WO2011093547A1 - 부하 임피던스 변화에 둔감한 전력 증폭기 - Google Patents

부하 임피던스 변화에 둔감한 전력 증폭기 Download PDF

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WO2011093547A1
WO2011093547A1 PCT/KR2010/000733 KR2010000733W WO2011093547A1 WO 2011093547 A1 WO2011093547 A1 WO 2011093547A1 KR 2010000733 W KR2010000733 W KR 2010000733W WO 2011093547 A1 WO2011093547 A1 WO 2011093547A1
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coupler
power amplifier
impedance
output
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PCT/KR2010/000733
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이종수
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광주과학기술원
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Definitions

  • the present invention relates to a power amplifier, and more particularly to a power amplifier insensitive to changes in load impedance.
  • Power amplifiers used in transmitters of mobile terminals are designed and sold to provide the best performance when the antenna load impedance is a certain impedance (for example, 50 ohms).
  • a certain impedance for example, 50 ohms.
  • FIG. 1 which shows a circuit of a general power amplifier, a power amplifier circuit and an output matching circuit are designed assuming an antenna load impedance R L of 50 ohms.
  • the impedance seen from the output side of the power amplifier circuit towards the antenna load hereinafter referred to as 'amplifier load impedance' to distinguish it from the antenna load impedance
  • Z LOAD is a main parameter that determines the performance of the power amplifier. Significant impact on power, efficiency, linearity, etc.
  • the power amplifier antenna load impedance is less than 50 ohms in actual use, and the impedance varies greatly depending on the user and the environment.
  • the change in the antenna load impedance causes a lot of problems such as changing the amplifier load impedance (Z LOAD ) to degrade the performance of the power amplifier, increase the power consumption of the mobile terminal, shorten the battery usage.
  • Figure 2 is the ideal case the amplifier load impedance (Z LOAD) a description to note
  • Figure 3 is an amplifier the load impedance (Z LOAD) if not the antenna load impedance of 50 Ohm optionally changed for a 50 ohm antenna load impedance It is a reference diagram for explaining the change.
  • FIG. 2 (a) shows an output matching circuit for forming an amplifier load impedance
  • FIG. 2 (b) shows a Smith chart showing an antenna load impedance and an amplifier load impedance Z LOAD .
  • the amplifier load impedance Z LOAD is fixed at 4 ohms to form a constant load line. Done.
  • FIG. 3 (a) shows a circuit diagram of a power amplifier in which the antenna load impedance is represented by a variable resistor
  • FIG. 3 (b) shows the amplifier load impedance when the voltage standing wave ratio (VSWR) of the antenna load impedance is changed to 3: 1.
  • the amplifier load impedance Z LOAD is not about 4 ohms as shown in FIG. 2 (b).
  • Significant changes from 1.4 ohms to 11 ohms result in increased power amplifier performance and increased battery consumption in mobile handsets.
  • the technical problem to be achieved by the present invention is to minimize the change in the amplifier load impedance (Z LOAD ) in spite of the change in the antenna load impedance, to prevent degradation of performance and increase of battery consumption of the mobile terminal, and constant TRP at the transmitter of the mobile terminal It is to provide a power amplifier that can maintain total radiated power.
  • the power amplifier according to the present invention comprises: a power amplifier circuit for amplifying an input signal; An output matching circuit connected to an output terminal of the power amplifier circuit to perform impedance matching between the power amplifier circuit and the antenna load; And a four-port coupler connected between the output matching circuit and the antenna load.
  • an input port of the 4-port coupler is connected to the output matching circuit
  • an output port of the 4-port coupler is connected to the antenna load
  • a predetermined port and an isolation port of the 4-port coupler are respectively predetermined. Impedance element of can be connected.
  • the impedance element may be determined such that the reflection coefficients ⁇ D and ⁇ CT of the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler satisfy the following equation.
  • ⁇ , ⁇ , and ⁇ have the following relationship with the S parameter when the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler are matched to 50 ohms.
  • the impedance element may be determined such that the reflection coefficients ⁇ D and ⁇ CT of the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler satisfy the following equation.
  • A has the following relationship with the reflection coefficient ⁇ L viewed toward the antenna load from the output port of the 4-port coupler,
  • [Alpha], [beta], and [gamma] have the following relationship with the S parameter when the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler are matched to 50 ohms.
  • the power amplifier may further include phase adjusting means for changing the phase of S21 of the four-port coupler.
  • phase adjusting means may be a phase shifter connected between the output matching circuit and the input port of the four-port coupler.
  • phase value of the phase shifter may be set such that the insertion loss of the four-port coupler is close to one.
  • the 4-port coupler may be implemented with a meta material.
  • phase of S21 of the 4-port coupler may be set such that the insertion loss is close to 1 using the metamaterial.
  • the power amplifier according to the present invention comprises: a power amplifier circuit for amplifying an input signal; An output matching circuit connected to an output terminal of the power amplifier circuit to perform impedance matching between the power amplifier circuit and the antenna load; A four-port coupler provided between the output matching circuit and the antenna load; And a phase shifter coupled between the output matching circuit and the input port of the four-port coupler.
  • an input port of the 4-port coupler is connected to the phase shifter, an output port of the 4-port coupler is connected to the antenna load, and a predetermined port and an isolation port of the 4-port coupler are respectively predetermined. Impedance elements can be connected.
  • the impedance element may be determined such that the reflection coefficients ⁇ D and ⁇ CT of the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler satisfy the following equation.
  • A has the following relationship with the reflection coefficient ⁇ L viewed toward the antenna load from the output port of the 4-port coupler,
  • [Alpha], [beta], and [gamma] have the following relationship with the S parameter when the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler are matched to 50 ohms.
  • 1 is a circuit diagram of a general power amplifier.
  • FIG. 2 is a reference diagram for describing an amplifier load impedance Z LOAD when the antenna load impedance is 50 ohms.
  • FIG. 3 is a reference diagram for explaining a change in amplifier load impedance Z LOAD when the antenna load impedance is arbitrarily changed instead of 50 ohms.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a power amplifier according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows a circuit form in which impedance elements are connected to the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a method of determining the impedance of an impedance element connected to the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler 30 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows the results of displaying ⁇ , ⁇ , ⁇ and B, D, and ⁇ D and ⁇ CT on the Smith chart determined according to S parameters of a given 4-port coupler.
  • FIG. 8 illustrates simulation results of ⁇ PA as antenna load impedance changes according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 illustrates simulation results in consideration of the output matching circuit of the power amplifier based on FIG. 8.
