TWI811098B - 基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器 - Google Patents

基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器 Download PDF

Info

Publication number
TWI811098B
TWI811098B TW111134374A TW111134374A TWI811098B TW I811098 B TWI811098 B TW I811098B TW 111134374 A TW111134374 A TW 111134374A TW 111134374 A TW111134374 A TW 111134374A TW I811098 B TWI811098 B TW I811098B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
phase
current
voltage
phase current
Prior art date
Application number
TW111134374A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202315326A (zh
Inventor
里斯 Ｓ Ａ 菲爾布里克
史蒂文 Ｐ 勞爾
尼古拉斯 Ｉ 阿奇博爾德
Original Assignee
加拿大商萬國半導體國際有限合夥公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 加拿大商萬國半導體國際有限合夥公司 filed Critical 加拿大商萬國半導體國際有限合夥公司
Publication of TW202315326A publication Critical patent/TW202315326A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI811098B publication Critical patent/TWI811098B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

多相電流模式遲滯調製器使用斜率補償的模擬相電流訊號和每個相位的單獨相控制訊號，在多個功率級之間實現相電流平衡。在一些實施例中，所有相位的斜率補償模擬相位電流訊號被平均，並與每個相位的斜率補償模擬相位電流訊號進行比較，以生成每個相位的相位電流平衡控制訊號。相位電流平衡控制訊號與電壓控制回路誤差訊號相結合，為每個相位生成相位控制訊號，其中為多個相位生成相位控制訊號，以便控制每個功率級輸送的相位電流。

Description

基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器
本發明涉及多相位電流模式遲滯調製器，尤其是，涉及用於在多相電流模式遲滯調製器中提供相電流平衡的電路和方法。
包含積體電路的電子系統通常使用電壓調節器將來自供應系統的電源的主母線電壓轉換為驅動其中的積體電路所需的一個或多個電壓。例如，提供給電子系統的5伏電源電壓可能需要降到1.8伏，以驅動電子系統中的積體電路。嵌入式系統，如物聯網（IoT）設備，包含處理器（或微控制器）和耦合到元件的本地記憶體，並執行嵌入式軟體以執行某些任務。實際上，處理器電源由電壓調節器提供，該電壓調節器將電源的輸入電壓轉換為處理器指定的電壓值。在某些情況下，這些嵌入式系統中使用的微控制器或處理器實現移動電壓定位，以允許處理器控制或選擇自己的工作電壓（Vcc）。處理器生成一個多位元電壓識別碼，通知電壓調節器的調節器即時輸出電壓。通過這種方式，處理器可以基於處理器活動動態調整處理器電源電壓（Vcc），以降低處理器功耗。例如，處理器可以調整處理器電源電壓以便在給定功耗下保持較高的處理器時鐘速度，或者處理器可以調整處理器電源電壓以便在給定時鐘頻率下降低功耗。
開關模式電源或開關調節器，也稱為直流-直流轉換器，是一種電壓調節器，通常用於在為積體電路選擇的電壓水平下將輸入電源電壓轉換為所需的輸出電壓。在一個例子中，12V或5V的電源電壓可以降到1V，以便為嵌入式處理器供電。開關穩壓器通過低損耗元件（如電容器、電感器和變壓器）以及電源開關提供電源功能，電源開關打開和關閉以將能量從輸入傳輸到輸出，有時是以離散的資料包形式。回饋控制電路用於調節能量傳輸，以便將恒定的輸出電壓保持在電路的期望負載極限內。
傳統開關調節器的操作是眾所周知的，可以概括如下。對於降壓（或降壓）開關穩壓器，開關穩壓器包含一對電源開關，其打開和關閉以將輸出電壓調節為等於參考電壓，其中輸出電壓小於輸入電壓。更具體地說，電源開關交替地接通和斷開，以便在開關輸出節點（也稱為開關節點）處生成開關輸出電壓。開關節點耦合到包含輸出電感器和輸出電容器的LC濾波電路，以生成具有基本恒定幅度的輸出電壓。然後，輸出電壓可用於驅動負載。
開關調節器可採用多種控制方法。一種類型的開關調節器控制方案是電流模式控制，其中開關調節器調節輸出電感器中的峰值電流或谷值電流，以便向負載輸送所需能量以維持所需的輸出電壓。在電流模式控制中，傳感電感器或電源開關電流，並將傳感的電流與電流回路誤差訊號進行比較，以控制高壓側電源開關的開啟或關閉。在某些情況下，在電流控制回路中採用斜率補償，以提高運行的穩定性。
一些開關調節器採用脈寬調製（PWM）來控制功率開關的占空比。也就是說，通過調整脈衝寬度，可以便在給定的固定或可變頻率下控制電源開關的開啟時間。採用PWM控制的開關調節器包含PWM控制器或調製器，以驅動包含功率開關的功率塊、功率開關的驅動電路和LC濾波器電路。
在某些情況下，開關調節器是單相轉換器，PWM控制器生成單相PWM時鐘訊號，以驅動單相功率塊。在其他情況下，開關調節器是多相轉換器，多相PWM控制器生成具有不同相移的時鐘訊號，以驅動多相功率塊，每個時鐘訊號驅動相應的功率塊單元。當電壓調節器必須在各種負載條件下提供高精度的調節輸出電壓時，需要多相PWM控制器。
為實現上述目的，本發明提供一種多相電流模式遲滯調製器，用於生成多個脈寬調製（PWM）訊號，用於在多個相位中驅動多個功率級，每個功率級接收輸入電壓，並通過各自的電感器將相電流傳送到輸出節點，輸出電容器和負載連接到輸出節點，所述多個PWM訊號回應於指示輸出節點處經調節的輸出電壓的回饋電壓訊號而生成，所述電流模式遲滯調製器包含：耦合一個電壓控制回路，接收指示輸出節點處經調節的輸出電壓和目標電壓的回饋電壓訊號，並生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的電壓控制回路誤差訊號；以及耦合一個相位電流平衡控制回路，其耦合以接收為所述多個相位生成的經斜率補償的斜率補償模擬相位電流訊號，每個斜率補償模擬相位電流訊號指示由相應功率級傳送的相位電流的預期電流電平，並包含斜率補償訊號，相位電流平衡控制回路確定每個相位的斜率補償模擬相位電流訊號和平均相位電流訊號之間的差值，以生成每個相位的相位電流平衡控制訊號，其中，每個相位的相位電流平衡控制訊號與電壓控制回路誤差訊號組合，以生成每個相位的相位控制訊號，並且將每個相位的相位控制訊號與相應相位的斜率補償模擬相位電流訊號進行比較，以生成占空比控制訊號，控制相應相位的PWM訊號的占空比，為多個相位生成占空比控制訊號，以控制多個功率級輸送的相位電流。
較佳的，所述電壓控制回路包含：一個第一誤差放大器，其接收指示輸出節點處經調節的輸出電壓和目標電壓的回饋電壓訊號，第一誤差放大器在輸出端子上生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的電壓控制回路訊號；多個調製比較器，每個調製比較器與各自的相位相關聯，並且具有接收各自相位的電壓控制回路訊號和相位電流平衡控制訊號的組合訊號的第一輸入端子和接收各自相位的斜率補償模擬相位電流訊號的第二輸入端子，每個調製比較器生成相應相位的相位控制訊號，相位控制訊號為重定訊號；以及多個鎖存電路，每個鎖存電路與各自的相位相關聯，並且具有一個耦合以接收來自各自相位的調製比較器的重定訊號的重定輸入端子，一個耦合以接收各自相位的時鐘訊號的設置輸入端子，以及輸出端子，其生成用於相應相位的PWM訊號以驅動相應功率級，所述PWM訊號具有定義所述PWM訊號的占空比的接通持續時間和斷開持續時間，其中所述設定訊號啟動所述PWM訊號的接通持續時間，所述重定訊號終止所述PWM訊號的接通持續時間。
較佳的，所述相位電流平衡控制回路包含：多個斜坡訊號發生器電路，每個斜坡訊號發生器電路與相應相位相關聯，並接收相應相位的PWM訊號，每個斜坡訊號發生器電路包含實現電荷縮放的開關電容器電路，以生成相應相位的斜坡補償模擬相電流訊號。
較佳的，所述相位電流平衡控制回路還包含：一個訊號平均電路，接收所述多個相位的經斜率補償的斜率補償模擬相電流訊號，並生成指示所有相位的經斜率補償的斜率補償模擬相電流訊號的平均電流值的平均相位電流訊號；多個放大器電路，每個放大器電路與相應相位相關聯，並接收相應相位的平均相位電流訊號和斜率補償模擬相位電流訊號，每個放大器電路為各個相位生成相位電流平衡控制訊號，指示各個相位的斜率補償模擬相位電流訊號和平均相位電流訊號之間的差異。
較佳的，所述多個放大器電路包含：多個運算跨導放大器，每個運算跨導放大器具有耦合以接收平均相位電流訊號的非反相輸入端子和耦合以接收相應相位的斜率補償模擬相位電流訊號的反相輸入端子，每個運算跨導放大器生成輸出電流訊號，該輸出電流訊號指示各個相位的斜率補償模擬相位電流訊號和平均相位電流訊號之間的差；多個電流-電壓轉換電路，每個電流-電壓轉換電路被耦合以接收來自相應相位的相應運算跨導放大器的輸出電流訊號，並提供作為相位電流平衡控制訊號的電壓訊號，其中，相位電流平衡控制訊號與電壓控制回路訊號相加或相減，以生成每個相位的組合訊號。
