WO1990016116A1 - Detector circuit for a programmable matched filter - Google Patents
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Abstract
In order to recognise a predeterminable signal (v(t)) in input signals (u(t)), the latter are taken to a first multiplier (M1) and the predeterminable signal (v(t)) to a second (M2), to the input side of which is applied a carrier signal (p(t)) with a carrier frequency (fo). The outputs of the multipliers (M1, M2) are connected to signal inputs (E1, E2) of a convolver (C). In order to be able fully to evaluate the information of the input signals (u(t)) and (v(t)) and to obtain bipolar output signals (g(t)) for further processing, the carrier signal (p(t)) is taken to a frequency doubler (FV), the output (7) of which is connected to an input (6) of a further multiplier (M3). The output signal (c(t)) of the convolver (C) is applied to another input (5) of the further multiplier (M3).
Description
Detektorschaltung für ein programmierbares matched Filter Detector circuit for a programmable matched filter
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erkennen eines vorgebbaren Signals in Eingangssignalen The invention relates to a circuit arrangement for recognizing a predefinable signal in input signals
mit einem ersten Multiplizierer, der einen mit den Eiπgangssignalen beaufschlagbaren Eingang und einen weiteren mit einem Trägersignal mit einer Trägerfrequenz beaufschlagbaren Eingang aufweist, und mit einem zweiten. Multiplizierer, der einen mit dem vorgebbaren Signal beaufschlagbaren Eingang und einen weiteren mit dem Trägersignal mit der Trägerfrequenz beaufschlagbaren Eingang aufweist, wobei die Multiplizierer ausgangsseitig jeweils mit einem Signaleingang eines Convolvers verbunden sind. Eine derartige Schaltungsanordnung wird in einem Aufsatz von Dr. techn. H.-P. Graßl in "Elektronik", 6/22.03.1985, Seiten 61 ff. beschrieben. Diese bekannte Schaltungsanordnung gestattet die Erkennung eines bestimmten Codes aus empfangenen Nachrichtensignalen, die einem Eingang eines ersten Multiplizierers als Eingangssignale zugeführt werden. Ein weiterer Eingang des ersten Multiplizierers wird mit einem Trägersignal mit einer vorgebbaren Trägerfrequenz beaufschlagt. Der Ausgang des ersten Multiplizierers steht mit einem Signaleingang eines Convolvers in Verbindung. Ein weiterer Signaleingang des Convolvers ist mit einem Ausgang eines zweiten Multiplizierers verbunden. Ein Eingang des zweiten Multiplizierers ist mit dem Trägersignal mit der vorgebbaren Trägerfrequenz beaufschlagt und ein with a first multiplier, which has an input to which the input signals can be applied and a further input to which a carrier signal can be applied, and a second input. Multiplier, which has an input to which the predefinable signal can be applied and a further input to which the carrier signal can be applied at the carrier frequency, the multipliers on the output side each being connected to a signal input of a convolver. Such a circuit arrangement is described in an article by Dr. technical H.-P. Graßl in "Electronics", 6 / 22.03.1985, pages 61 ff. This known circuit arrangement allows a specific code to be recognized from received message signals which are fed to an input of a first multiplier as input signals. A further input of the first multiplier is supplied with a carrier signal with a predeterminable carrier frequency. The output of the first multiplier is connected to a signal input of a convolver. Another signal input of the convolver is connected to an output of a second multiplier. An input of the second multiplier is supplied with the carrier signal with the predeterminable carrier frequency and a
weiterer Eingang des zweiten Multiplizierers ist mit dem further input of the second multiplier is with the
Ausgang eines Code-Generators verbunden. Ausgangsseitig Output of a code generator connected. Output side
schließt sich an den Convolver ein Bandpaßfilter an, dessen Ausgang mit einem Hüllenkurvendemodulator verbunden ist. Mit dem Ausgangssignal des Hüllenkurvendemodulators wird ein
Schwellwertdetektor eingangsseitig beaufschlagt . De r Ausgang des Schwellwertdetektors bildet den Ausgang der Schaltungsanordnung . Der Convolver weist ein Eingangsarbeitsband mit einer Mittenfrequenz auf , die in der Regel wesentlich höher liegt als die Mittenfrequenz des sogenannten Basisbandes , in dem sich die Frequenzen der im Convolver zu verarbeitenden Signale befinden; er weist ein Ausgangsarbeitsband auf , dessen Mittenfrequenz der doppelten Mittenfrequenz des Eingangsarbeitsbandes entspricht. Die empfangenen Nachrichtensignale werden mit Hilfe des ersten Multiplizierers auf die Mittenfrequenz des Eingangsarbeitsbandes des Convolvers umgesetzt . Der Codegenerator produziert eine zeitlich inverse Version des Codes , der in den empfangenen Nachrichtensignalen erkannt werden soll. Diese Version des Codes wird dem einen Signaleingang des Convolvers repetitiv zugeführt , nachdem sie in gleicher Weise wie die empfangenen Nachrichtensignale mit Hilfe des zweiten Multiplizierers auf die Mittenfrequenz des Eingangsarbeitsbandes des Convolvers umgesetzt wurde . Bei einer vollständigen Korrelation zwischen den empfangenen Nachrichtensignalen und der generierten Version des gesuchten Codes erhält man als Ausgangssignal des Convolvers die Autokorrelationsfunktion des Codes , die ein relativ schmales und ausgeprägtes Maximum aufweist . Nach der Hul lenkurvendemodulation kann dieses Maximum durch den Schwellwertdetektor leicht erkannt werden . Durch die Hullenkurvendemodulation steht jedoch nur ein unipolares Ausgangssignal zur Verfügung , dessen Wertebereich zwischen Null und einer positiven Maximalspannung variiert. Damit sind die in bipolaren Eingangssignalen enthaltenen Informationen nicht vollständig auswertbar . Dadurch, daß nur unipolare Ausgangssignale ausgewertet werden , wird der Dynamikbereich des Convolvers nur zu annähernd 50 % ausgenutzt. Eine weitere Einschränkung des Dynamikbereichs des Convolvers tritt durch die Schwellwertspannung der in dem Hüllenkurvendemodulator enthaltenen Gleichrichterelemente auf .
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die genannten Einschränkungen der bekannten Schaltungsanordnung zu umgehen und eine Schaltungsanordung zu schaffen, die unter weitgehender Eliminierung von Störgrößen eine umfassendere Auswertung der Eingangssignale des Convolvers ermöglicht. a bandpass filter connects to the convolver, the output of which is connected to an envelope curve demodulator. With the output signal of the envelope curve demodulator a Threshold value detector acted on the input side. The output of the threshold detector forms the output of the circuit arrangement. The convolver has an input working band with a center frequency, which is generally much higher than the center frequency of the so-called baseband, in which the frequencies of the signals to be processed in the convolver are located; it has an output working band, the center frequency of which corresponds to twice the center frequency of the input working band. The received message signals are converted to the center frequency of the input working band of the convolver with the aid of the first multiplier. The code generator produces an inverse-time version of the code that is to be recognized in the received message signals. This version of the code is fed to the one signal input of the convolver repetitively after it has been converted to the center frequency of the input working band of the convolver in the same way as the received message signals with the aid of the second multiplier. With a complete correlation between the received message signals and the generated version of the searched code, the output signal of the convolver is the autocorrelation function of the code, which has a relatively narrow and pronounced maximum. After the envelope curve demodulation, this maximum can be easily recognized by the threshold value detector. Due to the envelope curve demodulation, however, only a unipolar output signal is available, whose value range varies between zero and a positive maximum voltage. This means that the information contained in bipolar input signals cannot be fully evaluated. Because only unipolar output signals are evaluated, only approximately 50% of the dynamic range of the convolver is used. A further limitation of the dynamic range of the convolver occurs due to the threshold voltage of the rectifier elements contained in the envelope curve demodulator. The invention is based on the object of circumventing the limitations of the known circuit arrangement and of creating a circuit arrangement which enables a more extensive evaluation of the input signals of the convolver while largely eliminating disturbance variables.
Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art besteht die Lösung dieser Aufgabe erfindungsgemäß darin, daß das Trägersignal mit der Trägerfrequenz auf einen Eingang eines Frequenzverdopplers geführt ist, dessen Ausgangssignal als Demodulationsträger einen Eingang eines weiteren Multiplizierers beaufschlagt, daß ein weiterer Eingang des weiteren Multiplizierers mit dem Ausgangssignal des Convolvers beaufschlagt ist und daß eine Phasenabgleichsmöπlichkeit zur Einstellung einer Demodulationsphase zwischen dem Ausgangssignal des Convolvers und dem Demodulationsträger besteht. In a circuit arrangement of the type specified at the outset, this object is achieved, according to the invention, in that the carrier signal with the carrier frequency is routed to an input of a frequency doubler whose output signal acts as a demodulation carrier on an input of a further multiplier, that a further input of the further multiplier with the output signal is applied to the convolver and that there is a phase adjustment possibility for setting a demodulation phase between the output signal of the convolver and the demodulation carrier.
Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht darin, daß ein bipolares Ausgangssignal geschaffen wird, indem das im Ausgangsarbeitsband liegende Ausgangssignal des Convolvers mit einem weiteren Multiplizierer (synchroner Demodulator) zurück auf das Basisband transformiert wird (Demodulation). Dieser multipliziert das gegebenenfalls bandbegrenzte Ausgangssignal des Convolvers mit dem Demodulationsträger, der in vorteilhafter Weise durch einfache Frequenzverdopplung der Trägerfrequenz aus dem Trägersignal gewonnen wird. Damit ist gewährleistet, daß der Demodulationsträger und das Trägersignal phasenstarr zueinander sind, wobei durch die Phasenabgleichsmöglichkeit die Demodulationsphase unabhängig vom u. a. temperaturabhängigen Verhalten des Convolvers gehalten wird. An essential advantage of the circuit arrangement according to the invention is that a bipolar output signal is created by transforming the output signal of the convolver lying in the output working band back to the baseband with another multiplier (synchronous demodulator) (demodulation). This multiplies the possibly band-limited output signal of the convolver by the demodulation carrier, which is advantageously obtained from the carrier signal by simple frequency doubling of the carrier frequency. This ensures that the demodulation carrier and the carrier signal are phase locked to one another, the demodulation phase being independent of u. a. temperature-dependent behavior of the convolver is maintained.
Ein besonders großes Ausgangssignal ist bei einer Demodulationsphase von Null oder einem ganzzahligen Vielfachen von π zu erhalten. Eine Phasenabgleichsmöglichkeit zur Einstellung der Demodulationsphase zwischen dem Ausgangssignal des Con
volvers und dem als Demodulationsträger dienenden Ausgangssignal des Frequenzverdopplers besteht beispielsweise darin, einen entsprechenden Verzögerungsbaustein oder einen Phasenschieber in dem Signalzweig des Frequenzverdopplers anzuordnen. Hinsichtlich des schaltungstechnischen Aufwandes ist es besonders vorteilhaft, daß zum Phasenabgleich die Trägerfrequenz gegenüber der Mittenfrequenz des Eingangsarbeitsbandes des Convolvers verstimmbar ist. Die Demodulation des Ausgangssignals des Convolvers mit dem Demodulationsträger durch den weiteren Multiplizierer führt zu Mischprodukten, deren Spektralanteile bei einem Vielfachen der Trägerfrequenz liegen. Diese Spektralanteile können in vorteilhafter Weise dadurch unterdrückt werden, daß dem weiteren Multiplizierer ausgangsseitig ein Tiefpaßfilter nachgeordnet ist. A particularly large output signal can be obtained with a demodulation phase of zero or an integral multiple of π. A phase adjustment option for setting the demodulation phase between the output signal of the Con volvers and the output signal of the frequency doubler serving as a demodulation carrier consists, for example, of arranging a corresponding delay module or a phase shifter in the signal branch of the frequency doubler. With regard to the complexity of the circuitry, it is particularly advantageous that the carrier frequency can be detuned from the center frequency of the input working band of the convolver for phase adjustment. The demodulation of the output signal of the convolver with the demodulation carrier by the further multiplier leads to mixed products whose spectral components are at a multiple of the carrier frequency. These spectral components can advantageously be suppressed in that a low-pass filter is arranged on the output side of the further multiplier.
Eine weitere vorteilhafte Fortbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sieht vor, daß der weitere Multiplizierer von einem Ringmischer gebildet ist. Ein Ringmischer zeichnet sich durch eine besonders hohe Dynamik und eine hohe Mischsteilheit aus, was sich vorteilhaft durch vergleichsweise geringe Stδreinflüsse auswirkt. A further advantageous development of the circuit arrangement according to the invention provides that the further multiplier is formed by a ring mixer. A ring mixer is characterized by a particularly high dynamic and high mixing steepness, which has an advantageous effect due to comparatively low interference.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wird im folgenden anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen The circuit arrangement according to the invention is explained below with reference to the drawing. Show it
Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines in einem Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verwendbaren Convolvers und Fig. 1 shows the basic structure of a convolver usable in an embodiment of the circuit arrangement according to the invention and
Fig. 2 den Signallaufplan eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Fig. 2 shows the signal diagram of an embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
Nach Fig. 1 besteht ein als Oberflächenwellen-Bauelement ausgeführter Convolver C aus einem langgestreckten, schmalen piezoelektrischen Kristall K, auf dessen Oberfläche im Bereich seiner seitlichen Enden zwei Interdigitalwandler IW1 und IW2 aufgebracht sind. Diese transformieren an Signaleingängen E1
und E2 anliegende elektrische Eingangssignale s(t) und r(t) in akustische Obe rflächenwellen . Diese lauf en auf einer gemeinsamen Spur in Richtung der Pfeile Pl bzw. P2 einander entgegen; eine langgestreckte Integrationselektrode IE, die den Bereich zwischen den Interdigitalwandlern IWl und IW2 fast vollständig bedeckt, integriert auf dem piezoelektrischen 1, a convolver C designed as a surface wave component consists of an elongated, narrow piezoelectric crystal K, on the surface of which two interdigital transducers IW1 and IW2 are applied in the region of its lateral ends. These transform at signal inputs E1 and E2 applied electrical input signals s (t) and r (t) in acoustic surface waves. These run towards each other on a common track in the direction of arrows P1 and P2; an elongated integration electrode IE, which almost completely covers the area between the interdigital transducers IW1 and IW2, is integrated on the piezoelectric
Kristall entstehende Polarisationsladungen. Zwischen den Mittelpunkten der Interdigitalwandler IWl und IW2 liegt eine Weglänge L, die als Produkt der Laufzeit T einer Oberflächenwelle zwischen den Mittelpunkten der Interdigitalwandler IWl und IW2 und ihrer Ausbreitungsgeschwindigkeit vo ausgedrückt werden kann. In gleicher Weise läßt sich die Länge Li. der Integrationselektrode IE als Produkt einer Laufzeit Ti. einer Oberflächenwelle von Anfang bis Ende der Integrationselektrode IE und ihrer Ausbreitungsgeschwindigkeit vo darstellen. Die Laufzelt Ti ist gleichbedeutend mit der Integrationsdauer Ti. des Crystal polarization charges. Between the centers of the interdigital converters IW1 and IW2 there is a path length L which can be expressed as the product of the transit time T of a surface wave between the centers of the interdigital converters IW1 and IW2 and their propagation speed v o . In the same way, the length L i . the integration electrode IE as the product of a running time T i . represent a surface wave from the beginning to the end of the integration electrode IE and its propagation speed v o . The marquee T i is synonymous with the integration period T i . of
Convolvers C. Convolvers C.
An der Integrationselektrode IE ist ein Ausgangssignal c(t) abgreifbar, das aufgrund der fortlaufenden Relativverschiebung zwischen den beiden zu Oberflächenwellen gewandelten elektrischen Eingangssignalen s(t) und r(t) deren mit der ortsabhängigen Impulsantwort (Uniformitätsfunktion) der Integrationselektrode IE gewichtete Faltung darstellt. Weitere Ausführungen zur Uniformität eines Convolvers sind einem Aufsatz von Dr. An output signal c (t) can be tapped from the integration electrode IE, which, owing to the continuous relative shift between the two electrical input signals s (t) and r (t) converted to surface waves, represents their convolution weighted by the location-dependent impulse response (uniformity function) of the integration electrode IE. Further information on the uniformity of a convolver can be found in an essay by Dr.
H.-P. Graßl und H. Engan in "IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics", Vol. Su-32, No. 5, Sept. 1985 entnehmbar. Unter Impulsantwort ist die Reaktion (d. h. das Ausgangssignal) eines Systems bei eingangsseitiger Beaufschlagung mit einem Dirac-Impuls zu verstehen (vgl. z. B. Otto Mildenberger "Grundlagen der Systemtheorie für Nachrichtentechniker", Hanser Verlag, 1981, S. 48 - 50). H.-P. Graßl and H. Engan in "IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics", Vol. Su-32, No. 5, September 1985. Impulse response is the reaction (ie the output signal) of a system when a Dirac pulse is applied to the input (see, for example, Otto Mildenberger "Fundamentals of System Theory for Telecommunications Engineers", Hanser Verlag, 1981, pp. 48-50) .
