TWI577160B - 基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法 - Google Patents

基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法 Download PDF

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TWI577160B
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詹貴程
吳政融
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基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法
本發明係關於一種無線通訊系統及方法；特別是關於一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法。
在無線通訊技術中，空間多樣性(Spatial Diversity)是一種對抗多重路徑衰落(multi-path fading)強而有力的技術方案。其中，多輸入單輸出(MISO)系統可在不影響接收端體積和複雜度情況下，藉由多天線傳送訊號，來達到多樣性增益(Diversity Gain)特性，例如：正交空時區塊編碼(OSTBC)及其衍生的類正交空時區塊編碼(QOSTBC)技術，採用二天線的OSTBC可利用〝正交(Orthogonal)〞運算，達成全散度(Full Diversity)及全速率(Full Rate)特性，但天線數量增加時，則無法只利用OSTBC編碼同時得到全散度及全速率特性。在採用四天線時，QOSTBC利用〝類正交(Quasi Orthogonal)〞運算達成全速率特性，但其卻不具全散度特性。故，在四天線環境下該二技術皆無法同時得到全散度及全速率特性。
真實行動通訊環境中，通道除了多重路徑衰落效應外，還有隨時間而改變的效應。為了改善上述情況，基於OSTBC與QOSTBC技術另發展出利用頻域特性編碼的技術，如：正交空頻區塊編碼(OSFBC)、其衍生的類正交空頻區塊編碼(QOSFBC)等技術。其中，OSFBC僅適用於二天線傳送訊號，QOSFBC則可用於四天線傳送訊號，用以提高散度。惟，SFBC或QOSFBC技術皆會更換子載波順序，導致傳送端的峰均值功率比 (PAPR)上升，傳送端必須耗費高功率或提供高功率放大器，而提高成本。此外，QOSFBC技術如同上述QOSTBC技術一樣，仍無法在四天線環境下同時得到全散度及全速率特性。
現今的無線寬頻通訊系統(Broadband Communication System)為了獲得最佳的位元錯誤率(BER)，持續改善傳送端及接收端散度特性，使得行動通訊或終端設備的天線數量不斷增加，導致設備體積變大。為解決此情況，遂發展出合作式通訊網路(Cooperative Communication Networks)，由一來源端(Source Node)一中繼端(Relay Node)及一目的端(Destination Node)相互耦接，利用該中繼端將該來源端傳送的訊號放大後前送(AF)或解碼後前送(DF)至該目的端，進而衍生出如：分散式空時區塊編碼(D-STBC)及分散式空頻區塊編碼(D-SFBC)等技術。惟，D-STBC用於快速衰落的通道環境時效能極差，D-SFBC雖可有效對抗快速衰落的通道，但仍有「高峰均值功率比」及「無法得到全散度」等問題尚待克服，導致習知合作式通訊網路尚無針對四天線環境的相關應用。
有鑑於此，上述先前技術在實際使用時確有不便之處，亟需進一步改良，以提升其實用性。
本發明係提供一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統，將分散式類正交空頻區塊編碼旋轉相位後，可產生非對角項為零的矩陣訊號，以降低峰均值功率比及提高散度。
本發明另提供一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法，將分散式類正交空頻區塊編碼旋轉相位後，可產生非對角項為零的矩陣訊號，以降低峰均值功率比及提高散度。
本發明揭示一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統，包含：一來源端耦接一中繼端及一目的端，該中繼端耦接該目 的端，該來源端、該中繼端及該目的端之間的訊號傳送過程分為一第一時期及一第二時期，於該第一時期，該來源端傳送二原始訊號至該中繼端，該中繼端接收該二原始訊號混合而成之混合訊號後，旋轉該混合訊號之相位而產生一轉相訊號；於該第二時期，該來源端傳送該二原始訊號至該目的端，該中繼端傳送該轉相訊號至該目的端，該目的端依據該二原始訊號及該轉相訊號進行解碼。
