WO2010136461A1 - Télémètre absolu hyperfréquence de haute précision à dispositif de réflexion multi-etat - Google Patents

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    • G01S13/888—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for detection of concealed objects, e.g. contraband or weapons through wall detection

Definitions

  • the present invention relates to the field of microwave telemetry. It finds particular application in measuring the precision of the distance to a large number of objects and their relative movements.
  • Distance measurement between two objects can be achieved in many ways.
  • One well known technique is to install a radar or lidar system on one of the objects and to measure the distance to a reflector located on the other object.
  • the distance is generally obtained by the round trip time of a pulse or the difference in frequency between the transmitted wave and the wave received in the case of a FMCW system.
  • an interferometric device is preferably used to evaluate the displacement of an object from the scrolling of the interference fringes between a reference wave and a wave reflected by this object.
  • an interferometric device For certain industrial applications, especially for assembly lines, it is necessary to obtain position and / or displacement information for a large number of objects or points located on these objects.
  • a so-called "laser tracker” device capable of emitting a laser beam in a large number of directions and measuring the respective distances to a plurality of objects located in the beam scanning field.
  • a description of a laser tracker can be found in the international application WO-A-0109642.
  • Such a device is however very expensive and poorly suited to industrial environments in that it is particularly fragile and sensitive to dust, temperature, pressure, humidity and ambient light levels.
  • a high precision microwave range finder has been proposed in application FR-A-2920886 filed in the name of the present applicant.
  • this rangefinder makes it possible to measure only a relative displacement between two antennas and not the absolute distance to an object.
  • a first object of the present invention is therefore to provide an absolute rangefinder, that is to say a system capable of measuring the distance between two objects with a very high precision while being particularly robust and low cost.
  • a subsidiary object of the present invention is to provide the possibility of measuring distances almost simultaneously to a very large number of objects.
  • the present invention is defined by a distance measurement system from an antenna to a reflector in which said antenna is connected to a transmission / reception module, the signals transmitted and reflected by the antenna being transmitted to measurement means. adapted to measure, for a plurality of frequencies, a parameter equal to the complex ratio between the received wave and the wave emitted by the transmission / reception module, the system further comprising calculation means adapted to perform a transform of Inverse Fourier of this parameter to obtain a corresponding impulse response, and determining the time position of a signal peak in this response, a first time position being determined in a first differential impulse response obtained as the difference between a first impulse response relative at a first configuration where the reflector is in a first radio state and a impulse response relative to a second configuration where the reflector is in a second radio state, said distance being determined from said first time position and a second time position corresponding to reflection on said transmitted wave antenna.
  • the second temporal position can be obtained by the calculation means such as that of the first peak appearing in the first or the second impulse response.
  • a second differential impulse response is obtained as difference between a second impulse response relative to a third configuration where said antenna is obscured and a fourth configuration where it is not obscured, the second time position being obtained by the calculation means such as that of the first peak appearing in the second impulse response differential.
  • the fourth configuration may for example be identical to the first or second configuration.
  • the reflector can first be of the passive type.
  • passive reflector it comprises an antenna and a switch for connecting this antenna to a first or a second impedance, the first radio state corresponding to a connection of this antenna to the first impedance and the second radio state at a connection of this antenna to a second impedance.
  • the latter comprises a polarization switching antenna, the first radioelectric state of the reflector corresponding to a first polarization direction of this antenna and the second radioelectric state corresponding to a second polarization direction of this antenna.
  • the reflector may be of the active type.
  • active reflector it comprises a first antenna, a second antenna, a switch enabling connecting the first antenna to an impedance or the input of an amplifier, the output of this amplifier being connected to said second antenna.
  • active reflector it comprises a first antenna, a second antenna, the first antenna being connected to the input of a variable gain amplifier, the output of this amplifier being connected to said second antenna the gain of the amplifier being selectable from a first gain value to a second gain value.
  • said first temporal position is obtained by the computing means as the time position of the peak of greater intensity appearing in the first differential impulse response.
  • the invention also relates to a method for measuring the distance from an antenna to a reflector, in which the antenna transmits a wave and receives it after reflection on the reflector, and wherein:
  • a first impulse response in a first configuration where the reflector is in a first radio state a second impulse response in a second configuration where the reflector is in a second radio state
  • a first differential pulse response is deduced as the difference between the first and second impulse responses; a time position of a signal peak in the first differential pulse response, called the first time position;
  • the second temporal position can be obtained as that of the first peak appearing in the first or the second impulse response.
  • a second differential impulse response is obtained as the difference between a third impulse response relating to a third configuration where said antenna is obscured and a fourth configuration where it is not obscured, the second time position then being obtained as that of the first peak appearing in the second differential impulse response.
  • the first to fourth impulse responses are preferably obtained by inverse Fourier transform of the complex ratio between the received electromagnetic wave and the emitted electromagnetic wave, measured for a plurality of frequencies, respectively in the first to fourth configurations.
  • said first temporal position is obtained as the time position of the peak of greater intensity appearing in the first differential impulse response.
  • Fig. 1 schematically illustrates a distance measuring system according to a first embodiment of the invention
  • Fig. 2 represents a microwave system equivalent to the system of FIG. 1;
  • Figs. 3A to 3D show exemplary embodiments of the reflector used in the system of FIG. 1;
  • Figs. 4A and 4B schematically represent two variants of a distance measuring method using the system of FIG. 1;
  • Fig. 5 schematically illustrates a distance measuring system according to a second embodiment of the invention
  • Fig. 6 shows an exemplary timing diagram of the antenna and reflector control signals of FIG. 5.
  • the idea underlying the invention is to use a microwave system comprising a first antenna and at least one reflector with two radio states, installed on the object whose distance is to be measured.
  • the reflection coefficient of the reflector is different depending on whether it is in the first or second radio state.
  • the distance between the antenna and the reflector can be obtained using the parameters S of the microwave system, measured a first time when the reflector is in a first radio state and a second time when the reflector is in a second radio state.
  • FIG. 1 shows a distance measuring system according to an embodiment of the invention.
  • This system 100 comprises an antenna 111 and a reflector 112 installed on the object 102 whose distance is desired.
  • the reflector can take at least two possible radio states as detailed below.
  • the antenna 111 is connected to a duplexer 130 by a coaxial cable 120, the duplexer itself being connected at the input / output to a transmission / reception module 140.
  • the transmission / reception module 140 is furthermore connected to means for measuring parameters S, 160, for example a network analyzer, and supplies them to the calculation means 170.
  • the system 100 finally comprises control means 180 controlling the transmission / reception modules, the measurement means 160 and In a particular embodiment, the control means 180 also make it possible to control the radio state of the reflector, for example to switch the reflector from a first to a second radio state.
  • the assembly consisting of the duplexer 130, the coaxial cable 120, the antenna 111, the reflector 112 and the environment located between the antenna and the reflector, shown in broken lines, can be considered as a Q quadrupole looped on a load Z.
  • the diagram of the equivalent microwave system has been shown in FIG. 2.
  • the quadrupole Q has a first input e x and a first output S 1 respectively corresponding to the output and to the input of the transmission / reception module 140.
  • the second output S 2 of the quadripole corresponds to the wave received on the reflector and the second input e 2 to that returned by the latter to the antenna.
