TWI423731B - 發光二極體電流平衡電路 - Google Patents

Description

發光二極體電流平衡電路

本發明是有關於一種發光二極體(Light-Emitting Diode，簡稱LED)驅動技術，且特別是一種LED電流平衡電路。

LED的順向導通壓降在規格書上標示的理想值例如是3.3V，但是LED接上線路後實際的順向導通壓降必然會與3.3V這個理想值有所誤差，假使存在5%的誤差，則LED實際的順向導通壓降可能介於3.135V~3.465V。因此，即使是由相同數量、相同類型的LED串聯耦接所形成的燈串(light bar)，在各個燈串上仍然會產生不同的順向導通壓降，如果在各個燈串上施加相同的燈串電壓，各個燈串將會因為實際的順向導通壓降不相同的緣故而使流過各個燈串的電流不相同，當然各個燈串提供的亮度也就不相同。為了解決燈串實際的順向導通壓降不相同所造成流過的電流不均問題，電流平衡電路就成了LED燈串相當重要的驅動元件。

圖1為一種現有的單個LED燈串電流平衡電路的電路圖。請參照圖1，燈串11包括多個串聯耦接的發光二極體D1~Dn(n為正整數)，燈串11的順向導通壓降Vf1為每個發光二極體D1~Dn的順向導通壓降的總和。燈串11第一端接收燈串電壓VBUS來獲取導通所需的偏壓，燈串11第二端耦接至電流平衡電路。電流平衡電路包括電晶體Q、檢測電阻R及運算放大器OP，其中檢測電阻R檢測流過燈串11的電流值，運算放大器OP反相輸入端接收檢測電阻R所檢測的流過燈串11的電流值(其對應電流實際值)、非反相輸入端接收控制命令Vset(其對應電流設定值)再根據兩者差值從輸出端送出信號至電晶體Q控制端，以調整電晶體Q的 工作點來改變電晶體Q上的壓降，進而改變燈串11的順向導通壓降Vf1，使流過燈串11的電流實際值趨近電流設定值。

圖2為一種現有的多個LED燈串電流平衡電路的電路圖。請參照圖2，當使用多個LED燈串11~1m(m為正整數)時，每個燈串1i(i為1~m中任一正整數)第二端均需要耦接至一個如圖1所示的電流平衡電路，使流過每個燈串1i的電流值趨近控制命令Vset對應的電流設定值，進而使流過每個燈串1i的電流值相等或在一定誤差範圍內(即達到電流平衡)。當燈串11~1m數量越大(或m越大)時，所需要的電流平衡電路個數當然也越來越多，除了增加成本及線路面積外，每個電流平衡電路也會因為各自所包括的電晶體Q、檢測電阻R及運算放大器OP本身存在的誤差造成各個燈串1i間電流均流效果變差。

近年來有多款專用的LED控制器22積體電路已經被設計出來。LED控制器22例如將多個如圖1所示的電流平衡電路小型化集成到晶片上，每個電流平衡電路通過通道端CHi耦接至相應的燈串1i第二端，通常還可通過回授端FB控制直流至直流(DC/DC)轉換器21以調整燈串電壓VBUS值。雖然積體電路可達到更精確的控制及更小的線路面積，但積體電路的可靠度卻不如傳統線路，且因積體電路可承受的電流及功率損耗有限(一般小於60mA)，在高壓大電流的LED燈串應用上，反而還需要外加電晶體及其它元件來平衡電流，對設計者而言，非但不能節省成本，線路更趨複雜而不容易控制。

有鑑於此，本發明的目的就是在提供一種發光二極體(LED)電流平衡電路，採用電流鏡使流過各個燈串的電流達成平衡，並採 用一些手段而得以更穩定箝制流過各個燈串的電流。

