TWI494081B - 心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統 - Google Patents

心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統 Download PDF

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Description

心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統
本發明係關於數位訊號處理之技術領域，尤指一種心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統。
由於心電圖需連續記錄心電圖信號，實是醫療儀器系統的記憶體無法負擔。以目前的多導式無磁帶心電圖霍特系統(multileadtapeless ECG Holter system)為例，其使用半導體記憶體以作為儲存媒體。該半導體記憶體必須要儲存系統程式以及三個導程連續24小時的心電圖信號，儲存這些資料幾乎需要大量的記憶體，因此導致許多醫療儀器在成本上的提昇。
由於心電圖的資料龐大，記錄時間長，因此有許多心電圖訊號壓縮技術被提出，以降低成本。因此，目前醫療儀器都使用了資料壓縮方法來降低成本。心電圖信號經壓縮後可節省記憶體空間，以方便將心電圖資料加入一中央資料庫中，以便日後治療者的分析與比較。由於壓縮後資料量變小，可即時地(real time)經由一有線或無線通道傳輸，藉此可將習知的心率監視系統整合至一可攜式裝置中，便可24小時監視患者的心率。
如圖1所示，其係一心電圖(electrocardiogram,ECG)訊號之示意圖。心電圖訊號中重要的資訊幾乎集中在P、Q、R、S、及T波形上，包括它們的位置、形狀、大小等。 其中，P波形代表的是心房(心臟的接收室)的效應，左心房接收的是來自於肺部充滿了氧氣的血液而右心房則接收來自全身已經沒有氧氣的血液，這效應約90毫秒(ms)。心電圖下一部分是QRS複合波形(QRS-complex)，代表心室(心臟的傳送室)的效應，左心室將充滿氧氣的血液送達全身而右心室則將已經沒有氧氣的血液送至肺部，效應約80毫秒(ms)。在QRS複合波形出現的這段時間，心房逐漸恢復並準備重複另一週期。在T波形時，心室也逐漸恢復並準備下一個週期。相鄰兩個QRS複合波形或R波形與R波形之間的時間便是心跳頻率的倒數。不管使用任何一種壓縮技術，須盡可能保留這些資訊。
習知技術均只考量心電圖訊號的壓縮，其主要係提昇該項技術的壓縮比(Compression Ratio,CR)。然而隨著時代的進步，不論是快閃記憶體、動態記憶體、或是硬碟，其儲存容量大幅提升，使得壓縮比不再是心電圖壓縮的首要目標，反而是失真率的抑制可提供良好的重建訊號，俾讓診療者(醫師)做出最正確的判斷。因此，前述心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統仍有予以改善之需要。
本發明之主要目的係在提供一種心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統，其具有良好的壓縮比，並具有低的失真率，經解壓縮後，能有好的品質得分(Quality score)。
依據本發明之一特色，本發明提出一種心電圖訊號壓縮系統，包括一正規化裝置、一離散餘弦轉換裝置、一絕對值及量化裝置、一差值編碼裝置、一第一可變長度編碼裝置、一正負號及差值裝置、一第二可變長度編碼裝置、及一混合器。該正規化裝置接收N個心電圖訊號，對該N個心電圖訊號執行正規化運算，以產生N個正規化訊號，當中N為正整數。該離散餘弦轉換裝置連接至該正規化裝置，其接收該N個正規化訊號，以執行離散餘弦運算，俾產生N個離散餘弦訊號。該絕對值及量化裝置連接至該離散餘弦轉換裝置，其接收該N個離散餘弦訊號，以執行絕對值運算及量化運算，俾產生N個量化振幅訊號。該差值編碼裝置連接至該絕對值及量化裝置，接收該N個量化振幅訊號，以對該N個量化振幅訊號執行差值編碼(DPCM)運算，而產生N個差值訊號。該第一可變長度編碼裝置連接至該差值編碼裝置，對該N個差值訊號執行可變長度編碼運算，以產生一第一資料流。該正負號及差值裝置連接至該離散餘弦轉換裝置，其接收該N個離散餘弦訊號，以記錄該N個離散餘弦訊號的正負號及差值，俾產生三個正負號之差值訊號。該第二可變長度編碼裝置連接至該正負號及差值裝置，對該三個正負號之差值訊號執行可變長度編碼運算，以產生一第二資料流。該混合器連接至該第一可變長度編碼裝置及該第二可變長度編碼裝置，以將該第一資料流及該第二資料流混合，而產生一壓縮心電圖資料流。
