TWI511606B - 發光二極體驅動裝置 - Google Patents

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Description

發光二極體驅動裝置
本發明是有關於一種發光二極體驅動裝置，且特別是有關於一種同時具有均流(current matching)、低成本(low cost)、高效率(high efficiency)與高穩定度(high stability)特性的發光二極體驅動裝置。
近年來，隨著半導體科技蓬勃發展，攜帶型電子產品及平面顯示器產品也隨之興起。而在眾多平面顯示器的類型當中，液晶顯示器(Liquid Crystal Display,LCD)基於其低電壓操作、無輻射線散射、重量輕以及體積小等優點，隨即已成為各顯示器產品之主流。一般而言，由於液晶顯示面板本身並不具備自發光的特性，因此必須在液晶顯示面板的下方放置背光模組，藉以提供液晶顯示面板所需的(背)光源。
傳統的背光模組大致可以分為兩類，其一係由冷陰極管(cold cathode fluorescent lamp,CCFL)所組成的背光模組，而另一則由發光二極體(light emitting diode,LED)所組成的背光模 組。其中，由於發光二極體背光模組可以提升液晶顯示器的色域(color gamut)，故而現今各家面板業者大多以發光二極體背光模組來取代冷陰極管背光模組。
一般而言，如圖1A所示，發光二極體背光模組50具有多組並列的發光二極體串(LED string，未繪示)，且每一發光二極體串係由多顆串接在一起的發光二極體所組成。實務上，大多採用交直流電源轉換級(AC-DC power converting stage)30先將交流輸入電壓VAC 轉換成一組低直流輸出電壓(low DC output voltage)VLOW ，接著再利用升壓轉換器(boost converter)40將此低直流輸出電壓VLOW 升壓成一組可以同時驅動每一發光二極體串所需的高直流輸出電壓(high DC output voltage)VHIGH 。
於此，由於現今用以驅動發光二極體背光模組50之驅動裝置的硬體結構(hardware configuration)大多為交直流電源轉換級30搭配升壓轉換器40。因此，此類驅動裝置的硬體成本相對也會比較高，且由於多一級升壓轉換器40的緣故，因此相對效率較差。
有鑒於此，本發明提出一種發光二極體驅動裝置，其得以在不需採用任何升壓轉換器的條件下驅動發光二極體背光模組內一列或多組並列的發光二極體串，同時又具備有低成本、高穩定度以及高效率，並仍維持原有均流(亦即流經每一發光二極體 串的電流皆相同(電流平衡))之特性。
為達上述之一或部份或全部目的或是其他目的，本發明之一實施例提供一種發光二極體驅動裝置，其包括有：一交直流電源轉換級，用以接收一交流輸入電壓，並依據一脈寬調變訊號來轉換該交流輸入電壓，藉以產生具有一比例關係的一第一與一第二直流輸出電壓，其中該第一直流輸出電壓用以同時驅動多組並列的發光二極體串；一平衡線路，耦接該些發光二極體串，用以平衡流經該些發光二極體串的電流，並且適應性地調整該些發光二極體串在定電流源下的壓降，藉以輸出一控制電壓；以及一脈寬調變控制單元，耦接該交直流電源轉換級與該平衡線路，用以接收該控制電壓與該第二直流輸出電壓，並據以產生該脈寬調變訊號給該交直流電源轉換級。
基於上述，本發明所提出的發光二極體驅動裝置係利用平衡線路來平衡流經所有發光二極體串的電流。如此一來，即可達到均流的目的；另外，本發明所提出的發光二極體驅動裝置得以在未採用任何升壓轉換器的條件下，依據交直流電源轉換級所產生的一組獨立直流輸出電壓(亦即第二直流輸出電壓)與平衡線路所提供之控制電壓間的等式來控制脈寬調變控制單元，藉以改變交直流電源轉換級基於第二直流輸出電壓所間接產生之用以直接驅動所有發光二極體串的直流輸出電壓(亦即第一直流輸出電壓)。如此一來，即可達到低成本、高效率與高穩定度的目的。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉 實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
然而，應瞭解的是，上述一般描述及以下具體實施方式僅為例示性及闡釋性的，其並不能限制本發明所欲主張之範圍。
