WO2012107190A1 - Commande a hysteresis d'un dispositif electronique par un signal module en largeur d'impulsion - Google Patents

Commande a hysteresis d'un dispositif electronique par un signal module en largeur d'impulsion Download PDF

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WO2012107190A1
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control signal
ctrl
voltage
frequency
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PCT/EP2012/000494
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Frédéric LE-HUNG
Stéphane SAINT-MACARY
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Continental Automotive France
Continental Automotive Gmbh
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Definitions

  • the present invention relates generally to switched electronic devices with hysteresis control, and more particularly to Switched Mode Power Supply (SMPS) of this type.
  • SMPS Switched Mode Power Supply
  • the invention finds applications, in particular, in switching power supplies for the supply of motor vehicle computers.
  • Hysteresis switching power supplies are switched electronic devices, typically controlled by a PWE (Pulse Width Modulation) two-state signal, whose state changes result from the comparison. a controlled value at a low threshold and at a high threshold.
  • PWE Pulse Width Modulation
  • This signal has a control frequency that is variable depending on the operating point (voltage, current). At a substantially constant output voltage, it varies continuously with the value of the output current. The higher the output current absorbed by the load, the higher the control frequency. As a result, this control frequency can enter specific frequency bands and result in a failure to comply with EMC specifications when qualifying the product. These frequency bands are called "forbidden”.
  • Switching power supplies are therefore designed and sized to operate up to a maximum "allowed" frequency, which is below the lowest forbidden frequency band. This generally ensures the requirements in terms of EMC.
  • a first aspect of the invention proposes an electronic device comprising:
  • a switched circuit having an output adapted to provide an output voltage, and controlled by a pulse width modulated two-state control signal
  • a first hysteresis comparator with a first low threshold voltage and a first high threshold voltage greater than said first low threshold voltage, adapted for, when activated, generating the control signal according to the result of the comparison between the output voltage on the one hand, and the first low threshold voltage and the first high threshold voltage, on the other hand;
  • At least one second hysteresis comparator with a second low threshold voltage and a second high threshold voltage greater than said second low threshold voltage, adapted for, when activated, generating the control signal according to the result comparing the output voltage on the one hand, and the second low threshold voltage and the second high threshold voltage, on the other hand;
  • control unit adapted to measure the frequency of the control signal, and to activate either the first hysteresis comparator or the second hysteresis comparator as a function of the frequency of the measured control signal, the first hysteresis comparator being activated for frequencies relatively low control signal, and the second hysteresis comparator being activated for relatively high control signal frequencies.
  • the difference between the second high threshold voltage and the second low threshold voltage is less than the difference between the first high threshold voltage and the first low threshold voltage.
  • the switched circuit can be controlled so that the operating frequency or switching frequency remains outside specific frequency bands where the EMC specifications are more demanding.
  • the voltage thresholds of the hysteresis comparators, and at least one frequency threshold used for the activation of a hysteresis comparator may be chosen so as to prevent the frequency of the control signal from entering prohibited bands.
  • the dimensioning of the electronic device can therefore take advantage of this increase in the frequency range to accept lower values of external components (L and C more particularly), or to increase the requirements of the specifications thus bringing added value.
  • the implementation of the invention makes it possible to avoid, for example to a hysteresis switching power supply, operating in specific frequency bands where the EMC stresses are high.
  • Activation of one of at least two hysteresis comparators makes it possible to vary the ripple of the output voltage in a discrete (i.e. non-continuous) manner.
  • the frequency of the pulse width modulated control signal which depends on the value of this ripple, also varies in a discrete way from one frequency band to another without going through undesired frequency bands.
  • the activation of the hysteresis comparators is performed by digital technology, which allows flexibility and simplicity that the analog control does not allow.
  • the invention also relates to a switching power supply comprising at least one device for chopping an input voltage.
  • the hashing device comprises an electronic device according to the first aspect.
  • Another aspect of the invention also provides the use of a switching power supply according to the second aspect, with an input voltage chopping device having a voltage-down type DC-DC voltage converter structure. for feeding a motor vehicle calculator.
  • a final aspect of the invention provides a method of switching a circuit adapted to generate an output voltage from a two-state control signal modulated in pulse width.
  • the method comprises:
  • the first hysteresis comparator having a first low threshold voltage and a first high threshold voltage greater than said first low threshold voltage, and being adapted to generate the control signal according to the result of the comparison between the output voltage on the one hand, and the first low threshold voltage and the first high threshold voltage, on the other hand, is activated for relatively low control signal frequencies.
  • the second hysteresis comparator having a second low threshold voltage and a second high threshold voltage greater than said second low threshold voltage, and being adapted to generate the control signal based on the result of the comparison of the output on the one hand, and the second low threshold voltage and the second high threshold voltage, on the other hand, is enabled for relatively high control signal frequencies.
  • the difference between the second high threshold voltage and the second lower threshold voltage is less than the difference between the first high threshold voltage and the first low threshold voltage.
  • Figure 1 is a diagram of a switched device controlled by a pulse width modulated signal with hysteresis, of known type;
  • Figures 2a to 2e are timing diagrams of signals illustrating the operation of the device of Figure 1;
  • Fig. 3 is a diagram of a switched device controlled by a pulse width modulated signal with hysteresis, according to embodiments of the invention.
  • Figure 4 shows an exemplary embodiment of a control unit of the device of Figure 3;
  • Figures 5a to 5e are timing diagrams of signals illustrating the operation of the device of Figure 3.
  • FIG. 6 is a graph of the switching frequency of the device of the
  • Figure 1 shows an example of a device switched by a pulse width modulated control signal. It is a DC-DC converter structure of voltage-down type (Buck converter structure).
  • a chopping element generally a power transistor Q1 such as a MOSFET (in English "Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor” for a field effect transistor with metal-oxide-semiconductor structure) or an IGBT (in English “Insulated Gate Bipolar Transistor” for a bipolar transistor insulated gate), switches from an on state (“ON”) to an off state (“OFF”), or vice versa, depending on the changes of logic state of the control signal CTRL applied to its control gate.
  • MOSFET in English "Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor” for a field effect transistor with metal-oxide-semiconductor structure
  • IGBT in English "Insulated Gate Bipolar Transistor” for a bipolar transistor insulated gate
  • Q1 is an NMOS transistor
  • its drain is for example coupled to the positive terminal of a DC voltage source V g whose negative terminal can be connected to ground.
