TWI804141B

TWI804141B - 寬頻量測系統及寬頻特性量測方法

Info

Publication number: TWI804141B
Application number: TW110149525A
Authority: TW
Inventors: 陳為暘; 劉思函; 朱婉瑜; 莊涵迪
Original assignee: 稜研科技股份有限公司
Priority date: 2021-09-07
Filing date: 2021-12-30
Publication date: 2023-06-01
Also published as: TW202312558A; TWI797919B; TW202307449A

Abstract

一種寬頻量測系統及寬頻特性量測方法。寬頻量測系統包括訊號量測器及訊號轉換器。訊號量測裝置用以從其量測埠送出屬於第一頻域的量測訊號。訊號轉換器的第一埠用以連接訊號量測裝置的第一量測埠，且其第三埠用以連接訊號量測裝置的第二量測埠。訊號轉換器的第一被動混波器耦接在第一埠及第二埠之間並經組態為雙向，其第二被動混波器耦接在第三埠及第四埠之間並經組態為雙向，且用以分別將接收自第一與第三埠的訊號轉換至第二頻域並分別自第二與第四埠輸出，分別將接收自第二與第四埠的訊號轉換至第一頻域並分別自第一與第三埠輸出。

Description

寬頻量測系統及寬頻特性量測方法

本發明是有關於一種量測技術，且特別是有關於一種寬頻量測系統及寬頻特性量測方法。

隨著無線通訊漸漸發展至毫米波的頻段，高頻量測的需求也越來越多。然而，許多學術或業界研究單位仍只持有低頻或中頻網路分析儀，且無法支援高頻段量測。而高頻/寬頻的網路分析儀由於需要許多適於寬頻操作的電子器件(例如超寬頻鎖相迴路、超寬頻切換開關)，製作不易因此難以普及。

有鑑於此，本發明實施例提供一種寬頻量測系統及寬頻特性量測方法，讓低頻網路分析儀實現高頻段的量測。

本發明實施例的寬頻量測系統包括(但不僅限於)訊號量測裝置及訊號轉換器。訊號量測裝置具有第一量測埠及第二量測埠。訊號量測裝置用以從第一量測埠或第二量測埠送出量測訊號，且量測訊號的頻率屬於第一頻域。訊號轉換器包括第一埠、第二埠、第三埠、第四埠、第一被動混波器(passive mixer)及第二被動混波器。第一埠用以連接訊號量測裝置的第一量測埠，且第三埠用以連接訊號量測裝置的第二量測埠。第一被動混波器耦接在第一埠及第二埠之間並經組態為雙向(bidirectional)。第二被動混波器耦接在第三埠及第四埠之間並經組態為雙向。

本發明實施例的寬頻特性量測方法包括(但不僅限於)下列步驟：提供如上所述的訊號轉換器。將訊號量測裝置電性連接至訊號轉換器的一側。使用校正器電性連接至訊號轉換器的另一側以透過執行校正程序取得關於校正器的至少一組校正器量測值。依據那至少一組校正器量測值建立誤差模型。將訊號量測裝置透過該訊號轉換器電性連接至待測裝置以取得關於待測裝置的至少一組待測裝置量測值。依據誤差模型將那至少一組待測裝置量測值校正為至少一組待測裝置特徵值。

基於上述，依據本發明實施例的寬頻量測系統及寬頻特性量測方法，將訊號轉換器結合訊號量測裝置，以實現較不同頻域的量測。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

圖1是依據本發明一實施例的寬頻量測系統1的元件方塊圖。請參照圖1，寬頻量測系統1包括(但不僅限於)訊號量測裝置10及訊號轉換器30。在一實施例中，量測時，寬頻量測系統1會電性連接至待測裝置(Device Under Test, DUT)50。

訊號量測裝置10可以是向量網路分析儀(Vector Network Analyzer，VNA)或其他用於驗證諸如阻抗參數(Z參數)、導納參數(Y參數)、混合參數(h參數/g參數)、傳輸參數(ABCD參數)、散射參數(S參數)或散射傳輸參數(T參數)的儀器。在一實施例中，訊號量測裝置10包括量測埠P11、P13，並用以從量測埠P11或量測埠P13送出量測訊號。也就是說，訊號量測裝置10提供單埠或雙埠量測。在一實施例中，量測訊號屬於第一頻域。例如，第一頻域為0~8 GHz或2~6 GHz，然不以此為限。

