WO2012089966A1 - Circuit de compensation d'energie reactive et procede mis en oeuvre dans un tel circuit - Google Patents

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Ignace Rasoanarivo
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Institut National Polytechnique de Lorraine
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Institut National Polytechnique de Lorraine
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • H02J3/1842—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control having reactive elements actively controlled by bridge converters, e.g. active filters or static compensators [STATCOM]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Definitions

  • the present invention relates to a compensation circuit of a reactive energy absorbed by a variable power load. It finds a particularly interesting application in domestic consumption or more generally "general public".
  • the consumption of each household home with household appliances equipped with small engines (refrigerator, freezer, dishwasher, washing machine, ...) or inductance coils (wave oven or induction) includes a often a large part of the reactive energy inherent in the operation of these devices.
  • any electrical apparatus using an alternating current involves two forms of energy: the active energy and the reactive energy, the whole constituting the apparent energy supplied by the electrical network.
  • Active energy provides useful work in mechanical or thermal form. Reactive energy makes it possible to create magnetic fields, it supplies electrical and magnetic circuits such as capacitors and coils included notably in asynchronous motors, transformers, converters, etc.
  • cosine phi cosine phi
  • a power factor close to 1 indicates a low reactive power consumption and optimizes the operation of an installation.
  • the general synoptic is composed of cascaded converters: a single-phase Gra ⁇ tz bridge type rectifier and a storage switching converter. The charge is almost equivalent to pure resistance. The depollution of the network is obtained by the insertion of special filters. The switching frequency is well above 20kHz. The power of the device is less than lOkW. These converters generally use Mosfet transistors - - ultra fast.
  • document US5751138 discloses a conditioner for compensating the reactive energy and the harmonics of the mains current. The reactive energy is compensated by means of a "stepped" wave inverter consisting of GTO thyristors.
  • US5187427 which describes a static compensator of reactive energy. It notably describes an automatic regulation by capacitor bank.
  • This compensator comprises an inverter which integrates IGBT transistors connected in pairs between the collector of one and the transmitter of the other.
  • the present invention aims to overcome the aforementioned drawbacks by proposing a new solid compensation circuit, compact, compact and inexpensive.
  • Another object of the invention is a compensation circuit capable of compensating reactive energy for small electrical equipment and household appliances. At least one of the aforementioned objects is achieved with a compensation circuit of a reactive energy absorbed by a load with variable active and reactive powers, this compensation circuit being arranged in parallel with the variable power load with respect to a source. alternating voltage.
  • this compensation circuit also called a conditioner, comprises:
  • At least one compensation capacitor for supplying reactive energy to the load
  • this static converter consisting of power transistors and supplying the absorption coil
  • the static converter according to the invention is of the chopper type for converting an AC signal to an AC signal.
  • the compensation capacitor is a capacitor C sized to compensate for at least the maximum reactive energy required by the load.
  • the absorption coil may be an inductance coil for example activated only to absorb any excess reactive energy within the system.
  • the static converter may comprise two arms with power transistors for essentially supplying the absorption coil.
  • the harmonic filter preferably attenuates any harmonic components generated by the static converter. This filter may be low-pass type and include the largest part of the compensation capacitor.
  • the capacitor and the coil are designed to have a unit coscp at any time for a variable power load. This reduces energy consumption in residential and industrial homes.
  • the compensation circuit thus developed having only one converter, is of simplified structure and topology.
  • the compensation circuit according to the invention is simple to design, economical, compact, complies with electromagnetic compatibility standards and can therefore be placed inside the variable power load which is advantageously a low power appliance.
  • This compensation circuit according to the invention can also be placed outside the load with variable active and reactive powers. In the latter case, it can then compensate a group of devices whose number is limited by the maximum compensation capacity.
  • the antiharmonic filter is arranged at the input of the compensation circuit according to the invention, and this filter comprises a circuit RLC for Resistance-Inductance-Capacitor, the capacitor of this circuit RLC being said at least one a capacitor used for compensation. This reduces the number of components used for the design of the compensation circuit: the same capacitor is used for compensation and filtering.
  • the absorption coil and the compensation capacitor are arranged at the output of the static converter.
  • the static converter supplies the capacitor and the coil directly.
  • the absorption coil may be arranged in parallel or in series with the compensation capacitor.
  • the static converter comprises two arms whose common junction point constitutes an output for supplying the absorption coil; each arm comprising two IGBT transistors connected in series by their emitter, and each IGBT transistor being directly in parallel with a diode disposed in opposite direction.
  • pulse width modulation (PWM) regulation can be carried out, the regulation module can then comprise:
  • an angle measuring module which determines the phase difference between the voltage and the current of the power source
  • the angle measurement module can include:
  • the duty cycle generator may include:
  • an adder for adding a triangular carrier with the DC signal output as a proportional-integral corrector output
  • a shaping circuit which generates the control triggers of the gates of the power transistors
  • a switching circuit which appropriately distributes the control signals of the gates of the power transistors.
  • the regulation module is configured to work with a switching frequency f sw of less than five kHz, preferably between 1 and 2 kHz.
  • f sw the frequency of the triangular carrier that is set below 5 kHz, preferably between 1 and 2 kHz.
  • the IGBT transistor is highly efficient. - -
  • IGBT transistors When using IGBT transistors, they are chosen such that gate resistors of these transistors have values in the range of 5 to 33 ohms so as to reduce common mode currents.
  • the IGBT transistors may preferably be those of the trade already having internally an integrated diode and placed in the inverted position. So the diodes used in the converter are not independent chips reported to the converter.
  • the compensation capacitor can be subdivided into two elements: a large part of the anti-harmonic filter (at least 95%) and a smaller part (at most 5%) placed in parallel with the absorption coil.
  • the regulation module can be fully supported by a DSP using three waves to be able to fully perform its function: the voltage and current wave of the network, and the current wave in the absorption coil.
  • This DSP can:
  • the close control is intended to prevent simultaneous opening or simultaneous closing of the power transistors.
  • the power transistors are controlled so that the voltage across the absorption coil is kept substantially equal to the product between the duty cycle and the voltage of said voltage source.
  • the converter then behaves like an autotransformer, whose transformation ratio is given directly by the ratio - - cyclic continuously variable. It is thus possible to continuously regulate the voltage delivered to the absorption coil, so that an automated process is carried out for a continuous adjustment of the energy absorbed by the absorption coil.
  • An all-digital DSP can be used to fully emulate the control module digitally, a close control, a management of the control triggers of the gates of the power transistors, and a control of the zero crossing of the current of the absorption coil.
  • the management of the transistor gate control triggers avoids any risk of short-circuit switches or any risk discontinuity of the current of the absorption coil.
  • the DSP can be used to perform control functions from three waves: the voltage and mains waves, and the current wave in the absorption coil.
  • the static converter may comprise two arms whose common junction point constitutes an output for supplying the absorption coil; each arm comprising two IGBT transistors, connected in series by their emitter, and each IGBT transistor being associated with a preferably internal diode, head to tail.
  • the regulation module can be configured by means of a DSP-based module so that the currents of the two arms are in perfect encroachment, that is to say that there is simultaneous conduction for a very short instant of two common anode or cathode switches.
  • the regulation module is configured so that the currents of the two arms are in perfect encroachment.
  • Figure 1 is a schematic view of a compensation system according to the invention.
  • FIG. 2 is a graphical representation of the physical quantities, voltage and current, during a reactive energy compensation
  • Fig. 3 is a schematic diagram of the static converter used in the compensation system according to the present invention.
  • FIG. 4 Figures 4 and 5 show configurations and operating waves obtained by the qualitative analysis. The quantities indicated in these figures are those defined in FIG.
