TWI317589B - Method and apparatus for hybrid decision feedback equalization - Google Patents

Description

1317589 玖、發明說明： 共同申請之專利申請案參考 本專利申凊案係與由Srikant Jayaraman等人申請之具有事務 所案號為第020330U2號之申請案有關，據此同時申請以及因 此受讓於該受讓人。 【發明所屬之技術領域】 本發明一般係有關於—接收信號之等化，以及更特定於 混合型決定回授等化。 【先前技術】 數位資訊之傳輸通常利用映射數位資訊為類比波形之— 調變器。該映射一般被執行於包含於將被傳輸之資訊順序 之心·元塊為波形相異於振幅、相位、頻率或是其中之— 組合。m之後被傳輪為才目對應M。&數位域至類比 域之映射處理被視為調變。 •於一無線通訊系統中，該調變之信號被經由一無線電頻 道$輸。一接收器則解調變該接收信號以提取出該原始數 位貝訊順序。在该接收器上，該傳輸之信號受到該頻道引 入《線性失真’與外部附加之雜説及干擾。該頻道之特徵 -般隨時間變化，所以_不為該接收器所知。接收器以 各種不同方式補償由該頻道引人之失真及干擾。補償該接 收:號失真及降低干擾之-方法為利用-等化器。等化一 般完成:以降低—通訊頻道之失真效應之方法。對該接收 ^ ° ^ σ 等化姦產生該原始數位資訊之估計。 現仃等化万法為基於關於該接收信號之假設。此等假設 86639 1317589 一般對各種不同編碼、調變以及傳輸方案不正確，所以，言 些等化器於許多狀況下執行並不良好。此外，利用決定= k現㈣化器通常遭受誤差傳播效應之苦，該效應放大 ，決定誤差之效應。此外’該決定回授處理涉及有關 各付紅硬性衫以及不考慮—㈣蚊4正確之或然率。 所以’於—等化方法之技術中具有在各種不同操作狀 降低—接收信號之線性失真的必要性。再者，具有降低;_ 決定回授等化器之誤差傳播之必要性。此 回授處理提供—或然率量測之必要性。 百|决疋 【發明内容】 =明係一種用於決定一決定回授等化器之滤波器係數 万法，琢決定回授等化器具有—前授滤波器以及一回授 滤波器:各自由複數個係數定義，該方法包括 ::二♦化！之一成本函數，該成本函數為介於假設無誤 (二力…器輸出與一目標等化器輸出之間之均方差 今等、复^吨錢器係數之能量之修正制；以及調整 該寺複數個絲直m铸件被 條件將最小化該成本函數。 〃中减斂 【實施方式】 二被用·作用為-例子、實例或是解 ’、、、典範”《任何具體實施例不需要建立為較 佳具禮賞施例或是有利於其他具應實施例。 那=二通::'::。之—部分組件。除™之 ，、他万塊及模組可被結合於—通訊系統内 86639 1317589 ζ -變換F(z)定義 (1) 施為具有係數W之-線性濾波器以及由一 使九表不该等化器之輸出，其中九既定為 ^ =Σλ^ k U"+ (2)

Lk>0 k>0 」 w 其中 G(z) = F(z)H(z)以及 ’ 77 . (2a) 請注意等式（2)之方形刮號[…]内之第二項代表符號間干擾 (ISI)及雜訊。等式（2)之第—項相當於與過去符號相關之干 擾，而第二項相當於與未來符號相關之干擾。該第一項通 常視為“不定期” ISI，然而第二項通常視為“抗_不定期” ISI 。假使设计者假設該等過去符號被正確偵測，該不定期ISI 項目可以被移除。於一理想案例中，假使該等化器具有星 座符號之知識，亦即星座符號於時間11之前傳輸 ，當決定該估計九時’該等化器可以藉由減去等式（2)之[] 内之第一項而移除部分符號間干擾。然而，於實際系統中 ’該等化器僅具有先前產生之符號估計，如ύ . 少《-1、少„_2、Κ之 知識。假使該干擾及雜訊為夠小時，依據該估計^期待符 號決定是合理的，將產生原始傳輸之星座斿肤 i、 汪付現yn。決疋此 等符號決定之一裝置被視為“分割器”以及其操作被表厂、、 σ(.)。該接收器之後可以使用该分割器之符號決定的順序艰 成不定期ISI之一估計，以及由該等化器輸出減去此估气/ 產生： 86639 -10- 1317589 (2b) 九=Σ λ 弋-*_ Σ a σ(υ k k>0 s〇yn + Σ Sk (yn-k - )) + Σ S-k yn+k + η'η k>0 k>0 (2c) 8〇y„ +；7'” k>0 ⑶ 假**又°"(九-*)”《-*。這是決定回授等化之關鍵原理，其中不定 期ISI藉由不定期濾波依據該等化器輸出操作之一符號位準 刀割器形成之符號決定而被移除。 圖3解釋利用一決定回授等化器（DFE) 340之一通訊系統 350。該通訊系統350被模型化為具有一等效線性頻道352， 其濾波符號順序yn。雜訊及干擾〜在和節點354被增加以及 該知出Xn代表在該接收器前端處理以及取樣之後接收之該 等信號樣本。該DFE 340處理xn以及濾波〜以產生該估計九。 該DFE 340被模式化為具有一線性前授濾波器356以及一線性 回授濾波器358。