WO2012016910A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben von leuchtdioden - Google Patents

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WO2012016910A1 PCT/EP2011/063043 EP2011063043W WO2012016910A1 WO 2012016910 A1 WO2012016910 A1 WO 2012016910A1 EP 2011063043 W EP2011063043 W EP 2011063043W WO 2012016910 A1 WO2012016910 A1 WO 2012016910A1
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regulator
terminal
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PCT/EP2011/063043
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Karl Georg Waser
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Ams Osram AG
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Austriamicrosystems AG
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
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    • H—ELECTRICITY
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/46—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs disposed in parallel lines

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating light emitting diodes, a lighting arrangement and a method for operating light emitting diodes.
  • a light emitting diode abbreviated as LED, is often such Betrie ⁇ ben that a current source is arranged in series with the LED.
  • the object of the present invention is to provide a circuit arrangement for operating LEDs, a lighting arrangement and a method for operating LEDs, in which the efficiency of energy utilization is increased.
  • a circuit arrangement for driving LEDs comprises a number N of current regulators.
  • the current regulators each include a control input and a load connection for providing a load current to a couplingable bare electrical load.
  • the electrical loads each include an LED.
  • the circuit arrangement further comprises a compensation circuit which is coupled to the control inputs of the number N of current regulators and is designed to load-dependently adjust the respective load current.
  • a load current has a variable value and no constant value.
  • the load current can be reduced in an LED, which reaches a predetermined value of the load current only at higher voltages due to a specimen scattering or thermal influences, so that a lower supply voltage for operating the scarf ⁇ tion arrangement is sufficient.
  • Forward voltages of LEDs for example, have a wide spread.
  • the number N of current regulators each has a voltage difference that can be tapped across the respective current regulator.
  • the compensation circuit adjusts the respective load current in such a way that the voltage differences are approximated.
  • At least two of the number N of voltage differences approximate each other.
  • the voltage differences are approximated by means of the equalization circuit in such a way that the difference between two voltage differences of the number N of voltage differences is reduced.
  • the difference may be zero after approximation of the voltage differences, so that the two voltage differences are equalized.
  • the difference can be a value not equal to zero, so that the two voltage differences also differ after approximation.
  • the voltage difference between the load connection of the respective current regulator and a supply connection of the respective current regulator can be tapped off.
  • the supply connection is connected processing arrangement to a supply voltage terminal of the scarf ⁇ processing arrangement or a reference potential connection of the formwork.
  • the load connection is connected to the respective electrical load.
  • the first number N of current regulators is thus connected to the supply voltage connection or the reference potential connection.
  • the equalizing circuit is designed to reduce the load current at the current regulator having the smallest voltage difference between the load terminal and the supply terminal of the current regulator of the number N of current regulators.
  • an increase in the voltage difference between the load connection and the supply connection of the current regulator is achieved.
  • the equalizing circuit is designed to increase the load current at that current controller which, of the number N of current regulators, has the largest voltage difference between the load terminal and the supply terminal of the current regulator. If the load current is increased, the voltage difference between the load connection and the supply connection of the relevant current regulator advantageously decreases. Depending on the current / voltage characteristic of a current controller, for example, thereby the power resulting in the current regulator can be reduced and thus the efficiency of the energy utilization can be increased by the circuit arrangement. Also, the thermal load of the current controller decreases with the largest voltage difference. In a further development, the heat emitted by the electrical loads is also adjusted, so that the thermal load of the LEDs also decreases.
  • the compensation circuit is designed to set the number N of current regulators such that the sum of the load currents is constant.
  • the load currents flow through the load terminals of the number N of Stromreg ⁇ learning.
  • the current flowing through the total number N of electrical loads remains constant.
  • the number N of current regulators is two. Alternatively, the number N is at least two.
  • the circuit arrangement is automatically active.
  • the circuit is autonomous and self-contained actively able to perform the control of the number N of load currents.
  • the number N of current regulators may be implemented as a number N of current sources or as a number N of current sinks.
  • the voltage difference can thus be a current sink voltage.
  • a semiconductor body comprises the circuit arrangement.
  • exactly one semiconductor body may comprise the circuit arrangement.
  • the circuit arrangement also comprises a voltage converter, the circuit arrangement can also comprise at least one capacitor or an inductance, which are arranged outside the semiconductor body and are coupled to the semiconductor body.
  • the circuit arrangement is space- and cost-efficient reali ⁇ sierbar.
  • a lighting arrangement comprises the circuitry and the number N of electrical loads.
  • one of the number N of electrical loads comprises at least one LED.
  • a current regulator is connected in series with an electrical load. If an electrical load comprises at least two LEDs, then the at least two LEDs are arranged in series with one another.
  • a method of driving LEDs includes providing a number N of load currents to the number N of electrical loads.
  • an electrical load in each case comprises at least one LED.
  • the method comprises adjusting the respective load current as a function of the electrical load operated by the respective load current. The adjustment takes place during the operation of the electrical loads.
  • the load current through the respective elec ⁇ cal load which has at least one LED, variable.
  • the setting of the number N of load currents can be carried out automatically.
  • the number N of load currents is provided by the number N of current regulators.
  • a compensation circuit adjusts the respective load current.
  • the adjustment can be performed without an analog-to-digital converter and without a microprocessor with appropriate software.
  • the regulation can be free from a digital circuit. The regulation takes place by means of an analog circuit.
  • the respective load current is adjusted such that the voltage differences dropping across the current regulators are approximated.
  • the load current is delivered by the respective current regulator.
  • the load current flows through the respective current controller.
  • FIGS. 1A to 1C show exemplary embodiments of a lighting arrangement with two electrical loads according to the proposed principle
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of an embodiment
  • Lighting arrangement with three electrical loads and Figure 3 is an exemplary imple mentation form of a
  • FIG. 1A shows an exemplary embodiment of a lighting arrangement according to the proposed principle.
  • the lighting assembly 10 includes a circuit 11 for driving LEDs, and a first and a second elekt ⁇ generic load 12, 13.
  • the first and the second electrical load 12, 13 each include a light emitting diode 12 ', 13'.
  • the circuit arrangement 11 has a number N of current regulators 14, 15 and a compensation circuit 16. The number N is two.
  • a first current regulator 14 has a control input 17 and a load connection 18.
  • a two ⁇ ter current controller 15 to a control input 19 and a circuit Lastan- 20th A supply terminal of the first current ⁇ source 14 and a supply terminal of the second Stromquel ⁇ le 15 are Schlos ⁇ sen to a reference potential terminal 22nd To the load terminal 18 of the first current regulator 14 is the first electrical load 12 is connected. Accordingly, the second ⁇ th electrical load 13 is connected to the load terminal 20 of the second current regulator 15. The first electrical load 12 is thus serial to the controlled path of the first current regulator 14 and the second electrical load 13 is arranged in series with the controlled path of the second current regulator 15.
  • the equalizing circuit 16 is connected to the control inputs 17, 19 of the first and second current regulators 14, 15.
  • the first and the second current regulator 14, 15 are each realized as a current mirror.
  • a first branch 21 of the current Spie ⁇ gels of the first flow controller 14 connects the load terminal 18 of the first flow controller 14 with the bossspotenzialan- circuit 22. Accordingly, connecting a second branch 23 of
  • a first branch 24 of the current mirror of the second current regulator 15 connects the load terminal 20 of the second current regulator 15 to the reference potential terminal 22. Further connects a second branch 25 of the current mirror of the current mirror of the first current controller 14 Second current controller 15, the control input 19 of the second current regulator 15 with the reference potential terminal 22.
  • the first and two ⁇ ten branches 21, 23, 24, 25 are realized as power sources.
  • the control input 17 of the first current regulator 14 and the control input 19 of the second current regulator 15 are coupled to a summing node 27 of the compensation circuit 16.
  • the control circuit 17 of the first current regulator 14 and the control input 19 of the second current regulator 15 are connected via the first and the second transistor 29, 30 to the summing junction 27 of the first and second transistors 29, 30 Compensation circuit 16 connected.
  • the Compensation circuit 16 has a constant current source 26 to the summing node 27, the constant current source 26 is connected ⁇ .
  • the constant current source 26 couples the Summenkno ⁇ th 27 with a supply voltage terminal 28.
  • the first transistor 29 is disposed between the summing node 27 and the control input 17 of the first current regulator 14.
  • the two-th transistor 30 connects the sum node 27 to the control input 19 of the second current regulator 15.
  • a control terminal of the first transistor 29 is connected to the load terminal 20 of the second current regulator 15. Accordingly, a control input of the second transistor 30 is connected to the Lastanschlus 18 of the first current regulator 14.
  • the circuit arrangement 11 comprises a first and second current source 31, 32.
  • the first current source 31 ver ⁇ binds the load terminal 18 of the first current regulator 14 to the reference potential terminal 22.
  • the second current source 32 connects the load terminal 20 of the second current regulator 15 with the reference potential terminal 22.
  • a selection circuit 33 summarizes the circuit 11 a selection circuit 33.
  • the selection circuit 33 is input connected to the load terminals 18, 20 of the first and second flow controller 14, 15th
  • the circuit arrangement 11 includes a voltage converter 34. An output of the voltage converter 34 is connected to the supply voltage terminal 28 ⁇ .
  • the selection circuit 33 has its output side connected to egg nem feedback input 35 of the voltage converter 34.
  • An input voltage VBAT is fed to the voltage converter 34.
  • the input voltage VBAT drops between an input of the voltage converter 34 and the reference potential terminal 22.
  • the voltage converter 34 converts the input Voltage VBAT in a supply voltage VDD, which is provided at the supply voltage terminal 28.
  • the clamping ⁇ voltage transformer 34 can be designed as an inductive or a capacitive voltage transformer.
  • the voltage converter 34 may be configured to use one, two or three operating modes from a group comprising a buck mode, a boost mode and a buck-boost mode for converting the A ⁇ output voltage VBAT to the power supply voltage VDD.
  • the supply voltage VDD falls via a series circuit comprising the first electrical load 12 and the first flow controller 14 and from a further series circuit comprising the second electrical load 13, and the second current ⁇ controller 15, according to the following equation:
  • the first voltage difference VS1 drops between the load terminal 18 of the first current regulator 14 and the supply terminal of the first current regulator 14.
  • the second voltage difference VS2 between the load terminal 20 of the second current regulator 15 and the supply connection of the second current regulator 15 drops.
  • the first and the second voltage difference VS1, VS2 are load-dependent, since they depend on the respective load voltages VL1, VL2 according to the above equation.
  • the first voltage difference VS1 dropping across the first branch 21 of the first current regulator 14 likewise drops off via the first current source 31.
  • Analog drops over the first branch 24 of the second current regulator 15 Lende second voltage difference VS2 via the second current source 32 from.
  • the first and second voltage differences VS1, VS2 are present between the load terminals 18, 20 of the first and second current regulators 14, 15 and the reference potential terminal 22.
  • the compensation circuit 16 supplies a first control signal IS1 to the control input 17 of the first current regulator 14. Since the first current regulator 14 is realized as a current mirror, the first control signal IS1 is converted into a first current regulator current IR1. Accordingly, the compensation circuit 16 at the control input 19 of the second current regulator 15, a second control signal IS2 ready. The second control signal IS2 is converted by the second current regulator 15, which is realized as a current mirror, into a second current regulator current IR2. The conversion is carried out by the first and second current regulators 14, 15 according to the following equations:
  • the first and second current regulators 14, 15 are set such that the conversion factors x and y have the same value.
  • a first current source current flows IQ1 and through the second current source 32, a second current source current IQ2 ⁇ .
  • a first load current IL1 flows through the first electrical load 12.
  • a second load current IL2 flows through the second electrical load 13.
  • the first and second load currents IL1, IL2 can be calculated according to the following equations:
  • the first voltage difference VS1 arising at the first branch 21 of the first current regulator 14 is fed to the control terminal of the second transistor 30.
