WO1983000783A1 - Circuit for the suppression of the carrier - Google Patents

Circuit for the suppression of the carrier Download PDF

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WO1983000783A1
WO1983000783A1 PCT/HU1982/000021 HU8200021W WO8300783A1 WO 1983000783 A1 WO1983000783 A1 WO 1983000783A1 HU 8200021 W HU8200021 W HU 8200021W WO 8300783 A1 WO8300783 A1 WO 8300783A1
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WO
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carrier
circuit
input
circuit arrangement
output
Prior art date
Application number
PCT/HU1982/000021
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German (de)
French (fr)
Inventor
Kutato Intézet Tavközlési
István FRIGYES
Zoltán SZABO
Tibor Berceli
József MENG
Péter VANYAI
János KOVATS
Original Assignee
Tavkoezlesi Kutato Intezet
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for resetting the carrier for a serving for the transmission of digital signals, useful with a suppressed carrier de connection with coherent demodulation where the serving for resetting the carrier circuit arrangement with a modulated signal generating input and an unmodulated Signal generating output is seen ver, furthermore contains an electrolessly variable element - expediently a tunable oscillator.
  • an electrolessly variable element - expediently a tunable oscillator In the contemporary transmission technology working with carrier frequency and radio frequency, there is an ever increasing demand to be able to transmit digital signals. The advantages of digital transmission are well known, so it seems unnecessary to cover them in detail here.
  • Most ways of modulating with a digital signal provide a suppressed carrier transmit signal.
  • the generation of the carrier frequency is essential. This is the task of the carrier restorer.
  • the carrier reset must generate an unmodulated signal with less noise, which must be in a phase connection with the original carrier frequency.
  • Numerous circuit arrangements are known for this purpose. All of the arrangements mentioned contain one electronically tunable oscillator that generates the carrier frequency.
  • a phase-closing loop is generally used to regulate the phase of the carrier frequency generated. In practice, several Lö suagea for designing the phase-closed loop are known.
  • the modulation In order to ensure a puncture-free puncture, the modulation must be removed from the original modulated signal with the carrier suppressed. In this way, the carrier is recovered, but which contains a noise-like modulation residue, so it can by no means be used directly as a reference for the demodulator.
  • the sigaal is guided into a phase detector.
  • the phase detector receives the signal from the electronically tunable oscillator, which provides an error signal proportional to the phase difference of the two signals.
  • This error signal is filtered and amplified and used to regulate the electro-tunable oscillator.
  • the Pehlersigaal must be filtered to a high degree, but at the same time the Piltri ⁇ rea diminishes the baud width of the phase-closed loop.
  • the carrier reset is effective as a result of a small environment around the nominal value. This is a very serious problem, since both the seader and the receiver are required to have a high degree of frequency stability of the local oscillator.
  • a transmission system verataadea the spectrum of which is measured at the modulator's output, contains only a linear component of the carrier frequency of negligible values (less than 20% of the total power), while the modulating SignaX has no DC components.
  • the circuit arrangement according to the invention which serves to reset the carrier, the detection and maintenance band of which - compared with the known solutions - is much larger, the aforementioned malaise can be eliminated.
  • the error part will be better, since the static phase error of the reset carrier is reduced and the possibility is offered to dimension the loop noise range much smaller than the required detection range, on the other hand the demands placed on the frequency stability of the local oscillators are reduced.
  • the essence of the circuit arrangement according to the invention, which serves to reset the carrier, is that the spectrum is shifted one or more modulated signals perceiving, and the electronically variable element - suitably a tunable oscillator - regulating spectrum indicator is included.
  • the carrier reset device according to the invention is arranged on the receiving side of the connection path, its output connecting to the reference input of the demodulator.
  • the circuit arrangement used for the carrier reset contains a bit mixer on the transmitter side of the connection path, while a bit remover is provided on the reception side of the connection path.
  • the verbiaduag is expediently arranged, in general the path of the modulating digital signal flow eia aa known 5-bit bit mixer, whereas in general the receiver eia, ia the path of the demodulated digital signal flow arranged behind the transmitter provided with the bit mixer mentioned the above-mentioned bit mixer is provided with an inverse operation bit back mixer.
  • the carrier reset contains a phase-locked loop known per se and / or stages performing non-linear operations.
  • FIGS. 3 and 4 show a possible practical embodiment of the arrangement according to the invention.
  • FIG. 3 shows a solution of the carrier reset device according to the invention
  • FIG. 4 shows a practical embodiment of the spectrum indicator according to the invention.
  • FIG. 5 we have illustrated the circuit arrangement used to reset the carrier, FIG. 6, on the other hand, represents one possible embodiment of the modified spectrum indicator according to the invention.
  • Figure 1 shows the useful structure of the transmitter of the connection with the digital modulation and suppressed carrier.
  • the input 1 of the transmitter connects to the input unit 2.
  • the input unit was assigned the task of manipulating the digital signal flow and encoding the signals.
  • the signals arrive in the bit mixer 3 used in the sense of the invention, which ensures that the originally arbitrarily modulating signal flow has a random character.
  • uch a signal flow with a random character can be characterized in that the probability of appearance of the 0 and 1 bits, and furthermore the probability of the 1-0 or 0-1 transitions is equally 0.5.
  • the signal flow comes from the bit mixer 3 Via the modulator drive 4 to the modulator 5.
  • the modulator 5 receives the carrier frequency from the carrier provider 6, the signal of which is modulated with the digital signal flow coming from the modulator drive 4.
  • the signal of the modulator 5 passes through the output unit 7 to the output 8 of the transmitter.
  • the output unit contains filters, amplifiers and fitting elements. When connected to an outdoor propagation, the output of an antenna connects, if there is a routed connection, the out closes any cable on the transmitter.
  • the appropriate parts of the receiver are illustrated in Figure 2.
  • this contains filters, amplifiers, and fittings.
  • the received signal mostly reaches the mixer 11, which uses the local oscillator 12 to translate the signal into the medium frequency.
  • the medium frequency signal reaches the demodulator 14 via the medium frequency block 13.
  • the medium frequency block 13 expediently consists of filters, amplifiers and compensators.
  • Such circuits (automatic amplifier regulators, limiters) are included, which ensure the approximately constant value of the output level regardless of the input level.
  • Demodulation requires carrier reset. In the sense of the invention, this object is achieved with the carrier reset.
  • the demodulated signal reaches the output unit 18 via the regenerator 16 and the bit back mixer 17, the latter being connected to the output 19 of the receiver.
  • a clock pulse unit 20 is required for the function of the regenerator.
  • the bit back mixer of the receiver performs the inverse operation of the bit mixer of the transmitter.
  • Carrier reset is generally shown in Figure 3.
  • the signal with the digital modulation and suppressed carrier reaches the input 21 of the carrier reset.
  • the signal is of medium frequency.
  • the input signal passes via the level-compensating amplifier 22 and via a branch to the stage 23 which carries out a non-linear operation, the function of which is to use the corresponding non-linear operations to increase the potential tion, modulation, multiplication) the modulation is removed from the signal.
  • this stage is formed by a frequency multiplier stage, but a so-called remodulator, a multiplication of the or other suitable circuit is equally suitable.
  • the modulation is not completely removed from the signal with the reproduced frequency; be used.
  • the electronically tunable oscillator 24 is used for this purpose.
  • the output of the oscillator connects to the output 25 of the carrier reset via a branch and in this way supplies the reference signal for the demodulator.
  • the signal of the oscillator 24 must be connected to the carrier generated from the received signal, in order to be able to achieve a matching frequency and a close connection between the phases.
  • the purpose of the closed-loop control is for purposes.
  • the electronically tunable oscillator instead of the electronically tunable oscillator, another, also electronically variable element - e.g. a resonator, phase shifter, a retarder - used. In such cases, their output signal provides the reference signal for the demodulator. Furthermore, the electronically tunable oscillator is included in the term electronically tunable elements.
  • the phase-locked loop is created by the Frequency multiplier 26, the phase detector 27, the low-pass filter 28 and the amplifier 29 are formed.
  • phase regulator system since it provides a connection for regulating the phase of the high-frequency signal between the high-frequency output of the electronically tunable oscillator and the regulator input.
  • the output signal of the electronically tunable oscillator 24 passes via a branch z ⁇ .
  • the outputs of the phase multipliers 23 and 26 each connect to an input of the phase detector 27.
  • the phase detector 27 generates an error signal which is proportional to the phase difference of the signals arriving at its input and which reaches the control input of the electronically tunable oscillator 24 via the low-pass filter 28, the amplifier 29 and the adding unit 30.
  • the error signal of the phase detector 27 will be quite noisy, so the bandwidth of the low-pass filter 28 must be chosen narrowly in order to be able to filter the noise from the error signal. At the same time, however, due to the narrow bandwidth, the range of acquisition and retention will also be narrow, which is associated with significant disadvantages.
  • the spectrum indicator 31 was given the task of eliminating the disadvantage mentioned, which forms part of the system consisting of the low-pass filter 32, the direct current amplifier 33 and the spectrum indicator 31 as the most important component.
  • the input is the output of the level compensating amplifier kers 22 connected, ie the spectrum indicator holds the signal with digital modulation and suppressed carrier. Thanks to the bit mixer with at least 5 bits arranged in the transmitter, the spectrum of this signal is practically independent of the modulation, the spectrum indicator taking advantage of this property of the signal.
  • the spectrum indicator perceives the shift in the spectrum that arises as a result of the instability of the transmitter carrier and the receiver local oscillator.
  • the error signal of the spectrum indicator is the task of eliminating the disadvantage mentioned, which forms part of the system consisting of the low-pass filter 32, the direct current amplifier 33 and the spectrum indicator 31 as the most important component.
  • the input is the output of the level compensating amplifier kers 22 connected, ie the spectrum indicator holds the signal with digital modulation and suppressed carrier. Thanks to the bit mixer with at least 5
  • the error signal of the spectrum indicator is passed on via the low-pass filter 32, the DC amplifier 33 and the adding unit 30 to the control input of the electronically tunable oscillator 24.
  • the low pass filter 32 has a stop band at the frequency of the signal fed to the input of the spectrum indicator and the time constant is expediently longer than a thousand times the duration of a bit.