本發明另揭示一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法，其步驟包含：一來源端傳送二原始訊號至一中繼端，該中繼端接收該二原始訊號混合而成之混合訊號後，旋轉該混合訊號之相位而產生一轉相訊號；及該來源端傳送該二原始訊號至該目的端，該中繼端傳送該轉相訊號至該目的端，該目的端依據該二原始訊號及該轉相訊號進行解碼。
所述目的端可傳送一旋轉角度至該中繼端，供該中繼端旋轉該二原始訊號之相位。
所述來源端可設有一第1天線及一第2天線，該中繼端可設有一天線，該目的端可設有至少一天線，該旋轉角度可如下式所示： 其中，，，，，為該來源端的第1天線至該目的端的通道頻率響應，為該來源端的第2天線至該目的端的通道頻率響應，為該中繼端至該目的端的通道頻率響應，為該來源端的第1天線至該中繼端的通道頻率響應，為該來源端的第2天線至該中繼端的通道頻率響應，*為共軛運算符號。
所述來源端及中繼端可同時傳送訊號至該目的端。
上揭基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法，藉由該來源端僅傳送QOSFBC編碼矩陣中前二天線的訊號，該中繼端利用簡單的矩陣運算產生QOSFBC編碼矩陣中後二天線的訊號，相較於QOSFBC(需用四天線)，本發明上述實施例之來源端僅需二天線，即可具備QOSFBC的散度增益，可以達成「降低來源端設備的體積」及「降低來源端的峰均值功率比」等功效，可有效習知通訊系統之「高峰均值功率比」及「高運算複雜度」等問題。
S‧‧‧來源端
R‧‧‧中繼端
D‧‧‧目的端
P1‧‧‧第一時期
P2‧‧‧第二時期
C1~C3‧‧‧曲線
L1~L6‧‧‧曲線
r relay‧‧‧混合訊號
R relay‧‧‧頻域訊號
‧‧‧頻域訊號
‧‧‧時域訊號
‧‧‧傳送資料區塊
第1圖：係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統實施例之系統架構圖。
第2圖：係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統實施例之中繼端的方塊示意圖。
第3圖：係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法實施例的性能曲線圖(一)。
第4圖：係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法實施例的性能曲線圖(二)。
為讓本發明之上述及其他目的、特徵及優點能更明顯易懂，下文特舉本發明之較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
本發明全文所述之「耦接」(coupled)，係指二電子裝置間得以無線通訊技術(如：電磁耦合等)相互傳遞訊號，係本發明所屬技術領域中具有通常知識者可以理解。
請參閱第1圖所示，其係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統實施例之系統架構圖。其中，該系統架構實施例 包含一來源端(Source Node)S、一中繼端(Relay Node)R及一目的端(Destination Node)D，該來源端S可耦接該中繼端R及目的端D，該中繼端R可耦接該目的端D。
在此實施例中，該來源端S、中繼端R及目的端D可構成一基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊(Cooperative Communication)架構，該來源端S、中繼端R及目的端D為具有資料處理(data processing)及無線通訊(wireless communication)功能的裝置，該來源端S可設二天線(如：第1、2天線，antenna)，用以傳送訊號至該中繼端R及目的端D；該中繼端R可設一天線，用以接收該來源端S的訊號，及傳送訊號至該目的端D；該目的端D可設多天線或單天線，用以接收該來源端S及中繼端R的訊號，本發明係以單天線作為實施態樣，惟不以此為限；又，該目的端D或來源端S可得知通道狀態資訊(Channel State Information，CSI)，各天線的態樣及運作係所屬技術領域中具有通常知識者可以理解，在此容不贅述；其中，該來源端S、中繼端R及目的端D之間的訊號傳送過程可分為二時期(如：第1、2時槽，time slot)，在第一時期P1，可由該來源端S傳送已編碼(encoded)的訊號至該中繼端R，供該中繼端R進行訊號相位旋轉(rotation)；在第二時期P2，可由該來源端S與該中繼端R分別傳送訊號至該目的端D，供該目的端D進行訊號解碼(decoding)，詳述如後。
