WO2007131980A1 - Procede de detection des reflecteurs d'une impulsion electromagnetique - Google Patents

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Luc Bosser
Stéphane Kemkemian
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Thales SA
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    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
    • G01S13/284—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses
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    • Y02A90/10—Information and communication technologies [ICT] supporting adaptation to climate change, e.g. for weather forecasting or climate simulation

Definitions

  • the present invention relates to a method for detecting reflectors of an electromagnetic pulse. It applies for example in the field of meteorological radars.
  • the detection of distant objects by emission of electromagnetic pulses and analysis of all the electromagnetic signals perceived in order to find there possible echoes of the pulses emitted is the principle of radars.
  • the pulses emitted are adapted to the distance and the nature of the objects to be detected and able to reflect the pulses.
  • the pulses may last longer or shorter, have a greater or lesser amplitude and frequency and be spaced apart by a longer or shorter duration. All this characterizes in part "a waveform", each waveform having specific properties of propagation and reflection more or less adapted to the radar. Indeed, depending on the propagation properties and reflection of the waveform, the search for possible echoes in the perceived signals can be easy or otherwise require specific treatments.
  • meteorological radars detect precipitation zones, characterized by their pressure and hygrometry, at very large distances that may exceed 100 nautical miles.
  • the X-band pulses around 10 giga-hertz, are well reflected by this type of reflector. Given the long range specified and the amplitude limitation associated with the low-cost transmitters used, the pulses must be long, of the order of several hundred microseconds, in order to have the power necessary for propagation at such distances. round trip. But increasing the pulse length lowers the resolution of the radar, which could not distinguish two distant targets from a distance less than the pulse length.
  • phase pattern is encoded in the pulse by varying the frequency of the emitted signal according to a linear function of low amplitude, of the order of a few tens of kilo-hertz, called "linear frequency chirp".
  • This phase pattern can thus be recognized in the perceived signals, in the middle of the noise, and this as many times as the pulse has been reflected.
  • the frequency of repetition of the pulses emitted is low, much lower than the kilo-hertz.
  • One of the objectives of the processing carried out by a radar on the perceived electromagnetic signals is to establish a "compressed profile in distance" by a so-called “compression” method.
  • a distance compressed profile graphically indicates the reflected signal amplitude as a function of the distance traveled by the pulse until a possible reflector since its emission.
  • the abscissa represents the distance between the emitter and the reflector and the ordinate represents the amplitude of the reflected signal.
  • an amplitude peak in a distance compressed profile characterizes the echo of a lobe of the pulse emitted on a contributor situated at a certain distance, the reflector contributing to the amplitude of the signals.
  • electromagnetic signals perceived at the transmitter Such a peak is called "peak correlation" because it establishes a link between the transmitted pulse and the signals perceived at the time corresponding to the time to travel the distance indicated on the abscissa back and forth at the speed of light.
  • a conventional compression method called "adapted filtering method” allows the construction of compressed profiles in distance.
  • distance D For a hypothesis of distance D, it is a matter of correlating the received signal with the transmitted signal shifted by a distance D, that is to say delayed by 2D / c where c characterizes the speed of light. If a contributor is positioned at the distance D, a correlation peak appears. This peak is all the finer, that is to say concentrated on a range of restricted distance, the information contained in the emitted pulse is rich, in other words that the emitted band is wide.
  • the impulse response thus released is composed of a main lobe, which provides the distance position of the echo, accompanied by secondary lobes, which in no way correspond to a physical echo but are "artifacts" related to the compression process itself. pulse.
  • Another conventional method called “pseudo-adapted filtering method” makes it possible to reduce the level of sidelobes provided that it is perfectly familiar with the characteristics of the backscattered signals.
  • correlation peaks characterizing the echo of the main lobe appear very high compared to those characterizing the echo of the secondary lobes. This will be illustrated later.
  • These methods are effective with many waveforms emitted and are used in many radar. They are based on the principle of phase coding of the transmitted pulse to be found in the perceived signals.
  • the correlation criterion for positioning a correlation peak is therefore the presence of the coded pattern in phase.
  • the waveform used and previously described is very sensitive to the Doppler phenomenon which considerably modifies or parasitizes the frequency of the signal reflected as a function of the relative speed of the contributor relative to the transmitter.
  • Doppler contribution or "doppler” the variation of frequency of the signal reflected with respect to the emitted signal, this variation being induced by the speed of the contributor relative to the emitter.
  • the frequency of the reflected signal is therefore no longer the same as that of the transmitted signal and the phase coded pattern is deformed.
  • Conventional methods of compression by matched filtering and pseudo-adapted filtering do not work as efficiently.
  • the distance compressed profiles have particularly high secondary lobe levels which can mask the main lobes of the contributors of low reflexivity.
  • the speeds of approximation of the different Contributors can not be unambiguously determined by Doppler analysis, since the pulse repetition rate can not be sufficiently high.
  • some radar modes are characterized by a repetition rate of pulses of the order of 400 Hz, while the range of possible Doppler frequencies covered by all contributors is 6000 Hz wide.
  • the subject of the invention is a method for detecting the reflectors of an electromagnetic pulse comprising a temporal sampling phase of the received signal and of the pulse transmitted at the same sampling frequency. Each sample corresponds to a round-trip distance of the pulse between its emitter and a possible reflector.
  • the method also comprises, in an interval of duration equal to the transmitted pulse divided into L samples, a division phase of the received signal sampled by the emitted pulse sampled, and translated temporally in this interval. It also includes a phase of weighted summations of the L results of the division.
  • the sets of L weights each have a support on which the weights are not zero. Any sub-interval of length between L / n and L, where n is a non-zero integer such that L / n is greater than or equal to 2, is the support of at least one set of weights and no support has any length less than L / n.
  • the sums of the weights of a game are all equal.
  • it comprises a summation minimum determination phase, a non-zero minimum characterizing the amplitude of the pulse returned by a reflector located at the distance corresponding to the beginning of the time interval considered.
  • any sub-interval of length between L / n and L may be the support of a single set of weights, for example in using the classic Blackmann family of weighting games, which is well known. But adaptive weighting games can also be used, such as the Hanning weighting games that are well known as well.
  • the method can also be applied over several time intervals corresponding to the same distance and with the same sets of weights. The summations corresponding to the same set of weights are then summed together before determining the minimum summation, a non-zero minimum always characterizing the amplitude of the pulse returned by a reflector located at the distance corresponding to the beginning of the interval considered time.
  • the main advantages of the invention are that it can be implemented in current systems without modifying the hardware or software architecture. In particular, it does not require any modification of the radar transmission-reception chain because it uses a pulse with a linear frequency modulation, the most widely used. In addition, the additional computing load is fully suited to the performance specified for these systems and the power of the computers they implement. Its cost is extremely minimal.
  • FIGS. 1a and 1b illustrate, by distance-compressed profiles, the correlation peaks characterizing the echo of the same pulse emitted by a meteorological radar on the same contributor, respectively of zero doppler contribution and of non-zero doppler contribution, the peaks obtained by the pseudo-adapted filtering method,
  • FIG. 2 by a block diagram the possible phases of the method according to the invention
  • FIGS. 3a, 3b, 3c and 3d by graphs, illustrate the division phase of the signal received in the method according to the invention
  • FIGS. 4a and 4b by graphs, illustrate sets of weights that can be used in the method according to the invention
  • FIGS. 5a, 5b and 5c by graphs, illustrate the compressed profiles in distance corresponding to the reflection by three contributors of non-zero dopplers of the same pulse emitted by a meteorological radar and obtained respectively by the pseudo-adapted filtering method, by the method according to the invention using a set of conventional weightings and by the method according to the invention using a set of adaptive weights.