  • a time constant of the size mentioned is indispensable, because despite the use of the bit mixer, the spectrum of the signal depends on the content of the modulator, ie on the information to be transmitted, within a period of max. Thousand bits. The dependency is greater, the shorter duration refers, ie the smaller the time constant.
  • the time constant must be at least a thousand times the duration of the bit, since the error signal of the spectrum indicator integrated in this way is already independent of the modulation. In this way, the error signal of the spectrum indicator forces the oscillator 24 to follow the carrier frequency, the phase-locked loop of the oscillator only serving to ensure the close phase connection. This solution practically eliminates the problem arising from the narrow bandwidth of the phase-locked loop.
  • the detection and management band of the carrier downshift can be increased by an order of magnitude by using the spectrum indicator.
  • the requirement placed on the frequency stability of the transmitter carrier provider and the receiver oscillator can be significantly reduced, as a result of which these units can be manufactured significantly more simply and cheaply.
  • Another advantage results from this solution for digital radio connections of high speed and long distances. With such connections, the signal suffers significant distortion in the case of multipath propagation. As a result of the signal distortion, the modulation residue will be greater in the carrier reset, which means that increased filtering is required in the phase-locked loop; the problem associated with increased filtration can be overcome by using the spectrum indicator.
  • the input 34 of the spectrum indicator connects to the input of the distribution circuit 35, which distributes the incoming signal to the two outputs.
  • the divided signal arrives at the symmetrical four-pole in the upper branch 36 or in the lower branch 37.
  • the characteristic of the four poles mentioned in the transmission band of the receiver is symmetrical per se with respect to the nominal medium frequency carrier frequency, compared with one another, the two characteristics with respect to the nominal carrier frequency show an approximately paired symmetry.
  • the asymmetrical quadrupole present in the upper branch 38 or in the lower branch is connected to a power detector belonging to the upper branch or to the lower branch, the outputs of which are connected to an input of the difference-forming circuit 40.
  • the output of the difference-forming circuit 40 forms the output 41 of the spectrum indicator 31.
  • the error signal of the spectrum indicator 31 appears, which is proportional to the difference between the carrier frequency of the signal with suppressed carrier and the nominal carrier frequency.
  • the line detectors should actually deliver a direct voltage or direct current at the outputs proportional to the power of the signal arriving to them.
  • a multiplier circuit is best suited to the two inputs of which the same signal is conducted.
  • Another essential part of the spectrum indicator is formed by the asymmetrical four-pole present in the upper branch 36 and in the lower branch 37.
  • the transmission characteristic in the transmission band of the receiver must be asymmetrical with respect to the nominal carrier frequency.
  • the simplest way of realizing this is that the frequency of the largest asymmetrical quadrupole, which results in the largest transmissions, is approximately the same as the nominal carrier frequency same mass, but is set to a value deviating in the opposite direction.
  • the four poles present in the upper branch 36 and in the lower branch 37 can be implemented by branching the series-connected resonators that produce a series resonance and parallel-connected resonators that produce a parallel resonance. In the simplest case, it is sufficient to use a resonator for a four-pole.
  • the control is set in such a way that the frequency of the electronically tunable oscillator follows the carrier frequency as closely as possible.
  • the control is influenced by several characteristics, namely the steepness of the spectrum indicator and the electrically tunable oscillator, the amplification of the steps in between, and their time constant.
  • the gain must be set to the most appropriate value, so it seems appropriate to design the gain of the direct current amplifier as variable.
  • the exemplary embodiments of the carrier reset circuit and the spectrum indicator shown in FIGS. 3 and 4 can be implemented in various arrangements.
  • FIG. 5 shows two outputs that are required, for example, in four-phase phase demodulation.
  • phase difference there must be a phase difference between the outputs, which is generated either in the course of the carrier reset or in the demodulator.
  • the number of outputs is half the number of phase states.
  • the phase regulating system is constructed from the phase detector 27 and the low-pass filter amplifier 28.
  • the demodulator can also have several outputs. In this case, however, the conversion from parallel to series is required in the demodulated digital signal flow.
  • a modified version of the spectrum indicator can be seen in FIG. 6. If this version is now compared with that of FIG. 4, differences can be determined in several respects. Between the input 34 of the spectrum indicator 31 and the level-compensating amplifier 43 is switched on at the input of the distribution circuits 35.
  • the asymmetrical four-poles of the upper branch 44 and the lower branch 45 illustrated in FIG. 6 are used.
  • the latter differ from the aforementioned ones in that their transmission characteristics - when compared to each other - do not show approximately paired, but unpaired symmetry in relation to the nominal carrier frequency.
  • an adding circuit 46 in FIG. 6 is claimed, the output of which supplies the error signal.
  • the power detector shown in FIG. 4, which is provided in the upper branch 38 and in the lower branch 39, is - as can be seen from FIG. 6 - realized with the multiplier circuits provided in the upper branch 47 and in the lower branch, that both inputs of the individual multiplier circuits receive the same signal.
  • re units may be required, eg separating elements, amplifiers, filters, measuring and monitoring elements are required.
  • the structure and functional solution of the carrier reset circuit can also be designed differently, for example, so-called remodulation systems, systems with the Costas loop and decision feedback are described in the specialist literature.
  • the function of the carrier reset circuit arrangement also claims supply units.
  • the structure of the transmitter and the receiver can also differ from the embodiments shown in FIGS. 1 and 2, for example the transmitter can be configured with a transmitter mixture within the connection. In contrast to the exemplary embodiment according to FIG.
  • the modulator does not work on the transmitter frequency but on the medium frequency, the medium frequency signal being amplified and filtered by the transmitter mixer and translated into the transmitter frequency.
  • the mixing process requires a local generator and a filter that selects the useful signal from the mixed signals.
  • the transmitter can also differ from the embodiment shown in Figure 2. For example, he can work with double mixing, so the center frequency is therefore two different things. In the case of a double mix, two local generators must be available. Should several mixing processes take place in the transmitter and in the receiver, the instability of the carrier frequency will be greater due to the increased number of local generators required for the mixing; this problem can also be solved by using the back circuit according to the invention - and indeed by means of the larger bandwidth.
  • the statements outlined here The individual units can be contracted or separated, certain units can be omitted.
  • a transmitter without a regenerator or mixer can also be used.
  • the signal to be transmitted is inherently random, in such cases even the bit mixer and the bit back mixer can be omitted.

Abstract

Circuit for the suppression of the carrier for the transmission of digital signals in a communication connection with a coherent demodulation and suppressed wave carriers. The circuit comprises one or a plurality of spectral indicators detecting the shifting of the spectrum of the modulated signal and regulating the variable electronic element appropriately comprised of an adjustable oscillator. The circuit is arranged in the receiver portion of the connection, the output being connected to the reference input. In order to provide for the random process of the modulating digital signal, the circuit comprises, on the transmitter side of the connection, a bit mixer, whereas on the receiver side there is provided a bit separator. In connections with suppressed carrier, the circuit comprises a locked phase loop and/or stages carrying out non-linear operations.

Description

SCHALTUNGSANORDNUNG ZUR RÜCKSTELLUNG DES TRÄGERS CIRCUIT FOR RESETTING THE CARRIER
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanord nung zur Rückstellung des Trägers für eine für die Übertragung von digitalen Signalen dienende, zweckmäßig mit einem unterdrückten Träger funktionieren de Verbindung mit kohärenter Demodulation, wo die zu Rückstellung des Trägers dienende Schaltungsanordnun mit einem ein moduliertes Signal erzeugenden Eingang und ein unmoduliertes Signal erzeugenden Ausgang ver sehen ist, desweiteren ein elektrolisch veränderli ches Element - zweckmäßig einen abstimmbaren Oszillator - enthält. In der zeitgemäßen mit Trägerfrequenz und Radiofrequenz arbeitenden Übertragungstechnik besteht in einem immer zunehmenden Mass die Forderung digitale Signale übertragen zu können. Die Vorteile der digitalen Übertragung sind wohl bekannt, daher scheint es überflüssig, diese hier ausführlich zu behandeln. Die meisten Arten und Weisen der Modulation mit einem digitalen Signal liefern ein Sendesignal mit unterdrücktem Träger. In den zur Demodulatioa derartiger Signale weitgehend verwendeten kohärenten Systemen ist die Erzeugung der Trägerfrequenz unerläßlich. Dem Trägerrücksteller wird eben diese Aufgabe gestellt.The invention relates to a circuit arrangement for resetting the carrier for a serving for the transmission of digital signals, useful with a suppressed carrier de connection with coherent demodulation where the serving for resetting the carrier circuit arrangement with a modulated signal generating input and an unmodulated Signal generating output is seen ver, furthermore contains an electrolessly variable element - expediently a tunable oscillator. In the contemporary transmission technology working with carrier frequency and radio frequency, there is an ever increasing demand to be able to transmit digital signals. The advantages of digital transmission are well known, so it seems unnecessary to cover them in detail here. Most ways of modulating with a digital signal provide a suppressed carrier transmit signal. In the coherent systems largely used for demodulating such signals, the generation of the carrier frequency is essential. This is the task of the carrier restorer.
Der Trägerrücksteller muß ein unmoduliertes Signal mit minderem Geräusch erzeugen, das mit der ursprünglichen Trägerfrequenz in einer engen Phasenverbindung stehen muß. Zu diesem Zweck sind zahlreiche Schaltungsanordnungen bekannt. Alle der erwähnten Anordnungen enthalten einen elektronisch ab stimmbarea Oszillator, der die Trägerfrequenz erzeugt. Zur Regelung der Phase der erzeugten Trägerfrequenz wird im allgemeinen eine phaseaschliessea de Schleife verwendet. Ia der Praxis sind mehrere Lö suagea zur Gestaltung der phaseageschlosseaea Schleife bekannt. Um eine einwaadfreie Punktion sichern zu könaea, muß aus dem ursprünglichen modulierten Signal mit unterdrücktem Träger die Modulation entfernt werden. Auf diese Weise wird der Träger zurückgewoanea, der aber einen geräuschartigen Modulatioasrückstand enthält, so kana er als Referenz für den Demodulator keineswegs direkt verwendet werden.The carrier reset must generate an unmodulated signal with less noise, which must be in a phase connection with the original carrier frequency. Numerous circuit arrangements are known for this purpose. All of the arrangements mentioned contain one electronically tunable oscillator that generates the carrier frequency. A phase-closing loop is generally used to regulate the phase of the carrier frequency generated. In practice, several Lö suagea for designing the phase-closed loop are known. In order to ensure a puncture-free puncture, the modulation must be removed from the original modulated signal with the carrier suppressed. In this way, the carrier is recovered, but which contains a noise-like modulation residue, so it can by no means be used directly as a reference for the demodulator.
