WO2004095729A2 - Signal multiporteuse concu pour reduire les interferences cellulaires au sein d’un reseau de radiocommunication, procede de construction, procede de reception, recepteur et emetteur correspondants - Google Patents

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Definitions

  • Multicarrier signal designed to reduce cellular interference in a radiocommunication network, construction method, reception method, receiver and corresponding transmitter.
  • the field of the invention is that of the transmission and dissemination of digital information by radiocommunication. More specifically, the invention relates to the problem of intercellular interference, or inter-source, originating in a radiocommunication system using multicarrier modulation.
  • the multicarrier modulation technique provides an effective solution to the problem of broadcasting or transmitting information, for example in a radiomobile environment.
  • the COFDM modulation technique in English "Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing" was chosen for the DAB (in English "Digital Audio Broadcasting"), DVB-T (in English “Digital Video Broadcasting - Terrestrial ", digital terrestrial television broadcasting) and HIPERLAN / 2 (in English" High Performance Local Area Network ").
  • the multicarrier modulation used in the COFDM system comprises a particularly simple equalization system, based on the insertion of a guard interval.
  • This guard interval also called the cyclic prefix, ensures good behavior in the face of echoes, at the cost of a loss in spectral efficiency. It is in the perspective of avoiding this loss, or at least of reducing it, that new multicarrier modulations are currently being studied.
  • the OFDM / OQAM modulation in English "Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation" is characterized by the shaping of the carriers by means of the Iota prototype function.
  • the Iota prototype function described for example in patent document No. FR 2 733 869, has the characteristic of being identical to its Fourier transform.
  • the method of shaping an electrical signal from the information to be transmitted naturally depends on the conditions under which such a signal is transmitted.
  • the characteristics of a transmission channel, in particular in a radio mobile environment, are therefore briefly recalled below in order to better understand the advantage of using, on such a channel, multicarrier modulations.
  • the transmitted wave undergoes, during its course, multiple reflections, and the receiver therefore receives a sum of delayed versions of the transmitted signal.
  • Each of these versions is attenuated and phase shifted randomly.
  • This phenomenon known as delay spreading, generates interference between symbols (IES).
  • IES interference between symbols
  • the receiver (for example the mobile radiotelephone of a motorist) being assumed to be in motion, the Doppler effect also acts on each path, which results in a frequency shift of the received spectrum, proportional to the speed of movement of the receiver.
  • Multicarrier modulation is above all digital modulation, that is to say a method of generating an electromagnetic signal, from digital information to be transmitted.
  • the originality, and the interest, of such a modulation is to cut the frequency band allocated to the signal into a plurality of sub-bands, chosen of width less than the band of coherence of the channel (that is to say tell the band for which the frequency response of the channel can be considered constant, over a given duration), and on which the channel can therefore be considered constant during the transmission time of a symbol.
  • the digital information to be transmitted during this duration is then distributed over each of the sub-bands, so as to: decrease the speed of modulation (that is to say increase the symbol duration), without modifying the bit rate transmitted; - simply model the action of the channel on each of the sub-bands, using the complex multiplier model.
  • a conventional technique consists in inserting, in the flow of useful carriers, reference data elements, at locations known to the receiver.
  • These reference elements can be grouped within a reference symbol, located for example at the start of some of the symbol frames, or distributed within useful data, according to a predetermined pattern (these reference elements are then called pilots) .
  • pilots these reference elements are then called pilots.
  • the values taken by these reference elements are read, and we easily deduce the complex gain of the channel at these reference locations.
  • the complex gain of the channel over all the points of the transmitted time-frequency network is then deduced from the calculated value of the complex gain at the reference locations.
  • the invention presented in this document applies more particularly but not exclusively, within the framework of a radiocommunication network, of the cellular type.
  • cellular telecommunication networks are made up of a mesh of their coverage area in smaller geographic areas called cells.
  • Each cell corresponds to the geographical area covered by a base station, which transmits and / or receives signals to and / or from the radiocommunication terminals present in the cell.
  • the invention is of course also applicable to any other type of radiocommunication network, comprising a plurality of signal emitting sources.
  • a major problem inherent in radiocommunication networks is linked to the appearance of interference between the signals emitted by the different sources, also called intercellular interference in the case of a cellular network.
  • the signals transmitted in a cell (or more generally in the coverage area of a source), by the radiocommunication terminals or by the base station, are partially propagated in the neighboring cells of the network (or more generally in the coverage areas of neighboring sources).
  • disturbing signals coming from adjacent cells (or sources) are therefore added to the useful signals, in the form of inter-source or intercellular interference.
  • an objective of the invention is to provide a radiocommunication technique using multicarrier modulation allowing the reduction of intercellular or inter-source interference.
  • the invention also aims to implement such a technique which makes it possible to increase the frequency reuse factor in a cellular network, or at least multi-source.
  • Another objective of the invention is to provide such a technique which makes it possible to improve the performance of the receivers in terms of bit error rate.
  • the invention also aims to implement such a technique which makes it possible to improve the quality of the transmission within the network.
  • the symbols consist of a set of data elements each modulating a carrier frequency of said signal.
  • the data elements comprise on the one hand reference elements, the value of which on transmission is known to at least one receiver intended to effect reception of said signal, and on the other hand informative data elements, the value on transmission is not known a priori of said receiver (s).
  • the signal is emitted by a first source of a radiocommunication network.
  • such a construction method comprises steps of: insertion, into said data elements, of at least one element of substantially zero energy; positioning, in time-frequency space, of said element (s) of substantially zero energy at one or more locations corresponding to the locations of reference elements of at least one second multicarrier signal, emitted by at at least one second source of said network, and having the same structure as said first signal.
  • the invention is based on a completely new and inventive approach to the construction of a multicarrier signal, intended to be used within the framework of a radiocommunication network comprising a plurality of sources.
  • the invention proposes to insert, in a signal emitted by a first source of the network, data elements of substantially zero energy, which therefore do not convey useful information.
  • these elements of zero energy can be considered, for a person skilled in the art, as inducing a reduction in the throughput of useful data, the invention advantageously exploits it for the purpose of reducing the interference phenomenon affecting the signal, due to the disturbances induced by neighboring signals.
  • the position of these zero energy elements corresponds, in time and in frequency, to that of certain reference elements of a signal emitted by a source close to the network.
  • some of the reference elements of the signal emitted by the first source, or main signal can coincide, in time and in frequency, with data elements of zero energy of the signals emitted by neighboring sources. , called secondary signals.
  • secondary signals One can envisage a symmetrical configuration, described in more detail in relation to FIG. 2, in which each reference element of the main signal coincides with an element of zero energy of the secondary signal, and each element of zero energy of the main signal coincides with a reference element of the secondary signal.
  • the main and secondary signals do not include the same number of zero energy elements and of reference elements.
  • the main signal comprises more reference elements than the secondary signal, which are therefore not all associated with an element of zero energy of the secondary signal.
  • This characteristic of the invention is particularly advantageous for the following two main aspects: on the one hand, the interference affecting the reference elements (associated with elements of zero energy of the secondary signal) of the main signal, due to the secondary signals , is reduced because, on reception, a terminal therefore receives, at the same time and at the same frequency, elements of zero energy belonging to the secondary signals emitted by neighboring sources. The estimate of the main channel, at reception, is therefore improved; on the other hand, the emission, within the main signal, of one or more element (s) of zero energy, at the instants and at the frequencies chosen so as to corresponding, on reception, to reference elements of the secondary signals makes it possible to reduce the interference due to the main signal affecting these reference elements.
  • a receiver located in the area of the main source can therefore receive the reference elements of the secondary signals and estimate, from these reference elements, the secondary channels, which constitute interfering channels for the main signal. The quality of reception of the main signal can therefore, after correction, be improved.
  • said reference elements are pilots distributed within said data elements according to a predetermined pattern.
  • said reference elements are grouped so as to fully form at least one reference symbol, present in at least some of said frames.
  • the invention therefore applies as well to the case where the channel is estimated by means of pilots distributed in the flow of useful data elements as to the case where the channel estimation is done by reference symbols, placed for example at the start of each frame.
  • said signals are of the OFDM type.
  • two consecutive symbols of said signals are separated by a guard interval of duration substantially greater than the maximum of the delays of the propagation channels associated with said signals.
  • the system is thus dimensioned so that a receiver of a cell receives at about the same time and at the same frequency a reference element coming from a first cell and an element of zero energy coming from a second cell.
  • said guard interval is also dimensioned as a function of maximum desynchronization of said first and second source (s). It is thus not necessary that the base stations of these two cells are perfectly synchronized, the signals are dimensioned so as to take account of a possible desynchronization.
  • said signals are of the OFDM / OQAM type.
  • said constructed signal is of the form:
  • g is a predetermined prototype function such that said carriers are orthogonal
  • a mn are real and represent said data elements
  • ⁇ 0 being the duration of one of said symbols
  • v 0 being the spacing between said carrier frequencies
  • l / (v 0 ⁇ 0 ) 2
  • ⁇ mn ( ⁇ / 2) * (m + n)
  • m and n being characteristic of the position, respectively in frequency space and in time space, of the carrier carrying the data element a mn .
  • said function g is the Iota function.
  • the time spreading parameter of said function g is of duration substantially greater than the maximum of the delays of the propagation channels associated with said signals.
  • the system is dimensioned so that a receiver of a cell receives at about the same instant and at the same frequency a reference element coming from a first cell and an element of zero energy from a second cell.
  • said time spreading parameter is also dimensioned as a function of maximum desynchronization of said first and second source (s).
  • each of said sources is an element of a base station of a cell of a cellular radiocommunication network.
  • one of said carrier frequencies modulated, at a given instant, by one of said data elements, being called carrier said pilots form a regular pattern in the time-frequency space, two pilots of said consecutive signal in the time space of on the one hand, and in frequency space on the other hand, being separated by at least two carriers.
  • such a construction method also comprises the following steps: determination of a set of carriers close to said element of substantially zero energy in the time-frequency space and each modulated by one of said informative data elements; establishment of a deterministic relationship between said information data elements modulating the carriers of said set of carriers, said deterministic relationship being chosen so as to reduce, on reception, in particular the intrinsic interference affecting said element of energy substantially zero.
  • said deterministic relationship freezes at least one degree of freedom on said information data elements modulating the carriers of said set of carriers.
  • said set of informative data elements comprises at least said informative data elements belonging to the first ring of carriers surrounding said element of substantially zero energy in time-frequency space.
  • the invention also relates to a multicarrier signal formed by a temporal succession of symbols organized in successive frames, said symbols being made up of a set of data elements each modulating a carrier frequency of said signal, said data elements comprising a part of the reference elements, the value of which on transmission is known to at least one receiver intended to effect reception of said signal, and secondly of informative data elements, the value of which on transmission is not not known a priori of said receiver (s).
  • Said signal is emitted by a first source of a radiocommunication network.
  • said data elements also comprise at least one element of substantially zero energy, the position of which in time-frequency space corresponds to the position of at least one reference element of a second multicarrier signal, emitted by a second source of said network, and having the same structure as said first signal.
  • the invention also relates to a method for receiving a main signal, constructed according to the construction method described above, received from at least two signals, including at least one secondary signal emitted by a neighboring source, said secondary signal having the same structure. that said main signal.
  • Such a reception method comprises a step of measuring a power level received during the emission of at least one element of substantially zero energy, and a step of comparing said power level measured with a predetermined threshold.
  • the power of the interfering signal is measured on a set of “holes” (each corresponding to the emission of an element of zero energy), so as to calculate an average power on several points, which one then compares to a predetermined threshold.
  • such a reception method implements an estimation of the transfer function of at least one transmission channel associated with at least one of said secondary signals, called the interfering channel.
  • such a reception method comprises a step of switching to single-user mode.
  • such a reception method also implements an estimation of the transfer function of a transmission channel associated with said main signal.
  • the invention also relates to a method for receiving a main multicarrier signal, received from at least two signals, including the main signal, formed by a temporal succession of symbols transmitted by a first source of a radiocommunication network, and at at least one secondary signal formed by a temporal succession of so-called interfering symbols emitted by a neighboring source, the method implementing a step of estimating the transfer function of at least one transmission channel associated with at least one of the signals secondary, called interfering channel, and an estimate of the transfer function of a transmission channel associated with the main signal.
  • the method also implements a multi-user detection step, using a probabilistic criterion for limiting the influence of the secondary signals on the main signal.
  • the probabilistic criterion used belongs to the group comprising:
  • MV Likelihood
  • MAP Maximum a posteriori type criteria
  • the detection step implements a step of truncating at least one of the interfering channels.
  • the truncation step implements either a selection of the M coefficients, M being an integer greater than or equal to zero, the most powerful at each point of the time / frequency plane of the interfering channels, or a selection of the interfering channels at each point of the time / frequency plane whose ratio between the power of the main signal (useful signal) and the interfering signal (secondary signals) is less than a predetermined threshold T.
  • the detection step comprises a step of grouping the interfering symbols of at least one of the secondary signals.
  • the grouping can implement a vector quantization algorithm of the “K-Means” type, also called “K-means” in French.
  • the complexity of the receiver is reduced, by reducing the size of the useful signal search space.
  • the probabilistic criterion implemented in the multi-user detection step is of Maximum Likelihood (ML) type, and the estimated main signal corresponds to a symbol vector which minimizes the distance:
  • K is the number of interferers after reduction of the search space, that is to say the number of users retained in and in.
  • m k the subscript of the symbol of user k; - S m a symbol of index m k .
  • the probabilistic criterion implemented during the multi-user detection step is of the log-MAP type, and the main signal is expressed in the form of "soft bits":
  • the probabilistic criterion implemented in the multi-user detection step is of the Max-log-MAP type, and the main signal is expressed in the form of "soft bits":
  • the invention also relates to a receiver implementing the method for receiving a multicarrier signal described above.
  • the invention also relates to a device for transmitting a multicarrier signal constructed according to the construction method described above.
  • FIG. 1 already described previously, presents an embodiment of a multicarrier signal, comprising pilots distributed in an OFDM frame;
  • FIG. 2 illustrates examples of time-frequency point networks of a main signal and a secondary signal as illustrated in FIG. 1, in which elements of zero energy have been inserted;
  • Figures 3A, 3B and 3C show a block diagram of an OFDM or OQAM receiver according to the invention;
  • FIG. 4 illustrates the convergence of a symbol grouping algorithm making it possible to reduce the complexity of a detector;
  • FIG. 1 already described previously, presents an embodiment of a multicarrier signal, comprising pilots distributed in an OFDM frame
  • FIG. 2 illustrates examples of time-frequency point networks of a main signal and a secondary signal as illustrated in FIG. 1, in which elements of zero energy have been inserted
  • Figures 3A, 3B and 3C show a block diagram of an OFDM or OQAM receiver according to the invention
  • FIG. 4 illustrates the convergence of a symbol grouping algorithm making it possible to reduce the complexity of
  • FIG. 5 illustrates an example of a case in which the distribution of the zero energy elements and of the pilots in two neighboring cells of the network is not symmetrical;
  • FIG. 6 shows examples of time-frequency point networks of two neighboring cells in the case of FIG. 5;
  • FIG. 7 describes the first ring surrounding an element of zero energy of the signal of FIG. 1, of which, in a particular embodiment of the invention, it is sought to reduce the intrinsic interference.
