TWI607633B

TWI607633B - 無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法

Info

Publication number: TWI607633B
Application number: TW105101528A
Authority: TW
Inventors: 蒲俊瑋; 張仲堯
Original assignee: 瑞昱半導體股份有限公司
Priority date: 2016-01-19
Filing date: 2016-01-19
Publication date: 2017-12-01
Also published as: US20170207804A1; US9859929B2; TW201728108A

Description

無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法

本發明是關於雜訊變異量估測電路與方法，尤其是關於無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法。

於一般無線通訊系統中，於傳送訊號經過通道到達接收端後，接收端會執行通道估測以消除通道效應，藉此提升效能。圖1為一傳統通道估測裝置100之示意圖。由圖1可知，通道估測裝置100先利用最小平方法(Least Square Algorithm)估測電路110將通道資訊從接收訊號中擷取出來，再利用通道平滑法(Channel Smoothing Scheme)電路120來降低雜訊的影響。由於通道平滑法電路120需依據雜訊變異量(Noise Variance)來調整其係數，因此通道估測裝置100會進一步利用雜訊變異量估測電路130將最小平方法估測電路110之輸出與通道平滑法電路120之輸出相減以求得雜訊變異量，並回授該雜訊變異量給通道平滑法電路120以供其決定係數。

承上所述，通道平滑法電路120所決定之係數與雜訊變異量估測電路130所提供之雜訊變異量相關，且雜訊變異量估測電路130是依據通道平滑法電路120所提供之輸出來決定雜訊變異量，因此該雜訊變異量與該係數之決定會互相影響。由於通道平滑法電路120之係數的預設值不一定適合目前的通道環境，雜訊變異量估測電路130一開始所接收到的通道平滑法電路120之輸出可能未反映通道的真實狀況，因此雜訊變異量估測電路130一開始所輸出的雜訊變異量會有較大的偏差(Bias)，從而通道平滑法電路120會依據該偏差較大的雜訊變異量來調整係數，上述交互影響會導致嚴重的錯誤漫延(Error Propagation)，使得通道估測的準確度大幅下降。

更多先前技術可見於下列文獻：專利號8379773之美國專利；專利號8787473之美國專利；專利公開號20100254496之美國專利申請；以及Vega,Leonardo Rey,Rey,Hernan,“A Rapid Introduction to Adaptive Filtering”,chapter 2Wiener Filtering,ISBN 978-3-642-30299-2。

鑑於先前技術之不足，本發明之一目的在於提供一種無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法，以改善先前技術。

本發明揭露一種無線通訊之雜訊變異量估測電路，其一實施例包含：一第一估測單元，用來依據一接收訊號以及一參考訊號產生一第一估測訊號，其中該接收訊號是源自於該參考訊號之均等；一第一雜訊抑制單元，耦接該第一估測單元，用來對該第一估測訊號執行一第一雜訊抑制處理以產生一第一雜訊抑制訊號；一第二估測單元，耦接該第一估測單元與該第一雜訊抑制單元，用來依據該第一估測訊號與該第一雜訊抑制訊號之差異產生一第二估測訊號；以及一第二雜訊抑制單元，耦接該第一與該第二估測單元，用來依據該第二估測訊號執行一雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行一第二雜訊抑制處理以產生一第二雜訊抑制訊號，其中該雜訊抑制調整影響該第二雜訊抑制處理。。

本發明另揭露一種無線通訊之雜訊變異量估測方法，其一實施例包含下列步驟：依據一接收訊號以及一參考訊號產生一第一估測訊號，其中該接收訊號是源自於該參考訊號之均等；對該第一估測訊號執行一第一雜訊抑制處理以產生一第一雜訊抑制訊號；依據該第一估測訊號與該第一雜訊抑制訊號之差異產生一第二估測訊號；以及依據該第二估測訊號執行一雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行一第二雜訊抑制處理以產生一第二雜訊抑制訊號，其中該雜訊抑制調整影響該第二雜訊抑制處理。