  • the reflector is itself modeled by the load Z. It is recalled that the parameters S of a quadrupole are defined by:
  • Uf 1 and Ci 2 are the complex amplitudes of the incoming waves at e x and e 2
  • b x and b 2 are the complex amplitudes of the outgoing waves at S 1 and S 2 .
  • the S parameters are equivalently the coefficients of the quadrupole dispersion matrix.
  • the measurement means 160 determine the parameter S 11 of the microwave system by injecting a signal into e x by measuring the amplitude and the phase of the outgoing wave at S 1 .
  • the parameter S 11 is measured at a plurality of frequencies f x , f 2 ,..., F N , equidistributed with a frequency interval ⁇ /. More precisely, let it successively transmits waves at these different frequencies, either one transmits a broadband signal whose frequency components are known to f x, f 2, ... f N. In both cases, the complex parameter S 11 according to (1) is measured at the frequencies f x , f 2 , ..., f N.
  • this impulse response has, in addition to a signal peak corresponding to the propagation in a straight line on the return path between the antenna 111 and the reflector 112, a plurality of parasitic peaks due to multi - objects, that is to say, reflections of the signal on elements of the environment.
  • Fig. 3A schematically illustrates a first embodiment of the reflector 112.
  • the reflector is of the passive type. It consists of an antenna 310, for example a horn antenna or a patch antenna, equipped with a switch 320 for switching the output of the antenna on two different impedances.
  • the output of the antenna is connected, in a first switching position, to a load, 330, of 50 ⁇ and, in a second switching position, is placed in open circuit (infinite impedance).
  • the reflector has a different reflection coefficient according to the impedance that is connected to the antenna 310.
  • Fig. 3B shows a second embodiment of the reflector 112, also passive type.
  • the reflector 310 comprises a polarization switching antenna, for example a first elementary antenna 311, having a first polarization direction and a second elementary 312 having a second polarization direction orthogonal to the first polarization direction.
  • a polarization switching antenna for example a first elementary antenna 311, having a first polarization direction and a second elementary 312 having a second polarization direction orthogonal to the first polarization direction.
  • a switch 320 comprises a first elementary switch 321 and a second elementary switch 322 respectively connected to the outputs of the first and second elementary antennas.
  • the two switches operate here symmetrically: in a first switching position, the output of the elementary antenna 321 is connected to an impedance, 330, of 50 ⁇ and that of the elementary antenna 322 is in open circuit, and in a second switching position these connections are reversed.
  • the reflection coefficient of the reflector varies as a function of the switching position. .
  • Fig. 3C shows a third embodiment of the reflector 112, of the active type.
  • a reflector is an active type, a reflector amplifying the received wave before reflecting it.
  • the reflector 112 comprises a first antenna 315, a switch 320 switching the output of the first antenna, either on an impedance, 330, for example a load of 50 ⁇ , or on the input of a microwave amplifier 340, whose output is connected to a second antenna, 316.
  • this reflector is passive in one state and active in the other. More specifically, in a first switching position of the switch 320, the reflection coefficient of the reflector has a module less than 1 (connection to the impedance) and in a second switching position of this switch, the reflection coefficient of the reflector has a module greater than 1.
  • Fig. 3D represents a fourth embodiment of the reflector 112, of active type.
  • the reflector 112 again comprises a first antenna 315, connected to the input of a microwave amplifier 340, the output of the amplifier being connected to a second antenna, 316.
  • the signal received by the first antenna is returned after amplification by the second antenna.
  • the amplifier 340 is variable gain and its gain can be controlled to switch from a first gain value to a second gain value.
  • the reflector has two radio states corresponding to two different amplification levels.
  • the switch 320 may be an electromechanical or even microelectromechanical switch (MEMS) or a PIN diode RF switch, well known to those skilled in the art.
  • MEMS microelectromechanical switch
  • PIN diode RF switch PIN diode RF switch
  • the reflector in particular the switch 320 and, where appropriate the amplifier 340, may be powered by an autonomous power source such as a battery or a battery fitted to the reflector or by an external power source.
  • an autonomous power source such as a battery or a battery fitted to the reflector or by an external power source.
  • this bus can also supply the reflector.
  • the supply of the reflector will be directly ensured by the incident electromagnetic wave.
  • the signal received by the antenna 310 (or 311, 312, 315) is rectified and allows to load a capacity, according to the same principle that the power of a conventional radio-tag (RFID tag).
  • the switching can be performed in synchronous or asynchronous mode.
  • the switching is controlled by the control means 180 by means of a switching signal which can be transmitted to the reflector wired or RF.
  • the switch signal may in particular be in the form of a clock signal.
  • Fig. 4A schematically illustrates a method of distance measurement using the system of FIG. 1.
  • the antenna 111 emits an electromagnetic wave, possibly polarized as explained above.
  • step 410 the impulse response of the system is measured when the reflector is in a first radio state, then, at 420, when it is in a second radio state. A first and a second impulse response are thus obtained, the difference of which is calculated to obtain a differential impulse response at 425. The peak corresponding to the reflector is then determined as the peak of greater intensity present in this differential impulse response.
  • the first or second impulse response also reveals a peak close to the instant of emission, which corresponds to the reflection of the wave on the antenna 111. In general, this peak emerges from parasitic reflections and noise. , so that one can determine its temporal position X ⁇ NT without ambiguity, in step 430. Although located here after step 420, it will be understood that this measurement can intervene when one has a impulse response, regardless of the state of the reflector.
  • step 440 the distance D between the antenna 111 and the reflector 112 is calculated by means of the expression:
  • the delay ⁇ translates not only the round trip delay from the antenna to the reflector but also the delays due to the propagation in the microwave components, namely for the most part the coaxial cable, the duplexer and the transmission / reception module.
  • the delay X ⁇ NT only represents the delay of propagation in the microwave components. This gives a very accurate estimate of the distance between the antenna and the reflector, regardless of the characteristics of the microwave components used. In addition, this distance measurement is insensitive to any drift that may affect the characteristics of the microwave components, either because of thermal fluctuations or because of their aging.
  • the expression (2) gives the distance between the phase center of the antenna 111 and the reflector 112.
  • the physical distance between the antenna 111 and the object supporting this antenna is deduced from D and the position of the reflector on the object. It will be possible, if necessary, to determine once and for all the distance offset between the reflector and the object.
  • FIG. 4B When the peak corresponding to the reflection on the antenna 111 is poorly distinguishable from the noise or parasitic reflection peaks in the impulse response, the variant of FIG. 4B.
  • This variant differs from that of FIG. 4A in that, in a first preliminary 405, for example a calibration step, the antenna 111 is occulted either by disconnecting it or by closing it by means of a reflecting plate. The impulse response of the system is then measured in this concealed configuration.
  • Steps 410 to 425 are identical to those in FIG. 4A and their description will be omitted here.
  • a second differential pulse response is calculated as the difference between the first (or second) impulse response with the impulse response in concealed configuration. Then, in step 430, the position of the peak corresponding to the antenna 111 in the second differential impulse response is determined. More generally, the second differential pulse response will be obtained as the difference between a third impulse response relating to a configuration in which the antenna is obscured and a fourth impulse response relating to a configuration in which the antenna is unobstructed. The case described supra corresponds to the particular case where the fourth configuration is identical to the first or the second configuration.