依據本發明之另一特色，本發明提出一種心電圖訊號解壓縮系統，包括一分析裝置(parser)、一第一可變長度解碼裝置、一差值解碼裝置、一反量化裝置、一第二可變長度解碼裝置、一還原差值及正負號預測裝置、一反離散餘弦轉換裝置、及一反正規化裝置。該分析裝置接收一壓縮心電圖資料流，分析該壓縮心電圖資料流，以產生一第一資料流及一第二資料流。該第一可變長度解碼裝置連接至該分析裝置，對該第一資料流執行可變長度解碼運算，以產生N個差值訊號，當中N為正整數。該差值解碼裝置連接至該第一可變長度解碼裝置，接收該N個差值訊號，以對該N個差值訊號執行差值解碼(DPCM)運算，而產生N個量化振幅訊號。該反量化裝置連接至該差值解碼裝置，其接收該N個量化振幅訊號，以執行反量化運算，俾產生N個離散餘弦訊號之反量化訊號。該第二可變長度解碼裝置連接至該分析裝置(parser)，對該第二資料流流執行可變長度解碼運算，以產生三個正負號之差值訊號。該還原差值及正負號預測裝置連接至該第二可變長度解碼裝置，其接收該三個正負號之差值訊號，執行還原差值及正負號預測運算，俾產生該N個離散餘弦訊號的正負號。該反離散餘弦轉換裝置連接至該反量化裝置及該還原差值及正負號預測裝置，其接收該N個離散餘弦訊號之反量化訊號及該N個離散餘弦訊號的正負號，以產生該N個離散餘弦訊號，並對該N個離散餘弦訊號執行反離散餘弦運算，俾產生N個正規化訊號。該反正規化裝置連接至該反離散餘 弦轉換裝置，接收N個正規化訊號，對該N個正規化訊號執行反正規化運算，以產生N個心電圖訊號。
圖2係本發明之心電圖訊號壓縮系統200之一實施例的方塊圖。該系統200包括一正規化裝置210、一離散餘弦轉換裝置220、一絕對值及量化裝置230、一差值編碼裝置240、一第一可變長度編碼裝置250、一正負號及差值裝置260、一第二可變長度編碼裝置270、及一混合器280。
本發明之心電圖訊號壓縮系統200每次的輸入有64筆訊號(64 samples/frame)，其經由壓縮法後，產生67筆壓縮位元流輸出。而每筆壓縮位元流是由霍夫曼碼以及差值表位址組成，其中3筆為記錄正負號，其餘64筆則為輸入訊號經轉換壓縮的結果，壓縮位元流的資料格式如圖3所示。
該正規化裝置210接收N個心電圖訊號，對該N個心電圖訊號執行正規化運算，以產生N個正規化訊號x(n)，當中N為正整數。於本實施例中，N為64。
該正規化裝置210一開始先將64筆輸入心電圖訊號執行正規化，其目的在於，經該離散餘弦轉換裝置220執行之第四型離散餘弦轉換(DCT-IV)後係數的動態範圍(即最大最小值)，可控制在較小的範圍內。如未做正規化，經轉換後的係數值會非常大，反而花費更多的位元表示。
而正規化又有兩個選擇，一為正規至-1~1，另一個則是正規至0~1。於本發明中，該正規化裝置210採用正規至-1~1的方式，原因在於相較於正規至0~1的方式，本發明轉換後的動態範圍較小。
依據MIT-BIH資料庫的心電圖訊號，其值介於0~2048之間，若要將其正規化至-1~1須將原始訊號減去1024後再除以1024，如圖4所示。圖4係本發明正規化裝置210之運作的示意圖。亦即，該正規化裝置210係分別對該N個心電圖訊號減去2K-1 ，再除以2K-1 ，以產生該N個正規化訊號x(n)，當中，K為該N個心電圖訊號的位元數。
該離散餘弦轉換裝置220連接至該正規化裝置210，其接收該N個正規化訊號，以執行離散餘弦運算，俾產生N個離散餘弦訊號X[k]。該離散餘弦轉換裝置220係第四型離散餘弦轉換(DCT-IV)裝置，其中，該N個離散餘弦訊號X[k]可用下列公式表示： 當中x(n)為該正規化訊號。
該N個離散餘弦訊號X[k]又稱為第四型離散餘弦轉換係數(DCT-IV coefficient)，其中k為係數X[k]的索引(index)。本發明中，N為64，即計算64點的DCT-IV，X[0]稱為DC值、X[1]~X[63]稱為AC值。
依據MIT-BIH資料庫編號100數據的前1~512筆的心電圖訊號為例，圖5(A)為將心電圖訊號正規化至-1~1之示意圖，圖5(B)為將心電圖訊號正規化至0~1之示意圖，圖5(C)為將心電圖訊號正規化至-1~1的DCT-IV係數之示意圖，圖5(D)為將心電圖訊號正規化至0~1的DCT-IV係數之示意圖。
由圖5(C)與圖5(D)的動態範圍，可觀察出正規化至-1~1的動態範圍較正規化至0~1的動態範圍小。動態範圍小的係數好處在於，經後續轉頻譜與量化的步驟，量化值的差距小且集中，將會有較好的壓縮效果，因此本發明採用正規化至-1~1。
由圖5(C)與圖5(D)，可觀察到訊號經DCT-IV轉換後，DCT-IV係數係數值呈現正負交替的現象。如圖1所示，心電圖是由PQRST波組成，而此獨特的現象常發生在心電圖為非QRS複合波的時候。原因在於輸入波為非QRS波時，訊號的大小非常接近但會劇烈擺動(高頻)。因此，為了探討與解釋此現象，假設輸入訊號為一定值1帶入DCT-IV數學模型，即x(n)=1，代入公式(1)，可得到：
式子(2)等同於將加總起來。將加總的結果，如圖6所示。圖6係本發明輸入為定值1、N=64、代入DCT-IV數學模型計算的結果 之示意圖，與圖5(C)與圖5(D)一樣有正負交替的特性。這物理特性意味著當非QRS複合波發生時，訊號會微幅且頻繁地擺動，訊號乘上DCT-IV數學模型中的餘弦函數加總後，餘弦函數所導致有正負交替的現象發生，此規律性有助於壓縮比的提升。圖7係本發明輸入為定值1、N=64、代入DCT-IV數學模型計算的結果之虛擬碼(Pseudo code)的示意圖。
該絕對值及量化裝置230連接至該離散餘弦轉換裝置220，其接收該N個離散餘弦訊號X[k]，以執行絕對值運算及量化運算，俾產生N個量化振幅訊號。其中，該絕對值及量化裝置230具有一第一量化步階step1(quantization step)及一第二量化步階step2(quantization step)，其對該N個離散餘弦訊號進行絕對值運算，以產生N個絕對值離散餘弦訊係數，再依據該第一量化步階及該第二量化步階，對該N個絕對值離散餘弦訊係數執行量化運算，俾產生該N個量化振幅訊號。
該正負號及差值裝置260記錄第四型離散餘弦轉換係數(DCT-IV coefficient)的正負號，而該絕對值及量化裝置230將其係數值取絕對值。觀察DCT-IV的頻譜特性，如圖8(B)。
