WO2011126239A2 - 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
WO2011126239A2
WO2011126239A2 PCT/KR2011/002275 KR2011002275W WO2011126239A2 WO 2011126239 A2 WO2011126239 A2 WO 2011126239A2 KR 2011002275 W KR2011002275 W KR 2011002275W WO 2011126239 A2 WO2011126239 A2 WO 2011126239A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
code
fdma symbols
resource
slot
fdma
Prior art date
Application number
PCT/KR2011/002275
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2011126239A3 (ko
Inventor
한승희
정재훈
문성호
이문일
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to EP11766090.2A priority Critical patent/EP2557749B1/en
Priority to US13/639,836 priority patent/US8885591B2/en
Priority to CN201180018061.5A priority patent/CN102835086B/zh
Priority to JP2013503660A priority patent/JP5890391B2/ja
Publication of WO2011126239A2 publication Critical patent/WO2011126239A2/ko
Publication of WO2011126239A3 publication Critical patent/WO2011126239A3/ko
Priority to US14/510,365 priority patent/US9301290B2/en
Priority to US14/560,900 priority patent/US9282550B2/en
Priority to US15/017,446 priority patent/US9544886B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/005—Interference mitigation or co-ordination of intercell interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0026—Division using four or more dimensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/0069—Allocation based on distance or geographical location
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/21—Control channels or signalling for resource management in the uplink direction of a wireless link, i.e. towards the network
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H04L5/001—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT the frequencies being arranged in component carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting control information.
  • the wireless communication system can support carrier aggregation (CA).
  • CA carrier aggregation
  • Wireless communication systems are widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless communication system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA) systems, frequency division multiple access (FDMA) systems, time division multiple access (TDMA) systems, orthogonal frequency division multiple access (0FDMA) systems, and single carrier (SC-FDMA) systems. frequency division multiple access) systems.
  • An object of the present invention is to provide a method and an apparatus therefor for efficiently transmitting control information in a wireless communication system. Another object of the present invention is to provide a channel format, a signal processing, and an apparatus therefor for efficiently transmitting control information. It is still another object of the present invention to provide a method for efficiently allocating resources for transmitting control information and an apparatus therefor.
  • a method for transmitting control information through a physical uplink control channel (PUCCH) by a terminal in a wireless communication system the modulation symbol sequence for the control information is divided into two slots on the PUCCH Making; Spreading a modulation symbol sequence divided into a first slot so as to correspond to a plurality of single carrier frequency division multiplexing (SC-FDMA) symbols using a first code; Performing a Discrete Fourier Transform (DFT) transformation of a modulation symbol sequence spread to correspond to the plurality of SC-FDMA symbols in the first slot in units of SC-FDMA symbols; Spreading a modulation symbol sequence divided into a plurality of SC-FDMA symbols by using a second code; DFT converting a modulation symbol sequence spread on the plurality of SC-FDMA symbols in the second slot in units of SC-FDMA symbols; And transmitting a DFT-converted signal through corresponding SC-FDMA symbols in the first and second slots, wherein the length of the second code is varied according to the
  • a physical uplink (PUCCH) in a wireless communication system in another aspect of the present invention, a physical uplink (PUCCH) in a wireless communication system
  • a terminal configured to transmit control information through a control channel, comprising: an R Radio Frequency) unit; And a processor, wherein the processor divides a modulation symbol sequence for the control information corresponding to two slots on the PUCCH, and modulates a modulation symbol sequence divided corresponding to a first slot using a first code.
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiplexing
  • SC-FDMA DFK Discrete Fourier Transform
  • a modulation symbol spread to be divided into a plurality of SC-FDMA symbols in a second slot by using a second code, and spreading the modulation symbol sequence distributed in a second slot to correspond to a plurality of SC-FDMA symbols DFT transform a column into SC-FDMA symbol units, and transmit the DFT converted signal through corresponding SC-FDMA symbols in the first and second slots.
  • a length of the second code is SC-FDMA for PUCCH transmission
  • a terminal is provided, which varies according to the number of symbols.
  • the length of the first code is constant regardless of the number of SC—FDMA symbols for the PUCCH transmission.
  • the length of the second code is M
  • the second The length of the cord is M-1
  • N is 12 and M is 5, and in the case of the extended cyclic prefix, N is 10 and M is 5, and N includes the number of SC-FDMA symbols for transmission of a reference signal. .
  • the second code is selected from code set 1, and when the number of SC-FDMA symbols for PUCCH transmission is N-1, the second code is selected from code set two.
  • the index of the SC-FDMA symbol to which the DFT-converted signal is transmitted in the second slot is 0, 2, 3, 4, 6, and 0, 1, 2, 4, and 5 for an extended cyclic prefix
  • the number of SC-FDMA symbols for the PUCCH transmission is N-1
  • the DFT-converted signal is transmitted in the second slot.
  • the indexes of the transmitted SC-FDMA symbols are 0, 2, 3 and 4 for standard cyclic prefix and 0, 1, 2 and 4 for extended cyclic prefix.
  • control information can be efficiently transmitted in a wireless communication system.
  • FIG. 1 illustrates physical channels used in a 3GPP LTE system, which is an example of a wireless communication system, and a general signal transmission method using the same.
  • FIG. 5 illustrates a signal mapping scheme in the frequency domain to satisfy a single carrier characteristic.
  • FIG. 6 illustrates a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to a single carrier in cluster SC-FDMA.
  • FIG. 7 and 8 illustrate a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to multi-carriers in a cluster SC-FDMA.
  • FIG. 10 illustrates a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 11 illustrates a signal processing procedure for transmitting a reference signal (RS) in uplink.
  • RS reference signal
  • DMRS demodulation reference signal
  • 17 illustrates ACK / NACK channelization for PUCCH formats la and lb.
  • 20 illustrates a concept of managing a downlink component carrier at a base station.
  • 21 illustrates a concept of managing an uplink component carrier in a terminal.
  • 22 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a base station.
  • 23 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a terminal.
  • 24 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a base station.
  • 25 illustrates a concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a terminal.
  • 26 illustrates a concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a base station.
  • 27 illustrates a concept in which one or more MACs manage a multicarrier from a reception point of a terminal.
  • 28 illustrates asymmetric carrier merging with a plurality of DL CCs and one UL CC linked.
  • 29 to 30 illustrate a PUCCH format and a signal processing procedure therefor according to an embodiment of the present invention.
  • 31-34 illustrate a PUCCH format and a signal processing procedure therefor according to an embodiment of the present invention.
  • 35 to 42 illustrate PUCCH resources according to an embodiment of the present invention.
  • 45 to 48 illustrate a method of supporting simultaneous transmission of a new PUCCH format and SRS according to an embodiment of the present invention.
  • 5 49 through 62 illustrate an example of transmitting UCI using PUCCH format 2 according to an embodiment of the present invention.
  • 63 illustrates a base station and a terminal applicable to the present invention.
  • CDMA code division mult iple access
  • FD3 ⁇ 41A frequency division mult iple access
  • TDMA time division mult iple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple
  • CDMA may be implemented by radio technology such as UTRACUniversal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented by wireless technologies such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA (Evolved UTRA), and the like.
  • UTRA is part of UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) LTEdong term evolut ion is part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA and LTE-A (Advanced) is an evolution of 3GPP LTE.
  • 3GPP LTEdong term evolut ion is part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA
  • LTE-A Advanced
  • a terminal receives information through a downlink (DL) from a base station, and the terminal transmits the information through an uplink (UL) to a base station.
  • the information transmitted and received between the base station and the terminal includes data and various control information, and there are various physical channels according to the type / use of the information transmitted and received.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels used in a 3GPP LTE system and a general signal transmission method using the same.
  • the terminal which is powered on again or enters a new cell while the power is turned off performs an initial cell search operation such as synchronizing with the base station in step S101.
  • the terminal is a primary synchronization channel (Primary)
  • the terminal 6 Receives a Synchronization Channel (P-SCH) and a Secondary Synchronization Channel (S-SCH) to synchronize with a base station, and acquires information such as a Sal ID. Thereafter, the terminal may receive a physical broadcast channel from the base station to obtain broadcast information in a cell. Meanwhile, the terminal may receive a downlink reference signal (DL RS) in an initial cell search step to confirm a downlink channel state.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE After completing the initial cell search, the UE receives the physical downlink control channel (PDCCH) and the physical downlink control channel (PDSCH) according to the physical downlink control channel information in step S102.
  • System information can be obtained.
  • the terminal may perform a random access procedure such as steps S103 to S106 to complete the access to the base station.
  • the UE transmits a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S103), and a response message to the preamble through a physical downlink control channel and a corresponding physical downlink shared channel (S103). Can be received (S104).
  • PRACH physical random access channel
  • S105 additional physical random access channel
  • S106 physical downlink shared channel
  • the UE After performing the above-described procedure, the UE performs a physical downlink control channel / physical downlink shared channel reception (S107) and a physical uplink shared channel as a general uplink / downlink signal transmission procedure.
  • S107 physical downlink control channel / physical downlink shared channel reception
  • S107 physical uplink shared channel
  • UCI Physical Uplink Control Channel
  • the control information transmitted from the terminal to the base station is collectively referred to as uplink control information (UCI).
  • UCI includes HARQ ACK / NACKC Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement / Negative-ACK, SR (Schedu 1 ng Reque st), Channel Quality Indication (CQ I), PMKPrecoding Matrix Indication (RKRank Indication), etc.
  • UCI is typically through PUCCH Although transmitted, control information and traffic data may be transmitted through the PUSCH at the same time. In addition, the UCI may be aperiodically transmitted through the PUSCH by a request / instruction of the network.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a signal processing procedure for transmitting a UL signal by the terminal.
  • scrambling modules 210 of the terminal may scramble the transmission signal using the terminal specific scramble signal.
  • the scrambled signal is input to the modulation mapper 220, and according to the type and / or channel state of the transmission signal, using binary phase shift keying (BPSK), quadrature phase shift keying (QPSK), or 16QAM / 64QAMC quadrature amplitude modulation (QPSK). It is modulated with a complex symbol.
  • the modulated complex symbol is processed by the transform precoder 230, it is input to the resource element mapper 240, and the resource element mapper 240 may map the complex symbol to a time-frequency resource element.
  • the signal processed as described above may be transmitted to the base station through the antenna through the SC— FDMA signal generator 250.
  • 3 is a diagram for describing a signal processing procedure for transmitting a downlink signal by a base station.
  • the base station may transmit one or more codewords in downlink.
  • the codewords may each be processed into complex symbols via the scrambled modality 301 and the modulation mapper 302 as in the uplink of FIG. 2.
  • each layer may be multiplied by the precoding matrix by the precoding modes 304 and assigned to each transmit antenna.
  • the transmission signal for each antenna processed as described above is mapped to a time-frequency resource element by the resource element mapper 305, and then transmitted through each antenna via an orthogonal frequency division multiple access (OFDM) signal generator 306.
  • OFDM orthogonal frequency division multiple access
  • a peak-to-average ratio (PAPR) is a problem as compared with a case in which a base station transmits a signal in downlink. Accordingly, the uplink signal as described above with reference to FIGS. 2 and 3.
  • SC-FDMA Single Carrier-Frequency Division Multiple Access
  • the 3GPP system employs 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • both a terminal for uplink signal transmission and a base station for downlink signal transmission include a serial-to-parallel converter (401), a subcarrier mapper (403), and an M-point IDFT module (404). And CPCCyclic Prefix) additional modules 406 are the same.
  • the terminal for transmitting the signal in the SOFDMA scheme further includes an N-point DFT mode 402.
  • the N-point DFT modes 402 partially offset the IDFT processing impact of the M-point IDFT modes 404 so that the transmitted signal has a single carrier property.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a signal mapping scheme in the frequency domain for satisfying a single carrier characteristic in the frequency domain.
  • FIG. 5 (a) shows a localized maping scheme and
  • FIG. 5 (b) shows a distributed maping scheme.
  • Clustered SOFDMA a modified form of SC-FDMA, is described.
  • Clustered SC-FDMA divides DFT process output samples into sub-groups during subcarrier mapping and discontinuously maps them to the frequency domain (or subcarrier domain).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to a single carrier in a cluster SC-FDMA.
  • 7 and 8 are diagrams illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to multi-carriers in a cluster SCi FDMA. 6 illustrates an example of applying an intra-carrier cluster SC-FDMA, and FIGS. 7 and 8 correspond to an example of applying an inter-carrier cluster SC-FDMA.
  • FIG. 7 illustrates a single IFFT block when subcarrier spacing between adjacent component carriers is aligned in a case where component carriers are contiguous in the frequency domain.
  • FIG. 8 illustrates a case where a signal is generated through a plurality of IFFT blocks in a situation in which component carriers are allocated non-contiguous in the frequency domain.
  • Segment SC-FDMA uses the same number of IFFTs as any number of DFTs.
  • the DFT and the IFFT has a one-to-one relationship, it is simply an extension of the conventional SC-FDMA DFT spreading and the IFFT frequency subcarrier mapping configuration and may be referred to as NxSC—FDMA or NxDFT-s-OFDMA.
  • NxSC—FDMA or NxDFT-s-OFDMA This specification collectively names them Segment SC-FDMA.
  • the segment SC-FDMA performs a DFT process on a group basis by grouping all time domain modulation symbols into N (N is an integer greater than 1) groups in order to alleviate a single carrier characteristic condition.
  • FIG. 10 illustrates a structure of an uplink subframe.
  • an uplink subframe includes a plurality of slots (eg, two).
  • the slot may include different numbers of SOFDMA symbols according to a cyclic prefix (CP) length.
  • CP cyclic prefix
  • the uplink subframe is divided into a data region and a control region.
  • the data area includes a PUSCH and is used to transmit data signals such as voice.
  • the control region includes a PUCCH and is used to transmit control information.
  • the uplink control information ie, UCI
  • the uplink control information includes HARQ ACK / NACK, Channel Quality Information (CQI), PMK Precoding Matrix Indicator (RK), RKRank Indication), and the like.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a signal processing procedure for transmitting a reference signal in the uplink.
  • Data is converted into a frequency domain signal through a DF precoder, and then transmitted through the IFFT after frequency mapping, while RS skips the process through the DFT precoder.
  • S11 immediately after the RS sequence is directly generated (S11) in the frequency domain, localization mapping (S12), IFFT (S13) process and cyclic prefix (Cyclic Prefix);
  • the RS sequence is defined by an eye lie shift a of the base sequence and can be expressed as Equation 1.
  • female Kiese is the length of the RS sequence
  • ⁇ is the size of the resource block expressed in subcarriers
  • m is 1 ⁇ m ⁇ Ai RB ⁇ ⁇ RB is the maximum uplink transmission band.
  • mod represents the modulo operation
  • Sequence group hopping may be enabled or disabled by a parameter that activates group hopping provided by a higher layer.
  • PUCCH and PUSCH have the same hopping pattern but may have different sequence shift patterns.
  • the group hopping pattern ⁇ h (" s ) is the same for PUSCH and PUCCH and is given by Equation 7 below.
  • ii) is a pseudo-random sequence and pseudo-random
  • the sequence generator may be initialized with ⁇ ′′ at the beginning of each radio frame.
  • the definition of the sequence shift pattern ⁇ ss differs between PUCCH and PUSCH.
  • the sequence shift pattern ss is s — ⁇ ID moa j u
  • Sequence hopping is only applied for reference signals of length ⁇ 6 ⁇ sc .
  • Length with respect to the reference signal is a sc sc, it is given in the base when the base group mwonseu when mwonseu number v 0 to v ⁇ .
  • the basic sequence number in the basic sequence group in slot ⁇ is given by Equation 8 below.
  • C (Z ) is a pseudo-random sequence and is a parameter that enables sequence hopping provided by higher layers.
  • the pseudo-random sequence generator determines whether or not sequence hopping is possible.
  • the reference signal for the PUSCH is determined as follows.
  • Reference signal for PUSCH sequence ⁇ 0 w is r PUSCH (m- s
  • PRSOS is a cell-specific cyclic shift value eu"
  • PRSC is the slot number
  • the generator can be initialized to at the start of the radio frame.
  • Table 3 shows cyclic shift fields and n (2) in DCUDownlink Control Information format 0.
  • the physical mapping method for the uplink RS in the PUSCH is as follows.
  • a sequence is an amplitude scaling factor Wow
  • mapping to the resource element, Z) in the subframe will be first order of increasing and then slot number.
  • the ZC sequence is used with circular expansion, and if the length is less than sc , the computer generated sequence is used.
  • the cyclic shift is determined according to a cell-specific cyclic shift, a terminal-specific cyclic shift, a hopping pattern, or the like.
  • FIG. 12A illustrates a structure of a DMRSC demodulat ion reference signal for a PUSCH in the case of a normal CP
  • FIG. 12B illustrates a structure of a DMRS for a PUSCH in the case of an extended CP. to be.
  • the DMRS is transmitted through the fourth and eleventh SC-FOMA symbols
  • the DMRS is transmitted through the third and ninth SC-FDMA symbols.
  • PUCCH 13 through 16 illustrate a slot level structure of a PUCCH format.
  • PUCCH includes the following format for transmitting control information.
  • Table 4 shows a modulation scheme and the number of bits per subframe according to the PUCCH format.
  • Table 5 shows the number of RSs per slot according to the PUCCH format.
  • Table 6 is a table showing the SC-FDMA symbol position of the RS according to the PUCCH format.
  • PUCCH formats 2a and 2b correspond to a standard cyclic prefix.
  • 13 shows the PUCCH formats la and lb in the case of standard cyclic prefix.
  • 14 shows PUCCH formats la and lb in case of extended cyclic prefix.
  • control information having the same content is repeated in a slot unit in a subframe.
  • the ACK / NAC signal at each terminal is divided into different cyclic shifts (CS) (frequency domain codes) and orthogonal cover codes (0C) of the CG— CAZAC Computer-Generated Constant Amplitude Zero Auto Correlation sequence. or OCC) (time domain spreading code).
  • 0C includes, for example, Walsh / DFT orthogonal code. If the number of CSs is 6 and the number of 0Cs is 3,
  • a total of 18 terminals may be multiplexed in the same physical resource block (PRB) based on a single antenna.
  • Orthogonal sequences w0, wl, w2, w3 may be applied in any time domain (after FFT modulation) or in any frequency domain (before FFT modulation).
  • ACK / NACK resources composed of CS, 0C, and PRBCPhysical Resource Block
  • ACK / NACK resources may be given to the UE through RRCCRadio Resource Control).
  • ACK / NACK resources may be implicitly given to the UE by the lowest CCE index of the PDCCH corresponding to the PDSCH. .
  • 15 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in the case of standard cyclic prefix.
  • 16 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in case of extended cyclic prefix.
  • 15 and 16 in the case of a standard CP, one subframe includes 10 QPSK data symbols in addition to the RS symbol. Each QPSK symbol is spread in the frequency domain by the CS and then mapped to the corresponding SC-FDMA symbol. SC-FDMA symbol level CS hopping may be applied to randomize inter-cell interference.
  • RS may be multiplexed by CDM using cyclic shift. For example, assuming that the number of available CSs is 12 or 6, 12 or 6 terminals may be multiplexed in the same PRB, respectively.
  • a plurality of terminals in PUCCH formats 1 / la / lb and 2 / 2a / 2b may be multiplexed by CS + 0C + PRB and CS + PRB, respectively.
  • Orthogonal sequences (0C) of length -4 and length -3 for PUCCH format 1 / la / lb are shown in Tables 7 and 8 below.
  • Orthogonal sequence (OC) for RS in PUCCH format 1 / la / lb is shown in Table 9 below. 9]
  • FIG. 17 is a diagram illustrating ACK / NACK channelization for PUCCH formats la and lb.
  • Cyclic Shift (CS) arc 3 ⁇ 4 (10 ⁇ ) and Orthogonal Cover (0C) remapping can be applied as follows.
  • the resource () for PUCCH format 1 / la / lb includes the following combination.
  • n r includes n cs , n oc , n rt when the indices representing CS, 0C, and RB are n cs , n oc> n rb , respectively.
  • CQI, PMI, RI, and CQI and ACK / NACK may be delivered through PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • Reed Muller (RM) channel coding may be applied.
  • channel coding for UL CQI in LTE system is described as follows.
  • the bit stream, ⁇ 1, " 2 '" 3 , ' ⁇ ' ⁇ - ⁇ is channel coded using (2 A) m codes.
  • Table 10 shows the basic sequence for the (20, A) code.
  • ⁇ and ⁇ represent MSB (Most Significant Bit) and LSB (Least Significant Bit).
  • the maximum information bit is 11 bits except when the CQI and the ACK / NACK are simultaneously transmitted.
  • QPSK modulation can be applied. Before QPSK modulation, the coded bits can be scrambled.
  • Table 11 shows the UCKUplink Control Information field for wideband reporting (single antenna port, transmit diversity or open loop spatial multiplexing PDSCH) CQI feedback.
  • Table 12 shows the UCI fields for CQI and PMI feedback over broadband, which reports closed loop spatial multiplexing PDSCH transmissions.
  • PMI Precoding Matrix Index
  • Table 13 19 illustrates PRB allocation. As shown in FIG. 19, the PRB may be used for PUCCH transmission in slot ⁇ .
  • Multicarrier systems or carrier aggregation systems provide broadband
  • the band of carriers to be aggregated may be limited to the bandwidth used by the existing system for backward compatibility with the existing system.
  • the existing LTE system supports bandwidths of 1.4, 3, 5, 10, 15, and 20 MHz, and the LTE-A (LTE-Advanced) system improved from the LTE system is supported by LTE.
  • LTE-A LTE-Advanced
  • Can support Multicarrier can be used in common with carrier aggregation and bandwidth aggregation
  • carrier merge is not adjacent to contiguous carrier merge.
  • 20 illustrates a concept of managing downlink component carriers in a base station.
  • 21 illustrates an uplink component carrier in a terminal.
  • FIGS. 20 and 21 It is a figure which illustrates a concept. For convenience of description, hereinafter, FIGS. 20 and 21
  • 22 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a base station.
  • 23 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a terminal.
  • one MAC manages and operates one or more frequency carriers to perform transmission and reception. Frequency carriers managed in one MAC do not need to be contiguous with each other, which is advantageous in terms of resource management.
  • one PHY means one component carrier for convenience.
  • one PHY does not necessarily mean an independent radio frequency (RF) device.
  • RF radio frequency
  • one independent RF device means one PHY, but is not limited thereto, and one RF device may include several PHYs.
  • 24 illustrates a concept in which a plurality of MACs manages multicarriers in a base station.
  • 25 illustrates a concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a terminal.
  • 26 illustrates another concept in which a plurality of MACs manages multicarriers in a base station.
  • 27 illustrates another concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a terminal.
  • multiple carriers may control several carriers instead of one MAC.
  • each carrier may be controlled by a 1: 1 MAC, and as shown in FIGS. 26 and 27, each carrier is controlled by a 1: 1 MAC for each carrier and the rest is controlled.
  • One or more carriers can be controlled by one MAC.
  • the above system is a system including a plurality of carriers from 1 to N, and each carrier may be used adjacent or non-contiguous. This can be applied to the uplink / downlink without distinction.
  • the TDD system is configured to operate N multiple carriers including downlink and uplink transmission in each carrier, and the FDD system is configured to use multiple carriers for uplink and downlink, respectively.
  • asymmetric carrier merging may be supported in which the number of carriers and / or carrier bandwidths are merged in uplink and downlink.
  • component carriers When the number of component carriers aggregated in the uplink and the downlink is the same, it is possible to configure all the component carriers to be compatible with the existing system. However, component carriers that do not consider compatibility are not excluded from the present invention.
  • component carriers that do not consider compatibility are not excluded from the present invention.
  • the PDCCH is transmitted on the downlink component carrier # 0
  • the corresponding PDSCH is transmitted on the downlink component carrier # 0.
  • cross-carrier scheduling is applied. It is apparent that the corresponding PDSCH can be transmitted through another downlink component carrier.
  • the term “component carrier” may be replaced with another equivalent term (eg cell).
  • FIG. 28 illustrates a scenario in which uplink control information (UCI) is transmitted in a wireless communication system supporting carrier aggregation.
  • UCI uplink control information
  • this example assumes that UCI is ACK / NACK (A / N).
  • the UCI may include control information such as channel state information (eg, CQI, PMI, RI) and scheduling request information (eg, SR) without limitation.
  • the illustrated asymmetric carrier merging may be set in terms of UCI transmission. That is, the DLCC-ULCC linkage for UCI and the DLCC-ULCC linkage for data may be set differently. For convenience, assuming that one DL CC can transmit at most two codewords, the UL ACK / NACK bit also needs at least 2 bits. In this case, at least 10 bits of ACK / NACK bits are required to transmit ACK / NACK for data received through five DL CCs through one UL CC.
  • the carrier aggregation is illustrated as an increase in the amount of UCI information. However, this situation may occur due to an increase in the number of antennas, the presence of a backhaul subframe in a TDD system, and a relay system. Similar to ACK / NACK, even when transmitting control information associated with a plurality of DL CCs through one UL CC, the amount of control information to be transmitted is increased. E.g,
  • DLCC and ULCC may also be referred to as DLCell and UL Cell, respectively.
  • anchor DL CC and anchor ULCC may be referred to as DL PCell (UL) and ULPCell, respectively.
  • the DL primary CC may be defined as a DL CC linked with an UL primary CC.
  • Linkage here encompasses both implicit and explicit linkages (1 inkage).
  • one DL CC and one UL CC are uniquely paired.
  • a DL CC linked with an UL primary CC may be referred to as a DL primary CC by LTE pairing. You can think of this as an implicit linkage.
  • Explicit linkage means that the network configures the linkage in advance and can be signaled through RRC.
  • a DL CC paired with a UL primary CC may be referred to as a primary DL CC.
  • the UL primary (or anchor) CC may be a UL CC through which 13 ⁇ 4: 01 is transmitted.
  • the UL primary CC may be a UL CC through which UCI is transmitted through PUCCH or PUSCH.
  • the DL primary CC may be configured through higher tradeoff signaling.
  • the DL primary CC may be a DL CC to which the UE performs initial access.
  • a DL CC except for the DL primary CC may be referred to as a DL secondary CC.
  • UL excluding UL primary CC (X may be referred to as UL secondary CC).
  • the DL-UL pairing may correspond to FDD only. Since TDD uses the same frequency, separate DL-UL pairing may not be defined.
