WO2007068601A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben von hochdruck-gasentladungslampen - Google Patents

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lamp
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operating
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Warren Moskowitz
Joachim MÜHLSCHLEGEL
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Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating high-pressure gas discharge lamps.
  • High-pressure gas discharge lamps are also referred to below as lamps.
  • the invention relates to a method for operating such lamps.
  • the invention deals with the avoidance of acoustic resonances which can occur during the operation of these lamps.
  • ballasts have tet Spread ⁇ who operate the lamp in the so-called square-wave operation.
  • the rectangular operation requires a high circuit complexity, which is why there are efforts to operate the lamp despite the risk of acoustic resonances in the so-called.
  • High frequency operation In this operation, the lamps with an AC in the specified Frequency range fed, because just in this frequency range, an operating device is particularly inexpensive reali ⁇ sierbar.
  • a disadvantage of the described prior art is that a frequency range must be sought in which the lamp has only weak resonances.
  • the Brafrequenzbe ⁇ rich, which is covered by the modulation thus avoids frequency ranges in which strong main resonances of the lamp to be operated occur.
  • This results in the prior art that a frequency range in which the operating frequency moves, must be adapted to the lamp to be operated.
  • the prior art does not warrant that two lamps have comparable performance data can be operated on the same operating device.
  • the inverter gas discharge lamp supplies the high pressure a lamp current that is in Wesent ⁇ union, an alternating current with a modulated operating frequency which continuously oscillates within a range between a minimum frequency and a maximum frequency
  • a coupling network which is connected between the inverter and the lamp and has a transfer function which describes the dependence of the amplitude of the lamp current on the operating frequency
  • At the difference between maximum value and minimum ⁇ value is at least 50 V.
  • the expression of the resonance points of the lamp generally decreases with increasing frequency. Ie. At low frequencies, it is critical to provide the lamp with much energy because strong resonances can form. At higher frequencies, however, the lamp more energy can be fed, since the resonances are less pronounced there.
  • the coupling network generally has a low-pass character. Ie. At low frequencies, the lamp is fed more energy than at high frequencies.
  • the invention is now based on the finding that the frequency dependence of the coupling network can trigger the instability of the lamp, because it is just the frequencies are less attenuated at which strong resonances occur. It follows from this finding that the Frequenzabphasen ⁇ must be compensated dependence of the coupling network. This is done according to the invention by a strong modulation of the supply voltage. In the time domain, the frequency dependence of the coupling network causes a decreasing amplitude of the lamp current with increasing frequency.
  • the frequency dependence of the Koppelnetz- factory shows the power spectrum of the lamp line such that the spectral power density decreases towards high frequencies from ⁇ .
  • the inventive strong modulation of the supply voltage is achieved that the amplitude of the Lam ⁇ penstroms is approximately independent of the frequency of the operating or even increases towards higher frequencies.
  • the power spectrum of the lamp power is evenly distributed or even increases towards higher frequencies.
  • the supply voltage passes between ei ⁇ nem maximum value and a minimum value, which is min ⁇ differ least 50 volts.
  • ⁇ is function of the coupling network compensated.
  • the modulation of the supply voltage alone, ie without modulation of the operating frequency, does not lead to a noticeable modulation of the lamp current and thus of the light current of an operated lamp.
  • the supply voltage is generally generated from a rectified mains voltage, which has twice the mains frequency.
  • the prior art attempts to filter the double mains frequency as completely as possible. Since this is not possible with reasonable effort, the supply voltage has a residual modulation of its amplitude at twice the mains frequency.
  • the Restmodula ⁇ tion is indeed low, but sufficient to control a modulator, which causes the frequency modulation of the operating frequency.
  • the inventive scarf ⁇ tion arrangement causes a time course of the supply voltage, which alone, ie without modulation of the operating frequency, quite a modulation of the lamp current and thus causes the luminous flux.
  • the Modula ⁇ acts tion of the lamp current through the modulation of the supply ⁇ the modulation voltage of the lamp current counter by the frequency modulation of the operating frequency. Both modulations compensate each other.
  • the overcompensation causes more energy to be coupled into the lamp as the operating frequency increases. This has an advantageous effect on the stability of the Lampenbe ⁇ drive, since resonance points of the lamp tend to be more attenuated with increasing frequency. The lamp thus translates more energy at operating frequencies where the resonant locations of the lamp are more heavily attenuated.
  • a modulator characteristic which can neutralize overcompensation to make the power spectrum of the lamp power substantially equal at all operating frequencies. For example, the length of time that the inverter generates a particular operating frequency decreases with increasing frequency. Ie. the switching transistors of the inverter are clocked at high frequencies for a shorter time than would be the case without overcompensation. This leads to a reduction of the switching losses in the switching transistors. High frequencies mean frequencies that are closer to the maximum frequency than the minimum frequency. An overcompensation can tion thus for stabilizing the lamp operation, or to encourage improvements ⁇ the efficiency of the circuit arrangement can be used. Mixed forms are also possible in which both advantages are exploited by the overcompensation being only partially neutralized by a modulator characteristic.
  • the line frequency does not have to be used to control a modulator. It is also possible to use another frequency which is less than approximately 1000 Hz and thus lies below the frequency range in which resonances occur.
  • the modulation of the operating frequency must also not be periodic. The modulation may, for example, be controlled by a noise generator or by chaos.
  • the supply voltage generally already has an amplitude modulation of twice the mains frequency, it is advantageous to use this modulation.
  • the time profile of the supply voltage is fed to a modulator input.
  • a modulator output controls the frequency that an oscillator provides as the operating frequency.
  • the modulator can vary the timing of the supply voltage in a temporal Implement the course of the operating frequency. Since the coupling network usually has a low-pass character and therefore strongly attenuates at high operating frequencies, it is advantageous that at the maximum of the supply voltage of the modulator sets the maximum frequency.
  • the relationship between operating frequency and supply voltage defines a modulator characteristic.
  • the modulator characteristic establishes a linear to ⁇ connexion with a modulation factor between operating frequency and supply voltage.
  • Frequency deviation of the operating frequency results in a necessary amplitude modulation of the supply voltage for a given coupling network to the o.
  • the modulation factor must therefore be set so that the compensation condition is met.
  • the time course of the modulation supply voltage is generally approximately sinusoidal. In the case of a linear modulator characteristic, the time profile of the operating frequency is then also sinusoidal.