圖8(A)及圖8(B)分別為本發明N個離散餘弦訊號X[k]及其頻譜之示意圖，或是DCT-IV係數及DCT-IV頻譜之示意圖。由圖8(B)可看出將係數取絕對值後，即心電圖的 頻譜能量，能量集中在低頻，中高頻的能量值都比較低。為了達到低失真率，之後的量化策略採用非均勻量化的方式，中低頻的量化區間(Step)較大，採用該第一量化步階step1，高頻的量化區間(Step)較小，該第二量化步階step2。
依據MIT-BIH資料庫中48組心律不整的心電圖訊號之DCT-IV頻譜，該48組DCT-IV頻譜之值域範圍介於0~40之間，同時考量頻譜特性，本發明採用非均勻量化。DCT-IV頻譜索引(index)值為(0)~(39)時，採用10位元記錄頻譜量化值Q並採用該第一量化步階step1為0.039，Q=10bit、step1=0.039。DCT-IV頻譜索引(index)值為(40)~(63)時，採用11位元記錄頻譜量化值Q並採用該第二量化步階step2為0.02，Q=11bit、step2=0.02。圖9(A)、圖9(B)、及圖9(C)為該絕對值及量化裝置230之運作示意圖，其將DCT-IV頻譜值除以量化步階(step1,step2)然後取最接近的整數值，即四捨五入後得到頻譜量化值Q。圖10為本發明之DCT-IV頻譜量化值Q的示意圖。
該差值編碼裝置240連接至該絕對值及量化裝置230，接收該N個量化振幅訊號，以對該N個量化振幅訊號執行差值編碼(DPCM)運算，而產生N個差值訊號。
將DCT-IV頻譜值以非均勻方式量化後，觀察圖10的DCT-IV頻譜量化值Q。由於Q值前後很接近，因此適合使用差值編碼的方式來壓縮，使用此方法屬無失真壓縮並且可讓壓縮比上升，而記錄目前量化值與前一個量化值的差異值的方法稱為差值編碼(DPCM)，亦即 Diff(i)=Q(i)-Q(i-1)，但前面幾筆資料的Q值差距較大，用前後差值的方式反而會需要更多的位元，因此，前兩筆資料先減去一固定值(64、16)。圖11(A)及圖11(B)係本發明該差值編碼裝置240之運作示意圖。如圖所示，其中：Diff(0)=Q(0)-64，Diff(1)=Q(1)-16，Diff(i)=Q(i)-Q(i-1),i=2~63。 (3)
圖12(A)及圖12(B)係分別本發明DCT-IV頻譜量化值Q及量化值的差值Diff之示意圖。其藉由差值的方式可以有效節省位元數。以圖12(B)為例，圖12(B)使用差值編碼後所涵蓋的範圍-10~10，其較圖12(A)量化值所涵蓋的範圍0~70小的許多，因此原本量化值Q使用差值Diff取代能夠有效降低位元數。
該第一可變長度編碼裝置250連接至該差值編碼裝置240，對該N個差值訊號執行可變長度編碼運算，以產生一第一資料流。其中，該第一可變長度編碼裝置250係對該N個差值訊號執行霍夫曼(Huffman)編碼，以產生該第一資料流。
圖13係本發明的一差值表格，圖14係本發明的一霍夫曼碼的表格。得到差值Diff後，該第一可變長度編碼裝置250根據大於0或小於0，計算差值Diff在圖13中差值表中相對應的位址與差值位元數，再由圖14中的霍夫曼表找出差值位元數所對應的霍夫曼碼。
以圖12(A)前4筆頻譜量化值Q(0)=70、Q(1)=26、Q(2)=15、Q(3)=10為例，則差值表示為Diff(0)=Q(0)-64、 Diff(1)=Q(1)-16、Diff(2)=Q(2)-Q(1)、Diff(3)=Q(3)-Q(2)。因此Diff(0)=6、Diff(1)=10、Diff(2)=-11、Diff(3)=-5。接著計算在圖13中的差值表所對應的欄位及位址如下：Diff(0)=6=110 差值位元數=3 位址=110；Diff(1)=10 差值位元數=2 位址=10；Diff(2)=-11 轉正 11=1011 取1的補數=0100 差值位元數=4 位址=0100；Diff(3)=-5 轉正 5=101 取1的補數=010 差值位元數=3 位址=010。
最後將差值位元數對應圖14中的霍夫曼碼如下：Diff(0) 差值位元數=3 霍夫曼碼=01000；Diff(1) 差值位元數=2 霍夫曼碼=011；Diff(2) 差值位元數=4 霍夫曼碼=01010；Diff(3) 差值位元數=3 霍夫曼碼=01000。
該第一可變長度編碼裝置250將霍夫曼碼+差值表位址作為該第一資料流而輸出如下：
圖15係本發明之差值編碼總位元數的示意圖。由圖15可知，差值為0的機率為43.28%，代表有43.28%的資料可以壓縮至1位元，同理，差值為1的機率為32.03%，代表有32.08%的資料可以壓縮至3位元，因此約有75%的資料可以壓縮至3位元以下。
該正負號及差值裝置260連接至該離散餘弦轉換裝置220，其接收該N個離散餘弦訊號，以記錄該N個離散 餘弦訊號的正負號及差值，俾產生三個正負號(FIRST、SECOND與THIRD)之差值訊號。其中，該正負號及差值裝置260對部分的該N個離散餘弦訊號之正負號進行修正，以產生三個修正正負號訊號Diff_FIRST、Diff_SECOND、Diff_THIRD(modified sign signal)。