有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖式作較佳實施例詳細說明如下。

100‧‧‧通道估測裝置

110‧‧‧最小平方法估測電路

120‧‧‧通道平滑法電路

130‧‧‧雜訊變異量估測電路

200‧‧‧無線通訊之雜訊變異量估測電路

210‧‧‧第一估測單元

220‧‧‧第一雜訊抑制單元

230‧‧‧第二估測單元

240‧‧‧第二雜訊抑制單元

X _tj(k)‧‧‧參考訊號

|T ^S|‧‧‧維納濾波器之振幅表現

h _tij(1),h _tij(2),…,h _tij(L)‧‧‧通道脈衝響應

S410~S440‧‧‧步驟

〔圖1〕為先前技術之通道估測裝置的示意圖；〔圖2〕為本發明之雜訊變異量估測電路之一實施例的示意圖；〔圖3〕為本發明之維納濾波器在時域上的振幅表現的示意圖；以及〔圖4〕為本發明之雜訊變異量估測方法之一實施例的示意圖。

以下說明內容之用語係參照本技術領域之習慣用語，如本說明書對部分用語有加以說明或定義，該部分用語之解釋係以本說明書之說明或定義為準。

本發明之揭露內容包含無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法。該些電路與方法之部分元件單獨而言可能為已知元件，在不影響發明之充分揭露及可實施性的前提下，以下說明對於個別已知元件的細節將予以節略；另外，該方法可以是軟體及/或韌體之形式，可藉由本發明之電路或其等效電路來執行。上述無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法適用於多種無線通訊系統，其中一種通訊系統為長期演進技術(Long-Term Evolution；LTE)通訊系統，為便於瞭解，以下說明將以LTE通訊系統之應用為例進行說明。

LTE通訊系統之通道頻寬的種類有下列6種：1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz。以10MHz的通道頻寬為例，其具有1024個子載波(sub-carrier)，其中靠近頻率中心點的600個子載波載有資料，在此 600個子載波中，每12個相鄰的子載波構成一個資料區塊(Resource Block；RB)，故10MHz的頻寬共有600/12=50個資料區塊，其餘的子載波做為保護頻帶(Guard Band)。LTE通訊系統針對下行(Downlink)傳輸定義了蜂巢網路專用參考訊號(Cell-specific Reference Signal；CRS)，以一具有4天線埠(天線埠0、天線埠1、天線埠2、天線埠3)之LTE接收端為例，在天線埠0和天線埠1之接收訊號中，一個子訊框(Sub-frame)包含4個正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；OFDM)符元具有蜂巢網路專用參考訊號；在天線埠2和天線埠3之接收訊號中，一個子訊框包含2個正交分頻多工符元具有蜂巢網路專用參考訊號。假設一個完整的符元具有K個子載波載有蜂巢網路專用參考訊號，則前述6種不同頻寬的K值分別為12、30、50、100(亦即對10MHz頻寬而言，一個完整的符元具有100個子載波載有蜂巢網路專用參考訊號)、150和200，所述LTE接收端可利用這些已知的參考訊號來進行通道及相關參數的估測。上述LTE通訊系統之背景技術為本領域人士所熟知，故細節在此不予贅述。

請參閱圖2，其是本發明之雜訊變異量估測電路之一實施例的示意圖。如圖2所示，無線通訊之雜訊變異量估測電路200包含：一第一估測單元210(例如一已知或自行設計的最小平方法估測單元，或其等效)，用來依據一接收訊號以及一參考訊號產生一第一估測訊號，其中該接收訊號是源自於該參考訊號之均等(或說源自於傳送端的參考訊號)，該參考訊號例如是前述蜂巢網路專用參考訊號；一第一雜訊抑制單元220(例如一已知或自行設計的通道平滑濾波器(channel smoothing filter)，或其等效)，耦接該第一估測單元210，用來對該第一估測訊號執行一第一雜訊抑制處理以產生一第一雜訊抑制訊號；一第二估測單元230(例如一已知或自行設計的雜訊變異量估測器(noise variance estimator)，或其等效)，耦接該第一估測單元210與該第一雜訊抑制單元220，用來依據該第一估測訊號與該第一雜訊抑制訊號之差異產生一第二估測訊號；以及一第二雜訊抑制單元240(例如一已知或自行設計的通道平滑濾波器，或其等效)，耦接該第一估測單元210與該第二估測單元230，用來依據該第二估測訊號執行一雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行一第二雜訊抑制處理以產生一第二雜訊抑制訊號，其中該雜訊抑制調整影響該第二雜訊抑制處理。