  • the parasitic reflection peaks of the microwave system appearing before that of the reflection on the antenna are eliminated in the second differential pulse response. It is therefore possible to determine the peak corresponding to the antenna 111, without propagation in the free space, such as the one having the smallest time delay in the second differential pulse response. Its temporal position gives the value ⁇ ⁇ NT above.
  • the distance D is calculated in 440, as before, from the expression (2).
  • the distance measuring method shown in FIG. 4A is implemented by the system of FIG. 1 as follows: In steps 410 and 420, the measuring means 160 determine the parameter S 11 for a plurality of frequencies f x , f 2 , ..., f N. We will note respectively SnCO,
  • the calculation means 170 obtain the first differential impulse response by performing the inverse Fourier transform of the complex difference S [ ⁇ (II) -S 1 ⁇ (I). According to one variant, the inverse Fourier transform is calculated for each of the parameters S 1 (I), S [ ⁇ (II), and the difference of the transforms s n r (II) -s n r (I) is then calculated in the time domain to obtain the first differential impulse response.
  • the calculation means 170 determine the temporal position, ⁇ , of the peak (or peak of higher intensity) in the first differential response. They also determine the temporal position, X ANT , of the reflection peak on the antenna 111 in the first or the second impulse response. Finally, they deduce the distance D by means of expression (2).
  • the measuring means 160 determine the parameter S 11 for the plurality of frequencies f x , f 2 ,..., F N , during the step 405. It will be noted
  • the calculation means 170 obtain the second differential impulse response by performing the inverse Fourier transform of the complex difference Sl 1 (III) -Sl 1 (I) or Sl 1 (III) -Sl 1 (I). Alternatively, they first calculate the inverse Fourier transform of Sl 1 (JIT), noted s u r (III), the second differential impulse response, s u r (III) -s u r (II), then being obtained by difference in the time domain.
  • the second differential impulse response will be obtained as the difference between a third impulse response relating to a configuration where the antenna is obscured and a fourth impulse response relating to a configuration in which the antenna is unobstructed.
  • Fig. 5 schematically shows a distance measuring system according to a second embodiment of the invention.
  • This system makes it possible to measure a plurality of distances between a set of M antennas 511 and P reflectors 512.
  • Each reflector 512 can take two radio states.
  • the M antennas are identical and the P reflectors.
  • Each antenna is connected to a duplexer 530 by a coaxial cable 520.
  • the duplexers 530 are respectively connected to the transmission / reception modules 540.
  • the signals transmitted and received by the different antennas are transmitted to means for measuring parameters S, by for example a network analyzer 560, through a received signal switch 545 and an emitted signal switch 546.
  • Measured parameters S are processed by the calculation means 560.
  • Control means 580 control the transmit / receive modules 540, the switches 545 and 546, the measuring means 560, as well as the calculation means 570. respective radio states of the reflectors 512.
  • Each of the M antennas 511 is selected in turn.
  • the signal transmitted by the selected antenna is transmitted to the measuring means 560 via the switch 545.
  • the control means 580 successively place each of the reflectors 512 in the first and the second radio state. For each reflector, the signals respectively reflected in these two states are received by the selected antenna 510, and transmitted to the network analyzer 560 via the switch 546.
  • the switches 545 and 546 operate in parallel and select the same antenna.
  • the temporal position% ⁇ m m of the reflection peak on the antenna 511 in one of the impulse responses s TM ⁇ p ⁇ I) or s TM ⁇ p ⁇ II) can also, in order to obtain a better signal on noise, to sum the first impulse responses, that is to calculate or ⁇ s TM ' p (II), and
  • a second differential pulse response for determining the time position% ⁇ m m of the reflection peak on the antenna m.
  • this antenna is masked and the impulse response is obtained in the occulted configuration, denoted s TM (///) in the time domain. Then is subtracted from this response to the first or second pulse, in other words is calculated TM s (III) -s TM p (I) s or TM (III) -s TM p (II) obtained from any reflector p in either state.
  • the same operation can be performed in the frequency domain, and be followed by an inverse Fourier transform.
  • the distance between the antenna m and the reflector p is deduced by means of the following expression: . m, P - ⁇
  • the first antenna is selected and during period 620, the second antenna is selected.
  • the S TM ' P (I) and S TM' P (II) values are measured before and after the change of state.
  • the obtaining of the second differential pulse responses requires only 2 MP measurements of parameter S n (it being understood that each parameter measurement S n is performed at a plurality of frequencies).
  • the distance measuring system according to the first or second embodiment of the invention also makes it possible to determine the displacement of an object between two consecutive instants with respect to an antenna (first embodiment) or a plurality of antennas (second embodiment). To do this, it suffices to calculate the difference between the distances D or D m ' P measured respectively at these two instants.

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Abstract

La présente invention concerne un système de mesure de distance entre une antenne (111) et un réflecteur (112), comprenant un module d'émission/ réception (140), des moyens de mesure (160) pour mesurer un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et émise par ledit module d' émission/réception, ce pour une pluralité de fréquences, ainsi que des moyens de calcul (170) adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre et mesurer la position temporelle d'un pic dans la réponse impulsionnelle correspondante. Une première position temporelle d'un pic est mesurée dans une réponse impulsionnelle différentielle entre un premier et un second états radioélectriques du réflecteur. Une seconde position temporelle correspondant à la réflexion sur l'antenne est également mesurée et la distance est obtenue à partir des première et seconde positions temporelles.

Description

TELEMETRE ABSOLU HYPERFREQUENCE DE HAUTE PRECISION A DISPOSITIF DE RÉFLEXION MULTI-ETAT
DESCRIPTION
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention concerne le domaine de la télémétrie hyperfréquence . Elle trouve notamment application dans la mesure de précision de la distance à un grand nombre d'objets et de leurs déplacements relatifs.
ETAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE
La mesure de distance entre deux objets peut être obtenue de multiples façons. Une technique bien connue consiste à installer un système radar ou lidar sur l'un des objets et à mesurer la distance à un réflecteur situé sur l'autre objet. La distance est généralement obtenue par le temps de vol aller-retour d'une impulsion ou la différence de fréquence entre l'onde émise et l'onde reçue dans le cas d'un système FMCW.
La mesure du déplacement d'un objet par rapport à un autre peut être bien entendu obtenue par différence entre mesures de distance consécutives. Lorsqu'une précision élevée est requise, on utilise de préférence un dispositif interférométrique évaluant le déplacement d'un objet à partir du défilement des franges d' interférence entre une onde de référence et une onde réfléchie par cet objet. Pour certaines applications industrielles, notamment pour des chaînes d'assemblage, il est nécessaire d'obtenir des informations de position et/ou de déplacement d'un grand nombre d'objets ou de points situés sur ces objets. Il est connu d'utiliser pour ce faire un dispositif dénommé « laser tracker » capable d'émettre un faisceau laser dans un grand nombre de directions et de mesurer les distances respectives à une pluralité d'objets situés dans le champ de balayage du faisceau. On trouvera par exemple une description d'un laser tracker dans la demande internationale WO-A-0109642. Un tel dispositif est cependant très coûteux et peu adapté aux environnements industriels dans la mesure où il est particulièrement fragile et sensible à la poussière, aux variations de température, de pression, d'humidité et au niveau lumineux ambiant.
