TW202316455A - 使用微波接面互連繞組與外部埠的超寬頻隔離變壓器 - Google Patents

Abstract

提供了一種用於資料通訊系統之隔離傳輸線變壓器(ITLT)，該變壓器包含：第一埠，由具有各自的第一端子導體之兩個分離的第一端子形成，位於或靠近第一邊緣，包含外部埠區段及內部埠區段；第二埠，由具有各自的第二端子導體之兩個分離的第二端子形成，位於或靠近第二邊緣，包含外部埠區段和內部埠區段；第一導電繞組路徑及第二導電繞組路徑分別以串聯連接至該第一埠及該第二埠，該等路徑彼此電性隔離；第一微波接頭形成在該第一埠處，其包含第一預定均勻間隙，沿著該第一埠內的預定長度區段，在該等第一端子導體中的每一者與該第二導電路徑之間；第二預定均勻間隙，在該等第一端子導體的末端區段之間；以及第三預定均勻間隙，在該等第一端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第一端子末端區段之區段處。

Description

使用微波接面互連繞組與外部埠的超寬頻隔離變壓器

本發明關於一種超寬頻隔離變壓器，其使用微波接頭來互連其繞組與外部埠。該變壓器，特別是但不完全是，用於資料通訊電路或系統以及微波裝置及設備內的隔離傳輸線變壓器(transmission line transformer，TLT)。本發明亦關於一種建構這種超寬頻隔離變壓器的方法。

資料通訊及量測設備時常需要將寬頻訊號耦合至傳輸線或從傳輸線耦合，且具有一些直流及低頻隔離，以例如抑制共模訊號(例如，「接地迴路」中的電源嗡嗡聲(mains hum))。為此目的，通常使用直流隔離變壓器。

然而，普遍認為，這種已知變壓器的寄生電抗會因引入損耗及不匹配而限制可透過傳輸線通訊的上限可用頻率(fU)。此外，頻率下限(fL)將受到分流電抗的限制，從而難以將fU/fL比提高超過某個限制(通常為100,000)。因而可達成的總頻寬有所限制。

目前，僅傳統的隔離變壓器用於區域網路及廣域網路(LAN及WAN)，且在目前的形式中，由於上述特性，這些限制了頻寬，因此不利於最佳化高速網路(例如，光纖骨幹及網路)的潛在優勢。

另一種形式的變壓器為傳輸線變壓器(Transmission line Transformer，TLT)，其中考慮了用於變壓器繞組之導體的物理特性，且以亦形成傳輸線的一部分之這樣的方式設置。

GB2556359專利公開了這種具有良好特性的隔離傳輸線變壓器(TLT)。

我們改進了這些TLT，並將隔離變壓器的設計呈現為由三個組件(兩個微波接頭及該等繞組)組成。這些組件的散射特性使裝置能夠傳輸具有持續時間遠小於埠之間傳輸時間的行進脈衝(travelling pulse)。這種裝置是極寬頻的，具有多個高頻差模特性(類似於繞組中使用的一半長度的差動傳輸線之區段的特性)以及大型並聯電感的多個低頻特性。與發明人此時已知的任何其他裝置相比，這些裝置的傳輸頻帶(pass band)的高頻截止頻率與低頻截止頻率之比要大得多。

從廣義上說，在此提供了一種用於資料通訊的超寬頻隔離傳輸線變壓器(ITLT)，該ITLT被配置有第一埠及第二埠，其連接至各自的第一繞組及第二繞組，該等埠彼此直流隔離。

根據本發明的第一態樣，提供了一種用於資料通訊系統之隔離變壓器，該變壓器包含： 第一埠，由具有各自的第一端子導體之兩個分離的第一端子形成，位於或靠近第一邊緣，包含外部埠區段及內部埠區段； 第二埠，由具有各自的第二端子導體之兩個分離的第二端子形成，位於或靠近第二邊緣，包含外部埠區段和內部埠區段； 第一導電繞組路徑及第二導電繞組路徑分別以串聯連接至該第一埠及該第二埠，該等路徑彼此電性隔離； 第一微波接頭，形成在該第一埠處，該第一微波接頭包含： 第一預定均勻間隙，沿著該第一埠內的預定長度區段，在該等第一端子導體中的每一者與該第二導電路徑之間； 第二預定均勻間隙，在該等第一端子導體的末端區段之間；以及 第三預定均勻間隙，在該等第一端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第一端子末端區段之區段處。

根據本發明的第二態樣，一種在資料通訊系統中提供直流隔離的方法，該方法包含將上述隔離變壓器的一埠連接至電腦、電腦數據機或資料通訊設備且另一埠連接至傳輸線或類似物，以及其中該資料通訊系統被配置以向及/或從另一傳輸線傳送及/或接收資料。

根據本發明的第三態樣，提供了一種隔離變壓器的製造之方法，該方法包含：提供第一埠，由具有各自的第一端子導體之兩個分離的第一端子形成，位於或靠近第一邊緣，包含外部埠區段及內部埠區段；第二埠，由具有各自的第二端子導體之兩個分離的第二端子形成，位於或靠近第二邊緣，包含外部埠區段和內部埠區段；第一導電繞組路徑及第二導電繞組路徑分別以串聯連接至該第一埠及該第二埠，該等路徑彼此電性隔離；第一微波接頭形成在該第一埠處，其包含第一預定均勻間隙，沿著該第一埠內的預定長度區段，在該等第一端子導體中的每一者與該第二導電路徑之間；第二預定均勻間隙，在該等第一端子導體的末端區段之間；以及第三預定均勻間隙，在該等第一端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第一端子末端區段之區段處。