  • FIG. 10 is a reference diagram for explaining a problem that may occur in the first embodiment.
  • FIG. 13 is a table illustrating a calculated value of the insertion loss IL of the 4-port coupler according to the change of the antenna load impedance when the coupled port and the isolation port are terminated according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 shows a circuit diagram in which a phase shifter is connected between the output matching circuit 20 and the input port of the four-port coupler 30.
  • FIG. 15 shows the Smith chart showing the change of ⁇ PA according to the change of antenna load impedance when the phase shifter is set to 60 °.
  • 16 is a table showing a calculated value of the insertion loss IL of the 4-port coupler according to the change of the antenna load impedance when the phase shifter is set to 60 °.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a power amplifier according to an embodiment of the present invention.
  • the power amplifier according to the present embodiment is connected to an output terminal of the power amplifier circuit 10 and the power amplifier circuit 10 that amplifies the input signal, and performs impedance matching between the power amplifier circuit 10 and the antenna load 40.
  • a four-port coupler 30 connected between the output matching circuit 20, the output matching circuit 20, and the antenna load 40.
  • the four-port coupler 30 is a four-port RF coupler having a first port as an input port, a second port as an output port, a third port as a coupled port, and a fourth port as an isolation port. As shown, the input port is connected to an output matching circuit 20 and the output port is connected to an antenna load 40. A predetermined impedance element is connected to each of the coupled port and the isolation port as termination.
  • FIG. 5 shows a circuit form in which impedance elements are connected to the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler.
  • a and b specified in each port represent incident and reflected waves, respectively, and as shown, an RF signal a1 is input (or incident) to an input port and an RF signal b2 is output (or transmitted) to an output port.
  • the input port and the output port respectively have a signal b1, which is a reflected wave of the incident signal a1, and a signal a2, which is incident on the output port, respectively.
  • Signals a3 and a4 incident on the ports and signals b3 and b4 reflected on each port are present.
  • the insertion loss (IL) and the coupling power (CP) of the four-port coupler are as follows.
  • Equation 1 Another expression of Equation 1 is as follows.
  • ⁇ L , ⁇ D , and ⁇ CT are expressed using the S parameter as follows.
  • the ratios a2 / a1, a3 / a1, a4 / a1 of a2, a3, and a4 to the signal a1 will be defined as C1, C3, and C4 as follows for convenience.
  • Equation 5 is summarized using Equation 6 as follows.
  • Equation 7 is expressed as follows.
  • Equation 11 If C1, C3, C4 are expressed in numerators and denominators as in Equation 11, and Equation 10 is solved with respect to C1, C3, and C4, the same solution as Equation 12 can be obtained.
  • ⁇ D and ⁇ CT are parameters that can be designed according to the termination impedance of the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler, and in order to make the amplifier load impedance Z LOAD constant, the antenna load Even if ⁇ L (or variable A) changes in impedance, the ⁇ D and ⁇ CT can be adjusted appropriately so that the ⁇ PA representing the impedance seen from the power amplifier is not changed. Finding ⁇ D and ⁇ CT is equivalent to determining B and D to minimize C1, C3, and C4.
  • Equation 15 If the termination of the coupled port and the isolation port of the 4-port coupler satisfies Equation 15, a constant output impedance can be obtained despite the change of the load impedance.
  • FIG. 7 shows, on the Smith chart, ⁇ , ⁇ , ⁇ , and B, D, and ⁇ D and ⁇ CT calculated according to Equation 15 determined according to the S parameter of a given 4-port coupler at 1.950 GHz. One result is shown.
  • the termination of the isolation port (Z CT ) is -13.19 + j46.92.
  • the termination of the port may include a negative resistance value in order to set ⁇ D and ⁇ CT to desired values. Negative resistance values can be implemented using well-known circuit techniques such as transistors.
  • FIG. 8 shows that the antenna load impedance changes when the termination of the coupled port (Z D ) is 12.34 + j45.47 and the termination of the isolation port (Z CT ) is -13.19 + j46.92 as shown in FIG. 7.
  • the simulation result of ⁇ PA is shown.
  • the dots indicated by squares indicate changes in the antenna load impedance ⁇ L
  • the dots indicated by circles represent impedances ⁇ PA viewed from the input port of the four-port coupler toward the antenna load.
  • the cross-dots for comparison indicate the ⁇ PA when the termination of the coupled and isolation ports is matched to 50 ohms.
  • the output impedance varies greatly according to the change of the antenna load impedance, but when the termination calculated in FIG. 7 is maintained, it is maintained at a constant value of 50 ohms. Able to know.
  • FIG. 9 illustrates simulation results in consideration of the output matching circuit 20 of the power amplifier based on FIG. 8. 9, a transmission line (characteristic impedance 13.2 ohms, electrical length 90 °) connected to an input port of a four-port coupler such that an output impedance in an ideal case as an equivalent element of the output matching circuit 20 is 4 ohms.
  • the circuit is shown.
  • the result of simulating the impedance ⁇ PA viewed from the output terminal of the power amplification circuit 10 toward the antenna load 40 using the illustrated circuit appears as a circled point. Points marked with triangles for comparison indicate ⁇ PA when the termination of the coupled port and the isolation port is matched to 50 ohms.
  • the impedance seen from the output terminal of the power amplifier circuit 10 toward the antenna load 40 is maintained at a constant value of 4 ohms, so that even if the antenna load impedance changes, Characteristics remain constant, so overall battery consumption is constant.
  • FIG. 10 is a reference diagram for explaining a problem that may occur in the above-described first embodiment.
  • ⁇ D and ⁇ CT are found by using Equation 15, and the termination values of the coupled port and the isolation port are calculated accordingly.
  • the phenomenon occurs when the actual implementation termination value slightly deviates from the exact value obtained by calculation.
  • the resistance value -27.013 ohms slightly changes to -26 ohms at the impedance -27.013 + j41.926 corresponding to ⁇ CT as shown.
  • a simulation result of setting the resistance value to ⁇ 26 ohms is shown in FIG. 10. Referring to the Smith chart on the right side of FIG.
  • Equation 17 a solution satisfying the condition of Equation 16 is obtained as in Equation 17.
  • FIG. 11 shows simulation results with ⁇ D and ⁇ CT obtained according to Equation 17.
  • FIG. 11 although not exactly 50 ohms are implemented as in the first embodiment, even if the antenna load is changed while matching to an impedance near 50 ohms, it has a constant impedance or reflection coefficient.
