WO2011020235A1 - 在通信网络中用于保持预编码信道相干性的方法及装置 - Google Patents

在通信网络中用于保持预编码信道相干性的方法及装置 Download PDF

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WO2011020235A1
WO2011020235A1 PCT/CN2009/073310 CN2009073310W WO2011020235A1 WO 2011020235 A1 WO2011020235 A1 WO 2011020235A1 CN 2009073310 W CN2009073310 W CN 2009073310W WO 2011020235 A1 WO2011020235 A1 WO 2011020235A1
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precoding
matrix
channel
initial
phase
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PCT/CN2009/073310
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张晓博
尤明礼
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上海贝尔股份有限公司
阿尔卡特朗讯
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Priority to PCT/CN2009/073310 priority patent/WO2011020235A1/zh
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    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0626—Channel coefficients, e.g. channel state information [CSI]

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication systems, and more particularly to a method and apparatus for processing a precoding matrix in a base station. Background technique
  • the non-codebook based precoding technology is based on the inherent reciprocity of the channel, that is, the symmetry of the uplink and downlink frequencies.
  • LTE-A Advanced - Long Term Evolution
  • TDD Time Division Duplex
  • the precoding matrix is obtained at the transmitting end.
  • the transmitting end uses the predicted Channel Status Information (CSI) to calculate the precoding matrix.
  • CSI Channel Status Information
  • the commonly used precoding matrix calculation methods include Singular Value Decomposition (SVD) and uniform channel decomposition (Uniform Channel Decomposizion). , UCD), QR algorithm.
  • Figure 1 shows the structure of a transmitter and receiver in a Multiple Input Multiple Output (MIMO) system based on SVD decomposition.
  • the transmitter of the base station 1 has N antennas, and the receiver of the mobile terminal 2 has M antennas as an example.
  • the effective channel state information (CSI), that is, the dimension of the spatial channel matrix is MXN, H according to The singular value decomposition technique shown by equation (1) treats # as follows:
  • the matrix c/ and are respectively the left singular vector matrix and the right singular vector matrix of the matrix #, which is the threshold!
  • the corpse is the hermitian operation, indicating that the complex array is transposed (transposed complex conjugate d That is, the dimension of C/ is N x N, V e C MxM , that is, the dimension is ⁇ x M.
  • the rank of the CSI matrix should satisfy ⁇ min(M,N).
  • Diagonal matrix /) can be table
  • Sequence 4 is not listed, and 4 > 2 >... r .
  • the obtained right singular vector matrix is a linear precoding matrix, where each column of ! / is called an eigenvector (Eigenvector ) of ff , which is related to the characteristic mode (Eigenmode ) of the communication channel. . If the rank adaptation is required, the column vector corresponding to the larger singular value is selected from the right singular vector matrix to form a precoding matrix according to the size of the rank.
  • the non-codebook precoding method requires the use of dedicated pilots, and the data symbols and pilot symbols are used together for precoding operations, so that the receiving end only needs to obtain the equivalent channel after precoding through channel estimation, thereby facilitating data solution. Tune.
  • precoding granularity is the unit for precoding, such as one or more resource blocks (RBs).
  • Figure 2 shows the precoding performance corresponding to different precoding granularity under the condition of single layer beamforming (BF). It can be seen from the figure that under the same signal-to-noise ratio, the smaller the pre-coding granularity used, the larger the throughput of the system.
  • the pre-coded granularity is taken as 10, that is, the same precoding matrix is used for the 10 RBs. However, the channel response corresponding to the 10 RBs is different. Therefore, when the precoding granularity is larger, all the RBs in the precoding granularity are weighted by a precoding matrix. The less the precoding matrix can accurately match the actual channel state of each RB in the precoding unit. Therefore, from the viewpoint of the precoding matrix matching channel to obtain a larger precoding gain, it is desirable that the precoding granularity has a small value.
  • CE Channel Estimation
  • MU-MIMO Multi-User Multiple Input Mutiple Output
  • CoMP Coordinative Multiple Point
  • the channel estimation can only be performed within the precoding granularity, because different precoding matrices have different precoding matrices, and different precoding matrices will destroy multiple precoding units.
  • Channel coherency Therefore, from the perspective of the accuracy of precoding, it is desirable that the precoding granularity is as small as possible; and from the perspective of channel estimation, it is desirable that the granularity of the precoding is as large as possible, and therefore, the two different factors are mutual Restricted.
  • the base station dynamically monitors the channel, acquires the real-time state of the channel, selects corresponding precoding granularity according to information such as channel coherence and signal to interference and noise ratio, and then the base station selects the precoding.
  • the granularity is sent to the mobile terminal, and is used to notify the terminal base station of the granularity of the precoding, and the mobile terminal performs channel estimation inside the resource block defined by the precoding granularity according to the indication information.
  • the indication information needs to notify the terminal in real time, and therefore occupies considerable time-frequency resources. Summary of the invention
  • the present invention analyzes channel coherence between multiple precoding units.
  • coherence that is, the statistical characteristics of the channel, that is, the frequency domain selection characteristics and time-varying characteristics of the channel.
  • CTFP Coherent Time Fringing Procoding
  • the present invention proposes a Coherent Time Fringing Procoding (CTFP) method, which makes precoding consider both coherence between channels and system capacity. That is, the base station (eNB) can adjust the phase and/or amplitude of the precoding matrix corresponding to each precoding unit to maintain the coherency of the related information of the entire precoding channel, and the related information of the precoding channel includes, for example, CSI or pre A matrix of eigenvalues of the coded channel.
  • CFP Coherent Time Fringing Procoding
  • the mobile terminal can perform channel estimation based on reference signals (RSs) of multiple precoding units, thereby avoiding that the mobile terminal in the prior art can only be pre-
  • RSs reference signals
  • the limitation of channel estimation is performed internally by one or more resource blocks defined by the coded granularity.
  • the base station can employ as small a precoding granularity as possible without affecting the mobile terminal for channel estimation.
  • a method for transmitting precoded matrix weighted pilots and/or data in a base station of a wireless communication system comprising the steps of: The state information is subjected to matrix decomposition to obtain an initial precoding matrix, wherein the initial precoding matrix is not unique; linearly transforming the initial precoding matrix such that under the weighted condition of the precoding matrix after the linear transformation Correlating information of the first corrected precoding channel to maintain coherency; transmitting, to the mobile terminal, pilot and/or data weighted by the transformed precoding matrix;
  • a processing apparatus for transmitting precoded matrix weighted pilots and/or data in a base station of a wireless communication system, wherein the base station acquires channel state information, including: initial pre- a coding matrix obtaining apparatus, configured to perform matrix transformation on the channel state information to obtain an initial precoding matrix, where the initial precoding matrix is not unique; and correcting means, configured to perform linear transformation on the initial precoding matrix And the related information of the corrected precoding channel under the linearly transformed precoding matrix weighting condition is kept coherent; the transmitting device is configured to send, to the mobile terminal, the pilot and the weighted pilot of the transformed precoding matrix / or data.
  • the base station does not need to provide the mobile terminal with indication information of the precoding granularity, thereby saving the corresponding signaling overhead;
  • the scheme can select the optimal coding granularity between each group of base stations and users without considering the channel characteristics of the coordinated base station or the terminal.
  • FIG. 1 is a structural diagram of a transmitter and a receiver in a multiple input multiple output (MIMO) system based on SVD decomposition;
  • MIMO multiple input multiple output
  • Figure 2 shows the precoding performance corresponding to different precoding granularity under the condition of single layer beamforming (BF);
  • Figure 3 shows the absolute value of the amplitude of the channel after the precoding operation through the initial precoding matrix
  • FIG. 4 shows the phase of the channel after the precoding operation through the initial precoding matrix
  • FIG. 5 shows a method flow diagram according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 shows the phase relative to FIG. Rotating channel curve
  • Figure 9 illustrates a method flow diagram in accordance with another embodiment of the present invention
  • Figure 10 illustrates a block diagram of a device in accordance with an embodiment of the present invention
  • Figure 11 shows a block diagram of a device in accordance with another embodiment of the present invention.
  • H, V x D ( 2 )
  • 1 is the sequence number of the precoding unit
  • A is the eigenvalue matrix, that is, the singular value matrix, which is the Hermitian conjugate transform of ⁇ .
  • the weighting matrix ⁇ and ⁇ of SVD are not unique, that is, for example, after the first column of ⁇ can be rotated by 7T ⁇ 2, equation (1) still holds, or the first column of the sum is Rotate After the equation (1) is still true, or if the same column of the sum is rotated by 7T ⁇ 2, the equation (1) still holds.
  • FIG. 3 shows the absolute value of the amplitude of the initial precoding channel after the precoding operation by the initial precoding matrix
  • FIG. 4 shows the initial precoding The phase of the initial precoded channel after the precoding operation of the matrix.