優選態樣於附屬請求項中界定。

本發明關於一種超寬頻隔離變壓器，其使用微波接頭來互連其繞組與外部埠。該變壓器，特別是但不完全是，用於資料通訊電路或系統以及微波裝置及設備內的隔離傳輸線變壓器(transmission line transformer，TLT)。本發明亦關於一種建構這種超寬頻隔離變壓器的方法。

寬頻訊號以諸如波的形式通過隔離變壓器的兩個埠傳播，如圖1a及圖1b所示。這些類型的隔離變壓器在申請人先前的第GB2556359B號專利公告中有詳細描述。

這些波之間的關係可使用向量網路分析儀(vector network analyser，VNA)以極佳的準確度從低頻到極高頻進行量測。此需要使用導引每個埠的行進波(travelling wave)之均勻傳輸線的一短區段來定義一個參考平面(諸如圖1a及1b中的虛線所示)。VNA呈現散射參數(s參數(s-parameter))，這些參數呈現經由這些參考平面傳播的這些波之間的關係，完全地表徵裝置的小訊號特性。

傳輸線變壓器的內部結構藉由設計亦可導引行進波，且可使用其內部結構定義參考平面，將裝置劃分為可個別地表徵及分析的微波互連組件，以描述它們與整個裝置的微波特性的關係。圖1b呈現傳輸線變壓器的這種分解。此分解用於分析混合模式二埠(mixed-mode two-port)所需的特性，該混合模式二埠由兩個混合模式三埠(將其繞組與其外部埠互連)組成。

我們將隔離變壓器的設計呈現為由三個組件(兩個微波接頭及該等繞組)組成。這些組件的散射特性使裝置能夠傳輸具有持續時間遠小於埠之間傳輸時間的行進脈衝(travelling pulse)。這種裝置是極寬頻的，具有多個高頻差模特性(類似於繞組中使用的一半長度的差動傳輸線之區段的特性)以及大型並聯電感的多個低頻特性。與發明人此時已知的任何其他裝置相比，這些裝置的傳輸頻帶(pass band)的高頻截止頻率與低頻截止頻率之比要大得多。

圖1a及1b呈現發明人先前專利公告中的隔離變壓器，其可劃分為三個區段，如上所述係用於分析。

更詳細地說，圖1a及1b呈現變壓器被沿最內部的虛線(標記為埠A及埠B)通過裝置的垂直參考平面來劃分為三個組件(接頭1、繞組及接頭2)。接頭用於將繞組與兩個外部埠(埠1及埠2)中的每一者互連，這兩個外部埠位於通過最外面的虛線的垂直平面上。我們不改變習知技術中繞組的特性(其由實質上恆定的特性阻抗(Zo/2)及延遲Td的差動傳輸線組成)且在埠1及埠2處對於裝置呈現相同的外部特性，實質上恆定的特性差動阻抗Zo(繞組阻抗的兩倍)。

圖1b中的參考平面各以在垂直於均勻傳輸線之一區段的一平面切割裝置，以使我們可定義、分析及在大體上量測傳播通過這些平面的波。藉由將組件嵌入可校準的測試固定器中，可使用向量網路分析儀量測這些波。

埠1及埠2各有兩個導體(除了任何周圍的屏蔽導體)，因此針對在各方向傳播之波的電磁場，支持兩種主要模式。舉例而言，這兩種模式可為偶模(even mode)及奇模(odd mode)，行進波的總電磁場為這兩種分量的混合。二個導體(雙(bifilar/twin))的傳輸線的奇模通常稱為差模(differential mode)，且一般而言係預期被激發並用於傳輸行進波的模式。偶模通常稱為共模，相比之下，通常不預期激發共模(未屏蔽時會導致輻射並易受干擾)。實際上，隔離變壓器通常被採用以抑制共模訊號。圖1b的埠A及B各有四個導體(在任何周圍的屏蔽或接地參考之上及上方)，因此支持四種模式。

更詳細地並參考我們以下描述的圖式：

圖1a和1b分別以俯視圖及透視圖呈現習知技術中目前已知的隔離變壓器的示意圖。圖式呈現具有參考平面的隔離變壓器。結構內的虛線表示通過結構的參考平面的位置，用於將結構劃分為三個組件。兩個組件被指定為微波接頭(microwave junction)，其各將一個外部埠與繞組的一端互連。

圖式呈現不具有中心抽頭之隔離變壓器(如當前在習知技術中已知的)的示意圖，其係在每個埠具有兩個端子的二埠裝置，即其為四端子裝置。虛線表示參考平面通過每個埠的傳輸線之該短區段的位置。

更詳細地，圖1a及1b呈現變壓器10，其包含具有兩個平行孔14、15的雙筒(binocular)(或珠(bead))芯體11，絞合導體(twisted conductor)13、16穿過這些孔以提供傳輸線。芯體實際上可為環形的、雙筒的或罐形。