前述討論第四型離散餘弦轉換係數(DCT-IV coefficient)之特性，可以利用心電圖DCT-IV之係數特有的正負號規律性應用在壓縮上。因為DCT-IV之係數有正負交替的現象，所以可採簡化方式，只記錄部分的正負號達到壓縮的效果，而不必把所有64筆正負號記錄下來。在發明中，只記錄了33筆的正負號，分別為索引(index)值為(0)~(31)與索引(index)值為(63)。此做法可以讓壓縮比提升約13.04%。針對這33筆做進一步壓縮，該正負號及差值裝置260將33筆正負號分為3個11筆的正負號資料串，分別為FIRST、SECOND與THIRD，後續進行差值與霍夫曼編碼更提升壓縮效率，可再提升壓縮比約5.76%。
FIRST代表DCT-IV係數索引(index)值為0~10的正負號資料串，SECOND代表索引(index)值為11~21的正負號資料串，THIRD代表索引(index)值為63與索引(index)值為22~31的正負號資料串，其中THIRD的最高為元為索引(index)值為63之離散餘弦訊號(X[63])的正負號。然而在大部分的情況下，正負號交替現象如圖5(C)所示，X[0]的正負號=1、X[1]的正負號=0、X[2]的正負號=1、...、X[63]的正負號=0，其中0代表正，1代表負。
因此該正負號及差值裝置260將FIRST、SECOND與THIRD減去或加上一固定值，方法如下所述。
在大部分情況下，FIRST為-683，SECOND為682，THIRD為682，如下所示：FIRST=101010101012 =-683，0：正，1：負，SECOND=010101010102 =682，THIRD=010101010102 =682。 (3)於是將：FIRST+683=Diff_FIRST，SECOND-682=Diff_SECOND，THIRD-682=Diff_THIRD。 (4)
藉由簡單的加減而把FIRST、SECOND與THIRD的值控制在較小的動態範圍，圖16(A)及圖16(B)係本發明該正負號及差值裝置260之運作示意圖。即差值Diff_FIRST、Diff_SECOND與Diff_THIRD，依照差值大於0或小於0計算差值表位址與差值位元數。如圖16(B)所示，若差值大於0，則差值為差值表位址，而用以表示位址所使用的位元數為差值位元數；若差值小於0，則需先將值轉正，再取1的補數，得到的值即為差值表位址，而用以表示位址所使用的位元數為差值位元數。
該第二可變長度編碼裝置270連接至該正負號及差值裝置260，對該三個正負號及差值訊號執行可變長度編碼運算，以產生一第二資料流。其中，該第二可變長度編碼裝置270係對該三個修正正負號訊號(modified sign signal)執行霍夫曼(Huffman)編碼，以產生該第二資料流。
圖17係本發明的另一差值表格，圖18係本發明的另一霍夫曼碼的表格。該第二可變長度編碼裝置270由差值可得到差值表位址與差值位元數，對應至如圖17的差值表。再使用差值位元數的出現機率產生圖18的霍夫曼表，再將差值位元數用霍夫曼編碼表示，最後該第二可變長度編碼裝置270依據霍夫曼碼+差值表位址，以產生該第二資料流。
以圖17中的差值表之差值位元數為3欄位為例，差值表位址000對應的值為-7、位址001對應的值為-6，依此類推，如圖19所示。圖19係差值位元數為3的差值表位址的示意圖。
當差值為正的情況，以Diff_FIRST=5為例，5以2進制表示為101，而101的位元數等於3，經由圖17及圖19查表方式得知差值5出現在差值位元數=3欄位且位址在101。再將得到的差值位元數經由圖18的霍夫曼表編碼，差值位元數=3對應的霍夫曼碼為1001110，因此最後的壓縮位元流表示為1001110 101。
當差值為負的情況，以Diff_FIRST=-5為例，首先須將差值由負轉正，5以2進制表示為101，再將101的作1的補數=010，010的位元數等於3，經由圖17及圖19查表方式得知差值-5出現在差值位元數=3欄位且位址在010。再將得到的差值位元數經由圖18的霍夫曼表編碼，因此最後的壓縮位元流表示為1001110 010。
依據差值位元數0~11所出現的機率，製造圖18的霍夫曼表，使用霍夫曼碼取代差值位元數可增加編碼效率。經過差值的計算與統計結果，加減過後差值出現0的機率超過50%，換言之，FIRST、SECOND與THIRD各需花11位元記錄，經過差值後，Diff_FIRST、Diff_SECOND與Diff_THIRD結果為0的次數占所有次數的1/2以上，再經由霍夫曼編碼，原本11位元的資料經壓縮後僅需用1位元記錄即可。圖20為本發明正負號壓縮流程的位元數總覽，有56.8%的機會可以把11位元的資料以1位元表示，38%的機率會用比原來還多的位元數表示且至多15位元。利用差值與霍夫曼無失真的方式在壓縮比上可得到效果。而所記錄的33筆DCT-IV係數正負號經壓縮後產生3筆壓縮位元流。
該混合器280連接至該第一可變長度編碼裝置250及該第二可變長度編碼裝置270，以將該第一資料流及該第二資料流混合，而產生一壓縮心電圖資料流。亦即，經壓縮流程後共有67筆壓縮位元流輸出，其中3筆為正負號壓縮位元流，另外64筆為轉換係數的壓縮位元流。
圖21係本發明之心電圖訊號解壓縮系統2100之一實施例的方塊圖。該解壓縮系統2100包括一分析裝置(parser)2110、一第一可變長度解碼裝置2120、一差值解碼裝置2130、一反量化裝置2140、一第二可變長度解碼裝置2150、一還原差值及正負號預測裝置2160、一反離散餘弦轉換裝置2170、及一反正規化裝置2180。
解壓縮系統2100可分為三部分，第一部分係關於3筆正負號壓縮位元流的解壓縮，以及其餘64筆壓縮位元流的解壓縮。接著第二部分係關於如何還原正負號與DCT-IV係數。最後第三部分係將還原後的DCT-IV係數經第四型離散餘弦逆轉換與解正規化後，得到重建訊號。