  • FIG. 12 illustrates simulation results in consideration of the output matching circuit of the power amplifier based on FIG. 11.
  • a transmission line characteristic impedance 13.2 ohms, electrical length 90 °
  • an output impedance of 4 ohms in an ideal case as an equivalent element of the output matching circuit. do.
  • 12 (a) shows a power amplification circuit when the inductance and resistance connected to the isolated port calculated by Equation 17 are 0.01 nH and -42 ohms, respectively, and the inductance and resistance connected to the coupled port are 3.16 nH and 24.5 ohms, respectively.
  • the result of simulating the impedance ⁇ PA viewed from the output terminal of 10) toward the antenna load 40 is shown.
  • 12 (b) shows the antenna load at the output of power amplification circuit 10 when inductance and resistance connected to an isolated port are 0.5nH and -48 ohms, respectively, and the inductance and resistance connected to a coupled port are 0.16nH and 45.9 ohms, respectively.
  • the result of simulating the impedance ( ⁇ PA ) as seen from (40) is shown.
  • the impedance (points indicated by circles) facing the antenna load 40 at the output terminal of the power amplifier circuit 10 does not have a constant value. It can be seen that the change in a smaller range. Dots marked with comparisons indicate impedance changes when the coupled and isolation ports are terminated at 50 ohms.
  • the output impedance ⁇ PA viewed from the power amplifier toward the antenna load and the total insertion loss IL of the proposed 4-port coupler may be ideally expressed as the following equation.
  • first and second embodiments have the purpose of minimizing C1, C3, and C4, and thus can be regarded as C1'0, C3'0, and C4'0.
  • FIG. 13 is a table illustrating insertion loss IL of a 4-port coupler according to a change in antenna load impedance when the coupled port and the isolation port are terminated according to the second embodiment.
  • SP1.C1, SP1.C3, and SP1.C4 mean C1, C3, and C4 calculated by the second embodiment. Referring to FIG. 13, it can be seen that C1 and C3 have relatively small values, but C4 has a fairly large value. As described above, since C1, C3, and C4 calculated by the second embodiment are not all small at the same time, as shown in FIG. 13, the insertion loss IL is almost zero, which means that the input power of the four-port coupler is This means that they are all lost or reflected so that no power is delivered to the output of the 4-port coupler, or antenna. The reason for this is explained below.
  • Equation 19 C1'0 and C3'0 are satisfied, but C4 is not zero. Therefore, the insertion loss (IL) should ideally have only the S21 term, which is almost zero because C4 is not zero, as shown in Equation 20.
  • the output power through the four-port coupler by adjusting the phase of S21 of the four-port coupler appropriately so that the insertion loss IL is not zero but has a value close to one. This solves the problem of not passing.
  • phase adjusting the phase of S21 of the 4-port coupler there is a method of adding a phase adjusting means such as a phase shifter to the input port of the 4-port coupler.
  • FIG. 14 shows a circuit diagram in which a phase shifter is connected between an output matching circuit 20 (not shown) and an input port of a four-port coupler 30. That is, the phase shifter is connected between the output of the output matching circuit 20 (not shown) and the input port of the four-port coupler 30.
  • phase 15 shows simulation results of ⁇ PA when the phase of the phase shifter is set to 60 °.
  • Appropriate phase values such that the insertion loss (IL) of the four-port coupler do not become zero and have a value close to one can be obtained using a conventional simulation tool.
  • the output impedance ( ⁇ PA ) (dotted circles) viewed from the input port of the 4-port coupler toward the antenna load side is shown. It is changing to a smaller range around 50 ohms.
  • an ideal transmission line characteristic impedance 13.2 ohm, electrical length 90 °
  • the impedance seen from the output terminal of the power amplifier circuit 10 toward the antenna load 40 side. ( ⁇ PA ) (dots marked with crosses) are changing in a very small range. Therefore, according to the third embodiment, it can be seen that a constant amplifier load impedance can be obtained despite a change in the antenna load impedance.
  • FIG. 16 is a table showing a calculated value of the insertion loss IL according to the change of the antenna load impedance when the phase shifter is set to 60 °. Referring to FIG. 16, it can be seen that the insertion loss is almost 1, and the power amplified by the power amplifier is mostly transmitted to the antenna load.
  • phase of S21 is to implement the 4-port coupler as metamaterials, so that the phase of S21 of the 4-port coupler itself is a desired value. In this case, no separate phase adjusting means is required. That is, the phase of S21 of the 4-port coupler may be set such that the insertion loss is close to 1 using metamaterial.
  • Circuits may be implemented to adaptively maintain a constant output impedance. We will call this circuit the so-called Impedance Locked Loop (ILL).
  • ILL Impedance Locked Loop

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Abstract

부하 임피던스 변화에 둔감한 전력 증폭기가 개시된다. 본 발명에 따른 전력증폭기는, 입력신호를 증폭하는 전력증폭 회로, 상기 전력증폭 회로의 출력단에 연결되어 상기 전력증폭 회로와 안테나 부하 사이에서 임피던스 매칭을 수행하는 출력 매칭 회로 및 상기 출력 매칭 회로와 상기 안테나 부하 사이에 연결되는 4-포트 커플러를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

부하 임피던스 변화에 둔감한 전력 증폭기
본 발명은 전력증폭기에 관한 것으로 보다 상세하게는 부하 임피던스의 변화에 둔감한 전력증폭기에 관한 것이다.
모바일 단말기의 송신부에 사용되는 전력 증폭기는 안테나 부하 임피던스가 특정 임피던스(예를 들어 50옴)일 때 가장 최적의 성능을 보이도록 설계, 판매되고 있다. 일반적인 전력증폭기의 회로를 나타낸 도 1을 참조하면, 안테나 부하 임피던스 RL을 50옴으로 가정하고 전력증폭 회로 및 출력 매칭 회로가 설계된다. 전력증폭 회로의 출력단에서 안테나 부하 쪽을 바라본 임피던스(이하, 안테나 부하 임피던스와 구별하기 위해 '증폭기 부하 임피던스'라 칭하기로 한다) ZLOAD는 전력증폭기의 성능을 결정하는 주요한 파라미터로서, 전력증폭기의 출력전력, 효율, 선형성 등에 중대한 영향을 미친다.
그러나 전력증폭기의 안테나 부하 임피던스는 실제 사용 시에는 50옴이 되지 않고 사용자 및 주변 환경에 따라 임피던스가 매우 크게 변화하게 된다. 이러한 안테나 부하 임피던스의 변화는 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)를 변화시켜 전력증폭기의 성능을 열화시키고 모바일 단말기의 전력 소모를 증가시키며 배터리 사용을 단축시키는 등 많은 문제를 발생시키고 있다.