為了達成上述目的及其它目的，本發明提出一種發光二極體電流平衡電路，用以驅動多個燈串，每個燈串均包括多個串聯耦接的發光二極體，每個燈串第一端均耦接至一燈串電壓。發光二極體電流平衡電路包括一直流至直流轉換器、一電流鏡、一參考電流產生器以及一電壓補償電路。直流至直流轉換器用以將一輸入電壓轉換為燈串電壓。電流鏡用以在開啟時根據一參考電流產生多個吸取電流，每個吸取電流提供至一相應的燈串第二端，使流過每個燈串電流達到平衡，並在關閉時使流過每個燈串電流值為零。參考電流產生器包括一第一雙極性電晶體、一可調並聯穩壓器、一第一電阻及一第二電阻，可調並聯穩壓器具有陰極端、陽極端及參考端，第一雙極性電晶體集極端耦接至一電源電壓及第一電阻第一端，第一雙極性電晶體基極端耦接至第一電阻第二端及可調並聯穩壓器陰極端，第一雙極性電晶體射極端耦接至可調並聯穩壓器參考端及第二電阻第一端，可調並聯穩壓器陽極端耦接至一接地，第二電阻第二端輸出參考電流。電壓補償電路包括多個第一二極體、一第二雙極性電晶體、一第三電阻至一第八電阻及一第一電容，每個第一二極體陰極端耦接至一相應的燈串第二端，每個第一二極體陽極端均耦接至第三電阻第一端及第四電阻第一端，第三電阻第二端耦接至可調並聯穩壓器參考端及第五電阻第一端，第四電阻第二端及第五電阻第二端分別耦接至第二雙極性電晶體基極端及集極端，第六電阻第一端及第二端分別耦接至第二雙極性電晶體射極端及接地，第七電阻第一端耦接至第二雙極性電晶體集極端及第一電容第一端，第七電阻第二端耦接至第八電阻第一端，第八電阻第二端耦接至第一電容第二端及接地，第八電阻第一端輸出一補償信號至直流至直流轉換器，補 償信號用以使直流至直流轉換器調整燈串電壓值。

本發明因採用的參考電流產生器可提供具有強壯抗電源電壓擾動特性的參考電流供電流鏡產生吸取電流到各個燈串，且電流鏡採用的架構較不受電晶體增益比影響，因此電流鏡可穩定箝制流過各個燈串的電流，並加入電壓補償電路檢測各個燈串端點電壓以便對各個燈串的順向導通壓降進行補償，除了確保具有不同順向導通壓降的各個燈串均可點亮外，還可使流過各個燈串的電流更加平衡，而且因不需採用專用的LED控制器且成本相較下相當低廉而更具競爭力。

為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。

首先需要說明的是，本領域具有通常知識者應當知道雙極性電晶體(Bipolar Junction Transistor，簡稱BJT)具有第一端(即集極端)、第二端(即射極端)及控制端(即基極端)，場效應電晶體(Field-Effect Transistor，簡稱FET)具有第一端(即汲極端)、第二端(即源極端)及控制端(即閘極端)，電阻(resistor)及電容(capacitor)均具有第一端及第二端，二極體、發光二極體及齊納二極體(Zener diode)均具有陽極端及陰極端，以下不再贅述。

圖3及圖4分別為依照本發明一較佳實施例的發光二極體(LED)電流平衡電路的方塊圖及電路圖。請同時參照圖3及圖4，LED電流平衡電路用以驅動多個燈串11~1m，每個燈串1i均包括多個串聯耦接的發光二極體D1~Dn，其中m、n均為正整數，i為1~m中任一正整數。每個燈串1i均具有第一端及第二端，每個燈串1i第一端均耦接至燈串電壓VBUS來獲取導通所需的偏壓。本 領域具有通常知識者應當知道為了讓這些燈串11~1m得以正常工作，在每個燈串1i中，發光二極體D1陽極端應耦接至燈串1i第一端，發光二極體Dk陰極端應耦接至發光二極體Dk+1陽極端，且發光二極體Dn陰極端應耦接至燈串1i第二端，其中k為1~(n-1)中任一正整數。這些燈串11~1m組成的LED光源可應用作為液晶顯示器的背光源，例如直下式或側面入光式背光源。

LED電流平衡電路包括直流至直流(DC/DC)轉換器31、參考電流產生器32、電流鏡33、電壓補償電路34、過壓檢測電路35以及調光電路36。

DC/DC轉換器31為降壓或升壓轉換器，用以將電源供應器(圖中未繪示)提供的常見5V、12V或24V等規格的直流輸入電壓VIN轉換為直流燈串電壓VBUS以驅動燈串11~1m。DC/DC轉換器31還接收電源開關信號Von-off、錯誤信號Vfault及補償信號Vcomp。其中，電源開關信號Von-off例如在高準位時可使DC/DC轉換器31動作以產生燈串電壓VBUS供給燈串11~1m及產生電源電壓VCC供給LED電流平衡電路內部電路，並在低準位時可使DC/DC轉換器31不動作而不再供電。