該分析裝置2110接收一壓縮心電圖資料流，分析該壓縮心電圖資料流，以產生一第一資料流及一第二資料流。
圖22係本發明壓縮心電圖資料流之示意圖。當解壓縮系統2100每次接收到67筆壓縮位元流，會先將前3筆壓縮位元流(第二資料流)透過圖18的霍夫曼表及圖17的差值表，解出其正負號差值。其餘的64筆壓縮位元流(第一資料流)則透過圖14的霍夫曼表與圖13的差值表，解出量化差值。
該第一可變長度解碼裝置2120，連接至該分析裝置2110，對該第一資料流執行可變長度解碼運算，以產生N個差值訊號，當中N為正整數。其中，該第一可變長度解碼裝置係對該第一資料流執行霍夫曼(Huffman)解碼，以產生該N個差值訊號。於本發明中，N為64。
由於霍夫曼編解碼具有唯一性，因此當解碼端接收到一連串的壓縮流，首先經由霍夫曼解碼與圖14的霍夫曼表找出差值位元數，此時可知道接續在霍夫曼碼後的差值位址佔有多少個位元，進而透過圖13的差值表得到差值。
以解碼端接收到一正負號壓縮位元流01000 010xxx…為例，透過圖14的霍夫曼表查表可得到霍夫曼碼01000所對應的差值位元數=3，代表01000接續的下3個位元(=010)表示差值表位址，因此可從圖13的差值表，差值位元數=3欄位且差值表位址=010，解出差值為-5。
圖23係本發明霍夫曼解壓縮之示意圖。無論是正負號壓縮位元流或是DCT-IV轉換係數的壓縮位元流，解壓縮的方法如圖23所示。兩者皆具有相同的差值表，但不同的地方在於，兩者有各自的霍夫曼表，以及得到差值後，還原正負號與頻譜量化值的方式稍有差異。
該差值解碼裝置2130連接至該第一可變長度解碼裝置2120，接收該N個差值訊號，以對該N個差值訊號執行差值解碼(DPCM)運算，而產生64個量化振幅訊號。
解碼端接收到DCT_IV coef.絕對值壓縮位元流，而可以解出所代表的差值，亦即Diff(i),i=0~63，接著如同前述該差值編碼裝置240，透過加減法與差值編碼還原頻譜量化值(或64個量化振幅訊號)。圖24係本發明該差值解碼裝置2130之運作示意圖。如圖所示，其中：Q(0)=Diff(0)+64，Q(1)=Diff(1)+16，Q(i)=Diff(i)+Q(i-1),i=2~63。 (5)
該反量化裝置2140連接至該差值解碼裝置2130，其接收該N個量化振幅訊號，以執行反量化運算，俾產生N個離散餘弦訊號之反量化訊號。其中，該反量化裝置具有一第一量化步階step1(quantization step)及一第二量 化步階step2，其依據該第一量化步階及該第二量化步階，對該N個量化振幅訊號執行反量化運算，俾產生N個離散餘弦訊號之反量化訊號。
圖25係本發明該反量化裝置2140之運作示意圖。反量化的動作為將頻譜量化值Q乘以量化步階(step1,step2)來還原。然而解量化後的數值皆為正數，並非真正DCT-IV係數，需再根據該第二可變長度解碼裝置2150及該還原差值及正負號預測裝置2160所還原與預測的64筆正負號對應至每個索引(index)，最後得到還原的DCT-IV係數。
該第二可變長度解碼裝置2150連接至該分析裝置2110，對該第二資料流執行可變長度解碼運算，以產生三個正負號及差值訊號。其中，該第二可變長度解碼裝置係對該第二資料流執行霍夫曼(Huffman)解碼，以產生該三個修正正負號訊號(modified sign signal)。
以解碼端接收到一正負號壓縮位元流1001110 010xxx…為例，透過圖18的霍夫曼表查表可得到霍夫曼碼1001110所對應的差值位元數=3，代表1001110接續的下3個位元(=010)表示差值表位址，因此可從圖17的差值表，差值圖18的數=3欄位且差值表位址=010，解出差值為-5。
該還原差值及正負號預測裝置2160連接至該第二可變長度解碼裝置2150，其接收該三個正負號之差值訊號，執行還原差值及正負號預測運算，俾產生該N個離散餘弦訊號的正負號。
其中，該還原差值及正負號預測裝置2160對該第一個修正正負號訊號(modified sign signal)減去一第一常數，該第二個及第三個修正正負號訊號(modified sign signal)加上一第二常數，而產生第一至第三暫時訊號，該還原差值及正負號預測裝置2160對該第一至第三暫時訊號進行正負號預測，俾產生該N個離散餘弦訊號的正負號。
圖26係本發明該還原差值及正負號預測裝置2160之運作示意圖。該還原差值及正負號預測裝置2160接收到正負號壓縮位元流可以解出所代表的差值，亦即Diff_FIRST、Diff_SECOND與Diff_THIRD。接著如該正負號及差值裝置260，透過加減法還原FIRST、SECOND與THIRD，如圖26所示，方法如下：FIRST=Diff_FIRST-683，SECOND=Diff_SECOND+682，THIRD=Diff_THIRD+682。 (6)
得到FIRST、SECOND與THIRD後，該正負號及差值裝置260還原了原始訊號DCT-IV係數X[0]~X[31]與X[63]的33筆正負號，其餘的31筆正負號使用預測的方式還原。
在壓縮流程時，因係數有正負交替的現象，所以只記錄33筆正負號值，因此在解壓縮時利用預測的方式將第32~62筆正負號還原，預測的方法是根據第63筆的正負值為依據。