較佳的，所述多個電流-電壓轉換電路中的每一個都包含並聯電阻-電容電路。
較佳的，所述調製器包含峰值電流降壓調製器，多個斜坡訊號發生器中的每一個生成斜坡補償的斜坡補償模擬相電流訊號，該斜坡補償模擬相電流訊號具有在相應相位的PWM訊號的接通持續時間內與輸入電壓成比例的上升斜坡，以及在PWM的斷開持續時間內與輸出電壓成比例的下降斜坡相應相位的訊號。
較佳的，所述調製器包含峰值電流降壓調製器、峰值電流升壓調製器、谷值電流降壓調製器和谷值電流升壓調製器中的一個。
一種控制多相電壓調節器中相電流的方法，該方法包含：生成多個脈寬調製（PWM）訊號，用於在多個相位中驅動多個功率級，每個功率級接收輸入電壓，並通過各自的電感器將相位電流傳送到輸出節點，輸出電容器和負載連接到輸出節點，其中，回應於指示輸出節點處的經調節輸出電壓的回饋電壓訊號，生成所述多個PWM訊號；生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的電壓控制回路訊號；為所述多個相位生成多個經斜率補償的斜率補償模擬相電流訊號，每個經斜率補償的斜率補償模擬相電流訊號指示由相應功率級傳送的相電流的預期電流電平，並包含斜率補償訊號；為每個相位生成相位電流平衡控制訊號，指示各個相位的斜率補償模擬相位電流訊號和平均相位電流訊號之間的差；並且將每個相位的相位電流平衡控制訊號與電壓控制回路訊號組合成組合訊號，並將組合訊號與相應相位的斜率補償模擬相位電流訊號進行比較，以生成相應相位的相位控制訊號，控制相應相位的PWM訊號的占空比的相位控制訊號，其中，為多個相位生成相位控制訊號，以控制每個功率級輸送的相位電流。
較佳的，所述生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的電壓控制回路訊號包含：使用誤差放大器生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的電壓控制回路訊號。
較佳的，所述生成相位控制訊號包含：提供多個調製比較器，以生成多個相位的相位控制訊號；在與相應相位相關聯的每個調製比較器處，將相應相位的電壓控制回路訊號和相位電流平衡控制訊號的組合訊號耦合到第一輸入端子，並將相應相位的斜率補償模擬相位電流訊號耦合到第二輸入端子；並且在每個調製比較器的輸出端生成相位控制訊號，作為相應相位的重定訊號。
較佳的，所述為所述多個相位生成所述多個經斜率補償的斜率補償模擬相位電流訊號包含：響應於各相位的PWM訊號，使用多個斜坡訊號發生器電路生成斜坡補償的斜坡補償模擬相電流訊號，每個斜坡訊號發生器電路包含開關電容器電路，該開關電容器電路實現電荷縮放，以生成各相位的斜坡補償模擬相電流訊號。
較佳的，所述為多個相位生成相位電流平衡控制訊號包含：通過對所有相位的斜率補償模擬相電流訊號進行平均來生成平均相電流訊號；並且對於每個相位，生成指示各個相位的斜率補償模擬相位電流訊號和平均相位電流訊號之間的差的電流訊號；並且對於每個相位，將電流訊號轉換為電壓訊號，作為相應相位的相位電流平衡控制訊號。
較佳的，所述將電流訊號轉換為電壓訊號，作為各相位的相電流平衡控制訊號，包含：對於每個相位，使用並聯電阻-電容電路將電流訊號轉換為電壓訊號，作為相應相位的相位電流平衡控制訊號。
較佳的，所述多相電壓調節器實現峰值電流降壓電流模式控制，並使用多個斜坡訊號發生器電路生成斜坡補償模擬相電流訊號，包含：在各個相位的每個斜坡訊號發生器處，接收具有接通持續時間和斷開持續時間的脈寬調製訊號；在脈寬調製訊號的接通持續時間內，生成斜坡訊號的上升斜坡，該斜坡訊號的斜率與輸入電壓成比例；在脈衝寬度調製訊號的關斷持續時間內，生成斜坡訊號的下斜坡，該斜坡訊號的斜坡與輸出電壓成比例；並且提供上升斜坡和下降斜坡作為相應相位的斜坡補償模擬相位電流訊號。
較佳的，該多相電壓調節器實現了峰值電流降壓電流模式控制、峰值電流升壓電流模式控制、谷值電流降壓電流模式控制和谷值電流升壓電流模式控制。
綜上所述，與現有技術相比，本發明提供的一種多相電流模式遲滯調製器和控制多相電壓調節器中相電流的方法，通過使用斜率補償的模擬相電流訊號和每個相位的單獨相控制訊號，在多個功率級之間實現相電流平衡。
以下將結合本發明實施例中的附圖1～附圖8，對本發明實施例中的技術方案、構造特徵、所達成目的及功效予以詳細說明。
根據本發明的實施例，多相位電流模式遲滯調製器使用斜率補償的模擬相位電流訊號和每個相位的單獨相控制訊號在多個功率級之間實現相位電流平衡。在一些實施例中，所有相位的斜率補償模擬相位電流訊號被平均，並與每個相位的斜率補償模擬相位電流訊號進行比較，以生成每個相位的相位電流平衡控制訊號。相位電流平衡控制訊號與電壓控制回路誤差訊號相結合，為每個相位生成相位控制訊號，其中為多個相位生成相位控制訊號，以控制每個功率級輸送的相位電流。
通過這樣配置的，本發明的多相電流模式遲滯調製器提供快速相位電流平衡控制回路，以維持相位之間的適當電流平衡，並在負載的快速瞬態事件期間保持功率級的不同相位彼此同步運行。
在一些實施例中，在開關調節器或電壓調節器中應用多相電流模式遲滯調製器（在本文中也稱為多相電流模式控制調製器），以便從輸入電壓生成經調節的輸出電壓。電流模式控制調製器生成一組脈衝寬度調製訊號，每個脈衝寬度調製訊號具有給定的占空比，並且處於不同的相位。電流模式控制調製器可應用於降壓開關穩壓器、升壓開關穩壓器或降壓-升壓開關穩壓器中。此外，在本發明的實施例中，多相電流模式控制調製器可應用於實現峰值電流模式控制或谷值電流模式控制的調製器中。
在本發明的實施例中，多相電流模式控制調製器使用模擬或合成的相位電流訊號實現相位電流平衡控制回路。相位電流平衡控制回路為電壓調節器的每個相位生成單獨的相位控制訊號。在一些實施例中，使用斜坡訊號發生器生成模擬或合成的相電流訊號，斜坡訊號發生器將斜坡補償合併到每個模擬的相電流訊號中。在一個示例中，電流模式遲滯調製器實現峰值電流控制，並且電流模式遲滯調製器使用相位電流訊號來終止調製器的PWM訊號的接通持續時間。在其他控制拓撲中，相位電流訊號可用於啟動PWM訊號的開啟持續時間。
圖1表示在一些示例中，包含多相電流模式遲滯調製器的電壓調節器的示意圖。參考圖1，電壓調節器10包含耦合以驅動多相功率塊13的多相電流模式遲滯調製器12（“調製器12”）。在本示例中，電壓調節器10使用多相調製器來實現，以使電壓調節器能夠在廣泛的負載條件下以高精度提供經調節的輸出電壓。在本示例中，多相調製器12包含三相，功率塊13包含三個功率級20-1至20-3，分別具有相關聯的輸出電感器L1至L3和輸出電容器C OUT。
更具體地說，電壓調節器10在輸入節點21上接收輸入電壓V IN，並在輸出節點28上生成經調節的輸出電壓V OUT以供應負載29。多相功率塊13包含由各自的PWM訊號PWM1至PWM3驅動的功率級20-1至20-3。每個功率級20包含一對串聯連接的功率開關，其由相應的PWM訊號接通和斷開，以參考目標電壓調節輸出電壓V OUT。每個功率級20中的功率開關交替地接通和斷開，以便在作為每個功率級的輸出端子的開關輸出節點處生成開關輸出電壓。每個功率級20的開關輸出節點耦合到各自的輸出電感器L1到L3。電感器L1至L3耦合到輸出電容器C OUT以形成LC電路，用於向輸出節點28提供電流，同時保持基本恒定的輸出電壓V OUT。然後，輸出電壓V OUT可用於驅動負載29。
電流模式遲滯調製器12接收回饋電壓V FB，該回饋電壓V FB指示輸出ode 28上的經調節輸出電壓V OUT。在一個示例中，回饋電壓V FB是輸出電壓V OUT的降壓電壓。例如，可以使用包含耦合到輸出電壓節點28的電阻器R11和R12的電阻器分壓器來生成回饋電壓V FB。電流模式遲滯調製器12還接收指示調節輸出電壓所需的電壓值的目標電壓V TARG。在一些示例中，目標電壓可由表示所需調節器輸出電壓的電壓識別碼指示。例如，當應用於移動電壓定位時，調製器12可以接收電壓識別（VID）代碼，該代碼告訴調製器它應該提供什麼輸出電壓。每個VID代碼都與一個電壓值相關聯。解碼器解碼代碼以生成目標電壓。
調製器12實現電壓調節回路或電壓控制回路，其中在誤差放大器14處將回饋電壓V FB與目標電壓V TARG進行比較，以生成電壓控制回路誤差訊號V COMP。誤差訊號V COMP可以是電壓訊號或電流訊號。在本示例中，誤差放大器14生成輸出電流，該輸出電流由環路濾波器15轉換為電壓訊號。因此，在本示例中，誤差訊號V COMP是電壓訊號。誤差訊號V COMP被提供給一組調製比較器16-1至16-3的反相輸入端子，每個調製比較器對應於多相電壓調節器的一相。在本示例中，每個調製比較器16在非反相輸入端子處從各個功率級20接收傳感的電流訊號ILn。具體而言，電壓訊號V（ILn）指示各個功率級20-n處的電感器電流ILn。例如，第一調製比較器16-1在非反相輸入端子處接收電壓訊號V（IL1），其中電壓訊號V（IL1）指示流過輸出電感器L1的電流。在一些傳統的電壓調節器中，電壓訊號V（IL1）是通過感應每個相位輸出電感的電感電流生成的。
調製比較器16-1至16-3中的每一個都生成重定電壓訊號V RST，其耦合到相應鎖存電路18-1至18-3的重定輸入端子。在本實施例中，鎖存電路18-1至18-3是觸發器。鎖存電路18-1至18-3的每個設置輸入端子接收設置電壓訊號V SET，該設置電壓訊號V SET是具有相應相位的相應時鐘訊號CLK1-CLK3。鎖存電路18-1至18-3生成多相PWM訊號PWM1至PWM3，以驅動多相功率塊13中的各個功率級20-1至20-3。每個功率級20-1至20-3分階段驅動。
在一個示例中，壓控振盪器（VCO）22接收壓控環路誤差訊號V COMP，並回應於誤差訊號中的變化生成時鐘訊號CLK（節點24）。在多相位調製器12中，時鐘訊號CLK被提供給時鐘序列器26，以分離成具有不同相位的多個時鐘訊號CLK1到CLK3。在一些示例中，VCO 22操作以便在調製器12中提供可變開關頻率控制，以使電壓調節器能夠對負載變化更具回應性。