도 2는 안테나 부하 임피던스가 50옴으로 이상적인 경우 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)를 설명하기 위한 참고도이고, 도 3은 안테나 부하 임피던스가 50옴이 아니라 임의로 변화하는 경우 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)의 변화를 설명하기 위한 참고도이다.
도 2(a)는 증폭기 부하 임피던스의 형성을 위한 출력 매칭 회로를, 도 2(b)는 안테나 부하 임피던스와 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)를 표시한 스미스 차트를 나타낸다. 도 2(b)를 참조하면, 안테나 부하 임피던스가 기준 임피던스에 정합된 경우, 즉 50옴으로 고정되어 있는 경우 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)는 4옴으로 고정되어 일정한 부하선(load line)을 형성하게 된다.
도 3(a)는 안테나 부하 임피던스를 가변 저항으로 표시한 전력증폭기의 회로도를 나타내고, 도 3(b)는 안테나 부하 임피던스의 VSWR(voltage standing wave ratio)이 3:1로서 변화하는 경우 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)를 표시한 스미스 차트이다. 도 3(b)를 참조하면, 안테나 부하 임피던스의 VSWR(voltage standing wave ratio)이 3:1로 변화함에 따라서 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)는 도 2(b)에서와 같이 4옴이 되지 않고 약 1.4옴에서 11옴까지 매우 크게 변화하여 전력증폭기의 성능 열화 및 모바일 단말기의 배터리 소모를 증가시키게 된다.
따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 안테나 부하 임피던스의 변화에도 불구하고 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)의 변화를 최소화시켜, 성능 열화 및 모바일 단말기의 배터리 소모 증가를 방지하고 모바일 단말기의 송신부에서 일정한 TRP(total radiated power)를 유지하도록 할 수 있는 전력 증폭기를 제공하는 데 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 전력증폭기는, 입력신호를 증폭하는 전력증폭 회로; 상기 전력증폭 회로의 출력단에 연결되어 상기 전력증폭 회로와 안테나 부하 사이에서 임피던스 매칭을 수행하는 출력 매칭 회로; 및 상기 출력 매칭 회로와 상기 안테나 부하 사이에 연결되는 4-포트 커플러를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 4-포트 커플러의 입력 포트는 상기 출력 매칭 회로와 연결되고, 상기 4-포트 커플러의 출력 포트는 상기 안테나 부하와 연결되고, 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에는 각각 소정의 임피던스 소자가 연결될 수 있다.
또한, 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트의 반사 계수 ΓD 및 ΓCT 가 다음 수학식을 만족하도록 상기 임피던스 소자가 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2010000733-appb-I000001
여기서, 상기 α, β, γ는 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우의 S 파라미터와 다음과 같은 관계를 가진다.
Figure PCTKR2010000733-appb-I000002
또한, 상기와 다른 경우로, 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트의 반사 계수 ΓD 및 ΓCT 가 다음 수학식을 만족하도록 상기 임피던스 소자가 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2010000733-appb-I000003
여기서, A는 상기 4-포트 커플러의 출력 포트에서 상기 안테나 부하 쪽을 바라본 반사 계수 ΓL 과 다음의 관계를 가지며,
Figure PCTKR2010000733-appb-I000004
상기 α, β, γ는 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우의 S 파라미터와 다음과 같은 관계를 가진다.
Figure PCTKR2010000733-appb-I000005
또한, 상기 전력증폭기는 상기 4-포트 커플러의 S21의 위상을 변화시키기 위한 위상 조정 수단을 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 위상 조정 수단은 상기 출력 매칭 회로와 상기 4-포트 커플러의 입력 포트 사이에 연결되는 위상 시프터(phase shifter)일 수 있다.
여기서, 상기 위상 시프터의 위상 값은 상기 4-포트 커플러의 삽입 손실이 1에 가까운 값이 되도록 설정될 수 있다.
또한, 상기 4-포트 커플러는 메타물질로 구현될 수 있다.
여기서, 상기 메타물질을 이용하여 상기 4-포트 커플러의 S21의 위상은 삽입 손실이 1에 가까운 값이 되도록 설정될 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 전력증폭기는, 입력신호를 증폭하는 전력증폭 회로; 상기 전력증폭 회로의 출력단에 연결되어 상기 전력증폭 회로와 안테나 부하 사이에서 임피던스 매칭을 수행하는 출력 매칭 회로; 상기 출력 매칭 회로와 상기 안테나 부하 사이에 마련되는 4-포트 커플러; 및 상기 출력 매칭 회로와 상기 4-포트 커플러의 입력 포트 사이에 연결되는 위상 시프터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 4-포트 커플러의 입력 포트는 상기 위상 시프터와 연결되고, 상기 4-포트 커플러의 출력 포트는 상기 안테나 부하와 연결되고, 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에는 각각 소정의 임피던스 소자가 연결될 수 있다.
여기서, 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트의 반사 계수 ΓD 및 ΓCT 가 다음 수학식을 만족하도록 상기 임피던스 소자가 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2010000733-appb-I000006
여기서, A는 상기 4-포트 커플러의 출력 포트에서 상기 안테나 부하 쪽을 바라본 반사 계수 ΓL 과 다음의 관계를 가지며,
Figure PCTKR2010000733-appb-I000007
상기 α, β, γ는 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우의 S 파라미터와 다음과 같은 관계를 가진다.
Figure PCTKR2010000733-appb-I000008
상기된 본 발명에 의하면, 4-포트 커플러를 이용하여 안테나 부하 임피던스의 변화에도 불구하고 증폭기 부하 임피던스의 변화를 최소화시킴으로써, 성능 열화 및 모바일 단말기의 배터리 소모 증가를 방지하고 모바일 단말기의 송신부에서 일정한 TRP(total radiated power)를 유지하도록 할 수 있다.
도 1은 일반적인 전력증폭기의 회로도이다.
도 2는 안테나 부하 임피던스가 50옴으로 이상적인 경우 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)를 설명하기 위한 참고도이다.
도 3은 안테나 부하 임피던스가 50옴이 아니라 임의로 변화하는 경우 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)의 변화를 설명하기 위한 참고도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력증폭기의 회로도이다.