  • the general principle of the invention is based on the insertion, in a multicarrier signal, of zero energy data elements, the position of which in time and in frequency is chosen so as to coincide, in reception, with the position d 'reference elements of secondary signals emitted by sources close to the network.
  • the invention allows the implementation of multi-user detection algorithms at the level of receivers of the radiocommunication network, in order to increase the capacity of the network. Indeed, in the particular case of a cellular network dimension adequately (as explained in the continuation of this document), by emitting elements of zero energy within useful data, one allows the receiver to estimate the channel propagation associated with interfering users located in other cells of the network. This or these channels being estimated, the receiver can then implement a multi-user detection method, in order to limit the influence of interfering signals on the useful signal. The network frequency reuse factor is therefore increased.
  • FIG. 2 is therefore an illustration of the invention in the particular case where only two interfering cells of a radiocommunication network are considered. This principle can of course be extended to a plurality of neighboring interfering cells.
  • each point corresponds to the maximum of energy emitted on a carrier.
  • the main signal is emitted in a first cell of the radio network of the invention. It has a structure similar to that exposed previously in relation to FIG. 1. In other words, it is formed of a temporal succession of symbols, made up of a set of data elements each modulating a carrier frequency of the signal. . These data elements comprise, on the one hand pilots 21, 22, and on the other hand, informative data elements 25, 26.
  • the main signal comprises a plurality of zero energy data elements, such as for example the element referenced 29.
  • the patterns produced by the zero energy elements and the pilots are regular.
  • two consecutive pilots are separated by four pieces of time information and by three pieces of frequency information. It is the same for two consecutive zero energy elements.
  • a secondary signal is emitted, by a second source, in a cell neighboring the network of the invention.
  • This secondary signal is structurally identical to the main signal, namely that it is formed of informative data elements 27, 28, within which elements of zero energy 23 are inserted,
  • the main and secondary signals are constructed so that on reception a zero energy element 29 of the main signal is received, substantially at the same time and at the same frequency as a pilot 30 of the secondary signal.
  • the positioning in time and in frequency of the zero energy elements 23 and 24 of the secondary signal is chosen so as to correspond, on reception, to that, respectively, of the pilots 21 and 22 of the main signal.
  • the constraints imposed according to the invention are set out below for the dimensioning of the various signals of the communication network.
  • the advantage of a well dimensioned OFDM modulation is to make the propagation channel multiplicative, and thus to be able to use a simple demodulation method on reception.
  • an OFDM signal is constructed which allows each user to estimate, in addition to the propagation channel of his useful signal (main signal), the propagation channels of the various interfering signals (secondary signals) which he receives. .
  • the global signal received by this user can be written as the sum of transmitted signals (useful signal and interfering signals), each multiplied by a factor depending on their respective propagation channel. It is therefore necessary that each OFDM signal transmitted is dimensioned in a manner suitable for all the propagation channels simultaneously.
  • T g identical for all OFDM signals in the network, and greater than the maximum of the delays of all the propagation channels (delay spread) T max k .
  • the interfering signals appear as a sum of OFDM signals weighted by their respective propagation channels if the modulation parameters are dimensioned with respect to the most time-dispersive of the network propagation channels.
  • Delta J ' for OFDM modulation and Nu for OFDM / OQAM modulation are not perfectly synchronized, the maximum relative delay of the sources must be taken into account when dimensioning the modulation parameters. If we call Delta_Synchro_Max the maximum desynchronization of the sources, then it is necessary that:
  • the desynchronization between the different emitting sources of the network is therefore treated as an increase in the maximum delay of the channel.
  • guard interval or time spread parameter of the waveform allows the receiver of the main signal to estimate the interfering channel linked to the secondary signal.
  • Such a channel estimation can be done by dividing the value of the pilots (referenced 30 for example) received, by their value known a priori from the receiver. The receiver then deduces the coefficients of the transfer function representative of the secondary channel interfere. This result can also be weighted by estimating the signal to noise ratio (SNR for “Signal to Noise Ratio”).
  • SNR signal to noise ratio
  • the invention therefore makes it possible to maximize the frequency reuse factor in a cellular network using multicarrier modulation. Indeed, for a useful signal (that is to say the main signal) to interference signal (that is to say the secondary signal (s)) signal C / I given, the invention allows the receiver to improve its performance in terms of bit error rate.
  • the receiver will reach a nominal bit error rate for a lower C / I than a conventional receiver, thus supporting a more interfering signal. strong. Therefore, the frequency reuse factor may be decreased. It is therefore no longer necessary to geographically separate sources, or cells, working in close frequency bands.
  • the invention also allows the receiver to estimate the propagation channel associated with the interfering signal, as illustrated in FIG. 3A.
  • FIG. 3A presents the block diagram of an OFDM or OQAM receiver in the presence of an interfering signal responding to the dimensioning constraints described above.
  • Such a receiver includes means 31 for IOTA filtering (in the case of an OQAM signal formatted with the IOTA prototype function) or for removing the cyclic prefix (or guard interval, in the case of an OFDM signal).
  • the received signal then undergoes a Fourier FFT 32 transformation.
  • the receiver also includes means 33 for extracting the pilots from the useful signal (or main signal), supplying means 34 for estimating the useful channel. It also includes means 35 for extracting the pilots from the interfering channel supplying means 36 for estimating the interfering channel.
  • Such a receiver can of course comprise several means 35, 36, making it possible to process a plurality of interfering signals.
  • the receiver estimates the different propagation channels (useful channel and interfering channels) by means of an interpolation.
  • each interfering or useful channel can be carried out by estimators 34, 36 of varying complexity and performance.
  • estimators 34, 36 of varying complexity and performance.
  • this estimation technique is, in itself, new and inventive, and applicable to the reception of any multicarrier signals, and not only to the signals of the invention.
  • the receiver for example a mobile
  • the receiver does not have to receive information concerning the coherence band of the interfering signals, coming from the interfering transmitters (for example from the interfering base stations).
  • the interfering signals coming from neighboring cells can be considered that they correspond to the same type of propagation, such as for example a propagation in an urban type environment, and that they have characteristics which are substantially equal in terms of propagation delay. .
  • the interfering signals have comparable maximum propagation delays T " max , and therefore use the same coherence band to estimate the useful propagation channel and the interfering propagation channels.
  • the receiver can carry out an estimation of the transmission channel of each user using a band of coherence typical in the middle urban, such as that specified in the TU GSM type channels (from “typical urban” for “typical in an urban environment”) of the 3GPP TS 05.05 specification (from English “3 rd Generation Partnership Project, Technical Specification "for" technical specifications of the Third Generation Partnership Project ").
  • a transmitter can thus inform a receiver of the coherence band typical of its cell, so that the receiver can estimate all the interfering channels (secondary channels) and useful (main channel), without needing additional information on the coherence band. interfering cells from interfering transmitters.
  • the interfering signals come from fixed transmitters
  • Frequency offset between the different transmitters and the receiver, this frequency offset being limited and taken into account in the calculation of the maximum Doppler frequency F Dmax used by the mobile to estimate the interfering and useful channels.
  • This channel estimation technique thus uses identical channel parameters T max and F Draax for the estimation of the useful channel 34 and of the interfering channels 36.
  • the estimation of the different channels is therefore a function of the parameters T max and F Dmax : / (T max , F Dmax ).
  • This technique can in particular use “2D Prolates” or else Wiener filtering, optimized for the cell coherence band and the coherence time, these parameters depending on the speed of the receiver and its maximum frequency offset.
  • This estimation technique also applies to the case where diversity is used on the transmission.
  • the signals received by the mobile after OFDM or OFDM / OQAM demodulation are written as the sum of useful and interfering transmitted symbols, weighted by their respective propagation channels, varying as a function of time (index i) and frequency (index j):
  • H ⁇ is the channel of user k on the symbol i and the carrier j;
  • S j is the symbol of user k on the symbol i and the carrier j; N t is a stationary Gaussian white noise.
  • This equation can also be written in vector form:
  • This case can in particular arise when the receiver changes cells and receives the same information from two cells, or even when the cell has several transmitting antennas.
  • the channel estimation technique according to which the same coherence band and the same coherence time ((T max , F Dmax )) are used to estimate the interfering and useful channels therefore applies to any OFDM signal received, once the pilots associated with the interfering and useful channels estimated, and whatever its structure.
  • T max , F Dmax coherence time
  • several detection techniques can be implemented in a detection module 38, which can in particular be of reduced complexity. These different detection techniques can be applied to any type of OFDM signal, whatever its construction process.
  • a first technique consists in using an ML- type detector
  • Multi-cellular OFDM The general principle of an ML detector consists in seeking a sequence of transmitted symbols which maximizes the posterior probability of the received block of symbols of size MxN:
  • the search for the optimal sequence of transmitted symbols can be made from symbol to symbol.
  • the detector can then determine the vector of the symbols emitted S. of dimension K which maximizes the posterior probability of the received signal Y t :
  • the vector of the emitted symbols S is the one which minimizes the Euclidean distance between the received signal Y i ⁇ and the transmitted symbols S, • weighted by their respective H u channel:
  • the detector ML therefore has a complexity proportional to M ⁇ with M the order of modulation of the interfering and useful symbols, assumed to be identical. If the interfering symbols belong to different modulations, of respective order M Q y .., M ⁇ , the complexity is proportional to M 0 M V .. M K , with M i the size of the constellation of the user i (0 ⁇ i ⁇ K).
  • the detector ML is implantable.
  • a second detection technique can also be implemented in the detection module 38, which can be of reduced complexity, once the interfering and useful channels are estimated.
  • this detection technique can be applied to any type of OFDM signal, whatever its construction method.
  • This second technique consists in using a detector with flexible outputs, of the Log-MAP (for “maximum a posteriori”) or Max-Log-MAP type for example.
  • Log-MAP type detectors calculate the optimal “soft bits” for flexible metric channel decoding or turbo detection.
  • the optimal “soft bit” Y U is defined as the logarithm of the ratio of the sum of the posterior probabilities (APP) of the symbols belonging to E l to the sum of the posterior probabilities of the symbols belonging to C M (E,):
  • M 0 l the set of symbols of user 0 (useful signal) of index bit / equal to 0;
  • an exchange of information can be provided at the network level so that a transmitter transmits to the receivers of its cell the types of modulations used by the neighboring interfering cells.
  • a first technique for reducing the complexity of a detector consists in minimizing the number of interferents taken into account by the receiver, and therefore in replacing K by K x with K ⁇ ⁇ K. This reduces the complexity in the detector 38 by a channel truncation.
  • the interfere channel 1 once estimated enters the block 381 of time / frequency truncation.
  • the interfering symbols are subject to attenuation (fading) in time and frequency. Since the noise samples N tj are considered to be uncorrelated, the search for the optimal can then be made from symbol to symbol. These properties can then be used to take into account only the most powerful interfering symbols at each point of the time / frequency plane, when optimizing the ML criterion or the Log-MAP or Max-Log-MAP criterion.
  • the group of selected interfering symbols varies for each point of the time / frequency plane. Again, two approaches are possible to minimize the number of interferers.
  • a second approach consists in selecting the power channels above a threshold T.
  • a useful signal to interference signal ratio that is to say the secondary signal or signals
  • the advantage of this approach is that it allows the detector to have substantially constant performance, fixed by the threshold T whatever the number of interferents and their power. In this case, in fact, the number of interfering channels selected is not known. On the other hand, the number of interferers taken into account in the optimal search algorithm (ML or MAP) varying with the indices i and j, the receiver implementing this technique presents a variable complexity.
  • a second technique for reducing the complexity of a detector 38 consists in reducing the size of the alphabet in which one searches for interfering symbols, which is equivalent to reducing the size of the constellation (block 382), or even replacing k by N k , with N k ⁇ k , for k> 0, with k the size of the constellation of user k. This limits the size of the modulations taken into account for the search for interferents, assuming that the detector 38 knows the modulations of the various useful and interfering signals.
  • the modulation symbols are grouped into "hypersymbols".
  • This grouping of symbols can in particular be done by the implementation of a vector quantization algorithm of the “K-means” type, also called K-means algorithm, applied to the constellation of interferers deemed too complex.
  • K-means the “K-means” type
  • K-means algorithm applied to the constellation of interferers deemed too complex.
  • Such an algorithm also called “LBG” (for “Linde Buzo Gray”) in the literature is notably described by Y.Linde, A.Buzo, and R. M.Gray, in "An algorithm for vector quantizer design," IEEE Trans. Commun., Vol. COM-28, pp. 84-95, Jan. 1980.
  • Figure 4 shows an example of an illustration of such an algorithm.
  • C k be the constellation of M k symbols of the interferent k.
  • D k the constellation of M k symbols of the interferent k.
  • D k the constellation of M k symbols of the interferent k.
  • the constellation D k is constructed so as to minimize the quantization error of the symbols of S V ..S M quantized on the symbols of X ..X N.
  • FIG. 4 thus presents an example of convergence of a vector quantization algorithm of the K-means type for the quantification of a MAQ 64 modulation (“Quadrature Amplitude Modulation”) on a QPSK (from the English “Quaternary Phase Shift Keying ”(4-state phase shift modulation).
  • the reduced complexity detector 38 can consider that it belongs to an MAQ modulation 4 (equivalent to a QPSK).
  • the detector 38 therefore does not carry out an exhaustive search in the set of symbols of the constellation of the interfering signals but only in a constellation of smaller size.
  • This approach also automatically calculates the quantized constellation in the case of a constellation of any shape.
  • the interfering signal comes from a hierarchical constellation, then the low-speed constellation (which has the lowest minimum distance large) can be used to quantify the constellation of the interfere.
  • Step 1 Reduction of the size of the channel vector: selection of the K x most powerful channels and of the useful signal channel at each point of the time / frequency plane, construction of the vector of the H channels. of size K;
  • Step 2 Reduction of the symbol search space, assignment of a constellation of reduced size to each of the interferents according to its signal to interferents ratio (SIR);
  • Step 3 Search for the symbol vector which minimizes the distance:
  • Step 3 Calculation of the posterior probabilities of the symbols of user 0 (useful signal) in the symbol space defined during the first two steps
  • we present steps 3 and 4 of a low complexity Log-MAP detection algorithm in the case of a multi-user system having a useful channel and two interfering channels.