Un télémètre hyperfréquence de haute précision a été proposé dans la demande FR-A-2920886 déposée au nom de la présente demanderesse. Cependant ce télémètre permet de ne mesurer qu'un déplacement relatif entre deux antennes et non la distance absolue à un objet.
Un premier but de la présente invention est par conséquent de proposer un télémètre absolu, autrement dit un système capable de mesurer la distance entre deux objets avec une très haute précision tout en étant particulièrement robuste et de faible coût. Un but subsidiaire de la présente invention est de prévoir la possibilité de mesurer quasi-simultanément les distances à un très grand nombre d'objets. EXPOSE DE L'INVENTION
La présente invention est définie par un système de mesure de distance d'une antenne à un réflecteur dans lequel ladite antenne est reliée à un module d'émission/réception, les signaux émis et réfléchi par l'antenne étant transmis à des moyens de mesure adaptés à mesurer, pour une pluralité de fréquences, un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et l'onde émise par le module d'émission/réception, le système comprenant en outre des moyens de calcul adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre pour obtenir une réponse impulsionnelle correspondante, et à déterminer la position temporelle d'un pic de signal dans cette réponse, une première position temporelle, étant déterminée dans une première réponse impulsionnelle différentielle obtenue comme différence entre une première réponse impulsionnelle relative à une première configuration où le réflecteur est dans un premier état radioélectrique et une seconde réponse impulsionnelle relative à une seconde configuration où le réflecteur est dans un second état radioélectrique, ladite distance étant déterminée à partir de ladite première position temporelle et d'une seconde position temporelle correspondant à la réflexion sur ladite antenne de l'onde émise.
La seconde position temporelle peut être obtenue par les moyens de calcul comme celle du premier pic apparaissant dans la première ou la seconde réponse impulsionnelle . Selon une variante, une seconde réponse impulsionnelle différentielle est obtenue comme différence entre une seconde réponse impulsionnelle relative à une troisième configuration où ladite antenne est occultée et une quatrième configuration où elle n'est pas occultée, la seconde position temporelle étant obtenue par les moyens de calcul comme celle du premier pic apparaissant dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle.
La quatrième configuration peut être par exemple identique à la première ou seconde configuration. Le réflecteur peut tout d'abord être de type passif .
Selon un premier exemple de réalisation de réflecteur passif, celui-ci comprend une antenne et un commutateur permettant de connecter cette antenne à une première ou une seconde impédance, le premier état radioélectrique correspondant à une connexion de cette antenne à la première impédance et le second état radioélectrique à une connexion de cette antenne à une seconde impédance. Selon un second exemple de réalisation de réflecteur passif, celui-ci comprend une antenne à commutation de polarisation, le premier état radioélectrique du réflecteur correspondant à une première direction de polarisation de cette antenne et le second état radioélectrique correspondant à une seconde direction de polarisation de cette antenne.
Alternativement, le réflecteur peut être de type actif .
Selon un premier exemple de réalisation de réflecteur actif, celui-ci comprend une première antenne, une seconde antenne, un commutateur permettant de connecter la première antenne à une impédance ou à l'entrée d'un amplificateur, la sortie de cet amplificateur étant connectée à ladite seconde antenne.
Selon un second exemple de réalisation de réflecteur actif, celui-ci comprend une première antenne, une seconde antenne, la première antenne étant connectée à l'entrée d'un amplificateur de gain variable, la sortie de cet amplificateur étant connectée à ladite seconde antenne, le gain de l'amplificateur pouvant être commuté d'une première valeur de gain à une seconde valeur de gain.
Avantageusement, ladite première position temporelle est obtenue par les moyens de calcul comme la position temporelle du pic de plus forte intensité apparaissant dans la première réponse impulsionnelle différentielle .
L' invention concerne également une méthode de mesure de distance d'une antenne à un réflecteur, dans laquelle l'antenne transmet une onde et la reçoit après réflexion sur le réflecteur, et où l'on détermine :
- une première réponse impulsionnelle dans une première configuration où le réflecteur est dans un premier état radioélectrique ; une seconde réponse impulsionnelle dans une seconde configuration où le réflecteur est dans un second état radioélectrique ; et l'on déduit : une première réponse impulsionnelle différentielle comme différence entre les première et seconde réponses impulsionnelles ; - une position temporelle d'un pic de signal dans la première réponse impulsionnelle différentielle, dite première position temporelle ;
- une estimation de ladite distance à partir de la première position temporelle et d'une seconde position temporelle correspondant à la réflexion de l'onde sur ladite antenne.
La seconde position temporelle peut être obtenue comme celle du premier pic apparaissant dans la première ou la seconde réponse impulsionnelle.
Selon une variante, une seconde réponse impulsionnelle différentielle est obtenue comme différence entre une troisième réponse impulsionnelle relative à une troisième configuration où ladite antenne est occultée et une quatrième configuration où elle n'est pas occultée, la seconde position temporelle étant alors obtenue comme celle du premier pic apparaissant dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle . Les première à quatrième réponses impulsionnelles sont obtenues de préférence par transformée de Fourier inverse du rapport complexe entre l'onde électromagnétique reçue et l'onde électromagnétique émise, mesuré pour une pluralité de fréquences, respectivement dans les première à quatrième configurations .
Avantageusement, ladite première position temporelle est obtenue comme la position temporelle du pic de plus forte intensité apparaissant dans la première réponse impulsionnelle différentielle. L' invention concerne enfin un système de mesure de distance entre une pluralité M d'antennes et, respectivement, une pluralité P de réflecteurs dans lequel chaque antenne m = l,...,M est reliée à un module d'émission/réception, chaque antenne étant sélectionnée tour à tour, les signaux émis et reçus par chaque antenne étant respectivement transmis à des moyens de mesure via un premier et un second commutateurs, lesdits moyens de mesure étant adaptés à mesurer pour une pluralité de fréquences un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et l'onde émise par le module d'émission/réception, des moyens de calcul étant adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre pour déterminer la réponse impulsionnelle correspondante, et à mesurer la position temporelle d'un pic de signal dans cette réponse, une première position temporelle, étant mesurée pour chaque antenne et chaque réflecteur, dans une première réponse impulsionnelle différentielle obtenue comme une première réponse impulsionnelle relative à une première configuration où ledit réflecteur est dans un premier état radioélectrique et une seconde réponse impulsionnnelle relative à une seconde configuration où ledit réflecteur est dans un second état radioélectrique, une seconde position temporelle étant mesurée pour chaque antenne, ladite seconde position temporelle correspondant à la réflexion sur ladite antenne de l'onde émise, ladite distance entre ladite antenne et ledit réflecteur étant déterminée à partir desdites première et seconde positions temporelles. Le système de mesure peut en outre avantageusement comprendre des moyens de contrôle contrôlant le module d'émission/réception, les moyens de mesure, les moyens de calcul, les moyens de contrôle sélectionnant les antennes tour à tour et pilotant les états radioélectriques respectifs des réflecteurs.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, fait en référence aux figures jointes parmi lesquelles :
La Fig. 1 illustre schématiquement un système de mesure de distance selon un premier mode de réalisation de l'invention ;
La Fig. 2 représente un système hyperfréquence équivalent au système de la Fig. 1 ;
Les Figs . 3A à 3D représentent des exemples de réalisation du réflecteur utilisé dans le système de la Fig. 1 ;
Les Fig. 4A et 4B représentent schématiquement deux variantes d'une méthode de mesure de distance utilisant le système de la Fig. 1 ;
La Fig. 5 illustre schématiquement un système de mesure de distance selon un second mode de réalisation de l'invention ;
La Fig. 6 représente un exemple de chronogramme des signaux de contrôle des antennes et des réflecteurs de la Fig. 5. EXPOSE DETAILLE DE MODES DE REALISATION PARTICULIERS
L'idée à la base de l'invention est d'utiliser un système hyperfréquence comprenant une première antenne et au moins un réflecteur à deux états radioélectriques, installé sur l'objet dont on souhaite mesurer la distance. Le coefficient de réflexion du réflecteur est différent suivant qu' il est dans le premier ou le second état radioélectrique . La distance entre l'antenne et le réflecteur peut être obtenue à l'aide des paramètres S du système hyperfréquence, mesurés une première fois lorsque le réflecteur est dans un premier état radioélectrique et une seconde fois lorsque le réflecteur est dans un second état radioélectrique . Plus précisément, la Fig. 1 représente un système de mesure de distance selon un mode de réalisation de 1' invention .
