1320989 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種高功因交直流電源轉換器， 尤其是提供兩條平行電能處理路徑之增壓反馳半級模 組及直流—直流轉換半級模組’並共用'-控制開關’ 可同時提高功率因數及控制直流輸出功率。 【先前技術】 目前交直流電源轉換器欲符合IEEE或IEC輸入 電流諸波規定，功率因數校正（Power Factor Correction) 是關鍵技術，因此目前交直流電源轉換器必須同時具 有功率因數校正及輸出調整等功能。首先，兩級交直 流電源轉換器（two-stage converter)之電路結構常被使 用，如第7,圖所示，其中，該大型電容21係設於該功 率因數校正級22與直流一直流轉換級23間之功率傳 輸路徑。另外，單級交直流電源轉換器之電路結構亦 被提出，如第8圖所示，其中，該兩功率級被整合為 單一功率級24，故該單級交直流電源轉換器之元件數 量與成本皆降低。但上述兩種結構皆具有部份功率重 覆處理或循環之缺點。 為了解決上述之問題，Y. Jiang，F. C. Lee, G. Hua，和W. Tang於1993年提出「新單相功率因數校 正方案（A novel single-phase power factor correction 5 1320989 scheme) j，且 Υ· Jiang 和 F. C. Lee 於 1994 年提出「單 級單相平行處理式功率因數校正方案（Single-stage single-phase parallel power factor correction scheme)」，其概念係將百分之六十八平均輸入功率經 單一轉換級輸出至負載，而只有剩下的百分之三十二 平均輸入功率需重覆處理兩次，但是上述所提出之方 案係須要多個控制開關及複雜的控制電路。 其它改善功率處理方法，如0. Garcia，J. A. Cobos，Ρ· Alou，R. Prieto, J. Uceda 和 S. Ollero 於 1997 年提出「具快速輸出電壓調整之單級交直流功率因數 校正轉換器（A new family of single-stage ac/dc power factor correction converters with fast output voltage regulation) j 及 J· Sebastian，P· J，Villegas, F. Nuno， O. Garcia，和J. Arau於1997年提出「利用雙輸入高 效率後段調整器改善動態響應之功率因數預校器 (Improving dynamic response of power-factor pre-regulators by using two-input high-efficient post-regulators)」，上述方法可使百分之五十之平均輸 入功率經一次處理，但具有多個開關、大容量電容、 輸入電壓受限制及金屬氧化物半導體場效電晶體 (metal-oxide semiconductor field-effect transistor, MOSFET)辅助驅動模組浮接（Floating)之等問題。 6 雖上述之習用技術，可改善功率處理方式 ，但各 有其缺點’故，該習用者係無法符合使用者於實際使 用時之所需。 【發明内容】 本發明主要目的係在於提出一交直流電源轉換 器，只須單迴路輸出回授控制，即能同時提高功率因 數及控制直流輸出功率，且額定容量比傳統串級處理 的方式小。 本發明係為一種高功因交直流電源轉換器，至少 包含一全波整流裝置、一增壓反馳半級模組、一大型 電容、一直流一直流轉換半級模組（可為順向（Forward) 式或返馳（Flyback)式）、一負載端及一控制開關。該全 波整流裝置係連接一單相交流電壓源，並傳送輸入功 率至增壓反馳半級模組，而該增壓反馳半級模組係由 一增壓轉換器及一反驰轉換器串接構成，並具有一輸 入端、一反馳輸出端及一增壓輸出端，該輸入端係接 收王波整’瓜养置所傳送之輸入功率，該反馳輸出端係 為上述反馳轉換器之輸出，該增壓輸出端係為上述增 壓轉換器之輸出，而該反馳輸出端係連接至負載端， 該增壓輸出端係經由大型電容及直流一直流轉換半級 模組連接至該負載端，且該增壓反馳半級模組及直 流一直流轉換半級模組皆連接至該控制開關，使該增 1320989 壓反馳半級模組與該直流一直流轉換半級模組提供兩 條平行電能處理路徑，並共用一控制開關。