請再參閱第1圖所示，其中，該基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統實施例的執行步驟包含：在第一時期P1中，可由該來源端S傳送二原始訊號至該中繼端R，該中繼端R在接收該二原始訊號混合而成之混合訊號後，旋轉該混合訊號之相位而產生一轉相訊號；在第二時期P2中，可由該來源端S傳送該二原始訊號至該目的端D，同時，該中繼端R可傳送該轉相訊號至該目的端D，該目的端D依據該二原始訊號 及該轉相訊號進行解碼，以作為一基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法實施例。在此實施例中，該來源端S的二天線於該第1、2時槽傳送的資料區塊(即原始訊號)相同；且，該來源端S與中繼端R可於第2時槽同時傳送訊號，使該目的端D在第2時槽接收來自該來源端S及中繼端R的訊號，用以進行解碼。以下舉例說明該來源端S、中繼端R及目的端D的運作狀態，惟不以此為限。
首先，說明該〝來源端S〞的運作狀態：該來源端S可先定義第i(i=1,2)時槽由第j(j=1,2)天線傳送的時域訊號傳送區塊，如下式(1)所示： 其中，的變異數為；該來源端S之第1、2天線與該中繼端R間的通道(channel)分別為、(長度分別為L)，其循環通道矩陣分別表示為、；該中繼端R與目的端D間的通道為h rd(長度為L)，其循環通道矩陣表示為H rd；該來源端S之第1、2天線與該目的端D間的通道分別為、(長度分別為L)，其循環通道矩陣分別表示為、。其中，由於該等通道矩陣、、H rd、及皆為循環通道矩陣，故轉換至頻域時，可以得到：、、、及等對角矩陣(diagonal matrix，對角矩陣中非位於對角線上的元素為零)。
又，該來源端S於第1時槽預期傳送的頻域訊號說明如下，首先，假設類正交空頻區塊編碼(QOSFBC)技術採用四天線傳送的頻域訊號，如下式(2)所示： 其中，橫軸表示第1、2、3、4天線傳送的訊號，縱軸表示第1、2、3、4子載波頻率傳送的訊號。倘若欲傳送的資料區塊為x=[x(0),...,x(N-1)]，且X=Fx，F表示離散傅立葉轉換(Discrete Furrier Transform，DFT)，則可定義在第1時槽，欲從該來源端S的第1天線傳送出去的時域資料區塊，如下式(3)所示： 且，欲從該來源端S的第1天線傳送出去的頻域資料區塊，如下式(4)所示： 另，在第1時槽，欲從該來源端S的第2天線傳送出去的頻域資料區塊，如下式(5)所示： 且，欲從該來源端S的第2天線傳送出去的時域資料區塊，如下式(6)所示： 其中，表示克羅內克積(Kronecker Product)。在第2時槽，該來源端的二天線(第1、2天線)的傳送區塊和第1時槽傳送的資料區塊相同。
接著，說明該〝中繼端R〞的運作狀態：請一併參閱第2圖所示，其係本發明基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統實施例之中繼端的方塊示意圖。其中，該中繼端R可於第1時槽從該來源端S的二天線收到該二原始訊號，該中繼端R由該二原始訊號混合產生該混合訊號r relay，如下式(7)所示： 其中，r relay為該混合訊號，、分別為該來源端S之第1、2天線與該中繼端R間的循環通道矩陣，、為該來源端S的第1、2天線傳送出去的時域資料區塊，n relay為一可加性高斯白雜訊(Additive White Gaussian Noise，AWGN)。接著，將該混合訊號r relay移除循環字首(Cyclic Prefix，CP)後，其移除循環字首的方式係所屬技術領域中具有通常知識者可以理解，在此容不贅述，再經過離散傅立葉轉換後，可得一頻域訊號R relay如下式(8)所示： 其中，F為離散傅立葉轉換(DFT)，、為對角矩陣，N relay=Fn relay，上式(8)可改寫為下式(9)所示： 其中，、。
因此，該中繼端R在收到訊號後，可參上式(2)，由該來源端S的第1、2天線的傳送訊號轉換為QOSFBC中第3、4天線的訊號，如下式(10)、(11)、(12)、(13)、(14)所示：C 0=[X 0 X 1 X 2 X 3] T (10)
C 2=[X 2 -X 3 -X 0 X 1] T =BC 0 (12)
C 2+C 3=B(C 0+C 1) (14)其中，C0、C1、C2、C3分別表示QOSFBC中第1、2、3、4天線的訊號，轉換矩陣B可如下式(15)所示： 藉此，該中繼端R可由該來源端S的第1、2天線的傳送訊號，經過上述換算，產生QOSFBC中第3、4天線的訊號，故，本發明上述實施例可由該來源端S(二天線)及該中繼端R(一天線)產生QOSFBC以四天線傳送的訊號，具有QOSFBC有效提升散度的效果，且可較QOSFBC減半來源端的天線數量，且中繼端僅需一天線及簡單運算。