  • FIG. 6 is a view of the dynamic switching tracking of the IGBT transistors of the converter of FIG. 3;
  • Fig. 7 is a view illustrating the waves of the control voltages of the IGBT transistors and currents in the converter of Fig. 3;
  • FIG. 8 is a view illustrating the voltage and current waves at the terminals of an IGBT switch of the converter of FIG. 3;
  • FIG. 9 gives the general control diagram, analog or digital, of the compensation
  • Fig. 10 is a view illustrating curves of mains voltage and mains and load currents for a coscp of 0.8;
  • FIG. 11 is a view illustrating curves of the network voltage and of the mains and load currents for a coscp of 0.3,
  • Fig. 12 is a diagram showing the equivalence between ⁇ P ' ⁇ s ⁇ and the equivalent load R ' L
  • FIG. 13 gives an electronic circuit diagram representing the two main operating sequences of the converter associated with the whole of the anti-harmonic filter (L F , C), the switches of which one is controlled in commutation during the interval of time - - and the other during the time interval ⁇ and the absorption coil (R a / L a ), and another scheme of this sinusoidal model set in which the converter behaves as a ratio autotransformer of transformation equal to the duty ratio a,
  • FIG. 14 is a diagram of an electrical circuit for the harmonic current of switching frequency f sw , taking into account all the real elements of the assembly, that is: the compensation capacitor C, the elements of the coil of the filter harmonic (internal resistance R F , inductance L F ), the load (R, L), the internal impedance of the network (p, ⁇ ), _ _
  • FIG. 15 is the equivalent diagram of the electrical circuit of the system, referred to the frequency of the feeder network f 0 ,
  • FIG. 16 is a simplified modeling diagram for calculating the output voltage of the converter
  • FIG. 17 is a Bode curve for Ih
  • h is the harmonic rank associated with the switching frequency f sw
  • Ih is the current absorbed by the filter
  • I hr is the residual current of the harmonic of rank r able to circulate in the network (according to Figure 14)
  • Fig. 18 is a Bode curve of E for the low load, the absorber representing the voltage across the absorption coil.
  • FIG. 1 shows a compensation circuit 3 according to the invention applicable to a domestic electrical appliance.
  • This device constitutes a load 1 supplied from the electrical network 2 in voltage v and current i reciprocating.
  • Load 1 absorbs sinusoidal current i with more or less reactive energy.
  • This load 1 has a variable equivalent load which can be characterized by an absorbed active power P and a cosine of the load argument ⁇ .
  • the compensation circuit 3 is arranged in parallel with the load 1 with respect to the electrical network 2.
  • the input of the compensation circuit is represented by the connections E1 and E2. This means that the voltage v across the load is the same as the voltage between the connections E1 and E2.
  • the current i of the electrical network 2 is divided into a current I C harge feeding the load 1 and a current (not shown) to the compensation circuit via El.
  • the compensation circuit 3 comprises at the input a filter 4 illustrated schematically and comprising a coil 5 receiving the input current via El and at least one capacitor C disposed between the output of the coil 5 and the input E2.
  • the coil 5 is characterized by an inductance L f and a resistor R f .
  • the filter 4 supplies a static converter 6 which generates a voltage equal to av across an absorption coil 7; a being a duty cycle obtained from the voltage v and the current i of the electrical network 2.
  • the absorption coil 7 is characterized by an inductance L a and a resistor R a .
  • capacitor C represents both - - a compensation capacitor for transmitting reactive energy to the load 1, and at the same time a filter capacitor.
  • these two functions are grouped into one and the same capacitor, but they can be separated with:
  • the converter 6 is controlled by a control circuit 8 which receives the duty cycle a from a duty cycle generator 9.
  • a comparator system 10 measures in real time the voltage v and the current i of the electrical network 2 so as to transmit a voltage setpoint to the duty cycle generator 9.
  • the duty cycle generator 9 and the control circuit 8 together form a control module.
  • An appliance usually operates between two load modes: at full load identified by (I Ma x, ⁇ ), and at idle or at rest with (I M in, cpMax) - In these two load variation intervals, the compensation circuit 3 reacts in such a way that the mains voltage v and the current output i always remain in phase. In this case, the current delivered by the network may be lower than that before the compensation of the reactive energy: at 1 , it would be 1 * 00 ⁇ .
  • the compensation circuit 3 For the full load operating point (I Ma x, ⁇ ), the compensation circuit 3 is practically turned off, so the duty cycle a is close to zero. In this situation, the filter capacitor C compensates for the reactive power absorbed by the load by providing reactive power Q c, such that the total reactive power of the installation is zero.
  • the current delivered by the network i is less than the charging current I C ha rg e -
  • the active power absorbed is maximum and the reactive power absorbed is - - also maximum but fully compensated by the reactive energy Q c of capacitor C.
  • the excess reactive energy Q a is dissipated in the absorption coil 7.
  • the excess reactive energy Q a is the difference between the reactive energy at most Q Max and reactive energy at least Q Min . This is done for a given value at Max of the duty cycle. For this duty cycle, the current discharged by the network remains close
  • the static converter then behaves like a variable transformation ratio transformer, represented by the duty ratio a.
  • the structure of the converter according to the invention is illustrated in FIG.
  • each arm has two IGBT switches arranged in series and connected to each other by their transmitter.
  • the arms 11 and 12 comprise two IGBT transistors T1 and T2, T3 and T4 respectively, with their internal diodes back-to-back, these transistors are placed in series and connected by their emitter.
  • the output signal at point A is a modulated current signal as a function of the conduction and interruption of the various switches of the inverter.
  • These IGBT switches are controlled by control signals C1, C2, C3 and C4 coming from the control circuit 8.
  • FIG. 4 Figures 4, 5, 6 and 7 show configurations and operating waves obtained by the qualitative analysis.
  • the quantities indicated in these figures are those defined in FIG.
  • Figure 4 shows the configuration sequences to illustrate the failover with high viability, that is to say without impairing the integrities of the power switches in the presence of the configuration.
  • - - represented by the transistor T1 and the diode d2 to the configuration represented by the transistor T4 and the diode d3, and vice versa with E> 0 and Io> 0.
  • Figure 4 (a) indicates the initial sequence with Tl passing: the current then passes through T1 and d2.
  • the control of transistor T4 is set to "1", transistor T1 remains on: this leads to FIG. 4 (c).
  • the blocking control of T1 leads to the phenomenon of encroachment between the pair T1 and D2 and the other pair T4 and d3.
  • FIG. 4 (d) the two switches T4 and d3 conduct the current Io, and behave as a free wheel diode with respect to the load.
  • the command at 1 of the switch T1 puts the phenomenon of encroachment between T4 and d3, and Tl and d2 (FIG.4 (e)).
  • FIG. 6 shows the sequences of configurations to illustrate the switching with high viability, that is to say without risk of destruction of the solicited switches, of the configuration represented by the transistor T2 and the diode d1 towards the configuration represented by the transistor T3 and diode d4, and vice versa with E> 0 and Io ⁇ 0.
  • FIG. 8 illustrates voltage and current waves at the terminals of a switch during the sign change of the charging current, according to the value of At.
  • a peak voltage for example about 800V, during a period of time of 33.82ps across Tl.
  • the converter according to the invention is of direct type. It can operate in pulse width modulation (PWM), according to the principle of comparison of a sinusoid and a triangular frequency signal.
  • PWM pulse width modulation
  • harmonic components of current are generated in the network.
  • the main function of filter 4 is to eliminate these harmonic components.
  • the switching frequency is chosen relatively low, between one and two kHz.
  • such frequency values make it possible to select gate resistors that reduce common mode currents.
  • the input filter 4 of the converter, the low switching frequency and the values of the gate resistor give the compensation circuit according to the invention a very good behavior in comparison with the Electromagnetic Compatibility (EMC) standards relating to household electrical appliances. differential mode currents and common mode currents.