  • /2' indicates the impulse response of the channel of the antenna TX1 to the antenna RX
  • /3 ⁇ 2 2 indicates the impulse response of the channel of the antenna TX1 to the antenna RX2
  • ⁇ indicates the impact of the channel of the antenna TX2 to the antenna RX1.
  • Response; /3 ⁇ 4 2 represents the impulse response of the channel from antenna TX2 to antenna RX2.
  • the matrix obtained by SVD decomposition of the matrix is used as the initial precoding matrix of the channel corresponding to each precoding unit.
  • the sequence number of the granularity, ⁇ represents the initial precoding channel.
  • the parameters of the channel are estimated using a DFT based channel estimation algorithm. It is easy to see that the absolute value of the amplitude of the initial precoded channel is coherent/smooth, and there are some hopping points or hopping segments in the phase curve. Moreover, a column of the initial precoded channel (e.g., a feature vector) has the same hopping segment.
  • the precoding subchannel corresponding to different SVD decomposition modes is used for each subcarrier, that is, the precoding granularity shown in FIG. 3 and FIG. It is 1 subcarrier.
  • RB Resource Block
  • a possible hop point occurs between the edges of two adjacent resource blocks.
  • the precoding unit includes a plurality of resource blocks, a possible trip point occurs between the edges of two adjacent precoding units.
  • each resource block includes 12 subcarriers.
  • the base station 1 can perform downlink channel estimation according to the received uplink reference signal sent by the mobile terminal 2 to obtain a channel matrix; in the FDD system, the mobile terminal 2 measures the downlink channel, and the measured downlink channel feedback To the base station 1, therefore, the base station 1 acquires the downlink channel matrix.
  • the base station 1 performs matrix decomposition according to the downlink channel matrix to obtain an initial precoding matrix.
  • the initial precoding matrix V is obtained using SVD decomposition.
  • QR decomposition can also be used to obtain an initial precoding matrix Q. Where Q represents an orthogonal matrix and R represents an upper triangular matrix. Note that the solutions to these matrix decompositions are not unique. Therefore, the corresponding precoding matrix obtained is not unique.
  • phase rotation matrix is used for maintaining the coherence of the channel precoded with the initial precoding matrix corresponding to the plurality of different precoding units, and therefore, the new precoding matrix is expressed as:
  • Equation (3) it is a diagonal matrix for adjusting the phase of the initial precoding channel so that the channel coherence between the plurality of precoded units is restored.
  • Figure 5 illustrates a method flow diagram in accordance with an embodiment of the present invention.
  • step S50 the base station 1 detects the phase of the initial precoding channel on each subcarrier and acquires the phase of the initial precoding channel on the adjacent subcarrier of each subcarrier.
  • the base station 1 wants to examine the phase corresponding to one subcarrier, and hereinafter, the subcarrier is referred to as a target subcarrier.
  • step S51 the base station 1 selects the phase of the initial precoding channel on the target subcarrier and the adjacent subcarrier of the target subcarrier, optionally, the previous one of the target subcarrier.
  • the difference between the phases of the corrected (initial) precoding channels on the subcarriers is compared with (-2 r , - r A ⁇ , 2 ⁇ ).
  • the difference is closest to 0 or ⁇ 2 ⁇ , indicating that the phase of the initial precoding channel on the target subcarrier does not phase jump with respect to the phase of the corrected (initial) precoding channel on the previous subcarrier; If the difference is closest to ⁇ 7 ⁇ , it indicates that the phase of the initial precoding channel on the target subcarrier has hopped relative to the phase of the corrected (initial) precoding channel on the previous subcarrier. For example, if i takes the initial precoding channel corresponding to 1, and the phase of / 21 is relative to the initial precoding channel corresponding to the zero of i,
  • the phase of the initial precoding channel on the second subcarrier is compared with the phase of the initial precoding channel on the first subcarrier that has been corrected.
  • the precoding unit includes a plurality of subcarriers
  • the precoding matrices used by the respective subcarriers in the same precoding unit are the same, we can extract only the subcarriers having the same intrasequence number in the different precoding units.
  • the corresponding precoding channels are compared. For example, in step S50, the base station 1 detects the phase of the initial precoding channel on the first subcarrier in each precoding unit.
  • step S51 the phase of the precoding channel of each subcarrier in the i-th precoding unit is adjusted accordingly.
  • the signal from the transmitter to the receiver usually contains various signal components such as reflection, diffraction and diffraction. Different signal components arrive at the receiver with different strength, time and direction, and the difference in different environments. Very big. Due to different multipath components The arrival time causes the time domain of the received signal to broaden. The basic feature of multipath propagation is that the transmitted signals arriving at the receiver have different attenuation factors and delays. The extension of the received signal in the time domain is called delay spread, which directly reflects the frequency domain selectivity of the channel (signal Different spectrums carry different powers, and delay spread is defined as the largest delay among multiple paths. Therefore, we further observe the precoding channel with phase rotation, that is, correct the time domain characteristics of the precoding channel.
  • each resource block with phase rotation is precoded to approximate a more realistic scenario.
  • the precoded channel with phase rotation is converted to the time domain (120 point IFFT with respect to 10 resource block resource allocations) to observe statistical properties, as shown in Figures 7 and 8.
  • the precoded corrected precoding channel has statistical characteristics that are very similar to the unprecoded raw channel. Therefore, the user equipment can perform channel estimation on the allocated resources to determine parameters of the precoding channel.
  • phase rotation can also be considered for phase rotation if desired. That is, one or more symbols (slots, ie, Time Slot, TS or Subframe) in the precoding granularity and one or more symbols in the adjacent precoding granularity (slots) are considered. Coherence between or sub-frames.
  • the channel state information is obtained.
  • the base station 1 can perform downlink channel estimation according to the received uplink reference signal sent by the mobile terminal 2 to obtain a channel matrix; in the FDD system, the mobile terminal 2 measures the downlink channel, and the measured downlink signal The channel is fed back to the base station 1, and therefore, the base station 1 acquires the downlink channel matrix.
  • the base station 1 performs matrix decomposition according to the downlink channel matrix to obtain an initial precoding matrix.
  • the initial precoding matrix V is obtained using SVD decomposition.
  • QR decomposition can also be used to obtain an initial precoding matrix Q. Where Q represents an orthogonal matrix and R represents an upper triangular matrix. Note that the solutions to these matrix decompositions are not unique. Therefore, the corresponding precoding matrix obtained is not unique.
  • the matrix can also be used to smooth the amplitude of the initial precoded channel, if desired.
  • an FFT-based smoothing scheme will be specifically described with reference to FIG.
  • the phase smoothing can be performed in an overall initial precoding channel consisting of an initial precoding channel corresponding to a plurality of precoding granularities, and we denote the overall initial precoding channel matrix by flick ⁇ ec .
  • step S90 the base station 1 performs an inverse inverse Fourier Transform (IFFT) operation on the channel to obtain a channel impact corresponding to the time domain corresponding to h;
  • IFFT inverse inverse Fourier Transform
  • step S91 the base station 1 truncates h, retains only a certain length (for example, the length of the cyclic prefix Cyclic Prefix, CP ), and zeros the cut point to obtain /
  • the base station 1 can only fill the points in / ⁇ before the time point corresponding to the maximum multipath delay desired, according to the maximum multipath delay desired, and fill all the remaining other points with zeros. That is, it is equivalent to shortening the maximum multipath delay in the time domain.
  • step S92 the base station 1 performs a Fourier Transform (FFT) on / ⁇ to restore the smoothed channel.
  • FFT Fourier Transform
  • step S93 according to the acquired Get the correction matrix
  • ⁇ / denotes scalar quantity division (element-wise division), which means that each element in the matrix is extracted, and the value of each element in multiple precoding units is divided by scalar.
  • the amplitude smoothing operation can also consider time domain coherence if needed. That is, the coherence between one or more symbols (slots or subframes) in the precoded granularity and one or more symbols (slots or subframes) in the adjacent precoded granularity is examined. To maintain temporal coherence between different precoded granularities, the operations performed are fully similar to those that maintain frequency domain coherence. Of course, the operation of correcting to maintain temporal coherence may be performed after the operation of correcting to maintain frequency domain coherence, or may be performed separately.
  • Option 3 Combination of phase rotation and amplitude smoothing
  • the first precoding matrix can be corrected by combining Scheme 1 with Scheme 2.
  • the phase-rotated matrix can be subjected to amplitude smoothing after the phase rotation operation. To further improve the coherence of the precoding matrix.
  • Case A is completely transparent to the terminal, and no changes are required on the mobile terminal 2. Since the corrected precoding channel under the corrected precoding matrix weighting satisfies the coherence, the mobile terminal 2 can perform joint channel estimation across different precoding granularities under the three schemes.
  • the matrix ( ⁇ ) can be used to smooth the eigenvalue matrix of the precoding channel ⁇ , instead of im, that is, make D, G, a diagonal fading of flat fading.