該前授濾波器356具有表明為汍}之分頭係 數以及實施z-變換F(z)。該DFE 340亦包含—純不定期回授滤 波器358，其耦合至形成產生不定期收之一估計之一回授迴 路之一分割器360。換句話說，該回授濾波器358由先前偵 測之符號造成之目前符號估計移除該部分ISI。該回授濾波 器358產生之不定期歸計被提供至—和節點遍，該節點 由該前授濾波器356輸出減去該不定期脱估計。該和節點 则之合成輸出為該等化器之輸出λ。該等化器輸以亦為 傳輸之符號％之-估計以及被提供至解碼器祕以供決定原 始資訊順序。 出以及回應而做出關 該分割器36〇處理該和節點3〇8之輸 86639 -11- 1317589 於該原始符號yn之決定。該分割器360之輸出之後被提供至 該純不定期回授滤波器358。該前授遽波器356由此亦被視 為前授濾波器（FFF)。該回授濾波器358由此亦被視為回授濾 波器（FBF)。於一 DFE中，該等濾波器係數，前授濾波器356 及回授濾波器358二者係數之最佳化直接影響該等化器之效 能。執行此係數最佳化之裝置被設計為圖3之係數最佳化器 362。具有可使用於最佳化該等濾波器係數最佳化之各種不 同方法。傳統上，該FFF及FBF係數於該分割器符號決定為 完美可靠以及該不定期ISI，亦即過去符號產生之干擾由該 FBF完美地移除之隱含假設下被最佳化。在此假設之下，該 等FFF係數被最佳化以致於等式（3)之殘餘干擾及雜訊項目 為小。更精確地是，該FFF之z-變換，F(z)被最佳化所以等 式（3)之九於均方意義接近於yn。 實際上，該FFF及FBF經常由有限脈衝回應（FIR)濾波器實 施以及於啟始成列/序文/調適週期期間，該FFF及FBF藉由 假設完美分割器效能，亦即σ〇)„)=凡而於引示符號被“訓練” 。此情形藉由旁通該分割器以及回授本地產生（因此正確） 之引示符號，而非分割之（可能錯誤）引示符號決定至FBF内 而完成。於成列期間各種不同演算法可被實施於濾波器係 數最佳化，包含可調適演算法，如最小均方（LMS)、遞回最 小平方（RLS)、直接矩陣反相以及其他演算法。一旦該成列 週期完成時，該分割器360被嚙合以及該分割之資料符號被 回授至FBF。 慣用DFE最佳化演算法引入各種不同潛在問題。對於利 86639 -12- 1317589 用強烈編碼之系統而言，該分割器決定經常具有一個大符 號誤差率（SER)。例如，25%或更多之一 SER對於利用一中間 大小星座，如16-QAM以及一低率渦輪碼如1 /3率，當以ι〇/0 封包誤差率點操作時之一系統而言不普通。另一方面，該 DEF之FFF及FBF係數於該分割器之決定為完美可靠之不正 確假設下照慣例被最佳化。 除此以外’該DEF之FFF及FBF係數假設該不定期isi被完 美地移除而被最佳化。結果’該抗_不定期ISI以較大不定期 ISI之代價而減少。傳統DFE最佳化演算法，就由此提供之 等式方面（特定於等式（1)--(3))，導致&值傾向於k>〇為大， 但是k<〇為小。然而，當該分割器SER不可忽略時，錯誤符 號決定感染該FBF因此被不正確減去。當該等段值於k > 〇為 大時’該殘餘干擾因此被放大’可能造成更進一步分割器 誤差於後續符號上。此現像被稱為誤差傳播。 5式圖減輕§吳差傳播包含於成列期間回授分割之引示符號 ，與藉由回授本地產生（因此正確）之引示樣本而訓練該FFF 及FBF相反，該分割之引示符號偶爾錯誤，因此強迫該 及FBF調整。此方法不是沒有問題。該分割之引示符號以及 該分割之資料符號可能招致非常不同之誤差率，因為該等 引示符號通常經由BPSK，以及2视(或是另—較小星座）傳 輸i但是該等資料符號通常經由—較大星座傳輸。結果， 孩等引示符號以及資料符號之SER可能非常不同。因此， 由於該FFF1FBF係數為基於該等分割之引示符號被最佳化 ’所以處理該等資料符號之那些係數之效應造成次佳化效 86639 -13- 1317589 m 0 這些問題藉由最佳化該等FFF及FBF係數以考慮由圖3之分 割器360造成之誤差而解決。換句話說，該係數最佳化器 362被修正為認知該不定期ISI由於分割器誤差而可能不被完 美地移除。此方式與隱含地假設該分割器無誤差之先前方 法不同，所以該不定期ISI被完美地移除。 於一具體實施例之後之理論為藉由一獨立、同等分配之 “頻道，標示為模式化該分割器操作。該“頻道” 被假設為與等式（0)表明為{ηη}之雜訊處理以及表明為{yn}之 傳輸符號順序獨立。此“頻道”完全以其條件密度特徵 化，而y及y分別表示該分割器之輸出及實際傳輸符號。假 設此一頻道為FBF符號誤差之原因。實際上，符號誤差以叢 發發生，因為現行符號之一分割器誤差意味著緊接符號可 能具有被不正確分割之增加之機率。於此考量之簡化分割 器模式中，該分割器誤差被假設i.i.d。 圖2解釋具有一決定回授等化器之一通訊系統之一觀念模 式300。經由以轉移函數H(z)模式化之通訊頻道302傳輸之符 號於和節點304由增加之雜訊訛誤。所形成之信號由FFF 306 濾波。