WO2009100754A1 - Boost-konverter und verfahren zum betreiben einer elektronischen last mit gleichspannung - Google Patents

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a boost converter for operating an electrical load with DC voltage having an input with a first and a second input terminal for connecting a supply voltage, an output having a first and a second output terminal for providing an output voltage to the electrical Last, a first and a second electronic switch in a half-bridge arrangement, is gebil ⁇ det by the connection point of the first and second electronic switch, a half-bridge center point, wherein the first and second electronic switches each having a control electrode, a hostsselekt- rode and a Have working electrode, wherein the Ar ⁇ beitselektrode of the first electronic switch is coupled to the first output terminal, wherein the Ar ⁇ beitselektrode of the second electronic switch is coupled to the second output terminal, a boost choke, which between the first n input terminal and the half-bridge center point is coupled to a first diode which is ge ⁇ coupled between the second input terminal and the working electrode of the first electronic switch, and a second diode coupled between the working electrode of the second electronic
  • the object of the present invention is therefore to develop a generic boost converter or a generic method in such a way that the boost converter or the method has a significantly increased efficiency compared to known standard boost PFC circuits, wherein the boost Converter or the method is to accompany radio interference with fewer problems than said Bridgeless Boost converter.
  • the present invention is based on the finding that, at first, lower interfering interference problems arise when a half-bridge arrangement which is equivalent in terms of radio interference to the known standard boost PFC is used for the power factor correction. Since in a standard boost PFC via the bridge power rectifier, a compound of the starting circuit to the network and hence is the ground potential before ⁇ that be ⁇ riding produced at the output to the electric load output voltage is no longer as in the Bo ⁇ east converter as WO 2006/105247 A2 with the full voltage swing high frequency connected to ground. Thus, the influence of different wiring and earth ⁇ capacitances within a class of lights in a boost converter according to the invention without appreciable influence.
  • a current switch-on time for the respectively active switch is determined as a function of at least the output voltage, taking into account this maximum switch-on time stored in the control device, and activating the respective current switch-on time based on the detected current polarity of the supply voltage of the two electronic switches.
  • the maximum switch-on time is determined before ⁇ ab, at least as a function of the inductance of the boost throttle, the maximum value of the electrical load to be connected to the output and the minimum value of the supply voltage to be connected to the input.
  • the series circuit of a storage capacitor and an ohmic resistor is coupled preferably between the first output terminal and the working electrode of the second electronic switch, the drop across the ohmic Wi ⁇ resistor voltage is coupled to error detection to the control device.
  • This ohmic resistance is - unless the still further described ⁇ bene further action is taken - flowed through only by a large current practically when first charging the storage capacitor, but during recharging the storage capacitor in normal operation, the voltage drop is negligible.
  • this power resistor hardly incurs any loss due to the mounting on the DC side of the boost converter.
  • the ohmic resistance may be dimensioned very small, so that it provides a usable signal to the control ⁇ device only in the event of an error, not however, in regular operation.
  • a diode is preferably coupled in parallel to the ohm resistor ⁇ rule.
  • the ohmic resistance does not need to be increased, so that the costs for the realization can be kept favorable.
  • the control device is preferably coupled to the half-bridge center point and designed to detect aistsände ⁇ tion, in particular a voltage jump at the half-bridge center point.
  • the synchronizers ⁇ tion of the first free-running Einschaltzeitgebers (Zero Current Switching) is made possible because the voltage jump at the half-bridge center point displays the demagnetization of the boost choke.
  • the control device is coupled to a clutchspo ⁇ tential, wherein the Polarticianserkennungsvorrich- processing is designed to evaluate the difference between the first and present at the second input terminal voltage relative to the reference potential of the control device.
  • the polarity detection device can be designed to reduce the difference between the measurement impedances of the first and second input terminals. to evaluate currents flowing above the reference potential of the control device. It is particularly before Trains t ⁇ when these currents are supplied to a current mirror to the differential ⁇ formation.
  • the output signal of the current mirror can be tapped off at the collector (or drain at MOSFET) not connected to the base (or gate at MOSFET).
  • the output of the polarity is preferred turgiserkennungsvortechnisch a comparator with a hysteresis in the switching threshold supplied at ⁇ game as a Schmitt-trigger inverter.
  • control device is designed to switch on one of the two electronic switches at least over a predefinable period of time during the discharge phase of the boost throttle caused by the switching off of the other switch.
  • the normally passive switch whose free-wheeling diode is used to deliver the energy stored in the boost throttle to the output is actively activated.
  • circuit can be supplemented by a dynamic overvoltage shutdown.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of an exemplary embodiment of a boost converter according to the invention.
  • This has an input with a first El and a second input terminal E2, between which a supply voltage U N , in particular a supply ⁇ AC voltage can be connected.
  • U N supply voltage
  • U A output voltage
  • the boost converter comprises a first Ql and a second electronic switch Q2, which are connected in a half-bridge arrangement.
  • Each electronic switches Ql, Q2 has a control electrode, a reference electrode and a working electrode and is presently being ⁇ leads as a MOSFET, that is, each electronic switches Ql, Q2 has an internal body diode on. In the present case, these are explicitly drawn as diodes D Qi and D Q2 in order to simplify the operation of the circuit.