Daher wird das Sigaal nach erfolgter Eatferauag der Modulatioa in einen Phasendetektor geführt. Der Phasendetektor erhält das Signal des elektronisch abstimmbarea Oszillators, wodurch ein mit der Phasendiffereaz der beidea Signale proportionaler Fehlersigaal geliefert wird. Dieser Pehlersigaal wird filtriert uad verstärkt uad zur Regelung des elektroaisch abstimmbarea Oszillators verwendet. Mit Rücksicht darauf, daß der Modulatioasrückstaad des uraprüaglichea Sigaals recht groß ist, muß der Pehlersigaal hochgradig filtriert werdea, gleichzeitig aber vermiadert das Piltriβrea die Baadbreite der phaseageschlosseaea Schleife. Als Erfolg ist der Trägerrücksteller aur ia einer geringen Umgebung des Nominalwertes wirksam. Dies stellt ein recht ernstes Problem dar, deaa sowohl ia dem Seader, wie auch ia dem Empfänger eiae hochgradige FrequenzStabilität des Lokaloszillators erfordert wird.Therefore, after the Eatferauag of the modulatioa, the sigaal is guided into a phase detector. The phase detector receives the signal from the electronically tunable oscillator, which provides an error signal proportional to the phase difference of the two signals. This error signal is filtered and amplified and used to regulate the electro-tunable oscillator. In view of the fact that the modulation of the uraprüaglichea sigaal is quite large, the Pehlersigaal must be filtered to a high degree, but at the same time the Piltriβrea diminishes the baud width of the phase-closed loop. The carrier reset is effective as a result of a small environment around the nominal value. This is a very serious problem, since both the seader and the receiver are required to have a high degree of frequency stability of the local oscillator.
Um das erwähnte Problem überbrückea zu könaea, wird bei dea bekaaatea Lösuagea auf dea elektronisch abstimmbarea Oszcillator auaser dem Pehlersignal eine Wobble-Spannuag geführt, womit der aus dem Erfassungsband austretende Träger wiederholt auf gefangen wird. Die Wobble-Spannung stört jedoch oft die Funktion der phaseageschlosseaea Schleife uad verhindert die infolge der Verstimmung auftretenden statischen Phasenfehlerzunahme nicht. Der größte Nach teil des erwähatea Systems liegt daria, daß die Quali tät der Trägerrückstellung beeinträchtigt wird, wodurch der Fehleraateil des demoduliertea Sigaals erhöht wird. Die Gesagtea stellen eines der schwers tea Probleme der Übertragung mit digitaler Modulation uad uaterdrücktem Träger dar.In order to be able to bridge the above-mentioned problem, in the case of dea bekaaatea Lösuagea on dea electronically tunable oscillator, a wobble voltage is also carried out on the error signal, thus reducing the error signal the carrier emerging from the capture tape is repeatedly caught. However, the wobble voltage often interferes with the function of the phase-locked loop uad and does not prevent the static phase error increase occurring as a result of the detuning. The greatest after part of the mentioned system is daria that the quality of the carrier provision is impaired, whereby the error portion of the demodulated signal is increased. The Gesagtea represent one of the heavy tea problems of transmission with digital modulation and overprinted carrier.
Unter eiaem System mit unterdrücktem Träger wird ein Übertraguagasystem verataadea, dessen Spektrum an dem Auagaag des Modulators gemessen, nur eiae lineare Kompoaeate der Trägerfrequenz von ver nachläßigbarer Gröase (weniger, als 20 % der Gesamtleistung) enthält, weaa das modulierende SignaX keine Gleichstromkomponeate aufweist.Under a system with a suppressed carrier, a transmission system verataadea, the spectrum of which is measured at the modulator's output, contains only a linear component of the carrier frequency of negligible values (less than 20% of the total power), while the modulating SignaX has no DC components.
Unter Anwendung der erfiaduagsgemäßen, zur Rückstellung des Trägers dienenden Schaltungsanord- nuag, deren Erfassunga- und Bahaltungsband - mit den bekannten Lösuagea verglichen - viel grösser ist, kön nea die erwähatea Maagelhaftigkeitea beseitigt werden. Einerseits wird der Fehleraateil besser sein, iadem der statische Phaseafehler des rückgestelltea Trägers vermindert wird uad die Möglichkeit geboten ist die Geräuschbaadbreite der Schleife viel kleiaer zu dimensionierea, als der beaaspruchte Erfassungsbereich, anderseits werden die an der Frequeazstabilit der Lokaloszillatoren gestellten Forderungen herabgesetzt.By using the circuit arrangement according to the invention, which serves to reset the carrier, the detection and maintenance band of which - compared with the known solutions - is much larger, the aforementioned malaise can be eliminated. On the one hand, the error part will be better, since the static phase error of the reset carrier is reduced and the possibility is offered to dimension the loop noise range much smaller than the required detection range, on the other hand the demands placed on the frequency stability of the local oscillators are reduced.
Das Wesentliche der erfiaduagsgemäßen, zur Rückstellung des Trägers dienenden Schaltuagsanordnung besteht darin, daß eia die Verschiebuag des Spektrums eines oder mehrerer modulierten Signale wahrnehmender, sowie das elektronisch veränderliche Element - zweckmäßig einen abstimmbaren Oszillator - regelnder Spektrumindikator enthalten ist. Der erfindungsgemäße Trägerrücksteller ist an der Empfangsseite des Verbindungswegs angeordnet, wobei sein Ausgang sich dem Referenzeingang des Demodulators anschlieast.The essence of the circuit arrangement according to the invention, which serves to reset the carrier, is that the spectrum is shifted one or more modulated signals perceiving, and the electronically variable element - suitably a tunable oscillator - regulating spectrum indicator is included. The carrier reset device according to the invention is arranged on the receiving side of the connection path, its output connecting to the reference input of the demodulator.
Um den Zufallsprozess des digitalen modulierenden Signals sicherstellen zu können, enthält die zur Trägerrückstellung dienende Schaltungsanordnung an der Senderseite des Verbiaduagswegs eiaen Bitmischer, während aa der Empfangsseite des Verbindungswegs ein Bitrückmi3cher vorgesehen ist. Zweckmäßig ist weaigstens in einem Sender der Verbiaduag, ia der Bahn des modulierenden digitalen Signalflusses eia aa sich bekannter 5-Bit Bitmischer aageordaet, während ia dem dem mit dem erwähaten Bitmischer versehenen Sender folgenden Empfänger eia, ia der Bahn des demodulierten digitalen Signalflusses angeordneter, gegenüber dem vorhererwähntea Bitmischer eine inverse Operation durchführender Bitrückmischer vorgesehen ist. Bei Verbindungen mit unterdrückten Trägerwellen enthält der Trägerrücksteller eine an sich bekannte phasengeschlossene Schleife und/oder nicht-lineare Operationen durchführende Stufen.In order to be able to ensure the random process of the digital modulating signal, the circuit arrangement used for the carrier reset contains a bit mixer on the transmitter side of the connection path, while a bit remover is provided on the reception side of the connection path. At least in one transmitter, the verbiaduag is expediently arranged, in general the path of the modulating digital signal flow eia aa known 5-bit bit mixer, whereas in general the receiver eia, ia the path of the demodulated digital signal flow arranged behind the transmitter provided with the bit mixer mentioned the above-mentioned bit mixer is provided with an inverse operation bit back mixer. For connections with suppressed carrier waves, the carrier reset contains a phase-locked loop known per se and / or stages performing non-linear operations.
Die Hauptteile eines vollkommenen, als Beispiel dieaendea Verbindungswegs sind in den Figuren 1 und 2 dargestellt. In der Figur 1 ist der Sender, in der Figur 2 der Empfänger mit der erfindungsgemäßen Trägerrückstellschaltung dargestellt. Eine mögliche praktische Ausführung der erfindungsgemäßen Anordnung ist in den Figuren 3 und 4 veranschaulicht. In den Figuren 5 und 6 sind die modifizierten Ausführungen zu sehen. Figur 3 stellt eine Lösung des erfindungsgemäßen Trägerrückstellers dar, während in der Figur 4 eine praktische Ausführung des erfindungsgemäßen Spektrumindikators veranschaulicht ist. In der Figur 5 haben wir die zur Rückstellung des Trägers dienende Schaltungsanordtfung veranschaulicht, Figur 6 stellt hingegen eine Ausführungsmöglichkeit des modifizierten erfindungsgemäßen Spektrumindikators dar.The main parts of a perfect, as an example the end connection path are shown in Figures 1 and 2. 1 shows the transmitter, and FIG. 2 shows the receiver with the carrier reset circuit according to the invention. A possible practical embodiment of the arrangement according to the invention is illustrated in FIGS. 3 and 4. The modified versions are shown in FIGS to see. FIG. 3 shows a solution of the carrier reset device according to the invention, while FIG. 4 shows a practical embodiment of the spectrum indicator according to the invention. In FIG. 5, we have illustrated the circuit arrangement used to reset the carrier, FIG. 6, on the other hand, represents one possible embodiment of the modified spectrum indicator according to the invention.