通過這樣的構造，電流模式遲滯調製器12通過回饋電壓V FB實現電壓控制回路，並通過傳感的電流訊號ILn實現電流控制回路。參考圖2，表示調製器12生成PWM訊號PWM1-3的操作。圖2表示在一些示例中，單相時鐘訊號的電流模式遲滯調製器中的工作訊號。具體而言，圖2說明了實現峰值電流控制的電流模式遲滯調製器的操作。參考圖2，時鐘訊號CLK（曲線32）回應於誤差訊號V COMP（曲線34）生成，以確定PWM訊號的頻率。也就是說，時鐘訊號CLK以作為誤差訊號V COMP的函數而確定的頻率被觸發或斷言。當時鐘訊號CLK被斷言時，PWM訊號開始一個新的占空比。也就是說，作為設定電壓訊號V SET的時鐘訊號CLK觸發PWM訊號的接通持續時間。測量感應到的電流IL，並與誤差訊號V COMP進行比較。例如，指示傳感電流IL的電壓訊號V（IL）（曲線36）用於與誤差電壓訊號V COMP進行比較。當傳感到的電流IL（或指示其的電壓V（IL））達到誤差訊號V COMP時，觸發重定電壓訊號V RST，從而終止PWM訊號的接通持續時間。以這種方式，PWM訊號的占空比由時鐘訊號CLK和傳感的電流訊號控制。特別是，時鐘訊號CLK確定PWM訊號頻率，傳感電流訊號確定PWM訊號的占空比，即功率級電源開關接通的時間占開關週期總週期的百分比。通過控制功率級功率開關的占空比，開關電壓調節器可以調節輸出電壓。
在本說明書中，對PWM訊號的“接通持續時間”的引用是指與輸出電感器的充電相位相關聯的PWM訊號的邏輯狀態，其中電感器電流增加或上升（即，通過開關調節器的功率開關對電感器充電）。也就是說，PWM訊號的導通持續時間與充電相位或電感電流的上升斜坡有關。同時，對PWM訊號的“關閉持續時間”的引用是指與輸出電感器的放電相位相關聯的PWM訊號的邏輯狀態，其中電感器電流減小或下降（即，通過流向負載的電流對電感器放電）。也就是說，PWM訊號的斷開持續時間與放電相位或電感電流的下降斜坡有關。在峰值電流模式調製器中，調製器監控電感電流的上升斜坡，以調節PWM訊號接通持續時間的結束。在穀電流模式調製器中，調製器監測電感電流的下降斜坡，以調節PWM訊號的截止持續時間。
在電流模式控制電壓調節器中，平均電感器電流和傳感電感器電流的直流值之間的差異可能會在某些操作條件下導致不穩定性。這種不穩定性有時被稱為亞諧波振盪，在穩態負載條件下，當電感紋波電流在下一個開關週期開始時沒有返回到其初始值時，就會產生亞諧波振盪。當占空比超過50%時，即當電源開關在給定切換週期的50%以上接通時，不穩定性尤其成問題。為確保穩定性，在電流感應訊號中添加斜坡補償斜坡，以防止或消除次諧波振盪。在一些示例中，從誤差訊號V COMP中減去斜率補償斜坡。例如，通過向傳感的電流訊號添加補償斜坡訊號，可以便在一個開關週期內抑制次諧波振盪的趨勢。
可應用於本發明的電流模式控制電壓調節器中的斜率補償技術的示例在共同分配的美國專利號10833661（於2020年11月10日發佈的標題為《峰值電流模式控制調製器的斜率補償》）和共同分配的美國專利申請號17/035012中進行了描述，於2020年9月28日提交（“012申請”），標題為《電流模式控制調製器的斜率補償》，該專利和專利申請通過引用合併於此，用於所有目的。
更具體地說，在圖1中，電流模式遲滯調製器12通過回饋電壓V FB實現電壓控制回路，通過傳感的電流訊號ILn實現電流控制回路。在圖1所示的示例中，通過接收指示各個功率級20的電感器Ln處的電感器電流的傳感電流訊號ILn來實現電流控制回路。在'661專利和'012申請中，電流模式控制調製器的電流控制回路使用模擬或合成的電流訊號實現。也就是說，調製器不必接收電流控制回路的感應電感電流值。相反，調製器生成指示電流控制回路的預期電感器電流波形的模擬電流訊號。在本說明書中，預期電感器電流波形被稱為電流模式訊號或電流回路訊號，並且指示在電壓調節器的相應功率級的預期電感器電流行為。在一個示例中，電流回路訊號是複製預期電感電流波形的合成斜坡訊號。此外，'661專利和'012申請描述了各種電路和方法，用於生成集成了斜坡補償的合成斜坡訊號。
例如，'661專利和'012申請描述了斜坡訊號發生器的各種配置，用於生成具有集成斜坡補償的合成斜坡訊號，用於電流模式遲滯調製器的各種拓撲，包含峰值電流模式和谷值電流模式，每種模式均為降壓或升壓或降壓-升壓配置。'661專利和'012申請中描述的電路和方法生成模擬電流訊號，指示預期的電感電流波形，其中包含斜率補償。更具體地說，'661專利和'012申請描述了一種斜坡訊號發生器，其使用具有適當電荷縮放的開關電容電路來實現，以生成具有最佳斜坡補償的斜坡訊號。本發明的實施例結合了'661專利和'012申請中描述的斜坡訊號發生器，下文將更詳細地描述。
多相開關電源需要在每個相位之間進行靜態和動態均流，以實現最佳運行。相位之間的靜態均流，也稱為直流精度，通常通過一個慢調節回路來實現，該回路監控每個相位相對於其他相位的電流，並修改每個相位的脈寬調製（PWM）訊號以校正各自的電流，從而使相位電流在相位之間平衡或相等。動態均流，也稱為交流精度，通常通過選擇開關結構來實現。例如，在降壓型DC-DC轉換器（“降壓”）中，遲滯電流模式架構提供了相對良好的動態電流平衡。然而，在廣泛的系統和補償值範圍內，交流精度可能會降低，尤其是在動態運行的最快角落。
回到圖1，傳統的電壓調節器包含一個電壓控制回路，通過基於電壓控制回路誤差訊號V COMP調整PWM訊號的占空比來保持恒定的輸出電壓V OUT，從而基於回饋電壓V FB和期望目標V TARG之間的測量誤差來實現脈寬調製。在一些示例中，為了保持相位1（IL1）、相位2（IL2）和相位3（IL3）之間的電流平衡，傳統的電壓調節器可以包含相位電流平衡回路，該回路傳感相位的電感電流，也稱為相位電流，並生成另一個控制訊號以調整PWM訊號的占空比。
因為這兩個控制回路作用於同一個控制變數——PWM占空比，所以其中一個控制回路必須占主導地位。因為電壓調節器的最終目標是保持恒定的V OUT，所以電壓控制回路通常控制回應。也就是說，與相電流平衡回路相比，電壓控制回路具有更高的增益和頻寬。因此，電壓調節器可以便在較低頻率下實現良好的相間電流平衡，其中相電流平衡回路具有足夠的增益。然而，在更高的頻率下，相位電流平衡回路的增益下降，電流平衡變得不受調節，並且在系統的大動態操作下會發散。
更具體地說，在大負載瞬態事件期間，電壓調節器的調製器響應改變相位PWM訊號的占空比，以匹配新的電壓調節水平。在負載瞬態事件後的一段時間內，相電流可能會失去平衡。在理想條件下，調製器將驅動相位電流儘快恢復平衡。在一個例子中，負載從0A逐步增加到120A，理想的工作條件是調製器將三相的相電流一起增加，使三相各自輸出40A。然而，在大的瞬態過程中，傳統的控制方案往往不足以保持相電流的平衡。因此，在大型瞬態事件期間，相位變得不平衡，一些相位比其他相位承載更多電流，調製器和相位變得不同步。傳統的控制方案可能需要很長時間才能恢復到相電流相等的平衡狀態。
本發明的實施例提供了一種多相電流模式控制調製器，其實現相電流平衡控制回路，能夠在電壓調節器中實現快速電流平衡，包含在大的瞬態負載變化期間。本發明的相位電流平衡控制回路用於在快速瞬態負載變化期間保持相位電流平衡和相位同步。也就是說，在瞬態負載事件期間，本發明的相位電流平衡控制回路可用於將相位電流保持在大約相同的電流負載，並且還可控制相位在瞬態事件之後非常快地返回到規則的相位間隔。
圖3表示在本發明實施例中的電壓調節器的示意圖，該電壓調節器包含實現相位電流平衡控制回路的多相電流模式遲滯調製器。為了簡化討論，圖1和圖3中的類似元素使用了類似的參考號。參考圖3，電壓調節器50包含耦合以驅動多相功率塊13的多相電流模式遲滯調製器52（“調製器52”）。在本實施例中，多相位調製器52包含三個相位（相位1、相位2和相位3），功率塊13包含三個功率級20-1至20-3，每個相位具有相關聯的輸出電感器L1至L3。輸出電容器C OUT連接到輸出端子28以向輸出端子提供經調節的輸出電壓V OUT。功率級20-1至20-3接收輸入電壓V IN（節點21），並在調製器52生成的PWM訊號的控制下工作，以便在輸出端子28上提供輸出電壓V OUT，從而為負載29供電。
多相電流模式遲滯調製器52包含誤差放大器14，其接收回饋電壓V FB和目標電壓V TARG以生成電壓控制回路誤差訊號V ERR（節點17）。誤差訊號V ERR耦合到壓控振盪器（VCO）22以生成時鐘訊號CLK（節點24），時鐘訊號CLK被時鐘序列器26分為三個時鐘相位CLK1、CLK2和CLK3。時鐘訊號CLK1-CLK3分別作為設定訊號V SET1至V SET3耦合到一組鎖存電路18-1至18-3。在本示例中，鎖存電路18-1到18-3各自是設置重定觸發器電路。調製器52包含一組調製比較器16-1至16-3，每個調製比較器16對應於多相電壓調節器的一相。調製比較器16-1至16-3分別為鎖存電路18-1至18-3生成重定訊號V RST。鎖存電路18-1至18-3生成多相PWM訊號PWM1至PWM3，以驅動多相功率塊13中的各個功率級20-1至20-3。每個功率級20-1至20-3分階段驅動。
在本發明的實施例中，電流模式遲滯調製器52通過回饋電壓V FB實現電壓控制回路，並使用調製器52中生成的合成電流回路訊號實現電流控制回路。實現電流控制回路不需要感應電感電流。根據本發明的實施例，電流模式遲滯調製器52包含斜坡訊號發生器54，以生成斜坡訊號，作為指示每個相位的電流控制回路的預期電感器電流波形的電流回路訊號。此外，斜坡訊號發生器54生成斜坡訊號，其中包含斜坡補償，因此不需要單獨的斜坡補償電路。在多相位調製器52中，為調製器的每個相位提供單獨的斜坡訊號發生器54-1至54-3。具體地，對於每個相位n，斜坡訊號發生器54n接收相應的脈寬調製訊號PWMn並生成斜坡訊號VILn，該斜坡訊號VILn被提供給相應的調製比較器16n的非反相輸入端子以形成電流控制回路。