Ce système 100 comprend une antenne 111 et un réflecteur 112 installé sur l'objet 102 dont on souhaite connaître la distance. Le réflecteur peut prendre au moins deux états radioélectriques possibles comme détaillé plus loin. L'antenne 111 est reliée à un duplexeur 130 par un câble coaxial 120, le duplexeur étant lui-même connecté en entrée/sortie à un module d'émission/réception 140.
Le module d'émission/réception 140 est en outre relié à des moyens de mesure de paramètres S , 160, par exemple un analyseur de réseau, et les fournit aux moyens de calcul 170. Le système 100 comprend enfin des moyens de contrôle 180 pilotant les modules d'émission/réception, les moyens de mesure 160 ainsi que les moyens de calcul 170. Dans un mode de réalisation particulier, les moyens de contrôle 180 permettent également de contrôler l'état radioélectrique du réflecteur, par exemple de commuter le réflecteur d'un premier à un second état radioélectrique .
L'ensemble constitué par le duplexeur 130, le câble coaxial 120, l'antenne 111, le réflecteur 112 ainsi que l'environnement situé entre l'antenne et le réflecteur, représenté en trait discontinu, peut être considéré comme un quadripôle Q bouclé sur une charge Z .
Le schéma du système hyperfréquence équivalent a été représenté en Fig. 2. Le quadripôle Q a une première entrée ex et une première sortie S1 correspondant respectivement à la sortie et à l'entrée du module d'émission/réception 140. La seconde sortie S2 du quadripôle correspond à l'onde reçue sur le réflecteur et la seconde entrée e2 à celle renvoyée par ce dernier à l'antenne. Le réflecteur est lui-même modélisé par la charge Z . On rappelle que les paramètres S d'un quadripôle, sont définis par :
- h . - b2 .
^21 r - h r . ^22 = BL a. a. a. a. :D
où Uf1 et Ci2 sont les amplitudes complexes des ondes entrantes en ex et e2 , bx et b2 sont les amplitudes complexes des ondes sortantes en S1 et S2. Les paramètres S sont de manière équivalente les coefficients de la matrice de dispersion du quadripôle.
Les moyens de mesure 160 déterminent le paramètre S11 du système hyperfréquence en injectant un signal en ex en mesurant l'amplitude et la phase de l'onde sortante en S1. Le paramètre S11 est mesuré à une pluralité de fréquences fx,f2,...,fN , équidistribuées avec un intervalle fréquentiel δ/ . Plus précisément, soit on transmet successivement des ondes à ces différentes fréquences, soit l'on transmet un signal large bande dont on connaît les composantes fréquentielles à fx,f2,...,fN . Dans les deux cas, on mesure le paramètre complexe S11 selon (1) aux fréquences fx,f2,...,fN .
Les moyens de calcul 170 permettent d'effectuer une transformée de Fourier inverse, en particulier celle du paramètre S11, par exemple au moyen d'une IFFT, pour déterminer la réponse impulsionnelle correspondante, désignée par S11 avec S11 = 777"1 (S11) . En général cette réponse impulsionnelle présente, outre un pic de signal correspondant à la propagation en ligne droite sur le trajet aller-retour entre l'antenne 111 et le réflecteur 112, une pluralité de pics parasites dus à des multi-trajets, c'est-à-dire à des réflexions du signal sur des éléments de l'environnement.
La Fig. 3A illustre schématiquement un premier exemple de réalisation du réflecteur 112.
Dans cet exemple, le réflecteur est de type passif. Il est constitué d'une antenne 310, par exemple une antenne cornet ou une antenne patch, équipée d'un commutateur 320 permettant de commuter la sortie de l'antenne sur deux impédances différentes.
Avantageusement, comme représenté, la sortie de l'antenne est connectée, dans une première position de commutation, à une charge, 330, de 50Ω et, dans une seconde position de commutation, est placée en circuit ouvert (impédance infinie) .
On comprendra que le réflecteur présente un coefficient de réflexion différent selon l'impédance qui est connectée à l'antenne 310.
La Fig. 3B représente un deuxième exemple de réalisation du réflecteur 112, également de type passif.
Le réflecteur 310 comprend une antenne à commutation de polarisation, par exemple une première antenne élémentaire, 311, présentant une première direction de polarisation et une seconde élémentaire, 312, présentant une seconde direction de polarisation, orthogonale à la première.
Un commutateur 320 comprend un premier commutateur élémentaire 321 et un second commutateur élémentaire 322 respectivement reliés aux sorties des première et seconde antennes élémentaires. Les deux commutateurs fonctionnent ici de manière symétrique : dans une première position de commutation, la sortie de l'antenne élémentaire 321 est connectée à une impédance, 330, de 50Ω et celle de l'antenne élémentaire 322 est en circuit ouvert, et dans une seconde position de commutation ces connexions sont inversées .
Si l'onde électromagnétique émise par l'antenne 111 est polarisée selon l'une des deux directions de polarisation des antennes élémentaires ou bien si sa polarisation est elliptique, on comprendra que le coefficient de réflexion du réflecteur varie en fonction de la position de commutation.
La Fig. 3C représente un troisième mode de réalisation du réflecteur 112, de type actif. De manière générale, on appelle réflecteur un type actif, un réflecteur amplifiant l'onde reçue avant de la réfléchir . Le réflecteur 112 comprend une première antenne 315, un commutateur 320 commutant la sortie de la première antenne, soit sur une impédance, 330, par exemple une charge de 50Ω, soit sur l'entrée d'un amplificateur hyperfréquence 340, dont la sortie est connectée à une seconde antenne, 316.
On comprendra qu'en fait ce réflecteur est passif dans un état et actif dans l'autre. Plus précisément, dans une première position de commutation du commutateur 320, le coefficient de réflexion du réflecteur a un module inférieur à 1 (connexion à l'impédance) et dans une seconde position de commutation de ce commutateur, le coefficient de réflexion du réflecteur a un module supérieur à 1.
