TWI620426B - 用於波束成形應用的適應性無相位失真振幅回應等化(mre) - Google Patents

用於波束成形應用的適應性無相位失真振幅回應等化(mre) Download PDF

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Abstract

時域脈衝回應濾波器可用以在時域中等化訊號，以避免由域轉換（例如IFFT）所引發的誤差及假影。所揭露的時域脈衝回應濾波器是基於個別訊號的振幅回應。可在頻域中或使用其他技術（例如自迴歸分析及數學訊號近似演算法（例如帕德近似法））運算各訊號的振幅回應。適應性濾波器可接著使用基於經處理的訊號所運算的濾波器以輸入感測器訊號的原始時域形式等化該等輸入感測器訊號。

Description

用於波束成形應用的適應性無相位失真振幅回應等化（MRE）
本揭示案關於多感測器系統中的振幅回應等化。更具體而言，此揭示案的部分關於在時域中使用適應性過濾來進行來自多個傳聲器系統之訊號的振幅回應等化。
包含多個傳聲器的系統可藉由使用波束成形技術來偵測方向性聲音，其中來自至少兩個傳聲器的訊號被比較，以觀察相位偏移及振幅差。處理來自捕捉相同聲音的兩個不同傳聲器的訊號需要進行等化，因為物理特性及振幅回應可能在傳聲器之間變化。這些變化可甚至由於次要的製造變化而存在於相同品牌及模型的傳聲器之間。亦可由許多其他因素造成變化，例如傳聲器增強、管長差異及其他變化。傳聲器之間的變化使得處理來自多個傳聲器系統的訊號變得複雜，因為應用（例如波束成形）假設的是，於各傳聲器處所量測之訊號中的差異僅歸因於環境及空間性差異，而非訊號是如何被量測的差異。據此，多傳聲器系統中的訊號處理試圖等化原始訊號，以改良訊號處理運算的精確度。
用於等化的一個傳統技術是系統生產期間的離線校準。此技術需要以極低的容許誤差製造傳聲器，這增加了傳聲器的成本及敏感度。用於等化的另一傳統技術是自校準。使用增益或振幅回應技術的線上自校準包括運算傳播損耗及相位匹配。使用頻率回應技術的線上自校準需要知道控制刺激的位置。
使用振幅回應技術的線上自校準一般藉由針對各傳聲器將時域訊號（例如來自兩個單獨傳聲器的兩個訊號）轉換成頻域且接著跨頻率範圍基於第一及第二訊號運算等化率來運作。接著將等化率施用於第二訊號的頻域以試圖將其匹配至第一傳聲器。經調整的第二訊號接著被轉換回時域，且可以第一及第二訊號執行進一步的處理（例如波束成形運算）。此技術減少由兩個傳聲器中的變化所引發的誤差，但引發了等化計算中的額外誤差。
跨所有頻率使用經運算的等化率來操控第二訊號的頻域且接著轉換回時域引發了運算上的誤差。傳聲器的振幅回應跨頻率而變化，使得經運算的等化率僅近似兩個訊號的振幅差，且不考慮不同頻率處之不同傳聲器的變化的振幅回應。並且，在將經調整的第二訊號從頻域轉換回時域時由反向快速傅立葉轉換（I-FFT）所產生的訊號本質上因為I-FFT的數學限制而引發誤差。此類傳統技術繪示於圖1中，其中x2 [n]的頻域訊號在於方塊105處轉換至頻域之後從節點101採取，且於放大器102處使用於處理方塊103處所運算的頻域回應比率來等化。x2 [n]之經等化的頻率回應接著在I-FFT方塊104中被轉換。
本文中所述的缺點僅為代表性的，且僅是包括來強調存在改良電元件的需要，特別是對於消費者等級裝置（例如手機）中所採用的多傳聲器系統。本文中所述的實施例解決某些缺點，但該等缺點不一定各個且每一個都於此處被描述或習知於本領域中。
可藉由使用基於個別訊號之振幅回應的時域脈衝回應濾波器以跨所需的頻譜等化多個傳聲器的振幅回應，來改良多感測器系統的振幅回應等化。傳統技術在頻域中等化訊號，這在經等化的訊號從頻域轉換為時域時產生傳播進經等化訊號之時域表示的誤差及假影。本文中所述的方法及裝置藉由產生在時域中等化訊號的時域脈衝回應濾波器，來減少或消除由傳統頻域等化技術所引發的訊號誤差。因此，避免了由域轉換（例如I-FFT）所引發的誤差及假影。進一步地，限定訊號處理以減少或防止引發輸入訊號之間的相位差。
在某些實施例中，時域脈衝回應濾波器是基於個別訊號的振幅回應，且用以跨所需的頻譜等化多個傳聲器的振幅回應。可在頻域中或使用其他技術（例如自迴歸分析及數學訊號近似演算法（像是帕德近似法））運算各訊號的振幅回應。基於時域中之系統之傳聲器的振幅回應分析時域脈衝回應濾波器以將第二傳聲器與第一傳聲器等化避免了先前技術系統中所引發的誤差，在該等先前技術系統中，第二訊號的等化是在頻域中完成的。
依據一個實施例，方法可包括以下步驟：由耦合至複數個感測器的一處理器，從該複數個感測器在一時域中接收至少一第一輸入訊號及一第二輸入訊號；由該處理器，將該第一及第二輸入訊號從該時域轉換至一頻域輸入訊號；由該處理器，至少部分地基於該頻域輸入訊號估算該第一及第二輸入訊號之間的一振幅回應差；由該處理器，將該振幅回應差轉換成一時域脈衝回應；由該處理器，將該時域脈衝回應限定為具有一線性相位回應；及/或由該處理器，至少部分地基於該經限定的時域脈衝回應過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
在某些實施例中，過濾的該步驟可包括以下步驟：等化從該複數個感測器接收之該第一輸入訊號及該第二輸入訊號之間的一振幅回應；估算該振幅回應差的該步驟包括運算用於一適應性濾波器的濾波器係數，其中限定的該步驟可包括以下步驟：將該等濾波器係數限定為是均勻對稱及奇數長度的，且其中過濾的該步驟包括以下步驟：以經運算及限定的該等濾波器係數施用該適應性濾波器。