10‧‧‧發光二極體驅動裝置
30、101‧‧‧交直流電源轉換級
103‧‧‧平衡線路
105‧‧‧脈寬調變控制單元
20、50‧‧‧發光二極體背光模組
40‧‧‧升壓轉換器
LLBi(i=1~m)‧‧‧發光二極體串
Li1~LiN(i=1~m)‧‧‧發光二極體
T‧‧‧隔離變壓器
NP ‧‧‧一次側
NS1 、NS2 ‧‧‧二次側
Q‧‧‧功率開關
D1~D4‧‧‧二極體
R1~R4‧‧‧電阻
C、C1、C2‧‧‧電容
L1、L2‧‧‧電感
301、303‧‧‧整流濾波單元
CSi(i=1~m)‧‧‧可控電流源
401‧‧‧控制單元
501‧‧‧回授單元
503‧‧‧脈寬調變訊號產生器
601‧‧‧光耦合器
603‧‧‧穩壓元件
ISD‧‧‧光耦合器之輸入側
OSD‧‧‧光耦合器之輸出側
VAC ‧‧‧交流輸入電壓
VLED 、VL ‧‧‧直流輸出電壓
VCTR ‧‧‧控制電壓
VPWM ‧‧‧脈寬調變訊號
Vref ‧‧‧參考電壓
VNi (i=1~m)‧‧‧節點電壓
VLOW ‧‧‧低直流輸出電壓
VHIGH ‧‧‧高直流輸出電壓
DS‧‧‧調光訊號
DGND、SGND‧‧‧接地電位
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。
圖1A繪示為傳統驅動發光二極體背光模組的示意圖。
圖1B繪示為本發明一實施例之發光二極體驅動裝置10的示意圖。
圖2繪示為本發明一實施例之發光二極體串LLBi(i=1~m)的示意圖。
圖3A繪示為本發明一實施例之交直流電源轉換級101的示意圖。
圖3B繪示為本發明另一實施例之交直流電源轉換級101的示意圖。
圖3C繪示為本發明再一實施例之交直流電源轉換級101的示意圖。
圖4繪示為本發明一實施例之平衡線路103的示意圖。
圖5繪示為本發明一實施例之脈寬調變控制單元105的示意圖。
圖6繪示為本發明一實施例之回授單元501的示意圖。
現將詳細參考本發明之示範性實施例，在附圖中說明所述示範性實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件代表相同或類似部分。
圖1B繪示為本發明一實施例之發光二極體驅動裝置10的示意圖。請參照圖1B，本實施例之發光二極體驅動裝置10至少適用於驅動液晶顯示器(liquid crystal display,LCD)的發光二極體背光模組(light emitting diode(LED)backlight module)20，但並不限制於此。其中，發光二極體背光模組20內具有多組並列的發光二極體串(LED string)LLBi(i=1~m)，而且每一發光二極體串LLBi(i=1~m)係由多顆串接在一起的發光二極體Li1~LiN(i=1~m)所組成，如圖2所示。另外，發光二極體驅動裝置10包括有交直流電源轉換級(AC-DC power converting stage)101、平衡線路(balance circuit)103，以及脈寬調變控制單元(PWM control unit)105。
於本實施例中，交直流電源轉換級101用以接收交流輸入電壓(AC input voltage)VAC ，並依據脈寬調變控制單元105所產生之脈寬調變訊號VPWM 來轉換所接收的交流輸入電壓VAC ，藉以產生具有一比例關係(ratio relationship)的兩直流輸出電壓(DC output voltage)VLED 與VL 。其中，直流輸出電壓VLED 係用以同時 驅動發光二極體串LLBi(i=1~m)；VL 則通常為系統所需之電源如5V或3.3V。
平衡線路103耦接發光二極體串LLBi(i=1~m)，用以平衡流經發光二極體串LLBi(i=1~m)的電流(亦即電流平衡(current matching))，並且適應性地調整發光二極體串LLBi(i=1~m)的壓降(voltage drop)，藉以輸出控制電壓VCTR 。脈寬調變控制單元105耦接交直流電源轉換級101與平衡線路103，用以接收平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR 與交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VL ，並據以產生脈寬調變訊號VPWM 給交直流電源轉換級101。
