WO2010084253A1 - Procede et dispositif pour le test en charge, a haut rendement energetique d'un equipement - Google Patents

Procede et dispositif pour le test en charge, a haut rendement energetique d'un equipement Download PDF

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WO2010084253A1
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voltage
chopper
circuit
output
equipment
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PCT/FR2009/001483
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Nicolas Favarcq
Jean-Pierre Bernard
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F2119/00—Details relating to the type or aim of the analysis or the optimisation
    • G06F2119/06—Power analysis or power optimisation

Definitions

  • the present invention relates to a method and a device for the charging test, with high energy efficiency, of an electrical, electronic or electromechanical equipment, with simulation of the dynamic load of this equipment by an electronic system having, in view of the equipment, the same characteristics including electrokinetic or electromechanical that the actual load.
  • the invention is not limited to a particular type of equipment to be tested: this equipment may, for example, consist of electronic or electromechanical systems on board a vehicle (civilian or military) such as, for example, a aircraft.
  • a vehicle civil or military
  • the powers absorbed by these actuators are relatively large, for example 30 to 50 KW AC or 30 KW DC.
  • the power absorbed by the simulation devices used in place of these actuators is determined from a specific absorption law of the actuator considered.
  • the energy absorbed by these simulation devices is not used to generate an action, for example mechanical, similar to that of the actuator that it is supposed to simulate, but is usually dissipated by Joule effect.
  • the heat produced by this dissipation must then be evacuated by means of cooling integrated in the simulation device.
  • the object of the invention is therefore more particularly to eliminate these disadvantages.
  • this method is characterized in that at least a fraction of the electrical energy received by the electronic system is injected into a transmission and distribution network of electrical energy that may notably consist of the power supply network. the equipment to be tested, after having undergone a conversion appropriate to its regeneration on said network.
  • the method according to the invention may comprise a step of continuous / alternating conversion of the voltage delivered by the equipment to be able to inject the electrical energy received on a transmission and distribution network of electric current, this conversion step being performed after adaptation of said voltage to said converter used to perform the conversion.
  • This adaptation can be carried out by a voltage-boosting chopper whose absorbed current is slaved to the voltage Vi, coming from the equipment to be tested, with a current setpoint determined as a function of said voltage, by a voltage / intensity control law. based on a simulated load model.
  • the converter used may comprise a booster type (or "Boost") continuous / continuous slaved according to said control law, this chopper being followed by a conversion stage for transforming the direct current delivered by the chopper into a current suitable for the network on which the injection of electrical energy is to be made.
  • Boost booster type
  • the chopper may be in the form of a quadrupole with two input terminals and two output terminals and comprise: a first circuit connecting a first chopper input terminal to a first output terminal, this first circuit comprising in series an inductor and a diode mounted directly, a second circuit connecting the second input terminal to the second output terminal, this second circuit being connected to the first by a controllable switch connected to the connection between the inductor and the diode and an assembly comprising, connected in parallel between the two output terminals of the chopper, a capacitor and a resistive load.
  • This chopper may comprise a succession of cycles comprising the following phases:
  • the diode is then blocked so that the circuit downstream of the diode is disconnected from the power supply.
  • the current flowing through the inductor then flows through the diode, the capacitor and the load. This results in a transfer of the energy accumulated in the inductor to the capacitance.
  • the output voltage (continuous) of the chopper is applied to the input of a regeneration circuit comprising a return inverter on the network which triggers on a voltage threshold: as soon as the output voltage of the chopper exceeds this threshold, the Inverter returns the energy stored by the capacitor on the network.
  • the inverter is capable of converting the output voltage of the chopper / hoist into a single or multiphase alternating voltage.
  • Figure 1 is a block diagram of the electronic simulation system
  • Fig. 2 is a diagram illustrating the principle of controlling the controllable switch of the chopper shown in Fig. 1;
  • Figure 3 is a diagram of the safety circuit provided at the output of the chopper.
  • the electronic simulation system used for carrying out the method according to the invention comprises:
  • a simulation circuit BS comprising two input terminals E 1 , E 2 intended to be connected to terminals Bi, B 2 connecting the load 1 (shown in dashed lines) of the equipment to be tested, in replacement of this load, and two output terminals Si, S 2 delivering a DC voltage Vo, and
  • a regeneration circuit BR which receives on its two inputs E 3 , E 4 the voltage delivered by the simulation circuit BS and a three-phase output (terminals S 3 , S 4 , S 5 ) intended to connect to a three-phase network TR for example 400 V.
  • the simulation circuit BS comprises a step-up chopper (block 2), of the "booster chopper” type, controlled by a control circuit including a processor P according to a specific LC control law. load 1 that we want to simulate. This chopper 2 is secured by a safety circuit CS.