  • the control of the operating frequency by the modulator can be extended to a control of the operating frequency.
  • the modulator requires a measuring input which is supplied with a measure of the amplitude of the lamp current or the power of the lamp.
  • the modulator sets its modulator characteristic or its modulation factor so that the measured value remains constant.
  • the amplitude modulation of the supply voltage can usually be set by selecting the value of a storage capacitor.
  • the storage capacitor is connected in parallel with the output of a device which provides the supply voltage.
  • this Einrich ⁇ tion consists of a rectifier, which is coupled to the mains voltage.
  • a power factor correction circuit provides the supply voltage. Then, the amplitude modulation of the supply voltage can also be adjusted by the control characteristics of the power factor correction circuit.
  • the inverter superimposed on the lamp current has a DC component whose sign alternates with an alternating frequency which is less than one tenth of the minimum frequency.
  • the DC component is generated by a bridge circuit whose switches have a duty factor that deviates from 50%.
  • the popular half-bridge inverter includes a first and a second switch. If a first time of the first switch is equal to a second time of the second switch, the half-bridge inverter generates a square wave voltage without DC component.
  • the AC voltage generated by the half-bridge inverter includes a DC component.
  • the asymmetry time is subtracted alternately between the first and the second on-time with the alternating frequency and added.
  • the change of asymmetry does not have to be abrupt. Less stress on the components used, if the change from subtracting to adding the asymmetry time is continuous.
  • the time profile of the value of the asymmetry times can be triangular. At any time, the sum of the asymmetry times of the first and second switches is zero.
  • the power spectrum of the Lam ⁇ comprises pen juice play in a frequency range between twice the minimum frequency and twice the maximum frequency.
  • additional components occur in a frequency range between the minimum frequency and the maximum frequency. It also shares above double the maximum frequency, but generally play no role in terms of stable lamp operation.
  • Will be twice the minimum frequency greater than the maximum frequency is generated between the maximum frequency and twice the minimum frequency a spectral gap in which no power to the lamp till ⁇ .
  • the minimum frequency and the maximum frequency are selected so that particularly pronounced resonances of the lamp fall into this spectral gap.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram for a circuit arrangement with which the invention can be realized
  • FIG. 2 shows the time profile of a supply voltage and a rectified mains voltage
  • 3 shows output voltage the time characteristic of an AC output ⁇ lessons and a lamp current
  • FIG. 1 shows a schematic diagram of a circuit ⁇ arrangement, with which the present invention can be realized.
  • the circuit arrangement has two input terminals Jl and J2 to which a rectified mains voltage can be connected.
  • the input terminals J1 and J2 are coupled to a PFC stage which effects a power factor correction and provides a supply voltage Us.
  • Parallel to the supply voltage Us a storage capacitor Cl is connected, which is to buffer the supply voltage Us.
  • a value of 4.7 microfarads has proved to be favorable for the storage capacitor Cl. With this value, an alternating component for the supply voltage with which the invention can be realized.
  • a potential of the supply voltage serves as the reference potential GND of the circuit arrangement.
  • the supply voltage represents the power supply for an inverter, which is designed as a half-bridge inverter. It comprises the series connection of an upper and a lower switch Tl and T2, which are connected in parallel to the supply voltage.
  • the switches are designed as a MOSFET, but can also be designed as other semicon ⁇ terschalter.
  • Source of the upper switch Tl is connected to the drain of the lower switch at the connection point ⁇ M connected.
  • the control terminals of the switches, in the present case the gates of Tl and T2 are connected to a control device Cont.
  • the spainrich- tung Cont is also connected to the connection point M, the SpeI ⁇ sebond Us, and the reference potential GND.
  • the control device Cont comprises an oscillator which generates an operating frequency with which the gates of the switches Tl and T2 are alternately driven. This results in the connection point M with respect to the jacketspoten ⁇ cial GND a rectangular AC voltage Uw, whose amplitude follows the supply voltage and the frequency corresponds to the operating frequency.
  • the alternating voltage Uw represents the inverter output voltage of the half-bridge inverter.
  • a series circuit consisting of a lamp inductor Ll and two capacitors C2 and C3 forms a coupling network which is connected between the connection point M and the reference ⁇ potential GND.
  • a lamp Lp can be coupled to the capacitor C3 via terminals J3 and J4.
  • an ignition device that briefly provides a high voltage to start the lamp.
  • the coupling network accomplishes an impedance transformation from the AC voltage Uw to the lamp. It can also contain a transformer.
  • the impedance transformation of the coupling network has a transfer function which describes the frequency dependence of the lamp current Il relative to the AC voltage Uw.
  • the transfer function has band pass character.
  • the operating frequency is always above the resonance frequency of the transfer function, so that a Switching relief of the switches Sl and S2 can be used. Above the resonance frequency has to the delegation ⁇ -cleaning function to a low-pass character.
  • the control device Cont comprises a modulator with a modulator output.
  • the modulator output is coupled to the oscillator such that the operating frequency can be influenced by the modulator.
  • the modulator is controllable via a modulator input, which is coupled to the supply voltage. This results in an operating frequency which depends on the supply voltage.
  • the modulator consists of a resistor which is connected between the supply voltage and one at the point in the oscillator to which a magnitude is applied which influences the operating frequency.
  • the modulator can also be realized by a microcontroller in which a modulator characteristic is stored by software.
  • the modulator characteristic can also be tuned to a lamp to be operated in an optimization process. Other frequency-dependent effects which are not based on the coupling network can also be taken into account in the modulator characteristic. For example Zulei ⁇ may obligations or the lamp itself have a frequency dependence.
  • Figure 2 shows in curve 2 the time course of a rectified mains voltage, as it is measurable at the terminals Jl and J2 of Figure 1.
  • this is a 230 Veff mains voltage with a mains frequency of 50 Hz.
  • the time profile of the supply voltage Us from FIG. 1 is shown by way of example.
  • the AC voltage component of the supply voltage has an amplitude of nearly 12Vpp up.
  • the skilled person will also try to keep the supply voltage as constant as possible.
  • the storage capacitor Cl and / or the regulation of the power factor circuit PFC is chosen so that a much greater fluctuation than in the prior art arises.
  • the supply voltage Us is a sinusoidal Amplitu ⁇ denmodulation between about 380 V and about 500 V on. This results in an amplitude of the AC voltage component of the supply voltage of about 120 Vpp. Ie.