在某些實施例中，方法可更包括以下步驟：重複接收、估算、轉換、限定及過濾的該等步驟，以提供經接收之該等輸入訊號的適應性等化；基於經限定的該時域脈衝回應延遲該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中未經過濾的至少一者，以補償由該過濾步驟所引發的一延遲；可進一步針對空間性辨識過濾該第一輸入訊號及該經過濾的第二輸入訊號；及/或可進一步針對波束成形過濾該第一輸入訊號及該經過濾的第二輸入訊號。
依據另一實施例，一裝置可包括：一第一輸入節點，配置為接收一第一輸入訊號；一第二輸入節點，配置為接收一第二輸入訊號；及/或一控制器，耦合至該第一輸入節點及耦合至該第二輸入節點。該控制器可配置為執行包括以下步驟的某些步驟：在一時域中接收該第一輸入訊號及該第二輸入訊號；將該第一及第二輸入訊號從該時域轉換至一頻域輸入訊號；至少部分地基於該頻域輸入訊號估算該第一及第二輸入訊號之間的一振幅回應差；將該振幅回應差轉換成一時域脈衝回應；將該時域脈衝回應限定為具有一線性相位回應；及/或至少部分地基於該經限定的時域脈衝回應過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
在某些實施例中，該控制器可藉由以下步驟執行過濾的該步驟：等化從該複數個感測器接收之該第一輸入訊號及該第二輸入訊號之間的一振幅回應；及/或可藉由以下步驟執行估算該振幅回應差的該步驟：運算用於一適應性濾波器的濾波器係數，其中限定的該步驟包括以下步驟：將該等濾波器係數限定為是均勻對稱及奇數長度的，且其中過濾的該步驟包括以下步驟：以經運算及限定的該等濾波器係數施用該適應性濾波器。
在某些實施例中，該控制器亦可配置為重複接收、估算、轉換、限定及過濾的該等步驟，以提供經接收之該等輸入訊號的適應性等化；及/或配置為基於經限定的該時域脈衝回應延遲該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中未經過濾的至少一者，以補償由該過濾步驟所引發的一延遲。
依據另一實施例，一種方法可包括以下步驟：由一處理器，從複數個感測器在一時域中接收至少一第一輸入訊號及一第二輸入訊號；由該處理器，使用線性預測分析計算該等輸入訊號的一自迴歸（AR）模型參數；由該處理器，計算相對應於該兩個輸入訊號間之該振幅回應差的一自迴歸移動平均（ARMA）模型參數；由該處理器，計算相對應於該第一輸入訊號及該第二輸入訊號間之一振幅回應差的一時域脈衝回應，其中該振幅回應差是至少部分地基於該等自迴歸模型參數及該等自迴歸移動平均模型參數使用一帕德近似法來運算的；由該處理器，將該時域脈衝回應限定為具有一線性相位回應；及/或由該處理器，至少部分地基於該經限定的時域脈衝回應過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
在某些實施例中，施用該線性預測分析的該步驟可包括以下步驟：產生線性預測係數；及/或該第一輸入訊號及該等第二輸入訊號可包括音訊資訊。
在又進一步實施例中，一種裝置可包括：一第一輸入節點，配置為接收一第一音訊訊號；一第二輸入節點，配置為接收一第二音訊訊號；及/或一控制器，耦合至該第一輸入節點及耦合至該第二輸入節點。該控制器可配置為執行包括以下步驟的步驟：在一時域中接收該第一輸入訊號及該第二輸入訊號；由該處理器，使用線性預測分析計算該等輸入訊號的該等自迴歸（AR）模型參數；由該處理器，計算相對應於該兩個輸入訊號間之該振幅回應差的該等自迴歸移動平均（ARMA）模型參數；由該處理器，計算相對應於該第一輸入訊號及該第二輸入訊號間之一振幅回應差的一時域脈衝回應，其中該振幅回應差是至少部分地基於該等自迴歸模型參數及該等自迴歸移動平均模型參數使用一帕德近似法來運算的；將該時域脈衝回應限定為具有一線性相位回應；及/或至少部分地基於該經限定的時域脈衝回應過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
在某些實施例中，該控制器可配置為藉由產生線性預測係數施用該線性預測分析；該第一輸入訊號及該等第二輸入訊號可包括音訊資訊；及/或該音訊資訊可為從一第一傳聲器及一第二傳聲器接收的音訊資訊。
以上所述已相當廣泛地概述本發明之實施例的某些特徵及技術優點，以使得以下的詳細說明可被更佳地瞭解。將在下文中描述形成本發明之請求項標的的額外特徵及優點。應由本領域中具通常技藝者所理解的是，可將所揭露的概念及特定實施例輕易用作用於更改或設計用於實現相同或類似用途的其他結構的基礎。亦應由本領域中具通常技藝者所理解的是，此類等效構造並不脫離如隨附請求項中所闡述之本發明的精神及範圍。在連結隨附圖式考慮時將從以下說明更佳地瞭解額外特徵。然而，要清楚瞭解的是，圖式中之各者被提供為僅用於說明及描述的用途，且不欲限制本發明。
多傳聲器系統中之不同傳聲器之振幅回應中可以此揭示案的實施例解決之不一致及變化的示例圖示於圖6A。圖6A的圖表在線602及604中繪示兩個傳聲器對於控制訊號的振幅回應。由於傳聲器例如在製造期間可能引起的失配，傳聲器於各頻率處不同地回應於刺激。將一個傳聲器的回應等化至另一傳聲器的回應可改良由傳聲器所捕捉之音訊（例如使用者語音）的處理。在某些實施例中，可在等化訊號期間施用時域脈衝回應濾波器。