  • FIG. 1a illustrates, by a distance compressed profile, a correlation peak characterizing the echo of a pulse emitted by a meteorological radar on a null Doppler contributor, the peak having been obtained by the pseudo-adapted filtering method.
  • the pulse is in X band, its length T is 275 micro-seconds and the linear frequency chirp has an amplitude B of 67 kilohertz.
  • the x-axis represents the emitter-reflector distance in nautical miles and the y-axis represents the amplitude of the signal received in decibels.
  • a correlation peak 1 unambiguously indicates the presence of a contributor at a distance of between 60 and 70 nautical miles in the direction of emission of the pulse. Peak 1 only characterizes the echo of the main lobe of the transmitted pulse, the level of the side lobes not appearing at the scale of the axis system used in the example. Indeed, a level of low side lobes in a profile compressed in distance is conventionally obtained by pseudo-adapted filtering.
  • This method consists first of all in applying to the temporal representation of the signal received and to the temporal representation of the transmitted signal a processing known under the Anglo-Saxon name of "Fast Fourrier Transformation", which will be called FFT thereafter, which makes it possible to obtain the frequency or spectral representation of the signal.
  • the spectrum of the received signal is divided by the spectrum of the signal Issued and multiplied by a set of appropriate weights guaranteeing an acceptable side-lobe level, the out-of-band range of the spectrum being set to zero.
  • the distance compressed profile is finally obtained by performing the inverse FFT of the spectrum thus filtered.
  • Correlation peaks 2, 3 and 4 simply indicate the presence of the contributor in the direction of transmission of the pulse.
  • Peak 2 characterizes the echo on the contributor of the main lobe of the transmitted pulse
  • peaks 3 and 4 characterize the levels of the secondary lobes.
  • this offset can not be corrected by the application of any set of weights on the spectrum.
  • the significant rise in the level of the secondary lobes becomes incompatible with the dynamics sought on the compressed profile in distance: the very low reflectivity echoes are masked by the secondary lobes resulting from the echoes of high reflectivity.
  • Compression by a conventional technique, either the adapted filtering method or pseudo-adapted filtering is therefore not appropriate for the waveforms used by the meteorological radar of the example, the number of contributors illuminated by the beam and their respective dopplers are a priori unknown.
  • the emission of several pulses can not however be made with a sufficiently high frequency to unambiguously determine the Doppler frequencies of the different contributors. In the example Figures, pulses are emitted at the frequency of only 400 hertz.
  • adapted and pseudo-adapted filtering methods no longer respond to the detection problem posed.
  • FIG. 2 illustrates by a block diagram the possible phases of the method according to the invention applied to the same waveform example as that of FIGS. 1a and 1b.
  • the method includes a temporal sampling phase of the received signal and the transmitted pulse at the same sampling frequency.
  • Sampling of the received signal and the transmitted pulse is done using the same sampling clock or synchronized sampling clocks.
  • the sampling of the transmitted pulse can be carried out upstream during a calibration phase which actually records the transmitted pulse, or even more simply carried out in a purely theoretical way, by using a modeling of the transmitted pulse.
  • the received signal is also cut into samples of 8.6 microseconds.
  • index k By extension, we will designate the sample of index k by "case distance k". Indeed, the time elapsed between the moment marking the beginning of the pulse, which is the beginning of the sample of index 0, and the instant marking the beginning of the sample of index k also corresponds to the distance traveled back and forth by the electromagnetic pulse at the speed of light between these two instants. This makes it possible to assimilate each sample at a distance to the transmitter where a reflector may be located.
  • the method comprises a phase 21, in a time interval equal to the transmitted pulse divided into L samples, of division of the received signal sampled by the emitted pulse sampled and translated temporally in this interval.
  • a phase 21 in a time interval equal to the transmitted pulse divided into L samples, of division of the received signal sampled by the emitted pulse sampled and translated temporally in this interval.
  • L 32 samples of indices comprised between k and k + L-1, whatever the index k, to divide 2 to 2 the values of the samples by the values of the 32 samples which represent the transmitted pulse.
  • FIGS. 3a, 3b, 3c and 3d illustrate by graphs the phase of division of the signal received in the method according to the invention. They are all represented in the same axis system with the sample index, or distance box, as abscissa and the amplitude of the signal in decibels as ordinate.
  • FIG. 3a shows a curve 31 the signal received if a null Doppler contributor is located at the distance box k.
  • Figure 3b shows a curve 32 corresponding deramped signal.
  • FIG. 3c shows a curve 33 the received signal if no contributor is located at the distance box k.
  • Figure 3d shows a curve 34 the corresponding deramped signal.
  • the deramped signal has the following characteristics:
  • the disconnected signal contains no DC and stationary component.
  • the principle of the method according to the invention is to assign to the distance box k of the profile compressed in distance the continuous and stationary component of the corresponding deramped signal. If this component is non-zero, then a contributor is located at the distance box k. If this component is zero, then no contributor is located in the distance box k.
  • the following steps of the method are intended in particular to identify the DC and stationary component in a deramped signal, knowing that the echoes are received mixed and noisy.
  • the method comprises a phase 22 of weighted summations of the L results of the division, the sets of L weights each having a support on which the weights are not zero, all at intervals of length between L / n and L, where n is a non-zero integer such that L / n is greater than or equal to 2, being the support of at least one set of weights and no support having a length less than L / n, the sums of the weights of a game being all equal.
  • the length of the supports thus varies from 8 to 32 samples, ie 25 distinct support lengths. For each of the 25 lengths of support, it is necessary to consider all the possible supports having this length. For example, for the support length equal to 8 samples, it can be imagined to slide the support of length 8 all along the 32 samples, that is to say to shift the support.
  • FIG. 4a illustrates by graphs a set of weights for each of the possible support lengths, namely from 8 to 32 samples.
  • the sample indices are on the abscissa and the values of the weights are on the y-axis.
  • Curves 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47, 48, 49, 50, 51, 52, 53, 54, 55, 56, 57, 58, 59, 60, 61, 62, 63, 64 and 65 respectively represent the sets of weightings of length 8 to 32 samples and all corresponding to the value of offset 0.
  • the sum of its weightings must always be equal to the same value. This ensures that the weighted sum of a stationary component and zero frequency will always be equal to the same value.
  • the amplitude of the weights varies inversely with the length of the support to ensure that their sums are equal.
  • FIG. 4b illustrates by graphs the sets of weights whose support has a length equal to 20, for all possible offset values at this length, namely between 0 and 12.
  • the axis system is the same as that of Figure 4a.
  • Curves 70, 71, 72, 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79, 80, 81 and 82 respectively represent the sets of weights of sample length corresponding to the offset values 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11 and 12.
  • the weights were simply shifted at the same time as their support, so their sums are equal.
  • FIGS. 4a and 4b show an example of so-called conventional weighting sets that can be used in the method according to the invention.
  • These are Blackman weights, well known for their extremely low side lobe level.
  • Classical weighting families, and in particular Blackman weights are used in many signal filtering methods.
  • a length-shift pair advantageously corresponds to a single set of weights.
  • adaptive weights which at a length-offset pair associate a series of weights, each of the weights being calculated from a parameter ⁇ with a real value in the interval [0,1] .
  • weightings present different compromises, which in the example of the weather radar can notably make it possible to improve the resolution without degrading the level of secondary lobes and filtering the noise more effectively.