Figur 1 zeigt den zweckdienlichen Aufbau des Senders der Verbindung mit der digitalen Modulation und unterdrücktem Träger dar. Der Eingang 1 des Senders schließt sich der Eingangseinheit 2 an. Der Eingangseinheit wurde die Aufgabe zugeteilt den digitalen Signalfluß zu manipulieren, die Signale zu um kodieren. Darauffolgend gelangen die Signale in den im Sinne der Erfindung eingesetzten Bitmischer 3, der es sicherstellt, daß der ursprünglich beliebig modulierende Signalfluß einen Zufallscharakter aufweise. (Ein derartiger Signalfluß mit dem Zufallscharakter kann dadurch gekennzeichnet werden, daß die Erschei nungswahrscheinlichkeit der 0- und 1-Bite, desweiteren die Wahrscheinlichkeit der 1-0 oder 0-1 Übergänge gleicherweise 0,5 beträgt.) Von dem Bitmischer 3 gelangt der Signalfluß über den Modulatorantrieb 4 zu dem Modulator 5. Der Modulator 5 erhält die Trägerfrequenz von dem Trägerversorger 6, dessen Signal mit dem von dem Modulatorantrieb 4 kommenden digitalen Signalfluß moduliert wird. Das Signal des Modulators 5 gelangt über die Ausgangseinheit 7 zu dem Ausgang 8 des Senders. Im allgemeinen enthält die Ausgangseinheit Filter, Verstärker und Passelemente. Bei einer Verbindung mit einer Ausbreitung im Freien schließt sich der Ausgang einer Antenne an, sollte eine geleitete Verbindung vorhanden sein, schließt sich der Aus gang des Senders irgendwelchem Kabel an.Figure 1 shows the useful structure of the transmitter of the connection with the digital modulation and suppressed carrier. The input 1 of the transmitter connects to the input unit 2. The input unit was assigned the task of manipulating the digital signal flow and encoding the signals. Subsequently, the signals arrive in the bit mixer 3 used in the sense of the invention, which ensures that the originally arbitrarily modulating signal flow has a random character. (Such a signal flow with a random character can be characterized in that the probability of appearance of the 0 and 1 bits, and furthermore the probability of the 1-0 or 0-1 transitions is equally 0.5.) The signal flow comes from the bit mixer 3 Via the modulator drive 4 to the modulator 5. The modulator 5 receives the carrier frequency from the carrier provider 6, the signal of which is modulated with the digital signal flow coming from the modulator drive 4. The signal of the modulator 5 passes through the output unit 7 to the output 8 of the transmitter. In general, the output unit contains filters, amplifiers and fitting elements. When connected to an outdoor propagation, the output of an antenna connects, if there is a routed connection, the out closes any cable on the transmitter.
Die zweckmäßigen Teile des Empfängers sind in der Figur 2 veranschaulicht. Im allgemeinen enthält dieser Filter, Verstärker und Passelemente. Das empfangene Signal gelangt meistens zu dem Mischer 11, der mit Hilfe des Lokaloszillators 12 das Signal in die Mittelfrequenz übersetzt. Das Mittelfrequenzsignal gelangt über den Mittelfrequenzblock 13 auf den Demodulator 14. Zweckmäßig besteht der Mittelfrequenzblock 13 aus Filtern, Verstärkern und Kompensatoren. Desweiteren sind solche Stromkreise fautomatische Verstärkerregler, Limiter) enthalten, die den annähernd konstanten Wert des Ausgangspegels unabhängig von dem Eingangspegel sicherstellen. Die Demodulation erfordert die Trägerrückstellung. Im Sinne der Erfindung wird diese Aufgabe mit dem Trägerrücksteller gelöst. Das demodulierte Signal gelangt über den Regenerator 16 und dem Bitrückmischer 17 auf die Ausgangseinheit 18, wobei die letztere dem Ausgang 19 des Empfängers angeschlossen ist. Zu der Funktion des Regenerators ist eine Taktimpulseinheit 20 erforderlich. Der Bitrückmischer des Empfängers durchführt die inverse Operation des Bitmischers des Senders. Eine mögliche Lösung des erfindungsgemäßenThe appropriate parts of the receiver are illustrated in Figure 2. Generally, this contains filters, amplifiers, and fittings. The received signal mostly reaches the mixer 11, which uses the local oscillator 12 to translate the signal into the medium frequency. The medium frequency signal reaches the demodulator 14 via the medium frequency block 13. The medium frequency block 13 expediently consists of filters, amplifiers and compensators. Furthermore, such circuits (automatic amplifier regulators, limiters) are included, which ensure the approximately constant value of the output level regardless of the input level. Demodulation requires carrier reset. In the sense of the invention, this object is achieved with the carrier reset. The demodulated signal reaches the output unit 18 via the regenerator 16 and the bit back mixer 17, the latter being connected to the output 19 of the receiver. A clock pulse unit 20 is required for the function of the regenerator. The bit back mixer of the receiver performs the inverse operation of the bit mixer of the transmitter. A possible solution of the invention
Trägerrückstellers ist ia Figur 3 dargestellt. Das Signal mit der digitalen Modulation und unterdrücktem Träger gelangt zu dem Eingang 21 des Trägerrückstellers. Im allgemeinen ist das Signal von Mittelfrequenz. Das Eingangssignal gelangt Über den pegelausgleichenden Verstärker 22 und über eine Abzweigung zu der eine nicht-lineare Operation durchführenden Stufe 23, deren Aufgabe darin besteht, daß mit den entsprechenden nicht-linearen Operationen Potenzie rung, Modulation, Multiplikation) die Modulation von dem Signal entfernt werde. Diese Stufe wird in vielen Fällen von einer Frequenzmultiplikatorstufe gebildet, aber ein sogenannter Remodulator, ein multiplizieren der oder sonstiger geeigneter Stromkreis ist gleicher weise geeignet. Mit Hinsicht darauf, daß der Übergang von dem einen in den anderen Zustand keineswegs ideal ist, wird die Modulatioa aus dem Signal mit der vervielfältigtea Frequenz nicht vollkommen entfernt, der Modulatioasrückstaad verhält sich als ein Geräusch, so kann das derweise gewonnene Signal keineswegs zu der Demodulation verwendet werden.Carrier reset is generally shown in Figure 3. The signal with the digital modulation and suppressed carrier reaches the input 21 of the carrier reset. Generally the signal is of medium frequency. The input signal passes via the level-compensating amplifier 22 and via a branch to the stage 23 which carries out a non-linear operation, the function of which is to use the corresponding non-linear operations to increase the potential tion, modulation, multiplication) the modulation is removed from the signal. In many cases, this stage is formed by a frequency multiplier stage, but a so-called remodulator, a multiplication of the or other suitable circuit is equally suitable. In view of the fact that the transition from one state to the other is by no means ideal, the modulation is not completely removed from the signal with the reproduced frequency; be used.
So muß für die Demodulation eia unmodulier tes Signal aus eiaer separaten Quelle gewonnen werden. Zu diesem Zwecke dient der elektronisch abstimmbare Oszillator 24. Der Ausgang des Oszillators schließt sich über eine Abzweigung dem Ausgang 25 des Trägerrückstellers an uad liefert auf diese Weise das Referenzsignal für den Demodulator. Gleichzeitig aber muß das Signal des Oszillators 24 mit dem aus dem empfangenen Sigaal erzeugten Träger in Verbindung gebracht werden, um eine übereinstimmende Frequenz und eine enge Verbindung zwischen den Phasen erreichen zu können. Zwecke dient die Regelung mit der phasengeschlossenen Schleife.So for demodulation an unmodulated signal must be obtained from a separate source. The electronically tunable oscillator 24 is used for this purpose. The output of the oscillator connects to the output 25 of the carrier reset via a branch and in this way supplies the reference signal for the demodulator. At the same time, however, the signal of the oscillator 24 must be connected to the carrier generated from the received signal, in order to be able to achieve a matching frequency and a close connection between the phases. The purpose of the closed-loop control is for purposes.
In einzelnen Fällen wird anstatt des elektronisch abstimmbarea Oszillator ein anderes, ebenfalls elektronisch veränderliches Element - z.B. ein Resonator, Phasenverschieber, ein Verzögerer - verwendet. In aolchen Fällen liefert deren Ausgangssignal des Referenzsignal für den Demodulator. Desweiteren wird in den Begriff der elektronisch abstimmbaren Elemente der elektronisch abstimmbare Oszillator hinzugezogen.In individual cases, instead of the electronically tunable oscillator, another, also electronically variable element - e.g. a resonator, phase shifter, a retarder - used. In such cases, their output signal provides the reference signal for the demodulator. Furthermore, the electronically tunable oscillator is included in the term electronically tunable elements.
Die phasengeschlossene Schleife wird von dem Frequenzmultiplikator 26, dem Phasendetektor 27, dem Tiefpassfilter 28 und dem Verstärker 29 gebildet.The phase-locked loop is created by the Frequency multiplier 26, the phase detector 27, the low-pass filter 28 and the amplifier 29 are formed.
Zusammenfassend werden die erwähnten Elemente ein Phasenreglersystem genannt, da es zwischen dem Hochfrequenzausgang des elektronisch abstimmbaren Oszillators und dem Reglereingang eine Verbindung zur Regelung der Phase des Hochfrequenzsignals zustandebringt Das Ausgangssignal des elektronisch abstimmbaren Oszillators 24 gelangt über eine Abzweigung zα. dem Frequenzmultiplikator 26, der mit dem Frequenzmultiplikator 23 übereinstimmt, recht oft weisen beide Frequenzmultiplikatoren den gleichen Aufbau auf. Die Ausgänge der Phasenmultiplikatoren 23 und 26 schliessen sich je einem Eingang des Phasendetektors 27 an. Der Phasendetektor 27 erzeugt ein mit der Phasendifferenz der zu seinem Eingang eintreffenden Signale proportionales Fehlersignal, das über den Tiefpassfilter 28, den Verstärker 29 und die Addiereinheit 30 zu dem Regeleingang des elektronisch abstimmbaren Oszillators 24 gelangt. Mit Hinsicht darauf, daß an dem Ausgang des Frequenzmulti— plikators 23 ein bedeutender Modulationsrückstand vorhanden ist, wird das Fehlersignal des Phasendetektors 27 recht geräuschvoll sein, daher muß die Bandbreite des Tiefpassfilters 28 schmal gewählt werden, um das Geräusch aus dem Fehlersignal filtrieren zu können. Gleichzeitig aber wird infolge der schmalen Bandbreite das Band der Erfassung und Behaltung auch schmal sein, was mit bedeutenden Nachteilen verbunden ist.In summary, the elements mentioned are called a phase regulator system, since it provides a connection for regulating the phase of the high-frequency signal between the high-frequency output of the electronically tunable oscillator and the regulator input. The output signal of the electronically tunable oscillator 24 passes via a branch zα. the frequency multiplier 26, which corresponds to the frequency multiplier 23, quite often both frequency multipliers have the same structure. The outputs of the phase multipliers 23 and 26 each connect to an input of the phase detector 27. The phase detector 27 generates an error signal which is proportional to the phase difference of the signals arriving at its input and which reaches the control input of the electronically tunable oscillator 24 via the low-pass filter 28, the amplifier 29 and the adding unit 30. In view of the fact that there is a significant modulation residue at the output of the frequency multiplier 23, the error signal of the phase detector 27 will be quite noisy, so the bandwidth of the low-pass filter 28 must be chosen narrowly in order to be able to filter the noise from the error signal. At the same time, however, due to the narrow bandwidth, the range of acquisition and retention will also be narrow, which is associated with significant disadvantages.