當X[63]為正號值，即sign(63)=0時，預測X[62]為負號值，即predict_sign(62)=1，預測X[61]為正號值，即predict_sign(61)=0，依序類推，X[33]為正號值，即predict_sign(33)=0，X[32]為負號值，即predict_sign(32)=1。
當X[63]為負號值，即sign(63)=1時，預測X[62]為正號值，即predict_sign(62)=0，預測X[61]為負號值，即predict_sign(61)=1，依序類推，X[33]為負號值，即predict_sign(33)=1，X[32]為正號值，即predict_sign(32)=0。正負號還原的流程如圖26所示。
該反離散餘弦轉換裝置2170連接至該反量化裝置2140及該還原差值及正負號預測裝置2140，其接收該N個離散餘弦訊號之反量化訊號及該N個離散餘弦訊號的正負號，以產生該N個離散餘弦訊號X[k]，並對該N個離散餘弦訊號X[k]執行反離散餘弦運算，俾產生N個正規化訊號x[n]。其中，該反離散餘弦轉換裝置2170係第四型反離散餘弦轉換(IDCT-IV)裝置。
得到還原的DCT-IV係數後，接著計算第四型離散餘弦逆轉換，如圖27所示。圖27係該反離散餘弦轉換裝置2170之運作示意圖。N點的IDCT-IV數學模型定義如下： 其中，x[n]為該N個正規化訊號，X[k]為該N個離散餘弦訊號。
該反正規化裝置2180連接至該反離散餘弦轉換裝置2170，接收N個正規化訊號，對該N個正規化訊號執行反正規化運算，以產生N個心電圖訊號。
圖28係本發明該反正規化裝置2180之運作示意圖。其中，該反正規化裝置係分別對該N個正規化訊號乘以2K-1 ，再加上2K-1 ，以產生該N個心電圖訊號，當中，K為該N個心電圖訊號的位元數。
訊號壓縮方法中，有下列比較的指標：
(1)壓縮比(Compression ratio)：
(2)百分比均方根差(Percent rms difference)：
(3)品質得分(Quality score)：
(4)正規化百分比均方根差(Percent rms difference normailized)：
(5)均方根差(Root mean square)：
(6)訊號雜訊比(Signal to noise ratio)：
其中，Xs 為原始訊號，Xr 為重建訊號，為原始訊號平均，N為原始訊號總數。
本發明係針對三個較重要的的量測指標CR、PRD與QS做分析如下：
CR值為壓縮率，根據公式(8)，其分子為原始訊號儲存格式為16位元，分母為壓縮訊號的總位元數，代表把資料被壓縮的多寡，值越大需要的儲存空間越小。
PRD值代表失真率，代表重建後的訊號與原本的訊號誤差的程度，值越低失真越小。
QS值代表品質分數，分數越高表示越好的壓縮性能表現，因為CR與PRD值會互相影響，CR值高PRD值就高，CR值低PRD值就低，因此希望CR值高且PRD值低，故壓縮系統的壓縮方法必須在兩者做取捨(trade-off)，QS值能 直接反映出一個壓縮系統的壓縮方法的效能優不優異，取捨的好分數就越高。
壓縮方法的各個指標選擇使用MIT-BIH的48組心律不整資料庫檔案做為測試訊號，測試每組資料庫的量測指標結果如圖29、圖30與圖31所示。
在所有數據表現中，第201組有最好的CR值6.40，最差的CR值4.29出現在第107組；第201組有最好的PRD值0.18，最差的PRD值0.21出現在第116組；QS值方面，第201組有最好的QS值35.60，最差的QS值21.07出現在第116組。詳細的量測指標數據如表1所示。
本發明之壓縮系統與SangJoon Lee；Jungkuk Kim；Myoungho Lee在Biomedical Engineering,IEEE Transactions on,vol.58,no.9,pp.2448-2455,Sept.2011所發表的「A Real-Time ECG Data Compression and Transmission Algorithm for an e-Health Devic」論文[2]中視窗尺寸(window size)100%相同，可保留全部的DCT-IV係數，且輸入訊號以16位元為儲存格式。數據如表2所示。本發明有較好的CR值且PRD值更低，QS分數也高上許多，其它指標的表現也比較優異。
另外Bendifallah,A.；Benzid,R.；Boulemden,M.在Electronics Letters,vol.47,no.2,pp.87-89,January 2011所發表的「Improved ECG compression method using discrete cosine transform」論文[3]及Alam,M.S.；Rahim,N.M.S.在Electrical and Computer Engineering,2008.ICECE 2008.International Conference on,vol.,no., pp.53-58,20-22 Dec.2008所發表的「Compression of ECG signal based on its deviation from a reference signal using discrete cosine transform」論文[4]其輸入使用11位元的資料格式。為了比較，將其原本CR值乘以，星號*為已經縮放到同一尺度的結果，雖然論文[3]及論文[4]有較好的壓縮比，但是將PRD相對較大導致QS分數不高，整體的壓縮效能差了3~4倍。