更清楚來說，圖3A繪示為本發明一實施例之交直流電源轉換級101的示意圖。請參照圖3A，交直流電源轉換級101包括有隔離變壓器(isolated transformer)T、功率開關(power switch)Q，以及整流濾波單元(rectification-filtering unit)301與303。其中，隔離變壓器T具有一個一次側(primary side)NP 以及兩個二次側(secondary side)NS1 與NS2 。隔離變壓器T之一次側NP 的第一端用以接收交流輸入電壓VAC 。功率開關Q的第一端耦接隔離變壓器T之一次側NP 的第二端，功率開關Q的第二端接至一接地電位(亦即危險地(dangerous ground))DGND，而功率開關Q的控制端則用以接收脈寬調變控制單元105所產生的脈寬調變訊號VPWM 。
整流濾波單元301與隔離變壓器T之二次側NS1 並接， 用以對隔離變壓器T之一次側NP 所接收到之交流輸入電壓VAC 反應在其二次側NS1 的交流電壓進行整流與濾波，藉以輸出直流輸出電壓VLED 。相似地，整流濾波單元303與隔離變壓器T之二次側NS2 並接，用以對隔離變壓器T之一次側NP 所接收到之交流輸入電壓VAC 反應在二次側NS2 的交流電壓進行整流與濾波，藉以輸出直流輸出電壓VL 。
於本實施例中，整流濾波單元301包括有二極體(diode)D1與電容(capacitor)C1。其中，二極體D1的陽極(anode)耦接隔離變壓器T之二次側NS1 的第一端，而二極體D1的陰極(cathode)則用以輸出直流輸出電壓VLED 。另外，電容C1的第一端耦接二極體D1的陰極，而電容C1的第二端則耦接至另一接地電位(亦即安全地(safety ground))SGND。
相似地，整流濾波單元303包括有二極體D2與電容C2。其中，二極體D2的陽極耦接隔離變壓器T之二次側NS2 的第一端，而二極體D2的陰極則用以輸出直流輸出電壓VL 。另外，電容C2的第一端耦接二極體D2的陰極，而電容C2的第二端則耦接至安全地SGND。
由此可知，圖3A所示之交直流電源轉換級101的架構係為反馳式轉換器(flyback converter)。然而，本發明並不限制於此。
圖3B繪示為本發明另一實施例之交直流電源轉換級101的示意圖。請參照圖3A與圖3B，相較於圖3A所示的交直流電源轉換級101，圖3B所示的交直流電源轉換級101更多出了二極體 D3與D4以及電感(inductor)L1與L2。其中，二極體D3的陽極耦接至安全地SGND，而二極體D3的陰極則耦接至二極體D1的陰極。另外，電感L1耦接於二極體D1的陰極與電容C1的第一端之間。相似地，二極體D4的陽極耦接至安全地SGND，而二極體D4的陰極則耦接至二極體D2的陰極。另外，電感L2耦接於二極體D2的陰極與電容C2的第一端之間。
由此可知，圖3B所示之交直流電源轉換級101的架構係為順向式轉換器(forward converter)。然而，本發明亦不限制於此。
圖3C示為本發明再一實施例之交直流電源轉換級101的示意圖。請參照圖3A與圖3C，相較於圖3A所示的交直流電源轉換級101，圖3C所示的交直流電源轉換級101也多出了二極體D3與D4以及電感L1與L2，而且隔離變壓器T之二次側NS1 與NS2 各別具有第一端、第二端以及中間抽頭端(center-tapped terminal)。其中，二極體D1的陽極耦接隔離變壓器T之二次側NS1 的第一端。電感L1的第一端耦接二極體D1的陰極，而電感L1的第二端則用以輸出直流輸出電壓VLED 。電容C1的第一端耦接電感L1的第二端，而電容C1的第二端則耦接至隔離變壓器T之二次側NS1 的中間抽頭端與安全地SGND。二極體D3的陽極耦接隔離變壓器T之二次側NS1 的第二端，而二極體D3的陰極則耦接至二極體D1的陰極。
相似地，二極體D2的陽極耦接隔離變壓器T之二次側 NS2 的第一端。電感L2的第一端耦接二極體D2的陰極，而電感L2的第二端則用以輸出直流輸出電壓VL 。電容C2的第一端耦接電感L2的第二端，而電容C2的第二端則耦接至隔離變壓器T之二次側NS2 的中間抽頭端與安全地SGND。二極體D4的陽極耦接隔離變壓器T之二次側NS2 的第二端，而二極體D4的陰極則耦接至二極體D2的陰極。
由此可知，圖3C所示之交直流電源轉換級101的架構係為橋式/推挽式轉換器(bridge/push-pull converter)。