參考電流產生器32包括第一雙極性電晶體Q1、可調並聯穩壓器(programmable shunt regulator)TL1、第一電阻R1及第二電阻R2。其中，可調並聯穩壓器TL1積體電路最常見有德州儀器公司生產的TL431，其元件符號如圖5左圖所示具有陰極端、陽極端及參考端，其功能示意圖如圖5右圖所示。從圖5右圖可以看到，可調並聯穩壓器TL1內部具有一個定電壓源提供典型值2.5V的參考電壓VREF至運算放大器OP反相輸入端，運算放大器OP非反相輸入端耦接至參考端，只有在參考端電壓非常接近參考電壓VREF時，電晶體Q才會有一個穩定的非飽和電流流過，而且隨著參考 端電壓的微小變化，流過電晶體Q的電流將從1A~100mA變化。

在參考電流產生器32中，第一雙極性電晶體Q1集極端耦接至直流電源電壓VCC及第一電阻R1第一端，第一雙極性電晶體Q1基極端耦接至第一電阻R1第二端及可調並聯穩壓器TL1陰極端，第一雙極性電晶體Q1射極端耦接至可調並聯穩壓器TL1參考端及第二電阻R2第一端，可調並聯穩壓器TL1陽極端耦接至接地，第二電阻R2第二端輸出參考電流Iref。

在電源電壓VCC值大於恆流閾值時，第一雙極性電晶體Q1導通且可調並聯穩壓器TL1正常工作，可調並聯穩壓器TL1在參考端(或第二電阻R2第一端)電壓為定電壓而可作為直流電源電壓VEE供電給電壓補償電路34，因此參考電流產生器32由電源電壓VCC供電並可通過設定第二電阻R2電阻值來設定參考電流Iref值。在第二電阻R2電阻值決定後，參考電流Iref值亦被決定，故參考電流產生器32輸出的電壓(或第二電阻R2第二端電壓)亦被決定而為定電壓。參考電流產生器32定電壓、定電流的輸出可使電流鏡33更穩定地工作。如果可調並聯穩壓器TL1以積體電路TL431為例，第一雙極性電晶體Q1導通時集極端至射極端壓降約1V，可調並聯穩壓器TL1參考端電壓約2.5V，因此恆流閾值約3.5V。另外，電源電壓VCC值必然有一上限，這個上限主要由第一雙極性電晶體Q1導通時可承受的電流及功率損耗所決定。

電流鏡33耦接至參考電流產生器32及每個燈串1i第二端，用以在開啟時根據參考電流Iref產生多個吸取電流I1~Im，每個吸取電流Ii提供至相應的燈串1i第二端，使流過每個燈串1i的電流達到平衡，並在關閉時使流過每個燈串1i的電流值為零。

在本實施例中，電流鏡33包括多個匹配的第一電晶體Q11~ Q1m及第二電晶體Q22，每個第一電晶體Q1i及第二電晶體Q22均為NPN雙極性電晶體而具有第一端(即集極端)、第二端(即射極端)及控制端(即基極端)；但並非僅限於此，例如每個第一電晶體Q1i及第二電晶體Q22還可均為N通道場效應電晶體而具有第一端(即汲極端)、第二端(即源極端)及控制端(即閘極端)。每個第一電晶體Q1i第一端耦接至相應的燈串1i第二端以提供相應的吸取電流Ii，第二電晶體Q22第一端耦接至控制端而連接成二極體電晶體(diode-connected transistor)且第二電晶體Q22第一端還耦接至參考電流產生器32的第二電阻R2第二端以接收參考電流Iref，每個第一電晶體Q1i及第二電晶體Q22第二端均耦接至接地，每個第一電晶體Q1i及第二電晶體Q22控制端彼此耦接。電流鏡33在開啟時由於第一電晶體Q11~Q1m匹配的緣故，流入第一電晶體Q11~Q1m的吸取電流I1~Im值相等或在一定誤差範圍內(即達到電流平衡)，迫使流過每個燈串1i的電流同樣達到平衡，使燈串11~1m得以提供均勻的亮度。