第一埠(埠1)設置在芯體11的一側，並且包含第一導體13，其從一個埠終端延伸通過第一孔14，然後它離開並通過第二孔15返回並終止於另一個埠終端。第二埠(埠2)設置在與芯體11物理上地相對的一側，並包含第二導體16，其從一個埠端子穿過第二孔，然後離開並通過第一孔14返回並終止在另一個埠終端。導體13、16因而完成單一匝或繞組，如與先前實施例一樣，其被發現對雙筒芯體顯示出特別有利的結果。如圖所示，導體13及16在芯體11內絞合在一起，但通過周圍的絕緣材料彼此絕緣，且具有實質上恆定的間隙。

圖2中的參考平面各以在垂直於均勻傳輸線之一區段的一平面切割裝置，以使我們可定義、分析及在大體上量測傳播通過這些平面的波。藉由將組件嵌入可校準的測試固定器中，可使用向量網路分析儀量測這些波。

埠1及埠2各有兩個導體(除了任何周圍的屏蔽導體)，因此針對在各方向傳播之波的電磁場，支持兩種主要模式。舉例而言，這兩種模式可為偶模(even mode)及奇模(odd mode)，行進波的總電磁場為這兩種分量的混合。二個導體(雙(bifilar/twin))的傳輸線的奇模通常稱為差模(differential mode)，且一般而言係預期被激發並用於傳輸行進波的模式。偶模通常稱為共模，相比之下，通常不預期激發共模(未屏蔽時會導致輻射並易受干擾)。實際上，隔離變壓器通常被採用以抑制共模訊號。圖2的埠A及B各有四個導體(在任何周圍的屏蔽或接地參考之上及上方)，因此支持四種模式。

圖2以具有參考平面的透視圖呈現根據新的發明之具有改進的接頭1及接頭2的隔離變壓器20的示意圖。由於改型了接頭，俾當裝置在其外部埠(1及2)被完全平衡的訊號激發時，從埠A或B反射回該等繞組的波恰好被從該等繞組的另一半傳輸的反向波完全地抵消。

圖2呈現改進的隔離變壓器，其優於圖2所示的隔離變壓器。改進的地方在接頭1及接頭2中，且可應用於平面或不同拓撲的變壓器。

更詳細地，圖2呈現改進的變壓器20，其包含具有兩個平行孔24、25的雙筒(binocular)(或珠(bead))芯體21，絞合導體(twisted conductor)23、26穿過這些孔以提供傳輸線。芯體實際上可為環形的、雙筒的、罐形的或任何型式的變壓器芯體。變壓器可為平面的或非平面的，具有或不具有絞合導體，具有或不具有中心抽頭。

以下呈現許多範例其中之一，僅用於說明目的。

第一埠(埠1)設置在芯體21的一側，並且包含第一導體23，其從一個埠終端延伸通過第一孔24，然後它離開並通過第二孔25返回並終止於另一個埠終端。第二埠(埠2)設置在與芯體21物理上地相對的一側，並包含第二導體26，其從一個埠端子穿過第二孔，然後離開並通過第一孔24返回並終止在另一個埠終端。導體23、26因而完成單一匝或繞組，如與先前實施例一樣，其被發現顯示出特別有利的結果。如圖所示，導體23及26在芯體21內絞合在一起，但通過周圍的絕緣材料彼此絕緣，且具有實質上恆定的間隙。

如先前所述，導體不需要絞合，芯體可為任何型式。形成在第一埠處的第一微波接頭28包含沿著預定繞組長度區段(在埠1及埠A之間的區段)在各第一端子導體與第二導電路徑之間的預定且均勻間隙或均勻間距d1及d1*；在該等第一端子導體之一長度的埠末端區段之間的預定且均勻間隙d2；在該等第一端子導體從繞組區段過渡到第一端子埠末端區段之區段處的預定間隙d3。

形成在第二埠處的第二微波接頭29包含沿著預定繞組長度區段(在埠2及埠B之間的區段)在各第二端子導體與第一導電路徑之間的預定且均勻間隙d4及d4*；在該等第二端子導體之一長度的埠末端區段之間的預定且均勻間隙d5；在該等第二端子導體從繞組區段過渡到第二端子埠末端區段之區段處的預定間隙d6。

現參考圖3a，其呈現一方塊示意圖，描繪作為單端四埠裝置之不具有中心抽頭的隔離變壓器。虛線表示變壓器的邊界。它的四個埠，在這個邊界內標記為p1~p4，每個埠都可同時在向內(a)方向及向外(b)方向導引單端訊號(即單一模式的行進波)。示意圖呈現變壓器由串接的三個元件組成：單端六埠(single-ended six-port)(左側的接頭1)，單端八埠(single-ended eight-port)(中間的繞組)，以及另一單端六埠元件(右側的接頭2)。圖3a為節點描述(nodal description)，其為圖3b的模態描述(modal description)的對等部分。這些描述之間存在明確定義的關係。單端描述更直接適合使用VNA(VNA通常具有單端實體埠，其在數學上與虛擬混合模式埠相關)測量這些裝置。單端描述亦為分析裝置中行進波之間的關係的有用替代方法。