  • the use of a family of adaptive weighting sets is simple: it suffices to replace in the preceding method the conventional weighted sum associated with a length-offset pair by the minimum weighted sum of the different weighted sums associated with the same length-offset pair obtained by scanning all the possible values of the parameter ⁇ .
  • a family of adaptive weighting games called Hanning weights well known and used in many signal filtering processes, can advantageously be used in the context of the method according to the invention.
  • null weights in a set of weights that is to say the weights outside the support, are intended to cancel the non-stationary or non-zero frequency derailed signal.
  • the shorter the length of a medium the more likely it is to cancel that signal.
  • the method according to the invention therefore indicates to be limited to supports whose length varies between Un and L, n being a non-zero integer such that L / n is greater than or equal to 2.
  • n depends on L and will be greater if L is large, the theoretical goal being to avoid weighting sets whose support is limited to 1 sample.
  • the supports will have a length well above 2.
  • the method comprises a phase 23 for determining the minimum summation, a non-zero minimum characterizing the amplitude of a pulse returned by a reflector located at the distance corresponding to the beginning of the time interval considered. It is a question of locating the deramped signals which have been canceled by one of the summations and which are therefore not stationary and zero frequency components. Indeed, only a stationary component of zero frequency is not canceled by this operation.
  • the operation of a single pulse may have certain disadvantages. For example, in a deramped signal corresponding to a distance box k and a pulse, can cohabit a continuous and stationary signal of extremely low amplitude and one or more non-continuous signals and non-stationary large amplitudes.
  • the method according to the invention can miss the echo of a contributor.
  • the disconnected signal corresponding to the same distance k box but to another impulse than that leading to miss the echo of a contributor can also be considered.
  • the probability that the same game weighting again cancels the weighted sum of the signal is low. Therefore, the advantage of N pulses can advantageously be done in the following manner: for a given distance k box, we simultaneously consider the N deramped signals corresponding to N pulses.
  • N weighted sums For each set of weights are calculated N weighted sums, resulting from the N derailed signals. These N weighted sums are then added together.
  • the final result assigned to the distance box k that is to say the amplitude of the echo at the distance box k, is the minimum on all the sets of weightings tested.
  • This generic method for using multiple pulses is commonly referred to as the Anglo-Saxon term "post-integration”. It also makes it possible to reduce the standard deviation of noise on the final distance profile and to avoid the accidental loss of low amplitude echoes. It is commonly used in the context of conventional filtering methods.
  • FIGS. 5a, 5b and 5c illustrate, by graphs, the profiles compressed in distance corresponding to the reflection of the same pulse transmitted by a meteorological radar on three non-zero doppler contributors and obtained respectively by the pseudo-adapted filtering method, by the method according to the invention using a set of conventional weightings and the method according to the invention using a set of adaptive weightings.
  • Two contributors of high reflectivity are located at the distance cells 60 and 70, doppler respectively 3000 Hz and -2500 Hz.
  • a contributor of low reflectivity is located at the distance box 50, doppler 50 Hz.
  • the distance is given by the abscissa in nautical miles, the amplitude of the reflected signal is given in decibels by the ordinate.
  • FIG. 5a illustrates by a curve 90 the result of compression by the conventional pseudo-adapted filtering method with post integration.
  • the rise of the secondary lobes masks considerably the main lobes of the three echoes, which are difficult or impossible to distinguish even knowing a priori the location of the contributors.
  • FIG. 5b illustrates by a curve 91 the result obtained by the method according to the invention using conventional weightings. This time, the main lobes of the 3 echoes at the distance boxes 50, 60 and 70 are clearly distinguishable, highlighting the contributors and the efficiency of the method according to the invention.
  • FIG. 5c illustrates by a curve 92 the result obtained by the method according to the invention using adaptive weightings. The main lobes of the 3 echoes are even more marked at the distance boxes 50, 60 and 70 and therefore even easier to exploit numerically.
  • the method according to the invention previously described can be implemented in current systems without modification of the hardware or software architecture. In particular, it does not require any modification of the transmission-reception chain of the radar because it exploits a pulse with a linear modulation of frequency, the most widely used. In addition, the additional computing load is fully suited to the performance specified for these systems and the power of the computers they implement. Its cost is extremely minimal.

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Abstract

La présente invention concerne un procédé de détection des réflecteurs d'une impulsion électromagnétique caractérisé en ce qu'il comporte : - une phase d'échantillonnage temporel du signal reçu et de l'impulsion émise à une même fréquence d'échantillonnage, chaque échantillon correspondant à une distance aller-retour de l'impulsion entre son émetteur et un éventuel réflecteur ; - dans un intervalle de durée égale à l'impulsion émise divisée en L échantillons, une phase de division du signal reçu échantillonné par l'impulsion émise échantillonnée, et translatée temporellement dans cet intervalle; une phase de sommations pondérées des L résultats de la division, les jeux de L pondérations ayant chacun un support sur lequel les pondérations ne sont pas nulles, tout sous intervalle de longueur comprise entre L/n et L, où n est un entier non nul tel que L/n est supérieur ou égal à 2, étant le support d'au moins un jeu de pondérations et aucun support n'ayant une longueur inférieure à L/n, les sommes des pondérations d'un jeu étant toutes égales ; - une phase de détermination du minimum des sommations; un minimum non nul caractérisant l'amplitude de l'impulsion renvoyée par un réflecteur situé à la distance correspondant au début de l'intervalle temporel considéré. Application : radar météorologique.

Description

PROCEDE DE DETECTION DES REFLECTEURS D'UNE IMPULSION
ELECTROMAGNETIQUE
La présente invention concerne un procédé de détection des réflecteurs d'une impulsion électromagnétique. Elle s'applique par exemple dans le domaine des radars météorologiques.
La détection d'objets lointains par émission d'impulsions électromagnétiques et analyse de l'ensemble des signaux électromagnétiques perçus en vue d'y retrouver d'éventuels échos des impulsions émises est le principe des radars. Les impulsions émises sont adaptées à la distance et à la nature des objets à détecter et susceptibles de réfléchir les impulsions. En particulier, les impulsions peuvent durer plus ou moins longtemps, avoir une amplitude et une fréquence plus ou moins élevées et être espacées entre elles par une durée plus ou moins longue. Tout ceci caractérise en partie « une forme d'onde », chaque forme d'onde présentant des propriétés spécifiques de propagation et de réflexion plus ou moins adaptées au radar. En effet, en fonction des propriétés de propagation et de réflexion de la forme d'onde, la recherche des éventuels échos dans les signaux perçus peut être facile ou au contraire nécessiter des traitements spécifiques.