  • the regeneration circuit BR comprises an inverter O for converting the output DC voltage Vo of the elevator chopper 2 into a three-phase AC voltage of 400V.
  • the chopper 2 can connect directly to the terminals Bi, B 2 or via a voltage adapter (indicated by a voltage divider bridge DV in FIG. ).
  • the elevator chopper 2 has been schematically represented in the form of a quadrupole in which: - The input terminal E 1 is connected to the output terminal S1 through a circuit comprising an inductor L and a diode D mounted in forward direction.
  • the input terminal E 2 is connected to the output terminal S 2 via an equipotential conductor T (ground).
  • This conductor T is connected to the connection between the inductance L and the diode D by a controllable switch SWi and the connection between the diode D and the output terminal Si by an assembly comprising in parallel a capacitor Ci and a resistor Rj.
  • the operation cycle of the chopper 2 previously described comprises two distinct phases according to the state of the switch SWi, namely:
  • a phase of energy accumulation when the switch SWi is closed (on state), the increase of the current in the inductance L generates the storage of a quantity of energy in the form of magnetic energy.
  • the diode D is then blocked and the circuit located downstream of the diode D is then disconnected from the circuit SC-L-SWi.
  • the variation of time dt is none other than the switching time of the switch SWi and the diode D; he is so tiny. A large voltage therefore appears across the inductance L.
  • the current flowing through the inductor L then passes through the diode D, the capacitor Ci and the resistor R 1 . This results in a transfer of the energy accumulated in the inductance L towards the capacitor Ci which is thus brought to a voltage Vo much higher than that of the voltage Vi delivered by the voltage source SC.
  • the command of the controllable switch SWi is ensured by a servocontrol circuit, using a control law LC, from which a set signal Ic which is applied to the input is developed.
  • a subtracter So which receives on its negative input a signal representative of the current I L crossing the inductance L and which is provided by a data acquisition block BA of the chopper 2.
  • This acquisition block BA delivers in particular voltage data (in particular of the voltage Vi 'at the chopper input 2), current data (in particular the current I L flowing in the inductor L) and temperature data T ° 15 T ° 2 , T ° 3 at various points of chopper 2.
  • This acquisition block BA transmits in particular a datum representative of the voltage Vi 'to the control law which generates a set signal Ic
  • R ' being proportional to the resistance of the load 1.
  • the output of the subtracter So is connected to a corrector Co connected to the input of a controllable switch SW 2 , controlled by a safety circuit CS which receives the temperature data T ° i, T ° 2 , T ° 3 and prepares a control signal of the switch SW 2 according to these data.
  • the switch SW 2 is connected by its output to the control input of a pulse width modulated signal generator GS.
  • the purpose of the safety circuit previously described is to block the control of the chopper 2 in case of overheating of the system.
  • the sensors that measure the temperatures T ° i, T o 2 , T ° 3 are placed in different locations chopper, especially at the switch SWi and diode D, to monitor their evolution.
  • the values are read by the BA acquisition block and processed by an operating system. If one of the temperatures T ° i, T ° 2 , T ° 3 is considered dangerous because too high, then the generator GS transmits, to the control switch SWi of the chopper 2, a control signal causing its blocking.
  • a safety device placed at the output of the chopper 2 can be provided to lower the output voltage of the chopper 2 if an overvoltage occurs. It aims to discharge the capacitor Ci before it reaches a predetermined maximum voltage.
  • this safety device may comprise a safety control device 5 comprising a voltage divider bridge provided with a hysteresis comparator which measures the output voltage Vo of the chopper 2.
  • the comparator ensures the control of a controllable switch SW 3 , for example of the IGTB type, for discharging the capacitor C 1 through a discharge resistor R 2 when the output voltage Vi reaches a predetermined high threshold value.
  • the output voltage Vo of the chopper 2 will be between 575 V and 600 V.
  • a tolerance of 3% has been set in relation to the rated current.
  • the ripple of the current flowing in the inductance L is 1.5 A peak-to-peak, with a duty cycle of 0.83.
  • this chopper 2 is operated at voltages up to 800 V and at a frequency of a few KHz, for example 3 KHz, the choice of controllable switches SWi, SW 2 , SW 3 naturally took IGBT technology (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • IGBT technology Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the choice fell on a Fast Recovery Epitaxial Diode (FRED) which makes it possible to obtain a very short recovery time and low switching losses. .
  • FRED Fast Recovery Epitaxial Diode
  • Inductance L has been chosen so that it can supply enough energy to keep the system running smoothly. In this example, it has an inductance of 21 mH with an internal resistance of 86 m ⁇ .
  • the capacitor used in the chopper has been determined so that it can work with a voltage of 800 V and consequently has a capacity of 83 ⁇ F.
  • the use of a set of the same capacity comprising two capacitors in series makes it possible to have a higher tension to be smoothed.