於本實施例之一實施樣態中，上述第一雜訊抑制單元220例如是一維納濾波器(Wiener Filter)，採用一組特定的濾波係數以運作，故該第一雜訊抑制處理本身不受目前傳輸環境的訊雜比(signal-to-noise ratio,SNR)及/或目前通道脈衝響應(channel impulse response；CIR)長度的影響；上述第二雜訊抑制單元240例如是一維納濾波器，會適應性地執行該雜訊抑制調整以調整本身的濾波係數，故該目前訊雜比及/或該目前通道脈衝響應長度會影響該第二雜訊抑制處理。於本實施例之一實施樣態中，上述第一雜訊抑制單元220例如是一維納濾波器，採用一組特定的濾波係數以運作，故該第一雜訊抑制處理之訊號處理範圍(例如該維納濾波器在時域上的振幅表現之範圍)是預定的或固定的。於本實施例之一實施樣態中，上述第一雜訊抑制單元220例如是一維納濾波器，採用一組特定的濾波係數以運作，基於該組特定的濾波係數，該第一雜訊抑制處理之訊號處理範圍相關於一無線通訊系統(例如LTE通訊系統)之一循環字首(cyclic prefix；CP)的長度以及該無線通訊系統之一最大過量延遲(maximum excess delay)(例如5000奈秒(ns))的至少其中之一，其中該循環字首之長度與該最大過量延遲是已規範的(或說預先決定的)參數，且可有效地涵括訊號之通道脈衝響應的長度，以供該第一雜訊抑制單元220保留時域上的通道脈衝響應並消除部分的雜訊項。

以下說明是雜訊變異量估測電路200之一範例的運作細節，於此範例中，雜訊變異量估測電路200是應用於LTE通訊系統、第一估測單元210採用已知的最小平方演算法、第一與第二雜訊抑制單元分別包含維納濾波器並採用已知的通道平滑演算法、以及第二估測單元採用已知的雜訊變異量估測法，然上述設定並非本發明之實施限制，本領域具有通常知識者可依本發明之揭露及自身的需求推導出相關的實施變化。承上所述，於第一估測單元210所收到的接收訊號中，在一個子訊框內，第t _ij個符元中第k個載有蜂巢網路專用參考訊號的子載波所載的接收訊號Y _ti,j(k)可表示為： Y _tij(k)=H _tij(k)X _tj(k)+N _tij(k),k=1,...,K (1)其中i表示第i根接收天線，j代表第j個傳送天線埠，H _tij(k)代表通道的頻率響應，X _tj(k)是LTE基地台透過第j個傳送天線埠所傳送之蜂巢網路專用參考訊號(亦即第一估測單元210已知的參考訊號)，N _tij(k)是高斯白雜訊(white Gaussian noise)，K的定義已說明於先前段落。由於X _tj(k)為已知訊號，第一估測單元210可利用最小平方法或其等效方法產生第一估測訊號，其數學式可表示如下：

承上所述，由於第一估測訊號所含的雜訊量仍大，第一雜訊抑制單元220會藉由通道平滑法來降低雜訊之影響。於本範例中，第一雜訊抑制單元220利用維納濾波器來降低雜訊的擾動，該維納濾波器包含一組係數為W ^S=[w ₁,...,w _M]，其中M為濾波器的階數。W ^S經過反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform；IFFT)處理後可表示為IFFT[W ^S]=T ^S，式(2)之通道資訊在時域上的通道脈衝響應可表示為，其中,h _tij(2),...,h _tij(L)]、n _tij為雜訊項、以及L為通道脈衝響應的長度。在上述設定下，第一雜訊抑制單元220對執行平滑處理，亦即對式(2)的通道資訊(k=1,...,K)與該維納濾波器執行摺積(convolution)運算，該運算可等效地視為在時域將和T ^S相乘。當該維納濾波器的階數為奇數時，上述摺積運算的結果(即第一雜訊抑制訊號之數學式)可表示如下：其中k=(M+1)/2、...、K-(M-1)/2。當維納濾波器的階數為偶數時，第一雜訊抑制訊號之數學式可表示如下：其中k=(M+2)/2、...、K-(M-2)/2。另外，由於在頻帶邊緣(Band Edge)所能使用的參考訊號只由單邊貢獻，故由此區間得到的平滑處理結果較差，因此第一雜訊抑制單元220可選擇性地只取整體通道中間的平滑結果以供第二估測單元230估計雜訊變異量，換言之，當該維納濾波器的階數為奇數時，第一雜訊抑制單元220可排除k=1,...,(M-1)/2與k=K-(M-3)/2,...,K的第一雜訊抑制訊號；而當該維納濾波器的階數為偶數時，第一雜訊抑制單元220可排除k=1,...,M/2與k=K-(M-4)/2,...,K的第一雜訊抑制訊號。為便於瞭解，接下來的說明是基於該維納濾波器的階數為奇數的設定，在該設定下，若排除頻帶邊緣的參考訊號以及參照式(2)與式(3-1)，第一雜訊抑制訊號之數學式可進一步表示如下：其中a為雜訊殘餘的比例，其值為介於0到1之間的正實數。