  • the DL-UL linkage may be determined from the UL linkage through the UL EARFCN information of SIB2. For example, the DL-UL linkage may be obtained through SIB2 decoding at initial connection and otherwise obtained through RRC signaling. Thus, only SIB2 ' linkages exist and other DL-UL pairings may not be explicitly defined. For example, in the 5DL: 1UL structure of FIG. 28, DL CC # 0 and UL CC # 0 have a SIB2 linkage relationship with each other, and other DL CCs may have a SIB2 linkage relationship with other UL CCs not configured for the UE. Can be.
  • the new PUCCH format proposed by the present invention is referred to as PUCCH format 3 in view of the definition of the LTE-A PUCCH format or PUCCH format 2 in the existing LTE.
  • the technical idea of the PUCCH format proposed by the present invention can be easily applied to any physical channel (for example, PUSCH) capable of transmitting uplink control information using the same or similar scheme.
  • PUSCH physical channel
  • an embodiment of the present invention may be applied to a periodic PUSCH structure for periodically transmitting control information or an aperiodic PUSCH structure for aperiodically transmitting control information.
  • the following figures and embodiments are UCI / RS symbol structures of subframe / slot level applied to PUCCH format 3 according to an embodiment of the present invention using the UCI / RS symbol structure of PUCCH format 1 (standard CP) of the existing LTE.
  • the subframe / slot level UCI / RS symbol structure is defined for convenience of illustration and the present invention is not limited to a specific structure.
  • the number, location, and the like of the UCI / RS symbols may be freely modified according to the system design.
  • PUCCH format 3 according to an embodiment of the present invention may be defined using an RS symbol structure of PUCCH formats 2 / 2a / 2b of legacy LTE.
  • PUCCH format 3 may be used to transmit uplink control information of any type / size.
  • PUCCH format 3 according to an embodiment of the present invention may transmit information such as HARQACK / NACK, CQI, PMI, RI, SR, and the like, and the information may have a payload of any size.
  • the drawings and the embodiment will be described based on the case where the PUCCH format 3 according to the present invention transmits ACK / NACK information.
  • 29A to 29F illustrate a structure of a PUCCH format 3 according to the present embodiment and a signal processing procedure therefor.
  • FIG. 29A illustrates a case where PUCCH format 3 according to the present embodiment is applied to a structure of PUCCH format 1 (standard CP).
  • a channel coding block performs channel coding on information bits a-0, a_l, ..., a_M-l (e.g., multiple ACK / NACK bits).
  • bit or coding bit) (or codeword) b_0, b_l, ..., b_N-l.
  • M represents the size of the information bits
  • N represents the size of the coding bits.
  • the information bit includes uplink control information (UCI), for example, multiple ACK / NACKs for a plurality of data (or PDSCHs) received through a plurality of DL CCs.
  • UCI uplink control information
  • information bits a— 0, a ⁇ 1 ,.. A_M-l is joint coded regardless of the type / number / size of the UCI constituting the information bits.
  • the information bits include multiple ACK / NACKs for a plurality of DL CCs, channel coding is not performed for each DL CC and for individual ACK / NACK bits, but for all bits of information.
  • a single codeword is generated.
  • Channel coding includes, but is not limited to, simple repetition, simple coding, Reed Muller coding, punctured RM coding, TBCCCTai 1-bit convolutional coding, low density density parity ⁇ check) or turbo code.
  • coding bits may be rate-matched in consideration of modulation order and resource amount.
  • the rate matching function may be included as part of the channel coding block or may be performed through a separate function block.
  • a modulator modulates coding bits b_0, b_l, ..., b_N-1 to generate modulation symbols c1 0, c_l, c_L-1.
  • L represents the size of the modulation symbol.
  • the modulation method is performed by modifying the magnitude and phase of the transmission signal. Modulation methods include, for example, phase shift keying (n-PSK) and quadrature amplitude modulat ion (n-QAM) (n is an integer of 2 or more).
  • the modulation method may include BPSK (Binary PSK), QPSK (Quadrature PSK), 8-PSK, QAM, 16—QAM, 64-QAM, and the like.
  • the divider divides the modulation symbols c_0, c— 1,... C—Distributes L-1 into each slot.
  • the order / pattern / method for dividing a modulation symbol into each slot is not particularly limited.
  • the divider may divide a modulation symbol into each slot in order from the front (local type). In this case, as shown, modulation symbols c_0, c_l, c_L / 2 ⁇ 1
  • modulation symbols c_L / 2, c_L / 2 + 1,-, c_L # 1 may be divided into slot 1.
  • modulation symbols can be interleaved (or permutated) upon dispensing into each slot. For example, an even numbered modulation symbol may be divided into slot 0 and an odd numbered modulation symbol may be divided into slot 1. The modulation process and the dispensing process may be reversed / '
  • the DFT precoder performs DFT precoding (eg, 12-point DFT) on modulation symbols divided into each slot to generate a single carrier waveform.
  • DFT precoding eg, 12-point DFT
  • modulation symbols c_0, c_l,... , C_L / 2-l denotes the DFT symbol d— 0, d_l,... , D— DFT precoded as L / 2-1
  • the modulation symbols c_ L / 2, c_ L / 2 + 1,..., C— Ll are DFT symbols d_ L / 2, d_ L / 2 + 1, ... DFT precoded as d_L-l.
  • DFT precoding can be replaced by other linear operations (eg, walsh precoding).
  • the spreading block spreads the signal on which the DFT is performed at the SC— FDMA symbol level (time domain). Time-domain spreading at the SC-FDMA symbol level is performed using a spreading code (sequence).
  • the spreading code includes a quasi-orthogonal code and an orthogonal code. Quasi-orthogonal codes include, but are not limited to, Pseudo Noise (PN) codes.
  • PN Pseudo Noise
  • Orthogonal codes include, but are not limited to, Walsh codes, DFT codes. In this specification, for ease of description, the orthogonal code is mainly described as a representative example of the spreading code. However, the orthogonal code may be replaced with a quasi-orthogonal code as an example.
  • the maximum value of the spreading code size is limited by the number of SC-FDMA symbols used for transmission of control information. For example, when four SC-FDMA symbols are used for transmission of control information in one slot, a (quasi) orthogonal code of length 4 ⁇ 0, 2, 3) may be used for each slot.
  • SF denotes a spreading degree of control information and may be related to a multiplexing order or antenna multiplexing order of a terminal. SF is 1, 2, 3, 4,... It may vary according to the requirements of the system, and may be predefined between the base station and the terminal, or may be known to the terminal through DCI or RRC signaling. For example, one of the SO FDMA symbols for control information to transmit the SRS
  • the signal generated through the above process is mapped to a subcarrier in the PRB and then converted into a time domain signal through an IFFT.
  • CP is added to the time domain signal, and the generated SC-FDMA symbol is transmitted through the RF terminal.
  • the ACK / NACK bits for this may be 12 bits when including the DTX state.
  • the coding block size (after rate matching) may be 48 bits.
  • the coding bits are modulated into 24 QPSK symbols, and the generated QPSK symbols are divided into 12 slots each.
  • the signal processing described with reference to FIG. 29A is an example, and a signal mapped to the PRB in FIG. 29A may be obtained through various equivalent signal processing.
  • 29B to 29G illustrate signal processing equivalents to those illustrated in FIG. 29A.
  • FIG. 29B is a reversed order of processing of the DFT precoder and the spreading block in FIG. 29A.
  • the function of the spreading block is the same as multiplying the DFT symbol string output from the DFT precoder by a specific constant at the SC-FDMA symbol level, and thus the values of the signals mapped to the SC-FDMA symbol are the same even if their order is changed.
  • signal processing for PUCCH format 3 may be performed in the order of channel coding, modulation, division, spreading, and DFT precoding.
  • the dispensing process and the spreading process may be performed by one functional block.
  • the modulation symbols may be alternately divided into respective slots, and each modulation symbol may be spread at the SC-FDMA symbol level simultaneously with the division.
  • each modulation symbol may be copied corresponding to the size of a spreading code, and each element of the spreading code and the spreading code may be multiplied one-to-one. Therefore, the modulation symbol sequence generated for each slot is spread to a plurality of SC-FDMA symbols at the SC-FDMA symbol level. Thereafter, the complex symbol string corresponding to each SC-FDMA symbol is DFT precoded in units of SC-FDMA symbols.
  • FIG. 29C changes the processing order of the modulator and divider in FIG. 29A. Accordingly, the process for PUCCH format 3 may be performed by joint channel coding and division at the subframe level, followed by modulation, DFT precoding, and spreading at each slot level.
  • FIG. 29D further changes the processing order of the DFT precoder and the spreading block in FIG. 29C. As mentioned earlier, the function of the spreading block is equivalent to multiplying the DFT symbol string output from the DFT precoder by a certain constant at the SC-FDMA symbol level, so that the values of the signals mapped to the SC-FDMA symbol are the same even if their order is changed. Do.
  • the modulation symbol sequence generated for each slot is spread into a plurality of SC-FDMA symbols at the SC-FDMA symbol level, and the modulation symbol string corresponding to each SOFDMA symbol is in the order of DFT precoding in units of SC— FDMA symbols.
  • the modulation process and the spreading process may be performed by one functional block. For example, while modulating the coding bits, the generated modulation symbols can be spread directly at the SC-FDMA symbol level. As another example, the modulation symbols generated when the coding bits are modulated may be copied to correspond to the size of the spreading code, and the modulation symbols may be multiplied by 1 to 1 for each element of the spreading code.
  • FIG. 29E illustrates a case in which PUCCH format 3 according to the present embodiment is applied to a structure of PUCCH format 2 (standard CP), and FIG. 29F illustrates a structure of PUCCH format 2 according to the present embodiment of PUCCH format 2 (extended CP).
  • the case is applied to.
  • Basic signal processing is the same as described with reference to FIGS. 29A to 29D.
  • the number / locations of the UCI SC-FDMA symbols and the RS SC-FDMA symbols in the PUCCH format 3 are different from those of FIG. 29A.
  • Table 14 shows the positions of RS SC-FDMA symbols in the PUCCH format 3 shown. It is assumed that there are 7 SC-FDMA symbols in the slot (index: 0-6) in the case of the standard cyclic prefix, and 6 (index: 0-5) in the SC-FDMA symbol in the slot in the case of the extended cyclic prefix.
  • Tables 15-16 illustrate spreading codes according to SF values.
  • the code index m may be predefined or signaled from the base station.
  • the code index m may be implicitly linked with the CCE index (eg, the smallest CCE index) constituting the PDCCH.
  • the code index m may be explicitly specified through PDCCH or RRC signaling.
  • the code index m may be inferred from the value specified through PDCCH or RRC signaling.
  • the code index m may be independently given in a subframe unit, a slot unit, and a plurality of SC-FOMA symbol units.
  • the code index m may be changed in a subframe unit, a slot unit, and a plurality of SC-FDMA symbol units. That is, the code index m may be hopped in units of a predetermined time interval.
  • a cell-specific (ceU—specific) scramble or terminal _ID (eg, RNTI) using a scramble code (eg, a PN code such as a gold code) corresponding to PCKPhysical Cell ID for inter-salm interference randomization.
  • UE-specific scramble using a scramble code corresponding to may be additionally applied.
  • Scramble may be performed on the entire information, within the SC-FDMA symbol or between SC—the FDMA symbol, or both.
  • the scramble for the entire information can be implemented by performing scramble at the information bit level before coding, the coding bit level modulation symbol level.
  • Scramble in SC-FDMA symbol can be implemented by performing scramble at the modulation symbol level or the DFT symbol level after division.
  • SC-FDMA inter-symbol scrambling may be implemented by performing scrambling at the SC-FDMA symbol level in the time domain after spreading.
  • terminal multiplexing can be achieved by applying a CDM to a stage before the DFT precoder.
  • CDM since the DFT front end is a time domain signal, CDM may be implemented through cyclic shift or cyclic shift or Walsh (or DFT) spreading.
  • a complex signal of a 0 a, a 2 a 3 a 4 a 5 is generated.
  • An example of spreading control information of each terminal to a Walsh code of [+1 +1] [+1 — 1] is as follows.
  • UE # 0 Apply [+1 +1]. a 0 a, 2 3 o 4 5 a 0 ⁇ a 2 a 3 a 4 a 5 send 5
  • UE # 1 applies [+1 _1].
  • a 0, a 2 a 3 a 4 a 5 - 0 -a, -a 2 -a 3 - 4 - 5 3 ⁇ 4 ⁇ can be transmitted in this case, interleaving further.
  • Interleaving may be applied before or after spreading.
  • An example of applying both spreading and interleaving is as follows.
  • UE # 1 Apply [+1 one 1]. a 0 , -a Q , a v -a ,, a 2 , -a 2 , 3 , -a 3 , a 4 , -a A , a 5 , -5 3 ⁇ 4
  • the generated signal is mapped to the subcarrier of the corresponding SC-FDMA symbol after DFT precoding (additional time spreading at the SC-FDMA symbol level, if necessary).
  • the structure of the PUCCH format 3 is basically the same as the structure illustrated in FIG. 29. However, the structure of FIG. 29 is different in that different coding bits are divided into slots, and the same coding bits are repeated in units of slots. For this reason, the signal processing block of FIG. 30 does not include a divider.
  • the PUCCH resource includes a resource for control information transmission and / or a resource for RS transmission.
  • the (quasi) orthogonal resource for control information transmission is referred to as resource A
  • the (quasi) orthogonal resource for RS transmission is referred to as resource B.
  • Resource A includes at least one of a PRB index and a spreading code (eg, Walsh code) index, and one representative logical index is given for resource A from which the PRB index and spreading code index can be inferred.
  • Resource B includes at least one of a PRB index, a cyclic shift index, and an orthogonal cover index, and one representative logical index is given to resource B, from which a PRB index, a cyclic shift index, and an orthogonal cover index can be inferred.
  • Logical indexes of resource A and resource B may be linked to each other.
  • resource A
  • indexes of specific resources constituting the resource B may be linked to each other.
  • a separate (representative) PUCCH resource index may be defined, and may be linked with resource A and / or resource B. That is, resource A and / or resource B may be inferred from separate PUCCH resource indexes.
  • both resource A and / or resource B may be signaled.
  • both resource A and resource B may be informed through a physical control channel (eg, PDCCH) or RRC signaling.
  • the resource A index for control information transmission and the resource B index for RS transmission may be signaled, or only one of them may be signaled.
  • the format and indexing of the RS follow the conventional LTE method, only the resource B index for the RS may be signaled. Since the control information is preferably transmitted in the same PRB as the RS, the PRB index for the control information can be inferred from the resource B index for the RS, and the control information can be transmitted through the PRB corresponding to the PRB index.
  • the orthogonal code index used for the control information can be inferred from the orthogonal cover index or the cyclic shift index used for the RS.
  • a separate PUCCH resource index may be signaled and resource A and / or resource B may be inferred therefrom. That is, given a separate PUCCH resource index, it is possible to infer the PRB and / or orthogonal cover index for the control information, the PRB for the RS, orthogonal cover index and / or cyclic shift index from it.
  • a plurality of PUCCH candidate resources are informed to a UE or a group of UEs through higher layer signaling (eg, RRC signaling), and a specific PUCCH is provided through a physical control channel (eg, PDCCH).
  • a resource (index) may be given as [resource A index and resource B index], [resource A index or resource B index], or [separate PUCCH resource index].
  • the PUCCH resource index may be signaled through the PDCCH of the DL secondary CC. If carrier aggregation is applied, there is no reason to use TKX Transmit Power Control of DL secondary CC since PUCCH is transmitted only in UL primary CC.
  • the PUCCH resource (index) is DL secondary
  • the implicit method of the existing LTE may be reused.
  • n cce represents the smallest CCE index constituting the PDCCH
  • N—PUCCH (1) represents a value set by a higher layer.
  • the RS interval may use a resource corresponding to the inferred resource index.
  • the PRB may transmit ACK / NACK for a plurality of DL CCs using the corresponding resource (eg, a spreading code).
  • the resource corresponding to the cyclic shift index of the RS resources (for example, a combination of cyclic shift, orthogonal cover, PRB index) is not used in the control information interval. Therefore, the cyclic shift index used for RS cannot be inferred from the resource index for the control information.
  • a method of transmitting a PUCCH using a multi-antenna transmission method will be described.
  • a 2Tx transmit diversity scheme will be described, but the following example can be extended / similarly to n—Tx transmit diversity scheme.
  • the (quasi) orthogonal resource for control information transmission is referred to as resource A
  • the (quasi) orthogonal resource for RS transmission is referred to as resource B.
  • Logical indexes of resource A and resource B may be linked to each other. For example, given a logical index of resource B, a logical index of resource A may be automatically given.
  • the physical configuration of the logical indexes for resource A and resource B may be different. There are two main cases.
  • Control information can be transmitted through the same PRB at all antennas (ports).
  • control information is derived from two different resources A (e.g.
  • the RS may be transmitted through two different resource Bs selected for each antenna (port) (eg, a combination of a cyclic shift and a DFT cover).
  • Control information may be transmitted through different PRBs for each antenna. For example, control information is transmitted through PRB # 4 at antenna (port) 0, and at antenna (port) 1
  • Resources are not particularly constrained (ie, may be the same or different) between control information transmitted through different antennas (ports).
  • two resources A e.g. orthogonal code
  • two resources B e.g. combination of cyclic shift and DFT cover
  • PDCCHVRRC physical control channel
  • signaling for control information and RS may be performed separately.
  • resource information for any one antenna (port) is signaled
  • the resource information for the other antenna (port) may be inferred from the pre-signaled resource information, for example, the spreading code index m for the control information may be predefined or signaled from the base station.
  • the spreading code index m may be linked to the CCE index constituting the PDCCH implicitly (impl icit ly).
  • the spreading code index m may be linked with an orthogonal code index or a cyclic shift index for the RS, and the spreading code index m may be in units of subframes,
  • the spreading code index m may be hopped in units of a predetermined time interval (eg, slots).
  • 31 and 32 illustrate the structure of PUCCH format 3 according to the present embodiment and a signal processing procedure therefor.
  • the control information is interleaved in the frequency domain.
  • FDM mapping in a local manner is illustrated.
  • FDM mapping may be used for terminal multiplexing or antenna (port) multiplexing.
  • FDM mapping is an example, and the present embodiment may be applied to CDM mapping using a time / frequency domain cyclic shift.
  • a channel coding block may channel-code information bits a_0, a_l, ..., a_M-l (e.g., multiple ACK / NACK bits) to encode an encoded bit, coded bit or coding bit) (or codeword) b_0, b-1, ..., b_N-l are generated.
  • M represents the size of the information bits
  • N represents the size of the coding bits.
  • the information bits include uplink control information (UCI), for example multiple ACK / NACK.
  • UCI uplink control information
  • the information bits a_0, a_l, a—M-l are joint coded regardless of the type / number / size of the UCI constituting the information bits.
  • Channel coding includes, but is not limited to, simple repetition, simple coding, reed muller coding, punctured RM coding, TBCC Tai biting convolutional coding, low-dens i ty parity -check) or include turbo-coding.
  • coding bits may be rate-matched in consideration of modulation order and resource amount. The rate matching function may be included as part of the channel coding block or may be performed through a separate function block.
  • a modulator modulates the coding bits b_0, b-1, ..., bJKL to generate modulation symbols c_0, c_l, ..., c_L-1.
  • L represents the size of the modulation symbol.
  • the modulation method is performed by modifying the magnitude and phase of the transmission signal. Modulation methods include, for example, n-PSK (Phase Shift Keying), n ⁇ Quadrature Amplitude Modulation (QAM) (n is an integer of 2 or more).
  • the modulation method may include BPSKCBinary PSK), QPSKCQuadrature PSK), 8-PS, QAM, 16-QAM, 64-QAM, and the like.
  • the divider divides modulation symbols c_0, c_l, ' ⁇ , c— L_l into each slot.
  • the order / pattern / method for dividing a modulation symbol into each slot is not particularly limited.
  • the divider can divide a modulation symbol into each slot in order from the front.
  • modulation symbols c_0, c_l and c_L / 2-1 are divided into slot 0, and modulation symbols c_L / 2, c_L / 2 + 1, '', and c_L-1 are slot 1 Can be dispensed on.
  • the modulation symbols can be interleaved (or permutated) upon dispensing into each slot. For example, an even numbered modulation symbol may be divided into slot 0 and an odd numbered modulation symbol may be divided into slot 1. The modulation process and the dispensing process can be reversed.
  • the DFT precoder performs DFT precoding (eg, 6-point DFT) on modulation symbols divided into each slot to generate a single carrier waveform.
  • DFT precoding eg, 6-point DFT
  • modulation symbols c_0, c— 1, ..., c_L / 2-1 are divided into DFT symbols d_0, d_l,...
  • the modulation symbols c— L / 2, c_ L / 2 + 1,-, and c_L-l are DFT precoded with d_L / 2-l and divided into slot 1, and DFT symbols d_ L / 2, d— L / 2 + 1, ... DFT precoded with d_L-1.
  • DFT precoding can be replaced by other linear operations (eg, walsh precoding).
  • a spreading block spreads the signal on which the DFT is performed at the SOFDMA symbol level (time domain).
  • Time-domain spreading at the SC-FDMA symbol level is performed using a spreading code (sequence).
  • the spreading code includes a quasi-orthogonal code and an orthogonal code.
  • Orthogonal codes include, but are not limited to, Walsh codes, DFT codes.
  • the maximum value of the spreading code size (or spreading factor (SF)) is limited by the number of SC-FDMA symbols used for transmission of control information. For example, when four SC-FDMA symbols are used for transmission of control information in one slot, a (quasi) orthogonal code (w0, wl, w2, w3) of length 4 may be used for each slot.
  • SF denotes a spreading degree of control information and may be related to a multiplexing order or antenna multiplexing order of a terminal.
  • SF is 1, 2, 3, 4,... It may vary according to the requirements of the system, and may be predefined between the base station and the terminal, or may be known to the terminal through DCI or RRC signaling.
  • the signal generated through the above process is mapped to a subcarrier in the PRB.
  • the spread signal is mapped to subcarriers discontinuously in each SC-FDMA symbol.
  • FIG. 31 illustrates a case in which a spread signal is mapped in an interleaving manner in an SC-FDMA symbol
  • FIG. 32 illustrates a case in which the spread signal is mapped locally in an SC-FDMA symbol.
  • the frequency domain signal mapped to the subcarrier is converted into a time domain signal through an IFFT.
  • CP is added to the time domain signal, and the generated SC—FDMA symbol is transmitted through the RF stage.
  • each process is illustrated in more detail.
  • the ACK / NACK bit for this may be 12 bits when including the DTX state.
  • the coding block size (after rate matching) may be 24 bits.
  • the coding bits are modulated into 12 QPSK symbols, and the generated QPSK symbols are divided into 6 slots each. Six QPSK symbols in each slot are converted into six DFT symbols through a six-point DFT operation.
  • a cell-specific scramble or terminal-ID using a scramble code e.g., a PN code such as a gold code
  • a scramble code e.g., a PN code such as a gold code
  • PCI Physical Cell ID
  • the scramble may be performed on the whole information, in the SC-FDMA symbol, or between the SC-FDMA symbols, or both.
  • the scramble for the entire information can be implemented by performing scramble at the information bit level, coding bit level, modulation symbol level before division.
  • SC-FDMA intra-scramble can be implemented by performing scrambling at the modulation symbol level or the DFT symbol level after division.
  • SC—FDMA intersymbol scramble may be implemented by performing scrambling at the SC-FDMA symbol level in the time domain after spreading.
  • the terminal multiplexing can be achieved by applying the CDM to the stage before the DFT precoder.
  • CDM since the DFT front end is a time domain signal, CDM may be implemented through cyclic shift or cyclic shift or Walsh (or DFT) spreading.
  • the coding bit is 6 bits
  • QPSK modulation a complex signal of?
  • An example of spreading control information of each terminal to a Walsh code of [+1 +1] [+1 -1] is as follows.
  • interleaving may be additionally performed. Interleaving may be applied before or after spreading.
  • An example of applying both spreading and interleaving is as follows.
  • UE # l Apply [+1 —]. , — , , Send -3 ⁇ 2, -32
  • FIGS. 33 and 34 illustrate another structure of the PUCCH format 3 according to the present embodiment.
  • the structure of the PUCCH format 3 is basically the same as the structure illustrated in FIGS. 31 and 32.
  • the structure of FIGS. 31 and 32 is different in that different coding bits are divided into slots, and the same coding bits are repeated in units of slots. For this reason, FIGS. 33 and 34 do not include a divider.
  • resource A the (quasi) orthogonal resource for control information transmission
  • resource B the (quasi) orthogonal resource for RS transmission
  • Resource A includes at least one in PRB index, spreading code (e.g.
  • the resource B includes at least one of a PRB index, a cyclic shift index, and an orthogonal cover index, and one representative logical index is given to the resource B, from which the PRB index, the cyclic shift index, and the orthogonal cover index may be inferred.
  • Representative logical indexes of resource A and resource B may be linked to each other.
  • the indexes of the detailed resources constituting the resource A and the resource B may be linked to each other.
  • both resource A and resource B can be signaled.
  • both resource A and resource B may be informed through a physical control channel (eg, PDCCH) or RRC signaling.
  • the resource A index for control information transmission and the resource B index for RS transmission may be signaled or only one of them may be signaled.
  • the format and indexing of the RS follow the conventional LTE method, only the resource B index for the RS may be signaled.
  • the control information is preferably transmitted in the same PRB as the RS, the PRB index for the control information can be inferred from the resource B index for the RS, and the control information can be transmitted through the PRB corresponding to the PRB index.
  • an orthogonal code index used for control information can be inferred from an orthogonal cover index used for RS.
  • the subcarrier shift (or offset, index) according to the frequency factor of the resource A may be inferred from the cyclic shift index used in the RS.
  • the subcarrier shift (or offset, index) according to the frequency factor of resource A may be RRC signaled.
  • the frequency factor (or corresponding linear operation, e.g. reciprocal of the frequency factor) of resource A is C signaled or DL
  • the frequency factor may be configured or predetermined by the system.
  • FDM mapping may be applied to the RS interval in the same manner as control information.
  • DFT precoding is applied to generate a low PAPR / CM signal
  • RS uses the low-CM sequence already specified so that it is generated directly in the frequency domain without a DFT precoder. (Ie, the DFT precoder may be omitted).
  • CDM mapping using cyclic shifts rather than FDM mapping may be more preferable for the following reason.
  • the channel estimation performance may be degraded in high frequency selective channels because the channel of a specific frequency position is estimated and the interpolation is performed for other portions.
  • CDM mapping there is no such performance degradation since the RS covers all frequency ranges.
  • n cce represents the smallest CCE index constituting the PDCCH
  • N—PUCCH (1) represents a value set by a higher layer.
  • the RS interval may follow a resource index corresponding to the inferred resource index.
  • the DLB is inferred from the inferred resource index, and then a plurality of DLs are used in the PRB using the corresponding resource (e.g., subcarrier shift (or offset, index) according to spreading code and / or frequency.factor).
  • ACK / NACK for the CC may be transmitted.
  • the RS information eg, cyclic shift, orthogonal cover, PRB
  • the cyclic shift index used for the RS cannot be inferred from the resource index for the control information.