La Fig. 3D représente un quatrième mode de réalisation du réflecteur 112, de type actif. Le réflecteur 112 comprend à nouveau une première antenne 315, reliée à l'entrée d'un amplificateur hyperfréquence 340, la sortie de l'amplificateur étant connectée à une seconde antenne, 316. Le signal reçu par la première antenne est renvoyée après amplification par la seconde antenne. L'amplificateur 340 est de gain variable et son gain peut être commandé pour commuter d'une première valeur de gain à une seconde valeur de gain. Ainsi le réflecteur présente deux états radioélectriques correspondant à deux niveaux d'amplification différents.
Dans les exemples de réalisation illustrés, le commutateur 320 peut être un commutateur électromécanique voire micro-électromécanique (MEMS) ou encore un commutateur RF à diode PIN, bien connu de l'homme du métier.
Le réflecteur, notamment le commutateur 320 et, le cas échéant l'amplificateur 340, peut être alimenté par une source d'énergie autonome telle qu'une pile ou une batterie équipant le réflecteur ou bien par une source d'alimentation externe. Dans ce second cas, si les moyens de contrôle 180 sont reliés au réflecteur 112 par un bus de contrôle, ce bus pourra également assurer l'alimentation du réflecteur. Selon une variante avantageuse de réalisation, l'alimentation du réflecteur sera directement assurée par l'onde électromagnétique incidente. Dans ce cas, le signal reçu par l'antenne 310 (ou 311, 312, 315) est redressé et permet de charger une capacité, selon le même principe que l'alimentation d'une radio-étiquette (RFID tag) classique.
La commutation peut être réalisée en mode synchrone ou asynchrone. En mode synchrone, la commutation est commandée par les moyens de contrôle 180 à l'aide d'un signal de commutation qui peut être transmis au réflecteur par voie filaire ou par voie RF. Le signal de commutateur peut notamment se présenter sous la forme d'un signal d'horloge.
La Fig. 4A illustre schématiquement une méthode de mesure de distance à l'aide du système de la Fig. 1.
On suppose que l'antenne 111 émet une onde électromagnétique, le cas échéant polarisée comme expliqué plus haut.
A l'étape 410, on mesure la réponse impulsionnelle du système lorsque le réflecteur est dans un premier état radioélectrique, puis, en 420, lorsqu'il est dans un second état radioélectrique. On obtient ainsi une première et une seconde réponses impulsionnelles dont on calcule la différence pour obtenir une réponse impulsionnelle différentielle en 425. On détermine alors le pic correspondant au réflecteur comme le pic de plus forte intensité présent dans cette réponse impulsionnelle différentielle.
En effet, on comprendra que, toutes choses étant égales par ailleurs, le changement d'état radioélectrique du réflecteur, et donc de son coefficient de réflexion, permet d' identifier de manière univoque le pic correspondant dans la réponse impulsionnelle du système. On notera dans la suite X la position temporelle du pic de signal correspondant au réflecteur dans la réponse impulsionnelle différentielle .
La première ou la seconde réponse impulsionnelle fait également apparaître un pic proche de l'instant de l'émission, qui correspond à la réflexion de l'onde sur l'antenne 111. En règle générale, ce pic émerge des réflexions parasites et du bruit, de sorte que l'on peut déterminer sa position temporelle XΛNT sans ambiguité, à l'étape 430. Bien que située ici après l'étape 420, on comprendra que cette mesure peut intervenir dès lors que l'on dispose d'une réponse impulsionnelle, indépendamment de l'état du réflecteur.
A l'étape 440, on calcule la distance D entre l'antenne 111 et le réflecteur 112 au moyen de 1' expression :
D = cX τΛNT (2)
où c est la célérité de la lumière dans l'air.
On comprendra que, dans l'expression (2), le retard τ traduit non seulement le temps de propagation aller-retour de l'antenne au réflecteur mais également les retards dus à la propagation dans les composants hyperfréquence, à savoir pour l'essentiel le câble coaxial, le duplexeur et le module d'émission/réception. En revanche, le retard XΛNT représente seulement le retard de propagation dans les composants hyperfréquences . On obtient ainsi une estimation très précise de la distance entre l'antenne et le réflecteur, indépendamment des caractéristiques des composants hyperfréquence utilisés. En outre, cette mesure de distance est insensible aux dérives éventuelles pouvant affecter les caractéristiques des composants hyperfréquence, soit en raison de fluctuations thermiques, soit en raison de leur vieillissement .
En toute rigueur, l'expression (2) donne la distance entre le centre de phase de l'antenne 111 et le réflecteur 112. La distance physique entre l'antenne 111 et l'objet supportant cette antenne est déduite de D et de la position du réflecteur sur l'objet. On pourra, si nécessaire, déterminer une fois pour toutes l'offset de distance entre le réflecteur et l'objet.
Lorsque le pic correspondant à la réflexion sur l'antenne 111 se distingue mal du bruit ou de pics de réflexion parasites dans la réponse impulsionnelle, on procède selon la variante de la Fig. 4B. Cette variante se distingue de celle de la Fig. 4A en ce que, dans une première préliminaire 405, par exemple une étape de calibration, on occulte l'antenne 111 soit en la déconnectant, soit en l'obturant au moyen d'une plaque réfléchissante. On mesure alors la réponse impulsionnelle du système dans cette configuration occultée.
Les étapes 410 à 425 sont identiques à celles de la Fig. 4A et leur description sera donc omise ici.
A l'étape 430, on calcule une seconde réponse impulsionnelle différentielle comme différence entre la première (ou la seconde) réponse impulsionnelle avec la réponse impulsionnelle en configuration occultée. On détermine ensuite, à l'étape 430, la position du pic correspondant à l'antenne 111 dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle. De manière plus générale, la seconde réponse impulsionnelle différentielle sera obtenue comme différence entre une troisième réponse impulsionnelle relative à une configuration où l'antenne est occultée et une quatrième réponse impulsionnelle relative à une configuration où l'antenne est non occultée. Le cas décrit supra correspond au cas particulier où la quatrième configuration est identique à la première ou à la deuxième configuration.
Du fait de l'opération de soustraction, les pics de réflexion parasites du système hyperfréquence apparaissant avant celui de la réflexion sur l'antenne (par exemple à la connexion entre le câble et l'antenne) sont éliminés dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle. On peut par conséquent déterminer le pic correspondant à l'antenne 111, sans propagation dans l'espace libre, comme celui présentant le plus faible retard temporel dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle. Sa position temporelle donne la valeur τΛNT précitée. La distance D est calculée en 440, comme précédemment, à partir de l'expression (2).
La méthode de mesure de distance représentée en Fig. 4A est mise en œuvre par le système de la Fig. 1 de la manière suivante : Aux étapes 410 et 420, les moyens de mesure 160 déterminent le paramètre S11 pour une pluralité de fréquences fx,f2,...,fN . On notera respectivement SnCO ,
S[λ(II) , les valeurs de ce paramètre mesurées lors des étapes précitées.
Les moyens de calcul 170 obtiennent la première réponse impulsionnelle différentielle en effectuant la transformée de Fourier inverse de la différence complexe S[λ(II) -S1^(I) . Selon une variante, la transformée de Fourier inverse est calculée pour chacun des paramètres S^1(I), S[λ(II) , et la différence des transformées sn r(II)-sn r(I) est ensuite calculée dans le domaine temporel pour obtenir la première réponse impulsionnelle différentielle. Les moyens de calcul 170 déterminent ensuite la position temporelle, τ , du pic (ou du pic de plus forte intensité) dans la première réponse différentielle. Ils déterminent également la position temporelle, XANT , du pic de réflexion sur l'antenne 111 dans la première ou la seconde réponse impulsionnelle. Ils en déduisent enfin la distance D au moyen de l'expression (2) .