訊號轉換器30可以是升降頻器或其他用於調整訊號頻率/頻域的轉換器。訊號轉換器30包括訊號產生器CG及被動混波器MIX1、MIX2。

訊號產生器CG耦接被動混波器MIX1、MIX2，並用以產生參考訊號。在一實施例中，訊號產生器CG提供參考訊號(或稱時脈訊號、本地震盪(Local Oscillator，LO)訊號)至被動混波器MIX1或MIX2。在一實施例中，參考訊號的頻率相關於被動混波器MIX1、MIX2的輸入及輸出之間的頻率差異。在一些實施例中，參考訊號的頻率可依據需求而變更或為固定值。

在一實施例中，訊號轉換器30包括埠P31、P32、P33、P34。被動混波器MIX1耦接在埠P31及埠P32之間。被動混波器MIX2耦接在埠P33及埠P34之間。此外，埠P31、P33分別用以連接訊號量測裝置10的量測埠P11、P13。埠P32、P34分別用以連接待測裝置50的待測埠P52、P54。

被動混波器MIX1、MIX2可由電路實現。舉例而言，圖2A是依據本發明一實施例的被動混波器的電路圖。請參照圖2A，被動混波器包括開關D1、D2、D3、D4。開關D1、D2、D3、D4在圖中以二極體為例。端點LO用以連接訊號產生器CG。端點RF用以連接待測裝置50。此外，端點IF用以連接訊號量測裝置10。

圖2B是依據本發明另一實施例的被動混波器的電路圖。請參照圖2B，與圖2A不同之處在於，被動混波器包括開關T1、T2、T3、T4。開關T1、T2、T3、T4在圖中以電晶體為例。此外，開關T1的控制端(例如，閘極)連接開關T3的控制端，且開關T2的控制端連接開關T4的控制端。

圖2A及圖2B所示以開關式混波電路為例。然而，在其他實施例中，被動混波器MIX1、MIX也可能是其他切換式被動混波器或其他類型混波器。

被動混波器MIX1、MIX2皆經組態為雙向(bidirectional)。例如，被動混波器MIX1對來自埠P31的訊號混波並經由埠P32輸出經混波的訊號，且被動混波器MIX2對來自埠P33的訊號混波並經由埠P34輸出經混波的訊號。又例如，被動混波器MIX1對來自埠P32的訊號混波並經由埠P31輸出經混波的訊號，且被動混波器MIX2對來自埠P34的訊號混波並經由埠P33輸出經混波的訊號。

在一實施例中，被動混波器MIX1將自埠P31的訊號轉換至第二頻域並自埠P32輸出。若埠P31連接訊號量測裝置10的量測埠P11且訊號量測裝置10所輸出的量測訊號屬於第一頻域，則被動混波器MIX1即是將訊號由第一頻域轉換成第二頻域。第二頻域可以是20~30 GHz或10~30 GHz，然不以此為限。

在一實施例中，被動混波器MIX1將自埠P32的訊號轉換至第一頻域並自埠P31輸出。若埠P32連接待測裝置50的待測埠P52且待測裝置50所輸出的訊號屬於第二頻域，則被動混波器MIX1即是將訊號由第二頻域轉換成第一頻域。

在一實施例中，被動混波器MIX2將自埠P33的訊號轉換至第二頻域並自埠P34輸出。若埠P33連接訊號量測裝置10的量測埠P13且訊號量測裝置10所輸出的量測訊號屬於第一頻域，則被動混波器MIX2即是將訊號由第一頻域轉換成第二頻域。

在一實施例中，被動混波器MIX2將自埠P34的訊號轉換至第一頻域並自埠P33輸出。若埠P34連接待測裝置50的待測埠P54且待測裝置50所輸出的訊號屬於第二頻域，則被動混波器MIX2即是將訊號由第二頻域轉換成第一頻域。

舉例而言，埠P31、P33為中頻(Intermediate Frequency，IF)埠，且埠P32、P34為射頻(Radio Frequency，RF)埠。即，來自埠P31、P33的訊號為中頻訊號(屬於第一頻域)，且被動混波器MIX1、MIX2對中頻訊號升頻，並經由埠P32、P34輸出射頻訊號(屬於第二頻域)(即，將中頻訊號轉換成高頻訊號)。或者，來自埠P32、P34的訊號為射頻訊號，且被動混波器MIX1、MIX2對射頻訊號降頻，並經由埠P31、P33輸出中頻訊號(即，將高頻訊號轉換成中頻訊號)。