  • the source of Q1 is coupled to a first terminal of a load, symbolized here by a resistor R, across an inductor L.
  • the second terminal of the load R is coupled to ground.
  • a capacitor C is coupled in parallel with the load R.
  • a freewheeling diode D-> is coupled to the source of Q1 by its cathode, and to the ground by its anode. The diode allows the energy accumulated in the inductor to be evacuated when Q1 goes from the ON state to the OFF state.
  • the duty cycle of the control signal CTRL determines the times during which Q1 is alternately in the ON state and in the OFF state and therefore in average, the level of a voltage V across the load R substantially smoothed by the capacitor C. With such a voltage-reducing converter structure, the level of the voltage Vout is lowered relative to that of the voltage V g .
  • the current absorbed by the load R may vary with time depending on the operation of the equipment or apparatus included in the load. This variation of the charging current is equivalent to a disturbance of the voltage Vout, which decreases more rapidly when the charging current increases and vice versa.
  • the device can be used in combination with a hysteresis control.
  • the control signal CTRL is then generated by a control unit 10, which comprises a hysteresis comparator 11 having a low threshold Vmin and a high threshold Vmax.
  • the hysteresis control technique consists of generating the control signal CTRL directly from the quantity to be controlled, here the voltage Vout across the load, by all-or-nothing decisions.
  • Vout the voltage across the load
  • Vout> Vmax the CTRL signal changes from the ON state to the OFF state.
  • the device then operates in a closed loop, the duty cycle and the frequency of the CTRL signal evolving naturally as a function of the disturbances affecting the quantity to be controlled.
  • FIG 2a there is shown an example of evolution of the charging current I R as a function of time. It is recalled that the R evolves according to the current calls in the load R. For example, when the load is a motor vehicle calculator, the current requirement depends on the number of calculations made. The activity peaks of the computer create large current calls which correspond to disturbances of the voltage Vout. In the example shown, the current I R increases regularly over time.
  • Figure 2b shows the corresponding evolution of the voltage Vout across the load, taking into account the hysteresis control.
  • This voltage Vout is the ordered quantity.
  • the horizontal dotted lines represent the constant threshold voltages Vmin and Vmax of the hysteresis comparator of the control unit 10.
  • the voltage Vout has a residual ripple whose frequency is linked to the switching frequency of the transistor Q1. that is, also at the frequency of the CTRL signal.
  • Figure 2c shows the evolution of the current I L in the inductance L. As can be seen, there are in this example parts of the time where L L is equal to zero, reflecting what is called a functioning batchwise.
  • Figure 2d shows the CTRL signal. As can be seen, it is in the logic high state (so that Q1 is in the ON state) when the voltage Vout is less than Vmin. In this case, the current l L increases. Conversely, it is in the logic low state (so that Q1 is in the OFF state) when the voltage Vout is greater than Vmax. In this case, the current l L decreases.
  • FIG. 2e there is shown the evolution of the frequency Fq of the control signal CTRL, or switching frequency of the device.
  • Fq increases when l R increases, in order to maintain the voltage Vout across the load between the threshold voltages Vmin and Vmax of the hysteresis comparator 11 of the control unit 10.
  • the major disadvantage is the lack of control of the switching frequency of the transistors, which makes it difficult to comply with the EMC standards mentioned in the introduction. Indeed, the higher the output current absorbed by the load, the higher the control frequency is. As a result, the control frequency can enter forbidden frequency bands (hatched area in Figure 2c), unless high-value but expensive L and / or C components are used.
  • FIG. 3 a device of the type illustrated in FIG. 3 is proposed, on which the same elements as in FIG. 1 bear the same references.
  • the invention applies to any switched circuit 20 having an output 21 adapted to deliver an output voltage Vout, and controlled by a control signal CTRL two-state modulated pulse width.
  • a typical example corresponds to a switching power supply comprising a device for chopping an input voltage V g .
  • the output voltage Vout corresponds in this example to a supply voltage delivered by the switching power supply.
  • the hashing device comprises the switched electronic device 20 which has already been described with reference to FIG. 1 illustrating the prior art.
  • the power transistor Q1 of the input voltage chopping device may, for example, be of the MOSFET or IGBT type.
  • control unit 30 of the device shown in FIG. 3 comprises two hysteresis comparators 31 and 32.
  • the operation will be described with reference, as necessary, to the timing diagrams of Figures 5a to 5e which are similar to those of Figures 2a to 2e and show the same signals, respectively.
  • Figure 5a shows a current I R which grows linearly in a first part of time, and decreases linearly in the second part of time.
  • the first hysteresis comparator 31 has a first low threshold voltage Vmin and a first high threshold voltage Vmax greater than Vmin. It is adapted for, when activated, to generate the control signal CTRL according to the result of the comparison between the output voltage Vout on the one hand, and Vmin and Vmax on the other hand.
  • the second hysteresis comparator 32 has a low threshold voltage Vmin2, and a high threshold voltage Vmax2, greater than Vmin2. It is adapted to, when activated, generate the control signal CTRL according to the result of the comparison between the output voltage Vout on the one hand, and Vmin2 and Vmax2 on the other hand.
  • the difference AV2 between the high threshold voltage Vmax2 and the low threshold voltage Vmin2 of the second comparator 32 is smaller than the difference AV between the high threshold voltage Vmax and the low threshold voltage Vmin of the first comparator 31.
  • the residual ripples ("Ripple" in English) of the output voltage Vout are in principle in the range [Vmin-Vmax] (which is denoted AV in Figure 3b) when the comparator 31 is activated, and in the meantime [Vmin2 - Vmax2] (which is noted ⁇ ⁇ / 2 in Figure 3b), when the comparator 32 is activated.
  • ⁇ ⁇ / 2 is weak in front of AV so that the frequency of the control signal can make a significant jump during the passage from the use of the comparator 31 to the use of the comparator 32.
  • the voltage Vout has a level substantially equal regardless of the comparator, 31 or 32, which is activated.
  • the low threshold voltage Vmin2 is greater than the low threshold voltage Vmin, and the high threshold voltage Vmax2 is lower than the high threshold voltage Vmax.