在本實施例中，每個第一電晶體Q1i第二端更通過相應的電阻R1i耦接至接地，第二電晶體Q22第二端更通過相應的電阻R22耦接至接地，電阻R11~R1m可使第一電晶體Q11~Q1m產生的吸取電流I1~Im較不受電晶體增益比不匹配的影響，因此電阻R11~R1m被稱為退化電阻(degeneration resistor)。另外，通過將第二電晶體Q22控制端耦接至接地，使第二電晶體Q22及每個第一電晶體Q1i均截止，達到關閉電流鏡33的態樣；而當第二電晶體Q22控制端未耦接至接地，使第二電晶體Q22及每個第一電晶體Q1i均正常工作，達到開啟電流鏡33的態樣。

電壓補償電路34包括多個第一二極體D11~D1m、第二雙極性電晶體Q2、第三電阻至第八電阻R3~R8及第一電容C1，每個第 一二極體D1i陰極端耦接至相應的燈串1i第二端，每個第一二極體D1i陽極端均耦接至第三電阻R3第一端及第四電阻R4第一端，第三電阻R3第二端耦接至可調並聯穩壓器TL1參考端以接收電源電壓VEE，且第三電阻R3第二端還耦接至第五電阻R5第一端，第四電阻R4第二端及第五電阻R5第二端分別耦接至第二雙極性電晶體Q2基極端及集極端，第六電阻R6第一端及第二端分別耦接至第二雙極性電晶體Q2射極端及接地，第七電阻R7第一端耦接至第二雙極性電晶體Q2集極端及第一電容C1第一端，第七電阻R7第二端耦接至第八電阻R8第一端，第八電阻R8第二端耦接至第一電容C1第二端及接地，第八電阻R8第一端輸出補償信號Vcomp，補償信號Vcomp用以調整燈串電壓VBUS值。

假設每個燈串1i均包括13個發光二極體D1~D13，理想上燈串1i順向導通壓降42.9V，且假設此時電流鏡33的第一電晶體Q1i和電阻R1i壓降為1V，故理想上燈串電壓VBUS應為43.9V且燈串第二端電壓應為1V。但是，實際上各個燈串11~1m具有不同順向導通壓降，部分燈串(如燈串11)略大於42.9V而部分燈串(如燈串12)略小於42.9V，此時為了使各個燈串11~1m均可點亮，在點燈時施加的燈串電壓VBUS必須略大於43.9V使燈串11得以點亮，不過這樣卻造成燈串12第二端電壓太高，使電流鏡33中相應的第一電晶體Q11和電阻R11壓降太高，在燈串11~1m處於電流平衡下，電流鏡33中第一電晶體Q11和電阻R11會產生較多的功率損耗而減短使用壽命，因此本發明通過電壓補償電路34調整燈串電壓VBUS值以便在確保各個燈串均可點亮條件下減低電流鏡33的功率損耗。

由於理想上燈串第二端電壓為1V，且假設第一二極體D1i順向導通壓降為0.7V，因此理想上第一二極體D1i陽極端電壓為 1.7V，可設計在第一二極體D1i陽極端電壓大於1.7V時，第二雙極性電晶體Q2導通，迫使儲存於電容C1上的電壓下降，電容C1的壓降通過電阻R7和R8分壓以輸出補償信號Vcomp；而在第一二極體D1i陽極端電壓小於1.7V時，第二雙極性電晶體Q2截止，電源電壓VEE直接通過電阻R5、R7和R8分壓以輸出補償信號Vcomp。理想上補償信號Vcomp電壓值約為1V，當補償信號Vcomp電壓值小於1V時，DC/DC轉換器31調低輸出的燈串電壓VBUS值；當補償信號Vcomp電壓值大於1V時，DC/DC轉換器31調高輸出的燈串電壓VBUS值。由於電源電壓VCC值大於恆流閾值，電源電壓VEE為定電壓，假設第二雙極性電晶體Q2導通，此時第一二極體D1i陽極端電壓為(VEE-Vbe2)×[R4+(1+β)×R6]/[R3+R4+(1+β)×R6]，其中Vbe2為第二雙極性電晶體Q2導通時基極端至射極端壓降，β為第二雙極性電晶體Q2共射電流增益。因此，可通過設定電阻R3、R4和R6電阻值來設定第一二極體D1i陽極端電壓例如在大於1.7V時使第二雙極性電晶體Q2導通而在小於1.7V時使第二雙極性電晶體Q2截止。