도 5는 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에 임피던스 소자가 연결된 회로 형태를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따라 4-포트 커플러(30)의 커플드 포트 및 격리 포트에 연결되는 임피던스 소자의 임피던스를 정하는 방법을 설명하기 위한 회로도이다.
도 7은 미리 주어진 4-포트 커플러의 S 파라미터에 따라서 정해지는 α, β, γ 와 B, D, 그리고 ΓD와 ΓCT를 스미스 차트 상에 표시한 결과를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따라 안테나 부하 임피던스가 변화함에 따른 ΓPA의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 9는 도 8을 기초로 하여 전력증폭기의 출력 매칭 회로를 고려한 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 10은 제1 실시예에서 발생할 수 있는 문제점을 설명하기 위한 참고도이다.
도 11은 본 발명의 제2 실시예에 의하여 수학식 16에 따라 구해진 ΓD와 ΓCT를 이용하여 시뮬레이션한 결과를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 제2 실시예에 의하여 계산된 4-포트 커플러의 격리 포트와 커플드 포트의 터미네이션 변화에 따른 ΓPA의 변화를 나타낸 시뮬레이션 결과이다.
도 13은 본 발명의 제2 실시예에 따라 커플드 포트와 격리 포트를 터미네이션한 경우에 안테나 부하 임피던스의 변화에 따른 4-포트 커플러의 삽입손실(IL)의 계산값을 나타내는 표이다.
도 14는 출력 매칭 회로(20)와 4-포트 커플러(30)의 입력 포트 사이에 위상 시프터를 연결한 회로도를 나타낸다.
도 15는 위상 시프터의 위상을 60°로 설정한 경우 안테나 부하 임피던스의 변화에 따른 ΓPA의 변화를 스미스 차트에 나타낸 결과이다.
도 16은 위상 시프터의 위상을 60°로 설정한 경우 안테나 부하 임피던스의 변화에 따른 4-포트 커플러의 삽입손실(IL)의 계산값을 나타내는 표이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 이하 설명 및 첨부된 도면들에서 실질적으로 동일한 구성요소들은 각각 동일한 부호들로 나타냄으로써 중복 설명을 생략하기로 한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력증폭기의 회로도이다.
본 실시예에 따른 전력증폭기는, 입력신호를 증폭하는 전력증폭 회로(10), 전력증폭 회로(10)의 출력단에 연결되어 전력증폭 회로(10)와 안테나 부하(40) 사이에서 임피던스 매칭을 수행하는 출력 매칭 회로(20), 출력 매칭 회로(20)와 안테나 부하(40) 사이에 연결되는 4-포트 커플러(30)를 포함하여 이루어진다.
상기 4-포트 커플러(30)는 포트가 4개인 RF 커플러로서, 입력 포트인 제1 포트, 출력 포트인 제2 포트, 커플드 포트인 제3 포트, 격리 포트인 제4 포트를 가진다. 도시된 바와 같이, 상기 입력 포트는 출력 매칭 회로(20)와 연결되고, 상기 출력 포트는 안테나 부하(40)와 연결된다. 그리고 상기 커플드 포트 및 상기 격리 포트에는 각각 터미네이션(termination)으로서 소정의 임피던스 소자가 연결된다.
이러한 본 발명의 실시예에 의하면 상기 4-포트 커플러(30)의 커플드 포트와 격리 포트에 적절한 임피던스를 가지는 임피던스 소자를 연결함으로써, 후술하는 바와 같이 안테나 부하 임피던스가 변화하더라도 일정한 출력 임피던스를 얻을 수 있다.
도 5는 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에 임피던스 소자가 연결된 회로 형태를 나타낸다. 각 포트에 명시된 a와 b는 각각 입사파와 반사파를 나타내며 도시된 바와 같이 입력 포트에는 RF 신호(a1)가 입력(혹은 입사)되고, 출력 포트에는 RF 신호(b2)가 출력(혹은 전달) 된다. 또한, 입력 포트 및 출력 포트에는 각각 입력 신호(a1)와 출력 신호(b2) 이외에도 입사되는 신호 a1의 반사파인 신호 b1과 출력 포트로 입사되는 신호 a2가 존재하고, 커플드 포트 및 격리 포트에도 각 포트로 입사되는 신호 a3, a4와 각 포트에서 반사되는 신호 b3, b4가 존재한다. 도 5를 참조하면, ΓD(=a3/b3)는 커플드 포트에서 포트 터미네이션을 바라보았을 때의 반사 계수를, ΓCT(=a4/b4)는 격리 포트에서 포트 터미네이션을 바라보았을 때의 반사 계수를 나타낸다.
신호 a1~a4, b1~b4 간의 관계는 4-포트 커플러 고유의 S 파라미터를 이용하여 다음 수학식과 같이 표현된다.
수학식 1
Figure PCTKR2010000733-appb-M000001
4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에 각각 50옴의 임피던스 소자가 연결되어 정합된 경우, ΓD=0, ΓCT=0(즉, a3=0, a4=0)이 되고 상기 수학식 1은 다음과 같이 나타내어진다.
수학식 2
Figure PCTKR2010000733-appb-M000002
이때, 4-포트 커플러의 삽입 손실(IL: insertion loss) 및 커플링 전력(CP: coupled power)은 다음 수학식과 같다.
수학식 3
Figure PCTKR2010000733-appb-M000003
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따라 4-포트 커플러(30)의 커플드 포트 및 격리 포트에 연결되는 임피던스 소자의 임피던스를 정하는 방법을 설명하기 위한 회로도이다. 도 6을 참조하면, ΓPA(=b1/a1)는 4-포트 커플러(30)의 입력 포트에서의 반사 계수를 나타내며, 상기에서 설명한 바와 같이 4-포트 커플러(30)의 입력 포트는 전력 증폭기의 출력 매칭 회로(20)에 연결되므로 궁극적으로 전력 증폭기에서 안테나 부하 쪽을 바라본 임피던스의 변화를 나타낸다. 또한, ΓL(=a2/b2)은 4-포트 커플러의 출력 포트에서의 반사 계수를 나타내며, 상기에서 설명한 바와 같이 안테나 부하(40)에 연결되므로 안테나 부하 임피던스의 변화를 나타낸다.
상기 수학식 1을 달리 표현하면 다음과 같다.
수학식 4
Figure PCTKR2010000733-appb-M000004
ΓD와 ΓCT가 0이 아닌 경우, ΓL, ΓD, ΓCT를 S 파라미터를 이용하여 표현하면 다음과 같다.