Par exemple, les radars météorologiques détectent des zones de précipitation, caractérisées par leur pression et leur taux d'hygrométrie, à des distances très importantes pouvant dépasser 100 miles nautiques. Les impulsions en bande X, aux alentours de 10 giga-hertz, sont bien renvoyées par ce type de réflecteur. Vu la portée longue spécifiée et la limitation en amplitude liée aux émetteurs à bas coût utilisés, les impulsions doivent être longues, de l'ordre de plusieurs centaines de micro-secondes, afin d'avoir la puissance nécessaire à la propagation à de telles distances aller-retour. Mais l'augmentation de la longueur d'impulsion fait baisser la résolution du radar, qui ne pourrait distinguer deux cibles éloignées d'une distance inférieure à la longueur d'impulsion. C'est pourquoi un motif de phase est codé dans l'impulsion en faisant varier la fréquence du signal émis selon une fonction linéaire d'amplitude faible, de l'ordre de quelques dizaines de kilo-hertz, appelée « chirp linéaire de fréquence ». Ce motif de phase pourra ainsi être reconnu dans les signaux perçus, au milieu du bruit, et ceci autant de fois que l'impulsion aura été réfléchie. La fréquence de répétition des impulsions émises est basse, largement inférieure au kilo-hertz. L'un des objectifs des traitements effectués par un radar sur les signaux électromagnétiques perçus est d'établir un « profil comprimé en distance » par une méthode dite « de compression ». Il s'agit de concentrer ou de « comprimer » sur une plage de distance la plus restreinte possible l'énergie d'un signal rétro-diffusé par un réflecteur ou « contributeur », énergie qui avant compression est diluée sur une plage de distance très étendue car égale à la longueur de l'impulsion émise. Le principe de la compression d'impulsion consiste à enrichir l'information contenue dans l'impulsion émise, par exemple en introduisant une modulation linéaire de fréquence, pour pouvoir retrouver aisément ce motif particulier au milieu du bruit.
Pour une direction donnée dans laquelle une impulsion a été émise, c'est-à-dire à azimut et site fixé, un profil comprimé en distance indique graphiquement l'amplitude de signal réfléchi en fonction de la distance qu'a parcouru l'impulsion jusqu'à un éventuel réflecteur depuis son émission. Dans un profil comprimé en distance, l'axe des abscisses représente la distance entre l'émetteur et le réflecteur et l'ordonnée représente l'amplitude du signal réfléchi. Ainsi, comme illustré par la suite, un pic d'amplitude dans un profil comprimé en distance caractérise l'écho d'un lobe de l'impulsion émise sur un contributeur situé à une certaine distance, le réflecteur contribuant à l'amplitude des signaux électromagnétiques perçus au niveau de l'émetteur. Un tel pic est appelé « pic de corrélation » car il établit un lien entre l'impulsion émise et les signaux perçus à l'instant correspondant au temps pour parcourir la distance indiquée en abscisse en aller et retour à la vitesse de la lumière.
Une méthode classique de compression appelée « méthode de filtrage adapté » permet de construire des profils comprimés en distance. Il s'agit, pour une hypothèse de distance D, de corréler le signal reçu avec le signal émis décalé d'une distance D, c'est-à-dire retardé de 2D/c où c caractérise la vitesse de la lumière. Si un contributeur est positionné à la distance D, un pic de corrélation apparaît. Ce pic est d'autant plus fin, c'est- à-dire concentré sur une plage de distance restreinte, que l'information contenue dans l'impulsion émise est riche, autrement dit que la bande émise est large. La réponse impulsionnelle ainsi dégagée est composée d'un lobe principal, qui fournit la position en distance de l'écho, accompagné de lobes secondaires, qui eux ne correspondent nullement à un écho physique mais sont des « artefacts » liés au procédé même de compression d'impulsion. Une autre méthode classique appelée « méthode de filtrage pseudo- adapté » permet de réduire le niveau de lobes secondaires a condition de connaître parfaitement les caractéristiques des signaux rétro-diffusés. Ainsi apparaissent des pics de corrélation caractérisant l'écho du lobe principal très haut par rapport à ceux caractérisant l'écho des lobes secondaires. Ceci sera illustré par la suite. Ces méthodes s'avèrent efficaces avec de nombreuses formes d'onde émises et sont utilisées dans de nombreux radar. Elles se basent sur le principe de codage en phase de l'impulsion émise qu'il faut retrouver dans les signaux perçus. Le critère de corrélation permettant de positionner un pic de corrélation, c'est donc la présence du motif codé en phase. Mais dans le cas d'un radar météorologique par exemple, la forme d'onde utilisée et précédemment décrite est très sensible au phénomène Doppler qui modifie ou parasite considérablement la fréquence du signal réfléchi en fonction de la vitesse relative du contributeur par rapport à l'émetteur. Par extension, on appellera « contribution doppler » ou encore « doppler » la variation de fréquence du signal réfléchi par rapport au signal émis, cette variation étant induite par la vitesse du contributeur relativement à l'émetteur. La fréquence du signal réfléchi n'est donc plus la même que celle du signal émis et le motif codé en phase s'en trouve déformé. Les méthodes classiques de compression par filtrage adapté et par filtrage pseudo-adapté ne fonctionnent plus aussi efficacement. Notamment les profils comprimés en distance présentent des niveaux de lobes secondaires particulièrement élevés qui peuvent masquer les lobes principaux des contributeurs de faible réflexivité. En outre, il ne peut être envisagé de calculer les contributions doppler et d'en déduire le motif codé en phase déformé, car pour cela il faudrait connaître la vitesse relative du contributeur par rapport à l'émetteur et donc la vitesse du contributeur, ce qui ne peut jamais être le cas. En effet, les vitesses de rapprochement des différents contributeurs ne peuvent pas être déterminées de manière non-ambiguë par une analyse Doppler, la fréquence de répétition des impulsions ne pouvant être suffisamment élevée. En bande X par exemple, certains modes radar se caractérisent par une fréquence de répétition des impulsions de l'ordre de 400 hertz, alors que la plage des fréquences Doppler possibles couverte par l'ensemble des contributeurs est de largeur 6000 hertz.
L'invention a notamment pour but de remédier à ce problème et de garantir un niveau de lobes secondaires extrêmement bas dans le profil comprimé en distance quelles que soient les dopplers des différents échos. A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de détection des réflecteurs d'une impulsion électromagnétique comportant une phase d'échantillonnage temporel du signal reçu et de l'impulsion émise à une même fréquence d'échantillonnage. Chaque échantillon correspond à une distance aller-retour de l'impulsion entre son émetteur et un éventuel réflecteur. Le procédé comporte également, dans un intervalle de durée égale à l'impulsion émise divisée en L échantillons, une phase de division du signal reçu échantillonné par l'impulsion émise échantillonnée, et translatée temporellement dans cet intervalle. Il comporte aussi une phase de sommations pondérées des L résultats de la division. Les jeux de L pondérations ont chacun un support sur lequel les pondérations ne sont pas nulles. Tout sous intervalle de longueur comprise entre L/n et L, où n est un entier non nul tel que L/n est supérieur ou égal à 2, est le support d'au moins un jeu de pondérations et aucun support n'a une longueur inférieure à L/n. Les sommes des pondérations d'un jeu sont toutes égales. Il comporte enfin une phase de détermination du minimum des sommations, un minimum non nul caractérisant l'amplitude de l'impulsion renvoyée par un réflecteur situé à la distance correspondant au début de l'intervalle temporel considéré. Dans un mode de réalisation, l'intervalle de durée égale à l'impulsion émise peut être divisé en L=32 échantillons et les plus petits supports de jeux de pondérations peuvent avoir par exemple une longueur de 8 échantillons, ce qui correspond à n=4.
Avantageusement, tout sous intervalle de longueur comprise entre L/n et L peut être le support d'un unique jeu de pondérations, par exemple en utilisant la famille de jeux de pondérations classique de Blackmann, qui est bien connue. Mais les jeux de pondérations adaptatives peuvent également être utilisés, comme les jeux de pondérations de Hanning qui sont bien connus également. Le procédé peut aussi être appliqué sur plusieurs intervalles temporels correspondant à une même distance et avec les mêmes jeux de pondérations. Les sommations correspondant à un même jeu de pondérations sont alors sommées entre elles avant de déterminer le minimum des sommations, un minimum non nul caractérisant toujours l'amplitude de l'impulsion renvoyée par un réflecteur situé à la distance correspondant au début de l'intervalle temporel considéré.