  • Max-Log-MAP type detector for example, the first two steps of the algorithm of a low complexity Max-Log-MAP detector are identical to the previous ones, if the two reduction techniques are combined of complexity. Then, the detector implements steps of:
  • Step 3 Calculation of the posterior probabilities of the symbols of user 0
  • Step 4 Recombination of the posterior probabilities to obtain the "soft bits", considering the correction function / (.) Is always negligible:
  • FIG. 3 A presenting a block diagram of an OFDM or OQAM receiver in the presence of an interfering signal
  • the multi-user receiver can switch to single-user mode: the interfering signals are then considered as additive Gaussian noise, and the means 35, 36 associated with the interfering channel are then no longer activated.
  • Switching between these two reception modes can be done by measuring the power level received on an element of zero energy. If this power, averaged over a sufficiently large number of pilots, is too low, the interfering channel is not estimated, and we go into single-user mode.
  • FIGS. 5 and 6 an example of asymmetrical distribution of the zero energy elements and of the pilots within the same cell or in two neighboring cells of the network of the invention.
  • all the zero energy elements and the pilots of two neighboring sources of the network are not necessarily transmitted on the same points of the time-frequency plane.
  • the emission of an element of zero energy at a location in the time-frequency plane where the interfering signal is known allows a receiving terminal (for example a mobile) to probe the interfering channel, and possibly to estimate it.
  • This operation of estimating the interfering channel or channels is not necessarily symmetrical: consequently, all the pilots of a main signal are not always associated with zero energy elements of a secondary signal.
  • each zero energy element must necessarily be located in the same place of the time-frequency plane as a pilot emitted by another cell of the network.
  • a mobile terminal in a cell can request high accuracy in estimating its useful channel without the need for a great precision on the estimation of its interfering channel or channels: we then obtain an asymmetric distribution of the pilots and zero energy elements within the main signal.
  • a receiver receives a large number of interfering signals, all of low power, the latter can favor a good precision of estimation of the useful channel, and treat for example the interfering signals like an additive Gaussian noise: it then passes in single-user mode, as described above, and the zero energy elements of the useful signal then only serve to probe the power of the interfering signals. It can thus detect, for example, that it must return to multi-user mode, if a power threshold is exceeded.
  • the distribution of pilots and zero energy elements may not be symmetrical between cells of the network.
  • FIG. 5 illustrates two mobile terminals M1 and M2 located in two adjacent cells of the network using the same time-frequency resource.
  • the mobile M2 in the second cell 42 needs to probe the first cell 41 precisely.
  • the mobile M1 in the first cell 41 does not need to probe the second cell 42 with the same precision.
  • the base station 43 of the first cell 41 transmits a high power signal, which disturbs the mobile M2, located on the edge of the second cell 42.
  • the mobile M2 therefore needs to accurately estimate the interfering channel, in order to be able to reject this high power signal from the first cell 41.
  • the mobile M2 therefore needs more zero energy elements (inserted in the useful signal emitted by the base station of the second cell 42) than the mobile Ml to optimize its performance.
  • the periodicity of the zero energy elements is therefore not necessarily identical to that of the reference pilots, used to estimate the useful channel.
  • the signal drivers interfere which are not superimposed on elements of zero energy of the useful signal are all the same used by the receiver to improve its performances, and its quality of reception.
  • FIG. 6 illustrates a particular distribution of the pilots and of the zero energy elements in the example of FIG. 5.
  • This situation corresponds to the case where the first cell 41 emits a signal which strongly disturbs the second cell 42, and where, in the first cell 41, the interfering signal from the second cell 42 is weaker.
  • the reference pilots 51 which do not overlap with zero energy carriers 52 from another cell can be taken into account at the level of the multi-channel detector (see FIG. 3A).
  • first ring processing a technique for canceling interference (called first ring processing) on transmission, which is implemented, in a particular embodiment of the invention, for OFDM / OQAM type multi-carrier systems.
  • Such processing which is described in more detail in French patent application No. 2 814 302 (incorporated herein by reference), makes it possible to cancel the interference produced by the carriers surrounding the zero energy data element.
  • the technique described in French patent document No. 2 814 302 consists in imposing at least one constraint on the value of at least one of the informative data elements of a signal, so as to reduce, on reception, at least an interference term affecting at least one of the pilots of this signal.
  • a set of carriers close to the pilot in time-frequency space and each modulated by an informative data element is determined, and a deterministic relationship is established between the elements of informative data modulating the carriers of this set, so as to reduce, upon reception, the intrinsic interference affecting the pilot.
  • g is a predetermined prototype function such that the carriers of the signal are orthogonal and where the terms a ran are real and represent the data elements of the signal considered.
  • Such a carrier 20 corresponds to an element of zero energy of the main signal.
  • the carriers referenced 61 to 68, which are directly adjacent to the zero energy element 20, constitute the first ring of this element. They belong to the OFDM symbols of indices n 0 -l, n 0 and n 0 + l, and correspond to the carrier frequencies of indices ni o , m 0 -l and nio + 1.
  • Crown m no ⁇ ⁇ (m, n) telque ((rn - / 7îo), (- n 0 )) s ⁇ - 1,0,1 ⁇ and (m, n) ⁇ (m 0 , n 0 )>, where A g represents the ambiguity function of the function g.
  • D no is negligible compared to the term C m consult o .
  • the intrinsic IES due to the first crown in this realistic case is equal to: - ⁇ a ⁇ K ⁇ - ⁇ - * ⁇ - njr 0 , (m 0 - m) v journal)
  • S j (m t ) be the symbol of index m l of user 1, m x between 0 and Ni-1, belonging to the constellation C N1 .
  • S 2 (m 2 ) be the symbol of index m 2 of user 2, m 2 between 0 and N 2 - 1, belonging to the constellation C N2 .
  • step 4 is not reduced by steps 1 and 2: it only depends on the size of the constellation C M0, ie M 0 .

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Abstract

L'invention concerne un procédé de construction d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives. Les symboles sont constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal. Les éléments de données comprennent d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits récepteur(s). Le signal est émis par une première source d'un réseau de radiocommunication. Selon l'invention, un tel procédé de construction comprend des étapes de : insertion, dans lesdits éléments de données, d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle ; positionnement, dans l'espace temps-fréquence, dudit ou desdits élément(s) d'énergie sensiblement nulle à un ou des emplacement(s) correspondant aux emplacements d'éléments de référence d'au moins un second signal multiporteuse, émis par au moins une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal.

Description

Signal multiporteuse conçu pour réduire les interférences cellulaires au sein d'un réseau de radiocommunication, procédé de construction, procédé de réception, récepteur et émetteur correspondants.
Le domaine de l'invention est celui de la transmission et de la diffusion d'informations numériques par radiocommunication. Plus précisément, l'invention concerne le problème des interférences intercellulaires, ou inter-sources, prenant naissance dans un système de radiocommunications utilisant une modulation multiporteuse.
La technique de modulation multiporteuse, associée par exemple à une technique de codage correcteur d'erreur et à un entrelacement, apporte une solution efficace au problème de la diffusion ou de la transmission d'informations, par exemple en environnement radiomobile. Ainsi, la technique de modulation COFDM (en anglais "Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing") a été retenue pour les normes DAB (en anglais "Digital Audio Broadcasting", radiodiffusion sonore numérique), DVB-T (en anglais "Digital Video Broadcasting - Terrestrial", diffusion de télévision numérique de terre) et HIPERLAN/2 (en anglais "High Performance Local Area Network", réseau local sans fil haut débit).
La modulation multiporteuse utilisée dans le système COFDM, décrite par exemple dans le document de brevet français n° FR 2 765 757, comporte un système d'égalisation particulièrement simple, basé sur l'insertion d'un intervalle de garde. Cet intervalle de garde, encore appelé préfixe cyclique, assure un bon comportement face aux échos, au prix d'une perte en efficacité spectrale. C'est dans la perspective d'éviter cette perte, ou tout au moins de la réduire, que de nouvelles modulations multiporteuses sont actuellement à l'étude. Parmi celles-ci, la modulation OFDM/OQAM (en anglais "Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation") se caractérise par la mise en forme des porteuses au moyen de la fonction prototype Iota. On rappelle que la fonction prototype Iota, décrite par exemple dans le document de brevet n° FR 2 733 869, a pour caractéristique d'être identique à sa transformée de Fourier. Le procédé de mise en forme d'un signal électrique à partir de l'information à transmettre dépend bien sûr des conditions dans lesquelles un tel signal est transmis. On rappelle donc succinctement ci-après les caractéristiques d'un canal de transmission, notamment en environnement radiomobile, afin de mieux comprendre l'intérêt de l'utilisation, sur un tel canal, de modulations multiporteuses.
En environnement radiomobile, l'onde émise subit, lors de son parcours, de multiples réflexions, et le récepteur reçoit donc une somme de versions retardées du signal émis. Chacune de ces versions est atténuée et déphasée de façon aléatoire. Ce phénomène, connu sous le nom d'étalement des retards (en anglais "delay spread"), génère de l'interférence entre symboles (IES). Par exemple, dans un environnement de type urbain, l'étalement des retards est de l'ordre de ou inférieur à quelques microsecondes.
Le récepteur (par exemple le radiotéléphone mobile d'un automobiliste) étant supposé en mouvement, l'effet Doppler agit également sur chaque trajet, ce qui se traduit par un décalage en fréquence du spectre reçu, proportionnel à la vitesse de déplacement du récepteur.
La conjugaison de ces effets se traduit par un canal de transmission non stationnaire, présentant des évanouissements profonds à certaines fréquences (on obtient donc un canal sélectif en fréquence).
Il est par conséquent particulièrement avantageux d'utiliser, sur un tel canal, une modulation multiporteuse, dont on rappelle ci-après les caractéristiques principales. Une modulation multiporteuse est avant tout une modulation numérique, c'est-à-dire un procédé de génération d'un signal électromagnétique, à partir d'une information numérique à transmettre. L'originalité, et l'intérêt, d'une telle modulation est de découper la bande de fréquence allouée au signal en une pluralité de sous-bandes, choisies de largeur inférieure à la bande de cohérence du canal (c'est-à-dire à la bande pour laquelle la réponse fréquentielle du canal peut être considérée comme constante, sur une durée donnée), et sur lesquelles le canal peut donc être considéré comme constant pendant la durée de transmission d'un symbole. L'information numérique à transmettre pendant cette durée est alors répartie sur chacune des sous bandes, de manière à : diminuer la rapidité de modulation (c'est-à-dire augmenter la durée symbole), sans modifier le débit transmis ; - modéliser simplement l'action du canal sur chacune des sous-bandes, en ayant recours au modèle du multiplieur complexe.
En réception, un système peu complexe de correction des données reçues permet de récupérer l'information émise sur chacune des porteuses de façon satisfaisante, sauf pour les porteuses ayant subi un évanouissement profond. Dans ce cas, si aucune mesure de protection de l'information n'est prise, les données véhiculées par ces porteuses seront perdues. Un système multiporteuse n'est donc intéressant que si la génération du signal électrique est précédée de traitements numériques des données, tels qu'un codage correcteur d'erreurs et/ou un entrelacement par exemple. On s'attache désormais à décrire les techniques connues d'estimation de canal, mises en œuvre dans le cadre d'une modulation multiporteuse telle que présentée ci-dessus.
On suppose, dans la suite du raisonnement, que le choix des paramètres de la modulation multiporteuse assure que le canal peut être considéré comme quasi- constant sur chacune des sous-porteuses (canal multiplicatif), pour chaque symbole OFDM. Le canal est alors modélisable par un coefficient complexe à estimer, H (où m est l'indice de la sous-porteuse et n celui du symbole OFDM considérés).
Pour estimer le canal en OFDM, une technique classique consiste à insérer, dans le flux de porteuses utiles, des éléments de données de référence, à des emplacements connus du récepteur. Ces éléments de référence peuvent être regroupés au sein d'un symbole de référence, situé par exemple en début de certaines des trames de symboles, ou distribués au sein des données utiles, selon un motif prédéterminé (ces éléments de référence sont alors appelés pilotes). En réception, les valeurs prises par ces éléments de référence sont lues, et on en déduit aisément le gain complexe du canal à ces emplacements de référence. On déduit alors le gain complexe du canal sur l'ensemble des points du réseau temps- fréquence transmis, à partir de la valeur calculée du gain complexe aux emplacements de référence. L'invention présentée dans ce document s'applique plus particulièrement mais non exclusivement, dans le cadre d'un réseau de radiocommunication, de type cellulaire.
On rappelle que les réseaux de télécommunication cellulaires sont constitués d'un maillage de leur zone de couverture en zones géographiques de taille plus réduite appelées cellules.
Chaque cellule correspond à la zone géographique couverte par une station de base, qui émet et/ou reçoit des signaux vers et/ou en provenance des terminaux de radiocommunication présents dans la cellule.
L'invention s'applique bien sûr également à tout autre type de réseau de radiocommunication, comprenant une pluralité de sources émettrices de signaux. Un problème important inhérent aux réseaux de radiocommunication est lié à l'apparition d'interférences entre les signaux émis par les différentes sources, encore appelées interférences intercellulaires dans le cas d'un réseau cellulaire.
En effet, les signaux émis dans une cellule (ou plus généralement dans la zone de couverture d'une source), par les terminaux de radiocommunication ou par la station de base, se propagent partiellement dans les cellules voisines du réseau (ou plus généralement dans les zones de couverture des sources voisines). Dans une cellule (ou zone) donnée, des signaux perturbateurs provenant de cellules (ou sources) adjacentes viennent donc s'ajouter aux signaux utiles, sous forme d'interférences inter-sources ou intercellulaires.
Pour pallier ces problèmes d'interférences intercellulaires, on s'efforce donc d'utiliser, dans des cellules adjacentes d'un réseau, des bandes de fréquence éloignées, ou à tout le moins disjointes. En d'autres termes, on cherche à éloigner géographiquement les unes des autres les cellules, ou les sources, du réseau travaillant dans la même bande de fréquence. En conséquence, un inconvénient de cette technique de l'art antérieur, qui s'avère particulièrement critique pour les systèmes de radiocommunication utilisant une modulation de type OFDM, est que, contrairement aux systèmes utilisant une modulation de type CDMA, il est impossible d'atteindre un facteur de réutilisation des fréquences proche de 1.