  • the initial precoding matrix ⁇ > may be linearly transformed, for example, the inverse matrix of the left multiplied U, and then, according to the scheme 1 or the scheme 2 or the scheme 3 in the case ⁇ , the subsequent operations are performed. Note that when using the second option for amplitude correction, formula (4)
  • G H — . /(UD) needs to be corrected.
  • FIG. 10 shows the root A block diagram of a device in accordance with an embodiment of the present invention.
  • the processing device 10 of FIG. 10 is located in a base station 1, and the processing device 10 includes an initial precoding matrix acquiring device 100, a correcting device 101, and a transmitting device 102.
  • the correction device 101 further includes a first correction matrix acquisition device 1010, a rotation device 1011, a second correction matrix acquisition device 1012, an amplitude adjustment device 1013, and an eigenvalue matrix acquisition device 1014.
  • each resource block includes 12 subcarriers.
  • the initial precoding matrix acquisition means 100 acquires channel state information.
  • the initial precoding matrix obtaining apparatus 100 may perform downlink channel estimation according to the received uplink reference signal sent by the mobile terminal 2 to acquire a channel matrix; in the FDD system, the mobile terminal 2 measures the downlink channel, and measures The obtained downlink channel is fed back to the initial precoding matrix acquiring apparatus 100, and therefore, the base station 1 acquires the downlink channel matrix.
  • the initial precoding matrix obtaining apparatus 100 performs matrix decomposition according to the downlink channel matrix to obtain an initial precoding matrix.
  • the initial precoding matrix V is obtained using SVD decomposition.
  • QR decomposition can also be used to obtain an initial precoding matrix Q. Where Q represents an orthogonal matrix and R represents an upper triangular matrix. Note that the solutions to these matrix decompositions are not unique. Therefore, the corresponding precoding matrix obtained is also not unique.
  • a correction matrix is used for maintaining the coherence of the channel precoded with the initial precoding matrix corresponding to the plurality of different precoding units, and therefore, the new precoding matrix is expressed as:
  • the first correction matrix acquisition means 1010 in the correction device 101 detects each sub-child The phase of the initial precoded channel on the carrier and the phase of the initial precoded channel on the adjacent subcarriers of each subcarrier.
  • the base station 1 wishes to examine the phase corresponding to one subcarrier, and hereinafter, the subcarrier is referred to as a target subcarrier.
  • the phase of the initial precoding channel on the target subcarrier and the adjacent subcarrier of the target subcarrier, optionally, the corrected (initial) precoding channel on the previous subcarrier of the target subcarrier The difference between the 4 head positions is ( -2 ⁇ , - ⁇ , 0, ⁇ , 2 ⁇ ) into #1 ⁇ . If the difference is closest to 0 or ⁇ 2 ⁇ , it indicates the initial on the target subcarrier.
  • the phase of the precoded channel does not phase jump with respect to the phase of the corrected (initial) precoding channel on the previous subcarrier; conversely, if the difference is closest to ⁇ ; ⁇ , indicating the initial on the target subcarrier
  • the phase of the precoded channel is hopped relative to the phase of the corrected (initial) precoding channel on the previous subcarrier.
  • i takes the initial precoding channel corresponding to 1 and the phase of / 7 21 relative to i
  • the difference between the phase of / z 21 is closest to ⁇
  • the phase of /3 ⁇ 4 2 and / 3 ⁇ 4 2 is taken from i in the initial precoding channel corresponding to i. 0 corresponding to the initial precoding channel, / 3 ⁇ 4 phase 2 and / 3 ⁇ 4 2 of 2 closest to the difference, then
  • the phase of the initial precoding channel on the second subcarrier is compared with the phase of the initial precoding channel on the first subcarrier that has been corrected.
  • the transmitting device 102 transmits the precoding matrix weighted data or pilot corrected by the first correcting means to the mobile terminal 2.
  • the precoding unit includes a plurality of subcarriers
  • the precoding matrices used by the respective subcarriers in the same precoding unit are the same, only subcarriers having the same intrasequence number in different precoding units can be fetched.
  • Corresponding precoding channels are compared.
  • the first correction means acquisition means 1010 detects the phase of the initial precoding channel on the first subcarrier in each precoding unit.
  • the phase rotation means 1011 adjusts the phase of the precoding channel of each of the i-th precoding units accordingly.
  • the signal from the transmitter to the receiver usually contains various signal components such as reflection, diffraction and diffraction. Different signal components arrive at the receiver with different strength, time and direction, and the difference in different environments. Very big. Due to the different arrival times of different multipath components, the time domain of the received signal is broadened. The basic feature of multipath propagation is that the transmitted signals arriving at the receiver have different attenuation factors and delays. The extension of the received signal in the time domain is called delay spread, which directly reflects the frequency domain selectivity of the channel (signal Different spectrums carry different powers, and delay spread is defined as the largest delay among multiple paths. Therefore, we further observe the precoding channel with phase rotation, that is, correct the time domain characteristics of the precoding channel.
  • each resource block with phase rotation is precoded to approximate a more realistic scenario.
  • the precoded channel with phase rotation is converted to the time domain (120 point IFFT with respect to 10 resource block resource allocations) to observe statistical properties, as shown in Figures 7 and 8.
  • the precoded corrected precoding channel has statistical characteristics that are very similar to the unprecoded raw channel. Therefore, the user equipment can perform channel estimation on the allocated resources to determine parameters of the precoding channel.
  • phase rotation can also take into account time domain coherence if needed. That is, one or more symbols (slots, ie, Time Slot, TS or Subframe) in the precoding granularity are examined with one or more symbols (slots) of adjacent precoding granularity. Coherence between or sub-frames.
  • the base station 1 can perform downlink channel estimation according to the received uplink reference signal sent by the mobile terminal 2 to obtain a channel matrix; in the FDD system, the mobile terminal 2 measures the downlink channel, and the measured downlink channel feedback To the base station 1, therefore, the base station 1 acquires the downlink channel matrix.
  • the base station 1 performs matrix decomposition according to the downlink channel matrix to obtain an initial precoding matrix.
  • the initial precoding matrix V is obtained using SVD decomposition.
  • QR decomposition can also be used to obtain an initial precoding matrix Q. Where Q represents an orthogonal matrix and R represents an upper triangular matrix. Note that the solutions to these matrix decompositions are not unique. Therefore, the corresponding precoding matrix obtained is not unique.
  • the matrix can also be used to smooth the amplitude of the initial precoded channel, if desired.
  • an FFT-based smoothing scheme will be specifically described with reference to FIG.
  • the phase smoothing can be performed in an overall initial precoding channel consisting of an initial precoding channel corresponding to a plurality of precoding granularities, and we denote the overall initial precoding channel matrix by flick ⁇ ec .
  • an inverse Fourier transform (IFFT) operation on the channel H int precode is performed by the inverse Fourier transform device (not shown) in the second correction matrix acquiring unit 1012, and the channel impact corresponding to the time domain is obtained.
  • IFFT inverse Fourier transform
  • the truncation device (not shown) in the second correction matrix acquisition device 1012 truncates / ⁇ , retaining only a certain length (for example, the length of the cyclic prefix Cyclic Prefix, CP ), and filling in the cut points Zero, h clip -
  • the truncation device can only obtain the maximum multipath delay that is expected, and only retain the point in / ⁇ before the point in time corresponding to the maximum multipath delay that is desired, and the remaining others Fill in all the points. That is, it is equivalent to shortening the maximum multipath delay in the time domain.
  • the shorter the maximum multipath delay in the time domain the smoother the amplitude of the channel in the frequency domain.
  • the Fourier transform device (not shown) in the second correction matrix acquisition device 1012 performs a Fourier Transform (FFT) to restore the smoothed smooth smoothing
  • FFT Fourier Transform
  • the second correction matrix obtaining means 1012 is based on the acquired Get the correction matrix
  • ⁇ / denotes scalar quantity division (element-wise division), which means that each element in the matrix is extracted, and the value of each element in multiple precoding units is divided by scalar.
  • the amplitude smoothing means 1013 performs an amplitude smoothing operation on the initial precoded channel based on the precoding matrix corrected by the second correction matrix G acquired by the second correcting means.
  • the transmitting device 101 weights the data and the pilot with the corrected precoding matrix corrected by the second correction matrix, and transmits it to the mobile terminal 2.
  • the amplitude smoothing operation can also consider time domain coherence if needed. That is, the coherence between one or more symbols (slots or subframes) in the precoded granularity and one or more symbols (slots or subframes) in the adjacent precoded granularity is examined. To maintain temporal coherence between different precoded granularities, the operations performed are completely similar to those of maintaining frequency domain coherence. Of course, the operation of correcting to maintain temporal coherence may be performed after the operation of correcting to maintain frequency domain coherence, or may be performed separately.