承上所述，本範例中，第二估測單元230依據式(2)的第一估測訊號與式(4)的第一雜訊抑制訊號來產生雜訊變異量σ ² _new(即第二估測訊號)，其數學式可表示如下：其中N _T表示傳送天線埠的數目，N _R表示接收天線的數目，T _j表示第j個傳送天線埠所傳送的一個子訊框內安插有蜂巢網路專用參考訊號的符元的數目。於產生第二估測訊號後，第二雜訊抑制單元240便可依據該第二估測訊號執行雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行第二雜訊抑制處理以產生第二雜訊抑制訊號。

承上所述，由於LTE系統為連續傳送子訊框的系統，且參考訊號於每一子訊框中的相對位置不會因子訊框的不同而改變，故第二估測單元230可選擇性地利用此特性來改善估測的精準度，更明白地說，第二估測單元230可利用依據第T _sub個子訊框所估測到的雜訊變異量(如式(5)之σ ² _new，其於式(6)中表示為σ ² _new,Tsub)與依據在前的(T _sub-1)個子訊框所估測到的雜訊變異量σ ² _avg,Tsub-1來增加估測精準度，據此，第二估測訊號之數學式可表示如下：其中σ ² _avg,0=0，T _sub為累計的符元總數，(T _sub-1)/T _sub可視為一第一權值，1/T _sub可視為一第二權值。

承上所述，式(6)之T _sub可為任意實數，考量到(T _sub-1)/T _sub及1/T _sub之計算可能不容易透過電路來執行，第二估測單元230可選擇性地以近似值來替代(T _sub-1)/T _sub與1/T _sub。舉例而言，若T _sub的上限值為N且N=2^x(其中x為正整數)，則以下列二式可用來近似式(6)：

其中B是會使{[(T _sub-1)/T _sub]-(B/N)}²+{(1/T _sub)-[(N-B)/N]}²之值為最小的正整數值，例如當T _sub=4、N=8時，B應為6，從而使{[(T _sub-1)/T _sub]-(B/N)}²+{(1/T _sub)-[(N-B)/N]}²=0。以N=32為例，相對應的T _sub值與B _min值如表1所示，其指明第二估測單元230可藉由一查表處理來查詢預先儲存的資料以得到B _min值；另外，當第二估測單元230判斷T _sub大於32時，第二估測單元230可採用對應T _sub=32的B _min值；再者，B _min/T _sub可視為一第一近似權值，(N-B _min)/N可視為一第二近似權值。本領域具有通常知識者可依上述說明推衍出多種實施變化(例如擴張表一的內容或修飾式(7)與式(8)等等)，該些變化應屬本發明之範疇。

承上所述，本範例中，為了有效估測雜訊變異量，第一雜訊抑制單元220可調整其維納濾波器之係數或該係數可被適當地預設，藉此使該維納濾波器在時域上的振幅表現|T ^S|(T ^S=IFFT[W ^S])近似方波且長度比L(通道脈衝響應的長度)長，如圖3所示。圖3中橫軸為時間、縱軸為振幅、h _tij(.)如前所述為通道脈衝響應、斜線部分代表雜訊、振幅表現|T ^S|會保留符元期間(symbol duration)內的多數或所有通道脈衝響應以及消除符元期間內的部分雜訊。上述作法是為了保留時域上的通道脈衝響應並且消除部分的雜訊項。關於如何使維納濾波器在時域上的濾波長度比L長，以下為進一步的說明。

若吾人利用最小平方法將第k個載有蜂巢網路專用參考訊號的子載波取出，該訊號可表示為：其中H _k為衰減通道，N _k為高斯白雜訊，進一步的說明可見於下列文獻：Vega, Leonardo Rey,Rey,Hernan,“A Rapid Introduction to Adaptive Filtering”,chapter 2 Wiener Filtering,ISBN 978-3-642-30299-2。

