UA30592C2 - Спосіб підсилення амплітудно-модульованих та фазоманіпульованих сигналів та пристрій для його здійснення - Google Patents

Abstract

Спосіб підсилення амплітудно-модульованих та фазоманіпульованих двопозиційних сигналів базується на регенерації активних втрат шляхом контролю параметрів двополюсника сигналом керування, що містить частоту, рівну подвійній несучій сигналу. Реактивні, контрольовані сигналом керування, параметри в смузі сигналу виконують помітно меншими активних контрольованих параметрів двополюсника. Спосіб передбачає зменшення до мінімуму приведених до виводів двополюсника параметрів електричного кола, неконтрольованих сигналом керування. Здійснення способу спрощується, якщо фазочастотна залежність контрольованої складової імпеданса двополюсника лінійна в діапазоні частот сигналу. Пристрій здійснює спосіб найбільш ефективно, якщо імпеданс двополюсника з урахуванням регенерації втрат обирається сумірним з імпедансом джерела сигналу. Двополюсник в пристрої включається послідовно за струмом з джерелом сигналу. Сигнал, що подається на вхід наступного каскаду, знімається з виводу двополюсника за допомогою перетворювача.

Description

Опис винаходу

Винахід стосується до техніки підсилення модульованих сигналів з мінімумом зайвих шумів / може 2 бути використано в радіоприймальних приладах.

Відомий спосіб підсилення сигналів, який базується на явищ/ змушеного випромінювання в активному середовищі з Інверсною населеністю енергетичних рівней. Недоліком його є невелика відносна ширина смуги лідсинюваних частот, зумовлена застосуванням високодобротних резонансних систем для збільшення слабких підсилювальних властивостей активного середовища /1/; спосіб ефективний лише з використанням кріогенної техніки.

Відомий також спосіб підсилення сигналів, що полягає в регенерації втрат в резонансній системі, здійснюваний параметричним реактивним елементом з використанням холостого контуру |2). Недоліком його є невелика відносна ширина смуги підсилення А ; обумовлена істотним значенням повної реактивності г сигнального контуру, збільшенням добротності системи внаслідок регенерації, сильної залежності опору регенерації від частоти.

Найбільш близьким за сукупністю ознак до винаходу, що пропонується, є засіб підсилення сигналів, здійснюваний шляхом регенерац/! втрат в резонансній системі на ,базі одноконтурного параметричного підсилювача синхронного типу. Недоліком його є мале відношення А неминуче в силу того, що

Ж контрольована сигналом керування ампл/ітуда зм/нної складової реакт/івності т е'Со на будь-якій частоті сч робочого діапазону за модулем перевищує внесену активну (контрольовану сигналом керування) складову ' (8) -- ш ж 25 ШУ 2 с де: т - коефіцієнт модуляції ємності; (2) ф'- складова спектру сигналу; ю у - фаза сигналу керування відносно сигналу /З/.

Це обумовлює високу крутість залежності! фази вихідного сигналу від частоти / безпосередньо зв'язану з ЦИМ - 3з5 явищем вузькосмуговість підсилювача /121, со

Мета винаходу - підсилення ампл/гудно-модульованого / фазо-манілульованого двопозиційного (АМ-

ФМ2-)сигтналів з мінімумом зайвих шумів при значенні відношення АКА близького до одиниці.

Ж 4

Ця ціль досягається тим, що параметричний двополюсник повного імпедансу (2,3, Фіг 7), здійснюючий - с регенерацію активних втрат, утворено активною провідністю З, контрольованою за допомогою формувача ц сигналу керування (ФСУ) (4), що виробляє сигнал керування (СУ), в складі якого міститься частота, рівна "» подвійній несучій сигналу, а реактивна складова адм/гттансу двополюсника 2, також контрольована за допомогою

ФСУ (4), в смузі частот сигналу 2Аї складає помітно меншу частку в характеристиці двополюсника.