圖4a呈現描繪隔離變壓器(例如在方塊示意圖3a及3b中描繪的)的內部連接的示意圖。它被分解成繞組及兩個多模二埠微波接頭。實線表示陰影區塊內部的導體，虛線呈現參考平面的位置。

圖4b呈現描繪具有兩個中心抽頭之隔離變壓器的內部連接的示意圖。它與圖4a的不同之處僅在於添加了這些中心抽頭。

圖5a呈現描繪不具有中心抽頭之隔離變壓器的內部連接的示意圖。它用於繪示圖4a所示之參考平面的其他設置。

圖5b呈現描繪具有兩個中心抽頭之隔離變壓器的內部連接的示意圖。它與圖5a的不同之處僅在於添加了這兩個中心抽頭，因此需要額外的參考平面。它用於繪示圖4b所示之參考平面的其他設置。

圖6a呈現根據本發明的接頭之實施例的圖式，具有在同一平面上並鄰接繞組的端子。為了模擬及分析之目的，矩形表示參考平面上的波導邊界，以3D呈現圖4a表示之二埠微波接頭。

圖6b呈現根據本發明的接頭之另一個實施例的圖式，具有在不同的平面上、鄰接繞組並將繞組夾在它們之間的端子，再次以3D呈現圖4a表示之另一實施例的二埠微波接頭。此接頭係對圖6a所示接頭的進一步改進。圍繞由繞組與接頭形成之迴路循環的反射波與傳送波之間有更好的平衡。

圖7呈現根據本發明之具有中心抽頭的接頭的圖式，以3D呈現圖4b表示之具有中心抽頭的二埠微波接頭。

圖8呈現與圖6a中所描繪之相同的實施例的圖式，但具有參考平面的其他設置(如由交替地放置的陰影波導埠邊界所示)，以3D呈現圖5a表示之三埠微波接頭。

圖9呈現針對圖7所示之實施例的波導的其他配置的圖式，以3D呈現圖5b表示之具有中心抽頭的三埠微波接頭。

因此，本發明描述了一種用於資料通訊系統之隔離變壓器，該變壓器包含：第一埠，由具有各自的第一端子導體之兩個分離的第一端子形成，位於或靠近第一邊緣；第二埠，由具有各自的第二端子導體之兩個分離的第二端子形成，位於或靠近第二邊緣；第一導電路徑及第二導電路徑分別以串聯連接至該第一埠及該第二埠，該等路徑彼此電性隔離；第一微波接頭形成在該第一埠處，其包含第一預定間隙，在預定繞組長度區段中之該等第一端子導體中的每一者與該第二導電路徑之間；第二預定間隙，在該等第一端子導體的末端區段之間；以及第三預定間隙，在該多個第一端子導體從該繞組區段過渡(transition)至第一端子末端區段之區段處。

變壓器更可包含形成在第二埠處的第二微波接頭，其包含第四預定間隙，在預定繞組長度區段中且在各該第二端子導體與該第一導電路徑之間的；第五預定間隙，在該等第二端子導體的末端區段之間；以及第六預定間隙，在該等第二端子導體從繞組區段過渡到第二端子區段之區段處。

傳輸線變壓器被配置以具有實質上等於在第一埠及第二埠處呈現之特性阻抗，且具有亞鐵鹽(ferrite)或非亞鐵鹽材料芯體。該變壓器提供超過2 GHz的工作頻寬，並可操作在2G或更高的資料速度下。可配置一種變壓器系統包含安裝構件(mounting member)，該安裝構件承載複數個上述之隔離變壓器。

一種在資料通訊系統中提供直流隔離的方法，該方法包含將如上述之隔離變壓器的一埠連接至電腦、電腦數據機或資料通訊設備且另一埠連接至傳輸線或類似物，以及其中該資料通訊系統被配置以向及/或從另一傳輸線傳送及/或接收資料。

圖10a描繪根據本發明之具有10匝的變壓器的圖形結果。曲線呈現頻域中的差動散射參數。x軸以赫茲(Hz)為單位表示頻率，y軸以分貝(dB)為單位表示散射參數值。埠之間的插入損耗(IL)為差動散射參數Sdd21和Sdd12(每個方向一個)。差動回波損耗(return loss，RL)為分別針對埠1與埠2的散射參數Sdd11及Sdd22。此裝置具有10匝的繞組圍繞著一個小的高磁導率環形磁芯(如圖11所示)。然而，接頭的實現並不理想，因此在傳輸頻帶中存在顯著的漣波(ripple)，從而將該裝置的3dB頻寬(3dB-bandwidth)限制在2.5 GHz左右。朝向圖表頂部的虛線表示從直接連接該等埠(而不是變壓器)的相等長度之等效傳輸線預期的IL。虛線曲線描繪IEEE在802.3中為介質相依介面(Media Dependent Interface，MDI)指定的RL限制。RL應該優於這條線。

圖10b描繪根據本發明之變壓器的圖形結果，其與結果在圖10a中給出之裝置的不同之處實質上僅在接頭中的導體之間的間隙被防止張開。此接頭為本發明較好的實現，因此散射參數顯示出更大的頻寬(4.8 GHz)，以及比IEEE MDI RL限制有更大的裕度。