L'invention a encore pour principaux avantages qu'elle peut s'implémenter dans les systèmes actuels sans modification de l'architecture matérielle ou logicielle. Notamment, elle ne nécessite aucune modification de la chaîne d'émission-réception du radar car elle exploite une impulsion avec une modulation linéaire de fréquence, la plus largement utilisée. En outre, la charge de calcul supplémentaire est tout à fait adaptée aux performances spécifiées pour ces systèmes et à la puissance des calculateurs qu'ils mettent en oeuvre. Son coût est donc extrêmement minime.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :
- les figures 1 a et 1 b illustrent par des profils comprimés en distance des pics de corrélation caractérisant l'écho d'une même impulsion émise par un radar météorologique sur un même contributeur, respectivement de contribution doppler nulle et de contribution doppler non nulle, les pics ayant été obtenus par la méthode de filtrage pseudo-adapté,
- la figure 2, par un synoptique les phases possibles du procédé selon l'invention, - les figures 3a, 3b, 3c et 3d, par des graphes illustrent la phase de division du signal reçu dans le procédé selon l'invention,
- les figures 4a et 4b, par des graphes illustrent des jeux de pondérations utilisables dans le procédé selon l'invention, - les figures 5a, 5b et 5c, par des graphes illustrent les profils comprimés en distance correspondant à la réflexion par trois contributeurs de dopplers non nuls d'une même impulsion émise par un radar météorologique et obtenus respectivement par la méthode de filtrage pseudo-adapté, par le procédé selon l'invention utilisant un jeu de pondérations classiques et par le procédé selon l'invention utilisant un jeu de pondérations adaptatives.
La figure 1 a illustre par un profil comprimé en distance un pic de corrélation caractérisant l'écho d'une impulsion émise par un radar météorologique sur un contributeur de doppler nul, le pic ayant été obtenu par la méthode de filtrage pseudo-adapté. L'impulsion est en bande X, sa longueur T est de 275 micro-secondes et le chirp linéaire de fréquence a une amplitude B de 67 kilohertz. L'axe des abscisses représente la distance émetteur-réflecteur en miles nautiques et l'ordonnée représente l'amplitude du signal reçu en décibels.
Un pic de corrélation 1 indique sans ambiguïté la présence d'un contributeur à une distance comprise entre 60 et 70 miles nautiques dans la direction d'émission de l'impulsion. Le pic 1 caractérise uniquement l'écho du lobe principal de l'impulsion émise, le niveau des lobes secondaires n'apparaissant pas à l'échelle du système d'axe utilisé dans l'exemple. En effet, un niveau de lobes secondaires bas dans un profil comprimé en distance s'obtient classiquement par filtrage pseudo-adapté. Cette méthode consiste tout d'abord à appliquer à la représentation temporelle du signal reçu et à la représentation temporelle du signal émis un traitement connu sous la dénomination anglo-saxonne de « Fast Fourrier Transformation », que l'on appellera FFT par la suite, qui permet d'obtenir la représentation fréquentielle ou spectrale du signal. Sur la plage spectrale correspondant à la bande émise, le spectre du signal reçu est divisé par le spectre du signal émis et multiplié par un jeu de pondérations adéquates garantissant un niveau de lobes secondaires acceptable, la plage hors-bande du spectre étant quant à elle mise à zéro. Le profil comprimé en distance est finalement obtenu en effectuant la FFT inverse du spectre ainsi filtré.
La figure 1 b illustre par un profil comprimé en distance dans le même système d'axes que celui de la figure 1 a des pics de corrélation caractérisant l'écho de la même impulsion sur le même contributeur que l'exemple de la figure 1 a, les pics ayant été obtenu par exactement la même méthode de filtrage pseudo-adapté. Mais cette fois le contributeur présente une contribution doppler non nulle fd =3000 hertz.
Des pics de corrélation 2, 3 et 4 indiquent simplement la présence du contributeur dans la direction d'émission de l'impulsion. Le pic 2 caractérise l'écho sur le contributeur du lobe principal de l'impulsion émise, les pics 3 et 4 caractérisent les niveaux des lobes secondaires. C'est le décalage fréquentiel entre le spectre du signal émis et le spectre du signal reçu, décalage égal au doppler du contributeur, qui provoque la remontée de niveau des lobes secondaires après application de la méthode de compression par filtrage pseudo-adapté. En effet, pour les formes d'onde considérées dans l'exemple, le décalage doppler fd = 3000 hertz n'est pas négligeable vis-à-vis de la largeur de bande émise B=67 kilohertz. Or ce décalage ne peut être corrigé par l'application d'aucun jeu de pondérations sur le spectre.
En particulier, la remontée importante du niveau des lobes secondaires devient incompatible de la dynamique recherchée sur le profil comprimé en distance : les échos de réflectivité très faible sont masqués par les lobes secondaires issus des échos de forte réflectivité. La compression par une technique classique, que ce soit la méthode par filtrage adapté ou par filtrage pseudo-adapté, est donc peu appropriée aux formes d'onde utilisées par le radar météorologique de l'exemple, le nombre de contributeurs éclairés par le faisceau et leurs dopplers respectifs étant a priori inconnus. En outre, si la plage des fréquences doppler possibles est restreinte, l'émission de plusieurs impulsions ne peut cependant se faire avec une fréquence suffisamment haute pour déterminer de manière non ambiguë les fréquences doppler des différents contributeurs. Dans l'exemple des figures, les impulsions sont émises à la fréquence de seulement 400 hertz.
Ainsi, dans le cadre de certaines formes d'ondes comme celles utilisées par les radars météorologiques par exemple, les méthodes de filtrage adapté et pseudo-adapté ne répondent plus au problème de détection posé.
La figure 2 illustre par un synoptique les phases possibles du procédé selon l'invention appliqué au même exemple de forme d'onde que celui des figures 1 a et 1 b.
Le procédé comporte une phase 20 d'échantillonnage temporel du signal reçu et de l'impulsion émise à la même fréquence d'échantillonnage. L'échantillonnage du signal reçu et de l'impulsion émise se font en utilisant la même horloge d'échantillonnage ou des horloges d'échantillonnage synchronisées. Cependant, l'échantillonnage de l'impulsion émise peut être réalisé en amont lors d'une phase de calibration qui enregistre effectivement l'impulsion émise, ou même plus simplement réalisé de manière purement théorique, en utilisant une modélisation de l'impulsion émise. En considérant l'exemple de forme d'onde de radar météorologique des figures 1 a et 1 b, et si on appelle L la longueur de l'impulsion émise en nombre d'échantillons, une fréquence d'échantillonnage FΘCh=1 16364 hertz permet avantageusement de découper l'impulsion émise d'une longueur T=275 micro-secondes en L=32 échantillons successifs d'une durée identique d'environ 8,6 micro-secondes. Ainsi, le signal reçu est également découpé en échantillons de 8.6 micro-secondes. Chaque échantillon est désigné par son indice k qui peut être n'importe quel entier supérieur ou égal à 0, k=0 désignant le premier échantillon dans l'ordre chronologique, k=1 désignant le deuxième échantillon dans l'ordre chronologique et ainsi de suite. Par extension, on désignera l'échantillon d'indice k par « case distance k ». En effet, le temps écoulé entre l'instant marquant le début d'impulsion, qui est le début de l'échantillon d'indice 0, et l'instant marquant le début de l'échantillon d'indice k correspond également à la distance parcourue en aller et retour par l'impulsion électromagnétique à la vitesse de la lumière entre ces deux instants. Cela permet d'assimiler chaque échantillon à une distance à l'émetteur où peut se trouver un réflecteur. Le procédé comporte une phase 21 , dans un intervalle de durée égale à l'impulsion émise divisée en L échantillons, de division du signal reçu échantillonné par l'impulsion émise échantillonnée et translatée temporellement dans cet intervalle. Dans l'exemple du radar météorologique considéré, il s'agit, pour une restriction des signaux perçus à une suite consécutive de L=32 échantillons d'indices compris entre k et k+L-1 , quel que soit l'indice k, de diviser 2 à 2 les valeurs des échantillons par les valeurs des 32 échantillons qui représentent l'impulsion émise. Par analogie avec une opération classique de traitement du signal connue par l'expression anglo-saxonne de « deramping » et qui inclut notamment la division d'un signal reçu par un signal émis modulé linéairement en fréquence, le résultat de cette division sur 32 échantillons sera appelé par la suite le « signal dérampé ».