  • 35-41 illustrate a method of defining a resource index according to an embodiment of the present invention.
  • 35 to 41 mainly illustrate a case in which a resource index (ie, resource A index) for control information is defined as a combination of subcarrier mapping patterns / locations (eg, subcarrier indexes or offsets) and spreading codes (eg, orthogonal codes).
  • P B for transmitting control information may be set to the same PRB when the PRB for RS is confirmed.
  • the PRB for transmitting control information may be physically controlled (eg, PDCCH) / RRC signaling.
  • the subcarrier shift (or offset, index) according to the frequency factor for the control information may be inferred from the cyclic shift index of the RS.
  • the subcarrier shift (or offset, index) according to the frequency factor may be RRC signaled.
  • the frequency factor may be RRC signaled or implicitly determined according to the number of DL CCs.
  • the frequency factor may be configured or predetermined by the system.
  • the channel resource for the control information may not be separately defined as a representative index for indicating a combination of detailed resources (eg, [PRB, spreading code] or [PRB, spreading code, frequency factor]).
  • the number in the box means a resource index (ie, a resource A index for transmitting control information).
  • the resource index for the control information is linked with [Orthogonal Code Index, Subcarrier Shift (or Offset, Index)]. Therefore, the control information is spread at the SC-FDMA symbol level using an orthogonal code that is subjected to the resource index and is mapped to the subcarrier that is substituted for the resource index.
  • the resource index is counted in the order of increasing frequency resource (subcarrier index), but may be counted first along the orthogonal code index axis.
  • 35B, 36B, 37B, 38B, 39B, and 40B show that resource indexing for control information is limited by an RS multiplexing order. For example, if the RS multiplexing order is 3
  • the resource index value described in this example may be a relative value (eg, an offset).
  • PUCCH format 2 / 2a / 2b may be transmitted at the outermost side of the band, and there may be 1PRB in which PUCCH formats 1 / la / lb and 2 / 2a / 2b coexist.
  • PUCCH format 1 / la / lb may be transmitted inside.
  • each frequency resource e.g., frequency factor
  • orthogonal code index is to be cell-specific / terminal-specific hopping at the SC-FDMA symbol level / slot level.
  • FIG. 41 illustrates a case in which orthogonal resource indexes are staggered or cyclically shifted along a frequency axis for each orthogonal code index. This example illustrates a case in which resource indexes are applied with staggering by one subcarrier for each orthogonal code index in FIG. 37A.
  • the cyclic shift or orthogonal code index may be cell-specific / terminal-specific hop at SC-FDMA symbol level / slot level.
  • Resource indexing for the RS may follow the method defined in the existing LTE.
  • a number in a box means a resource index (ie, an index of resource B for RS transmission).
  • the resource index for RS is linked with [cyclic shift value, orthogonal code index].
  • the RS sequence is cyclically shifted along the frequency axis by a value corresponding to the resource index and covered in the time domain with an orthogonal code corresponding to the resource index.
  • 4 ° "means the cyclic shift interval and the cyclic shift value used may be c .4 P h T H ( c is a positive integer).
  • n s is a slot index, and 1 is an SC-FDMA symbol index, (, /) is the cyclic shift values, N ⁇ c is the number of subcarriers constituting the resource block.
  • the resource index for the RS is first counted along the cyclic shift axis, but may be counted first along the orthogonal code axis.
  • the 4 hif of RS, and the frequency factor (or corresponding linear operation, for example, the inverse of the frequency factor) of the control information may be signaled through a physical control channel (eg, PDCCH) or RRC signaling, respectively.
  • a physical control channel eg, PDCCH
  • RRC signaling respectively.
  • resource indexing of the control information interval may correspond to resource indexing of the RS interval.
  • resource indexing of the RS interval may correspond to resource indexing of the RS interval.
  • only one of the control information resource index or the RS resource index is informed to the UE through a physical control channel (eg, PDCCH) / RRC signaling, and the remaining resource indexes can be inferred therefrom.
  • the frequency factor may be inferred from information about cyclic shifts used in RS (eg, cyclic shift intervals). if,
  • Both frequency factor (interval) for RS and control information can be specified.
  • the resource indexing of FIG. 42 and the resource indexing of FIGS. 35B, 36B, 37B, 38B, 39B, and 40B may be associated with each other.
  • Table 17 shows tempering examples of 4 hif , and frequency factor.
  • the frequency factor may be RRC signaled or implicitly determined according to the number of DL CCs.
  • An example is given in which the frequency factor is implicitly changed according to the number of DL CCs.
  • the frequency factor may be implicitly determined according to the number of configured DL CCs or implicitly determined according to the number of activated DL CCs.
  • the frequency factor for the five configured (or activated) DL CCs can be used in advance by designating it as two.
  • Frequency factors for 4, 3, 2, and 1 configured (or activated) DL CCs may be implicitly designated and used as 3, 4, 6, and 12, respectively.
  • the TxD mapper performs resource allocation / multiple input multiple output (MIM0) precoding / processing for transmitting control information through multiple antennas (ports).
  • MIM0 multiple input multiple output
  • the (quasi) orthogonal resource for control information transmission is referred to as resource A
  • the (quasi) orthogonal resource for RS transmission is referred to as resource B.
  • Logical indexes of resource A and resource B may be linked to each other. For example, given a logical index of resource B, a logical index of resource A may be automatically given. Also, with resource A
  • Control information can be transmitted through the same PRB at all antennas (ports).
  • the control information may be transmitted through two different resources A selected for each antenna (port) (eg, a combination of an orthogonal code and a subcarrier shift (or offset, index) according to a frequency factor).
  • orthogonal codes include Walsh codes and DFT codes.
  • the frequency factor can be given as N sc / N ireq or reciprocal thereof.
  • N sc represents the number of subcarriers in the PRB
  • N freq represents the number of subcarriers used for transmission of control information in the PRB.
  • the RS may be transmitted through two different resource Bs selected for each antenna (port) (eg, a combination of a cyclic shift and a DFT cover).
  • Control information may be transmitted through different PRBs for each antenna. For example, control information may be transmitted through PRB # 4 at antenna (port) 0 and may be transmitted through PRB # 6 at antenna (port) 1.
  • Resources are not particularly constrained (ie, may be the same or different) between control information transmitted through different antennas (ports).
  • RS transmission is performed with two resources A (e.g., orthogonal code and subcarrier position (e.g., shift, offset or index) according to frequency factor) for control information transmission.
  • resources A e.g., orthogonal code and subcarrier position (e.g., shift, offset or index) according to frequency factor
  • Two resource Bs e.g., a combination of cyclic shift and DFT cover
  • PDCCH physical control channel
  • RRC signaling for control information and RS may be performed separately.
  • resource information for one antenna (port) is signaled
  • resource information for another antenna (port) may be inferred from the pre-signaled resource information.
  • the subcarrier position e.g., shift, offset or index
  • code index m and / or frequency factor is previously
  • the subcarrier position (eg, shift, offset or index) according to the code index m and / or the frequency factor may be implicitly linked with the CCE index constituting the PDCCH.
  • subcarrier positions (eg shift, offset or index) according to code index m and / or frequency factor may be explicitly specified via PDCCH or RRC signaling, while code index m and / or frequency factor.
  • the subcarrier position according to (eg, shift, offset or index) may be changed in a subframe unit, a slot unit, and a plurality of SC-FDMA symbol units. That is, the subcarrier position (eg, shift, offset or index) according to the code index m and / or the frequency factor may be hopped in a certain time interval unit (eg, slot).
  • the multiplexing order of the RS interval is two times or more than the multiplexing order of the control information interval, the following 2Tx transmit diversity scheme may be applied.
  • two of the resources (CS + 0C + PRB) of the RS interval may be used for channel estimation of each of the two transmit antennas, and only one resource (subcarrier position + 0C + PRB) may be used for the control information interval. .
  • an Alamouti scheme may be applied to an output value of the DFT precoder in the frequency domain.
  • the Alamouti method can be represented by the following matrix:
  • column 0 and column 1 denote signal vectors transmitted to antenna (port) 0 and antenna (port) 1, respectively, and row 0 and row 1 denote complex signal vectors transmitted on the first subcarrier and the second subcarrier, respectively.
  • ⁇ * stands for complex conjugate operation. Any form of linear transformation from the above matrix can be applied to the present invention.
  • the order of the DFT symbols mapped to the SC-FOMA symbol of antenna (port) 1 is reversed in units of two DFT symbols.
  • d_0, d_l, d_2, d_3 are mapped to the SC—FDMA symbol at antenna (port) 0, while -d— 1 ', d_0', -d_3 * are mapped to the SC-FDMA symbol at antenna (port) 1.
  • d— 2 ' is mapped.
  • the single carrier characteristic of the signal mapped to the antenna (port) 1 is broken, causing a problem that the CM rises at the antenna (port) 1.
  • FIGS. 43B and 43B illustrate the diffusion process in the signal processing process of FIG. 43.
  • mapping control information to antenna (port) when mapping control information to antenna (port) 0, the complex signal after DFT precoding is mapped to the subcarrier as it is.
  • mapping control information to antenna (port) 1 (1) mapping to subcarriers in SC-FDMA symbol in reverse order (2) complex conjugate operation (3) alternating minus sign ) Add.
  • the order of (1) to (3) is exemplary, and the order between them may be changed. The method can be applied in the same way throughout the specification. For example, referring to FIG. 29 or FIG. 30, a complex symbol string mapped to an SC-FDMA symbol transmitted through a first antenna (port) and a second antenna (port) may be given as follows.
  • a k represents a complex symbol string mapped to a subcarrier of an SC-FDMA symbol, and k represents a complex symbol index (0 to 11).
  • mod (ab) is the remainder of a divided by b.
  • conj (a) represents the complex conjugate value of a.
  • Equation (12) assumes a case in which the complex signal is mapped to both the subcarrier i in the SC-FDMA symbol. Considering the case where the frequency factor is used as shown in FIGS. 31 to 34, Equation 11 may be generalized as follows.
  • n is the subcarrier in the SC-FDMA symbol
  • the complex symbol string mapped to the SC-FDMA symbol of the first antenna (port) or the second antenna (port) may be cyclically shifted (eg, shifted by half the length of the complex symbol string) in the frequency direction.
  • Tables 19 to 21 illustrate the case where Alamouti is applied according to the present embodiment.
  • FIG. 43 illustrates a structure of a PUCCH format and a signal processing procedure for the same according to an embodiment.
  • the overall flow is similar to that described with reference to FIGS. 29 to 43 in Embodiments 1 and 2, and thus the main difference is the CAZAC modulator.
  • the CAZAC modulator is a modulation symbol ([c_0, c_l, ..., c— L / 2-1] and [c_L / 2, c_ L / 2 + 1, ...) divided into a corresponding slot. , c ⁇ L_l]) to modulate the corresponding CAZAC modulation symbols ([d_0, d_l, ..., d_L / 2-l] and [d_ L / 2, d_ L / 2 + 1, ..., d_L_l]) Create
  • the CAZAC modulator includes, for example, a sequence for CAZAC sequence or LTE CGCComputer Generated) 1RB.
  • the figure illustrates a case of joint coding at the slot-level, the present invention can be equally applied to the case of separate coding, slot level repetition, and frequency factor for each slot.
  • the CAZAC or CG sequence serving as the base sequence is already cell-specific, cell-specific scramble can be omitted. Alternatively, only terminal-specific scrambles may be applied to further add some randomization.
  • the resource allocation method, the relationship with the RS index, the signaling method, and the transmit diversity may use the method mentioned in the above embodiments.
  • orthogonal resources for SR are configured to the UE through RRC signaling.
  • the terminal transmits the SR signal using the orthogonal resource signaled in advance.
  • Table 22 illustrates an SR transmission period and subframe offset configuration.
  • the existing LTE terminal transmits ACK / NACK using an orthogonal resource allocated for the SR. Since the base station recognizes that a simultaneous transmission event may occur, the SR and the ACK / NACK are transmitted together by decoding both the orthogonal resource for the SR and the orthogonal resource for the ACK / NACK, and only the ACK / NACK is transmitted without the SR. It can be recognized.
  • This embodiment describes a method of simultaneously transmitting a new PUCCH format and an SR.
  • the new PUCCH format is not limited to the PUCCH format proposed in Embodiments 1 to 3, and includes all PUCCH formats using channel coding. For example, when transmitting a channel coded ACK / NACK through the PUCCH format 2 / 2a / 2b structure).
  • the first UCI eg, ACK / NACK, SR, CQI, PMI, RI, CSI, or any combination thereof
  • the second UCI is transmitted in the same subframe.
  • Transmission of the second UCI is not limited to a specific PUCCH format, but may be a case where it is specifically scheduled to be transmitted using the LTE PUCCH format.
  • the following examples focus on the case where the first UCI is ACK / NACK for DL CCs and the second UCI is an SR scheduled to be transmitted using the LTE PUCCH format.
  • the ACK / NACK may include multiple ACK / NACKs for a plurality of DL CCs.
  • the simultaneous transmission method of the first UCI and the second UCI described herein is applied throughout the specification unless otherwise specified.
  • an SR transmission event and an ACK / NACK transmission event may occur at the same time (eg, the same subframe / slot). Since SR resources are UE-specific and ACK / NACK is CC-specific, it is impossible to transmit ACK / NACK through SR resources. Therefore, the present invention proposes the following to solve such a problem.
  • 1-bit SR information may be embedded in (multi) ACK / NACK and then transmitted through joint coding.
  • Resources for the new PUCCH format may be set to implicit (eg 1, link with the CCE index of the PDCCH) or explicit (eg RRC signaling).
  • an information bit field may be additionally defined or the state of the original information may be further used.
  • FIG. 29 performs QPSK modulation after generating 48 bits of coding bits by channel coding 12 bits of control information (ACK / NACK and DTX for 5 DL CCs).
  • 13 bits of control information (ACK / NACK, DTX, and SR for 5 DL CCs) are channel coded to generate 48 bits of coding bits, and then QPSK modulation. Can be performed.
  • One bit for the SR may indicate that there is no SR event if 0 and an SR event exists for 1 (or 1 if there is no SR event and 1 if the 1 bit for the SR indicates an SR event). May indicate that it exists).
  • the position of a bit for an SR may be predefined in the information bit stream to know that the bit is an SR (eg, the first / last bit of the bit stream).
  • first UCI ACK / NACK transmission event
  • second UCI Another method for solving the problem of overlapping SR transmission event
  • first UCI ACK / NACK transmission event
  • second UCI ACK / NACK transmission event
  • the (multi) ACK / NACK information may be bundled into one information through a logical AND operation. Bundled ACK / NACK information may be transmitted through SR resources. Therefore, the UE normally feeds back a UCI (eg, ACK / NACK) using a new PUCCH format, and if the SR transmission event and the ACK / NACK transmission event overlap, the ACK / NACK information bundled using the SR resource is used. send.
  • UCI eg, ACK / NACK
  • the UE transmits ACK when all ACK / NACK information corresponding to the DL CC is ACK, and transmits NAK when any of the ACK / NACK information is NAK. Similarly, the UE may transmit the DTX when any one of the ACK / NACK information for the DL CC occurs.
  • FIG. 44 proposes another method for solving a problem where an SR transmission event (first UCI) and an ACK / NACK transmission event (second UCI) overlap.
  • phase modulation may be performed on at least one RS symbol (position does not matter). At this time, phase modulation should not be performed on at least one other RS symbol.
  • the SR information can be represented by 1 bit without having to send, it is possible to perform phase modulation when there is no SR to transmit (i.e., modulate 1) and when there is an SR to be transmitted (e.g. — 1 Modulation). If 1 UCI is M-bit, modulation can be performed by 2 M — PSK or 2 M — QAM, and the relationship between the UCI bit and the complex modulation value may be specified in advance.
  • the UE may not perform transmission of a specific UCI according to the priority of the UCI (that is, may drop UCI transmission).
  • the system 1 UCI is (multiple) ACK / NACK transmitted through the new PUCCH format
  • the second UCI is CQI information transmitted through the PUCCH format 2.
  • the priority of the UCI may be SR> ACK / NACK> RI> CQI / PMI.
  • the first UCI and the second UCI may be embedded in one PUCCH format.
  • the first UCI and the second UCI are either PUCCH formats.
  • the first UCI and the second UCI may be separated coded for each UCI or joint coded together.
  • PUCCH format A A new PUCCH format is used to transmit: 5-bit multiple ACK / NACK (first UCI) for multiple DL CCs.
  • PUCCH format B LTE PUCCH format 2, used to transmit 5-bit CQI information (second UCI).
  • the first UCI and the second UCI (10 bits total information) may be jointly coded and transmitted through the PUCCH format A.
  • the new PUCCH format is new in Examples 1-3.
  • PUCCH format includes the PUCCH format and other forms of the new PUCCH format and can be used to transmit ACK / NACK, SR, CQI, PMI, RI, CSI, or any combination thereof. For convenience, it is assumed that a new PUCCH format is used to transmit ACK / NACK related UCI.
  • Tables 23 and 24 show cell-specific SRS transmission parameters and terminal-specific SRS transmission parameters for SRS transmission defined in LTE, respectively.
  • T SFC represents a cell-specific subframe configuration
  • a SFC represents a cell-specific subframe offset
  • srs-SubframeConfig Provided by the higher layer. SRS is transmitted on a subframe satisfying L " s / 2jmodr SFc e A SFC .
  • N s represents a slot index.
  • L" represents a flooring function and mod represents modulo.
  • the SRS configuration index (I SRS ) is signaled for each terminal, and each terminal identifies an SRS transmission period (T SRS ) and an SRS subframe offset (T oiiset ) using the I SRS .
  • the cell-specific SRS transmission parameter informs the UE of the subframe occupied for SRS transmission in the cell, and the UE-specific SRS transmission parameter informs the subframe actually used by the UE from among the subframes occupied for SRS. Thereafter, the terminal transmits the SRS through a specific symbol (eg, the last symbol) of the subframe designated as the terminal-specific SRS transmission parameter (terminal-specific SRS transmission subframe).
  • the terminal-specific SRS transmission subframe In order to protect the SRS transmission in the subframe occupied by the cell-specific SRS transmission parameter (SAL-specific SRS transmission subframe), whether or not the UE actually transmits the SRS in the corresponding subframe, It may be necessary not to transmit an uplink signal through the last symbol.
  • the subframe in which the SRS is transmitted includes a cell-specific SRS transmission subframe or a terminal-specific SRS transmission subframe.
  • the last SC-FDMA symbol in a subframe can be punctured (ie, shortened new PUCCH format).
  • the length (XXXOrthogonal Cover CodeK or Orthogonal Code, 0C) may be adjusted according to the number of SC-FDMA symbols remaining after puncturing.
  • a SRS symbol can be dropped. That is, when the simultaneous transmission of the new PUCCH format and the SRS occurs, the UE transmits the new PUCCH format as it is (ie, normal new PUCCH format) and does not perform SRS transmission.
  • 45 and 46 illustrate signal transmission according to the method 1 when the new PUCCH format uses the RS symbol structure of the PUCCH format la / lb of LTE.
  • the horizontal axis represents the time domain (eg, symbol index) and the vertical axis corresponds to the frequency domain (eg, RB index).
  • the figure illustrates a case where a standard CP is used, but this example is equally applied to the case where an extended CP is used.
  • the new PUCCH format may be generated by, for example, FIGS. 29 and 30.
  • the slot-level PUCCH structure is shown in the following figures using the same frequency resource (eg, the same PRB), which is illustrated in FIGS. 29 and 30 as an example, and the slot-level PUCCH structure is illustrated. May be hopped in the frequency domain with respect to the slot.
  • an RS symbol is spread using a length 3 0CC (eg, DFT code) and a UCI symbol is spread using a length 4 0CC (eg Walsh code). Frequency hopping may be performed between slots.
  • a length 3 0CC eg, DFT code
  • a UCI symbol is spread using a length 4 0CC (eg Walsh code). Frequency hopping may be performed between slots.
  • SRS represents an SRS transmission position.
  • the SRS of the corresponding UE may be actually used, or signal transmission of the corresponding UE may be restricted to protect the SRS transmission of the other UE.
  • the structure of slot 0 is the same as that of FIG. 45.
  • the last SC-FDMA symbol in slot 1 is punctured for SRS transmission. Punching can be implemented in two ways. First, in a state in which all control information is mapped to the last SC-FDMA symbol of the new PUCCH format, transmission of the last SC-FDMA symbol may be dropped if SRS simultaneous transmission is required.
  • Dropping the transmission of an SC-FDMA symbol may be implemented by not actually performing the transmission or by remapping zeros to the corresponding SC—FDMA symbol.
  • the resource after rate matching the control information according to a short new PUCCH format ie, shortened new PUCCH format
  • You can run map3 ⁇ 4. That is, puncturing of the last SC-FDMA symbol may be performed by rate matching after resource mapping or by resource mapping after rate matching.
  • the number of RS symbols in slot 1 is the same as three, but the number of UCI symbols decreases from four to three.
  • the 0CC applied to the UCI symbol in slot 1 is converted from 4 to 3 in length.
  • Table 25 illustrates the 0CC set for the UCI symbol of each slot.
  • the shortened new PUCCH format may be configured through higher layer (eg, RRC) signaling.
  • higher layer eg, RRC
  • configuration information / use of a shortened new PUCCH format may be indicated by higher layer (eg, RRC) signaling.
  • RRC higher layer
  • 47A and 47B illustrate signal transmission according to Method 1 when the new PUCCH format uses the RS symbol structure of the PUCCH formats 2a / 2b of LTE. This example shows the case where a standard cyclic prefix is used.
  • the new PUCCH format may be generated by, for example, FIGS. 29 and 30.
  • 47A illustrates a situation in which only a new PUCCH format is transmitted.
  • an RS symbol is spread using a 0 CC (eg, Walsh code) having a length of 2 in each slot, and a UCI symbol is spread using a 0CC (eg, DFT code) having a length of 5.
  • Frequency hopping may be performed between slots.
  • 47B illustrates a situation in which a new PUCCH format and SRS are simultaneously transmitted. Referring to FIG. 47B, the structure of the slot 0 is the same as that of FIG. 47A.
  • the last SC ⁇ FDMA symbol of slot 1 is punctured for SRS transmission. After puncture, slot
  • the number of RS symbols in 1 is the same as 2, but the number of UCI symbols is 5 to 4
  • the 0CC applied to the UCI symbol in slot 1 is converted from 5 to 4 in length.
  • 48A and 48B illustrate another example of signal transmission according to the method 1 when the new PUCCH format uses the RS symbol structure of the PUCCH format 2a / 2b of LTE.
  • 48A and 48B are basically the same as described with reference to FIGS. 47A and 7B except that extended cyclic transposition is used.
  • Table 26 illustrates the code set for the UCI symbol in FIGS. 47A and 48A
  • Table 27 illustrates the code set for the UCI symbol in FIGS. 47B and 48B.
  • the index (m) can be determined independently for each slot.
  • the OCC index (m) may be determined independently for each slot.
  • a method of transmitting a larger amount of UCI using PUCCH format 2 will be described. For convenience, by using the PUCCH format 2 to transmit (multi) ACK / NACK-related UCI
  • ACK / NACK related UCIs include (multiple) ACK / NACK, ACK / NACK + other UCIs.
  • the other UCI includes SR, CQI, PMI, RI, or a combination thereof.
  • one subframe includes 10 UCI symbols in addition to the RS symbol.
  • Each UCI symbol is mapped with a modulation value spread in the frequency domain.
  • the modulation value mapped to the UCI symbol is not limited thereto, but may be spread in the frequency domain by a CAZAC sequence, a CG-CAZAC sequence, and a cyclic shift (CS) may be applied to each sequence.
  • SC-FDMA symbol level CS hopping may be applied to randomize inter-cell interference.
  • RS can be multiplexed by CDM using cyclic shift. For example, assuming that the number of available CSs is 12 or 6, 12 or 6 terminals may be multiplexed in the same PRB, respectively.
  • the signal processor for the PUCCH format may include all of a channel coding block, a modulator, a divider, a frequency domain spreading block, or may include some of them.
  • the channel coding block comprises information bits a (0), a (l),... , A (Ml) (e.g., multiple ACK / NACK bits) by channel coding coding bits (encoded bit, coded bit or coding bit) (or codeword) b (0), b (l), ... Produces (Nl).
  • M represents the size of the information bits
  • N represents the size of the coding bits.
  • the information bit includes uplink control information (UCI), for example, multiple ACK / NACKs for a plurality of data (or PDSCHs) received through a plurality of DL CCs.
  • UCI uplink control information
  • the information bits a (0), a (l), ..., a (M-1) are joint coded regardless of the type / number / size of the UCI constituting the information bits.
  • the information bits include multiple ACK / NACKs for a plurality of DL CCs
  • channel coding is not performed for each DL CC and for individual ACK / NACK bits, but for all bits of information.
  • a single codeword is generated.
  • Channel coding includes, but is not limited to simple repetition, simple coding, Reed Muller coding, punctured RM coding, TBCCCail-biting convolut ional coding, low-dens i ty
  • 62 parity-check black includes turbo-coding.
  • coding bits may be rate-matched in consideration of modulation orders and resource amounts.
  • the rate matching function may be included as part of the channel coding block or may be performed through a separate function block.
  • the modulator modulates coding bits b (0), b (l), ..., b (N-l) to modulate modulation symbols d (0), d (l),
  • L represents the size of the modulation symbol.
  • the modulation method is performed by modifying the magnitude and phase of the transmission signal. Modulation methods include, for example, n-PSK (Phase Shift Keying) and n-QAM (Quadrature Amplitude Modulation), where n is an integer of 2 or more. Specifically, the modulation method may include Binary PSK (BPSK), Quadrature PSK (QPSK), 8-PSK, QAM, 16—QAM, 64—QAM, and the like.
  • BPSK Binary PSK
  • QPSK Quadrature PSK
  • 8-PSK Quadrature PSK
  • QAM Quadrature PSK
  • 16—QAM 64—QAM
  • the divider divides the modulation symbols d (0), d (l),... And divide d (L_l) into each SC— FD A symbol.
  • the order / pattern / method for dividing a modulation symbol into each SC-FDMA symbol is not particularly limited.
  • the divider may divide a modulation symbol into each SC-FDMA symbol in order from the front (local type).
  • modulation symbols d (0), d (l), ..., d (L-1) are sequentially mapped from the first SC-FDMA symbol of the subframe as shown.
  • L is 10 when the RS symbol structure of PUCCH format 2 is used.
  • modulation symbols may be interleaved (or permutated) at the time of division into each SC-FDMA symbol. For example, an even numbered modulation symbol may be divided into SC-FDMA symbols in slot 0 and an odd numbered modulation symbol may be divided into SC—FDMA symbols in slot 1.
  • the modulation process and the dispensing process can be interchanged.
  • the frequency domain spreading block multiplies each modulation symbol divided into SC-FDMA symbols with a sequence for frequency domain spreading.
  • Siemens for frequency spread includes CAZAC and CG-CAZAC sequences and cyclic shift can be applied for multiplexing.
  • the signal generated through the above process is mapped to a subcarrier in the PRB and then converted into a time domain signal through an IFFT.
  • CP is added to the time domain signal, and the generated SC-FDMA symbol is transmitted through the RF terminal.
  • a PUCCH format 2 transmission event occurs in a subframe in which SRS is transmitted.
  • a SRS symbol can be dropped. That is, when the simultaneous transmission of PUCCH format 2 and SRS occurs, the UE transmits PUCCH format 2 as it is (ie, normal PUCCH format 2) and does not perform SRS transmission.
  • Method 1 will be described in more detail with reference to FIGS. 50 to 54.
  • Method 1 may be limited to a case in which PUCCH format 2 transmits ACK / NACK-related UCI.
  • FIG. 50 and 51 illustrate puncturing the last SC-FDMA symbol of a subframe when a PUCCH format 2 and an SRS simultaneous transmission situation occur.
  • FIG. 50 shows a case where a standard CP is used and
  • FIG. 51 shows a case where an extended CP is used.