  • the obtained at the first branch 24 of the second current controller 15 second clamping ⁇ VS2 voltage difference supplied to the control terminal of the first transistor 29th
  • the constant current source 26 provides a con ⁇ stantstrom IK.
  • the constant current IK is divided according to the following equation to the first control signal IS1 and the second control signal IS2:
  • the first and second transistors 29, 30 are realized as p-channel field-effect transistors. If the first voltage difference ⁇ VSI greater than the second voltage difference VS2, the second transistor 30 is placed in a less conductive state compared with the first transistor 29th Thus, the second control signal IS2 and correspondingly the second current regulator current IR2 decreases. The decrease of the second
  • the value of the constant current IK of the constant current source 26 and the first current source current IQ1 flowing through the first current source 31 and the second current source current IQ2 flowing through the second current source 32 are each constant and the conversion factors x and y are equal, the sum is off the first load current IL1 and the second load ⁇ current IL2 constant.
  • the first current source 31 being ⁇ sufficient that the first load current IL1 is greater than or equal to a predetermined lower load current value. Accordingly, it is achieved by the second current source 32 that the second
  • Load current IL2 is greater than or equal to a predetermined lower load current value.
  • the first and second load currents IL1, IL2 can be set within predefined current values.
  • the first and the second voltage difference VS1, VS2 are supplied to the selection circuit 33.
  • the selection circuit 33 provides at its output a signal which corresponds to the lower ⁇ Ren value of the values of the first voltage difference VS1 and the second voltage difference VS2. This signal is supplied to the feedback input 35 of the voltage converter ⁇ 34th According to the lower value of the first voltage difference VS1 and the second voltage difference VS2, the voltage converter 34 is controlled.
  • the first and second transistors 29, 30 are realized as n-channel field effect transistors.
  • the conversion factor x has a different value than the conversion factor y.
  • FIG. 1B shows an exemplary embodiment of a lighting arrangement according to the proposed principle, which is a development of the embodiment shown in FIG. 1A.
  • the first and the second electrical load 12, 13 are connected to the reference potential terminal 22.
  • the first and second current regulators 14, 15 and the first and second current sources 31, 32 are connected to the supply voltage connection 28.
  • the supply terminal of the first current controller 14 and the supply terminal of the second current controller 15 are connected to the supply voltage terminal versor ⁇ 28th
  • the first Stromreg ⁇ ler 14, and the first transistor 29 couple the supply voltage terminal 28 to the summing node 27.
  • Analog the second current controller 15 and the second transistor 30 couple the supply voltage terminal 28 to the summing node 27.
  • the constant current source 26 couples the summing node 27 with the Reference potential terminal 22.
  • the first and second branches 21, 23 of the first current regulator 14 each include one
  • Transistor which are connected as a current mirror.
  • first and the second branch 24, 25 of the second current regulator 15 each comprise a transistor, which are connected as current mirrors .
  • the first and the second transistor 29, 30 are realized as n-channel field effect transistors.
  • a node between the first current regulator 14 and the first electrical load 12 is connected to the control terminal of the second transistor 30.
  • Analog is a node between the second current regulator 15 and the second electrical load 13 are connected to the control terminal of the first transistor 29.
  • the first and the second voltage difference VS1, VS2 are connected between the load terminals 18, 20 of the first and second current regulators 14, 15 and the supply voltage connection 28.
  • a first transistor flow IT1 flows through the first transistor 29, and a second transistor 30 flows through the second transistor 30
  • Transistor current IT2 The two transistors of the first and the second branch 21, 23 of the first current regulator 14 are designed such that the current mirror of the first Stromreg ⁇ lers 14 has a conversion factor x.
  • the value of the first current regulator current IR1 results from the value of the first
  • the two transistors of the first and second branches 24, 25 of the second current regulator 15 are designed in such a way that the current mirror of the second current regulator 15 has a conversion factor y.
  • the conversion factors x and y of the current mirrors of the first and second current regulators 14, 15 are greater than or equal to 1.
  • the first and second electrical loads 12, 13 are thus operated with a high-reflectance first and a high-reflectance second load currents IL1, IL2.
  • the circuit 11 causes the first load current IL1 to be between a lower load current value and an upper predetermined load current value.
  • the second load current IL2 only assumes values between the predetermined lower load current value and the predetermined upper load current value.
  • the first and second transistors 29, 30 implemented as p-channel field effect transistors ⁇ .
  • Figure IC shows an exemplary embodiment of a Be ⁇ lighting arrangement according to the proposed principle, which is a development of the embodiments shown in Figures 1A and 1B.
  • the first electrical load 12 is supplied exclusively by the first current regulator 14 and not additionally by the first current source 31.
  • the second electrical load 13 according to FIG.
  • the off ⁇ same circuit 16 comprises a first Ausretesstromspie- gel 50 and a first DC power source 51, which are arranged parallel to each other.
  • the DC power source 51 is realized as a constant current source.
  • the parallel circuit of the first DC power source 51 and the first compensation current mirror 50 couples the supply voltage terminal 28 to the control input 17 of the first current regulator 14.
  • the compensation circuit 16 comprises a second compensation current mirror 52 and a second DC power source 53, which are arranged pa ⁇ rallel to each other.
  • the parallel connection of the second compensation current mirror 52 and the second direct current source 53 connects the supply voltage terminal 28 to the control input 19 of the second current regulator 15.
  • the first compensation current mirror 50 has a first and a second compensation transistor 54, 55.
  • the controlled path of the first compensation transistor 54 is arranged parallel to the first DC source 51.
  • the control terminal of the first compensation transistor 54 is connected to the Steueran ⁇ circuit of the second compensation transistor 55 and a first Connection of the second compensation transistor 55 is connected.
  • a second terminal of the first and second equalization transistor 54, 55 is integrally joined ⁇ at the supply voltage terminal 28th
  • the second compensation current mirror 52 comprises a third and a fourth compensation transistor 56, 57, which are arranged and connected analogously to the first and the second compensation transistor 54, 55.
  • the compensating circuit 16 comprises a third and a fourth compensating current mirror 60, 61.
  • the third compensation ⁇ current mirror 60 couples the first compensating current mirror 50 to the first transistor 29.
  • the fourth equalization current mirror 61 couples the second compensating current mirror 52 to the second transistor 30.
  • the third compensation current - mirror 60 comprises a fifth and a sixth equalization transistor 62, 63.
  • the controlled path of the fifth equalization transistor 62 couples the reference potential terminal 22 of the controlled path of the second Ausmaschinestransis ⁇ tors 55.
  • the controlled path of the sixth equalization transistor 63 connects the reference potential terminal 22 with 29, the first transistor a control terminal of the fifth equalization transistor 62 is connected to a control terminal of the sixth equalizing transistor 63 and to a node Zvi ⁇ rule the first transistor 29 and the sixth equalization transistor 63 is connected.
  • the fourth comprises from ⁇ equal to current mirror 61 comprises a seventh and an eighth transistor from ⁇ equal to 64, 65, which are arranged and corresponding to the fifth and the sixth equalization transistor 62 63 are connected.
  • the first flow controller 14 is thus connected to the summing node 27 through the first and third compensating current mirrors 50, 60 and the first Tran ⁇ sistor 29th
  • the second current regulator 15 is connected to the summing node 27 via the second and the fourth compensation current mirrors 52, 65 and the second transistor.
  • the voltage regulator 34 comprises a control unit 70 and a voltage regulator circuit 71.
  • the voltage regulator switch 71 is implemented as an upward regulator.
  • Theorsreg ⁇ lerscrien 71 includes an inductor 72 and a ers ⁇ th and a second voltage regulator transistor 73, 74.
  • the input of the voltage converter 34 is provided with a first arrival of the inductance circuit 72 is connected.
  • a second terminal of the inductor 72 is connected to the reference potential terminal 22 via the first voltage converter transistor 73 and to the output of the voltage converter 34 and thus to the voltage supply terminal 28 via the second voltage converter transistor 74.
  • the voltage converter circuit 71 comprises ⁇ a first and a second storage capacitor 75, 76 that connect the input or the output of the voltage converter circuit 71 with the reference potential terminal 22nd
  • the control unit 70 has an amplifier 77.
  • a first input of the amplifier 77 is connected to the output of the selection circuit 33 via the feedback input 35.
  • a second input of the amplifier 77 is connected via a reference voltage source 78 with the dustspo ⁇ tenzialan gleich 22nd
  • the amplifier 77 can be realized as a comparator.
  • the first and the second transistor 29, 30 are formed as p-channel field effect transistors.
  • the load terminal 18 of the first flow regulator 14 is coupled to the control terminal of the two ⁇ th transistor 30th
  • the Lastan ⁇ circuit 20 of the second current controller 15 is coupled to the Steueran ⁇ circuit of the first transistor 29th
  • the parallel connection of the first compensation current mirror 50 and the first DC source 51 causes the first load current ILl is greater than or equal to the lower predetermined load current value.
  • Using the constant current source 26 is achieved that the current flowing through the first compensating current mirror 50 current value is less than or equal to the value of the IK is Kon ⁇ stantstrom. This results in that the first load current ILl is less than or equal to the upper predetermined load current value.
  • the second load current IL2 only assumes values between the predetermined lower load current value and the predetermined upper load current value.
  • the current IT2 flowing through the second transistor 30 is greater than the current IT1 flowing through the first transistor 29.
  • Characterized ⁇ be 65 acts to the second control signal IS2 and thus the second current controller current IR2 increases and, consequently, leads to a anstei- constricting value of the second load current IL2, by means of the second and fourth compensating current mirror 52nd.
  • the current IT1 flowing through the first transistor 29, consequently also the first mirror current IB1 flowing through the first and the third compensation current mirrors 50, 60, and thus the first current regulator current IR1 flowing through the first current regulator 14, are reduced.
  • the consequently decreasing the first load current ILL leads to an increase of the first voltage difference ⁇ VSI.
  • the firstensdif ⁇ ferenz VSI is thus approached to the second voltage difference VS2. Since the lower of the two voltage differences VS1, VS2 is raised and the higher of the two voltage differences VS1, VS2 is reduced, the value of the supply voltage VDD can be lowered. This leads to a reduction of ohmic losses in that current controller having the higher value of the voltage difference VS1, VS2.
  • the value of the first direct current IA1, which flows through the first direct current source 51, is identical to the value of the second direct current IA2, which is represented by the second direct current
  • the value of the first direct current IA1 corresponds to a value BIAS * (1 - F) where ⁇ at IBIAS, the current value of a reference current, not shown, is the source and F is a factor of 12 electrical imbalance of the Ver ⁇ supply to the first electrical load to the second Load 13 expresses.
  • the factor F is fixed in the scarf ⁇ processing arrangement. 11 Alternatively, the factor F may be adjustable during operation.
  • the constant current IK, the first and the second control signal IS1, IS2 may assume values according to fol ⁇ constricting equations:
  • IK IBIAS - 2 - F
  • the imbalance factor is 10% and 0.1, respectively.
  • the conversion factors x and y of the current mirrors of the first and second current regulators 14, 15 are greater than 1.
  • the first and second electrical loads 12, 13 are thus operated with a high-reflected first and a high-reflectance second load currents IL1, IL2.
  • the currents, which have by the first and the second compensation current mirror 50, 52 and through the first and the second direct ⁇ current source 51, 53 flow, only small values and thus a high efficiency of energy utilization is achieved is achieved.
  • the selection circuit 33 provides the smaller value of the two values of the first and the second voltage difference VS1, VS2 at the first input of the amplifier 77.