En effet, la mise en œuvre d'un tel système de radiocommunication utilisant une modulation multiporteuse nécessite de disposer d'une bande de fréquence importante, typiquement égale à plusieurs fois la bande utile de chaque cellule ou source du réseau. Ce problème est d'autant plus crucial que les modulations multiporteuses doivent utiliser une bande utile suffisamment large pour pouvoir tirer partie de la diversité fréquentielle du canal de transmission.
Il s'avère donc très difficile, pour un opérateur de radiocommunication, de déployer un réseau cellulaire performant, en raison de la très grande largeur de bande de fréquences que cela requiert.
A titre d'exemple, dans certains systèmes de radiocommunication de type UMTS ("Universal Mobile Télécommunication Standard", en français, "Norme de télécommunication mobile universelle"), on prévoit de mettre en œuvre des largeurs de bande OFDM de l'ordre de 5 MHz. Pour déployer un réseau de radiocommunication, un opérateur devra donc, selon cette technique de l'art antérieur, disposer d'une bande de largeur au moins égale à 3*5 MHz = 15 MHz, ce qui s'avère très difficile à réaliser.
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de radiocommunication utilisant une modulation multiporteuse permettant la réduction des interférences intercellulaires, ou inter-sources.
L'invention a également pour objectif de mettre en œuvre une telle technique qui permette d'augmenter le facteur de réutilisation de fréquence dans un réseau cellulaire, ou à tout le moins multi-sources. Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique qui permette d'améliorer les performances des récepteurs en termes de taux d'erreur binaire.
L'invention a aussi pour objectif de mettre en œuvre une telle technique qui permette d'améliorer la qualité de la transmission au sein du réseau.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de construction d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives. Les symboles sont constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal. Les éléments de données comprennent d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits récepteur(s). Le signal est émis par une première source d'un réseau de radiocommunication.
Selon l'invention, un tel procédé de construction comprend des étapes de : insertion, dans lesdits éléments de données, d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle ; positionnement, dans l'espace temps-fréquence, dudit ou desdits élément(s) d'énergie sensiblement nulle à un ou des emplacement(s) correspondant aux emplacements d'éléments de référence d'au moins un second signal multiporteuse, émis par au moins une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal.
Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de la construction d'un signal multiporteuse, destiné à être utilisé dans le cadre d'un réseau de radiocommunications comprenant une pluralité de sources.
Notamment, l'invention propose d'insérer, dans un signal émis par une première source du réseau, des éléments de donnée d'énergie sensiblement nulle, qui ne véhiculent donc pas d'information utile. Bien que ces éléments d'énergie nulle puissent être considérés, pour l'Homme du Métier, comme induisant une diminution du débit de données utiles, l'invention les exploite avantageusement à des fins de réduction du phénomène d'interférence affectant le signal, dû aux perturbations induites par des signaux voisins. En effet, la position de ces éléments d'énergie nulle correspond, en temps et en fréquence, à celle de certains éléments de référence d'un signal émis par une source voisine du réseau. On notera bien sûr que, réciproquement, certains des éléments de référence du signal émis par la première source, ou signal principal, peuvent coïncider, en temps et en fréquence, avec des éléments de donnée d'énergie nulle des signaux émis par les sources voisines, appelés signaux secondaires. On peut envisager une configuration symétrique, décrite plus en détail en relation avec la figure 2, dans laquelle chaque élément de référence du signal principal coïncide avec un élément d'énergie nulle du signal secondaire, et chaque élément d'énergie nulle du signal principal coïncide avec un élément de référence du signal secondaire. On peut également envisager une configuration asymétrique, qui sera décrite plus en détail en relation avec la figure 5, dans laquelle les signaux principal et secondaire ne comprennent pas le même nombre d'éléments d'énergie nulle et d'éléments de référence. Par exemple, le signal principal comprend davantage d'éléments de référence que le signal secondaire, qui ne sont donc pas tous associés à un élément d'énergie nulle du signal secondaire.
Cette caractéristique de l'invention est particulièrement avantageuse pour les deux aspects principaux suivants : d'une part, l'interférence affectant les éléments de référence (associés à des éléments d'énergie nulle du signal secondaire) du signal principal, due aux signaux secondaires, est réduite car, en réception, un terminal reçoit donc, au même instant et à la même fréquence, des éléments d'énergie nulle appartenant aux signaux secondaires émis par les sources voisines. L'estimation du canal principal, à la réception, s'en trouve donc améliorée ; d'autre part, l'émission, au sein du signal principal, d'un ou plusieurs élément(s) d'énergie nulle, aux instants et aux fréquences choisis de façon à correspondre, en réception, à des éléments de référence des signaux secondaires permet de réduire l'interférence due au signal principal affectant ces éléments de référence. Un récepteur situé dans la zone de la source principale peut donc recevoir les éléments de référence des signaux secondaires et estimer, à partir de ces éléments de référence, les canaux secondaires, qui constituent des canaux interférents pour le signal principal. La qualité de réception du signal principal peut donc, après correction, s'en trouver améliorée.
Selon une première variante avantageuse de l'invention, lesdits éléments de référence sont des pilotes distribués au sein desdits éléments de données selon un motif prédéterminé.
Selon une deuxième variante avantageuse de l'invention, lesdits éléments de référence sont regroupés de façon à former intégralement au moins un symbole de référence, présent dans au moins certaines desdites trames.
L'invention s'applique donc aussi bien au cas où on estime le canal au moyen de pilotes répartis dans le flux d'éléments de données utiles qu'au cas où l'estimation de canal se fait par symboles de référence, placés par exemple en début de chaque trame.
Préférentiellement, lesdits signaux sont de type OFDM.
Avantageusement, deux symboles consécutifs desdits signaux sont séparés par un intervalle de garde de durée sensiblement supérieure au maximum des retards des canaux de propagation associés auxdits signaux.
On dimensionne ainsi le système de façon qu'un récepteur d'une cellule reçoive à peu près au même instant et à la même fréquence un élément de référence en provenance d'une première cellule et un élément d'énergie nulle en provenance d'une deuxième cellule.
De manière avantageuse, ledit intervalle de garde est également dimensionne en fonction d'une désynchronisation maximale desdites première et seconde(s) sources. Il n'est ainsi pas nécessaire que les stations de base de ces deux cellules soient parfaitement synchronisées, les signaux sont dimensionnés de façon à tenir compte d'une éventuelle désynchronisation.
Selon une variante avantageuse de l'invention, lesdits signaux sont de type OFDM/OQAM.
Selon une caractéristique avantageuse de cette variante, ledit signal construit est de la forme :
Af-l s(t) = ∑ ∑*mJφm°e2iπmV°'8(t- nr0 , n m=0 où g est une fonction prototype prédéterminée telle que lesdites porteuses sont orthogonales, et où les termes amn sont réels et représentent lesdits éléments de données, τ0 étant la durée d'un desdits symboles et v0 étant l'espacement entre lesdites fréquences porteuses, avec l/(v0τ0)=2, et où φm n=(π/2)*(m+n), m et n étant caractéristiques de la position, respectivement dans l'espace fréquence et dans l'espace temps, de la porteuse portant l'élément de données amn.
Préférentiellement, ladite fonction g est la fonction Iota. Avantageusement, le paramètre d'étalement temporel de ladite fonction g est de durée sensiblement supérieure au maximum des retards des canaux de propagation associés auxdits signaux.
Ainsi, dans le cas d'un signal OQAM également, on dimensionne le système de façon qu'un récepteur d'une cellule reçoive à peu près au même instant et à la même fréquence un élément de référence en provenance d'une première cellule et un élément d'énergie nulle en provenance d'une deuxième cellule.
Préférentiellement, ledit paramètre d'étalement temporel est également dimensionne en fonction d'une désynchronisation maximale desdites première et seconde(s) sources. Selon une variante avantageuse de l'invention, chacune desdites sources est un élément d'une station de base d'une cellule d'un réseau de radiocommunication cellulaire.
Préférentiellement, une desdites fréquences porteuses modulée, à un instant donné, par un desdits éléments de données, étant appelée porteuse, lesdits pilotes forment un motif régulier dans l'espace temps-fréquence, deux pilotes dudit signal consécutifs dans l'espace temps d'une part, et dans l'espace fréquence d'autre part, étant séparés par au moins deux porteuses.
Le motif des pilotes peut bien sûr également ne pas être régulier. Selon une variante préférentielle de l'invention, pour au moins un desdits éléments d'énergie sensiblement nulle, un tel procédé de construction comprend également les étapes suivantes : détermination d'un ensemble de porteuses proches dudit élément d'énergie sensiblement nulle dans l'espace temps-fréquence et modulées chacune par un desdits éléments de données informatifs ; établissement d'une relation déterministe entre lesdits éléments de données informatifs modulant les porteuses dudit ensemble de porteuses, ladite relation déterministe étant choisie de façon à réduire, à la réception, notamment l'interférence intrinsèque affectant ledit élément d'énergie sensiblement nulle.
On améliore donc encore la réduction du phénomène d'interférence, et on s'affranchit du besoin d'un intervalle de garde.
Avantageusement, ladite relation déterministe fige au moins un degré de liberté sur lesdits éléments de données informatifs modulant les porteuses dudit ensemble de porteuses.
Préférentiellement, ledit ensemble d'éléments de données informatifs comprend au moins lesdits éléments de données informatifs appartenant à la première couronne de porteuses entourant ledit élément d'énergie sensiblement nulle dans l'espace temps-fréquence. L'invention concerne aussi un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives, lesdits symboles étant constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal, lesdits éléments de données comprenant d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits réceρteur(s). Ledit signal est émis par une première source d'un réseau de radiocommunication. Selon l'invention, lesdits éléments de données comprennent également au moins un élément d'énergie sensiblement nulle, dont la position dans l'espace temps-fréquence correspond à la position d'au moins un élément de référence d'un second signal multiporteuse, émis par une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal. L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal principal, construit selon le procédé de construction décrit précédemment, reçu parmi au moins deux signaux, dont au moins un signal secondaire émis par une source voisine, ledit signal secondaire présentant la même structure que ledit signal principal. Un tel procédé de réception comprend une étape de mesure d'un niveau de puissance reçu lors de l'émission d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle, et une étape de comparaison dudit niveau de puissance mesuré à un seuil prédéterminé.
Ainsi, on mesure par exemple la puissance du signal interfèrent sur un ensemble de « trous » (correspondant chacun à l'émission d'un élément d'énergie nulle), de façon à calculer une puissance moyenne sur plusieurs points, que l'on compare ensuite à un seuil prédéterminé.
Avantageusement, si ledit niveau de puissance mesuré est supérieur audit seuil, un tel procédé de réception met en œuvre une estimation de la fonction de transfert d'au moins un canal de transmission associé à au moins un desdits signaux secondaires, appelé canal interfèrent. Préférentiellement, si ledit niveau de puissance mesuré est inférieur audit seuil, un tel procédé de réception comprend une étape de passage en mode monoutilisateur.
De manière préférentielle, un tel procédé de réception met également en œuvre une estimation de la fonction de transfert d'un canal de transmission associé audit signal principal.
L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal multiporteuse principal, reçu parmi au moins deux signaux, dont le signal principal, formé d'une succession temporelle de symboles émis par une première source d'un réseau de radiocommunication, et au moins un signal secondaire formé d'une succession temporelle de symboles dits interférents émis par une source voisine, le procédé mettant en œuvre une étape d'estimation de la fonction de transfert d'au moins un canal de transmission associé à au moins un des signaux secondaires, appelé canal interfèrent, et une estimation de la fonction de transfert d'un canal de transmission associé au signal principal.
Le procédé met également en œuvre une étape de détection multi- utilisateurs, utilisant un critère probabiliste de limitation de l'influence des signaux secondaires sur le signal principal.
On notera que cette approche est, en soi, nouvelle et inventive, et applicable à la réception de signaux multiporteuses quelconques, et non seulement aux signaux de l'invention.
Notamment, le critère probabiliste utilisé appartient au groupe comprenant :
• les critères de type Maximum de Vraisemblance (MV) ; • les critères de type Maximum a Posteriori (MAP) ;
• les critères de type log-MAP ;
• les critères de type Max-Log-MAP.
Ce type de critère est considéré comme complexe à mettre en œuvre. Ainsi, il n'est pas évident, ni direct, pour l'Homme du Métier d'appliquer un tel critère à un système multiporteuse multi-cellulaires. Avantageusement, l'étape de détection met en œuvre une étape de troncation d'au moins un des canaux interférents.
L'étape de troncation met en œuvre soit une sélection des M coefficients, M étant un entier supérieur ou égal à zéro, les plus puissants en chaque point du plan temps/fréquence des canaux interférents, soit une sélection des canaux interférents en chaque point du plan temps/fréquence dont le rapport entre la puissance du signal principal (signal utile) sur signal interfèrent (signaux secondaires) est inférieur à un seuil prédéterminé T.
Selon une variante, l'étape de détection comprend une étape de regroupement des symboles interférents d'au moins un des signaux secondaires.
Notamment, le regroupement peut mettre en œuvre un algorithme de quantification vectoriel de type « K-Means », encore appelé « K-moyens » en français.
Ainsi, en utilisant une technique de troncation de canal et/ou de regroupement des symboles, on réduit la complexité du récepteur, en diminuant la taille de l'espace de recherche du signal utile.
Selon une première variante de réalisation, le critère probabiliste mis en œuvre dans l'étape de détection multi-utilisateurs est de type Maximum de Vraisemblance (ML), et le signal principal estimé correspond à un vecteur symbole qui minimise la distance :
QM _ Min ^/ ~ H ' 'Smo S«h • • • SmKl \ avec : - S^ le vecteur symbole qui optimise le critère ML, avec i un indice d'un symbole OFDM et y' un indice d'une porteuse ; Y. le signal reçu ; - H. . le vecteur de taille Kx représentant les canaux de transmission sélectionnés ;
K est le nombre d' interférents après réduction de l'espace de recherche, c'est-à-dire le nombre d'utilisateurs retenus en et en . mk l'indice du symbole de l'utilisateur k ; - Sm un symbole d'indice mk. Selon une deuxième variante de réalisation, le critère probabiliste mis en œuvre au cours de l'étape de détection multi-utilisateurs est de type log-MAP, et et le signal principal s'exprime sous la forme de « soft bits » :
Figure imgf000016_0001
avec L. le « soft bit » associé à un bit d'indice / d'un symbole utile transmis sur un symbole OFDM d'indice i sur une porteuse d'indice j ; σN_ . une variance d'un bruit non corrélé gaussien ;
E? un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice / vaut 0 ;
E) un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice / vaut 1. Selon une troisième variante de réalisation, le critère probabiliste mis en œuvre dans l'étape de détection multi-utilisateurs est de type Max-log-MAP, et le signal principal s'exprime sous la forme de « soft bits » :
= Min APPn(Sm )- Min APPu(Sm )
APP(Smm0 ) = Min ?u- [l m0 Jm\ 1
L'invention concerne encore un récepteur mettant en œuvre le procédé de réception d'un signal multiporteuse décrit ci-dessus.