  • the difference between maximum values and minimum value of the supply voltage amounts to 120 V. Investigations have shown that a stable and flicker-free operation of different lamps is possible from a difference of 50 V and a difference between maximum frequency and minimum frequency of 10 kHz.
  • FIG. 3 shows in the upper part the time profile of the envelope of the inverter output voltage Uw from FIG. 1.
  • the lower limit of the envelope is zero, and corresponds to the voltage which is present at the connection point M when the switch T2 is closed.
  • the upper limit of the envelope corresponds to the voltage applied to the connection point M when the switch Tl is closed ge ⁇ . It can be clearly seen how the upper limit of the envelope follows the value of the supply voltage from FIG.
  • FIG. 3 shows in the lower part the time profile of the envelope of the lamp current II from FIG. 1. Both the lower and the upper limit of the envelope of the lamp current II show hardly any fluctuations, although the amplitude of the inverter output voltage Uw is as shown in FIG. ren part of Figure 3 shown a strong modulation on ⁇ points. This is advantageously achieved in that the amplitude modulation of the inverter output voltage Uw is just so strong that the transfer function of the coupling network is compensated in conjunction with a Frequenzmodulati ⁇ on the operating frequency.
  • FIG. 4a shows the spectral power density log PL of the power fed into the lamp Lp in logarithmic representation.
  • the occurring frequencies are doubled compared to the spectrum of the lamp current Il.
  • the frequency band between ⁇ 360 kHz and 620 kHz, which results from a frequency modulation of the operating frequency between a minimum frequency of 180 kHz and a maximum frequency of 310 kHz.
  • the power density is band in this frequency ⁇ substantially constant. This is an advantageous consequence of the compensation of the transfer function of the coupling network.
  • FIG. 4a shows a further frequency band in which power is coupled into the lamp.
  • This frequency band is produced by the above-described direct component, which is superimposed on the lamp current Il.
  • the amplitude of this frequency band depends on the value of the superimposed DC component.
  • the DC component is only small.
  • FIG. 4b shows another example of a power density spectrum of a lamp power in which a stronger DC component was selected.

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Abstract

Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Lampenleistung an eine Hochdruck-Gasentladungslampe (Lp) in Form eines Wechselstroms mit einer Betriebsfrequenz. Die Betriebsfrequenz wird dabei in weiten Grenzen frequenzmoduliert, so dass sich keine akustischen Resonanzen in der Lampe ausbilden. Eine Amplitudenmodulation durch den Frequenzgang eines Koppelnetzwerks wird durch eine Amplitudenmodulation einer Speisespannung kompensiert.

Description

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Hochdruck- Gasentladungslampen
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Hochdruck-Gasentladungslampen. Hochdruck- Gasentladungslampen werden im folgenden auch kurz Lampen bezeichnet. Weiterhin betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben derartiger Lampen. Insbesondere behandelt die Erfindung die Vermeidung akustischer Resonanzen, die beim Betrieb dieser Lampen auftreten können.
Stand der Technik
Akustische Resonanzen sind ein bekanntes Problem beim Be¬ trieb von Hochdruck-Gasentladungslampen. Abhängig von der Geometrie und vom Druck der Lampe, treten diese Resonanzen in einem Frequenzbereich zwischen 5kHz und 100OkHz auf und können zu Bogenunruhe und bei ausgeprägten Reso¬ nanzen sogar zur Zerstörung der Lampe führen. Ein Betrieb einer Lampe mit einem Wechselstrom, der eine Frequenz im genannten Frequenzbereich aufweist, ist deshalb nicht ohne weiteres zuverlässig.
Auf dem Markt haben sich deshalb Betriebsgeräte verbrei¬ tet, die die Lampe im so genannten Rechteckbetrieb betreiben. Der Rechteckbetrieb erfordert allerdings einen hohen Schaltungsaufwand, weshalb es Bestrebungen gibt, die Lampe trotz der Gefahr der akustischen Resonanzen im sog. Hochfrequenzbetrieb zu betreiben. In diesem Betrieb werden die Lampen mit einem Wechselstrom im angegebenen Frequenzbereich gespeist, weil gerade im diesem Frequenzbereich ein Betriebsgerät besonders kostengünstig reali¬ sierbar ist.
In der Schrift US 2003/0111968A1 (Trestman) wird ein Be- triebsgerät beschrieben, das eine Lampe mit einer Be¬ triebsfrequenz betreibt, die frequenzmoduliert ist. Dabei wird ein Frequenzbereich gewählt in dem die Lampe keine ausgeprägten akustischen Resonanzen aufweist. Um diese schwachen Resonanzen nicht anzuregen, wird die Betriebs- frequenz in einem Bereich von 50 kHz um eine Mittenfrequenz stetig variiert. Gesteuert wird die Modulation von einer Restwelligkeit einer Versorgungsspannung. Die angegebene Schrift spricht von einer konstanten Versorgungs¬ spannung, die eine an sich ungewollte Restwelligkeit von beispielsweise 6Veff aufweist, die von einer speisenden Netzspannung verursacht wird. Die Restwelligkeit weist bei einer Netzfrequenz von 60 Hz aufgrund der Gleichrichtung 120 Hz auf. Der Lampenstrom weist somit eine Be¬ triebsfrequenz auf, die um +/- 50 kHz mit einer Modulati- onsfrequenz von 120 Hz moduliert ist.
Nachteilig beim beschriebenen Stand der Technik ist, dass ein Frequenzbereich gesucht werden muß, in dem die Lampe nur schwache Resonanzen aufweist. Der Betriebsfrequenzbe¬ reich, der durch die Modulation überstrichen wird, meidet somit Frequenzbereiche in denen starke Hauptresonanzen der zu betreibenden Lampe auftreten. Damit ergibt sich im Stand der Technik, dass ein Frequenzbereich in dem sich die Betriebsfrequenz bewegt, an die zu betreibende Lampe angepasst werden muß. Der Stand der Technik gewährleistet nicht, dass zwei Lampen, die vergleichbare Leistungsdaten aufweisen am selben Betriebsgerät betrieben werden können .
