WO1993015548A1 - Circuit a decoupage de controle du courant a prediction de la decroissance du courant - Google Patents

Circuit a decoupage de controle du courant a prediction de la decroissance du courant Download PDF

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    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/12—Measuring rate of change

Definitions

  • the present invention relates to switching circuits regulating the current in a load.
  • the invention aims to provide a cut-out circuit for controlling the current using the current decay prediction method, the decay sensor being galvanically isolated so as to avoid the use of level translators between different potentials, maintaining good accuracy for an output voltage dynamic greater than 200 and easily adaptable in the case of a bidirectional load current.
  • This problem is solved by converting the time gradient of the load current into a galvanically isolated voltage step, then integrating this step into a capacitor with a high dynamic range circuit after selecting the appropriate polarity.
  • FIG. 1 represents a circuit carrying out with two distinct chains the measurement of the growth of the current and the prediction of its decrease.
  • FIG. 6 shows a variant circuit based on a sampler-blocker simultaneously processing the growth and decline of the current.
  • the vast majority of switching regulators operate by means of a power inductor in series with the load, either directly or through a transformer, the current of which oscillates between two extreme values.
  • the voltage across this inductor represents the derivative of the load current as a function of time and it is easy to obtain a galvanically isolated image of it, by combining a secondary around at least a fraction of this inductor, serving then an inductive sensor.
  • To reconstruct the current from this information one must compensate for the effect of the derivation by a consecutive temporal integration, initialized by the adequate integration constant.
  • the invention provides a current control circuit for a switching regulator based on this principle, a first variant using a fixed integration constant, a second proposing an adaptive assembly. The presentation will first be made with very general modular sets, then several specific achievements will be proposed for each module. To facilitate the comparison of modules of the same type, their homologous inputs / outputs are referenced identically.
  • the first circuit manages with two distinct chains the increase and the decrease of the load current.
  • the signal supplied by load current sensors referenced to a fixed potential is processed by the adaptation interface module 20, ensuring protection, selection, amplification and inversion functions as required. .
  • Its VR output is then compared to a peak current setpoint VI by the comparator 42, so as to deactivate the output of a state flip-flop A3 as soon as the authorized peak value is reached (the input polarities of the comparators are not not specified, because dependent on the overall polarity of the assembly).
  • the decrease in the load current is predicted by an independent chain made up of the module 10, generator galvanically isolated from a current proportional to the time gradient of the load current, this generator being of switchable po ⁇ larity when the load current is bidirectional, and of the precision integrator module 30 providing a voltage VE proportional to the excursion of the decrease in the load current.
  • This voltage is compared to a set point V3 by the comparator 41 so as to reactivate the output of the state flip-flop 43 when the desired excursion has been carried out, which restarts a new cycle.
  • the simplified embodiment of the module 10 given in FIG. 1 applies to a unidirectional current of the load.
  • This current flows in the inductor 11, fraction or all of the power inductor in series with the load, the voltage at its terminals A and B being taken by the secondary 12 galvanically isolated.
  • the resistor 13, in series with the optional resistor 71, makes this module a current generator proportional to the time variations of the load current (the insertion of a resistor 71 in the CE branches or DF makes it possible to detect at its terminals the possibility of an interruption of the load current).
  • the polarity of this current generator must be able to be reversed when the direction of the load current is reversed (when it is bidirectional).
  • Figures 2 and 3 offer two classic examples of polarity inverters, one using a complete inverter with 4 switches, the other using only two switches but requiring a secondary 12 at midpoint (the switches can of course be realized with integrated analog doors).
  • the precision of this stage is due to that of the inductor 11, easily obtained with an air gap, and to that of the resistors 13 and 71 associated with those of the analog gates, preferably paired.
  • the capacitive integrator 30 of FIG. 1 is a conventional precision circuit whose voltage follower 33 allows the potential of point F to faithfully follow that of point E.
  • the current supplied by generator 10 then becomes completely independent of the instantaneous voltage of the capacitor 31.
  • This arrangement is recommended in the case of a unidirectional load current, the integrated follower amplifiers generally having excellent characteristics in offset voltage and in scanning speed.