Dem Spektrumindikator 31 wurde die Aufgabe gestellt den erwähnten Nachteil zu beseitigen, der einen Teil des aus dem Tiefpassfilter 32, dem Gleichstromverstärker 33 und dem Spektrumindikator 31 - als wichtigster Bestandteil bestehenden Systems - bildet. Der Eingang ist dem Ausgang des pegelausgleichenden Verstär kers 22 angeschlossen, d.h. der Spektrumindikator er hält das Signal mit digitaler Modulation und unterdrücktem Träger. Das Spektrum dieses Signals ist dank dem in dem Sender angeordneten Bitmischer mit we nigstens 5 Bits) von der Modulation praktisch unabhängig, wobei der Spektrumindikator eben diese Eigen schaft des Signals ausnützt. Der Spektrumindikator nimmt nämlich eben diejenige Verschiebnng des Spekt rums wahr, die als Erfolg der Instabilität des Sen der- Tragerversorgers und des Empfanger-Lokaloszilla tors entsteht. Der Fehlersignal des SpektrumindikatorsThe spectrum indicator 31 was given the task of eliminating the disadvantage mentioned, which forms part of the system consisting of the low-pass filter 32, the direct current amplifier 33 and the spectrum indicator 31 as the most important component. The input is the output of the level compensating amplifier kers 22 connected, ie the spectrum indicator holds the signal with digital modulation and suppressed carrier. Thanks to the bit mixer with at least 5 bits arranged in the transmitter, the spectrum of this signal is practically independent of the modulation, the spectrum indicator taking advantage of this property of the signal. The spectrum indicator perceives the shift in the spectrum that arises as a result of the instability of the transmitter carrier and the receiver local oscillator. The error signal of the spectrum indicator
31 folgt der Änderung dea Spektrums des auf Mittelfrequenz gemischten Signals.31 follows the change in the spectrum of the signal mixed on medium frequency.
Das Fehlersignal des Spektrumindikators wird über den Tiefpassfilter 32, den Gleichstromverstärker 33 und die Addiereinheit 30 an den Regeleingang des elektronisch abstiambaren Oszillators 24 weitergelei tet. Der Tiefpassfilter 32 verfügt über ein Sperrband an der Frequenz des zu dem Eingang des Spektrumindikators geführten Signals und die Zeitkonstante ist zweckmäßig länger, als das Tausendfache der Dauer eines Bits. Unseren Erkenntnissen nach ist eine Zeitkonstante der erwähnten Grosse unerläßlich, da trotz der Verwendung des Bitmischers das Spektrum des Signals von dem Inhalt der Modulator, d.h. von der zu übertragenden Information binnen einer Zeitspanne vo maxiaum tausend Bits abhängig ist. Die Abhängigkeit ist desto grösser, auf desto kürzere Dauer sich bezieht, d.h. desto kleiner die Zeitkonstante ist. Daher auß die Zeitkonstante mindestens dem Tausendfachen der Zeitdauer des Bits gleich sein, da das derweise integrierte Fehlersignal des Spektrumindikators bereits von der Modulation unabhängig ist. Auf diese Weise zwingt das Fehlersignal des Spektrumindikators den Oszillator 24 zur Folgung der Trägerfrequenz, wobei die phasengeschlossene Schleife des Oszillators nur zur Sicherstellung der engen Phasenverbindung dient. Durch diese Lösung wird das sich aus der schmalen Bandbreite der phasengeschlossenen Schleife ergebende Problem praktisch beseitigt.The error signal of the spectrum indicator is passed on via the low-pass filter 32, the DC amplifier 33 and the adding unit 30 to the control input of the electronically tunable oscillator 24. The low pass filter 32 has a stop band at the frequency of the signal fed to the input of the spectrum indicator and the time constant is expediently longer than a thousand times the duration of a bit. According to our knowledge, a time constant of the size mentioned is indispensable, because despite the use of the bit mixer, the spectrum of the signal depends on the content of the modulator, ie on the information to be transmitted, within a period of max. Thousand bits. The dependency is greater, the shorter duration refers, ie the smaller the time constant. Therefore, the time constant must be at least a thousand times the duration of the bit, since the error signal of the spectrum indicator integrated in this way is already independent of the modulation. In this way, the error signal of the spectrum indicator forces the oscillator 24 to follow the carrier frequency, the phase-locked loop of the oscillator only serving to ensure the close phase connection. This solution practically eliminates the problem arising from the narrow bandwidth of the phase-locked loop.
Das Erfassungs- und Bahaltungsband der Trägerrückschaltung kann durch die Anwendung des Spektrumindikators um etwa eine Grössenordnung erhöht werden. Als Erfolg kann die an der FrequenzStabilität des Sender-Trägerversorgers und des Empfänger-Oszillators gestellte Forderung wesentlich vermindert werden, wodurch diese Einheiten bedeutend einfacher und billiger hergestellte werden können. Ein weiterer Vorteil ergibt sich aus dieser Lösung bei digitalen Radioverbindungen von hoher Geschwindigkeit und grossen Entfernungen. Bei derartigen Verbindungen erleidet das Signal bei einer mehrwegigen Ausbreitung eine bedeutende Verzerrung. Infolge der Signalverzerrung wird in dem Trägerrücksteller der Modulationsrückstand größer sein, wodurch in der phasengeschlossenen Schleife erhöhtes Filtrieren erforderlich ist; das mit der erhöhten Filtrierung verbundene Problem kann eben durch die Anwendung des Spektrumindikators überbrückt werden.The detection and management band of the carrier downshift can be increased by an order of magnitude by using the spectrum indicator. As a success, the requirement placed on the frequency stability of the transmitter carrier provider and the receiver oscillator can be significantly reduced, as a result of which these units can be manufactured significantly more simply and cheaply. Another advantage results from this solution for digital radio connections of high speed and long distances. With such connections, the signal suffers significant distortion in the case of multipath propagation. As a result of the signal distortion, the modulation residue will be greater in the carrier reset, which means that increased filtering is required in the phase-locked loop; the problem associated with increased filtration can be overcome by using the spectrum indicator.
Eine mögliche Ausführung des Spektrumindikators ist in der Figur 4 dargestellt. Der Eingang 34 des Spektrumindikators schließt sich dea Eingang der Verteilstromkreises 35 an, der das eintreffende Signal auf die zwei Ausgänge verteilt. Das geteilte Signal gelangt zu dem symmetrischen Vierpol in der oberen Abzweigung 36, bzw. in der unteren Abzweigung 37. Die in dem Übertragungsband des Empfängers vorhandene Charakteristik der erwähnten Vierpole ist im Bezug der nominellen Mittelfrequenz-Trägerfrequenz an sich symmetrisch, miteinander verglichen zeigen die beiden Charakteristiken im Bezug der nominelle Trägerfrequenz eine annähernd gepaarte Symmetrie. Dem in der oberen Abzweigung 38, bzw. in der unteren Abzweigung vorhandenen asymmetrischen Vierpol ist ein zu der oberen Abzweigung gehörender, bzw. zu der unteren Abzweigung gehörender Leistungsdetektor an geschlossen, deren Ausgänge mit je einem Eingang des differenzbildenden Stromkreises 40 verbunden sind. Gleichzeitig bildet der Ausgang des differenzbilden den Stromkreises 40 den Ausgang 41 des Spektrumindi kators 31. Hier erscheint daa Fehlersignal des Spekt rumindikators 31, das mit der Differenz zwischen der Trägerfrequenz des Signals mit unterdrücktem Träger und dar nominellen Trägerfrequenz proportional ist. Bei der Realisierung des Spektrumindikators 31 ist der wesentliche Standpunkt in Betracht zu nehmen, daß die Leiatungsdetektoren tatsächlich eine mit der Leis tung des zu ihnen ankommenden Signals proportionale Gleichspannung oder Gleichstrom an den Ausgängen liefern sollen. Zu diesem Zwecke ist ein Multiplizierstromkreis am bestens geeignet, zu den beiden Eingängen dessen dasselbe Signal geleitet wird. Einen ebenfalls wesentlichen Teil des Spekt rumindikators bilden der in der oberen Abzweigung 36 und in der unteren Abzweigung 37 vorhandene asymmetrische Vierpol. In diesem Fall muß die Übertragungscharakteristik in dem Übertragungsband des Empfängers im Bezug der nominellen Trägeαrfrequenz asymmetrisch sein. Die einfachste Weise zur Realisierung besteht darin, daß die die grossten Übertragungen ergebende Frequenz der einzelnen asymmetrischen Vierpole in einem mit der nominellen Trägerfrequenz ennähernd gleichen Masse, aber auf einen in der gegengesetzten Richtung abweichenden Wert eingestellt wird.A possible embodiment of the spectrum indicator is shown in FIG. 4. The input 34 of the spectrum indicator connects to the input of the distribution circuit 35, which distributes the incoming signal to the two outputs. The divided signal arrives at the symmetrical four-pole in the upper branch 36 or in the lower branch 37. The characteristic of the four poles mentioned in the transmission band of the receiver is symmetrical per se with respect to the nominal medium frequency carrier frequency, compared with one another, the two characteristics with respect to the nominal carrier frequency show an approximately paired symmetry. The asymmetrical quadrupole present in the upper branch 38 or in the lower branch is connected to a power detector belonging to the upper branch or to the lower branch, the outputs of which are connected to an input of the difference-forming circuit 40. At the same time, the output of the difference-forming circuit 40 forms the output 41 of the spectrum indicator 31. Here, the error signal of the spectrum indicator 31 appears, which is proportional to the difference between the carrier frequency of the signal with suppressed carrier and the nominal carrier frequency. When realizing the spectrum indicator 31, the essential point of view has to be taken into account that the line detectors should actually deliver a direct voltage or direct current at the outputs proportional to the power of the signal arriving to them. For this purpose, a multiplier circuit is best suited to the two inputs of which the same signal is conducted. Another essential part of the spectrum indicator is formed by the asymmetrical four-pole present in the upper branch 36 and in the lower branch 37. In this case, the transmission characteristic in the transmission band of the receiver must be asymmetrical with respect to the nominal carrier frequency. The simplest way of realizing this is that the frequency of the largest asymmetrical quadrupole, which results in the largest transmissions, is approximately the same as the nominal carrier frequency same mass, but is set to a value deviating in the opposite direction.