過壓檢測電路35耦接至每個燈串1i第二端，用以在檢測到任一燈串第二端電壓超過過壓閾值時輸出錯誤信號Vault，錯誤信號Vault用以使燈串電壓VBUS值為零。

在本實施例中，過壓檢測電路35包括多個第二二極體D21~D2m、齊納二極體ZD1、第九電阻R9、第十電阻R10及第二電容C2。每個第二二極體D2i陽極端耦接至相應的燈串1i第二端，每個第二二極體D2i陰極端均耦接至齊納二極體ZD1陰極端，齊納二極體ZD1陽極端耦接至第九電阻R9第一端，第九電阻R9第二端耦接至第十電阻R10第一端及第二電容C2第一端，第十電阻R10第二端耦接至第二電容C2第二端及接地，第十電阻R10第一端輸出 錯誤信號Vfault。當燈串11~1m中任一燈串(如燈串11)第二端電壓超過過壓閾值而使得齊納二極體ZD1崩潰時，燈串11第二端電壓減去二極體D21順向壓降及齊納二極體ZD1崩潰電壓後的壓降將落在第九電阻R9和第十電阻R10，設計使第十電阻R10分得的電壓(即第十電阻R10第一端電壓)為高準位，可表示輸出錯誤信號Vfault。當燈串11~1m中任一燈串第二端電壓未超過過壓閾值而無法使齊納二極體ZD1崩潰時，將沒有壓降落在第九電阻R9和第十電阻R10，第十電阻R10分得的電壓為零或低準位，可表示未輸出錯誤信號Vfault。另外，可藉由使用不同崩潰電壓的齊納二極體來設計不同的過壓閾值，即設計當燈串中有多少個發光二極體短路時才輸出錯誤信號Vfault。

在電源電壓VCC值大於恆流閾值時，參考電流產生器32輸出定電流的參考電流Iref，使得電流鏡33根據參考電流Iref產生的吸取電流I1~Im為定電流，因此在電流鏡33開啟時將迫使流過燈串11~1m的電流為定電流，即燈串11~1m提供固定不變的亮度，此時需要採用數位調光實現調整LED光源亮度的功能。數位調光即是通過交替地開啟及關閉電流鏡33，使燈串11~1m一下發光(亮)一下不發光(暗)，若亮暗的切換頻率在100Hz以上，人眼將因視覺暫留的影響而感覺不到亮暗的變化，只能感覺到這個變化的平均值，即人眼只能感受到平均亮度且這個平均亮度與亮暗的比例成正比。因此，通過調整電流鏡33開啟及關閉的時間比例，進而調整燈串11~1m亮暗的比例，即可實現以數位調光方式調整LED光源亮度的功能。

在本實施例中，通過調光電路36交替地開啟及關閉電流鏡33。調光電路36耦接至參考電流產生器32及/或電流鏡33，從調光端DIM接收脈寬調變(Pulse-Width Modulation，簡稱PWM)信號 Vpwm，並根據PWM信號Vpwm交替地開啟及關閉參考電流產生器32及/或電流鏡33，而通過調整PWM信號Vpwm的脈寬(或責任週期)來調整電流鏡33開啟及關閉的時間比例。因此，即是通過脈寬可變的PWM信號Vpwm作為調光信號輸入調光電路36，以通過調光電路36交替地開啟及關閉電流鏡33來實現數位調光功能。

在本實施例中，調光電路36包括電晶體開關Q3~Q6及限流電阻R31~R34。在PWM信號Vpwm為低準位時，電晶體開關Q5截止、Q6導通，電流鏡33的電晶體Q11~Q1m和Q22基極端均耦接至接地而截止，不再產生吸取電流I11~I1m，表示電流鏡33被關閉。在PWM信號Vpwm為高準位時，電晶體開關Q5導通、Q6截止，調光電路36不影響電流鏡33的運作，表示電流鏡33被開啟。另外，在電源開關信號Von-off為低準位時，電晶體開關Q3截止、Q4導通，參考電流產生器32的第一雙極性電晶體Q1基極端耦接至接地而截止，且可調並聯穩壓器TL1陰極端及陽極端均耦接至接地而使參考電流Iref及電源電壓VEE均為零，表示參考電流產生器32被關閉。在電源開關信號Von-off為高準位時，電晶體開關Q3導通、Q4截止，調光電路36不影響參考電流產生器32的運作，表示參考電流產生器32被開啟。