  • the d (9) component is punctured (equivalent to two coded bits being flattened when QPSK modulation is used) to support SRS transmission (short ended PUCCH). format).
  • the number / position of RS symbols is kept the same as in normal PUCCH format 2.
  • Punching can be implemented in two ways. First, in a state in which all control information is mapped to the last SC-FDMA symbol of PUCCH format 2, transmission of the last SC—FDMA symbol may be dropped if SRS simultaneous transmission is required. Dropping the transmission of an SC-FDMA symbol may be implemented by not actually performing the transmission or by remapping zeros to the corresponding SOFDMA symbol. Second, when simultaneous transmission of PUCCH format 2 and SRS is required, the UE performs resource mapping after rate matching control information according to the PUCCH format (ie, shortened PUCCH format 2) that does not include the last SC—FDMA symbol of a subframe. Can be done. That is, puncturing of the last SC-FDMA symbol may be performed by rate matching after resource mapping or by resource mapping after rate matching.
  • PUCCH format ie, shortened PUCCH format 2
  • d (9) corresponds to the last two bits of the coding word, number 18 in the RM (20,0) table
  • 64 And d (9) can be punctured by puncturing row 19.
  • FIG. 52 assumes QPSK modulation, and the puncturing implementation may vary according to a coding method or a modulation method.
  • 53 to 55 illustrate another method of simultaneously transmitting PUCCH format 2 and SRS.
  • 51 and 52 may degrade system performance due to loss of coding symbols due to puncturing. Therefore, the present scheme proposes to reduce the number of RS symbols by one in the second slot to prevent performance degradation due to puncturing of the coding symbols.
  • the remaining RS symbols in the modified PUCCH format may move to any position.
  • a second RS symbol in slot 1 may be replaced with d (9) without changing the position of an existing RS symbol in a subframe.
  • the position of an RS symbol may be modified in order to optimize channel estimation without changing the position of an existing RS symbol.
  • the figure shows a case where the position of the first RS symbol in slot 1 is moved to the right by one symbol compared with the existing RS symbol structure.
  • slot 0 uses an RS symbol structure for a standard CP
  • slot 1 uses an RS symbol structure for an extended CP except for the last SRS transmission symbol.
  • Shoton PUCCH format 2 may be configured through higher layer (eg, RRC) signaling.
  • configuration information / use of the shortened PUCCH format 2 may be indicated by higher layer (eg, RRC) signaling.
  • RRC higher layer
  • shortened PUCCH format 2 may be configured without increasing signaling overhead.
  • the above description can be easily extended to MSM (Multi-Sequence Modulat ion) based on PUCCH format 2.
  • the MSM represents a method of performing modulation (eg, QPSK, 8PSK, M-ary QAM, etc.) for each resource by receiving N PUCCH resources.
  • a total of 20 coding bits may be transmitted through QPSK modulation (10 modulation symbols) through one orthogonal resource.
  • orthogonal resource 0 orthogonal resource 1
  • QPSK modulation (20 modulation symbols) can be transmitted.
  • d °,..., Represent symbols after QPSK modulation (i.e., modulation values), and S "( ⁇ 0, 1, ..., L9) represents a sequence vector for PUCCH transmission.
  • the sequence vector S may be hopped to a symbol-by-symbol or to a slot-by-slot.
  • the modulation symbol and the sequence vector are multiplied with each other and mapped to the corresponding SC ⁇ FDMA symbol.
  • the entire modulation symbol is combined in two orthogonal resources (sequence vector) and transmitted through one antenna.
  • resources for RS are defined for each antenna (port), and RS for UCI of orthogonal resource 0 and RS for UCJ of orthogonal resource 1 are the same.
  • the PUCCH format illustrated in FIG. 56 may also be used when UCI is transmitted using channel selection.
  • Channel selection is a method of selecting a specific resource from ⁇ orthogonal resources and transmitting the UCI modulation value through the selected resource.
  • d (0) and d (10) is necessarily zero
  • Table 28 illustrates a mapping table in case of transmitting UCI using the channel selection. Modulation assumes QPSK. In this case, three coding bits may be transmitted through one SC-FDMA symbol through channel selection.
  • a o,.,,... Modulated in the MSM may be mapped to a table form of pre-coded -MSM as shown in Table 29.
  • the pre-coded -MSM may correspond to the result of mapping the resultant values of the [+1 +1] vector and the [+1 ⁇ 1] vector to si and s2 in Table 28, respectively. This is expressed as the following equation.
  • Precoded -MSM will be described in more detail, for example.
  • the structure of FIG. 56 and QPSK modulation are assumed.
  • the total number of information bits transmitted through the PUCCH structure of FIG. 56 is 40 and the total number of symbols is 20.
  • the information bit string [b0 bl b2 b3] is replaced with [si s2]. Since the total number of information bits is 40, ten [si s2] are generated from the ten information bit strings [b0 bl b2 b3].
  • si and s2 are mapped to dO and dlO in FIG. 56, respectively.
  • si and s2 are mapped to dn and dn + 10 in the remaining SC-FDMA symbols.
  • 57 exemplarily shows a method of simultaneously transmitting PUCCH format 2 and SRS using MSM.
  • MSM that uses two orthogonal resources (e.g. cyclic shifts) and assume they are on the same PRB.
  • a first orthogonal resource includes a cyclic shift # 0 and a second orthogonal resource includes a cyclic shift # 1.
  • Two PUCCHs with each orthogonal resource includes a cyclic shift # 0 and a second orthogonal resource includes a cyclic shift # 1.
  • a format 2 may be configured and two generated PUCCH formats 2 may be added and transmitted.
  • the last SC-FDMA symbol of MSM PUCCH format 2 is punctured.
  • the figure shows a case in which the RS symbol structure is maintained in slots 0 and 1, but the second RS symbol of slot 1 is replaced with a UCI symbol.
  • the figure illustrates a case in which the structure of the RS symbol is the same as that of the PUCCH format 2 (standard CP), the number / position of RS symbols remaining after puncturing can be changed.
  • the figure illustrates a case in which two punctured PUCCH formats are generated and then these are added to perform MSM transmission.
  • two normal PUCCH formats may be added and finally puncturing may be performed only once.
  • FIGS. 58 to 62 illustrate a method of compensating for coding loss due to puncturing of d (9) when the RS symbol structure of the conventional PUCCH format 2 is maintained as it is. Since the methods of the PUCCH format 2 described below can be applied to the MSM as shown in FIGS. 56 and 57 by simple extension, a detailed description thereof will be omitted.
  • d (9) punctured by the second RS of slot 1 is modulated.
  • Modulating RS to d (9) involves multiplying the RS sequence by d (9).
  • modulating RS to d (9) corresponds to shifting the phase of RS according to the value of d (9).
  • the receiving end can infer the Log-Likelihood Ratio (LLR) for d (9) by comparing the phases of the first RS and the second RS.
  • LLR Log-Likelihood Ratio
  • 59 illustrates a method of performing modulation on the second RS (or the first RS) of slot 0 as well. Diversity gain can be obtained by repeatedly modulating d (9) on the second RS of each slot. Similarly, d (9) may be repeatedly modulated in the first RS of each slot.
  • 69 60 illustrates a method of performing modulation on all RSs. More diversity gain can be obtained by repeatedly modulating d (9) on all RSs.
  • FIG. 61 and 62 show examples of simultaneously transmitting PUCCH format 2 and SRS in case of an extended CP.
  • FIG. 61 shows a case in which d (9) is modulated only in RS of one slot (eg, slot 1)
  • FIG. 62 shows a case in which d (9) is modulated in all RSs.
  • frequency hopping in a slot unit may be disabled. If d (9) is a QPSK symbol, the receiver may perform a total of four blind decoding operations.
  • Figs. 58-62 have been described mainly with respect to the PUCCH format 2, but the exemplified contents can be equally applied to the DFT-based PUCCH structure of Figs. 46 and 48.
  • a method of transmitting a PUCCH using a multi-antenna transmission method will be described.
  • the 2Tx transmit diversity scheme will be described.
  • the following example can be similarly / expanded to the ⁇ - ⁇ transmit diversity scheme.
  • the orthogonal resource for UCI transmission is called resource A
  • the orthogonal resource for RS transmission is called resource B.
  • Logical indexes of resource A and resource B may be linked to each other. For example, if a logical index of resource B is given, a logical index of resource A may be automatically given.
  • the physical configuration of the logical indexes for resource A and resource B may be different. There are two main cases.
  • Control information can be transmitted through the same PRB at all antennas (ports).
  • Control information is transmitted through resource A (eg, cyclic shift, frequency factor) given for each antenna (port).
  • resource A eg, cyclic shift, frequency factor
  • the resources A given for each antenna (port) are orthogonal to each other.
  • MSM is applied, N orthogonal resources are given for each antenna (port).
  • RS can be transmitted through a given resource BOfl, a combination of cyclic shift and DFT cover per antenna (port).
  • the resources B given for each antenna (port) are orthogonal to each other.
  • Control information may be transmitted through different PRBs for each antenna. For example, control information is transmitted through PRB # 4 at antenna (port) 0, and at antenna (port) 1
  • Resources are not particularly constrained (ie, may be the same or different) between control information transmitted through different antennas (ports).
  • two (or 2 * ⁇ ) resources A for control information transmission and two resources B for RS transmission are predefined or a physical control channel (e.g., PDCCH). ) / RRC signaling.
  • signaling for control information and RS may be performed separately.
  • resource information for another antenna (port) may be inferred from pre-signaled resource information.
  • a wireless communication system includes a base station (BS) 110 and a terminal (UE) 120.
  • Base station 110 includes a processor 112, a memory 114, and a Radio Frequency (RF) unit 116.
  • the processor 112 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 114 is connected with the processor 112 and stores various information related to the operation of the processor 112.
  • the RF unit 116 is connected with the processor 112 and transmits and / or receives a radio signal.
  • Terminal 120 includes a processor 122, a memory 124, and an RF unit 126.
  • the processor 122 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 124 is connected with the processor 122 and stores various information related to the operation of the processor 122.
  • the RF unit 126 is connected with the processor 122 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the base station 110 and / or the terminal 120 may have a single antenna or multiple antennas.
  • embodiments of the present invention have been described mainly based on a signal transmission / reception relationship between a terminal and a base station.
  • This transmission / reception relationship is extended / similarly to signal transmission / reception between the terminal and the relay or the base station and the relay.
  • Certain operations described in this document as being performed by a base station may, in some cases, be performed by an upper node thereof. That is, it is apparent that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an access point, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more applicat ion specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), FPGAs (Cfields Programmable Gate Arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Fields Programmable Gate Arrays
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be used in a terminal, base station, or other equipment of a wireless mobile communication system. Specifically, the present invention can be applied to a method for transmitting uplink control information and an apparatus therefor.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 PUCCH를 통해 제어 정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것으로서, 상기 제어 정보를 위한 변조 심볼 열을 상기 PUCCH 상의 두 개의 슬롯에 대응되게 분주하는 단계; 첫 번째 슬롯에 대응되게 분주된 변조 심볼 열을 제1 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산하는 단계; 상기 첫 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 변환하는 단계; 두 번째 슬롯에 대응되게 분주된 변조 심볼 열을 제2 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산하는 단계; 상기 두 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 변환하는 단계; 및 상기 첫 번째 및 두 번째 슬롯에서 해당하는 SC-FDMA 심볼을 통해 DFT 변환된 신호를 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제2 코드의 길이는 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수에 따라 가변되는, 제어 정보 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 무선 통신 시스템은 캐리어 병합 (Carrier Aggregation: CA)을 지원할 수 있다.
【배경기술】
무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선통신 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭， 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속 (multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA (code division multiple access) 시스템， FDMA( frequency division multiple access) 시스템, TDMA(t ime division multiple access) 시스템， 0FDMA( orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA( single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 효율적으로 전송하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다. 본 발명의 다른 목적은 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 채널 포맷， 신호 처리， 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다. 본 발명의 또 다른 목적은 제어 정보를 전송하기 위한 자원을 효율적으로 할당하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적 해결방법】
1 본 발명의 일 양상으로， 무선 통신 시스템에서 단말이 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하는 방법에 있어서， 상기 제어 정보를 위한 변조 심볼 열을 상기 PUCCH 상의 두 개의 슬롯에 대웅되게 분주하는 단계; 첫 번째 슬롯에 대웅되게 분주된 변조 심볼 열을 제 1 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiplexing) 심볼에 대응되도록 확산하는 단계; 상기 첫 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT(Discrete Fourier Transform) 변환하는 단계; 두 번째 슬롯에 대웅되게 분주된 변조 심볼 열을 제 2 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA 심볼에 대웅되도록 확산하는 단계; 상기 두 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대웅되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 변환하는 단계; 및 상기 첫 번째 및 두 번째 슬롯에서 해당하는 SC-FDMA 심볼을 통해 DFT 변환된 신호를 전송하는 단계를 포함하고， 상기 제 2 코드의 길이는 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수에 따라 가변되는， 제어 정보 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 다른 양상으로， 무선 통신 시스템에서 PUCCH(Physical Uplink
Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하도록 구성된 단말에 있어서， R Radio Frequency) 유닛; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는 상기 제어 정보를 위한 변조 심볼 열을 상기 PUCCH 상의 두 개의 슬롯에 대응되게 분주하고, 첫 번째 슬롯에 대응되게 분주된 변조 심볼 열을 제 1 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiplexing) 심블에 대웅되도록 확산하며, 상기 첫 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC— FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFKDiscrete Fourier Transform) 변환하고, 두 번째 슬롯에 대웅되게 분주된 변조 심볼 열을 제 2 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산하며, 상기 두 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대웅되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 변환하고， 상기 첫 번째 및 두 번째 슬롯에서 해당하는 SC-FDMA 심볼을 통해 DFT 변환된 신호를 전송하도록 구성되고, 상기 제 2 코드의 길이는 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA
2 심볼의 개수에 따라 가변되는, 단말이 제공된다.
바람직하게， 상기 제 1 코드의 길이는 상기 PUCCH 전송을 위한 SC—FDMA 심볼의 개수에 관계 없이 일정하다.
바람직하게， 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우, 상기 제 2 코드의 길이는 M이고， 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우, 상기 제 2 코드의 길이는 M-1이다.
바람직하게， 표준 순환 전치인 경우에 N은 12이고 M은 5이며， 확장 순환 전치인 경우에 N은 10이고 M은 5이며, 상기 N은 참조 신호 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수를 포함한다.
바람직하게， 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우, 상기 제 2 코드는 코드 세트 1로부터 선택되고, 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N— 1인 경우， 상기 제 2 코드는 코드 세트 2로부터 선택된다.
표 1
Orthogonal c odes
Code Set 1 Code Set 2
[1 1 1 1 1] [+1 +1 +1 +l]
1 eJ2"'5 εμπ" ε->6π/5 [+1 -1 +1 -l]
1 βι4π15 βι&π/5 eJ1"ls e16"1' [+1 +1 -1 -l]
i ε e.i Φ [+1 -1 -1 +l]
i εμφ ε φ
바람직하게， 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우， 상기 두 번째 슬롯에서 상기 DFT 변환된 신호가 전송되는 SC-FDMA 심볼의 인텍스는 표준 순환 전치인 경우 0, 2， 3， 4 및 6이고， 확장 순환 전치인 경우 0， 1, 2， 4 및 5이며, 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우， 상기 두 번째 슬롯에서 상기 DFT 변환된 신호가 전송되는 SC-FDMA 심볼의 인텍스는 표준 순환 전치인 경우 0， 2, 3 및 4이고， 확장 순환 전치인 경우 0， 1, 2 및 4이다.
【유리한 효과】
3 본 발명에 의하면 , 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 효율적으로 전송할 수 있다. 또한, 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 채널 포맷, 신호 처리 방법을 제공할 수 있다. 또한, 제어 정보 전송을 위한 자원을 효율적으로 할당할 수 있다. 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 맵핑을 설명한다.
도 1은 무선 통신 시스템의 일례인 3GPP LTE 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 예시한다.
도 2는 상향링크 신호 처리 과정을 예시한다.
도 3은 하향링크 신호 처리 과정을 예시한다.
도 4는 SC-FDMA 방식과 0FDMA 방식을 예시한다.
도 5는 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 도메인 상의 신호 맵핑 방식을 예시한다.
도 6은 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 예시한다.
도 7과 도 8은 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 멀티캐리어 (multi-carrier)에 맵핑되는 신호 처리 과정을 예시한다.
도 9는 세그먼트 SC-FDMA에서의 신호 처리 과정을 예시한다.
도 10은 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 11은 상향링크로 참조신호 (Reference Signal: RS)를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
도 12는 PUSCH를 위한 DMRS( demodulation reference signal) 구조를 예시한다. 도 13~14는 PUCCH 포맷 la와 lb의 슬롯 레벨 구조를 예시한다. 도 15-16은 PUCCH 포맷 2/2a/2b의 슬롯 레벨 구조를 예시한다.
도 17은 PUCCH 포맷 la와 lb에 대한 ACK/NACK 채널화를 예시한다.
도 18은 동일한 PRB 내에서 PUCCH 포맷 1/ la/ lb와 포맷 2/2a/2b의 흔합된 구조에 대한 채널화를 예시한다.
도 19는 PUCCH 전송을 위한 PRB 할당을 예시한다.
도 20은 기지국에서 하향링크 콤포넌트 캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 21은 단말에서 상향링크 콤포넌트 캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 22는 기지국에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 23은 단말에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 24는 기지국에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 25는 단말에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 26은 기지국에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 27은 단말의 수신 관점에서, 하나 이상의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다.
도 28은 복수의 DL CC와 한 UL CC가 링크된 비대칭 캐리어 병합을 예시한다. 도 29~30은 본 발명의 일 실시예에 따른 PUCCH 포맷과 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
도 31-34는 본 발명의 일 실시예에 따른 PUCCH 포맷과 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
도 35~42는 본 발명의 일 실시예에 따른 PUCCH 자원을 예시한다.
도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 PUCCH 포맷과 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
도 44는 본 발명의 일 실시예에 따라 제 1 UCI와 제 2 UCI를 동시에 전송하는 방안을 예시한다.
도 45~48은 본 발명의 일 실시예에 따라 신규 PUCCH 포맷과 SRS의 동시 전송올 지원하는 방안을 예시한다.
5 도 49~62는 본 발명의 일 실시예에 따라 PUCCH 포맷 2를 이용하여 UCI를 전송하는 예를 나타낸다.
도 63은 본 발명에 적용될 수 있는기지국 및 단말을 예시한다.
【발명의 실시를 위한 형태】
이하의 기술은 CDMA(code division mult iple access) , FD¾1A( frequency division mult iple access) , TDMA(t ime division mult iple access) , 0FDMA( orthogonal frequency division multiple access) , SC-FDMA( single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRACUniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E—UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTEdong term evolut ion)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부이고 LTE— A (Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다. 설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
무선 통신 시스템에서 단말은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink: DL)를 통해 정보를 수신하고, 단말은 기지국으로 상향링크 (Uplink: UL)를 통해 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 데이터 및 다양한 제어 정보를 포함하고， 이들이 송수신 하는 정보의 종류 /용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
도 1은 3GPP LTE 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 단계 S101에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (Primary
6 Synchronization Channel: P-SCH) 및 부동기 채널 (Secondary Synchronization Channel: S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고， 샐 ID 등의 정보를 획득한다. 그 후， 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (Downlink Reference Signal: DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 단말은 단계 S102에서 물리 하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel： PDCCH) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (Physical Downlink Control Channel： PDSCH)을 수신하여 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S103 내지 단계 S106과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (Physical Random Access Channel： PRACH)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고 (S103), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다 (S104). 경쟁 기반 임의 접속의 경우 추가적인 물리임의접속채널의 전송 (S105) 및 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널 수신 (S106)과 같은 충돌해결절차 (Content ion Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 /물리하향링크공유채널 수신 (S107) 및 물리상향링크공유채널 (Physical Uplink Shared Channel：
PUSCH)/물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel: PUCCH) 전송 (S108)을 수행할 수 있다. 단말이 기지국으로 전송하는 제어 정보를 통칭하여 상향링크 제어 정보 (Up link Control Information: UCI)라고 지칭한다. UCI는 HARQ ACK/NACKC Hybrid Automat ic Repeat and reQuest Acknowledgement /Negat ive-ACK) , SR ( Schedu 1 i ng Reque s t ) , CQ I (Channel Quality Indication), PMKPrecoding Matrix Indication), RKRank Indication) 등을 포함한다. UCI는 일반적으로 PUCCH를 통해 전송되지만, 제어 정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH를 통해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청 /지시에 의해 PUSCH를 통해 UCI를 비주기적으로 전송할 수 있다.
도 2는 단말이 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
상향링크 신호를 전송하기 위해 단말의 스크램블링 (scrambling) 모들 (210)은 단말 특정 스크램블 신호를 이용하여 전송 신호를 스크램블 할 수 있다. 스크램블 된 신호는 변조 맵퍼 (220)에 입력되어 전송 신호의 종류 및 /또는 채널 상태에 따라 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 16QAM/64QAMC Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 이용하여 복소 심볼 (complex symbol)로 변조된다. 변조된 복소 심볼은 변환 프리코더 (230)에 의해 처리된 후， 자원 요소 맵퍼 (240)에 입력되며， 자원 요소 맵퍼 (240)는 복소 심볼을 시간-주파수 자원 요소에 맵핑할 수 있다. 이와 같이 처리된 신호는 SC— FDMA 신호 생성기 (250)를 거쳐 안테나를 통해 기지국으로 전송될 수 있다.
도 3은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드 (codeword)를 전송할 수 있다. 코드워드는 각각 도 2의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블 모들 (301) 및 변조 맵퍼 (302)를 통해 복소 심볼로 처리될 수 있다， 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼 (303)에 의해 복수의 레이어 (Layer)에 맵핑되며 , 각 레이어는 프리코딩 모들 (304)에 의해 프리코딩 행렬과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 각 안테나 별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼 (305)에 의해 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며， 이후 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 신호 생성기 (306)를 거쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다.
무선 통신 시스템에서 단말이 상향링크로 신호를 전송하는 경우에는 기지국이 하향링크로 신호를 전송하는 경우에 비해 PAPR(Peak-to-Average Ratio)이 문제된다. 따라서， 도 2 및 도 3과 관련하여 상술한 바와 같이 상향링크 신호
8 전송은 하향링크 신호 전송에 이용되는 0FDMA 방식과 달리 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 방식이 이용되고 있다.
도 4는 SC— FDMA 방식과 0FDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다. 3GPP 시스템은 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다
도 4를 참조하면， 상향링크 신호 전송을 위한 단말 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직렬ᅳ병렬 변환기 (Serial-to-Parallel Converter: 401), 부반송파 맵퍼 (403), M-포인트 IDFT 모들 (404) 및 CPCCyclic Prefix) 추가 모들 (406)을 포함하는 점에 있어서는 동일하다. 다만, SOFDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 단말은 N-포인트 DFT 모들 (402)을 추가로 포함한다. N-포인트 DFT 모들 (402)은 M-포인트 IDFT 모들 (404)의 IDFT 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성 (single carrier property)을 가지도록 한다.
도 5는 주파수 도메인에서 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 도메인상의 신호 맵큉 방식을 설명하는 도면이다. 도 5(a)는 로컬형 ¾핑 (localized map ing) 방식을 나타내며, 도 5(b)는 분산형 맵핑 (distributed map ing) 방식을 나타낸다.
SC-FDMA의 수정된 형태인 클러스터 (clustered) SOFDMA에 대해 설명한다. 클러스터 (clustered) SC-FDMA는 부반송파 맵핑 (mapping) 과정에서 DFT 프로세스 출력 샘플들을 부 그룹 (sub-group)으로 나뉘고, 이들을 주파수 도메인 (혹은 부반송파 도메인)에 불연속적으로 맵핑한다.
도 6은 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 도 7과 도 8은 클러스터 SC一 FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 멀티캐리어 (multi-carrier)에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 도 6은 인트라 캐리어 (intra-carrier) 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예이고， 도 7과 도 8은 인터 캐리어 (inter— carrier) 클러스터 SC— FDMA를 적용하는 예에 해당한다. 도 7은 주파수 도메인에서 연속적 (contiguous)으로 컴포넌트 캐리어 (component carrier)가 할당된 상황에서 인접한 컴포년트 캐리어간의 부반송파 간격 (spacing)이 정렬된 경우 단일 IFFT 블록을
9 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다. 도 8은 주파수 도메인에서 비연속적 (non-contiguous)으로 컴포넌트 캐리어가 할당된 상황에서 복수의 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다.
도 9는 세그먼트 (segmented) SC—FDMA의 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 세그먼트 SC-FDMA는 임의 개수의 DFT와 같은 개수의 IFFT가 적용되면서
DFT와 IFFT간의 관계 구성이 일대일 관계를 가짐에 따라 단순히 기존 SC-FDMA의 DFT 확산과 IFFT의 주파수 부반송파 맵핑 구성을 확장한 것으로 NxSC— FDMA 또는 NxDFT-s-OFDMA라고 표현되기도 한다. 본 명세서는 이들을 포괄하여 세그먼트 SC-FDMA라고 명명한다. 도 9를 참조하면， 세그먼트 SC-FDMA는 단일 반송파 특성 조건을 완화하기 위하여 전체 시간 도메인 변조 심볼들을 N(N은 1보다 큰 정수)개의 그룹으로 묶어 그룹 단위로 DFT프로세스를 수행한다.
도 10은 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 10을 참조하면， 상향링크 서브프레임은 복수 (예， 2개)의 슬롯을 포함한다. 슬롯은 CP(Cyclic Prefix) 길이에 따라 서로 다른 수의 SOFDMA 심볼을 포함할 수 있다. 일 예로， 일반 (normal) CP의 경우 슬롯은 7개의 SC-FDMA 심볼을 포함할 수 있다. 상향링크 서브프레임은 데이터 영역과 제어 영역으로 구분된다. 데이터 영역은 PUSCH를 포함하고 음성 등의 데이터 신호 전송하는데 사용된다. 제어 영역은 PUCCH를 포함하고 제어 정보를 전송하는데 사용된다. PUCCH는 주파수 축에서 데이터 영역의 양끝부분에 위치한 RB 쌍 (RB pair) (예， !!1=0,1，2,3))(예， 주파수 반사 (frequency mirrored)된 위치의 RB 쌍 7)을 포함하며 슬롯을 경계로 호핑한다. 상향링크 제어 정보 (즉, UCI)는 HARQ ACK/NACK, CQI (Channel Quality Information), PMKPrecoding Matrix Indicator), RKRank Indication) 등을 포함한다.
도 11은 상향링크로 참조신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다. 데이터는 DF 프리코더 (precoder)를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤， 주파수 맵핑 후 IFFT를 통해 전송되는 반면, RS는 DFT 프리코더를 통하는 과정이 생략된다. 구체적으로， 주파수 영역에서 RS 시퀀스가 바로 생성 (S11)된 후에, 로컬화 맵핑 (S12), IFFT(S13) 과정 및 순환 전치 (Cyclic Prefix;
10 CP) 부착 과정 (S14)을 순차적으로 거쳐 RS가 전송된다.
RS 시퀀스 는 기본 시뭔스 (base sequence)의 순환 쉬프트 (eye lie shift) a 에 의해 정의되며 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 1】
여
Figure imgf000013_0001
기에세 는 RS 시퀀스의 길이이고, ^는 부반송파 단위로 나타낸 자원 블록의 크기이며， m은 1 ≤ m ≤ AiRB 이다ᅳ ^RB 는 최대 상향링크 전송 대역을 나타낸다.
기본 시퀀스인 는 몇 개의 그룹으로 구분된다. " e {0,1".ᅵ,29}는 그룹 번호를 나타내며， V는 해당 그룹 내의 기본 시퀀스 번호에 해당한다. 각 그룹은 길이가 sc sc ( ：) )인 하나의 기본 시뭔스 ( v = 0 )와 길이가 s ( 6<m<N-- )OJ 두 개의 기본 시퀀스 ( ^0,】 )를 포함한다 해당 그룹 내에서 시뭔스 그룹 번호 와 해당 번호 V는 시간에 따라 각각 변할 수 있다. 기본 시퀀:
Figure imgf000013_0002
의 정의는 시뭔스 길
따른다
1 ArRB
3WSC 이상의 길이를 가진 기본 시뭔스는 다음과 같이 정의할 수 있다
Figure imgf000013_0003
수학식 2에 의해 주어진다.
【수학식 2】 ,ν (")
Figure imgf000013_0004
여기에서， q번째 루트 자도프-츄 (Zadoff-Chu) 시퀀스는 다음의 수학식 3에
11 의해 정의될 수 있다.
【수학식 3】
Figure imgf000014_0001
여기에서, Q는 다음의 수학식 4을 만족한다.
【수학식 4]
、
Figure imgf000014_0002
RS
여기에서， 자도프-츄 시뭔스의 길이 ^ 는 가장 큰 소수에 의해 주어지고 따라서， N <MiS를 만족한다 . sc 미만의 길이를 가진 기본 시뭔스는 다음과 같이 정의될 수 있다. 먼저， MsC = ^sc 와 Msc =2NSC 에 대해 기본 시퀀스는 수학식 5와 같이 주어진다. 【수학식 5]
Figure imgf000014_0003
여기에서， s ^i 와 s = 2 s 에 대한 ^ί")의 값은 다음의 표 1과 표 2로 각각 주어진다.
【표 1】
12
ι- I ε ε一 ζ I- ε- I- τ- £ - ε- ε 6Ζ
I- ΐ- ε ε ε- £ ε I- C ε一 £ I- 8Ζ
ε一 ε- ε I I- I ε ε- τ- ε- ι- ε一 LZ
ε- X- ε I- I- I ε- £ ε- ε- ε ι 92
ε I- ΐ- ε- I ε ε I ε ε £ - ΐ
τ ε一 ε- I- ΐ I- ε ε I ε ι I η
I I- ε I I- ΐ ε- ΐ- ε- I- ι I £Ζ
ε ε一 τ £- £ ΐ- ε- ε- C- ε- I I ΖΖ
ε- ι- I £- ε- ε- ε- ε- I I- ε I- ιζ
ε- I ΐ一 I £ I ΐ I ΐ ε一 ΐ一 QZ ΐ一 ε- 1ᅳ ε一 ε ι- ΐᅳ I ε ΐ ε I- 61
ε- I ΐ- τ- ε- ε一 I ε- ι I ε ε- 8Τ
τ- ε ΐ £ ε一 ε一 ε ε- ε ΐ ΐ ε- LI
I- ε ΐ- I- £ £ ε I τ- I ε I 9ΐ
ε- τ- I £ I ι I- τ- ε- I I- ε ςχ
I I- ε Ζ £ I ε I- ε- I- ΐ ε- π
ε ε ε- ι- £ I I ε- £ £ - ε ε £1
ι ε一 ε- 1 ΐ I ε- I 1 ε- I ζι
ε ε I £ ΐ ε一 ε ε ΐ- I- τ ε π
I- ζ ε- Ζ- I- ε- ε- ι I I- ε τ- 01
I I I I I ε- I- ε ζ I- ε- I 6
I τ- £ I ΐ I- I- ΐᅳ I ε ε一 I 8
I ε I ΐ一 £ ε- ΐ I- τ- I- ε- L
I ε- £ ε I- I ε ε- ε- ε- ε I- 9
ΐ ε- £ I- I- I ΐ I- I- £ ε- I S
ε I ΐᅳ I I- ε一 I- I ΐ- ι ε I- f
ΐ- ε ε- I ε一 £ - ΐ- I I ΐ I I- ε
I- I ε- ΐ ε一 ε- I- ε- ε一 £- I τ ζ
ε ε一 I ε- ε- τ I- ε £ ε I I I
ε ε一 ΐ ε ΐ τ ε ε £ - ε I ΐ一 0
(ΐ ΐ)^'· '(0 力 η
S .ZZ00/ll0ZaM/X3d 6εΖ9Ζΐ/ΐΐΟΖ OAV
Figure imgf000016_0001
η
S .ZZ00/TT0ZaM/X3d 29 - - - - ― - - - 一 -
1 1 1 1 3 1 3 1 3 1 1 3 1 1 3 1 3 3 3 1 1 1 1 3 한편， RS 호핑 (hopping)에 대해 설명하면 다음과 같다. 그룹 호핑 패턴 "^("s)과 시뭔 시프트 (sequence shift) 패턴 에 의해 슬롯 "s에서 시뭔스 그룹 번호 "는 다음의 수학식 6과 같이 정의할 수 있다. 【수학식 6
Figure imgf000017_0001
여기에서， mod는 모들로 (modulo)연산을 나타낸다.
17개의 서로 다른 호핑 패턴과 30개의 서로 다른 시퀀스 시프트 패턴이 존재한다. 상위 계층에 의해 제공된 그룹 호핑을 활성화시키는 파라미터에 의해 시퀀스 그룹 호핑이 가능 (enabled)하거나 불가능할 (di sabled) 수 있다.
PUCCH와 PUSCH는 동일한 호핑 패턴을 가지지만 서로 다른 시퀀스 시프트 패턴을 가질 수 있다. 그룹 호핑 패턴 ^h("s)는 PUSCH와 PUCCH에 대해 동일하며 다음의 수학식 7과 같이 주어진다.
【수학식 71
if group hopping is disabled
if group hopping is enabled
Figure imgf000017_0002
여기에서 ii) 는 슈도 -랜덤 (pseudo-random) 시뭔스에 해당하며， 슈도 -랜덤
cell
_ N ID
cinit -
30
시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 시작에서 - 」로 초기화 될 수 있다. 시뭔스 시프트 패턴 ^ss의 정의는 PUCCH와 PUSCH간에 서로 상이하다.
PUCCH /-PUCCH _ cell
PUCCH에 대해서 , 시퀀스 시프트 패턴 ss 는 s — ^ID moaju로
/•PUSCH 주어지고， PUSCH에 대해서， 시뭔스 시프트 패턴 Jss 는
15 ΛΓ^Η =(^υ∞Η +ΔΜ)ιη0( ο로 주어진다 Ass G{0,1,...,29}^상위 의해 구성된다.
이하, 시퀀스 호핑에 대해 설명한다.
시퀀스 호핑은 길이가 ≥6^sc 인 기준 신호에 대해서만 적용된다. 길이가 sc sc 인 기준 신호에 대해서, 기본 시뭔스 그룹 내에서 기본 시뭔스 번호 v가 v二 0로 주어진다. 길이가 ^sc >6NSC 인 기준 신호에 대해서 , 슬롯 ^에서 기본 시퀀스 그룹 내에서 기본 시퀀스 번호 는 다음의 수학식 8과 같이 주어진다.
【수학식 8】
(c(ns ) if group hopping is disabledand sequence hopping is enabled 0 otherwise 여기에서 , C(Z)는 슈도 -랜덤 시뭔스에 해당하고， 상위 계층에 의해 제공되는 시퀀스 호핑을 가능하게 (enabled) 하는 파라미터는 시퀀스 호핑이 가능한지 여부를 결정한다. 슈도 -랜덤 시뭔스 생성기는 무선 프레임의 시작에서 rcell
2^ + y PUSCH
30
" 로 초기화 될 수 있다.
PUSCH에 대한 기준 신호는 다음과 같이 결정된다.
PUSCH
PUSCH에 대한 기준 신호 ,시뭔스 Γ 0 w 는 rPUSCH (m- s
SC / r^ "'ν ( Vn) / 로 정의된다 m과 n은 " = 01 MΜ„&s - γ1 을 RS = PUSCH
만족하고， sc sc 을 만족한다. 한 슬롯에서 순환 시프트는 "CS =(" «S +"SRS +w PRS("s))modl2 와
16 함께 α = 2 "«/12로 주어진다.
(2)
η 0) Π
DM S DMRS
방송되는 값이고， 상향링크 스케줄링 할당에 주어지며 , "PRSOS)는 셀 특정 순환 시프트 값이다ᅳ "PRSC"s)는 슬롯 번호 에
∑7
nc(8-nr +/') - 2'
와 같이 주어진다.
Figure imgf000019_0001
슈도 -랜덤 시퀀스이며, 는 셀 -특정 값이다. 슈도 -랜덤 시퀀스
cell
N! ID PUSCH
Cinit = ■2S +/S
30
생성기는 무선 프레임의 시작에서 로 초기화 될 수 있다. 표 3은 DCUDownlink Control Information) 포맷 0에서 순환 시프트 필드와 n (2)
DMKS를 나타내는 표이다 【표 3】
Figure imgf000019_0003
PUSCH에서 상향링크 RS를 위한 물리적 맵핑 방법은 다음과 같다. 시퀀스는 진폭 스케일링 요소 (amplitude scaling factor)
Figure imgf000019_0002
와
„ PUSCH
곱해지고, r (U)로 시작하는 시뭔스 내에서 대웅하는 PUSCH를 위해 사용되는 물리 자원 블록 (Physical Resource Block: PRB)의 동일한 세트로 맵핑될 것이다. 표준 순환 전치에 대해서는 / = 3 으로, 확장 순환 전치에 대해서는 / = 2 으로
17 서브프레임 내에서 자원 요소 ， Z)에 맵핑하는 것은 먼저 의 차수가 증가하고 그리고 나서 슬롯 번호의 순이 될 것이다. 정리하면， 길이가 sc 이상이면， 순환 확장과 함께 ZC 시퀀스가 사용되고， 길이가 sc 미만이면, 컴퓨터 생성 시퀀스가 사용된다. 순환 시프트는, 셀 -특정 순환 시프트， 단말 -특정 순환 시프트 및 호핑 패턴 등에 따라 결정된다.
도 12a는 표준 순환 전치 (normal CP)의 경우에 PUSCH를 위한 DMRSCdemodulat ion reference signal) 구조를 도시한 도면이고, 도 12b는 확장 순환 전치 (extended CP)의 경우에 PUSCH를 위한 DMRS 구조를 도시한 도면이다. 도 12a에서는 4번째와 11번째 SC-FOMA 심볼을 통해 DMRS가 전송되며， 도 12b에서는 3번째와 9번째 SC-FDMA 심볼을 통해 DMRS가 전송된다.
도 13~16은 PUCCH 포맷의 슬롯 레벨 구조를 예시한다. PUCCH는 제어 정보를 전송하기 위하여 다음의 형식을 포함한다.
(1) 포맷 (Format) 1: 온 -오프 키잉 (0n-0ff keying) (∞K) 변조， 스케줄링 요청 (Scheduling Request： SR)에 사용
(2) 포맷 la와 포맷 lb: ACK/NACK( Acknow 1 edgment /Negat i ve Acknowledgment) 전송에 사용
1) 포맷 la: 1개의 코드워드에 대한 BPSK ACK/NACK
2) 포맷 lb: 2개의 코드워드에 대한 QPSK ACK/NAC [
(3) 포맷 2: QPS 변조, CQI 전송에 사용
(4) 포맷 2a와 포맷 2b: CQI와 ACK/NACK 동시 전송에 사용