  • EMC Electromagnetic Compatibility
  • Laminar wiring with grounding is also provided to reduce common mode currents in the converter. - -
  • FIG. 9 shows a synoptic of the compensation control making it possible to impose at any instant a zero phase shift between the waves of the mains voltage and the current output.
  • the comparator system 10 and the duty cycle generator 9. There is a measurement module 13 for measuring the phase difference between the voltage v and the current i of the electrical network.
  • the phase shift ⁇ generated is then transformed into a voltage Vcp by a transformation module 14.
  • This voltage Vcp is compared with a reference voltage for a zero phase shift by means of a comparator 15.
  • the output of the comparator 15 supplies a proportional regulator. integral 16 which in turn feeds a module 17 to generate the duty cycle a.
  • the mains current is lower than that of the load, either in peak value of 12.5 A instead of 15.4 A, or an apparent power of 2030 VA, instead of 2500 VA.
  • the compensation circuit according to the invention is practically disconnected because the duty ratio is 0.05. This is why the network current has practically no harmonic components.
  • the grid current has small harmonic components: however, their value remains below the limits allowed by the EMC standards.
  • the value of the grid current is slightly higher than that of the load because of joules losses in the resistive components of the coils of the filter and the absorber (5 and 7). In this case the power supplied is 778 VA instead of 667 VA. - -
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the equivalence between the torque (P, coscp) and a passive element circuit (RL) of the load.
  • the variable equivalent load is characterized by the absorbed power? and the cosine of the load argument ⁇ .
  • co r is the pulsation of the V-value supply network.
  • the value of the reactive power to compensate should be the greater of (VI mx sm ⁇ min) e (VI min max sin ⁇ ) _ y e i are respectively the voltage and current across the load 1.
  • a setting coefficient Q of the global reactive energy is given.
  • the value of the compensation capacitor C can be calculated from the full load, according to:
  • the switching operation of the converter generates currents harmonics whose fundamental frequency is the frequency of
  • a low-order Butterworth type 2 low-pass filter is placed between the network and the converter. feeds an impedance Za .
  • the capacitor C defined above is part of this filter.
  • f cr denotes the cutoff frequency of the Butterworth filter.
  • the value of the absorption coil La will be defined for a duty ratio ttMax , verifying the characteristic impedance of the filter, such that:
  • the cut-off frequency of the filter f cr will be chosen rather close to or even slightly greater than 50 Hz in view of a strong attenuation of the current harmonics for the switching frequency fsw , of the filtering of the low frequency components especially 150 Hz and 300 Hz HZ. 2-2): The higher harmonics of the network current.
  • Figure 14 shows the system by reporting all the passive components of the elements. In this figure, by posing:
  • / hr is the current of the harmonic of rank r
  • / ' h is the total harmonic current
  • the antiresonance phenomenon must be perfectly controlled.
  • Equations 1, 2, 3 and 4 make it possible to calculate the elements of the circuit according to the invention for the load points considered.
  • THD harmonic distortion rate
  • the preferred dimensioning of the circuit according to the invention is obtained with harmonic distortion rates (TH D) currents of less than 10%, and a peak voltage across the absorption coil less than 500V.
  • TH D harmonic distortion rates
  • the actual components of the circuit may be the following:
  • Figures 17 and 18 illustrate performance response curves of the circuit according to the invention.
  • curve - - Bode report - we see the curve - - Bode report - and we see that the component at 150Hz is at - i h

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Abstract

Circuit de compensation d'énergie réactive et procédé mis en œuvre dans un tel circuit. L'invention concerne un circuit de compensation (3) d'une énergie réactive absorbée par une charge à puissance variable (1), ce circuit de compensation (3) étant disposé en parallèle de la charge à puissance variable (1) par rapport à une source de tension alternative (2). Ce circuit comprend : - au moins un condensateur (C) de compensation pour fournir de l'énergie réactive à la charge (1), - une bobine d'absorption (7) pour absorber un surplus d'énergie réactive, - un convertisseur statique (6) constitué de transistors de puissance (T1, T2, T3, T4) commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique (6) alimentant la bobine d'absorption (7); - un filtre anti-harmonique (4) pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge (1), et - un module de régulation (8, 9, 10) pour commander les transistors de puissance (T1, T2, T3, T4) à partir d'un rapport cyclique (α) qui est une image du déphasage entre la tension et le courant de ladite source de tension (2), et de façon à imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension (2). Figure

Description

- -
"Circuit de compensation d'énergie réactive et procédé mis en œuvre dans un tel circuit."
La présente invention se rapporte à un circuit de compensation d'une énergie réactive absorbée par une charge à puissance variable. Elle trouve une application particulièrement intéressante dans la consommation domestique ou plus généralement "grand public". La consommation de chaque foyer d'habitation disposant d'appareils électroménager équipés de petits moteurs (réfrigérateur, congélateur, lave-vaisselle, machine à laver,... ) ou de bobines d'inductance (four à ondes ou à induction) inclut une part souvent importante d'énergie réactive inhérente au fonctionnement de ces appareils. D'une façon générale, tout appareil électrique utilisant un courant alternatif met en jeu deux formes d'énergie : l'énergie active et l'énergie réactive, l'ensemble constituant l'énergie apparente fournie par le réseau électrique. L'énergie active fournit un travail utile sous forme mécanique ou thermique. L'énergie réactive permet de créer des champs magnétiques, elle alimente des circuits électriques et magnétiques tels que des condensateurs et des bobines inclus notamment dans des moteurs asynchrones, transformateurs, convertisseurs,...
Pour rendre compte de l'efficacité de consommation de la puissance réactive d'un appareil électrique, on utilise un facteur de puissance communément appelé cosinus phi (coscp). Ce facteur est le rapport entre la puissance active consommée et la puissance apparente fournie.
Un facteur de puissance proche de 1 indique une faible consommation d'énergie réactive et optimise le fonctionnement d'une installation.
Dans la gamme de petites puissances, le principe de correction de facteur de puissance est très largement utilisé. Le synoptique général est composé de convertisseurs en cascade : un redresseur type pont de Graëtz monophasé et un convertisseur à découpage à accumulation . La charge est pratiquement équivalente à une résistance pure. La dépollution du réseau est obtenue par l'insertion de filtres spéciaux. La fréquence de découpage est largement supérieure à 20kHz. La puissance de l'appareil est inférieure à lOkW. Ces convertisseurs utilisent généralement des transistors Mosfet - - ultra rapides. On connaît par exemple le document US5751138 qui décrit un conditionneur pour compenser l'énergie réactive et les harmoniques du courant secteur. L'énergie réactive est compensée au moyen d'un onduleur d'ondes en « gradins » constitué de thyristors GTO.
On connaît également le document US5187427 qui décrit un compensateur statique d'énergie réactive. Il décrit notamment une régulation automatique par batterie de condensateurs. Ce compensateur comporte un onduleur qui intègre des transistors IGBT reliés deux par deux entre le collecteur de l'un et l'émetteur de l'autre.
On connaît le document US7352597 qui décrit un système à deux circuits. Un premier circuit à base de thyristors pour réaliser la fonction de compensation de l'énergie réactive. Un second circuit pour compenser des harmoniques est réalisé au moyen d'un filtre actif associé à un filtre passif, l'ensemble étant parallèle au premier circuit.
Les systèmes de l'art antérieur comportent de nombreux composants qui pénalisent la consommation d'énergie et rendent ces systèmes encombrants.