  • Option III Combination of phase rotation and amplitude smoothing
  • Scheme I can be combined with Scheme II to correct the initial precoding matrix.
  • the phase-rotated matrix can be subjected to amplitude smoothing after the phase rotation operation. To further improve the coherence of the precoding matrix.
  • the mobile terminal 2 can perform joint channel estimation across different precoding granularities.
  • the matrix ( ⁇ ) can be used to smooth the eigenvalue matrix of the precoding channel ⁇ , instead of im, that is, make D, G, a diagonal fading of flat fading.
  • the mobile terminal 2 can perform joint channel estimation across different precoding granularities. While the invention has been illustrated and described with reference to the particular embodiments

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Description

在通信网络中
用于保持预编码信道相干性的方法及装置 技术领域
本发明涉及无线通信系统， 尤其涉及基站中对预编码矩阵的处理 的方法和装置。 背景技术
基于非码本的预编码 （ Non-codebook based precoding )技术由于固 有的信道互逆 （reciprocity ) 特性， 也即， 上下行频率对称的特性， 在 LTE-A ( Advanced - Long Term Evolution ) 日于分双工 ( Time Division Duplex, TDD ) 系统中具有良好的应用前景。 业界普遍地接受上、 下 行互逆的假设， 并利用该假设有效地估计信道。
在非码本的预编码技术中， 预编码矩阵在发射端获得。 发射端利用 预测的信道状态信息（Channel Status Information, 简称 CSI ), 进行预编 码矩阵的计算， 常用的预编码矩阵计算方法包括奇异值分解 （Singular Value Decomposition , SVD )、 均匀信道分解 ( Uniform Channel Decomposizion, UCD ), QR算法。
图 1示出了基于 SVD分解的多输入多输出 （ Multiple Input Multiple Output, MIMO ) 系统中发射机和接收机的结构图。 以基站 1的发射机具 有 N根天线， 移动终端 2的接收机具有 M根天线为例， 则有效上行信 道状态信息 （Channel State Information, CSI ), 也即空间信道矩阵的维 度为 M X N, H 根据公式（ 1 )示出的奇异值分解技术对 #进行处 理如下：
H = UDVH ( 1 ) 式（ 1 )中，矩阵 c/和 分别是矩阵 #的左奇异向量矩阵 (left singular vector matrix)和右奇异向量巨阵 (right singular vector matrix),它门啫！ ^是酉 矩阵，也即，满足 t t ff = l = wH , I是单位阵； ·尸是厄米运算符（hermitian operation ), 表示对 巨阵进行共辄转置 ( transposed complex conjugate d ,也即， C/的维度为 N x N, V e CMxM , 也即， 的维度为 Μ x M。 CSI矩阵 的秩（rank )应满足 ≤min(M,N)。 对角矩阵/)可以被表
Dr0
示为 = , 其中 ^ = ^&^( ,..0 , 4为 的奇异值，且按照 4降
0 0
序 4非列， 且 4 > 2 >… r。
经过奇异值分解之后， 获得的右奇异向量矩阵 即为线性预编码矩 阵， 其中! /的每一列被称为 ff 的一个特征向量（Eigenvector ), 该特征 向量与通信信道的特征模式 （Eigenmode )有关。 如果需要进行秩的自 适应， 则需要根据秩的大小， 从该右奇异向量矩阵 中选取较大奇异值 对应的列向量构成预编码矩阵。
非码本的预编码方式要求使用专用导频， 既数据符号和导频符号一 起进行预编码操作， 这样接收端只需要通过信道估计就可以获得预编码 之后的等效信道， 从而方便进行数据解调。
目前， 因为 TDD 系统上下行之间的互逆性， 能够得到准确的信道 状态信息（Channel Status Information, 简称 CSI ), 因此， 基于非码本的 预编码可以提供额外的预编码增益。 一般地， 理论上来说， 预编码的颗 粒度 ( precoding granularity )越小, 预编码^ /增益 ( precoding gain )越 高。 所谓预编码的颗粒度， 就是进行预编码的单元， 例如一个或多个资 源块（ Resource Block, RB )。图 2示出了在单层波束成形 ( beamforming , BF )的条件下， 不同的预编码颗粒度所对应的预编码性能。 从图中可以 看出， 在相同的信噪比的条件下， 采用的预编码颗粒度越小， 系统的吞 吐量越大。 当预编码的颗粒度取 10时， 也即， 对该 10个 RB采用相同 的预编码矩阵。 然而实际上该 10个 RB所对应的信道响应是有差异的， 所以， 当预编码的颗粒度取得越大， 则用一个预编码矩阵对该预编码颗 粒度中的所有的 RB进行加权操作， 预编码矩阵越不能准确地匹配预编 码单元中的每一个 RB的实际信道状态。 因此， 从预编码矩阵匹配信道 以获得更大的预编码增益的角度考虑， 希望预编码颗粒度取值小。
但是， 在实际系统中， 预编码的性能增益受信道估计 （Channel Estimation, CE )误差的影响 （ 3GPP R1 -092794 )。 由于较小的预编码 颗粒度使用较小的参考信号（Reference Signal, RS )功率， 因此它降低 了信道估计的准确性。 因此， 一个合适地选出的预编码颗粒度势必影响 系统容量。 进一步来说， 对于考虑到不同用户设备或小区之间的不同的 信道多径延迟的多用户 MIMO ( Multiple-User Multiple Input Mutiple Output, MU-MIMO )或 CoMP ( Coordinative Multiple Point )来说， 选择 预编码颗粒度也是一个重要的问题。
以上结论的依据来源于信道估计只能在预编码颗粒度之内进行， 这 是由于不同的预编码颗粒度各自对应的预编码矩阵不同， 而不同的预编 码矩阵会破坏多个预编码单元之间的信道相干性 （ coherency )。 因此， 从预编码的准确性的角度考虑， 希望预编码颗粒度越小越好； 而从信道 估计的角度考虑， 希望预编码的颗粒度越大越好， 因此， 这两个不同的 因素是相互制约的。
现有的方案中， 基站动态地监测信道， 获取信道的实时的状态， 根 据信道的相干性、 以及信干噪比等信息， 选取对应的预编码颗粒度， 然 后， 基站将所选取的预编码颗粒度发送给移动终端， 用于通知终端基站 进行预编码的颗粒度， 则移动终端根据该指示信息， 在由预编码颗粒度 所限定的资源块内部进行信道估计。 该指示信息需要实时地通知终端， 因此占用了相当的时频资源。 发明内容
本发明分析多个预编码单元之间的信道相干性。 所谓相干性， 也即 信道的统计特性， 也即， 信道的频域选择特性和时变特性。 进一步地， 本发明提出了一种相干的时频预编码 （ Coherent Time Frenquency Procoding, 简称 CTFP ) 方法， 该方法使得预编码同时考虑信道之间的 相干性和系统容量。 即， 基站 （eNB ) 能够调整各个预编码单元所对应 的预编码矩阵的相位和 /或幅度，以保持整个预编码信道的相关信息的相 干性， 该预编码信道的相关信息包括例如 CSI或者预编码信道的特征值 矩阵。 而后， 移动终端可以基于多个预编码单元的参考信号（Reference Signal, RS ) 进行信道估计， 从而避免了现有技术中移动终端只能在预 编码颗粒度所限定的一个或多个资源块的内部进行信道估计的局限性， 换言之， 基站可以采用尽可能小的预编码颗粒度， 而不影响移动终端进 行信道估计。