Aufgrund der gegenläufigen Ausbreitung der Oberflächenwellen weist das Ausgangsarbeitsband des Convolvers C eine Mittenfrequenz auf, die der zweifachen Mittenfrequenz fco seines Ein
gangsarbeitsbandes entspricht; das Ausgangssignal c(t ) weist somit eine Frequenzverdopplung bzw. eine Zeitkomprimierung um den Faktor zwei auf . Die Uniformitätsfunktion ist modellhaft als Funktion einer Zeitvariablen τ und einer Ortsvariablen ξ beschreibbar , wobei τ das Produkt des Ortsabstandes zu einem von der Mitte der Integrationselektrode IE gebildeten Bezugspunkt 0 mit der Ausbreitungsgeschwindigkeit vo der Oberflächenwellen ist:
Due to the opposite propagation of the surface waves, the output working band of the convolver C has a center frequency that is twice the center frequency f co of its on gangs work band; the output signal c (t) thus has a frequency doubling or a time compression by a factor of two. The uniformity function can be described as a function of a time variable τ and a location variable ξ, where τ is the product of the location distance to a reference point 0 formed by the center of the integration electrode IE with the propagation velocity v o of the surface waves:
δ : Dirac-Impuls δ: Dirac pulse
Dabei ist die ortsabhängige Dämpfung der Integrationselektrode IE durch eine Dämpfungsfunktion eD( τ ) berücksichtigt ; die Integrationselektrode IE weist in der Praxis im Gegensatz zu ihrer Darstellung in der Fig . 1 mehrere verteilt angeordnete Abgri ffspunkte für die Polarisationsladungen auf ; dadurch auftretende Lauf zeitunterschiede sind durch eine Dispersionsfunktion TD( τ ) berücksichtigt. Auftretende Störungen durch Selbstfaltungen und Bandbegrenzungen der Eingangssignale sind hier vernachlässigt. Damit läßt sich das Ausgangssignal c(t) am Ausgang A des Convolvers C nach Fig . 1 durch folgendes Faltungsprodukt beschreiben: The location-dependent attenuation of the integration electrode IE is taken into account by an attenuation function e D (τ); In practice, the integration electrode IE, in contrast to its representation in FIG. 1 several distributed tapping points for the polarization charges; Differences in running times that occur are taken into account by a dispersion function T D (τ). Interference caused by self-folding and band limitation of the input signals are neglected here. The output signal c (t) at the output A of the convolver C according to FIG. 1 by the following folding product:
Figur 2 zeigt zu untersuchende Eingangssignale u(t ) , die auf einen Eingang 1 eines ersten Multiplizierers M1 geführt sind . Ein weiterer Eingang 2 des ersten Multiplizierers Ml ist mit einem Trägersignal p(t) beaufschlagt. Das Trägersignal p(t) weist eine Trägerfrequenz fo von 350 MHz auf . Ein zweiter FIG. 2 shows input signals u (t) to be examined which are fed to an input 1 of a first multiplier M1. A further input 2 of the first multiplier M1 is supplied with a carrier signal p (t). The carrier signal p (t) has a carrier frequency f o of 350 MHz. A second
Multiplizierer M2 ist an einem Eingang 3 mit einem vorgebbaren Signal v(t ) beaufschlagt , während sein weiterer Eingang 4 ebenfalls mit dem Trägersignal p( t ) beaufschlagt ist. Die Multiplier M2 is supplied with a predeterminable signal v (t) at an input 3, while its further input 4 is also supplied with the carrier signal p (t). The
Ausgänge der Multiplizier M1 bzw . M2 sind auf die Signalein
gänge E1 und E2 des Convolvers C (vgl. Figur 1) geführt. Die so erzeugten elektrischen Eingangssignale s(t) und r(t) des Convolvers C weisen dadurch ein unterdrücktes Trägersignal p(t) mit der Trägerfrequenz fo auf. Das Eingangsarbeitsband des Convolvers C hat eine Mittenfrequenz fco von 350 MHz. Das am Ausgang A des Convolvers C auftretende Ausgangssignal c(t) weist infolge der obengenannten Frequenzverdopplung des Convolvers C ein unterdrücktes Trägersignal mit einer Trägerfrequenz 2. fo = 700 MHz auf und wird über einen Bandpaßfilter BP, der eine Mittenfrequenz fm von 700 MHz und eine Bandpaßbreite von 200 MHz aufweist, als Signal c'(t) einem Eingang 5 eines als Ringmischer ausgebildeten weiteren Multiplizierers M3 zugeführt. Ein weiterer Eingang 6 des weiteren Multiplizierers M3 ist mit einem Ausgang 7 eines Frequenzverdopplers FV verbunden, der eingangsseitig mit dem Trägersignal p(t) beaufschlagt ist. Am Ausgang des Frequenzverdopplers FV ist ein Demodulationsträger q(t) abgreifbar, der als Demodulationsfrequenz die doppelte Trägerfrequenz fo aufweist. Zwischen dem Signal c'(t) und dem Demodulationsträger q(t) tritt eine Demodulationsphase α DEM auf. Mit dem Ausgangssignal g'(t) des weiteren Multiplizierers wird ein Tiefpaßfilter TP eingangsseitig beaufschlagt, das eine Grenzfrequenz fg1 von 100 MHz hat. Das Ausgangssignal des Tießfaßfilters TP bildet ein Ausgangssignal g(t) der Schaltungsanordnung. Outputs of multiplier M1 resp. M2 are on the signal gears E1 and E2 of convolver C (see FIG. 1). The electrical input signals s (t) and r (t) of the convolver C thus generated have a suppressed carrier signal p (t) with the carrier frequency f o . The input working band of Convolver C has a center frequency f co of 350 MHz. The output signal c (t) occurring at the output A of the convolver C has a suppressed carrier signal with a carrier frequency 2. f o = 700 MHz due to the above-mentioned frequency doubling of the convolver C and is transmitted via a bandpass filter BP which has a center frequency f m of 700 MHz and has a bandpass width of 200 MHz, fed as signal c '(t) to an input 5 of a further multiplier M3 designed as a ring mixer. Another input 6 of the further multiplier M3 is connected to an output 7 of a frequency doubler FV which is supplied with the carrier signal p (t) on the input side. At the output of the frequency doubler FV, a demodulation carrier q (t) can be tapped, which has twice the carrier frequency f o as the demodulation frequency. A demodulation phase α DEM occurs between the signal c '(t) and the demodulation carrier q (t). The output signal g '(t) of the further multiplier is applied to a low-pass filter TP on the input side, which has a cut-off frequency f g1 of 100 MHz. The output signal of the Tießfaßfilter TP forms an output signal g (t) of the circuit arrangement.