圖11a描繪34匝裝置的圖形結果，在其他方面類似於10匝裝置(其結果在10b中描繪)。這裡值得注意的是，IL非常接近於直接互連埠的相等長度之等效傳輸線預期的IL。此發現為裝置隨著匝數的增加的特性。在感興趣的頻帶上，本發明的變壓器的差動散射參數與等效長度的傳輸線幾乎沒有區別。

圖11b描繪標稱與圖11a中所示相同但具有降質的接頭之變壓器的圖形結果。允許在接頭中的邊角處的導體之間形成更大的間隙，就像圖10a中的那樣。然而，發現像這樣的裝置，具有更多匝數時，其散射參數不會像匝數較少時那樣顯著降低。這歸因於由較長的長度的繞組引入阻尼因數的增加。

圖12a描繪從與圖10a相同的差動散射參數衍生出的圖形結果，但描繪成時域中的步階響應(step response)。在兩個埠(tdd11及tdd22)的反射步階響應中，不良的接頭的影響是明顯的，如同尖峰。這些尖峰的時間位置清楚地表示接頭是導致較差RL的反射的由來。類似地，傳輸步階響應(tdd21及tdd12)顯示混響(reverberation)，這是圖10a之IL中漣波的原因。主響應與回波之間的延遲與兩個接頭之間的混響一致。

圖12b描繪從與圖10b相同的散射參數衍生出的圖形結果。如同圖12a所示，它們為時域中的步階響應。與圖12a相比，反射之高度的降低證明了接頭的改進。傳輸響應中較高的上升及減少的混響亦為接頭之改進實現的產出。

圖13a描繪從與圖11a相同的s參數衍生出的圖形結果，並描繪時域中的步階響應。此響應係為具有更好的接頭實現之34匝裝置的響應。

圖13b描繪從與圖11b相同的s參數衍生出的圖形結果，並描繪時域中的步階響應。此響應係為具有更差的接頭實現之34匝裝置的響應。儘管在時間零(對應至近端)上反射步階響應中的尖峰高度大於圖13a中的高度，但值得注意的是，從遠端返回的峰值很小(在1.3 ns時)。這與圖12a形成對比，對於匝數較少的裝置，遠端反射(distant end reflection)是清楚明顯的。這可能是由於阻尼增加(由於繞組中之傳輸線損耗的長度增加)。

多匝超寬頻。

本發明的以下部分描述一種多匝變壓器，其可具有與如上所述之相同繞組長度的單匝裝置相當的寬頻性能。

將變壓器設計從單匝限制中解放出來，同時實現：更大的頻寬、更好的開路電感(Open Circuit Inductance，OCL)、更小的尺寸、更高的飽和限制( Isat及 VxS/ 匝)、更低的芯體損耗、更低的輻射損耗、更好的EMC性能、串擾減少、減少隨溫度的變化、溫度範圍的增加，並允許使用兩個中心抽頭( CT)(例如，一個具有接地端或Bob Smith終止，另一個用於收發器( PHY)偏壓)。更詳細地說， Isat為會使芯體飽和的電流值。此為變壓器在不失真的情況下所能處理的電流極限值；OCL代表開路電感且為在沒有其他加載時之繞組的電感。

此外，縮小尺寸的自由度使乙太網路變壓器能夠使用新的及現有的微型晶片緊縮技術製造，例如可能從多層及導體纏繞的晶片電感器設計衍生出。這些技術可高度自動化，且非常便宜。因此，可以更低的成本為所有市場開發出更小、性能更好的乙太網路變壓器。

研究了兩種結構形式：環形螺旋及圓柱形螺旋(即，螺線管)。針對環形，繞組的每單位長度的頻寬實際上會隨著匝數的增加而增加，儘管具有略高於2的限制因數。對於螺線管(在拓撲上與雙筒、罐形、線軸及E型芯體兼容)，每單位長度繞組的頻寬隨著匝數的增加而緩慢減小。然而，隨著匝數的增加， Isatx OCLx 每單位繞組長度的頻寬的品質因數(figure of merit， FoM)仍然顯著增加。

對分離式雙筒核心開發的直接影響是， OCL及 Isat可依需要(不包含頻寬)而改進。

以下為與變壓器設計有關的普遍認可的規則： • 以均勻的傳輸線形成繞組(因為特性阻抗及相位速度沿其長度為均勻的)； • 使用特性阻抗為埠所需之一半的傳輸線； • 配置埠，使它們位於繞組周圍的相對位置上，以便在一個埠處的主時域反射(principal time domain reflection)分別針對在另一個埠處的開路及短路連接，相對於所施加的訊號有相同的延遲； • 均勻分布繞組的迴路； • 保持各對匝之間的距離實質上大於兩個繞組之間的距離； • 使用特性阻抗等於埠的特性阻抗的傳輸線耦合至埠；以及 • 芯體可用於延展低頻性能。