수학식 5
Figure PCTKR2010000733-appb-M000005
신호 a1에 대한 a2, a3, a4의 비율 a2/a1, a3/a1, a4/a1을 편의상 다음과 같이 C1, C3, C4로 정의하기로 하자.
수학식 6
Figure PCTKR2010000733-appb-M000006
상기 수학식 6을 이용하여 상기 수학식 5를 정리하면 다음과 같다.
수학식 7
Figure PCTKR2010000733-appb-M000007
4-포트 커플러가 가역적(reciprocal)이라고 하면, 커플드 포트 및 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우 4-포트 커플러의 S 파라메터 사이에는 다음 수학식이 성립한다.
수학식 8
Figure PCTKR2010000733-appb-M000008
그리고 상기 수학식 7의 좌변을 다음과 같이 정의하기로 하자.
수학식 9
Figure PCTKR2010000733-appb-M000009
상기 수학식 9에 정의된 바와 같이, 변수 A는 안테나 부하 임피던스의 변화를, B는 커플드 포트에서의 반사 계수를, 그리고 D는 격리 포트에서의 반사 계수를 반영하고, A, B, D를 이용하면 상기 수학식 7은 다음과 같이 표현된다.
수학식 10
Figure PCTKR2010000733-appb-M000010
C1, C3, C4를 수학식 11과 같이 분자와 분모로 표현하고, 상기 수학식 10을 C1, C3, C4에 관하여 풀면, 수학식 12와 같은 해를 얻을 수 있다.
수학식 11
Figure PCTKR2010000733-appb-M000011
수학식 12
Figure PCTKR2010000733-appb-M000012
상기 수학식 9에서, ΓD와 ΓCT는 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트의 터미네이션 임피던스에 따라 설계할 수 있는 파라미터이고, 증폭기 부하 임피던스(ZLOAD)를 일정하게 하기 위해서는, 안테나 부하 임피던스의 변화를 나타내는 ΓL (혹은 변수 A)이 변화하여도 전력 증폭기에서 안테나 부하 쪽을 바라본 임피던스를 나타내는 ΓPA 가 바뀌지 않도록 ΓD와 ΓCT 를 적절하게 조정하면 된다. 이러한 ΓD와 ΓCT를 찾는 것은 곧 C1, C3, C4를 최소화시킬 수 있는 B와 D를 결정하는 것과 같다.
이러한 해들 중 하나는 다음 수학식 13 및 14를 만족한다.
수학식 13
Figure PCTKR2010000733-appb-M000013
수학식 14
Figure PCTKR2010000733-appb-M000014
상기 수학식 13 및 14를 풀면 다음과 같은 해를 얻을 수 있다.
수학식 15
Figure PCTKR2010000733-appb-M000015
4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트의 터미네이션(termination)이 상기 수학식 15를 만족하도록 하면, 부하 임피던스의 변화에도 불구하고 일정한 출력 임피던스를 얻을 수 있다.
도 7은 1.950GHz에서, 미리 주어진 4-포트 커플러의 S 파라미터에 따라서 정해지는 α, β, γ 와 상기 수학식 15에 의해 계산되는 B, D, 그리고 ΓD와 ΓCT를 스미스 차트 상에 표시한 결과를 나타낸다.
도 7을 참조하면, ΓD=-0.047+j0.764로 정해지고, ΓCT=-0.035+j1.319로 정해지며, 이때의 커플드 포트의 터미네이션(ZD)은 12.34+j45.47이고, 격리 포트의 터미네이션(ZCT)은 -13.19+j46.92이다. 이와 같이 ΓD와 ΓCT를 원하는 값으로 하기 위하여 포트의 터미네이션은 네거티브 저항값을 포함할 수 있다. 네거티브 저항값은 트랜지스터 등을 이용한 잘 알려진 회로 기법을 이용하여 구현할 수 있다.
도 8은 도 7에서 정해진 바와 같이 커플드 포트의 터미네이션(ZD) 을 12.34+j45.47로 하고, 격리 포트(ZCT) 의 터미네이션을 -13.19+j46.92로 하였을 때 안테나 부하 임피던스가 변화함에 따른 ΓPA의 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 8을 참조하면, 네모로 표시된 점들은 안테나 부하 임피던스(ΓL)의 변화를, 원으로 표시된 점은 4-포트 커플러의 입력 포트에서 안테나 부하 쪽을 바라본 임피던스(ΓPA)를 나타낸다. 비교 대상으로서 십자로 표시된 점들은 커플드 포트와 격리 포트의 터미네이션을 50옴으로 정합한 경우의 ΓPA를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 4-포트 커플러의 터미네이션을 50옴으로 한 경우에는 안테나 부하 임피던스의 변화에 따라서 출력 임피던스가 매우 심하게 변화하나, 도 7에서 계산된 터미네이션으로 한 경우 50옴의 일정한 값으로 유지됨을 알 수 있다.
도 9는 도 8을 기초로 하여 전력증폭기의 출력 매칭 회로(20)를 고려한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 9를 참조하면, 출력 매칭 회로(20)의 등가 요소로서 이상적인 경우의 출력 임피던스가 4옴이 되도록 하는 전송선로(특성 임피던스 13.2옴, 전기적 길이 90°)가 4-포트 커플러의 입력 포트에 연결된 회로가 도시된다. 도시된 회로를 이용하여 전력증폭 회로(10)의 출력단에서 안테나 부하(40) 쪽을 바라본 임피던스(ΓPA)를 시뮬레이션한 결과가 원으로 표시된 점으로 나타난다. 비교 대상으로서 세모로 표시된 점들은 커플드 포트와 격리 포트의 터미네이션을 50옴으로 정합한 경우의 ΓPA를 나타낸다. 이와 같이, 출력 매칭 회로(20)를 고려하는 경우, 전력증폭 회로(10)의 출력단에서 안테나 부하(40) 쪽을 바라본 임피던스가 4옴으로 일정한 값이 유지되어 안테나 부하 임피던스가 변화해도 전력증폭기의 특성이 일정하게 유지되므로 전체적인 배터리 소모가 일정하게 된다.
도 10은 상술한 제1 실시예에서 발생할 수 있는 문제점을 설명하기 위한 참고도이다.