표 4는 PUCCH 포맷에 따른 변조 방식과 서브프레임 당 비트 수를 나타낸다. 표 5는 PUCCH 포맷에 따른 슬롯 당 RS의 개수를 나타낸다. 표 6은 PUCCH 포맷에 따른 RS의 SC-FDMA 심볼 위치를 나타낸 표이다. 표 4에서 PUCCH 포맷 2a와 2b는 표준 순환 전치의 경우에 해당한다.
【표 4】
18 PUCCH포맷 변조 방식 (Modulation scheme) 서브프레임 당 비트 수, Mbil
1 N/A N/A
la BPSK 1
lb QPSK 2
2 QPSK 20
2a QPSK + BPSK 21
2b QPSK + BPSK 22
【표 5】
【표 6
Figure imgf000021_0001
도 13은 표준 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la와 lb를 나타낸다. 도 14는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la와 lb를 나타낸다. PUCCH 포맷 la와 lb는 동일한 내용의 제어 정보가 서브프레임 내에서 슬롯 단위로 반복된다. 각 단말에서 ACK/NAC 신호는 CG— CAZAC Computer-Generated Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 시퀀스의 서로 다른 순환 쉬프트 (cyclic shift: CS) (주파수 도메인 코드)와 직교 커버 코드 (orthogonal cover or orthogonal cover code: 0C or OCC) (시간 도메인 확산 코드)로 구성된 서로 다른 자원을 통해 전송된다. 0C는 예를 들어 왈쉬 (Walsh)/DFT 직교 코드를 포함한다. CS의 개수가 6개이고 0C의 개수가 3개이면,
19 단일 안테나를 기준으로 총 18개의 단말이 동일한 PRB(Physical Resource Block) 안에서 다중화 될 수 있다. 직교 시퀀스 w0,wl,w2,w3는 (FFT 변조 후에) 임의의 시간 도메인에서 또는 (FFT 변조 전에) 임의의 주파수 도메인에서 적용될 수 있다.
SR과 지속적 스케줄링 (persistent scheduling)을 위해 , CS, 0C 및 PRBCPhysical Resource Block)로 구성된 ACK/NACK 자원은 RRCCRadio Resource Control)를 통해 단말에게 주어질 수 있다. 동적 ACK/NACK과 비지속적 스케줄링 (non-persistent scheduling)을 위해 , ACK/NACK 자원은 PDSCH에 대응하는 PDCCH의 가장 작은 (lowest) CCE 인덱스에 의해 묵시적으로 ( impl ici t ly) 단말에게 주어질 수 있다.
도 15는 표준 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다. 도 16은 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다. 도 15 및 16을 참조하면, 표준 CP의 경우에 하나의 서브프레임은 RS 심볼 이외에 10개의 QPSK 데이터 심볼로 구성된다. 각각의 QPSK 심볼은 CS에 의해 주파수 도메인에서 확산된 뒤 해당 SC-FDMA 심볼로 맵핑된다. SC-FDMA 심볼 레벨 CS 호핑은 인터-셀 간섭을 랜덤화 하기 위하여 적용될 수 있다. RS는 순환 쉬프트를 이용하여 CDM에 의해 다중화될 수 있다ᅳ 예를 들어， 가용한 CS의 개수가 12 또는 6라고 가정하면， 동일한 PRB 내에 각각 12 또는 6개의 단말이 다중화될 수 있다. 요컨대, PUCCH 포맷 1/la/lb와 2/2a/2b내에서 복수의 단말은 CS+0C+PRB와 CS+PRB에 의해 각각 다중화될 수 있다.
PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 길이 -4와 길이 -3의 직교 시퀀스 (0C)는 다음의 표 7과 표 8에 나타난 바와 같다.
【표 7】
Lengt -4 orthogonal sequences for PUCCH formats 1/1a1b
Figure imgf000022_0001
【표 8]
20
Figure imgf000023_0001
PUCCH 포맷 1/la/lb에서 RS를 위한 직교 시퀀스 (OC)는 다음의 표 9와 같다. 9]
la and lb
Figure imgf000023_0002
도 17은 PUCCH 포맷 la와 lb에 대한 ACK/NACK 채널화 (channelizat ion)를 설명하는 도면이다. 도 17은 = 인 경우에 해당한다.
도 18은 동일한 PRB 내에서 PUCCH 포맷 1/la/lb와 포맷 2/2a/2b의 흔합된 구조에 대한 채널화를 도시한 도면이다.
순환 쉬프트 (Cyclic Shift: CS) 호¾(10 ^^)과 직교 커버 (Orthogonal Cover： 0C) 재맵핑 (remapping)은 다음과 같이 적용될 수 있다.
(1) 인터-셀 간섭 (inter-cell interference)의 랜덤화를 위한 심볼 기반 셀 톡정 CS 호핑
(2) 슬롯 레벨 CS/0C 재맵핑
21 1) 인터-샐 간섭 램덤화를 위해
2) ACK/NAC 채널과 자원 (k)사이의 맵핑을 위한 슬롯 기반 접근
한편, PUCCH포맷 1/la/lb를 위한 자원 ( )은 다음의 조합을 포함한다.
(1) CS(=심볼 수준에서 DFT직교 코드와 동일) (ncs)
(2) 0C (슬롯 레벨에서 직교 커버) (noc)
(3) 주파수 RB(Resource Block) (nrb)
CS, 0C, RB를 나타내는 인덱스를 각각， ncs, noc> nrb라 할 때, 대표 인덱스 (representative index) nr은 ncs, noc, nrt)를 포함한다. nr은 nr=(ncs, noc, nrb)를 만족한다.
CQI, PMI, RI 및， CQI와 ACK/NACK의 조합은 PUCCH포맷 2/2a/2b를 통해 전달될 수 있다. 리드 물러 (Reed Muller: RM) 채널 코딩이 적용될 수 있다.
예를 들어， LTE시스템에서 UL CQI를 위한 채널 코딩은 다음과 같이 기술된다. 비트 스트림 (bit stream) , β1， "2 ' "3，' · '^^-Ι은 (2으 A) m 코드를 이용하여 채널 코딩된다. 표 10은 (20,A) 코드를 위한 기본 시¾스를 나타낸 표이다. αο와 ^니는 MSB(Most Significant Bit)와 LSB(Least Significant Bit)를 나타낸다. 확장 CP의 경우， CQI와 ACK/NACK이 동시 전송되는 경우를 제외하면 최대 정보 비트는 11비트이다. RM코드를 사용하여 20비트로 코딩한 후에 QPSK 변조가 적용될 수 있다. QPSK 변조 전， 코딩된 비트는 스크램블 될 수 있다.
【표 10】
22 I Mii0 Mi,! Mil2 Mi 3 Mi, 4 Mi ,5 Mi,6 Mi,7 Mi,8 Mi ,9 i. lo Μ,,η Mi,12
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
2 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
3 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
4 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
5 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
6 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
7 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
8 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
9 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
10 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
11 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1
12 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
13 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
14 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1
15 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
16 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
17 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
18 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
19 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 채널 코딩
Figure imgf000025_0001
는 수학식 9에 의해 생성될 수 있다. 【수학식 9]
Figure imgf000025_0002
n=0
여기에서， i = 0， 1, 2， …， Bᅳ 1를 만족한다.
표 11은 광대역 보고 (단일 안테나 포트， 전송 다이버시티 (transmit diversity) 또는 오픈 루프 공간 다중화 (open loop spat ial mul t iplexing) PDSCH) CQI 피드백을 위한 UCKUplink Control Information) 필드를 나타낸다.
【표 111
Figure imgf000025_0003
표 12는 광대역에 대한 CQI와 PMI 피드백올 위한 UCI 필드를 나타내며, 상기 필드는 폐 루프 공간 다중화 (closed loop spatial multiplexing) PDSCH 전송을 보고한다.
【표 12]
23 대역
필드 2 안테나 포트 4 안테나 포트
랭크 = 1 ¾크 = 2 ¾크 = 1 랭크 > 1
광대역 (Wide-band CQI) 4 4 4 4
공간 차분 CQI (Spatial differential CQI) 0 3 0 3
PMI (Precoding Matrix Index) 2 1 4 4 표 13은 광대역 보고를 위한 RI 피드백을 위한 UCI 필드를 나타낸다.
【표 13]
Figure imgf000026_0001
도 19는 PRB 할당을 도시한 도면이다. 도 19에 도시된 바와 같이, PRB는 슬롯 ¬에서 PUCCH 전송을 위해 사용될 수 있다.
멀티캐리어 시스템 또는 캐리어 병합 (carrier aggregation) 시스템은 광대역
지원을 위해 목표 대역 (bandwidth)보다 작은 대역을 가지는 복수의 캐리어를
집합하여 사용하는 시스템을 말한다. 목표 대역보다 작은 대역을 가지는 복수의
캐리어를 집합할 때, 집합되는 캐리어의 대역은 기존 시스템과의 호환 (backward compatibility)을 위해 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한될 수 있다.
예를 들어, 기존의 LTE 시스템은 1.4， 3, 5, 10， 15, 20MHz의 대역폭을 지원하며， LTE 시스템으로부터 개선된 LTEᅳ A(LTE-Advanced) 시스템은 LTE에서 지원하는
대역폭들만을 이용하여 20MHz보다 큰 대역폭을 지원할 수 있다. 또는 기존
시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을
지원할 수 있다. 멀티캐리어는 캐리어 병합 및 대역폭 집합과 흔용되어 사용될 수
있는 명칭이다. 또한， 캐리어 병합은 인접한 (contiguous) 캐리어 병합과 인접하지
않은 (nonᅳ contiguous) 캐리어 병합을 모두 통칭한다
도 20은 기지국에서 하향링크 콤포넌트 캐리어들을 관리하는 개념을
예시하는 도면이며, 도 21은 단말에서 상향링크 콤포넌트 캐리어들을 관리하는
개념을 예시하는 도면이다. 설명의 편의를 위하여 이하에서는 도 20 및 도 21에서
24 상위 계충들을 MAC으로 간략화하여 설명한다.
도 22는 기지국에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 설명한다. 도 23은 단말에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 설명한다.
도 22 및 23을 참조하면， 하나의 MAC이 하나 이상의 주파수 캐리어를 관리 및 운영하여 송수신을 수행한다. 하나의 MAC에서 관리되는 주파수 캐리어들은 서로 인접 (contiguous)할 필요가 없기 때문에 자원의 관리 측면에서 보다 유연 (flexible) 하다는 장점이 있다. 도 22과 23에서 하나의 PHY는 편의상 하나의 컴포넌트 캐리어를 의미하는 것으로 한다. 여기서, 하나의 PHY는 반드시 독립적인 RF(Radio Frequency) 디바이스를 의미하는 것은 아니다. 일반적으로 하나의 독립적인 RF 디바이스는 하나의 PHY를 의미하나, 반드시 이에 국한되는 것은 아니며， 하나의 RF 디바이스는 여러 개의 PHY를 포함할 수 있다.
도 24는 기지국에서 복수의 MAC이 멀티 캐리어를 관리하는 개념을 설명한다. 도 25는 단말에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 설명한다. 도 26은 기지국에서 복수의 MAC이 멀티 캐리어를 관리하는 다른 개념을 설명한다. 도 27은 단말에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 다른 개념을 설명한다.
도 22 및 도 23과 같은 구조 이외에 도 24 내지 도 27과 같이 여러 개의 캐리어를 하나의 MAC이 아닌 여러 개의 MAC이 제어할 수도 있다.
도 24 및 도 25와 같이 각각의 캐리어를 각각의 MAC이 1:1로 제어할 수도 있고， 도 26 및 도 27과 같이 일부 캐리어에 대해서는 각각의 캐리어를 각각의 MAC이 1:1로 제어하고 나머지 1개 이상의 캐리어를 하나의 MAC이 제어할 수 있다. 상기의 시스템은 1개부터 N개까지의 다수의 캐리어를 포함하는 시스템이며 각 캐리어는 인접하거나 또는 인접하지 않게 (non-contiguous) 사용될 수 있다. 이는 상향 /하향링크에 구분 없이 적용될 수 있다. TDD 시스템은 각각의 캐리어 안에 하향링크와 상향링크의 전송을 포함하는 N개의 다수 캐리어를 운영하도톡 구성되며， FDD 시스템은 다수의 캐리어를 상항링크와 하향링크에 각각 사용하도록 구성된다. FDD 시스템의 경우, 상향링크와 하향링크에서 병합되는 캐리어의 수 및 /또는 캐리어의 대역폭이 다른 비대칭적 캐리어 병합도 지원할 수 있다.
25 상향링크와 하향링크에서 집합된 컴포넌트 캐리어의 개수가 동일할 때ᅳ 모든 컴포넌트 캐리어를 기존 시스템과 호환되도록 구성하는 것이 가능하다. 하지만, 호환성을 고려하지 않는 컴포넌트 캐리어가 본 발명에서 제외되는 것은 아니다. 이하에서는 설명의 편의를 위하여 PDCCH가 하향링크 컴퍼넌트 캐리어 #0으로 전송되었을 때, 해당 PDSCH는 하향링크 컴퍼넌트 캐리어 #0으로 전송되는 것을 가정하여 설명하지만， 교차-캐리어 스케쥴링 (cross-carrier scheduling)이 적용되어 해당 PDSCH가 다른 하향링크 컴퍼넌트 캐리어를 통해 전송될 수 있음은 자명하다. 용어 "컴포넌트 캐리어" 는 등가의 다른 용어 (예， 셀)로 대체될 수 있다.
도 28은 캐리어 병합이 지원되는 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 (Uplink Control Information: UCI)가 전송되는 시나리오를 예시한다. 편의상， 본 예는 UCI가 ACK/NACK (A/N)인 경우를 가정한다. 그러나， 이는 설명의 편의를 위한 것으로서， UCI는 채널 상태 정보 (예, CQI, PMI, RI), 스케줄링 요청 정보 (예, SR)와 같은 제어 정보를 제한 없이 포함할 수 있다.
도 28은 5개의 DL CC가 1개의 UL CC와 링크된 비대칭 캐리어 병합을 예시한다. 예시한 비대칭 캐리어 병합은 UCI 전송 관점에서 설정된 것일 수 있다. 즉， UCI를 위한 DLCC-ULCC 링키지와 데이터를 위한 DLCC-ULCC 링키지는 서로 다르게 설정될 수 있다. 편의상, 하나의 DL CC가 최대 두 개의 코드워드를 전송할 수 있다고 가정하면, UL ACK/NACK 비트도 적어도 2비트가 필요하다. 이 경우, 5개의 DL CC를 통해 수신한 데이터에 대한 ACK/NACK을 하나의 UL CC를 통해 전송하기 위해서는 적어도 10비트의 ACK/NACK 비트가 필요하다. 만약， DL CC 별로 DTX 상태도 지원하려면， ACK/NACK 전송을 위해 적어도 12비트 (=55=3125=11.61bits)가 필요하다. 기존의 PUCCH 포맷 la/lb는 2비트까지 ACK/NACK을 보낼 수 있으므로, 이러한 구조는 늘어난 ACK/NACK 정보를 전송할 수 없다. 편의상， UCI 정보의 양이 늘어나는 원인으로 캐리어 병합을 예시하였지만， 이런 상황은 안테나 개수가 증가, TDD 시스템， 릴레이 시스템에서 백홀 서브프레임의 존재 등으로 발생할 수 있다. ACK/NACK과 유사하게， 복수의 DL CC와 연관된 제어 정보를 하나의 UL CC를 통해 전송하는 경우에도 전송되어야 하는 제어 정보의 양이 늘어난다. 예를 들어,
26 복수의 DL CC에 대한 CQICQI/PMI/RI를 전송해야 하는 경우 UCI 페이로드가 증가할 수 있다. DLCC 및 ULCC는 각각 DLCell 및 UL Cell로도 지칭될 수 있다. 또한， 앵커 DL CC 및 앵커 ULCC는 각각 DL PCell (Primary Cell) 및 ULPCell로 지칭될 수 있다.
DL 프라이머리 CC는 UL 프라이머리 CC와 링키지된 DL CC로 규정될 수 있다. 여기서 링키지는 묵시적 (implicit), 명시적 (expl ici t ) 링키지 ( 1 inkage)를 모두 포괄한다. LTE에서는 하나의 DL CC와 하나의 UL CC가 고유하게 페어링 되어 있다. 예를 들어, LTE 페어링에 의해, UL 프라이머리 CC와 링키지된 DLCC를 DL프라이머리 CC라 명할 수 있다. 이것을 묵시적 링키지라 간주할 수 있다. 명시적 링키지는 네트워크가 사전에 미리 링키지를 구성 (configuration)하는 것을 의미하며 RRC 등으로 시그널링 될 수 있다. 명시적 링키지에서, UL 프라이머리 CC와 페어링 되어 있는 DL CC를 프라이머리 DL CC라 명할 수 있다. 여기서， UL프라이머리 (또는 앵커) CC는 1¾：01가 전송되는 UL CC일 수 있다. 혹은 UL 프라이머리 CC는 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 UCI가 전송되는 UL CC일 수 있다. 또는 DL 프라이머리 CC는 상위 계충 시그널링을 통해 구성될 수 있다. 또는 DL 프라이머리 CC는 단말이 초기 접속을 수행한 DL CC일 수 있다. 또한， DL 프라이머리 CC를 제외한 DL CC는 DL 세컨더리 CC로 지칭될 수 있다. 유사하게， UL 프라이머리 CC를 제외한 UL (X는 UL 세컨더리 CC로 지칭될 수 있다.
DL-UL 페어링은 FDD에만 해당될 수 있다. TDD는 동일한 주파수를 사용하므로 별도로 DL-UL 페어링이 정의되지 않을 수 있다. 또한， DL-UL 링키지는 SIB2의 UL EARFCN 정보를 통해 UL 링키지로부터 결정될 수 있다. 예를 들어, DL-UL 링키지는 초기 접속 시에 SIB2 디코딩을 통해 획득되고 그 이외에는 RRC 시그널링을 통해 획득될 수 있다. 따라서， SIB2' 링키지만이 존재하고 다른 DL-UL 페어링은 명시적으로 정의되지 않을 수 있다. 예를 들어， 도 28의 5DL:1UL 구조에서, DL CC#0와 UL CC#0는 서로 SIB2 링키지 관계이며, 나머지 DL CC들은 해당 단말에게 설정되어 있지 않은 다른 UL CC들과 SIB2 링키지 관계에 있을 수 있다.
본 명세서 중에서 일부는 비대칭 캐리어 병합을 위주로 기재되어 있지만, 이는 설명을 위한 예시로서， 본 발명은 대칭 캐리어 병합을 포함한 다양한 캐리어
27 병합 시나리오에 대해 제한 없이 적용될 수 있다.
이하, 도면을 참조하여， 증대된 상향링크 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 방안을 제안한다 . 구체적으로 , 증대된 상향링크 제어 정보를 전송하기 위한 새로운 PUCCH 포맷 /신호처리 과정 /자원 할당 방법 등을 제안한다. 설명을 위해， 본 발명에서 제안하는 새로운 PUCCH 포맷을 LTE-A PUCCH 포맷, 또는 기존 LTE에 PUCCH 포맷 2까지 정의되어 있는 점에 비추어 PUCCH 포맷 3이라고 지칭한다. 본 발명에서 제안하는 PUCCH 포맷의 기술적 사상은 상향링크 제어 정보를 전송할 수 있는 임의의 물리 채널 (예， PUSCH)에도 동일 또는 유사한 방식을 이용하여 용이하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예는 제어 정보를 주기적으로 전송하는 주기적 PUSCH 구조 또는 제어 정보를 비주기적으로 전송하는 비주기적 PUSCH 구조에 적용될 수 있다.
이하의 도면 및 실시예는 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3에 적용되는 서브프레임 /슬롯 레벨의 UCI/RS 심볼 구조로서 기존 LTE의 PUCCH 포맷 1(표준 CP)의 UCI/RS 심볼 구조를 이용하는 경우를 위주로 설명한다. 그러나， 도시된 PUCCH 포맷 3에서 서브프레임 /슬롯 레벨의 UCI/RS 심볼 구조는 예시를 위해 편의상 정의된 것으로서 본 발명이 특정 구조로 제한되는 것은 아니다. 본 발명에 따른 PUCCH 포맷 3에서 UCI/RS 심볼의 개수， 위치 등은 시스템 설계에 맞춰 자유롭게 변형될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3는 기존 LTE의 PUCCH 포맷 2/2a/2b의 RS 심볼 구조를 이용하여 정의될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3는 임의 종류 /사이즈의 상향링크 제어 정보를 전송하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3는 HARQACK/NACK, CQI, PMI , RI , SR등의 정보를 전송할 수 있고, 이들 정보는 임의 사이즈의 페이로드를 가질 수 있다. 설명의 편의상, 도면 및 실시예는 본 발명에 따른 PUCCH 포맷 3이 ACK/NACK 정보를 전송하는 경우를 위주로 설명한다.
실시예 1
도 29a~29f는 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3의 구조 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
28 도 29a는 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3을 PUCCH 포맷 1(표준 CP)의 구조에 적용하는 경우를 예시한다. 도 29a를 참조하면， 채널 코딩 블록 (channel coding block)은 정보 비트 a— 0， a_l, ···, a_M-l(예， 다중 ACK/NACK 비트)를 채널 코딩하여 코딩 비트 (encoded bit, coded bit or coding bit) (또는 코드워드) b_0, b_l, ···, b_N-l을 생성한다. M은 정보 비트의 사이즈를 나타내고, N은 코딩 비트의 사이즈를 나타낸다. 정보 비트는 상향링크 제어 정보 (UCI), 예를 들어 복수의 DL CC를 통해 수신한 복수의 데이터 (또는 PDSCH)에 대한 다중 ACK/NACK을 포함한다. 여기서， 정보 비트 a— 0, a一 1， …， a_M-l는 정보 비트를 구성하는 UCI의 종류 /개수 /사이즈에 상관없이 조인트 코딩된다. 예를 들어, 정보 비트가 복수의 DL CC에 대한 다중 ACK/NACK을 포함하는 경우, 채널 코딩은 DL CC별, 개별 ACK/NACK 비트 별로 수행되지 않고， 전체 비트 정보를 대상으로 수행되며， 이로부터 단일 코드워드가 생성된다. 채널 코딩은 이로 제한되는 것은 아니지만 단순 반복 (repetition), 단순 코딩 (simplex coding), RM(Reed Muller) 코딩 , 펑처링된 RM 코딩， TBCCCTai 1-bi t ing convolutional coding) , LDPC( low一 density parityᅳ check) 혹은 터보一코딩을 포함한다. 도시하지는 않았지만， 코딩 비트는 변조 차수와 자원 양을 고려하여 레이트 -매칭 (rate-matching) 될 수 있다. 레이트 매칭 기능은 채널 코딩 블록의 일부로 포함되거나 별도의 기능 블록을 통해 수행될 수 있다.
변조기 (modulator)는 코딩 비트 b_0, b_l, ···, b_N— 1을 변조하여 변조 심볼 c一 0， c_l, c_L-l을 생성한다. L은 변조 심볼의 사이즈를 나타낸다. 변조 방법은 전송 신호의 크기와 위상을 변형함으로써 수행된다. 변조 방법은 예를 들어, n-PSK(Phase Shift Keying), n-QAM(Quadrature Ampl i tude Modulat ion)을 포함한다 (n은 2 이상의 정수). 구체적으로， 변조 방법은 BPSK(Bi nary PSK), QPSK(Quadrature PSK), 8-PSK, QAM, 16— QAM, 64-QAM 등을 포함할 수 있다.
분주기 (divider)는 변조 심볼 c_0, c— 1， …， c— L-1을 각 슬롯으로 분주한다. 변조 심볼을 각 슬롯으로 분주하는 순서 /패턴 /방식은 특별히 제한되지 않는다. 예를 들어， 분주기는 변조 심볼을 앞에서부터 순서대로 각각의 슬롯에 분주할 수 있다 (로컬형 방식). 이 경우， 도시한 바와 같이， 변조 심볼 c_0, c_l, c_L/2ᅳ 1은
29 슬롯 0에 분주되고, 변조 심볼 c_ L/2, c_ L/2+1, -, c_Lᅳ 1은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 또한， 변조 심볼은 각각의 슬롯으로 분주 시에 인터리빙 (또는 퍼뮤테이션) 될 수 있다. 예를 들어， 짝수 번째 변조 심볼은 슬롯 0에 분주되고 홀수 번째 변조 심볼은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 변조 과정과 분주 과정은 순서가 서로 바뀔 수 있다/ '
DFT 프리코더 (precoder)는 단일 반송파 파형 (single carrier waveform)을 생성하기 위해 각각의 슬롯으로 분주된 변조 심볼에 대해 DFT 프리코딩 (예 , 12-포인트 DFT)을 수행한다. 도면을 참조하면， 슬롯 0에 분주된 변조 심볼 c_0, c_l, …， c_L/2-l은 DFT 심볼 d— 0， d_l, …， d— L/2-1로 DFT 프리코딩 되고， 슬롯 1에 분주된 변조 심볼 c_ L/2, c_ L/2+1, ···, c— L-l은 DFT 심볼 d_ L/2, d_ L/2+1, ···, d_L-l로 DFT 프리코딩 된다. DFT 프리코딩은 상웅하는 다른 선형 연산 (linear operation) (예， walsh precoding)으로 대체될 수 있다.
확산 블록 (spreading block)은 DFT가 수행된 신호를 SC— FDMA 심볼 레밸에서 (시간 도메인) 확산한다. SC-FDMA 심볼 레벨의 시간 도메인 확산은 확산 코드 (시퀀스)를 이용하여 수행된다. 확산 코드는 준 직교 코드와 직교 코드를 포함한다. 준 직교 코드는 이로 제한되는 것은 아니지만, PN(Pseudo Noise) 코드를 포함한다. 직교 코드는 이로 제한되는 것은 아니지만， 왈쉬 코드, DFT 코드를 포함한다. 본 명세서는 설명의 용이성을 위해 확산 코드의 대표 예로 직교 코드를 위주로 설명하지만, 이는 예시로서 직교 코드는 준 직교 코드로 대체될 수 있다. 확산 코드 사이즈 (또는 확산 인자 (Spreading Factor: SF))의 최대 값은 제어 정보 전송에 사용되는 SC-FDMA 심볼의 개수에 의해 제한된다. 일 예로, 한 슬롯에서 4개의 SC-FDMA 심볼이 제어 정보 전송에 사용되는 경우， 슬롯 별로 길이 4의 (준) 직교 코드^0， ， 2, 3)가 사용될 수 있다. SF는 제어 정보의 확산도를 의미하며， 단말의 다중화 차수 (multiplexinig order) 또는 안테나 다중화 차수와 관련될 수 있다. SF는 1， 2, 3, 4，…와 같이 시스템의 요구 조건에 따라 가변될 수 있으며 , 기지국과 단말간에 미리 정의되거나， DCI 혹은 RRC 시그널링을 통해 단말에게 알려질 수 있다. 일 예로， SRS를 전송하기 위해 제어 정보용 SO FDMA 심볼 중
30 하나를 평처링 하는 경우 해당 슬롯의 제어 정보에는 SF가 축소된 (예, SF=4 대신 SF=3)인 확산 코드를 적용할 수 있다.
위의 과정을 거쳐 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된 후 IFFT를 거쳐 시간 도메인 신호로 변환된다. 시간 도메인 신호에는 CP가 부가되고， 생성된 SC-FDMA 심볼은 RF단을 통해 전송된다.
5개의 DL CC에 대한 ACK/NACK을 전송하는 경우를 가정하여 각 과정을 보다 구체적으로 예시한다. 각각의 DL CC가 2개의 PDSCH를 전송할 수 있는 경우， 이에 대한 ACK/NACK 비트는 DTX 상태를 포함하는 경우 12비트일 수 있다. QPSK 변조와 SF=4 시간 확산을 가정할 경우， (레이트 매칭 후의) 코딩 블록 사이즈는 48 비트일 수 있다. 코딩 비트는 24개의 QPSK 심볼로 변조되고， 생성된 QPSK 심볼은 12개씩 각 슬롯으로 분주된다. 각 슬롯에서 12개의 QPSK 심볼은 12-포인트 DFT 연산을 통해 12개의 DFT 심볼로 변환된다. 각 슬롯에서 12개의 DFT 심볼은 시간 도메인에서 SF=4 확산 코드를 이용하여 4개의 SC-FDMA 심블로 확산되어 맵핑된다. 12개의 비트가 [2비트 *12개의 부반송파 *8개의 SC-FDMA 심볼]을 통해 전송되므로 코딩 레이트는 0.0625(=12/192)이다. 또한, SF=4인 경우, 1PRB 당 최대 4명의 단말을 다중화 할 수 있다.
도 29a를 참조하여 설명한 신호 처리 과정은 예시로서, 도 29a에서 PRB에 맵핑된 신호는 등가의 다양한 신호 처리 과정을 통해 얻어질 수 있다. 도 29b~29g를 참조하여 도 29a에 예시된 것과 등가인 신호 처리 과정을 예시한다.
도 29b는 도 29a에서 DFT 프리코더와 확산 블록의 처리 순서를 바꾼 것이다. 도 29a에서 확산 블록의 기능은 DFT 프리코더로부터 출력된 DFT 심볼 열에 SC-FDMA 심볼 레벨에서 특정 상수를 곱하는 것과 동일하므로， 이들의 순서가 바뀌더라도 SC-FDMA 심볼에 맵핑되는 신호의 값은 동일하다. 따라서， PUCCH 포맷 3을 위한 신호 처리 과정은 채널 코딩, 변조， 분주， 확산， DFT 프리코딩 순으로 수행될 수 있다. 이 경우, 분주 과정과 확산 과정은 하나의 기능 블록에 의해 수행될 수 있다. 일 예로， 변조 심볼을 각각의 슬롯으로 번갈아 분주하면서, 각각의 변조 심볼을 분주와 동시에 SC-FDMA 심볼 레벨에서 확산시킬 수 있다. 다른 예로， 변조 심볼을
31 각각의 슬롯으로 분주 시에 각각의 변조 심볼을 확산 코드의 사이즈에 대응되게 복사하고， 이들 변조 심볼과 확산 코드의 각 원소를 1대 1로 곱할 수 있다. 따라서, 슬롯 별로 생성된 변조 심볼 열은 SC-FDMA 심볼 레벨에서 복수의 SC-FDMA 심볼로 확산된다. 이후， 각각의 SC-FDMA 심볼에 대응되는 복소 심볼 열은 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT프리코딩 된다.
도 29c는 도 29a에서 변조기와 분주기의 처리 순서를 바꾼 것이다. 따라서, PUCCH 포맷 3을 위한 처리 과정은 서브프레임 레벨에서 조인트 채널 코딩과 분주가 수행되고, 각각의 슬롯 레벨에서 변조， DFT 프리코딩， 확산 순으로 수행될 수 있다. 도 29d는 도 29c에서 DFT 프리코더와 확산 블록의 처리 순서를 더 바꾼 것이다. 앞에서 말했듯이, 확산 블록의 기능은 DFT 프리코더로부터 출력된 DFT 심볼 열에 SC-FDMA 심볼 레벨에서 특정 상수를 곱하는 것과 동일하므로， 이들의 순서가 바뀌더라도 SC-FDMA 심볼에 맵핑되는 신호의 값은 동일하다. 따라서， PUCCH 포맷 3을 위한 신호 처리 과정은 서브프레임 레밸에서 조인트 채널 코딩과 분주가 수행되고， 각각의 슬롯 레벨에서 변조가 이뤄진다. 슬롯 별로 생성된 변조 심볼 열은 SC-FDMA 심볼 레밸에서 복수의 SC-FDMA 심볼로 확산되고, 각각의 SOFDMA 심볼에 대응되는 변조 심볼 열은 SC— FDMA 심볼 단위로 DFT 프리코딩 순으로 된다. 이 경우， 변조 과정과 확산 과정은 하나의 기능 블록에 의해 수행될 수 있다. 일 예로， 코딩 비트를 변조하면서, 생성된 변조 심볼을 곧바로 SC-FDMA 심볼 레벨에서 확산시킬 수 있다. 다른 예로， 코딩 비트를 변조 시에 생성된 변조 심볼을 확산 코드의 사이즈에 대응되게 복사하고， 이들 변조 심볼과 확산 코드의 각 원소를 1대 1로 곱할 수 있다.
도 29e는 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3을 PUCCH 포맷 2(표준 CP)의 구조에 적용하는 경우를 예시하고， 도 29f는 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3을 PUCCH 포맷 2(확장 CP)의 구조에 적용하는 경우를 예시한다. 기본적인 신호 처리 과정은 도 29a~29d를 참조하여 설명한 것과 동일하다. 다만, 기존 LTE의 PUCCH 포맷 2 구조를 재사용함에 따라， PUCCH 포맷 3에서 UCI SC-FDMA 심볼과 RS SC-FDMA 심볼의 개수 /위치가 도 29a와 비교하여 달라진다.
32 표 14는 도시한 PUCCH 포맷 3에서 RS SC-FDMA 심볼의 위치를 나타낸다. 표준 순환 전치인 경우에 슬롯 내의 SC-FDMA 심볼은 7개 (인덱스: 0-6)이고, 확장 순환 전치인 경우에 슬롯 내의 SC-FDMA 심볼은 6개 (인텍스: 0~5)라고 가정한다.
【표 14】
Figure imgf000035_0002
표 15- 16은 SF 값에 따른 확산 코드를 예시한다. 표 15는 SF=5와 SF=3인 DFT 코드를 예시한다. 표 16은 SF=4와 SF=2인 왈쉬 코드를 예시한다. DFT 코드는
Figure imgf000035_0001
=εχρ( 2;τ^Λ^)로 표현되는 직교 코드이다ᅳ 여기서, k는
DFT 코드의 사이즈 또는 SF 값을 나타내고， m은 0,1,..,SF— 1이다. 아래의 표는 m을
O C
직교 코드에 대한 인덱스로 사용한 경우를 예시한다.
【표 15】
Index m Orthogonal code Wm - SF=5
0 [i i i i i] [i i i]
1 1 eJ2"/s eJ""ls ejbnls e^'5 1 β^πβ eJ4"'3
2 1 eJA"15 eJ /s ej2"l eJ6"!s
3 1 e^" ejl!'5 βί%π1' ej4!c/5
4 1 e^"^ eJ6n/5 βμπ/5 e "15
【표 16]
Orthogonal c :ode
Index m
SF=4 SF=2
0 [+1 +1 +1 +1]
1 + 1 -1 +1 ᅳ 1] [+1 -1]
2 [+1 +1 -1 -l]
3 + 1 ᅳ 1 -1 +1]
33 코드 인덱스 m은 사전에 미리 지정되거나， 기지국으로부터 시그널링 될 수 있다. 일 예로, 코드 인덱스 m은 PDCCH를 구성하는 CCE 인덱스 (예, 가장 작은 CCE 인덱스)와 묵시적 (implicitly)으로 링크될 수 있다. 또한， 코드 인텍스 m은 PDCCH 또는 RRC 시그널링을 통해 명시적으로 지정될 수 있다. 또한， 코드 인텍스 m은 PDCCH 또는 RRC 시그널링을 통해 지정된 값으로부터 유추될 수 있다. 코드 인덱스 m은 서브프레임 단위, 슬롯 단위， 복수의 SC-FOMA 심볼 단위로 독립적으로 주어질 수 있다. 바람직하게， 코드 인덱스 m은 서브프레임 단위， 슬롯 단위， 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 변경될 수 있다. 즉， 코드 인덱스 m은 일정한 시간 구간 단위로 호핑될 수 있다.
도시하지는 않았지만, 샐-간 간섭 랜덤화를 위해 PCKPhysical Cell ID)에 상응하는 스크램블 코드 (예, 골드 코드와 같은 PN 코드)를 이용한 셀 -특정 (ceU— specific) 스크램블 혹은 단말 _ID (예, RNTI)에 상응하는 스크램블 코드를 이용한 단말 -특정 (UE-specific) 스크램블이 추가적으로 적용될 수 있다. 스크램블은 전체 정보에 대해 수행되거나, SC-FDMA 심볼-내에서 또는 SC— FDMA 심볼 -간에 수행되거나 이들 모두에서 수행될 수 있다. 전체 정보에 대한 스크램블은 분주 이전의 정보 비트 레벨, 코딩 비트 레벨 변조 심볼 레벨에서 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다. SC-FDMA 심볼—내 스크램블은 분주 이후에 변조 심볼 레벨 또는 DFT 심볼 레벨에서 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다. 또한， SC-FDMA 심볼-간 스크램블은 확산 이후에 시간 도메인에서 SC-FDMA 심볼 레벨로 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다.
또한， DFT 프리코더 이전 단에 CDM을 적용하여 단말 다중화를 도모할 수 있다. 일례로, DFT 전단은 시간 도메인 신호이므로 순환 쉬프트 (circular shift or cyclic shift) 혹은 왈쉬 (또는 DFT) 확산을 통해 CDM을 구현할 수 있다. CDM 다중화는 정보 비트 레벨, 코딩 비트 레벨， 변조 심볼 레벨 중 어느 하나에서 수행될 수 있다. 구체적으로， SF=2 왈쉬 코드로 2명의 단말을 하나의 SC-FDMA 심볼에 다중화 하는 경우를 예시한다. 코딩 비트가 12비트인 경우， QPSK 변조를 수행하면,
34 a0 a, a2 a3 a4 a5의 복소 신호가 생성된다. 각 단말의 제어 정보를 [+1 +1] [+1 — 1]의 왈쉬 코드로 확산한 예는 다음과 같다.
一 UE#0: [+1 +1]을 적용. a0 a, 2 3 o4 5 a0 α a2 a3 a4 a5를 전송
― UE#1: [+1 _1]을 적용. a0 , a2 a3 a4 a5 - 0 -a, -a2 -a3 - 4 - 5 ¾■ 전송 이 경우, 인터리빙을 추가적으로 수행할 수 있다. 인터리빙은 확산 이전 또는 이후에 적용될 수 있다. 확산과 인터리빙을 모두 적용한 예는 다음과 같다. ― UE#0: [+1 +1]을 적용. 0 a0 a, a, a2 a2 a3 3 a4 4 5 a5를 전송
— UE#1: [+1 一 1]을 적용. a0, -aQ, av -a,, a2, -a2, 3,-a3, a4,-aA, a5,- 5 ¾· 전송
DFT 프리코더 이전 단에서의 확산 및 /또는 인터리빙 후， 생성된 신호는 DFT 프리코딩 후 (필요한 경우， SC-FDMA 심볼 레벨에서 시간 확산을 추가로 거침) 해당 SC-FDMA 심볼의 부반송파에 맵핑된다.
도 30은 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3의 다른 구조를 예시한다. 본 PUCCH 포맷 3의 구조는 도 29에서 예시한 구조와 기본적으로 동일하다. 다만， 서로 다른 코딩 비트가 각각의 슬롯으로 분주되는 대신, 동일한 코딩 비트가 슬롯 단위로 반복된다는 점에서 도 29의 구조와 상이하다. 이로 인해， 도 30의 신호 처리 블록은 분주기 (divider)를 포함하지 않는다.
이하, 복수의 DL CC로부터 수신한 데이터에 대해 다중 ACK/NACK 비트를 전송하는 상황을 가정하여 단말에게 PUCCH 자원을 할당하는 방법에 대해 예시한다. 설명의 편의상, PUCCH 자원은 제어 정보 전송을 위한 자원 및 /또는 RS 전송을 위한 자원을 포함한다. 편의상, 제어 정보 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 A라고 하고, RS 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 B라고 지칭한다. 자원 A는 PRB 인덱스와 확산 코드 (예, 왈쉬 코드) 인덱스 중에서 적어도 하나를 포함하고, 자원 A에 대해 하나의 대표 논리 인덱스가 주어지고 그로부터 PRB 인덱스와 확산 코드 인덱스가 유추될 수 있다. 자원 B는 PRB 인덱스, 순환 쉬프트 인덱스와 직교 커버 인덱스 중에서 적어도 하나를 포함하고， 자원 B에 대해 하나의 대표 논리 인텍스가 주어지고 그로부터 PRB 인텍스， 순환 쉬프트 인덱스와 직교 커버 인텍스가 유추될 수 있다. 자원 A와 자원 B의 논리 인텍스들은 서로 링크될 수 있다. 또한， 자원 A
35 및 자원 B를 이루는 구체적인 자원들의 인덱스들도 서로 링크될 수 있다. 또한, 별도의 (대표) PUCCH 자원 인덱스가 정의하고， 이를 자원 A 및 /또는 자원 B와 링크할 수 있다. 즉， 별도의 PUCCH 자원 인텍스로부터 자원 A 및 /또는 자원 B를 유추할 수 있다.
첫 번째 자원 할당 방안으로， 자원 A 및 /또는 자원 B를 모두 시그널링 할 수 있다. 일 예로, 자원 A와 자원 B를 모두 물리 제어 채널 (예， PDCCH) 또는 RRC 시그널링을 통해 알려줄 수 있다. 이 때， 제어 정보 전송을 위한 자원 A 인덱스와 RS 전송을 위한 자원 B 인덱스는 각각 시그널링 되거나, 둘 중에서 하나만 시그널링 될 수 있다. 예를 들어， RS의 포맷과 인덱싱이 기존 LTE의 방법을 그대로 따른다면， RS를 위한 자원 B 인덱스만을 시그널링 할 수 있다. 제어 정보는 RS와 동일한 PRB에서 전송되는 것이 바람직하므로 RS를 위한 자원 B 인덱스로부터 제어 정보를 위한 PRB 인덱스를 유추하고, PRB 인덱스에 해당하는 PRB를 통해 제어 정보를 전송할 수 있다. 또한， 제어 정보에 사용되는 직교 코드 인덱스는 RS에 사용되는 직교 커버 인덱스 또는 순환 쉬프트 인덱스로부터 유추될 수 있다. 다른 예로, 별도의 PUCCH 자원 인덱스를 시그널링 하고 이로부터 자원 A 및 /또는 자원 B를 유추할 수 있다. 즉， 별도의 PUCCH 자원 인텍스가 주어지면， 이로부터 제어 정보를 위한 PRB 및 /또는 직교 커버 인덱스， RS를 위한 PRB, 직교 커버 인덱스 및 /또는 순환 쉬프트 인덱스를 유추할 수 있다.
시그널링 오버헤드 및 자원의 효율적 사용을 위해， 상위 계층 시그널링 (예 , RRC 시그널링)을 통해 단말 또는 단말 그룹에게 복수의 PUCCH 후보 자원 (인덱스)를 알려주고, 물리 제어 채널 (예, PDCCH)을 통해 특정 PUCCH 자원 (인덱스)를 지시할 수 있다. PUCCH 자원 (인덱스)은 앞에서 예시한 바와 같이， [자원 A 인덱스 및 자원 B 인덱스]， [자원 A 인덱스 또는 자원 B 인텍스], 또는 [별도의 PUCCH 자원 인덱스]로 주어질 수 있다. 구체적으로， PUCCH 자원 인덱스는 DL 세컨더리 CC의 PDCCH를 통해 시그널링 될 수 있다. 캐리어 병합이 적용될 경우, UL 프라이머리 CC에서만 PUCCH가 전송되므로 굳이 DL 세컨더리 CC의 TKXTransmit Power Control)를 사용할 이유는 없다. 따라서， PUCCH 자원 (인텍스)는 DL 세컨더리
36 CC에서 전송되는 PDCCH의 TPC 필드를 통해 시그널링 될 수 있다.
두 번째 자원 할당 방안으로, 동적 ACK/NACK 자원 할당의 경우 기존 LTE의 묵시적 (implicit) 방법을 재사용할 수 있다. 예를 들어， 특정 DLCC (예， Primary DL CC)의 DL 그랜트에 해당하는 PDCCH의 가장 작은 (lowest) CCE 인덱스에 상응하면서 LTE 규칙 (nr=ncce+N_PUCCH(1))을 따르는 자원 인덱스를 유추할 수 있다. 은 자원 A (및 /또는 자원 B) 인텍스를 나타내고， ncce는 PDCCH를 구성하는 가장 작은 CCE 인덱스를 나타내며， N— PUCCH(1)는 상위 계층에 의해 설정되는 값을 나타낸다. 일 예로， RS 구간은 유추된 자원 인덱스에 해당하는 자원을 사용할 수 있다. 제어 정보의 경우, 유추된 자원 인텍스로부터 PRB 인덱스를 다시 유추한 후 해당 PRB에서 해당 자원 (예, 확산 코드)을 이용하여 복수의 DL CC에 대한 ACK/NACK을 전송할 수 있다. 혹은, 제어 정보에 대한 자원 인덱스로부터 RS에 대한 자원 인덱스를 유추하는 경우， 제어 정보 구간에는 RS 자원 (예， 순환 쉬프트， 직교 커버， PRB 인텍스의 조합) 중 순환 쉬프트 인덱스에 대응하는 자원이 사용되지 않으므로， RS에 사용되는 순환 쉬프트 인덱스는 제어 정보에 대한 자원 인텍스로부터 유추될 수 없다. 이 경우, RS 자원의 순환 쉬프트 인덱스는 특정 값 (예, ncs=0)으로 가정하여 사용할 수 있다.
다중 안테나 전송 방법을 이용하여 PUCCH를 전송하는 방안에 대해 설명한다. 편의상, 2Tx 전송 다이버시티 기법 (transmit diversity scheme)을 설명하지만， 아래의 예시는 n— Tx 전송 다이버시티 기법에도 동일 /유사하게 확장될 수 있다. 편의상, 앞에서 가정한 바와 같이, 제어 정보 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 Α라고 하고, RS 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 B라고 지칭한다. 자원 A와 자원 B의 논리 인덱스들은 서로 링크될 수 있다. 예를 들어， 자원 B의 논리 인텍스가 주어지면 자원 A의 논리 인텍스가 자동적으로 주어질 수 있다. 또한, 자원 A와 자원 B에 대한 논리 인텍스들의 물리적 구성 방법은 서로 다를 수 있다. 크게 다음의 두 가지 경우가 존재한다.
1)제어 정보가 모든 안테나 (포트)에서 동일 PRB를 통해 전송될 수 있다.
A. 제어 정보는 안테나 (포트)별로 선택된 2개의 서로 다른 자원 A (예， 서
37 로 다른 인텍스의 왈쉬 혹은 DFT코드)를 통해 전송될 수 있다.
B. RS는 안테나 (포트)별로 선택된 2개의 서로 다른 자원 B (예， 순환 쉬프 트와 DFT 커버의 조합)를 통해 전송될 수 있다.
2)제어 정보가 안테나마다 서로 다른 PRB를 통해 전송될 수 있다. 일 예로， 제 어 정보는 안테나 (포트) 0에서 PRB#4를 통해 전송되고， 안테나 (포트) 1에서
PRB#6을 통해 전송될 수 있다.
A. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 제어 정보간에는 자원이 특별 히 제약되지 않는다 (즉， 서로 같아도 되고 달라도 된다).
B. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 RS간에는 자원이 특별히 제약 되지 않는다 (즉, 서로 같아도 되고 달라도 된다).
다중 안테나 전송 (예， 2Tx 전송) 모드에서， 제어 정보 전송을 위한 2개의 자원 Α (예, 직교 코드)와 RS 전송을 위한 2개의 자원 B (예， 순환 쉬프트와 DFT 커버의 조합)은 미리 정의 되거나， 물리 제어 채널 (예， PDCCHVRRC 시그널링을 통해 주어질 수 있다. 이 경우， 제어 정보와 RS를 위한 시그널링은 개별적으로 이루어질 수 있다. 또한， 어느 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보가 시그널링 되면， 다른 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보는 기—시그널링된 자원 정보로부터 유추될 수 있다. 일 예로, 제어 정보를 위한 확산 코드 인텍스 m은 사전에 미리 지정되거나， 기지국으로부터 시그널링 될 수 있다. 다른 예로, 확산 코드 인텍스 m은 PDCCH를 구성하는 CCE 인덱스와 묵시적 (impl icit ly)으로 링크될 수 있다. 또 다른 예로, 확산 코드 인텍스 πι은 PDCCH 또는 RRC 시그널링을 통해 명시적으로 지정될 수 있다. 또 다른 예로， 확산 코드 인덱스 m은 RS를 위한 직교 코드 인텍스 또는 순환 쉬프트 인덱스와 링크될 수 있다. 한편, 확산 코드 인덱스 m은 서브프레임 단위， 슬롯 단위, 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 변경될 수 있다. 즉， 확산 코드 인덱스 m은 일정한 시간 구간 단위 (예, 슬롯)로 호핑될 수 있다.
실시예 2
도 31 및 32는 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3의 구조 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다. 본 실시예는 제어 정보를 주파수 도메인에 인터리빙 방식과
38 로컬 방식으로 FDM 맵핑하는 경우를 예시한다. FDM 맵핑은 단말 다중화 혹은 안테나 (포트) 다중화 등의 용도로 사용될 수 있다. FDM 맵핑은 예시로서， 본 실시예는 시간 /주파수 도메인 순환 쉬프트 등을 이용한 CDM 맵핑에도 적용될 수 있다.
도 31을 참조하면, 채널 코딩 블록 (channel coding block)은 정보 비트 a_0, a_l, ···, a_M-l(예， 다중 ACK/NACK 비트)를 채널 코딩하여 코딩 비트 (encoded bit, coded bit or coding bit) (또는 코드워드) b_0, b— 1， ···, b_N-l을 생성한다. M은 정보 비트의 사이즈를 나타내고, N은 코딩 비트의 사이즈를 나타낸다. 정보 비트는 상향링크 제어 정보 (UCI), 예를 들어 다중 ACK/NACK을 포함한다. 여기서, 정보 비트 a_0, a_l, a— M-l는 정보 비트를 구성하는 UCI의 종류 /개수 /사이즈에 상관없이 조인트 코딩된다. 예를 들어, 정보 비트가 복수의 DL CC에 대한 다중 ACK/NACK을 포함하는 경우， 채널 코딩은 DL CC별， 개별 ACK/NACK 비트 별로 수행되지 않고, 전체 비트 정보를 대상으로 수행되며, 이로부터 단일 코드워드가 생성된다. 채널 코딩은 이로 제한되는 것은 아니지만 단순 반복 (repetition), 단순 코딩 (simplex coding), RM(Reed Muller) 코딩， 펑처링된 RM 코딩， TBCC Tai bit ing convolutional coding) , LDPC( low-dens i ty parity-check) 혹은 터보-코딩을 포함한다. 도시하지는 않았지만, 코딩 비트는 변조 차수와 자원 양을 고려하여 레이트 -매칭 (rate-matching) 될 수 있다. 레이트 매칭 기능은 채널 코딩 블록의 일부로 포함되거나 별도의 기능 블록을 통해 수행될 수 있다.
변조기 (modulator)는 코딩 비트 b_0, b— 1， ···, bJKL을 변조하여 변조 심볼 c_0, c_l, ···, c_L-l을 생성한다. L은 변조 심볼의 사이즈를 나타낸다. 변조 방법은 전송 신호의 크기와 위상을 변형함으로써 수행된다. 변조 방법은 예를 들어, n-PSK(Phase Shift Keying), nᅳ QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 포함한다 (n은 2 이상의 정수) . 구체적으로, 변조 방법은 BPSKCBinary PSK), QPSKCQuadrature PSK) , 8-PS , QAM, 16-QAM, 64-QAM 등을 포함할 수 있다.
분주기 (divider)는 변조 심볼 c_0, c_l, '··, c— L_l을 각 슬롯으로 분주한다. 변조 심볼을 각 슬롯으로 분주하는 순서 /패턴 /방식은 특별히 제한되지 않는다. 예를 들어， 분주기는 변조 심볼을 앞에서부터 순서대로 각각의 슬롯에 분주할 수
39 있다 (로컬형 방식). 이 경우， 도시한 바와 같이, 변조 심볼 c_0, c_l, c_L/2-l은 슬롯 0에 분주되고， 변조 심볼 c_ L/2, c_ L/2+1, ·'·, c_L-l은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 또한， 변조 심볼은 각각의 슬롯으로 분주 시에 인터리빙 (또는 퍼뮤테이션) 될 수 있다. 예를 들어， 짝수 번째 변조 심볼은 슬롯 0에 분주되고 홀수 번째 변조 심볼은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 변조 과정과 분주 과정은 순서가 서로 바뀔 수 있다.
DFT 프리코더 (precoder)는 단일 반송파 파형 (single carrier waveform)을 생성하기 위해 각각의 슬롯으로 분주된 변조 심볼에 대해 DFT 프리코딩 (예 , 6-포인트 DFT)을 수행한다. 도면을 참조하면， 슬롯 0에 분주된 변조 심볼 c_0, c— 1， ···, c_L/2-l은 DFT 심볼 d_0, d_l, …， d_L/2-l로 DFT 프리코딩 되고， 슬롯 1에 분주된 변조 심볼 c— L/2, c_ L/2+1, ·-, c_L-l은 DFT 심볼 d_ L/2, d— L/2+1, ···, d_L-l로 DFT 프리코딩 된다. DFT 프리코딩은 상웅하는 다른 선형 연산 (linear operation) (예， walsh precoding)으로 대체될 수 있다.
확산 블록 (spreading block)은 DFT가 수행된 신호를 SOFDMA 심볼 레벨에서 (시간 도메인) 확산한다. SC-FDMA 심볼 레벨의 시간 도메인 확산은 확산 코드 (시퀀스)를 이용하여 수행된다. 확산 코드는 준 직교 코드와 직교 코드를 포함한다. 직교 코드는 이로 제한되는 것은 아니지만， 왈쉬 코드， DFT 코드를 포함한다. 확산 코드 사이즈 (또는 확산 인자 (Spreading Factor: SF))의 최대 값은 제어 정보 전송에 사용되는 SC-FDMA 심볼의 개수에 의해 제한된다. 일 예로， 한 슬롯에서 4개의 SC-FDMA 심볼이 제어 정보 전송에 사용되는 경우， 슬롯 별로 길이 4의 (준) 직교 코드 (w0,wl,w2,w3)가 사용될 수 있다. SF는 제어 정보의 확산도를 의미하며， 단말의 다중화 차수 (multiplexinig order) 또는 안테나 다중화 차수와 관련될 수 있다. SF는 1, 2, 3, 4，…와 같이 시스템의 요구 조건에 따라 가변될 수 있으며， 기지국과 단말간에 미리 정의되거나， DCI 혹은 RRC 시그널링을 통해 단말에게 알려질 수 있다. 일 예로, SRS 등에 의해 제어 정보 전송을 위한 SC-FDMA 심볼이 펑처링 되는 경우에 해당 슬롯의 제어 정보에는 SF=3인 확산 코드가 적용될 수 있다. 확산 코드의 예는 앞에서 예시한 표 15 및 16을 참조할 수 있다.
40 위의 과정을 거쳐 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된다. 실시예 1과 달리， 본 실시예의 경우, 확산된 신호는 각각의 SC-FDMA 심볼 내에서 불연속적으로 부반송파에 맵핑된다. 도 31은 확산된 신호가 SC-FDMA 심볼 내에 인터리빙 방식으로 맵핑된 경우를 도시하고， 도 32는 확산된 신호가 SC-FDMA 심볼 내에 로컬 방식으로 맹핑된 경우를 도시한다. 이 후, 부반송파에 맹핑된 주파수 도메인 신호는 IFFT를 거쳐 시간 도메인 신호로 변환된다. 시간 도메인 신호에는 CP가 부가되고， 생성된 SC— FDMA 심볼은 RF단을 통해 전송된다.
5개의 DL CC에 대한 ACK/NACK을 전송하는 경우를 가정하여 각 과정을 보다 구체적으로 예시한다. 각각의 DL CC가 2개의 PDSCH를 전송할 수 있는 경우, 이에 대한 ACK/NACK 비트는 DTX 상태를 포함하는 경우 12비트일 수 있다. QPSK 변조， SF=4 시간 확산 및 불연속 맵핑을 가정할 경우, (레이트 매칭 후의) 코딩 블록 사이즈는 24 비트일 수 있다. QPSK 변조 후， 코딩 비트는 12개의 QPSK 심볼로 변조되고, 생성된 QPSK 심볼은 6개씩 각 슬롯으로 분주된다. 각 슬롯에서 6개의 QPSK 심볼은 6-포인트 DFT 연산을 통해 6개의 DFT 심볼로 변환된다. 각 슬롯에서 6개의 DFT 심볼은 시간 도메인에서 SF=4 확산 코드를 이용하여 4개의 SC— FDMA 심볼로 확산되어 맵핑된다. 12개의 비트가 [2비트 *6개의 부반송파 *8개의 SC— FDMA 심볼]을 통해 전송되므로， ACK/NACK 정보에 .대한 코딩 레이트는 0.125(=12/96)가 된다. 또한， SF=4인 경우, 1PRB 당 최대 8명의 단말을 다중화 할 수 있다.
DFT 심볼을 주파수 도메인에 맵큉 시에 부반송파 간격을 2칸에서 3칸으로 하면, 최대 12명의 단말이 다중화 될 수 있고， 부반송파 간격을 4칸 /6칸 간격으로 하면 각각 16/24명의 단말이 다증화 될 수 있다. 이 때， RS는 기존 LTE에서 사용했던 SF=3의 DFT 코드와 순환 쉬프트를 적용할 수 있다. 기존 LTE에서 Walsh SF=4인 경우， [1 1 -1 — 1]는 RS의 SF=3에 의해 다중화 차수가 제한되어 사용되지 않았지만 본 발명에서는 다시 사용되도록 정의할 수 있다.
도시하지는 않았지만, 셀-간 간섭 랜덤화를 위해 PCI (Physical Cell ID)에 상웅하는 스크램블 코드 (예， 골드 코드와 같은 PN 코드)를 이용한 샐 -특정 (ceH-specific) 스크램블 혹은 단말 -ID (예, RNTI)에 상응하는 스크램블
41 코드를 이용한 단말 -특정 (UE-specific) 스크램블이 추가적으로 적용될 수 있다. 스크램블은 전체 정보에 대해 수행되거나， SC-FDMA 심볼-내에서 또는 SC-FDMA 심볼—간에 수행되거나 이들 모두에서 수행될 수 있다. 전체 정보에 대한 스크램블은 분주 이전의 정보 비트 레벨， 코딩 비트 레벨， 변조 심볼 레벨에서 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다. SC-FDMA 심볼-내 스크램블은 분주 이후에 변조 심볼 레벨 또는 DFT 심볼 레벨에서 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다. 또한， SC— FDMA 심볼-간 스크램블은 확산 이후에 시간 도메인에서 SC-FDMA 심볼 레벨로 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다.
또한, DFT프리코더 이전 단에 CDM을 적용하여 단말 다중화를 도모할 수 있다. 일례로, DFT 전단은 시간 도메인 신호이므로 순환 쉬프트 (circular shift or cyclic shift) 혹은 왈쉬 (또는 DFT) 확산을 통해 CDM을 구현할 수 있다. CDM 다중화는 정보 비트 레벨， 코딩 비트 레벨， 변조 심볼 레벨 중 어느 하나에서 수행될 수 있다. 구체적으로， SF=2 왈쉬 코드로 2명의 단말을 하나의 SC-FDMA 심볼에 다중화 하는 경우를 예시한다. 코딩 비트가 6비트인 경우， QPSK 변조를 수행하면， ， ， 의 복소 신호가 생성된다. 각 단말의 제어 정보를 [+1 +1] [+1 -1]의 왈쉬 코드로 확산 한 예는 다음과 같다.
- 薩: [+1 +1]을 적용. ， ， ， ， ， 를 전송
ᅳ UE#l: [+1 — 1]을 적용. a0, -ai,-a2를 전송
이 경우, 인터리빙을 추가적으로 수행할 수 있다. 인터리빙은 확산 이전 또는 이후에 적용될 수 있다. 확산과 인터리빙을 모두 적용한 예는 다음과 같다.
- UE#0: [+1 +1]을 적용. ao.ao.ai.ai.az.az* 전송
- UE#l: [+1 — ]을 적용. ，— ， ， -3^2,-32를 전송
도 33 및 34는 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3의 다른 구조를 예시한다. 본 PUCCH 포맷 3의 구조는 도 31 및 32에서 예시한 구조와 기본적으로 동일하다. 다만， 서로 다른 코딩 비트가 각각의 슬롯으로 분주되는 대신， 동일한 코딩 비트가 슬롯 단위로 반복된다는 점에서 도 31 및 32의 구조와 상이하다. 이로 인해, 도 33 및 34는 분주기 (divider)를 포함하지 않는다.
42 이하, 복수의 DL CC로부터 수신한 데이터에 대해 다중 ACK/NACK 비트를 전송하는 상황을 가정하여 단말에게 자원을 할당하는 방법에 대해 예시한다. 설명의 편의상, 제어 정보 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 A라고 하고， RS 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 B라고 지칭한다. 자원 A는 PRB 인텍스, 확산 코드 (예， 왈쉬 코드) 인덱스， 및 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋, 인덱스) 증에서 적어도 하나를 포함하고, 자원 A에 대해 하나의 대표 논리 인덱스가 주어지고 그로부터 PRB 인텍스， 확산 코드 인텍스， 및 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋, 인텍스) 중에서 적어도 하나가 유추될 수 있다. 자원 B는 PRB 인덱스， 순환 쉬프트 인덱스와 직교 커버 인덱스 중에서 적어도 하나를 포함하고, 자원 B에 대해 하나의 대표 논리 인덱스가 주어지고 그로부터 PRB 인덱스, 순환 쉬프트 인덱스와 직교 커버 인덱스가 유추될 수 있다. 자원 A와 자원 B의 대표 논리 인덱스들은 서로 링크될 수 있다. 또한， 자원 A 및 자원 B를 이루는 세부 자원들의 인텍스들도 서로 링크될 수 있다.
첫 번째 자원 할당 방안으로， 자원 A와 자원 B를 모두 시그널링 할 수 있다. 일 예로， 자원 A와 자원 B를 모두 물리 제어 채널 (예, PDCCH) 또는 RRC 시그널링을 통해 알려줄 수 있다. 이 때， 제어 정보 전송을 위한 자원 A 인텍스와 RS 전송을 위한 자원 B 인텍스는 각각 시그널링 되거나, 둘 중에서 하나만 시그널링 될 수 있다. 예를 들어, RS의 포맷과 인덱싱이 기존 LTE의 방법을 그대로 따른다면, RS를 위한 자원 B 인덱스만을 시그널링 할 수 있다. 제어 정보는 RS와 동일한 PRB에서 전송되는 것이 바람직하므로， RS를 위한 자원 B 인덱스로부터 제어 정보를 위한 PRB 인텍스를 유추하고, PRB 인덱스에 해당하는 PRB를 통해 제어 정보를 전송할 수 있다. 또한， 제어 정보에 사용되는 직교 코드 인텍스는 RS에 사용되는 직교 커버 인덱스로부터 유추될 수 있다. 또한， 자원 A의 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋， 인텍스)는 RS에서 사용되는 순환 쉬프트 인덱스로부터 유추될 수 있다. 다른 예로, 자원 A의 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋， 인덱스)는 RRC 시그널링 될 수 있다. 여기에서, 자원 A의 주파수 인자 (혹은 그에 상응하는 선형 연산, 예를 들어 주파수 인자의 역수)는 C 시그널링 되거나 DL
43 cc의 개수에 따라 묵시적으로 결정될 수 있다. 즉, 주파수 인자는 시스템에 의해 설정 (configuration)되거나 미리 지정될 수 있다.
한편, RS 구간에도 제어 정보와 동일하게 FDM 맵핑을 적용할 수 있다. 한 가지 차이는， 제어 정보의 경우에는 DFT 프리코딩을 적용하여 낮은 PAPR/CM의 신호를 생성하는 반면， RS의 경우에는 이미 지정된 낮은 -CM 시퀀스를 사용하기 때문에 DFT 프리코더 없이 주파수 도메인에서 바로 생성될 수 있다 (즉， DFT 프리코더가 생략될 수 있다). 다만, 기술적으로는 FDM 맵핑보다는 순환 쉬프트를 이용하는 CDM 맵핑을 RS 구간에 적용하는 것이 다음 이유로 더 바람직할 수 있다.