  • the amplifier 77 compares the lower of the two voltage differences VS1, VS2 with a reference voltage value VR provided by the reference voltage source 78. Falls below the lower of the twopalsdif ⁇ preferences VS1, VS2 the reference voltage value VR, the controller 70 controls the voltage converter circuit 71 in such a way that the supply voltage VDD supply voltage at the terminal 28 increases. The value of the supply voltage VDD is increased until the value of the lower of the two voltage differences VS1, VS2 is greater than the reference voltage VR.
  • the first voltage converter transistor 73 is alternately turned on with the second voltage converter transistor 74.
  • the first voltage converter transistor 73 In a first phase, the first voltage converter transistor 73 is conductive switched, the value of the current flow through the in ⁇ productivity 72 increases. In a second phase, the first voltage converter transistor 73 is blocking and the second voltage ⁇ converter transistor 74 is turned on. In the second phase, due to the energy stored in the inductor 72, a current flows to the second storage capacitor 76 and results in an increase in the value of the output voltage VDD.
  • a buck converter or a buck-boost converter may be used instead of a boost converter.
  • a capacitive voltage wall ⁇ lerscnies can be realized.
  • the capacitive voltage wall ⁇ lerscnies may be formed as up, down or up / down- ward converter.
  • the first and second transistors 29, 30 implemented as n-channel field effect transistors ⁇ .
  • the load terminal 18 of the ERS th current controller 14 is then applied to the control terminal of the ers ⁇ th transistor 29 and the load terminal 20 of the second
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of a lighting arrangement according to the proposed principle, which is a development of the embodiments shown in FIGS. 1A to 1C.
  • the lighting arrangement 10 according to FIG. 2 comprises the first and the second electrical load 12, 13 as well as a third electrical load 90.
  • the first electrical load 12 comprises the LED 12 'as well as two further LEDs 91, 92.
  • the second electrical load 13 has the LED 13 'and a LED 93 on.
  • the third electrical load 90 includes an LED 94.
  • the third electrical load 90 is operated by a third current regulator 95.
  • the third electrical load 90 is arranged in series with the third current regulator 95.
  • FIGS. 1 shows an exemplary embodiment of a lighting arrangement according to the proposed principle, which is a development of the embodiments shown in FIGS. 1A to 1C.
  • the lighting arrangement 10 according to FIG. 2 comprises the first and the second electrical load 12, 13 as well as a third electrical load 90.
  • the first electrical load 12 comprises the LED 12 'a
  • the first, the second and the third electrical load 12, 13, 90 are connected to the reference potential terminal 22.
  • the first and the second current source 31, 32 connect theéesswoodsan- circuit 28 to the load terminal 18 of the first flow controller 14 and the load terminal 20 of the second current controller 15.
  • Wei ⁇ ter connects a third current source 100 voltage connection to supply 28 to a load terminal 97 of the As a result, the first, the second and a fifth compensation current mirror 50, 52, 101 are connected to the reference potential terminal 22.
  • the constant current source 26 couples the supply voltage terminal 28 to the summing node 27.
  • the summing node 27 is connected via the first transistor 29 to the first compensation current mirror 50, via the second transistor 30 to the second compensation current mirror 52 and via a third transistor 102 to the fifth compensation current mirror 101 connected.
  • the control terminal of the first transistor 29 is connected to the Lastan ⁇ circuit 18 of the first current regulator 14.
  • the control terminal of the second transistor 30 is connected to the load ⁇ terminal 20 of the second current controller 15 °.
  • the control terminal of the third transistor 102 to the load terminal 97 of the third flow controller 95 is verbun ⁇ .
  • the first, the second and the third transistor 29, 30, 102 are realized as p-channel transistors.
  • the BL LEVEL ⁇ processing arrangement 10 thus has a number N of Current regulators 14, 15, 95, wherein the number N has the value of three.
  • a third voltage difference VS3 drops between a load terminal 97 of the third current regulator 95 and a supply terminal of the third current regulator 95, which is connected to the supply voltage terminal 28.
  • the circuit arrangement 11 comprises at least one further current regulator for supplying at least one further electrical load.
  • the at least one further current regulator can be constructed like the third current regulator 95.
  • the at least one further electrical load can be realized like the third electrical load 90.
  • the compensation circuit 16 may have at least one further branch, which in each case comprises a transistor and a compensation current mirror.
  • FIG. 3 shows an exemplary embodiment of a lighting arrangement which is a further development of the embodiments shown in FIGS. 1A to 1C and 2.
  • the lighting assembly 10 includes the first and the second electrical load 12, 13, the first and second Stromreg ⁇ ler 14, 15 and the compensation circuit 16 as shown in Figure IC.
  • the third electrical load 90, and a fourth electric load 109 is powered by the third flow controller 95, a fourth current regulator 111 and another equalization circuit 112 as the first and the second Stromreg ⁇ ler 14, 15 and the compensation circuit 16 realized. While three electrical loads 12, 13, 95 with respect to their load currents IL1, IL2, IL3 are set in FIG.
  • a Further selection circuit 113 couples the load connections 97, 115 of the third and fourth current regulators 95, 111 to the voltage converter 34.
  • the output of the selection circuit 33 and the output of the further selection circuit 113 are connected to the feedback input 35 of the voltage converter 34 via an additional selection circuit 118 ,
  • the further selection circuit 113 and the additional selection circuit 118 are implemented as the selection circuit 33.
  • the circuit arrangement 11 comprises a reference current source 119 which is connected on the output side to the equalization circuit 16 and the further compensation circuit 112.
  • the reference current source 119 is connected to the constant current source 26 and the first and second DC power sources 51, 53 shown in Fig. 1C. Accordingly, the reference current source 119 may be connected to the constant current source 26 and the first, second and / or third current sources 31, 32, 100 shown in FIGS. 1A, 1B and 2.
  • the reference current source 119 is connected on the input side to the output of the selection circuit 33 and to the output of the further selection circuit 113.
  • the third voltage difference VS3 drops between the load terminal 97 of the third current regulator 95 and the supply terminal of the third current regulator 95, which is connected to the reference potential terminal 22.
  • a fourth voltage difference ⁇ VS4 falls between a load terminal 115 of the fourth current controller 111 and a supply terminal of the fourth current controller 111 which is connected to the circuit screwsspotentialan- 22nd
  • the reference current source 119 provides a first and a second reference current IBI1, IBI2.
  • the first reference Ström Ibi1 is for the generation of the constant current IK, of the first and second direct current IA1, used in the off ⁇ equal circuit 16 IA2.
  • the second reference current IBI2 is used to generate the constant current, the first and the second direct current in the further equalization circuit 112.
  • the reference current source 119 may be similar realized the off ⁇ same circuit 16th
  • the reference current source 119 provides the first and second reference currents IBI1, IBI2 as a function of the signals at the outputs of the selection circuit 33 and the further selection circuit 113.
  • the circuit arrangement 11 serves for the cascaded supply of the electrical loads 12, 13, 90, 109. It generates the constant currents IK in the compensation circuit 16 and the further compensation circuit 112 in a cascaded manner.
  • the lighting arrangement comprises further electrical loads, which are combined in pairs and operated by means of current regulators and at least one additional compensation circuit.
  • additional electrical loads such as the first, second, third and fourth electrical loads 12, 13, 90, 109 can be supplied.
  • an additional reference current source can control the four current regulators for the four further loads.
  • Another reference current source can in turn control the reference current source 119 and the zusharm ⁇ Liche reference current source.
  • N 2M applies.
  • a high efficiency of the energy utilization can be achieved. If for example the first and the second electrical load 12, 13 due to their construction considerably higher load currents Ill, IL2 be ⁇ necessary as the third and the fourth electrical load 94, 109, better lighting effect can be achieved with an arrangement according to Figure 3, as it would be possible to merge the four electrical loads 12, 13, 90, 109 via a sum node 27.
  • the four load currents IL1, IL2, IL3, IL4 can only assume values in predefined ranges and therefore deviate from one another only within a narrow range.
  • a particularly high homogeneity of the illumination is achieved by means of the LEDs 12 ', 13', 94, 110.
  • IA1 first direct current

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Led Devices (AREA)

Abstract

Eine Schaltungsanordnung (11) zum Treiben von Leuchtdioden umfasst eine Anzahl N von Stromreglern (14, 15), welche jeweils einen Steuereingang (17, 19) und einen Lastanschluss (18, 20) zum Bereitstellen eines Laststroms (IL1, IL2) an eine ankoppelbare elektrische Last (12, 13), jeweils aufweisend eine Leuchtdiode (12', 13' ), umfassen. Weiter umfasst die Schaltungsanordnung (11) eine Ausgleichsschaltung (16), welche mit den Steuereingängen (17, 19) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den jeweiligen Laststrom (IL1, IL2) lastabhängig einzustellen.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Leuchtdioden
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Leuchtdioden, eine Beleuchtungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben von Leuchtdioden.
Eine Leuchtdiode, abgekürzt LED, wird häufig derart betrie¬ ben, dass eine Stromquelle seriell zur LED angeordnet ist.
Dokument US 2009/0212717 AI befasst sich mit einer Stromquel¬ lenanordnung. Dabei werden mehrere Lastarme, umfassend jeweils eine Leuchtdiode und eine Stromquelle, parallel zwi¬ schen einem Ausgang eines Spannungswandlers und einem Bezugs- potenzialanschluss angeordnet. Der Strom durch jede LED wird von der Stromquelle konstant gehalten. Die Anordnung ist aus¬ gelegt dazu, eine Versorgungsspannung derart einzustellen, dass sie zum Betrieb auch derjenigen Stromquelle ausreichend ist, bei der ein Spannungsabfall über der Stromquelle am ge¬ ringsten ist. In diesem Fall fallen über die anderen Stromquellen höhere Spannungen ab, was zu Verlusten in der Schaltungsanordnung führt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von LEDs, eine Beleuchtungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben von LEDs bereitzustellen, bei denen die Effizienz der Energieausnutzung erhöht ist.
Die Aufgabe wird mit den Gegenständen der Patentansprüche 1 und 14 sowie dem Verfahren gemäß Patentanspruch 15 gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
In einer Aus führungs form umfasst eine Schaltungsanordnung zum Treiben von LEDs eine Anzahl N von Stromreglern. Die Stromregler umfassen jeweils einen Steuereingang und einen Lastan- schluss zum Bereitstellen eines Laststroms an eine ankoppel¬ bare elektrische Last. Die elektrischen Lasten umfassen jeweils eine LED. Die Schaltungsanordnung umfasst weiter eine Ausgleichsschaltung, welche mit den Steuereingängen der Anzahl N von Stromreglern gekoppelt ist und ausgelegt ist, den jeweiligen Laststrom lastabhängig einzustellen.
Mit Vorteil weist ein Laststrom einen veränderlichen Wert und keinen konstanten Wert auf. Somit kann bei einer LED, die aufgrund einer Exemplarstreuung oder thermischer Einflüsse einen vorgegebenen Wert des Laststroms erst bei höheren Spannungen erreicht, der Laststrom verringert werden, so dass eine geringere Versorgungsspannung zum Betrieb der Schal¬ tungsanordnung ausreichend ist. Vorwärtsspannungen von LEDs weisen beispielsweise eine breite Streuung auf.
In einer Aus führungs form weist die Anzahl N von Stromreglern jeweils eine über dem jeweiligen Stromregler abgreifbare Spannungsdifferenz auf. Die Ausgleichsschaltung stellt den jeweiligen Laststrom derart ein, dass die Spannungsdifferen- zen angenähert werden.
In einer Aus führungs form werden mindestens zwei der Anzahl N von Spannungsdifferenzen aneinander angenähert.
In einer Weiterbildung werden die Spannungsdifferenzen derart mittels der Ausgleichsschaltung angenähert, dass der Unter- schied zweier Spannungsdifferenzen der Anzahl N von Spannungsdifferenzen verringert wird. Der Unterschied kann nach Annäherung der Spannungsdifferenzen den Wert Null betragen, so dass die zwei Spannungsdifferenzen angeglichen sind. Al- ternativ kann der Unterschied einen Wert ungleich Null betragen, so dass die zwei Spannungsdifferenzen auch nach Annäherung verschieden sind.