  • a diode D9 is coupled between the first input terminal El and the working electrode of the first electronic switch Ql, wherein the working electrode of the first electronic switch Ql is in turn coupled to the first output terminal Al.
  • the second input terminal E2 ⁇ A is also coupled via a diode DLO to the working electrode of the first electronic switch Ql.
  • a boost throttle Ll is coupled between the input terminal El and the half-bridge center point HB.
  • the working electrode of the second electronic switch Q2 is coupled to a reference potential, in the present case ground.
  • the series circuit of a Spei ⁇ cherkondensators C7 and an ohmic resistance RCS is arranged.
  • a diode D17 is connected in parallel with the ohmic resistor RCS.
  • a diode D12 is connected between the working electrode of the second electronic switch Q2 and the second input terminal E2.
  • a di ode ⁇ Dil is coupled between the first input terminal El and the reference potential.
  • the potential at the first input terminal El is via an ohmic resistance R2 and the potential at the second input terminal E2 via a resistor RIl for detecting the current polarity of the input voltage U N of a control device 10 is supplied.
  • the control device 10 is also supplied with the potential HBM at the half-bridge center HB. Furthermore, the control device 10 is supplied with the potential CS at the resistor RCS.
  • the control device 10 is supplied with the potential V_BUS, which is correlated with the output voltage U A.
  • An auxiliary power supply HV is provided to the control device 10 via the capacitor CS1 and the ohmic resistor R12 via an auxiliary winding L2 coupled to the boost throttle L1.
  • the potential HBM at the half-bridge center HB is supplied to the control device via a capacitor CS9 and an ohmic resistor R6.
  • the control device 10 provides at its output a drive signal GQ1 for the first electronic switch Q1 as well as a drive signal GQ2 for the second electronic switch Q2.
  • the signal is supplied to the gql STEU ⁇ erelektrode of the electronic switch Ql through a resistor R8, while the Steuersig ⁇ nal GQ2 is supplied to the electronic switch Q2 through a resistor Rl.
  • a current flows from the input terminal E2 via the diode D10 and the electronic switch Q1 to the input terminal El in the charge phase of the boost throttle L1.
  • a current flows through the body diode ⁇ DQ 2 of the second electronic switch Q2 and the resistor RCS in the storage capacitor C7 and the diode DLO to the input terminal E2.
  • a maximum switch ⁇ time is deposited, the at least depending on the Induk ⁇ tivity of the boost choke Ll, the maximum value of the output terminal Al, Al to be connected to the electrical load and the minimum value of the input terminal El, E2 ⁇ closing supply voltage U N is determined.
  • the control device 10 calculates a current switch-on time for the respective active electronic switches Ql, Q2, taking into account the maximum ⁇ A switching time.
  • the electronic switch Q1, Q2 which is active on the basis of the detected current polarity is then activated with the current switch-on time.
  • the voltage dropping across the ohmic resistor RCS serves for error detection and is fed to the control device 10 for this purpose.
  • the ohmic resistance RCS is dimensioned so that a signal only in case of error, especially in the case of false triggering or in the Case of overcurrents, but not in regular operation, is provided to the control device 10.
  • the parallel to the resistor RCS diode D17 ⁇ it enables a smaller design of the resistor RCS, as if it were actually necessary due to the current flowing to charge the storage capacitor C7 large inrush current and / or in the case of surge pulses.
  • a polarity detection device is arranged in the control device 10, which is designed to evaluate the difference between the voltage applied to the first element E and the second input connection E2 in relation to the reference potential of the control device.
  • the control device 10 corresponding potentials via the inputs UN_POL_1 and UN_POL_2 are supplied.
  • the polarity recognition device comprises a comparator, which is designed as a current mirror.
  • control device Via the terminal HBM the control device is able to de- tektieren the demagnetization of the boost inductor Ll, thus enabling the synchronization of the first free-running Einschaltzeitgebers in the control device ⁇ 10th
  • the maximum switch-on time can be predetermined by appropriate switching of the control device 10 (or by appropriate programming when the control device 10 is implemented by a microprocessor), preferably by a prescribable current flow through an RC element. By varying the predetermined current flowing through this RC element, and evaluating the output of the RC element voltage dropping the on-time can be varied.
  • diodes D Q i and D Q2 of the first Ql and the second electronic switch Q2 diodes D9 and Dil are provided, which in the case of a switch ⁇ current or surge pulse a current path parallel to the series connection of the boost choke Ll and the respective switch Ql or Q2 offer.
  • control device 10 is particularly preferably designed to actively switch on the switches Q1, Q2 previously switched off in the charging phase of the boost throttle L1 in the discharge phase. This reduces the losses in its body diode. These will be calculated depending on the network polarity the maximum allowable drive time DIE ses switch from the difference between output and an output voltage ⁇ or estimated. The then meetge ⁇ bene activation time must be less than the calculated or estimated value. It is thus possible for the triggering of the switch-on timer to continue to take place capacitively via the capacitor CS9 and the ohmic resistor R6 from the half-bridge center HB for the transition mode of the boost converter according to the invention.