Корисний сигнал в форм! напруги наводиться на виводах двополюсника (2,3). За допомогою перетворювача (95) "напруга-струм" (5) сигнал може бути подано на вхід наступного каскаду. Цифрою 7 позначене джерело вхідного о сигналу, яке має ВИСОКИЙ вихідний опір (модуль) якщо регенерація втрат в двополюснику приводить до зменшення його провідності. 1 Варіантом приладу, здійснюючого наданий спос/б підсилення, може спужити джерело вхідного сигналу (1, с 50 Філ 2) що має малий вихідний опір, навантажений на двополюсник (2,3), регенерація втрат в якому супроводжується зменшенням опору корисному сигналові Елемент 5 в цьому випадку є перетворювачем що) "струм-напруга" та з'єднується послідовно з джерелом сигналу та двополюсником (ФІГ. 2).

Формально двополюсник (2,3, Фіг. 7,2) може виявити підсилювальні властивост/ в відношенні АМ- ФМИ2- сигналів, являючись елементом більш складних електричних кіл /4/. / навпаки, двополюсник (2,3) може бути синтезовано з більш складного кола, наприклад, /з триполюсника (Фіг. З ). о За ц/єю причиною слід ввести поняття "керований активний елемент" (ВАЕ) - три- чи чотириполюсник, в якому за визначенням контрольована складова функції передачі активного типу дом/нує над контрольованою іме) складовою функції передач! реактивного типу. /нші (неконтрольовані) параметри ВАЕ повинні бути достатньо малими, або в поєднанні з іншими елементами схеми компенсовані, 60 Реально очікуваний ефект досягається виконанням спеціальних технічних рішень.

Перше з цих рішень полягає в сумірност/ включених послідовно за струмом сигналу імпедансу джерела (7) з сигнальним імпедансом двополюсника (2,3). Корисний ефект в цьому випадку виявляє себе аналогічно резонансу струмів (напруг) в паралельному (послідовному) контурі. Сутність даного рішення вже викладена (Ф//. 1,2). бБ Другим, найбільш важливим, рішенням є зменшення неконтрольованих параметр/в підсилювача. Таке зменшення може бути здійснено шляхом паралельного підключення до керованого двополюсника (2,3, Фу. 1,2)

другого двополюсника (б), /мітуючого зменшуваний параметр, наприклад, від'ємну ємність /5/. Варіантом даного р/ішення може служити керований двополюсник, поєднаний /з зменшуваним (Фі//. 3,4).

Трет/м технічним рішенням, полепиуючим досягнення корисного ефекту, є надання контрольованим складовим /мпедансу двополюсника характеру слабкої позитивної (зростаючої) або від'ємної (спадаючої) лінійної фазочастотної залежності (лінійність ФЧХ).

Достатньо повне уявлення способу підсилення з урахуванням перелічених вище технічних рішень може бути одержано за. результатом аналізу наведеної електричної схеми (Фіг.2). Прийняті! такі позначення: /вх 7 1о(сов(і я цю) (17) 70 СУ Сб Сосовд ої (2) 9596 7 9осов2ої (3) причому : до - підсумкове значення контрольованої! / паразитної активних провідностей, включаючи провідність джерела сигналу та навантаження; 95 - контрольований параметр активної керованої провідності;

Со - сума контрольованої! / паразитної ємностей двополюсника, в тому числі виходу джерела сигналу / входу перетворювача (2, Фіг. 7);

Со - контрольований параметр керівної ємності,

Синхронність керування ємністю (2) / провідністю (3) у відношенні сигналу забезпечується незалежною від часу фазою цу (7), синхронність між зміною ємност/! (2) / активної провідності (3) вважаємо виконаною безумовно, з нехтуючи малими фазовими похибками.

Рівняння, що описує процеси в електричному колі, має наступний вигляд: /вх 7 9бО вих 7 Сорок вих) 7 (95 О вих 7 Соц вих))сова ої (4)

В більш загальному випадку коло, в якому можлива регенерація активних втрат, описується формулою, с близькою до (4): о

Фо со (2) я 1 я 1 і. 1 и, 1

У Де, іті) - Іде Ін в. (ге Ісогеж| У іже) ме... К-1 8... с

Вхідне діяння (7) в загальному випадку збагачено непарними гармоніками несучої в" Надалі для спрощення (о) ми приймаємо скрізь т дорівнює одиниці; п - корисний вихідний сигнал, збагачений непарними гармоніками несучої сигналу ф,; о " '

Ук) Фо К-13... і. 011 - сума контрольованих / неконтрольованих повільно змінюваних або постійних за часом параметрів