圖6A及圖6B為圖4所示LED電流平衡電路的信號模擬圖，其中LED電流平衡電路驅動6個燈串11~16並設計流過燈串11~16的電流I1~I6為20mA。請先參照圖6A，在PWM信號Vpwm的責任週期為50%的條件下，可從模擬波形中看出吸取電流I1~I6值均相等或在一定誤差範圍內(即達到電流平衡)，使燈串11~16提供的亮度相等或在一定誤差範圍內。請再參照圖6B，假使電源電壓VCC為5V並存在擾動且擾動範圍為4V~9V，可從模擬波形中看出在這個4V~9V的擾動範圍內，吸取電流I1~I6值均沒有 改變，因此證明本發明的LED電流平衡電路具有強壯的抗電源擾動的特性。

圖7為圖4所示LED電流平衡電路的實際信號量測圖，其中LED電流平衡電路驅動6個燈串11~16並設計流過燈串11~16的電流I1~I6為20mA。請參照圖7，其為在PWM信號Vpwm的責任週期為1%、25%和50%條件下實際量測流過某一燈串的電流波形，可見當PWM信號Vpwm的脈寬改變時，流過燈串的電流會根據脈寬而改變，且每次改變過程中電流值均可維持在20mA條件下，因此在脈寬改變時(相當於責任週期改變時)仍然擁有相當好的線性有效電流調整。另外，實際量測流過燈串11~16的電流I1~I6分別為19.8mA、19.8mA、19.9mA、19.9mA、20.1和20.0mA，因此本發明LED電流平衡電路可提供接近1.5%的電流誤差調整率。

對於本發明調光方式，上述為採用數位調光(或稱為PWM調光)，然而本發明還可採用類比調光(或稱為直流調光)。因為在電源電壓VCC值小於恆流閾值時，第一雙極性電晶體Q1截止，參考電流產生器32輸出的參考電流Iref值由電源電壓VCC值所決定，因此通過可變的電源電壓VCC作為調光信號可實現類比調光。在採用類比調光時，調光電路36中用於數位調光的電路必須使其失效，例如將調光端DIM所接收的PWM信號Vpwm設定恆為高準位。

另外，本發明還可採用數位及類比混合調光達到更高的亮度對比，此時將第一雙極性電晶體Q1集極端及第一電阻R1第一端改成耦接至調光端DIM並由調光端DIM接收PWM信號Vpwm。在PWM信號Vpwm責任週期(如50%)大於責任週期閾值(如20%)時，PWM信號Vpwm在高準位致能期間電壓準位為定電壓且大於恆流閾值，此時相當於僅採用數位調光。在PWM信號Vpwm責任週期(如10%)小於責任週期閾值(如20%)時，PWM信號Vpwm在高準位致能期間 電壓準位為可變的且小於恆流閾值，且隨著PWM信號Vpwm責任週期越低，此時的高準位致能期間電壓準位會越低，相當於在採用數位調光的情形下進一步採用類比調光以便在低亮度時有更細膩的亮度對比。

綜上所述，本發明LED電流平衡電路因採用的參考電流產生器可提供具有強壯抗電源電壓擾動特性的參考電流供電流鏡產生吸取電流到各個燈串，且電流鏡採用的架構較不受電晶體增益比影響，因此電流鏡可穩定箝制流過各個燈串的電流，並加入電壓補償電路檢測各個燈串端點電壓以便對各個燈串的順向導通壓降進行補償，除了確保具有不同順向導通壓降的各個燈串均可點亮外，還可使流過各個燈串的電流更加平衡，而且因不需採用專用的LED控制器且成本相較下相當低廉而更具競爭力。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