迄今為止，申請人已以實質上大於該等繞組之間的距離之該等迴路之間的距離進行模擬，且此時仍然只是認為是必要的假設。

申請人早已推斷出，繞組間電容在低於相同繞組長度的單匝變壓器的上限的頻率下，於插入損耗(IL)中引入了無法避免的衰減。進行一項實驗，在一個大的環形芯體上建構一個兩匝變壓器，圍繞該芯體形成「8字形」同軸繞組，導致頻寬非常差(繞組長度為40 mm時約為1 GHz)。

申請人開發的一種實驗變壓器(experimental transformer)，其繞組的迴路相互交叉在中心極為貼近，但在相對埠所在的位置最大地遠。只有用於繞組的同軸傳輸線的護套才能防止迴路在交叉時共同電性短路。

這種結構在繞組的迴路之間既沒有均勻的間距，也沒有實質上大於繞組本身之間的距離的最小間距。

普遍認為如果匝彼此之間均勻地間隔較大的距離，則該結構可能表現良好。

該實驗導致本發明質疑這些推測是否正確。申請人使用模擬，因為它允許精確控制幾何形狀，允許排除構造困難或不準確。該模擬器具有3D全波數值碼(numerical code)，用於頻域及時域模型。

使用最簡單的實體模型來獲得早期結果。唯一採用的材料是非物理無損的完美電導體(Perfect Electrical Conductor，PEC)及自由空間，但這並不改變我們可以得出的關於單匝和多匝變壓器的相對頻寬的結論的實質，而是促使良好的模擬的保真度，並加快模擬時間。

圖15a及15b分別以8匝和52匝形式繪示根據本發明之多匝變壓器實施例。該拓撲為環繞環狀體的螺旋線。環形結構被選擇用於多匝設計，因為它允許對幾何形狀進行純分析描述(purely analytical description)，這大大地簡化了參數控制，並且具有完美的對稱性，這對於具有電對稱性的裝置來說是重要的。

使用由兩個圓形導體組成的50歐姆傳輸線，該傳輸線環繞一環形空間。導體被設置為圍繞環狀體的內部及外部，而不是並排，因為這對均勻阻抗的幾何形狀具有更簡單的分析描述。

該模型由數值參數控制，如圖25所示。參數N控制該模型中的匝數。該模型目前僅支持偶數匝數。對於奇數匝，第二個埠的位置是不同的，且此非參數化的。

為了進行比較，模擬繞組形成圓形迴路的單匝變壓器。此如圖14所示。

圖16繪示9匝的螺線管變壓器。螺線管構造(圖16)在幾何上並不那麼單純，因為它需要一種連接螺線管開口端的方法，這必然會破壞其對稱性。這種拓撲結構與雙筒芯體的使用是一致的，儘管在這種情況下，有人很可能會將迴路配置成更矩形的形狀，或許具有比另一個實質上長的尺寸。

多匝環形裝置響應的模擬結果與單匝迴路具有相同的梳形濾波器形式(comb-filter form)。

圖17呈現2匝的螺旋繞法的環形變壓器與具有相同繞組長度的圓形單匝變壓器之比較的模擬結果。兩個裝置具有相同的頻寬。

圖18繪示24匝(N=24)的螺旋繞法的環形變壓器與具有相同繞組長度的圓形單匝變壓器之比較的S21( IL)。顯然，24匝裝置的頻寬要大得多。

圖19呈現環形裝置的共振頻率(resonant frequency)係一貫地高於單匝裝置的共振頻率。

圖20呈現環形螺旋的頻寬隨著螺旋匝數的增加而提高，儘管在大約20匝以上時效益減少。

圖21描繪標準化變壓器頻寬之度量與繞組中形成之匝數間的關係。此係針對x軸(橫軸)上之繞組的給定匝數，y軸(垂直軸)上為基本共振(即在最低的共振頻率上)上之圍繞繞組分布的正弦訊號的週期數。從圖式中可看出，對於使用固定長度的導體製成的繞組，環形繞組的頻寬隨著形成的匝數增加而增加，而對於圓柱形繞組，頻寬隨著形成的匝數的增加而減少(縮小)。如圖21中可看出，螺線管變壓器的頻寬可小於單匝迴路(或環形)變壓器的頻寬，但亦可大於單匝迴路的頻寬。這取決於幾何形狀的一些特性，其中具有更多頻寬的結果為具有小直徑的長螺線管。

圖22繪示給定繞組長度的螺線管變壓器的頻寬。

實驗推斷出的結論是，多匝變壓器的工作方式與單匝裝置相同。環形設計通常比螺線管設計具有更好的頻寬性能，但在給定頻寬下，可在 Isat及OCL改進方面獲得多匝的好處。

發現構成實驗的一部分之變壓器的分類的相對頻寬(單匝圓形迴路、環形及螺線管)僅以小的因素因單位而變化，而對於給定繞組長度的OCL的好處隨著N(匝數)線性地變化，以及對於給定繞組長度的OCL- Isat的乘積在N=4時有最大值。推斷出結論是，應該有可能在有吸引人的小封裝中使用多匝分珠(split-bead)設計以獲得NGAUTO PoDL所需的L x Isat及頻寬。其他不需要如此高 Isat的應用可具有更大的OCL、且更小及/或給予更大的頻寬。