Darstellung der Erfindung
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung bereit zu stellen, mit der sich ein kos- tengünstiges Betriebsgerät realisieren lässt, das in der Lage ist unterschiedliche Lampen zu betreiben, ohne akus¬ tischen Resonanzen anzuregen.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung reali¬ siert, die folgende Merkmale aufweist:
• einen Wechselrichter, den eine Speisespannung speist, die ihre Energie aus einer Netzspannung bezieht,
• der Wechselrichter liefert an die Hochdruck- Gasentladungslampe einen Lampenstrom, der im wesent¬ lichen ein Wechselstrom mit einer modulierten Be- triebsfrequenz ist, die fortwährend in einem Bereich zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz pendelt,
• ein Koppelnetzwerk, das zwischen den Wechselrichter und die Lampe geschaltet ist und eine Übertragungs- funktion aufweist, die die Abhängigkeit der Amplitude des Lampenstroms von der Betriebsfrequenz beschreibt,
• die Differenz zwischen Maximalfrequenz und Minimalfrequenz ergibt mindestens 10 kHz,
• und dass die Speisespannung bei einem Lampenbetrieb einen Maximalwert und einen Minimalwert aufweist, wo- - A -
bei die Differenz zwischen Maximalwert und Minimal¬ wert mindestens 50 V ist.
Die Ausprägung der Resonanzstellen der Lampe nimmt im allgemeinen mit steigender Frequenz ab. D. h. bei niedrigen Frequenzen ist es kritisch der Lampe viel Energie zur Verfügung zu stellen, da sich starke Resonanzen ausbilden können. Bei höheren Frequenzen hingegen kann der Lampe mehr Energie eingespeist werden, da die Resonanzen dort weniger ausgeprägt sind.
Das Koppelnetzwerk weist im allgemeinen einen Tiefpasscharakter auf. D. h. bei niedrigen Frequenzen wird der Lampe mehr Energie eingespeist als bei hohen Frequenzen. Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, dass die Frequenzabhängigkeit des Koppelnetzwerks die Instabilität der Lampe auslösen kann, weil gerade die Frequenzen weniger bedämpft werden, bei denen starke Resonanzen auftreten. Aus dieser Erkenntnis folgt, dass die Frequenzabhän¬ gigkeit des Koppelnetzwerks kompensiert werden muß. Dies geschieht erfindungsgemäß durch eine starke Modulation der Speisespannung. Im Zeitbereich bewirkt die Frequenzabhängigkeit des Koppelnetzwerks eine sinkende Amplitude des Lampenstroms bei steigender Frequenz . Im Frequenzbe¬ reich zeigt sich die Frequenzabhängigkeit des Koppelnetz- werks im Leistungsspektrum der Lampenleitung derart, dass die spektrale Leistungsdichte zu hohen Frequenzen hin ab¬ nimmt. Durch die erfindungsgemäße starke Modulation der Speisespannung wird erreicht, dass die Amplitude des Lam¬ penstroms näherungsweise unabhängig ist von der Betriebs- frequenz oder sogar zu höheren Frequenzen hin zunimmt. Im Frequenzbereich wird durch die Erfindung erreicht, dass das Leistungsspektrum der Lampenleistung gleichverteilt ist oder sogar zu höheren Frequenzen hin ansteigt.
Neben der Instabilität der Lampe ergibt sich durch den weiten Frequenzbereich, den die Betriebsfrequenz über- streicht ein weiteres Problem. Die Frequenzabhängigkeit des Koppelnetzwerks bewirkt ohne erfindungsgemäße Modula¬ tion der Speisespannung eine Amplitudenmodulation des Lampenstroms. Ohne Gegenmaßnahme führt dies zu einem un¬ erwünschten Flackern des Lichtstroms mit der Modulations- frequenz .
Erfindungsgemäß verläuft die Speisespannung zwischen ei¬ nem Maximalwert und einem Minimalwert, die sich um min¬ destens 50 V unterscheiden. Damit wird die Übertragungs¬ funktion des Koppelnetzwerks kompensiert. Im genannten Stand der Technik wird versucht den zeitlichen Verlauf der Speisespannung möglichst konstant zu halten. Dabei führt die Modulation der Speisespannung alleine, d.h. ohne Modulation der Betriebsfrequenz, nicht zu einer merklichen Modulation des Lampenstroms und damit des Licht- Stroms einer betriebenen Lampe.
Die Speisespannung wird im allgemeinen aus einer gleichgerichteten Netzspannung erzeugt, die die doppelte Netzfrequenz aufweist. Im Stand der Technik wird versucht, die doppelte Netzfrequenz möglichst vollständig zu fil- tern. Da dies mit vertretbarem Aufwand nicht möglich ist, weist die Speisespannung eine Restmodulation ihrer Amplitude mit der doppelten Netzfrequenz auf. Die Restmodula¬ tion ist zwar gering, reicht aber zu Steuerung eines Modulators aus, der die Frequenzmodulation der Betriebsfre- quenz bewirkt. Im Gegensatz dazu bewirkt die erfindungsgemäße Schal¬ tungsanordnung einen zeitlichen Verlauf der Speisespannung, der allein, d.h. ohne Modulation der Betriebsfrequenz, durchaus eine Modulation des Lampenstroms und da- mit des Lichtstroms bewirkt. Allerdings wirkt die Modula¬ tion des Lampenstroms durch die Modulation der Speise¬ spannung der Modulation des Lampenstroms durch die Frequenzmodulation der Betriebsfrequenz entgegen. Beide Modulationen kompensieren einander.
Es ist auch vorteilhaft, wenn die Modulation der Speise¬ spannung stärker ist als zur Kompensation der Frequenzmodulation der Betriebsfrequenz nötig wäre. Dann liegt eine Überkompensation vor. Dieser Fall kann in zwei Fälle unterteilt werden, von denen jeder eigene Vorteile mit sich bringt .
Falls eine Modulatorkennlinie ausgewählt ist, bei der al¬ le möglichen Betriebsfrequenzen zwischen der Maximalfrequenz und der Minimalfrequenz im wesentlichen für gleich lange Zeit vom Wechselrichter erzeugt werden, so bewirkt die Überkompensation, dass mit steigender Betriebsfrequenz mehr Energie in die Lampe eingekoppelt wird. Dies wirkt sich vorteilhaft auf die Stabilität des Lampenbe¬ triebs aus, da Resonanzstellen der Lampe mit steigender Frequenz tendenziell stärker gedämpft sind. Die Lampe setzt also mehr Energie bei Betriebsfrequenzen um, bei denen die Resonanzstellen derLampe stärker bedämpft sind.