在本發明的實施例中，電流模式遲滯調製器52可以配置為用於降低輸入電壓的降壓調製器或用於提高輸入電壓的升壓調製器，或者實現升壓和降壓功能的降壓-升壓調製器。此外，在本發明的實施例中，電流模式遲滯調製器可配置為峰值電流模式控制或谷值電流模式控制。調製器52的確切拓撲結構對本發明的實施並不重要。
在一些實施例中，斜坡訊號發生器54-1至54-3是使用前述'661專利和'012申請中描述的電路和方法實現的。具體而言，'661專利和'012申請描述了斜坡訊號發生器的各種配置，用於生成模擬斜坡訊號，該模擬斜坡訊號具有針對電流模式遲滯調製器的各種拓撲的集成斜坡補償，包含峰值電流模式和谷值電流模式，每種模式均為降壓或升壓或降壓-升壓配置。在一些實施例中，調製器52中的斜坡訊號發生器54-1至54-3各自構造為具有適當電荷縮放的開關電容電路，以生成具有最佳斜坡補償的斜坡訊號。每個斜坡訊號發生器54n生成其中集成有斜坡補償的斜坡訊號，作為調製器52的相位n的模擬相位電流訊號VILn。在其他實施例中，可以使用用於生成具有斜率補償的模擬相電流訊號的其他電路和方法。'661專利和'012申請中的電路和方法僅為解釋說明，不用於限制。
在本發明的實施例中，調製器52包含相位電流平衡電路56，以實現相位電流平衡控制回路，用於保證相位之間的快速電流平衡。具體地，由相電流平衡電路56實現的相電流平衡控制回路實現與電壓控制回路正交的控制回路。這樣，當每個相位試圖校正其相對於其他相位的相電流時，電壓控制回路不會受到過度干擾。
本發明的相電流平衡電路56的一個顯著特徵是，相電流平衡控制回路為每個相生成單獨的相電流平衡控制訊號V COMPn。在一些實施例中，相位控制訊號V COMPn包含基於相位n的相位電流相對於所有相位的即時暫態平均電流的“相等和相反”控制輸入。每個單獨相位控制訊號對電壓控制回路的平均或總影響仍相當於單個組合相位控制訊號。然而，每個相位控制訊號V COMPn現在能夠驅動其相位電流與其他相平衡。
在本發明的實施例中，相位電流平衡電路56接收由斜坡訊號發生器54-1至54-3生成的模擬相電流訊號VIL1、VIL2和VIL3。對於調製器52的每個相位，相位電流平衡電路56生成指示每個相位電流VILn和所有相位電流的平均值之間的差的相位電流平衡訊號V PHBALn（節點64）。每個相位電流平衡訊號V PHBALn與電壓控制回路誤差訊號V ERR組合，以生成相應的相位控制訊號V COMPn。然後，各個相位控制訊號V COMPn耦合到各個調製比較器16n的反相輸入端子。即，對於相位1，相位電流平衡電路56生成耦合到調製比較器16-1的反相輸入端子的相位控制訊號V COMP1。對於相位2，相位電流平衡電路56生成耦合到調製比較器16-2的反相輸入端子的相位控制訊號V COMP2。對於相位3，相位電流平衡電路56生成耦合到調製比較器16-3的反相輸入端子的相位控制訊號V COMP3。本發明的調製器52不同於傳統的調製器，在傳統的調製器中，相同的電壓控制回路誤差訊號（有時稱為V ERR或V COMP）應用於所有相位的調製比較器，如圖1中的示例所示。
本發明的相位電流平衡電路56的另一個顯著特徵是，相位電流平衡電路56使用集成了斜率補償的模擬相電流訊號來執行相電流平衡。通過這種方式，相位電流平衡控制回路實現了更大的穩定性。
相位電流平衡電路56的詳細結構如圖4和圖5所示。圖4表示在本發明的實施例中，實現相電流平衡電路的多相電流模式遲滯調製器的示意圖。圖5表示在一些實施例中，相電流平衡電路的一個相位的簡化示意圖。為了簡化討論，圖3、4和5中的類似元素使用了類似的參考號。在下面的描述中，圖4表示包含三個相位（相位1、相位2、相位3）的調製器以供說明，而圖5表示代表圖4中任何一個相位的其中一個相位（相位n）。參考圖4和圖5，相電流平衡電路56接收由斜坡訊號發生器54-1、54-2、54-3生成的模擬相電流訊號VIL1、VIL2、VIL3。相位電流平衡電路56包含訊號平均電路60，其接收模擬相電流訊號VIL1、VIL2、VIL3，並提供平均相電流訊號V ILAVG，其為模擬相電流訊號VIL1、VIL2、VIL3的平均值。在一些實施例中，訊號平均電路60提供模擬相電流訊號VIL1、VIL2、VIL3的即時平均。在一個實施例中，平均相位電流訊號V ILAVG是N個相位的模擬相位電流訊號之和除以N的商。
相位電流平衡電路56包含一組放大器電路62，用於將平均相位電流訊號與各個模擬相位電流訊號進行比較。具體地，放大器電路62n在反相輸入端子上接收平均相位電流訊號V ILAVG，並在非反相輸入端子上接收相位n的模擬相位電流訊號VILn。放大器電路62n生成表示模擬相電流訊號VILn和平均相電流訊號V ILAVG之間的差的相電流平衡訊號V PHBALn（節點64n）。該差可以由放大器電路62n放大。在本發明的實施例中，相電流平衡訊號V PHBALn（節點64n）可以是電壓訊號或電流訊號。在本實施例中，放大器電路62-1到62-3的集合各自是運算跨導放大器（OTA），其提供指示模擬相電流訊號VILn和平均相電流訊號V ILAVG之間的差的輸出電流。在並聯電阻-電容器電路66n處，指示不同電流的輸出電流被轉換為電壓訊號。因此，在本實施例中，得到的相位電流平衡訊號V PHBALn是電壓訊號。
此外，在本發明的實施例中，對於每個相位n，相位電流平衡訊號V PHBALn與電壓控制回路誤差訊號V ERR組合（節點17）成為組合訊號。換句話說，相位電流平衡訊號V PHBALn可以加到電壓控制回路誤差訊號V ERR上或從中減去。組合訊號是各個相位n的相位控制訊號V COMPn。在本實施例中，電壓控制回路誤差訊號V ERR（節點17）與並聯電阻-電容器電路66n處的每個相位電流平衡訊號V PHBALn組合。具體地，每個並聯電阻-電容器電路66n包含並聯連接的電阻器R66和電容器C66。電壓控制回路誤差訊號V ERR（節點17）連接到並聯電路的一端，而相電流平衡訊號V PHBALn連接到並聯電路的另一端。
相位電流平衡電路56為調製器52的每個相位生成各個相位控制訊號V COMPn，並將各個相位控制訊號提供給各個調製比較器以完成相位電流平衡控制回路。通過這樣的配置，相位電流平衡控制回路生成相位控制訊號V COMPn，以迫使每個相位的模擬相位電流訊號VILn達到平均相位電流值。
例如，放大器電路62-1生成相位電流平衡訊號V PHBAL1（節點64-1），該訊號被並聯電阻-電容器電路66-1轉換為與誤差訊號V ERR組合的電壓訊號。由此生成的相位控制訊號V COMP1被提供給相位1的調製器比較器16-1的反相輸入端子58-1。同時，放大器電路62-2生成相位電流平衡訊號V PHBAL2（節點64-2），該訊號被並聯電阻-電容器電路66-2轉換為與誤差訊號V ERR組合的電壓訊號。由此生成的相位控制訊號V COMP2被提供給相位2的調製器比較器16-2的反相輸入端子58-2。放大器電路62-3生成相位電流平衡訊號V PHBAL3（節點64-3），該訊號被並聯電阻-電容器電路66-3轉換為與誤差訊號V ERR組合的電壓訊號。由此生成的相位控制訊號V COMP3被提供給相位3的調製器比較器16-3的反相輸入端子58-3。
在調製器52中，每個相位接收單獨的相位控制訊號V COMPn，以便控制該相位的相位電流，實現電流平衡。更具體地說，各個相位控制訊號V COMPn（節點58n）耦合到調製比較器16n的反相輸入端子，以便與耦合到非反相輸入端子的模擬相位電流訊號VILn進行比較。調製比較器16n生成用於控制相應相位的PWM訊號PWMn的占空比的占空比控制訊號。在本實施例中，占空比控制訊號是重定電壓訊號V RSTn，其耦合到鎖存電路18n的重定輸入端子以生成PWM訊號PWMn。占空比控制訊號或重定電壓訊號V RSTn工作以終止PWM訊號的接通持續時間，從而控制PWM訊號的占空比。
在本發明的實施例中，相位電流平衡電路通過調諧放大器電路62n以調整放大器電路的增益來實現相位電流平衡控制回路的可變增益控制。在本實施例中，可調諧運算跨導放大器62n的增益以實現相位電流平衡控制回路的期望增益電平。例如，可以通過在OTA的輸出端耦合給定的電阻值來調諧OTA的增益。
圖6包含圖6（a）和圖6（b），表示在本發明的實施例中，可以併入相電流平衡電路中的示例性訊號平均電路。參考圖6（a），訊號平均電路70包含兩個運算跨導放大器（OTA）72、73，它們接收要平均的各個相電流訊號，例如模擬相電流VIL1和VIL2。OTA 72、73具有相同的增益值K。OTA 72、73的輸出端子連接到公共節點74。電阻器R70連接在公共節點74和地電位之間，以生成指示模擬相電流VIL1和VIL2的平均電流值的電壓Vx。
參考圖6（b），訊號平均電路75包含兩個放大器76、78，分別接收要平均的相電流訊號，例如模擬相電流VIL1和VIL2。以單位增益的配置來配置放大器76、78。放大器76的輸出端通過電阻器R75-1耦合到公共節點79。放大器78的輸出端子通過電阻器R75-2耦合到公共節點79。電阻器75-1和75-2的電阻值相同。在節點79處生成電壓Vx，指示模擬相電流VIL1和VIL2的平均電流值。
在本例中，電壓Vx表示為： Vx=Avg (VIL1, VIL2) = 0.5*( VIL1 + VIL2)。
在圖6所示的訊號平均電路中，顯示了計算兩個訊號平均值的電路。本領域的通常知識者應當理解，可以相應地構造N個訊號的訊號平均電路。此外，圖6（a）和圖6（b）中的訊號平均電路僅為解釋說明，不用於限制。可以使用其他電路來生成兩個訊號的平均值。