- RS에 FDM 맵핑을 사용하는 경우 다양한 길이의 시뭔스 설계가 필요하다. 즉， 기존 LTE에서 RS를 위한 가장 작은 시뭔스 길이는 12인데， 주파수 인자 (FF) (또는 부반송파 간격)가 2인 경우 길이 6의 새로운 시퀀스 설계가 필요하다.
- RS에 FDM 맵핑을 사용하는 경우 특정 주파수 포지션의 채널을 추정하고 다른 부분에 대해서는 내삽 (interpolation)을 수행하므로 높은 주파수 선택적 채널에서 는 채널 추정 성능이 열화될 수 있다. 그러나, CDM 맵핑의 경우에는 RS가 모든 주파 수 영역을 커버하므로 그러한 성능 열화가 없다.
두 번째 자원 할당 방안으로, 동적 ACK/NACK 자원 할당의 경우에 기존 LTE의 묵시적 (implicit) 방법을 재사용할 수 있다. 예를 들어, 특정 DLCC (예， Primary DL CC)의 DL 그랜트에 해당하는 PDCCH의 가장 작은 (lowest) CCE 인덱스에 상응하면서 LTE 규칙 (nr=ncce+N_PUCCH(1))을 따르는 자원 인텍스를 유추할 수 있다. 은 자원 A (및 /또는 자원 B) 인덱스를 나타내고, ncce는 PDCCH를 구성하는 가장 작은 CCE 인덱스를 나타내며， N— PUCCH(1)는 상위 계층에 의해 설정되는 값을 나타낸다. 일 예로， RS 구간은 유추된 자원 인텍스에 해당하는 자원 인텍스를 따를 수 있다. 제어 정보의 경우， 유추된 자원 인텍스로부터 PRB 인덱스를 다시 유추한 후 해당 PRB에서 해당 자원 (예， 확산 코드 및 /또는 주파수 .인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋， 인덱스))을 이용하여 복수의 DL CC에 대한 ACK/NACK을 전송할 수 있다. 혹은， 제어 정보에 대한 자원 인덱스로부터 RS에 대한 자원 인덱스를 유추하는 경우, 제어 정보 구간에는 RS 자원 (예, 순환 쉬프트, 직교 커버, PRB
44 인덱스의 조합) 중 순환 쉬프트 인덱스에 대응하는 자원이 사용되지 않으므로, RS에 사용되는 순환 쉬프트 인덱스는 제어 정보에 대한 자원 인덱스로부터 유추될 수 없다. 이 경우, RS 자원의 순환 쉬프트 인덱스는 특정 값 (eg. ncs=0) 으로 가정하여 사용할 수 있다.
도 35~41은 본 발명의 실시예에 따라 자원 인텍스를 정의하는 방법을 예시한다. 도 35~41은 제어 정보를 위한 자원 인덱스 (즉， 자원 A 인텍스)를 부반송파 맵핑 패턴 /위치 (예, 부반송파 인텍스 또는 오프셋)와 확산 코드 (예， 직교 코드)의 조합으로 정의하는 경우를 위주로 예시하였다. 제어 정보 전송을 위한 P B는 RS를 위한 PRB가 확인되면 동일한 PRB로 설정될 수 있다. 다른 예로， 제어 정보 전송을 위한 PRB는 물리 제어 채널 (예， PDCCH)/RRC 시그널링 될 수 있다. 한편, 본 예에서 제어 정보를 위한 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋, 인덱스)은 RS의 순환 쉬프트 인텍스로부터 유추될 수 있다. 다른 예로, 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋， 인덱스)은 RRC 시그널링 될 수 있다. 여기에서， 주파수 인자는 RRC 시그널링 되거나 DL CC의 개수에 따라 묵시적으로 결정될 수 있다. 즉, 주파수 인자는 시스템에 의해 설정 (configuration)되거나 미리 지정될 수 있다. 이 경우, 제어 정보를 위한 채널 자원은 세부 자원의 조합 (예， [PRB, 확산 코드] 또는 [PRB, 확산 코드， 주파수 인자])을 지시하기 위한 대표 인덱스는 따로 정의되지 않을 수 있다.
도 35-41을 참조하면， 박스 안의 숫자는 자원 인덱스 (즉, 제어 정보 전송을 위한 자원 A 인덱스)를 의미한다. 본 예의 경우, 제어 정보를 위한 자원 인덱스는 [직교 코드 인덱스, 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋, 인텍스)]와 링크된다. 따라서, 제어 정보는 자원 인덱스에 대웅되는 직교 코드를 이용하여 SC-FDMA 심볼 레벨에서 확산되고， 자원 인덱스에 대웅되는 부반송파에 맵핑된다. 도 35~41은 자원 인덱스를 주파수 자원 (부반송파 인덱스)이 증가하는 순으로 카운트하였지만， 먼저 직교 코드 인덱스 축을 따라 카운트할 수도 있다. 도 35b, 도 36b, 도 37b, 도 38b, 도 39b 및 도 40b는 RS 다중화 차수 (mult iplexing order)에 의해 제어 정보를 위한 자원 인텍싱이 제한 받는 것을 나타낸다. 예를 들어, RS 다중화 차수가 3이라고
45 가정하고, 제어 정보 전송을 위해 SF=4인 왈쉬 코드를 사용한다고 가정할 경우, 기존 LTE와 같이 [+1 +1 -1 ᅳ 1] (자원 인텍스 3)이 사용되지 않을 수 있다.
본 예에서 설명한 자원 인덱스 값은 상대 값 (예, 오프셋)일 수 있다. 예를 들어 , 기존 LTE에서는 밴드의 가장 바깥 쪽에 PUCCH 포맷 2/2a/2b가 전송될 수 있고, 그 안쪽으로 PUCCH 포맷 1/la/lb와 2/2a/2b가 공존하는 1PRB가 있을 수 있으며 , 그 안쪽으로 PUCCH 포맷 1/la/lb가 전송될 수 있다. PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 PRB와 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 위한 PRB가 서로 공존하는 경우 (LTE에서는 오직 한 P B만이 이러한 것을 허용함), 해당 PRB에서 ACK/NACK 자원 개수가 M이라면 도면에 있는 슷자 n은 실질적으로 M+n을 나타낼 수 있다 여기서, 각 주파수 자원 (예， 주파수 인자) 혹은 직교 코드 인덱스는 SC-FDMA 심볼 레벨 /슬롯 레벨에서 셀 -특정 /단말-특정하게 호핑될 수 있다.
도 41은 직교 자원 인덱스를 직교 코드 인덱스 별로 스태거링 (staggering) 또는 주파수 축으로 따라 순환 쉬프트 시키는 경우를 예시한다. 본 예는 도 37a에서 자원 인텍스를 직교 코드 인텍스 별로 1개의 부반송파씩 스태거링을 적용한 경우를 나타낸다. 순환 쉬프트 혹은 직교 코드 인덱스는 SC-FDMA 심볼 레벨 /슬롯 레벨에서 셀 -특정 /단말-특정하게 호핑될 수 있다.
도 42는 RS를 위한 자원 인덱싱 방법에 대해 설명한다. RS를 위한 자원 인덱싱은 기존 LTE에 정의된 방법을 따를 수 있다.
도 42를 참조하면， 박스 안의 숫자는 자원 인덱스 (즉， RS 전송을 위한 자원 B의 인덱스)를 의미한다. 본 예의 경우, RS를 위한 자원 인덱스는 [순환 쉬프트 값, 직교 코드 인텍스]와 링크된다. 따라서, RS 시퀀스는 자원 인덱스에 대응하는 값 만큼 주파수 축을 따라 순환 쉬프트 되고 자원 인텍스에 대응되는 직교 코드로 시간 도메인에서 커버링된다. 도면에서， 4 °"는 순환 쉬프트 간격을 의미하며 사용되는 순환 쉬프트 값은 c.4P hTH 일 수 있다 (c는 양의 정수). 순환 쉬프트로 인한 위상 쉬프트 값은 a is,r) = 27fn s,l^f 로 주어질 수 있다. ns는 슬롯 인텍스이고， 1은 SC-FDMA 심볼 인덱스이며， ( ， /)는 순환 쉬프트 값이고， N^c는 자원 블록을 이루는 부반송파 개수이다.
46 본 예에서， RS를 위한 자원 인덱스는 순환 쉬프트 축을 따라 먼저 카운트 되었지만, 직교 코드 축을 따라 먼저 카운트될 수도 있다.
^PUCCH _
RS의 4hif, 와 제어 정보의 주파수 인자 (혹은 그에 상응하는 선형 연산, 예를 들어 주파수 인자의 역수)는 물리 제어 채널 (예， PDCCH) 또는 RRC 시그널링을 통해 각각 시그널링 될 수 있다.
또한， 제어 정보 구간의 자원 인덱싱은 RS 구간의 자원 인덱싱에 상응할 수 있다. 이 경우， 제어 정보 자원 인덱스 혹은 RS 자원 인텍스 중 어느 하나만을 단말에게 물리 제어 채널 (예, PDCCH)/RRC 시그널링을 통해 알려주고， 나머지 자원 인텍스는 그로부터 유추될 수 있다. 예를 들어， 주파수 인자는 RS에서 사용되는 순환 쉬프트에 관한 정보 (예, 순환 쉬프트 간격)로부터 유추될 수 있다. 만약,
^PUCCH ^PUCCH
종래의 A 의 시그널링을 그대로 재사용 하는 경우, 한번의 4hif' 시그널링으로
^PUCCH
RS를 위한 와 제어 정보를 위한 주파수 인자 (간격)를 모두 지정할 수 있다. 구체적으로, 도 42의 자원 인텍싱과 도 35b, 도 36b, 도 37b, 도 38b, 도 39b 및 도 40b의 자원 인덱싱과 각각 연관 지어질 수 있다. 표 17은 4hif, 와 주파수 인자의 템핑 예를 나타낸다.
【표 17]
Figure imgf000049_0001
PUCCH
표 18은 가용 자원 수 (즉, 다중화 차수)를 고려한 4»τ' 와 주파수 인자의 맵핑 예를 나타낸다. 예를 들어， 한 SC-FDMA 심볼 내에서 순환 쉬프트로 인한 다중화 차수가 6인 경우, ft CCH=2와 FF=6이 페어링 될 수 있다.
【표 18】
47 ^PUCCH Multiplexing order due to hift Frequency Factor (FF)
circular shift only
1 12 12
2 6 6
3 4 4
4 3 3
6 2 2
12 1 1 다른 예로， 주파수 인자는 RRC 시그널링 되거나 DL CC의 개수에 따라 묵시적 (implicit)으로 결정될 수 있다. 주파수 인자가 DL CC의 개수에 따라 묵시적으로 변경되는 것에 대한 일례를 든다. 보다 구체적으로， 주파수 인자는 구성된 (configured) DL CC의 개수에 따라 묵시적으로 결정되거나 활성화된 (activated) DL CC의 개수에 따라 묵시적으로 결정될 수 있다. 예를 들어, 5개의 구성된 (또는 활성화된) DL CC를 위한 주파수 인자는 2로 미리 지정하여 사용할 수 있다. 4，3，2,1개의 구성된 (또는 활성화된) DL CC를 위한 주파수 인자는 각각 3，4,6，12와 같이 묵시적으로 지정하여 사용할 수 있다.
도 43a는 본 실시예에 따라 제어 정보를 다중 안테나를 통해 전송하기 위한 신호 처리 과정을 예시한다. 도 43a를 참조하면， 전체적인 흐름은 실시예 1 및 2에서 도 29-34를 참조하여 설명한 것과 유사하므로 주 차이점인 TxDCTransmit Diversity) 맵퍼를 위주로 설명한다. TxD 맵퍼는 다중 안테나 (포트)를 통해 제어 정보를 전송하기 위한 자원 할당 /MIM0(Multiple Input Multiple Output) 프리코딩 /프로세스 등의 과정을 수행한다.
이하， TxD 맵퍼를 이용하여 PUCCH를 다중 안테나 모드로 전송하는 방안에 대해 예시한다. 편의상, 2Tx 전송 다이버시티 기법 (transmit diversity scheme)을 설명하지만， 아래의 예시는 n— Tx 전송 다이버시티 기법에도 동일 /유사하게 확장될 수 있다. 편의상， 앞에서와 같이, 제어 정보 ¾송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 Α라고 하고, RS 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 B라고 지칭한다. 자원 A와 자원 B의 논리 인덱스들은 서로 링크될 수 있다. 예를 들어， 자원 B의 논리 인텍스가 주어지면 자원 A의 논리 인덱스가 자동적으로 주어질 수 있다. 또한, 자원 A와
48 자원 B에 대한 논리 인덱스들의 물리적 구성 방법은 서로 다를 수 있다. 크게 다음의 두 가지 경우가 존재한다.
1) 제어 정보가 모든 안테나 (포트)에서 동일 PRB를 통해 전송될 수 있다.
A. 제어 정보는 안테나 (포트)별로 선택된 2개의 서로 다른 자원 A (예, 직 교 코드, 및 주파수 인자에 따른 부반송파 쉬프트 (또는 오프셋, 인덱스) 의 조합)를 통해 전송될 수 있다. 예를 들어, 직교 코드는 왈쉬 코드, DFT 코드를 포함한다. 주파수 인자는 Nsc/Nireq 또는 이의 역수로 주어질 수 있다. Nsc는 PRB 내의 부반송파 개수를 나타내고， Nfreq는 PRB 내에서 제어 정보 전송에 사용되는 부반송파 개수를 나타낸다.
B. RS는 안테나 (포트)별로 선택된 2개의 서로 다른 자원 B (예， 순환 쉬프 트와 DFT 커버의 조합)를 통해 전송될 수 있다.
2)제어 정보가 안테나마다 서로 다른 PRB를 통해 전송될 수 있다. 일 예로， 제 어 정보는 안테나 (포트) 0에서 PRB#4를 통해 전송되고, 안테나 (포트) 1에서 PRB#6을 통해 전송될 수 있다.
A. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 제어 정보간에는 자원이 특별 히 제약되지 않는다 (즉， 서로 같아도 되고 달라도 된다).
B. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 RS간에는 자원이 특별히 제약 되지 않는다 (즉， 서로 같아도 되고 달라도 된다).
다중 안테나 전송 (예， 2 전송) 모드에서, 제어 정보 전송을 위한 2개의 자원 A (예, 직교 코드, 및 주파수 인자에 따른 부반송파 포지션 (예, 쉬프트, 오프셋 또는 인덱스)의 조합)와 RS 전송을 위한 2개의 자원 B (예， 순환 쉬프트와 DFT 커버의 조합)은 미리 정의 되거나， 물리 제어 채널 (예， PDCCH) 또는 RRC 시그널링을 통해 주어질 수 있다. 이 경우， 제어 정보와 RS를 위한 시그널링은 개별적으로 이루어질 수 있다. 또한, 어느 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보가 시그널링 되면， 다른 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보는 기-시그널링 된 자원 정보로부터 유추될 수 있다. 일 예로， 코드 인덱스 m 및 /또는 주파수 인자에 따른 부반송파 포지션 (예， 쉬프트, 오프셋 또는 인덱스)는 사전에
49 미리 지정되거나, 기지국으로부터 시그널링 될 수 있다. 다른 예로， 코드 인덱스 m 및 /또는 주파수 인자에 따른 부반송파 포지션 (예， 쉬프트， 오프셋 또는 인덱스)는 PDCCH를 구성하는 CCE 인덱스와 묵시적 (implicitly)으로 링크될 수 있다. 또 다른 예로, 코드 인덱스 m 및 /또는 주파수 인자에 따른 부반송파 포지션 (예， 쉬프트, 오프셋 또는 인덱스)는 PDCCH 또는 RRC 시그널링을 통해 명시적으로 지정될 수 있다ᅳ 한편， 코드 인덱스 m 및 /또는 주파수 인자에 따른 부반송파 포지션 (예， 쉬프트， 오프셋 또는 인덱스)는 서브프레임 단위, 슬롯 단위, 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 변경될 수 있다. 즉, 코드 인덱스 m 및 /또는 주파수 인자에 따른 부반송파 포지션 (예, 쉬프트， 오프셋 또는 인덱스)는 일정한 시간 구간 단위 (예， 슬롯)로 호핑될 수 있다.
만약， RS 구간의 다중화 차수가 제어 정보 구간의 다중화 차수보다 2배 이상이라고 한다면， 다음과 같은 2Tx 전송 다이버시티 기법을 적용할 수 있다. 이때 RS 구간의 자원 (CS+0C+PRB)들 중 2개는 2개의 전송 안테나 각각의 채널 추정을 위해 사용될 수 있고, 제어 정보 구간에는 1개의 자원 (부반송파 포지션 +0C+PRB) 만을 사용할 수 있다.
전송 다이버시티 기법의 다른 예로， 주파수 도메인에서 DFT 프리코더의 출력 값에 알라무티 방법 (alamouti scheme)을 적용할 수 있다. 알라무티 방법은 다음과 같은 행렬로 표현이 가능하다.
【수학 10]
Figure imgf000052_0001
여기에서, 컬럼 0과 컬럼 1은 각각 안테나 (포트) 0과 안테나 (포트) 1로 전송되는 신호 백터를 의미하며, 로우 0과 로우 1은 각각 제 1 부반송파와 제 2 부반송파로 전송되는 복소 신호 백터를 의미한다ᅳ *는 복소 공액 연산 (complex conjugate operation)을 나타낸다. 위의 행렬로부터 선형 변환 (linear transformation)된 어떤 형태도 본 발명에 적용될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷에 알라무티 방법을 단순히 적용하면，
50 안테나 (포트) 1의 SC-FOMA 심볼에 맵큉되는 DFT 심볼의 순서가 2개의 DFT 심볼 단위로 뒤바뀐다. 예를 들어, 안테나 (포트) 0의 SC—FDMA 심볼에는 d_0, d_l, d_2, d_3이 맵핑되는 반면， 안테나 (포트) 1의 SC-FDMA 심볼에는 -d— 1'， d_0', -d_3*, d— 2'가 맵핑된다. 이로 인해, 안테나 (포트) 1에 맵핑되는 신호의 단일 반송파 특성이 깨지므로 안테나 (포트) 1에서 CM이 올라가는 문제가 생긴다.
도 43b 및 43b를 참조하여， 알라무티 방법을 적용하는 경우에도 CM 증가를 야기하지 않는 다중 안테나 코딩 방안을 추가로 설명한다. 편의상， 도 43b 및 43b는 도 43의 신호 처리 과정에서 확산 과정부터 도시하였다.
도 43b 및 43b를 참조하면， 제어 정보를 안테나 (포트) 0에 맵핑할 때에는 DFT 프리코딩 후 복소 신호를 그대로 부반송파에 맵핑한다. 반면, 제어 정보를 안테나 (포트) 1에 맵핑할 때에는 (1) SC-FDMA 심볼 내의 부반송파에 역 순서로 맵핑 (2) 복소 공액 연산 (complex conjugate operation) (3) 교대로 마이너스 부호 (alternative minus sign) 부가를 수행한다. (1)~(3)의 순서는 예시적이며， 이들 간의 순서는 변경될 수 있다. 본 방안은 명세서 전반에 걸쳐서 동일한 방법으로 적용될 수 있다. 예를 들어, 도 29 또는 도 30을 참조하면, 제 1 안테나 (포트) 및 제 2 안테나 (포트)를 통해 전송되는 SC-FDMA 심볼에 맵핑되는 복소 심볼 열은 다음과 같이 주어질 수 있다.
【수학식 11]
제 1 안테나 (포트): ak 제 2 안테나 (포트): {-\)→-2)-conj(au_k)
여기에서， ak 는 SC-FDMA 심볼의 부반송파에 맵핑되는 복소 심볼 열을 나타내고， k는 복소 심볼 인텍스를 나타낸다 (0~11). mod(a.b)는 a를 b로 나눈 나머지를 나타낸다. conj(a)는 a의 복소 공액 값을 나타낸다.
수학식 12는 복소 신호가 SC-FDMA 심볼 내의ᅵ 부반송파에 모두 맵핑되는 경우를 가정한다. 도 31~34와 같이 주파수 인자가 사용되는 경우를 고려하면, 수학식 11은 다음과 같이 일반화 될 수 있다.
【수학식 12]
51 제 1 안테나 (포트): ak
제 2 안테나 (포트): (-irod(k-2)-conjXan-k) 또는 (-l)mdik+1-2)■ conjXan-k) 여기에서， n은 SC-FDMA 심볼 내의 부반송파에 맵핑되는 복소 심볼 열 ( )의 길이 -1을 나타낸다 (예， 0<=η<=11).
또한, 제 1 안테나 (포트) 또는 제 2 안테나 (포트)의 SC-FDMA 심볼에 맵핑되는 복소 심볼 열은 주파수 방향으로 순환 쉬프트 (예， 복소 심볼 열 길이의 반만큼 쉬프트) 될 수 있다. 표 19~21은 본 실시예에 따라 알라무티를 적용한 경우를 예시한다.
【표 191
Figure imgf000054_0001
【표 20]
Figure imgf000054_0002
【표 21]
Figure imgf000054_0003
실시예 3
도 43은 본 실시예에 따른 PUCCH 포맷의 구조 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다. 전체적인 흐름은 실시예 1 및 2에서 도 29~43을 참조하여 설명한 것과 유사하므로 주 차이점인 CAZAC 변조기에 대해 설명한다.
도 43을 참조하면, CAZAC 변조기는 해당 슬롯으로 분주된 변조 심볼 ([c_0, c_l, ···, c— L/2-1]과 [c_L/2, c_ L/2+1, ···, cᅳ L_l])을 해당 시퀀스로 변조하여 CAZAC 변조 심볼 ([d_0, d_l, …， d_L/2-l]과 [d_ L/2, d_ L/2+1, ···, d_L_l])을 생성한다.
52 CAZAC 변조기는 예를 들어 CAZAC 시뭔스 혹은 LTE CGCComputer Generated) 1RB용 시퀀스를 포함한다. 예를 들어， LTE CG 시퀀스를 r_0， … ᅳ r_L/2-l이라고 하면， CAZAC 변조 심볼은 d_n=c_n*r_n 혹은 d— n=conj (c_n)*r_n을 의미할 수 있다. 도면은 슬롯-레벨로 조인트 코딩한 경우를 예시하고 있지만, 본 발명은 슬롯 별 세퍼레이트 코딩 (separate coding), 슬롯 레벨 반복， 주파수 인자를 적용하는 경우도 동일하게 적용될 수 있다. 본 예에서는， 기본 시퀀스 역할을 하는 CAZAC이나 CG 시퀀스가 이미 셀—특정 (cell-specific)하므로 셀 -특정 스크램블을 생략할 수 있다. 혹은, 조금의 랜덤화를 더 주기 위해 단말—특정 스크램블만을 적용할 수 있다. 자원 할당 방법이나 RS 인텍스와의 관계， 시그널링 방법， 전송 다이버시티는 앞의 실시예들에서 언급한 방법을 사용할 수 있다.
실시예 4
기존 LTE에서는 SR(Scheduling Request)을 위한 직교 자원이 단말에게 RRC 시그널링을 통해 구성된다. SR 전송 이벤트가 발생하면， 단말은 미리 시그널링 된 직교 자원을 이용해 SR 신호를 전송한다.
표 22은 SR 전송 주기 및 서브프레임 오프셋 구성을 예시한다.
【표 22]
UE-specific SR periodicity and subframe offset configuration
Figure imgf000055_0001
표 22를 참조하면， SR을 전송할 수 있는 구간은 주기적으로 설정되므로， SR과 ACK/NACK을 동일한 서브프레임 /슬롯 내에서 전송해야 하는 경우가 발생한다.
53 만약， SR 전송 이벤트와 ACK/NACK 전송 이벤트가 동일한 서브프레임 (또는 슬롯)에서 발생하면， 기존 LTE 단말은 SR을 위해 할당된 직교 자원을 이용하여 ACK/NACK을 전송한다. 기지국은 동시 전송 이벤트가 발생할 수 있음을 인지하고 있기 때문에， SR을 위한 직교 자원과 ACK/NACK을 위한 직교 자원을 모두 디코딩하여 SR과 ACK/NACK이 같이 전송됐는지 , SR 없이 ACK/NACK만 전송됐는지 인지할 수 있다. 본 실시예는 신규 PUCCH 포맷과 SR을 동시에 전송하는 방안을 설명한다ᅳ 여기서, 신규 PUCCH 포맷은 실시예 1~3에서 제안한 PUCCH 포맷으로 제한되지 않으며， 채널 코딩을 사용하는 PUCCH 포맷을 모두 포함한다 (예를 들어 , PUCCH 포맷 2/2a/2b 구조를 통해 채널 코딩 된 ACK/NACK을 전송하는 경우).
혹은 다른 형태의 신규 PUCCH 포맷을 포함한다. 이하의 설명은 일반적으로 다음의 경우를 포함한다.
- 제 1 UCI (예, ACK/NACK, SR, CQI, PMI, RI， CSI , 또는 이들의 임의의 조합)가 신규 PUCCH 포맷으로 전송되고， 제 2 UCI가 동일한 서브프레임에서 전송되는 경우. 제 2 UCI의 전송은 특정 PUCCH 포맷으로 제한되지 않으나, 특별히 LTE PUCCH 포맷을 이용하여 전송되도록 예정된 경우일 수 있다.
이하의 예들은 제 1 UCI가 DL CC들을 위한 ACK/NACK이고, 제 2 UCI가 LTE PUCCH 포맷을 이용하여 전송되도록 예정된 SR인 경우를 위주로 설명한다. ACK/NACK은 복수의 DL CC에 대한 다중 ACK/NACK을 포함할 수 있다. 여기서 설명하는 제 1 UCI와 제 2 UCI의 동시 전송 방안은 특별한 언급이 없는 한 명세서 전반에 적용된다.
앞에서 언급하였듯이, SR 전송 이벤트와 ACK/NACK 전송 이벤트가 동시 (예， 동일한 서브프레임 /슬롯)에 발생할 수 있다. SR 자원은 단말 특정 (IJE specific)하고 ACK/NACK은 CC-특정 (CC-specific)하므로 SR 자원을 통해 ACK/NACK을 전송하는 것은 불가능하다. 따라서, 본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위해 다음을 제안한다. 단말이 SR을 전송할 수 있는 서브프레임 /슬롯에서 (다중) ACK/NACK을 전송해야 하는 경우， 1비트의 SR 정보를 (다중) ACK/NACK에 임베디드 (embedded) 한 후 조인트 코딩을 거쳐 전송할 수 있다. 신규 PUCCH 포맷을 위한 자원은 묵시적 (implicit) (여 1, PDCCH의 CCE 인덱스와 링크) 혹은 명시적 (explicit) (예, RRC 시그널링)으로 설정될
54 수 있다. 또한, 1비트 임베딩을 위해, 정보 비트 필드를 추가적으로 정의하거나， 원래 정보의 상태를 더 사용할 수 있다.
도 29를 참조하여 보다 구체적으로 예시한다. 도 29는 12비트의 제어 정보 (5개의 DL CC에 대한 ACK/NACK 및 DTX)를 채널 코딩하여 48비트의 코딩 비트를 생성한 후 QPSK 변조를 수행한다. SR 전송 서브프레임과 ACK/NACK 전송 서브프레임이 겹치는 경우 13비트의 제어 정보 (5개의 DL CC에 대한 ACK/NACK, DTX, 및 SR)를 채널 코딩하여 48비트의 코딩 비트를 생성한 후 QPSK 변조를 수행할 수 있다. SR을 위한 1비트는 0일 경우 SR 이밴트가 없는 것을 나타내고 1일 경우 SR 이벤트가 존재하는 것을 나타낼 수 있다 (혹은， SR을 위한 1비트가 1일 경우 SR 이벤트가 없는 것을 나타내고 0일 경우 SR 이벤트가 존재하는 것을 나타낼 수 있다). SR을 위한 비트의 위치는 해당 비트가 SR임을 알게 하기 위해 정보 비트 스트림에서 미리 정의될 수 있다 (예， 비트 스트림의 맨 처음 /마지막 비트).
SR 전송 이벤트 (제 1 UCI)와 ACK/NACK 전송 이벤트 (제 2 UCI)가 겹치는 경우의 문제를 해결하기 위한 다른 방안을 제안한다. SR 전송 이벤트와 ACK/NACK 전송 이벤트가 겹치는 경우, (다중) ACK/NACK 정보를 논리 AND 연산을 통해 하나의 정보로 번들링 할 수 있다. 번들링된 ACK/NACK 정보는 SR 자원을 통해 전송될 수 있다. 따라서， 단말은 보통의 경우에 신규 PUCCH 포맷을 이용하여 UCI (예， ACK/NACK)를 피드백 하고, SR 전송 이벤트와 ACK/NACK 전송 이벤트가 중복되면 SR 자원을 이용하여 번들링된 ACK/NACK 정보를 전송한다. 번들링에 의해, 단말은 DL CC에 상응하는 ACK/NACK 정보가 모두 ACK이면 ACK母 전송하고, ACK/NACK 정보 중 하나라도 NAK이 있으면 NAK을 전송한다. 유사하게 , 단말은 DL CC를 위한 ACK/NACK 정보 중 하나라도 DTX가 발생하면 DTX를 전송할 수 있다.
도 44는 SR 전송 이밴트 (제 1 UCI)와 ACK/NACK 전송 이벤트 (제 2 UCI)가 겹치는 경우의 문제를 해결하기 위한 또 다른 방안을 제안한다.
도 44를 참조하며， 신규 PUCCH 포맷에 RS 심볼이 두 개 이상 있으면， 적어도 어느 하나의 RS 심볼 (위치는 상관 없음)에 위상 변조를 수행할 수 있다. 이 때， 적어도 다른 어느 하나의 RS 심볼에는 위상 변조를 수행하지 않아야 한다 (1을
55 변조하는 것과 등가). SR 정보는 보낼 것이 있고 없고의 1비트로 표현 가능하므로, 전송할 SR이 없을 때에는 위상 변조를 수행하지 않고 (즉, 1을 변조)， 전송할 SR이 있을 때에는 위상 변조를 수행할 수 있다 (예， — 1을 변조). 만약, 게 1 UCI가 M-비트이면， 2M— PSK 혹은 2M— QAM으로 변조를 수행할 수 있으며, UCI 비트와 복소 변조 값의 관계는 미리 지정될 수 있다.
또한, 제 1 UCI와 제 2 UCI의 전송이 동일한 서브프레임에서 발생하는 경우, 단말은 UCI의 우선 순위에 따라 특정 UCI의 전송을 수행하지 않을 수 있다 (즉， UCI 전송을 드랍할 수 있다). 예를 들어， 계 1 UCI가 신규 PUCCH 포맷을 통해 전송되는 (다중) ACK/NACK이고, 제 2 UCI가 PUCCH 포맷 2를 통해 전송되는 CQI 정보라고 가정한다. 이 경우， ACK/NACK이 CQI보다 우선 순위가 높다면， 제 2 UCI인 CQI의 전송을 드람할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, UCI의 우선 순위는 SR > ACK/NACK > RI > CQI/PMI 일 수 있다.
또 다른 방안으로, 제 1 UCI와 제 2 UCI를 하나의 PUCCH 포맷에 임베디드 시킬 수 있다. 예를 들어， PUCCH 포맷 A를 이용하여 전송되는 제 1 UCI와 PUCCH 포맷 B를 이용하여 전송되는 제 2 UCI가 동일한 서브프레임에서 전송되어야 하는 경우， 제 1 UCI와 제 2 UCI를 어느 하나의 PUCCH포맷을 통해 전송할 수 있다. 이 때， 제 1 UCI와 제 2 UCI는 UCI 별로 세퍼레이트 코딩되거나 함께 조인트 코딩될 수 있다.
예를 들어 , 다음을 가정한다.
― PUCCH 포맷 A: 신규 PUCCH 포맷이: ίί, 다중 DL CC에 대한 5-비트 다중 ACK/NACK (제 1 UCI)를 전송하는데 사용된다.
- PUCCH 포맷 B: LTE PUCCH 포맷 2이고, 5—비트 CQI 정보 (제 2 UCI)를 전송하는데 사용된다.
제 1 UCI와 제 2 UCI 동시 전송 이벤트가 발생하면， 제 1 UCI와 제 2 UCI (총 10비트 정보)를 조인트 코딩한 후 PUCCH포맷 A를 통해 전송할 수 있다.
실시예 5
SRS가 전송되도록 설정된 서브프레임에서 신규 PUCCH 포맷 전송 이벤트가 발생한 경우의 처리 방안에 대해 설명한다. 신규 PUCCH 포맷은 실시예 1-3의 신규
56 PUCCH 포맷 및 다른 형태의 신규 PUCCH 포맷을 포함하고， ACK/NACK, SR, CQI, PMI， RI， CSI, 또는 이들의 임의의 조합을 전송하는데 사용될 수 있다. 편의상， 신규 PUCCH 포맷이 ACK/NACK 관련 UCI를 전송하기 위해 사용된다고 가정한다.
표 23 및 24는 각각 LTE에 정의된 SRS 전송을 위한 셀 -특정 SRS 전송 파라미 터와 단말 -특정 SRS 전송 파라미터를 나타낸다.
【표 23]
Figure imgf000059_0001
TSFC는 셀 -특정 서브프레임 구성 ( configuration )을 나타내고, ASFC는 셀 -특정 서브프레임 오프셋을 나타낸다. srs-SubframeConfig 상위 계층에 의해 제공된다. SRS는 L"s/2jmodrSFc eASFC을 만족하는 서브프레임을 통해 전송된다. ns는 슬롯 인 덱스를 나타낸다. L」는 내림 함수 (flooring function)를 나타내고, mod는 모들로
(modulo) 연산을 나타낸다.
【표 24]
57 SRS Configuration Index 7，
SRS Periodicity ^RS (MS)
I SRS SRS Subframe Offset φα
0 - 1 2 ISKS
2 - 6 5 I SRS - 2
7 - 16 10 I SRS - 7
17― 36 20 I SRS - 17
37 - 76 40 I SRS - 37
77 - 156 80 I - 77
157 - 316 160 I ― 157
317 - 636 320 I SRS ᅳ 317
637 - 1023 reserved reserved
SRS 구성 인덱스 (ISRS)는 단말 별로 시그널링 되고， 각 단말은 ISRS를 이용하 여 SRS 전송 주기 (TSRS)와 SRS 서브프레임 오프셋 (Toiiset)을 확인한다.
셀一특정 SRS 전송 파라미터는 셀 내에서 SRS 전송을 위해 점유된 서브프레임 을 단말에게 알려주고， 단말 -특정 SRS 전송 파라미터는 SRS를 위해 점유된 서브프 레임 중에서 해당 단말이 실제로 사용할 서브프레임을 알려준다. 그 후, 단말은 단 말 -특정 SRS 전송 파라미터로 지정된 서브프레임 (단말 -특정 SRS 전송 서브프레임) 의 특정 심볼 (예, 마지막 심볼)을 통해 SRS를 전송한다. 한편， 셀 -특정 SRS 전송 파라미터를 통해 점유된 서브프레임 (샐 -특정 SRS 전송 서브프레임)에서 SRS 전송을 보호하기 위하여， 단말은 해당 서브프레임에서 실제로 SRS를 전송하는지 여부와 관 계 없이 서브프레임의 마지막 심볼을 통해 상향링크 신호를 전송하지 않을 것이 필 요할 수 있다.
SRS가 전송되도록 설정된 서브프레임에서 신규 PUCCH 포맷 전송 이벤트가 발생한 경우에 다음의 처리 방안을 고려할 수 있다. 여기서, SRS가 전송되도록 설정된 서브프레임은 셀 -특정 SRS 전송 서브프레임 또는 단말—특정 SRS 전송 서브프레임을 포함한다.
방안 1: 신규 PUCCH 포맷에서 서브프레임 내의 마지막 SC-FDMA 심볼을 펑처링 할 수 있다 (즉， shortened new PUCCH format). 이 경우， 펑처링 후 남는 SC-FDMA 심볼의 개수에 맞추어 (XXXOrthogonal Cover CodeK또는, Orthogonal Code, 0C)길이를 조절할 수 있다.
방안 2: SRS 심볼을 드랍할 수 있다. 즉, 단말은 신규 PUCCH 포맷과 SRS의 동시 전송 상황이 발생하면 신규 PUCCH 포맷을 그대로 전송하고 (즉, normal new PUCCH format) SRS 전송을 하지 않는다. 도 45 및 46은 신규 PUCCH 포맷이 LTE의 PUCCH 포맷 la/ lb의 RS 심볼 구조를 사용하는 경우에 방안 1에 따른 신호 전송을 예시한다. 도면에서 가로 축은 시간 도메인 (예， 심볼 인텍스)을 나타내고 세로 축은 주파수 도메인 (예, RB 인덱스)에 해당한다. 도면은 표준 CP가 사용된 경우를 예시하지만， 본 예는 확장 CP가 사용되는 경우에도 동일하게 적용된다. 도면에서 신규 PUCCH 포맷은 예를 들어 도 29 및 30에 의해 생성될 수 있다. 이해를 돕기 위해, 이하의 도면에서 슬롯 레벨의 PUCCH 구조는 동일한 주파수 자원 (예， 동일한 PRB)을 사용하는 것으로 도시되어 있으나， 이는 예시로서 도 29 및 30에 예시한 바와 같이， 슬롯 레벨의 PUCCH 구조는 슬롯을 경계로 주파수 영역에서 호핑될 수 있다.
도 45는 신규 PUCCH 포맷만이 전송되는 상황을 나타낸다. 도 45를 참조하면， 각각의 슬롯에서 RS 심볼은 길이 3의 0CC (예， DFT 코드)를 이용하여 확산되고ᅤ UCI 심볼은 길이 4의 0CC (예， 왈쉬 코드)를 이용하여 확산된다. 슬롯 간에 주파수 호핑이 수행될 수 있다.
도 46은 신규 PUCCH 포맷과 SRS의 동시 전송을 지원하기 위한 방안을 나타낸다. 도면에서 SRS는 SRS 전송 위치를 나타낸다. SRS 전송 위치에서는 해당 단말의 SRS가 실제로 사용되거나 다른 단말의 SRS 전송을 보호하기 위해 해당 단말의 신호 전송이 제한될 수 있다. 도 46을 참조하면, 슬롯 0의 구조는 도 45와 동일하다. 반면, 슬롯 1의 마지막 SC-FDMA 심볼은 SRS 전송을 위해 펑처링 된다. 펑처링은 두 가지 방식으로 구현될 수 있다. 첫째, 신규 PUCCH 포맷의 마지막 SC-FDMA 심볼까지 제어 정보를 모두 맵핑한 상태에서， SRS 동시 전송이 요구되면 마지막 SC-FDMA 심볼의 전송을 드랍할 수 있다. SC-FDMA 심볼의 전송을 드랍하는 것은 실제로 전송을 수행하지 않거나, 해당 SC— FDMA 심볼에 0을 재맵핑함으로써 구현될 수 있다. 둘째， 단말은 신규 PUCCH 포맷과 SRS의 동시 전송이 요구되면, 서브프레임의 마지막 SC— FDMA 심볼이 포함되지 않은 짧은 신규 PUCCH 포맷 (즉， shortened new PUCCH format)에 맞춰 제어 정보를 레이트 매칭 한 후에 자원 맵¾을 수행할 수 있다. 즉, 마지막 SC-FDMA 심볼의 펑처링은 자원 맵핑 후 레이트 매칭， 혹은 레이트 매칭 후 자원 맵핑에 의해 수행될 수 있다.
59 도 46을 참조하면， 펑처링 후에 슬롯 1에서 RS 심볼의 개수는 3개로 동일하지만， UCI 심볼의 개수는 4개에서 3개로 감소한다. 따라서, 슬롯 1에서 UCI 심볼에 적용되는 0CC는 길이가 4에서 3으로 변환된다.
표 25는 각 슬롯의 UCI 심볼을 위한 0CC 세트를 예시한다.
【표 25】
Figure imgf000062_0002
Figure imgf000062_0001
쇼튼드 신규 PUCCH 포맷은 상위 계층 (예， RRC) 시그널링을 통해 구성될 수 있다. 예를 들어, 쇼튼드 신규 PUCCH 포맷의 구성 정보 /사용 여부 등이 상위 계층 (예， RRC) 시그널링에 의해 지시될 수 있다. 한편， 쇼른드 신규 PUCCH 포맷을 위한 시그널링을 기존 LTE의 PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 상위 계층 시그널링과 묶음으로써 시그널링 오버헤드의 증가 없이 쇼튼드 신규 PUCCH 포맷을 구성할 수 있다.
도 47a 및 47b는 신규 PUCCH 포맷이 LTE의 PUCCH 포맷 2a/2b의 RS 심볼 구조를 사용하는 경우에 방안 1에 따른 신호 전송을 예시한다. 본 예는 표준 순환 전치가 사용된 경우를 나타낸다. 도면에서 신규 PUCCH 포맷은 예를 들어 도 29 및 30에 의해 생성될 수 있다.
도 47a는 신규 PUCCH 포맷만이 전송되는 상황을 나타낸다. 도 47a를 참조하면， 각각의 슬롯에서 RS 심볼은 길이 2의 0CC (예, 왈쉬 코드)를 이용하여 확산되고， UCI 심볼은 길이 5의 0CC (예， DFT코드)를 이용하여 확산된다. 슬롯 간에 주파수 호핑이 수행될 수 있다. 도 47b는 신규 PUCCH 포맷과 SRS가 동시 전송되는 상황을 나타낸다. 도 47b를 참조하면， 슬롯 0의 구조는 도 47a와 동일하다. 반면, 슬롯 1의 마지막 SCᅳ FDMA 심볼을 SRS 전송을 위해 펑처링 된다. 펑처링 후， 슬롯
1에서 RS 심볼의 개수는 2개로 동일하지만, UCI 심볼의 개수는 5개에서 4개로
60 감소한다. 따라서, 슬롯 1에서 UCI 심볼에 적용되는 0CC는 길이가 5에서 4로 변환된다.
도 48a 및 48b는 신규 PUCCH 포맷이 LTE의 PUCCH 포맷 2a/2b의 RS 심볼 구조를 사용하는 경우에 방안 1에 따른 신호 전송의 다른 예를 나타낸다. 도 48a 및 48b는 확장 순환 전치가 사용된 점을 제외하고는 기본적으로 도 47a 및 ^7b을 참조하여 설명한 것과 동일하다.
표 26은 도 47a 및 48a에서 UCI 심볼을 위한 코드 세트를 예시하고, 표 27은 도 47b 및 48b에서 UCI 심볼을 위한 코드 세트를 예시한다.
【표 26]
Orthogoi ial code
Index m
Slot 0 (SF=5) Slot 1 (SF=5)
0 [1 1 1 1 1] [1 1 1 1 1]
1 1 β'2π/5 β'4πβ eJ6"/s eJS"/s 1 ερ-π15 ε' π β'6π/5 ej&"ls
2 1 eJA"ls ε ερ-π ej6"/5 1 β' π ej "'s e'2"1' βί6π/5
3 1 eib"l5 eJ2!t/s eiinls eJ4rr/5 1 eJ6"/s ε'2 ε π β'4πβ
4 1 eJS7Cl5 eib"l εμπ eJ2"15 1 ε^π/5 β]6π βι π/5 e'2"/5 0CC 인덱스 (m)는 슬롯마다 독립적으로 결정될 수 있다.
【표 27】
Orthogonal ( :ode
Index m
Slot 0 (SF=5) Slot 1 (SF=4)
0 [1 1 1 1 1] [+1 +1 +1 +1]
1 1 eJ2"15 εμ"15 ej6"15 εβπ [+1 -1 +1 -l]
2 ] e.i Φ εβ" εΡ-Φ [+1 +1 -1 -l]
3 1 e'&!/s ej2"15 e e^"'5] [+1 -1 -1 +1]
4 ] 6. " εμφ εΡ~π
OCC 인텍스 (m)는 슬롯마다 독립적으로 결정될 수 있다.
실시예 6
PUCCH 포맷 2를 활용하여 보다 많은 양의 UCI를 전송하는 방안에 대해 설명한다. 편의상, PUCCH 포맷 2를 활용하여 (다중) ACK/NACK 관련 UCI를 전송하는
61 방안에 대해 설명한다. ACK/NACK관련 UCI는 (다중) ACK/NACK, ACK/NACK+다른 UCI를 포함한다. 여기서， 다른 UCI는 SR, CQI, PMI, RI 또는 이들의 조합을 포함한다.
도 49는 본 실시예에 따라 PUCCH 포맷 2를 이용한 UCI 전송 예를 나타낸다. 도면은 표준 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷을 나타낸다. 도 49를 참조하면, 하나의 서브프레임은 RS 심볼 이외에 10개의 UCI 심볼로 구성된다. 각각의 UCI 심볼에는 주파수 도메인에서 확산된 변조 값이 맵핑된다. UCI 심볼에 맵핑되는 변조 값은 이로 제한되는 것은 아니지만， CAZAC 시퀀스, CG-CAZAC 시퀀스에 의해 주파수 도메인에서 확산될 수 있고, 각각의 시퀀스에는 순환 쉬프트 (CS)가 적용될 수 있다. SC-FDMA 심볼 레벨 CS 호핑이 인터-셀 간섭을 랜덤화 하기 위하여 적용될 수 있다. RS는 순환 쉬프트를 이용하여 CDM에 의해 다중화될 수 있다. 예를 들어， 가용한 CS의 개수가 12 또는 6라고 가정하면, 동일한 PRB 내에 각각 12 또는 6개의 단말이 다중화될 수 있다.
상술한 PUCCH 포맷의 신호 처리에 대해 보다 구체적으로 설명한다. PUCCH 포맷을 위한 신호 처리부는 채널 코딩 블록， 변조기， 분주기, 주파수 도메인 확산 블록을 모두 포함하거나， 이중 일부를 포함할 수 있다.
채널 코딩 블록은 정보 비트 a(0), a(l), …， a(M-l) (예， 다중 ACK/NACK 비트)를 채널 코딩하여 코딩 비트 (encoded bit, coded bit or coding bit) (또는 코드워드) b(0), b(l), ···, b(N-l)을 생성한다. M은 정보 비트의 사이즈를 나타내고， N은 코딩 비트의 사이즈를 나타낸다. 정보 비트는 상향링크 제어 정보 (UCI), 예를 들어 복수의 DL CC를 통해 수신한 복수의 데이터 (또는 PDSCH)에 대한 다중 ACK/NACK을 포함한다. 여기서, 정보 비트 a(0), a(l), ···, a(M-l)은 정보 비트를 구성하는 UCI의 종류 /개수 /사이즈에 상관없이 조인트 코딩된다. 예를 들어, 정보 비트가 복수의 DL CC에 대한 다중 ACK/NACK을 포함하는 경우， 채널 코딩은 DL CC별, 개별 ACK/NACK 비트 별로 수행되지 않고, 전체 비트 정보를 대상으로 수행되며, 이로부터 단일 코드워드가 생성된다. 채널 코딩은 이로 제한되는 것은 아니지만 단순 반복 (repetition) , 단순 코딩 (simplex coding) , RM(Reed Muller) 코딩， 펑처링된 RM 코딩， TBCCCail -biting convolut ional coding), LDPC( low-dens i ty
62 parity-check) 흑은 터보-코딩을 포함한다. 도시하지는 않았지만, 코딩 비트는 변조 차수와 자원 양을 고려하여 레이트ᅳ매칭 (rate-matching) 될 수 있다. 레이트 매칭 기능은 채널 코딩 블록의 일부로 포함되거나 별도의 기능 블록을 통해 수행될 수 있다.
변조기는 코딩 비트 b(0), b(l), ···, b(N-l)을 변조하여 변조 심볼 d(0), d(l),
···, d(L-l)을 생성한다. L은 변조 심볼의 사이즈를 나타낸다. 변조 방법은 전송 신호의 크기와 위상을 변형함으로써 수행된다. 변조 방법은 예를 들어, n-PSK(Phase Shift Keying) , n-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 포함한다 (n은 2 이상의 정수) . 구체적으로， 변조 방법은 BPSK(Binary PSK) , QPSK(Quadrature PSK), 8-PSK, QAM, 16— QAM, 64— QAM등을 포함할 수 있다.
분주기 (divider)는 변조 심볼 d(0), d(l), …， d(L_l)을 각 SC— FD A 심볼로 분주한다. 변조 심볼을 각 SC-FDMA 심볼로 분주하는 순서 /패턴 /방식은 특별히 제한되지 않는다. 예를 들어， 분주기는 변조 심볼을 앞에서부터 순서대로 각각의 SC-FDMA심볼에 분주할 수 있다 (로컬형 방식). 이 경우, 변조 심볼 d(0), d(l), ···, d(L-l)은 도시된 바와 같이 서브프레임의 첫 번째 SC-FDMA 심볼부터 순차적으로 맵핑된다. PUCCH 포맷 2의 RS 심볼 구조를 사용할 경우 L은 10이다. 또한， 변조 심볼은 각각의 SC-FDMA 심볼로 분주 시에 인터리빙 (또는 퍼뮤테이션) 될 수 있다. 예를 들어， 짝수 번째 변조 심볼은 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼들로 분주되고 홀수 번째 변조 심볼은 슬롯 1의 SC— FDMA 심볼들로 분주될 수 있다. 변조 과정과 분주 과정은 서로 바뀔 수 있다.
주파수 도메인 확산 블록은 SC-FDMA 심볼로 분주된 각각의 변조 심볼을 주파수 도메인 확산을 위한 시퀀스와 곱한다. 주파수 확산을 위한 시뭔스는 CAZAC, CG-CAZAC 시퀀스를 포함하며 다중화를 위해 순환 쉬프트가 적용될 수 있다. 위의 과정을 거쳐 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된 후 IFFT를 거쳐 시간 도메인 신호로 변환된다. 시간 도메인 신호에는 CP가 부가되고， 생성된 SC-FDMA 심볼은 RF단을 통해 전송된다.
한편, SRS가 전송되도록 설정된 서브프레임에서 PUCCH 포맷 2 전송 이벤트가
63 발생된 경우에 다음의 처리 방안을 고려할 수 있다.
방안 1: PUCCH 포맷 2에서 서브프레임 내의 마지막 SC-FDMA 심볼을 펑처링 할 수 있다 (즉, shortened PUCCH format 2).
방안 2: SRS 심볼을 드랍할 수 있다. 즉， 단말은 PUCCH 포맷 2와 SRS의 동시 전송 상황이 발생하면 PUCCH 포맷 2를 그대로 전송하고 (즉， normal PUCCH format 2), SRS 전송을 하지 않는다.
도 50~54를 참조하여 방안 1에 대해 보다 구체적으로 예시한다ᅳ 방안 1은 PUCCH 포맷 2가 ACK/NACK 관련 UCI를 전송하는 경우로 한정될 수 있다.
도 50 및 51은 PUCCH 포맷 2와 SRS 동시 전송 상황이 발생한 경우에 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심볼을 펑처링 하는 것을 예시한다. 도 50은 표준 CP가 사용된 경우를 나타내고 도 51은 확장 CP가 사용된 경우를 나타낸다.
도 50 및 51을 참조하면, PUCCH 포맷 2는 SRS 전송을 지원하기 위해 d(9) 성분이 펑처링 (QPSK 변조가 사용된 경우， 2개의 코딩 비트가 평처링된 것과 등가) 된다 (short ended PUCCH format). 이 경우， RS 심볼의 개수 /위치는 보통의 PUCCH 포맷 2와 동일하게 유지된다.
펑처링은 두 가지 방식으로 구현될 수 있다. 첫째 , PUCCH 포맷 2의 마지막 SC-FDMA 심볼까지 제어 정보를 모두 맵핑한 상태에서， SRS 동시 전송이 요구되면 마지막 SC— FDMA 심볼의 전송을 드랍할 수 있다. SC-FDMA 심볼의 전송을 드랍하는 것은 실제로 전송을 수행하지 않거나， 해당 SOFDMA 심볼에 0을 재맵핑함으로써 구현될 수 있다. 둘째, 단말은 PUCCH 포맷 2와 SRS의 동시 전송이 요구되면, 서브프레임의 마지막 SC— FDMA 심볼이 포함되지 않은 PUCCH 포맷 (즉， shortened PUCCH format 2)에 맞춰 제어 정보를 레이트 매칭 한 후에 자원 맵핑을 수행할 수 있다. 즉, 마지막 SC-FDMA 심볼의 펑처링은 자원 맵핑 후 레이트 매칭， 혹은 레이트 매칭 후 자원 맵핑에 의해 수행될 수 있다.
도 52는 d(9)를 펑처링 하는 것을 RM(20,0) 테이블을 이용하여 예시한 것이다. 본 예는 레이트 매칭 후 자원 맵핑하는 경우를 예시한다. d(9)가 코딩워드의 마지막 두 비트에 대응된다고 가정할 경우， RM(20,0) 테이블에서 18번
64 및 19번 행을 펑처링 함으로써 d(9)를 펑처링 할 수 있다. 편의상， 도 52의 예는 QPSK 변조를 가정한 경우로서, 코딩 방법 또는 변조 방식에 따라 펑처링 구현 방법은 달라질 수 있다.
도 53~55는 PUCCH 포맷 2와 SRS를 동시 전송하는 다른 방안을 예시한다. 도 51 및 52의 방안은 펑처링으로 인한 코딩 심볼의 손실로 시스템 성능이 열화될 수 있다. 따라서, 본 방안은 코딩 심볼의 펑처링으로 인한 성능 열화를 방지하기 위해 두 번째 슬롯에서 RS 심볼의 개수를 하나 줄일 것을 제안한다. 변형된 PUCCH 포맷에서 남은 RS 심볼은 임의의 위치로 이동할 수 있다.
도 53을 참조하면, 서브프레임에서 기존 RS 심볼의 위치는 변형 시키지 않고, 슬롯 1에서 두 번째 RS 심볼을 d(9)로 대체할 수 있다. 도 54를 참조하면， 슬롯 0에서는 기존 RS 심볼의 위치를 변형 시키지 않고, 슬롯 1에서는 채널 추정을 최적화 시키기 위해 RS 심볼의 위치를 변형 시킬 수 있다. 도면은 슬롯 1에서 첫 번째 RS 심볼의 위치를 기존의 RS 심볼 구조와 비교하여 한 심볼만큼 오른쪽으로 이동 시킨 경우를 나타낸다. 도 55를 참조하면， 슬롯 0에서는 표준 CP를 위한 RS 심볼 구조를 사용하고, 슬롯 1에서는 마지막 SRS 전송 심볼을 제외하고는 확장 CP를 위한 RS 심볼 구조를 사용한다.
쇼톤드 PUCCH 포맷 2는 상위 계층 (예， RRC) 시그널링을 통해 구성될 수 있다. 예를 들어, 쇼튼드 PUCCH 포맷 2의 구성 정보 /사용 여부 등이 상위 계층 (예， RRC) 시그널링에 의해 지시될 수 있다. 한편， 쇼튼드 PUCCH 포맷 2를 위한 시그널링을 기존 LTE의 PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 상위 계층 시그널링과 묶음으로써 시그널링 오버헤드의 증가 없이 쇼튼드 PUCCH 포맷 2를 구성할 수 있다.
상술한 내용은 PUCCH 포맷 2에 기반하는 MSM(Multi -Sequence Modulat ion)으로 용이하게 확장될 수 있다. MSM은 N개의 PUCCH 자원을 할당 받아 각각의 자원에 변조 (예, QPSK, 8PSK, M-ary QAM, 등)를 수행하는 방법을 나타낸다.
도 56은 2개의 직교 자원을 사용하여 MSM을 수행하는 예를 나타낸다. 도
49의 PUCCH 포맷이 사용된다고 가정한다. 편의상, QPSK 변조를 사용하여 설명하지만, 이는 설명을 위한 예시로서 본 발명에 사용되는 변조 방식에는 제한이 없다.
65 도 56을 참조하면, 1개의 직교 자원을 통해 총 20개의 코딩 비트가 QPSK 변조 (10개의 변조 심볼)되어 전송될 수 있다. 2개의 직교 자원 (orthogonal resource 0， orthogonal resource 1) (예, 순환 쉬프트)이 사용되면， 총 40개의 코딩 비트가
QPSK 변조 (20개의 변조 심볼) 되어 전송될 수 있다. 도면에서 , d° , ， ···, 는 QPSK 변조 후의 심볼 (즉, 변조 값)을 나타내고, S" (η=0,1,…，： L9)는 PUCCH 전송을 위한 시퀀스 백터를 나타낸다. 시뭔스 백터 S={S"： η=0,1,···,9}는 직교 자원 0을 구성하고， 시퀀스 백터 S={ : η=10,11,···,19)은 직교 자원 1을 구성한다. 시퀀스 백터 S는 심볼—바이-심볼로 호핑되거나 슬롯-바이-슬롯으로 호핑될 수 있다. 변조 심볼과 시퀀스 백터는 서로 곱해진 뒤 해당 SCᅳ FDMA 심볼로 맵핑되며, 최종적으로 전체 변조 심볼은 두 개의 직교 자원 (시퀀스 백터 )에 실려 합쳐진 뒤 하나의 안테나를 통해 전송된다. 한편， RS를 위한 자원은 안테나 (포트) 별로 정의되며, 직교 자원 0의 UCI를 위한 RS와 직교 자원 1의 UCJ를 위한 RS는 동일하다.
도 56에서 예시한 PUCCH 포맷은 채널 선택을 이용하여 UCI를 전송하는 경우에도 사용될 수 있다. 채널 선택은 Ν개의 직교 자원으로부터 특정 자원을 선택하고， 선택된 자원을 통해 UCI 변조 값을 전송하는 방법이다. 따라서, d(0)과 d(10) 중 하나는 반드시 0이고, d(l)과 d(ll) 중 하나는 반드시 0이 된다. 즉, d(n)과 d(n+10) (n=0, 1 ,…，9) 중에서 하나는 0이 된다.
표 28은 채널 선택을 이용하여 UCI를 전송하는 경우의 맵핑 테이블을 예시한다'. 변조는 QPSK를 가정한다. 이 경우, 채널 선택을 통해 3개의 코딩 비트가 하나의 SC-FDMA심볼을 통해 전송될 수 있다.
【표 28】
Figure imgf000068_0001
66 Oil -1 0
100 0 1
101 0 ᅳ j
110 0 j
111 0 -1
또한， MSM에서 변조되는 ao , · ,···, ^는 표 29와 같은 프리코딩된 -MSM인 테이블 형태로 맵핑될 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만， 프리코딩된 -MSM은 표 28에 [+1 +1] 백터와 [+1 -1] 백터를 각각 곱한 결과 값을 si, s2로 맵핑한 결과에 해당할 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 다음과 같다.
【수학식 13】
^] = [d(n) d(n + \0)
【표 29】
67
Figure imgf000070_0001
프리코딩된 -MSM에 대해 예를 들어 보다 구체적으로 설명한다. 편의상， 도 56의 구조와 QPSK 변조를 가정한다. 이 경우, 도 56의 PUCCH 구조를 통해 전송되는 총 정보 비트의 수는 40이고 총 심볼의 수는 20이 된다.
표 29 및 도 56을 참조하면， 정보 비트열 [b0 bl b2 b3]은 [si s2]으로 치환된다. 총 정보 비트의 수가 40개이므로 10개의 정보 비트열 [b0 bl b2 b3]로부터 10개의 [si s2]이 생성된다. 첫 번째 SC-FDMA 심볼의 경우 (dO, dlO), 도 56에서 dO 및 dlO에 각각 si과 s2이 맵핑된다. 유사하게， 나머지 SC-FDMA 심볼에서도 dn, dn+10에 해당 si, s2가 맵핑된다.
도 57은 MSM을 이용한 PUCCH 포맷 2와 SRS를 동시 전송하는 방안을 예시한다. 편의상 2개의 직교 자원 (예， 순환 쉬프트)을 사용하는 MSM을 가정하며 이들은 동일한 PRB상에 존재한다고 가정한다.
도 57을 참조하면, 제 1 직교 자원은 순환 쉬프트 #0을 포함하고， 제 2 직교 자원은 순환 쉬프트 #1을 포함한다. 각각의 직교 자원을 이용하여 2개의 PUCCH
68 포맷 2를 구성하고， 생성된 2개의 PUCCH 포맷 2를 더해서 전송할 수 있다. 이 경우， SRS 전송을 지원하기 위해， MSM PUCCH 포맷 2의 마지막 SC—FDMA 심볼은 펑처링 된다. 도면은 슬롯 0과 1에서 RS 심볼 구조를 그대로 유지하되， 슬롯 1의 두 번째 RS 심볼을 UCI 심볼로 대체한 경우를 나타낸다. 도면은 RS 심볼의 구조를 PUCCH 포맷 2 (표준 CP)와 동일하게 유지하는 경우를 예시하고 있으나， 펑처링 후 남는 RS 심볼의 개수 /위치는 변경 가능하다. 도면은 펑처링된 두 개의 PUCCH 포맷을 생성한 뒤, 이들을 더해서 MSM 전송을 수행하는 경우를 예시하고 있다. 그러나, 이는 예시로서， 두 개의 정상적인 PUCCH 포맷이 더해지고 나서 최종적으로 한번만 펑처링을 수행할 수도 있다.
이하， 도 58~62를 참조하여 PUCCH 포맷 2와 SRS를 동시 전송하는 다른 방법을 설명한다. 도 58~62는 기존 PUCCH 포맷 2의 RS 심볼 구조를 그대로 유지할 경우에 d(9)의 펑처링으로 인한 코딩 손실을 보상하는 방법을 예시한다. 이하 기술되는 PUCCH 포맷 2의 방법들은 단순 확장에 의해 도 56 및 57과 같이 MSM에도 적용될 수 있음은 자명하므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 58은 슬롯 1의 두 번째 RS (혹은 첫 번째 RS)에 변조를 수행하는 방법을 예시한다. 도 58을 참조하면， 슬롯 1의 두 번째 RS에 펑처링 되는 d(9)를 변조한다. RS를 d(9)로 변조하는 것은 RS 시뭔스에 d(9)를 곱하는 것을 포함한다. d(9)가 QPSK 변조된 경우， RS를 d(9)로 변조하는 것은 RS의 위상을 d(9) 값에 따라 쉬프트 시키는 것에 해당한다. 다른 방안으로ᅳ 슬롯 1의 첫 번째 RS에 d(9)를 변조하거나ᅳ 슬롯 0의 첫 번째 RS에 d(9)를 변조하거나， 슬롯 0의 두 번째 RS에 d(9)를 변조할 수 있다. 수신단은 첫 번째 RS와 두 번째 RS의 위상을 비교함으로써， d(9)를 위한 LLR(Log-Likelihood Ratio)을 유추할 수 있다. 본 예는 d(9)가 펑처링 되는 경우를 가정하고 있으나， 이는 예시로서 d(9)는 임의의 d(x) (χ=0,·'·,9)로 대체될 수 있다. 도 59는 슬롯 0의 두 번째 RS (혹은 첫 번째 RS)에도 변조를 수행하는 방법을 예시한다. 각 슬롯의 두 번째 RS에 d(9)를 반복하여 변조함으로써 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 유사하게， 각 슬롯의 첫 번째 RS에 d(9)를 반복하여 변조할 수도 있다.
69 도 60은 모든 RS에 변조를 수행하는 방법을 예시한다. 모든 RS에 d(9)를 반복하여 변조함으로써 더 많은 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
도 61 및 62는 확장 CP인 경우에 PUCCH 포맷 2와 SRS를 동시 전송하는 예를 나타낸다. 도 61은 한 슬롯 (예， 슬롯 1)의 RS에만 d(9)를 변조한 경우를 나타내고， 도 62는 모든 RS에 d(9)를 변조한 경우를 나타낸다. 이 때, 슬롯 단위의 주파수 호핑은 디스에이블 (disable) 될 수 있다. d(9)가 QPSK 심볼인 경우, 수신단은 총 4번의 블라인드 디코딩을 수행할 수 있다.
편의상, 상술한 도 58-62는 PUCCH 포맷 2를 위주로 설명하였으나, 예시한 내용은 도 46 및 48의 DFT 기반한 PUCCH 구조에도 동일하게 적용될 수 있다.
다중 안테나 전송 방법을 이용하여 PUCCH를 전송하는 방안에 대해 설명한다. 편의상， 2Tx 전송 다이버시티 기법을 설명하지만, 아래의 예시는 η-Τχ 전송 다이버시티 기법에도 동일 /유사하게 확장될 수 있다. 편의상, UCI 전송을 위한 직교 자원을 자원 Α라고 하고， RS 전송을 위한 직교 자원을 자원 B라고 지칭한다. 자원 A와 자원 B의 논리 인덱스들은 서로 링크될 수 있다. 예를 들어， 자원 B의 논리 인덱스가 주어지면 자원 A의 논리 인덱스가 자동적으로 주어질 수 있다. 또한, 자원 A와 자원 B에 대한 논리 인텍스들의 물리적 구성 방법은 서로 다를 수 있다. 크게 다음의 두 가지 경우가 존재한다.
1)제어 정보가 모든 안테나 (포트)에서 동일 PRB를 통해 전송될 수 있다.
A. 제어 정보는 안테나 (포트)별로 주어진 자원 A (예, 순환 쉬프트， 주파수 인자)를 통해 전송된다. 각 안테나 (포트)를 위해 주어진 자원 A는 서로 직교한다. MSM이 적용될 경우， 각 안테나 (포트)를 위해 N개의 직교 자원 이 주어진다..
B. RS는 안테나 (포트)별로 주어진 자원 BOfl , 순환 쉬프트와 DFT 커버의 조합)를 통해 전송될 수 있다. 각 안테나 (포트)를 위해 주어진 자원 B 는 서로 직교한다.
2)제어 정보가 안테나마다 서로 다른 PRB를 통해 전송될 수 있다. 일 예로， 제 어 정보는 안테나 (포트) 0에서 PRB#4를 통해 전송되고， 안테나 (포트) 1에서
70 PRB#6을 통해 전송될 수 있다.
A. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 제어 정보간에는 자원이 특별 히 제약되지 않는다 (즉， 서로 같아도 되고 달라도 된다).
B. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 RS간에는 자원이 특별히 제약 되지 않는다 (즉， 서로 같아도 되고 달라도 된다).
다중 안테나 전송 (예， 2Tx 전송) 모드에서, 제어 정보 전송을 위한 2개 (혹은 2*Ν개)의 자원 Α와 RS 전송을 위한 2개의 자원 B는 미리 정의 되거나, 물리 제어 채널 (예, PDCCH)/RRC 시그널링을 통해 주어질 수 있다. 이 경우， 제어 정보와 RS를 위한 시그널링은 개별적으로 이루어질 수 있다. 또한， 어느 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보가 시그널링 되면， 다른 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보는 기 -시그널링된 자원 정보로부터 유추될 수 있다.
도 63은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다. 도 63을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (BS, 110) 및 단말 (UE, 120)을 포함한다. 기지국 (110)은 프로세서 (112)， 메모리 (114) 및 무선 주파수 (Radio Frequency: RF) 유닛 (116)을 포함한다. 프로세서 (112)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (114)는 프로세서 (112)와 연결되고 프로세서 (112)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (116)은 프로세서 (112)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 단말 (120)은 프로세서 (122)， 메모리 (124) 및 RF 유닛 (126)을 포함한다. 프로세서 (122)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (124)는 프로세서 (122)와 연결되고 프로세서 (122)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (126)은 프로세서 (122)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 기지국 (110) 및 /또는 단말 (120)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나
71 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 본 발명의 실시예들은 주로 단말과 기지국 간의 신호 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 이러한 송수신 관계는 단말과 릴레이 또는 기지국과 릴레이간의 신호 송수신에도 동일 /유사하게 확장된다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 단말은 UE Jser Equipment), MSCMobi le Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단， 예를 들어， 하드웨어, 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) , DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs( programmable logic devices) , FPGAsCfield programmable gate arrays), 프로세서， 콘트를러, 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차， 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
72 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상이용가능성】
본 발명은 무선 이동 통신 시스템의 단말기， 기지국, 또는 기타 다른 장비에 사용될 수 있다. 구체적으로， 본 발명은 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 적용될 수 있다.
73