А т 1 електричного кола; « і ' - сума контрольованих параметрів двополюсника, що враховує лінійні похибки ФСУ (4, Фіг. 1,2). -в т

Функцію І» Ї ) завжди можна подати у вигляді; . й - 1 п з л Кл є й Бі | ВК. (се | Ку (95) причому г о й - незалежний від частоти / часу параметр; сл о. -неконтрольована (паразитна ) амплітудно-частотна комлексна залежність. пгт 7 Еш

Згідно з п. 2 формули, корисний ефект може бути досягнутий за здійсненням умов:

І Ге | " «« " / " «« " (7 іІЖеА /Бейі Ла! Мт,

Злідно з п.З формупли, І І, бу характеризується лінійною ФЧХ в /нтервалі 0...2Охах (ФІГ. б). з щш

Ге) Загальною характеристикою засобу підсилення та пристрою може служити співвідношення:

НЯ «« нн МА (8) т Пт Б, г ве Бе),

Порівняння за модулем контрольованих параметрів двополюсника (8), що відповідає пунктам 7,4 формупи, бо характеризує не стільки можливість досягнення корисного ефекту, скільки його величину ( наприклад, коефіцієнт підсилення ), величину лінійних спотворень сигналу. Пояснення міри суворост/ нерівності! (8) подано в розділі "Частотні властивості".

Достатньо повне уявлення про регенерацію втрат у двополюснику у смузі частот, менших 2 Оах (Фіг. 6), може бути одержано з окремого рішення рівняння (7 - 4), загальне рішення цього рівняння з причини малих бо реактивних параметрів (8) буде відрізнятися незначною мірою.

/снує область значень параметрів рівняння (4), в якій окреме рішення є функцією рішення асимптотичного рівняння: іб()сов(ої ж р) т Ових(до 7 92сов2о) (9) одержаного прирівнюванням до нуля реактивностей С об та С. В цьому випадку огинаюча (|) (17) є довільною функц/єю, що не м/стить частоти, рівної несучей є. Зручно з огинаючої виділити деяку складову частоти 0: іб() /всо5 ОК (170)

В такому разі між частотами сф та б (2) має місце залежність: в'-Кахо (11) причому неозначеність усувається підсумовуванням в (2) за додатними та від'ємними індексами.

Рішення рівняння (9) будемо шукати у вигляді нескінченного ряду : т | пе

М шу Щі У, соєві ї се) к-15...

В цьому ряду, взагал/ кажучи, розбіжному, невідомими є лише перша та третя гармоніки. Ус! вищі/ гармоніки сигналу можуть бути знайдені шляхом підстановки (12) в рівняння (9), внаслідок чого маємо такі рекурентні співвідношення: 20000 бкрсоворуя т - Оррсоворя 7 (290/02)усовоу (13)

Окагвіпфків З Окевіпфк о - (2б0/92)Ох5/Пру (14)

З сп/ввідношень (73), (14) можна припустити, що ряд (12) розходиться у випадку в во! 1 Що ся ів о з

Хоч співвідношення ( 13 ), ( 14 ) стають у зв'язку з цим символічними, вигляд рішення (12) зберігається, і його можна знайти шляхом розкладання у ряд Фур'є |б| по частотах Кер функції сч "ори звсокак ну) А да ау совдах ою

Рішення (16) в област/ (15) асимптотичне по відношенню до закону Ома. о

Необхідним / достатнім для находження рішення (12) в області со / во / (17 -- хх 1 і 847 « є припущення про існування рішення та його єдність. Проте, рішення в області (17) розпадається на два - с значення, а сама область - відповідно на два Інтервали (Табл. 17). ц Рішення неперервне за модулем в точках зіткнення інтервалів о/р 129 10! У о /вз/ 2 о / зазнає розривів, на зовнішніх межах (75,17). Назва областей (нормальної; /нверсно) провідності -витікає із сп/ввідношення між фазою оф, та ш (27). Граничний режим (18), взагал/ кажучи, не дорівнює о провідності з нулем, оскільки /нверсії підлягає не абсолютне значення провідності, а /ї фазова характеристика. о 20 Можливість підсилення сигналів витікає з формул (22а,б, Табл. 7), широкосмуговість засобу підсилення підтверджується відсутністю у ціх виразах номінала несучої.