又，倘若該目的端D得知所有通道資訊，則可藉由已知的通道資訊計算一旋轉角度(rotation angle)，並回傳至該中繼端R，該中繼端R在收到該來源端S傳送的混合訊號後，可再為該混合訊號乘上該旋轉角度，使該混合訊號的相位旋轉，用以有效提升散度。其中，為了避免該目的端D傳送過多資訊至該中繼端R，可將該旋轉角度進行量化(Quantization)，以降低傳送的資料量；倘若該目的端D傳至該中繼端R的資料無誤，則該中繼端R已知所有通道資訊，相較習知通訊方法需要來源端得知通道資訊則較有彈性。
另，由於QOSFBC需使用四個不同頻率的子載波進行編碼，且四個子載波所經過的通道頻率響應(channel frequency response)須相似，本發明可選擇第2個通道作為四通道的近似值，但不以此為限，分別表示為：、、、，其中，為該來源端S的第1天線至該目的端D的通道頻率響應，為該來源端S的第2天線至該目的端D的通道頻率響應，為該來源端S的第1天線經由該中繼端R至該目的端D的通道頻率響應(即QOSFBC第3天線訊號經過的等效通道頻率響應)，為該來源端S的第2天線經由該中繼端R至該目的端D的通道頻率響應(即QOSFBC第4天線訊號經過的等效通道頻率響應)。
此外，若該目的端D收到上述訊號後，將訊號乘上一經共軛(conjugate)加上轉置(transpose)的通道矩陣，即可得到一具有非對角項的矩陣，該非對角項之值如下式(16)所示： 因此，在得知通道資訊及該非對角項之值α後，可供該中繼端R乘上該旋轉角度，該旋轉角度具有一最佳值，可讓該非對角項之值皆為零，以增加散度，上式(16)可改寫如下式(17)~(20)：
令
Im[(a+jb)(cos θ m +j sin θ m )]=-Im[(c+jd)(cos θ m +j sin θ m )] (21)上式(21)各自取出虛部後，可以改寫如下式(22)~(25)：a sin θ m +b cos θ m =-(c sin θ m +d cos θ m ) (22)
a sin θ m +b cos θ m +c sin θ m +d cos θ m =0 (23)
由上式(25)可知該旋轉角度之最佳值，其中，由上式(19)可知，，，，，為該來源端S的第1天線至該目的端D的通道頻率響應，為該來源端S的第2天線至該目的端D的通道頻率響應，為該中繼端R至該目的端D的通道頻率響應，為該來源端S的第1天線至該中繼端R的通道頻率響應，為該來源端S的第2天線至該中繼端R的通道頻率響應，*為共軛運算符號。
請再參閱第2圖所示，該中繼端R可將訊號分成(N/4)組子區塊，各自乘上B矩陣及對應的(N/4)組旋轉角度，如下式(26)所示： 當所有子區塊皆乘上後，可以得到一向量，該向量為另一頻域訊號，如下式(27)所示： 此時，該來源端S的第1、2天線至該中繼端R的等效通道頻率響應，可分別如下式(28)、(29)所示：
由上式(28)、(29)，可取得兩個向量、，接著，可將頻域訊號轉為另一時域訊號，如下式(30)所示： 上式(30)所示的時域訊號加入循環字首(CP)後，即可得到該中繼端R的傳送資料區塊，其中，加入循環字首的方式係所屬技術領域中具有通常知識者可以理解，在此容不贅述。
之後，說明該〝目的端D〞的運作狀態：該目的端D會在第2時槽收到來自該來源端S、中繼端R的訊號，該來源端S於第2時槽第j天線傳送的時域訊號傳送區塊，可如下式(31)所示： 其中，該來源端S之第1、2天線與該目的端D間的通道分別為、(長度分別為L)，其循環通道矩陣分別表示為、；另，該目的端D於第2時槽傳送的資料區塊為，該中繼端R與目的端D間的通道為h rd(長度 為L)，其循環通道矩陣表示為H rd。因此，該目的端D收到的混合訊號可如下式(32)所示： 其中，為一可加性高斯白雜訊，其變異數為。將上式(32)移除循環字首(CP)後，再經過離散傅立葉轉換，可如下式(33)所示： 其中，F為離散傅立葉轉換，，、、為對角矩陣，上式(33)可簡化如下式(34)所示： 其中，、、。另，可先找出變更後的編碼矩陣對應的通道矩陣，以供該目的端D使用正確的通道矩陣解出訊號，說明如下。
首先，將中的子載波以四個為一子區塊，並表示成矩陣形式如下式(35)所示： 其中，為該來源端S的第1天線至該目的端D的通道頻率響應，為該來源端S的第2天線至該目的端D的通道頻率響應，,k=0,1,2,3為該來源端S的第1天線經由該中繼端R至該目的端D的等效通道頻率響應，,k=0,1,2,3為該來源端S的第2天線經由該中繼端R至該目的端D的等效通道頻率響應，上式(35)可改寫為下式(36)：