L'invention concerne aussi un dispositif d'émission d'un signal multiporteuse construit selon le procédé de construction décrit précédemment.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1, déjà décrite précédemment, présente un exemple de réalisation d'un signal multiporteuse, comprenant des pilotes répartis dans une trame OFDM ; la figure 2 illustre des exemples de réseaux de points temps-fréquence d'un signal principal et d'un signal secondaire tels qu'illustrés en figure 1, dans lesquels on a inséré des éléments d'énergie nulle ; les figures 3A, 3B et 3C présentent un schéma synoptique d'un récepteur OFDM ou OQAM selon l'invention ; ' la figure 4 illustre la convergence d'un algorithme de regroupement des symboles permettant de réduire la complexité d'un détecteur ; la figure 5 illustre un exemple de cas dans lequel la répartition des éléments d'énergie nulle et des pilotes dans deux cellules voisines du réseau n'est pas symétrique ; la figure 6 présente des exemples de réseaux de points temps-fréquence de deux cellules voisines dans le cas de la figure 5 ; la figure 7 décrit la première couronne entourant un élément d'énergie nulle du signal de la figure 1, dont, dans un mode de réalisation particulier de l'invention, on cherche à réduire l'interférence intrinsèque.
Le principe général de l'invention repose sur l'insertion, dans un signal multiporteuse, d'éléments de donnée d'énergie nulle, dont la position en temps et en fréquence est choisie de façon à coïncider, en réception, avec la position d'éléments de référence de signaux secondaires émis par des sources voisines du réseau.
L'invention s'applique aussi bien au cas où ces éléments de référence sont • des pilotes, distribués au sein des éléments de données utiles du signal, selon un motif prédéterminé, qu'au cas où ces éléments de référence sont regroupés de façon à former un symbole de référence, placé dans certaines des trames d'un signal multiporteuse. Cependant, dans toute la suite de la description, on s'attachera à décrire plus en détail un mode de réalisation particulier dans lequel on utilise un motif de pilotes répartis. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet enseignement au cas des symboles de référence. La figure 1, sur laquelle 6 symboles OFDM numérotés de 0 à 5 ont été représentés, illustre un tel mode de réalisation. Chaque croix (x) représente une porteuse de référence (ou pilote) et chaque point (.) représente une donnée utile à transmettre.
L'invention permet la mise en œuvre d'algorithmes de détection multi- utilisateurs au niveau des récepteurs du réseau de radiocommunication, afin d'augmenter la capacité du réseau. En effet, dans le cas particulier d'un réseau cellulaire dimensionne de manière adéquate (comme expliqué dans la suite de ce document), en émettant des éléments d'énergie nulle au sein des données utiles, on permet au récepteur d'estimer le canal de propagation associé aux utilisateurs interférents situés dans les autres cellules du réseau. Ce ou ces canaux étant estimé(s), le récepteur peut alors mettre en œuvre une méthode de détection multi- utilisateurs, afin de limiter l'influence de signaux interférents sur le signal utile. Le facteur de réutilisation de fréquence du réseau s'en trouve alors augmenté.
Par souci de simplification, on s'attachera, dans toute la suite de la description, à décrire le cas particulier d'un réseau de radiocommunication de type cellulaire. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet exposé au cas plus général des réseaux de radiocommunication présentant une pluralité de sources émettrices, potentiellement interférentes.
On présente, en relation avec la figure 2, des exemples de réseaux de points temps-fréquence d'un signal principal et d'un signal secondaire selon l'invention. La figure 2 est donc une illustration de l'invention dans le cas particulier où l'on ne considère que deux cellules interférentes d'un réseau de radiocommunication. Ce principe peut bien sûr être étendu à une pluralité de cellules voisines interférentes. Sur les réseaux de points temps-fréquence des signaux principal et secondaire de la figure 2, chaque point correspond au maximum d'énergie émis sur une porteuse.
Le signal principal est émis dans une première cellule du réseau de radiocommunication de l'invention. Il présente une structure similaire à celle exposée précédemment en relation avec la figure 1. En d'autres termes, il est formé d'une succession temporelle de symboles, constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse du signal. Ces éléments de données comprennent, d'une part des pilotes 21, 22, et d'autre part, des éléments de données informatifs 25, 26.
En outre, le signal principal comprend une pluralité d'éléments de données d'énergie nulle, comme par exemple l'élément référencé 29.
Préférentiellement, les motifs réalisés par les éléments d'énergie nulle et les pilotes sont réguliers. Ainsi, dans l'exemple particulier de la figure 2, deux pilotes consécutifs sont séparés par quatre éléments d'information en temps et par trois éléments d'information en fréquence. Il en est de même pour deux éléments d'énergie nulle consécutifs.
Un signal secondaire est émis, par une deuxième source, dans une cellule voisine du réseau de l'invention. Ce signal secondaire est structurellement identique au signal principal, à savoir qu'il est formé d'éléments de données informatifs 27, 28, au sein desquels sont insérés des éléments d'énergie nulle 23,
24 d'une part, et des pilotes 30 d'autre part.
Selon l'invention, les signaux principal et secondaire sont construits de façon qu'en réception un élément d'énergie nulle 29 du signal principal soit reçu, sensiblement au même instant et à la même fréquence qu'un pilote 30 du signal secondaire. De même, le positionnement en temps et en fréquence des éléments d'énergie nulle 23 et 24 du signal secondaire est choisi de façon à correspondre, en réception, à celui, respectivement, des pilotes 21 et 22 du signal principal.
On expose ci-après les contraintes imposées, selon l'invention, pour le dimensionnement des différents signaux du réseau de communication. Comme indiqué précédemment, l'avantage d'une modulation OFDM bien dimensionnée est de rendre le canal de propagation multiplicatif, et ainsi de pouvoir utiliser une méthode de démodulation simple en réception.
Selon l'invention, on construit un signal OFDM qui permet à chaque utilisateur d'estimer, en plus du canal de propagation de son signal utile (signal principal), les canaux de propagation des différents signaux interférents (signaux secondaires) qu'il reçoit.
Pour cela, il faut que le signal global reçu par cet utilisateur puisse s'écrire comme la somme de signaux émis (signal utile et signaux interférents), multipliés chacun par un facteur dépendant de leur canal de propagation respectif. Il faut donc que chaque signal OFDM émis soit dimensionne de manière adaptée à tous les canaux de propagation simultanément.
Ainsi, pour pouvoir écrire que :
k où Y est le signal reçu sur la porteuse i à l'instant j, Hij k est le canal de propagation k sur la porteuse i à l'instant j et Xi>jk est le signal émis par la source k, sur la porteuse i, à l'instant j, on choisit une longueur d'intervalle de garde Tg identique pour tous les signaux OFDM du réseau, et supérieure au maximum des retards de tous les canaux de propagation (delay spread) Tmax k.
Figure imgf000020_0001
Cette propriété découle de la linéarité des traitements effectués lors de la démodulation OFDM (par FFT, « Fast Fourier Transform » pour « transformée de Fourier rapide ») ou OQAM (par FFT et filtrage).
Dans le cas d'un signal OFDM/OQAM, il faut que : Tau » Max(Tmm k), où Tau est le paramètre d'étalement temporel de la forme d'onde (par exemple IOTA).
En conséquence, les signaux interférents apparaissent comme une somme de signaux OFDM pondérés par leurs canaux de propagation respectifs si les paramètres de la modulation sont dimensionnés par rapport au plus dispersif en temps des canaux de propagation du réseau.
Un résonnement similaire permet de dimensionner l'écart entre porteuses
Delta J 'pour une modulation OFDM et Nu pour une modulation OFDM/OQAM. En outre, lorsque les sources du réseau ne sont pas parfaitement synchronisées, le retard relatif maximal des sources doit être pris en compte pour dimensionner les paramètres de la modulation. Si on appelle Delta_Synchro_Max la désynchronisation maximale des sources, alors il faut que :
Tg > Max{Tmax k^ + Delta _Synchro_ Max pour une modulation OFDM, ou Tau »
Figure imgf000021_0001
pour une modulation
OQAM.
On traite donc la désynchronisation entre les différentes sources émettrices du réseau comme un accroissement du retard maximal du canal.
Comme indiqué précédemment, un tel dimensionnement des signaux OFDM ou OFDM/OQAM (intervalle de garde ou paramètre d'étalement temporel de la forme d'onde) permet au récepteur du signal principal, d'estimer le canal interfèrent lié au signal secondaire. Une telle estimation de canal peut se faire en divisant la valeur des pilotes (référencés 30 par exemple) reçus, par leur valeur connue a priori du récepteur. Le récepteur en déduit alors les coefficients de la fonction de transfert représentatifs du canal secondaire interfèrent. Ce résultat peut aussi être pondéré par l'estimation du rapport signal à bruit (SNR pour « Signal to Noise Ratio »).
L'invention permet donc de maximiser le facteur de réutilisation de fréquences dans un réseau cellulaire utilisant une modulation multiporteuse. En effet, pour un rapport signal utile (c'est-à-dire le signal principal) sur signal interfèrent (c'est-à-dire le ou les signaux secondaires) C/I donné, l'invention permet au récepteur d'améliorer ses performances en termes de taux d'erreur binaire.
Ainsi, le récepteur atteindra un taux d'erreur binaire nominal pour un C/I plus faible qu'un récepteur classique, supportant donc un signal interfèrent plus fort. Par conséquent, le facteur de réutilisation de fréquence pourra être diminué. Il n'est donc plus nécessaire d'éloigner géographiquement les sources, ou cellules, travaillant dans des bandes de fréquences proches.
L'invention permet en outre au récepteur d'estimer le canal de propagation associé au signal interfèrent, ainsi qu'illustré en figure 3A.
La figure 3A présente le schéma de principe d'un récepteur OFDM ou OQAM en présence d'un signal interfèrent répondant aux contraintes de dimensionnement décrites précédemment.
Un tel récepteur comprend des moyens 31 de filtrage IOTA (dans le cas d'un signal OQAM mis en forme avec la fonction prototype IOTA) ou de suppression du préfixe cyclique (ou intervalle de garde, dans le cas d'un signal OFDM). Le signal reçu subit ensuite une transformation de Fourier FFT 32.
Le récepteur comprend également des moyens 33 d'extraction des pilotes du signal utile (ou signal principal), alimentant des moyens 34 d'estimation du canal utile. Il comprend aussi des moyens 35 d'extraction des pilotes du canal interfèrent alimentant des moyens 36 d'estimation du canal interfèrent. Un tel récepteur peut bien sûr comprendre plusieurs moyens 35, 36, permettant de traiter une pluralité de signaux interférents.
Une fois les pilotes du signal utile et les pilotes de chacun des signaux interférents extraits à partir de la structure du signal multiporteuse, présentant des symboles d'énergie nulle judicieusement insérés dans les signaux OFDM ou
OQAM des différents émetteurs, le récepteur estime les différents canaux de propagation (canal utile et canaux interférents) au moyen d'une interpolation.
Les moyens 34, 36 d'estimation des canaux utile et interfèrent alimentent le module de détection 37.
L'estimation de chaque canal interfèrent ou utile peut être effectuée par des estimateurs 34, 36 de complexité et de performance variables. Par exemple, on peut utiliser un nombre de DPSS 2D (ainsi que décrit dans la demande de brevet français n°2 825 551 au nom de la même demanderesse que la présente demande, et incorporée ici par référence) et un nombre d'éléments de référence différents pour l'estimation de chaque canal, à condition bien sûr de disposer d'au moins autant de pilotes que de Prolates pour l'estimation de chaque canal (il faut que le nombre de pilotes soit supérieur ou égal au nombre de Prolates).
D'autres techniques d'estimation peuvent également être utilisées, prenant notamment en compte une même bande de cohérence et un même temps de cohérence pour les canaux interférents et utile, comme illustré en figure 3B.
Il est à noter que cette technique d'estimation est, en soi, nouvelle et inventive, et applicable à la réception de signaux multiporteuses quelconques, et non seulement aux signaux de l'invention. Selon cette technique, le récepteur (par exemple un mobile) n'a pas à recevoir d'information concernant la bande de cohérence des signaux interférents, en provenance des émetteurs interférents (par exemple des stations de base interférentes).
En effet, les signaux interférents provenant de cellules voisines, on peut considérer qu'ils correspondent au même type de propagation, comme par exemple une propagation en environnement de type urbain, et qu'ils présentent des caractéristiques sensiblement égales en terme de retard de propagation.
On peut donc considérer que les signaux interférents présentent des retards de propagation maximaux T"max comparables, et donc utiliser la même bande de cohérence pour estimer le canal de propagation utile et les canaux de propagation interférents.
Ainsi, si une communication entre un émetteur et un récepteur qui reçoit plusieurs signaux OFDM ou OQAM s'effectue dans un environnement de type urbain, le récepteur peut effectuer une estimation du canal de transmission de chaque utilisateur en utilisant une bande de cohérence typique en milieu urbain, comme par exemple celle spécifiée dans les canaux de type TU GSM (de l'anglais « typical urban » pour « typique en milieu urbain ») de la spécification 3GPP TS 05.05 (de l'anglais « 3rd Génération Partnership Project, Technical Spécification » pour « spécifications techniques du Projet de partenariat pour la troisième génération »). Un émetteur peut ainsi informer un récepteur de la bande de cohérence typique de sa cellule, pour que le récepteur puisse estimer tous les canaux interférents (canaux secondaires) et utile (canal principal), sans avoir besoin d'information supplémentaire sur la bande de cohérence des cellules interférentes en provenance des émetteurs interférents.
Par ailleurs, dans le cas d'un système utilisant une modulation OFDM ou
OFDM/OQAM sur voie descendante (d'une station de base vers un terminal mobile) par exemple, les signaux interférents proviennent d'émetteurs fixes
(station de base) lors d'une communication. La fréquence Doppler maximale FDmax est alors due au déplacement du récepteur (mobile), et au décalage en fréquence
(« frequency offset ») entre les différents émetteurs et le récepteur, ce décalage en fréquence étant borné et pris en compte dans le calcul de la fréquence Doppler maximale FDmax utilisée par le mobile pour estimer les canaux interférents et utiles.
On peut alors considérer que les décalages en fréquence entre les émetteurs utile et interférents, et le récepteur sont identiques. On peut alors utiliser le même temps de cohérence pour estimer les canaux de propagation interférents et utile.