  • This example is however in no way limiting, since other configurations are possible as regards the levels of the four threshold voltages, as long as the difference ⁇ / 2 is substantially lower than the difference AV.
  • the device also comprises a control unit 34 adapted to measure the frequency Fq of the control signal CTRL, shown by the graph of Figure 5e. It is also adapted to activate either the first hysteresis comparator 31 or the second hysteresis comparator 32, as a function of the measured frequency Fq. More particularly, the first hysteresis comparator 31 is activated for low frequencies of the control signal, and the second hysteresis comparator is activated for high frequencies of the control signal. The terms "low” and “high” are understood here for frequencies whose respective values are appreciated relatively to each other. The definition of the frequency values for which one or the other of the comparators 31 and 32 is activated depends on the application.
  • the control unit 34 is adapted to deactivate the first comparator 31 and to activate the second comparator 31.
  • comparator 32 when the frequency Fq of the control signal CTRL becomes greater than a first frequency threshold Fq1. This occurs at the moment noted t1 in Figure 5e.
  • the control circuit 34 is adapted to deactivate it and to activate the first comparator 31 when the frequency Fq of the control signal CTRL becomes lower than a second frequency threshold Fq2, higher than the first. Frequency threshold Fq1. This occurs at the moment noted t2 in Figure 5e.
  • the first frequency threshold Fq1 is about 150 kHz, and / or the second frequency threshold Fq2 is about 300 kHz.
  • the advantage obtained by the device thus described is that operation with a switching frequency (frequency of the control signal CTRL) in the band [Fq1-Fq2] is avoided. It then suffices to configure the control unit so that the thresholds Fq1 and Fq2 correspond to the low and high limits, respectively, of the forbidden band that it is desirable to avoid.
  • control unit 34 ensures the activation of the comparator 31 whose hysteresis range AV is relatively high, for the low values of the current I R. If l R increases towards the high values to the point of reaching a first value by lower values, as at time t1 of FIG. 2e, the unit 34 causes the deactivation of the comparator 31 and the activation of the comparator 32 whose AV2 hysteresis range is relatively lower. This causes the frequency Fq to rise sharply.
  • the unit 34 causes the deactivation of the comparator 32 and the activation of the comparator 31 whose AV hysteresis is relatively higher. This drastically drops the frequency Fq.
  • the graph of FIG. 6 shows the evolution of the frequency Fq of the CTRL signal when the charging current I R increases linearly, here in the range between 0 and 1 Ampere. This details the frequency hopping that takes place at time t1 of FIG. 5e, when the current I R reaches the first value mentioned in the preceding paragraph. As can be seen, the frequencies included in the band [Fq1 - Fq2] are avoided,
  • the selective use of the comparator 31 or the comparator 32 results from the measurement of the frequency of the control signal. Depending on its value, one or the other of these comparators is activated by the unit 34.
  • the method of measuring the frequency is not limiting, and may give rise to more than one embodiment of the device. device. As such, only one example of means for measuring the frequency is proposed below.
  • control unit 34 may comprise a pulse counter.
  • a counter 41 is adapted to output a number of control signal pulses counted per unit of time, as a measure of the frequency of the control signal CTRL. More particularly, this number of pulses is proportional to the period 1 / Fq of the control signal CTRL.
  • the counter 41 comprises, for example, an activation input 42 receiving an activation signal En, and a clock input 43 receiving a clock signal CLK of frequency substantially greater than the frequency range of the control signal CLK, by example of the order of a few megahertz to a few tens of megahertz. It also comprises a reset input 44, receiving the signal CTRL whose frequency is measured, through a front detector 45, for example a rising edge detector. As will be understood, the counter counts the number of CLK clock shots between two rising edges of the CTRL signal, as long as the signal En is activated. This number, output, is a measure of the frequency Fq since it is representative of the period 1 / Fq of the CTRL signal.
  • the counter 41 and the edge detector 45 can be made in the form of an FPGA (Field Programmable Gate Array) circuit. All or part of the control unit can also be implemented in software form.
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the input voltage chopping device preferably has a DC-DC voltage-converter structure.
  • the input voltage V g is typically the battery voltage, between 12 and 14 volts or between 24 and 28 volts.
  • the output voltage Vout is a fixed voltage of the order of 1.5 to 2.4 volts according to the technology of the computer, for example 1, 8 volts.
  • Another aspect of the invention relates to a method of switching a circuit adapted to generate an output voltage from a two-state pulse width modulated control signal.
  • the method comprises measuring the frequency of the control signal, and activating the hysteresis comparator 31 or the hysteresis comparator 32 as a function of the frequency of the measured control signal to generate the control signal.
  • the principle of the invention can be extended to the exclusion of more than one band of forbidden frequencies, by increasing the number of hysteresis comparators, which is not limited to two.

Abstract

Il est décrit un dispositif et un procédé de commutation d'un circuit pour générer une tension de sortie (Vout) à l'aide d'un signal de commande (CTRL) à deux états modulé en largeur d'impulsion. On mesure la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL). Pour générer le signal de commande (CTRL), on active soit un premier comparateur à hystérésis (31) soit un deuxième comparateur à hystérésis (32) en fonction de la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) mesurée. Avantageusement, les seuils de tension des comparateurs à hystérésis et au moins un seuil de fréquence peuvent être choisis de manière à éviter que la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) n'entre dans des bandes de fréquence interdites.

Description

Commande à hystérésis d'un dispositif électronique
par un signal modulé en largeur d'impulsion
La présente invention se rapporte de manière générale aux dispositifs électroniques commutés avec commande à hystérésis, et plus particulièrement aux alimentations à découpage (ou SMPS, de l'anglais « Switched Mode Power Supply ») de ce type.
L'invention trouve des applications, en particulier, dans les alimentations à découpage pour l'alimentation des calculateurs de véhicule automobile.
Les alimentations à découpage à hystérésis sont des dispositifs électroniques commutés, typiquement commandées par un signal à deux états modulé en largeur d'impulsion (PWM, de l'anglais « Puise Width Modulation »), dont les changements d'état résultent de la comparaison d'une valeur contrôlée à un seuil bas et à un seuil haut.