其中，由於QOSFBC使用四個不同頻率的子載波進行編碼， 四個子載波所經過的通道頻率響應必須相似，假設上式(36)中四子載波所經過的通道頻率響應皆相似，如下式(37)所示： 其中，可選擇第2通道(即、、、)作為四通道的近似值，並分別簡化為、、、，故，可如下式(38)所示：
接著，可將上式(38)中第二、四元素取共軛並整理後，如下式(39)所示： 其中，通道矩陣可如下式(40)所示： 且上式(40)可改寫為下式(41)： 其中，該目的端D收到的訊號乘上，可如下式(42)所示： 其中，。
其中，由於該中繼端R僅需對訊號進行簡單的矩陣運算，即可產生與QOSFBC第3、4天線相同的傳送訊號，且該中繼端R對該訊號乘上該旋轉角度，該目的端D收到的訊號乘上後，所產生的將會是一對角矩陣。因此，該目的端D進行訊號解碼時，僅需利用線性強迫歸零(Zero Forcing,ZF)或線性最小均方誤差(Minimum Mean-Square Error,MMSE)等簡單方法即可，以利降低解碼複雜度，舉例說明如下，惟不以此為限。
以線性強迫歸零法為例，該目的端D解碼時，可由上式(42)計算如下式(43)所示： 其中，由於，故，，可將訊號的第二、四項取共軛，如下式(44)所示： 因此，解碼後的資料符碼可如下式(45)所示： 其中，。
以線性最小均方誤差法為例，該目的端D解碼時，上式(42)須符合一標準，如下式(46)~(49)所示：
其中，若將訊號的第二、四項取共軛，則如下式(50)所示： 因此，資料符碼可如下式(51)所示： 其中，。
請參閱第3圖所示，其係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法實施例的性能曲線圖(一)。其中，C1、C2、C3分別表示本發明、IT2003-ZF、IT2003-MMSE的性能曲線；假設本發明上述實施例之來源端傳送資料至中繼端時，中繼端的訊號雜訊比SNRSR固定為20dB，且中繼端及目的端有完美的功率控制，使來源端及中繼端於第2時槽傳送訊號至目的端之SNR相同。另，本發明上述實施例應 用於單載波分頻多址(SC-FDMA)時，假設SC-FDMA的子載波個數N為2048，每個使用者用的子載波個數M為60，所有通道皆使用L=1的Rayleigh衰落通道，能量隨指數下降，下降係數為0.2。由圖可知，IT2003-ZF、IT2003-MMSE之性能曲線與本發明之性能曲線相較，本發明之性能曲線可達成較高的散度，且在位元錯誤率(Bit Error Rate，BER)為10-3時，訊號雜訊比(Signal Noise Ratio，SNR)已相差約3dB，並持續拉大差距。因此，由此圖可顯示本發明上述實施例之誤碼率效能優於習知方法。
請參閱第5圖所示，其係本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法實施例的性能曲線圖(二)。其中，L1、L2、L3、L4、L5、L6分別表示本發明使用MMSE(LTE-EPA，L=16)、IT2003-ZF(LTE-EPA，L=16)、IT2003-MMSE(LTE-EPA，L=16)、本發明使用MMSE(LTE-EPA，L=128)、IT2003-ZF(LTE-EPA，L=128)、IT2003-MMSE(LTE-EPA，L=128)的性能曲線；假設SC-FDMA的子載波個數N為2048，每個使用者用的子載波個數M為60，且使用LFDMA分配子載波給多個使用者，通道為LTE-EPA及LTE-EVA。由圖可知，在L為128的SER效能優於L為16的SER效能，主因為本發明上述實施例使用SC-FDMA，而讓整個系統有頻率散度的特性，其中，當L為128且位元錯誤率為10-3時，本發明與IT2003-ZF之訊號雜訊比約差2.5dB，本發明與IT2003-MMSE之訊號雜訊比約差2dB。因此，由此圖亦可顯示本發明上述實施例之誤碼率效能優於習知方法。
藉由前揭之技術手段，本發明之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統及方法實施例的主要特點列舉如下：該來源端、該中繼端及該目的端之間的訊號傳送過程分為第一時期及第二時期，於第一時期，由該來源端傳送上述二原始訊號至該中繼端，該中繼端接收該二原始訊號之混合訊號後，旋轉該混合訊號之相位而產生上述轉相訊號；於第 二時期，由該來源端傳送該二原始訊號至該目的端，該中繼端傳送該轉相訊號至該目的端，該目的端依據該二原始訊號及該轉相訊號進行解碼。