接著，若吾人欲將式(a)中的雜訊影響量降至最低，吾人可利用維納濾波器來降低雜訊的擾動。若維納濾波器的係數為W，為了使估測誤差最小化，吾人可將上述文獻中第(2.12)式(即，其中E[.]代表期望運算子(expectation operator)、e _min(n)代表理想誤差、W _opt代表理想係數、d(n)相當於式(a)中的H _k，x(n)相當於式(a)中的)的概念代入吾人的估測環境中以得到下式：其中當維納濾波器之階數為奇數時：當維納濾波器之階數為偶數時：式(b)中上標*表示Hermitian運算。

對式(b)進行移項後，可得到下列式子：若吾人欲求得一組 W 使得式(c)成立，我們可將W進一步表示為：以維納濾波器之階數為奇數為例，在不失一般性的情況下，吾人可以假設衰減通道和高斯雜訊的相關性為0，則式(d)中的R _XY可表示為：其中R _HH表示衰減通道(fading channel)的自動關聯性函數(autocorrelation function)。同理R _YY可表示為：其中上標'表示共軛(Conjugate)運算，σ² _n表示雜訊變異量，I是單位矩陣(identity matrix)。從式(e)和式(f)可知，維納濾波器的係數有2個影響因子：衰減通道的自動關聯性函數；雜訊變異量(或SNR值)。

承上所述，前揭說明中提及該第一雜訊抑制處理之訊號處理範圍相關於循環字首的長度以及最大過量延遲的至少其中之一(例如訊號處理範圍的長度等於循環字首的長度或最大過量延遲)，該訊號處理範圍的長度被決定之後，該維納濾波器在時域上的振幅表現|T ^S|(近似方波)的大小(magnitude)也被決定。若時域上該方波之大小為τ_max，則R _HH之值可表示為：其中Δ_f為臨近兩個參考訊號在頻域上的間隔。因此，吾人可藉由調整τ_max值來得到式(e)和式(f)中的R _HH，當τ_max之值越大，該方波之大小也會越大。

另外一個影響因子為雜訊變異量，亦即式(f)中的σ_2n。當σ² _n的值較大時(其表示環境中的SNR值較小)，前述方波的平台區域(其可藉由圖3來瞭解)與用來抑制雜訊的非平台區域的振幅比值會較大，故吾人可藉由調整或設定該維納濾波器之係數以加強抑制雜訊；反之，當σ² _n的值較小時，吾人可藉由調整或設定該維納濾波器之係數以使該方波的平台區域與非平台區域的比值較小。

承上所述，由於本發明之特徵之一在於留下通道的影響量以及消除掉部分的雜訊量，因此吾人可藉由係數的設定以令τ_max較大，從而使該方波的平台區域較大。在σ² _n(當傳輸功率為1時，其可視為SNR之設定)方面，由於吾人希望保留通道的影響量，因此吾人可藉由係數的設定以令σ² _n的數值較小(其表示吾人所預先設定的(或說預先假設的)SNR值較大)，從而限制該方波的非平台區域，以避免消除掉通道的影響量。

請注意，前揭式(a)至式(g)之推導屬於習知範疇，其進一步的細節在此不予贅述。

除前揭雜訊變異量估測電路外，本發明亦揭露一種無線通訊之雜訊變異量估測方法，其一實施例如圖4所示，包含下列步驟：

步驟S410：依據一接收訊號以及一參考訊號產生一第一估測訊號，其中該接收訊號是源自於該參考訊號之均等。

步驟S420：對該第一估測訊號執行一第一雜訊抑制處理以產生一第一雜訊抑制訊號。

步驟S430：依據該第一估測訊號與該第一雜訊抑制訊號之差異產生一第二估測訊號。

步驟S440：依據該第二估測訊號執行一雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行一第二雜訊抑制處理以產生一第二雜訊抑制訊號，其中該雜訊抑制調整影響該第二雜訊抑制處理。

由於本領域具有通常知識者能夠藉由前揭電路實施例之揭露來推知本方法實施例的細節與變化，更明確地說，前揭電路實施例之技術特徵均可合理應用於本方法實施例中，因此，在不影響本方法實施例之揭露要求與可實施性的前提下，重複及冗餘之說明在此予以節略。