應當理解，上述的實施例純粹為說明性的，並不限制本發明的範圍。一旦閱讀本案後，其他變化及修改對於所屬技術領域中具有通常知識者將為明白易懂。

10:變壓器 11:芯體 13:第一導體 14:第一孔 15:第二孔 16:第二導體 20:變壓器 21:芯體 23:第一導體 24:第一孔 25:第二孔 26:第二導體 28:第一微波接頭 29:第二微波接頭 d1:間距 d1*:間距 d2:間距 d3:間距 p1:埠 p2:埠 p3:埠 p4:埠 p5:埠 p6:埠 p7:埠 p8:埠 A:參考平面 B:參考平面 B’:參考平面 C:參考平面 C’:參考平面 D:參考平面 D’:參考平面 E:參考平面 E’:參考平面 F:參考平面 G:參考平面 G’:參考平面 H:參考平面 H’:參考平面

現在將參考附隨的圖式經由非限制性的範例描述本發明，其中：

[圖1a及1b]呈現習知技術中目前已知的隔離變壓器的示意圖，該隔離變壓器不具有中心抽頭，且為每個埠具有兩個端子的二埠(two-port)裝置(即，四端子裝置)；

[圖2]以具有參考平面的透視圖呈現根據新的發明之具有改進的接頭1及接頭2的隔離變壓器的示意圖；

[圖3a]呈現根據新的發明描繪隔離變壓器的方塊示意圖，其不具有中心抽頭如同單端四埠(single-ended four-port)裝置。虛線表示變壓器的邊界；

[圖3b]呈現與圖3a中所述之相同的變壓器的方塊示意圖，但以等效的混合模式表示呈現；

[圖4a]呈現描繪隔離變壓器(例如在方塊示意圖3a及3b中描繪的)的內部連接的示意圖；它被分解成繞組及兩個多模二埠微波接頭；實線表示陰影區塊內部的導體，虛線呈現參考平面的位置；

[圖4b]呈現描繪具有兩個中心抽頭之隔離變壓器的內部連接的示意圖；它與圖4a的不同之處僅在於添加了這些中心抽頭；

[圖5a]呈現描繪不具有中心抽頭之隔離變壓器的內部連接的示意圖；繪示不同於圖4a所示之參考平面的其他設置；

[圖5b]呈現描繪具有兩個中心抽頭之隔離變壓器的內部連接的示意圖；它與圖5a的不同之處僅在於添加了這兩個中心抽頭，因此需要額外的參考平面；繪示不同於圖4b所示之參考平面的其他設置；

[圖6a]呈現根據本發明的接頭之實施例的圖式，具有在同一平面上並鄰接繞組的端子；為了模擬及分析之目的，矩形表示參考平面上的波導邊界；

[圖6b]呈現根據本發明的接頭之另一個實施例的圖式，具有在不同的平面上並將繞組夾在它們之間的端子；

[圖7]呈現根據本發明之具有中心抽頭的接頭的圖式；

[圖8]呈現與圖6a中所描繪之相同的實施例的圖式，但具有參考平面的其他設置(如由交替地放置的波導埠邊界所示)；

[圖9]呈現針對圖7所示之實施例的波導的其他配置的圖式；

[圖10a]描繪根據本發明之具有10匝的變壓器的圖形結果；曲線呈現頻域中的差動散射參數。x軸以赫茲(Hz)為單位表示頻率，y軸以分貝(dB)為單位表示散射參數值。埠之間的插入損耗(IL)為差動散射參數(differential scattering parameter)Sdd21及Sdd12(每個方向一個)；差動回波損耗(return loss，RL)為分別針對埠1及埠2的散射參數Sdd11及Sdd22；

[圖10b]描繪類似於圖10a的變壓器的圖形結果，但接頭中導體之間的間隙被防止張開；

[圖11a]描繪34匝裝置的圖形結果，在其他方面類似於10匝裝置(其結果在10b中描繪)；

[圖11b]描繪標稱與圖11a中所示相同但具有降質的(degraded)接頭之變壓器的圖形結果；

[圖12a]描繪從與圖10a相同的差動散射參數衍生出的圖形結果，但描繪成時域中的步階響應(step response)；

[圖12b]描繪從與圖10b相同的散射參數衍生出的圖形結果；

[圖13a]描繪從與圖11a相同的s參數衍生出的圖形結果，並描繪時域中的步階響應；此響應係為具有更好的接頭實現之34匝裝置的響應；

[圖13b]描繪從與圖11b相同的s參數衍生出的圖形結果，並描繪時域中的步階響應；此響應係具有較差的接頭實現之34匝裝置的響應；

[圖14]係為單迴路模型(其係用於比較)；

[圖15a及15b]分別以8匝和52匝形式繪示根據本發明之多匝變壓器實施例；拓撲為環繞環狀體的螺旋線；

[圖16]繪示9匝的螺線管變壓器；

[圖17]呈現2匝的螺旋繞法的環形變壓器與具有相同繞組長度的圓形單匝變壓器之比較的模擬結果；

[圖18]繪示24匝的螺旋繞法的環形變壓器與具有相同繞組長度的圓形單匝變壓器之比較的S21(IL)；

[圖19]呈現環形裝置的共振頻率(resonant frequency)係一貫地高於單匝裝置的共振頻率；

[圖20]呈現環形螺旋的頻寬隨著螺旋匝數的增加而提高，儘管在大約20匝以上後效益減少；

[圖21]描繪標準化變壓器頻寬之度量與繞組中形成之匝數間的關係；此係針對x軸(橫軸)上之繞組的給定匝數，y軸(垂直軸)上為基本共振(即在最低的共振頻率上)上之圍繞繞組分布的正弦訊號的週期數；以及