基於上述，交直流電源轉換級101所產生之兩個直流輸出電壓VLED 與VL 間的比例關係可以表示如下公式1 ：VLED /NS1 =VL /NS2 …公式1
由此可知，交直流電源轉換級101所產生之兩個直流輸出電壓VLED 與VL 間的比例關係即為隔離變壓器T之兩個二次側NS1 與NS2 的匝數比(winding turns ratio)。
另一方面，於本發明另一實施例中，平衡線路103更具備有接收外部調光訊號DS(其為脈波寬度調變(PWM)型式的訊號)以調整發光二極體串LLBi(i=1~m)之亮度的能力。
如此一來，圖4繪示為本發明一實施例之平衡線路103的示意圖。請參照圖4，平衡線路103包括有多個可控電流源(controllable current source)CSi(i=1~m)與控制單元(control unit)401。其中，可控電流源CSi(i=1~m)可各別地(respectively)/同步地(synchronously)受控於外部調光訊號DS，且第i個可控 電流源CSi耦接於第i組發光二極體串LLBi與安全地SGND之間。
舉例來說，第1個可控電流源CS1耦接於第1組發光二極體串LLB1與安全地SGND之間；第2個可控電流源CS2耦接於第2組發光二極體串LLB2與安全地SGND之間；請依此類推至第m個可控電流源CSm耦接於第m組發光二極體串LLBm與安全地SGND之間。
另外，控制單元401耦接可控電流源CSi(i=1~m)，用以依據一接收參考電壓Vref 來選取可控電流源CSi(i=1~m)之一最小壓降(minimum voltage drop)以作為控制電壓VCTR 。換言之，控制單元401會接收節點電壓(node voltage)VNi (i=1~m)(亦即可控電流源CSi(i=1~m)的壓降)，並據以與一接收參考電壓Vref 進行比較，藉以選取具有最小節點電壓VNi (i=1~m)來作為控制電壓VCTR ，亦即：VCTR =Vmin{VNi (i=1~m)}。
在此值得一提的是，可控電流源CSi(i=1~m)必需要有足夠的壓降才能維持成定電流源(constant current source)。然而，由於每一組發光二極體串LLBi(i=1~m)的負載特性可能都不盡相同，所以不同的發光二極體串LLBi(i=1~m)在各自所對應之可控電流源CSi(i=1~m)上所造成的壓降就會不同。因此，過大的壓降將會造成可控電流源CSi(i=1~m)產生過大的功率浪費(power dissipation)，從而降低可控電流源CSi(i=1~m)的效率(efficiency)。
有鑒於此，本實施例特別地利用可控電流源CSi(i=1~m) 之最小壓降以作為控制電壓VCTR 的原因乃是為了要避免可控電流源CSi(i=1~m)產生過大的功率浪費。因此，只要交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VLED 得以讓可控電流源CSi(i=1~m)具備有足夠的壓降而能維持成定電流源即可。當然，在本發明的其他實施例中，亦可依據不同的應用而利用可控電流源CSi(i=1~m)之最大壓降(maximum voltage drop)或者是可控電流源CSi(i=1~m)之平均壓降(average voltage drop)來作為控制電壓VCTR ，一切端視實際設計需求而決定。
再者，圖5繪示為本發明一實施例之脈寬調變控制單元105的示意圖。請參照圖5，脈寬調變控制單元包括有回授單元(feedback unit)501與脈寬調變訊號產生器(PWM signal generator)503。其中，回授單元501用以接收平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR 與交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VL ，並依據所接收之控制電壓VCTR 與直流輸出電壓VL 間的等式(容後再詳述)而輸出回授訊號(feedback signal)VFB 。另外，脈寬調變訊號產生器503耦接回授單元501，用以依據回授單元501所輸出之回授訊號VFB 而適應性地輸出與調整脈寬調變訊號VPWM (例如調整脈寬調變訊號VPWM 的責任週期(duty cycle))，藉以切換(亦即導通與關閉)功率開關Q。