Falls eine Modulatorkennlinie ausgewählt ist, die eine Überkompensation neutralisieren kann, um das Leistungspektrum der Lampenleistung bei allen Betriebs- frequenzen im wesentlichen gleich hoch zu machen, dann nimmt die Zeitdauer in der der Wechselrichter eine bestimmte Betriebsfrequenz erzeugt mit steigender Frequenz ab. D. h. die Schalttransistoren des Wechselrichters werden für eine kürzere Zeit mit hohen Frequenzen getaktet, als dies ohne Überkompensation der Fall wäre. Dies führt zu einer Reduzierung der Schaltverluste in den Schalttransistoren. Unter hohen Frequenzen werden dabei Frequenzen verstanden, die der Maximalfrequenz näher sind als der Minimalfrequenz. Eine Überkompensation kann also zur Stabilisierung des Lampenbetriebs oder zur Verbesse¬ rung des Wirkungsgrades der Schaltungsanordnung genutzt werden. Es sind auch Mischformen möglich, bei denen beide Vorteile genutzt werden, indem die Überkompensation nur teilweise durch eine Modulatorkennlinie neutralisiert wird.
Im allgemeinen muß nicht die Netzfrequenz verwendet werden, um einen Modulator zu steuern. Es kann auch eine andere Frequenz benutzt werden, die kleiner ist als ca. 1000 Hz und somit unterhalb des Frequenzbereichs liegt, in dem Resonanzen auftreten. Die Modulation der Betriebsfrequenz muß auch nicht periodisch erfolgen. Die Modulation kann beispielsweise von einem Rauschgenerator oder durch Chaos gesteuert sein.
Da die Speisespannung im allgemeinen bereits eine Ampli- tuden-Modulation der mit der doppelten Netzfrequenz aufweist, ist es vorteilhaft, diese Modulation zu nutzten. Dazu wird der zeitliche Verlauf der Speisespannung einem Modulatoreingang zugeführt. Ein Modulatorausgang steuert die Frequenz, die ein Oszillator als Betriebsfrequenz be- reit stellt. Der Modulator kann den zeitlichen Verlauf der Speisespannung unterschiedlich in einen zeitlichen Verlauf der Betriebsfrequenz umsetzen. Da das Koppelnetzwerk meist einen Tiefpasscharakter hat und deshalb bei hohen Betriebsfrequenzen stark dämpft, ist es vorteilhaft, dass beim Maximum der Speisespannung der Modulator die Maximalfrequenz einstellt.
Der Zusammenhang zwischen Betriebsfrequenz und Speisespannung definiert eine Modulatorkennlinie. Im einfachs¬ ten Fall stellt die Modulatorkennlinie einen linearen Zu¬ sammenhang mit einem Modulationsfaktor zwischen Betriebs- frequenz und Speisespannung her. Zu einem gewünschten
Frequenzhub der Betriebsfrequenz ergibt sich eine nötige Amplituden-Modulation der Speisespannung bei gegebenem Koppelnetzwerk, um die o. g. Kompensationsbedingung zu erfüllen. Der Modulationsfaktor muß demnach so einge- stellt sein, dass die Kompensationsbedingung erfüllt ist. Der zeitliche Verlauf der Modulation Speisespannung ist im allgemeinen näherungsweise sinusförmig. Bei linearer Modulatorkennlinie ist dann auch der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz sinusförmig.
Abhängig von einer Modulatorkennlinie ergibt sich ein un¬ terschiedlicher Frequenzverlauf des Leistungs- oder auch Leistungsdichtespektrums der Lampenleistung. Da im allge¬ meinen ein gleichverteiltes Leitungsspektrum erwünscht ist, ist die Modulatorkennlinie so ausgelegt, dass dies erreicht wird. Bei Vernachlässigung der Frequenzabhängigkeit der Übertragungsfunktion des Koppelnetzwerks ist da¬ zu ein dreieckförmiger oder sägezahnförmiger zeitlicher Verlauf der Betriebsfrequenz nötig, damit jeder Frequenzwert gleich lange eingestellt ist. Bei Berücksichtigung der Frequenzabhängigkeit der Übertragungsfunktion des Koppelnetzwerks muß ein von der Dreieckform oder Säge- zahnform abweichender zeitlicher Verlauf der Betriebsfrequenz gewählt werden.
Die Steuerung der Betriebsfrequenz durch den Modulator kann zu einer Regelung der Betriebsfrequenz erweitert werden. Dazu benötigt der Modulator einen Messeingang der mit einer Messgröße für die Amplitude des Lampenstroms oder die Leistung der Lampe gespeist wird. Abhängig von der Messgröße stellt der Modulator seine Modulatorkennlinie oder seinen Modulationsfaktor so ein, dass die Mess- große konstant bleibt. Für einen erfindungsgemäßen Fre¬ quenzhub ist zu beachten, dass eine genügend große Ampli¬ tuden-Modulation der Speisespannung gegeben ist.
Die Amplituden-Modulation der Speisespannung ist meist durch die Wahl des Wertes eines Speicherkondensators ein- stellbar. Der Speicherkondensator ist parallel zu Ausgang einer Einrichtung geschaltet, die die Speisespannung bereit stellt. Im einfachsten Fall besteht diese Einrich¬ tung aus einem Gleichrichter, der mit der Netzspannung gekoppelt ist. Meist stellt jedoch eine Schaltung zur Leistungsfaktor-Korrektur die Speisespannung bereit. Dann kann die Amplituden-Modulation der Speisespannung auch durch die Regeleigenschaften der Schaltung zur Leistungsfaktor-Korrektur eingestellt werden.
Auf dem Markt gibt es Metallhalogen-Hochdrucklampen mit 2OW, 35W, 7OW, 150W und höherer Leistung. Für 20W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 400 kHz und eine Maximalfrequenz von 500 kHz als vorteilhaft erwiesen. Für 35W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 300 kHz und eine Maximalfrequenz von 40OkHz als vorteilhaft erwiesen. Für 70W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 220 kHz und eine Maximalfrequenz von 320 kHz als vorteilhaft erwie¬ sen. Für 150W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 160 kHz und eine Maximalfrequenz von 260 kHz als vorteil¬ haft erwiesen. Die angegebenen Frequenzwerte sind ledig- lieh als Dimensionierungsbeispiele zu verstehen. Falls ein Betriebsgerät für mehrere Lampen mit unterschiedli¬ cher Nominalleistung geeignet sein soll, muß vom jeweils optimalen Frequenzbereich abweichend ein Kompromiß gewählt werden.