Les figures 3a, 3b, 3c et 3d illustrent par des graphes la phase de division du signal reçu dans le procédé selon l'invention. Ils sont tous représentés dans un même système d'axes avec en abscisse l'indice de l'échantillon, ou case distance, et en ordonnée l'amplitude du signal en décibels. La figure 3a représente par une courbe 31 le signal reçu si un contributeur de doppler nul est localisé à la case distance k. La figure 3b représente par une courbe 32 le signal dérampé correspondant. Le signal dérampé est continu, c'est-à-dire de fréquence nulle, et stationnaire, c'est-à- dire d'amplitude constante sur les L=32 échantillons qui suivent l'échantillon d'indice k. On dira par la suite que si un contributeur est situé à la case distance k, alors le signal dérampé contient une composante continue et stationnaire.
Pour le même contributeur localisé à la même case distance k, un doppler non nul se traduirait simplement par le fait que le signal dérampé est continu sur un nombre d'échantillons très légèrement inférieur à L, égal en f B fait à L-[δk] où δk=— , [ ] désigne le plus proche entier et Sf = . Dans
ÏÏ T-Fech l'exemple du radar météorologique où fd =3000 hertz, B=67 kilohertz, T=275 micro-secondes et FΘCh=1 16364 hertz, le signal dérampé est donc continu et stationnaire sur L-1 =31 échantillons et nul sur un seul échantillon. La figure 3c représente par une courbe 33 le signal reçu si aucun contributeur n'est localisé à la case distance k. La figure 3d représente par une courbe 34 le signal dérampé correspondant. Le signal dérampé présente les caractéristiques suivantes :
- signal nul pour les contributeurs éloignés d'un nombre de cases distance supérieur à L,
- signal non stationnaire présent sur une partie seulement de la fenêtre d'analyse de taille L et de fréquence non nulle proportionnelle à la distance qui sépare le contributeur de la case distance k.
On dira par la suite que si aucun contributeur n'est situé à la case distance k, alors le signal dérampé ne contient aucune composante continue et stationnaire.
Le principe du procédé selon l'invention est d'affecter à la case distance k du profil comprimé en distance la composante continue et stationnaire du signal dérampé correspondant. Si cette composante est non nulle, alors un contributeur est localisé à la case distance k. Si cette composante est nulle, alors aucun contributeur n'est localisé à la case distance k. Les étapes suivantes du procédé visent notamment à repérer la composante continue et stationnaire dans un signal dérampé, sachant que les échos sont reçus mélangés et bruités.
Le procédé comporte une phase 22 de sommations pondérées des L résultats de la division, les jeux de L pondérations ayant chacun un support sur lequel les pondérations ne sont pas nulles, tout sous intervalle de longueur comprise entre L/n et L, où n est un entier non nul tel que L/n est supérieur ou égal à 2, étant le support d'au moins un jeu de pondérations et aucun support n'ayant une longueur inférieure à L/n, les sommes des pondérations d'un jeu étant toutes égales.
Il s'agit de faire plusieurs fois la somme des valeurs des L échantillons du signal dérampé en leur affectant à chacune un certain poids, la famille de jeux de L pondérations utilisée ayant les propriétés suivantes : - pour un signal stationnaire et de fréquence nulle, les différentes sommes pondérées renvoient une valeur identique non nulle proportionnelle à l'amplitude du signal,
- au contraire, pour un signal non stationnaire ou de fréquence non nulle, différents jeux de pondérations sont susceptibles d'annuler la somme pondérée du signal.
En considérant l'exemple du radar météorologique où L=32 et en choisissant avantageusement n=4, la longueur des supports varie donc de 8 à 32 échantillons, soit 25 longueurs de support distinctes. Pour chacune des 25 longueurs de support, il faut considérer tous les supports possibles ayant cette longueur. Par exemple, pour la longueur de support égale à 8 échantillons, il peut être imaginé de faire glisser le support de longueur 8 tout le long des 32 échantillons, c'est-à-dire de décaler le support. Le premier support s'étend alors de k=0 à k=7 et correspond à une valeur 0 de décalage. Le deuxième support s'étend de k=1 à k=8 et correspond à une valeur 1 de décalage. Et ainsi de suite, le dernier support s'étend de k=24 à k=31 et correspond à une valeur 24 de décalage. Il y a donc 25 supports de longueur 8, chacun caractérisé par son décalage compris entre 0 et 24. De même il existe 24 supports de longueur égale à 9 échantillons. Et ainsi de suite, il existe 2 supports de longueur 31 échantillons et un seul support de longueur 32 échantillons. En tout, pour L=32 et n=4, il y a 325 supports distincts.
La figure 4a illustre par des graphes un jeu de pondérations pour chacune des longueurs de support possibles, à savoir de 8 à 32 échantillons. Les indices d'échantillon sont en abscisse et les valeurs des pondérations sont en ordonnée. Des courbes 40, 41 , 42, 43, 44, 45, 46, 47, 48, 49, 50, 51 , 52, 53, 54, 55, 56, 57, 58, 59, 60, 61 , 62, 63, 64 et 65 représentent respectivement les jeux de pondérations de longueur 8 à 32 échantillons et correspondant tous à la valeur de décalage 0. Quel que soit le jeu de pondérations considéré, la somme de ses pondérations doit toujours être égale à une même valeur. Ceci assure que la somme pondérée d'une composante stationnaire et de fréquence nulle sera toujours égale à une même valeur. Dans l'exemple de la figure 4a, l'amplitude des pondérations varie de manière inversement proportionnelle à la longueur du support pour assurer que leurs sommes sont bien égales.
La figure 4b illustre par des graphes les jeux de pondérations dont le support a une longueur égale à 20, ceci pour toutes les valeurs de décalage possibles à cette longueur, à savoir entre 0 et 12. Le système d'axes est le même que celui de la figure 4a. Des courbes 70, 71 , 72, 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79, 80, 81 et 82 représentent respectivement les jeux de pondérations de longueur 20 échantillons correspondant aux valeurs de décalage 0, 1 , 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 1 1 et 12. Dans l'exemple de la figure 4b, les pondérations ont simplement été décalées en même temps que leur support, donc leurs sommes sont bien égales.