該原始傳輸之符號之一估計藉由減去節點308之一誤 差項目而產生。該原始傳輸之符號之估計可使用於解碼器 316。由一不定期回授濾波器310產生之誤差項目，具有轉 移函數B(z)，其濾波“頻道” ^⑺少）314之輸出。由回授濾波 器310產生之誤差項目代表呈現於FFF 306之輸出之不定期ISI 之一估計。該“頻道” 與圖3之分割器360之統計行為 86639 -14- 1317589 化。該分割器384如等式（8)說明實施—最小距離分判 形成標示歹之分割器輸出。連接y及夕之聯合統 運之模式的全數學說明。圖4解釋之“頻道”播 造為新穎的以及不同於該雜訊ζ可具有非零變異數之I矿 方法。先前方法隱含地假設2同等於零。因此，該： 之此方法被假設為形成決定誤差，與假設分割器無誤= 先前方法相反。 回至圖2，使fQ及\代表該等選擇之卿及卿係數以最小 化介於該傳輸之符號yn(頻道3G2之輸人）與符號估計九 點308之輸出）之間之均方差。換句話說，該等係數& “維納MMSE最佳化，，。為了料下文成為清楚，這些係數被 視為“維納混合型DFE，，係數。該等係數&及心可以藉由—標 _τ維納·何普最佳化決定以及藉由下列等式定義： 'fa '^ PqRf，b 1「 , PF -V ^q^f,b Rb 0 ** - ⑷ :、中Rf代表该FFF内容《協方差，〜代表該FBF内容之協方 差，Rf，b代表胃FFF及FBF内容之交互.協纟差以及巧代表介於 这FFF内奋與孩傳輸《符號之間之交互-協方差。這些協方 差以及人互-協方差與藉由H(z)說明之線性頻道3〇2有關。假 設Y之該等符號’㈣該傳輸星座，以相等機率使用，則 PQ被定義為： β 南 SS (5) /、中|Y|代表γ之基數，亦即該傳輸星座之可能符號數。因 此，對—既定2(5；丨3〇以及具有2_變換Η(ζ)之頻道而言，該等 86639 _ 16 - 1317589 MMSE係數fQ及bQ藉由等式（4)及等式（5)之應用決定。 回想為依據等式（6)及等式（7)藉由假定該等化器輸 出之SINR之一值定義。等式（4)及等式（5)之應用則導致 MMSE係數fQ及bQ。當該等FFF及FBF係數之這些值被使用於 圖2之FFF 306及FBF310時，於該等化器輸出之合成SINR可能 異於原始假定之SINR值。所以該假定之SINR值可以或可不 一致。然而，一個一致之SINR值以及一致之一組MMSE係數 fQ及bQ可以藉由迭代，亦即藉由使用新發現之SINR值定義 一個新“頻道” ιδσιβ、發現一組新的相對應MMSE係數等而 被發現。此迭代處理可以綱要性地呈現如下： (SINR)0-^ (f〇,b〇)-> (SINR)1-^ (fi,b〇-> (SINR)2... 特別是一迭代演算法可被使用於計算該維納混合型DFE 。本具體實施例之演算法於圖5被解釋。該處理400藉由在 步驟402設定n=0以及任意選擇SINR0而開始。該處理於步驟 404藉由應用等式（5)、（6)及（7)決定SINRn以及計算p(SINRn)而 繼續。該等濾波器係數fn，bn於步驟406藉由使用等式（4)而被 計算。依據本具體實施例，該處理於步驟408計算 SINRn+1 = SINR(fn,bn,SINRn)。請注意 SINR(f,b,x)代表具有 FFF 係 數f、FBF係數b以及具有SINR X之一分割器頻道Q(.|.)之等化 器之輸出之SINR。該分割器頻道藉由等式（6)及等式（7)定義 。假使該處理於決定菱形410收斂，處理繼續至步驟412以設 定該等濾波器係數。假使該處理尚未收斂，處理回至步驟 404。 請注意如圖5之迭代演算法說明，SINR0之值可被任意選 86639 -17- 1317589 擇。該等二極端，SINE0 = Ο，SINRQ = 〇〇相當於分別以一完全 不可靠或是一完美分割器開始。 請注意P代表介於該分割器輸出與實際傳輸之符號之間之 關聯性，以及就其本身而論，p為該等化器輸出SINR之函數 。假使該等化器輸出非常具雜訊，則關聯性為小。因此， 該分割器之符號決定大部分不可靠以及該不定期ISI之準確 估計為不可能。如所期望，因此，圖5之演算法收敛於FFF 及FBF係數，其近似於一線性等化器之那些係數，亦即1而 該等FBF係數被限制於0。另一方面，當該等化器之輸出接 近於無雜訊，該分割器之關聯性p傾向於接近1。因此，圖5 之演算法收斂於FFF及FBF係數，其近似於一“理想”DFE之那 些係數，亦即具有一完美可靠分割器之一 DFE。介於這些 極端之間，圖5之演算法收斂於FFF及FBF係數，其為這些二 限制極端之一“混合型”。此混合藉由該迭代演算法自動完 成。因此，如此獲得之該等FFF及FBF係數被視為“混合型 DFE”係數。 到目前為此說明之該等具體實施例需要該頻道H(z)之詳 盡知識以建立等式（4)之各種不同協方差以及交互-協方差 。該維納混合型FFF及FBF係數之後則藉由為fQ,bQ解等式（4) 而決定。然而，實際上，H(z)通常於接收器不知，所以用 於決定該等FFF及FBF之維納混合型DFE係數之另一方法是 需要的。