Cette technique d'estimation de canal utilise ainsi des paramètres de canal Tmax et FDraax identiques pour l'estimation du canal utile 34 et des canaux interférents 36. L'estimation des différents canaux est donc fonction des paramètres Tmax et FDmax : /(Tmax,FDmax).
Cette technique peut notamment utiliser des « Prolates 2D » ou bien un filtrage de Wiener, optimisés pour la bande de cohérence de la cellule et le temps de cohérence, ces paramètres dépendants de la vitesse du récepteur et de son décalage en fréquence maximal.
Cette technique d'estimation s'applique également au cas où l'on met en œuvre une diversité à l'émission.
Ainsi, lorsque les paramètres de la modulation sont dimensionnés par rapport au plus dispersif en temps et en fréquence des canaux de propagation du signal utile et des signaux interférents, les signaux reçus par le mobile après démodulation OFDM ou OFDM/OQAM s'écrivent comme la somme de symboles émis utiles et interférents, pondérés par leurs canaux de propagation respectifs, variant en fonction du temps (indice i) et de la fréquence (indice j) :
Figure imgf000025_0001
avec i est l'indice du symbole OFDM ; j est l'indice de la porteuse ; k est l'indice de l'utilisateur :
• l'indice k = 0 est associé au signal utile ;
• les indices k = 1...K sont associés aux signaux interférents ; H^ est le canal de l'utilisateur k sur le symbole i et la porteuse j ;
Sj est le symbole de l'utilisateur k sur le symbole i et la porteuse j ; Nt est un bruit blanc gaussien stationnaire. Cette équation peut également s'écrire sous forme vectorielle :
Y,j H j ' *u + u avec Hy =
Figure imgf000025_0002
... H y 1 le vecteur des canaux de propagation ; S^. = Is ... S?j 1 le vecteur des symboles émis. Lorsque l'on dispose d'une diversité à l'émission, c'est-à-dire lorsqu'un même signal est émis par plusieurs sources (antennes), on considère que le canal affectant le symbole 5*. est égal à la somme des canaux de propagation allant des sources au récepteur. Ainsi, on a :
avec P le nombre de sources émettant le même signal.
Ce cas peut notamment se présenter lorsque le récepteur change de cellule et reçoit la même information de deux cellules, ou encore lorsque la cellule dispose de plusieurs antennes d'émission.
La technique d'estimation de canal selon laquelle on utilise la même bande de cohérence et le même temps de cohérence ( (Tmax,FDmax)) pour estimer les canaux interférents et utile s'applique donc à tout signal OFDM reçu, une fois les pilotes associés aux canaux interférents et utile estimés, et quelque soit sa structure.Une fois les canaux interférents et utile estimés, plusieurs techniques de détection peuvent être implantées dans un module de détection 38, qui peut notamment être à complexité réduite. Ces différentes techniques de détection peuvent s'appliquer à tout type de signal OFDM, quelque soit son procédé de construction.
Ainsi, une première technique consiste à utiliser un détecteur de type ML-
OFDM (de l'anglais « Maximum Likelihood » pour « maximum de vraisemblance »). Ce type de détecteur, bien connu de l'Homme du Métier comme optimal au sens de la probabilité d'erreur, est considéré par le même Homme du Métier comme très complexe à mettre en œuvre. Ainsi, il n'est pas évident, ni direct, pour l'Homme du Métier d'appliquer une telle technique de détection à un système
OFDM multi-cellulaires. Le principe général d'un détecteur ML consiste à chercher une séquence de symboles émis qui maximise la probabilité a posteriori du bloc de symboles reçu de taille MxN :
P(Y j,i = O...M,j ≈ O...N/S j,i = O...M,j = O...N,k= 0...K - 1) On considère comme précédemment que les signaux reçus par le récepteur après démodulation s'écrivent comme la somme de symboles émis utiles et interférents, pondérés par leurs canaux de propagation respectifs :
en utilisant les mêmes notations que précédemment.Ainsi, si on considère que les échantillons de bruit N. . sont non corrélés, la recherche de la séquence de symboles émis optimale peut se faire de symbole à symbole.
Le détecteur peut alors déterminer le vecteur des symboles émis S . de dimension K qui maximise la probabilité a posteriori du signal reçu Yt :
S^ = ArgMax(P(Yu /Si )). Su
Si le bruit est gaussien, alors le vecteur des symboles émis S,. . qui maximise le critère ML, noté S^ , est celui qui minimise la distance euclidienne entre le signal reçu Yi } et les symboles émis S, • pondérés par leur canal Hu respectif :
S^ ≈ ArgMin{ Y, Ω. JSI J su ou bien de manière équivalente : S = ArgMax jRjβ. .). )
Le détecteur ML a donc une complexité proportionnelle à Mκ avec M l'ordre de la modulation des symboles interférents et utiles, supposé identique. Si les symboles interférents appartiennent à des modulations différentes, d'ordre respectif MQ y..,Mκ, la complexité est proportionnelle à M0MV..MK, avec Mi la taille de la constellation de l'utilisateur i ( 0 ≤ i ≤ K).
Ainsi, dans le cas d'une modulation BPSK (de l'anglais « Binary Phase Shift Keying » pour modulation binaire à déplacement de phase) et d'un seul interfèrent par exemple, le détecteur ML est implantable.
Une deuxième technique de détection peut également être implantée dans le module de détection 38, qui peut être à complexité réduite, une fois les canaux interférents et utile estimés.
De nouveau, cette technique de détection peut s'appliquer à tout type de signal OFDM, quelque soit son procédé de construction.
Cette deuxième technique consiste à utiliser un détecteur à sorties souples, de type Log-MAP (pour « maximum a posteriori ») ou Max-Log-MAP par exemple.
On présente ainsi un détecteur à sorties souples de type Log-MAP dans le cas où les signaux reçus par le mobile après démodulation OFDM s'écrivent comme précédemment : Yi =
Figure imgf000027_0001
Les détecteurs de type Log-MAP calculent les « soft bits » (pour décision souple en français) optimaux pour un décodage de canal à métrique souple ou une turbo détection.
Ainsi, on considère : • YjJ le « soft bit » associé au bit d'indice / du symbole utile transmis sur le symbole OFDM d'indice i sur la porteuse d'indice y ;
• E, l'ensemble des vecteurs symboles S, - = [S°. ... Sf (avec les mêmes notations que précédemment) dont le bit d'indice / du symbole du signal utile 5°, vaut 0 ;
• CM (Et) le complémentaire de l'ensemble El dans la constellation 0 du signal utile.
Le « soft bit » optimal YU est défini comme le logarithme du rapport de la somme des probabilités a posteriori (APP) des symboles appartenant à El sur la somme des probabilités a posteriori des symboles appartenant à CM (E,) :
y''-' - Iog iΛms
avec APP(Sij) la probabilité a posteriori du vecteur des symboles possibles :
Figure imgf000028_0001
Si l'on considère que les symboles du vecteur S,. . sont équiprobables, alors l'expression du « soft bit
Figure imgf000028_0002
Afin de réutiliser les résultats de calcul intermédiaires pour calculer chaque « soft bit », on commence par calculer les probabilités a posteriori de chaque symbole du signal utile, puis on les re-combine pour obtenir des « soft bits ».
En considérant que les symboles émis sont indépendants, on obtient
Figure imgf000028_0003
avec :
M0 l l'ensemble des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) de bit d'indice / égal à 0 ;
CM (M0 l) l'ensemble des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) de bit d'indice / égal à 1 ; mk l'indice du symbole de l'utilisateur k ;
Mk le nombre de symboles considérés pour l'utilisateur k. Sous l'hypothèse d'échantillons de bruit Nt • non corrélés et gaussiens, on obtient
Figure imgf000029_0001
On peut ensuite simplifier cette expression en utilisant la formule du logarithme Jacobien.
On rappelle la formule du logarithme Jacobien : ln(exp(-*)+ exp(-y)) = min(x,y) + f(\x- y\), avec /(z) = ln(l + exp(-z))
Finalement, l'expression précédente revient à comparer deux à deux les distances euclidiennes -
Figure imgf000029_0002
la fonction /(.).Un détecteur de type Max-Log-MAP peut également être utilisé une fois les canaux de propagation utile et interférents estimés.
Ce détecteur résulte de la simplification du détecteur Log-Map, en négligeant le terme correctif dans le logarithme Jacobien, c'est-à-dire en remplaçant /(.) par 0.
On propose maintenant deux techniques de réduction de la complexité de tels détecteurs ML, log-MAP ou Max-log-MAP dans le cas d'un système multi- utilisateurs, lorsque la complexité devient trop importante. Ces techniques de réduction de la complexité peuvent être mises en œuvre dans le détecteur 38, comme illustré en figure 3C, dès lors que les canaux utile et interférents ont été estimés, quelque soit le procédé de construction des signaux multiporteuse. La mise en œuvre de ces techniques de réduction de la complexité nécessite une connaissance des constellations des différents signaux utile et interférents.
Éventuellement, un échange d'information peut être prévu au niveau réseau pour qu'un émetteur transmette aux récepteurs de sa cellule les types de modulations utilisés par les cellules voisines interférentes.
Une première technique de réduction de complexité d'un détecteur consiste à minimiser le nombre de d'interférents pris en compte par le récepteur, et donc à remplacer K par Kx avec Kλ < K. On réduit ainsi la complexité dans le détecteur 38 par une troncation de canal. Ainsi, comme illustré en figure 3C, le canal interfèrent 1 une fois estimé entre dans le bloc 381 de troncation temps/fréquence.
En effet, les symboles interférents sont sujets aux atténuations (fading) en temps et en fréquence. Les échantillons de bruit Ntj étant considérés comme non corrélés, la recherche de l'optimal peut alors se faire de symbole à symbole. On peut alors utiliser ces propriétés pour ne prendre en compte que les symboles interférents les plus puissants en chaque point du plan temps/fréquence, lors de l'optimisation du critère ML ou du critère Log-MAP ou Max-Log-MAP.
Ainsi le groupe des symboles interférents sélectionnés varie pour chaque point du plan temps/fréquence. De nouveau, deux approches sont possibles pour minimiser le nombre d'interférents.
Une première approche consiste à sélectionner les K coefficients de canal les plus puissants, avec Kλ constant : H* , avec kn ≥ l l'indice du signal sélectionné, 0 ≤ n ≤ K{- \. Il est bien entendu que le canal kn = 0 est systématiquement sélectionné puisqu'il s'agit du canal de propagation du signal utile (signal principal).
Une seconde approche consiste à sélectionner les canaux de puissance supérieure à un seuil T. Il faut dans cette approche fixer un rapport signal utile sur signal interfèrent (c'est-à-dire le ou les signaux secondaires) SIR seuil au-dessus duquel la démodulation des interférents n'apporte pas d'amélioration de performances au niveau du récepteur.
On sélectionne alors les interférents dont le rapport signal utile sur signal interfèrent est inférieur au seuil T :
Figure imgf000031_0001
L'avantage de cette approche est qu'elle permet au détecteur d'avoir des performances sensiblement constantes, fixées par le seuil T quel que soit le nombre d'interférents et leur puissance. Dans ce cas en effet le nombre de canaux interférents sélectionné n'est pas connu. En revanche, le nombre d'interférents pris en compte dans l'algorithme de recherche optimal (ML ou MAP) variant avec les indices i et j, le récepteur mettant en œuvre cette technique présente une complexité variable.
En général, on fixe un nombre d'interférents maximum pris en compte par le détecteur. Ainsi, dans le cas où il y a moins d'interférents retenus que ne le permettrait la puissance de calcul du récepteur, on peut utiliser le surplus de puissance de calcul du récepteur pour améliorer la finesse de l'estimation de canal, ou encore affiner le calcul de « soft bits » en utilisant un algorithme de type Log-Map, plus complexe que les algorithmes ML ou Max-Log-MAP . Une seconde technique de réduction de complexité d'un détecteur 38 consiste à diminuer la taille de l'alphabet dans lequel on recherche les symboles interférents, ce qui équivaut à réduire la taille de la constellation (bloc 382), ou encore à remplacer k par Nk, avec Nk < k, pour k > 0, avec k la taille de la constellation de l'utilisateur k. On limite ainsi la taille des modulations prises en compte pour la recherche des interférents, en supposant que le détecteur 38 connaît les modulations des différents signaux utile et interférents.
Pour ce faire, on regroupe les symboles de la modulation en « hypersymboles ». Ce regroupement de symboles peut notamment se faire par la mise en œuvre d'un algorithme de quantification vectoriel de type « K-means », encore appelé algorithme des K-moyens, appliqué à la constellation des interférents jugée trop complexe. Un tel algorithme, encore appelé « LBG » (pour « Linde Buzo Gray ») dans la littérature est notamment décrit par Y.Linde, A.Buzo, and R. M.Gray, dans "An algorithm for vector quantizer design," IEEE Trans. Commun., vol. COM-28, pp. 84-95, Jan. 1980.
La figure 4 présente un exemple d'illustration d'un tel algorithme.
Soit, par exemple, Ck la constellation de Mk symboles de l'interférent k. On remplace Ck par la constellation Dk d'ordre Nk avec Nk < Mk tel que Dk est la quantification vectorielle de Ck sur Nk symboles.
Soient SV..SM les Mk symboles de la constellation Dk.
Soient XV..XN les Nk symboles de la constellation Ck.
On construit la constellation Dk de manière à minimiser l'erreur de quantification des symboles de SV..SM quantifiée sur les symboles deX ..XN . La figure 4 présente ainsi un exemple de convergence d'un algorithme de quantification vectorielle de type K-means pour la quantification d'une modulation MAQ 64 (« Modulation d'Amplitude en Quadrature ») sur une QPSK (de l'anglais « Quaternary Phase Shift Keying » pour modulation à déplacement de phase à 4 états). Ainsi, comme illustré en figure 3C, si le canal interfèrent 1 est un signal issu d'une modulation MAQ 64, le détecteur à complexité réduite 38 peut considérer qu'il appartient à une modulation MAQ 4 (équivalent à une QPSK).
Le détecteur 38 n'effectue donc pas une recherche exhaustive dans l'ensemble des symboles de la constellation des signaux interférents mais seulement dans une constellation de taille inférieure. Cette approche permet également de calculer automatiquement la constellation quantifiée dans le cas d'une constellation de forme quelconque.On constate également que lorsque le signal interfèrent est issu d'une constellation hiérarchique, alors la constellation bas débit (qui a la distance minimale la plus grande) peut être utilisée pour quantifiée la constellation de l' interfèrent.
Il est également possible de combiner ces deux techniques de réduction de complexité d'un détecteur.