須說明的是，依據不同設計需求，第一頻域及第二頻域的範圍仍可變更，且本發明實施例不加以限制。

待測裝置50可以是任何類型的射頻訊號產生裝置、微波訊號產生裝置或天線裝置。在一實施例中，待測裝置50包括待測埠P52、P54。

圖3是依據本發明一實施例的寬頻量測系統1的示意圖。請參照圖3，訊號轉換器30的埠P31、P33分別連接訊號量測裝置10的量測埠P11、P13，且訊號轉換器30的埠P32、P34分別連接待測裝置50的待測埠P52、P54。

值得注意的是，在對待測裝置50量測之前，須先進行校正程序。舉例而言，在寬頻量測系統1中，訊號量測裝置10的量測埠P11、P13分別連接待測裝置50的待測埠P52、P54。量測平面分別位於量測埠P11、P13。一般而言，造成非預期影響的因素為系統誤差是由訊號量測裝置10和測試設置(例如，電纜、連接器、或夾具)的缺陷引起的。而校正程序是將量測平面由訊號量測裝置10的埠端平移到待測裝置50的埠端。即，校正參考平面分別位於待測埠P52、P54。藉此，可排除系統造成的非預期影響，且可更精確地量測到待測裝置50的特性(例如，待測裝置特徵值)。

圖4是依據本發明一實施例的正向(forward)誤差模型FW及反向(Reverse)誤差模型RV的示意圖。請參照圖4，若將訊號量測裝置10的埠端到待測裝置50的埠端視為一個雙埠網路，則可形成正向傳播和反向傳播的雙埠誤差模型FW、RV。藉由校正將量測平面MP1、MP2由訊號量測裝置10的埠端平移到待測裝置50的埠端，即可以測量到待測裝置50的真實特性(下文稱待測裝置特徵值)。即，校正參考平面CP1、CP2位於待測裝置50的埠端。系統1中的訊號洩漏所引起的誤差可歸納成指向性誤差(Directivity Error)和隔離誤差(Crosstalk Error)。而各種誤差又分為正向傳播和反向傳播，因此可得到4個誤差項(即，誤差項E _DF、E _DR、E _XF、E _XR)。其中，誤差項的下標前綴D表示指向性(directivity)誤差、X表示隔離(crosstalk)誤差。誤差項的下標後綴F表示正向傳播(forward)、R表示反向(reverse)傳播。

系統1中信號不匹配引起的誤差可歸納成訊號源匹配誤差(Source Match Error)和負載端匹配誤差(Load Match Error)。而各種誤差也分為正向傳播和反向傳播，因此可得到4個誤差項(即，誤差項E _SF、E _SR、E _LF、E _LR)。其中，誤差項的下標前綴S表示訊號源(source)匹配誤差、L表示負載(load)匹配誤差。

此外，訊號量測裝置10內的接收機頻率響應引起的誤差可歸納成反射追蹤誤差(Reflection Tracking Error)和傳輸追蹤誤差(Transmission Tracking Error)。而各種誤差也分為正向傳播和反向傳播，因此可得到4個誤差項(即，誤差項E _RF、E _RR、E _TF、E _TR)。其中，誤差項的下標前綴R表示反射(reflection)追蹤誤差、T表示傳輸(transmission)追蹤誤差。

上述洩漏、不匹配及頻率響應所引起的十二個誤差項可用於分析雙埠誤差模型。

具體而言，圖5A是依據本發明一實施例的正向誤差模型FW的訊號流分析的示意圖。請參照圖5A，梅森增益公式(Mason’s rule/Mason’s Gain Formula)是用於描述節點與節點之間關係的規則，並可用於分析雙埠誤差模型的訊號流。依據正向傳播的正向誤差模型FW可得出未校正時測量待測裝置50所得到的反射係數

和穿透係數

(即，校正器量測值)的公式：

…(1)

…(2)。

圖5B是依據本發明一實施例的反向誤差模型RV的訊號分析的示意圖。請參照圖5B，依據反向傳播的反向誤差模型RV可得出未校正時測量待測裝置50所得到的反射係數

和穿透係數

(即，校正器量測值)的公式：

…(3)