圖7複製了'661專利的圖7，表示斜坡訊號發生器的示意圖，斜坡補償併入峰值電流模式降壓調製器中，在本發明的實施例中，峰值電流模式降壓調製器可以併入電流模式控制調製器中。圖7表示斜坡訊號發生器的一個示例，該訊號發生器可用於生成具有斜坡補償的模擬相電流訊號。參考圖7，斜坡訊號發生器90併入電流模式控制遲滯調製器80中。在本發明的實施例中，電流模式控制遲滯調製器80是指包含電流控制回路的調製器，通常與電壓控制回路結合。在本實施例中，電流模式控制遲滯調製器是峰值電流模式遲滯降壓調製器，在本描述中也稱為峰值電流模式降壓調製器。峰值電流模式調製器回應於電流回路訊號的峰值來控制功率開關的占空比，該峰值指示電流控制回路的預期電感電流波形。此外，在本實施例中，峰值電流模式調製器80將合成的電流環路訊號用於電流控制環路，並且不需要將傳感的電感電流訊號回饋給調製器。
具體地，調製器80包含接收回饋電壓V FB和目標電壓V TARG的誤差放大器14，以便在節點82上生成誤差訊號V COMP。在一個示例中，誤差放大器14是跨導放大器，並生成輸出電流訊號，該輸出電流訊號由耦合到輸出節點82的環路濾波器15轉換為電壓訊號。因此，在本示例中，節點82上的誤差訊號V COMP是電壓訊號。誤差訊號V COMP耦合到調製比較器84的反相輸入端子。斜坡訊號發生器90生成斜坡訊號V RAMP（節點92），其被提供給調製比較器84的非反相輸入端子。調製比較器84生成耦合到鎖存電路86的重定輸入端子的重定訊號V RST。鎖存電路86接收由壓控振盪器（未示出）回應於誤差訊號V COMP而生成的時鐘訊號CLK，作為耦合到鎖存電路86的設置輸入端子的設置訊號V SET。在一個示例中，鎖存電路86是觸發器電路。鎖存電路86在輸出節點88上生成脈寬調製訊號PWM。在調製器80為多相調製器的情況下，圖7中的示意圖代表調製器80的單相n。調製比較器84接收斜坡訊號V RAMPn，並生成鎖存電路86的重定訊號。鎖存電路86還接收時鐘訊號CLKn作為設定訊號。鎖存電路86在輸出節點88上為多相位調製器的相位n生成脈寬調製訊號PWMn。
在本發明的實施例中，斜坡訊號發生器90使用開關電容電路生成斜坡訊號V RAMP（節點92）。當與節點92處的電壓組合時，由此生成的斜坡訊號V RAMP包含關於預期電感器電流波形的資訊，並且還包含斜坡補償。因此，斜坡訊號發生器90在生成斜坡訊號作為電流環路訊號的同時，將斜坡補償納入其中。不需要額外的斜坡補償電路。
斜坡訊號發生器90包含耦合在節點96和節點94之間的電容器C1和耦合在節點92和節點94之間的電容器C2。節點94例如通過電壓源V1偏置到參考電壓V REF。開關S1耦合在電容器C1和C2之間（即在節點96和92之間）以形成開關電容器電路。開關S1由指示脈衝寬度調製訊號PWM的訊號控制。特別地，開關S1由脈寬調製訊號PWM的逆控制，使得開關S1回應於脈寬調製訊號PWM的接通持續時間而斷開，並且開關S1回應於脈寬調製訊號PWM的斷開持續時間而閉合。
斜坡訊號發生器90包含提供與輸入電壓V IN成比例的電流的第一電流源I1。在一個實施例中，第一電流源I1提供與輸入電壓V IN的K倍成比例的電流，K是大於0的數位。第一電流源I1通過由脈寬調製訊號PWM控制的開關S2連接到節點92，以便在PWM訊號的接通持續期間向節點92提供電流。斜坡訊號發生器90還包含提供與輸入電壓V IN成比例的電流的第二電流源I2和提供與輸出電壓V OUT的兩倍成比例的電流的第一電流接收器I3。在一個實施例中，第二電流源I2提供與K倍輸入電壓V IN成比例的電流，第一電流接收器I3提供與2K倍輸出電壓V OUT成比例的電流。第二電流源I2通過由脈寬調製訊號PWM控制的開關S3連接到節點96，以便在PWM訊號的接通持續期間向節點96提供電流。同時，第一電流接收器I3直接連接到節點96，以便接收來自節點96的電流。
在一些實施例中，斜坡訊號發生器90還包含耦合在節點92和節點94之間的電阻器R2，即與電容器C2並聯。電阻器R2移除節點92處斜坡訊號的直流分量，只留下斜坡訊號的交流分量（或三角紋波），其中交流分量跟蹤電感器電流波形的上斜坡和下斜坡。電阻器R2是可選的，在本發明的其他實施例中可以省略。電阻器R2的使用改善了直流偏置和瞬態性能。
在一些實施例中，電容器C1和電容器C2具有相同的電容值。在其他實施例中，電容器C1和C2可以具有不同的電容值，以調整所提供的斜率補償量，如下文更詳細地描述。
在操作中，斜坡訊號發生器90使用電容器C1、C2和開關S1的開關電容電路生成斜坡補償斜坡訊號V RAMP。當斜坡訊號上升或增加時，斜坡訊號V RAMP具有上升斜坡部分。當斜坡訊號下降或降低時，斜坡訊號V RAMP具有下降斜坡部分。在本實施例中，對於峰值電流模式降壓調製器80，斜坡訊號發生器90通過將上斜坡部分中的預期電流模式訊號的電荷分割或除以兩個電容器C1和C2並在下斜坡部分中的兩個電容器C1和C2之間共用電荷來生成斜坡訊號V RAMP。
更具體地說，當斜率補償斜率等於電流模式訊號（要複製的電感電流波形）的斜率時，可實現最佳斜率補償。例如，對於峰值電流模式降壓調製器，電流模式訊號具有-gm*V OUT/C的下降斜坡率或下降斜坡。為了實現最佳斜坡補償控制，斜坡訊號下降斜坡的斜坡應設置為-gm*V OUT/C。
在本實施例的實施例中，斜坡訊號發生器90通過在PWM接通持續時間期間減去給定量的訊號，然後在PWM斷開期間，生成具有最佳斜坡補償的斜坡訊號，斜坡訊號發生器90確保斜坡訊號返回到具有所需斜坡的所需位置。
為了在降壓變換器中以峰值電流模式操作複製電感電流波形，在不進行斜坡補償的情況下，斜坡訊號在PWM接通持續時間內的電流上坡（或上坡）應與（V IN-V OUT）成比例，在PWM斷開持續時間內的電流下坡（或下坡）應與-V OUT成比例。也就是說，無斜率補償的斜坡訊號應與電流模式訊號（電感電流波形）的斜坡率匹配。
在本發明的峰值電流模式降壓調製器中，斜坡訊號發生器通過在PWM斷開持續時間期間將斜坡訊號下行與電流模式訊號的電流下行相匹配來實現斜坡補償。按照這樣的配置，PWM接通持續時間縮短的量等於從斜坡上坡移除V OUT項的情況。因此，為了向斜坡訊號引入斜坡補償，斜坡訊號上坡與V IN成比例，而不是像沒有斜坡補償的情況那樣，斜坡訊號上坡與（V IN-V OUT）成比例。
斜坡訊號發生器90通過使用開關電容器電路來在兩個電容器之間分割與上升斜坡期間的電流模式訊號相關聯的電荷，並在下降斜坡期間共用與電流模式訊號相關聯的電荷，同時在給定的開關週期內保存總電荷，從而實現斜坡訊號生成和斜坡補償。如此配置，電容器C2提供斜坡訊號上升斜坡，電容器C1和C2並聯提供斜坡訊號下降斜坡。在開關S1斷開、開關S2和S3閉合的PWM接通期間，電容器C2通過移除V OUT項的電流充電。也就是說，在PWM接通期間，電容器C2由與K*V IN成比例的電流充電。開關S1打開時，斜坡訊號V RAMP（節點92）是電容器C2上的電壓VC2。通過這種方式，斜坡訊號V RAMP（節點92）具有包含斜坡補償的上升斜坡。斜坡訊號V RAMP在PWM接通持續時間內斜坡上升，以便向調製比較器84提供具有斜坡補償的上升斜坡。
此外，在PWM接通持續時間內，電容器C1會累積缺失的電荷，當未實施斜坡補償時，該電荷將被施加在電容器C2上。具體而言，電容器C1由第二電流源I2（通過開關S3）和第一電流接收器I3充電至與K*V IN-2K*V OUT成比例的電壓。當開關S1斷開時，電容器C1上的電壓VC1上升，以存儲電容器C2上未包含的電荷。
在峰值電流控制方案下，當斜坡訊號V RAMP到達誤差訊號V COMP（節點82）時，觸發調製比較器84並重置PWM訊號。PWM接通持續時間結束，PWM斷開持續時間開始。相應地，開關S1閉合，開關S2和S3斷開。因此，電容器C1和C2並聯，並與電流源I1或I2斷開。也就是說，節點92和96短接在一起。電容器C1和C2上累積的電荷被共用，斜坡訊號V RAMP成為電容器電壓VC1和VC2的平均值。由於電荷共用，斜坡訊號V RAMP在沒有斜坡補償的情況下，在其應位於的點開始下降斜坡。也就是說，斜坡訊號下降斜坡的斜率為-K*V OUT。在斜坡訊號發生器90中，通過並聯使用電容器C1和C2，有效電容增加一倍，但第一電流接收器I3提供與輸出電壓V OUT的兩倍成比例的電流，因此斜坡率得以保持。斜坡訊號V RAMP下降，直到時鐘訊號CLK指令下一個切換週期。
在本發明的實施例中，圖7的斜坡訊號發生器90可用於為上述實施例中的多相電流模式控制調製器52的每個相位生成模擬相電流訊號VILn。值得注意的是，圖7表示示例性斜坡訊號發生器電路的結構。圖7中調製器80的其餘電路連接僅為說明性連接，不一定適用於本發明的調製器52。具體地說，圖7的調製器80不包含相位電流平衡控制回路的實現，因此誤差訊號V COMP被提供給調製比較器84，而不是與相位電流平衡訊號組合以生成每個相位的相位控制訊號，如上文所述的調製器52的情況。
在上述實施例中，使用單端信令實現電流模式控制調製器。在其他實施例中，可以使用差分信令來實現電流模式控制調製器。所採用的特定信令方案對本發明的實踐並不關鍵。
圖8（a）和8（b）包含訊號波形，表示在一些示例中包含四相電流模式遲滯調製器的電壓調節器的工作特性。具體而言，圖8（a）表示不實現電流平衡的四相調製器的訊號波形，圖8（b）表示使用上述本發明的相位電流平衡控制回路實現快速電流平衡的四相調製器的訊號波形。參考圖8（a），曲線102a顯示了負載階躍或階躍負載變化導致的錯誤訊號V COMP。曲線103a示出了電壓VL1至VL4，指示回應於負載階躍的四個相位的電感電流。曲線104a表示電壓調節器的輸出電壓V OUT。曲線106a表示4相的電感電流IL1至IL4回應於負載階躍的行為。如圖8（a）所示，在沒有快速電流平衡的情況下，四個相位之間的電流差高達20A。也就是說，回應於負載階躍變化，調製器中的四個相位可以便在電流負載的大差異下長時間運行。這種操作模式是不可取的。