  • the active switch-on time is then preferably about 80 to 90% of the calculated or estimated demagnetization time.
  • the power loss of 3.52 W for a Boost converter according to the state of the art could be reduced to 2.76 W.
  • the power loss of an electronic ballast to less than 5% could be characterized redu ⁇ sheet for the first time.

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  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Boost-Konverter mit zwei elektronischen Schaltern in Halbbrückenanordnung. Auf eine Messung des Drosselstroms mittels Shunt-Widerstand wird verzichtet; es wird jedoch bei der Berechnung der Ansteuersignale für die beiden Schalter eine maximale Einschaltzeit berücksichtigt, die in der Steuervorrichtung abgelegt ist.

Description

Boost-Konverter und Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last mit Gleichspannung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Boost-Konverter zum Betreiben einer elektrischen Last mit Gleichspannung mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Ein- gangsanschluss zum Anschließen einer Versorgungsspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Aus- gangsanschluss zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an die elektrische Last, einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter in Halbbrückenanordnung, wobei durch den Verbindungspunkt des ersten und des zweiten e- lektronischen Schalters ein Halbbrückenmittelpunkt gebil¬ det ist, wobei der erste und der zweite elektronische Schalter jeweils eine Steuerelektrode, eine Bezugselekt- rode und eine Arbeitselektrode aufweisen, wobei die Ar¬ beitselektrode des ersten elektronischen Schalters mit dem ersten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei die Ar¬ beitselektrode des zweiten elektronischen Schalters mit dem zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, einer Boost- Drossel, die zwischen den ersten Eingangsanschluss und den Halbbrückenmittelpunkt gekoppelt ist, einer ersten Diode, die zwischen den zweiten Eingangsanschluss und die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters ge¬ koppelt ist, und einer zweiten Diode, die zwischen die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, und einer Steuervorrichtung, die zumindest mit der Steuerelektrode des ersten und der Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters gekoppelt ist, zum Ansteuern des ersten und des zweiten elektronischen Schalters. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last mit Gleichspannung an einem derartigen Boost- Konverter .
Stand der Technik
Aus der WO 2006/105247 A2 ist ein so genannter Bridge- less-Boost-Konverter bekannt, siehe dort die Fig. 5, bei dem zwei aktive Leistungsschalter mit jeweils einer Steu¬ erelektrode mit dem Bezugspotential der Steuerschaltung der PFC (Power Factor Correction = Leistungsfaktorkorrek- tur) -Schaltung zusammengeschaltet sind. Dadurch lässt sich der Wirkungsgrad von elektronischen Geräten, die einen Schaltungsteil zur Leistungsfaktorkorrektur am Wechselstromnetz enthalten, erhöhen. Ein derartiger Bridge- less-Boost-Konverter benutzt zur Netzgleichrichtung nicht mehr die bekannte Diodenbrücke mit vier Dioden.
Wie aus dem Aufsatz von P. Kong, S. Wang, F. C. Lee mit dem Titel „Common Mode EMI noise suppression in bridge- less boost PFC Converter", erschienen in Applied Power Elektronics Conference, APEC 2007 - Twenty Second Annual IEEE, hervorgeht, erzeugt jedoch diese Schaltung starke Gleichtaktstörungen, die insbesondere bei der Anwendung von elektronischen Betriebsgeräten in Leuchten stark von der Kopplung der Leuchte zum Erdpotential, und zwar auf¬ grund unterschiedlicher Verdrahtungs- und Erdkapazitäten innerhalb einer Klasse von Leuchten, abhängen, die von Leuchte zu Leuchte sehr unterschiedlich sein kann. Dadurch wird eine normkonforme Funkentstörung nahezu unmög¬ lich. Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, einen gattungsgemäßen Boost-Konverter bzw. ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzubilden, dass der Boost-Konverter bzw. das Verfahren gegenüber bekannten Standard-Boost-PFC-Schaltungen einen signifikant erhöhten Wirkungsgrad besitzt, wobei der Boost-Konverter bzw. das Verfahren funkentstörtechnisch mit weniger Problemen einhergehen soll als der genannte Bridgeless-Boost-Kon- verter .
Diese Aufgabe wird gelöst durch einen Boost-Konverter mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 12.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass sich zunächst geringere funkentstörtechnische Prob- lerne ergeben, wenn für die Leistungsfaktorkorrektur eine Halbbrückenanordnung verwendet wird, die hinsichtlich der Funkstörungen mit dem bekannten Standard-Boost-PFC gleichwertig ist. Da bei einem Standard-Boost-PFC über den Brückennetzgleichrichter eine Verbindung des Aus- gangskreises zum Netz und damit zum Erdpotential vor¬ liegt, wird die am Ausgang an die elektrische Last be¬ reitgestellte Ausgangsspannung nicht mehr wie bei dem Bo¬ ost-Konverter gemäß der WO 2006/105247 A2 mit dem vollen Spannungshub hochfrequent gegen Erde geschaltet. Damit ist der Einfluss unterschiedlicher Verdrahtungs- und Erd¬ kapazitäten innerhalb einer Klasse von Leuchten bei einem erfindungsgemäßen Boost-Konverter ohne nennenswerten Einfluss. Dabei besteht jedoch der Nachteil, dass ein span¬ nungsfester Halbbrückentreiber verwendet werden muss, und im Gegensatz zum vorher erwähnten Bridgeless-Boost- Konverter mit gegen Bezugspotential geschalteten aktiven Schaltern unbedingt eine Erkennung der Netzpolarität, d. h. der Polarität der Versorgungsspannung, notwendig ist, um das von der Steuervorrichtung erzeugte Steuersig¬ nal dem jeweils richtigen Schalter zuzuordnen.