  • the inverter 2, used in the regeneration block BR can advantageously consist of a threshold triggering inverter O which allows reinjection on the network when a sufficient voltage is applied to its input.
  • the inverter O used is an EMB 934 inverter from LEUZE.
  • This inverter O which is a DC-AC converter makes it possible to convert the DC voltage Vo across the capacitor C 1 of the chopper 2 to the same voltage and at the same frequency as the three-phase output network (here 400 V - 50 Hz). .
  • this inverter O provides at its output a voltage system in the form of pulse width modulated slots (PWM), is placed between each output of the inverter O and each phase Phi, Ph 2 , Ph 3 of the network TR, a filter comprising, for example, an inductor LF 1 , LF 2 , LF 3 .
  • This filter makes it possible to convert the voltages delivered by the inverter O into quasi-sinusoidal currents directly applicable to the network TR.
  • FIG. 3 shows an embodiment of the control circuit of the controllable switch SW 3 (here an IGBT transistor) designed to discharge the capacitor C 1 in the resistor R 2 .
  • This circuit comprises a CH hysteresis comparator comprising a subtractor-mounted op amp OP, whose negative input is connected to the cursor of a potentiometer Po mounted between the terminals S 1 and S 2 .
  • the positive input of this operational amplifier OP is connected to the junction of the resistors R 3 , R 4 of a voltage divider bridge connected between the terminal S 2 (ground) and a positive DC voltage source SV 1 (for example 5 volts).
  • the output of the operational amplifier OP drives the base of a transistor Ti whose emitter is connected to the positive voltage source SVi (5 V) and the collector is connected to ground via a light emitting diode DLi driving a DC control circuit of the switch SW 2 (driver IGTB), the DC control circuit being mounted between the ground and a direct current source SV 2 (for example 15V).
  • the output of this DC control circuit is applied to the control terminal G 2 of the controllable switch SW 2 serving to discharge the capacitor C1 through the resistor R 2 .
  • control circuit previously described is that when the voltage across the capacitor C rises to a first critical threshold (high threshold) the controllable switch SW 2 becomes on and causes the discharge of the capacitor Cl The voltage across the capacitor C then drops until it reaches a second threshold (low threshold) lower than the first one. In this case, the switch SW 2 goes to the off state thereby interrupting the discharge of the capacitor Ci.
  • the control terminal G2 of the controllable switch is also connected to a control circuit controlled by a voltage-free detector.
  • This control circuit comprises a relay whose coil BO is powered by a DC voltage source SV 3 (for example 15 volts).
  • This relay actuates two switches namely, a first switch Ii which, in the closed state, makes it possible to connect the control terminal G 2 to a capacitor C 2 and a second switch I 2 which, when closed, makes it possible to connect the capacitor C 2 to the DC voltage source SV 3 .
  • the two switches I 1 , 1 2 have an inverted operation: in the closed state of one of the switches corresponds the open state of the other switch and vice versa.
  • the switch I 2 When the voltage of the source SV 3 is absent (power failure), the switch I 2 is on and applies the voltage of the capacitor C 2 to the terminal G 2 .

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Abstract

Le procédé selon l'invention est destiné à effectuer un test en charge, à haut rendement énergétique, d'un équipement (IT) électrique, électronique ou électromécanique. Il consiste à remplacer la charge dynamique (1) de cet équipement (IT) par une charge simulée (BS) consistant en un système électronique se comportant comme la charge (1) vis-à-vis de l'équipement (IT). Au moins une fraction de l'énergie électrique reçue par le système électronique (BS) est injectée, après avoir subi une conversion appropriée à sa régénération, sur un réseau de transport et de distribution d'énergie électrique (TR).

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF POUR LE TEST EN CHARGE. A HAUT RENDEMENT ENERGETIQUE. D'UN EQUIPEMENT.
La présente invention a pour objet un procédé et un dispositif pour le test en charge, à haut rendement énergétique, d'un équipement électrique, électronique ou électromécanique, avec simulation de la charge dynamique de cet équipement par un système électronique présentant, vu de l'équipement, les mêmes caractéristiques notamment électrocinétiques, voire électromécaniques que la charge réelle.
Elle concerne également le système électronique de simulation et de transfert énergétique mis en œuvre par ledit procédé.
L'invention ne se limite pas à un type particulier d'équipement à tester : ces équipements peuvent, par exemple, consister en des systèmes électroniques ou électromécaniques embarqués à bord d'un véhicule (civil ou militaire) tel que, par exemple, un aéronef.
On sait, en particulier, que dans le domaine aéronautique on a assisté depuis plusieurs décennies à une évolution technologique des actionneurs, notamment des moteurs et des vérins, de l'hydraulique vers l'électrohydraulique, voire même l'électrique pure. Cette évolution a donc rendu nécessaire la conception et la réalisation de nouveaux moyens de tests (bancs de tests) aptes à tester en charge les organes de commande et/ou de puissance de ces actionneurs.