另一具體實施例，視為可調適混合型DFE，不需 要該頻道H(z)之詳盡知識。第一，定義該均方差（MSE)為 MSE = E\yn-yn\2 (9) = E\yn-fHXn-bH(Zn+An)\2 86639 -18- 1317589 其中Xn為時間η之FFF的内容，Zn為假設無誤差回授之fbf内 备以及Δη為由該“頻道，，δσιβ引入之回授符號誤差。由於 2(?I >0引入之該等誤差為値設之i.i.d以及獨立，等式（9)可以 被寫為： _ = ♦ -f«x" —b"z”|2+b/^(v〇b (9a) = E\yn-iHXn~bHZn\\pfEQ\\y-yl2 而巧代表關於2(ίΊ·ν)之“期待，，。使用該傳輸星座被正規化為 單位能量以及等式（5)之〜定義的事實，造成： £qII>-y||2 =£e||y|2 +EQ\\yf -2EQry 而

Aq2 = Ϊ7[Σ Zl?l2(3(y|y) 1 1 I y^Y yeY ° 組合等式（9b)與（9a)造成： _ = * -fHX„-b"z"f + (1+V -2 外)Μ2 (9°) 請注意等式（9c)顯現之||b||2可被解譯為FBF係數之“能量，，。 等式（9c)為用於演譯各種不同可調適演算法之開始點。例 如，為基於該遞迴最小平方（RLS)方法演譯一可調適演算法 ，一個新的成本函數藉由對，例如，η=1，.·.，Ν十均之樣本 取代该統計期待而定義。標準技術之後被應用於演譯此成 本函數之一遞迴最佳化器。一具體實施例實施定義如下之 一成本函數之一RLS最佳化器： M5£ = [^tk-fwXn-b«Zn|2] + aQp(. (9d) 其中： 」 仪q = 1 十4Q2-2pQ. (卵） 86639 •19- 1317589 授迴路。 結合置信等級於該令+ 、 ， 將於此被視為-“軟性s之―分割1"之-具體實施例 之-數學模式說明。二器:=性t割器由下文解釋 定為· 假5又5亥为割器之輸入符號被既 y為屬於該星座ψ之傕弘，— (14) 間干择组成。加机μ 號，以及n由殘餘雜訊及符號 及 X 〇又y對Ψ均勻一致地分 以相等機率傳輸^星厓點 哭玉—〜4 + 使0^)為當該傳輸之符號為y時當一分割 益决疋}時招致之損知夕 其中“最佳化，，參考最+f佳刀口—少， m , 匕期待气損耗之—分割器，由芎斯 (Bayes)規則既定： w «斯 〇"(Y) = arg min |y} 對既疋為下^《取小誤差機率（施p)而言： L(y,y)^ °^y-y Uy巧 期待之損耗造成： (15) (16) 所以 E{L{Y,y) Pr^ = 1-] (17) /τ/\ IllftX σ(η=3Γ§- w >>€ψ (18) 除此以外’假設該干擾 復η為具有夺平均以及變显 馬斯隨機變數，則： 又，、数

min yeW 與σ2獨立。此為傳統“最 (19) 距離刀割益，雖然其對等式（ r 86639 -23- 1317589 之損耗函數為“貝斯-最佳化，，，但是該分割器因為上文討論 之該等原因可能導致誤差傳播。另一分割器設計考量二次 損耗函數： y) = \\y ~ yf (20) 不像MEP損耗函數，較大誤差顯然較小誤差不利。隨著等 式（15): 4) = arg 二列卞} (21) = 以及有條件之平均等於： Μ ^γ)=Σy e 2σ2 ~F? (22) )€ψ 一個重要之觀察為不像等式（19)之分割器，等式（22)之分 割器需要該干擾及雜訊變里數σ2(例如，σ2 =——-——）之一估 、 2(SINR) 計。 請注意等式（22)之分割器亦相當於該等星座符號之一後 期分佈之質心，亦即等式（22)之中刮號之項目的質心。因 此假使σ2為大時，對稱星座之一均勻一致先期分佈暗示一 均勻一致後期分佈，因此該質心接近零。另一方面，當# 為小時，該後期分佈之使其質量集中於該實際傳輸之符號 以及其鄰近星座點；所以該質心接近於該傳輸之符號°等 式（22)之分割器視為一“軟性分割器”。 該軟性分割器可以最小之修正被使用於可調適混合& DFE。該等FFF及FBF係數被選擇為最佳化下列MSE之定義· 86639 •24- I317589 σ(^) = , if = ϋ 其中： * (26) σ, =£^|yeQ-i(]pt)} (27) 、邊等化之分割器操作可以被總結為1)等化f為N個可能值 〈’以及2)使用此值以及SINR之知識為一查找表之指數 乂决走f = 〇(#)。由於位於步驟i)之此設計之複雜度，一更 進：步《簡化將為限制只，·乂置於一均勻一致方格以及之 後藉由刀別等化其實數及虛數部分等式$，使用一“最接近 鄰近點準則。以簡單邏輯實施之此一分割器功能性，亦即 基於^之實數座標首先計算最接近鄰近點集合，之後基於f 《虛數座標計算此子集合之最接近鄰近點。除此以外，該 1找表於SINR可以相當粗略，具有i犯步距足夠於大多數 製作。例如，既定{以於SINR=5 dB以及SINR=6 dB對於例如 4 dB之SINR中間值之該等合適〜值可以藉由介^該等二 LUT^間適當地於内差而決定。