現參照圖2，圖示了用於等化兩個傳聲器之振幅回應的一個技術。圖2圖示依據本揭示案一個實施例之用於以適應性濾波器實施振幅回應等化的如此示例系統200。於訊號處理系統200的輸入節點211及212處接收輸入訊號x1 [n]及x2 [n]（例如來自第一及第二傳聲器的時域音訊訊號）。訊號x1 [n]及x2 [n]被提供至處理方塊201及202，該處理方塊針對各時域訊號運算振幅回應。經運算的振幅回應及接著在處理方塊203中用以運算經限定的時域脈衝回應濾波器204。經限定的時域脈衝回應濾波器（h[n]）接著由濾波器204施用於時域輸入訊號中的一者，以將來自第一感測器的第一訊號x1 [n]等化至來自第二感測器的第二訊號x2 [n]。在一個實施例中，延遲方塊205可安插在振幅回應運算（例如處理方塊201的振幅回應運算）之後，以補償由濾波器204所引發的延遲。
儘管訊號x1 [n]及x2 [n]在某些實施例中被描述為傳聲器訊號（例如接收自數位微電機系統（MEMS）傳聲器的那些訊號），可以本文中所述的系統及方法處理任何感測器訊號。輸入訊號x1 [n]及x2 [n]可為時域表示的數位訊號。可從記憶體、緩存器接收或直接從耦合至感測器或傳聲器的類比至數位轉換器（ADC）接收輸入訊號x1 [n]及x2 [n]。
圖2的振幅回應等化可提供未匹配之傳聲器的更佳匹配，因為將第二傳聲器訊號等化至第一訊號的步驟是基於兩個傳聲器的振幅回應使用時域中的濾波器來執行的。此匹配步驟減少先前技術系統中所引發的誤差，在該先前技術系統處，第二傳聲器的等化傳統上是在頻域中執行，且接著將經等化的第二傳聲器訊號從頻域轉換至時域。圖3為依據本揭示案之一個實施例之用於在時域中匹配振幅回應的示例訊號處理流程。從輸入節點分別於方塊301及302處接收時域輸入訊號x1 [n]及x2 [n]。針對訊號x1 [n]及x2 [n]中之各者的振幅回應分別是在方塊303及304處運算。可在時域中或在頻域中或在兩者的組合中估算各訊號的振幅回應。在於方塊303及304處運算振幅回應之後，於方塊305處運算基於經運算之振幅回應的時域脈衝回應。因為時域脈衝回應可包括某些相位失真，可在方塊306中限定（constrain）時域脈衝回應。於方塊307處，接著將經限定的時域脈衝回應施用於輸入訊號中的一者（例如x2 [n]），以過濾訊號及將傳聲器接收訊號x2 [n]的傳聲器回應等化至傳聲器接收訊號x1 [n]。
限定時域脈衝回應造成最小地或不引發對於訊號x1 [n]或x2 [n]的相位失真。波束成形（及其他訊號處理技術）基於於傳聲器處所接收之訊號的到達時間差來運算參數。若傳聲器訊號的相位資訊被訊號處理技術所扭曲，則可變更此到達時間差資訊。藉由限定脈衝回應，可減少或消除相位失真，使得在之後的訊號處理上不發生顯著的效應。例如，波束成形依賴傳聲器訊號x1 [n]及x2 [n]之間的相位差資訊以在特定方向上形成波束或無訊區（null）。於方塊307處限定回應允許波束形成或無訊區成形在減少誤差的情況下操作。
用以產生振幅回應等化濾波器（例如圖3之方塊307處的濾波器及圖2之處理方塊204的濾波器h[n]）的訊號可包括任何訊號。在某些實施例中，可處理訊號以跨所需的頻率範圍產生均勻的振幅（例如白雜訊）。然而，可與任何輸入訊號在任何時間施用振幅回應等化，且不需要跨頻率範圍具有均勻振幅回應的控制訊號。
在某些實施例中，可使用訊號的頻域表示來運算在產生適應性濾波器時所施用的振幅回應等化。圖4為依據本揭示案之一個實施例之用於在時域中匹配振幅回應的示例訊號處理流程，其中適應性濾波器是依據本揭示案之一個實施例之基於頻域中之訊號的振幅回應。在圖4的示例流程中，於方塊401及402處接收來自至少兩個單獨感測器的至少兩個訊號。在某些實施例中，分別從第一及第二感測器在時域中接收兩個訊號x1 [n]及x2 [n]。於方塊403及404處接著分別將輸入訊號x1 [n]及x2 [n]轉換成頻域。於方塊403及405處，訊號x1 [n]及x2 [n]的頻域表示分別被圖示為頻域表示X1 (z)及X2 (z)，但在某些實施例中可使用其他頻域表示。於方塊405處運算頻域表示X1 (z)及X2 (z)之間的振幅回應差。振幅回應差包括表示若干頻率處針對感測器1及感測器2之振幅回應上之差異的係數。於方塊406處，接著將振幅回應差轉換成時域脈衝回應濾波器（h[n]）。在某些實施例中，濾波器h[n]為適應性濾波器。在某些實施例中，在方塊407處將時域脈衝回應濾波器（h[n]）限定為具有線性相位，以在將濾波器h[n]施用於輸入訊號時防止相位失真。於方塊408處，接著將濾波器h[n]施用於輸入訊號中的一者（x2 [n]）。
可在訊號的頻域轉換之後運算適應性濾波器，如圖5的系統中所示。圖5的系統於節點501及502處從第一及第二感測器（例如兩個傳聲器）接收輸入訊號x1 [n]及x2 [n]。節點501及502耦合至各別的處理方塊503及504，在處理方塊503及504處，可緩存、訊窗化及/或重疊時域訊號x1 [n]及x2 [n]。處理方塊503及504耦合至各別的快速傅立葉轉換（FFT）處理方塊505及506，在該等方塊505及506處，輸入訊號x1 [n]及x2 [n]被轉換成頻域。FFT處理方塊505耦合至振幅平滑化方塊507及509，而FFT處理方塊506耦合至振幅平滑化方塊508及510。振幅平滑化方塊可使用以下方法中的任何一者來估算振幅頻譜密度（MSD）：均方位移（圖示於處理方塊509及510中）、倒譜（Cepstrum）法、移動平均（running average）過濾、Savitzky-Golay平滑化或其他平滑化演算法。振幅平滑化方塊507-510可以軟體或硬體執行振幅平滑化。可例如以低通或帶通濾波器完成硬體元件中的振幅平滑化。