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 단말이 PUCCH(Physical Upl ink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하는 방법에 있어서,
상기 제어 정보를 위한 변조 심볼 열을 상기 PUCCH 상의 두 개의 슬롯에 대응되게 분주하는 단계;
첫 번째 슬롯에 대응되게 분주된 변조 심볼 열을 제 1 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiplexing) 심볼에 대응되도록 확산하는 단계;
상기 첫 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT(Discrete Fourier Transform) 변환하는 단계; 두 번째 슬롯에 대웅되게 분주된 변조 심볼 열을 제 2 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA 심볼에 대웅되도록 확산하는 단계;
상기 두 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 변환하는 단계; 및
상기 첫 번째 및 두 번째 슬롯에서 해당하는 SC-FDMA 심볼을 통해 DFT 변환된 신호를 전송하는 단계를 포함하고,
상기 제 2 코드의 길이는 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수에 따라 가변되는， 제어 정보 전송 방법.
【청구항 2】
제 1항에 있어서，
상기 제 1 코드의 길이는 상기 PUCCH 전송을 위한 SCᅳ FDMA 심볼의 개수에 관계 없이 일정한 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법.
【청구항 3】
제 1항에 있어서,
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우， 상기 제 2 코드의 길이는 M이고,
74 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우; 상기 제 2 코드의 길이는 M-1인 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법.
【청구항 4]
저 U항에 있어서，
표준 순환 전치인 경우에 N은 12이고 M은 5이며,
확장 순환 전치인 경우에 N은 10이고 M은 5이며，
상기 N은 참조 신호 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수를 포함하는 것을 특징으로 하는, 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 5】
제 1항에 있어서,
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우, 상기 제 2 코드는 코드 세트 1로부터 선택되고,
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우， 상기 제 2 코드는 코드 세트 2로부터 선택되는 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법. 표 1
Orthogonal c odes
Code Set 1 Code Set 2
[I 1 1 1 I] [+1 +1 +1 +1]
] β.ί2π/5 εμφ ej6 /i ^8π/5 [+1 -1 +1 -l]
[1 βμπ β π/5 e.' /5 ej6"/5 [+1 +1 -1 一 1]
1 e'/6;r/5 ej2"/5 eJS"/s ε'4π/51 [+1 -1 -1 +1]
1 ει&π/5 ε'6π ej T/5 β'2π
【청구항 6]
제 5항에 있어서，
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우， 상기 두 번째 슬롯에서 상기 DFT 변환된 신호가 전송되는 SC-FDMA 심볼의 인덱스는 표준 순환 전치인 경우 0, 2, 3, 4 및 6이고， 확장 순환 전치인 경우 0, 1， 2, 4 및 5이며，
75 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우， 상기 두 번째 슬롯에서 상기 DFT 변환된 신호가 전송되는 SC-FDMA 심볼의 인덱스는 표준 순환 전치인 경우 0， 2， 3 및 4이고， 확장 순환 전치인 경우 0, 1, 2 및 4인 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 7】
무선 통신 시스템에서 PUCOKPhysical Uplink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하도록 구성된 단말에 있어서，
RF(Radio Frequency) 유닛; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는 상기 제어 정보를 위한 변조 심볼 열을 상기 PUCCH 상의 두 개의 슬롯에 대웅되게 분주하고， 첫 번째 슬롯에 대응되게 분주된 변조 심볼 열을 제 1 코드를 이용하여 복수의 SC—FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiplexing) 심볼에 대응되도록 확산하며， 상기 첫 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT(Discrete Fourier Transform) 변환하고， 두 번째 슬롯에 대응되게 분주된 변조 심볼 열을 제 2 코드를 이용하여 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산하며, 상기 두 번째 슬롯에서 상기 복수의 SC-FDMA 심볼에 대응되도록 확산된 변조 심볼 열을 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 변환하고, 상기 첫 번째 및 두 번째 슬롯에서 해당하는 SC-FDMA 심볼을 통해 DFT 변환된 신호를 전송하도록 구성되고,
상기 제 2 코드의 길이는 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수에 따라 가변되는， 단말.
【청구항 8]
제 7항에 있어서，
상기 제 1 코드의 길이는 상기 PUCCH 전송을 위한 SC— FDMA 심볼의 개수에 관계 없이 일정한 것을 특징으로 하는, 제어 정보 전송 방법.
【청구항 9]
제 7항에 있어서,
76 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우， 상기 제 2 코드의 길이는 M이고,
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우， 상기 제 2 코드의 길이는 M-1인 것을 특징으로 하는， 단말.
【청구항 10】
제 7항에 있어서，
표준 순환 전치인 경우에 N은 12이고 M은 5이며，
확장 순환 전치인 경우에 N은 10이고 M은 5이며,
상기 N은 참조 신호 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수를 포함하는 것을 특징으로 하는， 단말.
【청구항 11】
저】 7항에 있어서，
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우， 상기 제 2 코드는 코드 세트 1로부터 선택되고,
상기 PUCCH 전송을 위한 SC—FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우， 상기 제 2 코드는 코드 세트 2로부터 선택되는 것을 특징으로 하는， 단말.
표 1
Orthogonal c odes
Code Set 1 Code Set 2
[i i i i i] [+1 +1 +1 +1]
1 eJ2"15 βί4π ej "15 ejS"/5 [+1 一 1 +1 -l]
1 e'4^5 e'%7lls ei2"l' e^' [+1 +1 -1 -l]
1 β/6π/5 ej2"ls eJS"/s βμ"15 [+1 -1 -1 +1]
1 e^"15 β'6π/5 ej4"/s eJ2n/5
【청구항 12]
제 7항에 있어서,
상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N인 경우， 상기
• 77 슬롯에서 상기 DFT 변환된 신호가 전송되는 SC-FDMA 심볼의 인텍스는 표준 순환 전치인 경우 0， 2, 3, 4 및 6이고， 확장 순환 전치인 경우 0, 1, 2， 4 및 5이며， 상기 PUCCH 전송을 위한 SC-FDMA 심볼의 개수가 N-1인 경우， 상기 두 번째 슬롯에서 상기 DFT 변환된 신호가 전송되는 SC— FDMA 심볼의 인덱스는 표준 순환 전치인 경우 0， 2， 3 및 4이고, 확장 순환 전치인 경우 0, 1， 2 및 4인 것을 특징으로 하는， 단말.
78
PCT/KR2011/002275 2010-04-05 2011-04-01 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치 WO2011126239A2 (ko)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP11766090.2A EP2557749B1 (en) 2010-04-05 2011-04-01 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system
US13/639,836 US8885591B2 (en) 2010-04-05 2011-04-01 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system
CN201180018061.5A CN102835086B (zh) 2010-04-05 2011-04-01 在无线通信系统中发送控制信息的方法和设备
JP2013503660A JP5890391B2 (ja) 2010-04-05 2011-04-01 無線通信システムにおける制御情報の伝送方法及び装置
US14/510,365 US9301290B2 (en) 2010-04-05 2014-10-09 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system
US14/560,900 US9282550B2 (en) 2010-04-05 2014-12-04 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system
US15/017,446 US9544886B2 (en) 2010-04-05 2016-02-05 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system