In einer Weiterbildung ist die über dem jeweiligen Stromreg- 1er abgreifbare Spannungsdifferenz zwischen dem Lastanschluss des jeweiligen Stromreglers und einem Versorgungsanschluss des jeweiligen Stromreglers abgreifbar. Der Versorgungsanschluss ist an einen Versorgungsspannungsanschluss der Schal¬ tungsanordnung oder einen Bezugspotentialanschluss der Schal- tungsanordnung angeschlossen. Der Lastanschluss ist an die jeweilige elektrische Last angeschlossen. Die erste Anzahl N von Stromreglern ist somit an den Versorgungsspannungsanschluss oder den Bezugspotentialanschluss angeschlossen. In einer Aus führungs form ist die Ausgleichsschaltung ausgelegt, den Laststrom bei demjenigen Stromregler zu verringern, der von der Anzahl N von Stromreglern die kleinste Spannungsdifferenz zwischen dem Lastanschluss und dem Versorgungsanschluss des Stromreglers aufweist. Mit Vorteil wird durch die Verringerung des Laststromes bei einem Stromregler eine Erhöhung der Spannungsdifferenz zwischen dem Lastanschluss und dem Versorgungsanschluss des Stromreglers erzielt. Geschieht dies bei dem Stromregler, der von der Anzahl N von Stromreglern den geringsten Wert der Spannungsdifferenz aufweist, so kann der Wert der Versorgungsspannung verringert werden. Damit wird die Energieeffizienz der Anordnung erhöht. In einer Aus führungs form ist die Ausgleichsschaltung ausgelegt, den Laststrom bei demjenigen Stromregler zu erhöhen, der von der Anzahl N von Stromreglern die größte Spannungsdifferenz zwischen dem Lastanschluss und dem Versorgungsanschluss des Stromreglers aufweist. Wird der Laststrom erhöht, so sinkt mit Vorteil die Spannungsdifferenz zwischen dem Lastanschluss und dem Versorgungsanschluss des betreffenden Stromreglers. Je nach der Strom-/Spannungskennlinie eines Stromreglers kann beispielsweise dadurch die im Stromregler anfallende Leistung verringert werden und somit die Effizienz der Energieausnutzung durch die Schaltungsanordnung erhöht werden. Auch sinkt die thermische Belastung des Stromreglers mit der größten Spannungsdifferenz. In einer Weiterbildung wird auch die von den elektrischen Lasten abgegebene Wärme angeglichen, so dass auch die thermische Belastung der LEDs sinkt .
In einer Aus führungs form ist die Ausgleichsschaltung ausgelegt dazu, die Anzahl N von Stromreglern derart einzustellen, dass die Summe der Lastströme konstant ist. Die Lastströme fließen durch die Lastanschlüsse der Anzahl N von Stromreg¬ lern. Mit Vorteil bleibt der Strom, der insgesamt durch die Anzahl N von elektrischen Lasten fließt, konstant. Mit der Ausgleichsschaltung wird erzielt, dass der Laststrom durch einen ersten Stromregler aus der Anzahl N von Stromreglern erhöht wird, wenn der Laststrom durch einen zweiten Stromregler aus der Anzahl N von Stromreglern verringert wird.
In einer Aus führungs form ist die Anzahl N von Stromreglern zwei. Alternativ ist die Anzahl N mindestens zwei.
In einer Weiterbildung ist die Schaltungsanordnung automatisch tätig. Die Schaltungsanordnung ist autonom und selbst- tätig in der Lage, die Regelung der Anzahl N der Lastströme durchzuführen .
Die Anzahl N von Stromreglern kann als Anzahl N von Stromquellen oder als Anzahl N von Stromsenken implementiert sein. Die Spannungsdifferenz kann somit eine Stromsenkenspannung sein. Mittels der Ausgleichsschaltung kann somit erreicht werden, dass bei einer möglichst geringen Versorgungsspannung auch die kleinste Stromsenkenspannung einen unteren Grenzwert überschreitet .
In einer Aus führungs form umfasst ein Halbleiterkörper die Schaltungsanordnung. Bevorzugt kann genau ein Halbleiterkörper die Schaltungsanordnung umfassen. Umfasst die Schaltungsanordnung auch einen Spannungswandler, so kann die Schaltungsanordnung auch mindestens einen Kondensator oder eine Induktivität umfassen, die außerhalb des Halbleiterkörpers angeordnet sind und mit dem Halbleiterkörper gekoppelt sind. Die Schaltungsanordnung ist platz- und kosteneffizient reali¬ sierbar .
In einer Aus führungs form umfasst eine Beleuchtungsanordnung die Schaltungsanordnung und die Anzahl N von elektrischen Lasten. Jeweils eine der Anzahl N von elektrischen Lasten umfasst mindestens eine LED. Dabei ist jeweils ein Stromregler seriell mit einer elektrischen Last verbunden. Umfasst eine elektrische Last mindestens zwei LEDs, so sind die mindestens zwei LEDs in Serie zueinander angeordnet.
In einer Aus führungs form umfasst ein Verfahren zum Treiben von LEDs das Bereitstellen einer Anzahl N von Lastströmen an die Anzahl N von elektrischen Lasten. Dabei umfasst eine elektrische Last jeweils mindestens eine LED. Weiter umfasst das Verfahren ein Einstellen des jeweiligen Laststroms in Abhängigkeit von der vom jeweiligen Laststrom betriebenen elektrischen Last. Dabei erfolgt das Einstellen während des Betriebs der elektrischen Lasten.
Mit Vorteil ist somit der Laststrom durch die jeweilige elek¬ trische Last, welche mindestens eine LED aufweist, variabel. Das Einstellen der Anzahl N von Lastströmen kann selbsttätig durchgeführt werden.
In einer Weiterentwicklung werden die Anzahl N von Lastströmen von der Anzahl N von Stromreglern bereitgestellt. Eine Ausgleichsschaltung stellt den jeweiligen Laststrom ein. Das Einstellen kann ohne einen Analog-Digital Wandler und ohne einen Mikroprozessor mit entsprechender Software durchgeführt werden. Die Regelung kann frei von einer Digitalschaltung sein. Die Regelung erfolgt mittels einer Analogschaltung.
In einer Aus führungs form wird der jeweiligen Laststrom derart eingestellt, dass die über den Stromreglern abfallenden Spannungsdifferenzen angenähert werden.
In einer Aus führungs form wird der Laststrom vom jeweiligen Stromregler abgegeben. Der Laststrom fließt durch den jewei- ligen Stromregler. Um die an der Anzahl N von Stromreglern abfallenden Spannungsdifferenzen anzunähern, wird mindestens eine der von der Anzahl N von Stromreglern abgegebenen Lastströme verändert und dadurch mindestens eine der an der An¬ zahl N von Stromreglern abfallenden Spannungsdifferenzen ver- ändert.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbei¬ spielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- bezie- hungsweise wirkungsgleiche Bauelemente und Schaltungselemente tragen gleiche Bezugszeichen. Insoweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt. Es zeigen:
Figuren 1A bis IC beispielhafte Aus führungs formen einer Beleuchtungsanordnung mit zwei elektrischen Lasten nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
Figur 2 eine beispielhafte Aus führungs form einer
Beleuchtungsanordnung mit drei elektrischen Lasten und Figur 3 eine beispielhafte Aus führungs form einer
Beleuchtungsanordnung mit vier elektrischen Lasten.
Figur 1A zeigt eine beispielhafte Aus führungs form einer Be- leuchtungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Beleuchtungsanordnung 10 umfasst eine Schaltungsanordnung 11 zum Treiben von LEDs sowie eine erste und eine zweite elekt¬ rische Last 12, 13. Die erste und die zweite elektrische Last 12, 13 umfassen jeweils eine Leuchtdiode 12', 13'. Die Schal- tungsanordnung 11 weist eine Anzahl N von Stromreglern 14, 15 und eine Ausgleichsschaltung 16 auf. Die Anzahl N beträgt zwei. Ein erster Stromregler 14 weist einen Steuereingang 17 und einen Lastanschluss 18 auf. Entsprechend weist ein zwei¬ ter Stromregler 15 einen Steuereingang 19 sowie einen Lastan- schluss 20 auf. Ein Versorgungsanschluss der ersten Strom¬ quelle 14 und ein Versorgungsanschluss der zweiten Stromquel¬ le 15 sind an einen Bezugspotentialanschluss 22 angeschlos¬ sen. An den Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 ist die erste elektrische Last 12 angeschlossen. Entsprechend ist an den Lastanschluss 20 des zweiten Stromreglers 15 die zwei¬ te elektrische Last 13 angeschlossen. Die erste elektrische Last 12 ist somit seriell zur gesteuerten Strecke des ersten Stromreglers 14 und die zweite elektrische Last 13 ist seriell zur gesteuerten Strecke des zweiten Stromreglers 15 angeordnet .
Die Ausgleichsschaltung 16 ist mit den Steuereingängen 17, 19 des ersten und des zweiten Stromreglers 14, 15 verbunden. Der erste und der zweite Stromregler 14, 15 sind jeweils als Stromspiegel realisiert. Ein erster Zweig 21 des Stromspie¬ gels des ersten Stromreglers 14 verbindet den Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 mit dem Bezugspotenzialan- schluss 22. Entsprechend verbindet ein zweiter Zweig 23 des
Stromspiegels des ersten Stromreglers 14 den Steuereingang 17 des ersten Stromreglers 14 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22. Weiter verbindet ein erster Zweig 24 des Stromspiegels des zweiten Stromreglers 15 den Lastanschluss 20 des zweiten Stromreglers 15 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22. Ferner verbindet ein zweiter Zweig 25 des Stromspiegels des zweiten Stromreglers 15 den Steuereingang 19 des zweiten Stromreglers 15 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22. Die ersten und zwei¬ ten Zweige 21, 23, 24, 25 sind als Stromquellen realisiert.
Der Steuereingang 17 des ersten Stromreglers 14 und der Steuereingang 19 des zweiten Stromreglers 15 sind mit einem Summenknoten 27 der Ausgleichsschaltung 16 gekoppelt. Weiter um- fasst die Ausgleichsschaltung 16 einen ersten und einen zwei- ten Transistor 29, 30. Der Steuereingang 17 des ersten Stromreglers 14 und der Steuereingang 19 des zweiten Stromreglers 15 sind über den ersten und den zweiten Transistor 29, 30 mit dem Summenknoten 27 der Ausgleichsschaltung 16 verbunden. Die Ausgleichsschaltung 16 weist eine Konstantstromquelle 26 auf An den Summenknoten 27 ist die Konstantstromquelle 26 ange¬ schlossen. Die Konstantstromquelle 26 koppelt den Summenkno¬ ten 27 mit einem Versorgungsspannungsanschluss 28. Der erste Transistor 29 ist zwischen dem Summenknoten 27 und dem Steuereingang 17 des ersten Stromreglers 14 angeordnet. Der zwei te Transistor 30 verbindet den Summenknoten 27 mit dem Steuereingang 19 des zweiten Stromreglers 15. Ein Steueranschlus des ersten Transistors 29 ist an den Lastanschluss 20 des zweiten Stromreglers 15 angeschlossen. Entsprechend ist ein Steuereingang des zweiten Transistors 30 an den Lastanschlus 18 des ersten Stromreglers 14 angeschlossen.