Um das Leistungsspektrum in dem der Lampe Leistung zugeführt wird zu erweitern ohne die Minimal- oder die Maxi¬ malfrequenz zu verändern, überlagert der Wechselrichter dem Lampenstrom einen Gleichanteil, dessen Vorzeichen mit einer Wechselfrequenz wechselt, die kleiner ist als ein Zehntel der Minimalfrequenz. Vorteilhaft wird der Gleichanteil durch eine Brückenschaltung erzeugt, deren Schalter ein Tastverhältnis aufweisen, das von 50% abweicht. Der verbreitete Halbbrückenwechselrichter umfasst einen ersten und einen zweiten Schalter. Falls eine erste Ein- zeit des ersten Schalters gleich einer zweiten Einzeit des zweiten Schalters ist, erzeugt der Halbbrückenwechselrichter eine Rechteckspannung ohne Gleichanteil. Wird die erste Einzeit um eine Asymmetriezeit reduziert, wäh¬ rend die zweite Einzeit um diese Asymmetriezeit verlän- gert, so enthält vom Halbbrückenwechselrichter erzeugte Wechselspannung einen Gleichanteil. Zur Vermeidung eine einseitigen Belastung der Lampe wird mit der Wechselfrequenz die Asymmetriezeit abwechselnd der ersten und der zweiten Einzeit abgezogen und zugefügt. Der Wechsel der Asymmetrie braucht nicht abrupt zu erfolgen. Geringere Belastung für die verwendeten Bauelemente ergibt sich, wenn der Wechsel vom Abziehen zum Zufügen der Asymmetriezeit kontinuierlich erfolgt. Beispielsweise kann der zeitliche Verlauf des Werts der Asymmetriezeiten dreieck- förmig sein. Zu jedem Zeitpunkt ist die Summe der Asym- metriezeiten des ersten und des zweiten Schalters Null.
Ohne Gleichanteil umfasst das Leistungsspektrum der Lam¬ penleistung Anteile in einen Frequenzbereich zwischen der doppelten Minimalfrequenz und der doppelten Maximalfrequenz. Durch Hinzufügen des Gleichanteils entstehen zu- sätzlich Anteile in einem Frequenzbereich zwischen der Minimalfrequenz und der Maximalfrequenz. Es entstehen auch Anteile oberhalb der doppelten Maximalfrequenz, die aber im allgemeinen keine Rolle hinsichtlich eines stabilen Lampenbetriebs spielen. Ist die doppelte Minimalfre- quenz größer als die Maximalfrequenz entsteht zwischen der Maximalfrequenz und der doppelten Minimalfrequenz eine Spektrallücke in der keine Leistung an die Lampe abge¬ geben wird. Vorteilhaft werden die Minimalfrequenz und die Maximalfrequenz so gewählt, dass besonders ausgepräg- te Resonanzen der Lampe in diese Spektrallücke fallen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungs¬ beispielen unter Bezugnahme auf Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen:
Figur 1 ein Prinzipschaltbild für eine Schaltungsanord- nung, mit der sich die Erfindung realisieren lässt,
Figur 2 den zeitlichen Verlauf einer Speisespannung und einer gleichgerichteten Netzspannung, Figur 3 den zeitlichen Verlauf einer Wechselrichteraus¬ gangsspannung und eines Lampenstroms,
Figur 4 die spektrale Leistungsdichte der Lampenleis¬ tung mit starkem und schwachem Gleichstroman- teil.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild für eine Schaltungs¬ anordnung, mit der die vorliegende Erfindung realisierbar ist. Die Schaltungsanordnung besitzt zwei Eingangsklemmen Jl und J2 an denen eine gleichgerichtete Netzspannung an- schließbar ist. Die Eingangsklemmen Jl und J2 sind gekoppelt mit einer PFC-Stufe, die eine Leistungsfaktorkorrektur bewerkstelligt und eine Speisespannung Us bereit stellt. Parallel zur Speisespannung Us ist ein Speicherkondensator Cl geschaltet, der die Speisespannung Us puf- fern soll. Zum Betrieb einer 70 W Lampe hat sich für den Speicherkondensator Cl ein Wert von 4,7 Mikrofarad als günstig erwiesen. Mit diesem Wert stellt sich ein Wechselanteil für die Speisespannung ein mit dem die Erfindung realisiert werden kann. Ein Potenzial der Speise- Spannung dient als Bezugspotenzial GND der Schaltungsanordnung .
Die Speisespannung stellt die Energieversorgung für einen Wechselrichter, der als Halbbrückenwechselrichter ausgeführt ist. Er umfasst die Serienschaltung eines oberen und eines unteren Schalters Tl und T2, die parallel zur Speisespannung geschaltet sind. Die Schalter sind als MOSFET ausgeführt, können aber auch als andere Halblei¬ terschalter ausgeführt sein. Source des oberen Schalters Tl ist mit Drain des unteren Schalters am Verbindungs¬ punkt M verbunden. Die Steueranschlüsse der Schalter, im vorliegenden Fall die Gates von Tl und T2, sind mit einer Kontrolleinrichtung Cont verbunden. Die Kontrolleinrich- tung Cont ist auch mit dem Verbindungspunkt M, der Spei¬ sespannung Us, und dem Bezugspotenzial GND verbunden. Die Kontrolleinrichtung Cont umfasst einen Oszillator, der eine Betriebsfrequenz erzeugt, mit der die Gates der Schalter Tl und T2 abwechselnd angesteuert werden. Damit entsteht am Verbindungspunkt M bezüglich dem Bezugspoten¬ zial GND eine rechteckförmige Wechselspannung Uw, deren Amplitude der Speisespannung folgt und der Frequenz der Betriebsfrequenz entspricht. Die Wechselspannung Uw stellt die Wechselrichterausgangsspannung des Halbbrü- ckenwechselrichters dar.
Eine Serienschaltung bestehend aus einer Lampendrossel Ll und zwei Kondensatoren C2 und C3 bildet ein Koppelnetzwerk, das zwischen den Verbindungspunkt M und das Bezugs¬ potenzial GND geschaltet ist. Über Klemmen J3 und J4 ist eine Lampe Lp an den Kondensator C3 koppelbar. Nicht dargestellt ist eine Zündeinrichtung, die zur Inbetriebnahme der Lampe kurzfristig eine Hochspannung bereitstellt.