更清楚來說，圖6繪示為本發明一實施例之回授單元501的示意圖。請合併參照圖5與圖6，回授單元501包括有電阻(resistor)R1~R4、光耦合器(photo-coupler)601、電容C，以 及穩壓元件(regulator)603。其中，電阻R1的第一端用以接收交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VL 。電阻R2的第一端耦接電阻R1的第二端，而電阻R2的第二端則耦接至安全地SGND。電阻R3的第一端用以接收平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR ，而電阻R3的第二端則耦接電阻R1的第二端。電阻R4的第一端用以接收交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VL 。
光耦合器601具有輸入側(input side)ISD與輸出側(output side)OSD。其中，光耦合器601之輸入側ISD的第一端耦接電阻R4的第二端，光耦合器601之輸出側OSD的第一端用以輸出回授訊號VFB ，而光耦合器601之輸出側OSD的第二端則耦接危險地DGND。電容C的第一端接光耦合器601之輸入側ISD的第二端，而電容C的第二端則耦接電阻R1的第二端。在此值得一提的是，光耦合器601所需的偏壓(bias)係由電阻R4所提供。
於本實施例中，穩壓元件603例如可以採用編號為TL431的積體電路(integrated circuit,IC)，但並不限制於此。其中，穩壓元件603的正端(亦稱陽極)耦接安全地SGND，穩壓元件603的負端(亦稱陰極)耦接光耦合器601之輸入側ISD的第二端，而穩壓元件603的參考輸入端則耦接至電阻R1的第二端。
基於上述，回授單元501所接收之控制電壓VCTR 與直流輸出電壓VL 間的等式(equation)可以表示如下公式2 ：K=A*VL +B*VCTR …公式2
其中，K為一預設數值，且為穩壓元件603所內建的基準電壓(亦即2.5V)；A為一係數，且可表示為A=R1/[R1+(R2//R3)]，而R1~R3分別為電阻R1~R3的阻值；B為另一係數，且可表示為B=R3/[R3+(R1//R2)]；VL 為直流輸出電壓VL 的電壓值；以及VCTR 為控制電壓VCTR 的電壓值。
基此，公式2 則可以改寫成如下公式3 ：2.5V=R1/[R1+(R2//R3)]*VL +R3/[R3+(R1//R2)]*VCTR …公式3
據此，當平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR 高於2.5V時，則表示此時交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VLED 過高。有鑒於此，依據回授單元501所接收之控制電壓VCTR 與直流輸出電壓VL 間的等式(亦即公式2 )可知，直流輸出電壓VL 必須下降，其係因控制電壓VCTR 上升。因此，脈寬調變訊號產生器503所產生的脈寬調變訊號VPWM 之責任週期便會反應於回授單元501所輸出的回授訊號VFB 而變窄/變小，從而降低直流輸出電壓VL 。另一方面，由於交直流電源轉換級101所產生之兩個直流輸出電壓VLED 與VL 間的比例關係即為隔離變壓器T之兩個二次側NS1 與NS2 的匝數比，所以一旦降低直流輸出電壓VL 就會連帶降低直流輸出電壓VLED 。也亦因如此，平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR 也會跟著下降，藉以穩定在2.5V。
相反地，當平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR 低於 2.5V時，則表示此時交直流電源轉換級101所產生的直流輸出電壓VLED 過低。有鑒於此，依據回授單元501所接收之控制電壓VCTR 與直流輸出電壓VL 間的等式(亦即公式2 )可知，直流輸出電壓VL 必須提升，其係因控制電壓VCTR 下降。因此，脈寬調變訊號產生器503所產生的脈寬調變訊號VPWM 之責任週期便會反應於回授單元501所輸出的回授訊號VFB 而變寬/變大，從而提升直流輸出電壓VL 。另一方面，由於交直流電源轉換級101所產生之兩個直流輸出電壓VLED 與VL 間的比例關係即為隔離變壓器T之兩個二次側NS1 與NS2 的匝數比，所以一旦提升直流輸出電壓VL 就會連帶提升直流輸出電壓VLED 。也亦因如此，平衡線路103所輸出的控制電壓VCTR 也會跟著提升，藉以穩定在2.5V。