Applications Claiming Priority (10)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US32077510P 2010-04-05 2010-04-05
US61/320,775 2010-04-05
US33220610P 2010-05-07 2010-05-07
US61/332,206 2010-05-07
US34516210P 2010-05-17 2010-05-17
US61/345,162 2010-05-17
US35797710P 2010-06-23 2010-06-23
US61/357,977 2010-06-23
KR10-2011-0019423 2011-03-04
KR1020110019423A KR101802756B1 (ko) 2010-04-05 2011-03-04 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치

Related Child Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/639,836 A-371-Of-International US8885591B2 (en) 2010-04-05 2011-04-01 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system
US14/510,365 Continuation US9301290B2 (en) 2010-04-05 2014-10-09 Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2011126239A2 true WO2011126239A2 (ko) 2011-10-13
WO2011126239A3 WO2011126239A3 (ko) 2012-01-05

Family

ID=45028075

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2011/002275 WO2011126239A2 (ko) 2010-04-05 2011-04-01 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치

Country Status (6)

Country Link
US (4) US8885591B2 (ko)
EP (1) EP2557749B1 (ko)
JP (1) JP5890391B2 (ko)
KR (1) KR101802756B1 (ko)
CN (2) CN105743627B (ko)
WO (1) WO2011126239A2 (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014019335A1 (zh) * 2012-08-03 2014-02-06 电信科学技术研究院 上行控制信息uci的传输方法和设备
WO2018107980A1 (zh) * 2016-12-16 2018-06-21 中兴通讯股份有限公司 一种数据传输方法及发射机、接收机、存储介质
EP3866369A1 (en) * 2015-06-19 2021-08-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for transmitting uplink control information
US11864184B2 (en) 2015-06-19 2024-01-02 Samsung Electronics Co., Ltd Method for transmitting uplink control information

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012030319A2 (en) 2009-06-26 2012-03-08 Hypres, Inc. System and method for controlling combined radio signals
CA2786896C (en) 2010-01-11 2017-01-03 Electronics And Telecommunications Research Institute Carrier aggregation in wireless communication system
KR101775531B1 (ko) * 2010-03-23 2017-09-06 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
CN102082595B (zh) * 2010-04-30 2013-08-07 电信科学技术研究院 一种配置dmrs的方法、装置及系统
US8509155B2 (en) * 2010-07-16 2013-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for multiplexing acknowledgement signals and sounding reference signals
US9060343B2 (en) * 2011-10-03 2015-06-16 Mediatek, Inc. Support of network based positioning by sounding reference signal
US9544801B2 (en) * 2012-08-03 2017-01-10 Intel Corporation Periodic channel state information reporting for coordinated multipoint (coMP) systems
WO2014038460A1 (ja) * 2012-09-07 2014-03-13 シャープ株式会社 移動局装置および通信方法
US9876620B2 (en) * 2013-01-10 2018-01-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Uplink control information transmissions/receptions in wireless networks
US9763234B2 (en) * 2013-01-28 2017-09-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for uplink resource allocation
US9391755B2 (en) * 2013-05-13 2016-07-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Radio access network node and mobile station with increased Ack/Nack space for packet downlink Ack/Nack message
KR102323130B1 (ko) 2013-11-27 2021-11-10 삼성전자 주식회사 하이브리드 빔포밍 기반 오픈-루프 mimo 전송 방법 및 장치
JP2014096805A (ja) * 2013-12-03 2014-05-22 Ntt Docomo Inc 移動端末装置、無線通信方法及び無線通信システム
EP3879733A1 (en) 2014-01-31 2021-09-15 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Base station and communication method
WO2016093573A1 (ko) * 2014-12-08 2016-06-16 엘지전자 주식회사 5개를 초과하는 셀들을 반송파 집성에 따라 사용할 때의 pucch 전송 방법 및 사용자 장치
CN107113121B (zh) * 2015-01-09 2021-03-09 Lg 电子株式会社 发送控制信息的方法及其装置
US10511427B2 (en) 2015-01-30 2019-12-17 Qualcomm Incorporated Uplink control channel for acknowledging increased number of downlink component carriers
US11191097B2 (en) 2015-08-17 2021-11-30 Qualcomm Incorporated Reception of multiple uplink control messages at a same time slot
TW201806349A (zh) * 2016-08-10 2018-02-16 Idac控股公司 具單載頻域多存取(sc-fdma)及ofdma彈性參考訊號傳輸方法
WO2018084779A1 (en) 2016-11-03 2018-05-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Uplink transmission bandwidth control and support
US11201703B2 (en) 2016-12-21 2021-12-14 Mitsubishi Electric Corporation Communication system
WO2018126973A1 (zh) * 2017-01-06 2018-07-12 中兴通讯股份有限公司 一种信号传输方法、装置及存储介质
CN108282435B (zh) * 2017-01-06 2022-06-17 中兴通讯股份有限公司 一种信号传输方法及装置
BR112019014117A2 (pt) * 2017-01-09 2020-02-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Nó de rede, métodos para um nó de rede e para um dispositivo sem fio, e, dispositivo sem fio.
US10567205B2 (en) 2017-01-26 2020-02-18 Qualcomm Incorporated Frequency and time domain multiplexing for low peak-to-average power ratio (PAPR) waveform design with multiple streams
US10524233B2 (en) * 2017-01-26 2019-12-31 Qualcomm Incorporated Techniques and apparatuses for transmit diversity while maintaining low peak to average power ratio
CN110169176B (zh) * 2017-02-03 2024-01-09 Oppo广东移动通信有限公司 信息传输方法、装置和存储介质
CN109150371B (zh) * 2017-06-14 2021-08-27 华为技术有限公司 控制信息传输方法、终端及网络侧设备、通信系统
CN109150199B (zh) 2017-06-17 2024-06-25 华为技术有限公司 一种极化Polar码的交织处理方法及装置
WO2018228601A1 (zh) 2017-06-16 2018-12-20 华为技术有限公司 一种数据处理方法及数据处理装置
CN109150378B (zh) * 2017-06-16 2021-04-09 华为技术有限公司 一种数据处理方法及数据处理装置
US11445483B2 (en) 2017-08-01 2022-09-13 Qualcomm Incorporated Uplink control channel resource definition and mapping to user equipment
US11290987B2 (en) * 2017-08-04 2022-03-29 Qualcomm Incorporated Slot structure linkage in wireless systems
US11129195B2 (en) * 2017-08-09 2021-09-21 Qualcomm Incorporated Techniques and apparatuses for positioning reference signal (PRS) management
CN109788562B (zh) * 2017-11-15 2022-09-02 华为技术有限公司 一种上行信息的传输方法、第一通信设备和第二通信设备
CN113037455B (zh) 2017-11-16 2022-04-12 华为技术有限公司 发送和接收信息的方法及装置
CN109818895B (zh) * 2017-11-17 2022-04-29 中兴通讯股份有限公司 确定序列组的方法及装置，确定循环移位的方法及装置
CN109996337B (zh) * 2017-12-29 2021-06-29 大唐移动通信设备有限公司 一种上行控制信息的传输方法及装置
JP6919059B2 (ja) * 2018-01-25 2021-08-11 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおける物理アップリンク制御チャネルにおいて複数のアップリンク制御情報を送信する方法およびこのための装置
CN112242891B (zh) * 2019-07-19 2022-06-14 大唐移动通信设备有限公司 信息传输方法及装置
CN112311508B (zh) * 2019-07-25 2022-08-09 大唐移动通信设备有限公司 一种信息传输、接收方法、终端及网络设备
WO2021046823A1 (zh) * 2019-09-12 2021-03-18 华为技术有限公司 一种参考信号处理方法、装置及系统
KR102564421B1 (ko) * 2019-11-27 2023-08-07 한국전자통신연구원 다중 컴포넌트 캐리어를 지원하는 이동 통신 시스템에서 기저대역 송신 신호를 생성하는 방법 및 장치
WO2022178743A1 (en) * 2021-02-25 2022-09-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and apparatus for using short reference symbols with a frequency domain offset
US11723007B2 (en) * 2021-03-26 2023-08-08 Nokia Technologies Oy Methods and apparatuses for differentiating between user equipment

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9143288B2 (en) 2006-07-24 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Variable control channel for a wireless communication system
CN101636962A (zh) * 2007-03-14 2010-01-27 交互数字技术公司 在演进型utra中对ack/nack和传输功率控制反馈的传输
US8831042B2 (en) * 2007-03-29 2014-09-09 Lg Electronics Inc. Method of transmitting sounding reference signal in wireless communication system
KR20080110443A (ko) * 2007-06-15 2008-12-18 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 ａｃｋ／ｎａｃｋ 자원 할당 방법 및장치
KR20090006708A (ko) 2007-07-12 2009-01-15 엘지전자 주식회사 스케줄링 요청 신호 전송 방법
CN101399647A (zh) * 2007-09-30 2009-04-01 北京三星通信技术研究有限公司 配置混合自动重传请求指示信道的方法
KR101613893B1 (ko) * 2007-10-04 2016-04-20 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 데이터 인터리빙 방법 및 장치
WO2009131345A1 (en) * 2008-04-21 2009-10-29 Lg Electronics Inc. Method of transmitting control signal in wireless communication system
KR101497154B1 (ko) * 2008-06-26 2015-03-02 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101571566B1 (ko) 2008-08-11 2015-11-25 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어신호 전송 방법
WO2010018981A2 (ko) * 2008-08-11 2010-02-18 엘지전자주식회사 무선 통신 시스템에서 제어정보 전송 방법 및 장치
US9144077B2 (en) * 2009-09-17 2015-09-22 Intel Mobile Communications GmbH Radio resource manager devices and radio communication devices
ES2694076T3 (es) 2009-10-01 2018-12-17 Interdigital Patent Holdings, Inc. Transmisión de datos de control del enlace ascendente
KR101782645B1 (ko) 2010-01-17 2017-09-28 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 전송 방법 및 장치
US8532047B2 (en) 2010-08-12 2013-09-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for uplink control transmit diversity
US9172513B2 (en) * 2010-10-11 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Resource assignments for uplink control channel

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None
See also references of EP2557749A4

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014019335A1 (zh) * 2012-08-03 2014-02-06 电信科学技术研究院 上行控制信息uci的传输方法和设备
CN103580797A (zh) * 2012-08-03 2014-02-12 电信科学技术研究院 上行控制信息uci的传输方法和设备
US9497742B2 (en) 2012-08-03 2016-11-15 China Academy Of Telecommunications Technology Method and device for transmitting uplink control information (UCI)
CN103580797B (zh) * 2012-08-03 2017-05-03 电信科学技术研究院 上行控制信息uci的传输方法和设备
EP3866369A1 (en) * 2015-06-19 2021-08-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for transmitting uplink control information
US11503577B2 (en) 2015-06-19 2022-11-15 Samsung Electronics Co., Ltd Method for transmitting uplink control information
US11864184B2 (en) 2015-06-19 2024-01-02 Samsung Electronics Co., Ltd Method for transmitting uplink control information
WO2018107980A1 (zh) * 2016-12-16 2018-06-21 中兴通讯股份有限公司 一种数据传输方法及发射机、接收机、存储介质
CN108206724A (zh) * 2016-12-16 2018-06-26 中兴通讯股份有限公司 一种数据传输方法及发射机、接收机、存储介质
US10826557B2 (en) 2016-12-16 2020-11-03 Zte Corporation Data transmission method, transmitter, receiver, storage medium
CN108206724B (zh) * 2016-12-16 2022-03-25 中兴通讯股份有限公司 一种数据传输方法及发射机、接收机、存储介质

Also Published As

Publication number Publication date
KR20110112193A (ko) 2011-10-12
EP2557749B1 (en) 2018-08-01
KR101802756B1 (ko) 2017-11-29
US9301290B2 (en) 2016-03-29
JP5890391B2 (ja) 2016-03-22
US20150131427A1 (en) 2015-05-14
WO2011126239A3 (ko) 2012-01-05
US9282550B2 (en) 2016-03-08
CN102835086B (zh) 2016-03-09
CN105743627A (zh) 2016-07-06
EP2557749A4 (en) 2014-05-21
JP2013528978A (ja) 2013-07-11
US20130022019A1 (en) 2013-01-24
US20160157224A1 (en) 2016-06-02
CN105743627B (zh) 2019-01-29
US20150092716A1 (en) 2015-04-02
US9544886B2 (en) 2017-01-10
US8885591B2 (en) 2014-11-11
EP2557749A2 (en) 2013-02-13
CN102835086A (zh) 2012-12-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101962144B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
KR101853667B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
US9544886B2 (en) Method and apparatus for transmitting control information in wireless communication system
US9191936B2 (en) Method and apparatus for transmitting control information in a wireless communication system
KR101285398B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
KR101829831B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
KR101802754B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
KR101761618B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
WO2011096720A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
WO2011096718A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
KR20110090754A (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
WO2011126246A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
KR101531526B1 (ko) 무선통신 시스템에서 제어정보의 전송방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201180018061.5

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11766090

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2554/KOLNP/2012

Country of ref document: IN

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13639836

Country of ref document: US

Ref document number: 2013503660

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011766090

Country of ref document: EP