WO2011132598A1

WO2011132598A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2011132598A1
Application number: PCT/JP2011/059310
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Inventors: 守坂本; 徹廣橋; 義久今野; 肇池田; 明史小杉
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2010-04-20
Filing date: 2011-04-14
Publication date: 2011-10-27
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Abstract

　自然エネルギー発電機の出力における最大電力点を安価な構成で追跡する。本電力変換装置は、最大電力点を有する直流電源からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路と、Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する電圧検出回路と、電圧検出回路の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路を制御する定電圧制御回路と、定電圧制御回路による制御にも拘わらず電圧検出回路の出力信号の電圧が低下すると、電圧検出回路の出力信号の電圧と基準電圧との電位差を強制的に狭める調整回路とを有する。

Description

電力変換装置

　本発明は、最大電力点を有する直流電源に対する電力変換装置に関する。

　図１（ａ）に一般的な太陽電池の出力電流－出力電圧特性、図１（ｂ）に出力電流－出力電力特性を示す。図１（ａ）に示すように、太陽電池の出力電圧は、出力電流が増加すると徐々に減少するが、出力電流が所定の値を超えると急激に減少するような特性を有している。このような特性から、図１（ｂ）に示すように、出力電力Ｐ（＝出力電圧Ｖ×出力電流Ｉ）は、出力電流が所定の値になるまでは増加するが、所定の値を超えると急激に減少する。電圧を基準に考えた場合にも、所定の電圧値を超えると急激に出力電力Ｐが減少することになる。

　このような特性を有する太陽電池などは、直流電源として使用される。このような直流電源は、出力される電力を効率的に利用するために、電力極大値である最大電力点において蓄電池などの負荷に電力を伝えることが必要となる。すなわち、最大電力点追跡（Maximum Power Point Tracking）制御が必要となり、そのための技術が幾つか存在している。

　例えば特開昭６３－５７８０７号公報には、太陽電池の出力電圧と出力電流を検出し、出力電圧の微分値を利用した最大点追尾方法が開示されている。この技術は、最大電力点での微分値がゼロであることを利用する方法である。即ち、現動作点での制御信号に微少変位を与えたときの電圧及び電流を検出し、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換した後、演算により電力の微分値を求め、この電力の微分値がゼロになるように制御する。この技術には、Ａ／Ｄ変換や演算のためにマイコンやＤＳＰ(Digital Signal Processor）が必要となるため、高価となる。

　また、特開昭６２－８５３１２号公報には、いわゆる山登り法での最大電力点追尾方法が開示されている。この方法は、２点の電圧及び電流値を測定し、各点での電力を算出した後、電力値を比較し、電力値が大きい方に制御点を移動して行き、制御点移動方向が交互に上昇下降する点で安定させる制御方法である。この制御方法では、制御点の移動量分、最大電力点を挟んで、変動をし続けることになり、移動量を大きく出来ない。また、移動量を小さくしすぎると、最大電力点付近まで制御点を移動するのに時間がかかり、太陽電池の出力電力特性の変化に追従できなくなってしまう。

　さらに、特開平７－０７２９４１号公報では、３点以上の電圧電流点を検出しそれぞれの電力を算出した後近似式にて最大電力点を推測し、この推測点で制御する方法が開示されている。この方法は、太陽電池の特性変化に従って、３点以上の電圧電流値から各々の電力を算出し、近似式で暫定最大電力点を見つけ出す手法である。しかし、この方法によれば、少なくとも１点の電圧電流点が最大電力点を越えたところの点であり、且つ少なくとも１点の電圧電流点が最大電力点を越えていないところの点である必要がある。従って、このような電圧電流点に制御点を移動させる必要があり、そのための制御回路が複雑且つ高価になる。

　また、特開平７－１２９２６４号公報には、太陽電池の出力電圧と電力変換部の出力電流の変動傾向から動作点位置を検出して最大電力点を追尾する方法が開示されている。この方法では、太陽電池の出力電圧と電力変換部の出力電流の変動傾向から、電力変換部を制御する指令値に対し、ΔＶだけ増減させるため、電力変換部の出力変化量は、デジタル的な変動をすることになる。このことは、太陽電池の、日射量変化等による特性変化に対し、ΔＶが大きければ、電力変換部の出力変化量が大きくなるためばたつきが発生し、ΔＶが小さければ、安定するのに時間がかかることになり、固定のΔＶでは、素早く且つ安定に制御できないという問題がある。また、変動傾向から太陽電池の動作位置を検出した後、指令値を変化させるため、遅延が大きくなり応答性が悪い。

特開昭６３－５７８０７号公報特開昭６２－８５３１２号公報特開平７－０７２９４１号公報特開平７－１２９２６４号公報

　上で述べたように、従来技術には、気象状況等に応じて出力電力が変動する太陽電池や風力発電機などの直流電源の出力における最大電力点を高速に追跡する安価な電力変換装置は開示されていない。

　従って、本発明の目的は、気象状況等に応じて出力電力が変動する太陽電池や風力発電機などの直流電源の出力における最大電力点を追跡できる安価な電力変換装置を提供することである。

　また、本発明の他の目的は、気象状況等に応じて出力電力が変動する太陽電池や風力発電機などの直流電源の出力における最大電力点を高速に追跡できる電力変換装置を提供することである。

　本発明の一側面に係る電力変換装置は、（Ａ）最大電力点を有する直流電源からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する電圧検出回路と、（Ｃ）電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路を制御する定電圧制御回路と、（Ｄ）定電圧制御回路による制御にも拘わらず電圧検出回路の出力信号の電圧が低下すると、電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との電位差を強制的に狭める調整回路とを有する。

　最大電力点を有する直流電源の場合、定電圧制御回路が直流電源の電力供給能力を超えて電力を引き出そうとしてＤ／Ｄコンバータ回路を駆動すると、定電圧制御回路による制御にも拘わらずＤ／Ｄコンバータ回路の出力電圧が低下して、電圧検出回路の出力信号の電圧も低下する。このように電圧検出回路の出力信号の電圧が低下すると、上で述べたように調整回路が動作するので、定電圧制御回路は、自らの制御の効果が現れたと判断して、Ｄ／Ｄコンバータ回路の駆動を、電圧検出回路の出力信号の電圧低下前の状態程度に戻す。すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路の目標出力電圧が引き下げられたような現象が生じて、直流電源から引き出す電力も直流電源の電力供給能力よりも減少するので、Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧は上昇することになる。このような動作が繰り返されて、最大電力点の追跡が行われる。また、このような回路は、安価な回路素子のみで構成することができる。

　また、上で述べた調整回路は、Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御する信号のデューティー比が所定の最大値となる状態を検出する第１の検出回路と、第１の検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って電圧検出回路の出力信号の電圧又は基準となる比較電圧を変化させる電圧調整回路とを有するようにしても良い。

　このように第１の検出回路を導入することによって、直流電源から最大電力点を超えて電力を引き出している状況を簡単に特定することができるようになる。また、第１の検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合は、最大電力点を超えた程度に相当するため、電圧検出回路の出力信号の電圧又は基準電圧を適切に調整することができるようになる。

　また、上で述べた電圧調整回路が、第１の検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に応じた期間、放電回路からの放電に切り換える回路を有するようにしてもよい。放電回路の時定数によって滑らかに調整が行われる。

　さらに、上で述べた電圧調整回路が、電圧検出回路の出力信号の極性を反転させる第１の反転回路と、第１の反転回路の出力信号の電圧を、第１の検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に従って引き下げる反転信号調整回路と、反転信号調整回路によって電圧が引き下げられた第１の反転回路の出力信号の極性を反転させる第２の反転回路とを有するようにしても良い。このようにすれば、電圧検出回路の出力信号の電圧を適切に調整することができるようになる。

　また、上で述べた調整回路が、第１の検出回路から検出信号が出力されると、Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御して供給される電力の出力を制御する制限回路をさらに有するようにしても良い。

　Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧が低下すると、定電圧制御回路はＤ／Ｄコンバータ回路のスイッチのオンの期間を長くするよう制御する。しかし、上で述べたように最大電力点を超えて電力を引き出そうとしている状況においては、上で述べたようにスイッチのオンの期間を短くして、早期にＤ／Ｄコンバータ回路の目標出力電圧を引き下げれば、高速に最大電力点追跡が行われるようになる。

　さらに、上で述べた定電圧制御回路が、電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じた誤差電圧と、所定の三角波信号とを比較して、誤差電圧が三角波信号の電圧を上回る期間、Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチをオンにする信号を生成する回路を含むようにしても良い。その際、上で述べた調整回路は、第１の検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って誤差電圧を引き下げる制限回路をさらに含むようにしても良い。

　このような制限回路を導入することによって、適切なタイミングでＤ／Ｄコンバータ回路のスイッチのオフ期間が形成されるため、消費電力を少なくすることができる。

　また、上で述べた調整回路は、電圧検出回路の出力信号の電圧又は基準となる比較電圧の強制的な変更後、当該変更量を漸減させるようにしてもよい。このようにすれば、最大電力点を超えて電力を引き出してしまう程度も漸減する。

　さらに、上で述べたような電力変換装置を複数備え、当該複数の電力変換装置に含まれる一つの電力変換装置と複数の直流電源に含まれる一つの直流電源とが、１対１で接続されており、複数の電力変換装置の出力が接続されている電力システムを採用するようにしても良い。このような電力システムであれば、各直流電源の状況に応じて電力変換制御が行われるようになるので、簡単な構成でシステム全体として効率的に制御が行えるようになる。なお、複数の電力変換装置のそれぞれの出力は、所定の電力になるように制御・接続され、蓄電池や負荷などに供給される。

図1(a)及び(b)は、太陽電池の特性を表す模式図である。図2は、第１の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。図3は、第２の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。図4(a)及び(b)は、太陽電池の特性を表す模式図である。図5(a)乃至(d)は、第２の実施の形態に係るシステムの動作を説明するための波形図である。図6は、第２の実施の形態の実施例に係る回路例を示す図である。図7は、第２の実施の形態の実施例に係る回路例を示す図である。図8(a)乃至(g)は、第２の実施の形態の実施例の動作を説明するための波形図である。図9(a)乃至(i)は、第２の実施の形態の実施例の動作を説明するための波形図である。図10は、第２の実施の形態における他の実施例の回路を示す図である。図11は、第３の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。図12は、第３の実施の形態の実施例に係る回路例を示す図である。図13(a)乃至(g)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。図14(a)乃至(i)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。図15は、第４の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。図16(a)乃至(e)は、第４の実施の形態に係るシステムの動作を説明するための波形図である。図17は、第４の実施の形態の実施例１に係る具体的回路例を示す図である。図18(a)乃至(g)は、第４の実施の形態の実施例１の動作を説明するための波形図である。図19(a)乃至(i)は、第４の実施の形態の実施例１の動作を説明するための波形図である。図20は、第４の実施の形態の実施例１の他の回路例を示す図である。図21は、第４の実施の形態の実施例２の回路例を示す図である。図22(a)乃至(g)は、第４の実施の形態の実施例２の動作を説明するための波形図である。図23(a)乃至(i)は、第４の実施の形態の実施例２の動作を説明するための波形図である。図24は、第５の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。図25は、第５の実施の形態の実施例に係る具体的回路例を示す図である。図26(a)乃至(i)は、第５の実施の形態の実施例１の動作を説明するための波形図である。図27は、第６の実施の形態のシステムの機能ブロック図である。図28は、第６の実施の形態のシステムの機能ブロック図である。図29は、第７の実施の形態のシステムの機能ブロック図である。図30は、第７の実施の形態のシステムの機能ブロック図である。