綜上所述，本發明之通道估測裝置與方法能夠避免因參數交叉疊代所產生的偏差量，從而避免錯誤漫延的問題，藉此提高通道估測的準確度。

雖然本發明之實施例如上所述，然而該些實施例並非用來限定本發明，本技術領域具有通常知識者可依據本發明之明示或隱含之內容對本發明之技術特徵施以變化，凡此種種變化均可能屬於本發明所尋求之專利保護範疇，換言之，本發明之專利保護範圍須視本說明書之申請專利範圍所界定者為準。

200 無線通訊之雜訊變異量估測電路 210 第一估測單元 220 第一雜訊抑制單元 230 第二估測單元 240 第二雜訊抑制單元 X _tj ( k) 參考訊號

Claims

一種無線通訊之雜訊變異量估測電路，包含：一第一估測單元，用來依據一接收訊號以及一參考訊號產生一第一估測訊號，其中該接收訊號是源自於該參考訊號之均等，該第一估測訊號反映通道資訊；一第一雜訊抑制單元，耦接該第一估測單元，用來對該第一估測訊號執行一第一雜訊抑制處理以產生一第一雜訊抑制訊號，其中該第一雜訊抑制單元依據一通道平滑演算法(channel smoothing algorithm)執行該第一雜訊抑制處理；一第二估測單元，耦接該第一估測單元與該第一雜訊抑制單元，用來依據該第一估測訊號與該第一雜訊抑制訊號之差異產生一第二估測訊號，其中該第二估測訊號是一雜訊變異量；以及一第二雜訊抑制單元，耦接該第一與該第二估測單元，用來依據該第二估測訊號執行一雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行一第二雜訊抑制處理以產生一第二雜訊抑制訊號，其中該雜訊抑制調整影響該第二雜訊抑制處理，該第二雜訊抑制單元依據該通道平滑演算法或另一通道平滑演算法執行該第二雜訊抑制處理。
如申請專利範圍第1項所述之雜訊變異量估測電路，其中該第一雜訊抑制單元是一維納濾波器，採用一組特定的濾波係數以運作。
如申請專利範圍第1項或第2項所述之雜訊變異量估測電路，其中該第一雜訊抑制處理不受一目前訊雜比(signal-to-noise ratio,SNR)的影響，該目前訊雜比影響該第二雜訊抑制處理。
如申請專利範圍第1項或第2項所述之雜訊變異量估測電路，其中該第一雜訊抑制處理不受一目前通道脈衝響應(channel impulse response,CIR)之長度的影響。
如申請專利範圍第1項所述之雜訊變異量估測電路，其中該第一雜訊抑制處理不受該第二雜訊抑制訊號之影響。
如申請專利範圍第1項所述之雜訊變異量估測電路，其中該第一雜訊抑制處理之訊號處理範圍相關於一無線通訊系統之一循環字首(cyclic prefix)之時間長度以及一最大過量延遲(maximum excess delay)的至少其中之一。
如申請專利範圍第1項所述之雜訊變異量估測電路，其中該第二雜訊抑制單元是一維納濾波器，且該雜訊抑制調整是調整該維納濾波器之係數。
如申請專利範圍第1項所述之雜訊變異量估測電路，其應用於長程演進技術(Long Term Evolution,LTE)之一通訊接收器。
一種無線通訊之雜訊變異量估測方法，包含下列步驟：依據一接收訊號以及一參考訊號產生一第一估測訊號，其中該接收訊號是源自於該參考訊號之均等，該第一估測訊號反映通道資訊；對該第一估測訊號執行一第一雜訊抑制處理以產生一第一雜訊抑制訊號，其中該第一雜訊抑制處理之執行是依據一通道平滑演算法(channel smoothing algorithm)；依據該第一估測訊號與該第一雜訊抑制訊號之差異產生一第二估測訊號，其中該第二估測訊號是一雜訊變異量；以及依據該第二估測訊號執行一雜訊抑制調整，並對該第一估測訊號執行一第二雜訊抑制處理以產生一第二雜訊抑制訊號，其中該雜訊抑制調整影響該第二雜訊抑制處理，該第二雜訊抑制處理之執行是依據該通道平滑演算法或另一通道平滑演算法。
如申請專利範圍第9項所述之雜訊變異量估測方法，其中該第一雜訊抑制處理不受該第二雜訊抑制訊號之影響。