換句話說，在中間SINR值 又該等合適〜值可以於該分割器裝置内產生，因此降低必 要之記憶體/儲存需求。 .如對混合型DFE (HDFE)之一軟性分割器之應用之一解 釋，考量圖8A及8B。圖8A解釋一 8_PSK星座，其中8個複數 符號代表映射於調變之3個編碼之位元。如同解釋，該等圓 代表在該發射器使用於調變之星座點。該等“X”標示只是在 該接收器接收之樣本以及包含傳輸期間之雜訊及干擾。請 注意該等接收之樣本不必要匹配該等實際星座符號。因此 ，該接收器決定何星座符號實際被傳送。通常，該等接收 86639 -26- 1317589 點被集中於該等實際傳輸之星座符號周圍。 由亥等接收之樣本決定該等傳輸之符號之一方法為劃分 该星座圖為派切片’如圖8B解釋。此處該星座圖被劃分為8 個切片 ’ 702、704、706、708。710、712、714 以及 716。該等切 片被例如依據一最小距離度量決定，其使用介於二星座 點之間之歐幾里德距離或是分隔選擇一界限。當該接收之 樣本介於二星座點之間近似於等距離（亦即，近乎於該界限 上）時問題存在。因此，假使該決定處理為將選擇錯誤星 座符號時，此誤差將於一 DFE回授迴路中被傳播。為避免 DFE之此等疾差以及相關放大，一分割器被應用，其不必 要於一星座符號輸出一值。該分割器暗示性地由該等接收 之樣本決定一置信等級。該置信等級提供系統評估該樣本 之導引。假設置信等級為低，亦即可能有一誤差時，該樣 本於該等化器之回授部分不被強調。假設置信等級為高時 ，該等樣本被考量為可靠，所以，由此演譯之一適合的符 號估計可以被使用於該等化器之回授部分。 圖9A解釋2_PSK星座圖。請注意基於距離一星座符號之最 小距離而做成之決定可能造成接收之樣本如以“ χ ”標示之樣 本之誤差。如一具體實施例之一軟性分割器之應用，劃分 該星座圖為如圖9B解釋之方形。如描繪，該等方形，如方 开/ 720 ’於y_方向為半典$大以及非所有方形完成星座符號 。當該分割器之輸人樣本落於其中之—半無窮大方形時， 一條件式平均值被指定。有效地是該方形内之所有點被映 射至一共同值。該值代表該傳輸之符號之條件式平均，既 86639 -27- 1317589 定該分割器之輸入樣本落於有興趣之方形内。各方形之映 射至一相對應條件式平均值為信號與干擾與雜訊比（SINR) 之一函數。例如，一既定方形對於一第一位準之SINR，例 如SINR=4 dB可以映射至σ。相同方形對於一第二位準之 SINR，例如SINR=5 dB可以映射至σ'。映射以及相關條件式 平均值被儲存於查找表以供容易擷取。一另一具體實施例 依據一預先決定之演算法計算該條件式平均值。請注意一 正方形或是長方形格子容易被實施以及延伸至更複雜之星 座。 圖10解釋使用一軟性分割器之一等化器800。該等化器 800包含耦合至一和節點804之一 FFF 802。該FFF 802由一可調 適等化演算法808控制。該可調適控制元件808回應一 SINR 估計元件816。於一另一具體實施例中，該SINR估計元件 816可以被實施為一 MSE估計元件。該SINR估計元件816提供 SINR估計至一查找表（LUT) 810。該SINR估計與儲存於該LUT 之值結合使用以依據等式（24a)、（24b)以及（25)之定義決定 = 1 +弋2 -2ρβ。該可調適等化演算法8〇8使用該LUT 81〇 產生之oiQ值，藉由迭代等式（11)、（12)以及（13)更新該FFF 802以及FBF 806之該等係數。回想等式（11)、（12)以及（13)為 基於該LMS演算法及設計為最佳化該等式（23)定義之MSE成 本函數。於一另一具體實施例中，該可調適等化演算法808 可以實施另一可調適濾波演算法，如RLS，以最佳化該等 式（23)定義之成本函數。該FBF 806輸出呈現於該FFF 802輸出 之不定期ISI之一估計。該FBF 806輸出被耦合至和節點804， 86639 -28- 1317589 出σ(.)密切相關。 圖13解釋如一具體實施例之一軟性分割器954。一 SINR估 計器952接收至少一符號估計以及輸出一 SINR估計值SINR(n) 。該SINR(n)可以於一選擇性量化器956被等化以及被提供至 記憶體儲存裝置960，如一 LUT。相對應於該軟性分割器輸 入之一符號估計亦被提供至一量化器956，其中該符號估計 被量化以及該量化之值與該SINR估計結合使用以決定儲存 於該記憶體儲存裝置960之一相對應值。請注意於一具體實 施例中，該資訊被儲存於列及行，其中該等列相當於SINR 值以及該等行相當於符號值。然而，另一具體實施例，可 以使用各種不同方式儲存該資訊，其中該資訊基於一 SINR 值以及一符號值可擷取。儲存於該記憶體儲存裝置960之值 可以為實際星座符號之條件式平均，給予該軟性分割器輸 入估計，如等式（22)、（26)及（27)定義之估計。圖14解釋實施 一泰勒級數計算之一另一具體實施例之一軟性分割器980。 