  • the no less conventional assembly of FIG. 5, said capacitive integrator with virtual mass is on the other hand preferable in the case of a bidirectional current of the load, since the constant voltage of points E and F, equal to REF1, allows the use of simplified analog doors.
  • the integrator 30 is systematically reset to the voltage REF1 during the phases of growth of the current, by closing the switch 32 preferably produced with a NOS or JFET semiconductor (not having a waste voltage).
  • This arrangement provides a current decay excursion proportional to the difference between V3 and REF1. Its precision, limited by the bias current and the offset voltage of the circuit 33 as well as that of the comparator 41, can be excellent thanks to the large dynamic range authorized by V3-REF1.
  • the module 20 is essentially an interface for adapting to the type of current sensors used.
  • the module 20 needs two inputs, protection circuits 21 and an analog multiplexer 22, as shown in FIG. 1, this case corresponding for example to certain four-quadrant current controllers.
  • an H-circuit controlling a bidirectional current it is often possible to have only one current measurement resistance in series with one of the supply poles.
  • the task is even simpler with recent power components, with current mirrors, providing an image fraction of their main current. It then suffices, as indicated in FIG. 4, to link the two image current outputs of the two legs of the H together, before attacking the mass amplifier 24 and possibly an inverting amplifier 23.
  • the switch 52 is closed, the module 50 then behaving like a gain amplifier fixed by the resistors 55 and 56, its source being module 20.
  • the signal VE is thus di ⁇ directly an image of the load current and is compared to the setpoint VI of authorized peak current.
  • comparator 62 deactivates the output of flip-flop 63.
  • the potential REF2 can be non-zero, so as to introduce an offset voltage.
  • the switch 52 is then open and the capacitor 51 discharges at a rate proportional to the gradient of the load current growth, supplied by the module 10. This decrease will be stopped as soon as the signal VE reaches the setpoint V1-V2 , V2 being a voltage proportional to the desired excursion of the decrease in the load current.
  • the comparator 61 then reactivates the output of the flip-flop 63 which can of course be provided with priority STOP and GO priority inputs.
  • the circuit of FIG. 8 is a variant of follower-blocker well known to those skilled in the art. It has the same advantages as those of FIG. 5, namely a virtual mass which allows the analog switches to work at a fixed potential.
  • the comparator 60 of FIG. 6, comparing a signal VE with two high and low thresholds, is called window comparator. This type of comparator can be replaced by the variable threshold comparator described in FIG. 7, advantageous by a very high triggering rapi ⁇ (by a strong positive reaction) and a small number of components.
  • Its analog multiplexer can be produced very simply in FIG. 9 with a differential pair 91 and 92 which may or may not subtract from the voltage VI a voltage V2 at the terminals of the resistor 93.
  • This second circuit (Fig 6) has the advantage of not claiming any amplifier from module 20, this function can be performed by the follower-blocker. It is obvious to those skilled in the art that the circuits of FIGS. 1 and 6 adapt to the measurement of both positive and negative voltages, the polarities of the inputs of the comparators 40 and 60 being appropriately chosen.
  • the invention mainly applies to current control circuits in power cut-off regulators, particularly at high frequency.

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Abstract

Circuit à découpage contrôlant le courant dans une charge, prédisant précisément la décroissance de ce courant grâce à un capteur inductif (12) isolé galvaniquement fournissant la dérivée temporelle du courant de la charge et suivi d'un intégrateur capacitif. Une réalisation à deux chaînes distinctes et une variante adaptative sont proposées. L'invention s'applique principalement aux circuits de contrôle du courant dans les régulateurs à découpage de puissance, particulièrement à haute fréquence.

Description

CIRCUIT A DECOUPAGE DE CONTROLE DU COURANT A PREDICTION DE LA
DECROISSANCE DU COURANT
La présente invention concerne les circuits à découpage régulant le courant dans une charge.