Während bekannte Steuerschaltungen, wie beispielsweise der Baustein L6562 der Firma STM bzw. der Baustein IR1150 der Firma International Rectifier, für die Funktion eine Information über den durch die Boost-Drossel und den betreffenden Schalter fließenden Ladestrom durch Messung über einen Shunt-Widerstand benötigen, um diesen bei einem bestimmten Wert abzuschalten, ist dies im Hinblick auf den mit dem erfindungsgemäßen Boost-Konverter zu er- zielenden erhöhten Wirkungsgrad nicht erwünscht. Erfin¬ dungsgemäß wird deshalb zur Steuerung des Boost- Konverters vorgeschlagen, eine maximale Einschaltzeit für den aktiven Schalter festzulegen, die sich nach der Induktivität der Boost-Drossel, dem Maximalwert der am Aus- gang anzuschließenden elektrischen Last und dem Minimalwert der am Eingang anzuschließenden Versorgungsspannung bemisst. Damit ist keine Messung des Drosselladestroms über einen Messwiderstand mehr erforderlich. Vielmehr wird eine aktuelle Einschaltzeit für den jeweils aktiven Schalter in Abhängigkeit zumindest der Ausgangsspannung unter Berücksichtigung dieser maximalen, in der Steuervorrichtung abgelegten Einschaltzeit ermittelt und der jeweils aufgrund der festgestellten aktuellen Polarität der Versorgungsspannung aktive der beiden elektronischen Schalter mit dieser aktuellen Einschaltzeit angesteuert. Dadurch können die Verluste in den im Stand der Technik verwendeten Strommesswiderständen vermieden werden. Damit ist einem erfindungsgemäßem Boost-Konverter bei höchstem Wirkungsgrad und sehr geringem Aufwand auch ein Einsatz in einem elektronischen Betriebsgerät für eine Entla¬ dungslampe ermöglicht.
Wie bereits erwähnt, wird die maximale Einschaltzeit vor¬ ab bestimmt, zumindest in Abhängigkeit der Induktivität der Boost-Drossel, dem Maximalwert der am Ausgang anzu- schließenden elektrischen Last und dem Minimalwert der am Eingang anzuschließenden Versorgungsspannung. Diese Werte und damit die maximale Einschaltzeit können einfach er¬ mittelt werden.
Bevorzugt ist zwischen den ersten Ausgangsanschluss und die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters die Serienschaltung eines Speicherkondensators und eines ohmschen Widerstands gekoppelt, wobei die am ohmschen Wi¬ derstand abfallende Spannung zur Fehlererkennung an die Steuervorrichtung gekoppelt ist. Dieser ohmsche Wider- stand wird - sofern nicht die noch weiter unten beschrie¬ bene weitere Maßnahme vorgenommen wird - praktisch nur beim erstmaligen Aufladen des Speicherkondensators von einem großen Strom durchflössen, während jedoch beim Nachladen des Speicherkondensators im Normalbetrieb der Spannungsabfall zu vernachlässigen ist. Dadurch fällt an diesem ohmschen Widerstand im Vergleich zu den Strommesswiderständen im Stand der Technik, die wechselstromseitig angeordnet sind, nunmehr aufgrund der Montage auf der Gleichstromseite des Boost-Konverters kaum Verlustleis- tung an. Da die an diesem ohmschen Widerstand abfallende Spannung nicht zur Ermittlung eines Steuersignals durch die Steuervorrichtung zum Ansteuern des zweiten elektronischen Schalters verwendet wird, wie dies bei einem Standard-Boost-Konverter der Fall ist, kann der ohmsche Widerstand sehr klein dimensioniert werden, so dass er nur im Fehlerfall ein auswertbares Signal an die Steuer¬ vorrichtung bereitstellt, nicht jedoch im regulären Betrieb .
Zur Verhinderung einer Zerstörung des ohmschen Widerstands aufgrund des großen Einschaltstroms bzw. durch Search-Impulse ist bevorzugt eine Diode parallel zum ohm¬ schen Widerstand gekoppelt. Damit braucht der ohmsche Wi¬ derstand nicht stärker dimensioniert werden, so dass die Kosten für die Realisierung günstig gehalten werden können .
Bevorzugt ist die Steuervorrichtung mit dem Halbbrückenmittelpunkt gekoppelt und ausgelegt, eine Spannungsände¬ rung, insbesondere einen Spannungssprung, am Halbbrückenmittelpunkt zu detektieren. Dadurch wird die Synchronisa¬ tion des zunächst freilaufenden Einschaltzeitgebers (Zero Current Switching) ermöglicht, da der Spannungssprung am Halbbrückenmittelpunkt die Entmagnetisierung der Boost- Drossel anzeigt.