如解釋，至少一接收之符號被提供至一 SINR估計器982以及 至少一符號估計，相對應於該軟性分割器輸入，亦被直接 提供至該軟性分割器980。請注意該接收之符號被該傳輸頻 道訛誤，所以由此被視為接收之“樣本”。該SINR估計器982 提供一 SINR估計SINR(n)至該軟性分割器980。該SINR(n)可以 被提供至一選擇性量化器986。該SINR(n)，無論量化與否， 被提供至二記憶體儲存元件，A 988以及B 990。該軟性分割 器輸入符號估計被提供至一量化器984，該量化器之輸出亦 被提供至該記憶體儲存元件，A 988以及B 990。該記憶體儲 86639 -30- 1317589 存元件A 988以及B 990儲存用以計算該實際星座符號之條件 式平均值之資訊，給予該軟性分割器輸入符號估計。此等 值可以為該實際星座符號之條件式平均值之第零及第一導 出，給予該軟性分割器輸入符號估計，如等式（22)，（26)及 等式（27)所既定。該SINR(n)值以及該量化符號值被用以識別 該記憶體儲存元件A988以及B 990之相對應值。一和元件992 被用以實施泰勒級數計算。該軟性分割器輸入符號估計以 及該量化值被提供至該和元件992。除此以外，儲存於該記 憶體儲存元件A 988以及B 990之該等值亦被提供至和元件992 。該和元件992使用該等輸入計算該實際星座符號之一條件 式平均估計之一輸出。雖然本發明已經就一無線通信系統 說明，但是此一系統僅被提供為一例子。於此說明之觀念 於各種不同系統可應用，包含，但不限於有線通信系統， 如一有線數據機等。本發明於一高資料率通信系統可應用 ，以及藉由增加接收器敏感度以及增加通信資料率允許資 源以及資料通信系統容量之最佳化。熟知相關技藝之那些 人士將瞭解資訊及信號可以使用各種不同技術及技巧之任 何技術及技巧加以代表。例如，可以於上文說明整體參考 之資料、指令、命令、資訊、信號、位元、符號以及晶片 可以藉由電壓、電流、電磁波、磁場或是粒子、光學場或 是粒子，或是其中之任何組合表示。 熟知相關技藝之那些人士將進一步體會與於此揭示之具 體實施例結合說明之各種不同解釋性邏輯方塊、模組、電 路以及演算法步驟可以被實施為電子硬體、電腦軟體或是 86639 -31 - 1317589 二者之組合。為清楚地解釋硬體及軟體之此互換性，各種 不同解釋性組件、方塊、模组、電路以及步驟已經於上文 就其功能性方面說明。無論此功能性是否被實施為硬體或 是軟體將依據總體系統利用之特別應用以及設計限制。具 有技巧之技術人員可以用特別應用之各種不同方式實施該 說明之功能性，但是此實施決定不應被解譯為造成脫離本 發明範疇之原因。 與於此揭示之具體實施例結合說明之該等各種不同解釋 性邏輯方塊、模組以及電路可以用一普通目的處理器、數 位信號處理器（DSP)、特定應用積體電路（ASIC)、現場可程 式閘陣列（FPGA)或是其他可程式邏輯裝置、離散閘或是電 晶體邏輯、離散硬體組件或是為執行由此說明之功能之任 何組合之其中設計加以實施或是執行。一普通目的處理器 可以為一微處理器，但是另一替代方案中，該處理器可以 為任何慣用處理器、控制器或是狀態機器。一處理器亦可 以被實施為計算裝置之一組合，例如，一 DSP及一微處理 器、複數個微處理器、至少一微處理器結合一 DSP核心、 或是任何其他此種組態之一組合。 與於此揭示之具體實施例結合說明之一方法之該等步驟 可以用硬體直接具體實施。一軟體模組可以常駐於隨機存 取記憶體（RAM)記憶體、快閃記憶體、唯讀記憶體（ROM)、 可抹除可程式化唯讀記憶體（EPROM)、電子可抹除可程式 化唯讀記憶體（EEPROM)、暫存器、硬碟、可移式磁碟、唯 讀光碟（CD-ROM)或是相關技藝已知之任何其他形式之儲存 86639 -32- 1317589 媒體。一典範儲存媒體被耦合至該處理器，以致於該處理 器可以由該儲存媒體讀取資訊以及將資訊寫入該儲存媒體 。於一另一具體實施例中，該儲存媒體可以整合至該處理 器。該處理器以及該儲存媒體可以常駐於該ASIC。該ASIC 可以常駐於使用者終端機。於另一具體實施例中，該儲存 媒體可以常駐為一使用者終端機之離散組件。 該等揭示之具體實施例之先前說明可被提供以使熟知相 關技藝之任何人士製作或是使用本發明。這些具體實施例 之各種不同修正對熟知相關技藝之那些人士將容易顯現， 以及由此定義之通用原理可以在不脫離本發明之精神或是 範疇下被應用至其他具體實施例。因此，本發明不意圖限 於由此顯示之該等具體實施例但是將被調解為與於此揭示 之該等原理及新奇態樣一致之最廣泛範疇。 