Or, en charge, les puissances absorbées par ces actionneurs sont relativement importantes, par exemple de 30 à 50 KW en courant alternatif ou de 30 KW en courant continu.
Habituellement, la puissance absorbée par les dispositifs de simulation utilisés à la place de ces actionneurs est déterminée à partir d'une loi d'absorption spécifique de l'actionneur considéré.
L'énergie absorbée par ces dispositifs de simulation ne sert pas à engendrer une action, par exemple mécanique, analogue à celle de l'actionneur qu'il est censé simuler, mais est habituellement dissipée par effet Joule.
La chaleur produite par cette dissipation doit être alors évacuée grâce à des moyens de refroidissement intégrés au dispositif de simulation.
II s'avère donc qu'en plus de leur consommation énergétique relativement élevée, ces dispositifs de simulation présentent l'inconvénient de nécessiter l'emploi de dispositifs de refroidissement lourds, encombrants et relativement coûteux.
L'invention a donc plus particulièrement pour but de supprimer ces inconvénients.
Elle propose donc, à cet effet, un procédé pour le test en charge d'un équipement, ce procédé comprenant le remplacement de la charge par une charge simulée consistant en un système électronique se comportant comme la charge vis-à-vis dudit équipement, et l'alimentation contrôlée du système électronique par ledit équipement comme s'il s'agissait de la charge.
Selon l'invention, ce procédé est caractérisé en ce qu'au moins une fraction de l'énergie électrique reçue par le système électronique est injectée sur un réseau de transport et de distribution d'énergie électrique pouvant consister notamment en le réseau d'alimentation de l'équipement à tester, après avoir subi une conversion appropriée à sa régénération sur ledit réseau.
Avantageusement, le procédé selon l'invention pourra comprendre une étape de conversion continu/alternatif de la tension délivrée par l'équipement pour pouvoir injecter l'énergie électrique reçue sur un réseau de transport et de distribution de courant électrique, cette étape de conversion étant effectuée après adaptation de ladite tension audit convertisseur utilisé pour effectuer la conversion. Cette adaptation pourra être réalisée par un hacheur élévateur de tension dont le courant absorbé est asservi à la tension Vi, issue de l'équipement à tester, avec une consigne en courant déterminée en fonction de ladite tension, par une loi de commande tension/intensité établie selon un modèle de la charge simulée.
Le convertisseur utilisé pourra comprendre un hacheur de type élévateur (ou "Boost") continu/continu asservi selon la susdite loi de commande, ce hacheur étant suivi d'un étage de conversion permettant de transformer le courant continu délivré par le hacheur en un courant approprié au réseau sur lequel l'injection d'énergie électrique doit être réalisée.
Le hacheur élévateur pourra se présenter sous la forme d'un quadripôle à deux bornes d'entrée et deux bornes de sortie et comprendre : - un premier circuit reliant une première borne d'entrée du hacheur à une première borne de sortie, ce premier circuit comprenant en série une inductance et une diode montée en direct, - un deuxième circuit reliant la deuxième borne d'entrée à la deuxième borne de sortie, ce deuxième circuit étant relié au premier par un interrupteur commandable connecté à la liaison entre l'inductance et la diode et un ensemble comprenant, montés en parallèle entre les deux bornes de sortie du hacheur, un condensateur et une charge résistive.
Le fonctionnement de ce hacheur pourra comprendre une succession de cycles comprenant les phases suivantes :
- Une phase d'accumulation d'énergie magnétique qui s'obtient lorsque l'interrupteur est à l'état fermé (état passant) : l'augmentation du courant dans l'inductance engendre le stockage d'une quantité d'énergie sous forme d'énergie magnétique. La diode est alors bloquée de sorte que le circuit en aval de la diode est déconnecté de l'alimentation. - Une phase de charge du condensateur qui s'obtient lors de l'ouverture de l'interrupteur : l'inductance se trouve alors en série avec l'équipement et sa force électromotrice s'additionne à la tension appliquée à l'entrée du hacheur par l'équipement à tester. Le courant traversant l'inductance traverse ensuite la diode, le condensateur et la charge. Il en résulte un transfert de l'énergie accumulée dans l'inductance vers la capacité.
La tension (continue) de sortie du hacheur est appliquée à l'entrée d'un circuit de régénération comprenant un onduleur de renvoi sur le réseau qui déclenche sur un seuil de tension : dès que la tension de sortie du hacheur dépasse ce seuil, l'onduleur renvoie sur le réseau l'énergie stockée par le condensateur. Ainsi, l'onduleur est apte à convertir la tension continue de sortie du hacheur/élévateur en une tension alternative mono ou multiphasée.