根据本发明的一个方面， 提供了一种在无线通信系统的基站中用 于发送经预编码矩阵加权的导频和 /或数据的方法，基站获取信道状态 信息， 包括以下步骤： 对所述信道状态信息进行矩阵分解， 以获取初 始预编码矩阵， 其中， 所述初始预编码矩阵不唯一； 对所述初始预编 码矩阵进行线性变换， 使得在经所述线性变换后的预编码矩阵加权条 件下的第一校正预编码信道的相关信息保持相干性； 向移动终端发送 经所述变换后预编码矩阵加权的导频和 /或数据；
根据本发明的第二方面， 提供了一种在无线通信系统的基站中用 于发送经预编码矩阵加权的导频和 /或数据的处理装置，其中，基站获 取信道状态信息， 包括： 初始预编码矩阵获取装置， 用于对所述信道 状态信息进行矩阵分解， 以获取初始预编码矩阵， 其中， 所述初始预 编码矩阵不唯一； 校正装置， 用于对所述初始预编码矩阵进行线性变 换， 使得在经所述线性变换后的预编码矩阵加权条件下的校正预编码 信道的相关信息保持相干性； 发送装置， 用于向移动终端发送经所述 变换后预编码矩阵加权的导频和 /或数据。
采用本发明的方案， 具有如下的优点：
- 允许基站在颗粒度更小的预编码单元上进行预编码， 因而提高 了预编码的增益；
- 并且允许移动终端可以基于多个预编码单元的参考信号进行信 道估计， 从而避免了现有技术中移动终端只能在预编码颗粒度的内部所 限定的一个或多个时频资源块中进行信道估计的局限性， 因而提高了移 动终端信道估计的性能；
- 此外， 基站不需要向移动终端提供预编码颗粒度大小的指示信 息， 因此节省了相应的信令的开销；
- 在多 用 户 多 输入多 输出 （ Multi-User Multi-Input and Multi-Output, MU-MIMO )和多点协同处理（ Coordinate Multiple Points COMP ) 系统中， 该方案可以使得每一组基站和用户之间选择最优的 编码颗粒度而不用考虑协同基站或者终端的信道特性。 附图说明
通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描 述， 本发明的以上及其它特征、 目的和优点将会变得更加明显：
图 1示出了基于 SVD分解的多输入多输出（ Multiple Input Multiple Output, MIMO ) 系统中发射机和接收机的结构图；
图 2示出了在单层波束成形 （beamforming , BF ) 的条件下， 不同 的预编码颗粒度所对应的预编码性能；
图 3示出了经过初始预编码矩阵进行预编码操作后的信道的幅度的 绝对值；
图 4示出了经过初始预编码矩阵进行预编码操作后的信道的相位； 图 5示出了根据本发明的一个具体实施方式的方法流程图； 图 6中示出了相对于图 4的相位旋转后的信道曲线；
图 7和图 8分别示出了图 6的信道经过域变换后获取的时域响应的 信道曲线；
图 9示出了根据本发明的另一个具体实施方式的方法流程图； 图 10示出了根据本发明的一个具体实施方式的装置框图；
图 11示出了根据本发明的另一个具体实施方式的装置框图。
附图中， 相同或者相似的附图标识代表相同或者相似的部件。 具体实施方式
对 MIMO信道矩阵进行奇异值分解， 得到：
H, = VxD ( 2 ) 式 （2 ) 中， 1是预编码单元的序号， A是特征值矩阵， 也即， 奇异 值（singular value )矩阵， 是 ^的厄密共轭变换。 熟知地， SVD的加 权矩阵 ^和^并不是唯一的， 也即， 例如， 可以将 ^ 的第一列均 旋转 7T ± 2 后，等式（ 1 )仍然成立，或者将 和 的第一列均旋转 后，等式（1 )仍然成立，或者，将 和 的相同的一列均旋转 7T ± 2 后， 等式（1 )仍然成立。
以两个发射天线（TX )和两个接收（RX )天线为例， 图 3和图 4 是对于典型的空间信道模型（Spatial Channel Model, SCM), (每个子载 波）经过初始预编码矩阵进行预编码操作后的初始预编码信道在频域的 表示， 图 3示出了经过初始预编码矩阵进行预编码操作后的初始预编码 信道的幅度的绝对值； 图 4示出了经过初始预编码矩阵进行预编码操作 后的初始预编码信道的相位。
在图 3和图 4中， /2„表示天线 TX1到天线 RX1的信道的冲击响应， /¾2表示天线 TX1到天线 RX2的信道的冲击响应， ；^表示天线 TX2到天 线 RX1的信道的冲击响应； /¾2表示天线 TX2到天线 RX2的信道的冲击 响应。 信道矩阵为 = 在本实施例中， 基于公式（ 1 )对信道 h rl2l h〃22
矩阵进行 SVD分解后得到的 ^矩阵作为每个预编码单元所对应的信道 的初始预编码矩阵。 则初始预编码信道为 Hlp0 = H x = U1D1V1 HV1 = UXDX , 其中下标中的 i=0, 1 , 2, 3... 120, 代表预编码的颗粒度的序号， ρθ表 示初始的预编码信道。
在图 3和图 4中， 使用基于 DFT的信道估计算法估计信道的参数。 很容易看出， 初始预编码信道的幅度的绝对值是相干的 /平滑的， 而在相 位曲线中存在一些跳变点或者跳变片段。 不仅如此， 初始预编码信道的 一列 （例如一个特征向量）具有相同的跳变片段。
值得注意的是， 在图 3和图 4中， 使用每个子载波采用不同的 SVD 分解方式所对应的预编码子信道进行说明， 也即， 图 3和图 4中示出的 预编码的颗粒度为 1 个子载波。 对于对每个资源块 （Resource Block, RB )进行预编码，可能的跳变点出现在两个相邻的资源块的边缘处之间。 当预编码单元包括多个资源块时， 可能的跳变点出现在两个相邻的预编 码单元的边缘处之间。
以下， 从不同的实施方式的角度， 具体说明本发明中如何补偿由于 采用预编码矩阵破坏的信道的相干性。 A. 使预编码信道保持相干性
方案一： 相位旋转
以下， 首先以预编码单元包括一个子载波为例对本发明进行具体的 说明， 本领域技术人员可以理解， 预编码单元可以包括多个子载波， 例 如， 一个或多个资源块。 在 OFDM系统中， 每个资源块包括 12个子载 波。
首先， 获取信道状态信息。 对于 TDD系统， 基站 1可以根据接收 到的移动终端 2发送的上行参考信号进行下行信道的估计， 以获取信道 矩阵； 在 FDD系统中， 移动终端 2测量下行信道， 并将测得的下行信 道反馈给基站 1 , 因此， 基站 1获取下行信道矩阵。
然后， 基站 1根据该下行信道矩阵进行矩阵分解， 以获取初始预编 码矩阵。 在优选的实施例中， 采用 SVD分解获取初始预编码矩阵 V。 在 一个变化的实施例中， 也可以采用 QR分解， 得到初始预编码矩阵 Q。 其中 Q表示一个正交矩阵， R表示一个上三角矩阵。 注意到， 这些矩阵 分解的解不唯一。 因此， 得到的对应的预编码矩阵也不唯一。
然后， 采用相位旋转矩阵， 用于保持以与多个不同的预编码单元所 对应的初始预编码矩阵进行预编码的信道的相干性， 因此， 新的预编码 矩阵表示为：
Ft = V1G1 ( 3 ) 式 （3 ) 中， 是一个对角矩阵， 用于调整初始预编码信道 的 相位， 使得多个预编码的单元之间的信道相干性得以恢复。
图 5示出了根据本发明的一个具体实施方式的方法流程图。
在步骤 S50中，基站 1检测各个子载波上的初始预编码信道的相位， 并获取每一个子载波的相邻的子载波上的初始预编码信道的相位。 例 如， 基站 1希望考察一个子载波所对应的相位， 以下， 将该子载波称为 目标子载波。
然后， 在步骤 S51中， 基站 1将目标子载波上的初始预编码信道的 相位与该目标子载波的相邻子载波， 可选地， 取与该目标子载波的前一 个子载波上的校正（初始）预编码信道的相位之间的差值与 （-2 r ,- r A Γ,2 Γ ) 进行比较。 如果该差值与 0或者 ± 2ττ最接近， 表示该目标子载波 上的初始预编码信道的相位相对于前一个子载波上的校正（初始）预编 码信道的相位未发生相位的跳变； 反之， 如果该差值与 ± 7Γ最接近， 表示 该目标子载波上的初始预编码信道的相位相对于前一个子载波上的校 正 （初始）预编码信道的相位发生了跳变。 例如， i取 1 所对应的初始 预编码信道中， 和/ 21的相位相对于 i取 0所对应的初始预编码信道中，