La présente invention a pour but de remédier aux inconvénients précités en proposant un nouveau circuit de compensation solide, compacte, de faible encombrement et peu onéreux. Un autre but de l'invention est un circuit de compensation capable de compenser l'énergie réactive pour de petits équipements électriques et électroménagers. On atteint au moins l'un des buts précités avec un circuit de compensation d'une énergie réactive absorbée par une charge à puissances active et réactive variables, ce circuit de compensation étant disposé en parallèle de la charge à puissance variable par rapport à une source de tension alternative. Selon l'invention, ce circuit de compensation également appelé conditionneur comprend :
- au moins un condensateur de compensation pour fournir de l'énergie réactive à la charge,
- une bobine d'absorption pour absorber un surplus d'énergie réactive, - -
- un convertisseur statique commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique étant constitué de transistors de puissance et alimentant la bobine d'absorption ;
un filtre anti-harmonique pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge, et
- un module de régulation pour commander les transistors de puissance à partir d'un rapport cyclique qui est une image du déphasage entre la tension et le courant de ladite source de tension, et de façon à imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension. Le convertisseur statique selon l'invention est de type hacheur pour une conversion d'un signal alternatif vers un signal alternatif.
Le condensateur de compensation est un condensateur C dimensionné pour compenser au moins l'énergie réactive maximale demandée par la charge. La bobine d'absorption peut être une bobine d'inductance par exemple mise en action uniquement pour absorber tout surplus d'énergie réactive au sein du système. Le convertisseur statique peut comporter deux bras avec des transistors de puissance pour alimenter essentiellement la bobine d'absorption. Le filtre anti-harmonique atténue de préférence toutes composantes harmoniques générées par le convertisseur statique. Ce filtre peut-être de type passe-bas et comporter la plus grosse partie du condensateur de compensation. Avec le circuit de compensation selon l'invention, le condensateur et la bobine sont conçus de façon à avoir un coscp unitaire à tout instant pour une charge de puissance variable. Cela permet de réduire la consommation d'énergie dans les foyers résidentiels et en industrie.
Le circuit de compensation ainsi développé ne comportant qu'un seul convertisseur, est de structure et de topologie simplifiées. Par rapport aux systèmes de l'art antérieur, le circuit de compensation selon l'invention est simple à concevoir, économique, compact, respecte les normes de compatibilité électromagnétique et peut donc être placé à l'intérieur de la charge à puissance variable qui est avantageusement un appareil électroménager de faible puissance. Ce circuit de compensation selon - - l'invention peut également être placé à l'extérieur de la charge à puissances active et réactive variables. Dans ce dernier cas, il peut alors compenser un groupe d'appareils dont le nombre est limité par la capacité maximale de compensation.
Selon une première variante avantageuse de l'invention, le filtre antiharmonique est disposé en entrée du circuit de compensation selon l'invention, et ce filtre comprend un circuit RLC pour Résistance- Inductance-Condensateur, le condensateur de ce circuit RLC étant ledit au moins un condensateur utilisé pour la compensation. On réduit ainsi le nombre de composants utilisés pour la conception du circuit de compensation : on utilise un même condensateur pour la compensation et le filtrage.
Avec un tel circuit de compensation, il n'est pas besoin d'ajouter des filtres secteurs pour dépolluer le courant du réseau car le filtre selon l'invention fait partie intégrante de la structure du circuit de compensation, d'où une compacité accrue. La réalisation de la partie contrôle-commande est totalement numérique grâce à un processeur numérique de signal (DSP), donc fiable et robuste.
Selon une seconde variante de l'invention, la bobine d'absorption et le condensateur de compensation sont disposés en sortie du convertisseur statique. De préférence, le convertisseur statique alimente directement le condensateur et la bobine. La bobine d'absorption peut être disposée en parallèle ou en série avec le condensateur de compensation.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le convertisseur statique comprend deux bras dont le point commun de jonction constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption ; chaque bras comportant deux transistors IGBT montés en série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT étant directement en parallèle avec une diode disposée en sens opposé. Une telle structure permet une conversion efficace.
Selon l'invention, on peut réaliser une régulation par modulation de largeur d'impulsions (MLI), le module de régulation peut alors comprendre :
- un module de mesure d'angle qui détermine le déphasage entre la tension et le courant de la source d'alimentation ; - -
- un module de transformation en niveau de tension continue différentielle de l'angle précédemment mesuré ;
- un générateur de rapport cyclique qui transforme en rapport cyclique le niveau de tension continue différentielle précédemment obtenu ; et
- un circuit de commande pour les grilles des transistors de puissance.
Et le module de mesure d'angle peut comprendre :
- un circuit de mesure d'un angle de déphasage entre la tension et le courant de source d'alimentation,
- un circuit pour transformer l'angle de déphasage en tension de déphasage,
- un circuit de comparaison entre cette tension de déphasage et une tension de référence préétablie, et
- un correcteur de type proportionnel-intégral alimenté par le circuit de comparaison et générant un signal continu pour le générateur de rapport cyclique.
Avantageusement, on réalise une régulation par hystérésis modulée. Dans ce cas, le générateur de rapport cyclique peut comprendre :
- un additionneur pour additionner une porteuse triangulaire avec le signal continu délivré en sortie de correcteur de type proportionnel-intégral, - un circuit de mise en forme qui génère les triggers de commande des grilles des transistors de puissance, et
- un circuit d'aiguillage qui distribue de façon appropriée les signaux de commande des grilles des transistors de puissance.
Cela permet d'améliorer la forme de l'onde de courant débité par le réseau. Dans ce cas, le taux de distorsion harmonique du courant est encore amélioré et le facteur de puissance du circuit de compensation tend facilement vers l'unité.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le module de régulation est configuré de façon à travailler avec une fréquence de découpage fsw inférieure à cinq kHz, de préférence comprise entre 1 et 2 kHz. Dans le cas de la régulation par hystérésis modulée c'est la fréquence de la porteuse triangulaire que l'on met inférieure à 5 kHz, de préférence entre 1 et 2 kHz.
Avec une telle fréquence de découpage assez basse et en commutation dure, le transistor IGBT est grandement performant. - -
Lorsqu'on utilise des transistors IGBT, on les choisit de telle sorte que des résistances de grille de ces transistors présentent des valeurs comprises dans une plage allant de 5 à 33 ohms de façon à réduire des courants de mode commun.
Les transistors IGBT peuvent être de préférence ceux du commerce comportant déjà en interne une diode intégrée et placée en tête- bêche. Donc les diodes utilisées dans le convertisseur ne sont pas des puces indépendantes rapportées au convertisseur.
Le condensateur de compensation peut être subdivisé en deux éléments : une grosse partie faisant partie du filtre anti-harmonique (au moins 95%) et une autre partie plus petite (au plus 5%) placée en parallèle avec la bobine d'absorption.
Le module de régulation peut être totalement supporté par un DSP utilisant trois ondes pour pouvoir assurer pleinement sa fonction : les ondes de tension et du courant du réseau, et l'onde de courant dans la bobine d'absorption. Ce DSP peut :
• . assurer la régulation pour avoir un déphasage nul à tout instant
entre la tension et le courant de la source d'alimentation ; et
• . fournir les triggers de commande pour les drivers des transistors ; · . assurer le passage à zéro du courant sans porter atteinte à
l'intégrité des les interrupteurs de puissance.
On prévoit une commande rapprochée par génération des commandes des triggers des drivers des transistors, principe du temps mort au passage à zéro du courant dans la bobine d'absorption est totalement assurée par le DSP. La commande rapprochée est destinée à éviter toute ouverture simultanée ou toute fermeture simultanée des transistors de puissance.
Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un procédé mis en œuvre dans un circuit de compensation tel que décrit ci-dessus. Selon l'invention, on commande les transistors de puissance de sorte que la tension aux bornes de la bobine d'absorption est maintenue sensiblement égale au produit entre le rapport cyclique et la tension de ladite source de tension.