11~1m‧‧‧燈串

21‧‧‧直流至直流(DC/DC)轉換器

22‧‧‧發光二極體(LED)控制器

CH1~CHm‧‧‧通道端

FB‧‧‧回授端

31‧‧‧直流至直流(DC/DC)轉換器

32‧‧‧參考電流產生器

33‧‧‧電流鏡

34‧‧‧電壓補償電路

35‧‧‧過壓檢測電路

36‧‧‧調光電路

DIM‧‧‧調光端

C1‧‧‧第一電容

C2‧‧‧第二電容

D1~Dn‧‧‧發光二極體

D11~D1m‧‧‧第一二極體

D21~D2m‧‧‧第二二極體

OP‧‧‧運算放大器

Q‧‧‧電晶體

Q11~Q1m‧‧‧第一電晶體

Q22‧‧‧第二電晶體

Q1‧‧‧第一雙極性電晶體

Q2‧‧‧第二雙極性電晶體

Q3~Q6‧‧‧電晶體開關

R‧‧‧檢測電阻

R1~R10‧‧‧第一電阻~第十電阻

R11~R1m、R22‧‧‧退化電阻

R31~R34‧‧‧限流電阻

TL1‧‧‧可調並聯穩壓器

ZD1‧‧‧齊納二極體

I1~Im‧‧‧吸取電流

Iref‧‧‧參考電流

VIN‧‧‧輸入電壓

VBUS‧‧‧燈串電壓

VCC、VCC1、VEE‧‧‧電源電壓

VREF‧‧‧參考電壓

Vcomp‧‧‧補償信號

Vf1~Vfm‧‧‧燈串導通壓降

Vfault‧‧‧錯誤信號

Von-off‧‧‧電源開關信號

Vpwm‧‧‧脈寬調變(PWM)信號

Vset‧‧‧控制命令

圖1為一種現有的單個LED燈串電流平衡電路的電路圖。

圖2為一種現有的多個LED燈串電流平衡電路的電路圖。

圖3及圖4分別為依照本發明一較佳實施例的LED電流平衡電路的方塊圖及電路圖。

圖5為圖4所示可調並聯穩壓器的元件符號及功能示意圖。

圖6A及圖6B為圖4所示LED電流平衡電路的信號模擬圖。

圖7為圖4所示LED電流平衡電路的實際信號量測圖。

11~1m‧‧‧燈串

31‧‧‧直流至直流(DC/DC)轉換器

32‧‧‧參考電流產生器

33‧‧‧電流鏡

34‧‧‧電壓補償電路

35‧‧‧過壓檢測電路

36‧‧‧調光電路

DIM‧‧‧調光端

D1~Dn‧‧‧發光二極體

I1~Im‧‧‧吸取電流

Iref‧‧‧參考電流

VIN‧‧‧輸入電壓

VBUS‧‧‧燈串電壓

VCC、VEE‧‧‧電源電壓

Vcomp‧‧‧補償信號

Vfault‧‧‧錯誤信號

Von-off‧‧‧電源開關信號

Vpwm‧‧‧脈寬調變(PWM)信號

Claims (10)