De manière similaire, si la variante de la
Fig. 4B est retenue, les moyens de mesure 160 déterminent le paramètre S11 pour la pluralité de fréquences fx,f2,...,fN , lors de l'étape 405. On notera
S^(III) les valeurs de S11 mesurées lors de cette étape.
Les moyens de calcul 170 obtiennent la seconde réponse impulsionnelle différentielle en effectuant la transformée de Fourier inverse de la différence complexe Sl1(III)-Sl1(I) ou Sl1(III)-Sl1(I) . Alternativement, ils calculent d'abord la transformée de Fourier inverse de Sl1(JIT) , notée su r(III) , la seconde réponse impulsionnelle différentielle, su r(III)-su r(II) , étant ensuite obtenue par différence dans le domaine temporel .
De manière générale, comme indiqué plus haut, la seconde réponse impulsionnelle différentielle sera obtenue comme différence entre une troisième réponse impulsionnelle relative à une configuration où l'antenne est occultée et une quatrième réponse impulsionnelle relative à une configuration où l'antenne est non occultée.
La Fig. 5 représente schématiquement un système de mesure de distance selon un second mode de réalisation de l'invention.
Ce système permet de mesurer une pluralité de distances entre un ensemble de M antennes 511 et de P réflecteurs 512. Chaque réflecteur 512 peut prendre deux états radioélectriques . Avantageusement les M antennes sont identiques ainsi que les P réflecteurs. Chaque antenne est reliée à un duplexeur 530 par un câble coaxial 520. Les duplexeurs 530 sont respectivement connectés aux modules d'émission/ réception 540. Les signaux émis et reçus par les différentes antennes sont transmis à des moyens de mesure de paramètres S , par exemple un analyseur de réseau 560, à travers un commutateur de signaux reçus 545 et un commutateur de signaux émis 546. Les paramètres S mesurés sont traités par les moyens de calcul 560. Des moyens de contrôle 580 commandent les modules d'émission réception 540, les commutateurs 545 et 546, les moyens de mesure 560, ainsi que les moyens de calcul 570. Ils pilotent également les états radioélectriques respectifs des réflecteurs 512.
Chacune des M antennes 511 est sélectionnée tour à tour. Lorsqu'une antenne 511 est sélectionnée, Le signal émis par l'antenne sélectionnée est transmis, au moyens de mesure 560 via le commutateur 545. Les moyens de contrôle 580 placent successivement chacun des réflecteurs 512 dans le premier puis le second état radioélectrique . Pour chaque réflecteur, les signaux respectivement réfléchis dans ces deux états sont reçus par l'antenne 510 sélectionnée, et transmis à l'analyseur de réseau 560 via le commutateur 546. Les commutateurs 545 et 546 fonctionnent en parallèle et sélectionnent la même antenne.
On mesure pour chaque antenne m sélectionnée, les premières réponses différentielles s™{p(II) -s™{p(I) correspondant respectivement aux réflecteurs p = \,...,P , chaque mesure étant effectuée comme dans le premier mode de réalisation. On a noté s^p(I) = TF~λ(s^p(I)) et s™{p(II) = TF-ι(s^p(II)) où £*'*(/) et S^(II) sont les paramètres du quadripôle Qm'p relatif au couple formé par l'antenne m et le réflecteur p , lorsque ce réflecteur est respectivement dans un premier et un second états radioélectriques. La première réponse différentielle s™'p(II)-s™'p(I) fait apparaître le pic relatif à la réflexion sur le réflecteur p . On détermine la position temporelle τm'p de ce pic dans cette première réponse différentielle.
On mesure, pour chaque antenne m , la position temporelle %Λ m m du pic de réflexion sur l'antenne 511 dans l'une des réponses impulsionnelles s™{p{I) ou s™{p{II) On peut aussi, afin d'obtenir un meilleur signal sur bruit, sommer les premières réponses impulsionnelles, c'est-à-dire calculer
Figure imgf000024_0001
ou ∑s™'p(II) , et
P P rechercher le pic de réflexion de l'antenne m dans l'une ou l'autre de ces réponses sommées.
Alternativement, on peut calculer, comme en Fig. 4B, une seconde réponse impulsionnelle différentielle pour déterminer la position temporelle %Λ m m du pic de réflexion sur l'antenne m . A cette fin, dans une phase préliminaire, on occulte cette antenne et l'on obtient la réponse impulsionnelle en configuration occultée, notée s™(///) dans le domaine temporel. On soustrait ensuite à cette réponse l'une des premières ou secondes impulsionnelles, autrement dit l'on calcule s™(III)-s™'p(I) ou s™(III)-s™'p(II) obtenue pour un réflecteur p quelconque, dans un ou l'autre état. Bien entendu, la même opération peut être réalisée dans le domaine fréquentiel, et être suivie d'une transformée de Fourier inverse.
Dans tous les cas, la distance entre l'antenne m et le réflecteur p est déduite au moyen de l'expression suivante : . m, P -τ
Dm'p = c ANT
: 3 )
où c est la célérité de la lumière dans l'air.
La Fig. 6 représente un exemple de chronogramme des signaux de contrôle des antennes 511 et des réflecteurs 512 de la Fig. 5. On a supposé ici que M = 2 et P = 3. Seule la seconde phase de mesure a été illustrée.
Le signal de sélection de la première antenne m = \ est indiquée par SeI1 et celui de la seconde antenne m = 2 est indiquée par sel2. Pendant la période 610, la première antenne est sélectionnée et pendant la période 620, la seconde antenne est sélectionnée.
On a représenté par stctrîp , le signal de contrôle de l'état radioélectrique du réflecteur p = \,2,3.
On notera que lorsqu'une antenne est sélectionnée, chacun des signaux stctrîp passe successivement d'un état logique à l'autre. Plus précisément la période de sélection 610 est divisée en trois intervalles 611, 612, 613 et la période de sélection 620 est divisée en trois intervalles 621, 622, 623. Au sein d'un même intervalle, seul un signal stctrlp parmi les P = 3 peut changer d'état logique, autrement dit un réflecteur et un seul peut changer d'état radioélectrique. On mesure les valeurs S™'P(I) et S™'P(II) avant et après le changement d'état. On notera que l'obtention des secondes réponses impulsionnelles différentielles ne nécessite que 2MP mesures de paramètre Sn (étant entendu que chaque mesure de paramètre Sn est effectuée à une pluralité de fréquences) .
On comprendra que le système de mesure de distance selon le premier ou le second mode de réalisation de l'invention permet également de déterminer le déplacement d'un objet entre deux instants consécutifs relativement à une antenne (premier mode de réalisation) ou une pluralité d'antennes (second mode de réalisation). Il suffit pour ce faire de calculer la différence entre les distances D ou Dm'P mesurées respectivement en ces deux instants .