本發明藉由第四型離散餘弦轉換係數的正負號關係與頻譜量化後的特性，以記錄差值的方式代表每筆資料，並保留全部的高頻資訊，最後搭配霍夫曼編碼增加壓縮效率。不同於習知的轉換編碼，本發明選擇保留高頻成分，而可有效降低失真率，且因為DCT-IV的頻譜量化值在高頻區域很相近，此特性有利於壓縮比的提升。
本發明的心電圖訊號壓縮系統及解壓縮系統使用MIT-BIH資料庫中的48組心律不整資料作為測試訊號，MIT-BIH資料庫的取樣率(sampling rate)為360Hz、類比至數位轉換解析度為11位元。所有48組測試結果CR=5.25、PRD=0.19、QS(quality-score)=29.93，並且與論文[2]、論文[3]及論文[4]比較，本發明的壓縮方法在QS值有非常突出的表現。QS是一種將CR值與PRD值都納入考量的量測指標，QS值越高表示演算法在CR值與PRD值兩著間有越好的取捨(trade-off)，代表本發明的壓縮方法的表現越優異。
由上述可知，本發明無論就目的、手段及功效，在在均顯示其迥異於習知技術之特徵，極具實用價值。惟應注意的是，上述諸多實施例僅係為了便於說明而舉例而已，本發明所主張之權利範圍自應以申請專利範圍所述為準，而非僅限於上述實施例。
200‧‧‧心電圖訊號壓縮系統
210‧‧‧正規化裝置
220‧‧‧離散餘弦轉換裝置
230‧‧‧絕對值及量化裝置
240‧‧‧差值編碼裝置
250‧‧‧第一可變長度編碼裝置
260‧‧‧正負號及差值裝置
270‧‧‧第二可變長度編碼裝置
280‧‧‧混合器
2100‧‧‧心電圖訊號解壓縮系統
2110‧‧‧分析裝置
2120‧‧‧第一可變長度解碼裝置
2130‧‧‧差值解碼裝置
2140‧‧‧反量化裝置
2150‧‧‧第二可變長度解碼裝置
2160‧‧‧還原差值及正負號預測裝置
2170‧‧‧反離散餘弦轉換裝置
2180‧‧‧反正規化裝置
圖1係一心電圖訊號之示意圖。
圖2係本發明之心電圖訊號壓縮系統之一實施例的方塊圖。
圖3係本發明之壓縮位元流的資料格式的示意圖。
圖4係本發明正規化裝置之運作的示意圖。
圖5(A)為將心電圖訊號正規化至-1~1之示意圖。
圖5(B)為將心電圖訊號正規化至0~1之示意圖。
圖5(C)為將心電圖訊號正規化至-1~1的DCT-IV係數之示意圖。
圖5(D)為將心電圖訊號正規化至0~1的DCT-IV係數之示意圖。
圖6係本發明輸入為定值1、N=64之DCT-IV數學模型計算的結果之示意圖。
圖7係本發明輸入為定值1、N=64之DCT-IV數學模型計算的結果之虛擬碼(Pseudo code)的示意圖。
圖8(A)及圖8(B)分別為本發明N個離散餘弦訊號X[k]及其頻譜之示意圖。
圖9(A)、圖9(B)、及圖9(C)為該絕對值及量化裝置之運作示意圖
圖10係本發明DCT-IV頻譜量化值Q的示意圖。
圖11(A)及圖11(B)係本發明差值編碼裝置之運作示意圖。
圖12(A)及圖12(B)係分別本發明DCT-IV頻譜量化值Q及量化值的差值Diff之示意圖
圖13係本發明的一差值表格的示意圖。
圖14係本發明的一霍夫曼碼表格的示意圖。
圖15係本發明之差值編碼總位元數的示意圖。
圖16(A)及圖16(B)係本發明正負號及差值裝置之運作示意圖。
圖17係本發明的另一差值表格的示意圖。
圖18係本發明的另一霍夫曼碼表格的示意圖。
圖19係差值位元數為3的差值表位址的示意圖。
圖20為本發明正負號壓縮流程的位元數總覽的示意圖。
圖21係本發明之心電圖訊號解壓縮系統之一實施例的方塊圖。
圖22係本發明壓縮心電圖資料流之示意圖。
圖23係本發明霍夫曼解壓縮之示意圖。
圖24係本發明差值解碼裝置之運作示意圖。
圖25係本發明反量化裝置之運作示意圖。
圖26係本發明還原差值及正負號預測裝置之運作示意圖。
圖27係本發明反離散餘弦轉換裝置之運作示意圖。
圖28係本發明反正規化裝置之運作示意圖。
圖29、圖30與圖31係資料庫的量測指標結果之示意圖。
200‧‧‧心電圖訊號壓縮系統
210‧‧‧正規化裝置
220‧‧‧離散餘弦轉換裝置
230‧‧‧絕對值及量化裝置
240‧‧‧差值編碼裝置
250‧‧‧第一可變長度編碼裝置
260‧‧‧正負號及差值裝置
270‧‧‧第二可變長度編碼裝置
280‧‧‧混合器

Claims (16)

  1. 一種心電圖訊號壓縮系統，包括：一正規化裝置，接收N個心電圖訊號，對該N個心電圖訊號執行正規化運算，以產生N個正規化訊號，當中N為正整數；一離散餘弦轉換裝置，連接至該正規化裝置，其接收該N個正規化訊號，以執行離散餘弦運算，俾產生N個離散餘弦訊號；一絕對值及量化裝置，連接至該離散餘弦轉換裝置，其接收該N個離散餘弦訊號，以執行絕對值運算及量化運算，俾產生N個量化振幅訊號；一差值編碼裝置，連接至該絕對值及量化裝置，接收該N個量化振幅訊號，以對該N個量化振幅訊號執行差值編碼(DPCM)運算，而產生N個差值訊號；一第一可變長度編碼裝置，連接至該差值編碼裝置，對該N個差值訊號執行可變長度編碼運算，以產生一第一資料流；一正負號及差值裝置，連接至該離散餘弦轉換裝置，其接收該N個離散餘弦訊號，以記錄該N個離散餘弦訊號的正負號，俾產生三個正負號之差值訊號；一第二可變長度編碼裝置，連接至該正負號及差值裝置，對該三個正負號之差值訊號執行可變長度編碼運算，以產生一第二資料流；以及 一混合器，連接至該第一可變長度編碼裝置及該第二可變長度編碼裝置，以將該第一資料流及該第二資料流混合，而產生一壓縮心電圖資料流。