該增壓反 馳轉換器係在固定頻率及工作週期（Duty Ratio)和非 連續電流模式（discontinuous current mode，DCM)下運 轉，使輸入功率經該增壓反驰半級模組處理後，部分 直接輸出至負載端，部分暫存於大型電容，當直接輸 出功率不足時，該直流一直流轉換半級模組由大型電 容取出能量補償輸出之不足β 【實施方式】 凊參閱『第1Α圖』所示，係本發明之方塊示意 圖。如圖所示：本發明係一.種高功因交直流電源轉換 器’至少包含一全波整流裝置11、一增壓反驶半級模 組12、一 Α型電容13、一直流—直流轉換半級模組 14、一第一負載端15及一控制開關16，該全波整流 鲁裝置11輸入端係連接一單相交流電壓源1丨丨，該增壓 反馳半級模組12係具有一輸入端120、一增壓輸出端 1211及一反驰輸出端1221，該大型電容13係連接該 增壓反馳半級模組12之增壓輸出端12π，該直流— 直μ轉換半級模組14之輸入端係連接該大型電容 13，該第一負載端15係連接該增壓反馳半級模組12 之反馳輸出端1221及該直流一直流轉換半級模組14 之輸出端，該控制開關16係與該增壓反馳半級模組 12及直流一直流轉換半級模組14連接。藉此，即構 8 成一全新之高功因交直流電源轉換器β 請參閱『第1Β圖』所示：，係本發明之單閘雙輸出 增壓反驰半級模組電路放大示意圖。如圖所示：當輸 入交流電壓至一全波整流裝置11時，該全波整流裝置 11係將該交流電壓轉換為全波直流電壓，並將一輸入 功率傳至一增壓反驰半級模組12。該增壓反馳半級模 組12係包含一增麼轉換器（Boost Converter)121及一 反驰轉換器（Flyback Converter) 122 ’該增壓轉換器121 係包含一第一電感1212、一第一二極體1213、一第一 電容1214及一第二負載端1214;而該反馳轉換器122 係包含一第二二極體1222、一第一變壓器1223、一第 三二極體1224、一第二電容1225及一第三負載端 1226。上述之增壓轉換器121之第一電感1212及反馳 轉換器122之第一變壓器1223係於非連續電流模式 (discontinuous current mode，DCM)下操作。該增壓轉 換器121及反驰轉換器122之充電路徑係相互串接， 而放電路徑係分別連接至該第二負載端1215及第三 負載端1226。該增壓轉換器121及反驰轉換器122係 連接至一控制開關16，由該控制開關16控制該增壓 轉換器121及反驰轉換器122，其中，該控制開關16 係一金屬氧化物半導體場效電晶體（metal-oxide semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、閘極 隔離雙載子電晶體（insulated gate bipolar transistor， 1320989 IGBT)或其他功率電晶體（Power Transistor)。 请參閱『第2A圖』所示，係本發明第一實施例 之電路不意圖。如圖所示：本實施例之直流一直流轉 換半級模組14係為一順向轉換器（Forward Converter)，而一增壓反驰半級模組12.及上述之順向 轉換器14a係皆連接至一控制開M 16。該增壓反驰半 級模組12係包含一增壓轉換器、121及一反馳轉換器 122 ’增壓輸出端1211係為該增壓轉換器121之輪 出’並經一大型電容13及該順向轉換器Ma與一第一 負載端15連接’·一反馳輸出端1221係為該反馳轉換 器122之輸出’並直接連接至該第一負載端15，該順 向轉換H 14a係至少包含一第二變制uia、一第四 二極體142a、一第五二極體143a及一第二電感144a; 且該增堡反*驰半級模組12與該順向轉換器ua共用上 ί = 關16: T僅節省元件，亦可提供反驶轉換 ° —變壓器1223洩漏電感之電能回收路徑。 :控制開關16關閉時，該第—㈣器U23所储存之 /曳漏電感電能經由該該順向轉換器…之第二變愿器 la —次測回收至該大型電容13。 =該增愿反驰半級模組Ua之輸入端i2〇係接 收由該全波整流裝置n 入试座八*你 7得送之輸入功率，並將該輸 率刀為第-輸入功率及第二輪入功率 一輸入功率靖轉換器⑵處理，並_輪出 端1211將第二輸出功率輸出，經過該大型電容u及 該順向轉換器l4a將第二輸出功率傳至該第一負載端 15 ;而第二輸入功率係經該反馳轉換器122處理，並 直接由該反馳輸出端1221傳送至該第一負載端15。 