Darüber hinaus umfasst die Schaltungsanordnung 11 eine erste und zweite Stromquelle 31, 32. Die erste Stromquelle 31 ver¬ bindet den Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22. Entsprechend verbindet die zweite Stromquelle 32 den Lastanschluss 20 des zweiten Strom reglers 15 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22. Weiter um¬ fasst die Schaltungsanordnung 11 eine Auswahlschaltung 33. Die Auswahlschaltung 33 ist eingangsseitig mit den Lastanschlüssen 18, 20 des ersten und des zweiten Stromreglers 14, 15 verbunden. Darüber hinaus umfasst die Schaltungsanordnung 11 einen Spannungswandler 34. Ein Ausgang des Spannungswandlers 34 ist an den Versorgungsspannungsanschluss 28 ange¬ schlossen. Die Auswahlschaltung 33 ist ausgangsseitig mit ei nem Rückkopplungseingang 35 des Spannungswandlers 34 verbunden .
Eine Eingangsspannung VBAT wird dem Spannungswandler 34 zuge leitet. Die Eingangsspannung VBAT fällt zwischen einem Eingang des Spannungswandlers 34 und dem Bezugspotenzialanschluss 22 ab. Der Spannungswandler 34 wandelt die Eingangs- Spannung VBAT in eine Versorgungsspannung VDD, die am Versor- gungsspannungsanschluss 28 bereitgestellt wird. Der Span¬ nungswandler 34 kann als induktiver oder als kapazitiver Spannungswandler ausgelegt sein. Der Spannungswandler 34 kann ausgelegt sein, eine, zwei oder drei Betriebsarten aus einer Gruppe umfassend eine Buck-Betriebsart , eine Boost-Betriebs- art und eine Buck-Boost-Betriebsart , zur Wandlung der Ein¬ gangsspannung VBAT in die Versorgungsspannung VDD zu verwenden. Die Versorgungsspannung VDD fällt über eine Serienschal- tung, umfassend die erste elektrische Last 12 und den ersten Stromregler 14, sowie über eine weitere Serienschaltung, umfassend die zweite elektrische Last 13 und den zweiten Strom¬ regler 15, gemäß folgender Gleichung ab:
VDD = VLl + VSl = VL2 + VS2,' wobei VLl die über der erste elektrische Last 12 abfallende Lastspannung, VSl die über den ersten Stromregler 14 abfallende erste Spannungsdifferenz, VL2 die über die zweite elektrische Last 13 abfallende Lastspannung und VS2 die über den zweiten Stromregler 15 abfallende zweite Spannungsdiffe¬ renz ist. Die erste Spannungsdifferenz VSl fällt zwischen dem Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 und dem Versor- gungsanschluss des ersten Stromreglers 14 ab. Entsprechend fällt die zweite Spannungsdifferenz VS2 zwischen dem Lastanschluss 20 des zweiten Stromreglers 15 und dem Versorgungsan- schluss des zweiten Stromreglers 15 ab. Die erste und die zweite Spannungsdifferenz VSl, VS2 sind lastabhängig, da sie gemäß obiger Gleichung von den jeweiligen Lastspannungen VLl, VL2 abhängen. Die über den ersten Zweig 21 des ersten Stromreglers 14 abfallende erste Spannungsdifferenz VSl fällt ebenfalls über die erste Stromquelle 31 ab. Analog fällt die über den ersten Zweig 24 des zweiten Stromreglers 15 abfal- lende zweite Spannungsdifferenz VS2 über die zweite Stromquelle 32 ab. Die erste und die zweite Spannungsdifferenz VS1, VS2 liegen zwischen den Lastanschlüssen 18, 20 des ersten beziehungsweise zweiten Stromreglers 14, 15 und dem Be- zugspotentialanschluss 22 an.
Die Ausgleichsschaltung 16 leitet ein erstes Steuersignal IS1 dem Steuereingang 17 des ersten Stromreglers 14 zu. Da der erste Stromregler 14 als Stromspiegel realisiert ist, wird das erste Steuersignal IS1 in einen ersten Stromreglerstrom IR1 umgewandelt. Entsprechend stellt die Ausgleichsschaltung 16 am Steuereingang 19 des zweiten Stromreglers 15 ein zweites Steuersignal IS2 bereit. Das zweite Steuersignal IS2 wird vom zweiten Stromregler 15, der als Stromspiegel realisiert ist, in einen zweiten Stromreglerstrom IR2 umgesetzt. Dabei erfolgt die Umsetzung durch den ersten und zweiten Stromregler 14, 15 gemäß folgenden Gleichungen:
IR\ = x - IS\ und IR2 = y - IS2, wobei x der Umsetzfaktor des ersten Stromreglers 14 und y der Umsetzfaktor des zweiten Stromreglers 15 ist. Der erste und der zweite Stromregler 14, 15 werden derart eingestellt, dass die Umsetzfaktoren x und y den gleichen Wert aufweisen. Durch die erste Stromquelle 31 fließt ein erster Stromquellenstrom IQ1 und durch die zweite Stromquelle 32 ein zweiter Strom¬ quellenstrom IQ2. Ein erster Laststrom IL1 fließt durch die erste elektrische Last 12. Entsprechend fließt ein zweiter Laststrom IL2 durch die zweite elektrische Last 13. Der erste und der zweite Laststrom IL1, IL2 können gemäß folgenden Gleichungen berechnet werden:
IL\ = IR\ + IQ\ und IL2 = IR2 + IQ2, Die am ersten Zweig 21 des ersten Stromreglers 14 anfallende erste Spannungsdifferenz VSl wird dem Steueranschluss des zweiten Transistors 30 zugeleitet. Analog wird die am ersten Zweig 24 des zweiten Stromreglers 15 anfallende zweite Span¬ nungsdifferenz VS2 dem Steueranschluss des ersten Transistors 29 zugeführt. Die Konstantstromquelle 26 stellt einen Kon¬ stantstrom IK bereit. Der Konstantstrom IK teilt sich gemäß folgender Gleichung auf das erste Steuersignal IS1 und das zweite Steuersignal IS2 auf:
77: = 751+752
Der erste und der zweite Transistor 29, 30 sind als p-Kanal Feldeffekttransistoren realisiert. Ist die erste Spannungs¬ differenz VSl größer als die zweite Spannungsdifferenz VS2, so wird der zweite Transistor 30 verglichen mit dem ersten Transistor 29 in einen weniger leitenden Zustand versetzt. Somit nimmt das zweite Steuersignal IS2 und entsprechend der zweite Stromreglerstrom IR2 ab. Die Abnahme des zweiten
Stromreglerstroms IR2 führt zu einer Erhöhung der zweiten Spannungsdifferenz VS2. Im Gegenzug dazu erhöht sich der Wert des ersten Steuersignals IS1 und folglich der Wert des ersten Laststroms IR1. Infolgedessen sinkt die erste Spannungsdiffe- renz VSl. Dadurch dass die niedrigere der beiden Spannungs¬ differenzen VSl, VS2, nämlich in diesem Beispiel die zweite Spannungsdifferenz VS2, ansteigt und im Gegenzug die höhere der beiden Spannungsdifferenzen VSl, VS2, nämlich in diesem Beispiel die erste Spannungsdifferenz VSl, absinkt, kann der Wert der Versorgungsspannung VDD, der zur Versorgung des ersten und des zweiten Stromreglers 14, 15 ausreichend ist, ab¬ gesenkt werden. Dadurch wird eine erhöhte Effizienz der Energieausnutzung der Eingangsspannung VBAT erzielt. Da der Wert des Konstantstromes IK der Konstantstromquelle 26 sowie der durch die erste Stromquelle 31 fließende erste Stromquellenstrom IQ1 und der durch die zweite Stromquelle 32 fließende zweite Stromquellenstrom IQ2 jeweils konstante Wer- te aufweisen und die Umsetzfaktoren x und y gleich sind, ist die Summe aus dem ersten Laststroms IL1 und dem zweitem Last¬ strom IL2 konstant. Mit der ersten Stromquelle 31 wird er¬ reicht, dass der erste Laststrom IL1 größer oder gleich einem vorgegebenen unteren Laststromwert ist. Entsprechend wird durch die zweite Stromquelle 32 erzielt, dass der zweite
Laststrom IL2 größer oder gleich einem vorgegebenen unteren Laststromwert ist. Mit Vorteil sind der erste und der zweite Laststrom IL1, IL2 innerhalb vorgegebener Stromwerte einstellbar. Damit ist die Funktion der ersten und der zweiten elektrischen Last 12, 13 auch im Schadensfall wie einer Leitungsunterbrechung sichergestellt .
Die erste und die zweite Spannungsdifferenz VS1, VS2 werden der Auswahlschaltung 33 zugeleitet. Die Auswahlschaltung 33 stellt an ihrem Ausgang ein Signal bereit, das dem niedrige¬ ren Wert der Werte der ersten Spannungsdifferenz VS1 beziehungsweise der zweiten Spannungsdifferenz VS2 entspricht. Dieses Signal wird dem Rückkopplungseingang 35 des Spannungs¬ wandlers 34 zugeleitet. Entsprechend dem niedrigeren Wert von der ersten Spannungsdifferenz VS1 beziehungsweise der zweiten Spannungsdifferenz VS2 wird der Spannungswandler 34 geregelt.
In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form sind der erste und der zweite Transistor 29, 30 als n-Kanal Feld- effekttransistoren realisiert. Dabei wird der Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors 30 und der Lastanschluss 20 des zweiten Stromreglers 15 mit dem Steueranschluss des ersten Transis¬ tors 29 verbunden.
In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form weist der Umsetzfaktor x einen anderen Wert als der Umsetzfaktor y auf .
Figur 1B zeigt eine beispielhafte Aus führungs form einer Beleuchtungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip, welche eine Weiterbildung der in Figur 1A gezeigten Aus führungs form ist. Gemäß Figur 1B ist die erste und die zweite elektrische Last 12, 13 an den Bezugspotentialanschluss 22 angeschlossen. Entsprechend sind der erste und der zweite Stromregler 14, 15 sowie die erste und die zweite Stromquelle 31, 32 an den Ver- sorgungsspannungsanschluss 28 angeschlossen. Dabei sind der Versorgungsanschluss des ersten Stromreglers 14 und der Ver- sorgungsanschluss des zweiten Stromreglers 15 an den Versor¬ gungsspannungsanschluss 28 angeschlossen. Der erste Stromreg¬ ler 14 und der erste Transistor 29 koppeln den Versorgungs- spannungsanschluss 28 mit dem Summenknoten 27. Analog koppeln der zweite Stromregler 15 und der zweite Transistor 30 den Versorgungsspannungsanschluss 28 mit dem Summenknoten 27. Die Konstantstromquelle 26 koppelt den Summenknoten 27 mit dem Bezugspotentialanschluss 22. Der erste und der zweite Zweig 21, 23 des ersten Stromreglers 14 umfassen jeweils einen
Transistor, die als Stromspiegel verbunden sind. Weiter umfassen der erste und der zweite Zweig 24, 25 des zweiten Stromreglers 15 jeweils einen Transistor, welche als Strom¬ spiegel verbunden sind. Der erste und der zweite Transistor 29, 30 sind als n-Kanal Feldeffekttransistoren realisiert.
Ein Knoten zwischen dem ersten Stromregler 14 und der ersten elektrischen Last 12 ist mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors 30 verbunden. Analog ist ein Knoten zwischen dem zweiten Stromregler 15 und der zweiten elektrischen Last 13 mit dem Steueranschluss des ersten Transistors 29 verbunden.
Die erste und die zweite Spannungsdifferenz VS1, VS2 liegen zwischen den Lastanschlüssen 18, 20 des ersten beziehungsweise zweiten Stromreglers 14, 15 und dem Versorgungsspannungs- anschluss 28 an.