在此頻域中的處理之後，可將訊號轉換回時域，且將該等訊號用以產生用於適應性濾波器方塊514及515的係數。振幅平滑化方塊507及509因此耦合至反向快速傅立葉轉換（I-FFT）方塊511，而振幅平滑化方塊508及510耦合至I-FFT方塊512。I-FFT方塊511及512分別產生訊號 1 [n]及 2 [n]，該等訊號分別為傳聲器訊號x1 [n]及x2 [n]之經平滑化振幅頻譜的時域表示。I-FFT方塊511耦合至誤差訊號處理方塊513，該方塊513耦合至適應性濾波器514。適應性濾波器514亦耦合至I-FFT處理方塊512以接收 2 [n]。適應性濾波器514產生用於濾波器h[n]的FIR係數，且可進一步耦合至誤差訊號處理方塊513以產生反饋迴路，在該反饋迴路處，濾波器h[n]為誤差訊號處理方塊513的輸入。送至適應性濾波器514的誤差訊號反饋細化用於適應性濾波器之濾波器h[n]的FIR係數，以獲取 1 [n]及 2 [n]的收斂。可由適應性濾波器515施用相同的係數，該適應性濾波器515向時域訊號x1 [n]及x2 [n]中的一者施用濾波器。
在某些實施例中，I-FFT處理方塊511更耦合至I-FFT方塊511及誤差訊號處理方塊513之間的延遲方塊518，該延遲方塊518施加由濾波器h[n]所產生的延遲（例如簡單延遲（λ）），使得 1 [n- λ]為延遲方塊518的輸出，且 1 [n- λ]在誤差訊號在誤差訊號處理方塊513中被運算時與已透過適應性濾波器514的 2 [n]同步。
參照回處理方塊503及504，方塊503及504可藉由緩存、重疊及/或訊窗化訊號且接著基於以下方程式轉換至頻域來處理輸入訊號：其中w[n]為訊窗化函數，xi [n,m]為相對應於於第m 個子訊框之經緩存及重疊的輸入訊號，N為可透過可調諧參數改變的FFT尺寸，而l 為頻率點索引（frequency bin index）。重疊可固定為50%，且可在此分析階段使用經Kaiser-Bessel推導的訊窗。振幅回應等化系統及方法的效能整體上不受訊窗函數所限制。在某些實施例中，可施用矩形訊窗以外的訊窗。
現參照處理方塊507、508、509及510，可從複合頻譜計算振幅頻譜，且基於以下方程式使用一階指數平均濾波器來平滑化該振幅頻譜：， 其中α是可由使用者或在處理器上執行之演算法改變的平滑化參數。
可接著在方塊511及512中基於以下方程式使用反向傅立葉變換將經平滑化的振幅頻譜轉換至時域：
可藉由假設輸入訊號xi [n]是藉由以濾色器gi [n]過濾白雜訊訊號來獲取的，來解譯輸出訊號[𝑛]。
對於廣義靜止的系統（wide sense stationary system, WSS）而言，其中𝑃𝑥𝑖 (𝑓)是輸入訊號xi [n]的功率頻譜密度，𝐺𝑖 (𝑓)是濾色器的頻率回應，而𝑊(𝑓)是激發白雜訊訊號的頻率回應。在WSS假設的情況下，輸出訊號 i [n]可被寫成
因此，訊號 i [n]僅包含濾色器gi [n]的振幅回應資訊。MRE系統及方法的目標是估算濾色器的振幅回應及設計將濾色器中之一者匹配至另一者之振幅回應的等化濾波器。此等化濾波器的振幅回應可為：
可藉由將傳聲器訊號中之一者的複合頻譜乘以真實增益函數在頻域中實施振幅差補償，如先前技術中所作的。然而，此在頻域中按比例增減的步驟可在合成的時域訊號中引發假影。本文中所述的實施例透過時域濾波器（例如FIR濾波器）執行等化。透過適應性濾波器估算濾波器係數，該適應性濾波器在傳聲器訊號之經平滑化振幅頻譜的時域表示上操作。在某些實施例中，振幅回應等化方塊可僅針對振幅回應等化差進行等化。因此，可以將濾波器的相位回應限定為是線性的如此方式來更新係數。此線性相位回應可平移以於經等化的輸出處引發簡單的延遲。適應性濾波器的參考被定義為：， 其中L是可透過輸入參數來調諧之濾波器係數的數量。接著由以下方程式給定誤差訊號：， 其中 1 [𝑘−𝜆]是訊號的延遲版本，其振幅頻譜必須由以濾波器係數𝒉𝒌 所過濾的參考訊號所匹配。可使用標準化的最小均方（NLMS）遞迴更新方程式來將未經限定之適應性濾波器的濾波器係數獲取為：， 其中𝛿是小正則化因數以防止除以零。可藉由透過利用線性相位FIR濾波器的係數對稱性屬性更改以上方程式來獲取線性相位限定的適應性濾波器更新方程式。FIR濾波器的移動平均形式可由以下方程式給定：
對於類型I的線性相位FIR系統而言，係數可被限定為均勻對稱及奇數長度的，如以下方程式所定義的：而由此濾波器所引發的延遲可為(L -1)/2個樣本。此濾波器的輸出可被定義為
因此，藉由重新佈置參考緩存器，可使用標準NLMS更新方程式來估算線性相位FIR濾波器係數。具體而言，參考向量及係數向量可被簡化為：
類型1線性相位濾波器中獨一係數的數量可為((L -1)/2+1)。在某些實施例中，只有這些獨一係數可被估算。線性相位限定的FIR濾波器的NLMS更新方程式可如以下方程式中所示地更改：
延遲λ可被設定為(L-1)/2個樣本以推導誤差訊號。可接著透過可調諧參數（由使用者所選擇或由處理器所決定）來調諧適應速率。訊號 𝑖 [𝑛]的自相關可相同於輸入訊號xi [n ]，如以下方程式中所示：， 其中p 是自相關遲延索引。此關係意味的是，基於訊號[𝑛]所實施之適應性濾波器的收斂屬性可能由原始輸入訊號xi [n ]的自相關屬性所主宰。