Comme précédemment, ces algorithmes de réduction de complexité peuvent s'appliquer dès lors que les canaux utile ou interférents sont estimés, et ce quelque soit la forme des signaux OFDM émis. Si les interférents utilisent des modulations de type MAQ-N avec N = 2", n ≥ 2, alors on peut utiliser une modélisation QPSK des modulations des interférents.
Si les interférents sont de type PSK-Ν, avec N = 2", n ≥ 2, alors on peut utiliser une modélisation QPSK des modulations des interférents. On propose ainsi d'utiliser une modélisation de la modulation des interférents d'autant plus complexe que le canal de propagation de chacun des interférents est puissant comparé au canal utile.
Ainsi, si on considère par exemple qu'on doit démoduler un signal MAQ 16, qu'on a estimé K interférents, et que le récepteur considéré peut traiter au maximum Kγ interférents, alors les étapes de réduction de complexité du détecteur sont les suivantes :
• classement des K interférents par ordre de puissance croissante et sélection des K{ premiers interférents ;
• détermination du rapport signal utile sur signal interfèrent des Kγ interférents sélectionnés : SIR(τX' 1) ;
• affectation du nombre de symboles pris en compte pour chaque interfèrent en fonction du SIR^).
Ainsi, plus le rapport signal utile sur signal interfèrent des Ky interférents sélectionnés SIR^) est petit, plus le nombre de symboles pris en compte est grand. Dans le cas d'un détecteur de type ML par exemple, si on combine les deux techniques de réduction de complexité d'un détecteur, l'algorithme d'un détecteur ML à faible complexité se résume comme suit :
Etape 1 : Réduction de la taille du vecteur canal : sélection des Kx canaux les plus puissants et du canal du signal utile en chaque point du plan temps/fréquence, construction du vecteur des canaux H. . de taille K ;
Etape 2 : Réduction de l'espace de recherche des symboles, affectation d'une constellation de taille réduite à chacun des interférents en fonction de son rapport signal sur interférents (SIR) ; Etape 3 : Recherche du vecteur symbole qui minimise la distance :
Sf ≈ m M, ...minKχ ?u - [l m0 }mï "iκ.
où nii correspond à l'indice du symbole de l' interfèrent i dans la constellation réduite qui lui est associée lors de l'Etape 2, et Kx correspond au nombre d'interférents dans l'espace de recherche restreint. Dans le cas d'un détecteur de type Log-MAP par exemple, les deux premières étapes de l'algorithme d'un détecteur Log-MAP à faible complexité sont identiques aux précédentes, si on combine les deux techniques de réduction de complexité. Ensuite, le détecteur met en œuvre des étapes de : Etape 3 : Calcul des probabilités a posteriori des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) dans l'espace symbole défini au cours des deux premières étapes
AP GSm log
Figure imgf000034_0001
en utilisant de manière récursive la formule du logarithme Jacobien : ln(exρ(-x)+ exp(-y)) = min(x,y)+
Figure imgf000034_0002
y\), avec f(z) = ln(l + exp(-z))
Etape 4 : Recombinaison des probabilités a posteriori pour obtenir les « soft bits » :
Figure imgf000035_0001
avec : E O° l l»'.ensemble des indices des symboles dont le bit / vaut 0,
Figure imgf000035_0002
l'ensemble des indices des symboles dont le bit / vaut 1 en utilisant de manière récursive la formule du logarithme Jacobien : ln(exp(-x)+ exp(-v)) = min( ,y)+ f(\x- y\), /(z) = ln(l + exp(-z)) On présente à titre d'exemple en annexe les étapes 3 et 4 d'un algorithme de détection Log-MAP à faible complexité dans le cas d'un système mutli- utilisateur présentant un canal utile et deux canaux interférents.
Dans le cas d'un détecteur de type Max-Log-MAP par exemple, les deux premières étapes de l'algorithme d'un détecteur Max-Log-MAP à faible complexité sont identiques aux précédentes, si on combine les deux techniques de réduction de complexité. Ensuite, le détecteur met en œuvre des étapes de :
Etape 3 : Calcul des probabilités a posteriori des symboles de l'utilisateur 0
(signal utile) dans l'espace symbole défini au cours des deux premières étapes, en négligeant la fonction de correction (.) dans la formule du logarithme Jacobien :
Figure imgf000035_0003
Etape 4 Recombinaison des probabilités a posteriori pour obtenir les « soft bits » , en considérant la fonction de correction /(.) est toujours négligeable :
L ',,; ,. / , = c M ,-in,,01 APP '- XSm »>o )- 0 M cinjj APP, ', XSm '"o )
avec : E? l'ensemble des indices des symboles dont le bit / vaut 0, E) l'ensemble des indices des symboles dont le bit / vaut 1 Il est bien entendu que ces algorithmes de réduction de complexité par réduction du nombre de canaux et/ou par regroupement de symboles s'appliquent au détecteur ML, ainsi qu'aux détecteurs de type Log-MAP ou Max-Log-MAP. Ces algorithmes de réduction de la complexité peuvent être mis en œuvre une fois les canaux interférents et utile estimés.
Par ailleurs, en regard avec la figure 3 A présentant un schéma de principe d'un récepteur OFDM ou OQAM en présence d'un signal interfèrent, si le nombre de signaux interférents est grand, mais que chacun de ces signaux est reçu avec une puissance faible, le récepteur multi-utilisateur peut passer en mode monoutilisateur : les signaux interférents sont alors considérés comme du bruit additif gaussien, et les moyens 35, 36 associés au canal interfèrent ne sont alors plus activés. Le passage entre ces deux modes de réception (multi- ou mono-utilisateur) peut se faire en mesurant le niveau de puissance reçu sur un élément d'énergie nulle. Si cette puissance, moyennée sur un nombre suffisamment grand de pilotes, est trop faible, le canal interfèrent n'est pas estimé, et on passe en mode monoutilisateur. On présente désormais, en relation avec les figures 5 et 6, un exemple de répartition asymétrique des éléments d'énergie nulle et des pilotes au sein d'une même cellule ou dans deux cellules voisines du réseau de l'invention.
En effet, tous les éléments d'énergie nulle et les pilotes de deux sources voisines du réseau ne sont pas nécessairement émis sur les mêmes points du plan temps-fréquence. L'émission d'un élément d'énergie nulle en un emplacement du plan temps-fréquence où le signal interfèrent est connu permet à un terminal récepteur (par exemple un mobile) de sonder le canal interfèrent, et éventuellement de l'estimer. Cette opération d'estimation du ou des canaux interférents n'est pas nécessairement symétrique : en conséquence, tous les pilotes d'un signal principal ne sont pas toujours associés à des éléments d'énergie nulle d'un signal secondaire. En revanche, chaque élément d'énergie nulle doit nécessairement être localisé au même endroit du plan temps-fréquence qu'un pilote émis par une autre cellule du réseau.
Ainsi, un terminal mobile dans une cellule peut demander une grande précision d'estimation de son canal utile sans pour autant avoir besoin d'une grande précision sur l'estimation de son ou de ses canaux interférents : on obtient alors une répartition asymétrique des pilotes et des éléments d'énergie nulle au sein du signal principal.
Dans le cas particulier où un récepteur reçoit un grand nombre de signaux interférents, tous de faible puissance, ce dernier peut favoriser une bonne précision d'estimation du canal utile, et traiter par exemple les signaux interférents comme un bruit additif gaussien : il passe alors en mode monoutilisateur, comme décrit précédemment, et les éléments d'énergie nulle du signal utile ne lui servent alors plus qu'à sonder la puissance des signaux interférents. Il peut ainsi détecter par exemple qu'il doit repasser en mode multi-utilisateurs, en cas de dépassement d'un seuil de puissance.
De même, la répartition des pilotes et des éléments d'énergie nulle peut ne pas être symétrique entre cellules du réseau.
La figure 5 illustre deux terminaux mobiles Ml et M2 situés dans deux cellules adjacentes du réseau utilisant la même ressource temps-fréquence.
Le mobile M2 dans la deuxième cellule 42 a besoin de sonder précisément la première cellule 41. En revanche, le mobile Ml de la première cellule 41 n'a pas besoin de sonder la deuxième cellule 42 avec la même précision.
En effet, dans l'exemple de la figure 5, la station de base 43 de la première cellule 41 émet un signal de forte puissance, qui perturbe le mobile M2, situé en bordure de la deuxième cellule 42. le mobile M2 a donc besoin d'estimer avec précision le canal interfèrent, pour pouvoir rejeter ce signal de forte puissance en provenance de la première cellule 41.
Le mobile M2 a donc besoin de davantage d'éléments d'énergie nulle (insérés dans le signal utile émis par la station de base de la deuxième cellule 42) que le mobile Ml pour optimiser ses performances.
La périodicité des éléments d'énergie nulle n'est donc pas nécessairement identique à celle des pilotes de référence, utilisés pour estimer le canal utile.
En outre, lorsque les pilotes d'un signal utile et les éléments d'énergie nulle d'un signal interfèrent ne sont pas tous superposés dans l'espace temps- fréquence, les pilotes du signal interfèrent qui ne sont pas superposés à des éléments d'énergie nulle du signal utile sont tout de même utilisés par le récepteur pour améliorer ses performances, et sa qualité de réception.
La figure 6 illustre une répartition particulière des pilotes et des éléments d'énergie nulle dans l'exemple de la figure 5.
Dans la première cellule 41, on émet davantage de pilotes 51 que d'éléments d'énergie nulle 52, afin d'améliorer la précision de l'estimation du canal utile.
Dans la deuxième cellule 42 en revanche, on émet davantage d'éléments d'énergie nulle 52 que de pilotes 51, afin d'améliorer la qualité de l'estimation du canal interfèrent.
Cette situation correspond au cas où la première cellule 41 émet un signal qui vient perturber fortement la deuxième cellule 42, et où, dans la première cellule 41, le signal interfèrent en provenance de la deuxième cellule 42 est plus faible.
Les pilotes de référence 51 qui ne se superposent pas avec des porteuses d'énergie nulle 52 d'une autre cellule peuvent être pris en compte au niveau du détecteur multi-canaux (voir figure 3A).
On présente désormais, en relation avec la figure 7, une technique d'annulation d'interférences (dit traitement de première couronne) à l'émission, qui est mise en œuvre, dans un mode de réalisation particulier de l'invention, pour les systèmes multiporteuses de type OFDM/OQAM. Un tel traitement, qui est décrit plus en détail dans la demande de brevet français n°2 814 302 (incorporée ici par référence), permet d'annuler les interférences produites par les porteuses entourant l'élément de données d'énergie nulle.
De cette façon, en supprimant l'interférence intrinsèque affectant le symbole d'énergie nulle 29 du signal principal, on accroît la qualité de la réception du pilote 30 du signal secondaire, et donc la qualité de l'estimation du canal interfèrent. La technique décrite dans le document de brevet français n°2 814 302 consiste à imposer au moins une contrainte sur la valeur d'au moins un des éléments de données informatifs d'un signal, de façon à réduire, à la réception, au moins un terme d'interférence affectant au moins un des pilotes de ce signal. Plus précisément, on détermine un ensemble de porteuses proches du pilote dans l'espace temps-fréquence et modulées chacune par un élément de données informatif (par exemple, la première couronne entourant le pilote), et on établit une relation déterministe entre les éléments de données informatifs modulant les porteuses de cet ensemble, de façon à réduire, à la réception, l'interférence intrinsèque affectant le pilote.
Dans le cadre de la présente invention, on a envisagé de transposer cette technique d'annulation de l'interférence intrinsèque affectant un pilote au cas de l'annulation de l'interférence intrinsèque affectant un élément d'énergie nulle du signal. Cette technique permet avantageusement de s'affranchir de l'introduction d'intervalles de garde, pendant lesquels aucune information utile n'est transmise, qui étaient utilisés jusqu'à présent, et qui permettent de garantir que toutes les données reçues appartiennent à un même symbole. En effet, une telle solution a pour inconvénient de réduire le débit d'informations pouvant être transmises. Ainsi, dans le cadre de la présente invention, on établit entre les éléments de données informatifs des porteuses référencées 61 à 68 une relation déterministe permettant d'annuler l'interférence intrinsèque affectant l'élément d'énergie nulle modulant la porteuse référencée 20.
La description ci-dessous de la technique d'annulation de l'interférence de la première couronne est faite dans le cas particulier d'un signal OFDM/OQAM utilisant la forme d'onde IOTA. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet enseignement à tout signal OQAM et à toute forme d'onde.
On rappelle brièvement ci-après comment estimer l'interférence intrinsèque dans le cas d'un canal idéal d'une part, et réaliste d'autre part, ainsi que la méthode d'établissement d'une telle relation déterministe. L Interférence intrinsèque (LES') dans le cas d'un canal idéal
Pour un canal idéal, l'interférence sur une porteuse d'étude (m0> n0) ( en l'espèce, un élément d'énergie nulle 29 de la figure 2) dues aux autres porteuses du réseau temps-fréquence est exprimée par I dans l'équation (I) :
Figure imgf000040_0001
où g est une fonction prototype prédéterminée telle que les porteuses du signal sont orthogonales et où les termes aran sont réels et représentent les éléments de données du signal considéré.
Etant donné le caractère fortement localisé en temps et en fréquence supposé de g(t), les termes intervenant significativement dans cette interférence sont dus aux porteuses directement voisines de la porteuse (m0, n0). Ces porteuses sont schématisées sur la figure 7 : elles constituent ce que nous appellerons la « première couronne » liée à la porteuses d'étude.
On considère ainsi la porteuse référencée 20, dont la position dans l'espace temps (respectivement dans l'espace fréquence) est indiquée par n0 (respectivement m0). Une telle porteuse 20 correspond à un élément d'énergie nulle du signal principal. Les porteuses référencées 61 à 68, qui sont directement voisines de l'élément d'énergie nulle 20, constituent la première couronne de cet élément. Elles appartiennent aux symboles OFDM d'indices n0-l, n0 et n0+l, et correspondent aux fréquences porteuses d'indices nio, m0-l et nio+1.
On note C,„o „o le terme d'interférence représentatif de la première couronne, c'est-à-dire le terme d'interférence dû aux porteuses référencées 61 à 68, et Z)mo no le terme d'interférence dû aux autres porteuses du réseau temps- fréquence. On a C „ = ∑a *-*)*-* -^)^ . ^.(^ _ )Vo) avec
(m,n)eCoιιronnem0J,0
Couronne m no ≈ \(m,n)telque((rn - /7îo),( - n0)) s{- 1,0,1} et(m, n) ≠ (m0,n0)> , où Ag représente la fonction d'ambiguïté de la fonction g. Le terme D no est négligeable devant le terme Cm „o . Les caractéristiques de g(t) (réelle, paire et isotrope) impliquent que (0' VO) = Λ(°' ~vo)' <ïu'on notera αi' ( »°) = Ag(~τo >°) » qu'on notera α2> (T 0»VO)
Figure imgf000041_0001
. qu'on notera β-
La condition nécessaire et suffisante plus générale à vérifier pour annuler m0,n0 est :
ai ama +l,n„ _ amn-l,n„ ) + -O az a 0, B+l "~ βm0,H0 -l
(II)
- vfl«o+l,«tt +1 + αmo-l,m) +1 + βmo+l,n0-l + amo-l,n0- ~ ^
On notera que certaines fonctions prototypes, comme notamment la fonction Iota, assurent que a1=a2.