參考圖8（b），當調製器實現快速電流平衡時，由於負載階躍或階躍負載變化，調製器生成一組誤差訊號V COMP1至V COMP4（曲線102b）。曲線103b表示電壓VL1至VL4，指示回應於負載階躍的四個相位的電感電流。曲線104b表示電壓調節器的輸出電壓V OUT。曲線106ba說明了4相電感電流IL1至IL4的行為，使用快速電流平衡回應負載階躍。如圖8（b）所示，通過使用快速電流平衡，由於負載變化，四個相位之間的電流差小於5A。也就是說，由於負載階躍變化，調製器中的四個相位僅在短時間內不平衡，調製器可以很快恢復到穩定的工作狀態，其中四個相位平均分擔負載電流。請注意，圖8（a）和圖8（b）不在同一時間刻度上。圖8（b）已放大，以顯示相位之間較小的電流差。
本發明可以以多種方式實現，包含作為過程；儀器；系統；和/或物質的組成。在本說明書中，這些實現或本發明可能採取的任何其他形式可被稱為技術。一般來說，在本發明的範圍內，可以改變所公開的方法的步驟的順序。
上面提供了本發明的一個或多個實施例的詳細描述，以及說明本發明原理的附圖。結合這些實施例描述本發明，但本發明不限於任何實施例。本發明的範圍僅受申請專利範圍的限制，本發明包含許多備選方案、修改和等效方案。為了提供對本發明的透徹理解，說明書中闡述了許多具體細節。這些細節是為了示例的目的而提供的，並且可以根據申請專利範圍實施本發明，而不需要部分或全部這些特定細節。為了清楚起見，尚未詳細描述在與本發明相關的技術領域中已知的技術材料，以便本發明不會被不必要地模糊。
提供上述詳細描述是為了說明本發明的具體實施例，並不打算限制本發明。本發明範圍內的許多修改和變化是可能的。本發明由所附申請專利範圍定義。
10、50：電壓調節器 12、52：調製器 13：多相功率塊 14：誤差放大器 15：環路濾波器 16、84：調製比較器 18、86：鎖存電路 20：功率級 17、21、24、28、58n、64n、74、79、82、88、92、94、96：節點 22：壓控振盪器 26：時鐘序列器 29：負載 54、90：斜坡訊號發生器 56：相位電流平衡電路 58：反相輸入端子 60、70、75：訊號平均電路 62：放大器電路 66n：並聯電阻-電容器電路 72、73：運算跨導放大器 76、78：放大器 80：電流模式控制遲滯調製器（峰值電流模式降壓調製器） CLK：時鐘訊號 C1、C2、C66：電容器 R11、R12、R2、R66、R70、R75：電阻器 V1：電壓源 S1、S2、S3：開關
以下的詳細說明及附圖提出了本發明的各個實施例。 圖1表示在一些示例中包含多相電流模式遲滯調製器的電壓調節器的示意圖。 圖2表示在一些示例中，電流模式遲滯調製器中的工作訊號。 圖3表示在本發明的實施例中，電壓調製器的示意圖，電壓調製器引入一個配置了相位電流平衡控制回路的多相位電流模式遲滯調製器。 圖4表示在本發明的實施例中，配置了相位電流平衡電路的多相位電流模式遲滯調製器的示意圖。 圖5表示在一些實施例中，相位電流平衡電路的一個相位的簡化示意圖。 圖6包含圖6（a）和6（b），表示在本發明的實施例中，可以便在相位電流平衡電路中引入的典型訊號平均電路。 圖7在本發明的實施例中，並表示出了斜坡訊號發生器的示意圖，斜坡補償併入峰值電流模式降壓調製器中，峰值電流模式降壓調製器可以併入電流模式控制調製器中。 圖8（a）和8（b）包含訊號波形，顯示了在一些示例中包含四相電流模式遲滯調製器的電壓調節器的工作特性。
52：調製器 14：誤差放大器 15：環路濾波器 16：調製比較器 18：鎖存電路 17、24、64：節點 22：壓控振盪器 26：時鐘序列器 29：負載 54：斜坡訊號發生器 56：相位電流平衡電路 58：反相輸入端子 60：訊號平均電路 62：放大器電路 66：並聯電阻-電容器電路

Claims (16)

  1. 一種多相電流模式遲滯調製器，用於生成多個脈寬調製（PWM）訊號，用於在多個相位中驅動多個功率級，每個功率級接收輸入電壓，並通過各自的電感器將相電流傳送到輸出節點，輸出電容器和負載連接到輸出節點，該多個PWM訊號響應於指示輸出節點處經調節的輸出電壓的回饋電壓訊號而生成，其中，該多相電流模式遲滯調製器包含： 耦合一個電壓控制回路，接收指示輸出節點處經調節的輸出電壓和目標電壓的回饋電壓訊號，並生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的一電壓控制回路誤差訊號；以及 耦合一個相位電流平衡控制回路，其耦合以接收為多個相位生成的經斜率補償的一斜率補償模擬相位電流訊號，每個該斜率補償模擬相位電流訊號指示由相應功率級傳送的相位電流的預期電流電平，並包含斜率補償訊號，該相位電流平衡控制回路確定每個相位的該斜率補償模擬相位電流訊號和一平均相位電流訊號之間的差值，以生成每個相位的一相位電流平衡控制訊號， 其中，每個相位的該相位電流平衡控制訊號與該電壓控制回路誤差訊號組合，以生成每個相位的一相位控制訊號，並且將每個相位的該相位控制訊號與相應相位的該斜率補償模擬相位電流訊號進行比較，以生成一占空比控制訊號，控制相應相位的該PWM訊號的占空比，為多個相位生成該占空比控制訊號，以控制多個功率級輸送的相位電流。
  2. 如請求項1所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該電壓控制回路包含： 一個第一誤差放大器，其接收指示輸出節點處經調節的輸出電壓和目標電壓的回饋電壓訊號，該第一誤差放大器在輸出端子上生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的該電壓控制回路訊號； 多個調製比較器，每個該調製比較器與各自的相位相關聯，並且具有接收各自相位的該電壓控制回路訊號和該相位電流平衡控制訊號的組合訊號的第一輸入端子和接收各自相位的該斜率補償模擬相位電流訊號的第二輸入端子，每個該調製比較器生成相應相位的該相位控制訊號，該相位控制訊號為重定訊號；以及 多個鎖存電路，每個該鎖存電路與各自的相位相關聯，並且具有一個耦合以接收來自各自相位的該調製比較器的該重定訊號的重定輸入端子，一個耦合以接收各自相位的時鐘訊號的設置輸入端子，以及輸出端子，其生成用於相應相位的該PWM訊號以驅動相應功率級，該PWM訊號具有定義該PWM訊號的占空比的接通持續時間和斷開持續時間，其中設定訊號啟動該PWM訊號的接通持續時間，該重定訊號終止所述PWM訊號的接通持續時間。
  3. 如請求項1所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該相位電流平衡控制回路包含： 多個斜坡訊號發生器電路，每個斜坡訊號發生器電路與相應相位相關聯，並接收相應相位的該PWM訊號，每個該斜坡訊號發生器電路包含實現電荷縮放的開關電容器電路，以生成相應相位的斜坡補償模擬相電流訊號。
  4. 如請求項3所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該相位電流平衡控制回路還包含： 一個訊號平均電路，接收多個相位的該斜率補償模擬相電流訊號，並生成指示所有相位的該斜率補償模擬相電流訊號的平均電流值的一平均相位電流訊號； 多個放大器電路，每個該放大器電路與相應相位相關聯，並接收相應相位的該平均相位電流訊號和該斜率補償模擬相位電流訊號，每個該放大器電路為各個相位生成該相位電流平衡控制訊號，指示各個相位的該斜率補償模擬相位電流訊號和該平均相位電流訊號之間的差異。
  5. 如請求項4所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該多個放大器電路包含： 多個運算跨導放大器，每個該運算跨導放大器具有耦合以接收該平均相位電流訊號的非反相輸入端子和耦合以接收相應相位的該斜率補償模擬相位電流訊號的反相輸入端子，每個該運算跨導放大器生成輸出電流訊號，該輸出電流訊號指示各個相位的該斜率補償模擬相位電流訊號和該平均相位電流訊號之間的差； 多個電流-電壓轉換電路，每個該電流-電壓轉換電路被耦合以接收來自相應相位的相應該運算跨導放大器的輸出電流訊號，並提供作為該相位電流平衡控制訊號的電壓訊號， 其中，該相位電流平衡控制訊號與該電壓控制回路訊號相加或相減，以生成每個相位的組合訊號。
  6. 如請求項5所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該多個電流-電壓轉換電路中的每一個都包含並聯電阻-電容電路。
  7. 如請求項3所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該多相電流模式遲滯調製器包含一峰值電流降壓調製器，多個該斜坡訊號發生器中的每一個生成該斜坡補償模擬相電流訊號，該斜坡補償模擬相電流訊號具有在相應相位的該PWM訊號的接通持續時間內與輸入電壓成比例的上升斜坡，以及在該PWM訊號的斷開持續時間內與輸出電壓成比例的下降斜坡相應相位的訊號。
  8. 如請求項3所述的多相電流模式遲滯調製器，其中，該多相電流模式遲滯調製器包含一峰值電流降壓調製器、一峰值電流升壓調製器、一谷值電流降壓調製器和一谷值電流升壓調製器中的一個。
  9. 一種控制多相電壓調節器中相電流的方法，其中，該方法包含下列步驟： 生成多個脈寬調製（PWM）訊號，用於在多個相位中驅動多個功率級，每個功率級接收輸入電壓，並通過各自的電感器將相位電流傳送到輸出節點，輸出電容器和負載連接到輸出節點，其中，回應於指示輸出節點處的經調節輸出電壓的回饋電壓訊號，生成該多個PWM訊號； 生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的一電壓控制回路訊號； 為多個相位生成多個經斜率補償的斜率補償模擬相電流訊號，每個該斜率補償模擬相電流訊號指示由相應功率級傳送的相電流的預期電流電平，並包含斜率補償訊號； 為每個相位生成一相位電流平衡控制訊號，指示各個相位的該斜率補償模擬相位電流訊號和一平均相位電流訊號之間的差；並且 將每個相位的該相位電流平衡控制訊號與該電壓控制回路訊號組合成組合訊號，並將組合訊號與相應相位的該斜率補償模擬相位電流訊號進行比較，以生成相應相位的一相位控制訊號，控制相應相位的該PWM訊號的占空比的該相位控制訊號，其中，為多個相位生成該相位控制訊號，以控制每個功率級輸送的相位電流。