Nés dans les années 1960, les régulateurs à découpage à contrôle du courant ont de nombreux avantages par rapport aux régulateurs à mo¬ dulation de durée d'impulsion: réjection intrinsèque des variations d'entrée, limitation automatique du courant, compensation fréquentielle ai- sée, temps de réponse amélioré, parallèlisation naturelle, simplicité, etc.. Leur mise en oeuvre usuelle consiste à travailler à fréquence fixe en contrôlant uniquement la valeur crête du courant, sa décroissance étant imposée par les paramètres d'impédance et de tension de la charge. Dans certains cas ces paramètres présentent une telle dynamique que l'excursion du courant devient trop importante. On revient alors à une solution plus ancienne encore qui consiste à contrôler à la fois la valeur crête du courant (pendant sa croissance) et son excursion (pendant sa décroissance), la fréquence devenant tout à fait variable. Ce principe né¬ cessite de pouvoir mesurer le courant à sa croissance et à sa décrois- sance, par exemple avec une sonde à effet HALL mise en série avec la charge. Quand ce n'est pas possible, souvent pour des raisons de bande passante trop limitée, on utilise généralement deux sondes de mesure ré¬ sistives ou captant une fraction image du courant de la charge, situées à des potentiels fixes mais différents. Cette disparité des potentiels pose de sérieux problèmes de translation de niveaux, surtout lorsque l'on travaille à tension élevée. Certaines topologies de régulateur, par exemple "Flybac à contrôle primaire", ne peuvent pas assurer, par leur principe même, la mesure de la décroissance du courant. Il faut alors "prédire" cette dé¬ croissance et plusieurs dispositifs inductifs ont déjà été proposés à cet effet, manquant toutefois de précision quand les paramètres de sortie va¬ rient largement, par exemple dans le cas d'une machine électrodynamique dont la tension électromotrice peut varier dans un rapport supérieur à 200. Par ailleurs, les dispositifs déjà existants ne peuvent s'adapter à des courants bidirectionnels (ponts en H), à moins d'être doublés. C'est pourquoi l'invention a pour but de fournir un circuit à dé¬ coupage de contrôle du courant utilisant la mé- thode de prédiction de la décroissance du courant, le capteur de décroissance étant isolé galvaniquement de façon à éviter l'usage de translateurs de niveaux entre potentiels diffé¬ rents, conservant une bonne précision pour une dynamique de tension de sortie supérieure à 200 et aisément adaptable dans le cas d'un courant bidirectionnel de la charge.
Ce problème est résolu en convertissant le gradient temporel du courant de la charge en un échelon de tension isolée galvaniquement, puis en intégrant cet échelon dans un condensateur avec un circuit de précision à large dynamique après en avoir sélectionné la polarité convenable.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront avec la description qui va suivre de certains de ses modes de réalisation donnés à titre d'exemples non limi- tatifs, en référence aux dessins ci-annexés sur lesquels:
- La figure 1 représente un circuit réalisant avec deux chaînes distinctes la mesure de la croissance du courant et la prédiction de sa décroissance.
- Les figures 2 à 5 offrent diverses solutions connues pour réaliser le circuit précédent.
- La figure 6 représente une variante de circuit basée sur un échantillonneur-bloqueur traitant simultanément la croissance et la décroissance du courant.
- Les figures 7 à 9 précisent diverses solutions de réalisation de la figure 6.
Dans leur grande majorité, les régulateurs à découpage fonctionnent grâce à une inductance de puissance en série avec la charge, soit directement, soit au travers d'un trans¬ formateur, dont le courant oscille entre deux valeurs ex- trêmes. La tension aux bornes de cette inductance représente la dérivée du courant de la charge en fonction du temps et il est aisé d'en obtenir une image isolée galvaniquement, en bo¬ binant un secondaire autour d'au moins une fraction de cette inductance, servant alors de capteur inductif. Pour reconsti- tuer le courant à partir de cette information, l'on doit com¬ penser l'effet de la dérivation par une intégration tempo¬ relle consécutive, initialisée par la constante d'intégration adéquate. L'invention propose un circuit de contrôle du cou¬ rant pour régulateur à découpage basé sur ce principe, une première variante utilisant une constante d'intégration fixe, une deuxième proposant un montage adaptatif. La présentation sera tout d'abord faite avec des ensembles modulaires très généraux, puis plusieurs réalisations particulières seront proposées pour chaque module. Pour faciliter la comparaison des modules de même type, leurs entrées/sorties homologues sont référencées identiquement.