綜上所述，本發明所提出的發光二極體驅動裝置係利用平衡線路來平衡流經所有發光二極體串的電流。如此一來，即可達到均流(因流經每一發光二極體的電流都相同)的目的；另外，本發明所提出的發光二極體驅動裝置得以在未採用任何升壓轉換器的條件下，依據交直流電源轉換級所產生的一組獨立直流輸出電壓(VL )與平衡線路所提供之控制電壓(VCTR )間的等式(公式2 )來控制脈寬調變控制單元，藉以間接改變交直流電源轉換級所產生之用以直接驅動所有發光二極體串的直流輸出電壓(VLED )(亦即藉由改變VL 以連帶改變VLED 的間接方式)。如此一來，即可達到低成本(因未採用任何升壓轉換器)、高效率與高穩定度(因VL 的負載變化相對於VLED 的負載變化來得更小且更穩定)的目 的。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
10‧‧‧發光二極體驅動裝置
101‧‧‧交直流電源轉換級
103‧‧‧平衡線路
105‧‧‧脈寬調變控制單元
20‧‧‧發光二極體背光模組
LLBi(i=1~m)‧‧‧發光二極體串
VAC ‧‧‧交流輸入電壓
VLED 、VL ‧‧‧直流輸出電壓
VCTR ‧‧‧控制電壓
VPWM ‧‧‧脈寬調變訊號

Claims (17)

  1. 一種發光二極體驅動裝置，包括：一交直流電源轉換級，用以接收一交流輸入電壓，並依據一脈寬調變訊號來轉換該交流輸入電壓，藉以產生具有一比例關係的一第一與一第二直流輸出電壓，其中該第一直流輸出電壓用以同時驅動多組並列的發光二極體串，並且該交直流電源轉換級包括：一隔離變壓器，具有一一次側、一第一二次側與一第二二次側，其中該一次側的第一端用以接收該交流輸入電壓；一功率開關，其第一端耦接該一次側的第二端，其第二端接至一第一接地電位，而其控制端則用以接收該脈寬調變訊號；一第一整流濾波單元，與該第一二次側並接，用以對該一次側所接收到之該交流輸入電壓反應在該第一二次側的交流電壓進行整流與濾波，藉以輸出該第一直流輸出電壓；以及一第二整流濾波單元，與該第二二次側並接，用以對該一次側所接收到之該交流輸入電壓反應在該第二二次側的交流電壓進行整流與濾波，藉以輸出該第二直流輸出電壓；一平衡線路，耦接該些發光二極體串，用以平衡流經該些發光二極體串的電流，並且適應性地調整該些發光二極體串的壓降，藉以輸出一控制電壓；以及一脈寬調變控制單元，耦接該交直流電源轉換級與該平衡線路，用以接收該控制電壓與該第二直流輸出電壓，並據以產生該 脈寬調變訊號給該交直流電源轉換級。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第一整流濾波單元包括：一第一二極體，其陽極耦接該第一二次側的第一端，而其陰極則用以輸出該第一直流輸出電壓；以及一第一電容，其第一端耦接該第一二極體的陰極，而其第二端則耦接至一第二接地電位。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第二整流濾波單元包括：一第二二極體，其陽極耦接該第二二次側的第一端，而其陰極則用以輸出該第二直流輸出電壓；以及一第二電容，其第一端耦接該第二二極體的陰極，而其第二端則耦接至該第二接地電位。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第一整流濾波單元更包括：一第三二極體，其陽極耦接至該第二接地電位，而其陰極則耦接至該第一二極體的陰極；以及一第一電感，耦接於該第一二極體的陰極與該第一電容的第一端之間。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第二整流濾波單元更包括：一第四二極體，其陽極耦接至該第二接地電位，而其陰極則 耦接至該第二二極體的陰極；以及一第二電感，耦接於該第二二極體的陰極與該第二電容的第一端之間。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第一與該第二二次側各別具有第一端、第二端以及中間抽頭端。