Durch den ersten Transistor 29 fließt ein erster Transistor- ström IT1 und durch den zweiten Transistor 30 ein zweiter
Transistorstrom IT2. Die beiden Transistoren des ersten und des zweiten Zweigs 21, 23 des ersten Stromreglers 14 sind derart ausgelegt, dass der Stromspiegel des ersten Stromreg¬ lers 14 einen Umsetzfaktor x aufweist. Der Wert des ersten Stromreglerstroms IR1 ergibt sich aus dem Wert des ersten
Transistorstroms IT1 gemäß der Gleichung IR1 = x * IT1. Ana¬ log sind die beiden Transistoren des ersten und des zweiten Zweigs 24, 25 des zweiten Stromreglers 15 derart ausgelegt, dass der Stromspiegels des zweiten Stromreglers 15 einen Um- setzfaktor y aufweist. Der Wert des zweiten Stromreglerstroms IR2 ergibt sich aus dem Wert des zweiten Transistorstroms IT2 gemäß der Gleichung IR2 = y * IT2. Die Umsetzfaktoren x und y der Stromspiegel des ersten und des zweiten Stromreglers 14, 15 sind größer oder gleich 1. Die erste und die zweite elekt- rische Last 12, 13 werden somit mit einem hochgespiegelten ersten und einem hochgespiegelten zweiten Laststrom IL1, IL2 betrieben. Die Schaltungsanordnung 11 bewirkt, dass der erste Laststrom IL1 zwischen einem unteren Laststromwert und einem oberen vorgegebenen Laststromwert ist. Analog nimmt auch der zweite Laststrom IL2 ausschließlich Werte zwischen dem vorgegebenen unteren Laststromwert und dem vorgegebenen oberen Laststromwert an. In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form sind der erste und der zweite Transistor 29, 30 als p-Kanal Feld¬ effekttransistoren realisiert. Figur IC zeigt eine beispielhafte Aus führungs form einer Be¬ leuchtungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der in den Figuren 1A und 1B gezeigten Ausführungsformen ist. Gemäß Figur IC wird die erste elektrische Last 12 ausschließlich vom ersten Stromregler 14 und nicht zusätzlich auch von der ersten Stromquelle 31 versorgt. Entsprechend wird die zweite elektrische Last 13 gemäß Figur IC ausschließlich vom zweiten Stromregler 15 und nicht zusätzlich auch von der zweiten Stromquelle 32 versorgt. Die Aus¬ gleichsschaltung 16 umfasst einen ersten Ausgleichsstromspie- gel 50 und eine erste Gleichstromquelle 51, welche parallel zueinander angeordnet sind. Die Gleichstromquelle 51 ist als Konstantstromquelle realisiert. Die Parallelschaltung aus der ersten Gleichstromquelle 51 und dem ersten Ausgleichsstromspiegel 50 koppelt den Versorgungsspannungsanschluss 28 mit dem Steuereingang 17 des ersten Stromreglers 14. Entsprechend umfasst die Ausgleichsschaltung 16 einen zweiten Ausgleichsstromspiegel 52 und eine zweite Gleichstromquelle 53, die pa¬ rallel zueinander angeordnet sind. Die Parallelschaltung aus dem zweiten Ausgleichsstromspiegel 52 und der zweiten Gleich- Stromquelle 53 verbindet den Versorgungsspannungsanschluss 28 mit dem Steuereingang 19 des zweiten Stromreglers 15.
Der erste Ausgleichsstromspiegel 50 weist einen ersten und einen zweiten Ausgleichstransistor 54, 55 auf. Die gesteuerte Strecke des ersten Ausgleichstransistors 54 ist parallel zur ersten Gleichstromquelle 51 angeordnet. Der Steueranschluss des ersten Ausgleichstransistors 54 ist mit dem Steueran¬ schluss des zweiten Ausgleichstransistors 55 und einem ersten Anschluss des zweiten Ausgleichstransistors 55 verbunden. Ein zweiter Anschluss des ersten und des zweiten Ausgleichstransistors 54, 55 ist am Versorgungsspannungsanschluss 28 ange¬ schlossen. Der zweite Ausgleichsstromspiegel 52 umfasst einen dritten und einen vierten Ausgleichstransistor 56, 57, die analog wie der erste und der zweite Ausgleichstransistor 54, 55 angeordnet und verbunden sind.
Die Ausgleichsschaltung 16 umfasst einen dritten und einen vierten Ausgleichsstromspiegel 60, 61. Der dritte Ausgleichs¬ stromspiegel 60 koppelt den ersten Ausgleichsstromspiegel 50 mit dem ersten Transistor 29. Entsprechend koppelt der vierte Ausgleichsstromspiegel 61 den zweiten Ausgleichsstromspiegel 52 mit dem zweiten Transistor 30. Der dritte Ausgleichsstrom- spiegel 60 umfasst einen fünften und einen sechsten Ausgleichstransistor 62, 63. Die gesteuerte Strecke des fünften Ausgleichstransistors 62 koppelt den Bezugspotenzialanschluss 22 mit der gesteuerten Strecke des zweiten Ausgleichstransis¬ tors 55. Die gesteuerte Strecke des sechsten Ausgleichstran- sistors 63 verbindet den Bezugspotenzialanschluss 22 mit dem ersten Transistor 29. Ein Steueranschluss des fünften Ausgleichstransistors 62 ist mit einem Steueranschluss des sechsten Ausgleichstransistors 63 sowie mit einem Knoten zwi¬ schen dem ersten Transistor 29 und dem sechsten Ausgleichs- transistor 63 verbunden. Entsprechend umfasst der vierte Aus¬ gleichsstromspiegel 61 einen siebten und einen achten Aus¬ gleichstransistor 64, 65, die entsprechend dem fünften und dem sechsten Ausgleichstransistor 62, 63 angeordnet und verbunden sind.
Der erste Stromregler 14 ist somit über den ersten und den dritten Ausgleichsstromspiegel 50, 60 sowie den ersten Tran¬ sistor 29 mit dem Summenknoten 27 verbunden. Entsprechend ist der zweite Stromregler 15 über den zweiten und den vierten Ausgleichsstromspiegel 52, 65 sowie den zweiten Transistor mit dem Summenknoten 27 verbunden.
Der Spannungsregler 34 umfasst eine Steuereinheit 70 sowie eine Spannungsreglerschaltung 71. Die Spannungsreglerschal¬ tung 71 ist als Aufwärtsregler realisiert. Die Spannungsreg¬ lerschaltung 71 umfasst eine Induktivität 72 sowie einen ers¬ ten und einen zweiten Spannungsreglertransistor 73, 74. Der Eingang des Spannungswandlers 34 ist mit einem ersten An- schluss der Induktivität 72 verbunden. Ein zweiter Anschluss der Induktivität 72 ist über den ersten Spannungswandlertransistor 73 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22 und über den zweiten Spannungswandlertransistor 74 mit dem Ausgang des Spannungswandlers 34 und damit mit dem Spannungsversorgungs- anschluss 28 verbunden. Darüber hinaus umfasst die Spannungs¬ wandlerschaltung 71 einen ersten und einen zweiten Speicherkondensator 75, 76, die den Eingang beziehungsweise den Ausgang der Spannungswandlerschaltung 71 mit dem Bezugspotenzialanschluss 22 verbinden. Die Steuereinheit 70 weist einen Verstärker 77 auf. Ein erster Eingang des Verstärkers 77 ist über den Rückkoppeleingang 35 mit dem Ausgang der Auswahlschaltung 33 verbunden. Ein zweiter Eingang des Verstärkers 77 ist über eine Referenzspannungsquelle 78 mit dem Bezugspo¬ tenzialanschluss 22 verbunden. Der Verstärker 77 kann als Komparator realisiert sein.
Der erste und der zweite Transistor 29, 30 sind als p-Kanal Feldeffekttransistoren ausgebildet. Der Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 ist mit dem Steueranschluss des zwei¬ ten Transistors 30 gekoppelt. Entsprechend ist der Lastan¬ schluss 20 des zweiten Stromreglers 15 mit dem Steueran¬ schluss des ersten Transistors 29 gekoppelt. Die Parallelschaltung des ersten Ausgleichsstromspiegels 50 und der ersten Gleichstromquelle 51 bewirkt, dass der erste Laststrom ILl größer oder gleich dem unteren vorgegebenen Laststromwert ist. Mithilfe der Konstantstromquelle 26 wird erzielt, dass der durch den ersten Ausgleichsstromspiegel 50 fließende Stromwert kleiner oder gleich dem Wert des Kon¬ stantstrom IK ist. Dadurch ergibt sich, dass der erste Laststrom ILl kleiner oder gleich dem oberen vorgegebenen Laststromwert ist. Analog nimmt auch der zweite Laststrom IL2 ausschließlich Werte zwischen dem vorgegebenen unteren Laststromwert und dem vorgegebenen oberen Laststromwert an.
Ist die erste Spannungsdifferenz VSl kleiner als die zweite Spannungsdifferenz VS2, so ist der durch den zweiten Transis- tor 30 fließende Strom IT2 größer als der durch den ersten Transistor 29 fließende Strom IT1. Dadurch wird mittels des zweiten und des vierten Ausgleichsstromspiegels 52, 65 be¬ wirkt, dass das zweite Steuersignal IS2 und damit der zweite Stromreglerstrom IR2 ansteigt und folglich zu einem anstei- genden Wert des zweiten Laststroms IL2 führt. Hingegen verringert sich der durch den ersten Transistor 29 fließende Strom IT1, folglich auch der durch den ersten und den dritten Ausgleichsstromspiegel 50, 60 fließende erste Spiegelstrom IB1 und damit der durch den ersten Stromregler 14 fließende erste Stromreglerstrom IR1. Der infolgedessen abnehmende erste Laststrom ILl führt zu einem Anstieg der ersten Spannungs¬ differenz VSl. Mit Vorteil wird somit die erste Spannungsdif¬ ferenz VSl an die zweite Spannungsdifferenz VS2 angenähert. Da die niedrigere der beiden Spannungsdifferenzen VSl, VS2 angehoben und die höhere der beiden Spannungsdifferenzen VSl, VS2 verringert wird, kann der Wert der Versorgungsspannung VDD abgesenkt werden. Dies führt zu einer Verringerung der ohmschen Verluste in demjenigen Stromregler, der den höheren Wert der Spannungsdifferenz VS1, VS2 aufweist.
Der Wert des ersten Gleichstromes IA1, welcher durch die erste Gleichstromquelle 51 fließt, ist identisch mit dem Wert des zweiten Gleichstromes IA2, welcher durch die zweite
Gleichstromquelle 53 fließt und konstant. Der Wert des ersten Gleichstromes IA1 entspricht einem Wert IBIAS * (1 - F), wo¬ bei IBIAS der Stromwert einer nicht gezeigten Referenzstrom- quelle und F ein Faktor ist, der das Ungleichgewicht der Ver¬ sorgung der ersten elektrischen Last 12 zur zweiten elektrischen Last 13 ausdrückt. Der Faktor F ist fest in der Schal¬ tungsanordnung 11 eingestellt. Alternativ kann der Faktor F im Betrieb einstellbar sein. Der Konstantstrom IK, das erste und das zweite Steuersignal IS1, IS2 können Werte gemäß fol¬ genden Gleichungen annehmen:
IK = IBIAS - 2 - F,
IBIAS · (1 - F) < ISl < IBIAS · (1 + F) und
IBIAS■ (1 - F) < IS2 < IBIAS■ (1 + F) In einer beispielhaften Aus führungs form ist der Ungleichgewichtsfaktor 10 % beziehungsweise 0,1. Der erste und der zweite Laststrom IL1, IL2 können somit Werte aus folgenden Bereichen annehmen: x■ IBIAS · (1 - F) < IL\ < x■ IBIAS · (1 + F) und y IBIAS■ (1 - F) < IL2 < y■ IBIAS■ (1 + F), wobei x der Umsetzfaktor des Stromspiegels des ersten Stromreglers 14, y der Umsetzfaktor des Stromspiegels des zweiten Stromreglers 15, F der Ungleichgewichtsfaktor und IBIAS der Stromwert einer nicht gezeigten Referenzstromquelle ist. Be- vorzugt gilt x = y. In diesem Fall ist die Summe der beiden Lastströme IL1, IL2 konstant und ergibt sich aus folgender Gleichung : IL\ + IL2 = x - IBIAS - 2
Die Umsetzfaktoren x und y der Stromspiegel des ersten und des zweiten Stromreglers 14, 15 sind größer 1. Die erste und die zweite elektrische Last 12, 13 werden somit mit einem hochgespiegelten ersten und einem hochgespiegelten zweiten Laststrom IL1, IL2 betrieben. Somit wird erreicht, dass die Ströme, die durch den ersten und den zweiten Ausgleichsstromspiegel 50, 52 und durch die erste und die zweite Gleich¬ stromquelle 51, 53 fließen, nur kleine Werte aufweisen und somit eine hohe Effizienz der Energieausnutzung erzielt wird.