Le premier circuit, représenté par la figure 1, gère avec deux chaînes distinctes la croissance et la décroissance du courant de la charge. Pendant la croissance, le signal fourni par des capteurs du courant de la charge référencés à un potentiel fixe est traité par le module interface d'adaptation 20, assurant selon les besoins les fonctions de protection, de sélection, d'amplification et d'inversion. Sa sortie VR est ensuite comparée à une consigne VI de courant crête par le comparateur 42, de façon à désactiver la sortie d'une bascule d'état A3 dès que la valeur crête autorisée est atteinte (les polarités d'entrée des comparateurs ne sont pas précisées, car dépendant de la polarité globale du montage). La décroissance du courant de la charge est prédite par une chaîne indépendante constituée du module 10, générateur isolé galvaniquement d'un courant proportionnel au gradient temporel du courant de la charge, ce générateur étant de po¬ larité commutable lorsque le courant de la charge est bidi- rectionnel, et du module 30 intégrateur de précision fournis¬ sant une tension VE proportionnelle à l'excursion de la dé¬ croissance du courant de la charge. Cette tension est compa¬ rée à une consigne V3 par le comparateur 41 de façon à réac¬ tiver la sortie de la bascule d'état 43 lorsque l'excursion souhaitée a été effectuée, ce qui relance un nouveau cycle.
La réalisation simplifiée du module 10 donnée en figure 1 s'applique à un courant unidirectionnel de la charge. Ce courant circule dans l'inductance 11, fraction ou totalité de l'inductance de puissance en série avec la charge, la tension à ses bornes A et B étant prélevée par le secondaire 12 isolé galvaniquement. La résistance 13, en série avec la résistance optionnelle 71, fait de ce module un générateur de courant proportionnel aux variations temporelles du courant de la charge (l'insertion d'une résistance 71 dans les branches C-E ou D-F permet de détecter à ses bornes l'éventualité d'une interruption du courant de la charge). La polarité de ce gé¬ nérateur de courant doit pouvoir être inversée lorsque le sens du courant de la charge est inversé (quand celui-ci est bidirectionnel). Les figures 2 et 3 proposent deux exemples classiques d'inverseurs de polarité, l'un utilisant un inver¬ seur complet à 4 interrupteurs, l'autre n'utilisant que deux interrupteurs mais nécessitant un secondaire 12 à point mi¬ lieu (les interrupteurs pouvant bien sûr être réalisés avec des portes analogiques intégrées). La précision de cet étage tient à celle de l'inductance 11, obtenue aisément avec un entrefer à air, et à celle des résistances 13 et 71 associées à celles des portes analogiques, de préférence appariées.
L'intégrateur capacitif 30 de la figure 1 est un cir- cuit de précision classique dont le suiveur de tension 33 permet au potentiel du point F de suivre fidèlement celui du point E. Le courant fourni par le générateur 10 devient alors complètement indépendant de la tension instantanée du conden¬ sateur 31. Ce montage est conseillé dans le cas d'un courant unidirectionnel de la charge, les amplificateurs suiveurs in¬ tégrés ayant généralement d'excellentes caractéristiques en tension de décalage et en vitesse de balayage. Le montage non moins classique de la figure 5, dit intégrateur capacitif à masse virtuelle, est par contre préférable dans le cas d'un courant bidirectionnel de la charge, car la tension constante des points E et F, égale à REF1, permet l'usage de portes analogiques simplifiées.