［実施の形態１］
　図２に、本実施の形態に係る電力変換装置を含むシステムの一例を示す。すなわち、図２に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置２００と、電力変換装置２００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃは、Ｄ／Ｄコンバータ回路付きの装置やＤ／Ａインバータ回路付きの装置などであり、これらも従来と同じである。なお、太陽電池１００は一例であって、例えば風力発電機などの他の自然エネルギー発電機であってもよい。

　電力変換装置２００は、（Ａ）太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路２１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路２１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路２２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路２１０を制御する定電圧制御回路２３０と、（Ｄ）定電圧制御回路２３０による制御にも拘わらず出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧が低下すると、出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧と基準電圧との電位差を強制的に狭める調整回路２４０とを有する。

　太陽電池１００のような最大電力点を有する直流電源の場合、定電圧制御回路２３０が、太陽電池１００の電力供給能力を超えて電力を引き出そうとしてＤ／Ｄコンバータ回路２１０を駆動すると、定電圧制御回路２３０による制御にも拘わらずＤ／Ｄコンバータ回路２１０の出力電圧が低下して、出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧も低下する。

　このように出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧が低下すると、調整回路２４０は、出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧と基準電圧との電位差を強制的に狭める。そうすると、定電圧制御回路２３０は、自らの制御の効果が現れたと判断して、Ｄ／Ｄコンバータ回路２１０の駆動を、出力電圧検出回路２２０の出力信号の電圧低下前程度の状態に戻す。すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路２１０の目標出力電圧があたかも引き下げられたような現象が生じる。そうすると、太陽電池１００から引き出す電力もその電力供給能力よりも減少するので、Ｄ／Ｄコンバータ回路２１０の出力電圧は上昇することになる。

　このような動作が繰り返されて、太陽電池１００の最大電力点の追跡が行われる。また、このような電力変換装置は、マイクロプロセッサやＤＳＰなどの高価な素子を用いずに構成できるため、安価に構成できる。

［実施の形態２］
　図３に、本発明の第２の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。図３に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置４００と、電力変換装置４００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどが接続されている。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃは、Ｄ／Ｄコンバータ回路付きの装置やＤ／Ａインバータ回路付きの装置などであり、これらも従来と同じである。なお、太陽電池１００は一例であって、例えば風力発電機などの他の自然エネルギー発電機であってもよい。

　電力変換装置４００は、（Ａ）スイッチを有し、太陽電池１００からの出力電圧をスイッチのスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路４１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路４２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路４２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０を制御する定電圧制御回路４３０と、（Ｄ）定電圧制御回路４３０から出力され且つＤ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチのオンオフを指示するスイッチング信号のデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０と、（Ｅ）初期基準電圧をそのまま基準電圧として出力するか、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０の検出信号に応じて初期基準電圧を調整して基準電圧を生成して、定電圧制御回路４３０へ出力する基準電圧調整回路４５０とを有する。

　次に、図４及び図５を用いて、図３に示した電力変換装置４００の動作について説明する。なお、太陽電池１００からの出力電力をＰpv、電力変換装置４００の出力電圧をＶo、出力電力をＰout、出力電圧検出回路４２０から定電圧制御回路４３０へ入力する検出電圧をＶ_feed、定電圧制御回路４３０からＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０への出力をＤｕｔｙ、初期基準電圧をＶref_1、基準電圧調整回路４５０から定電圧制御回路４３０への出力電圧をＶ_Vrefと表すものとする。

　図４（ａ）は、図１（ｂ）と基本的には同じであり、太陽電池１００の出力電流Ｉと出力電力Ｐの関係を表す図である。もう一度説明すると、電流Ｉpv_maxまでは出力電流Ｉを増加させると出力電力Ｐ自体も増加し、電流Ｉpv_maxにおいて出力電力Ｐは最大電力点Ｐpv_maxとなり、電流Ｉpv_max以上となった場合には出力電力Ｐは急激に減少する。すなわち、電流Ｉpv_max以上となると、出力電力Ｐが急激に減少するというのは、出力電圧Ｖも低下していることを表している。

　ここで、電流Ｉpv_maxより大幅に低い電流値に対応する電力点をＡとし、電流Ｉpv_max以上の近傍の電流値に対応する電力点をＢとし、電流Ｉpv_max以下の近傍の電流値に対応する電力点をＣとする。なお、電力点Ｂに完全に一致しないがほぼ同じ電流値の電力点をＢ2、Ｂ3といったように表す。また、電力点Ｃに完全に一致しないがほぼ同じ電流値の電力点をＣ2、Ｃ3といったように表す。さらに、最大電力点Ｐpv_maxを簡単にＭと表すものとする。

　なお、図４（ｂ）は、図１（ａ）と全く同じであり、説明を省略する。

　図５（ａ）乃至（ｄ）は、本実施の形態に係る電力変換装置４００の動作を表す。なお、以下で動作を説明するための波形図においては、横軸は時間を表し、縦軸は電圧［Ｖ］を表す。但し、電力の場合には[Ｗ]、デューティー比の場合には[％]の場合がある。図５（ａ）は、太陽電池１００からの出力電力Ｐpv、電力変換装置４００の出力電圧Ｐoutの時間変化を表している。なお、電力変換装置４００による損失があるので、必ずＰpv＞Ｐoutの関係が成り立つ。比較のため、最大電力点Ｐpv_maxも示されている。また、図５（ｂ）は、電力変換装置４００の出力電圧Ｖoの時間変化を表す。図５（ｃ）は、基準電圧調整回路４５０からの基準電圧Ｖ_Vrefの時間変化を表す。比較のため初期基準電圧Ｖref_1も示されている。図５（ｄ）は、定電圧制御回路４３０の出力Ｄｕｔｙの時間変化を表す。なお、出力Ｄｕｔｙについて予め定められた最大値ＤｕｔｙＭａｘも比較のため示されている。

　まず、太陽電池１００からの出力電力が、電力点Ａより小さい電力から電力点Ａを超えて電力点Ｍに到達するまでについては、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０と出力電圧検出回路４２０と定電圧制御回路４３０とが通常どおり動作する。すなわち、基準電圧調整回路４５０では何もせずに初期基準電圧Ｖref_1がそのまま出力され（図５（ｃ））、Ｖ_Vref＝Ｖref_1であって、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖ_feedとの差に応じて定電圧制御回路４３０は、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチのスイッチングを行わせる。

　具体的には、電力点Ａを超えて太陽電池１００から電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０をそれまでと同じように駆動するだけでは出力電圧検出回路４２０の出力Ｖ_feedが下がってしまうので、定電圧制御回路４３０は、図５（ｄ）に示すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及びＤｕｔｙの電圧を徐々に上げるように動作する。このようにすれば、図５（ｂ）に示すように、電力変換装置４００の出力電圧Ｖoが一定に維持される。

　その後、太陽電池１００から引き出す電力が電力点Ｍに達すると、図５（ａ）に示すように、太陽電池１００からの出力電力Ｐpvは低下するので、それにつられて電力変換装置４００の出力電力Ｐoutも低下する。また、図４（ｂ）からも分かるように、出力電圧Ｖoも低下してしまう。そうすると、定電圧制御回路４３０は、Ｖo（すなわちＶ_feed）とＶ_Vrefの差が大きくなったことを検出して、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧をＤｕｔｙＭａｘにまで上昇させる。

　このような状況が発生すると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０は、信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘに達したことを検出して、基準電圧調整回路４５０に検出信号を出力する。基準電圧調整回路４５０は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０からの検出信号に応じて、初期基準電圧Ｖref_1を引き下げるように調整して調整後の電圧Ｖ_Vrefを、定電圧制御回路４３０に出力する。この様子を図５（ｃ）に示す。基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って決定される。

　なお、図５（ａ）に示すように、定電圧制御回路４３０がＤ／Ｄコンバータ回路４１０を駆動し過ぎると太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の実際の出力電力Ｐpvとが、電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置４００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。

　また、図５（ｄ）に示すように、定電圧制御回路４３０は、Ｖo（すなわちＶ_feed）とＶ_Vrefの差が小さくなったことを検出して、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を引き下げる。そうすると、図５（ａ）に示すように、定電圧制御回路４３０によるＤ／Ｄコンバータ回路４１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電流が減少する。しかし、通常、太陽電池１００から引き出される電流の減少幅はやや多めになるため、図４（ａ）に示すように、最大電力点Ｍを通過して電力点Ｃまで戻ってしまう。そうすると、図５（ａ）に示すように、この間、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは、一旦増加するが再度減少してしまう。電力変換装置４００の出力電圧Ｖoについては、この間のＤ／Ｄコンバータ回路４１０の駆動レベルでは徐々に上昇してゆく。

　なお、図５（ｃ）に示すように、基準電圧調整回路４５０による基準電圧Ｖ_Vrefの調整は遅延があって、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０が信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘから下がっても、直ぐには調整は終了せず、さらに初期基準電圧Ｖref_1への復帰には時定数があるので、基準電圧Ｖ_Vrefは徐々に上昇することになる。

　この後、図５（ｄ）に示すように、定電圧制御回路４３０は、出力電圧Ｖo（すなわちＶ_feed）と基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じてＤ／Ｄコンバータ回路４１０を駆動して太陽電池１００からより多くの電力を引き出すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を上昇させる。

　そうすると、図５（ａ）に示すように、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは上昇して再度電力点Ｍに達する。この後の動作は、最初に電力点Ｍに達した後とほぼ同じになる。但し、図５（ｃ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefは、初期基準電圧Ｖref_1に戻っておらず、電力変換装置４００の出力電圧Ｖoも目標値に達していないので、動作としては同じでも基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅などは若干異なってくる。このように完全に同じ動作ではないので、電力点ＣではなくＣ1やＣ2、電力点ＢではなくＢ1やＢ2で、図４（ｂ）のカーブ上動作を切り替えることになる。

　結局のところ、最大電力点をはさんで電力点Ｂ又はその近傍と電力点Ｃ又はその近傍間を行き来することになる。すなわち、最大電力点追跡が可能となっている。上で述べた動作は、太陽電池１００の発電電力が一定であることを前提としている。しかし、発電電力が一定になることは一般的には無いので最大電力点自体も変動するが、動作は同様である。

　なお、電力点Ｂと電力点Ｃの差は、出力電力や出力電圧に応じて決まるが、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０などを含む制御系のゲイン調整で調整することができる。すなわち、より最大電力点近傍で動作させることができる。

［実施の形態２の実施例］
　図６及び図７に第２の実施の形態に係る具体的回路例を示す。

　図６は、太陽電池１００の具体的回路例と、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の具体的回路例と、出力電圧検出回路４２０の具体的回路例と、蓄電池３００の具体的回路例とを示している。

　太陽電池１００は、電流源Ｉccと、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１及びＲ２とを含む等価回路で示されている。電流源Ｉccの正極側端子には、ダイオードＤ１のアノードと抵抗Ｒ１の一端及びＲ２の一端が接続されており、電流源Ｉccの負極側端子は、ダイオードＤ１のカソードと抵抗Ｒ２の他端と共にグランドに接続されている。抵抗Ｒ１の他端はＤ／Ｄコンバータ回路４１０に接続されている。

　図６におけるＤ／Ｄコンバータ回路４１０は昇圧チョッパ回路として示されているが、ハーフブリッジ回路方式、フルブリッジ回路方式、プッシュプル回路方式、フォワード回路方式、フライバック方式、降圧型チョッパ回路、ＳＥＰＩＣやＣｕｋコンバータやＺｅｔａコンバータ等の昇降圧回路などで、絶縁型、非絶縁型を用途に応じて選択できる。

　Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０は、逆流防止用のダイオードＤ２及びＤ３と、電解コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２と、コイルＬ１と、定電圧制御回路４３０によりスイッチングされるＦＥＴ（Ｓ１）と、抵抗Ｒ３とを有する。ダイオードＤ２のアノードは、太陽電池１００の抵抗Ｒ１に接続されており、ダイオードＤ２のカソードは、電解コンデンサＣ１のプラス（＋）端子とコイルＬ１の一端とに接続されている。電解コンデンサＣ１のマイナス（－）端子は接地されている。コイルＬ１の他端は、ＦＥＴ（Ｓ１）のドレイン端子と、ダイオードＤ３のアノードと、に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ１）のソース端子は接地されており、ＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子は、抵抗Ｒ３の一端に接続されている。抵抗Ｒ３の他端は、接続端子Ａを介して定電圧制御回路４３０の駆動信号発生回路４３２の出力に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ２の一端と出力電圧検出回路４２０とに接続されている。コンデンサＣ２の他端は接地されている。なお、逆流防止用のダイオードＤ２及びＤ３を省略することが可能である。

　出力電圧検出回路４２０は、抵抗分割にてフィードバック電圧を検出するための抵抗Ｒ４及びＲ５を含む。抵抗Ｒ４の一端は、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０と蓄電池３００とに接続されている。抵抗Ｒ４の他端は、抵抗Ｒ５の一端と接続端子Ｂを介して定電圧制御回路４３０の電圧誤差検出回路４３１と、に接続されている。抵抗Ｒ５の他端は接地されている。

　蓄電池３００と、負荷Ａ乃至Ｃに相当するＤＣ／ＡＣインバータ回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路及び他の負荷とは、従来と同じであり、これ以上の説明を省略する。

　次に、図７に、本実施の形態に係る定電圧制御回路４３０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０と基準電圧調整回路４５０との具体的回路例を示す。

　定電圧制御回路４３０は、例えばＰＩＤ制御回路であり、電圧誤差検出回路４３１と、駆動信号発生回路４３２と、を含む。

　電圧誤差検出回路４３１は、接続端子Ｂを介して出力電圧検出回路４２０に接続されており、抵抗Ｒ１１乃至Ｒ１４と、コンデンサＣ１１及びＣ１２と、オペアンプ４３１１とを有する。出力電圧検出回路４２０の出力は抵抗Ｒ１１及びＲ１２の一端に接続され、抵抗Ｒ１１の他端はコンデンサＣ１１の一端に接続され、コンデンサＣ１１の他端と抵抗Ｒ１２の他端とは、オペアンプ４３１１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ４３１１の負極側入力端子には、コンデンサＣ１２の一端及び抵抗Ｒ１３の一端と接続されており、コンデンサＣ１２の他端は抵抗Ｒ１４の一端に接続され、抵抗Ｒ１４の他端と抵抗Ｒ１３の他端とはオペアンプ４３１１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ４３１１の正極側入力端子には、基準電圧調整回路４５０の出力が接続されている。

　駆動信号発生回路４３２は、コンパレータ４３２１と三角波発生器４３２２とを含む。コンパレータ４３２１の正極側入力端子には、電圧誤差検出回路４３１の出力端子が接続されており、コンパレータ４３２１の負極側入力端子には、三角波発生器４３２２が接続されている。コンパレータ４３２１の出力端子は、接続端子Ａを介してＤ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続される。

　また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０は、コンパレータ４４１と、抵抗Ｒ１５及びＲ１６と、コンデンサＣ１３と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ４４１の正極側入力端子は、電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の出力端子に接続されており、コンパレータ４４１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極端子は接地されている。コンパレータ４４１の出力は、抵抗Ｒ１５の一端に接続されており、抵抗Ｒ１５の他端は抵抗Ｒ１６の一端及びコンデンサＣ１３の一端と基準電圧調整回路４５０の入力とに接続されている。抵抗Ｒ１６の他端及びコンデンサＣ１３の他端とは接地されている。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０のコンパレータ４４１は、駆動信号発生回路４３２に対する入力信号Ａ1_Outと、駆動信号発生回路４３２の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路４３２に入力される入力信号Ａ1_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2とを比較する。そして、入力信号Ａ1_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ４４１は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏ1を出力する。但し、コンパレータ４４１の出力にはローパスフィルタが接続されており、出力されたパルス波は、滑らかな信号ＤＭＣ＿Ｏ2として基準電圧調整回路４５０に出力される。

　基準電圧調整回路４５０は、コンパレータ４５１と、三角波発生器４５２と、抵抗Ｒ１７乃至Ｒ２１と、ＦＥＴ（Ｓ１１）と、初期基準電圧Ｖref_1を出力する直流電源Ｖref_1と、コンデンサＣ１４及びＣ１５とを有する。コンパレータ４５１の正極側入力端子は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０の出力が接続され、コンパレータ４５１の負極側入力端子には、三角波発生器４５２が接続されている。コンパレータ４５１の出力には、抵抗Ｒ１７の一端が接続されており、抵抗Ｒ１７の他端は、抵抗Ｒ１８の一端とコンデンサＣ１４の一端とＦＥＴ（Ｓ１１）のゲート端子とに接続されている。抵抗Ｒ１８の他端とコンデンサＣ１４の他端とＦＥＴ（Ｓ１１）のソース端子とは接地されている。また、直流電源Ｖref_1の正極側端子は、抵抗Ｒ１９の一端に接続されており、負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１９の他端は抵抗Ｒ２０の一端及び抵抗Ｒ２１の一端に接続され、抵抗Ｒ２０の他端はＦＥＴ（Ｓ１１）のドレイン端子に接続されている。抵抗Ｒ２１の他端はコンデンサＣ１５の一端及び電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の正極側端子に接続されている。コンデンサＣ１５の他端は接地されている。

　基準電圧調整回路４５０の直流電源Ｖref_1は、ＦＥＴ（Ｓ１１）がオフになっている間、コンデンサＣ１５に電荷をチャージしており、チャージが完了すると、初期基準電圧Ｖref_1が、そのまま出力基準電圧Ｖ_Vref＝Ｖref_1となる。一方、ＦＥＴ（Ｓ１１）がオンになると、コンデンサＣ１５は、貯めた電荷を放出することになるため、コンデンサＣ１５に保持されている電荷量によって変化する電圧が出力Ｖ_Vrefとなる。

　また、基準電圧調整回路４５０のコンパレータ４５１は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2と三角波とを比較して、出力信号ＤＭＣ＿Ｏ2の電圧が三角波より大きくなると、パルス波ＤＭＣ２＿Ｏを出力する。但し、コンパレータ４５１の出力側にはローパスフィルタが形成されているので、パルス波ＤＭＣ２＿Ｏを滑らかにした信号ＶＱＧが、ＦＥＴ（Ｓ１１）のゲート端子に入力されることになる。上で述べたように、信号ＶＱＧによってＦＥＴ（Ｓ１１）のオン又はオフが決定され、コンデンサＣ１５の放電期間も決定される。さらに、出力基準電圧Ｖ_Vrefも決定される。

　次に、図８及び図９を用いて、図６及び図７で示した回路の動作を説明する。なお、基本的な動作については図５（ａ）乃至（ｄ）で説明したので、ポイントとなる部分だけを説明する。

　まず、図４（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図８（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図８（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図６及び図７に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。

　図８（ａ）は、駆動信号発生回路４３２の出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっており、図８（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路４１０の出力電圧Ｖoも、図８（ｃ）に示す出力電圧検出回路４２０の出力信号Ｖo_fbも、図中は大げさに示されているが、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveも一定となっている。なお、図８（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０と基準電圧調整回路４５０とは動作しておらず、初期基準電圧Ｖref_1が基準電圧調整回路４５０の出力電圧Ｖ_Vrefとなっている。

　図８（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路４３１は、Ｖo_fbとＶ_Vrefの比較を行い、図８（ｄ）に示すように、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ1_Outを出力する。図８（ａ）乃至（ｇ）の状態では、この出力信号Ａ1_Outの電圧は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０で基準として用いられ且つデューティー比最大に対応する電圧Ｖref_2より低い電圧となっているので、上で述べたようにＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０と基準電圧調整回路４５０とは動作しない。動作しない状態を図８（ｅ）乃至（ｇ）に示している。すなわち、出力信号Ａ1_Outの電圧は常にＶref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０のコンパレータ４４１の出力側信号ＤＭＣ＿Ｏ1もＤＭＣ＿Ｏ2もゼロのままになる。さらに、基準電圧調整回路４５０のコンパレータ４５１で三角波ＶＴＷ_2とＤＭＣ＿Ｏ2と、を比較しても、ＤＭＣ＿Ｏ2はゼロのままなので、コンパレータ４５１の出力側の信号ＤＭＣ２＿ＯもＶＱＧもゼロのままとなる。そうすると、基準電圧調整回路４５０のＦＥＴ（Ｓ１１）はオフのままとなるので、図８（ｇ）に示すように、コンデンサＣ１５の出力電圧Ｖ_Vrefは、直流電源Ｖref_1の初期基準電圧Ｖref_1のままで変化しない。

　次に、図９（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoが低下し始めた場合の動作について説明する。なお、図９（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。

　上で説明し且つ図９（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路４１０が電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoは低下してしまう。図９（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbも低下する。

　一方、電圧誤差検出回路４３１は、現在のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路４２０のＶo_fbが低下するならば、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図９（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。図９（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０のコンパレータ４４１の出力ＤＭＣ＿Ｏ1がオンになる期間が徐々に長くなる。さらに、図９（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2は、ＤＭＣ＿Ｏ1をローパスフィルタで滑らかにした後の信号であるが、ＤＭＣ＿Ｏ1のオンの時間が長くなるので、徐々に電圧が上昇する。そして、基準電圧調整回路４５０における三角波信号ＶＴＷ_2の電圧よりＤＭＣ＿Ｏ1の電圧が高い期間については、図９（ｆ）に示すように基準電圧調整回路４５０のコンパレータ４５１の出力ＤＭＣ２＿Ｏがオンになる。この信号ＤＭＣ２＿Ｏもローパスフィルタで滑らかにすると、図９（ｆ）のような信号ＶＱＧが生成される。この信号ＶＱＧにより基準電圧調整回路４５０のＦＥＴ（Ｓ１１）のオン／オフが行われるようになる。ＦＥＴ（Ｓ１１）がオンになると、コンデンサＣ１５から放電されるようになる。従って、放電する時間が長いほど又放電頻度が高いほど、基準電圧Ｖ_Vrefは下がってゆくことになる。図９（ｆ）に示すように、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が、過去の所定期間内において高くなると、信号ＶＱＧが０ではない期間が頻繁に発生し、それと共に長くなる。それにつれて図９（ｇ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefは徐々に下がってゆく。

　そうすると、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧も下がり、さらに基準電圧Ｖ_Vrefも下がってゆくので、電圧誤差検出回路４３１に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図９（ｈ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefが下げられた後、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の出力Ａ1_Out（ここでは補正後Ａ1_Out）も、徐々に下がってゆく。そうすると、図９（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路４３２のコンパレータ４３２１の負極側入力の三角波の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図９（ｉ）に示すように、スイッチングパルス（補正後Ｐulと表す）のオンの幅が短くなる。すなわち、定電圧制御回路４３０からすると、デューティー比を高くして、図６に示したＤ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作した結果、あたかもこの動作に効果があったように見える。従って、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたというものである。

　これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路４１０が電力を引き出すように動作すれば、図９（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。