상술한 바와 같이, 제1 실시예에서는 상기 수학식 15를 이용하여 ΓD와 ΓCT를 찾고 그에 따른 커플드 포트와 격리 포트의 터미네이션 값을 구한다. 여기서, 실제 구현되는 터미네이션 값이 계산으로 구해진 정확한 값에서 약간 벗어난 경우에 일어나는 현상을 살펴보기로 한다. 예컨대, 도시된 바와 같이 ΓCT에 대응하는 임피던스 -27.013+j41.926에서 저항값 -27.013옴이 -26옴으로 약간 변동된 경우를 가정하자. 도 8에 도시된 회로와 달리 저항값을 -26옴으로 설정하고 시뮬레이션한 결과가 도 10에 도시된다. 도 10의 오른쪽 스미스 차트를 참조하면, 저항값이 정확한 값인 경우가 원으로 표시된 점(중앙의 "계산된 ΓPA"), 저항값이 -26옴으로 약간 변동된 경우가 세모로 표시된 점으로 도시된다 ("변경된 ΓPA"). 이와 같이, 저항값이 약간 변동되었지만 출력 임피던스의 변화가 다소 심하게 일어남을 알 수 있다. 따라서 상기된 제1 실시예에 따르면, 계산된 값에 따라 커플드 포트와 격리 포트를 정확한 값으로 터미네이션하면 문제가 없지만 실제 구현되는 임피던스 소자의 값에 오차가 발생하는 경우 원하는 특성을 얻지 못하는 문제점이 발생할 수 있다.
이하에서는 이러한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 제2 실시예에 따라 4-포트 커플러(30)의 커플드 포트 및 격리 포트에 연결되는 임피던스 소자의 임피던스를 정하는 방법을 설명한다.
상기 수학식 12의 다른 해로서, 다음 수학식 16의 조건을 만족하는 해를 구하면 수학식 17과 같다.
수학식 16
Figure PCTKR2010000733-appb-M000016
수학식 17
Figure PCTKR2010000733-appb-M000017
도 11은 상기 수학식 17에 따라 구해진 ΓD와 ΓCT를 가지고 시뮬레이션한 결과를 나타낸다.
도 11을 참조하면, ΓD=-0.026+j0.032로 정해졌으며, ΓCT는 가능한 여러 값들 중 하나인 ΓCT=-9.04+j6.56로 정하였다. 이렇게 하는 경우 도 11에 도시된 바와 같이 제1 실시예에서처럼 정확히 50옴을 구현하는 것은 아니지만, 50옴 근처의 임피던스로 정합하면서 동시에 안테나 부하가 변화하여도 일정한 임피던스 혹은 반사계수를 가지게 된다.
도 12는 도 11을 기초로 하여 전력증폭기의 출력 매칭 회로를 고려한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 12를 참조하면, 출력 매칭 회로의 등가 요소로서 이상적인 경우의 출력 임피던스가 4옴이 되도록 하는 전송선로(특성 임피던스 13.2옴, 전기적 길이 90°)가 4-포트 커플러의 입력 포트에 연결된 회로가 도시된다.
도 12(a)는 수학식 17에 의해 계산된 격리 포트에 연결된 인덕턴스 및 저항이 각각 0.01nH 및 -42옴이고, 커플드 포트에 연결된 인덕턴스 및 저항이 각각 3.16nH 및 24.5옴인 경우 전력증폭 회로(10)의 출력단에서 안테나 부하(40) 쪽을 바라본 임피던스(ΓPA)를 시뮬레이션한 결과를 나타낸다. 도 12(b)는 격리 포트에 연결된 인덕턴스 및 저항이 각각 0.5nH 및 -48옴이고, 커플드 포트에 연결된 인덕턴스 및 저항이 각각 0.16nH 및 45.9옴인 경우 전력증폭 회로(10)의 출력단에서 안테나 부하(40) 쪽을 바라본 임피던스(ΓPA)를 시뮬레이션한 결과를 나타낸다.
도 12를 참조하면, 안테나 부하 임피던스가 변화할 때(네모로 표시된 점들), 전력증폭 회로(10)의 출력단에서 안테나 부하(40) 쪽을 바라본 임피던스(원으로 표시된 점들)는 일정한 값을 가지지는 않으나 보다 적은 범위에서 변화하는 것을 확인할 수 있다. 비교 대상으로서 별로 표시된 점들은 커플드 포트와 격리 포트의 터미네이션을 50옴으로 한 경우의 임피던스 변화를 나타낸다.
다만, 상술한 제2 실시예 역시 실제 구현에 있어서 추가적인 사항을 고려해야 한다. 다시 도 6을 참조하면, 전력 증폭기에서 안테나 부하 쪽을 바라본 출력 임피던스 ΓPA와 본 발명에서 제안된 4-포트 커플러의 전체 삽입손실(IL)은 이상적으로는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
수학식 18
Figure PCTKR2010000733-appb-M000018
왜냐하면, 상기 제1 및 제2 실시예는 C1, C3, C4를 최소화시키는 것이 목적이므로, C1≒0, C3≒0, C4≒0 으로 볼 수 있기 때문이다.
도 13은 상기 제2 실시예에 따라 커플드 포트와 격리 포트를 터미네이션한 경우에 안테나 부하 임피던스의 변화에 따른 4-포트 커플러의 삽입손실(IL)을 나타내는 표이다. 도 13에서 SP1.C1, SP1.C3, SP1.C4는 상기 제2 실시예에 의해 계산된 C1, C3, C4를 의미한다. 도 13을 참조하면, C1, C3는 비교적 작은 값이나 C4는 상당히 큰 값을 가짐을 알 수 있다. 이와 같이 상기 제2 실시예에 의해 계산되는 C1, C3, C4가 모두 동시에 작지는 않기 때문에, 도 13에 도시된 바와 같이 삽입손실(IL)이 거의 0으로서, 이는 4-포트 커플러의 입력 전력이 전부 손실되거나 반사되게 되어 4-포트 커플러의 출력, 즉 안테나로 전력이 전달되지 않게 되는 것을 의미한다. 이렇게 되는 이유를 다음에서 설명한다.
수학식 19
Figure PCTKR2010000733-appb-M000019
상기 수학식 19에서, C1≒0, C3≒0을 만족하나 C4가 0이 되지 않는다. 따라서 삽입손실(IL)은 이상적으로는 S21 항만 있어야 하는데, 수학식 20과 같이 C4가 0이 아님으로 인해 거의 0 값을 가지게 되는 것이다.
수학식 20
Figure PCTKR2010000733-appb-M000020
따라서 본 발명의 제3 실시예에 의하면, 4-포트 커플러의 S21의 위상을 적절하게 조정하여 삽입손실(IL)이 0이 되지 않고 1에 가까운 값을 가지도록 함으로써 4-포트 커플러를 통해 출력 전력이 전달되지 않는 문제점을 해결한다.