Einen wichtigen Parameter stellt die Differenz der Bandmittelfrequenz und der nominellen Trägerfrequenz der asymmetrischen Vierpole dar. Sollte diese Differenz geändert werden, ändert sich die Grosse des Fehlersignals. Das größte Fehlersignal wird dann erreicht, wenn die Frequenzdifferenz 1/2 T beträgt, wo T eine Symbolzeit bezeichnet. Es sind doch jedoch Fälle bekannt, in denen von diesem Optimalwert abzuweichen unerläßlich ist. Die einwandfreie Funktion des Spektrumindikators erfordert nämlich, daß die Frequenz mit dem unterdrückten Träger weniger von der nominellen Trägerfrequenz abweiche, als die Mittelbandfrequenz der asymmetrischen Vierpole.An important parameter is the difference between the band center frequency and the nominal carrier frequency of the asymmetrical four-pole. If this difference is changed, the size of the error signal changes. The largest error signal is reached when the frequency difference is 1/2 T, where T denotes a symbol time. However, there are cases in which it is essential to deviate from this optimum value. The proper functioning of the spectrum indicator requires that the frequency with the suppressed carrier deviate less from the nominal carrier frequency than the mid-band frequency of the asymmetrical four-poles.
Die in der oberen Abzweigung 36 und in der unteren Abzweigung 37 vorhandenen Vierpole können durch die Abzweigschaltung der in Serie geschalteten, eine Serienresonanz ergebenden und parallel geschalteten, eine parallele Resonanz ergebenden Resonatoren realisiert werden. In dea einfachsten Falle ist es genügend zu einem Vierpol einen Resonator zu verwenden.The four poles present in the upper branch 36 and in the lower branch 37 can be implemented by branching the series-connected resonators that produce a series resonance and parallel-connected resonators that produce a parallel resonance. In the simplest case, it is sufficient to use a resonator for a four-pole.
Eine äußerst wichtige Forderung besteht darin, daß die asymmetrischen Vierpole des Spektrumindikators 31 woimmer Signale von annähernd gleichem Pegel (Gesamtleistung) erhalten. Nur auf diese Weise kann es nämlich sichergestellt werden, daß das Fehlersignal des Spektrumindikators 31 tatsächlich ausschließlieh von der Spektrumverschiebung abhänge. Die Signalpegelschwankungen können in der Mehrheit der Fälle auf die Änderungen der Ausbreitung im Freien, d.h. auf den Schwund (fading) zurückgeführt werden. Die wesentliche Herabsetzung dieser Schwankungen in dem Empfänger ist übrigens auch aus sonstigen Gründen unerläßlich, die von der in dea Mittelfrequenzblock 13 vorhande nen automatischen Verstärkung-Regelung durchgeführt wird. Der Trägerrücksteller und der sich darin befindende Spektrumindikator schliessen sich dem Ausgang des Mittelfrequenzblocks 13 an, wodurch ein annähernd konstanter Pegel erreicht werden kann. Darüber hin aus scheint es zweckmäßig zur weiteren Verminderu der noch übrigbleibenden Schwankungen bei dem Ein gang 21 der Trägerrückstellschaltung 15 und eventu ell separat bei dem Eingang 34 des Spektrumindikators 31 eine pegelausgleichende Einheit anzubringen.An extremely important requirement is that the asymmetrical four-poles of the spectrum indicator 31 always receive signals of approximately the same level (total power). Only in this way can it be ensured that the error signal of the spectrum indicator 31 actually depends exclusively on the spectrum shift. In the majority of cases, the signal level fluctuations can be attributed to changes in the spreading outdoors, ie to fading. The main reduction in these fluctuations in the receiver Incidentally, it is also essential for other reasons, which is carried out by the automatic gain control present in the medium frequency block 13. The carrier reset and the spectrum indicator located in it connect to the output of the medium frequency block 13, whereby an approximately constant level can be achieved. In addition, it seems useful to further reduce the remaining fluctuations in the input 21 of the carrier reset circuit 15 and possibly separately at the input 34 of the spectrum indicator 31 to mount a level compensating unit.
Durch die Anwendung des Spektruaindikators 31 in der Trägerrückstellschaltung kann erst dann das günstigste Resultat erreicht werden, wenn die Regelung derweise eingestellt wird, daß die Frequenz des elektronisch abstimmbaren Oszillators womöglichst genau der Trägerfrequenz folge. Die Regelung wird von mehreren Charakteristiken beeinflußt, undzwar durch die Steilheit des Spektrumindikators und des elektrisch abstimmbaren Oszillators, die Verstärkung der dazwischen vorhandenen Stufungen, sowie deren Zeitkonstante. Mit Hinsicht darauf, daß die Steilheit zwischen gewissen Grenzen vorgegeben ist, ist die Verstärkung auf den entsprechendesten Wert einzustellen, so scheint es zweckmäßig die Verstärkung des Gleichstromverstärkers als veränderbar auszubildem. Die in den Figuren 3 und 4 dargestellten Ausführungsbeispiele der Trägerrückstellschaltung und des enthaltenen Spektrumindikators können in di versen Anordnungen realisiert werden.By using the spectrum indicator 31 in the carrier reset circuit, the most favorable result can only be achieved if the control is set in such a way that the frequency of the electronically tunable oscillator follows the carrier frequency as closely as possible. The control is influenced by several characteristics, namely the steepness of the spectrum indicator and the electrically tunable oscillator, the amplification of the steps in between, and their time constant. In view of the fact that the slope is predetermined between certain limits, the gain must be set to the most appropriate value, so it seems appropriate to design the gain of the direct current amplifier as variable. The exemplary embodiments of the carrier reset circuit and the spectrum indicator shown in FIGS. 3 and 4 can be implemented in various arrangements.
Eine geringermassen modifizierte Version der Trägerrückstellschaltung ist in Figur 5 veranschaulicht. Aus dem Vergleich mit der Figur 3 geht es eindeutig hervor, daß der Frequenzmultiplikator 26 weggelassen worden ist und anstatt dessen der Frequenzteiler 42 eingesetzt ist. Auf diese Weise schwingt der elektronisch abstimmbare Oszillator nicht auf der Trägerfrequenz des zu dem Eingang des Trägerrücksteller3 ankommenden Signale, sondern auf dem Vielfachen der erwähnten Frequenz, die mit der von dem Frequenzmultiplikator 23 erzeugten Frequenz übereinstimmt. Aus diesem Grunde wird der Frequenzteuer 42 zwischen dem elektronisch abstimmbaren Oszillator 24 und dem Ausgang der Trägerrückstellschaltung eingesetzt, dessen Teilungszahl mit der Multiplikationszahl des Frequenzmultiplikators 23 übereinstimmt. In der Figur 5 sind zwei Ausgänge dargestellt, die z.B. bei einer Vierzastandsphasendemodula- tion erforderlich sind. Zwischen den Ausgängen muß eine Phasendifferenz vorhanden sein, die entweder im Laufe der Trägerrückstellung oder in dem Demodulator erzeugt wird. Im allgemeinen entspricht die Zahl der Ausgänge der Hälfte der Zahl der Phasenzustände. Bei der in der Figur 5 dargestellten Anordnung ist das phasenregulierende System aus dem Phasendetektor 27 und dem Tiefpassfilterverstärker 28 aufgebaut. Bei einem modulierten Signal mit mehreren Phasenzuständen kann auch der Demodulator mehrere Ausgänge aufweisen. In diesem Fall ist jedoch die Umwandlung von Parallel in Serien bei dem demodulierten digitalen Signalfluß erforderlich. Eine modifizierte Version des Spektrumindikators ist in der Figur 6 zu sehen. Wird nun diese Version mit jener nach Figur 4 verglichen, können Unterschiede in mehreren Hinsichten festgestellt werden. Zwischen dem Eingang 34 des Spektrumindikators 31 und dem Eingang des Verteilstromkreise 35 ist der pegelausgleichende Verstärker 43 eingeschaltet. Anstatt der in der oberen Abzweigung 36 und in der unteren Abzweigung 37 vorhandenen asymmetrischen Vierpole (Figur 4) sind die in der Figur 6 veranschaulichten asymmetrischen Vierpole der oberen Abzweigung 44 und der unteren Abzweigung 45 eingesetzt. Die letzteren weichen von den vorhererwähnten insofern ab, daß ihre Übertragungscharakteristiken - wenn gegenüber ein ander gestellt - im Bezug der nominellen Trägerfrequenz keine annähernd paarige, sondern unpaarige Symmetrie zeigen. Dementsprechend ist anstatt des differenzbildenden Stromkreises 49 der Figur 4 ein Addierstromkreis 46 lauf Figur 6 beansprucht, dessen Ausgang das Fehlersignal liefert. Der in der Figur 4 dargestellte, in der oberen Abzweigung 38 und in der unteren Abzweigung 39 vorgesehene Leistungsdetektor ist - wie es aus der Figur 6 ersichtlich ist - mit den in der oberen Abzweigung 47 und in der unteren Abzweigung vorgesehenen Multiplizierstromkreisen realisiert, undzwar derweise, daß beide Eingänge der einzelnen Multiplizierstromkreise dasselbe Signal erhalten.A slightly modified version of the carrier reset circuit is illustrated in FIG. 5. From the comparison with Figure 3 goes it clearly shows that the frequency multiplier 26 has been omitted and the frequency divider 42 has been used instead. In this way, the electronically tunable oscillator does not oscillate at the carrier frequency of the signals arriving at the input of the carrier reset 3, but at a multiple of the frequency mentioned, which corresponds to the frequency generated by the frequency multiplier 23. For this reason, the frequency controller 42 is used between the electronically tunable oscillator 24 and the output of the carrier reset circuit, the number of divisions of which corresponds to the multiplication number of the frequency multiplier 23. FIG. 5 shows two outputs that are required, for example, in four-phase phase demodulation. There must be a phase difference between the outputs, which is generated either in the course of the carrier reset or in the demodulator. In general, the number of outputs is half the number of phase states. In the arrangement shown in FIG. 5, the phase regulating system is constructed from the phase detector 27 and the low-pass filter amplifier 28. In the case of a modulated signal with several phase states, the demodulator can also have several outputs. In this case, however, the conversion from parallel to series is required in the demodulated digital signal flow. A modified version of the spectrum indicator can be seen in FIG. 6. If this version is now compared with that of FIG. 4, differences can be determined in several respects. Between the input 34 of the spectrum indicator 31 and the level-compensating amplifier 43 is switched on at the input of the distribution circuits 35. Instead of the asymmetrical four-poles present in the upper branch 36 and in the lower branch 37 (FIG. 4), the asymmetrical four-poles of the upper branch 44 and the lower branch 45 illustrated in FIG. 6 are used. The latter differ from the aforementioned ones in that their transmission characteristics - when compared to each other - do not show approximately paired, but unpaired symmetry in relation to the nominal carrier frequency. Accordingly, instead of the difference-forming circuit 49 in FIG. 4, an adding circuit 46 in FIG. 6 is claimed, the output of which supplies the error signal. The power detector shown in FIG. 4, which is provided in the upper branch 38 and in the lower branch 39, is - as can be seen from FIG. 6 - realized with the multiplier circuits provided in the upper branch 47 and in the lower branch, that both inputs of the individual multiplier circuits receive the same signal.