Die Auswahlschaltung 33 stellt ausgangsseitig den kleineren Wert der beiden Werte der ersten und der zweiten Spannungsdifferenz VS1, VS2 am ersten Eingang des Verstärkers 77 be- reit. Der Verstärker 77 vergleicht die niedrigere der beiden Spannungsdifferenzen VS1, VS2 mit einem Referenzspannungswert VR, der von der Referenzspannungsquelle 78 bereitgestellt wird. Unterschreitet die niedrigere der beiden Spannungsdif¬ ferenzen VS1, VS2 den Referenzspannungswert VR, so steuert die Steuereinheit 70 die Spannungswandlerschaltung 71 derart an, dass die Versorgungsspannung VDD am Versorgungsspannungs- anschluss 28 steigt. Der Wert der Versorgungsspannung VDD wird so lange angehoben, bis der Wert der niedrigeren der beiden Spannungsdifferenzen VS1, VS2 größer als die Referenz- Spannung VR ist. Zur Aufwärtswandlung wird der erste Spannungswandlertransistor 73 abwechselnd mit dem zweiten Spannungswandlertransistor 74 leitend geschaltet. Ist in einer ersten Phase der erste Spannungswandlertransistor 73 leitend geschaltet, so steigt der Wert des Stromflusses durch die In¬ duktivität 72 an. In einer zweiten Phase ist der erste Spannungswandlertransistor 73 sperrend und der zweite Spannungs¬ wandlertransistor 74 leitend geschaltet. In der zweiten Phase fließt aufgrund der in der Induktivität 72 gespeicherten Energie ein Strom zum zweiten Speicherkondensator 76 und führt zu einer Erhöhung des Wertes der Ausgangsspannung VDD.
In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form kann anstelle eines Boost-Wandlers ein Buck-Wandler oder ein Buck- Boost-Wandler eingesetzt sein. Anstelle der induktiven Spannungswandlerschaltung 71 kann eine kapazitive Spannungswand¬ lerschaltung realisiert sein. Die kapazitive Spannungswand¬ lerschaltung kann als Aufwärts-, Abwärts- oder Aufwärts-/Ab- wärts-Wandler ausgebildet sein.
In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form sind der erste und der zweite Transistor 29, 30 als n-Kanal Feld¬ effekttransistoren realisiert. Der Lastanschluss 18 des ers- ten Stromreglers 14 ist dann an den Steueranschluss des ers¬ ten Transistors 29 und der Lastanschluss 20 des zweiten
Stromreglers 15 ist an den Steueranschluss des zweiten Tran¬ sistors 30 angeschlossen. Figur 2 zeigt eine beispielhafte Aus führungs form einer Beleuchtungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der in den Figuren 1A bis IC gezeigten Ausführungsformen ist. Die Beleuchtungsanordnung 10 gemäß Figur 2 umfasst die erste und die zweite elektrische Last 12, 13 sowie eine dritte elektrische Last 90. Die erste elektrische Last 12 umfasst die LED 12' sowie zwei weitere LEDs 91, 92. Die zweite elektrische Last 13 weist die LED 13' sowie eine LED 93 auf. Die dritte elektrische Last 90 umfasst eine LED 94. Die dritte elektrische Last 90 wird von einem dritten Stromregler 95 betrieben. Die dritte elektrische Last 90 ist in Serie zum dritten Stromregler 95 angeordnet. Im Unterschied zu den Figuren 1A bis IC sind die erste, die zweite und die dritte elektrische Last 12, 13, 90 an den Bezugspo- tenzialanschluss 22 angeschlossen. Entsprechend sind der ers¬ te, der zweite und der dritte Stromregler 14, 15, 95 über ihren jeweiligen Versorgungsanschluss an den Versorgungsspan- nungsanschluss 28 angeschlossen. Die erste und die zweite Stromquelle 31, 32 verbinden den Versorgungsspannungsan- schluss 28 mit dem Lastanschluss 18 des ersten Stromreglers 14 und dem Lastanschluss 20 des zweiten Stromreglers 15. Wei¬ ter verbindet eine dritte Stromquelle 100 den Versorgungs- spannungsanschluss 28 mit einem Lastanschluss 97 des dritten Stromreglers 95. Demzufolge sind der erste, der zweite und ein fünfter Ausgleichsstromspiegel 50, 52, 101 an den Bezugs- potenzialanschluss 22 angeschlossen.
Die Konstantstromquelle 26 koppelt den Versorgungsspannungs- anschluss 28 mit dem Summenknoten 27. Der Summenknoten 27 ist über den ersten Transistor 29 mit dem ersten Ausgleichsstromspiegel 50, über den zweiten Transistor 30 mit dem zweiten Ausgleichsstromspiegel 52 sowie über einen dritten Transistor 102 mit dem fünften Ausgleichsstromspiegel 101 verbunden. Der Steueranschluss des ersten Transistors 29 ist mit dem Lastan¬ schluss 18 des ersten Stromreglers 14 verbunden. Weiter ist der Steueranschluss des zweiten Transistors 30 mit dem Last¬ anschluss 20 des zweiten Stromreglers 15 verbunden. Darüber hinaus ist der Steueranschluss des dritten Transistors 102 mit dem Lastanschluss 97 des dritten Stromreglers 95 verbun¬ den. Der erste, der zweite und der dritte Transistor 29, 30, 102 sind als p-Kanal Transistoren realisiert. Die Beleuch¬ tungsanordnung 10 gemäß Figur 2 weist somit eine Anzahl N von Stromreglern 14, 15, 95 auf, wobei die Anzahl N den Wert drei hat. Eine dritte Spannungsdifferenz VS3 fällt zwischen einem Lastanschluss 97 des dritten Stromreglers 95 und einem Ver- sorgungsanschluss des dritten Stromreglers 95 ab, der an den Versorgungsspannungsanschluss 28 angeschlossen ist.
In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form umfasst die Schaltungsanordnung 11 mindestens einen weiteren Stromregler zur Versorgung mindestens einer weiteren elektri- sehen Last. Der mindestens eine weitere Stromregler kann wie der dritte Stromregler 95 aufgebaut sein. Die mindestens eine weitere elektrische Last kann wie die dritte elektrische Last 90 realisiert sein. Die Ausgleichsschaltung 16 kann mindestens einen weiteren Zweig aufweisen, welcher jeweils einen Transistor und einen Ausgleichsstromspiegel umfasst.
Figur 3 zeigt eine beispielhafte Aus führungs form einer Beleuchtungsanordnung, die eine Weiterbildung der in den Figuren 1A bis IC sowie 2 gezeigten Aus führungs formen ist. Die Beleuchtungsanordnung 10 umfasst die erste und die zweite elektrische Last 12, 13, den ersten und den zweiten Stromreg¬ ler 14, 15 und die Ausgleichsschaltung 16 wie in Figur IC dargestellt. Die dritte elektrische Last 90 sowie eine vierte elektrische Last 109 werden vom dritten Stromregler 95, einem vierten Stromregler 111 sowie einer weiteren Ausgleichsschaltung 112 versorgt, die wie der erste und der zweite Stromreg¬ ler 14, 15 sowie die Ausgleichsschaltung 16 realisiert sind. Während in Figur 2 drei elektrische Lasten 12, 13, 95 hinsichtlich ihrer Lastströme IL1, IL2, IL3 so eingestellt wer- den, dass eine möglichst hohe Energieeffizienz erzielt wird, wird gemäß Figur 3 ein Ausgleich zwischen der ersten und der zweiten elektrischen Last 12, 13 sowie zwischen der dritten und der vierten elektrischen Last 90, 110 durchgeführt. Eine weitere Auswahlschaltung 113 koppelt die Lastanschlüsse 97, 115 des dritten und des vierten Stromreglers 95, 111 mit dem Spannungswandler 34. Dabei ist der Ausgang der Auswahlschaltung 33 und der Ausgang der weiteren Auswahlschaltung 113 über eine zusätzliche Auswahlschaltung 118 mit dem Rückkoppeleingang 35 des Spannungswandlers 34 verbunden. Die weitere Auswahlschaltung 113 und die zusätzliche Auswahlschaltung 118 sind wie die Auswahlschaltung 33 implementiert. Weiter umfasst die Schaltungsanordnung 11 eine Referenzstromquelle 119, die ausgangsseitig mit der Ausgleichsschaltung 16 und der weiteren Ausgleichsschaltung 112 verbunden ist. Die Referenzstromquelle 119 ist mit der Konstantstromquelle 26 und der ersten sowie der zweiten Gleichstromquelle 51, 53 verbunden, welche in Figur IC gezeigt sind. Entsprechend kann die Referenzstromquelle 119 mit der Konstantstromquelle 26 und der ersten, zweiten und/oder dritten Stromquelle 31, 32, 100 verbunden sein, welche in den Figuren 1A, 1B und 2 gezeigt sind. Die Referenzstromquelle 119 ist eingangsseitig mit dem Ausgang der Auswahlschaltung 33 und dem Ausgang der weiteren Auswahlschaltung 113 verbunden.
Die dritte Spannungsdifferenz VS3 fällt zwischen dem Lastan- schluss 97 des dritten Stromreglers 95 und dem Versorgungsan- schluss des dritten Stromreglers 95 ab, der an den Bezugspo- tentialanschluss 22 angeschlossen ist. Eine vierte Spannungs¬ differenz VS4 fällt zwischen einem Lastanschluss 115 des vierten Stromreglers 111 und einem Versorgungsanschluss des vierten Stromreglers 111 ab, der an den Bezugspotentialan- schluss 22 angeschlossen ist.
Die Referenzstromquelle 119 stellt einen ersten und einen zweiten Referenzstrom IBI1, IBI2 bereit. Der erste Referenz- ström IBI1 wird zur Generierung des Konstantstroms IK, des ersten und des zweiten Gleichstroms IA1, IA2 in der Aus¬ gleichsschaltung 16 eingesetzt. Der zweite Referenzstrom IBI2 wird zur Erzeugung des Konstantstroms, des ersten und des zweiten Gleichstroms in der weiteren Ausgleichsschaltung 112 verwendet. Die Referenzstromquelle 119 kann ähnlich der Aus¬ gleichsschaltung 16 realisiert sein. Die Referenzstromquelle 119 stellt den ersten und den zweiten Referenzstrom IBI1, IBI2 in Abhängigkeit der Signale an den Ausgängen der Aus- wahlschaltung 33 und der weiteren Auswahlschaltung 113 bereit. Die Schaltungsanordnung 11 dient zur kaskadierten Versorgung der elektrischen Lasten 12, 13, 90, 109. Sie generiert die Konstantströme IK in der Ausgleichschaltung 16 und der weiteren Ausgleichsschaltung 112 kaskadiert.