/2„和/721的相位的差值最接近^ ,而 i取 1所对应的初始预编码信道中， /¾2 和/ ¾2的相位相对于 i取 0所对应的初始预编码信道中， /¾2和 /¾2的相位的
- 1 0
差值最接近 2 , 则构造对角矩阵 使得 因此， 由经过对
0 1
角矩阵 G7变换后预编码矩阵所加权的校正预编码信道 1;71 , 使得 1;71与 之间连续， 下标 pi表示校正预编码信道。 然后， 将第 2个子载波上 的初始预编码信道的相位与已经校正的第 1个子载波上的初始预编码信 道的相位进行比较。 一般地， Hlpl = H VG, = U D V 'VG, = U D G1 , 使 得第 i个预编码单元的校正预编码矩阵的相位与第 i-1个预编码单元的校 正预编码矩阵的相位连续。
当预编码单元包括多个子载波， 因为在同一个预编码单元中的各个 子载波所采用的预编码矩阵相同， 因此， 我们可以仅取出不同预编码单 元中的具有相同的单元内序号的子载波所对应的预编码信道进行比较。 例如， 在步骤 S50，中， 基站 1检测每个预编码单元中的第 1个子载波上 的初始预编码信道的相位。 然后， 才艮据第 i个预编码单元中的第 1个子 载波上的初始预编码信道的相位与第 i-1个预编码单元中的第 1个子载 波上的校正（初始）预编码信道的相位的比较结果， 如果发现相位不连 续， 在步骤 S51，中， 相应地调整第 i个预编码单元中的每一个子载波的 预编码信道的相位。
图 6中示出了相对于图 4的相位旋转后的信道曲线。
由于移动环境的复杂性， 通常从发射机到接收机的信号包含有反 射、 衍射和绕射等多种信号成分， 不同信号成分到达接收机的强度、 时 间和方向不同， 并且在不同环境下差别很大。 由于不同多径分量的不同 到达时间， 造成接收信号的时域展宽。 多径传播的基本特征是到达接收 机的各路发射信号具有不同的衰减因子和时延， 接收信号在时域内的扩 展称为时延扩展， 它直接反映了信道的频域选择性（信号的不同频谱携 带不同的功率）， 时延扩展定义为多条路径中最大的时延。 因此， 我们 进一步地观察带有相位旋转的预编码信道， 也即校正预编码信道的时域 特性。
进一步比较带有相位旋转的预编码信道和未经预编码的信道的统 计特性。 考虑到频域的信道相干性， 本文使用带有相位旋转的每个资源 块预编码以近似于更加实际的场景。 带有相位旋转的预编码信道被转换 到时域（相对于 10个资源块资源分配的 120点 IFFT ),以观察统计特性， 如图 7和 8所示。
如图 7和 8所示， 经预编码的校正预编码信道具有与未经预编码的 原始 （raw )信道十分相似的统计特性。 因此， 用户设备可以在分配的 资源上进行信道估计， 以确定预编码信道的参数。
在方案一中， 我们选取 时， 主要是以频域上的不同的子载波进行 划分的。 例如上述的例子中， 我们以预编码颗粒度中的一个或多个子载 波与相邻的预编码颗粒度中的一个或多个子载波之间的初始预编码信 道冲击响应作为比较的对象， 以进行校正。 除频域之外， 如果需要， 相 位旋转操作也可以考虑时域相干性。 也即， 考察预编码颗粒度中的一个 或多个符号（ symbol ) (时隙也即 Time Slot, TS或子帧 Subframe )与相 邻的预编码颗粒度中的一个或多个符号 （时隙或子帧）之间的相干性。 为保持不同预编码颗粒度之间的时域相干性， 所进行的操作与保持频域 相干性的操作完全近似。 当然， 校正以保持时域相干性的操作可以在校 正以保持频域相干性的操作之后进行， 也可以单独进行。 方案二： 幅度平滑
首先， 获取信道状态信息。 对于 TDD系统， 基站 1可以根据接收 到的移动终端 2发送的上行参考信号进行下行信道的估计， 以获取信道 矩阵； 在 FDD系统中， 移动终端 2测量下行信道， 并将测得的下行信 道反馈给基站 1 , 因此， 基站 1获取下行信道矩阵。
然后， 基站 1根据该下行信道矩阵进行矩阵分解， 以获取初始预编 码矩阵。 在优选的实施例中， 采用 SVD分解获取初始预编码矩阵 V。 在 一个变化的实施例中， 也可以采用 QR分解， 得到初始预编码矩阵 Q。 其中 Q表示一个正交矩阵， R表示一个上三角矩阵。 注意到， 这些矩阵 分解的解不唯一。 因此， 得到的对应的预编码矩阵也不唯一。
除相位旋转外， 如果需要， 矩阵 也可以用于平滑初始预编码信道 的幅值。 以下， 参考图 9, 对基于 FFT的平滑方案进行具体描述。 相位 平滑可以在以多个预编码颗粒度所对应的初始预编码信道所组成的一 个整体初始预编码信道的中进行，我们以 „^ec。^表示该整体的初始预 编码信道矩阵。
首先， 在步骤 S90中， 基站 1对信道 进行傅立叶逆变换 ( Inverse Fast Fourier Transform, IFFT )操作, 获取到时域的信道冲击 相应 h;
然后， 在步骤 S91中， 基站 1将 h截断， 仅保留某个长度 (例如循 环前缀的长度 Cyclic Prefix, CP ), 并对所剪掉的点填零， 获得/
例如， 基站 1可以根据希望得到的最大多径时延， 仅保留希望得到 的最大多径时延所对应的时间点之前的/ ί中的点， 而将剩余的其他点全 部填零。 也即， 相当于缩短了时域的最大多径时延。 而时域的最大多径 时延越短， 频域的信道的幅度越平滑。
然后， 在步骤在步骤 S92中， 基站 1对 /ί 进行傅立叶变换（Fast Fourier Transform , FFT ) , 恢复平滑的信道 Η
然后， 在步骤 S93中， 根据获取的
Figure imgf000012_0001
得到校正矩阵
其中， G = H i¾ (UD) ( 4 )
式 ( 4 ) 中 , · /表示标量除 (scalar quantity division,element-wise division), 表示对矩阵里面的每一个元素抽取出来的， 每一个元素在多 个预编码单元里面的值^标量除。
在方案二中， 我们选取 G时， 主要是以频域上的不同的子载波进行 划分的。 除频域之外， 如果需要， 幅度平滑操作也可以考虑时域相干性。 也即， 考察预编码颗粒度中的一个或多个符号 （时隙或子帧） 与相邻的 预编码颗粒度中的一个或多个符号 （时隙或子帧）之间的相干性。 为保 持不同预编码颗粒度之间的时域相干性， 所进行的操作与保持频域相干 性的操作完全近似。 当然， 校正以保持时域相干性的操作可以在校正以 保持频域相干性的操作之后进行， 也可以单独进行。 方案三： 相位旋转与幅度平滑的结合
在一个变化的实施例中， 可以将方案一与方案二结合起来对初始预 编码矩阵进行校正。
例如， 可以在相位旋转的操作后， 对相位旋转后的矩阵再进行幅度 平滑的操作。 以进一步提高预编码矩阵的相干性。
情形 A对终端是完全透明的， 移动终端 2上不需要进行任何改动。 因为在校正后的预编码矩阵加权下的校正预编码信道满足相干性， 因此， 在三种方案下， 移动终端 2均可以跨不同的预编码颗粒度进行联 合信道估计。
B. 使预编码信道的特征值矩阵保持相干性
矩阵（^可以被用来平滑预编码信道的特征值矩阵 Α·, 而不是 im, 即使得 D,G,成为一个平坦衰落的对角阵。
具体地， 可以先对初始预编码矩阵 ί >进行线性变换， 例如左乘 U 的逆矩阵 然后， 参照情形 Α中的方案一或方案二或方案三， 进行 后续的操作。 注意到， 当采用方案二进行幅度校正时， 公式 （4 )
G = H—. /(UD) 需要进行修正， 修正后的公式（5 ) 为 G = H ί¾ · /ϋ
由于幅值被调整 这一特征值矩阵的平滑的方案实际上是一种功率 分配算法。
因为在校正后的预编码矩阵加权下的校正预编码信道满足相干性， 因此， 移动终端 2可以跨不同的预编码颗粒度进行联合信道估计。 以下， 从装置的角度， 对本发明进行具体的描述。 图 10 示出了根 据本发明的一个具体实施方式的装置框图。 图 10中的处理装置 10位于 基站 1 中， 处理装置 10包括初始预编码矩阵获取装置 100, 校正装置 101 , 发送装置 102。 其中， 校正装置 101还包括第一校正矩阵获取装置 1010,旋转装置 1011 ,第二校正矩阵获取装置 1012, 幅度调整装置 1013 和特征值矩阵获取装置 1014。
以下， 首先以预编码单元包括一个子载波为例对本发明进行具体的 说明， 本领域技术人员可以理解， 预编码单元可以包括多个子载波， 例 如， 一个或多个资源块。 在 OFDM系统中， 每个资源块包括 12个子载 波。
首先， 初始预编码矩阵获取装置 100获取信道状态信息。对于 TDD 系统， 初始预编码矩阵获取装置 100可以根据接收到的移动终端 2发送 的上行参考信号进行下行信道的估计， 以获取信道矩阵； 在 FDD 系统 中， 移动终端 2测量下行信道， 并将测得的下行信道反馈给初始预编码 矩阵获取装置 100, 因此， 基站 1获取下行信道矩阵。