Das Koppelnetzwerk bewerkstelligt eine Impedanztransformation von der Wechselspannung Uw zur Lampe. Es kann auch einen Transformator enthalten. Die Impedanztransformation des Koppelnetzwerks weist eine Übertragungsfunktion auf, die die Frequenzabhängigkeit des Lampenstroms Il bezogen auf die Wechselspannung Uw beschreibt. Im vorliegenden Fall hat die Übertragungsfunktion Bandpasscharakter. Im allgemeinen liegt die Betriebsfrequenz immer oberhalb der Resonanzfrequenz der Übertragungsfunktion, damit eine Schaltentlastung der Schalter Sl und S2 genutzt werden kann. Oberhalb der Resonanzfrequenz weist die Übertra¬ gungsfunktion einen Tiefpasscharakter auf.
Die Kontrolleinrichtung Cont umfasst einen Modulator mit einem Modulatorausgang. Der Modulatorausgang ist derart mit dem Oszillator gekoppelt, dass die Betriebsfrequenz vom Modulator beeinflussbar ist. Steuerbar ist der Modulator über einen Modulatoreingang, der mit der Speisespannung gekoppelt ist. Damit ergibt sich eine Betriebs- frequenz, die abhängig ist von der Speisespannung. Im einfachsten Fall besteht der Modulator aus einem Widerstand, der zwischen die Speisespannung und einen im Punkt im Oszillator geschaltet ist, an dem eine Größe anliegt, die die Betriebsfrequenz beeinflußt. Der Modulator kann auch durch einen Mikrokontroller realisiert sein, in dem durch eine Software eine Modulatorkennlinie abgelegt ist. Die Modulatorkennlinie kann auch in einem Optimierungs- prozess auf eine zu betreibende Lampe abgestimmt werden. In die Modulatorkennlinie können auch andere frequenzab- hängige Effekte, die nicht im Koppelnetzwerk begründet sind, berücksichtigt werden. Beispielsweise können Zulei¬ tungen oder die Lampe selbst eine Frequenzabhängigkeit aufweisen .
Figur 2 zeigt in Kurve 2 den zeitlichen Verlauf einer gleichgerichteten Netzspannung, wie er an den Klemmen Jl und J2 aus Figur 1 messbar ist. Im Beispiel handelt es sich um eine 230 Veff Netzspannung mit einer Netzfrequenz von 50 Hz. In Kurve 2 ist der zeitliche Verlauf von der Speisespannung Us aus Figur 1 beispielhaft dargestellt. Im beschriebenen Stand der Technik weist der Wechselspannungsanteil der Speisespannung eine Amplitude von knapp 12Vpp auf. Im allgemeinen wird der Fachmann auch versuchen, die Speisespannung möglichst konstant zu halten. In der vorliegenden Erfindung wird der Speicherkondensator Cl und / oder die Regelung der Leistungsfaktorschaltung PFC so gewählt, dass eine wesentlich stärkere Schwankung als im Stand der Technik entsteht. Im Beispiel nach Figur 2 weist die Speisespannung Us eine sinusförmige Amplitu¬ denmodulation zwischen ca. 380 V und ca. 500 V auf. Damit ergibt sich eine Amplitude des Wechselspannungsanteils der Speisespannung von ca. 120 Vpp . D. h. Die Differenz aus Maximalwerte und Minimalwert der Speisespannung be¬ trägt 120 V. Untersuchungen haben ergeben, dass ab einer Differenz von 50 V und einer Differenz zwischen Maximalfrequenz und Minimalfrequenz von 10 kHz ein stabiler und flackerfreier Betrieb von verschiedenen Lampen möglich ist .
Figur 3 zeigt im oberen Teil den zeitlichen Verlauf der Einhüllenden der Wechselrichterausgangsspannung Uw aus Figur 1. Die untere Begrenzung der Einhüllenden ist Null, und entspricht der Spannung, die am Verbindungspunkt M anliegt, wenn der Schalter T2 geschlossen ist. Die obere Begrenzung der Einhüllenden entspricht der Spannung, die am Verbindungspunkt M anliegt, wenn der Schalter Tl ge¬ schlossen ist. Deutlich ist zu erkennen, wie die obere Begrenzung der Einhüllenden dem Wert der Speisespannung aus Figur 2 folgt.
Figur 3 zeigt im unteren Teil den zeitlichen Verlauf der Einhüllenden des Lampenstroms Il aus Figur 1. Sowohl die untere als auch die obere Begrenzung der Einhüllenden des Lampenstroms Il zeigt kaum Schwankungen, obwohl die Amplitude der Wechselrichterausgangsspannung Uw wie im obe- ren Teil von Figur 3 gezeigt eine starke Modulation auf¬ weist. Dies wird vorteilhaft dadurch erreicht, dass die Amplitudenmodulation der Wechselrichterausgangsspannung Uw gerade so stark ist, dass die Übertragungsfunktion des Koppelnetzwerks in Verbindung mit einer Frequenzmodulati¬ on der Betriebsfrequenz kompensiert wird.
Figur 4a zeigt die spektrale Leistungsdichte log PL der in die Lampe Lp eingespeisten Leistung in logarithmischer Darstellung. Im Leistungsspektrum sind im Vergleich zum Spektrum des Lampenstroms Il die auftretenden Frequenzen verdoppelt. Deutlich erkennt man das Frequenzband zwi¬ schen 360 kHz und 620 kHz, das sich durch eine Frequenzmodulation der Betriebsfrequenz zwischen einer Minimalfrequenz von 180 kHz und einer Maximalfrequenz von 310 kHz ergibt. Die Leistungsdichte ist in diesem Frequenz¬ band im wesentlichen konstant. Dies ist eine vorteilhafte Folge der Kompensation der Übertragungsfunktion des Koppelnetzwerks .
Zwischen 180 kHz und 310 kHz zeigt Figur 4a einen weite- res Frequenzband, in dem Leistung in die Lampe gekoppelt wird. Dieses Frequenzband entsteht durch den oben be¬ schriebenen Gleichanteil, der dem Lampenstrom Il überlagert wird. Die Amplitude diese Frequenzbands ist abhängig vom Wert des überlagerten Gleichanteils. In Figur 4a ist der Gleichanteil nur gering. Figur 4b zeigt ein weiteres Beispiel für ein Leistungsdichtespektrum einer Lampenleistung, bei dem ein stärkerer Gleichanteil gewählt wurde .