　このように高価なプロセッサなどを用いることなく安価な素子のみで最大電力点追跡が可能となる。

［実施の形態２の他の実施例］
　定電圧制御回路４３０には、従来からある定電圧制御回路を使用することができる。また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０についても、図１０に示すようなＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４５と置換することができる。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４５は、抵抗Ｒ３１乃至Ｒ３４と、コンデンサＣ２１及びＣ２２と、オペアンプ４４５１と、直流電源Ｖref_2とを有する。直流電源Ｖref_2は、駆動信号発生回路４３２の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路４３２に入力される入力信号Ａ1_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する。

　電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outは、抵抗Ｒ３２の一端と抵抗Ｒ３１の一端と接続されており、抵抗Ｒ３１の他端はコンデンサＣ２１の一端に接続されており、コンデンサＣ２１の他端は抵抗Ｒ３２の他端とオペアンプ４４５１の正極側入力端子と接続されている。オペアンプ４４５１の正極側入力端子は、さらに、抵抗Ｒ３３の一端及び抵抗Ｒ３４の一端と接続されている。抵抗Ｒ３４の他端は、コンデンサＣ２２の一端に接続されており、コンデンサＣ２２の他端は、抵抗Ｒ３３の他端とオペアンプ４４５１の出力とに接続されている。オペアンプ４４５１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されており、直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。

　このようなＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４５は、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outの電圧と電圧Ｖref_2との差に応じた電圧の信号ＤＭＣ＿Ｏ２として出力する。すなわち図９（ｄ）に示すように、出力Ａ1_Outが電圧Ｖref_2を上回ると、その分ＤＭＣ＿Ｏ２が上昇するので、図９（ｆ）に示したＤＭＣ２＿Ｏと類似した変化を示すようになる。

［実施の形態３］
　図１１に、第３の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。図１１に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置５００と、電力変換装置５００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００並びに負荷Ａ乃至Ｃは、第２の実施の形態と同様である。

　電力変換装置５００は、（Ａ）スイッチを有し、太陽電池１００からの出力電圧をスイッチのスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を電圧検出信号調整回路５３０に出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０からの出力に従って出力電圧検出回路５２０からの検出信号を調整して、調整後検出信号を出力する電圧検出信号調整回路５３０と、（Ｄ）固定の基準電圧と電圧検出信号調整回路５３０からの調整後検出信号の電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０を制御する定電圧制御回路５４０と、（Ｅ）定電圧制御回路５４０から出力され且つＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチのオンオフを指示するスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０とを有する。

　図１１に示した電力変換装置５００の動作は、基本的には第２の実施の形態の電力変換装置４００とほぼ同じである。但し、本実施の形態では、基準電圧Ｖ_Vrefを調整するのではなく、基準電圧Ｖ_Vrefは固定で、出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧が調整の対象となる。調整の程度は、第２の実施の形態と同様で、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて決められる。

　より具体的には、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０が太陽電池１００から電流を引き出しすぎて出力電圧が低下するような状態では、定電圧制御回路５４０により、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値にして、さらに電圧を引き上げようとする。これに対して、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出すると、電圧検出信号調整回路５３０に検出信号を発信する。電圧検出信号調整回路５３０は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧を上昇させて、基準電圧Ｖ_Vrefとの差を狭める。

　なお、定電圧制御回路５４０によるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の出力電力とが、図４（ａ）の電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置５００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。

　基準電圧Ｖ_Vrefと調整後検出信号の電圧との差が狭くなると、定電圧制御回路５４０は、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値から引き下げる。また、調整後検出信号の調整量は、時定数があるので、すぐには０にならないので、徐々に減少することになる。

　このような動作以外の部分は、ほとんど第２の実施の形態と同様である。従って、第２の実施の形態と同様に、最大電力点を安価な回路素子で追跡させることができるようになる。

［実施の形態３の実施例］
　第３の実施の形態における具体的回路例を図１２に示す。なお、太陽電池１００は第２の実施の形態と同じであり、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０は第２の実施の形態におけるＤ／Ｄコンバータ回路４１０と同じである。また、出力電圧検出回路５２０は第２の実施の形態における出力電圧検出回路４２０と同じであるので、図示は省略する。

　定電圧制御回路５４０は、例えばＰＩＤ制御回路であり、電圧誤差検出回路５４１と、駆動信号発生回路５４２と、を含む。

　電圧誤差検出回路５４１は、電圧検出信号調整回路５３０の出力に接続されており、抵抗Ｒ４１乃至Ｒ４４と、コンデンサＣ４１及びＣ４２と、オペアンプ５４１１とを有する。電圧検出信号調整回路５３０の出力は抵抗Ｒ４１及びＲ４２の一端に接続され、抵抗Ｒ４１の他端はコンデンサＣ４１の一端に接続され、コンデンサＣ４１の他端と抵抗Ｒ４２の他端とは、オペアンプ５４１１の負極側入力端子に接続されている。

　また、オペアンプ５４１１の負極側入力端子は、コンデンサＣ４２の一端及び抵抗Ｒ４３の一端と接続されており、コンデンサＣ４２の他端は抵抗Ｒ４４の一端に接続され、抵抗Ｒ４４の他端と抵抗Ｒ４３の他端とはオペアンプ５４１１の出力端子に接続される。さらにオペアンプ５４１１の正極側入力端子には、固定の基準電圧Ｖ_Vrefを出力する直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されている。なお、直流電源Ｖ_Vrefの負極端子は接地されている。

　駆動信号発生回路５４２は、コンパレータ５４２１と三角波発生器５４２２とを含む。コンパレータ５４２１の正極側入力端子には、電圧誤差検出回路５４１の出力端子が接続されており、コンパレータ５４２１の負極側入力端子には、三角波発生器５４２２が接続されている。コンパレータ５４２１の出力端子は、接続端子Ａを介してＤ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続される。

　また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０は、コンパレータ５５１と、抵抗Ｒ４５及びＲ４６と、コンデンサＣ４３と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ５５１の正極側入力端子は、電圧誤差検出回路５４１のオペアンプ５４１１の出力端子に接続されており、コンパレータ５５１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極端子は接地されている。コンパレータ５５１の出力は、抵抗Ｒ４５の一端に接続されており、抵抗Ｒ４５の他端は抵抗Ｒ４６の一端及びコンデンサＣ４３の一端と電圧検出信号調整回路５３０の入力とに接続されている。抵抗Ｒ４６の他端及びコンデンサＣ４３の他端とは接地されている。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０のコンパレータ５５１は、駆動信号発生回路５４２に対する入力信号Ａ1_Outと、駆動信号発生回路５４２の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５４２に入力される入力信号Ａ1_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2とを比較する。そして、入力信号Ａ1_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ５５１は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏ1を出力する。但し、コンパレータ５５１の出力にはローパスフィルタが接続されており、出力されたパルス波は、滑らかな信号波ＤＭＣ＿Ｏ2として電圧検出信号調整回路５３０に出力される。

　電圧検出信号調整回路５３０は、コンパレータ５３４と、三角波発生器５３５と、オペアンプ５３１及び５３２と、抵抗Ｒ５１乃至Ｒ６２と、ＦＥＴ（Ｓ５１）と、トランジスタＴ１と、コンデンサＣ５１及びＣ５２と、電圧Ｖ_Vrefを出力する直流電源Ｖ_Vrefと、所定の電圧Ｖref_3を出力する直流電源Ｖref_3とを有する。

　コンパレータ５３４の正極側入力端子には、三角波発生器５３５が接続されており、コンパレータ５３４の負極側入力端子には、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０の出力が接続されている。コンパレータ５３４の出力端子には、抵抗Ｒ５６の一端が接続されており、抵抗Ｒ５６の他端には抵抗Ｒ５７の一端及びコンデンサＣ５１の一端並びにＦＥＴ（Ｓ５１）のゲート端子が接続されている。抵抗Ｒ５７の他端及びコンデンサＣ５１の他端は接地されている。また、ＦＥＴ（Ｓ５１）のソース端子は接地されており、ドレイン端子は、抵抗Ｒ６１の一端に接続されている。抵抗Ｒ６１の他端は、抵抗Ｒ５８の一端及び抵抗Ｒ５９の一端に接続されている。抵抗Ｒ５８の他端は直流電源Ｖref_3の正極側端子に接続されており、直流電源Ｖref_3の負極側端子は接地されている。さらに、抵抗Ｒ５９の他端は、抵抗Ｒ６０の一端及びコンデンサＣ５２の一端に接続されている。コンデンサＣ５２の他端は接地されている。抵抗Ｒ６０の他端は、抵抗Ｒ６２の一端及びトランジスタＴ１のベース端子に接続されている。さらに、抵抗Ｒ６２の他端は接地されている。トランジスタＴ１のエミッタは接地されており、コレクタは抵抗Ｒ５５の一端に接続されている。

　さらに、抵抗Ｒ５１の一端は、出力電圧検出回路５２０の出力に接続されており、抵抗Ｒ５１の他端は、抵抗Ｒ５２の一端及びオペアンプ５３１の負極側入力端子に接続されている。オペアンプ５３１の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ５２の他端はオペアンプ５３１の出力端子と抵抗Ｒ５５の他端と抵抗Ｒ５３の一端に接続されている。

　抵抗Ｒ５３の他端は、抵抗Ｒ５４の一端とオペアンプ５３２の負極側入力端子とに接続されている。オペアンプ５３２の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ５４の他端はオペアンプ５３２の出力端子と定電圧制御回路５４０の電圧誤差検出回路５４１の入力に接続されている。

　コンパレータ５３４は、三角波発生器５３５の出力ＶＴＷ＿３とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０の出力とを比較するが、スイッチングパルスのデューティー比が最大値にならない限り、出力ＶＴＷ＿３の電圧の方がＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2の電圧より高いので、常にハイの出力ＤＭＣ２＿Ｏを出す。一方、スイッチングパルスのデューティー比が最大値になると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2の電圧が上昇するので、徐々に出力ＤＭＣ２＿Ｏがオフになる期間が増加する。コンパレータ５３４の出力側にはローパスフィルタが設けられているので、ローパスフィルタで平滑化された信号ＶＱＧでＦＥＴ（Ｓ５１）はオンオフされる。但し、ＦＥＴ（Ｓ５１）は、通常はオンになっており、コンデンサＣ５２には電荷が貯まらない。オフの期間が長くなると徐々にコンデンサＣ５２に貯まって電圧も高くなって行く。一方、コンデンサＣ５２の電圧が高くなると、トランジスタＴ１のベース端子に印加される電圧ＶＱＢも高くなって、トランジスタＴ１もオンになるが、その場合には、オペアンプ５３１の出力電圧を引き下げるように作用する。

　なお、オペアンプ５３１では、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbを反転させているので、トランジスタＴ１がオンになると、さらにオペアンプ５３１の出力Ｖof2の電圧を引き下げるように作用する。その上で、オペアンプ５３２は、再度出力Ｖof2を反転させて、出力Ｖof3を電圧検出信号調整回路５３０の出力として電圧誤差検出回路５４１に出力する。より具体的には、Ｖof2が引き下げられていると、Ｖof3は引き上げられることになり、あたかも出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが高くなったように、定電圧制御回路５４０の電圧誤差検出回路５４１には見える。

　次に、図１３及び図１４を用いて、図１２で示した回路の動作の主要部分を説明する。

　まず、図４（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図１３（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図１３（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図１２に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。