Les figures 4a et 4b montrent un exemple de jeux de pondérations dites classiques qui peut être utilisé dans le procédé selon l'invention. Il s'agit des pondérations de Blackman, bien connues par ailleurs pour leur niveau de lobes secondaires extrêmement bas. Des familles de pondérations classiques, et notamment les pondérations de Blackman, sont utilisées dans de nombreux procédés de filtrage des signaux. Dans ces familles de jeux de pondérations, à un couple longueur-décalage correspond avantageusement un unique jeu de pondérations. Mais il existe également des familles de jeux de pondérations dites adaptatives, qui à un couple longueur-décalage associent une série de pondérations, chacune des pondérations étant calculée à partir d'un paramètre α à valeur réelle dans l'intervalle [0,1]. Ces pondérations présentent différents compromis, qui dans l'exemple du radar météorologique peuvent permettre notamment d'améliorer la résolution sans dégrader le niveau de lobes secondaires et de filtrer plus efficacement le bruit. Dans le cadre du procédé selon l'invention, l'utilisation d'une famille de jeux de pondérations adaptatives est simple : il suffit de remplacer dans la méthode précédente la somme pondérée classique associée à un couple longueur-décalage par la somme pondérée minimale parmi les différentes sommes pondérées associées au même couple longueur-décalage obtenues en balayant toutes les valeurs possibles du paramètre α. Ainsi, une famille de jeux de pondérations adaptatives appelées pondérations de Hanning, bien connue par ailleurs et utilisée dans de nombreux procédés de filtrage des signaux, peut avantageusement être utilisée dans le cadre du procédé selon l'invention. Enfin il faut remarquer que les pondérations nulles dans un jeu de pondérations, c'est-à-dire les pondérations en dehors du support, ont pour but d'annuler le signal dérampé non stationnaires ou de fréquence non nulle. Plus la longueur d'un support est petite, plus il a de chance d'annuler ce signal. Mais il est à noter qu'il ne peut cependant y avoir dans une famille de jeux de pondérations des jeux dont le support se limite à 1 échantillon. En effet, certains de ces jeux de pondérations annuleraient par sommation une composante stationnaire et de fréquence nulle déformée par une éventuelle contribution doppler, le signal dérampé correspondant étant nul sur [δk] échantillons comme expliqué précédemment. Ne connaissant pas [dk] à priori, qui est proportionnel au doppler du contributeur considéré, le procédé selon l'invention indique donc de se limiter à des supports dont la longueur varie entre Un et L, n étant un entier non nul tel que L/n est supérieur ou égal à 2. En fait n dépend de L et sera d'autant plus grand que L est grand, le but théorique étant d'éviter des jeux de pondérations dont le support se limite à 1 échantillon. Dans la pratique, pour assurer une marge de sécurité plus grande, les supports auront une longueur nettement supérieure à 2.
Le procédé comporte une phase 23 de détermination du minimum des sommations, un minimum non nul caractérisant l'amplitude d'une impulsion renvoyée par un réflecteur situé à la distance correspondant au début de l'intervalle temporel considéré. Il s'agit de repérer les signaux dérampés qui ont été annulés par l'une des sommations et qui ne sont donc pas des composantes stationnaires et de fréquence nulle. En effet, seule une composante stationnaire et de fréquence nulle n'est pas annulée par cette opération.
Si le minimum des sommations est nul, alors il n'y a pas de contributeur à la case distance k considérée. Cette valeur nulle est utilisée pour caractériser l'amplitude de l'écho reçu à la case distance k. Si le minimum des sommations n'est pas nul, alors il y a un contributeur à la case distance k considérée. Cette valeur non nulle de sommation, qui est la même quel que soit le jeu de pondérations, est utilisée pour caractériser l'amplitude de l'écho reçu à la case distance k. Dans certains cas particuliers, l'exploitation d'une unique impulsion peut présenter certains inconvénients. Par exemple, dans un signal dérampé correspondant à une case distance k et à une impulsion, peuvent cohabiter un signal continu et stationnaire d'amplitude extrêmement faible et un ou plusieurs signaux non continus et non stationnaires d'amplitudes importantes. Sur l'ensemble des pondérations testées, il peut exister une configuration particulière pour laquelle la combinaison des différents signaux annule la somme pondérée. Ainsi, le procédé selon l'invention peut rater l'écho d'un contributeur. Cependant, le signal dérampé correspondant à la même case distance k mais à une autre impulsion que celle ayant amené à rater l'écho d'un contributeur peut également être considéré. Du fait de la rotation de phase due au doppler d'une impulsion à l'autre qui n'est pas strictement identique pour les différents échos, et du fait de la présence d'un bruit décorrélé entre impulsions, la probabilité que le même jeu de pondérations annule à nouveau la somme pondérée du signal est faible. Dès lors, la mise à profit de N impulsions peut avantageusement se faire de la manière suivante : pour une case distance k donnée, on considère simultanément les N signaux dérampés correspondant aux N impulsions. Pour chaque jeu de pondérations sont calculées N sommes pondérées, issues des N signaux dérampés. Ces N sommes pondérées sont ensuite elle-même additionnées. Le résultat final affecté à la case distance k, c'est-à-dire l'amplitude de l'écho à la case distance k, est le minimum sur l'ensemble des jeux de pondérations testés. Cette méthode générique visant à utiliser plusieurs impulsions est communément désignée par l'expression anglo-saxonne de « post-intégration ». Elle permet simultanément de diminuer l'écart type du bruit sur le profil en distance final et d'éviter la perte accidentelle des échos de faible amplitude. Elle est couramment dans le cadre des méthodes classiques de filtrage.
Les figures 5a, 5b et 5c illustrent par des graphes les profils comprimés en distance correspondant à la réflexion d'une même impulsion émise par un radar météorologique sur trois contributeurs de dopplers non nuls et obtenus respectivement par la méthode de filtrage pseudo-adapté, par le procédé selon l'invention utilisant un jeu de pondérations classiques et par le procédé selon l'invention utilisant un jeu de pondérations adaptatives. Deux contributeurs de forte réflectivité sont localisés aux cases distance 60 et 70, de doppler respectifs 3000 hertz et -2500 hertz. Un contributeur de faible réflectivité est localisé à la case distance 50, de doppler 50 hertz. La distance est donnée par l'abscisse en miles nautiques, l'amplitude du signal réfléchi est donnée en décibels par l'ordonnée.
La figure 5a illustre par une courbe 90 le résultat d'une compression par la méthode de filtrage pseudo-adaptée classique avec postintégration. La remontée des lobes secondaires masque considérablement les lobes principaux des trois échos, qui sont difficiles voire impossibles à distinguer même en connaissant à priori la localisation des contributeurs. La figure 5b illustre par une courbe 91 le résultat obtenu par le procédé selon l'invention utilisant des pondérations classiques. Cette fois, les lobes principaux des 3 échos aux cases distances 50, 60 et 70 se distinguent clairement, mettant en évidence les contributeurs et l'efficacité du procédé selon l'invention. La figure 5c illustre par une courbe 92 le résultat obtenu par le procédé selon l'invention utilisant des pondérations adaptatives. Les lobes principaux des 3 échos sont encore plus marqués aux cases distances 50, 60 et 70 et donc encore plus faciles à exploiter numériquement.