Le convertisseur se comporte alors comme un autotransformateur, dont le rapport de transformation est donné directement par le rapport - - cyclique continûment variable. On peut réguler ainsi de façon continue la tension délivrée à la bobine d'absorption, donc de ce fait on réalise un processus automatisé pour un réglage continu de l'énergie absorbée par la bobine d'absorption.
On réalise ainsi un processus automatisé pour le réglage continu de l'énergie réactive mise en jeu.
On peut utiliser un DSP tout numérique pour émuler totalement en numérique le module de régulation, une commande rapprochée, une gestion des triggers de commande des grilles des transistors de puissance, et un contrôle du passage à zéro du courant de la bobine d'absorption. À cet effet, la gestion des triggers de commande des grilles des transistors évite tout risque de court-circuit des interrupteurs ou tout risque discontinuité du courant de la bobine d'absorption. On peut utiliser le DSP pour réaliser des fonctions de contrôle commande à partir de trois ondes : les ondes de tension et du courant du réseau, et l'onde de courant dans la bobine d'absorption .
Le convertisseur statique peut comprendre deux bras dont le point commun de jonction constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption ; chaque bras comportant deux transistors IGBT, montés en série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT étant associé à une diode de préférence interne, en tête-bêche. On peut configurer le module de régulation au moyen d'un module à base de DSP de sorte que les courants des deux bras sont en parfait empiétement c'est-à-dire qu'il y a conduction simultanée pendant un très court instant de deux interrupteurs à anode ou cathode communes.
Avantageusement, on configure le module de régulation de sorte que les courants des deux bras sont en parfait empiétement.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de mise en œuvre nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels :
La figure 1 est une vue schématique d'un système de compensation selon l'invention ; - -
La figure 2 est une représentation graphique des grandeurs physiques, tension et courant, lors d'une compensation d'énergie réactive ;
La figure 3 est un schéma simplifié du convertisseur statique utilisé dans le système de compensation selon la présente invention ;
Sur les figures 4 et 5, on voit des configurations et des ondes de fonctionnement obtenues par l'analyse qualitative. Les grandeurs indiquées sur ces figures sont celles définies sur la figure 3.
La figure 6 est une vue du suivi dynamique de commutation des transistors IGBT du convertisseur de la figure 3 ;
La figure 7 est une vue illustrant les ondes des tensions de commande des transistors IGBT et des courants dans le convertisseur de la figure 3 ;
La figure 8 est une vue illustrant les ondes de tension et de courant aux bornes d'un interrupteur IGBT du convertisseur de la figure 3 ;
La figure 9 donne le synoptique général de contrôle, analogique ou numérique, de la compensation ;
La figure 10 est une vue illustrant des courbes de la tension réseau et des courants du réseau et de la charge pour un coscp de 0.8 ;
La figure 11 est une vue illustrant des courbes de la tension réseau et des courants du réseau et de la charge pour un coscp de 0.3,
La figure 12 est un schéma représentant l'équivalence entre^ P'∞s ^ et la charge équivalente R'L
La figure 13 donne un schéma de circuit électronique représentant les deux séquences principales de fonctionnement du convertisseur associés à l'ensemble du filtre anti-harmonique (LF, C), aux interrupteurs dont l'un est commandé en commutation pendant l'intervalle de temps - - et l'autre pendant l'intervalle de temps ^ et à la bobine d'absorption (Ra/ La), et un autre schéma de cet ensemble en modèle sinusoïdal dans lequel le convertisseur se comporte comme un autotransformateur de rapport de transformation égal au rapport cyclique a,
La figure 14 est un schéma d'un circuit électrique pour le courant harmonique de fréquence de découpage fsw, en tenant compte de tous les éléments réels du montage, soient : le condensateur de compensation C, les éléments de la bobine du filtre anti-harmonique (résistance interne RF, inductance LF), la charge (R, L), l'impédance interne du réseau (p, λ) , _ _
La figure 15 est le schéma équivalent du circuit électrique du système rapporté à la fréquence du réseau d'alimentation f0,
La figure 16 est un schéma simplifié de modélisation pour le calcul de la tension en sortie du convertisseur, La figure 17 est une courbe de Bode pour Ih , et h est le rang d'harmonique associé à la fréquence de découpage fsw, Ih est le courant absorbé par le filtre, Ihr est le courant résiduel de l'harmonique de rang r pouvant circuler dans le réseau (selon Figure 14)
^absorbe ur
La figure 18 est une courbe de Bode de E pour la charge basse, Vabsorbeur représentant la tension aux bornes de la bobine d'absorption .
Bien que l'invention n'y soit pas limitée, on voit sur la figure 1 un circuit de compensation 3 selon l'invention s'appliquant à un appareil électroménager domestique. Cet appareil constitue une charge 1 alimentée à partir du réseau électrique 2 en tension v et courant i alternatifs. La charge 1 absorbe le courant sinusoïdal i avec plus ou moins d'énergie réactive. Cette charge 1 possède une charge équivalente variable qui peut être caractérisée par une puissance active absorbée P et un cosinus de l'argument de charge φ.
Le circuit de compensation 3 selon l'invention est disposé en parallèle de la charge 1 par rapport au réseau électrique 2. L'entrée du circuit de compensation est représentée par les connexions El et E2. Ce qui signifie que la tension v aux bornes de la charge est la même que la tension entre les connexions El et E2. Par contre, le courant i du réseau électrique 2 est divisé en un courant ICharge alimentant la charge 1 et un courant (non représenté) vers le circuit de compensation via El .
Le circuit de compensation 3 comporte en entrée un filtre 4 illustré de façon schématique et comprenant une bobine 5 recevant le courant d'entrée via El et au moins un condensateur C disposé entre la sortie de la bobine 5 et l'entrée E2. La bobine 5 est caractérisée par une inductance Lf et une résistance Rf. Le filtre 4 alimente un convertisseur statique 6 qui génère une tension égale à av aux bornes d'une bobine d'absorption 7 ; a étant un rapport cyclique obtenu à partir de la tension v et du courant i du réseau électrique 2. La bobine d'absorption 7 est caractérisée par une inductance La et une résistance Ra. Selon l'invention, le condensateur C représente à la fois - - un condensateur de compensation pour transmettre de l'énergie réactive vers la charge 1, et en même temps un condensateur de filtrage.
Avantageusement, ces deux fonctions sont regroupées en un même condensateur, mais elles peuvent être séparées avec :
- un condensateur C de filtrage d'une capacité adaptée pour réaliser le filtre 4 et disposé tel que représenté sur la figure 1, et
- au moins un condensateur de compensation Cl ou C2 d'une capacité adaptée pour compenser l'énergie réactive de la charge et disposé selon une première variante Cl en série avec la bobine d'absorption 7, et selon une seconde variante C2 en parallèle avec la bobine d'absorption 7, tel que représenté en pointillés sur la figure 1.
Le convertisseur 6 est commandé par un circuit de commande 8 qui reçoit le rapport cyclique a à partir d'un générateur de rapport cyclique 9. Un système comparateur 10 mesure en temps réel la tension v et le courant i du réseau électrique 2 de façon à transmettre une consigne en tension vers le générateur de rapport cyclique 9. Par convention le comparateur 10, le générateur de rapport cyclique 9 et le circuit de commande 8 forment ensemble un module de régulation. Un appareil électroménager fonctionne en général entre deux modes de charge : en pleine charge identifiée par (IMax, φΜίη) , et à vide ou au repos avec (IMin, cpMax) - Dans ces deux intervalles de variations de la charge, le circuit de compensation 3 réagit de telle sorte que la tension du réseau v et le courant débité i reste toujours en phase. Dans ce cas, le courant débité par le réseau peut être plus faible que celui avant la compensation de l'énergie réactive : au lien de 1 , ce serait 1* 00^ .