　図１３（ａ）は、駆動信号発生回路５４２の出力であるスイッチングパルスを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっており、図１３（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖoも、図１３（ｃ）に示す出力電圧検出回路５２０の出力信号Ｖo_fbも、図中は大げさに示されているが、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveも一定となっている。なお、図１３（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０と電圧検出信号調整回路５３０とは動作しておらず、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbと電圧検出信号調整回路５３０の出力Ｖof3とはほぼ同じとなっている。

　図１３（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路５４１は、Ｖo_fb（＝Ｖof3）とＶ_Vrefの比較を行い、図１３（ｄ）に示すように、Ｖof3とＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ1_Outを出力する。図１３（ａ）乃至（ｇ）の状態では、この出力信号Ａ1_Outの電圧は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０で基準として用いられ且つデューティー比最大に対応する電圧Ｖref_2より低い電圧となっているので、上で述べたようにＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０と電圧検出信号調整回路５３０とは動作しない。動作しない状態を図１３（ｅ）乃至（ｇ）に示している。すなわち、出力信号Ａ1_Outの電圧は常にＶref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０のコンパレータ５５１の出力側信号ＤＭＣ＿Ｏ1もＤＭＣ＿Ｏ2も０のままになる。さらに、電圧検出信号調整回路５３０のコンパレータ５３４で三角波ＶＴＷ_3とＤＭＣ＿Ｏ2とを比較しても、ＤＭＣ＿Ｏ2は０のままなので、コンパレータ５３４の出力側の信号ＤＭＣ２＿ＯもＶＱＧもハイのままとなる。そうすると、電圧検出信号調整回路５３０のＦＥＴ（Ｓ５１）はオンのままとなるので、図１３（ｆ）に示すように、トランジスタＴ１のベース端子に印加されるコンデンサＣ５２の電圧は、トランジスタＴ１をオンにするような電圧にはならず、低いままとなる。

　次に、図１４（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが低下し始めた場合の動作について説明する。なお、図１４（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。

　上で説明し且つ図１４（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電流を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図１４（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。

　一方、電圧誤差検出回路５４１は、固定のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが低下し且つＶof2に対する調整が行われない場合には、電圧誤差検出回路５４１の出力Ａ1_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図１４（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ５１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路５４１の出力Ａ1_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。図１４（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０のコンパレータ５５１の出力ＤＭＣ＿Ｏ1がオンになる期間が徐々に長くなる。さらに、図１４（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2は、ＤＭＣ＿Ｏ1をローパスフィルタで平滑化した後の信号であるが、ＤＭＣ＿Ｏ1のオンの時間が長くなるので、徐々に電圧が上昇する。ここまでは第２の実施の形態の具体的回路例について述べた動作とほぼ同じである。

　そして、電圧検出信号調整回路５３０における三角波信号ＶＴＷ_3の電圧よりＤＭＣ＿Ｏ2の電圧が低い期間については、図１４（ｆ）に示すように電圧検出信号調整回路５３０のコンパレータ５３４の出力ＤＭＣ２＿Ｏがオンになる。この信号ＤＭＣ２＿Ｏもローパスフィルタで平滑化された信号ＶＱＧ（図示せず）が生成される。この信号ＶＱＧにより電圧検出信号調整回路５３０のＦＥＴ（Ｓ５１）のオン／オフが行われ、第２の実施の形態の具体的回路例とは異なり、本例ではＦＥＴ（Ｓ５１）がオフで、コンデンサＣ５２から放電される状態が通常である。しかし、スイッチングパルスのデューティー比が最大になると、ＦＥＴ（Ｓ５１）がオフになる期間が長くなると共に頻繁にオフになるようになって、図１４（ｆ）に示すように、トランジスタＴ１のベースに印加される電圧ＶＱＢが上昇するようになる。すなわち、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が過去の所定期間内において高くなると、トランジスタＴ１がオンとなる頻度及び期間が長くなり、図１４（ｇ）に実線で示すように電圧検出信号調整回路５３０のオペアンプ５３１の出力電圧Ｖof2が引き下げられる。点線は調整が行われなかった場合のカーブを表す。そうすると、電圧検出信号調整回路５３０の出力Ｖof3は、反対に上昇することになる。

　一方、基準電圧Ｖ_Vrefは固定であるから、電圧誤差検出回路５４１に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図１４（ｈ）に示すように、電圧検出信号調整回路５３０の出力Ｖof3が引き上げられた後、出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路５４１のオペアンプ５４１１の出力Ａ1_Out（ここでは補正後Ａ1_Out）も、徐々に下がってゆく。そうすると、図１４（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５４２のコンパレータ５４２１の負極側入力端子の三角波信号ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図１４（ｉ）に示すように、スイッチングパルス（補正後Ｐulと表す）のオンの幅が短くなる。すなわち、定電圧制御回路５４０からすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作した結果、あたかもこの動作に効果があったようにみえる。従って、電圧検出信号調整回路５３０の出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたということである。

　これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出すように動作すれば、図１４（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。

［実施の形態４］
　第４の実施の形態は、第２の実施の形態の変形である。

　図１５に、本発明の第４の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。図１５に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置６００と、電力変換装置６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００、並びに負荷Ａ乃至Ｃは、第２の実施の形態と同じである。

　電力変換装置６００は、（Ａ）スイッチを有し、太陽電池１００からの出力電圧をスイッチのスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路４１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路４２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路４２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０を制御する定電圧制御回路６２０と、（Ｄ）定電圧制御回路６２０から出力され且つＤ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチのオンオフを指示するスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０と、（Ｅ）初期基準電圧をそのまま基準電圧として出力するか、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０の検出信号に応じて初期基準電圧を調整して基準電圧を生成して、定電圧制御回路６２０へ出力する基準電圧調整回路４５０と、（Ｆ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０の検出信号に応じて定電圧制御回路６２０のスイッチングパルスを加工する電力制限回路６１０とを有する。

　定電圧制御回路６２０では、電力制限回路６１０が動作すると、スイッチングパルスのデューティー比が、強制的に下げられる。

　次に、図１６を用いて、図１５に示した電力変換装置６００の動作について説明する。なお、第２の実施の形態と同じように、太陽電池１００からの出力電力をＰpv、電力変換装置６００の出力電圧をＶo、出力電力をＰout、定電圧制御回路６２０からＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０への出力をＤｕｔｙ、初期基準電圧をＶref_1、基準電圧調整回路４５０から定電圧制御回路６２０への出力電圧をＶ_Vrefと表すものとする。

　本実施の形態でも、図４（ａ）及び（ｂ）に基づき、図１６（ａ）乃至（ｅ）により電力変換装置６００の動作を説明する。

　図１６（ａ）は、太陽電池１００からの出力電力Ｐpv、電力変換装置６００の出力電圧Ｐoutの時間変化を表している。なお、電力変換装置６００による損失があるので、必ずＰpv＞Ｐoutの関係が成り立つ。比較のため、最大電力点Ｐpv_maxも示されている。また、図１６（ｂ）は、電力変換装置６００の出力電圧Ｖoの時間変化を表す。図１６（ｃ）は、基準電圧調整回路４５０からの基準電圧Ｖ_Vrefの時間変化を表す。比較のため初期基準電圧Ｖref_1も示されている。図１６（ｄ）は、定電圧制御回路６２０の出力Ｄｕｔｙの時間変化を表す。なお、出力Ｄｕｔｙについて予め定められた最大値ＤｕｔｙＭａｘも比較のため示されている。

　まず、太陽電池１００からの出力電力が、電力点Ａより小さい電力から電力点Ａを超えて電力点Ｍに到達するまでについては、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０と出力電圧検出回路４２０と定電圧制御回路６２０とが通常どおり動作する。すなわち、基準電圧調整回路４５０では何もせずに初期基準電圧Ｖref_1がそのまま出力され（図１６（ｃ））、Ｖ_Vref＝Ｖref_1であって、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖ_feedとの差に応じて定電圧制御回路６２０は、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチのスイッチングを行わせる。

　具体的には、電力点Ａを超えて太陽電池１００から電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０をそれまでと同じように駆動するだけでは出力電圧検出回路４２０の出力Ｖ_feedが下がってしまう。この低下により、定電圧制御回路６２０は、図１６（ｄ）に示すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及びＤｕｔｙの電圧を徐々に上げるように動作する。このようにすれば、図１６（ｂ）に示すように、電力変換装置６００の出力電圧Ｖoがほぼ一定に維持される。

　その後、太陽電池１００から引き出す電力が電力点Ｍに達すると、図１６（ａ）に示すように、太陽電池１００からの出力電力Ｐpvは低下するので、それにつられて電力変換装置６００の出力電力Ｐoutも低下する。また、図４（ｂ）からも分かるように、出力電圧Ｖoも低下してしまう。そうすると、定電圧制御回路６２０は、Ｖo（すなわちＶ_feed）とＶ_Vrefの差が大きくなったことを検出して、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧をＤｕｔｙＭａｘにまで上昇させる。

　このような状況が発生すると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０は、信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘに達したことを検出して、基準電圧調整回路４５０及び電力制限回路６１０に検出信号を出力する。基準電圧調整回路４５０は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０からの検出信号に応じて、初期基準電圧Ｖref_1を引き下げるように調整して調整後の電圧Ｖ_Vrefを、定電圧制御回路６２０に出力する。この様子を図１６（ｃ）に示す。基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って決定される。

　さらに、電力制限回路６１０は、早期にＤ／Ｄコンバータ回路４１０による太陽電池１００からの電力引き出しレベルを下げる。このため、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０からの検出信号に応じて、定電圧制御回路６２０からＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０に出力される信号Ｄｕｔｙとは別に、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチのスイッチングを制御するための信号、例えば、スイッチングパルスそのもの又はスイッチングパルスの生成に用いられる信号を引き下げるように、定電圧制御回路６２０に作用する。これによって、図１６（ｅ）に点線で示すように、スイッチングパルスのデューティー比は、一時的に引き下げられる。

　なお、図１６（ａ）に示すように、定電圧制御回路６２０がＤ／Ｄコンバータ回路４１０を駆動し過ぎると、太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の実際の出力電力Ｐpvとが、電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置６００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。

　また、図１６（ｄ）に示すように、定電圧制御回路６２０は、Ｖo（すなわちＶ_feed）とＶ_Vrefの差が小さくなったことを検出して、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を引き下げる。そうすると、図１６（ａ）に示すように、定電圧制御回路６２０によるＤ／Ｄコンバータ回路４１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電流が減少する。しかし、通常、太陽電池１００から引き出される電流の減少幅はやや多めになるため、図４（ａ）に示すように、最大電力点Ｍを通過して電力点Ｃまで戻ってしまう。図１６（ａ）に示すように、この間、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは、一旦増加するが再度減少してしまう。電力変換装置６００の出力電圧Ｖoについては、この間のＤ／Ｄコンバータ回路４１０の駆動レベルでは徐々に上昇してゆく。

　なお、図１６（ｃ）に示すように、基準電圧調整回路４５０による基準電圧Ｖ_Vrefの調整は遅延があって、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０が信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘから下がっても、直ぐには調整は終了せず、さらに初期基準電圧Ｖref_1への復帰には時定数があるので、基準電圧Ｖ_Vrefは徐々に上昇することになる。

　この後、図１６（ｄ）に示すように、定電圧制御回路６２０は、出力電圧Ｖo（すなわちＶ_feed）と基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じてＤ／Ｄコンバータ回路４１０を駆動して太陽電池１００からより多くの電力を引き出すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を上昇させる。