Bei den Ausführungen des Spektrumindikators laut Figuren 4 und 6 wurden identische Gleichstrompolaritäten ergebende Leistungsdetektoren in Betracht genommen, es ist aber möglich, daß das an dem Ausgang der Leistungsdetektoren vorhandene Gleichstromsignal eine entgegengesetzte Polarität aufweist. In diesem Fall ist anstatt des in der Figur 4 dargestellten differenzbildenden Stromkreises ein Addierstromkreis und anstatt in der Figur 6.dargestellten Addierstromkreises ein differenzbildender Stromkreis einzusetzen.In the embodiment of the spectrum indicator according to FIGS. 4 and 6, identical power polarity detectors have been considered, but it is possible that the direct current signal present at the output of the power detectors has an opposite polarity. In this case, an addition circuit is to be used instead of the difference-forming circuit shown in FIG. 4 and a difference-forming circuit instead of the addition circuit shown in FIG.
In den einzelnen Anordnungen können neben den in den Figuren dargestellten Haupteinheiten noch weite re Einheiten erforderlich sein, se z.B. werden Trennelemente, Verstärker, Filter, Meß- und Überwachungselemente benötigt. Der Aufbau und Funktionslösung der Trä gerrückstellschaltung können auch interschiedlich ausgestaltet werden, so z.B. werden in der Fachliteratur sogenannten RemodulationsSysteme, Systeme mit der Costas-Schleife und Entscheidungsrückkoppelung beschrieben. Die Funktion der Trägerrückstell-Schaltungsanordnung beansprucht auch Speiseeinheiten. Der Aufbau des Senders und des Empfängers kann ebenfalls von den in Figuren 1 und 2 dargestellten Ausführungsformen abweichen, so z.B. kann der Sender mit Sendermischung innerhalb der Verbindung ausgestaltet werden. Im Gegensatz zu dem Ausführungs beispiel nach Figur 1 funktioniert in diesem Fall der Modulator nicht auf der Senderfrequenz, sondern auf Mittelfrequenz, wobei das Mittelfrequenzsignal verstärkt und filtriert von dem Sendermischer in die Senderfrequenz übersetzt wird. Der Mischvorgang beansprucht einen Lokalgenerator und einen aus den ausgemischten Signalen das Nutzsignal auswähltenden Filter. Der Sender kann ebenfalls von der in Figur 2 dargestellten Ausführungsform abweichen. Er kann z.B. mit Doppelmischung arbeiten, dann ist die Mittelfrequenz dementsprechend zweierlei. Bei einer Doppelmischung müssen zwei Lokalgeneratoren vorhanden sein. Sollten in dem Sender und in dem Empfänger mehrere Mischvorgänge vor sich gehen, wird die Instabilität der Trägerfrequenz infolge der erhöhten Zahl der zur Mischung erforderlichen Lokalgeneratoren gröaser sein; auch dieses Problem kann unter Anwendung der erfindungsgemäßen RücksteilSchaltung - undzwar durch die grδssere Bandbreite - gelöst werden.In the individual arrangements, in addition to the main units shown in the figures, there may also be wide ones re units may be required, eg separating elements, amplifiers, filters, measuring and monitoring elements are required. The structure and functional solution of the carrier reset circuit can also be designed differently, for example, so-called remodulation systems, systems with the Costas loop and decision feedback are described in the specialist literature. The function of the carrier reset circuit arrangement also claims supply units. The structure of the transmitter and the receiver can also differ from the embodiments shown in FIGS. 1 and 2, for example the transmitter can be configured with a transmitter mixture within the connection. In contrast to the exemplary embodiment according to FIG. 1, in this case the modulator does not work on the transmitter frequency but on the medium frequency, the medium frequency signal being amplified and filtered by the transmitter mixer and translated into the transmitter frequency. The mixing process requires a local generator and a filter that selects the useful signal from the mixed signals. The transmitter can also differ from the embodiment shown in Figure 2. For example, he can work with double mixing, so the center frequency is therefore two different things. In the case of a double mix, two local generators must be available. Should several mixing processes take place in the transmitter and in the receiver, the instability of the carrier frequency will be greater due to the increased number of local generators required for the mixing; this problem can also be solved by using the back circuit according to the invention - and indeed by means of the larger bandwidth.
Die hier geschilderten Ausführungen stellen Ausführungsbeispiele dar. Im Laufe der praktischen Realisierung können die einzelnen Einheiten kontrahiert oder auseinandergetrennt werden, gewisse Einheiten können weggelassen werden. Auch ein Sender ohne Regenerator oder Mischer ist verwendbar. In gewissen Fällen verfügt das zu übertragen gewünschte Signal schon an sich über einen Zufallscharakter, in solchen Fällen können sogar der Bitmischer und der Bitrückmischer weggelassen werden. The statements outlined here The individual units can be contracted or separated, certain units can be omitted. A transmitter without a regenerator or mixer can also be used. In certain cases, the signal to be transmitted is inherently random, in such cases even the bit mixer and the bit back mixer can be omitted.

Claims

P AT EN T AN S PR Ü C HEP AT EN T AN S PRÜ C HE
1. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung zu einer Verbindung mit kohärenter Demodulation, bei der die Trägerrückstellschaltung mit einem Eingang für das modulierte Signal und einem Ausgang (mehreren Ausgängen) für das unmodulierte Signal versehen ist, desweiteren ein elektronisch veränderliches Element - zweckmäßig ein abstimmbarer Oszillator - enthalten ist, dadurch g e k e n n z e i c hn et , daß die Trägerrückstellschaltung einen oder mehrere, die Verschie bung des Spektrums des modulierten Signals wahrnehmenden und das elektronisch veränderliche Element - zweckmäßig den abstimmbaren Oszillator - regelnden Spektrumindikator(en) enthält. 2. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach Anspruch 1, dadurch g e k e n nz e i c h n e t , daß der Träger rücksteller (15) an der E∑apfangsβeite des Verbindungswegs angeordnet ist und der Ausgang/die Ausgänge dem Referenzeingang/den Eingängen des Demodulators (14) - angeschlossen ist/sind (Figur 2).1. Circuit arrangement for carrier reset to a connection with coherent demodulation, in which the carrier reset circuit is provided with an input for the modulated signal and an output (several outputs) for the unmodulated signal, furthermore an electronically variable element - expediently a tunable oscillator - is included , characterized gekennzeic hn et that the carrier reset circuit contains one or more, the displacement of the spectrum of the modulated signal perceiving and the electronically variable element - suitably the tunable oscillator - regulating spectrum indicator (s). 2. Circuit arrangement for carrier reset according to claim 1, characterized in that the carrier reset (15) is arranged on the E )apfangsβeite the connection path and the output / the outputs to the reference input / the inputs of the demodulator (14) - is connected / are (Figure 2).
3. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach Anspruch 1 oder 2, zur Sicherstellung des Zufallprozesses des digitalen modulierenden Signals, dadurch g e k e nnz e i c h n e t , daß wenigstens an der einer Senderseite (oder an mehreren Senderselten) des Verbindungswegs ein oder mehrere Bitmischer (3) und an wenigstens einer Empfangerseite (oder an mehreren Empfängerseiten) des Verbindungswegs ein oder mehrere Bitrückmischer (17) vorgesehen ist/sind (Figuren 1 und 2). 3. Circuit arrangement for carrier reset according to claim 1 or 2, to ensure the random process of the digital modulating signal, characterized gekenn nichnet that at least on one transmitter side (or on several transmitter rare) of the connection path one or more bit mixers (3) and at least one One or more bit back mixers (17) is / are provided on the receiver side (or on several receiver sides) of the connection path (FIGS. 1 and 2).
4. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstel lung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 3, zu einer Verbindung mit unterdrücktem Träger, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß die zur Trägerrückstellung dienende Schaltungsanordnung an sich bekannte phasengeschlossene Schleife(n) und/oder nicht-lineare Operationen durchführende Stufung(en) ebenfalls enthält (Figur 3).4. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 3, for a connection with suppressed carrier, characterized in that the circuit arrangement used for carrier reset known phase-locked loop (s) and / or non-linear operations performing step (s) also contains (Figure 3).
5. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstel lung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß in dem Spektrumanalysator (31) je ein Vierpol (36, 37) in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung vorgesehen ist, deren Übertragungscharakteristik im Bezug der nominellen Trägerfrequenz an sL ch einzeln asymmetrisch ist, hingegen, wenn miteinander verglichen, weisen die beiden Übertragungscharakteristiken im Bezug der nominellen Trägerfrequenz annähernd paarige Symmetrie auf (Figur 4). 6. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Anspruch 1 bis 4, dadurch g e k e n n z e i ch n e t , daß in dem Spektrumanalysator (31) zwei Vierpole (44, 45) in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung vorhanden sind, deren Übertragungscharakteristiken im Bezug der nominellen Trägerfrequenz an sich selbst, separat asymmetrisch sind, wenn jedoch diese einander gegenüber gestellt sind, weisen die beiden Übertragungscharakteristiken im Bezug der nominellen Trägerfrequenz eine annähernd unpaarige Symmetrie auf (Figur 6).5. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 4, characterized in that in the spectrum analyzer (31) each has a four-pole (36, 37) is provided in the upper and in the lower branch, the transmission characteristics in relation to the nominal Carrier frequency is individually asymmetrical at sL ch, however, when compared with each other, the two transmission characteristics have approximately pair symmetry in relation to the nominal carrier frequency (FIG. 4). 6. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 4, characterized gekennzei ch net that in the spectrum analyzer (31) two four-pole (44, 45) are present in the upper and in the lower branch, the transmission characteristics in relation to the nominal Carrier frequency itself, are separately asymmetrical, but if these are compared to each other, the two transmission characteristics with respect to the nominal carrier frequency have an almost unpaired symmetry (Figure 6).
7. Schaltungsanordnung zur Tragerrücksteilung nach jedwelchem der Ansprüche 5 und 6, dadurch g ek e n n z e i c h n e t , daß die Eingänge der asymmetrischen Vierpole in der oberen und unteren Abzweigung direkt oder indirekt parallel geschaltet sind, und der Eingang gleichzeitig den Eingang (34) des Spektrumindikators (31) bildet, desweiteren der Ausgang der asymmetrischen Vierpole in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung je einem in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung angeordneten Leistungsdetektor (38, 39) angeschlossen ist, wobei die erwähnten Leistungsdetektoren mit je einem Eingang eines differenzbildenden Stromkreises (40) oder eines AddierStromkreises (46) verbunden sind, desweiteren der Ausgang des differenzbildenden Stromkreises (40) oder des Addierstromkreises (46) sich dem Ausgang7. Circuit arrangement for carrier back division according to any one of claims 5 and 6, characterized in that the inputs of the asymmetrical four-pole in the upper and lower Branch are connected directly or indirectly in parallel, and the input simultaneously forms the input (34) of the spectrum indicator (31), furthermore the output of the asymmetrical four-pole in the upper and in the lower branch, one in the upper and one in the lower branch arranged power detector (38, 39) is connected, the power detectors mentioned being connected to an input of a differential circuit (40) or an adding circuit (46), furthermore the output of the differential circuit (40) or the adding circuit (46) exit
(41) des Spektrumindikators (31) anschließt (Figuren 4 und 6). 8. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß der Leitungsdetektor des Spektrumindikators (31) von je einem, in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung angeordneten Multiplizierstromkreis (47, 48) gebildet ist, dessen beide Eingänge- dem Ausgang ein und desselben asymmetrischen Vierpols angeschlossen sind, während der Ausgang des in der oberen Abzweigung vorhandenen Multiplizierstromkreises (40) mit dem einen Eingang des differenzbildenden Stromkreises (40) oder des Addierstromkreises (46) verbunden ist und der Ausgang des Multiplizierstromkreises (48) der unteren Abzweigung sich dem anderen Eingang des differenzbildenden Stromkreises (40) oder der Addierstromkreises (46) anschließt (Figur 6).(41) of the spectrum indicator (31) connects (Figures 4 and 6). 8. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 7, characterized in that the line detector of the spectrum indicator (31) is formed by one, arranged in the upper and in the lower branch multiplier circuit (47, 48), the two inputs - The output of one and the same asymmetrical four-pole are connected, while the output of the multiplier circuit (40) present in the upper branch is connected to one input of the difference-forming circuit (40) or the adder circuit (46) and the output of the multiplier circuit (48) the lower branch connects to the other input of the difference-forming circuit (40) or the adding circuit (46) (FIG. 6).
9. Schaltungaanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß die in der oberen bzw. unteren Abzweigung vorhandenen asymmetri sehen Vierpole (36, 44 bzw. 37, 45) wenigstens einen in der Reihe geschalteten, eine Serienresonanz ergebenden und/oder wenigstens einen parellel geschalteten eine parallele Resonanz gebenden Resonator enthalten. 10. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstel lung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch g e k e nn z e i c h n e t , daß zwischen dem Ausgang (41) des Spektrumindikators (31) und dem Regeleingang des elektronisch abstimmbaren Oszilla tors (24) ein Gleichstromverstärker (33) oder ein solcher Tiefpassfilter (32) eingefügt ist, der bei der Frequenz des zu dem Eingang (34) des Spektrumindikators (31) geleiteten Signals ein Sperrband aufweist und die Zeitkonstante zweckmäßig das Tausend fache der Zeitdauer des Bits überschreitet (Figur 3). 11. Schaltungsanordnung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch g e k e nn z e i c h ne t , daß dem Regeleingang des elektronisch abstimmbaren Oszillators (24) der Ausgang des Addierstromkreises (30) angeschlossen ist, während dem einen Eingaa g des AddierStromkreises sich der Ausgang (41) des Spektrumindikators anschließt und dem anderen Eingang mit der gleichen Polarität der Ausgang des Phasenregelsystems angeschlossen ist. 12. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch g e k e nn z e i c h n e t , daß der Hochfrequenzausgang des elektronisch abstimmbaren Oszillators (24) sowohl dem Eingang des Phasenregelsystems, wie auch dem(den) Ausgang/Ausgängen (25) des Trägerrückstellers angeschlossen ist.9. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 8, characterized in that the asymmetri present in the upper or lower branch see four-pole (36, 44 or 37, 45) contain at least one resonator connected in series, which produces a series resonance and / or at least one parallel-connected resonator which gives a parallel resonance. 10. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 9, characterized in that between the output (41) of the spectrum indicator (31) and the control input of the electronically tunable oscillator (24), a DC amplifier (33) or such Low-pass filter (32) is inserted, which has a stop band at the frequency of the signal passed to the input (34) of the spectrum indicator (31) and the time constant expediently exceeds a thousand times the duration of the bit (FIG. 3). 11. Circuit arrangement according to any one of claims 1 to 10, characterized in that the control input of the electronically tunable oscillator (24) is connected to the output of the adding circuit (30), while the one input of the adding circuit is the output (41 ) of the spectrum indicator and the other input with the same polarity is connected to the output of the phase control system. 12. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 11, characterized in that the high-frequency output of the electronically tunable oscillator (24) is connected to both the input of the phase control system and the output (s) (25) of the carrier reset .
13. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch g e k e nn z e i c h n e t , daß zwischen dem Eingang (34) des Spektrumindikators (31) und dem Eingang/den Eingängen der Vierpole (36, 44; 37, 45) in der oberen bzw. unteren Abzweigung ein das zu seinem Eingang eintreffende Signal auf seine Ausgänge verteilende Stromkreis (35) und/oder ein pegelausgleichender Verstärker (43) eingeschaltet ist (Figur 6).13. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 12, characterized in that between the input (34) of the spectrum indicator (31) and the input (s) of the four poles (36, 44; 37, 45) in the upper and lower branch a circuit (35) and the signal arriving at its input to its outputs / or a level-compensating amplifier (43) is switched on (FIG. 6).
14. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß eine an sich bekannte, sogenannte M-fache Frequenzvervielfacher-Schleife angeordnet ist.14. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 13, characterized in that a known, so-called M-fold frequency multiplier loop is arranged.
15. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß die AnOrdnung eine an sich bekannte, sogenannte Costas-Schleife im M-Zustand enthält.15. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 14, characterized in that the arrangement contains a so-called Costas loop known in the M state.
16. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch g e k e nnz e i c h n e t , daß der Trägerrückschalter einen an sich bekannten, sogenannten Remodulator enthält.16. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 15, characterized g e k e nnz e i c h n e t that the carrier reset switch contains a known, so-called remodulator.
17. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch g e k e n n z e i ch n e t , daß eine an sich bekannte, sogenannte Entscheidungsrückkoppelschleife enthalten ist.17. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 16, characterized in that a known, so-called decision feedback loop is included.
18. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß zwischen dem Eingang (9) des Empfängers und dem Eingang des18. Circuit arrangement for carrier reset according to any one of claims 1 to 17, characterized g e k e n n z e i c h n e t that between the input (9) of the receiver and the input of the
Spektrumindikators (34) eine oder mehrere mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC) und/oder Limitierung (Limitator) versehenen Stufungen (13) eingeschaltet sind. Spectrum indicator (34) one or more steps (13) provided with automatic gain control (AGC) and / or limitation (limitator) are switched on.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11310027B2 (en) * 2018-08-31 2022-04-19 Safran Data Systems Method of date-stamping telemetry signals

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1214514A (en) * 1967-07-19 1970-12-02 Ibm Digital demodulator
US4103244A (en) * 1976-04-09 1978-07-25 Nippon Electric Co., Ltd. Fsk demodulator

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS53142855A (en) * 1977-05-18 1978-12-12 Mitsubishi Electric Corp Reproducing circuit of n-phase psk signal carrier
US4321624A (en) * 1978-10-30 1982-03-23 Rca Corporation AFT Circuit

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1214514A (en) * 1967-07-19 1970-12-02 Ibm Digital demodulator
US4103244A (en) * 1976-04-09 1978-07-25 Nippon Electric Co., Ltd. Fsk demodulator

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A.M. SAJESDNY u.a. "Fasorasnostnaja Moduljazia", Ids.S. Wjas" (Moskwa), published in 1967, pages 94-101 *
See also references of EP0098831A4 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11310027B2 (en) * 2018-08-31 2022-04-19 Safran Data Systems Method of date-stamping telemetry signals

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