ІК) Спосіб підсилення може використовуватися для перетворювання АЛ- ФМ2-сигналів за Гільбертом /7.

У випадку фазової ман/пуляції (4 - ж с) фаза вихідного сигналу підлягає додатковій ман/пуляції ж л/2. За парною кількістю каскадів підсилення додаткова манілуляция не виявляється. 29 Ємності Су, Со (4) впливають на рішення (Табл. 7) двічі.

ГФ! По-перше, вони визначають крутість фазочастотної характеристики (ФЧХ) вихідного сигналу: юю У нормальному режимі (Н. Р. ) - т/га; я 29 до Фу таксівсь-- 5 (| й 5 С- й а

У інверсному режимі (7. Р. ) - б5 т/га; до фр Заксівсь- - Ь и 5 -

Бо 2

Наявність знаку "модуль" стосовно до частоти модуляц/ї о є особлив/стю підсилювача (Фіг. 1,2) у режимі (17). Тому в усіх співвідношеннях, у яких відсутня швидкозмінна функція вї у виразі (17) вважаємо підсумовування двох невід'ємних величин.

По-друге, Сб та С; (4), а в загальному випадку параметри реактивності в, - І М 0 Па ба) Іт вію (5) визначають умову придатност/ формул рішення (Табл. 7); ой 7

І ком) 55-20 75 віп дух де: о - добротність підсилювача, може бути обчислена за формулою:

Ко ах 27 о 1 ке іє Бейбе) т7-о- С . 1 що С . 1 2 | І й; п ій)

М - коефіцієнт параметричного підсилення, бере участь у (26) як незалежний параметр, або обчислюється за с ов формулою : Н.Р. . ще ВИ (28) о м.- (віп діт іє я 1 в Я гл - ЕТ Буд ех ) 4 т Кур ех )сов дих сч

В; о

І Р. ю . и в (29)

М (віп 2 Пт Ріє о

КЕ М и М -2Іт Різ | Тл (аз Ісооуу о

Регенерація активних втрат у двополюснику виявляється як залежність коефіцієнту параметричного підсилення М (28,29) від фази сигналу у (1), за допомогою якої підсилення може бути встановлене. «

У разі доведення до нуля неконтрольованих параметрів (б) добротність (27) дорівнює нулю, рішення (Табл. 40.7), формули (28), (29) д/ійсні для довільної фази 4 (26) У звязку з тим, що величина реактивної ші с контрольованої складової /мпедансу двополюсника незначна (8), зменшення параметра І; ; ' Ї (6), (7) хз п'єш " набуває принципового значення.

ЧАСТОТНІ ВЛАСТИВОСТІ

Не менш 4-х відносно незалежних характеристик підсилювача (Фу. 1,2) мають зміст смуги пропускання (СП). о 7. Діапазон перетворювання за Гільбертом, відповідає умові; (ав) и (30)

ГА аз с пе-е-я ях 1 с о Ваз) кз 2. Смуга перестроювання, охоплює умови (26), (27); визначає для сигналу з вузькою базою ( Оль набагато менш одиниці) ! фазою у максимальну частоту вд, вище якої параметричне підсилення М (28 ), (29) відсутнє.

З. Прохідна СП - смуга підсилення АМ- ФМ2- сигналу з широкою базою (с/в порядку одиниці) / заданою Ккрутістю ФУХ та нормованою нерівномірністю амплітудно-частотної характеристики (АЧХ) підсилювача. 4. Непараметрична ( потенційна ) СТІ - нехтувано мала крутість ФЧХ вхідного сигналу, невеликий коефіцієнт о параметричного підсилення мМ. ко З цих характеристик дві (третя / четверта) пов'язані з поняттям нерівномірності! АЧУХ підсилювача; в - Мо) / МО) - Мо) / Ме) (37) 60 по відношенню до сигналу з максимальною частотою модуляції о.

Під крутістю ФЧХ сигналу за умови /; сталості у діапазоні 0...0 будемо розум/ги співвідношення аа - со дерти: деякі характеристики сигналу, що мають розмірність /фаради), /сїмменси) відповідно. б5

Мала крутість ФЧХ сигналу, з якою ми продовжуємо розгляд властивостей підсилювача (Фіг. 1,2), означає невелик/ фазочастотні спотворення у діапазоні 0... 00. Таку властивість може мати фаза сигналу (24), (25) з виходу попереднього підсилювача. Звичайні, тобто непараметричні кола з малою реактивністю дають більш складну залежність шт Це), проте чутливість підсилювача до подібних спотворень виявляється слабкіше - фазові спотворення у колах з малою реактивністю скупчуються переважно у фазі огинаючої (10).