Bien entendu, dans le cas où l'équipement à tester se comporte vis-à-vis de la charge comme un générateur de tension alternative, le hacheur devra être précédé par un étage redresseur de tension. Un mode d'exécution d'un système électronique de simulation utilisable conformément au procédé selon l'invention sera décrit ci-après, à titre d'exemple non limitatif, avec référence aux dessins annexés dans lesquels :
La figure 1 est un schéma synoptique du système électronique de simulation ;
La figure 2 est un schéma illustrant le principe de la commande de l'interrupteur commandable du hacheur illustré sur la figure 1 ;
La figure 3 est un schéma du circuit de sécurité prévu en sortie du hacheur.
Tel qu'illustré sur la figure 1, le système électronique de simulation utilisé pour la mise en œuvre du procédé selon l'invention comprend :
- un circuit de simulation BS comprenant deux bornes d'entrée Ei, E2 destinées à venir se connecter sur les bornes Bi, B2 de connexion de la charge 1 (représentée en traits interrompus) de l'équipement à tester, en remplacement de cette charge, et deux bornes de sortie Si, S2 délivrant une tension continue Vo, et
- un circuit de régénération BR qui reçoit sur ses deux entrées E3, E4 la tension délivrée par le circuit de simulation BS et une sortie triphasée (bornes S3, S4, S5) destinée à venir se connecter sur un réseau triphasé TR par exemple de 400 V.
Dans cet exemple, le circuit de simulation BS comprend un hacheur élévateur de tension (bloc 2), de type "hacheur Boost", piloté par un circuit de commande incluant un processeur P selon une loi de commande LC spécifique de la charge 1 que l'on veut simuler. Ce hacheur élévateur 2 est sécurisé grâce à un circuit de sécurité CS.
Le circuit de régénération BR comprend un onduleur O destiné à convertir la tension continue de sortie Vo du hacheur élévateur 2 en une tension alternative triphasée de 400V.
Le choix d'un hacheur élévateur de tension 2 est motivé pour les raisons suivantes :
- Il permet, sous la commande du processeur P, d'asservir le courant débité par l'installation, en fonction de la loi de commande LC, et ainsi de simuler la charge 1 (par exemple une charge résistive).
- Il permet d'obtenir une tension de sortie Vo appropriée au fonctionnement de l'onduleur O du circuit de régénération BR et assure donc une fonction d'adaptation du signal entre la sortie de l'installation sous test IT et l'entrée de l'onduleur O.
Dans le cas où l'installation sous test IT délivre une tension continue sur ses bornes de sortie B1, B2 (et se comporte comme une source de tension continue
SC, représentée symboliquement sur la figure 1), le hacheur élévateur 2 pourra se connecter directement sur les bornes Bi, B2, ou par l'intermédiaire d'un adaptateur de tension (indiqué par un pont diviseur de tension DV sur la figure 1).
Par contre, dans le cas où cette tension est alternative, il conviendra d'inclure un étage redresseur de tension en amont du hacheur 2.
Dans l'exemple illustré sur la figure 1, le hacheur élévateur 2 a été représenté schématiquement sous la forme d'un quadripôle dans lequel : - La borne d'entrée E1 est reliée à la borne de sortie Si par l'intermédiaire d'un circuit comprenant une inductance L et une diode D montée en sens direct.
- La borne d'entrée E2 est reliée quant à elle à la borne de sortie S2 par l'intermédiaire d'un conducteur équipotentiel T (masse). Ce conducteur T est relié à la liaison entre l'inductance L et la diode D par un interrupteur commandable SWi et à la liaison entre la diode D et la borne de sortie Si par un ensemble comprenant en parallèle un condensateur Ci et une résistance Rj.
Le cycle de fonctionnement du hacheur 2 précédemment décrit comprend deux phases distinctes selon l'état de l'interrupteur SWi, à savoir :
- Une phase d'accumulation d'énergie : lorsque l'interrupteur SWi est fermé (état passant), l'augmentation du courant dans l'inductance L engendre le stockage d'une quantité d'énergie sous forme d'énergie magnétique. La diode D est alors bloquée et le circuit situé en aval de la diode D est alors déconnecté du circuit SC-L-SWi.
- Une phase de transfert d'énergie qui s'opère lorsque l'interrupteur SWi est ouvert ; l'inductance L se trouve alors en série avec la source SC et sa force électromotrice (f.é.m) s'additionne à celle de la source SC (effet survolteur). La tension aux bornes de l'inductance L s'exprime de la façon suivante : VL = LdlL/dt IL étant le courant circulant dans l'inductance L
La variation de temps dt n'est autre que le temps de commutation de l'interrupteur SWi et de la diode D ; il est donc infime. Une grande tension apparaît par conséquent aux bornes de l'inductance L. Le courant traversant l'inductance L traverse ensuite la diode D, le condensateur Ci et la résistance R1. Il en résulte un transfert de l'énergie accumulée dans l'inductance L vers le condensateur Ci qui se trouve donc porté à une tension Vo très supérieure à celle de la tension Vi délivrée par la source de tension SC.