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該正規化裝置係分別對該N個心電圖訊號減去2K-1 ，再除以2K-1 ，以產生該N個正規化訊號，當中，K為該N個心電圖訊號的位元數。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該離散餘弦轉換裝置係第四型離散餘弦轉換(DCT-IV)裝置。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該N個離散餘弦訊號可用下列公式表示：，n=0,1,...,N-1，當中x(n)為該正規化訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該絕對值及量化裝置具有一第一量化步階(quantization step)及一第二量化步階(quantization step)，其對該N個離散餘弦訊號進行絕對值運算，以產生N個絕對值離散餘弦訊係數，再依據該第一量化步階及該第二量化步階，對該N個絕對值離散餘弦訊係數執行量化運算，俾產生該N個量化振幅訊號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該第一可變長度編碼裝置係對該N個差值訊號執行霍夫曼(Huffman)編碼，以產生該第一資料流。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該正負號及差值裝置對部分的該N個離散餘弦訊號之正負號進行修正，以產生三個修正正負號訊號(modified sign signal)。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之心電圖訊號壓縮系統，其中，該第二可變長度編碼裝置係對該三個修正正負號訊號(modified sign signal)執行霍夫曼(Huffman)編碼，以產生該第二資料流。
  9. 一種心電圖訊號解壓縮系統，包括：一分析裝置(parser)，其接收一壓縮心電圖資料流，分析該壓縮心電圖資料流，以產生一第一資料流及一第二資料流；一第一可變長度解碼裝置，連接至該分析裝置，對該第一資料流執行可變長度解碼運算，以產生N個差值訊號，當中N為正整數；一差值解碼裝置，連接至該第一可變長度解碼裝置，接收該N個差值訊號，以對該N個差值訊號執行差值解碼(DPCM)運算，而產生N個量化振幅訊號；一反量化裝置，連接至該差值解碼裝置，其接收該N個量化振幅訊號，以執行反量化運算，俾產生N個離散餘弦訊號之反量化訊號；一第二可變長度解碼裝置，連接至該分析裝置(parser)，對該第二資料流流執行可變長度解碼運算，以產生三個正負號及差值訊號； 一還原差值及正負號預測裝置，連接至該第二可變長度解碼裝置，其接收該三個正負號及差值訊號，執行還原差值及正負號預測運算，俾產生該N個離散餘弦訊號的正負號；一反離散餘弦轉換裝置，連接至該反量化裝置及該還原差值及正負號預測裝置，其接收該N個離散餘弦訊號之反量化訊號及該N個離散餘弦訊號的正負號，以產生該N個離散餘弦訊號，並對該N個離散餘弦訊號執行反離散餘弦運算，俾產生N個正規化訊號；以及一反正規化裝置，連接至該反離散餘弦轉換裝置，接收N個正規化訊號，對該N個正規化訊號執行反正規化運算，以產生N個心電圖訊號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該第一可變長度解碼裝置係對該第一資料流執行霍夫曼(Huffman)解碼，以產生該N個差值訊號。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該反量化裝置具有一第一量化步階(quantization step)及一第二量化步階，其依據該第一量化步階及該第二量化步階，對該N個量化振幅訊號執行反量化運算，俾產生N個離散餘弦訊號之反量化訊號。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該第二可變長度解碼裝置係對該第二資料流執行霍夫曼(Huffman)解碼，以產生該三個修正正負號訊號(modified sign signal)。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該還原差值及正負號預測裝置對該第一個修正正負號訊號(modified sign signal)減去一第一常數，該第二個及第三個修正正負號訊號(modified sign signal)加上一第二常數，而產生第一至第三暫時訊號，該還原差值及正負號預測裝置對該第一至第三暫時訊號進行正負號預測，俾產生該N個離散餘弦訊號的正負號。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該反離散餘弦轉換裝置係第四型反離散餘弦轉換(IDCT-IV)裝置。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該N個正規化訊號係以下列公式表示：，k=0,1,...,N-1，當中X[k]為該N個離散餘弦訊號。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之心電圖訊號解壓縮系統，其中，該反正規化裝置係分別對該N個正規化訊號乘以2K- 1，再加上2K-1 ，以產生該N個心電圖訊號，當中，K為該N個心電圖訊號的位元數。
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