Pour le point de fonctionnement pleine charge (IMax, φΜίη) , le circuit de compensation 3 est pratiquement mis hors service, donc le rapport cyclique a est voisin de zéro. Dans cette situation, le condensateur C du filtre compense l'énergie réactive absorbée par la charge en fournissant l'énergie réactive Qc, de telle sorte que l'énergie réactive totale de l'installation est nulle. Selon le diagramme vectoriel de compensation donné sur la figure 2, le courant débité par le réseau i est inférieur au courant de charge ICharge - En pleine charge, la puissance active absorbée est maximale et la puissance réactive absorbée est - - également maximale mais entièrement compensée par l'énergie réactive Qc du condensateur C.
Pour le point de fonctionnement à vide (IMm, q ), le surplus d'énergie réactive Qa est dissipé dans la bobine d'absorption 7. Le surplus d'énergie réactive Qa est l'écart entre l'énergie réactive au maximum QMax et l'énergie réactive au minimum QMin. Cela se fait pour une valeur donnée aMax du rapport cyclique. Pour ce rapport cyclique, le courant débité par le réseau reste voisin
I p2 I p2 + o2
de celui absorbe par la charge soit i = J— au lieu de i = J— ^τ22- , donc sert à produire uniquement la puissance active de la charge et reste voisin de celui absorbé par la charge,
Le convertisseur statique se comporte alors comme un transformateur à rapport de transformation variable, représenté par le rapport cyclique a. La structure du convertisseur selon l'invention est illustrée sur la figure 3.
Il s'agit de deux bras, série 11 et parallèle 12, joints en un point commun A représentant la sortie du convertisseur 6. Sur le bras série 11, on voit un interrupteur Tl constitué par un transistor IGBT en parallèle avec une diode. L'émetteur du transistor IGBT est relié à l'anode de la diode, le collecteur du transistor IGBT étant relié à la cathode de la diode. Par la suite, un tel ensemble constitué d'un transistor IGBT et d'une diode disposée en parallèle de la manière indiquée ci-dessus, sera appelé « interrupteur IGBT ». Ainsi, chaque bras comporte deux interrupteurs IGBT disposés en série et reliés l'un à l'autre par leur émetteur. Les bras 11 et 12 comportent deux transistors IGBT Tl et T2, T3 et T4 respectivement, avec leurs diodes internes en tête-bêche, ces transistors sont placés en série et connectés par leur émetteur. Le signal de sortie au point A est un signal de courant modulé en fonction de la conduction et de l'interruption des différents interrupteurs de l'onduleur. Ces interrupteurs IGBT sont commandés par des signaux de commandes Cl, C2, C3 et C4 provenant du circuit de commande 8.
Sur les figures 4, 5, 6 et 7, on voit des configurations et des ondes de fonctionnement obtenues par l'analyse qualitative. Les grandeurs indiquées sur ces figures sont celles définies sur la figure 3.
La figure 4 montre les séquences de configurations pour illustrer le basculement avec grande viabilité, c'est-à-dire sans porter atteinte aux intégrités des interrupteurs de puissance en présence de la configuration - - représentée par le transistor Tl et la diode d2 vers la configuration représentée par le transistor T4 et la diode d3, et vice-versa avec E>0 et Io >0.
Ainsi, la figure 4(a) indique la séquence initiale avec Tl passant : le courant passe alors par Tl et d2. Sur la figure 4 (b), on met à "1" la commande du transistor T4, le transistor Tl reste passant : cela mène à la figure 4 (c) . Et après un intervalle de temps At , la commande au blocage de Tl conduit au phénomène d'empiétement entre la paire Tl et D2 et l'autre paire T4 et d3. Ce phénomène étant terminé, sur la figure 4(d) : les deux interrupteurs T4 et d3 conduisent le courant Io, et se comportent comme une diode de roue libre vis-à-vis de la charge. La commande à 1 de l'interrupteur Tl remet le phénomène d'empiétement entre T4 et d3, et Tl et d2 (Fig . 4 (e)) . Lorsque Tl conduit complètement, la diode d3 se bloque car sa tension anode cathode est égale pratiquement à -E. La mise à 0 de la commande de T4 ne change pas la configuration précédente qui est identique à celle de la figure 4(a) . Les formes d'ondes associées à cette analyse sont données sur la figure 5.
La figure 6 montre les séquences de configurations pour illustrer le basculement avec grande viabilité, c'est-à-dire sans risque de destruction des interrupteurs sollicités, de la configuration représentée par le transistor T2 et la diode d l vers la configuration représentée par le transistor T3 et la diode d4, et vice-versa avec E>0 et Io<0.
Ainsi, la figure 6(a) indique la séquence initiale avec T2 passant : le courant de signe négatif passe alors par T2 et d l . Tout en gardant pendant un intervalle de temps At la commande c2 = l, sur la figure 6(b), dès que la commande du transistor T3 passe à "1", le phénomène d'empiétement se passe entre les interrupteurs T2 et d l, et T3 et d4. Lorsque le courant dans T2 et d l s'annule, la tension anode-cathode de d l est égale approximativement à -E, donc d l se bloque. Sur la figure4(c), les deux interrupteurs T3 et d4, se comportent comme une diode de roue vis-à-vis de la charge, conduisant le courant Io et la mise à "0" de la commande de T2, ne change pas la configuration précédente. Sur la figure 6(d), la mise à 1 de la commande de l'interrupteur T2 ne change pas non plus la configuration de la figure 6(c) . Sur la figure 6(e), la commande au blocage de T3 remet le phénomène d'empiétement entre T3 et d4, et T2 et d l . - -
Lorsque T2 conduit complètement, la diode d3 se bloque car sa tension anode cathode est égale pratiquement à -E. La configuration revient alors à celle de la figure 6(a). Les formes d'ondes associées à cette analyse sont données sur la figure 7.
Pour E<0 et Io>0 et E<0 et Io<0, on effectue les mêmes analyses.
La figure 8 illustre des ondes de tension et de courant aux bornes d'un interrupteur lors du changement de signe du courant de charge, selon la valeur de At. Sur la planche de gauche, aucun temps mort n'est appliqué, soit At = 0, entre les commandes de commutation Cl du transistor Tl et C3 du transistor T3, et on provoque une coupure brutale du courant de charge. Il apparaît alors un pic de tension, par exemple environ 800V, durant un laps de temps de 33.82ps aux bornes de Tl . Sur la planche de droite, un temps mort At = l/(2fsw) a été instauré : le pic de tension a complètement disparu et le changement de signe du courant s'effectue sans problème. On évite donc ainsi toute ouverture brusque du convertisseur lors du changement de signe du courant de charge.
Le convertisseur selon l'invention est de type direct. Il peut fonctionner en modulation de largeurs d'impulsions (MLI), selon le principe de comparaison d'une sinusoïde et d'un signal triangulaire de fréquence.
Du fait des commutations des transistors du convertisseur, des composantes harmoniques de courant sont générés dans le réseau. Le filtre 4 a essentiellement pour rôle principal d'éliminer ces composantes harmoniques. De plus, afin de diminuer les pertes du convertisseur, essentiellement de commutation, la fréquence de découpage est choisie relativement basse, entre un et deux kHz. De plus, de telles valeurs de fréquence permettent de choisir des résistances de grille qui réduisent des courants de mode commun.
Le filtre 4 d'entrée du convertisseur, la fréquence de découpage basse et les valeurs de la résistance de grille confèrent au circuit de compensation selon l'invention un très bon comportement devant les normes de Compatibilité Electromagnétique (CEM) relatives aux appareils électroménager domestiques vis-à-vis des courants de mode différentiel et des courants de mode commun.