Ce signal a une fréquence de commande qui est variable en fonction du point de fonctionnement (tension, courant). A tension de sortie sensiblement constante, elle varie de façon continue avec la valeur du courant de sortie. Plus le courant de sortie absorbé par la charge est important, plus la fréquence de commande est élevée. De ce fait, cette fréquence de commande peut entrer dans des bandes de fréquences spécifiques et aboutir à un non respect de spécifications en termes de compatibilité électromagnétique (CEM) lors de la qualification du produit. Ces bandes de fréquences sont dites « interdites ».
Les alimentations à découpage sont donc conçues et dimensionnées pour fonctionner jusqu'à une fréquence maximum « autorisée », qui est en deçà de la bande de fréquences interdites la plus basse. Ceci permet généralement de garantir les exigences en termes de CEM.
Ce résultat est toutefois obtenu au prix de compromis difficiles entre des exigences relatives aux plages de fonctionnement (courant, tension) désirées, et aux valeurs économiquement admissibles des composants de l'alimentation à découpage les plus critiques, plus particulièrement de l'inductance et du condensateur. En effet, limiter la fréquence de fonctionnement nécessite l'emploi de composants ayant de fortes valeurs, donc chers et par ailleurs encombrants, pour obtenir certains point de fonctionnement à courant et/ou tension élevés. L'invention vise à améliorer la situation. Elle repose sur l'observation faite par les inventeurs de ce que, dans les dispositifs commandés en mode à hystérésis, la fréquence de fonctionnement est conditionnée par les seuils d'hystérésis.
A cet effet, un premier aspect de l'invention propose un dispositif électronique comprenant :
un circuit commuté ayant une sortie adaptée pour délivrer une tension de sortie, et commandé par un signal de commande à deux états modulé en largeur d'impulsion ;
un premier comparateur à hystérésis, avec une première tension de seuil basse et une première tension de seuil haute supérieure à ladite première tension de seuil basse, adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la première tension de seuil basse et la première tension de seuil haute, d'autre part ;
- au moins un deuxième comparateur à hystérésis, avec une seconde tension de seuil basse et une seconde tension de seuil haute supérieure à ladite seconde tension de seuil basse, adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la seconde tension de seuil basse et la seconde tension de seuil haute, d'autre part ; et,
une unité de pilotage adaptée pour mesurer la fréquence du signal de commande, et pour activer soit le premier comparateur à hystérésis soit le deuxième comparateur à hystérésis en fonction de la fréquence du signal de commande mesurée, le premier comparateur à hystérésis étant activé pour des fréquences du signal de commande relativement basses, et le deuxième comparateur à hystérésis étant activé pour des fréquences du signal de commande relativement hautes.
Avantageusement, la différence entre la seconde tension de seuil haute et la seconde tension de seuil basse est inférieure à la différence entre la première tension de seuil haute et la première tension de seuil basse.
De cette façon, quand l'unité de pilotage provoque l'activation du second comparateur en remplacement du premier comparateur, la fréquence de commutation du signal de commande augmente franchement. Inversement quand l'unité de pilotage provoque l'activation du premier comparateur en remplacement du second comparateur, la fréquence de commutation du signal de commande diminue brutalement. Dit autrement, le passage d'un comparateur à l'autre provoque des sauts de fréquence du signal de commande qui permettent d'éviter certaines bandes de fréquences.
Cette nouvelle architecture pour les dispositifs commutés fonctionnant en mode à hystérésis permet donc de travailler sur une plage étendue de fréquences sans pour autant traverser des zones de fréquences interdites. En effet, le circuit commuté peut être commandé de manière que la fréquence de fonctionnement ou fréquence de commutation reste en dehors de bandes de fréquence spécifiques où les spécifications CEM sont plus exigeantes. A cet effet, les seuils de tension des comparateurs à hystérésis, et au moins un seuil de fréquence utilisé pour l'activation d'un comparateur à hystérésis peuvent être choisis de manière à éviter que la fréquence du signal de commande n'entre dans des bandes interdites.
Le dimensionnement du dispositif électronique peut dès lors profiter de cette augmentation de l'étendue de fréquences pour accepter des valeurs plus faibles de composants externes (L et C plus particulièrement), ou bien augmenter les exigences du cahier des charges apportant ainsi une plus-value générale.
La mise en œuvre de l'invention permet d'éviter, par exemple à une alimentation à découpage à hystérésis, de fonctionner dans des bandes de fréquence spécifiques où les contraintes CEM sont élevées.
Cela se fait par une sélection d'un comparateur à hystérésis avec des seuils d'hystérésis adaptés à maintenir la fréquence de commutation à l'intérieur de bandes de fréquences autorisées, plus particulièrement en évitant les bandes de fréquences interdites.
L'activation de l'un parmi au moins deux comparateurs à hystérésis permet de faire varier l'ondulation de la tension de sortie de manière discrète (i.e. non continue). La fréquence du signal de commande modulé en largeur d'impulsion, qui dépend de la valeur de cette ondulation, varie elle aussi de manière discrète pour passer d'une bande de fréquences à une autre sans passer par des bandes de fréquences non souhaitées.
Dans des modes de réalisation, l'activation des comparateurs à hystérésis est réalisée par une technologie numérique, ce qui permet une souplesse et une simplicité que le contrôle analogique ne permet pas. Dans un deuxième aspect, l'invention concerne également une alimentation à découpage comprenant au moins un dispositif de hachage d'une tension d'entrée. Le dispositif de hachage comprend un dispositif électronique selon le premier aspect.
Un autre aspect de l'invention prévoit également l'utilisation d'une alimentation à découpage selon le deuxième aspect, avec un dispositif de hachage de la tension d'entrée ayant une structure de convertisseur de tension continu-continu de type abaisseur de tension, pour l'alimentation d'un calculateur de véhicule automobile.
Enfin, un dernier aspect de l'invention propose un procédé de commutation d'un circuit adapté pour générer une tension de sortie à partir d'un signal de commande à deux états modulé en largeur d'impulsion. Le procédé comprend :
la mesure de la fréquence du signal de commande ; et,
l'activation d'un premier comparateur à hystérésis ou d'un deuxième comparateur à hystérésis en fonction de la fréquence du signal de commande mesurée, pour générer le signal de commande.