Dans l'exemple illustré figure 2, la commande de l'interrupteur commandable SWi est assurée par un circuit d'asservissement, utilisant une loi de commande LC, à partir de laquelle est élaboré un signal de consigne Ic qui est appliqué sur l'entrée positive d'un soustracteur So qui reçoit sur son entrée négative un signal représentatif du courant IL traversant l'inductance L et qui est fourni par un bloc BA d'acquisition de données du hacheur 2. Ce bloc d'acquisition BA délivre notamment des données de tension (notamment de la tension Vi' à l'entrée du hacheur 2), des données de courant (notamment le courant IL circulant dans l'inductance L) et des données de température T°l5 T°2, T°3 en divers points du hacheur 2.
Ce bloc d'acquisition BA transmet notamment une donnée représentative de la tension Vi' à la loi de commande qui élabore un signal de consigne Ic
Vi' correspondant, par exemple de type Ic = — j-
R
R' étant proportionnelle à la résistance de la charge 1.
La sortie du soustracteur So est connectée à un correcteur Co relié à l'entrée d'un interrupteur commandable SW2, piloté par un circuit de sécurité CS qui reçoit les données de température T°i, T°2, T°3 et élabore un signal de commande de l'interrupteur SW2 en fonction de ces données.
L'interrupteur SW2 est relié par sa sortie à l'entrée de commande d'un générateur de signal crénelé modulé en largeur d'impulsion GS.
Le but du circuit de sécurité précédemment décrit est de bloquer la commande du hacheur 2 en cas de surchauffe du système. A cet effet, les capteurs qui mesurent les températures T°i, To 2, T°3 sont placés en différents emplacements du hacheur, notamment au niveau de l'interrupteur SWi et de la diode D, afin de surveiller leur évolution. Les valeurs sont relevées par le bloc d'acquisition BA et sont traitées par un logiciel d'exploitation. Si l'une des températures T°i, T°2, T°3 est considérée comme dangereuse car trop élevée, alors le générateur GS transmet, à destination de l'interrupteur de commande SWi du hacheur 2, un signal de commande provoquant son blocage.
Par ailleurs, un dispositif de sécurité placé en sortie du hacheur 2 peut être prévu pour abaisser la tension de sortie du hacheur 2 si une surtension intervient. Elle a pour but de décharger le condensateur Ci avant que celui-ci n'atteigne une tension maximum prédéterminée.
Tel qu'illustré sur la figure 1, ce dispositif de sécurité pourra comprendre un organe de commande de sécurité 5 comportant un pont diviseur de tension muni d'un comparateur à hystérésis qui mesure la tension de sortie Vo du hacheur 2. Le comparateur assure la commande d'un interrupteur commandable SW3, par exemple de type IGTB, destiné à décharger le condensateur C1 à travers une résistance de décharge R2 lorsque la tension de sortie Vi atteint une valeur de seuil haut prédéterminée.
A titre d'exemple, pour une tension d'entrée Vi égale à 110 V, la tension de sortie Vo du hacheur 2 sera comprise entre 575 V et 600 V. Pour que le système simule au mieux le comportement d'une résistance, une tolérance de 3 % a été fixée par rapport au courant nominal. L'ondulation du courant circulant dans l'inductance L est de 1,5 A crête à crête, avec un rapport cyclique de 0,83.
Du fait que ce hacheur 2 est amené à fonctionner à des tensions pouvant aller jusqu'à 800 V et à une fréquence de quelques KHz, par exemple 3 KHz, le choix des interrupteurs commandables SWi, SW2, SW3 s'est naturellement porté sur la technologie IGBT (Insulated Gâte Bipolar Transistor). En ce qui concerne la diode D utilisée dans le hacheur 2, dans cet exemple, le choix s'est porté sur une diode FRED (Fast Recovery Epitaxial Diode) qui permet d'obtenir un temps de recouvrement très court et des pertes de commutation faibles.
L'inductance L a été choisie de manière à pouvoir fournir suffisamment d'énergie pour assurer le bon fonctionnement du système. Dans cet exemple, elle présente une inductance de 21 mH avec une résistance interne de 86 mΩ.
Le condensateur utilisé dans le hacheur a été déterminé de manière à pouvoir travailler avec une tension de 800 V et présente en conséquence une capacité de 83 μF. L'utilisation d'un ensemble, de même capacité, comprenant deux condensateurs en série permet d'avoir une tension à lisser plus élevée.