【圖式簡單說明】 現在參考附圖，其中相似參考數字於所有附圖中代表相 對應零件： 圖1A為一通訊系統之組件之一方塊圖； 圖1B為如圖1A之通訊系統之一詳細部分； 圖2為一通訊系統内之一決定回授等化器之一觀念模式； 圖3為如圖2之一決定回授等化器之一方塊圖； 圖4為一符號位準分割器之一數學模式； 圖5為用以最佳化一決定回授等化器之濾波器係數之一演 算法； 圖6為用以最佳化一決定回授等化器之濾波器係數之一最 86639 -33 - 1317589 小均方可調適濾波演算法； 圖7為用以最佳化利用一週期性叢發引示之系統之一決定 回技等化器之濾波器係數之一最小均方可調適濾波演算法； 圖8A為8移相鍵控（psk)之一星座映射； 圖8B解釋用於如重疊於圖8A之星座映射上之軟性分割器 決定之格子區域； 圖9A為二進制移相鍵控（BPSK)或是2-PSK案例之一星座映 射； 圖9B解釋用於如重疊於圖9A之星座映射上之軟性分割器 決定之格子區域； 圖1〇為實施一“敕性分割，，決定處理之一決定回授等化器； 圖11為一“軟性分割，，決定處理之一處理； 圖12為應用一泰勒級數計算之一“軟性分割，，決定處理之 一處理； 圖13為一“軟性分剖器”之一方塊圖；以及 圖14為應用一泰勒級數計算之一 “軟性分割器，，之一方塊 圖。 【圖式代表符號說明】 100、350 通説系統 102 編碼器 104 映射元件 106 線性濾波器 108、134、308、354、3〇4、_ 和節點 110 、 800 等化器 86639 •34- 1317589 112、364、316、820 解碼器 120 處理區段 122 前端處理元件 126 ' 128 基頻滤波益· 142 類比預先處理元件 144 匹配濾波器 146 類比/數位（A/D)轉換器 340 決定回授等化器 352 等效線性頻道 356 線性前授濾波器 358 線性回授濾波器 360、384 分割器 362'320 係數最佳化器 300 觀念模式 302、806 通訊頻道 306 、 802 前授遽波器 310 回授遽波器 314 頻道 380 系統 808 可調適控制元件 816 SINR估計元件 810 查找表 812、954、980 軟性分割器 952 ' 982 SINR估計器 86639 -35- 1317589 960、988、990 記憶體儲存裝置 992 和元件 984、956、986 量化器 36- 86639

Claims (1)

1. Ή1 7緣够2119728號專利申請案 7. · 1 g- 申凊專利範圍替換本(98年7月）年月日修正替換頁 拾、申請專利範圍： 1. 一種用於決定一決定回授等化器之濾波器係數之方法， 該決定回授等化器具有一前授濾波器以及一回授濾波〈 ，各自由複數個係數定義，該方法包括： 選擇該決定回授等化器之一成本函數，該成本函 介於假設無誤差回授之一等化器輸出與一目#等化器輪 出之間之均方差（MSE)，加上回授濾波器係數之能量^ 修正量測；以及 里 調整該等複數個係.數直到一收敛條件被吻合為止，其 中該收斂條件將最小化該成本函數。 2. 如申請專利範圍第旧之方法，其中該等複數個係數對 應於複數個滤波器分頭，以及其中該能量之修正量㈣ -該等遽波器分頭之至少一遽、波器分頭之函數。 3. 如申請專利範圍第^之方法，其中該成本函數為一 MSE，既定為： 廳=閱斗 其中yn為-傳輸之符號，㈣應於接收之符號數，、為 時間11時該前授清油哭 ' 心。。之内谷’ 2¾為假設無誤差回授之 回=波:内谷，£>為前授遽波器之遽波器係數，匕為該 回授〜波益之渡波器係數，⑥為_修正量測，以及+『 為該等回㈣波器之濾、波器係數之能量之修正量測。 4.如申„月專利範圍第3項之方法，其中該修正量測⑧被既定 = 1 + 毛 - 2p s’其中pQg 一分割器模式之輸入及輸出之交 S6639-980715.doc 1317589 年月曰修正替換買 互相關性之一量測；以及 5. 其中4為一分割器模式之平均輪旦 如申請專利範圍第3項之方法，龙：里之-量測。 一最小均方演算法最小化。 、該成本函數被使月 6. 如申請專利範圍第3項之方 ^ Λ 向包括： 產生"於一等化器輸出以及 MSE之一估計；以及 铽荨化器輸出之間之 選擇為該MSE之估計之—函數 7.如中請.專利範圍第3項之方法，、包括. 產生該等化器之一輸出夕 2 (SINR)之一估計；以及 號與干擾及雜訊比 8. 9. 選擇Qfe為該SINR之估計之_ “ 如申請專利範圍第3項之方法，1 如申請專利範圍第3項之方法其#中颂=2，所=整數。 定義為： 方去’其中該修正之量〜被 〇H2 = l + A2Q~2pQ 其中： Pey\^/Q^y), 其中： v = r^S5m2_)，以及 其中2(尹|；〇為一分割器頻道模式， y為一分割器輸入。 、 以及 ?為一分割器輪出以 及 10.如申請專利範圍第9項之方法， 被定義為： 其中該分割器 頰遒模式 86639-980715.doc