Dans ce procédé, le premier comparateur à hystérésis ayant une première tension de seuil basse et une première tension de seuil haute supérieure à ladite première tension de seuil basse, et étant adapté pour générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la première tension de seuil basse et la première tension de seuil haute, d'autre part, est activé pour des fréquences du signal de commande relativement basses.
Egalement, le deuxième comparateur à hystérésis ayant une seconde tension de seuil basse et une seconde tension de seuil haute supérieure à ladite seconde tension de seuil basse, et étant adapté pour générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la seconde tension de seuil basse et la seconde tension de seuil haute, d'autre part, est activé pour des fréquences du signal de commande relativement hautes.
Enfin, la différence entre la seconde tension de seuil haute et la seconde tension de seuil basse est inférieure à la différence entre la première tension de seuil haute et la première tension de seuil basse.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :
la Figure 1 , est un schéma d'un dispositif commuté commandé par un signal modulé en largeur d'impulsion avec hystérésis, de type connu ; les Figures 2a à 2e sont des chronogrammes de signaux illustrant le fonctionnement du dispositif de la Figure 1 ;
la Figure 3 est un schéma d'un dispositif commuté commandé par un signal modulé en largeur d'impulsion avec hystérésis, selon des modes de réalisation de l'invention ;
la Figure 4 montre un exemple de réalisation d'une unité de pilotage du dispositif de la Figure 3 ;
les Figures 5a à 5e sont des chronogrammes de signaux illustrant le fonctionnement du dispositif de la Figure 3; et,
- la Figure 6 est un graphe de la fréquence de commutation du dispositif de la
Figure 3 en fonction du courant dans sa charge.
La Figure 1 montre un exemple de dispositif commuté par un signal de commande modulé en largeur d'impulsion. Il s'agit d'une structure de convertisseur continu-continu (DC-DC), de type abaisseur de tension (structure de convertisseur « Buck »).
Dans cette structure, un élément de hachage, en général un transistor de puissance Q1 tel qu'un MOSFET (en anglais « Métal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor » pour un transistor à effet de champs à structure métal - oxyde - semi-conductrice) ou un IGBT (en anglais « Insulated Gâte Bipolar Transistor » pour un transistor bipolaire à grille isolée), commute d'un état passant (« ON ») à un état bloqué (« OFF »), ou réciproquement, en fonction des changements d'état logique du signal de commande CTRL appliqué sur sa grille de commande.
Dans le cas où Q1 est un transistor NMOS, son drain est par exemple couplé à la borne positive d'une source de tension continue Vg dont la borne négative peut être reliée à la masse. La source de Q1 est couplée à une première borne d'une charge, symbolisée ici par une résistance R, à travers une inductance L. La seconde borne de la charge R est couplée à la masse. Un condensateur C est couplé en parallèle sur la charge R. Enfin, une diode de roue libre D-> est couplée à la source de Q1 par sa cathode, et à la masse par son anode. La diode permet à l'énergie accumulée dans l'inductance d'être évacuée quand Q1 passe de l'état ON à l'état OFF.
Le rapport cyclique du signal de commande CTRL détermine les durées pendant lesquelles Q1 est alternativement à l'état ON et à l'état OFF et donc, en moyenne, le niveau d'une tension V aux bornes de la charge R sensiblement lissée grâce au condensateur C. Avec une telle structure de convertisseur abaisseur de tension, le niveau de la tension Vout est abaissé par rapport à celui de la tension Vg.
Le courant absorbé par la charge R peut varier dans le temps en fonction du fonctionnement des équipements ou appareils compris dans la charge. Cette variation du courant de charge est équivalente à une perturbation de la tension Vout, qui décroît plus vite quand le courant de charge augmente et réciproquement.
Afin de pallier ces perturbations de la grandeur à contrôler, le dispositif peut être utilisé en combinaison avec une commande à hystérésis. Le signal de commande CTRL est alors généré par une unité de commande 10, qui comprend un comparateur à hystérésis 11 ayant un seuil bas Vmin et un seuil haut Vmax.
La technique de commande à hystérésis consiste à générer le signal de commande CTRL directement à partir de la grandeur à contrôler, ici la tension Vout aux bornes de la charge, par des décisions de type tout ou rien. Lorsque Vout < Vmin, le signal CTRL passe de l'état OFF à l'état ON. Inversement, lorsque Vout > Vmax, le signal CTRL passe de l'état ON à l'état OFF. Le dispositif fonctionne alors en boucle fermée, le rapport cyclique et la fréquence du signal CTRL évoluant naturellement en fonction des perturbations affectant la grandeur à commander.
Ce fonctionnement est illustré par les courbes de la Figure 2.
A la Figure 2a, on a représenté un exemple d'évolution du courant de charge lR en fonction du temps. On rappelle que lR évolue selon les appels de courant dans la charge R. Par exemple, lorsque la charge est un calculateur de véhicule automobile, le besoin en courant dépend du nombre de calculs effectués. Les pics d'activité du calculateur créent des appels de courant importants qui correspondent à des perturbations de la tension Vout. Dans l'exemple représenté, le courant lR augmente de façon régulière dans le temps.
La Figure 2b montre l'évolution correspondante de la tension Vout aux bornes de la charge, compte tenu de la commande à hystérésis. Cette tension Vout est la grandeur commandée. Les lignes horizontales en traits pointillés représentent les tensions de seuil Vmin et Vmax, constantes, du comparateur à hystérésis de l'unité de commande 10. La tension Vout présente une ondulation résiduelle dont la fréquence est liée à la fréquence de commutation du transistor Q1 , c'est-à-dire aussi à la fréquence du signal CTRL. La Figure 2c montre l'évolution du courant lL dans l'inductance L. Ainsi qu'on peut le voir, il existe dans cet exemple des parties du temps où lL est égal à zéro, traduisant ce qu'on appelle un fonctionnement discontinu.
La Figure 2d montre le signal CTRL. Comme on peut le voir, il est à l'état logique haut (en sorte que Q1 est dans l'état ON) quand la tension Vout est inférieure à Vmin. Dans ce cas, le courant lL croît. Inversement, il est à l'état logique bas (en sorte que Q1 est dans l'état OFF) quand la tension Vout est supérieure à Vmax. Dans ce cas, le courant lL décroît.