　そうすると、図１６（ａ）に示すように、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは上昇して再度電力点Ｍに達する。この後の動作は、最初に電力点Ｍに達した後とほぼ同じになる。但し、図１６（ｃ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefは、初期基準電圧Ｖref_1に戻っておらず、電力変換装置６００の出力電圧Ｖoも目標値に達していないので、動作としては同じでも基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅などは若干異なってくる。このように完全に同じ動作ではないので、電力点ＣではなくＣ1やＣ2、電力点ＢではなくＢ1やＢ2で、図４（ｂ）のカーブ上動作を切り替えることになる。

［実施の形態４の実施例１］
　第４の実施の形態における具体的回路例を図１７に示す。なお、太陽電池１００、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０、出力電圧検出回路４２０、蓄電池３００及び負荷なども同じであるから、図示は省略する。すなわち、図１７を用いて本実施の形態に係る定電圧制御回路６２０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂと基準電圧調整回路４５０ｂと電力制限回路６１０の具体的回路例を示す。

　定電圧制御回路６２０は、例えばＰＩＤ制御回路である電圧誤差検出回路４３１と、駆動信号発生回路４３２と抵抗Ｒ７６とを含む。電圧誤差検出回路４３１及び駆動信号発生回路４３２は、第２の実施の形態と同じであり、ここでは詳細な説明は省略する。但し、後に述べるように電力制限回路６１０が抵抗Ｒ７６を介して駆動信号発生回路４３２に接続される部分のみが異なる。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂは、コンパレータ４４３と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。電圧Ｖref_2は、駆動信号発生回路４３２の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路４３２に入力される入力信号Ａ1_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する。コンパレータ４４３の正極側入力端子は、電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の出力端子に接続されており、コンパレータ４４３の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ４４３の出力端子は、基準電圧調整回路４５０ｂの入力及び電力制限回路６１０の入力に接続されている。この接続によって、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outの電圧がＶref_2を超えると、コンパレータ４４３の出力がオンになり、電力制限回路６１０と基準電圧調整回路４５０ｂに伝えられる。

　基準電圧調整回路４５０ｂは、抵抗Ｒ７１乃至Ｒ７４と、コンデンサＣ６１と、ＦＥＴ（Ｓ６２）と、を有する。抵抗Ｒ７１の一端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力と接続されており、抵抗Ｒ７１の他端は、ＦＥＴ（Ｓ６２）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ６２）のソース端子は接地されており、ＦＥＴ（Ｓ６２）のドレイン端子は抵抗Ｒ７２の一端とＲ７３の一端と抵抗Ｒ７４の一端に接続されている。抵抗Ｒ７２の他端は、電力変換装置６００の電源Ｖcc（出力電圧もＶccと記すことにする）に接続されており、抵抗Ｒ７３の他端は接地されている。抵抗Ｒ７４の他端は、コンデンサＣ６１の一端及び電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の正極側入力端子に接続されている。基準電圧調整回路４５０ｂの出力Ｖ_Vrefの初期電圧、すなわち初期基準電圧は、Ｖcc×（Ｒ７３／（Ｒ７３＋Ｒ７２））の計算式で計算される。なお、Ｒ７２は抵抗Ｒ７２の抵抗値であり、Ｒ７３は抵抗Ｒ７３の抵抗値とする。ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂからの出力がローであれば、コンデンサＣ６１には、初期基準電圧で電荷がチャージされる。一方、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂからの出力がハイになると、コンデンサＣ６１から電荷が放出されて、コンデンサＣ６１の電圧がＶ_Vrefとなって出力される。

　電力制限回路６１０は、抵抗Ｒ７５と、ＦＥＴ（Ｓ６１）とを有する。抵抗Ｒ７５の一端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力に接続され、抵抗Ｒ７５の他端はＦＥＴ（Ｓ６１）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ６１）のソース端子は接地されており、ＦＥＴ（Ｓ６１）のドレイン端子は、駆動信号発生回路４３２の抵抗Ｒ７６の一端に接続されている。従って、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力がハイになると、ＦＥＴ（Ｓ６１）がオンになり、結果として駆動信号発生回路４３２の出力がローに引き下げられることになる。

　次に、図１８及び図１９を用いて、本実施例に係る電力変換装置６００の動作について説明する。

　まず、図４（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図１８（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図１８（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図１７に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。

　図１８（ａ）は、駆動信号発生回路４３２の出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっている。図１８（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路４１０の出力電圧Ｖoも、図１８（ｃ）に示す出力電圧検出回路４２０の出力信号Ｖo_fbも、図中は変動が大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveもほぼ一定となっている。なお、図１８（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂと基準電圧調整回路４５０ｂとは動作しておらず、電源電圧ＶccをＲ７３／（Ｒ７３＋Ｒ７２）で抵抗分割することによって得られる電圧が基準電圧調整回路４５０ｂの出力電圧Ｖ_Vrefとなっている。

　図１８（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路４３１は、Ｖo_fbとＶ_Vrefの比較を行い、図１８（ｄ）に示すように、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ1_Outを出力する。図１８（ａ）乃至（ｇ）の状態では、この出力信号Ａ1_Outの電圧は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂで基準として用いられ且つデューティー比最大に対応する電圧Ｖref_2より低い電圧となっている。このことにより、上で述べたようにＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂと基準電圧調整回路４５０ｂとは動作しない。この動作しない状態を図１８（ｅ）乃至（ｇ）に示している。すなわち、出力信号Ａ1_Outの電圧は常にＶref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂのコンパレータ４４３の出力側信号ＤＭＣ＿Ｏはオフのままになる。さらに、基準電圧調整回路４５０ｂのＦＥＴ（Ｓ６２）もオフのままとなる。そうすると、図１８（ｆ）に示すように、コンデンサＣ６１の出力電圧Ｖ_Vrefは、上で述べたように電源Ｖccの電圧Ｖccを抵抗Ｒ７２及びＲ７３で抵抗分割した結果の値となる。

　また、図１８（ｇ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオフのままであるから、電力制限回路６１０のＦＥＴ（Ｓ６１）もオフのままで、駆動信号発生回路４３２の出力Ｐulには何も変化はない。

　次に、図１９（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoが減少し始めた場合の動作について説明する。なお、図１９（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。

　上で説明し且つ図１９（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路４１０が電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoは低下してしまう。図１９（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbも低下する。

　一方、電圧誤差検出回路４３１は、現在のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路４２０のＶo_fbが低下するならば、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図１９（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。そして図１９（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂのコンパレータ４４３の出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間が徐々に長くなる。一方、図１９（ｆ）に示すように、電力制限回路６１０のＦＥＴ（Ｓ６１）は、ＤＭＣ＿Ｏがオンになると同じくオンになるため、電力制限回路６１０の出力Ｖ_pwは、ＦＥＴ（Ｓ６１）がオンの期間中、０になる。

　また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏに応じて、基準電圧調整回路４５０ｂのＦＥＴ（Ｓ６２）もオンになるので、コンデンサＣ６１から放電されるようになる。従って、放電する時間が長いほど又放電頻度が高いほど、基準電圧Ｖ_Vrefは下がってゆくことになる。図１９（ｇ）に示すように、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が、過去の所定期間内において高くなると、頻繁に且つ長い期間コンデンサＣ６１の放電が行われるようになるので、結果としてＶ_Vrefは徐々に下がってゆく。

　そうすると、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧も下がり、さらに基準電圧Ｖ_Vrefも下がってゆくので、電圧誤差検出回路４３１に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図１９（ｈ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefが下げられた後、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の出力Ａ1_Out（ここでは補正後Ａ1_Out）も、徐々に下がってゆく。そうすると、図１９（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路４３２のコンパレータ４３２１の負極側入力の三角波信号ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図１９（ｉ）の点線で示すように、スイッチングパルス（補正後Ｐulと表す）のオンの幅が短くなる。

　このように、定電圧制御回路６２０からすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作する。その結果、あたかもこの動作に効果があったようにみえる。従って、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたということである。

　但し、図１９（ｉ）の実線で示したように、ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間は、電力制限回路６１０によって強制的に電圧を０にさせられるので、第２の実施の形態の場合に比して、早期にスイッチングパルス（補正後Ｐul）のオンの幅が短くなる。すなわち、早期にＤ／Ｄコンバータ回路４１０の駆動レベルが下げられる。これによって、最大電力点の追跡が高速に行われるようになる。

　これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路４１０が電力を引き出すように動作すれば、図１９（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。

［実施の形態４における他の具体的回路例］
　図１７に示したＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂ、基準電圧調整回路４５０ｂ及び電力制限回路６１０の代わりに、図２０に示すようなＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｃ、基準電圧調整回路４５０ｃ及び電力制限回路６１０ｂを採用するようにしても良い。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｃは、オープンコレクタタイプのコンパレータ４４４及び４４５と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2と、抵抗Ｒ８１とを有する。

　電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outは、コンパレータ４４４の負極側入力端子と、コンパレータ４４５の正極側入力端子とに入力される。コンパレータ４４４の正極側入力端子には、直流電源Ｖref_2の正極側端子が接続され、コンパレータ４４５の負極側入力端子には、直流電源Ｖref_2の正極側端子が接続される。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。なお、コンパレータ４４５の出力端子は、抵抗Ｒ８１を介して電源Ｖccに接続されると共に、電力制限回路６１０ｂにも接続されている。

　基準電圧調整回路４５０ｃは、抵抗Ｒ８３乃至Ｒ８５と、コンデンサＣ６２とを有する。コンパレータ４４４の出力端子は、抵抗Ｒ８３の一端、抵抗Ｒ８４の一端、抵抗Ｒ８５の一端に接続されており、抵抗Ｒ８３の他端は、電源Ｖccに接続されている。また、抵抗Ｒ８４の他端は接地されており、抵抗Ｒ８５の他端は、コンデンサＣ６２の一端及び電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の正極側入力端子に接続されている。コンデンサＣ６２の他端は接地されている。このようにオープンコレクタタイプのコンパレータ４４４を使用することによって、基準電圧調整回路４５０ｂのＦＥＴを１つ削減できている。基準電圧調整回路４５０ｂのＦＥＴを除去したため、コンパレータ４４４の入力が図１７の場合とは逆になっている。すなわち、信号Ａ1_Outの電圧がスイッチングパルスのデューティー比の最大値に対応する電圧に達するまでは、コンパレータ４４４の出力はハイとなる。しかし、オープンコレクタタイプのコンパレータ４４４であるから、コンデンサＣ６２には抵抗Ｒ８３及びＲ８４で抵抗分割して得られる初期基準電圧、すなわちＶcc×（Ｒ８４／（Ｒ８４＋Ｒ８３））で計算される値が印加され、電荷がチャージされる。一方、信号Ａ1_Outの電圧がスイッチングパルスのデューティー比の最大値に対応する電圧に達すると、コンパレータ４４４の出力はローになり、オープンコレクタタイプのコンパレータ４４４であるから、コンデンサＣ６２から電荷が放出されるようになる。一方、コンパレータ４４５の正極側入力端子には、信号Ａ1_Outが入力されるので、信号Ａ1_Outの電圧が電圧Ｖref_2に達すると、コンパレータ４４５の出力はハイになり、電力制限回路６１０ｂのＦＥＴ（Ｓ６３）がオンになる。

　また、電力制限回路６１０ｂは、抵抗Ｒ８２と、ＦＥＴ（Ｓ６３）とを有する。抵抗Ｒ８２の一端は、抵抗Ｒ８１とコンパレータ４４５の出力端子とに接続されており、抵抗Ｒ８２の他端は、ＦＥＴ（Ｓ６３）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ６３）のソース端子は接地されており、ドレイン端子は、駆動信号発生回路４３２の出力に接続されている。電力制限回路６１０ｂの動作は、上で述べた実施例１の回路と同じである。