Der Convolver soll Signale verarbeiten, die im allgemeinen innerhalb eines sogenannten Basisbandes liegen; dieses Basisband hat in der Regel einen Frequenzbereich von Null Hz bis zu einer maximalen Frequenz, die im allgemeinen im Bereich von 50 MHz liegt. Die Mittenfrequenz fco des Eingangsarbeitsbandes üblieher Convolver liegt für die Eingangssignale s(t) und r(t) in der Regel aber wesentlich höher (im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 bei 350 MHz). Die zu verarbeitenden Signale u(t) The convolver should process signals that are generally within a so-called baseband; this baseband generally has a frequency range from zero Hz to a maximum frequency, which is generally in the range of 50 MHz. However, the center frequency f co of the input working band of conventional convolvers is generally much higher for the input signals s (t) and r (t) (at 350 MHz in the exemplary embodiment according to FIG. 2). The signals to be processed u (t)
und v(t) werden durch die dem Convolver C eingangsseitig and v (t) are on the input side of the convolver C.
vorgeordneten Multiplizierer M1 und M2 vom Basisband auf die Mittenfrequenz fco des Eingangsarbeitsbandes des Convolvers C
umgesetzt. Dies geschieht durch eine Multiplikation mit dem Trägersignal p(t) = cos (ωot) G1-3 mit: ωo :Trägerkreisfrequenz, upstream multipliers M1 and M2 from the baseband to the center frequency f co of the input working band of the convolver C implemented. This is done by multiplying by the carrier signal p (t) = cos (ω o t) G1-3 with: ω o : carrier angular frequency,
so daß gilt: s(t) = u(t).p(t) und G1-4 r(t) = v(t).p(t). G1-5 so that: s (t) = u (t) .p (t) and G1-4 r (t) = v (t) .p (t). G1-5
Damit ergibt sich aus der Gleichung G1-2 This results from equation G1-2
Unter Berücksichtigung des Verhältnisses der Integrationsdauer T. zur Mittenfrequenz fco des Eingangsarbeitsbandes des Taking into account the ratio of the integration time T. to the center frequency f co of the input working band of the
Convolvers C läßt sich zeigen, daß der zweite Therm der rechten Seite der Gleichung G1-6 vernachlässigbar ist. Zur Schaffung bipolarer Ausgangssignale g(t) der Schaltungsanordnung wird das Ausgangssignal c(t) vom Ausgangsarbeitsband des Convolvers C mit dem weiteren Multiplizierer M3 zurück auf das Basisband transformiert. Dieser multipliziert dazu das bandbegrenzte Signal c'(t) mit dem Demodulationsträger q(t) = cos (2ωo.t). G1-7 Convolver C shows that the second therm on the right side of equation G1-6 is negligible. To create bipolar output signals g (t) of the circuit arrangement, the output signal c (t) from the output working band of the convolver C is transformed back to the baseband with the further multiplier M3. For this purpose, this multiplies the band-limited signal c '(t) by the demodulation carrier q (t) = cos (2ω o .t). G1-7
Das Ausgangssignal g'(t) des weiteren Multiplizierers M3 ergibt
sich damit unter Be rücksichtigung de r Ausblendeigenschaft de s Dirac- Impu lses und Integrati on zu The output signal g '(t) of the further multiplier M3 results taking into account the blanking property of the Dirac impulse and integration
Die Trägerfrequenz fo des Trägersignals p(t) ist im Hinblick auf den Frequenzbereich der Eingangssignale u(t) bzw. des vorgebbaren Signals v(t) so zu wählen, daß die Ausgangssignale der Multiplizierer M1 bzw. M2 innerhalb des Eingangsarbeitsbandes des Convolvers C liegen. Im vorliegenden Beispiel wird postuliert, daß die Signale u(t) und v(t) bandbegrenzt sind auf 50 MHz, wenn das Ausgangsarbeitsband des Convolvers C eine Bandbreite von ca. 200 MHz aufweist. Durch die Frequenzverdopplung im The carrier frequency f o of the carrier signal p (t) is to be selected with regard to the frequency range of the input signals u (t) or the predeterminable signal v (t) such that the output signals of the multipliers M1 and M2 within the input working band of the convolver C lie. In the present example it is postulated that the signals u (t) and v (t) are band-limited to 50 MHz if the output working band of the Convolver C has a bandwidth of approx. 200 MHz. By doubling the frequency in