Enfin, à la Figure 2e, on a représenté l'évolution de la fréquence Fq du signal de commande CTRL, ou fréquence de commutation du dispositif. Comme on peut le voir, Fq augmente quand lR augmente, afin de maintenir la tension Vout aux bornes de la charge entre les tensions de seuil Vmin et Vmax du comparateur à hystérésis 11 de l'unité de commande 10.
L'un des avantages de la technique de commande à hystérésis décrite ci- dessus, est un temps de réponse aux perturbations très court. L'inconvénient majeur est l'absence de contrôle de la fréquence de commutation des transistors, qui rend difficile le respect des normes CEM évoquées en introduction. En effet, plus le courant de sortie absorbé par la charge est important, plus la fréquence de commande est élevée. De ce fait, la fréquence de commande peut entrer dans des bandes de fréquences interdites (zone hachurée sur la Figure 2c), sauf si on utilise des composants L et/ou C de forte valeur, mais qui sont chers.
Afin de pallier cet inconvénient, il est proposé un dispositif du genre illustré à la Figure 3, sur laquelle les mêmes éléments qu'à la Figure 1 portent les mêmes références.
De façon générale, l'invention s'applique à tout circuit commuté 20 ayant une sortie 21 adaptée pour délivrer une tension de sortie Vout, et commandé par un signal de commande CTRL à deux états modulé en largeur d'impulsion. Un exemple typique correspond à une alimentation à découpage comprenant un dispositif de hachage d'une tension d'entrée Vg. Dit autrement, la tension de sortie Vout correspond dans cet exemple à une tension d'alimentation délivrée par l'alimentation à découpage. Le dispositif de hachage comprend le dispositif électronique commuté 20 qui a déjà été décrit en référence à la Figure 1 illustrant l'art antérieur.
Comme dans le cas de la Figure 1 , des modes de réalisation de l'invention sont décrits, en référence à la Figure 3, dans un exemple se rapportant à un dispositif de hachage d'une tension d'entrée Vg ayant une structure de convertisseur de tension continu-continu, de type abaisseur de tension (ou structure « Buck »). Bien entendu, toutefois, d'autres modes de réalisation peuvent concerner une structure convertisseur de tension continu-continu de type élévateur de tension (ou structure « Boost »), ou de type abaisseur-élévateur de tension (ou structure dite « Buck-Boost »). Egalement, l'enseignement de l'invention peut s'appliquer à d'autres types de dispositif électroniques commutés, dans des applications telles que la conversion numérique- analogique, l'amplification (par ex. dans les amplificateurs en classe D, pour l'audio ou autre), la commande électronique de puissance (par exemple des variateurs de vitesse pour des moteurs électriques, etc.).
Le transistor de puissance Q1 du dispositif de hachage de la tension d'entrée peut, par exemple, être de type MOSFET ou IGBT.
A la place de l'unité de commande 10 de la Figure 1 , l'unité de commande 30 du dispositif représenté à la Figure 3 comprend deux comparateurs à hystérésis 31 et 32. Le fonctionnement sera décrit en référence, en tant que de besoin, aux chronogrammes des Figures 5a à 5e qui sont à rapprocher de ceux des Figures 2a à 2e et qui montrent les mêmes signaux, respectivement. La Figure 5a montre un courant lR qui croît linéairement dans une première partie du temps, et décroît linéairement dans la seconde partie du temps.
Le premier comparateur à hystérésis 31 a une première tension de seuil basse Vmin et une première tension de seuil haute Vmax supérieure à Vmin. Il est adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande CTRL en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie Vout d'une part, et Vmin et Vmax d'autre part.
Le deuxième comparateur à hystérésis 32 a une tension de seuil basse Vmin2, et une tension de seuil haute Vmax2, supérieure à Vmin2. Il est adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande CTRL en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie Vout d'une part, et Vmin2 et Vmax2 d'autre part. La différence AV2 entre la tension de seuil haute Vmax2 et la tension de seuil basse Vmin2 du second comparateur 32 est inférieure à la différence AV entre la tension de seuil haute Vmax et la tension de seuil basse Vmin du premier comparateur 31.
Dit autrement, et comme illustré sur le graphe de la Figure 5b sur lequel on reviendra plus loin, les ondulations résiduelles (« Ripple » en anglais) de la tension de sortie Vout sont en principe comprises dans l'intervalle [Vmin - Vmax] (qui est noté AV à la Figure 3b) lorsque le comparateur 31 est activé, et dans l'intervalle [Vmin2 - Vmax2] (qui est noté Δ\/2 à la Figure 3b), lorsque le comparateur 32 est activé. Δ\/2 est faible devant AV de sorte que la fréquence du signal de commande puisse effectuer un saut significatif lors du passage de l'utilisation du comparateur 31 à l'utilisation du comparateur 32. En moyenne, la tension Vout a un niveau sensiblement égal quelque soit le comparateur, 31 ou 32, qui est activé. Dans l'exemple représenté, la tension de seuil basse Vmin2 est supérieure à la tension de seuil basse Vmin, et la tension de seuil haute Vmax2 est inférieure à la tension de seuil haute Vmax. Cet exemple n'est toutefois nullement limitatif, puisque d'autres configurations sont possibles quant aux niveaux des quatre tensions de seuils, du moment que la différence ΔΝ/2 est substantiellement inférieure à la différence AV.
De retour à la Figure 3, le dispositif comprend aussi une unité de pilotage 34 adaptée pour mesurer la fréquence Fq du signal de commande CTRL, montrée par le graphe de la Figure 5e. Il est aussi adapté pour activer soit le premier comparateur à hystérésis 31 soit le deuxième comparateur à hystérésis 32, en fonction de la fréquence Fq mesurée. Plus particulièrement, le premier comparateur à hystérésis 31 est activé pour des fréquences basses du signal de commande, et le deuxième comparateur à hystérésis est activé pour des fréquences hautes du signal de commande. Les termes « basses » et « hautes » s'entendant ici pour des fréquences dont les valeurs respectives sont appréciées relativement entre elles. La définition des valeurs de fréquence pour lesquelles tel ou tel des comparateurs 31 et 32 est activé dépend de l'application.
En référence à la Figure 5e, et en partant d'une situation où la fréquence Fq est basse en sorte que le comparateur à hystérésis 31 est activé, l'unité de pilotage 34 est adaptée pour désactiver le premier comparateur 31 et pour activer le deuxième comparateur 32 lorsque la fréquence Fq du signal de commande CTRL devient supérieure à un premier seuil de fréquence Fq1. Ceci se produit à l'instant noté t1 à la Figure 5e.