［実施の形態４の実施例２］
　第４の実施の形態における実施例１では、電力制限回路６１０がＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングパルスを直接調整するので、スイッチングパルスの周期とは無関係に調整が行われる場合がある。しかしながら、頻繁にスイッチングパルスをオンオフするとそれだけ消費電力が上がるので、スイッチングパルスの周期に合わせて調整を行うようにする。

　第４の実施の形態における第２の具体的回路例を図２１に示す。なお、太陽電池１００、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０、出力電圧検出回路４２０、蓄電池３００及び負荷なども同じであるから、図示は省略する。すなわち、図２１を用いて本実施の形態に係る定電圧制御回路６２０ｂとＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂと基準電圧調整回路４５０ｂと電力制限回路６１０の具体的回路例を示す。

　定電圧制御回路６２０ｂは、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとを比較する電圧誤差検出回路４３１と、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０を駆動する駆動信号発生回路４３２と、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outを電力制限回路６１０の出力に基づき調整する誤差信号合成回路６１２とを有する。

　電圧誤差検出回路４３１と駆動信号発生回路４３２とは、第２の実施の形態と同一であるからここでは説明を省略する。また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂと基準電圧調整回路４５０ｂと電力制限回路６１０は、第４の実施の形態の実施例１と同じであるから、これらについても説明を省略する。

　誤差信号合成回路６１２は、オペアンプ６１２１と、抵抗Ｒ９１乃至Ｒ９５と、コンデンサＣ７１とを有する。オペアンプ６１２１の正極側入力端子には、電圧誤差検出回路４３１の出力が接続されており、オペアンプ６１２１の負極側入力端子には、抵抗Ｒ９１の一端と抵抗Ｒ９５の一端とが接続されている。抵抗Ｒ９１の他端は接地されており、抵抗Ｒ９５の他端はオペアンプ６１２１の出力端子と接続されている。オペアンプ６１２１の出力端子は、抵抗Ｒ９２の一端と接続されており、抵抗Ｒ９２の他端は、抵抗Ｒ９３の他端と電力制限回路６１０の出力と接続されている。抵抗Ｒ９３の他端は、コンデンサＣ７１の一端と抵抗Ｒ９４の一端と駆動信号発生回路４３２とに接続されている。コンデンサＣ７１の他端と抵抗Ｒ９４の他端とは接地されている。

　誤差信号合成回路６１２のオペアンプ６１２１は、非反転バッファとして機能し、抵抗Ｒ９５及びＲ９１の抵抗値Ｒ９５及びＲ９１から、入力Ａ1_Outを（１＋Ｒ９５／Ｒ９１）倍した信号を生成する。この信号は、電力制限回路６１０が動作する場合にはその出力によって一時的に引き下げられるが、抵抗Ｒ９３及びＲ９４並びにコンデンサＣ７１のローパスフィルタで平滑化される。そうすると信号Ａ2_Outが生成されて、駆動信号発生回路４３２に出力される。

　次に、図２２及び図２３を用いて、本実施例に係る電力変換装置６００の動作について説明する。

　まず、図４（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図２２（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図２２（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図２１に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。

　図２２（ａ）は、駆動信号発生回路４３２の出力であるスイッチングパルスを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっており、図２２（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路４１０の出力電圧Ｖoも、図２２（ｃ）に示す出力電圧検出回路４２０の出力信号Ｖo_fbも、図中は大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveも一定となっている。なお、図２２（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂと基準電圧調整回路４５０ｂと電力制限回路６１０とは動作しておらず、電源電圧ＶccをＲ７３／（Ｒ７３＋Ｒ７２）で抵抗分割することによって得られる電圧が基準電圧調整回路４５０ｂの出力電圧Ｖ_Vrefとなっている。

　図２２（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路４３１は、Ｖo_fbとＶ_Vrefの比較を行い、図２２（ｄ）に示すように、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ1_Outを出力する。さらに、図２２（ｄ）に示すように、誤差信号合成回路６１２の非反転バッファは、出力信号Ａ1_Outよりも若干高い電圧の信号Ａ2_Outを生成する。図２２（ｄ）は、その差を強調表示しているので、実際にはこのような差を出すわけではない。

　なお、図２２（ｄ）に示すように、出力信号Ａ1_Outの電圧は、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０に対するスイッチングパルスのデューティー比を最大にする際の電圧Ｖref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂ、基準電圧調整回路４５０ｂ及び電力制限回路６１０は、動作しない。すなわち、図２２（ｅ）乃至（ｇ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏは、ローのままで変化せず、その結果基準電圧調整回路４５０ｂの出力Ｖ_Vrefも変化しない。さらに、電力制限回路６１０のＦＥＴ（Ｓ６１）もオンにならないので、図２２（ｇ）で点線で示すように電力制限回路６１０の出力Ｖ_pwは不定である。

　次に、図２３（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoが減少し始めた場合の動作について説明する。なお、図２３（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。

　上で説明し且つ図２３（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路４１０が電流を引き出そうとする。そうすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスのデューティー比は最大となる一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoは低下してしまう。図２３（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbも低下する。

　一方、電圧誤差検出回路４３１は、現在のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路４２０のＶo_fbが低下するならば、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図２３（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路４３１の出力Ａ1_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。図２３（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂのコンパレータ４４３の出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間が徐々に長くなる。一方、図２３（ｅ）に示すように、電力制限回路６１０のＦＥＴ（Ｓ６１）は、ＤＭＣ＿Ｏがオンになると同じくオンになるため、電力制限回路６１０の出力Ｖ_pwは、ＦＥＴ（Ｓ６１）がオンの期間中、０になる。

　また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路４４０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏに応じて、基準電圧調整回路４５０ｂのＦＥＴ（Ｓ６２）もオンになるので、コンデンサＣ６１から放電されるようになる。従って、放電する時間が長いほど又放電頻度が高いほど、基準電圧Ｖ_Vrefは下がってゆくことになる。図２３（ｇ）に示すように、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が、過去の所定期間内において高くなると、頻繁に且つ長い期間コンデンサＣ６１の放電が行われるようになるので、結果としてＶ_Vrefは徐々に下がってゆく。

　そうすると、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧も下がり、さらに基準電圧Ｖ_Vrefも下がってゆくので、電圧誤差検出回路４３１に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図２３（ｈ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefが下げられた後、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路４３１のオペアンプ４３１１の出力Ａ1_Out（ここでは補正後Ａ1_Out）も、徐々に下がってゆく。

　さらに、この出力Ａ1_Outからオペアンプ６１２１によって生成される信号は、電力制限回路６１０が存在しなければ、図２３（ｈ）において点線で示すように、出力Ａ1_Outと同じ波形となるが、図２３（ｆ）に示した、電力制限回路６１０の出力Ｖ_pwによって、オペアンプ６１２１の出力は強制的に引き下げられる。電圧が引き下げられるのは、図２３（ｆ）で電圧がゼロになっている期間だけであり、オペアンプ６１２１の後段にはローパスフィルタが設けられているので、図２３（ｈ）に示すように、図２３（ｆ）で電圧がゼロになっている期間は電圧が下がる。そして、その期間が終了して出力Ａ1_Outの電圧が上昇すれば、それに応じて信号Ａ2_Outの電圧も上昇する。

　そうすると、図２３（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路４３２のコンパレータ４３２１の負極側入力の三角波信号ＶＴＷ＿１の電圧より低くなる期間が長くなる。従って、図２３（ｉ）の点線で示すように、出力Ａ1_Outをベースにスイッチングパルスを生成する場合に比して、出力Ａ2_Outをベースにスイッチングパルスを生成する場合（補正後Ｐulと表す）、パルスのオンの幅がより短くなる。

　このように、定電圧制御回路６２０ｂからすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作する。その結果、あたかもこの動作に効果があったようにみえる。従って、出力電圧検出回路４２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くする。本実施例では、さらに、スイッチングパルスのデューティー比を強制的に、但しスイッチングパルスの周期に合わせて引き下げることによって、早期にＤ／Ｄコンバータ回路４１０の駆動レベルを引き下げている。すなわち、消費電力も増加させずに最大電力点の追跡が高速に行われるようになる。

　これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路４１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路４１０が電力を引き出すように動作すれば、図２３（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。

［実施の形態５］
　図２４に、第５の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。本実施の形態は、第３の実施の形態の変形である。

　図２４に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置７００と、電力変換装置７００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００並びに負荷Ａ乃至Ｃは、第２の実施の形態と同様である。

　電力変換装置７００は、（Ａ）スイッチを有し、太陽電池１００からの出力電圧をスイッチのスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０からの出力に従って出力電圧検出回路５２０からの検出信号を調整して、調整後検出信号を出力する電圧検出信号調整回路５３０と、（Ｄ）固定の基準電圧と電圧検出信号調整回路５３０からの調整後検出信号の電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０を制御する定電圧制御回路７２０と、（Ｅ）定電圧制御回路７２０から出力され且つＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０と、（Ｆ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０からの検出信号に応じて、定電圧制御回路７２０に対して、スイッチングパルスのデューティー比を強制的に下げさせる電力制限回路７１０とを有する。定電圧制御回路７２０は、電力制限回路７１０が動作すると、デューティー比を引き下げた形のスイッチングパルスを、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに出力するようになっている。

　図２４に示した電力変換装置７００の動作は、基本的には第３の実施の形態の電力変換装置５００とほぼ同じである。

　すなわち、基準電圧Ｖ_Vrefは固定で、出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧が調整の対象となる。調整の程度は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて決められる。

　より具体的には、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０が太陽電池１００から電流を引き出しすぎて出力電圧が低下するような状態では、定電圧制御回路７２０により、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値にして、電圧を引き上げようとする。これに対して、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出すると、電圧検出信号調整回路５３０に検出信号を発信する。電圧検出信号調整回路５３０は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧を上昇させて、基準電圧Ｖ_Vrefとの差を狭める。

　なお、定電圧制御回路７２０によるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の出力電力とが、図４（ａ）の電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると電力変換装置７００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。

　基準電圧Ｖ_Vrefと調整後検出信号の電圧との差が狭くなると、定電圧制御回路７２０は、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値から引き下げる。また、調整後検出信号の調整量は、時定数があるので、すぐには０にならないので、徐々に減少することになる。

　このような基本動作に加えて、第４の実施の形態と同様に、電力制限回路７１０は、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値になったことをＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０から信号が送られる。すると、このスイッチングパルスを強制的にオフにするための信号を、定電圧制御回路７２０に出力する。定電圧制御回路７２０は、上で述べたような基本動作を実施した上で、電力制限回路７１０からの信号に従って、スイッチングパルスのデューティー比をさらに強制的に引き下げる。これによって、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを早期に引き下げることができ、最大電力点の追跡が早期に行われる。

［実施の形態５の実施例］
　第５の実施の形態における具体的回路例を図２５に示す。なお、太陽電池１００は第２の実施の形態と同じであり、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０及び出力電圧検出回路５２０は、第３の実施の形態と同じであるので、図示及び説明は省略する。また、電力制限回路７１０は第４の実施の形態の電力制限回路６１０と同じであるので、説明は省略する。