L'onduleur 2, utilisé dans le bloc de régénération BR, peut avantageusement consister en un onduleur à déclenchement sur seuil O qui autorise la réinjection sur le réseau lorsqu'une tension suffisante est appliquée sur son entrée. Dans l'exemple précédemment décrit, l'onduleur O utilisé est un onduleur EMB 934 de la Société LEUZE.
Cet onduleur O, qui est un convertisseur DC-AC permet de convertir la tension continue Vo aux bornes du condensateur C1 du hacheur 2 à la même tension et à la même fréquence que le réseau triphasé de sortie (ici_ 400 V - 50 Hz).
Compte tenu du fait que cet onduleur O fournit à sa sortie un système de tensions sous forme de créneaux modulés en largeur d'impulsions (MLI), on place, entre chaque sortie de l'onduleur O et chaque phase Phi, Ph2, Ph3 du réseau TR, un filtre comprenant, par exemple, une inductance LF1, LF2, LF3. Ce filtre permet de convertir les tensions délivrées par l'onduleur O en des courants quasi sinusoïdaux directement applicables au réseau TR.
La figure 3 montre un mode d'exécution du circuit de commande de l'interrupteur commandable SW3 (ici un transistor IGBT) prévu pour décharger le condensateur C1 dans la résistance R2.
Ce circuit comprend un comparateur à hystérésis CH comportant un amplificateur opérationnel OP, monté en soustracteur, dont l'entrée négative est connectée au curseur d'un potentiomètre Po monté entre les bornes Si et S2.
L'entrée positive de cet amplificateur opérationnel OP est connectée à la jonction des résistances R3, R4 d'un pont diviseur de tension monté entre la borne S2 (masse) et une source de tension continue positive SVi (par exemple de 5 volts). La sortie de l'amplificateur opérationnel OP attaque la base d'un transistor Ti dont l'émetteur est relié à la source de tension positive SVi (5 V) et le collecteur est relié à la masse par l'intermédiaire d'une diode électroluminescente DLi pilotant un circuit de commande CC de l'interrupteur SW2 (driver IGTB), ce circuit de commande CC étant monté entre la masse et une source de courant continu SV2 (par exemple de 15V). La sortie de ce circuit de commande CC est appliquée à la borne de commande G2 de l'interrupteur commandable SW2 servant à assurer la décharge de condensateur Cl au travers de la résistance R2.
L'avantage du circuit de commande précédemment décrit consiste en ce que lorsque la tension aux bornes du condensateur C s'élève jusqu'à un premier seuil critique (seuil haut) l'interrupteur commandable SW2 devient passant et provoque la décharge du condensateur Cl. La tension aux bornes du condensateur C s'abaisse alors jusqu'à ce qu'elle atteigne un deuxième seuil (seuil bas) inférieur au premier. Dans ce cas, l'interrupteur SW2 passe à l'état bloqué en interrompant ainsi la décharge du condensateur Ci. La borne de commande G2 de l'interrupteur commandable est par ailleurs reliée à un circuit de commande piloté par un détecteur d'absence de tension.
Ce circuit de commande comprend un relais dont la bobine BO est alimentée par une source de tension continue SV3 (par exemple de 15 volts). Ce relais actionne deux interrupteurs à savoir, un premier interrupteur Ii qui, à l'état fermé, permet de relier la borne de commande G2 à un condensateur C2 et un second interrupteur I2 qui, lorsqu'il est fermé, permet de relier le condensateur C2 à la source de tension continue SV3.
Les deux interrupteurs I1, 12 ont un fonctionnement inversé : à l'état fermé de l'un des interrupteurs correspond l'état ouvert de l'autre interrupteur et inversement.
Lorsque la tension de la source SV3 est présente, l'interrupteur I1 est passant et le condensateur C2 est maintenu en charge.
Lorsque la tension de la source SV3 est absente (coupure d'alimentation), l'interrupteur I2 est passant et applique la tension du condensateur C2 sur la borne G2.
Ainsi, grâce au circuit de commande précédemment décrit, on obtient une décharge du condensateur C1 aussi bien dans le cas d'une surtension que dans le cas d'une coupure de l'alimentation.

Claims

Revendications
1. Procédé pour le test en charge, à haut rendement énergétique, d'un équipement (IT) électrique, électronique ou électromécanique, ce procédé comprenant le remplacement de la charge dynamique (1) de cet équipement par une charge simulée consistant en un système électronique (BS) se comportant comme la charge (1), vis-à-vis dudit équipement (IT) et l'alimentation contrôlée du système électronique (BS) par ledit équipement (IT) comme s'il s'agissait de l'alimentation de la charge (1) , caractérisé en ce qu'au moins une fraction de l'énergie électrique reçue par le système électronique (BS) est injectée, après avoir subi une conversion appropriée à sa régénération, sur un réseau de transport et de distribution d'énergie électrique (TR).