On prévoit également un câblage laminaire avec une mise à la terre de façon à diminuer des courants en mode commun dans le convertisseur. - -
A titre d'exemple non limitatif, on peut utiliser des feuilles de cuivre (épaisseur 0.5 mm) et des feuilles d'isolants (épaisseur 0.035mm) pour la réalisation de conducteurs plan. Ces conducteurs, parfois nommés « bus barre », sont très largement utilisés sur les bras du convertisseur.
Sur la figure 9, on voit un synoptique du contrôle de la compensation permettant d'imposer à tout instant un déphasage nul entre les ondes de la tension du réseau et le courant débité. On retrouve le système comparateur 10 et le générateur de rapport cyclique 9. On distingue un module de mesure 13 pour mesurer le déphasage entre la tension v et le courant i du réseau électrique. Le déphasage φ généré est ensuite transformé en une tension Vcp par un module de transformation 14. Cette tension Vcp est comparée à une tension de référence pour un déphasage nul au moyen d'un comparateur 15. La sortie du comparateur 15 alimente un régulateur proportionnel-intégrale 16 qui alimente à son tour un module 17 pour générer le rapport cyclique a.
Des résultats obtenus par simulation sont donnés sur :
- la figure 10 pour un point de fonctionnement à pleine charge, avec P=2000W et coscp=0.8, le rapport cyclique étant de 0.05, et
- la figure 11 pour un point de fonctionnement à vide, avec P=200W et coscp=0.3, le rapport cyclique étant de 0.37.
Sur les deux figures, on constate que les déphasages finaux entre la tension du réseau et le courant du réseau sont pratiquement nuls, et les courants sont sinusoïdaux.
Pour le point de fonctionnement à charge, le courant du réseau est inférieur à celui de la charge, soit en valeur de crête de 12.5 A au lieu de 15.4 A , soit une puissance apparente de 2030 VA, au lieu de 2500 VA. Le circuit de compensation selon l'invention est pratiquement déconnecté car le rapport cyclique est de 0.05. C'est pourquoi, le courant réseau ne comporte pratiquement pas de composantes harmoniques.
Pour le point de fonctionnement à vide, le courant du réseau comporte de faibles composantes harmoniques : leur valeur reste toutefois en dessous des limites admises par les normes en CEM . La valeur du courant du réseau est légèrement supérieure à celui de la charge à cause des pertes joules dans les composantes résistives des bobines du filtre et de l'absorbeur (5 et 7). Dans ce cas la puissance fournie est de 778 VA au lieu 667 VA. - -
Sur la figure 12 est représenté un schéma illustrant l'équivalence entre le couple (P, coscp) et un circuit d'éléments passifs (RL) de la charge. La charge équivalente variable est caractérisée par la puissance absorbée ? et le cosinus de l'argument de charge ^ .
Les équations qui lient ces deux couples sont :
Figure imgf000017_0001
cor est la pulsation du réseau d'alimentation de valeur efficace V.
On va maintenant décrire des modes de calcul non limitatifs de valeurs caractéristiques du circuit selon l'invention.
1)- Calcul du condensateur de compensation C.
La valeur de l'énergie réactive à compenser doit être la plus grande valeur entre ( V Im x sm^min ) e ( V Imin sin^max ) _ y e i sont respectivement la tension et le courant aux bornes de la charge 1. Pour tenir compte des autres éléments inductifs du montage, comme dans le cas des filtres actifs, on se donne un coefficient de réglage Q de l'énergie réactive globale. Dans ce cas, en régime purement sinusoïdal, la valeur du condensateur de compensation C peut être calculée à partir de la pleine charge, selon :
ÎO * V2
2)- Filtre anti-harmonique de courant et bobine d'absorption.
2-1) : Les éléments du filtre
Le fonctionnement en découpage du convertisseur génère des harmoniques de courants dont la fréquence fondamentale est la fréquence de
f
découpage swdu convertisseur. Un filtre passe-bas de structure simple de type Butterworth d'ordre 2, est placé entre le réseau et le convertisseur qui alimente une impédance Za . Sur la figure 13, on note que le condensateur C défini précédemment fait partie de ce filtre.
Pour le filtre de Butterworth de second ordre, on a les relations suivantes :
0.707
C
2 * π * f *
a2 )
(3)
Figure imgf000018_0001
Dans ces relations, fcr désigne la fréquence de coupure du filtre de Butterworth.
La valeur de la bobine La d'absorption sera définie pour un rapport cyclique ttMax , vérifiant l'impédance caractéristique du filtre, telle que:
C ^Ma
Soit:
L
C (4) La fréquence de coupure du filtre fcr sera choisie assez proche voire légèrement supérieure à 50Hz en vue d'une forte atténuation des harmoniques de courant pour la fréquence de découpage fsw , du filtrage des composantes basses fréquences surtout 150 Hz et 300 HZ. 2-2) : Les harmoniques supérieurs du courant de réseau.
La figure 14 présente le système en rendant compte de tous les composants passifs des éléments. Sur cette figure, en posant :
• ω : la variable "pulsation" dans l'établissement du diagramme de Bode · J : l'impédance du condensateur de compensation ;
• Zres = Ρ + ίΛω l'impédance interne du réseau ;
• zch = R+ JLiW : l'impédance de la charge ; - -
• Zlf = rp : l'impédance de la bobine du filtre ; il vient
-ch
¾ Zr * Zch + ¾ Zr + Zch
Zr + Zch (5)
/hr est le courant de l'harmonique de rang r, /' h est le courant harmonique total.
Pour la fréquence de découpage sw , le calcul des différents éléments
¼ (j2,rfsw )→0
doit nous conduire à la relation : h . On note qu'à cause du comportement non linéaire du convertisseur, les effets du découpage à basse fréquence ne sont pas forcément totalement éliminés dans le courant du réseau.
2-3) : Calcul de l'énergie réactive.
En première approximation, on considère que le convertisseur n'a pas de pertes. En négligeant les effets du découpage, le schéma équivalent de la bobine d'absorption ramené du côté source est donné sur la figure 15.
Le choix de la bobine d'absorption doit annuler l'énergie réactive pour des rapports cycliques donnés pour les deux charges limites (charge haute et charge basse) . L'impédance équivalente du système vis-à-vis du réseau s'écrit :
za * zr
(— zn +z—r + Z i ^v )* Zcchh
^totale
+ Z LF ) + Zch
(6)
La résolution de l'équation ^ ^otaie ) 0 permet de trouver
· Un rapport cyclique ^f pour la charge haute ; • Un rapport cyclique asup pour la charge basse.
2-4). Calcul de la tension de sortie du convertisseur. - -
Du fait du choix de la fréquence critique du filtre assez voisin de 50Hz, pour le choix des calibres des transistors de puissance, le phénomène d'antirésonance doit être parfaitement maîtrisé.
Ainsi, selon la figure 16, il vient
zn * zc
Zch * ( ZLF + ~ za +zc
Figure imgf000020_0001
Les équations 1, 2, 3 et 4 permettent de calculer les éléments du circuit selon l'invention, pour les points de charge considérés.
Le taux de distorsion harmonique (abrégé THD)
Selon un mode de mise en œuvre avantageux de l'invention, le dimensionnement préféré du circuit selon l'invention est obtenu avec des taux de distorsion harmonique (TH D) des courants inférieurs à 10%, et une tension de crête aux bornes de la bobine d'absorption inférieure à 500V. Dans ce cas, on choisit idéalement :
> fcr= 55Hz ;
> kQ= 1.4 ;
A titre d'exemple non limitatif, les composants effectifs du circuit peuvent être les suivants :
> Calibres des IGBT : 600V ; 30A
> Pour le Filtre : C= 140 p F ; LF= 58mH ; LA=45mH .