…(4)。

以這四條公式(1)~(4)為基礎，進行SOLT校正，可得出各誤差項。若將這些誤差項再代回這四條公式(1)~(4)，即可得出待測裝置50的真實S參數(即，待測裝置特徵值)，也就是(已校正)參數

、

、

、

。

接著，針對SOLT的校正程序，首先進行單埠校正(包括短路、開路及負載)。此時，量測埠沒有連接，因此於此實施例中假設參數

、

為零。圖6A是依據本發明一實施例的用於單埠校正的簡化正向模型的示意圖，且圖6B是依據本發明一實施例的用於單埠校正的簡化反向模型的示意圖。請參照圖6A及圖6B，經簡化的模型可得出如下公式：

…(5)

…(6)。未連接的量測埠可電性連接校正器(calibration kit)(例如，短路、開路及負載校正器)，以透過執行校正程序(其校正順序可依據需求而變動)取得關於校正器的一組或更多組校正器量測值。

針對負載校正，若連接負載校正器可完全匹配，則反射係數趨近於0(例如，

=

)。將反射係數為零的條件代入公式(5)、(6)，可得出誤差項E _DF等於連接負載校正器但未校正時測得的反射係數

(即，

)、以及誤差項E _DR等於連接負載校正器但未校正時測得的反射係數

(即，

) (即，校正器量測值)。

此外，連接負載校正器還可得出相關於隔離的誤差項E _XF、E _XR。其中，誤差項E _XF等於連接負載校正器但未校正時測得的穿透係數

(即，

)、以及誤差項E _XR等於連接負載校正器但未校正時測得的穿透係數

(即，

) (即，校正器量測值)。由於實際上無法測量穿透係數

、

，因此後續可不列入公式當中。

在一實施例中，在建立誤差模型的過程中，可依據校正器的參數設定一組或更多組量測值中的部分數值以建立誤差模型。換句而言，特定類型的校正器的校正器量測值中的一者或更多者(例如，反射係數或穿透係數)(作為量測邊界條件)可帶入誤差項中以推估誤差模型。

在另一實施例中，在建立誤差模型的過程中，可依據理論模型設定一組或更多校正器量測值中的部分數值以建立誤差模型。這理論模型是特定校正器在理想狀態下的反射係數及/或穿透係數。換句而言，特定類型的校正器的理想量測值中的一者或更多者(例如，反射係數或穿透係數)(作為量測邊界條件)可帶入誤差項中以推估誤差模型。

舉例而言，針對開路和短路校正，可先考慮正向傳播。對公式(5)、(6)解聯立，可得出誤差項E _RF、E _SF(假設理想模型的理想邊界條件為，開路：

；短路：

)：

…(7)

…(8)。

理想開路的反射係數為1，且理想短路的反射係數為-1。然而，真實的反射係數通常不會這麼理想。若是將理想的值代入公式(7)、(8)計算，則計算出來的結果會和實際有誤差。為了讓計算結果更接近實際量測結果，可直接將自訊號量測裝置10所取得校正後實際測得開路及短路校正器的反射係數(即，校正器量測值)代入公式(7)、(8)的參數

、

，以求得誤差項

、

的值。

接著，考慮反向傳播。對公式(5)、(6)解聯立，可得出誤差項E _RR、E _SR(假設理想邊界條件為，開路：

；短路：

)：

…(9)

…(10)。相似地，為了讓計算結果更接近實際量測結果，可直接將自訊號量測裝置10所取得校正後實際測得開路及短路校正器的反射係數(即，校正器量測值)(作為量測邊界條件)代入公式(9)、(10)的參數

、

，以求得誤差項

、

的值。

接著，針對直通的雙埠校正。圖7A是依據本發明一實施例的用於雙埠校正的正向訊號分析的示意圖，且圖7B是依據本發明一實施例的用於雙埠校正的反向訊號分析的示意圖。請參照圖7A及圖7B，這是假設直通校正器作為待測物(或待測裝置50)的雙埠誤差模型。由公式(1)、(3) (假設理想邊界條件為，直通：

；

)可得出誤差項E _LF、E _LR：

…(11)

…(12)。

理想直通的反射係數為0，且反射係數為1。然而，真實的校正器通常難以實現理想直通。為了讓計算結果更接近實際量測結果，可直接將自訊號量測裝置10所取得校正後實際測得直通校正器的反射係數及穿透係數(即，校正器量測值) (作為量測邊界條件)代入公式(11)、(12)的參數