在等化濾波器係數是從振幅頻譜的時域等效物估算時，濾波器可單獨施用於原始輸入訊號x2 [n]上。具體而言，經等化的輸出可由以下方程式所定義：
未經等化的輸入可被延遲以補償由使用以下方程式所給定之線性相位FIR濾波器所引發的延遲：
延遲方塊518的輸出可為y1 [n]，而適應性濾波器514的輸出可為y2 [n]。可針對波束成形應用（例如波束成形或空間性過濾）進一步過濾訊號y1 [n]及y2 [n]。例如，使用y1 [n]及y2 [n]的波束成形可包括過濾訊號x1 [n]及x2 [n]。過濾訊號x1 [n]及x2 [n]以變更訊號x1 [n]及x2 [n]中之至少一者的相位或振幅可用以放大或廢棄（nullify）訊號x1 [n]及x2 [n]內的訊號。在某些實施例中，使用y1 [n]及y2 [n]的波束成形過濾可用以藉由例如運算至少部分地由產生訊號x1 [n]及x2 [n]的感測器之間的空間性關係所造成之y1 [n]及y2 [n]之間的振幅及相位偏移差，來偵測訊號源的位置。
圖6A繪示兩個輸入感測器的頻譜圖，標示為Mic1及Mic2。此圖強調由本文中所揭露之系統及方法所解決的問題。具有不同頻譜回應（例如圖6A中的Mic1及Mic2）的兩個感測器資料之間的訊號比較必須被等化以執行訊號上的進一步處理（例如波束成形）。圖6B繪示同經過濾之來自Mic2之原始資料的頻譜圖繪製的Mic1之原始資料的頻譜圖，其中已使用本文中所述之系統及方法的一個實施例過濾Mic2的原始資料。如圖6B中所示，經過濾的Mic2訊號606跨相關的頻譜而等化以匹配Mic1訊號608的振幅回應。可藉由移除原本會由產生訊號Mic1及Mic2之第一及第二傳聲器中的固有的或環境的差異造成的訊號處理誤差，由本文中的實施例強化Mic1及Mic2之間的比較性訊號分析。
在某些環境中，輸入訊號以雜訊及語音所組成，且語音及雜訊的相關振幅頻譜可能非常不同。在此類情境下，隨時匹配振幅頻譜可能造成不理想的結果。據此，某些實施例更包括適應性啟用的輸入訊號，該訊號控制經平滑化之振幅頻譜估算被啟用的時間點。可僅在適應性啟用的輸入訊號控制訊號為真時更新適應性濾波器，因為輸入訊號[n]僅在經平滑化的振幅頻譜估算被啟用時改變。
在某些實施例中，可使用訊號之時域表示的統計近似，來運算產生用於在時域中等化訊號的適應性濾波器時所使用的振幅回應。圖7為依據本揭示案之一個實施例之用於在時域中匹配振幅回應的示例訊號處理流程。適應性濾波器可例如基於使用自迴歸技術及帕德近似法（Padé approximation）來找到之訊號的振幅回應。圖7繪示本發明之方法的實施例，其中分別於方塊701及702處接收輸入訊號x1 [n]及x2 [n]。方塊703運算訊號x1 [n]之自迴歸（AR）模型參數的估算，而方塊704運算訊號x2 [n]之AR模型參數的估算。接下來，於方塊705處運算自迴歸移動平均（ARMA）模型參數，以相對應於訊號x1 [n]及x2 [n]之間的振幅回應差。可接著於方塊706處使用ARMA模型參數，以估算相對應於輸入訊號x1 [n]及x2 [n]間之振幅回應差的時域脈衝回應。可限定經估算的時域脈衝回應以產生具有線性相位的時域脈衝回應濾波器。接著於方塊708處使用於方塊706及707處所運算之經限定的時域脈衝回應來過濾訊號中的一者（例如x2 [n]）。此外，在某些實施例中可延遲未經過濾的訊號（x1 [n]），以補償由於方塊708處所施用之時域脈衝回應濾波器所造成的延遲。
可使用如圖8之系統中所示的時域近似法來運算適應性濾波器。圖8的系統分別於節點801及802處從第一及第二感測器接收輸入訊號x1 [n]及x2 [n]。節點801及802耦合至各別的處理方塊803及804。處理方塊803及805針對輸入訊號x1 [n]運算線性預測係數（LPC），而處理方塊804及806針對輸入訊號x2 [n]運算LPC。在某些實施例中，使用自迴歸（AR）模型參數來估算LPC。
處理方塊803耦合至處理方塊805，而處理方塊804耦合至處理方塊806。處理方塊805及806分別接收用於輸入訊號x1 [n]及x2 [n]的LPC，且使用輸入訊號x1 [n]及x2 [n]的自迴歸移動平均（ARMA）系統係數來運算之間的振幅回應差。在某些實施例中，處理方塊805及806接著使用ARMA係數執行帕德近似法，以近似相對應於輸入訊號x1 [n]及x2 [n]間之振幅差的時域脈衝回應。在某些實施例中，處理方塊805更耦合至處理方塊807，而處理方塊806更耦合至處理方塊808。處理方塊807及808執行類似於針對圖5之方塊507-510所述之平滑化步驟的平滑化步驟。在某些實施例中，處理方塊807及808亦可限定處理方塊805及806中所運算的經估算時域脈衝回應，使得時域脈衝回應具有線性的相位回應。可例如藉由施用過濾延遲如下所述地執行經估算之時域脈衝回應的限定。
