Corporation Interference alignment in a network with asymmetrical channel dimensions
US9722720B2 (en) * 2014-07-29 2017-08-01 Nec Corporation Scaling wireless full duplex in multi-cell networks with spatial interference alignment
US10136444B2 (en) * 2014-08-14 2018-11-20 Lg Electronics Inc. Communication method using outdated channel state information in two-cell, K-user cellular network
CN104301018B (zh) * 2014-09-29 2017-11-03 中国科学院计算技术研究所 一种应用于部分连通mimo干扰广播信道的干扰对齐方法
US9781736B2 (en) * 2015-03-25 2017-10-03 Huawei Technologies Co., Ltd. Offloading of controlling across access nodes
US10200894B2 (en) * 2016-04-22 2019-02-05 City University Of Hong Kong Facilitating interference management in multi-cell and multi-user millimeter wave cellular networks
WO2021112602A1 (en) * 2019-12-06 2021-06-10 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for multiple access

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010101345A2 (en) * 2009-03-03 2010-09-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Signal transmission method and system for transmitting signal by using interference control method and/or transmission power control method
KR100986649B1 (ko) * 2010-05-24 2010-10-08 인하대학교 산학협력단 다중 셀 상향링크 시스템에서 부분 공간 간섭 정렬의 사용자 선택 방법
KR20100112754A (ko) * 2009-04-10 2010-10-20 한국과학기술원 여러 사용자가 있는 다중 입력 다중 출력 간섭 채널에서 간섭 정렬을 위한 데이터 송수신 방법 및 장치
WO2010123700A1 (en) * 2009-04-20 2010-10-28 Intel Corporation Wireless network and method for adaptive opportunistic clustering for interference alignment in wireless networks
US20110051837A1 (en) * 2009-09-01 2011-03-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication system performing interference alignment and interference alignment method

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7420509B2 (en) * 2005-08-12 2008-09-02 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Methods and apparatus for adaptively performing algebraic interference cancellation
KR100950645B1 (ko) * 2006-03-03 2010-04-01 삼성전자주식회사 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
KR100991794B1 (ko) * 2007-12-31 2010-11-03 엘지전자 주식회사 셀간 간섭 감소 방법
KR101402242B1 (ko) * 2008-04-16 2014-06-02 삼성전자주식회사 복합 분할 복신 기반의 다중 입출력 무선통신 시스템에서빔포밍 장치 및 방법
US8295395B2 (en) * 2008-09-30 2012-10-23 Apple Inc. Methods and apparatus for partial interference reduction within wireless networks
CN102356586B (zh) * 2009-03-16 2015-06-03 马维尔国际贸易有限公司 多用户多输入多输出(mu-mimo)接收器
US8305921B2 (en) * 2009-04-03 2012-11-06 Quantenna Communications, Inc. Channel selection and interference suppression
US8391876B2 (en) * 2010-08-19 2013-03-05 Hitachi, Ltd. Interference management for distributed antenna systems
US8472550B2 (en) * 2010-12-23 2013-06-25 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Method for reducing interference in multi-cell multi-user wireless networks
WO2012093904A2 (ko) * 2011-01-06 2012-07-12 엘지전자 주식회사 셀룰러 네트워크에서의 간섭 정렬 방법 및 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010101345A2 (en) * 2009-03-03 2010-09-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Signal transmission method and system for transmitting signal by using interference control method and/or transmission power control method
KR20100112754A (ko) * 2009-04-10 2010-10-20 한국과학기술원 여러 사용자가 있는 다중 입력 다중 출력 간섭 채널에서 간섭 정렬을 위한 데이터 송수신 방법 및 장치
WO2010123700A1 (en) * 2009-04-20 2010-10-28 Intel Corporation Wireless network and method for adaptive opportunistic clustering for interference alignment in wireless networks
US20110051837A1 (en) * 2009-09-01 2011-03-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication system performing interference alignment and interference alignment method
KR100986649B1 (ko) * 2010-05-24 2010-10-08 인하대학교 산학협력단 다중 셀 상향링크 시스템에서 부분 공간 간섭 정렬의 사용자 선택 방법

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150333808A1 (en) * 2012-12-07 2015-11-19 Sharp Kabushiki Kaisha Base station device, wireless communication system, wireless communication method, and integrated circuit
US9641232B2 (en) * 2012-12-07 2017-05-02 Sharp Kabushiki Kaisha Transmission device and wireless communication method that provides precoded transmission data to first and second reception devices

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Publication number Publication date
WO2012128522A3 (ko) 2012-12-27
US20140003274A1 (en) 2014-01-02
US9391730B2 (en) 2016-07-12
KR102019429B1 (ko) 2019-09-06
KR20120107052A (ko) 2012-09-28

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