、

、

、

，以求得誤差項

、

的值。

此外，由公式(2)、(4) (假設理想邊界條件為，直通：

；

)可得出誤差項E _TF、E _TR：

…(13)

…(14)。相似地，為了讓計算結果更接近實際量測結果，可直接將自訊號量測裝置10所取得校正後實際測得直通校正器的反射係數及穿透係數(即，校正器量測值) (作為量測邊界條件)代入公式(13)、(114)的參數

、

，以求得誤差項

、

的值。藉此，可得出十二個誤差項。

接著，將訊號量測器10連接至待測裝置50以取得關於待測裝置的一組或更多待測裝置量測值，並將公式(1)~(4)解聯立，可得出待測裝置50的真實S參數(即，待測裝置特徵值)：

…(15)

…(16)

…(17)

…(18) ，其中

，

，

，且

。若分別將前述誤差項代入公式(15)~(18)，則可得出待測裝置特徵值，以作為待測裝置的真實特性。

圖8是依據本發明一實施例的短路-開路-負載-直通(short-open-load-thru，SOLT)校正流程的流程圖。請參照圖8，切換短路、負載、開路及直通校正器(步驟S810)(即，量測埠分別連接不同校正器)，並分別取得各校正器的一組或更多組校正器量測值(例如，參數S _11MS、S _22MS、S _11ML、S _22ML、S _11MO、S _22MO、S _11MT、S _22MT、S _21MT、S _12MT)(步驟S820)。依據校正器量測值及/或理論模型設定理想邊界條件(步驟S830)，即可得出誤差項。這些誤差項可用於建立誤差模型。另一方面，連接待測裝置50(步驟S850)，訊號量測裝置10可取得一組或更多組待測裝置量測值(例如，參數S _11MD、S _22MD、S _21MD、S _12MD)(步驟S860)。訊號量測裝置10可依據基於誤差項的誤差模型對待測裝置量測值校正，以取得一組或更多組待測裝置特徵值(例如，S參數S _11AD、S _22AD、S _21AD、S _12AD)(即，將待測裝置量測值校正為待測裝置特徵值)(步驟S870)。

在一實施例中，寬頻量測系統1、2可更包括控制器(圖未示)。控制器可耦接訊號量測裝置10及/或訊號轉換器30。在一實施例中，控制器可經配置用以控制第二頻域的範圍並自訊號量測裝置10讀取量測數據(例如，校正器量測值及/或待測裝置量測值)。

在一實施例中，控制器可更經配置用以依據校正器量測值取得該一個或更多誤差模型。誤差模型的建立可參酌前述公式(1)~(14)的推導，於此不再贅述。

在一實施例中，控制器可透過下達指令或是訊號量測裝置10直接輸出數據，以控制訊號量測裝置10取得關於校正器的校正器量測值及/或關於待測裝置50所得的待測裝置量測值。

在一實施例中，控制器可依據基於誤差項的誤差模型將待測裝置量測值校正為待測裝置特徵值。例如，依據公式(15)~(18)得出真實S參數。

在一實施例中，控制器可依據校正程序切換連接訊號量測裝置10及/或訊號轉換器30的校正器。例如，控制器提供分別連接各校正器的開關，依據校正的項目導通對應校正器連接訊號量測裝置10及/或訊號轉換器30並中斷其他校正器與訊號量測裝置10及/或訊號轉換器30之間的連接，但不以此為限。

須說明的是，前述校正程序是以SOLT為例。在其他實施例中，校正程序也可以是SOLR(Short Open Load Reciprocal)、LRM(Line Reflect Match)、LRM(Line Reflect Match)、LRRM(Line Reflect Reflect Match)、TRL(Thru Reflect Line)或其他校正程序。

在一實施例中，系統1更包括耦接控制器的儲存媒介。儲存媒介可以是硬碟、記憶體、隨身碟、資料庫或伺服器。在一實施例中，儲存媒介用以儲存誤差模型及/或一組或更多組的待測裝置量測值，並供控制器或其他裝置讀取或寫入。例如，控制器儲存誤差模型至儲存媒介，或控制器自儲存媒介讀取待測裝置量測值。