Inversement, le deuxième comparateur à hystérésis 32 étant activé, le circuit de pilotage 34 est adapté pour le désactiver et pour activer le premier comparateur 31 lorsque la fréquence Fq du signal de commande CTRL devient inférieure à un deuxième seuil de fréquence Fq2, supérieur au premier seuil de fréquence Fq1. Ceci se produit à l'instant noté t2 à la Figure 5e.
Il existe de préférence une hystérésis pour le pilotage de l'activation des comparateurs 31 et 32, de sorte que le saut fréquentiel obtenu lors du passage d'un comparateur à l'autre, dépasse franchement la bande de fréquence interdite, ce qui permet d'éviter les basculements intempestifs et nombreux de l'un à l'autre dans la zone de transition du spectre des fréquences, entre les fréquences basses et les fréquences hautes.
Dans un exemple, le premier seuil de fréquence Fq1 est d'environ 150 kHz, et/ou le deuxième seuil de fréquence Fq2 est d'environ 300 kHz.
L'avantage obtenu par le dispositif ainsi décrit est qu'on évite le fonctionnement avec une fréquence de commutation (fréquence du signal de commande CTRL) comprise dans la bande [Fq1 - Fq2]. Il suffit alors de configurer l'unité de pilotage afin que les seuils Fq1 et Fq2 correspondent aux limites basse et haute, respectivement, de la bande interdite qu'il est souhaitable d'éviter.
Ainsi configurée, l'unité de pilotage 34 assure l'activation du comparateur 31 dont l'intervalle d'hystérésis AV est relativement élevé, pour les faibles valeurs du courant lR. Si lR augmente vers les valeurs élevées au point d'atteindre une première valeur par valeurs inférieures, comme à l'instant t1 de la Figure 2e, l'unité 34 provoque la désactivation du comparateur 31 et l'activation du comparateur 32 dont l'intervalle d'hystérésis AV2 est relativement moins élevé. Cela fait brutalement monter la fréquence Fq. Si le courant lR décroît ensuite vers les valeurs basses jusqu'à atteindre une seconde valeur (plus élevée que la première valeur ci-dessus) par valeurs supérieures, l'unité 34 provoque la désactivation du comparateur 32 et l'activation du comparateur 31 dont l'hystérésis AV est relativement plus élevé. Cela fait brutalement chuter la fréquence Fq.
Le graphe de la Figure 6 montre l'évolution de la fréquence Fq du signal CTRL lorsque le courant de charge lR augmente linéairement, ici dans la plage comprise entre 0 et 1 Ampère. Ceci détaille le saut de fréquence qui a lieu à l'instant t1 de la Figure 5e, lorsque le courant lR atteint la première valeur mentionnée au paragraphe précédent. Comme on le voit, les fréquences comprises dans la bande [Fq1 - Fq2] sont évitées,
L'utilisation sélective du comparateur 31 ou du comparateur 32, résulte de la mesure de la fréquence du signal de commande. En fonction de sa valeur, l'un ou l'autre de ces comparateurs est activé par l'unité 34. La méthode de mesure de la fréquence n'est pas limitative, et peut donner lieu à plus d'un mode de réalisation du dispositif. A ce titre, seul un exemple de moyens de mesure de la fréquence est proposé ci-après.
En référence à la Figure 4, l'unité de pilotage 34 peut comprendre un compteur d'impulsions. Un tel compteur 41 est adapté pour délivrer en sortie un nombre d'impulsions du signal de commande comptées par unité de temps, en tant que mesure de la fréquence du signal de commande CTRL. Plus particulièrement, ce nombre d'impulsions est proportionnel à la période 1/Fq du signal de commande CTRL.
Le compteur 41 comprend par exemple une entrée d'activation 42 recevant un signal d'activation En, et une entrée d'horloge 43 recevant un signal d'horloge CLK de fréquence substantiellement supérieure à la plage de fréquences du signal de commande CLK, par exemple de l'ordre de quelques mégahertz à quelques dizaines de mégahertz. Il comprend aussi une entrée de remise à zéro 44, recevant le signal CTRL dont on mesure la fréquence, à travers un détecteur de fronts 45, par exemple un détecteur de fronts montants. Comme on l'aura compris le compteur compte le nombre de coups de l'horloge CLK entre deux fronts montants du signal CTRL, tant que le signal En est activé. Ce nombre, délivré en sortie, est une mesure de la fréquence Fq puisqu'il est représentatif de la période 1/Fq du signal CTRL.
Le compteur 41 et le détecteur de fronts 45 peuvent être réalisés sous la forme d'un circuit FPGA (de l'anglais « Field Programmable Gâte Array »). Tout ou partie de l'unité de pilotage peut aussi être réalisée sous forme logicielle.
Par exemple, une alimentation à découpage telle que décrite ci-dessus peut être utilisée pour l'alimentation d'un calculateur de véhicule automobile. Dans ce cas, le dispositif de hachage de la tension d'entrée a de préférence une structure de convertisseur de tension continu-continu de type abaisseur de tension. La tension d'entrée Vg est typiquement la tension batterie, comprise entre 12 et 14 volts ou entre 24 et 28 volts. Et la tension de sortie Vout est une tension fixe de l'ordre de 1 ,5 à 2,4 volts selon la technologie du calculateur, par exemple 1 ,8 volts.
Un autre aspect de l'invention concerne un procédé de commutation d'un circuit adapté pour générer une tension de sortie à partir d'un signal de commande à deux états modulé en largeur d'impulsion.
Le procédé comprend la mesure de la fréquence du signal de commande, et l'activation du comparateur à hystérésis 31 ou du comparateur à hystérésis 32 en fonction de la fréquence du signal de commande mesurée, pour générer le signal de commande.
La présente invention a été décrite et illustrée dans la présente description détaillée et dans les figures. La présente invention ne se limite pas aux formes de réalisation présentées. D'autres variantes et modes de réalisation peuvent être déduits et mis en oeuvre par la personne du métier à la lecture de la présente description et des figures annexées.