L'intégrateur 30 est réinitialisé systématiquement à la tension REF1 pendant les phases de croissance du courant, en fermant l'interrupteur 32 réalisé de préférence avec un semi¬ conducteur NOS ou JFET (ne présentant pas de tension de dé¬ chet) . Ce montage procure une excursion de décroissance du courant proportionnelle à la différence entre V3 et REF1 . Sa précision, limitée par le courant de polarisation et la ten- sion de décalage du circuit 33 ainsi que celle du comparateur 41, peut être excellente grâce à la grande dynamique autori¬ sée de V3-REF1. On pourra bien entendu doter la bascule 43 d'entrées d'exception STOP et GO, permettant une activation et une désactivation prioritaires de cette bascule. Le module 20 est essentiellement une interface d'adaptation au type de capteurs de courant utilisé. Ainsi, il est rare que le module 20 ait besoin de deux entrées, des circuits 21 de protection et d'un multiplexeur analogique 22, comme représenté sur la figure 1, ce cas correspondant par exemple à certains contrôleurs de courant quatre-quadrants. En effet, même dans le cas d'un circuit en H contrôlant un courant bidirectionnel, il est souvent possible de ne dispo¬ ser qu'une seule résistance de mesure du courant en série avec un des pôles d'alimentation. La tâche est encore plus simple avec les composants de puissance récents, à miroirs de courant, fournissant une fraction image de leur courant prin¬ cipal. Il suffit alors, comme indiqué par la figure 4, de re¬ lier ensemble les deux sorties de courant image des deux jambes du H, avant d'attaquer l'amplificateur à masse vir¬ tuelle 24 et éventuellement un amplificateur inverseur 23.
L'ensemble de ces dispositions est à même d'offrir une précision remarquable, même lorsque la tension de sortie pré¬ sente une dynamique très importante. Toutefois ce premier circuit ne peut s'adapter à des variations rapides de la consigne de courant crête VI. En effet, toute modification de VI intervenant alors qu'un cycle de décroissance est en cours ne sera prise en compte qu'à la fin de ce cycle, quelle qu'en soit la durée, ce qui peut être inacceptable dans certaines applications. Il y a donc lieu de proposer une variante s'adaptant à des variations rapides des consignes, c'est le cas du circuit adaptatif décrit dans la figure 6. Ce circuit utilise les mêmes modules 10 et 20 que précédemment décrits, mais se caractérise par un traitement unifié de la croissance et de la décroissance dans un module suiveur-bloqueur 50. Ce genre de circuit (trac and hold chez les anglo-saxons) est bien connu de l'homme de l'art pour son utilisation de plus en plus fréquente en traitement du signal.
Pendant la phase de croissance du courant de la charge, l'interrupteur 52 est fermé, le module 50 se comportant alors comme un amplificateur de gain fixé par les résistances 55 et 56, sa source étant le module 20. Le signal VE est ainsi di¬ rectement une image du courant de la charge et est comparé à la consigne VI de courant crête autorisé. Dès que cette va leur est atteinte, le comparateur 62 désactive la sortie de la bascule 63. Le potentiel REF2 peut être non nul, de façon à introduire une tension de décalage.
L'interrupteur 52 est alors ouvert et le condensateur 51 se décharge à un rythme proportionnel au gradient de dé¬ croissance du courant de la charge, fourni par le module 10. Cette décroissance sera arrêtée dès que le signal VE atteint la consigne V1-V2, V2 étant une tension proportionnelle à l'excursion souhaitée de la décroissance du courant de la charge. Le comparateur 61 réactive alors la sortie de la bas¬ cule 63 qui peut bien sûr être dotée d'entrées d'exception STOP et GO prioritaires.
De cette façon, toute variation des consignes VI et V2 est immédiatement prise en compte que l'on soit en phase de croissance ou de décroissance. Le circuit de la figure 8 est une variante de suiveur-bloqueur bien connue de l'homme de l'art. Elle présente les mêmes avantages que ceux de la fi¬ gure 5, à savoir une masse virtuelle qui permet aux interrup¬ teurs analogiques de travailler à un potentiel fixe. Le com- parateur 60 de la figure 6, comparant un signal VE à deux seuils haut et bas, est dit comparateur à fenêtre. Ce type de comparateur peut être remplacé par le comparateur à seuil va¬ riable décrit en figure 7, avantagé par une très grande rapi¬ dité de déclenchement (par une forte réaction positive) et un faible nombre de composants. Son multiplexeur analogique peut être réalisé très simplement en Fig 9 avec une paire diffé¬ rentielle 91 et 92 qui soustrait ou non à la tension VI une tension V2 aux bornes de la résistance 93.