2. Interférence intrinsèque (TES) dans le cas d'un canal réaliste Dans le cas d'un canal réaliste, l'IES (Interférence Entre Symboles) intrinsèque sur la porteuse (mo,n0) s'écrit : ,«r≈ ∑β,»A,«/£m,»W 0,„0( , où Hm>n représente un coefficient
(m,n)≠(m0,n0) complexe de la fonction de transfert du canal, avec m l'indice de la sous-porteuse et n celui du symbole OFDM considérés.
L'IES intrinsèque due à la première couronne dans ce cas réaliste est égale à : - ∑a^K^- ^- *^^ - njr0,(m0 - m)v„)
(m,n)eCouronnemom
Pour pouvoir annuler simplement cette IES, on suppose que le canal est constant sur cette couronne. Ainsi, on a :
Figure imgf000041_0002
et donc
^réaliste
I ' V* 6nio.no *> ' ""* /«o,«o /«o,«o mo,M> '«o,«o + JL mo.no VU"1v' àannuler Cette hypothèse, que l'on réalise en pratique en choisissant les paramètres de la modulation de façon adéquate, permet de se ramener à une annulation du même terme ( C ) que dans le cas idéal.
3. Annulation de l'IES due à la première couronne On suppose dans la suite de ce document que le canal de transmission est quasi-invariant dans le temps sur Q symboles, si Q est la périodicité temporelle du motif des pilotes répartis.
Pour annuler l'IES due à la première couronne relative à la porteuse (m0,n0), il suffit de vérifier l'équation (II). Pour ce faire, on fige un degré de liberté sur cette couronne, qui transportera alors l'équivalent de 7 éléments d'informations utiles (au lieu de 8). La méthode directe pourrait être de choisir d'exprimer a x par exemple, en fonction des 7 autres éléments de la couronne. Néanmoins, une telle opération peut entraîner de fortes variations d'énergie entre cette porteuse et les 7 autres. Par conséquent, dans un mode de réalisation préféré, décrit plus en détail dans la demande de brevet français n°2 814 302,on effectue une transformation linéaire et unitaire, de manière à lisser ce phénomène, et assurer ainsi la conservation de l'énergie.
ANNEXE On présente ci-après les troisième et quatrième étapes d'un algorithme de détection Log-MAP à faible complexité dans le cas d'un système mutli-utilisateur présentant un canal utile et deux canaux interférents. Soit S0(k) le kième symbole de l'utilisateur, k compris entre 0 et M0-l appartenant à la constellation CM0.
Soit Sj (mt) le symbole d'indice ml de l'utilisateur 1, mx compris entre 0 et Ni-1, appartenant à la constellation CN1.
Soit S2 (m2) le symbole d'indice m2 de l'utilisateur 2, m2 compris entre 0 et N2- 1 , appartenant à la constellation CN2.
Etape 3 :
Pour k allant de 0 à M0-l, C0(k) = h0S0(k) ; APP(k)=+∞ ;
Figure imgf000043_0001
Pour m2=0 à M2-l,
D = \\Y- C0(k)- AACirç)- h2S2(θf Δ = D - APP(k) Df = /(|Δ|) si Δ < 0,
APP(k) = D + Df sinon
APP(k) = APP(k)+ Df fin du si
Fin boucle sur m2 Fin boucle sur m! Fin boucle sur k; Etape 4 :
La complexité de l'étape 4 n'est pas réduite par les étapes 1 et 2 : elle dépend seulement de la taille de la constellation CM0 c'est à dire de M0.
Liste0(i)=indice des (M0-l)/2 symboles de CM0 dont le bit d'indice i vaut 0 Liste^≈indice des (M0-l)/2 symboles de C M0 dont le bit d'indice i vaut 1
Pour i allant de 1 à log2(M0-l)/2, IS0=Liste0 (i); IS0p=Liste0 (i-1); Δ0=APP(iS0)-APP(iSoP);
Si Δ0 <0,
L0 (k)= APP(iS0)+f(!Δ0l) Sinon,
L0 (k)= APP(iS0p)+f(IΔ0l); Fin du Si
Fin de la boucle sur i;
Pour i allant de 1 à log2(M0-l)/2, IS^Liste^i); IS^≈ListeJ.i-1);
Figure imgf000044_0001
L^≈ AFPCiS^fflΔ.I); Sinon,
Figure imgf000044_0002
Fin du Si Fin de la boucle sur i;
Remarque : Dans le cas d'un détecteur de type Max-Log-MAP, il suffit de remplacer la fonction/par 0 dans les étapes 3 et 4 du détecteur Log-MAP.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de construction d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives, lesdits symboles étant constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal, lesdits éléments de données comprenant d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits récepteur(s), ledit signal étant émis par une première source d'un réseau de radiocommunication, caractérisé en ce qu'il comprend des étapes de : insertion, dans lesdits éléments de données, d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle ; - positionnement, dans l'espace temps-fréquence, dudit ou desdits élément(s) d'énergie sensiblement nulle à un ou des emplacement(s) correspondant aux emplacements d'éléments de référence d'au moins un second signal multiporteuse, émis par au moins une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal.
2. Procédé de construction selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits éléments de référence sont des pilotes distribués au sein desdits éléments de données selon un motif prédéterminé.
3. Procédé de construction selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits éléments de référence sont regroupés de façon à former intégralement au moins un symbole de référence, présent dans au moins certaines desdites trames.
4. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que lesdits signaux sont de type OFDM.
5. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que deux symboles consécutifs desdits signaux sont séparés par un intervalle de garde de durée sensiblement supérieure au maximum des retards des canaux de propagation associés auxdits signaux.
6. Procédé de construction selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit intervalle de garde est également dimensionne en fonction d'une désynchronisation maximale desdites première et seconde(s) sources.
7. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que lesdits signaux sont de type OFDM/OQAM.
8. Procédé de construction selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit signal construit est de la forme :
où g est une fonction prototype prédéterminée telle que lesdites porteuses sont orthogonales, et où les termes a^,, sont réels et représentent lesdits éléments de données, τ0 étant la durée d'un desdits symboles et v0 étant l'espacement entre lesdites fréquences porteuses, avec l/(v0τ0)=2, et où cpmn=(π/2)*(m+n), m et n étant caractéristiques de la position, respectivement dans l'espace fréquence et dans l'espace temps, de la porteuse portant l'élément de données a^,,.
9. Procédé de construction selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite fonction g est la fonction Iota.
10. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 8 et 9, caractérisé en ce que le paramètre d'étalement temporel de ladite fonction g est de durée sensiblement supérieure au maximum des retards des canaux de propagation associés auxdits signaux.
11. Procédé de construction selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit paramètre d'étalement temporel est également dimensionne en fonction d'une désynchronisation maximale desdites première et seconde(s) sources.
12. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que chacune desdites sources est un élément d'une station de base d'une cellule d'un réseau de radiocommunication cellulaire.
13. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 2 et 4 à 12, caractérisé en ce qu'une desdites fréquences porteuses modulée, à un instant donné, par un desdits éléments de données, étant appelée porteuse, lesdits pilotes forment un motif régulier dans l'espace temps-fréquence, deux pilotes dudit signal consécutifs dans l'espace temps d'une part, et dans l'espace fréquence d'autre part, étant séparés par au moins deux porteuses.
14. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 2 et 4 à 13, caractérisé en ce que, pour au moins un desdits éléments d'énergie sensiblement nulle, il comprend également les étapes suivantes : détermination d'un ensemble de porteuses proches dudit élément d'énergie sensiblement nulle dans l'espace temps-fréquence et modulées chacune par un desdits éléments de données informatifs ; établissement d'une relation déterministe entre lesdits éléments de données informatifs modulant les porteuses dudit ensemble de porteuses, ladite relation déterministe étant choisie de façon à réduire, à la réception, notamment l'interférence intrinsèque affectant ledit élément d'énergie sensiblement nulle.
15. Procédé de construction selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite relation déterministe fige au moins un degré de liberté sur lesdits éléments de données informatifs modulant les porteuses dudit ensemble de porteuses.
16. Procédé de construction selon l'une quelconque des revendications 14 et 15, caractérisé en ce que ledit ensemble d'éléments de données informatifs comprend au moins lesdits éléments de données informatifs appartenant à la première couronne de porteuses entourant ledit élément d'énergie sensiblement nulle dans l'espace temps-fréquence.
17. Signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives, lesdits symboles étant constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal, lesdits éléments de données comprenant d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits récepteur(s), ledit signal étant émis par une première source d'un réseau de radiocommunication, caractérisé en ce que lesdits éléments de données comprennent également au moins un élément d'énergie sensiblement nulle, dont la position dans l'espace temps-fréquence correspond à la position d'au moins un élément de référence d'un second signal multiporteuse, émis par une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal.
18. Procédé de réception d'un signal principal, construit selon le procédé de construction de l'une quelconque des revendications 1 à 16, reçu parmi au moins deux signaux, dont au moins un signal secondaire émis par une source voisine, ledit signal secondaire présentant la même structure que ledit signal principal, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de mesure d'un niveau de puissance reçu lors de l'émission d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle, et une étape de comparaison dudit niveau de puissance mesuré à un seuil prédéterminé.
19. Procédé de réception selon la revendication 18, caractérisé en ce que, si ledit niveau de puissance mesuré est supérieur audit seuil, il met en œuvre une estimation de la fonction de transfert d'au moins un canal de transmission associé à au moins un desdits signaux secondaires, appelé canal interfèrent.
20. Procédé de réception selon la revendication 18, caractérisé en ce que, si ledit niveau de puissance mesuré est inférieur audit seuil, il comprend une étape de passage en mode mono-utilisateur.
21. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 18 à 20, caractérisé en ce qu'il met également en œuvre une estimation de la fonction de transfert d'un canal de transmission associé audit signal principal.
22. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 18 à 21, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une étape de détection multi-utilisateurs, mettant en œuvre un critère probabiliste de limitation de l'influence desdits signaux secondaires sur ledit signal principal.
23. Procédé de réception selon la revendication 22, caractérisé en ce que ledit critère probabiliste appartient au groupe comprenant :
• les critères de type Maximum de Vraisemblance (MV) ;
• les critères de type Maximum a Posteriori (MAP) ;
• les critères de type log-MAP ; • les critères de type Max-Log-MAP.
24. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications des revendications 22 et 23, caractérisé en ce que ladite étape de détection met en œuvre une étape de troncation d'au moins un desdits canaux interférents.
25. Procédé de réception selon la revendication 24, caractérisé en ce que ladite étape de troncation met en œuvre une sélection d'au moins un coefficient de ladite fonction de transfert d'un canal interfèrent, lesdits coefficients sélectionnés étant supérieurs aux autres coefficients.
26. Procédé de réception selon la revendication 24, caractérisé en ce que ladite étape de troncation met en œuvre une sélection d'au moins un desdits canaux interférents, lesdits canaux sélectionnés présentant un rapport signal principal sur signal secondaire inférieur à un seuil prédéterminé T.
27. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 22 à 26, caractérisé en ce que ladite étape de détection comprend une étape de regroupement desdits symboles interférents d'au moins un desdits signaux secondaires.
28. Procédé de réception selon la revendication 27, caractérisé en ce que ledit regroupement met en œuvre un algorithme de quantification vectorielle de type « K-Means ».
29. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 22 à 28, caractérisé en ce que ledit critère probabiliste mis en œuvre dans ladite étape de détection multi-utilisateurs est de type Maximum de Vraisemblance (ML), et en ce que ledit signal principal estimé correspond à un vecteur symbole qui minimise la distance :
Figure imgf000050_0001
avec SMvyL ledit vecteur symbole qui optimise le critère ML, avec i un indice d'un symbole OFDM et un indice d'une porteuse ;
Ytj un signal reçu ;
H.;. un vecteur de taille Kx représentant lesdits canaux de transmission sélectionnés ;
Kx le nombre d'utilisateurs retenus en i, j ; mk un indice d'un symbole d'un utilisateur k ; S un symbole d'indice mk .
30. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 22 à 28, caractérisé en ce que ledit critère probabiliste mis en œuvre dans ladite étape de détection multi-utilisateurs est de type log-MAP, et en ce que ledit signal principal s'exprime sous la forme de « soft bits »
j,ι =
Figure imgf000050_0002
Figure imgf000050_0003
avec Lt . ledit « soft bit » associé à un bit d'indice / d'un symbole utile transmis sur un symbole OFDM d'indice i sur une porteuse d'indice j ; YUj un signal reçu ; fi.ι un vecteur de taille Kx représentant lesdits canaux de transmission sélectionnés ;
Kx le nombre d'utilisateurs retenus en i,j ; mk un indice d'un symbole d'un utilisateur k ;
S un symbole d'indice mk ; σ une variance d'un bruit non corrélé gaussien ;
E un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice l vaut 0 ;
Figure imgf000051_0001
un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice / vaut 1.
31. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 22 à 28, caractérisé en ce que ledit critère probabiliste mis en œuvre dans ladite étape de détection multi-utilisateurs est de type Max-log-MAP, et en ce que et en ce que ledit signal principal s'exprime sous la forme de « soft bits » : Lu ι = Min APPr (Sm )- Min APP .(Sm )
Figure imgf000051_0002
avec : - L( , ledit « soft bit » associé à un bit d'indice / d'un symbole utile transmis sur un symbole OFDM d'indice i sur une porteuse d'indice y ;
Yu un signal reçu ;
Hy un vecteur de taille K représentant lesdits canaux de transmission sélectionnés ; - K le nombre d'utilisateurs retenus en i, j ; mk un indice d'un symbole d'un utilisateur k ;
Sm un symbole d'indice mk ;
E? un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice / vaut 0 ; - E) un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice / vaut 1.
32. Récepteur mettant en œuvre le procédé de réception d'un signal multiporteuse selon l'une quelconque des revendications 18 à 31.
33. Dispositif d'émission d'un signal multiporteuse construit selon le procédé de construction de l'une quelconque des revendications 1 à 16.
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