處理方塊807耦合至誤差訊號處理方塊809，誤差訊號在該誤差訊號處理方塊809處運算。處理方塊808耦合至適應性濾波器810，在該適應性濾波器810處，時域脈衝回應係數用以產生適應性濾波器。適應性濾波器810更透過反饋迴路耦合至誤差訊號處理方塊809。適應性濾波器810產生濾波器h[n]，該濾波器h[n]在處理方塊811中被施用於原始輸入訊號x2 [n]。某些實施例可包括耦合於處理方塊807及誤差訊號處理方塊809之間的延遲方塊812，以運算時域脈衝回應的延遲。來自延遲方塊812的經運算延遲可施用於未經過濾的訊號（未示於圖8中）（x1 [n]），以使得在x2 [n]在處理方塊811中被適應性濾波器h[n]過濾之後輸入訊號x1 [n]及x2 [n]保持同步。
例如，在一個實施例中，處理方塊803及804可基於以下方程式運算線性預測係數（LPC）：, 其中, 以及。
可透過基於以下方程式估算自相關序列，使用萊文森-德賓演算法（Levinson’s-Durbin algorithm）來估算參數：m:0,…L。
在某些實施例中，處理方塊805及806中所運算的振幅回應差可定義為：。
在運算如上所述之LPC係數的某些實施例中，適應性濾波器可由以下方程式所定義：
在處理方塊805及806施用帕德近似法時，自迴歸移動平均系統（ARMA）（由表示）及移動平均數（由表示）可能如以下方程式中所定義地大約相等：。 該近似可接著如由以下方程式所定義地展開及表示：， 在時。可接著藉由將左邊的分母放到右邊且使係數相等以產生線性方程組來解出係數。
係數可例如藉由施用過濾延遲限定於線性相位。例如，該近似可接著被展開且由以下方程式表示：。 線性方程式集合可類似地從此方程式公式化以使多項式相等（如上所述）以產生要用在處理方塊810及811中之濾波器h[n]的經限定係數集合。可接著解開線性方程組以獲取係數b0 、…、bh 。
在某些實施例中，誤差訊號處理方塊809中所運算的誤差訊號可基於以下方程式運算：。
在某些環境中，輸入訊號以雜訊及語音所組成，且語音及雜訊的相關振幅頻譜可能非常不同。在此類情境下，隨時匹配振幅頻譜可能造成不理想的結果。據此，某些實施例更包括適應性啟用輸入訊號，該訊號控制任何振幅等化處理方塊803-811被啟用的時間點。可僅在適應性啟用輸入訊號控制訊號為真時更新處理方塊811中的適應性濾波器h[n]，因為輸入訊號[n]僅在振幅等化處理方塊被啟用時改變。
上述的時域適應性濾波器及其他元件及方法可實施於裝置（例如行動裝置）的音訊控制器中，以處理從近處及/或遠處的行動裝置傳聲器接收的訊號。行動裝置例如可為手機、平板電腦、膝上電腦或無線耳機。行動裝置的處理器（例如裝置的應用處理器）可實施處理技術（例如以上參照圖2、圖3、圖4、圖5、圖7及/或圖8所述的那些處理技術）或用於處理的其他電路系統。或者，行動裝置可包括用於執行這些功能的特定硬體，例如數位訊號處理器（DSP）。控制器可包括處理器、數位訊號處理器（DSP）及/或關於訊號處理的其他電路系統。在某些實施例中，控制器可連同其他音訊處理電路系統（適應性回音消除（AEC）、適應性雜訊消除（ANC）、脈衝寬度調變器（PWM）及/或音訊放大器）整合進音訊編碼器／解碼器（CODEC）晶片。
圖3、圖4、圖5、圖7及圖8的示意流程圖圖表一般被闡述為邏輯流程圖圖表。如此，所描繪的順序及標示的步驟表示所揭露之方法的態樣。可構想在功能、邏輯或效果上與所繪示方法的一或更多個步驟（或其部分）等效的其他步驟及方法。此外，所採用的格式及符號被提供來解釋方法的邏輯步驟，且被瞭解為不限制方法的範圍。儘管可在流程圖圖表中採用各種箭頭類型及線類型，它們被瞭解為不限制相對應方法的範圍。確實，某些箭頭或其他連接符號可用以僅指示方法的邏輯流程。例如，箭頭可指示所描繪方法之經列舉步驟間之未指定期間的等待或監測時期。此外，特定方法發生的順序可或可不嚴格地依循所示之相對應步驟的順序。
若以韌體及/或軟體實施，上述功能可被儲存為電腦可讀取媒體上的一或更多個指示或代碼。實例包括編碼為具有資料結構的非暫時性電腦可讀取媒體及編碼為具有電腦程式的電腦可讀取媒體。電腦可讀取媒體包括實體電腦存儲媒體。存儲媒體可為可由電腦存取的任何可用媒體。藉由示例而非限制的方式，此類電腦可讀取媒體可包括隨機存取記憶體（RAM）、唯讀記憶體（ROM）、電子可抹除可編程唯讀記憶體（EEPROM）、光碟唯讀記憶體（CD-ROM）或其他光碟存儲器、磁碟存儲器或其他磁式存儲裝置、或可用以使用指令或資料結構的形式儲存所需程式代碼且可由電腦存取的任何其他媒體。磁碟（disk）及光碟（disc）包括光碟（CD）、雷射碟、光學碟、數位多功能光碟（DVD）、軟碟及藍光光碟。一般而言，磁碟磁式地複製資料，而光碟光學地複製資料。上述的組合亦應被包括於電腦可讀取媒體的範圍內。
除了電腦可讀取媒體上的存儲器以外，指示及/或資料可被提供為包括在通訊裝置中之傳輸媒體上的訊號。例如，通訊裝置可包括具有表示指令及資料之訊號的收發器。指令及資料被配置為使得一或更多個處理器實施請求項中所概述的功能。
儘管已詳細描述本揭示案及某些代表性優點，應瞭解的是，可在不脫離如由隨附請求項所定義之本揭示案之精神及範圍的情況下在本文中作出各種改變、替代及變更。並且，本案的範圍不欲限於說明書中所述之程序、機器、製造、物質組成、手段、方法及步驟的特定實施例。如本領域中具通常技藝者將從本揭示案輕易理解的，可利用現存或之後要發展的實質上執行相同於本文中所述之相對應實施例的功能或實質上達成相同於本文中所述之相對應實施例的結果的程序、機器、製造、物質組成、手段、方法或步驟。據此，隨附請求項欲將此類程序、機器、製造、物質組成、手段、方法或步驟包括在它們的範圍內。
101‧‧‧節點
102‧‧‧放大器
103‧‧‧處理方塊
104‧‧‧I-FFT方塊
105‧‧‧方塊