Ce deuxième circuit (Fig 6) a l'avantage de ne pas ré- clamer l'amplificateur éventuel du module 20, cette fonction pouvant être réalisée par le suiveur-bloqueur. Il est évident aux yeux de l'homme de l'art que les circuits des figures 1 et 6 s'adaptent à la mesure de tensions aussi bien positives que négatives, les polarités des entrées des comparateurs 40 et 60 étant choisies de manière adéquate.
L'invention s'applique principalement aux circuits de contrôle du courant dans les régulateurs de puissance à dé¬ coupage, particulièrement à haute fréquence.

Claims

REVENDICATIONS
1- Circuit à découpage contrôlant la valeur crête à la croissance et l'excursion de décroissance du courant dans une charge caractérisé en ce que la mesure de la valeur crête du courant de la charge est faite par des capteurs référencés à un potentiel fixe dont le signal est traité par un module 20 d'adaptation assurant selon les besoins les fonctions de sé¬ lection, de protection, d'amplification et d'inversion, ce module 20 fournissant un signal VR proportionnel au courant de la charge qui est comparé à une tension de consigne VI par un comparateur 42 de façon à désactiver la sortie d'une bas¬ cule d'état 43 lorsque cette consigne est atteinte, et carac¬ térisé en ce que l'excursion de décroissance du courant de la charge est prédite au sein d'un module 10 grâce à un capteur inductif 11 en série avec la charge fournissant à ses bornes A et B une tension proportionnelle au gradient temporel du courant de la charge, cette tension étant prélevée et isolée galvaniquement par un secondaire 12 puis transformée en cou- rant par un réseau résistif, ce courant étant intégré par un module 30 intégrateur capacitif de précision dont la sortie VE est comparée à une consigne V3 par un comparateur 41 de façon à réactiver la sortie de la bascule 43 lorsque cette consigne est atteinte, cet intégrateur 30 étant initialisé à un potentiel de référence REFl pendant la phase de croissance du courant de la charge.
2- circuit selon la revendication précédente modifié en ce que les sorties des modules 10 et 20 sont traitées dans un même module 50 suiveur-bloqueur, configuré d'une part pendant la phase de croissance du courant de la charge en suiveur du signal VR fourni par le module 20 avec un gain éventuel fixé par les résistances 55 et 56, la sortie VE du module 50 étant alors comparée à une consigne haute VI par un comparateur 62 de façon à désactiver la sortie d'une bascule d'état 63 dès que cette consigne est atteinte, et configuré d'autre part pendant la phase de décroissance du courant de la charge en bloqueur dont le condensateur 52 intègre le courant généré par le module 10 de façon à ce que la tension de sortie VE prédise avec précision la décroissance du courant de la charge et soit comparée à une consigne basse V1-V2 par un comparateur 61, V2 étant une tension proportionnelle à l'excursion souhaitée du courant de la charge, pour réactiver la bascule 63 dès que VE est égale à V1-V2. 3- Circuit selon la revendication précédente caracté¬ risé en ce que les comparateurs 61 et 62 sont remplacés par un unique comparateur à seuil variable dont le seuil est suc¬ cessivement égal à VI pendant la phase de croissance du cou¬ rant de la charge puis à V1-V2 pendant la phase de décrois- sance du courant de la charge.
4- Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que le module 20 est adapté pour traiter le courant image du courant de la charge fourni par les semi-conducteurs à miroir de courant, par un premier étage amplificateur à masse virtuelle 24, puis par un éven¬ tuel étage 23 amplificateur inverseur.
5- Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que la polarité du courant fourni par le module 10 est sélectionnable par un dispositif inverseur lorsque le courant de la charge est bidirectionnel.
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CN117134303A (zh) * 2023-10-27 2023-11-28 深圳市长天智能有限公司 智能接触器的初始化方法
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