Le procédé selon l'invention décrit précédemment, quelle que soit sa variante d'implémentation, peut être mis en oeuvre dans les systèmes actuels sans modification de l'architecture matérielle ou logicielle. Notamment, il ne nécessite aucune modification de la chaîne d'émission- réception du radar car il exploite une impulsion avec une modulation linéaire de fréquence, la plus largement utilisée. En outre, la charge de calcul supplémentaire est tout à fait adaptée aux performances spécifiées pour ces systèmes et à la puissance des calculateurs qu'ils mettent en oeuvre. Son coût est donc extrêmement minime.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de détection des réflecteurs d'une impulsion électromagnétique, caractérisé en ce qu'il comporte :
- une phase (20) d'échantillonnage temporel du signal reçu (31 , 33) et de l'impulsion émise à une même fréquence d'échantillonnage, chaque échantillon correspondant à une distance aller-retour de l'impulsion entre son émetteur et un éventuel réflecteur ;
- dans un intervalle de durée égale à l'impulsion émise divisée en L échantillons, une phase (21 ) de division du signal reçu échantillonné par l'impulsion émise échantillonnée, et translatée temporellement dans cet intervalle (32, 34) ;
- une phase (22) de sommations pondérées des L résultats de la division, les jeux de L pondérations (40 à 65, 70 à 82) ayant chacun un support sur lequel les pondérations ne sont pas nulles, tout sous intervalle de longueur comprise entre L/n et L, où n est un entier non nul tel que L/n est supérieur ou égal à 2, étant le support d'au moins un jeu de pondérations et aucun support n'ayant une longueur inférieure à L/n, les sommes des pondérations d'un jeu étant toutes égales ;
- une phase (23) de détermination du minimum des sommations ; un minimum non nul caractérisant l'amplitude (91 , 92) de l'impulsion renvoyée par un réflecteur situé à la distance correspondant au début de l'intervalle temporel considéré.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que L=32.
3. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que n=4.
4. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que tout sous intervalle de longueur comprise entre L/n et L est le support d'un unique jeu de pondérations (40 à 65, 70 à 82).
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que les jeux de pondérations utilisés sont des jeux de pondérations de Blackman (40 à 65, 70 à 82).
6. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les jeux de pondérations utilisés sont des jeux de pondérations de Hanning.
7. Procédé de détection des réflecteurs d'une impulsion électromagnétique selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est appliqué sur plusieurs intervalles temporels correspondant à une même distance et avec les mêmes jeux de pondérations, les sommations correspondant à un même jeu de pondérations étant sommées entre elles avant de déterminer le minimum des sommations, un minimum non nul caractérisant l'amplitude de l'impulsion renvoyée par un réflecteur situé à la distance correspondant au début de l'intervalle temporel considéré.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2592075C1 (ru) * 2015-08-31 2016-07-20 Открытое акционерное общество "Бортовые аэронавигационные системы" Способ однозначного измерения дальности до метеорологического объекта

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2901366B1 (fr) * 2006-05-16 2008-07-04 Thales Sa Procede de detection des reflecteurs d'une implusion electromagnetique
FR2917508B1 (fr) * 2007-06-15 2009-08-28 Thales Sa Procede de caracterisation d'une turbulence atmospherique par des parametres representatifs mesures par un radar
US8249386B2 (en) * 2008-03-28 2012-08-21 Tektronix, Inc. Video bandwidth resolution in DFT-based spectrum analysis
FR2932572B1 (fr) * 2008-06-13 2010-09-03 Thales Sa Procede d'affinage angulaire du faisceau d'antenne d'un radar.
US8547710B2 (en) 2009-10-16 2013-10-01 Emprimus, Llc Electromagnetically shielded power module
US8642900B2 (en) 2009-10-16 2014-02-04 Emprimus, Llc Modular electromagnetically shielded enclosure
US8760859B2 (en) 2010-05-03 2014-06-24 Emprimus, Llc Electromagnetically-shielded portable storage device
US8599576B2 (en) 2010-10-29 2013-12-03 Emprimus, Llc Electromagnetically-protected electronic equipment
US8754980B2 (en) 2010-11-05 2014-06-17 Emprimus, Llc Electromagnetically shielded camera and shielded enclosure for image capture devices
US8643772B2 (en) 2010-11-05 2014-02-04 Emprimus, Llc Electromagnetically shielded video camera and shielded enclosure for image capture devices
US9093755B2 (en) 2010-12-20 2015-07-28 Emprimus, Llc Lower power localized distributed radio frequency transmitter
US9420219B2 (en) 2010-12-20 2016-08-16 Emprimus, Llc Integrated security video and electromagnetic pulse detector
WO2012139024A1 (fr) 2011-04-06 2012-10-11 Emprimus, Inc. Système optique blindé de façon électromagnétique
US9642290B2 (en) 2013-03-14 2017-05-02 Emprimus, Llc Electromagnetically protected electronic enclosure
US11435441B2 (en) * 2019-03-08 2022-09-06 GM Global Technology Operations LLC Self-learning, noise filtering of radar used for automotive applications

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3720959A (en) * 1970-08-26 1973-03-20 G Hahn Mandibular prosthetic apparatus
EP0493189A1 (fr) * 1990-12-27 1992-07-01 Thomson-Csf Traitement d'un signal impulsionnel codé numériquement
FR2763398A1 (fr) * 1997-05-13 1998-11-20 Thomson Csf Procede de traitement du signal de reception d'un radar sar de type deramp
US6448923B1 (en) * 2001-03-29 2002-09-10 Dusan S. Zrnic Efficient estimation of spectral moments and the polarimetric variables on weather radars, sonars, sodars, acoustic flow meters, lidars, and similar active remote sensing instruments

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4101891A (en) * 1976-11-24 1978-07-18 Nasa Surface roughness measuring system
US5327141A (en) * 1986-11-06 1994-07-05 Raytheon Company Clutter removal by polynomial compensation
DE4427657C2 (de) * 1994-08-05 1996-10-24 Deutsche Forsch Luft Raumfahrt Verfahren zur Bilderzeugung mittels einer zweidimensionalen Datenverarbeitung bei einem Radar mit synthetischer Apertur
FI106656B (fi) * 1998-03-26 2001-03-15 Markku Sakari Lehtinen Menetelmä ja järjestelmä tutkaheijastavuuden ja doppler-siirtymän mittaamiseksi pulssitutkalla
JP3606257B2 (ja) * 2001-12-25 2005-01-05 三菱電機株式会社 ドップラーレーダー装置
US7589666B2 (en) * 2004-12-30 2009-09-15 Vaisala, Inc. System and method for processing data in weather radar
US7583222B2 (en) * 2005-08-26 2009-09-01 Vaisala Oyj Method for using pulse compression in weather radar
FR2901366B1 (fr) * 2006-05-16 2008-07-04 Thales Sa Procede de detection des reflecteurs d'une implusion electromagnetique
FR2915584B1 (fr) * 2007-04-27 2009-08-28 Thales Sa Procede de detection de turbulences atmospheriques par un capteur electromagnetique embarque, notamment a bord d'un aeronef.

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3720959A (en) * 1970-08-26 1973-03-20 G Hahn Mandibular prosthetic apparatus
EP0493189A1 (fr) * 1990-12-27 1992-07-01 Thomson-Csf Traitement d'un signal impulsionnel codé numériquement
FR2763398A1 (fr) * 1997-05-13 1998-11-20 Thomson Csf Procede de traitement du signal de reception d'un radar sar de type deramp
US6448923B1 (en) * 2001-03-29 2002-09-10 Dusan S. Zrnic Efficient estimation of spectral moments and the polarimetric variables on weather radars, sonars, sodars, acoustic flow meters, lidars, and similar active remote sensing instruments

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2592075C1 (ru) * 2015-08-31 2016-07-20 Открытое акционерное общество "Бортовые аэронавигационные системы" Способ однозначного измерения дальности до метеорологического объекта

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