Прохідну СП підсилювача можна знайти, підставляючи у вирази (28), (29) значення фази у, одержані на підставі (24), (29), (32) наче при послідовному проходженні сигналом (7), (10) двох каскадів. Для заданої нерівномірності! АЧХ (37) можемо отримати максимальну частоту згинаючої Аг (див. також Фіг. 6 ); 3, 11-ссі 1 (38) б о дуя------кх-- (20 и-ю) - шах сл а СМ ся

Вимога неспотвореного сигналу на вході - друга особливість підсилювача (Фіг. 7,2). Стосовно до достатньо великих М можна стверджувати щодо малості! реактивної контрольованої! складової /Імпедансу двополюсника (8) 75.8 смузі Аг.

Непараметрична ПП підсилювача є складною функц/єю бази сигналу бує нав/ть для простих кіл (Ф//. 5).

Амплітуда першої гармоніки напруги для діяння (71), (10) тут визначається формулою :

За) 2 26 з ба а | 52 у У --1 ут І-ї й сов? М що що в ло" б ну - у

У уст я й 213 213 о для якої: ран бану ' 92 Р; ' С2 РО; сч

Оо- | Со- | (2) бо (85) ви у- її; о -- пк; со

Для класичного с - 0.707 (36) в відношенні корисної компоненти С ( 34 ) з базою був порядку одиниці можна отримати: «

Уоо;7 0.44 (37) - с Відношення Ф (Фу.6) залежить від вимог, поставлених до ФУХ підсилювача, звужується у випадку шах ц - Щи. » п оліоти появи пологої ділянки РЕ» (Фу. 6). Для однокаскадного підсилювача приблизно можна вважати : (95) Кс д о 25д шах гл п. причому «т знайдено з урахуванням квадратур вихідного сигналу (34), 1 л пли о 20 Вимога лінійності ФЧХ контрольованого параметра двополюсника 21.00 1ї1 спрощує:

Ва г» відповідно до формули (27) досягнення малих Од) для високих частот; відповідно до формул (28), (29) для 0 порядку одиниці - контроль коефіцієнту підсилення М за допомогою активних провідностей др та д5; 59 для С) порядку одиниці мінімізує порядок кола (Фіг.о) та кількість точних настройок.

ГФ) Корисний ефект, що досягається способом підсилення, полягає у параметричному підсиленні АЛМ- ФМ2- сигналів (28, 29) при прохідний СТІ (33), о Сп/ввідношенням між параметрами двополюсника (32) що дорівнює декільком одиницям, досягається незначна залежність амплітуди напруги вихідного сигналу від бази сигналу Сль аж до значення бази, близького 60 до одиниці (34). Вказаних властивостей відомі! способи підсилення не мають.

Ефект шунтування зайвих шумів відносно виводів двополюсника характеризує в першу чергу пристрій, / може бути розглянутим на конкретній моделі.

ПРИКЛАД ВИКОНАННЯ.

Ф/гурою (Фії. 3) наведена найбільш проста реалізація підсилювача АМ-ФММ2- сигнал/в з характеристикою ЕЕ бо (ФІб) на базі унілолярного транзистора з двома ізольованими затворами. Схему (Фі З) можна без зусиль розповсюдити на УАЕ Іншого типу, наприклад, 6б/ - та унілолярні диференц/альні пари, балансні помножувацчі.

Зменшення неконтрольованих параметрів в точці 2 відносно загальної шини досягається шляхом виконання співвідношень; 911 - Зо; (38) 912 Сов З(Со» 7 Ст11У; (39) 550; (40)

АБ об 7 досовг ої (41) режим роботи УТ7 показаний на фігурі (Фі/. 4).

Успішна робота забезпечується, якщо від'ємна провідність 9 11 має характеристику М -типу /8/ з насиченням струму прямої зворотної! гілок.