In Figur 4a ist ansatzweise ein weiteres Frequenzband zu erkennen, das bei 720 kHz beginnt. Diese Frequenzband kommt durch die Vervierfachung der Grundfrequenzen wie Minimalfrequenz und Maximalfrequenz zustande.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Lampenleistung an eine Hochdruck-Gasentladungslampe (Lp) , wobei die Schaltungsanordnung folgende Merkmale auf¬ weist :
• einen Wechselrichter (Tl, T2), den eine Speisespannung (Us) speist, wobei die Speisespannung (Us) zum Betrieb einer Hochdruck-Gasentladungslampe (Lp) ihre Energie aus einer Netzspannung bezieht,
• der Wechselrichter (Tl, T2) liefert an die Hoch- druck-Gasentladungslampe (Lp) einen Lampenstrom
(IL), der im wesentlichen ein Wechselstrom mit einer modulierten Betriebsfrequenz ist, die fortwährend in einem Bereich zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz pendelt,
• ein Koppelnetzwerk (Ll, C2, C3) , das zwischen den
Wechselrichter (Tl, T2) und die Lampe (Lp) geschaltet ist und eine Übertragungsfunktion aufweist, die die Abhängigkeit der Amplitude des Lampenstroms (IL) von der Betriebsfrequenz beschreibt, wobei die Schaltungsanordnung dadurch gekennzeichnet ist, dass die Differenz zwischen Maximalfrequenz und Minimalfrequenz mindestens 10 kHz ergibt, und dass die Speisespannung (Us) bei einem Lampenbe- trieb einen Maximalwert und einen Minimalwert auf¬ weist, wobei die Differenz zwischen Maximalwert und Minimalwert mindestens 50 V ist.
2. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet, durch einen Modulator mit einem Modulatoreingang, der mit der Speisespannung (Us) oder der Netzspannung gekoppelt ist und einem Modulatorausgang der mit einem Oszillator gekoppelt ist, der die Betriebsfrequenz er- zeugt, wobei der zeitliche Verlauf der Speisespannung (Us) oder der Netzspannung über den Modulator den zeitlichen Verlauf der Betriebsfrequenz steuert.
3. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der zeitliche Verlauf der Speisespannung (Us) und der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz derart synchro¬ nisiert sind, dass dann, wenn die Betriebsfrequenz ihr Maximum annimmt, auch die Speisespannung ihr Maximum annimmt .
4. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungsspektrum (PL) der Leistung einer betriebenen Lampe (Lp) gleichverteilt ist.
5. Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungsspektrum (PL) der Leistung einer betriebenen Lampe (Lp) monoton mit der Frequenz ansteigt.
6. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator einen linearen Zusammenhang zwischen Speisespannung (Us) und Betriebsfrequenz herstellt.
7. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Modulator, der einen Messeingang aufweist, der mit einer Messgröße für die Amplitude des Lampenstroms (IL) gekoppelt ist und einen Modulatorausgang aufweist, der mit einem Oszillator gekoppelt ist, der die Betriebsfrequenz erzeugt, wobei der Modulator eine Betriebsfrequenz einstellt, die eine näherungsweise konstante Amplitude des Lampenstroms (IL) bewirkt.
8. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz periodisch ist.
9. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz sinusförmig, dreieckförmig oder sägezahnförmig ist.
10. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprü- che, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung zur Leistungsfaktor-Korrektur (PFC) die Speisespannung (Us) bereit stellt.
11. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Minimalfrequenz für eine 70W-Lampe zwischen 13OkHz und 250 kHz liegt und die Maximalfrequenz zwischen 17OkHz und 40OkHz liegt.
12. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter (Tl, T2) einen Lampenstrom (IL) bewirkt, der einen Gleichstromanteil enthält, der mit einer Wechsel-Frequenz, die kleiner ist als ein Zehntel der Minimalfrequenz, das Vorzeichen wechselt.
13. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprü- che, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter (Tl, T2) einen ersten (Tl) und einen zweiten (T2) elektronischer Schalter umfasst, wobei der erste Schalter (Tl) während einer ersten Einzeit eingeschaltet ist und der zweite Schalter (T2) während einer darauf folgenden zweiten Einzeit eingeschaltet ist, und weiterhin setzt sich die erste und die zweite Ein¬ zeit jeweils aus einer Grundzeit und einer Asymmetrie¬ zeit zusammen, wobei die Grundzeiten für beide Einzei- ten gleich sind, während die Asymmetriezeiten betrags¬ mäßig gleich sind aber unterschiedliches Vorzeichen aufweisen und weiterhin die Asymmetriezeiten einen zeitlichen Verlauf mit einer Wechsel-Frequenz aufweisen, die kleiner ist als ein Zehntel der Minimalfrequenz.
14. Verfahren zum Betreiben von Hochdruck- Entladungslampen mit einem Wechselrichter (Tl, T2), der von einer Speisespannung (Us) gespeist wird und einen Lampenstrom (IL) liefert, der im wesentlichen ein Wechselstrom mit einer Amplitude und einer Betriebsfrequenz ist, wobei die Betriebsfrequenz zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz frequenzmoduliert wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz aus Maximalfrequenz und Minimalfrequenz mindestens 10 Hz beträgt und weiterhin die Speisespannung (Us) so variiert wird, dass die Amplitude des Lampenstroms (IL) nähe¬ rungsweise konstant bleibt.
15. Verfahren zum Betreiben von Hochdruck- Entladungslampen mit einem Wechselrichter (Tl, T2), der von einer Speisespannung (Us) gespeist wird und einen Lampenstrom (IL) liefert, der im wesentlichen ein Wechselstrom mit einer Amplitude und einer Betriebsfrequenz ist, wobei die Betriebsfrequenz zwi- sehen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz frequenzmoduliert wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz aus Maximalfrequenz und Minimalfrequenz mindestens 10 kHz beträgt und weiterhin die Speisespannung (Us) so variiert wird, dass das Leistungsspektrum (PL) der Lampenleistung gleichverteilt ist.
16. Verfahren gemäß Anspruch 14 oder 15 dadurch gekennzeichnet, dass durch den Wechselrichter (Tl, T2) dem Lampenstrom (IL) ein Gleichstromanteil hinzugefügt wird, dessen Vorzei¬ chen mit einer Wechsel-Frequenz, die kleiner ist als ein Zehntel der Minimalfrequenz, umgepolt wird.
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