Ce qui donne :
• une fréquence de coupure fc= 55,85Hz ;
• un rapport cyclique max : aMaX = 0,8335
Ainsi, les figures 17 et 18 illustrent des courbes de réponse de performance du circuit selon l'invention . Sur la figure 17, on voit la courbe - - de Bode du rapport — et on constate que la composante à 150Hz est à - ih
15dB, celle à 250Hz à -25dB, celle de 350Hz à -32dB, celle de 1000Hz à - 50dB.
_^ Vabsorbeur[dB] Sur la figure 18, on voit la courbe de Bode du rapport — -
E
et on constate une surtension en sortie du convertisseur, autour de 75Hz.
Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit de compensation (3) d'une énergie réactive absorbée par une charge (1) à puissances active et réactive variables, ce circuit de compensation étant disposé en parallèle de la charge à puissance variable par rapport à une source (2) de tension alternative ; caractérisé en ce qu'il comprend :
- au moins un condensateur (C) de compensation pour fournir de l'énergie réactive à la charge (1),
- une bobine d'absorption (7) pour absorber un surplus d'énergie réactive,
- un convertisseur statique (6) commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique (6) étant constitué de transistors de puissance (Tl, T2, T3, T4) et alimentant la bobine d'absorption (7) ;
- un filtre anti-harmonique (4) pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge (1), et
- un module de régulation (8, 9, 10) pour commander les transistors de puissance (Tl, T2, T3, T4) à partir d'un rapport cyclique (a) qui est une image du déphasage entre la tension et le courant de ladite source (2) de tension, et de façon à imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension (2).
2. Circuit (3) selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre anti-harmonique (4) est disposé en entrée de ce circuit de compensation
(3), et en ce que ce filtre (4) comprend un circuit RLC pour Résistance- Inductance-Condensateur, le condensateur (C) de ce circuit RLC étant ledit au moins un condensateur de compensation.
3. Circuit (3) selon la revendication 1, caractérisé en ce que la bobine d'absorption (7) et le condensateur de compensation (Cl, C2) sont disposés en sortie du convertisseur statique (6).
4. Circuit (3) selon la revendication 3, caractérisé en ce que la bobine d'absorption (7) est disposée en parallèle du condensateur de compensation (C2) ou en série avec ce condensateur de compensation (Cl).
5. Circuit (3) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le convertisseur statique (5) comprend deux bras (11, 12) dont le point commun de jonction (A) constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption (7); chaque bras comportant deux transistors IGBT (Tl, T2 ; T3, T4) montés en série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT étant directement en parallèle avec une diode (d l, d2 ; d3, d4) disposée en sens opposé.
6. Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module de régulation (8, 9, 10) comprend :
- un module de mesure d'angle (10, 13) qui détermine le déphasage entre la tension et le courant de la source d'alimentation (2);
- un module de transformation en niveau de tension continue différentielle (10, 14) de l'angle précédemment mesuré ;
- un générateur de rapport cyclique (9, 17) qui transforme en rapport cyclique le niveau de tension continue différentielle précédemment obtenu ; et
- un circuit de commande (8) pour les grilles des transistors de puissance (Tl, T2 ; T3, T4).
7. Circuit (3) selon la revendication 6, caractérisé en ce que le module de mesure d'angle (10) comprend :
- un circuit de mesure d'un angle de déphasage (13) entre la tension et le courant de source d'alimentation (2),
- un circuit (14) pour transformer l'angle de déphasage en tension de déphasage,
- un circuit de comparaison (15) entre cette tension de déphasage et une tension de référence préétablie, et
- un correcteur (16) de type proportionnel-intégral alimenté par le circuit de comparaison (15) et générant un signal continu pour le générateur de rapport cyclique (17).
8. Circuit selon l'une des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que le générateur de rapport cyclique (17) comprend :
- un additionneur pour additionner une porteuse triangulaire avec le signal continu délivré en sortie de correcteur (16) de type proportionnel- intégral,
- un circuit de mise en forme qui génère les triggers de commande des grilles des transistors de puissance (Tl, T2 ; T3, T4), et
- un circuit d'aiguillage qui distribue de façon appropriée les signaux de commande des grilles des transistors de puissance (Tl, T2 ; T3, T4).
9. Circuit (3) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module de régulation (8, 9, 10) est configuré de façon à travailler avec une fréquence de découpage fSw inférieure à cinq kHz.
10. Circuit (3) selon la revendication 9, caractérisé en ce que le module de régulation (8, 9, 10) est configuré de façon à travailler avec une fréquence de découpage fsw comprise entre 1 et 2 kHz.
11. Circuit (3) selon la revendication 9 ou 10, caractérisé en ce que les transistors de puissance (Tl, T2 ; T3, T4) sont des transistors IGBT, des résistances de grille de ces transistors présentent des valeurs comprises dans une plage allant de 5 à 33 ohms de façon à réduire des courants de mode commun.
12. Circuit (3) selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que le convertisseur statique (6) est de type hacheur alternatif- alternatif.
13. Procédé mis en œuvre dans un circuit de compensation (3) d'une énergie réactive absorbée par une charge (1) à puissances active et réactive variables, ce circuit de compensation (3) étant disposé en parallèle entre une source de tension alternative (2) et la charge à puissance variable (1) et comprenant :
- au moins un condensateur de compensation (C) pour fournir de l'énergie réactive à la charge (1), - une bobine d'absorption (7) pour absorber un surplus d'énergie réactive,
- un convertisseur statique (6) commandé selon un fonctionnement à découpage, ce convertisseur statique (6) étant constitué de transistors de puissance (Tl, T2 ; T3, T4) et alimentant la bobine d'absorption (7) ;
- un filtre anti-harmonique (4) pour éliminer des composantes harmoniques du courant alimentant la charge (1), et
- un module de régulation (8, 9, 10) pour commander les transistors de puissance (Tl, T2 ; T3, T4) à partir d'un rapport cyclique (a) qui est une image du déphasage entre la tension et le courant de ladite source (2) de tension, et de façon à imposer à tout instant un déphasage nul entre la tension et le courant de ladite source de tension (2);
procédé dans lequel on commande les transistors de puissance (Tl,
T2 ; T3, T4) de sorte que la tension efficace aux bornes de la bobine d'absorption (7) est maintenue sensiblement égale au produit entre le rapport cyclique (a) et la tension de ladite source de tension (2).
14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'on utilise un DSP tout numérique pour émuler totalement en numérique le module de régulation (8, 9, 10), et la commande rapprochée pour la génération et la gestion des triggers de commande des grilles des transistors de puissance et le contrôle du passage à zéro du courant de la bobine d'absorption, de telle sorte que les interrupteurs de puissance ne soient jamais court-circuités ou totalement ouverts simultanément.
15. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'on utilise le DSP pour réaliser la fonction de contrôle commande à partir de deux ondes : les ondes de tension et du courant du réseau, et la fonction de gestion interne des triggers des transistors de l'onde de courant dans la bobine d'absorption, afin de ne pas porter atteinte aux intégrités des interrupteurs de puissance.
16. Procédé selon l'une des revendications 13 à 15, caractérisé en ce que le convertisseur statique (6) comprend deux bras (11, 12) dont le point commun de jonction (A) constitue une sortie pour l'alimentation de la bobine d'absorption (7) ; chaque bras comportant deux transistors IGBT (Tl, T2 ; T3, T4) montés en série par leur émetteur, et chaque transistor IGBT (Tl, T2, T3, Τ4) étant associé à une diode interne (dl, d2 ; d3, d4) en tête-bêche ;
et en ce qu'on configure, selon les revendications 14 et 15, le module de contrôle au moyen d'un module à base de DSP de sorte que les courants des deux bras (11, 12) sont en parfait empiétement.
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