Bevorzugt ist die Steuervorrichtung mit einem Bezugspo¬ tential gekoppelt, wobei die Polaritätserkennungsvorrich- tung ausgelegt ist, die Differenz zwischen der am ersten und am zweiten Eingangsanschluss anliegenden Spannung gegenüber dem Bezugspotential der Steuervorrichtung auszuwerten. Alternativ kann die Polaritätserkennungsvorrich- tung ausgelegt sein, die Differenz der über Messwider- stände vom ersten und vom zweiten Eingangsanschluss ge- genüber dem Bezugspotential der Steuervorrichtung fließenden Ströme auszuwerten. Dabei ist es besonders bevor¬ zugt, wenn diese Ströme einem Stromspiegel zur Differenz¬ bildung zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Strom- spiegeis kann am nicht mit der Basis (bzw. Gate bei MOSFET) verbundenen Kollektor (bzw. Drain bei MOSFET) abgegriffen werden. Um ein Schalten aufgrund parasitärer Schwingungen beim Netznulldurchgang der Versorgungsspannung auszuschalten, wird das Ausgangssignal der Polari- tätserkennungsvorrichtung bevorzugt einem Komparator mit einer Hysterese in der Schaltschwelle zugeführt, bei¬ spielsweise einem Schmitt-Trigger-Inverter .
Weiterhin ist bevorzugt, dass die Steuervorrichtung ausgelegt ist, einen der beiden elektronischen Schalter zu- mindest über einen vorgebbaren Zeitraum während der durch das Abschalten des anderen Schalters bewirkten Entladephase der Boost-Drossel einzuschalten. Damit wird quasi der an sich passive Schalter, dessen Freilaufdiode zur Abgabe der in der Boost-Drossel gespeicherten Energie an den Ausgang benutzt wird, aktiv angesteuert. Dies resul¬ tiert in einer weiteren Verbesserung der Effizienz des erfindungsgemäßen Boost-Konverters, da die Verluste in der Body-Diode (die elektronischen Schalter werden üblicherweise als Feldeffekttransistoren realisiert) des au- genblicklich passiven Schalters reduziert werden. Dazu wird, abhängig von der Polarität der Versorgungsspannung, die maximal zulässige Ansteuerzeit dieses Schalters aus der Differenz von Ausgangs- und Eingangsspannung berechnet oder geschätzt. Die dann abgegebene Ansteuerzeit, d. h. die Zeit, in der dieser Schalter eingeschaltet wer¬ den soll, muss kleiner sein als der errechnete bzw. ge- schätzte Wert, um sicher auch weiterhin die Triggerung des EinschaltZeitgebers kapazitiv aus dem Halbbrückenmit¬ telpunkt aufgrund entmagnetisierter Boost-Drossel zu be¬ wirken und damit den Boost-Konverter im Transition-Mode zu betreiben, siehe oben.
Schließlich kann die Schaltung durch eine dynamische Ü- berspannungsabschaltung ergänzt werden.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die mit Bezug auf einen erfindungsgemäßen Boost-Konverter vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel ei- nes erfindungsgemäßen Boost-Konverters unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung, die in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Boost-Konverters zeigt, näher beschrieben.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein Ausfüh- rungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Boost-Konverters. Dieses weist einen Eingang mit einem ersten El und einem zweiten Eingangsanschluss E2 auf, zwischen denen eine Versorgungsspannung UN, insbesondere eine Versorgungs¬ wechselspannung, angeschlossen werden kann. Am Ausgang wird zwischen einem ersten Al und einem zweiten Ausgangs- anschluss A2 eine Ausgangsspannung UA bereitgestellt. Der Boost-Konverter umfasst einen ersten Ql und einen zweiten elektronischen Schalter Q2, die in Halbbrückenanordnung verschaltet sind. Jeder elektronische Schalter Ql, Q2 weist eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode auf und ist vorliegend als MOSFET ausge¬ führt, d. h. jeder elektronische Schalter Ql, Q2 weist eine interne Body-Diode auf. Diese sind vorliegend zur Vereinfachung der Funktionsweise der Schaltung explizit als Dioden DQi und DQ2 eingezeichnet.