基於前述誤差模型的分析，可應用在其他參考平面的校正。

圖9是依據本發明一實施例的校正參考平面CP3、CP4的示意圖。請參照圖9，校正參考平面CP3位於訊號轉換器30的埠P31，且校正參考平面CP4位於訊號轉換器30的埠P33。而訊號量測裝置10可依據校正參考平面CP3、CP4進行校正程序，以取得誤差模型。

在本實施例的校正程序中，訊號量測裝置10透過量測埠P11、P13分別電性連接至訊號轉換器的一側(例如，埠P31、P33)，且一個或更多個校正器電性連接至訊號轉換器30的一側(例如，埠P32、P34)以透過執行校正程序取得關於校正器的一組或更多組校正器量測值。接著，將訊號量測裝置30透過訊號轉換器10電性連接至待測裝置50(如圖9所示)以取得關於待測裝置50的一組或更多組待測裝置量測值。最後，依據誤差模型將待測裝置量測值校正為一組或更多組待測裝置特徵值。

圖10是依據本發明一實施例的校正參考平面CP5、CP6的示意圖。請參照圖10，校正參考平面CP5位於待測裝置50連接埠P32的待測埠P52，且校正參考平面CP6位於待測裝置50連接埠P34的另一埠P54。而訊號量測裝置10可依據校正參考平面CP3、CP4進行校正程序，以取得誤差模型。

在本實施例的校正程序中，訊號量測裝置10透過量測埠P11、P13分別電性連接至訊號轉換器的一側(例如，埠P31、P33)，且一個或更多個校正器電性連接至訊號轉換器30的一側(例如，用於連接待測埠P52、P54的連接線的一端)以透過執行校正程序取得關於校正器的一組或更多組校正器量測值。接著，將訊號量測裝置10透過訊號轉換器30電性連接至待測裝置50(如圖10所示)以取得關於待測裝置50的一組或更多組待測裝置量測值。最後，依據誤差模型將待測裝置量測值校正為一組或更多組待測裝置特徵值。

以下將針對圖9及圖10的架構，設定量測邊界條件，代入公式，並據以比較數據結果。

圖11是圖9的驗證結果，圖12是圖9與圖3量測待測裝置50的量測結果，圖13是圖11的局部放大圖。請參照圖11~圖13，其中圖中的粗線(即，原校正)為使用一般適於超寬頻向量網路分析儀(VNA)量測後平移其頻譜之曲線，而細線(即，所提出的校正)為本揭露實施例所提出之系統與方法求得之曲線。由圖可以看到本發明實施例所提出的校正與使用超寬頻向量網路分析儀所取得的結果幾乎重疊。

圖14是圖10的量測結果，圖15是圖10的驗證結果，圖16是圖10與圖3量測待測裝置50的量測結果，且圖17是圖15的局部放大圖。請參照圖14~圖17，其中圖中的粗線(即，原校正)為使用一般適於超寬頻向量網路分析儀(VNA)量測後平移其頻譜之曲線，而細線(即，所提出的校正)為本揭露實施例所提出之系統與方法求得之曲線。由圖可以看到本發明實施例所提出的校正與使用超寬頻向量網路分析儀所取得的結果幾乎重疊。

圖18是依據本發明一實施例的寬頻特性量測方法的流程圖。請參照圖18，提供如圖1及圖2所示的訊號轉換器30(步驟S1810)。將訊號量測裝10置電性連接至訊號轉換器30的一側(例如，圖1的埠P11、P13)(步驟1820)。使用校正器電性連接至訊號轉換器30的另一側(例如，圖1的埠P32、P34)以透過執行校正程序取得關於校正器的一組或更多組校正器量測值(步驟S1830)。依據校正器量測值建立誤差模型(步驟S1840)。將訊號量測裝置10透過訊號轉換器30電性連接至待測裝置50以取得關於待測裝置50的一組或更多組待測裝置量測值(步驟S1850)。依據誤差模型將待測裝置量測值校正為一組或更多組待測裝置特徵值(步驟S1860)。

在一實施例中，將校正參考平面CP3設於埠P31，將校正參考平面CP4設於埠P33，且依據校正參考平面CP3、CP4進行校正程序。

在一實施例中，將校正參考平面CP5設於待測裝置50連接埠P32的待測埠P52，將校正參考平面CP6設於待測裝置50連接埠P34的另一待測埠P54，且依據校正參考平面CP5、CP6進行校正程序。