[圖22]繪示給定繞組長度的螺線管變壓器的頻寬。

20:變壓器

21:芯體

23:第一導體

24:第一孔

25:第二孔

26:第二導體

28:第一微波接頭

29:第二微波接頭

d1:間距

d1*:間距

d2:間距

d3:間距

Claims (14)

1. 一種用於資料通訊系統之隔離變壓器，該變壓器包含： 第一埠，由具有各自的第一端子導體之兩個分離的第一端子形成，位於或靠近第一邊緣，包含外部埠區段及內部埠區段； 第二埠，由具有各自的第二端子導體之兩個分離的第二端子形成，位於或靠近第二邊緣，包含外部埠區段和內部埠區段； 第一導電繞組路徑及第二導電繞組路徑分別以串聯連接至該第一埠及該第二埠，該等路徑彼此電性隔離； 第一微波接頭，形成在該第一埠處，該第一微波接頭包含： 第一預定均勻間隙，沿著該第一埠內的預定長度區段，在該等第一端子導體中的每一者與該第二導電路徑之間； 第二預定均勻間隙，在該等第一端子導體的末端區段之間；以及 第三預定均勻間隙，在該等第一端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第一端子末端區段之區段處。
2. 如請求項1之隔離變壓器，更包含形成在該第二埠處的第二微波接頭，該第二微波接頭包含： 第四預定均勻間隙，沿著該第二埠內的預定長度區段，在該等第二端子導體中的每一者與該第一導電路徑之間； 第五預定均勻間隙，在該等第二端子導體的末端區段之間；以及 第六預定均勻間隙，在該等第二端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第二端子末端區段之區段處。
3. 如請求項1或2之隔離變壓器，其中，該微波接頭被改型，以使當該裝置被在第一埠及第二埠處之多個完全平衡的訊號(wholly balanced signal)激發時，從內部埠A或B反射回該等繞組的波被從該等繞組的另一半傳送的反向波(opposing wave)完全地抵消。
4. 如請求項1或2之隔離變壓器，更包含由亞鐵鹽或非亞鐵鹽材料形成的磁芯；提供超過2 GHz的工作頻寬，並可操作在2G或更高的資料速度下。
5. 如請求項1或2之隔離變壓器，更包含在該微波接頭中的中心抽頭。
6. 如請求項1或2之隔離變壓器，具有多匝數。
7. 一種變壓器系統，包含安裝構件(mounting member)，該安裝構件承載複數個如請求項1至6中任一項之隔離變壓器。
8. 一種在資料通訊系統中提供直流隔離的方法，該方法包含將如請求項1至6中任一項之隔離變壓器的一埠連接至電腦、電腦數據機或資料通訊設備且另一埠連接至傳輸線或類似物，以及其中該資料通訊系統被配置以向及/或從另一傳輸線傳送及/或接收資料。
9. 一種隔離變壓器的製造之方法，該方法包含： 提供第一埠，由具有各自的第一端子導體之兩個分離的第一端子形成，位於或靠近第一邊緣，包含外部埠區段及內部埠區段； 第二埠，由具有各自的第二端子導體之兩個分離的第二端子形成，位於或靠近第二邊緣，包含外部埠區段和內部埠區段； 第一導電繞組路徑及第二導電繞組路徑分別以串聯連接至該第一埠及該第二埠，該等路徑彼此電性隔離； 第一微波接頭，形成在該第一埠處，該第一微波接頭包含： 第一預定均勻間隙，沿著該第一埠內的預定長度區段，在該等第一端子導體中的每一者與該第二導電路徑之間； 第二預定均勻間隙，在該等第一端子導體的末端區段之間；以及 第三預定均勻間隙，在該等第一端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第一端子末端區段之區段處。
10. 如請求項9之方法，更設置形成在該第二埠處的第二微波接頭，該第二微波接頭包含： 第四預定均勻間隙，沿著該第二埠內的預定長度區段，在該等第二端子導體中的每一者與該第一導電路徑之間； 第五預定均勻間隙，在該等第二端子導體的末端區段之間；以及 第六預定均勻間隙，在該等第二端子導體從該預定長度區段過渡(transition)至第二端子末端區段之區段處。
11. 如請求項9或10之方法，更配置該隔離變壓器，以使該微波接頭被改型，從而當該裝置被在第一埠及第二埠處之多個完全平衡的訊號(wholly balanced signal)激發時，從內部埠A或B反射回該等繞組的波被從該等繞組的另一半傳送的反向波(opposing wave)完全地抵消。
12. 如請求項9或10之方法，更提供由亞鐵鹽或非亞鐵鹽材料形成的磁芯；更提供超過2 GHz的工作頻寬，並可操作在2G或更高的資料速度下。
13. 如請求項9或10之方法，更設置在該微波接頭群中的多個中心抽頭。
14. 如請求項9或10之方法，具有多匝數。

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