Eine Diode D9 ist zwischen den ersten Eingangsanschluss El und die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters Ql gekoppelt, wobei die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters Ql wiederum mit dem ers- ten Ausgangsanschluss Al gekoppelt ist. Der zweite Ein¬ gangsanschluss E2 ist über eine Diode DlO ebenfalls mit der Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters Ql gekoppelt. Zwischen den Eingangsanschluss El und den Halbbrückenmittelpunkt HB ist eine Boost-Drossel Ll ge- koppelt. Die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters Q2 ist mit einem Bezugspotential, vorliegend Masse, gekoppelt. Zwischen den Ausgangsanschluss Al und dem Bezugspotential ist die Serienschaltung eines Spei¬ cherkondensators C7 und eines ohmschen Widerstands RCS angeordnet. Parallel zum ohmschen Widerstand RCS ist eine Diode D17 geschaltet. Zwischen die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters Q2 und den zweiten Eingangsanschluss E2 ist eine Diode D12 geschaltet. Eine Di¬ ode Dil ist zwischen den ersten Eingangsanschluss El und das Bezugspotential gekoppelt. Das Potential am ersten Eingangsanschluss El wird über einen ohmschen Widerstand R2 und das Potential am zweiten Eingangsanschluss E2 über einen ohmschen Widerstand RIl zur Erkennung der aktuellen Polarität der Eingangsspannung UN einer Steuervorrichtung 10 zugeführt. Der Steuervorrichtung 10 wird überdies das Potential HBM am Halbbrückenmittelpunkt HB zugeführt. Weiterhin wird der Steuervorrichtung 10 das Potential CS am ohmschen Widerstand RCS zugeführt. Über einen ohmschen Widerstand R3 wird der Steuervorrichtung 10 das Potential V_BUS, das mit der Ausgangsspannung UA korreliert ist, zugeführt. Über eine mit der Boost-Drossel Ll gekoppelte Hilfswicklung L2 wird der Steuervorrichtung 10 über den Kondensator CSl und den ohmschen Widerstand R12 eine HilfsStromversorgung HV bereitgestellt. Das Potential HBM am Halbbrückenmittelpunkt HB wird der Steuervorrichtung über einen Kondensator CS9 und einen ohmschen Widerstand R6 zugeführt.
Die Steuervorrichtung 10 stellt an ihrem Ausgang ein Ansteuersignal GQl für den ersten elektronischen Schalter Ql sowie ein Ansteuersignal GQ2 für den zweiten elektro- nischen Schalter Q2 bereit. Das Signal GQl wird der Steu¬ erelektrode des elektronischen Schalters Ql über einen ohmschen Widerstand R8 zugeführt, während das Steuersig¬ nal GQ2 dem elektronischen Schalter Q2 über einen ohmschen Widerstand Rl zugeführt wird.
Zur Funktionsweise: Ist das Potential am Eingangsan¬ schluss El positiver als das Potential am Eingangsanschluss E2, fließt in der Ladephase ein Strom von El über die Boost-Drossel Ll, den Schalter Q2, die Diode D12 zum Eingang E2. In der Entladephase, d. h. der elektronische Schalter Q2 wird nicht-leitend geschaltet, fließt bis zur Entmagnetisierung der Boost-Drossel Ll ein Strom über die Bodydiode DQl zum Speicherkondensator C7.
Ist das Potential am Eingangsanschluss El negativer als das Potential am Eingangsanschluss E2, fließt in der La- dephase der Boost-Drossel Ll ein Strom vom Eingangsanschluss E2 über die Diode DlO und den elektronischen Schalter Ql zum Eingangsanschluss El. In der Entladephase der Boost-Drossel Ll fließt dann ein Strom über die Body¬ diode DQ2 des zweiten elektronischen Schalters Q2 und den ohmschen Widerstand RCS in den Speicherkondensator C7 und über die Diode DlO zum Eingangsanschluss E2.
In der Steuervorrichtung 10 ist eine maximale Einschalt¬ zeit hinterlegt, die zumindest in Abhängigkeit der Induk¬ tivität der Boost-Drossel Ll, dem Maximalwert der am Aus- gangsanschluss Al, Al anzuschließenden elektrischen Last und dem Minimalwert der am Eingangsanschluss El, E2 anzu¬ schließenden Versorgungsspannung UN bestimmt ist. Durch Messung der Ausgangsspannung UA über den Eingang V_BUS berechnet die Steuervorrichtung 10 eine aktuelle Ein- schaltzeit für den jeweils aktiven elektronischen Schalter Ql, Q2 und berücksichtigt dabei die maximale Ein¬ schaltzeit .
Der aufgrund der festgestellten aktuellen Polarität aktive elektronische Schalter Ql, Q2 wird dann mit der aktu- eilen Einschaltzeit angesteuert.
Die am ohmschen Widerstand RCS abfallende Spannung dient der Fehlererkennung und wird zu diesem Zweck der Steuervorrichtung 10 zugeführt. Dabei ist der ohmsche Wider¬ stand RCS so dimensioniert, dass ein Signal nur im Feh- lerfall, insbesondere im Fall der Fehltriggerung oder im Fall von Überströmen, nicht jedoch im regulären Betrieb, an die Steuervorrichtung 10 bereitgestellt wird. Die zum ohmschen Widerstand RCS parallelgeschaltete Diode D17 er¬ möglicht eine kleinere Bauform des Widerstands RCS, als sie eigentlich aufgrund des zur Ladung des Speicherkondensators C7 fließenden großen Einschaltstroms und/oder im Falle von Surge-Impulsen nötig wäre.