200‧‧‧系統
201‧‧‧處理方塊
202‧‧‧處理方塊
203‧‧‧處理方塊
204‧‧‧經限定的時域脈衝回應濾波器
205‧‧‧延遲方塊
211‧‧‧輸入節點
212‧‧‧輸入節點
301‧‧‧方塊
302‧‧‧方塊
303‧‧‧方塊
304‧‧‧方塊
305‧‧‧方塊
306‧‧‧方塊
307‧‧‧方塊
401‧‧‧方塊
402‧‧‧方塊
403‧‧‧方塊
404‧‧‧方塊
405‧‧‧方塊
406‧‧‧方塊
407‧‧‧方塊
408‧‧‧方塊
501‧‧‧節點
502‧‧‧節點
503‧‧‧處理方塊
504‧‧‧處理方塊
505‧‧‧快速傅立葉轉換（FFT）處理方塊
506‧‧‧快速傅立葉轉換（FFT）處理方塊
507‧‧‧振幅平滑化方塊
508‧‧‧振幅平滑化方塊
509‧‧‧振幅平滑化方塊
510‧‧‧振幅平滑化方塊
511‧‧‧反向快速傅立葉轉換（I-FFT）方塊
512‧‧‧反向快速傅立葉轉換（I-FFT）方塊
513‧‧‧誤差訊號處理方塊
514‧‧‧適應性濾波器
515‧‧‧適應性濾波器
518‧‧‧延遲方塊
602‧‧‧線
604‧‧‧線
606‧‧‧經過濾的Mic2訊號
608‧‧‧Mic1訊號
701‧‧‧方塊
702‧‧‧方塊
703‧‧‧方塊
704‧‧‧方塊
705‧‧‧方塊
706‧‧‧方塊
707‧‧‧方塊
708‧‧‧方塊
801‧‧‧節點
802‧‧‧節點
803‧‧‧處理方塊
804‧‧‧處理方塊
805‧‧‧處理方塊
806‧‧‧處理方塊
807‧‧‧處理方塊
808‧‧‧處理方塊
809‧‧‧誤差訊號處理方塊
810‧‧‧適應性濾波器
811‧‧‧處理方塊
812‧‧‧延遲方塊
為了更完全瞭解所揭露的系統及方法，現參照結合隨附繪圖所作的以下描述。
圖1為依據先前技術之用於在頻域中將第二訊號等化至第一訊號之系統的示例方塊圖 。
圖2為用於在時域中將第二訊號等化至第一訊號之適應性濾波器的示例方塊圖，其中該適應性濾波器是基於第一及第二訊號的振幅回應。
圖3為依據本揭示案之一個實施例之用於基於第一及第二訊號的振幅回應以適應性濾波器在時域中將第二訊號等化至第一訊號之說明步驟的示例流程圖。
圖4為依據本揭示案之一個實施例之用於基於第一及第二訊號的振幅回應以適應性濾波器在時域中將第二訊號等化至第一訊號之說明步驟的示例流程圖，該振幅回應是在頻域中運算的。
圖5為依據本揭示案之一個實施例之用於基於第一及第二訊號的振幅回應以適應性濾波器在時域中將第二訊號等化至第一訊號之適應性濾波器的示例方塊圖，該振幅回應是在頻域中運算的。
圖6A為依據本揭示案之一個實施例的示例圖，繪示無等化之兩個傳聲器的振幅回應。
圖6B為依據本揭示案之一個實施例的示例圖，繪示在施用振幅回應等化技術之後的兩個傳聲器的振幅回應。
圖7為依據本揭示案之一個實施例之用於基於第一及第二訊號的振幅回應以適應性濾波器在時域中將第二訊號等化至第一訊號之說明步驟的示例流程圖，該振幅回應是使用自回歸建模在時域中運算的。
圖8為依據本揭示案之一個實施例之用於在時域中將第二訊號等化至第一訊號之適應性濾波器的示例方塊圖，其中該適應性濾波器是基於第一及第二訊號的振幅回應，該振幅回應是使用自回歸建模在時域中運算的。
國內寄存資訊 (請依寄存機構、日期、號碼順序註記) 無
國外寄存資訊 (請依寄存國家、機構、日期、號碼順序註記) 無
(請換頁單獨記載) 無

Claims (22)

  1. 一種用於振幅回應等化的方法，包括以下步驟：由耦合至複數個感測器的一處理器，從該複數個感測器在一時域中接收至少一第一輸入訊號及一第二輸入訊號；由該處理器，將該第一輸入訊號及第二輸入訊號從該時域轉換成一第一頻域輸入訊號及一第二頻域輸入訊號；由該處理器，至少部分地基於該第一頻域輸入訊號及該第二頻域輸入訊號，來估算一第一時域僅幅度(time domain magnitude only)等效訊號及一第二時域僅幅度等效訊號；由該處理器利用一時域適應性濾波器，來過濾該第一時域僅幅度等效訊號，以匹配該第二時域僅幅度等效訊號；由該處理器，來更新用於該適應性濾波器的一脈衝回應的係數，以最小化在該第一時域僅幅度等效訊號與該第二時域僅幅度等效訊號之間的一差異；由該處理器，限定該適應性濾波器的經更新的該等係數，使得該適應性濾波器的該脈衝回應被限定為具有一線性相位回應；及 由該處理器，至少部分地基於經限定的該時域脈衝回應，來過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
  2. 如請求項1所述之方法，更包括以下步驟：重複接收、估算、轉換、更新、限定及過濾的該等步驟，以提供經接收的該等輸入訊號的適應性等化。
  3. 如請求項1所述之方法，其中限定的該步驟包括以下步驟：將該等濾波器係數限定為是均勻對稱及奇數長度的，且其中過濾的該步驟包括以下步驟：施用具有經運算及限定的該等濾波器係數的該適應性濾波器。
  4. 如請求項1所述之方法，更包括以下步驟：基於經限定的該時域脈衝回應，來延遲該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中未經過濾的至少一者，以補償由該過濾步驟所引發的一延遲。