在一實施例中，於步驟S1840中，係依據理論模型設定校正器量測值的部分數值以建立誤差模型。即如同前述在校正程序中SOL三個步驟中係將S _21A、S _12A設定為零，並設定開路：

；短路：

。

在另一實施例中，於步驟S1840中，係依據校正器的參數設定校正器量測值中的部分數值以建立誤差模型。換句話說，校正器由於其中信號的洩漏或耦合效應，或是元件的寄生效應，並無法達成實質的開路、短路，因此某些校正器會提供其實際的SOLT量測值或是其非理想效應對應頻率的一個參考表(look-up table, LUT)。而此實施例中係將此參考表取代先前實施例中理想的假設來進行校正。

前述步驟的詳細說明可參酌圖1~圖10的說明，於此不再贅述。

在一實施例中，當訊號轉換器30給予的頻率基準不同時，經校正所得出的待測裝置50的特性可能會偏移。因此，可透過控制器或訊號轉換器30所提供的輸入介面控制訊號轉換器30的頻率轉換值。例如，由第一頻域轉換至第二頻域的頻率轉換值，或由第一頻域轉換至第二頻域的頻率轉換值。這頻率轉換值相關於訊號產生器CG所輸出的參考訊號的頻率。接著，可控制訊號量測裝置10掃頻以取得關於校正器與頻率轉換值的多組校正器量測值。例如，對參考訊號依序設定不同頻率(可以是幾個主要穩定頻率，也可能依據其他需求而變更)，並分別取得一個或更多個校正器對應的校正器量測值。前述步驟可能執行多次，但不加以限制。

綜上所述，在本發明實施例的寬頻量測系統及寬頻特性量測方法中，在系統中引入用於升頻或降頻轉換的訊號轉換器。訊號轉換器提供雙埠連接訊號量測裝置，並提供另雙埠連接待測裝置。被動混波器經組態為雙向。藉此，可讓低頻網路分析儀實現高頻量測。並且，根據上述實施例，所屬領域具有通常知識者當能理解由本發明所揭示的訊號轉換器(雙通道雙向被動式升降頻器)可以推廣為多通道雙向被動式升降頻器。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

1:寬頻量測系統 10:訊號量測裝置 30:訊號轉換器 50:待測裝置 P11、P13:量測埠 P31、P32、P33、P34:埠 P52、P54:待測埠 CG:訊號產生器 MIX1、MIX2:被動混波器 D1~D4、T1~T4:開關 LO、IF、RF:端點 CP1~CP6:校正參考平面 MP1、MP2:量測平面 FW:正向誤差模型 RV:反向誤差模型 RF IN:輸入 S _11M、S _21M、S _12M、S _22M、S _11A、S _21A、S _12A、S _22A、S _11AT、S _21AT、S _12AT、S _22AT:參數 E _DF、E _SF、E _RF、E _XF、E _TF、E _LF、E _DR、E _SR、E _RR、E _XR、E _TR、E _LR:誤差項 S810~S870、S1810~S1860:步驟

圖1是依據本發明一實施例的寬頻量測系統的元件方塊圖。圖2A是依據本發明一實施例的被動混波器的電路圖。圖2B是依據本發明另一實施例的被動混波器的電路圖。圖3是依據本發明一實施例的寬頻量測系統的示意圖。圖4是依據本發明一實施例的正向(forward)誤差模型及反向(reverse)誤差模型的示意圖。圖5A是依據本發明一實施例的正向誤差模型的訊號流分析的示意圖。圖5B是依據本發明一實施例的反向誤差模型的訊號分析的示意圖。圖6A是依據本發明一實施例的用於單埠校正的簡化正向模型的示意圖。圖6B是依據本發明一實施例的用於單埠校正的簡化反向模型的示意圖。圖7A是依據本發明一實施例的用於雙埠校正的正向訊號分析的示意圖。圖7B是依據本發明一實施例的用於雙埠校正的反向訊號分析的示意圖。圖8是依據本發明一實施例的短路-開路-負載-直通(short-open-load-thru，SOLT)校正流程的流程圖。圖9是依據本發明一實施例的校正參考平面的示意圖。圖10是依據本發明一實施例的校正參考平面的示意圖。圖11是圖9的驗證結果。圖12是圖9與圖3量測待測裝置的量測結果。圖13是圖11的局部放大圖。圖14是圖10的量測結果。圖15是圖10的驗證結果。圖16是圖10與圖3量測待測裝置的量測結果。圖17是圖15的局部放大圖。圖18是依據本發明一實施例的寬頻特性量測方法的流程圖。