Frequenzverdoppler FV ist ein bezüglich des Trägersignals p(t) phasenstarrer Demodulationsträger q(t) gewonnen. Das Ausgangssignal c(t) wird mit Hilfe des Bandpaßfilters BP auf eine Bandbreite von 200 MHz bei einer Mittenfrequenz fm von 700 MHz begrenzt , um durch Ubersprechef fekte de s Convolvers C entstehende Übersprechsignale auszublenden . Diese Bandbreitenbegrenzung
auf 200 MHz gilt auch für bei der vierfachen Trägerfrequenz fo liegende Mischprodukte , nämlich die Signale g' 2 (t) und g ' 3 (t ) (s . Gleichung G1-8 ) . Ihre tiefsten Spektralanteile liegen daher derart , daß sie mit dem Tießpaßfilter TP unterdrückt werden . Die durch Laufzeitunterschiede bedingte und durch die Dispersionsfunktion TQ(r) berücksichtigte Dispersion ( s . Gleichung G1-1 ) ist im Hinblick auf die minimale Periodendauer der Eingangssignale u( t ) bzw . des vorgebbaren Signals v (t) vernachlässigbar. Frequency doubler FV is a phase-locked demodulation carrier q (t) with respect to the carrier signal p (t). The output signal c (t) is limited by means of the bandpass filter BP to a bandwidth of 200 MHz at a center frequency f m of 700 MHz in order to suppress crosstalk signals arising from crosstalk effects of the convolver C. This bandwidth limit to 200 MHz also applies at four times the carrier frequency f o lying mixing products, namely the signals g '2 (t) and g' 3 (t) (s. Equation G1-8). Their deepest spectral components are therefore such that they are suppressed with the low pass filter TP. The dispersion caused by time differences and taken into account by the dispersion function T Q (r) (see equation G1-1) is to be considered with regard to the minimum period of the input signals u (t) or. of the predeterminable signal v (t) is negligible.
Die Größe des Ausgangssignals g' ( t ) nach Gleichung G1-8 ist bestimmt durch den Faktor cos dabei
The size of the output signal g '(t) according to equation G1-8 is determined by the factor cos
stellt der erste Term des Arguments eine bauteilbedingte Phasenschwankung um ωo dar , die in einer Größenordnung von ± 10º liegt. the first term of the argument represents a component-related phase variation around ω o , which is of the order of magnitude of ± 10º.
Um ein möglichst hohes, vorzeichenrichtiges Ausgangssignal g'(t) zu erhalten, ist die Trägerfrequenz fo (in der Figur 2 in nicht näher dargestellter Weise) geringfügig (ca. ± 100 kHz) gegenüber der Mittenfrequenz fco des Convolvers C verstimmbar, so daß für die Demodulationsphase α DEM zwischen dem Signal c'(t) und dem Demodulationsträger q(t)
i in Gleichung G1-8 erfüllt ist. Das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung ergibt sich damit zu %
In order to obtain the highest possible signed signal g '(t), the carrier frequency f o (in a manner not shown in FIG. 2) is slightly detunable (approx. ± 100 kHz) with respect to the center frequency f co of the convolver C, see above that for the demodulation phase α DEM between the signal c '(t) and the demodulation carrier q (t) i in equation G1-8 is satisfied. The output signal of the circuit arrangement is thus%
Claims
1. Schaltungsanordnung zum Erkennen eines vorgebbaren 1. Circuit arrangement for recognizing a specifiable
Signals (v(t)) in Eingangssignalen (u(t)) Signals (v (t)) in input signals (u (t))
- mit einem ersten Multiplizierer (M1), der einen mit den - With a first multiplier (M1), one with the
Eingangssignalen (u(t)) beaufschlagbaren Eingang (1) und einen weiteren mit einem Trägersignal (p(t)) mi.t einer Input signals (u (t)) acted upon input (1) and another with a carrier signal (p (t)) with one
Trägerfrequenz (fo) beaufschlagbaren Eingang (2) aufweist, und Carrier frequency (f o ) acted upon input (2), and
- mit einem zweiten Multiplizierer (M2), der einen mit dem - With a second multiplier (M2), one with the
vorgebbaren Signal (v(t)) beaufschlagbaren Eingang (3) und einen weiteren mit dem Trägersignal (p(t)) mit der Trägerfrequenz (fo) beaufschlagbaren Eingang (4) aufweist, has a predefinable signal (v (t)) input (3) and a further input (4) with the carrier signal (p (t)) with the carrier frequency (f o ),
- wobei die Multiplizierer (M1, M2) ausgangsseitig jeweils mit einem Signaleingang (E1, E2) eines Convolvers (C) verbunden sind, the multipliers (M1, M2) are each connected on the output side to a signal input (E1, E2) of a convolver (C),
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that