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第一整流濾波單元包括：一第一二極體，其陽極耦接該第一二次側的第一端；一第一電感，其第一端耦接該第一二極體的陰極，而其第二端則用以輸出該第一直流輸出電壓；一第一電容，其第一端耦接該第一電感的第二端，而其第二端則耦接至該第一二次側的中間抽頭端與一第二接地電位；以及一第二二極體，其陽極耦接該第一二次側的第二端，而其陰極則耦接至該第一二極體的陰極。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之發光二極體驅動裝置，其中該第二整流濾波單元包括：一第三二極體，其陽極耦接該第二二次側的第一端；一第二電感，其第一端耦接該第三二極體的陰極，而其第二端則用以輸出該第二直流輸出電壓；一第二電容，其第一端耦接該第二電感的第二端，而其第二端則耦接至該第二二次側的中間抽頭端與該第二接地電位；以及一第四二極體，其陽極耦接該第二二次側的第二端，而其陰 極則耦接至該第三二極體的陰極。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體驅動裝置，其中該比例關係為該第一與該第二二次側的匝數比。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體驅動裝置，其中該平衡線路更具備有接收一調光訊號以調整該些發光二極體串之亮度的能力。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之發光二極體驅動裝置，其中該平衡線路包括：多個可控電流源，受控於該調光訊號，且第i個可控電流源耦接於第i組發光二極體串與一第二接地電位之間，其中i為正整數；以及一控制單元，耦接該些可控電流源，用以依據一參考電壓來選取該些可控電流源之一最小壓降以作為該控制電壓。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體驅動裝置，其中該脈寬調變控制單元包括：一回授單元，用以接收該控制電壓與該第二直流輸出電壓，並依據該控制電壓與該第二直流輸出電壓間的一等式而輸出一回授訊號；以及一脈寬調變訊號產生器，耦接該回授單元，用以依據該回授訊號而適應性地輸出與調整該脈寬調變訊號。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之發光二極體驅動裝置，其中該等式為K=A*VL +B*VCTR ， 其中，K為一預設數值；A與B分別為一係數；VL 為該第二直流輸出電壓的電壓值；以及VCTR 為該控制電壓的電壓值。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之發光二極體驅動裝置，其中該回授單元包括：一第一電阻，其第一端用以接收該第二直流輸出電壓；一第二電阻，其第一端耦接該第一電阻的第二端，而其第二端則耦接至一第二接地電位；一第三電阻，其第一端用以接收該控制電壓，而其第二端則耦接該第一電阻的第二端；一第四電阻，其第一端用以接收該第二直流輸出電壓；一光耦合器，具有一輸入側與一輸出側，其中該輸入側的第一端耦接該第四電阻的第二端，該輸出側的第一端用以輸出該回授訊號，而該輸出側的第二端則耦接至該第一接地電位；一電容，其第一端接該輸入側的第二端，而其第二端則耦接該第一電阻的第二端；以及一穩壓元件，其正端耦接至該第二接地電位，其負端耦接該輸入側的第二端，而其參考輸入端則耦接至該第一電阻的第二端。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之發光二極體驅動裝置，其中該穩壓元件為一積體電路。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之發光二極體驅動裝置，其 中該積體電路的編號為TL431。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之發光二極體驅動裝置，其中該預設數值為該穩壓元件所內建的一基準電壓；A=R1/[R1+(R2//R3)]；以及B=R3/[R3+(R1//R2)]，其中，R1~R3分別為該第一至該三電阻的阻值。
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