然后， 初始预编码矩阵获取装置 100根据该下行信道矩阵进行矩阵 分解， 以获取初始预编码矩阵。 在优选的实施例中， 采用 SVD分解获 取初始预编码矩阵 V。 在一个变化的实施例中， 也可以采用 QR分解， 得到初始预编码矩阵 Q。 其中 Q表示一个正交矩阵， R表示一个上三角 矩阵。 注意到， 这些矩阵分解的解不唯一。 因此， 得到的对应的预编码 矩阵也不唯一。
然后， 采用校正矩阵， 用于保持以与多个不同的预编码单元所对应 的初始预编码矩阵进行预编码的信道的相干性， 因此， 新的预编码矩阵 表示为：
Ft = V1G1 ( 3 ) 式（3 )中， 可以是一个对角矩阵， 用于调整初始预编码信道 ί/^Α· 的相位， 使得多个预编码的单元之间的信道相干性得以恢复。 方案 I相位旋转
首先， 校正装置 101 中的第一校正矩阵获取装置 1010检测各个子 载波上的初始预编码信道的相位， 并获取每一个子载波的相邻的子载波 上的初始预编码信道的相位。 例如， 基站 1希望考察一个子载波所对应 的相位， 以下， 将该子载波称为目标子载波。
然后， 将目标子载波上的初始预编码信道的相位与该目标子载波的 相邻子载波， 可选地， 取与该目标子载波的前一个子载波上的校正（初 始 ")预编码信道的 4目位之间的差值与 ( -2π ,-π , 0, π ,2π ) 进 #1^匕交。 果该差值与 0或者 ± 2ττ最接近， 表示该目标子载波上的初始预编码信道 的相位相对于前一个子载波上的校正（初始）预编码信道的相位未发生 相位的跳变； 反之， 如果该差值与 ± ;τ最接近， 表示该目标子载波上的初 始预编码信道的相位相对于前一个子载波上的校正（初始）预编码信道 的相位发生了跳变。例如， i取 1所对应的初始预编码信道中， 和/ 721的 相位相对于 i取 0所对应的初始预编码信道中， 和/ z21的相位的差值最 接近 Γ , 而 i取 1 所对应的初始预编码信道中， /¾2和/ ¾2的相位相对于 i 取 0所对应的初始预编码信道中， /¾2和/ ¾2的相位的差值最接近 2 , 则
- 1 0
构造对角矩阵 使得 因此， 由相位旋转装置 1011经过对
0 1
角矩阵 G7变换后预编码矩阵所加权的校正预编码信道 1;71 , 使得 1;71与 之间连续， 下标 pi表示校正预编码信道。 然后， 将第 2个子载波上 的初始预编码信道的相位与已经校正的第 1个子载波上的初始预编码信 道的相位进行比较。 一般地， Hlpl = H VG, = U D V 'VG, = U D G1 , 使 得第 i个预编码单元的校正预编码矩阵的相位与第 i-1个预编码单元的校 正预编码矩阵的相位连续。
然后， 发送装置 102将经过第一校正装置校正后的预编码矩阵加权 数据或者导频， 以发送至移动终端 2。
当预编码单元包括多个子载波， 因为在同一个预编码单元中的各个 子载波所采用的预编码矩阵相同， 因此， 可以仅取出不同预编码单元中 的具有相同的单元内序号的子载波所对应的预编码信道进行比较。 例 如， 第一校正装置获取装置 1010检测每个预编码单元中的第 1个子载 波上的初始预编码信道的相位。 然后， 才艮据第 i个预编码单元中的第 1 个子载波上的初始预编码信道的相位与第 i-1个预编码单元中的第 1个 子载波上的校正（初始）预编码信道的相位的比较结果， 如果发现相位 不连续，相位旋转装置 1011相应地调整第 i个预编码单元中的每一个子 载波的预编码信道的相位。
图 6中示出了相对于图 4的相位旋转后的信道曲线。
由于移动环境的复杂性， 通常从发射机到接收机的信号包含有反 射、 衍射和绕射等多种信号成分， 不同信号成分到达接收机的强度、 时 间和方向不同， 并且在不同环境下差别很大。 由于不同多径分量的不同 到达时间， 造成接收信号的时域展宽。 多径传播的基本特征是到达接收 机的各路发射信号具有不同的衰减因子和时延， 接收信号在时域内的扩 展称为时延扩展， 它直接反映了信道的频域选择性（信号的不同频谱携 带不同的功率）， 时延扩展定义为多条路径中最大的时延。 因此， 我们 进一步地观察带有相位旋转的预编码信道， 也即校正预编码信道的时域 特性。
进一步比较带有相位旋转的预编码信道和未经预编码的信道的统 计特性。 考虑到频域的信道相干性， 本文使用带有相位旋转的每个资源 块预编码以近似于更加实际的场景。 带有相位旋转的预编码信道被转换 到时域（相对于 10个资源块资源分配的 120点 IFFT ),以观察统计特性， 如图 7和 8所示。
如图 7和 8所示， 经预编码的校正预编码信道具有与未经预编码的 原始 （raw )信道十分相似的统计特性。 因此， 用户设备可以在分配的 资源上进行信道估计， 以确定预编码信道的参数。
在方案 I中， 我们选取第一校正矩阵 时， 主要是以频域上的不同 的子载波进行划分的。 例如上述的例子中， 我们以预编码颗粒度中的一 个或多个子载波与相邻的预编码颗粒度中的一个或多个子载波之间的 初始预编码信道冲击响应作为比较的对象， 以进行校正。 除频域之外， 如果需要， 相位旋转操作也可以考虑时域相干性。 也即， 考察预编码颗 粒度中的一个或多个符号 （symbol ) (时隙也即 Time Slot, TS 或子帧 Subframe ) 与相邻的预编码颗粒度中的一个或多个符号 （时隙或子帧） 之间的相干性。 为保持不同预编码颗粒度之间的时域相干性， 所进行的 操作与保持频域相干性的操作完全近似。 当然， 校正以保持时域相干性 的操作可以在校正以保持频域相干性的操作之后进行， 也可以单独进 行。 方案 II： 幅度平滑
首先， 获取信道状态信息。 对于 TDD系统， 基站 1可以根据接收 到的移动终端 2发送的上行参考信号进行下行信道的估计， 以获取信道 矩阵； 在 FDD系统中， 移动终端 2测量下行信道， 并将测得的下行信 道反馈给基站 1 , 因此， 基站 1获取下行信道矩阵。
然后， 基站 1根据该下行信道矩阵进行矩阵分解， 以获取初始预编 码矩阵。 在优选的实施例中， 采用 SVD分解获取初始预编码矩阵 V。 在 一个变化的实施例中， 也可以采用 QR分解， 得到初始预编码矩阵 Q。 其中 Q表示一个正交矩阵， R表示一个上三角矩阵。 注意到， 这些矩阵 分解的解不唯一。 因此， 得到的对应的预编码矩阵也不唯一。
除相位旋转外， 如果需要， 矩阵 也可以用于平滑初始预编码信道 的幅值。 以下， 参考图 9, 对基于 FFT的平滑方案进行具体描述。 相位 平滑可以在以多个预编码颗粒度所对应的初始预编码信道所组成的一 个整体初始预编码信道的中进行，我们以 „^ec。^表示该整体的初始预 编码信道矩阵。
首先， 第二校正矩阵获取装置 1012 中的傅立叶逆变换装置 （图中 未示出） 对信道 Hint precode进行傅立叶逆变换 ( Inverse Fast Fourier Transform, IFFT )操作， 获取到时域的信道冲击相应
然后， 第二校正矩阵获取装置 1012 中的截断装置 （图中未示出） 将/ ί截断， 仅保留某个长度 (例如循环前缀的长度 Cyclic Prefix, CP ), 并对所剪掉的点填零， hclip- 例如， 截断装置可以才艮据希望得到的最大多径时延， 仅保留希望得 到的最大多径时延所对应的时间点之前的 /ί中的点， 而将剩余的其他点 全部填零。 也即， 相当于缩短了时域的最大多径时延。 而时域的最大多 径时延越短， 频域的信道的幅度越平滑。 然后， 第二校正矩阵获取装置 1012 中的傅立叶变换装置 （图中未 示出）进行傅立叶变换（Fast Fourier Transform, FFT ), 恢复平滑的信 fl smooth')
然后， 第二校正矩阵获取装置 1012根据获取的
Figure imgf000018_0001
得到校正矩 阵
其中， G = H i¾ (UD) ( 4 )
式 ( 4 ) 中 , · /表示标量除 (scalar quantity division,element-wise division), 表示对矩阵里面的每一个元素抽取出来的， 每一个元素在多 个预编码单元里面的值^标量除。
然后， 幅度平滑装置 1013根据经过第二校正装置获取的第二校正 矩阵 G所校正后的预编码矩阵， 对初始预编码信道进行幅度平滑操作。
然后， 发送装置 101将以经过第二校正矩阵校正后的校正预编码矩 阵对数据和导频加权， 并发送至移动终端 2。