En particulier, le principe de l'invention peut être étendu à l'exclusion de plus d'une bande de fréquences interdites, en augmentant le nombre des comparateurs à hystérésis, qui n'est pas limité à deux.
Dans les revendications, le terme « comporter » n'exclut pas d'autres éléments ou d'autres étapes. L'article indéfini « un » n'exclut pas le pluriel. Un seul processeur ou plusieurs autres unités peuvent être utilisées pour mettre en œuvre l'invention. Les différentes caractéristiques présentées et/ou revendiquées peuvent être avantageusement combinées. Leur présence dans la description ou dans des revendications dépendantes différentes, n'exclue pas cette possibilité. Les signes de référence ne sauraient être compris comme limitant la portée de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif électronique comprenant :
un circuit commuté (20) ayant une sortie (21) adaptée pour délivrer une tension de sortie (Vout), et commandé par un signal de commande (CTRL) à deux états modulé en largeur d'impulsion ;
- un premier comparateur à hystérésis (31), avec une première tension de seuil basse (Vmin) et une première tension de seuil haute (Vmax) supérieure à ladite première tension de seuil basse (Vmin), adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande (CTRL) en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie (Vout) d'une part, et la première tension de seuil basse (Vmin) et la première tension de seuil haute (Vmax), d'autre part ;
au moins un deuxième comparateur à hystérésis (32), avec une seconde tension de seuil basse (Vmin2) et une seconde tension de seuil haute (Vmax2) supérieure à ladite seconde tension de seuil basse (Vmin2), adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande (CTRL) en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie (Vout) d'une part, et la seconde tension de seuil basse (Vmin2) et la seconde tension de seuil haute (Vmax2), d'autre part, la différence entre la seconde tension de seuil haute (Vmax2) et la seconde tension de seuil basse (Vmin2) étant inférieure à la différence entre la première tension de seuil haute (Vmax) et la première tension de seuil basse (Vmin) ; et,
une unité de pilotage (34) adaptée pour mesurer la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL), et pour activer soit le premier comparateur à hystérésis (31) soit le deuxième comparateur à hystérésis (32) en fonction de la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) mesurée, le premier comparateur à hystérésis (31) étant activé pour des fréquences du signal de commande (CTRL) relativement basses, et le deuxième comparateur à hystérésis (32) étant activé pour des fréquences (Fq) du signal de commande (CTRL) relativement hautes.
2. Dispositif électronique selon la revendication 1 , dans lequel, le premier comparateur à hystérésis (31) étant activé, l'unité de pilotage (34) est adaptée pour désactiver le premier comparateur à hystérésis (31) et pour activer le deuxième comparateur à hystérésis (32) lorsque (t1) la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) devient supérieure à un premier seuil de fréquence (Fq1).
3. Dispositif électronique selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans lequel, le deuxième comparateur à hystérésis (32) étant activé, l'unité de pilotage (34) est adaptée pour désactiver le deuxième comparateur à hystérésis (32) et pour activer le premier comparateur à hystérésis (31) lorsque (t2) la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) devient inférieure à un deuxième seuil de fréquence (Fq2), supérieur au premier seuil de fréquence (Fq1).
4. Dispositif électronique selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la seconde tension de seuil basse (Vmin2) est supérieure à la première tension de seuil basse (Vmin), et la seconde tension de seuil haute (Vmax2) est inférieure à la première tension de seuil haute (Vmax).
5. Dispositif électronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel l'unité de pilotage (34) comprend un compteur d'impulsions (41), adapté pour délivrer un nombre d'impulsions du signal de commande (CTRL) comptées par unité de temps, en tant que mesure de la fréquence (Fq) dudit signal de commande (CTRL).
6. Alimentation à découpage comprenant au moins un dispositif de hachage d'une tension d'entrée (Vg), caractérisée en ce que le dispositif de hachage comprend un dispositif électronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 dont la tension de sortie (Vout) correspond à une tension d'alimentation délivrée par l'alimentation à découpage.
7. Alimentation à découpage selon la revendication 6, dans laquelle le dispositif de hachage de la tension d'entrée (Vg) a une structure de convertisseur de tension continu-continu, de type abaisseur de tension, élévateur de tension, ou abaisseur- élévateur de tension.
8. Alimentation à découpage selon la revendication 6 ou la revendication 7, dans lequel le dispositif de hachage de la tension d'entrée comprend un transistor de puissance de type MOSFET ou IGBT.
9. Utilisation d'une alimentation à découpage selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, avec un dispositif de hachage de la tension d'entrée (Vg) ayant une structure de convertisseur de tension continu-continu de type abaisseur de tension, pour l'alimentation d'un calculateur de véhicule automobile.
10. Procédé de commutation d'un circuit adapté pour générer une tension de sortie (Vout) à partir d'un signal de commande (CTRL) à deux états modulé en largeur d'impulsion, caractérisé en ce qu'il comprend :
la mesure de la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) ; et, l'activation d'un premier comparateur à hystérésis (31) ou d'un deuxième comparateur à hystérésis (32) en fonction de la fréquence (Fq) du signal de commande (CTRL) mesurée, pour générer le signal de commande (CTRL), lequel :
le premier comparateur à hystérésis (31) ayant une première tension de seuil basse (Vmin) et une première tension de seuil haute (Vmax) supérieure à ladite première tension de seuil basse (Vmin), et étant adapté pour générer le signal de commande (CTRL) en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie (Vout) d'une part, et la première tension de seuil basse (Vmin) et la première tension de seuil haute (Vmax), d'autre part, est activé pour des fréquences du signal de commande (CTRL) relativement basses ; et, le deuxième comparateur à hystérésis (32) ayant une seconde tension de seuil basse (Vmin2) et une seconde tension de seuil haute (Vmax2) supérieure à ladite seconde tension de seuil basse (Vmin2), et étant adapté pour générer le signal de commande (CTRL) en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie (Vout) d'une part, et la seconde tension de seuil basse (Vmin2) et la seconde tension de seuil haute (Vmax2), d'autre part, est activé pour des fréquences du signal de commande (CTRL) relativement hautes,
et dans lequel :
la différence entre la seconde tension de seuil haute (Vmax2) et la seconde tension de seuil basse (Vmin2) est inférieure à la différence entre la première tension de seuil haute (Vmax) et la première tension de seuil basse (Vmin).
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