das Trägersignal (p(t)) mit der Trägerfrequenz (fo) auf einen Eingang eines Frequenzverdopplers (FV) geführt ist, dessen Ausgangssignal als Demodulationsträger (q(t)) einen Eingang (6) eines weiteren Multiplizierers (M3) beaufschlagt, daß ein weiterer Eingang (5) des weiteren Multiplizierers (M3) mit dem Ausgangssignal (c(t)) des Convolvers (C) beaufschlagt ist und daß eine Phasenabgleichsmöglichkeit zur Einstellung einer Demodulationsphase (αDEM) zwischen dem Ausgangssignal (c(t)) des Convolvers (C) und dem Demodulationsträger (q(t)) besteht. the carrier signal (p (t)) with the carrier frequency (f o ) is fed to an input of a frequency doubler (FV), the output signal of which acts as a demodulation carrier (q (t)) on an input (6) of a further multiplier (M3) that a further input (5) of the further multiplier (M3) is supplied with the output signal (c (t)) of the convolver (C) and that a phase adjustment possibility for setting a demodulation phase (α DEM ) between the output signal (c (t)) of the Convolvers (C) and the demodulation carrier (q (t)).
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2. Circuit arrangement according to claim 1,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that
zum Phasenabgleich die Trägerfrequenz (fo) gegenüber der the carrier frequency (f o ) compared to the
Mittenfrequenz (fco) des Eingangsarbeitsbandes des Convolvers (C) verstimmbar ist. Center frequency (f co ) of the input working band of the convolver (C) is detunable.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, 3. Circuit arrangement according to claim 1 or 2,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that
dem weiteren Multiplizierer (M3) ausgangsseitig ein Tießpaßfilter (TP) nachgeordnet ist. the other multiplier (M3) on the output side Bottom pass filter (TP) is subordinate.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß 4. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that
der weitere Multiplizierer (M3) von einem Ringmischer gebildet ist. the further multiplier (M3) is formed by a ring mixer.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19893920167 DE3920167A1 (en) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | CIRCUIT ARRANGEMENT |
| DEP3920167.8 | 1989-06-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO1990016116A1 true WO1990016116A1 (en) | 1990-12-27 |
Family
ID=6383153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/DE1990/000359 WO1990016116A1 (en) | 1989-06-16 | 1990-05-11 | Detector circuit for a programmable matched filter |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| AU (1) | AU5648290A (en) |
| DE (1) | DE3920167A1 (en) |
| WO (1) | WO1990016116A1 (en) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0012657A1 (en) * | 1978-12-15 | 1980-06-25 | Thomson-Csf | Wideband passive ringmixer and receiver comprising such a mixer |
| JPS58131840A (en) * | 1982-01-29 | 1983-08-05 | Nec Corp | Receiver |
-
1989
- 1989-06-16 DE DE19893920167 patent/DE3920167A1/en not_active Withdrawn
-
1990
- 1990-05-11 AU AU56482/90A patent/AU5648290A/en not_active Abandoned
- 1990-05-11 WO PCT/DE1990/000359 patent/WO1990016116A1/en unknown
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0012657A1 (en) * | 1978-12-15 | 1980-06-25 | Thomson-Csf | Wideband passive ringmixer and receiver comprising such a mixer |
| JPS58131840A (en) * | 1982-01-29 | 1983-08-05 | Nec Corp | Receiver |
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| Title |
|---|
| 1982 Ultrasonics Symposium, Proceedings, 27.-29 Oktober 1982, San Diego, CA, Band 1, IEEE, (New York, US), D.P. MORGAN et al.: "Spatial-Uniformity of SAW Convolvers", seiten 143-148 * |
| 1986 Ultrasonics Symposium, Proceedings, 17.-19. November 1986, Williamsburg, VA, Band 1, IEEE, (New York, US), J. BECKER et al.: "Application of a SAW-Convolver as a Fast Special Processor in a Multiprocessor-System", seiten 169-172 * |
| Elektronik, Nr. 6, 22. Marz 1985, (Munchen, DE), H.-P. GRASSL: "Superschneller Analog-Signal-Prozessor. Oberflachenwellen-Bauelement als Convolver", seiten 61-66 * |
| PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, Volume 7, No. 243 (E-207), 28. Oktober 1983; & JP-A-58131840 (Nippon Denki K.K.) 5. August 1983 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3920167A1 (en) | 1990-12-20 |
| AU5648290A (en) | 1991-01-08 |
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