4-포트 커플러의 S21의 위상을 조정하는 방법으로는, 4-포트 커플러의 입력 포트에 위상 시프터와 같은 위상 조정 수단을 추가하는 방법이 있다.
도 14는 출력 매칭 회로(20)(미도시)와 4-포트 커플러(30)의 입력 포트 사이에 위상 시프터를 연결한 회로도를 나타낸다. 즉, 위상 시프터는 출력 매칭 회로(20)(미도시)의 출력단과 4-포트 커플러(30)의 입력 포트 사이에 연결된다.
도 15는 위상 시프터의 위상을 60°로 설정한 경우의 ΓPA의 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 4-포트 커플러의 삽입손실(IL)이 0이 되지 않고 1에 가까운 값을 가지도록 하는 적절한 위상 값은 통상의 시뮬레이션 툴을 이용하여 구할 수 있다.
도 15를 참조하면, 안테나 부하 임피던스의 변화(ΓL)(네모로 표시된 점들)에도 불구하고 4-포트 커플러의 입력 포트에서 안테나 부하 쪽을 바라본 출력 임피던스(ΓPA)(원으로 표시된 점들)는 50옴 근처에서 적은 범위로 변화하고 있다. 또한, 출력 매칭 회로로서 이상적인 전송선로(특성 임피던스 13.2옴, 전기적 길이 90°)를 4-포트 커플러의 입력 포트에 연결한 경우 전력증폭 회로(10)의 출력단에서 안테나 부하(40) 쪽을 바라본 임피던스(ΓPA)(십자로 표시된 점들)는 매우 작은 범위에서 변화하고 있다. 따라서 제3 실시예에 의하여, 안테나 부하 임피던스의 변화에도 불구하고 일정한 증폭기 부하 임피던스를 얻을 수 있음을 알 수 있다.
도 16은 위상 시프터의 위상을 60°로 설정한 경우에 안테나 부하 임피던스의 변화에 따른 삽입손실(IL)의 계산값을 나타내는 표이다. 도 16을 참조하면, 삽입 손실이 거의 1로서 전력 증폭기에서 증폭된 전력이 대부분 안테나 부하로 전달되는 것을 알 수 있다.
S21의 위상을 조정하는 다른 방법으로는, 4-포트 커플러를 메타물질(metamaterials)로 구현함으로써 4-포트 커플러 자체의 S21의 위상을 원하는 값으로 하는 방법이 있다. 이 경우 별도의 위상 조정 수단이 요구되지 않는다. 즉, 메타물질을 이용하여 4-포트 커플러의 S21의 위상을 삽입손실이 1에 가까운 값이 되도록 설정할 수 있다.
상술한 본 발명에서 나아가, 안테나 부하 임피던스의 변화를 검출하여 이를 4-포트 커플러와 위상 조정 수단으로 피드백하고, 4-포트 커플러의 특성 또는 위상 조정 수단의 위상값을 조정함으로써 안테나 부하 임피던스의 변화에 적응적으로 일정한 출력 임피던스를 유지하도록 하는 회로를 구현할 수도 있다. 이러한 회로를 소위 Impedance Locked Loop (ILL)으로 명명하고자 한다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (12)

  1. 입력신호를 증폭하는 전력증폭 회로;
    상기 전력증폭 회로의 출력단에 연결되어 상기 전력증폭 회로와 안테나 부하 사이에서 임피던스 매칭을 수행하는 출력 매칭 회로; 및
    상기 출력 매칭 회로와 상기 안테나 부하 사이에 연결되는 4-포트 커플러를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러의 입력 포트는 상기 출력 매칭 회로와 연결되고,
    상기 4-포트 커플러의 출력 포트는 상기 안테나 부하와 연결되고,
    상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에는 각각 소정의 임피던스 소자가 연결되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트의 반사 계수 ΓD 및 ΓCT 가 다음 수학식을 만족하도록 상기 임피던스 소자가 결정되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000009
    여기서, 상기 α, β, γ는 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우의 S 파라미터와 다음과 같은 관계를 가진다.
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000010
  4. 제2항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트의 반사 계수 ΓD 및 ΓCT 가 다음 수학식을 만족하도록 상기 임피던스 소자가 결정되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000011
    여기서, A는 상기 4-포트 커플러의 출력 포트에서 상기 안테나 부하 쪽을 바라본 반사 계수 ΓL 과 다음의 관계를 가지며,
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000012
    상기 α, β, γ는 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우의 S 파라미터와 다음과 같은 관계를 가진다.
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000013
  5. 제2항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러의 S21의 위상을 변화시키기 위한 위상 조정 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 위상 조정 수단은 상기 출력 매칭 회로와 상기 4-포트 커플러의 입력 포트 사이에 연결되는 위상 시프터(phase shifter)인 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 위상 시프터의 위상 값은 상기 4-포트 커플러의 삽입 손실이 1에 가까운 값이 되도록 설정되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러는 메타물질로 구현되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  9. 제4항에 있어서,
    상기 메타물질을 이용하여 상기 4-포트 커플러의 S21의 위상은 삽입 손실이 1에 가까운 값이 되도록 설정되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  10. 입력신호를 증폭하는 전력증폭 회로;
    상기 전력증폭 회로의 출력단에 연결되어 상기 전력증폭 회로와 안테나 부하 사이에서 임피던스 매칭을 수행하는 출력 매칭 회로;
    상기 출력 매칭 회로와 상기 안테나 부하 사이에 마련되는 4-포트 커플러; 및
    상기 출력 매칭 회로와 상기 4-포트 커플러의 입력 포트 사이에 연결되는 위상 시프터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러의 입력 포트는 상기 위상 시프터와 연결되고,
    상기 4-포트 커플러의 출력 포트는 상기 안테나 부하와 연결되고,
    상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트에는 각각 소정의 임피던스 소자가 연결되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 4-포트 커플러의 커플드 포트 및 격리 포트의 반사 계수 ΓD 및 ΓCT 가 다음 수학식을 만족하도록 상기 임피던스 소자가 결정되는 것을 특징으로 하는 전력증폭기.
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000014
    여기서, A는 상기 4-포트 커플러의 출력 포트에서 상기 안테나 부하 쪽을 바라본 반사 계수 ΓL 과 다음의 관계를 가지며,
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000015
    상기 α, β, γ는 상기 4-포트 커플러의 커플드 포트와 격리 포트가 50옴으로 정합된 경우의 S 파라미터와 다음과 같은 관계를 가진다.
    Figure PCTKR2010000733-appb-I000016
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