本發明係藉由增壓反馳半級模組12，有效提升功 率轉換效率及功率目數；#藉纟錢-錢轉換半級 模、'且14調整輸出功率。本發明於第一輸入功率通過大 型電容13時，並不會增加該大型電容13之電壓，且 不會降低功率因數，因此，本發明適用於泛用輸入。 該大型電容13係可回收及儲存部份傳輸電能，可有效 改善功率轉換效率。 請參閱『第2B圖』所示，係為本發明第二實施例 之電路示意圖。如圖所示：本實施例係包含一連接單 相交流電壓源111之全波整流裝置n、一由增壓轉換 器121及反馳轉換器122構成之增壓反馳半級模組 12、一大型電容13、一為反驰轉換器之直流一直流轉 換半級模組14及一第一負載端15，而該增壓反驰半 級模組12及該返驰轉換器半級模組14係皆連接至一 控制開關16。 請參閱『第2C圖』所示，係為本發明之第三實施 例之電路示意圖。如圖所示：本實施例係減少大型電 容13之大小，並可改善動態回應，亦無效率減損包 含一連接單相交流電壓源111之全波整流裝置u、一 1320989 由增壓轉換器121及反驰轉換器〗22構成之增壓反馳 半級模組12、一大型f容13、一為雙輸入後段調整器 (Two-Input Post Regulator)之直流—直流轉換半級模 組14及一第一負載端15，而該增壓反馳半級模組12 及上述之雙輸入後段調整器半級模組14c係皆連接至 一控制開關16。 請參閱『第3〜6圖』所示，係為本發明之輸入電 屋和電流波形示意圖、本發明之輸出電壓和電流波形 示意圖、本發明之大型電容電壓對輸入電壓的曲線示 意圖及本發明之功因對輸出功率的曲線示意圖。如圖 所示：本發明在輸入85〜265 V之交流電壓時，可輸出 25V之直流電壓及50〜150W之功率，其中，切換頻率 係為50kHz ’第一電感激磁感為12μΗ，第一變壓器激 越感為72jiH，匝數比為4’第二變壓器激磁感為 l〇mH，匝數比為1.6，第二電感為5〇〇μΗ，大型電容 為440pF/450V ’第一負載端電容為2200pF/50V三個 教聯。而當輸入110V交流電壓時，輸出負載由i50W 降至100W ’輸入電壓和電流波形係如第3圖所示，輸 出電壓和電流波形則如第4圖所示，結果顯示功因達 到0.996 ’輸出電壓連波（Output Voltage Ripple)也低於 0.2V以下。而本發明之大型電容電壓最高408V(如第 5圖所示）’遠低於商業規格450V，而功因至少0.95 以上（如第6圖所示）。 12 综上所述，本發明高功因交直流電源轉換器中具 壓反馳，模組，使本發明之轉換器具有兩種 迠處理路徑，並共用一控制開關，達到只須單迴路 ，出回授控制’即能同時提高功率因數及控制直流輸 出功率。利用本發明將更經濟實用、更符合使用者之 所需’確已符合發明專射請之要件4依法提出專 利申請。 惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不 能以此限定本發明實施之範圍；故凡依本發明申請專 利範圍及發明說明書内容所作之簡單的等效變化與修 飾’ ％應仍属本發明專利涵蓋之範圍内。
13 1320989 【圖式簡單說明】 第1A圖’係本發明之方塊示意圖。 第1B圖，係本發明之增壓反驰半級模組電路放大示 意圖。 第2A圖，係本發明第一實施例之電路示意圖。 第2B圖，係本發明第二實施例之電路示意圖。 第2C圖，係本發明第三實施例之電路示意圖。 第3圖，係本發明之輸入電壓和電流波形示意圖。 第4圖，係本發明之輸出電壓和電流波形示意圖。 第5圖，係本發明之大型電容電壓對輸入電壓的曲線 示意圖》 第6圖，係本發明之功因對輸出功率之曲線示意圖。 第7圖，係習用二級電源轉換器電路示意圖。 第8圖，係習用單級電源轉換器電路示意圖。 【主要元件符號說明】 (本發明部份） 全波整流裝置11 單相交流電壓源111 增壓反驰半級模組12 輸入端120 增壓轉換器121 增壓輸出端1211 第一 f感1212 1320989 第一二極體1213 第一電容1214 第二負載端1215 反驰轉換器122 反馳輸出端1221 第二二極體1222 第一變壓器1223 第三二極體1224 第二電容1225 第三負載端1226 大型電容13 直流一直流轉換半級模組14 順向轉換器14a 反驰轉換器14b 雙輸入後段調整器半級模組14c 第二變壓器141 第四二極體142 第五二極體143 第二電感144 第一負載端15 控制開關16 (習用部份） 大型電容21 功率因數校正級22 1320989 直流一直流轉換級23 單一功率級24