Струм джерела /77 підбирається так, щоб погасити напругу частоти керування в точці 2 (змінна складова /ТГ1) та забезпечити постійне падіння напруги на провідності 915 для роботи УТ7 в режимі насичення, якщо Інші способи розв'язки точок 1,2 за постійним струмом небажані,

ВАЕ (УТ7) (ФІЗ) є елементом двополюсника (точка 2- спільний вивід) /мпедансна характеристика

Ддвополюсника сформована колом зворотного зв'язку 977 - 912 з урахуванням власних ємностей С11, Сі».

Роботу підсилювача в параметричному режимі! легко зрозуміти, якщо записати рівняння зв'язку між вхідним струмом (7) та напругою у точці 2 стосовно до умов (38 - 41). . 42 про АБ екс я Сзюо ДС» «Си е? 7 ек иЕдччитл и ФчЧатачаитаницчичи івісп к Ст) 1 ДС КЕ Си) де сч 2 2 ана (43) год (Си ко Й ЖК Свв т Се о - параметр, що збільшує добротність д) на високих частотах.

Розкриваючи д5 у (42) і зіставляючи з (5), можемо отримати: й, -в іахлв; Спо ДС Си) що ся а - а0ИВ-ШЙВВИщ.6.6: 2 ШВИШВ ОО ЛС80ЗИЗЄЖО2ИЗ2ЗШЗЗ ИЙ 020202 ОЗ ЛО О О Ох івіСип Сі). Спб С» Св) їй 2 (45) - дя - З 2 З8НА 5 2 5 і... о щі Ез іс Са) Сб Це Си) Що

Шляхом виконання громіздких викладок (27) отримаємо значення С), що в наближенні

Ст хх Ст (46) « має достатньо витончений вигляд: З 2 з 2 (47) с он Яви хе (Сп я Се) / 5 " а з гБосю 17 СиіСи кСе)ПоЕо)

Паразитна ємність С75 може бути вибрана дуже малою, тому практично величина 0) визначається точністю о 395 настроювань (38), (39) а частота, на якій добротність обертається в, нескінченність, з (47) легко знаходиться. Залежність ц/єї частоти від ампл/гуди дб (41) накладає обмеження на режим широкосмугового (ав) підсилення АМ - ФМИ2- сигналів. сл Лінійність ФЧХ (44) є наслідком розкладання І ; я Ї у ряд Тейлора з припущенням (8), 2 се) 20 Якщо корисний сигнал в формі напруги знімається /з точки 7, сутність підсилення АМ - ФМ2 - сигнал/в не

Кз змінюється (відношення М; є непараметричним) Формально в цьому випадку підсилювач стає триполюсником, у якому похилість ФЧХ (24), (29) у робочій смузі частот 2Оуах наближається до нуля. Таке підключення перетворювача "напруга-струм" підвищує прохідну СП наступного каскаду (33) до максимально дв /Можливого значення.

ШУМОВІ ВЛАСТИВОСТІ, (Ф) Розрахувати ефективної! напруги шумів М (Фіг З) за відомих шумових струмах, що надходять у точку 7 ( о о,

ЛІ) та у точку 2( У ШІ ), є нескладною задачею розрахування двовузлової! схеми. Розрахування виконується з во Я 5 припущенням (38 - 47,46) для частот, на яких вплив провідності / ФС; у порівнянні з активними провідностямі невеликий: б5 вві «руси сс) ни шо шо

ГІ лЛодрфтіл ба ів ДО С 2 2 й (Св Си) дО бо боса Да КС

Основними джерелами шумів є: дробовий шум струму стоку насиченого транзистору УТ зі спектральною густиною /9/

Зіра - 2 (49) де 9 - заряд електрона (1.6 в 1679Кл), і; - струм стоку УТ; шуми джерела /Т7, мають оту ж природу, а в припущенні малост/ струму через провідність 975 - Й ефективну величину; шуми Найквіста провідності д15 З! спектральною густиною - (20) тво бда З КЕ де К- постійна Больумана (1.4 в 1072 ДЖ/К), (7 абсолютна температура (300Ю; доповнюють шумовий струм Ї ші, проте при струмі (49) 5 4 109А та значенні 915(39) порядку 2 «6 167См 2 дробові шуми (49) значно перевищують.