1:寬頻量測系統

10:訊號量測裝置

30:訊號轉換器

50:待測裝置

P11、P13:量測埠

P31、P32、P33、P34:埠

P52、P54:待測埠

CG:訊號產生器

MIX1、MIX2:被動混波器

Claims

一種寬頻量測系統，包括：一訊號量測裝置，具有一第一量測埠與一第二量測埠，該訊號量測裝置用以從該第一量測埠或該第二量測埠送出一量測訊號，該量測訊號的頻率屬於一第一頻域；以及一訊號轉換器，包括：一第一埠，用以連接該訊號量測裝置的該第一量測埠；一第二埠；一第一被動混波器(passive mixer)，耦接在該第一埠及該第二埠之間，並經組態為雙向(bidirectional)；一第三埠，用以連接該訊號量測裝置的該第二量測埠；一第四埠；以及一第二被動混波器，耦接在該第三埠及該四埠之間，並經組態為雙向；其中該第一被動混波器與該第二被動混波器經配置用以：分別將接收自該第一埠的訊號與接收自該第三埠的訊號轉換至一第二頻域並分別自該第二埠與該第四埠輸出；以及分別將接收自該第二埠的訊號與接收自該第四埠的訊號轉換至該第一頻域並分別自該第一埠與該第三埠輸出。
如請求項1所述的寬頻量測系統，其中該訊號轉換器更包括一訊號產生器分別耦接至該第一被動混波器與該第二被動混波器。
如請求項1所述的寬頻量測系統，更包括一控制器耦接該訊號量測裝置及該訊號轉換器，該控制器並經配置用以控制該第二頻域的範圍以及自該訊號量測裝置讀取量測數據。
如請求項3所述的寬頻量測系統，更包括一儲存媒介耦接該控制器。
如請求項4所述的寬頻量測系統，其中於一校正程序中，該第二埠與該第四埠係電性連接至一校正器，該控制器透過該訊號量測裝置取得關於該校正器的一組校正器量測值，且該控制器更依據該組校正器量測值取得一誤差模型，並將該誤差模型儲存於該儲存媒介。
如請求項4所述的寬頻量測系統，其中於一量測程序中，該第二埠及/或該第四埠係電性連接至一待測裝置(device under test, DUT)，且該控制器控制該訊號量測裝置取得關於該待測裝置的至少一組待測裝置量測值，並依據該儲存媒介所儲存的一誤差模型與該至少一組待測裝置量測值，取得關於該待測裝置的至少一組待測裝置特徵值。
一種寬頻特性量測方法，包括：提供如請求項1所述的訊號轉換器；將一訊號量測裝置電性連接至該訊號轉換器的一側；使用一校正器電性連接至該訊號轉換器的另一側以透過執行一校正程序取得關於該校正器的至少一組校正器量測值；依據該至少一組校正器量測值建立一誤差模型；將該訊號量測裝置透過該訊號轉換器電性連接至一待測裝置以取得關於該待測裝置的至少一組待測裝置量測值；以及依據該誤差模型將該至少一組待測裝置量測值校正為至少一組待測裝置特徵值。
如請求項7所述的寬頻特性量測方法，其中該校正程序係SOLT(Short/Open/Load/Through)、SOLR(Short Open Load Reciprocal)、LRM(Line Reflect Match)、LRM(Line Reflect Match)、LRRM(Line Reflect Reflect Match)或TRL(Thru Reflect Line)。
如請求項7所述的寬頻特性量測方法，其中於依據該至少一組校正器量測值建立該誤差模型的步驟中，係依據該校正器的參數設定該至少一組校正器量測值中的部分數值以建立該誤差模型。
如請求項7所述的寬頻特性量測方法，其中於依據該至少一組校正器量測值建立該誤差模型的步驟中，係依據一理論模型設定該至少一組校正器量測值的部分數值以建立該誤差模型。
如請求項7所述的寬頻特性量測方法，其中於使用該校正器電性連接至該訊號轉換器的另一側以透過執行該校正程序取得關於該校正器的該至少一組校正器量測值的步驟中，包括：控制該訊號轉換器的一頻率轉換值；以及控制該訊號量測裝置掃頻以取得關於該校正器與該頻率轉換值的多組校正器量測值。