藉此，本發明上述實施例之來源端僅需傳送QOSFBC編碼矩陣中前二天線的訊號，中繼端利用簡單的矩陣運算產生QOSFBC編碼矩陣中後二天線的訊號，相較於QOSFBC(需用四天線)，本發明上述實施例之來源端僅需二天線，即可具備QOSFBC的散度增益，可以達成「降低來源端設備的體積」及「降低來源端的峰均值功率比」等功效，可有效習知通訊系統之「高峰均值功率比」及「高運算複雜度」等問題。
其中，本發明上述實施例利用分散式類正交空頻區塊編碼(D-QOSFBC)旋轉相位後，可產生非對角項為零的矩陣訊號，更可進一步達成「提高散度增益」功效。
且，本發明上述實施例可應用單載波頻域等化(SC-FDE)技術，使來源端無需任何離散傅立葉轉換及反離散傅立葉轉換，可大幅減少來源端的運算量，可以達成「降低運算複雜度」功效；而且，可具備「SC-FDE能將符碼散佈在有效頻帶上，而擁有頻域散度(Frequency Diversity)特性，以及，低峰均值功率比、對抗頻率選擇性衰落通道、對載波頻率偏差(Carrier Frequency Offset，CFO)敏感度較低」等功效。
雖然本發明已利用上述較佳實施例揭示，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者在不脫離本發明之精神和範圍之內，相對上述實施例進行各種更動與修改仍屬本發明所保護之技術範疇，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
S‧‧‧來源端
R‧‧‧中繼端
D‧‧‧目的端
P1‧‧‧第一時期
P2‧‧‧第二時期

Claims (8)

  1. 一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統，包含：一來源端耦接一中繼端及一目的端，該中繼端耦接該目的端，該來源端、該中繼端及該目的端之間的訊號傳送過程分為一第一時期及一第二時期，於該第一時期，該來源端傳送二原始訊號至該中繼端，該中繼端接收該二原始訊號混合而成之混合訊號後，旋轉該混合訊號之相位而產生一轉相訊號；於該第二時期，該來源端傳送該二原始訊號至該目的端，該中繼端傳送該轉相訊號至該目的端，該目的端依據該二原始訊號及該轉相訊號進行解碼。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統，其中該目的端傳送一旋轉角度至該中繼端，供該中繼端旋轉該混合訊號之相位。
  3. 根據申請專利範圍第2項所述之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊系統，其中該來源端設有一第1天線及一第2天線，該中繼端設有一天線，該目的端設有至少一天線，該旋轉角度如下式所示： 其中，，，，，為該來源端的第1天線至該目的端的通道頻率響應，為該來源端的第2天線至該目的端的通道頻率響應，為該中繼端至該目的端的通道頻率響應，為該來源端的第1天線至該中繼端的通道頻率響應，為該來源端的第2天線至該中繼端的通道頻率響應，*為共軛運算符號。
  4. 根據申請專利範圍第1項所述之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合 作式通訊系統，其中該來源端及該中繼端於該第二時期同時傳送訊號至該目的端。
  5. 一種基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法，其步驟包含：一來源端傳送二原始訊號至一中繼端，該中繼端接收該二原始訊號混合而成之混合訊號後，旋轉該混合訊號之相位而產生一轉相訊號；及該來源端傳送該二原始訊號至該目的端，該中繼端傳送該轉相訊號至該目的端，該目的端依據該二原始訊號及該轉相訊號進行解碼。
  6. 根據申請專利範圍第5項所述之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法，其中該目的端傳送一旋轉角度至該中繼端，供該中繼端旋轉該混合訊號之相位。
  7. 根據申請專利範圍第6項所述之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法，其中該來源端設有一第1天線及一第2天線，該中繼端設有一天線，該目的端設有至少一天線，該旋轉角度如下式所示： 其中，，，，，為該來源端的第1天線至該目的端的通道頻率響應，為該來源端的第2天線至該目的端的通道頻率響應，為該中繼端至該目的端的通道頻率響應，為該來源端的第1天線至該中繼端的通道頻率響應，為該來源端的第2天線至該中繼端的通道頻率響應，*為共軛運算符號。
  8. 根據申請專利範圍第5項所述之基於分散式類正交空頻區塊編碼的合作式通訊方法，其中該來源端及該中繼端同時傳送訊號至該目的端。
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