Основний шлях зниження шумів (48) - зменшення шумового струму Ї І, що містить, крім компдненти 1 (20), шуми зі спектральною густиною, с будо (51) о де /;у - постійний струм крізь від'ємну провідність.

Якщо зменшити /уу ДО Величини 7 в 107 А, виконавши 911 на базі транзисторів з високою питомою крутістю

ПО), спектральна густина (27) стане сумірною з густиною шумів (20). сч зо Ефективне значення (48) з урахуванням некорельованості І ШІ та Ї й, у випадку 1 2 (22) - 92) й й ю й / залі яв ДС» М Си)

І; 2 Ї сп Ге со на частотах, для яких дл кх 50-90 (23) складає: « 2 и: (924) З с гр - її С д ПкСц/ Св) (ел М КВ Са ЩоВ) . а 2 С ва пн чи ун г и» з о с еюо

Відношення С 11/Сз2», без збільшення О(47) / з невеликим збільшенням 97 (43) можна обрати порядку 1/10.

Величина до для транзистору КТ! 346 А9 /11/ в /. Р. може складати 2 в 107См, тобто порядку величини р. о Ефективний опір шумів двополюсника на підставі цього становитиме: («в) ти 2

Г. 11 лі АВ (9) - що - ср т-во я 100 Ом со 70 і. о Са гі, І

Ге з урахуванням коефіцієнту шуму УТ /11/,

Подальше полілшення шумових властивостей підсилювача (Фі/. 3) в першу чергу пов'язане з розроблянням

ВАЕ /з підвищеною питомою крутістю. 5Б ПРОМИСЛОВА ПРИДАТНІСТЬ

Основне питання, яке необхідно вир/шити в цілях застосування способу (Фі/. 7, 2) - формування сигналу керування. Забезпечення високої надійності досягається малими амплітудними, амплітудно-частотними,

ГФ) Забі - ме і ФСУ ; ; ка фазо-частотними спотвореннями в колах керування.

Пристрій (Фі. З) з підключеним перетворювачем "напруга-струм" УТ2 до точки 7 таким умовам відповідає. во Амплітудні й ампл/гудно-частотні спотворення виявляються малими завдяки включенню УТ та У72 за схемою струмового дзеркала, керованій постійними потенціалами вивод/в 3, 2, а фазочастотні спотворення завдяки співвідношенням (38 - 40) у непараметричному режимі стають близькими до нуля.

Сформувати частоту, що дор/внює подвійній несучій сигналу можна, подавши на керуючий вхід 5 У72 частоту, рівну несучій сигналу. Окремим каналом формується постійна складова 90 (47), зв'язана з ампл/гудою 65 СУ п/ідвійної частоти.

Друге питання застосування способу (Фі/. 7, 2) - забезпечити мінімальний коефіцієнт гармон/к в колах ФСУ.

Застосування лінійних фільтрів /з реактивностями тут не завжди виправдано, оскільки при цьому вноситься важко контрольований фазовий зсув.

У колах ФСУ транзистори ( Фі/. 3) обираються з малими перехресними спотвореннями /17/, а постійний зсув фази (28, 29) може бути одержано формуванням СУ /з квадратур АМ- ФМ2- сигналу після виділення несучої частоти.

Таким чином, пристрій (Фіг. З) виконує набір дій, достатній для промислового здійснення засобу підсилення (ФІГ. 7, 2).

ДЖЕРЕЛА

70 7. Басов Н.Г О квантовой злектронике. Статьи и вьіступления. М., "Наука", 1987, стр.39 2. Зткин В.С., Гершензон Е.М. Параметрические системь! на полупроводниковьіїх диодах. М.,"Сов.Радио", 1964, стр.1б67,185

З. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналь!). М., "Сов.Радио", 1977, стр. 384,397 4. Виницкий А.С. Модулированнье фильтрь! и спедящий прием ЧМ- сигналов. ЛІ, "Сов.Радио", 1969, стр. 75... 119,127,137 2. ОпЛесо бЄїіаіевз Раїепі Мо4.587.500, НОЗНІТ ав нОЗнНІТТог Уагпаріє геасіапсе сіїсий ргодиз/пуд педайуе ю розі/йуе уагу/по геасіапсе / Кап// Тапака, Кагипіза /впідшто б. Бронштейн И.Н., Семендяеєв КА Справочник ло математике для инженеров и учащихся ВТУЗов. М., "Наука", 7986, стр. 103,106 7. Зиновьев А.//., Филплипов Л.Й Методь!/ анапитического вьіражения радиосигналов. М., "Вюсшая школа", 1966, стр. 63,64 8. Арефьев А.А. и др. Зквиваленть! приборов с отрицательньм диференциальньм сопротивлением. М., "Знание", 1987 (серия "Радиозпектроника и связь" Лог), стр. 5 9. Букингем ЛІ. Шумь/ в зплектронньїх приборах и системах. Пер. с английского. М., "Мир", 7986, стр. 13,141 сч 10. Аваев Н.А., Наумов Ю.БЕ., Фролкин 8.7. Основь; микрозлектроники. М., "Радисисвязь" 1997, стр. 99,109 77. Аксенов А.Й, Нефедов А.В. Юшин А.М. Злементь; схем бьптовой радиоапларатурь! Диодьї. (8) 7ранзисторь). М., "Радио и связь", 1993, стр. 734,144 72. Под. ред. В8.В.Мигулина. Регенеративне полупроводниковье параметрические усипители. Л., "Сов. радио", 719695, стр. 54. с

Фо

Claims (4)

Формула винаходу ІС)

1. Спосіб підсилення амплітудно-модульованих та фазоманіпульованих сигналів, здійснюваний в | «в) електричному колі, яке містить керований двополюсник повного імпедансу, залежність між вхідним діянням та со вихідним сигналом близька до залежності між напругою та струмом у вказаному двополюснику, залежністю між напругою та струмом керують за допомогою сигналу керування, який містить частоту, що дорівнює подвійній несучій сигналу, фаза несучої сигналу не залежить від часу, сигнал керування контролює суму параметрів двополюсника, зображену контрольованим параметром активної керованої провідності та контрольованим « 0 параметром керованої реактивності, який відрізняється тим, що вказаний двополюсник утворюють керуванням 7 с активною провідністю за допомогою сигналу керування, а контрольованому параметру керованої реактивності вказаного двополюсника (або підключенням іншої керованої реактивності) водночас надають значення, яке за :з» модулем менше контрольованого параметра активної керованої провідності настількию, що справедлива залежність коефіцієнта параметричного підсилення від фази несучої сигналу.

2. Спосіб підсилення за п. 1, який відрізняється тим, що неконтрольовану сигналом керування о амплітудно-частотну комплексну залежність між вхідним діянням та вихідним сигналом, комплексно зображену сумою дійсної та уявної частин, в смузі частот сигналу, відносно виводів двополюсника виконують помітно о меншою, ніж сума контрольованих сигналом керування параметрів двополюсника, зменшенням модуля дійсної сл частини цієї залежності у порівнянні з модулем контрольованого параметра активної керованої провідності двополюсника, а також зменшенням модуля уявної частини у порівнянні з модулем контрольованого параметра ре) керованої реактивності двополюсника, водночас з утворенням керованого двополюсника повного імпедансу (або ГЕ підключенням іншого двополюсника з параметром, від'ємним до зменшуваного).

З. Спосіб підсилення за п. 1, який відрізняється тим, що сумі параметрів двополюсника, контрольованих сигналом керування, в смузі частот сигналу водночас надають лінійну фазочастотну залежність.

4. Пристрій для підсилення амплітудно-модульованих та фазоманіпульованих сигналів, який містить джерело сигналу, керований двополюсник, односторонній перетворювач, що перетворює сигнал з виводу двополюсника (Ф) для подачі його на вхід наступного каскаду, залежність між напругою та струмом у двополюснику керується за ГІ допомогою сигналу керування, який містить частоту, що дорівнює подвійній несучій сигналу, сигнал керування контролює суму параметрів двополюсника, зображену контрольованим параметром активної керованої во провідності та контрольованим параметром керованої реактивності двополюсник включено послідовно за струмом сигналу з джерелом сигналу, сигнальний імпеданс двополюсника, який враховує спричинене подвійною несучою сигналу керування зменшення активних втрат, має значення, за модулем сумірне з імпедансом джерела сигналу, який відрізняється тим, що контрольований параметр керованої реактивності вказаного двополюсника в смузі частот сигналу помітно менший, ніж контрольований параметр активної керованої 65 провідності.