Vorliegend ist in der Steuervorrichtung 10 eine Polari- tätserkennungsvorrichtung angeordnet, die ausgelegt ist, die Differenz zwischen der am ersten El und am zweiten Eingangsanschluss E2 anliegenden Spannung gegenüber dem Bezugspotential der Steuervorrichtung auszuwerten. Dazu werden der Steuervorrichtung 10 entsprechende Potentiale über die Eingänge UN_POL_1 und UN_POL_2 zugeführt. Zur Auswertung der Potentiale umfasst die Polaritätserken- nungsvorrichtung einen Komparator, der als Stromspiegel ausgebildet ist.
Über den Anschluss HBM ist die Steuervorrichtung in der Lage, die Entmagnetisierung der Boost-Drossel Ll zu de- tektieren und ermöglicht dadurch die Synchronisation des zunächst freilaufenden Einschaltzeitgebers in der Steuer¬ vorrichtung 10.
Die maximale Einschaltzeit kann durch entsprechende Be- schaltung der Steuervorrichtung 10 (oder durch entspre- chende Programmierung bei Realisierung der Steuervorrichtung 10 durch einen Mikroprozessor) vorgegeben werden, bevorzugt durch einen vorgebbaren Stromfluss durch ein RC-Glied. Durch Variation des vorgebbaren Stroms, der dieses RC-Glied durchfließt, und Auswerten der am Ausgang des RC-Glieds abfallenden Spannung kann die Einschaltzeit variiert werden.
Zur Entlastung der Bodydioden DQi und DQ2 des ersten Ql und des zweiten elektronischen Schalters Q2 sind Dioden D9 bzw. Dil vorgesehen, die im Falle eines Einschalt¬ stroms oder Surgeimpulses einen Strompfad parallel zur Reihenschaltung der Boost-Drossel Ll und des jeweiligen Schalters Ql bzw. Q2 anbieten.
Besonders bevorzugt ist vorliegend die Steuervorrichtung 10 ausgelegt, den zuvor in der Ladephase der Boost- Drossel Ll ausgeschalteten Schalter Ql, Q2 in der Entladephase aktiv einzuschalten. Dadurch werden die Verluste in dessen Body-Diode reduziert. Dazu wird abhängig von der Netzpolarität die maximal zulässige Ansteuerzeit die- ses Schalters aus der Differenz von Ausgangs- und Ein¬ gangsspannung berechnet oder geschätzt. Die dann abgege¬ bene Ansteuerzeit muss kleiner sein als der errechnete bzw. geschätzte Wert. Damit ist es möglich, dass auch weiterhin die Triggerung des Einschaltzeitgebers kapazi- tiv über den Kondensator CS9 und den ohmschen Widerstand R6 aus dem Halbbrückenmittelpunkt HB für den Transition Mode des erfindungsgemäßen Boost-Konverters erfolgen kann .
Bevorzugt beträgt die aktive Einschaltzeit dann etwa 80 bis 90 % der berechneten oder geschätzten Entmagnetisie- rungszeit .
Mit dem vorliegenden Boost-Konverter konnte die Verlustleistung von 3,52 W für einen Boost-Konverter nach dem Stand der Technik (Standard-Boost-Konverter) auf 2,76 W gesenkt werden. Eingesetzt in einem elektronischen Vor- schaltgerät konnte dadurch erstmalig die Verlustleistung eines elektronischen Vorschaltgeräts auf unter 5 % redu¬ ziert werden.

Claims

Ansprüche
1. Boost-Konverter zum Betreiben einer elektrischen Last mit Gleichspannung mit
- einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Anschließen einer Versorgungsspannung (UN) ;
- einem Ausgang mit einem ersten (Al) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (UA) an die elektrische Last;
- einem ersten (Ql) und einem zweiten elektronischen Schalter (Q2) in Halbbrückenanordnung, wobei durch den Verbindungspunkt des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) ein Halbbrückenmittel¬ punkt (HB) gebildet ist, wobei der erste (Ql) und der zweite elektronische Schalter (Q2) jeweils eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Ar¬ beitselektrode aufweisen, wobei die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters (Ql) mit dem ersten Ausgangsanschluss (Al) gekoppelt ist, wobei die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters (Q2) mit dem zweiten Ausgangsanschluss (A2) gekoppelt ist;
- einer Boost-Drossel (Ll), die zwischen den ersten Eingangsanschluss (El) und den Halbbrückenmittel¬ punkt (HB) gekoppelt ist; - einer ersten Diode (DlO), die zwischen den zweiten Eingangsanschluss (E2) und die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters (Ql) gekoppelt ist, und einer zweiten Diode (D12) , die zwischen die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters (Q2) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekop¬ pelt ist; und
- einer Steuervorrichtung (10) , die zumindest mit der Steuerelektrode des ersten (Ql) und der Steuerelekt- rode des zweiten elektronischen Schalters (Q2) gekoppelt ist, zum Ansteuern des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2); dadurch gekennzeichnet, dass der Boost-Konverter weiterhin umfasst: - eine mit der Steuervorrichtung (10) gekoppelte PoIa- ritätserkennungsvorrichtung (10) , die ausgelegt ist, die aktuelle Polarität der Versorgungsspannung (UN) zu ermitteln und ein entsprechendes Signal an ihrem Ausgang an die Steuervorrichtung (10) bereit- zustellen; wobei die Steuervorrichtung (10) weiterhin ausgelegt ist, eine aktuelle Einschaltzeit für den jeweils akti¬ ven des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) in Abhängigkeit zumindest der Ausgangs- Spannung (UA) unter Berücksichtigung einer maximalen, in der Steuervorrichtung (10) abgelegten Einschaltzeit zu ermitteln und den jeweils aufgrund der festgestell¬ ten aktuellen Polarität der Versorgungsspannung (UN) aktiven des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) mit der aktuellen Einschaltzeit anzu¬ steuern.