In einer alternativen, nicht gezeigten Aus führungs form um- fasst die Beleuchtungsanordnung weitere elektrische Lasten, die paarweise zusammengefasst sind und mittels Stromregler und mindestens einer zusätzlichen Ausgleichsschaltung betrie- ben werden. Beispielsweise können vier weitere elektrische Lasten wie die erste, zweite, dritte und vierte elektrische Last 12, 13, 90, 109 versorgt werden. Weiter kann eine zusätzliche Referenzstromquelle die vier Stromregler für die vier weiteren Lasten steuern. Eine weitere Referenzstromquel- le kann wiederum die Referenzstromquelle 119 und die zusätz¬ liche Referenzstromquelle steuern.
Die Schaltungsanordnung 11 kann dazu ausgelegt sein, dass sie für die Anzahl N von elektrischen Lasten 12, 13, 90, 109 die jeweiligen Lastströme III, IL2, IL3, IL4 kaskadiert bereit¬ stellt, wobei N = 2M gilt. Mit der Beleuchtungsanordnung 10 gemäß Figur 3 kann eine hohe Effizienz der Energieausnutzung erzielt werden. Sollten beispielsweise die erste und die zweite elektrische Last 12, 13 aufgrund ihrer Bauart deutlich höhere Lastströme ILl, IL2 be¬ nötigen als die dritte und die vierte elektrische Last 94, 109, kann mit einer Anordnung gemäß Figur 3 eine bessere Beleuchtungswirkung erzielt werden, als es beim Zusammenführen der vier elektrischen Lasten 12, 13, 90, 109 über einen Summenknoten 27 möglich wäre.
Mit Vorteil wird durch das paarweise Zusammenschalten der elektrischen Lasten erzielt, dass die vier Lastströme ILl, IL2, IL3, IL4 ausschließlich Werte in vorgegebenen Bereichen annehmen können und daher nur in einem engen Rahmen voneinander abweichen. Mit Vorteil wird dadurch eine besonders hohe Homogenität der Beleuchtung mittels der LEDs 12', 13', 94, 110 erzielt.
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Bezugs zeichenliste
10 Beieuchtungsanordnung
11 Sehaltungsanordnung
12 erste elektrische Last
12 ' LED
13 zweite elektrische Last
13 ' LED
14 erster Stromregler
15 zweiter Stromregler
16 AusgleichsSchaltung
17 Steuereingang
18 Lastanschluss
19 Steuereingang
20 Lastanschluss
21 erster Zweig
22 Bezugspotenzialanschluss
23 zweiter Zweig
24 erster Zweig
25 zweiter Zweig
26 Konstantstromquelle
27 Summenknoten
28 Versorgungsspannungsanschluss
29 erster Transistor
30 zweiter Transistor
31 erste Stromquelle
32 zweite Stromquelle
33 AuswahlSchaltung
34 Spannungswandler
35 Rückkopplungseingang
50 erster Ausgleichsstromspiegel
51 erste Gleichstromquelle
52 zweiter Ausgleichsstromspiegel 53 zweite Gleichstromquelle
54 erster Ausgleichstransistor
55 zweiter Ausgleichstransistor
56 dritter Ausgleichstransistor
57 vierter Ausgleichstransistor
60 dritter Ausgleichsstromspiegel 61 vierter Ausgleichsstromspiegel 62 fünfter Ausgleichstransistor
63 sechster Ausgleichstransistor 64 siebter Ausgleichstransistor
65 achter Ausgleichstransistor
70 SteuerungsSchaltung
71 SpannungswandlerSchaltung
72 Induktivität
73 erster Spannungswandlertransistor 74 zweiter Spannungswandlertransistor
75, 76 Speieherkondensator
77 Verstärker
78 Referenzspannungsquelle
90 dritte elektrische Last
91, 92, 93, 94 LED
95 dritter Stromregler
96 Steuereingang
97 Lastanschluss
100 dritte Stromquelle
101 fünfter Ausgleichsstromspiegel
102 dritter Transistor
109 vierte elektrische Last
110 LED
111 vierter Stromregler
112 weitere Ausgleichsschaltung
113 weitere Auswahlschaltung
114 Steuereingang 115 Lastanschluss
118 zusätzliche Auswahlschaltung
119 Referenzstromquelle
IA1 erster Gleichstrom
IA2 zweiter Gleichstrom
IB1 erster Spiegelstrom
IB2 zweiter Spiegelstrom
IB3 dritter Spiegelstrom
IBIAS Referenzström
IBI1 erster Referenzstrom
IBI2 zweiter Referenzstrom
IK Konstantström
IL1 erster Laststrom
IL2 zweiter Laststrom
IL3 dritter Laststrom
IL4 vierter Laststrom
IS1 erstes Steuersignal
IS2 zweites Steuersignal
IS3 drittes Steuersignal
IS4 viertes Steuersignal
IQ1 erster Stromquellenstrom
IQ2 zweiter Stromquellenstrom
IQ3 dritter Stromquellenstrom
IR1 erster Stromreglerstrom
IR2 zweiter Stromreglerstrom
IR3 dritter Stromreglerstrom
IR4 vierter Stromreglerstrom
IT1 erster Transistorstrom
IT2 zweiter Transistorstrom
VBAT EingangsSpannung
VDD VersorgungsSpannung
VL1 erste Lastspannung
VL2 zweite Lastspannung VL3 dritte Lastspannung
VL4 vierte Lastspannung
VR Referenzspannung
VSS Bezugspotential
VS1 erste Spannungsdifferenz
VS2 zweite Spannungsdifferenz
VS3 dritte Spannungsdifferenz
VS4 vierte Spannungsdifferenz
X Umsetzfaktor
y Umsetzfaktor

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Treiben von Leuchtdioden, umfassend
- eine Anzahl N von Stromreglern (14, 15), welche jeweils einen Steuereingang (17, 19) und einen Lastanschluss (18, 20) zum Bereitstellen eines Laststroms (IL1, IL2) an eine ankoppelbare elektrische Last (12, 13), jeweils aufweisend eine Leuchtdiode (12', 13' ), umfassen und je- weils eine über dem jeweiligen Stromregler (14, 15) abgreifbare Spannungsdifferenz (VS1, VS2) aufweisen, und eine Ausgleichsschaltung (16), welche mit den Steuereingängen (17, 19) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den jeweiligen Last- ström (IL1, IL2) derart einzustellen, dass die Spannungsdifferenzen (VS1, VS2) angenähert werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
bei der die über dem jeweiligen Stromregler (14, 15) abgreifbare Spannungsdifferenz (VS1, VS2) zwischen dem Lastanschluss (18, 20) des jeweiligen Stromreglers (14, 15) und einem Ver- sorgungsanschluss des jeweiligen Stromreglers (14, 15) abgreifbar ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2,
bei der die Ausgleichsschaltung (16) ausgelegt ist, den Laststrom (IL1, IL2) bei demjenigen Stromregler (14, 15) zu verringern, der von der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) die kleinste Spannungsdifferenz (VS1, VS2) zwischen dem Lastan- schluss (18, 20) und einem Versorgungsanschluss (22) des Stromreglers (14, 15) aufweist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Ausgleichsschaltung (16) ausgelegt ist, den Last- strom (IL1, IL2) bei demjenigen Stromregler (14, 15) zu erhöhen, der von der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) die größte Spannungsdifferenz (VS1, VS2) zwischen dem Lastanschluss (18, 20) und einem Versorgungsanschluss des Stromreglers (14, 15) aufweist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Ausgleichsschaltung (16) ausgelegt ist, die An- zahl N von Stromreglern (14, 15) derart einzustellen, dass die Summe der Lastströme (IL1, IL2), die durch die Lastanschlüsse (18, 20) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) fließen, konstant ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die erste Anzahl N von Stromregler (14, 15) und die Ausgleichsschaltung (16) derart ausgelegt sind, dass der je¬ weilige Laststrom (IL1, IL2), der durch eine der Anzahl N von elektrischen Lasten (12, 13) fließt, größer oder gleich einem vorgegebenen unteren Laststromwert ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die erste Anzahl N von Stromregler (14, 15) und die Ausgleichsschaltung (16) derart ausgelegt sind, dass der je- weilige Laststrom (IL1, IL2), der durch eine der Anzahl N von elektrischen Lasten (12, 13) fließt, kleiner oder gleich einem vorgegebenen oberen Laststromwert ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, die Ausgleichsschaltung (16) umfassend eine Konstantstromquelle (26) und einen Summenknoten (27), der mit den Steuereingängen (17, 19) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) gekoppelt ist und der über die Konstantstromquelle (26) mit ei- nem Versorgungsspannungsanschluss (28) oder einem Bezugspo- tentialanschluss (22) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,
die Ausgleichsschaltung (16) umfassend die Anzahl N von Transistoren (29, 30), wobei jeweils ein Transistor (29, 30) zwischen jeweils einem Steuereingang (17, 19) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) und dem Summenknoten (27) angeordnet ist und der Transistor (29, 30) steuerseitig mit dem Lastan- schluss (18, 20) eines Stromreglers (14, 15) der ersten Anzahl N von Stromreglern (14, 15) verbunden ist.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der mindestens ein Stromregler (14, 15) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) als Stromspiegel ausgelegt ist, der mit dem Lastanschluss (18, 20) des jeweiligen Stromreglers (14, 15) und dem Steuereingang (17, 19) des jeweiligen Stromreglers (14, 15) verbunden ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10,
die Ausgleichsschaltung (16) umfassend die Anzahl N von Steuerschaltungen, die jeweils eine Gleichstromquelle (51, 53) und einen Ausgleichsstromspiegel (50, 52) umfassen, wobei ein erster Zweig des Ausgleichsstromspiegels (50, 52) und die Gleichstromquelle (51, 53) parallel zueinander und zwischen einem Versorgungsspannungsanschluss (28) beziehungsweise ei¬ nem Bezugspotentialanschluss (22) und dem Steuereingang (17, 19) des dazugehörenden Stromreglers (14, 15) angeordnet sind und ein zweiter Zweig des Ausgleichsstromspiegels (51, 53) mit dem Summenknoten (27) gekoppelt ist.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, umfassend eine Auswahlschaltung (33), die eingangsseitig mit den Lastanschlüssen (18, 20) der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) verbunden ist und ausgelegt ist, an einem Ausgang ein Rückkoppelsignal bereitzustellen, das von der kleinsten Spannungsdifferenz (VS1, VS2) zwischen dem Lastanschluss (18, 20) und einem Versorgungsanschluss (22) des Stromreglers (14, 15) abhängt.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, umfassend einen Spannungswandler (34), der zur elektrischen
Versorgung der Anzahl N von Stromreglern (14, 15), der ankoppelbaren elektrischen Lasten (12, 13) und der Ausgleichsschaltung (16) ausgelegt ist.
14. Beleuchtungsanordnung (10),
umfassend die Schaltungsanordnung (11) nach einem der Ansprü¬ che 1 bis 13 und die Anzahl N von elektrischen Lasten (12, 13), wobei jeweils ein Stromregler (14, 15) der Anzahl N von Stromreglern (14,1 5) mit einer elektrischen Last (12, 13) der Anzahl N von elektrischen Lasten (12, 13) verbunden ist und jeweils eine elektrische Last (12, 13) der Anzahl N von elektrischen Lasten (12, 13) mindestens eine Leuchtdiode (12', 13') umfasst.
15. Verfahren zum Treiben von Leuchtdioden, umfassend
Bereitstellen einer Anzahl N von Lastströmen (IL1, IL2) mittels der Anzahl N von Stromreglern (14, 15) an die Anzahl N von elektrischen Lasten (12, 13), umfassend jeweils mindestens eine Leuchtdiode (12', 13'), und
- Einstellen des jeweiligen Laststromes (IL1, IL2) in Abhängigkeit von der vom jeweiligen Laststrom (IL1, IL2) betriebenen elektrischen Last (12, 13) während des Betriebs der elektrischen Lasten (12, 13) derart, dass über den Stromreglern (14, 15) abfallende Spannungsdifferenzen (VS1, VS2) angenähert werden.
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