1. 一種發光二極體電流平衡電路，用以驅動多個燈串，每個燈串均包括多個串聯耦接的發光二極體，每個燈串第一端均耦接至一燈串電壓，該發光二極體電流平衡電路包括：一直流至直流轉換器，用以將一輸入電壓轉換為該燈串電壓；一電流鏡，用以在開啟時根據一參考電流產生多個吸取電流，每個吸取電流提供至一相應的燈串第二端，使流過每個燈串電流達到平衡，並在關閉時使流過每個燈串電流值為零；一參考電流產生器，包括一第一雙極性電晶體、一可調並聯穩壓器、一第一電阻及一第二電阻，該可調並聯穩壓器具有陰極端、陽極端及參考端，該第一雙極性電晶體集極端耦接至一電源電壓及該第一電阻第一端，該第一雙極性電晶體基極端耦接至該第一電阻第二端及該可調並聯穩壓器陰極端，該第一雙極性電晶體射極端耦接至該可調並聯穩壓器參考端及該第二電阻第一端，該可調並聯穩壓器陽極端耦接至一接地，該第二電阻第二端輸出該參考電流；以及一電壓補償電路，包括多個第一二極體、一第二雙極性電晶體、一第三電阻至一第八電阻及一第一電容，每個第一二極體陰極端耦接至一相應的燈串第二端，每個第一二極體陽極端均耦接至該第三電阻第一端及該第四電阻第一端，該第三電阻第二端耦接至該可調並聯穩壓器參考端及該第五電阻第一端，該第四電阻第二端及該第五電阻第二端分別耦接至該第二雙極性電晶體基極端及集極端，該第六電阻第一端及第二端分別耦接至該第二雙極性電晶體射極端及該接地，該第七電阻第一端耦接至該第二雙極性電晶體集極端及該第 一電容第一端，該第七電阻第二端耦接至該第八電阻第一端，該第八電阻第二端耦接至該第一電容第二端及該接地，該第八電阻第一端輸出一補償信號至該直流至直流轉換器，該補償信號用以使該直流至直流轉換器調整該燈串電壓值。
2. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體電流平衡電路，其中該電流鏡包括多個匹配的第一電晶體及一第二電晶體，每個第一電晶體及該第二電晶體均具有第一端、第二端及控制端，每個第一電晶體第一端耦接至一相應的燈串第二端以提供一相應的吸取電流，該第二電晶體第一端耦接至控制端且耦接至該第二電阻第二端以接收該參考電流，每個第一電晶體及該第二電晶體第二端均耦接至該接地，每個第一電晶體及該第二電晶體控制端彼此耦接。
3. 如申請專利範圍第2項所述之發光二極體電流平衡電路，其中每個第一電晶體及該第二電晶體均為雙極性電晶體或均為場效應電晶體。
4. 如申請專利範圍第2項所述之發光二極體電流平衡電路，其中每個第一電晶體及該第二電晶體第二端均通過一相應的電阻耦接至該接地。
5. 如申請專利範圍第2項所述之發光二極體電流平衡電路，其中該電流鏡在該第二電晶體控制端未耦接至該接地時開啟，並在該第二電晶體控制端耦接至該接地時關閉。
6. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體電流平衡電路，其中該發光二極體電流平衡電路更包括一過壓檢測電路，該過壓檢測電路耦接至每個燈串第二端，用以在檢測到任一燈串第二端 電壓超過一過壓閾值時輸出一錯誤信號至該直流至直流轉換器，該錯誤信號用以使該直流至直流轉換器調整該燈串電壓值為零。
7. 如申請專利範圍第6項所述之發光二極體電流平衡電路，其中該過壓檢測電路包括多個第二二極體、一齊納二極體、一第九電阻、一第十電阻及一第二電容，每個第二二極體陽極端耦接至一相應的燈串第二端，每個第二二極體陰極端均耦接至該齊納二極體陰極端，該齊納二極體陽極端耦接至該第九電阻第一端，該第九電阻第二端耦接至該第十電阻第一端及該第二電容第一端，該第十電阻第二端耦接至該第二電容第二端及該接地，該第十電阻第一端輸出該錯誤信號。
8. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體電流平衡電路，其中在該電源電壓值小於一恆流閾值時，該第一雙極性電晶體截止，該參考電流產生器輸出的該參考電流值由該電源電壓值所決定，通過可變的該電源電壓作為調光信號以實現類比調光。
9. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體電流平衡電路，其中在該電源電壓值大於一恆流閾值時，該第一雙極性電晶體導通且該可調並聯穩壓器正常工作，該參考電流產生器輸出定電流的該參考電流，該發光二極體電流平衡電路更包括一調光電路，該調光電路耦接至該參考電流產生器及/或該電流鏡，用以從一調光端接收一脈寬調變信號並根據該脈寬調變信號交替地開啟及關閉該參考電流產生器及/或該電流鏡，通過將脈寬可變的該脈寬調變信號作為調光信號以實現數位調光。
10. 如申請專利範圍第9項所述之發光二極體電流平衡電路，其中該第一雙極性電晶體集極端及該第一電阻第一端改成耦接至 該調光端，在該脈寬調變信號責任週期大於一責任週期閾值時，該脈寬調變信號在高準位致能期間電壓準位為定電壓且大於該恆流閾值，並在該脈寬調變信號責任週期小於該責任週期閾值時，該脈寬調變信號在高準位致能期間電壓準位為可變的且小於該恆流閾值。