2. Boost-Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die maximale Einschaltzeit bestimmt ist zumindest in Abhängigkeit der Induktivität der Boost-Drossel
(Ll), dem Maximalwert der am Ausgang anzuschließenden elektrischen Last und dem Minimalwert der am Eingang anzuschließenden Versorgungsspannung (UN) .
3. Boost-Konverter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den ersten (Al) Ausganganschluss und die
Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters
(Q2) die Serienschaltung eines Speicherkondensators
(C7) und eines ohmschen Widerstands (RCS) gekoppelt ist, wobei die am ohmschen Widerstand (RCS) abfallende Spannung zur Fehlererkennung an die Steuervorrichtung
(10) gekoppelt ist.
4. Boost-Konverter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der ohmsche Widerstand (RCS) so dimensioniert ist, dass ein Signal nur im Fehlerfall, nicht jedoch im regulären Betrieb an die Steuervorrichtung (10) bereitgestellt wird.
5. Boost-Konverter nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum ohmschen Widerstand (RCS) eine Diode (D17) gekoppelt ist.
6. Boost-Konverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (10) mit dem Halbbrückenmittelpunkt (HB) gekoppelt ist und ausgelegt ist, eine Spannungsänderung, insbesondere einen Spannungssprung, am Halbbrückenmittelpunkt (HB) zu detektieren.
7. Boost-Konverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (10) mit einem Bezugspotential gekoppelt ist, wobei die Polaritätserkennungsvor- richtung (10) ausgelegt ist, die Differenz zwischen der am ersten (El) und am zweiten Eingangsanschluss (E2) anliegenden Spannung gegenüber dem Bezugspotential der Steuervorrichtung (10) auszuwerten.
8. Boost-Konverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Polaritätserkennungsvorrichtung (10) ausgelegt ist, die Differenz der durch den ersten (El) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) im Betrieb des Bo- ost-Konverters fließenden Ströme auszuwerten.
9. Boost-Konverter nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Polaritätserkennungsvorrichtung (10) zur Auswertung der Differenz einen Komparator umfasst.
10. Boost-Konverter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator als Stromspiegel ausgebildet ist.
11. Boost-Konverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (10) ausgelegt ist, einen der beiden elektronischen Schalter (Ql; Q2) zumindest über einen vorgebbaren Zeitraum während der durch das Ausschalten des anderen elektronischen Schalters (Ql; Q2) bewirkten Entladephase der Boost-Drossel (Ll) ein¬ zuschalten.
12. Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last mit Gleichspannung an einem Boost-Konverter mit einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangs- anschluss (E2) zum Anschließen einer Versorgungsspannung (UN) ; einem Ausgang mit einem ersten (Al) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Be¬ reitstellen einer Ausgangsspannung (UA) an die elektrische Last; einem ersten (Ql) und einem zweiten e- lektronischen Schalter (Q2) in Halbbrückenanordnung, wobei durch den Verbindungspunkt des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) ein Halbbrückenmittelpunkt (HB) gebildet ist, wobei der erste (Ql) und der zweite elektronische Schalter (Q2) je¬ weils eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode aufweisen, wobei die Arbeits- elektrode des ersten elektronischen Schalters (Ql) mit dem ersten Ausgangsanschluss (Al) gekoppelt ist, wobei die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schal¬ ters (Q2) mit dem zweiten Ausgangsanschluss (A2) ge¬ koppelt ist; einer Boost-Drossel (Ll), die zwischen den ersten Eingangsanschluss (El) und den Halbbrückenmittelpunkt (HB) gekoppelt ist; einer ersten Diode (DlO) , die zwischen den zweiten Eingangsanschluss (E2) und die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters (Ql) gekoppelt ist, und eine zweite Diode (D12), die zwischen die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters (Q2) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist; und einer Steu¬ ervorrichtung (10), die zumindest mit der Steuerelektrode des ersten (Ql) und der Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters (Q2) gekoppelt ist, zum Ansteuern des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) ; gekennzeichnet durch folgende Schritte: a) Ermitteln der aktuellen Polarität der Versorgungsspannung (UN) ; b) Ermitteln einer aktuellen Einschaltzeit für den in Abhängigkeit der ermittelten Polarität aktiven des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) in Abhängigkeit zumindest der Ausgangs¬ spannung (UA) und unter Berücksichtigung einer ma- ximalen, in der Steuervorrichtung (10) abgelegten
Einschaltzeit; und c) Ansteuern des aktiven des ersten (Ql) und des zweiten elektronischen Schalters (Q2) mittels der Steuervorrichtung (10) mit der aktuellen Einschaltzeit.
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