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de conversion continu/alternatif de la tension délivrée par l'équipement (IT), après adaptation de cette tension au convertisseur (O) utilisé pour effectuer ladite conversion, et en ce que ladite adaptation est réalisée par un hacheur élévateur de tension (2) dont le courant absorbé est asservi à la tension (Vi) issue de l'équipement (IT) à tester, avec une consigne en courant (Ic) déterminée en fonction de ladite tension (Vi) par une loi de commande tension/intensité établie selon un modèle de la charge simulée (1).
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le susdit hacheur élévateur de tension (2) se présente sous la forme d'un quadripôle comportant :
- un premier circuit reliant une première entrée (Ei) à une première sortie (S1), ce premier circuit comprenant en série, depuis l'entrée, une inductance (L) et une diode (D) montée en direct, - un deuxième circuit reliant une deuxième entrée (E2) à une deuxième sortie (S2), ce deuxième circuit étant relié au premier par un interrupteur commandable (SWi) connecté à la liaison entre l'inductance (L) et la diode (D) et un ensemble comprenant, entre les deux sorties du quadripôle, un condensateur (Ci) et une charge montés en parallèle.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le susdit hacheur élévateur (2) effectue une succession de cycles comportant chacun les phases suivantes :
- une phase d'accumulation d'énergie magnétique qui s'obtient lorsque l'interrupteur (SWi) est à l'état fermé, la diode (D) étant bloquée,
- une phase de charge du condensateur (Ci) qui s'obtient lors de l'ouverture de l'interrupteur (SWi) et au cours de laquelle il s'effectue un transfert de l'énergie accumulée dans l'inductance (L) vers le condensateur (Ci).
5. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape de conversion continue/alternatif est exécutée par un onduleur (Co) qui renvoie l'énergie stockée par le condensateur (Ci) dès que la tension de sortie du hacheur dépasse un seuil de tension prédéterminé.
6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de redressement de la tension délivrée par l'équipement (IT) à tester dans le cas où cet équipement (IT) se comporte vis-à-vis de la charge comme un générateur de tension alternative.
7. Dispositif pour la mise en œuvre du procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de simulation (BS) comprenant un hacheur élévateur de tension piloté par un circuit de commande comportant un processeur (P) selon une loi de commande (LC) spécifique de la charge que l'on veut simuler et un circuit de régénération (BR) qui transforme la tension délivrée par le circuit de simulation en une tension alternative apte à être injectée sur un réseau.
8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de régénération (BR) comprend un onduleur (O) apte à convertir la tension continue de sortie du hacheur élévateur en une tension alternative mono ou multiphasée.
9. Dispositif selon l'une des revendications 7 et 8, caractérisé en ce que le susdit hacheur élévateur (2) comprend :
- une entrée (Ei) reliée à une sortie (Si) par l'intermédiaire d'un circuit comprenant une inductance (L) et une diode (D) montée en sens direct, - une entrée (E2) reliée à une sortie (S2) par un conducteur (T) relié à la liaison entre l'inductance (L) et la diode (D) par un interrupteur commandable (SWi) et à la liaison entre la diode (D) et la sortie (Si) par un ensemble comprenant en parallèle un condensateur (Ci) et une résistance
(Ri)-
10. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que la commande de l'interrupteur commandable (SWi) est assurée par un circuit d'asservissement utilisant une loi de commande (LC) à partir de laquelle est élaboré un signal de consigne qui est appliqué sur l'entrée positive d'un soustracteur (So) qui reçoit sur son entrée négative un signal représentatif du courant (IL) traversant l'inductance (I) et qui est fourni par un dispositif d'acquisition de données du hacheur, et en ce que la sortie du soustracteur (So) est connectée à un générateur de signal crénelé modulé en largeur d'impulsion (GS) qui élabore un signal de commande de l'interrupteur (SW1).
11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit assurant la connexion de la sortie de soustracteur au circuit de commande comprend un interrupteur commandable (SW2), piloté par un circuit de sécurité (CS) qui reçoit des données de température (T°i, T°2, T°3) du hacheur et élabore en signal de commande de l'interrupteur (SW2) en fonction de ces données.
12. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 11, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de sécurité placé en sortie du hacheur, de manière à abaisser la tension de sortie dudit hacheur si une surtension intervient.
13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que le susdit dispositif de sécurité comprend un pont diviseur de tension associé à un comparateur à hystérésis qui mesure la tension de sortie du hacheur et commande un interrupteur commandable (SW3) destiné à décharger le condensateur à travers une résistance (R2) lorsque la tension de sortie (Vi) atteint une valeur de seuil haut prédéterminée.
14. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 13, caractérisé en ce que l'onduleur utilisé dans le bloc de régénération consiste en un onduleur à déclenchement sur seuil (O) qui autorise la réinjection de courant sur le réseau lorsqu'une tension suffisante est appliquée sur son entrée.
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