  10. 如請求項9所述的方法，其中，所述生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的該電壓控制回路訊號包含： 使用一誤差放大器生成指示回饋電壓訊號和目標電壓之間的差的該電壓控制回路訊號。
  11. 如請求項10所述的方法，其中，所述生成該相位控制訊號包含： 提供多個調製比較器，以生成多個相位的該相位控制訊號； 在與相應相位相關聯的每個該調製比較器處，將相應相位的該電壓控制回路訊號和該相位電流平衡控制訊號的組合訊號耦合到第一輸入端子，並將相應相位的該斜率補償模擬相位電流訊號耦合到第二輸入端子；並且 在每個該調製比較器的輸出端生成該相位控制訊號，作為相應相位的一重定訊號。
  12. 如請求項9所述的方法，其中，所述為多個相位生成多個該斜率補償模擬相位電流訊號包含： 響應於各相位的該PWM訊號，使用多個斜坡訊號發生器電路生成斜坡補償的斜坡補償模擬相電流訊號，每個該斜坡訊號發生器電路包含一開關電容器電路，該開關電容器電路實現電荷縮放，以生成各相位的該斜坡補償模擬相電流訊號。
  13. 如請求項12所述的方法，其中，所述為多個相位生成該相位電流平衡控制訊號包含： 通過對所有相位的該斜率補償模擬相電流訊號進行平均來生成該平均相位電流訊號；並且 對於每個相位，生成指示各個相位的該斜率補償模擬相位電流訊號和該平均相位電流訊號之間的差的電流訊號；並且 對於每個相位，將電流訊號轉換為電壓訊號，作為相應相位的該相位電流平衡控制訊號。
  14. 如請求項13所述的方法，其中，所述將電流訊號轉換為電壓訊號，作為各相位的該相電流平衡控制訊號，包含： 對於每個相位，使用並聯電阻-電容電路將電流訊號轉換為電壓訊號，作為相應相位的該相位電流平衡控制訊號。
  15. 如請求項12所述的方法，其中，該多相電壓調節器實現峰值電流降壓電流模式控制，並使用多個該斜坡訊號發生器電路生成該斜坡補償模擬相電流訊號，包含： 在各個相位的每個該斜坡訊號發生器處，接收具有接通持續時間和斷開持續時間的脈寬調製訊號； 在脈寬調製訊號的接通持續時間內，生成一斜坡訊號的上升斜坡，該斜坡訊號的斜率與輸入電壓成比例； 在脈衝寬度調製訊號的關斷持續時間內，生成該斜坡訊號的下降斜坡，該斜坡訊號的斜坡與輸出電壓成比例；並且 提供上升斜坡和下降斜坡作為相應相位的該斜坡補償模擬相位電流訊號。
  16. 如請求項12所述的方法，其中，該多相電壓調節器實現了峰值電流降壓電流模式控制、峰值電流升壓電流模式控制、谷值電流降壓電流模式控制和谷值電流升壓電流模式控制。
TW111134374A 2021-09-22 2022-09-12 基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器 TWI811098B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/481,310 US11682974B2 (en) 2021-09-22 2021-09-22 Multi-phase switching regulator with variable gain phase current balancing using slope-compensated emulated phase current signals
US17/481,310 2021-09-22

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202315326A TW202315326A (zh) 2023-04-01
TWI811098B true TWI811098B (zh) 2023-08-01

Family

ID=84203994

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW112124636A TW202341664A (zh) 2021-09-22 2022-09-12 基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器及其方法
TW111134374A TWI811098B (zh) 2021-09-22 2022-09-12 基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW112124636A TW202341664A (zh) 2021-09-22 2022-09-12 基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器及其方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11682974B2 (zh)
CN (1) CN115425845A (zh)
TW (2) TW202341664A (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100320983A1 (en) * 2009-06-23 2010-12-23 Intersil Americas Inc. System and method for pfm/pwm mode transition within a multi-phase buck converter
US20110241636A1 (en) * 2010-01-29 2011-10-06 Intersil Americas Inc. Multi-phase non-inverting buck boost voltage converter
US20130342176A1 (en) * 2012-06-22 2013-12-26 Monolithic Power Systems, Inc. Multi-phase switching-mode power supply and associated control method
US9369043B2 (en) * 2012-10-23 2016-06-14 Texas Instruments Deutschland Gmbh Phase current balancing for multiphase converters
TW201909536A (zh) * 2017-07-21 2019-03-01 立錡科技股份有限公司 多相切換式電源供應器、及其控制電路與控制方法

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4837495A (en) 1987-10-13 1989-06-06 Astec U.S.A. (Hk) Limited Current mode converter with controlled slope compensation
US4975820A (en) 1989-09-01 1990-12-04 National Semiconductor Corporation Adaptive compensating ramp generator for current-mode DC/DC converters
US6278263B1 (en) * 1999-09-01 2001-08-21 Intersil Corporation Multi-phase converter with balanced currents
US6369665B1 (en) 2000-10-02 2002-04-09 Linear Technology Corporation Maintaining constant amount of slope compensation regardless of switching frequency during synchronization
US8008901B2 (en) 2006-02-28 2011-08-30 Infineon Technologies Austria Ag Regulated power supply with multiple regulators sharing the total current supplied to a load
US6897636B2 (en) * 2002-03-29 2005-05-24 Intersil Americas Inc. Method and circuit for scaling and balancing input and output currents in a multi-phase DC-DC converter using different input voltages
TW538586B (en) * 2002-05-27 2003-06-21 Richtek Technology Corp Two-step ripple-free multi-phase converter and the converting method thereof
US6670794B1 (en) * 2002-07-12 2003-12-30 Richtek Technology Corp. Multi-phase DC-to-DC buck converter with multi-phase current balance and adjustable load regulation
US7378822B2 (en) 2005-11-17 2008-05-27 Linear Technology Corporation Switching regulator slope compensation generator circuit