在方案 II中，我们选取 G时， 主要是以频域上的不同的子载波进行 划分的。 除频域之外， 如果需要， 幅度平滑操作也可以考虑时域相干性。 也即， 考察预编码颗粒度中的一个或多个符号 （时隙或子帧） 与相邻的 预编码颗粒度中的一个或多个符号 （时隙或子帧）之间的相干性。 为保 持不同预编码颗粒度之间的时域相干性， 所进行的操作与保持频域相干 性的操作完全近似。 当然， 校正以保持时域相干性的操作可以在校正以 保持频域相干性的操作之后进行， 也可以单独进行。 方案 III： 相位旋转与幅度平滑的结合
在一个变化的实施例中， 可以将方案 I与方案 II结合起来对初始预 编码矩阵进行校正。
例如， 可以在相位旋转的操作后， 对相位旋转后的矩阵再进行幅度 平滑的操作。 以进一步提高预编码矩阵的相干性。
上述这三种方案对终端是完全透明的， 移动终端 2上不需要进行任 何改动。
因为在校正后的预编码矩阵加权下的校正预编码信道满足相干性， 因此， 在这三种方案下， 移动终端 2均可以跨不同的预编码颗粒度进行 联 言道估计。
C. 使预编码信道的特征值矩阵保持相干性
矩阵（^可以被用来平滑预编码信道的特征值矩阵 Α·, 而不是 im, 即使得 D,G,成为一个平坦衰落的对角阵。
具体地， 参照图 11 , 特征值矩阵获取装置 1014可以先对初始预编 码矩阵 ί >进行线性变换， 例如左乘 U的逆矩阵 171。 然后， 参照情形 Α中的方案一或方案二或方案三， 进行后续的操作。 注意到， 当采用方 案二进行幅度校正时， 公式（4 ) G = H—. /(UD) 需要进行修正， 修正后 的公式 （5 ) 为 G = H i¾ * /D。
由于幅值被调整， 这一特征值矩阵的平滑的方案实际上是一种功率 分配算法。
因为在校正后的预编码矩阵加权下的校正预编码信道满足相干性， 因此， 移动终端 2可以跨不同的预编码颗粒度进行联合信道估计。 尽管在附图和前述的描述中详细阐明和描述了本发明， 应认为该 阐明和描述是说明性的和示例性的， 而不是限制性的； 本发明不限于 所上述实施方式。
那些本技术领域的一般技术人员可以通过研究说明书、 公开的内 容及附图和所附的权利要求书， 理解和实施对披露的实施方式的其他 改变。 在权利要求中， 措词 "包括" 不排除其他的元素和步骤， 并且 措辞 "一个" 不排除复数。 在发明的实际应用中， 一个零件可能执行 权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标 记不应理解为对范围的限制。

Claims

权 利 要 求 书
1. 一种在无线通信系统的基站中用于发送经预编码矩阵加权的 导频和 /或数据的方法， 基站获取信道状态信息， 包括以下步骤：
A. 对所述信道状态信息进行矩阵分解， 以获取初始预编码矩阵， 其中， 所述初始预编码矩阵不唯一；
B. 对所述初始预编码矩阵进行线性变换， 使得在经所述线性变 换后的预编码矩阵加权条件下的校正预编码信道的相关信息保持相 干性；
C. 向移动终端发送经所述变换后预编码矩阵加权的导频和 /或数 据。
2. 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 所述步骤 B包括以下步 骤：
B1. 4艮据在所述初始预编码矩阵加权条件下的初始预编码信道， 获取第一校正矩阵；
B2. 用所述第一校正矩阵对所述初始预编码矩阵进行线性变换， 使得在经所述第一校正矩阵线性变换后的预编码矩阵加权条件下的 所述校正预编码信道的相位保持连续。
3. 根据权利要求 2所述的方法，其中，所述步骤 B2之后还包括： B3. 根据期望的时域最大多径时延， 选取第二校正矩阵；
B4.用所述第二校正矩阵对所述相位保持连续的校正预编码信道 进行线性变换， 使得在经所述第二校正矩阵线性变换后的校正预编码 矩阵加权条件下的所述校正预编码信道的幅度平滑。
4. 根据权利要求 2或 3所述的方法， 其中， 所述初始预编码信 道包括多个预编码单元， 所述步骤 B1还包括：
- 获取在所述初始预编码信道中的目标预编码单元的相邻预编 码单元中， 在经各自的相邻预编码矩阵加权条件下的相邻预编码信道 的相位；
- 根据所述相邻预编码信道的相位， 调整在经所述目标预编码单 元所对应的目标预编码矩阵加权条件下的目标预编码信道的相位， 使 得所述目标预编码信道的相位与相邻预编码信道的相位保持连续。
5. 根据权利要求 4所述的方法， 其中， 所述预编码单元包括频 率资源和 /或时间资源。
6. 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 所述步骤 B还包括： ΒΓ. 根据期望的时域最大多径时延， 选取第二校正矩阵；
B2'. 用所述第二校正矩阵对所述初始预编码矩阵进行线性变换， 使得在经所述第二校正矩阵线性变换后的预编码矩阵加权条件下的 所述预编码信道的幅度平滑。
7. 根据权利要求 6所述的方法，其中，所述步骤 B2，之前还包括： - 才艮据在所述初始预编码矩阵加权条件下的初始预编码信道， 获 取第一校正矩阵；
- 用所述第一校正矩阵对所述初始预编码矩阵进行线性变换， 使 得在经所述第一校正矩阵线性变换后的预编码矩阵加权条件下的所 述校正预编码信道的相位保持连续；
所述步骤 B2，还包括： 用所述第二校正矩阵对所述相位保持连续 的校正预编码信道进行线性变换， 使得在经所述第二校正矩阵线性变 换后的校正预编码矩阵加权条件下的所述校正预编码信道的幅度平 /赏。
8. 根据权利要求 6或 7所述的方法，其中，在所述初始预编码矩 阵加权条件下的信道为初始预编码信道， 所述步骤 ΒΓ还包括：
B10，. 对所述初始预编码信道进行傅立叶逆变换以获取时域中的 信道响应；
Β1 Γ. 根据所述期望的时域最大多径时延， 截取所述时域信道响 应中的前面多个连续的点， 并将剩余的点填零， 以生成截断的时域信 道响应；
B12'. 对所述截断的时域信道响应进行傅立叶变化， 以获得所述 幅度平滑的预编码信道；
B13'. 将所述幅度平滑的预编码信道标量除以所述初始预编码信 道， 以获取所述第二校正矩阵。
9. 根据权利要求 1 所述的方法， 其中， 在所述初始预编码矩阵 加权条件下的信道为初始预编码信道， 所述相关信息包括信道的特征 值矩阵， 所述步骤 B还包括：
B1 ". 4艮据所述初始预编码信道， 获取初始预编码信道的特征值 矩阵；
B2". 调整所述特征值矩阵中的各个特征值的幅度， 使得所述特 征值矩阵的幅度平滑。
10. 根据权利要求 1至 9中任一项所述的方法， 其中， 所述步骤 A还包括：
- 对所述信道状态信息进行奇异值分解， 其中， 所述奇异值分解 结果中的右酉矩阵为所述初始预编码矩阵。
11. 根据权利要求 1至 9中任一项所述的方法， 其中， 所述步骤 A还包括：
- 对所述信道状态信息进行 QR分解， 所述 QR分解结果中的 Q 矩阵为所述初始预编码矩阵。
12. 一种在无线通信系统的基站中用于发送经预编码矩阵加权的 导频和 /或数据的处理装置， 其中， 基站获取信道状态信息， 包括： 初始预编码矩阵获取装置， 用于对所述信道状态信息进行矩阵分 解， 以获取初始预编码矩阵， 其中， 所述初始预编码矩阵不唯一； 校正装置， 用于对所述初始预编码矩阵进行线性变换， 使得在经 所述线性变换后的预编码矩阵加权条件下的校正预编码信道的相关 信息保持相干性；
发送装置， 用于向移动终端发送经所述变换后预编码矩阵加权的 导频和 /或数据。
13. 根据权利要求 12所述的处理装置，其中，所述校正装置包括： 第一校正矩阵获取装置，根据在所述初始预编码矩阵加权条件下 的初始预编码信道， 获取第一校正矩阵；
相位旋转装置， 用所述第一校正矩阵对所述初始预编码矩阵进行 线性变换， 使得在经所述第一校正矩阵线性变换后的预编码矩阵加权 条件下的所述校正预编码信道的相位保持连续。
14. 根据权利要求 12所述的处理装置， 其中， 所述校正装置还 包括：
第二校正矩阵获取装置， 根据期望的时域最大多径时延， 选取第 二校正矩阵；
幅度平滑装置， 用于用所述第二校正矩阵对所述初始预编码矩阵 进行线性变换， 使得在经所述第二校正矩阵线性变换后的预编码矩阵 加权条件下的所述预编码信道的幅度平滑。
15. 根据权利要求 12所述的处理装置， 其中， 在所述初始预编 码矩阵加权条件下的信道为初始预编码信道， 所述相关信息包括信道 的特征值矩阵， 所述校正装置还包括：
特征值矩阵获取装置， 用于根据所述初始预编码信道， 获取初始 预编码信道的特征值矩阵；
所述校正装置还用于， 调整所述特征值矩阵中的各个特征值的幅 度， 使得所述特征值矩阵的幅度平滑。
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