　定電圧制御回路７２０は、例えばＰＩＤ制御回路であり、電圧誤差検出回路５４１と、駆動信号発生回路５４２と、電力制限回路７１０と接続される抵抗Ｒ１０１とを含む。電圧誤差検出回路５４１と駆動信号発生回路５４２は、第３の実施の形態と同じであるから、説明を省略する。なお、駆動信号発生回路５４２のオペアンプ５４２１の出力には抵抗Ｒ１０１の一端が接続されており、当該抵抗Ｒ１０１の他端はＤ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続される。さらに抵抗Ｒ１０１の他端は、電力制限回路７１０の出力と接続されている。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂは、コンパレータ５５１１と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ５５１１の正極側入力端子は、電圧誤差検出回路５４１のオペアンプ５４１１の出力端子に接続されており、コンパレータ５５１１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ５５１１の出力は、電圧検出信号調整回路５３０ｂに接続されている。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂのコンパレータ５５１１は、駆動信号発生回路５４２に対する信号Ａ1_Outと、駆動信号発生回路５４２の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５４２に入力される信号Ａ1_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2とを比較する。そして、信号Ａ1_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ５５１１は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏを、電圧検出信号調整回路５３０ｂ及び電力制限回路７１０に出力する。

　電圧検出信号調整回路５３０ｂは、オペアンプ５３１１及び５３１２と、抵抗Ｒ１０２乃至Ｒ１０９と、トランジスタＴ２と、コンデンサＣ１０１と、電圧Ｖ_Vrefを出力する直流電源Ｖ_Vrefとを有する。

　抵抗Ｒ１０８の一端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂの出力に接続されており、抵抗Ｒ１０８の他端は、抵抗Ｒ１０９の一端、抵抗Ｒ１０７の一端及びコンデンサＣ１０１の一端が接続されている。抵抗Ｒ１０９の他端及びコンデンサＣ１０１の他端は接地されている。抵抗Ｒ１０７の他端は、トランジスタＴ２のベース端子に接続されている。また、トランジスタＴ２のエミッタ端子は接地されており、コレクタ端子は、抵抗Ｒ１０６の一端に接続されている。

　さらに、抵抗Ｒ１０２の一端は、出力電圧検出回路５２０の出力に接続されており、抵抗Ｒ１０２の他端は、抵抗Ｒ１０３の一端及びオペアンプ５３１１の負極側入力端子に接続されている。オペアンプ５３１１の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１０３の他端はオペアンプ５３１１の出力端子と抵抗Ｒ１０６の他端と抵抗Ｒ１０４の一端に接続されている。

　抵抗Ｒ１０４の他端は、抵抗Ｒ１０５の一端とオペアンプ５３１２の負極側入力端子とに接続されている。オペアンプ５３１２の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１０５の他端はオペアンプ５３１２の出力端子と定電圧制御回路７２０の電圧誤差検出回路５４１の入力に接続されている。

　ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになると、コンデンサＣ１０１に電荷が貯まる。ＤＭＣ＿Ｏがオンになる頻度及び期間が長くなると、コンデンサＣ１０１に電荷が貯まって行き、トランジスタＴ２のベース端子に印加される電圧も上昇する。そうすると、トランジスタＴ２がオンになるので、オペアンプ５３１１の出力電圧Ｖof2を引き下げるように作用する。

　なお、オペアンプ５３１１では、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbを反転させているので、トランジスタＴ２がオンになると、さらにオペアンプ５３１１の出力Ｖof2の電圧を引き下げるように作用する。その上で、オペアンプ５３１２は、再度出力Ｖof2を反転させて、出力Ｖof3を電圧検出信号調整回路５３０ｂの出力として電圧誤差検出回路５４１に出力する。より具体的には、Ｖof2が引き下げられていると、Ｖof3は引き上げられることになり、あたかも出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが高くなったように、定電圧制御回路７２０の電圧誤差検出回路５４１には見える。

　さらに、本実施例では、電力制限回路７１０も設けられているので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになると、ＦＥＴ（Ｓ８１）もオンになって、その間、駆動信号発生回路５４２の出力であるスイッチングパルスをローに押下げる。このようにすることによって、スイッチングパルスのデューティー比が下げられるようになるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを早期に引き下げて、最大電力点の追跡を高速に行うことができる。

　次に、図２６を用いて、図２５で示した回路の動作の主要部分を説明する。なお、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂのコンパレータ５５１１がオンにならない場面での動作は、図１３と全く同じになるのでここでは説明を省略する。

　次に、図２６（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが減少し始めた場合の動作について説明する。なお、図２６（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。

　上で説明し且つ図２６（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出そうとする。そうすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図２６（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。

　一方、電圧誤差検出回路５４１は、固定のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが低下し且つＶof2に対する調整が行われない場合には、電圧誤差検出回路５４１の出力Ａ1_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図２６（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路５４１の出力Ａ1_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。また、図２６（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂのコンパレータ５５１１の出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間が徐々に長くなる。すなわち、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が過去の所定期間内において高くなると、トランジスタＴ２がオンとなる頻度及び期間が長くなり、図２６（ｆ）に実線で示すように電圧検出信号調整回路５３０ｂのオペアンプ５３１１の出力電圧Ｖof2が引き下げられる。点線は調整が行われなかった場合のカーブを表す。そうすると、電圧検出信号調整回路５３０ｂの出力Ｖof3は、反対に上昇することになる。

　一方、基準電圧Ｖ_Vrefは固定であるから、電圧誤差検出回路５４１に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図２６（ｈ）に示すように、電圧検出信号調整回路５３０ｂの出力Ｖof3が引き上げられた後、出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路５４１のオペアンプ５４１１の出力Ａ1_Out（ここでは補正後Ａ1_Out）も、徐々に下がってゆく。

　そうすると、図２６（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５４２のコンパレータ５４２１の負極側入力端子の三角波信号ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図２６（ｉ）に複数の時間軸の点線の幅で示すように、スイッチングパルスのオンの幅が短くなる。すなわち、定電圧制御回路７２０からすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作した結果、あたかもこの動作に効果があったようにみえる。従って、電圧検出信号調整回路５３０ｂの出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたということである。

　さらに、本実施例では、図２６（ｇ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになると、電力制限回路７１０の出力は０になる。すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを強制的にオフにするように作用するので、図２６（ｉ）に実線で示すように、パルス幅がさらに狭くなる。このようにして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０による駆動レベルを早期に引き下げることで、最大電力点の追跡を高速に行うことができるようになる。

　これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出すように動作すれば、図２６（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。

［実施の形態６］
　上で述べたような実施の形態に係る電力変換装置は、例えば図２７のように用いることが好ましい。図２７の例では、５つの太陽電池の各々に、電力変換装置を接続する。そして、全ての電力変換装置の全ての出力は、コンデンサ１００１と、負荷蓄電池１００３と、ＤＣ／ＡＣインバータ回路やＤＣ／ＤＣコンバータ回路などの様々な負荷に接続される。

　１つの大きな太陽電池に対して１つの電力変換装置を接続するような構成では、当該太陽電池の一部分だけ影などにより出力が低下した場合、当該太陽電池の出力電力カーブが複雑になるため、最大電力点の追跡が難しくなる。しかし、図２７に示すように、太陽電池をある程度の大きさに分割して、各太陽電池に電力変換装置を接続して、各々で最大電力点を追跡するようにすれば、一部の太陽電池の出力電力が低下したりしても、その太陽電池に合わせて担当の電力変換装置が出力電力を引き下げるように動作する。すなわち、全体としても最大電力点に追従することが容易になり、全体として効率の良いシステムが得られるようになる。　

　さらに、図２８に示すように、各電力変換装置の出力にダイオードのカソードを接続し、全てのダイオードの全てのアノードを接続することによって、システムの電力変換装置の出力をダイオードＯＲ回路で接続するようにしても良い。

［実施の形態７］
　また、上で述べたような実施の形態に係る電力変換装置（蓄電池充電電流検出回路を用いない電力変換装置）は、例えば図２９のように用いることができる。図２９の例では、５つの太陽電池の各々に、電力変換装置を接続する。すなわち、コンデンサ２００１及び負荷蓄電池２００３などに接続されている電力変換装置＿１を最上位として、負極側端子が接地されている電力変換装置＿５を最下位とした時、最上位及び最下位の電力変換装置を除く電力変換装置の正極側出力を上位の電力変換装置の負極側出力に接続し、電力変換装置の負極側出力を下位の電力変換装置の正極側出力に接続する。なお、最上位の電力変換装置の正極側出力をコンデンサ２００１等に接続し、最下位の電力変換装置の負極側出力を接地する。

　さらに、図３０に示すように、図２９に示した回路の各電力変換装置の負極側端子にダイオードのアノードを接続し、正極側端子にカソードを接続するような構成を採用するようにしても良い。

上では太陽電池と電力変換装置の組み合わせを５つ利用する例を示したが、個数は５に限定されるものではない。

当然ながら太陽電池は一例であり、風力発電機など他の自然エネルギーからの発電機にも適用できる。さらに、風力発電機や太陽電池などを複合的に用いるシステムにおいても、図２７に示すように接続することができる。

　以上本発明の実施の形態を説明したが、各実施の形態における回路例は、他の実施の形態において置換して用いることができる場合もある。例えば、第５の実施の形態の実施例におけるＤｕｔｙＭａｘ検出回路５５０ｂ及び電圧検出信号調整回路５３０ｂは、電圧検出信号調整回路を用いる他の実施の形態において採用するようにしても良い。

　また第４の実施の形態の実施例２を第５の実施の形態に適用しても良い。

　さらに、示した回路例は一例であって、同様の機能を実現する他の回路例を採用することもできる。

Claims

　最大電力点を有する直流電源からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路と、
　前記Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する電圧検出回路と、
　前記電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じて、前記Ｄ／Ｄコンバータ回路を制御する定電圧制御回路と、
　前記定電圧制御回路による制御にも拘わらず前記電圧検出回路の出力信号の電圧が低下すると、前記電圧検出回路の出力信号の電圧と前記基準となる比較電圧との電位差を強制的に狭める調整回路と、
　を有する電力変換装置。
　前記調整回路が、
　前記Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御する信号のデューティー比が所定の最大値となる状態を検出する第１の検出回路と、
　前記第１の検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って前記電圧検出回路の出力信号の電圧又は前記基準となる比較電圧を変化させる電圧調整回路と、
　を有する請求項１に記載の電力変換装置。
　前記電圧調整回路が、
　前記第１の検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に応じた期間、放電回路からの放電に切り換える回路
　を含む請求項２に記載の電力変換装置。
　前記電圧調整回路が、
　前記電圧検出回路の出力信号の極性を反転させる第１の反転回路と、
　前記第１の反転回路の出力信号の電圧を、前記第１の検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に従って引き下げる反転信号調整回路と、
　前記反転信号調整回路によって電圧が引き下げられた前記第１の反転回路の出力信号の極性を反転させる第２の反転回路と、
　を有する請求項２に記載の電力変換装置。
　前記調整回路が、
　前記第１の検出回路から検出信号が出力されると、前記Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御して供給される電力を出力制限させる制限回路
　をさらに含む請求項２に記載の電力変換装置。
　前記定電圧制御回路が、
　前記電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じた誤差電圧と、所定の三角波信号とを比較して、前記誤差電圧が前記三角波信号の電圧を上回る期間、前記Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチをオンにする信号を生成する回路を含み、
　前記調整回路が、
　前記第１の検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って前記誤差電圧を引き下げる制限回路
　をさらに含む請求項２に記載の電力変換装置。
　前記調整回路が、
　前記電圧検出回路の出力信号の電圧又は前記基準となる比較電圧の強制的な変更後、当該変更量を漸減させる
　請求項１に記載の電力変換装置。
　請求項１に記載の複数の電力変換装置と、
　複数の直流電源とを有し、
　前記複数の直流電源に含まれる一つの直流電源と前記複数の電力変換装置に含まれる一つの電力変換装置とが１対１で接続されており、前記複数の電力変換装置の出力が接続されている
　電力システム。