US8278830B2 (en) 2008-07-15 2012-10-02 Intersil Americas Inc. Dynamic headroom control for LCD driver
US8188721B2 (en) * 2008-08-05 2012-05-29 Intersil Americas Inc. Active pulse positioning modulator
TW201008122A (en) * 2008-08-07 2010-02-16 Richtek Technology Corp Current balancing device and method for a multi-phase power converter with constant working time control
US8405368B2 (en) 2010-03-26 2013-03-26 Intersil Americas Inc. Multiple phase switching regulator with phase current sharing
TWI458217B (zh) * 2012-05-07 2014-10-21 Anpec Electronics Corp 電流平衡電路及其多相位直流至直流轉換器與電流平衡方法
US9438117B2 (en) 2013-03-06 2016-09-06 Infineon Technologies Americas Corp. Current balancing in a multi-phase power supply
US9696350B2 (en) 2013-03-15 2017-07-04 Intel Corporation Non-linear control for voltage regulator
US9244473B2 (en) 2013-05-08 2016-01-26 Intersil Americas LLC Current ramping during multiphase current regulation
US9467051B2 (en) 2014-01-16 2016-10-11 Micrel, Inc. Switching regulator using adaptive slope compensation with DC correction
US9600063B2 (en) 2015-03-18 2017-03-21 Intersil Americas LLC Enhanced peak current-mode pulse-width-modulated (PWM) switching regulators
US9490702B1 (en) * 2015-06-19 2016-11-08 Maxim Intergrated Products, Inc. Multi-phase voltage regulator control systems and methods
US10833661B1 (en) 2019-12-04 2020-11-10 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Slope compensation for peak current mode control modulator

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100320983A1 (en) * 2009-06-23 2010-12-23 Intersil Americas Inc. System and method for pfm/pwm mode transition within a multi-phase buck converter
US20110241636A1 (en) * 2010-01-29 2011-10-06 Intersil Americas Inc. Multi-phase non-inverting buck boost voltage converter
US20130342176A1 (en) * 2012-06-22 2013-12-26 Monolithic Power Systems, Inc. Multi-phase switching-mode power supply and associated control method
US9369043B2 (en) * 2012-10-23 2016-06-14 Texas Instruments Deutschland Gmbh Phase current balancing for multiphase converters
TW201909536A (zh) * 2017-07-21 2019-03-01 立錡科技股份有限公司 多相切換式電源供應器、及其控制電路與控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US11682974B2 (en) 2023-06-20
TW202315326A (zh) 2023-04-01
TW202341664A (zh) 2023-10-16
US20230091808A1 (en) 2023-03-23
US20230283186A1 (en) 2023-09-07
CN115425845A (zh) 2022-12-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11196409B2 (en) Slope compensation for current mode control modulator
US7019497B2 (en) Circuits and methods for synchronizing non-constant frequency switching regulators with a phase locked loop
US8786269B2 (en) Constant frequency synthetic ripple power converter
US9214866B2 (en) Current sharing method for COT buck converter
US7342383B1 (en) Apparatus and method for smooth DCM-to-CCM transition in a multi-phase DC-DC converter
US7948280B2 (en) Controller including a sawtooth generator and method of operating the same
CN107112895B (zh) 开关稳压器及其操控方法
Pizzutelli et al. Novel control technique for single inductor multiple output converters operating in CCM with reduced cross-regulation
WO2012030959A2 (en) Switching method for switched-mode power converters employing a bridge topology
US9086708B2 (en) High slew rate switching regulator circuits and methods
Luo et al. Time-multiplexing current balance interleaved current-mode boost DC-DC converter for alleviating the effects of right-half-plane zero
JP2009153289A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2018521622A (ja) インダクタ電流に基づいてブーストスイッチングレギュレータを制御するための回路および方法
US9024610B2 (en) System and method of balanced slope compensation for switch mode regulators
CN105991030B (zh) 加强的峰值电流模式脉波宽度调变切换调节器
Lin et al. Modeling and design of feedback loops for a voltage-mode single-inductor dual-output buck converter
TWI811098B (zh) 基於斜坡補償模擬相電流訊號的可變增益相位電流平衡多相開關調節器
US12027983B2 (en) Multi-phase switching regulator incorporating phase current balance circuit
WO2021134745A1 (en) Adjustable power save mode threshold for switching converter
Bari et al. An enhanced adaptive frequency locked loop for variable frequency controls
Chun Design of Multi-phase DC-DC Converter in Memory Interface
Jia et al. A single-inductor dual-output pseudo-DCM/CCM buck and boost converter in 90nm CMOS technology