   1317589 <2(>|y) = Pr{〇r(y + Z) = y} 其中σ(.)表示一最小距離分割函數 機變數，y為一分割器輸入以及’ £為—零平均高斯隨 11·如申請專利範圍第9項之方法，包括分割器輸出。 估計一等化器之一輸出之一 雜訊比（SINR)。 ’、彳§遽之信號與干擾及 其中該成本函數最佳化 12.如申請專利範圍第3項之方法 包括： 濾波器係數以及一 使用一最小均方（LMS)演算法決定 誤差項以及迭代計算等式： fn+« +/^ΧΠ<； *>n+l=(l-顺)bn+/^e:;以及 e„=y„-fnHKz„ ”中f代表該前授遽波器之濾波器係數，b代表該回士 波器之遽波器係數，X代表該前授遽波器内容^ 修正該等回㈣波㈣容之能量之數，。代表拿 項，Z代表假設無誤差回授之回授濾波器内容， 所需付號以及μ代表該LMS步距大小。 13.如申請專利範圍第3項之方法，其令該成本函數㈣ 一遞迴最小平方演算法最小化。 14· 一種決定-回授等化器，包括： 具有複數個濾波态分頭之一前授滹波器，診 分頭具有相對應濾波器係數； s 具有複數個濾波器分頭之一回授濾波器，該等濾波 86639-980715.doc 1317589 ^8γ~?γ-±-5- 年月日修正替換頁 分頭具有相對應渡波器係數； 麵口至5亥前授遽波器及回授遽波器之-係數產生哭， =2:==器及_波器之該等遽波:係 介於假設無誤= : = 出：中該f本函數為 屮之門夕仏 等化斋輸出與一目標等化器輸 θ =方差（MSE)，加上回授濾波器係數之能量之 修正量測； 妖心此罝之 麵σ至5亥前授鴻·油> @ 之-和節點，該㈣波器之-輸出 去咳回Μ*。 為由該前授歧器之輸出減 ;^及慮波讀出’產生-原始傳輸之符號之-估計 二;3節點之一分割器，該分割器配接為接收該 估5十以及決定該原始傳輪之符號。 15·如申s青專利範圍第μ涵 + 數產生器被配接為決定-回授等化器，其中該係 號回授等化器之輪出的一引示信號的一作 虎的&#u與干擾及雜訊比（SINR);以及 決定定義為下式之修正之估計颂： ^=1 + 4'2ρβ 其中： ，以及 其中： 1 v = f^SSm2e)’以及 其中為一分割器頻道模式”〜為-分割器輪出； 86639-980715.doc 1317589 年月曰修正替換胃 其中該分割器頻填模式被定義為： Q(y|y) = Pr{a()；^z) = y} ir〇yn小距離分#|函數，z為零平均高斯隨機 之數y為一/刀割器輸入，以及3；為一分割器輸出。 16.如申請專利範圍第15項之決定_回授等化器，其中該係 數產生尚配接為： 記憶體儲存 ’其中該係 使用儲存為SINR之一函數之修正量測之— 裝置決定該修正量測。 17. 如申睛專利範圍第15項之決定_回授等化器 數產生被配接為： 估計介於假設無誤差回授之一等化器輸出與—目標等 化器輪出之間之一均方差（MSE);以及 決定定義為下式之一修正量測％: °δ = 1 + 4-2/7β 其中： Ρα=ψ\ΣΣ^〇\ν) 丨丨_对 ，以及 其中： 4 s ]*^τΣ ΣΙ3Ν2 奶卜)。 I 1 I yer yeY 18.如申凊專利範圍第17項之決定_回授等化器，其中誃係 數產生尚配接為： 使用儲存為MSE之一函數之修正量測之—記憶體儲存 裝置決定該修正量測。 19. 一種用於決定一決定回授等化器之濾波器係數之方法， 該決定回授等化器具有一前授濾波器以及—回授遽波器 86639-980715.doc 1317589 月曰修正替換頁 ，各自由複數個係數定義，該方法包括： 介該 ΐ 本， 出之間之均方ι(Μ _ ' /、一目標等化器輪 一修正量測=E)加上該回授滤波器係數能量之 數依據-遞迴最小平方（RLS)演算法調整該等複數個係 20.包=用於决定一決定回授等化器之渡波器係數之農置， 一處理元件；以及 該記憶體儲 耦合至該處理元件之一記憶體儲存元件 存兀件儲存電腦可讀取指令，包括： μ夕二^組指彳，用於決定具有各自由複數個係數定 我刖授濾波器以及一回授濾波器之決定回授 =遽波器係數，藉由選擇該決定回授等化器之—成本: 文該成本函數定義為介於假設無誤差回授之一等化界 輸出與目標等化器輸出之間之均方差（MSE)，加上該 回授濾波器係數能量之一修正量測；以及 一第二組指令，用於調整該等複數個係數直到—收 斂條件被吻合為止，其中該收斂條件將最小化該成本函 數0 儿=用於決定-決定回授等化器之遽波器係數之裝置， 一處理元件；以及 耦合至該處理元件之一記憶體儲存元件，該記憶體儲 存元件儲存電腦可讀取指令，包括： 一第一組指令，用於決定具有一前授濾波器以及一回 86639-980715.doc 1317589 士 年月曰修正替換頁 授濾波器之一差動回授等化器之濾波器係數以及一誤差 項目’藉由-最小平均(LMS)演算法之應用以迭代計算 下列等式： κ +成〇 en=yn-fn^n~KZn> 其中f代表該前授濾波袈 器之渡波器·係數，X代^^係數’ b代表回授滤波 _ . 代表丽授濾波器内容，P代砉八π 該差動回授等化5|夕 表介於 ° 〜分割器輸出與一傳輪之产 之相關性，e代矣甩莖 带之^唬之間 靖处如免〜 項，Z代表假設無誤差回授 慮波益内各，y代*〜 又之回授 步距大小。 巳收到之樣本以及㈣表該LMS_ 86639-980715.doc 1317589 第092119728號專利申請案 中文圖式替換頁(95年7月） n-- 4月日修正替換頁 86639: 屈10