  5. 如請求項1所述之方法，其中更針對空間性辨識來過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  6. 如請求項1所述之方法，其中更針對波束成形來過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  7. 一種用於振幅回應等化的裝置，包括：一第一輸入節點，配置為接收一第一輸入訊號； 一第二輸入節點，配置為接收一第二輸入訊號；一控制器，耦合至該第一輸入節點及耦合至該第二輸入節點，且配置為執行包括以下步驟的步驟：在一時域中接收該第一輸入訊號及該第二輸入訊號；將該第一輸入訊號及該第二輸入訊號從該時域轉換為一第一頻域輸入訊號及一第二頻域輸入訊號；至少部分地基於該第一頻域輸入訊號及該第二頻域輸入訊號，來估算一第一時域僅幅度等效訊號及一第二時域僅幅度等效訊號；利用一時域適應性濾波器，來過濾該第一時域僅幅度等效訊號，以匹配該第二時域僅幅度等效訊號；更新用於該適應性濾波器的一脈衝回應的係數，以最小化在該第一時域僅幅度等效訊號與該第二時域僅幅度等效訊號之間的一差異；限定該適應性濾波器的經更新的該等係數，使得該適應性濾波器的該脈衝回應被限定為具有一線性相位回應；及至少部分地基於經限定的該時域脈衝回應，來過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
  8. 如請求項7所述之裝置，更包括以下步驟：重複接收、估算、轉換、更新、限定及過濾的該等步驟，以提供經接收的該等輸入訊號的適應性等化。
  9. 如請求項7所述之裝置，其中限定的該步驟包括以下步驟：將該等濾波器係數限定為是均勻對稱及奇數長度的，且其中過濾的該步驟包括以下步驟：施用具有經運算及限定的該等濾波器係數的該適應性濾波器。
  10. 如請求項7所述之裝置，更包括以下步驟：基於經限定的該時域脈衝回應，來延遲該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中未經過濾的至少一者，以補償由該過濾步驟所引發的一延遲。
  11. 如請求項7所述之裝置，其中更針對空間性辨識來過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  12. 如請求項7所述之裝置，其中更針對波束成形來過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  13. 一種用於振幅回應等化的方法，包括以下步驟：由一處理器，從複數個感測器在一時域中接收至少一第一輸入訊號及一第二輸入訊號； 由該處理器，使用線性預測分析計算該等輸入訊號的自迴歸(AR)模型參數；由該處理器，計算相對應於該兩個輸入訊號間之該振幅回應差的自迴歸移動平均(ARMA)模型參數；由該處理器，計算相對應於該第一輸入訊號及該第二輸入訊號間之一振幅回應差的一時域脈衝回應，其中該振幅回應差是至少部分地基於該等自迴歸模型參數及該等自迴歸移動平均模型參數使用一帕德近似法來運算的；由該處理器，將該時域脈衝回應限定為具有一線性相位回應；及由該處理器，至少部分地基於該經限定的時域脈衝回應過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
  14. 如請求項13所述之方法，其中施用該線性預測分析的該步驟包括以下步驟：產生線性預測係數。
  15. 如請求項13所述之方法，其中該第一輸入訊號及該等第二輸入訊號包括從一第一傳聲器及一第二傳聲器接收的音訊資訊。
  16. 如請求項13所述之方法，其中更針對空間性辨識過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  17. 如請求項13所述之方法，其中更針對波束成形過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  18. 一種用於振幅回應等化的裝置，包括：一第一輸入節點，配置為接收一第一音訊訊號；一第二輸入節點，配置為接收一第二音訊訊號；一控制器，耦合至該第一輸入節點及耦合至該第二輸入節點，且配置為執行包括以下步驟的步驟：在一時域中接收該第一輸入訊號及該第二輸入訊號；由該處理器，使用線性預測分析計算該等輸入訊號的該等自迴歸(AR)模型參數；由該處理器，計算相對應於該兩個輸入訊號間之該振幅回應差的該等自迴歸移動平均(ARMA)模型參數；由該處理器，計算相對應於該第一輸入訊號及該第二輸入訊號間之一振幅回應差的一時域脈衝回應，其中該振幅回應差是至少部分地基於該等自迴歸模型參數及該等自迴歸移動平均模型參數使用一帕德近似法來運算的；將該時域脈衝回應限定為具有一線性相位回應；及 至少部分地基於該經限定的時域脈衝回應過濾該第一輸入訊號及該第二輸入訊號中的至少一者。
  19. 如請求項18所述之裝置，其中該控制器更配置為在藉由使用線性預測分析計算該等輸入訊號的該等自迴歸(AR)模型參數時產生線性預測係數。
  20. 如請求項18所述之裝置，其中該第一輸入訊號及該等第二輸入訊號包括從一第一傳聲器及一第二傳聲器接收的音訊資訊。
  21. 如請求項18所述之裝置，其中更針對空間性辨識過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
  22. 如請求項18所述之裝置，其中更針對波束成形過濾該第一輸入訊號及經過濾的該第二輸入訊號。
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