Claims

REVENDICATIONS
1. Système de mesure de distance d'une antenne (111) à un réflecteur (112), caractérisé en ce que ladite antenne est reliée à un module d'émission/réception (140), les signaux émis et réfléchi par l'antenne étant transmis à des moyens de mesure (160) adaptés à mesurer, pour une pluralité de fréquences, un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et l'onde émise par le module d'émission/réception, le système comprenant en outre des moyens de calcul (170) adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre pour obtenir une réponse impulsionnelle correspondante, et à déterminer la position temporelle d'un pic de signal dans cette réponse, une première position temporelle, (X ) étant déterminée dans une première réponse impulsionnelle différentielle obtenue comme différence entre une première réponse impulsionnelle relative à une première configuration où le réflecteur est dans un premier état radioélectrique et une seconde réponse impulsionnelle relative à une seconde configuration où le réflecteur est dans un second état radioélectrique, ladite distance étant déterminée à partir de ladite première position temporelle et d'une seconde position temporelle (^ANT ) correspondant à la réflexion sur ladite antenne de l'onde émise.
2. Système de mesure de distance selon la revendication 1, caractérisé en ce que la seconde position temporelle est obtenue par les moyens de calcul comme celle du premier pic apparaissant dans la première ou la seconde réponse impulsionnelle.
3. Système de mesure de distance selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une seconde réponse impulsionnelle différentielle est obtenue comme différence entre une troisième réponse impulsionnelle relative à une troisième configuration où ladite antenne est occultée et une quatrième réponse impulsionnelle obtenue dans une quatrième configuration où elle n'est pas occultée, la seconde position temporelle étant obtenue par les moyens de calcul comme celle du premier pic apparaissant dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle.
4. Système de mesure de distance selon la revendication 3, caractérisé en ce que la quatrième configuration est identique à la première ou seconde configuration.
5. Système de mesure de distance selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le réflecteur est de type passif.
6. Système de mesure de distance selon la revendication 5, caractérisé en ce que le réflecteur
(112) comprend une antenne (310) et un commutateur
(320) permettant de connecter cette antenne à une première ou une seconde impédance, le premier état radioélectrique correspondant à une connexion de cette antenne à la première impédance et le second état radioélectrique à une connexion de cette antenne à une seconde impédance.
7. Système de mesure de distance selon la revendication 5, caractérisé en ce que le réflecteur
(112) comprend une antenne à commutation de polarisation (311, 312), le premier état radioélectrique du réflecteur correspondant à une première direction de polarisation de cette antenne et le second état radioélectrique correspondant à une seconde direction de polarisation de cette antenne.
8. Système de mesure de distance selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le réflecteur est de type actif.
9. Système de mesure de distance selon la revendication 8, caractérisé en ce que le réflecteur comprend une première antenne (315) , une seconde antenne (316), un commutateur (320) permettant de connecter la première antenne à une impédance (330) ou à l'entrée d'un amplificateur (340), la sortie de cet amplificateur étant connectée à ladite seconde antenne.
10. Système de mesure de distance selon la revendication 8, caractérisé en ce que le réflecteur comprend une première antenne (315), une seconde antenne (316), la première antenne étant connectée à l'entrée d'un amplificateur (340) de gain variable, la sortie de cet amplificateur étant connectée à ladite seconde antenne, le gain de l'amplificateur pouvant être commuté d'une première valeur de gain à une seconde valeur de gain.
11. Système de mesure de distance selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite première position temporelle est obtenue par les moyens de calcul comme la position temporelle du pic de plus forte intensité apparaissant dans la première réponse impulsionnelle différentielle.
12. Méthode de mesure de distance d'une antenne à un réflecteur, caractérisée en ce que l'antenne transmet une onde et la reçoit après réflexion sur le réflecteur, et que l'on détermine : - une première réponse impulsionnelle (410) dans une première configuration où le réflecteur est dans un premier état radioélectrique ;
- une seconde réponse impulsionnelle (420) dans une seconde configuration où le réflecteur est dans un second état radioélectrique ; et que l'on déduit : une première réponse impulsionnelle différentielle comme différence entre les première et seconde réponses impulsionnelles (425) ; - une position temporelle (X ) d'un pic de signal dans la première réponse impulsionnelle différentielle, dite première position temporelle (425) ; une estimation de ladite distance (440) à partir de la première position temporelle et d'une seconde position temporelle (tΛNT ) correspondant à la réflexion de l'onde sur ladite antenne.
13. Méthode de mesure de distance selon la revendication 12, caractérisée en ce que la seconde position temporelle est obtenue comme celle du premier pic apparaissant dans la première ou la seconde réponse impulsionnelle .
14. Méthode de mesure de distance selon la revendication 12, caractérisée en que l'on obtient une seconde réponse impulsionnelle différentielle comme différence entre une troisième réponse impulsionnelle relative à une troisième configuration où ladite antenne est occultée et une quatrième réponse impulsionnelle relative à une quatrième configuration où elle n'est pas occultée, la seconde position temporelle étant obtenue comme celle du premier pic apparaissant dans la seconde réponse impulsionnelle différentielle .
15. Méthode de mesure de distance selon la revendication 14, caractérisée en ce que les première à quatrième réponses impulsionnelles sont obtenues par transformée de Fourier inverse du rapport complexe entre l'onde électromagnétique reçue et l'onde électromagnétique émise, mesuré pour une pluralité de fréquences, respectivement dans les première à quatrième configurations.
16. Méthode de mesure de distance selon une des revendications 12 à 15, caractérisée en ce que ladite première position temporelle est obtenue comme la position temporelle du pic de plus forte intensité apparaissant dans la première réponse impulsionnelle différentielle .
17. Système de mesure de distance entre une pluralité M d'antennes (511) et, respectivement, une pluralité P de réflecteurs (512), caractérisé en ce que chaque antenne m = l,...,M est reliée à un module d'émission/réception (540), chaque antenne étant sélectionnée tour à tour, les signaux émis et reçus par chaque antenne étant respectivement transmis à des moyens de mesure (560) via un premier et un second commutateurs (545, 546), lesdits moyens de mesure étant adaptés à mesurer pour une pluralité de fréquences un paramètre égal au rapport complexe entre l'onde reçue et l'onde émise par le module d'émission/réception, des moyens de calcul (570) étant adaptés à effectuer une transformée de Fourier inverse de ce paramètre pour déterminer la réponse impulsionnelle correspondante, et à mesurer la position temporelle d'un pic de signal dans cette réponse, une première position temporelle
(τm'p ) , étant mesurée pour chaque antenne et chaque réflecteur, dans une première réponse impulsionnelle différentielle obtenue comme une première réponse impulsionnelle relative à une première configuration où ledit réflecteur est dans un premier état radioélectrique et une seconde réponse impulsionnnelle relative à une seconde configuration où ledit réflecteur est dans un second état radioélectrique, une seconde position temporelle (τ^vr ) étant mesurée pour chaque antenne, ladite seconde position temporelle correspondant à la réflexion sur ladite antenne de l'onde émise, ladite distance entre ladite antenne et ledit réflecteur étant déterminée à partir desdites première et seconde positions temporelles.
18. Système de mesure de distance selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de contrôle (580) contrôlant le module d'émission/réception (540), les moyens de mesure (560), les moyens de calcul (570), les moyens de contrôle sélectionnant les antennes (511) tour à tour et pilotant les états radioélectriques respectifs des réflecteurs (512).
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