TW202121818A - 多階層降壓轉換器 - Google Patents

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Abstract

本發明公開一種多階層降壓轉換器，其包括輸入電源、輸入電容、第一開關至第四開關、箝位電容、輸出電感、箝位開關、箝位二極體、輸出電容、輸出負載、電流偵測電路、電壓偵測電路及控制電路。電流偵測電路偵測輸出電感的電感電流是否超過預定電流值，若是，則輸出箝位訊號控制箝位開關導通。電壓偵測電路依據輸出電壓與目標輸出電壓的誤差產生工作週期控制訊號。控制電路在工作週期的第一部份中控制第一開關至第四開關依序進入第一模式、第二模式、第三模式及第四模式。

Description

多階層降壓轉換器
本發明涉及一種多階層降壓轉換器，特別是涉及一種能夠降低元件應力、開關選用難度，同時減低電路損耗的多階層降壓轉換器。
現今的電源轉換器逐漸往高電壓和高功率發展，功率元件的選用除了要考量電壓應力的問題，也必須考量元件成本，高電壓的功率元件除了數量較少價格也昂貴許多。
早期應用於大功率高壓電路多以絕緣柵雙極電晶體(Insulated Gate  Bipolar  Transistor,  IGBT) 或 者 矽 控 整 流 器 (SiLicon  Controlled Rectifier, SCR)，雖然有高耐壓以及高耐流的優點，但其切換頻率受到限制，造成較大之損失。故利用金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor  Field  Effect Transistor,  MOSFET)或者是碳化矽(SiLicon Carbide)來改善損耗的方法就被提出，但價格較為昂貴，因此多階層架構應用於轉換器來減少電壓應力的構想被提出。
然而，為了達成多階層架構，需要增加元件數量，且為了平衡各個元件上的跨壓導致控制方式變得複雜，可靠度也隨著階層的增加而降低。
故，極需一種能夠降低元件應力、開關選用難度，同時減低電路損耗的多階層轉換器。
本發明所要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足提供一種能夠降低元件應力、開關選用難度，同時減低電路損耗的多階層降壓轉換器。
為了解決上述的技術問題，本發明所採用的其中一技術方案是，提供一種多階層降壓轉換器，其包括輸入電源、輸入電容、第一開關至第四開關、箝位電容、輸出電感、箝位開關、箝位二極體、輸出電容、輸出負載、電流偵測電路、電壓偵測電路及控制電路。輸入電容，與輸入電源相對於第一節點及第二節點並聯。第一開關，其一端連接於該第一節點。第二開關，其一端連接於第一開關的另一端。第三開關，其一端連接於該第二開關的另一端。第四開關，連接於第三開關的另一端及第二節點之間。箝位電容，連接於第一開關的另一端及第三開關的另一端之間。輸出電感，其一端連接於第二開關及第三開關之間的一第三節點，其另一端連接於一輸出節點。箝位開關，其一端連接於第三節點。箝位二極體，連接於箝位開關的另一端及輸出節點之間。輸出電容，連接於輸出節點及第二節點之間。輸出負載，連接於輸出節點及第二節點之間且與輸出電容並聯，電流偵測電路，經配置以偵測輸出電感的電感電流是否超過預定電流值，若是，則輸出箝位訊號控制箝位開關導通。電壓偵測電路，經配置以接收輸出節點的輸出電壓及參考電壓，並依據輸出電壓與目標輸出電壓的誤差產生工作週期控制訊號，其用於指示工作週期。控制電路，經配置以接收工作週期控制訊號，並在工作週期的一第一部份中控制第一開關至第四開關依序進入一第一模式、一第二模式、一第三模式及一第四模式，其中在第一模式下，控制電路經配置以控制第一開關、第三開關導通，第二開關及第四開關關斷。當由第一模式進入第二模式時，控制電路經配置以控制第一開關關斷，當由第二模式進入第三模式時，控制電路經配置以控制第四開關導通，當由第三模式進入第四模式時，控制電路經配置以控制第三開關關斷。
本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的多階層降壓轉換器，可通過多階層架構降低一半元件應力，並降低開關選用難度，同時加入箝位三角形電流控制法，於輕載時減低電路損耗。
為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。
以下是通過特定的具體實施例來說明本發明所公開有關“多階層降壓轉換器”的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所公開的內容瞭解本發明的優點與效果。本發明可通過其他不同的具體實施例加以施行或應用，本說明書中的各項細節也可基於不同觀點與應用，在不悖離本發明的構思下進行各種修改與變更。另外，本發明的附圖僅為簡單示意說明，並非依實際尺寸的描繪，事先聲明。以下的實施方式將進一步詳細說明本發明的相關技術內容，但所公開的內容並非用以限制本發明的保護範圍。
應當可以理解的是，雖然本文中可能會使用到“第一”、“第二”、“第三”等術語來描述各種元件或者信號，但這些元件或者信號不應受這些術語的限制。這些術語主要是用以區分一元件與另一元件，或者一信號與另一信號。另外，本文中所使用的術語“或”，應視實際情況可能包括相關聯的列出項目中的任一個或者多個的組合。
參閱圖1，其為本發明實施例的多階層降壓轉換器的電路架構圖。如圖所示，本發明實施例提供一種多階層降壓轉換器1，其包括輸入電源Sin、輸入電容Cin、第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3、第四開關Q4、箝位電容Cr、輸出電感L、箝位開關Q5、箝位二極體D1、輸出電容Co、輸出負載RL、電流偵測電路10、電壓偵測電路12及控制電路14。
如圖所示，輸入電容Cin與輸入電源Sin相對於第一節點N1及第二節點N2並聯，且輸入電源Sin具有一輸入電壓Vin，可為一穩定直流值。第一開關Q1的一端連接於第一節點N1，第二開關Q2的一端連接於第一開關Q1的另一端。第三開關Q3的一端連接於第二開關Q2的另一端。第四開關Q4連接於第三開關Q3的另一端及第二節點之間。
箝位電容Cr連接於第一開關Q1的另一端及第三開關Q3的另一端之間。輸出電感L的一端連接於第二開關Q2及第三開關Q3之間的第三節點N3，輸出電感L的另一端連接於輸出節點No。其中，輸入電容Cin與箝位電容Cr極大，可以視為理想電壓源。
箝位開關Q5的一端連接於第三節點N5，箝位二極體D1連接於箝位開關Q5的另一端及輸出節點No之間。輸出電容Co連接於輸出節點No及第二節點N2之間。其中，第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3、第四開關Q4及箝位開關Q5可為功率開關，且可例如為碳化矽-金氧半場效電晶體(SiC-MOSFET)。輸出負載RL，連接於輸出節點No及第二節點N2之間，且與輸出電容Co並聯。
需要說明的是，本發明的多階層降壓轉換器1主要運作在箝位開關三角形電流模式下，其又稱為CL-TCM控制法。具體而言，當輸出的電感電流iL下降至功率開關達成零電壓切換的條件下，將並聯於輸出電感L上的箝位開關Q5打開，並將電感電流iL箝制於箝位開關Q5所形成的路徑上直到下一個週期開始為止。
此切換技術類似於TCM控制法，在輕載時，輸出電感L都擁有較低的有效值電流，因此效率較傳統SCM控制模式高。且本發明進一步設置有電流偵測電路10，用以偵測輸出電感L的電感電流iL是否超過預定電流值，若是，則輸出箝位訊號Sr控制箝位開關Q5導通。藉此，可將電感電流iL箝制在足夠達成零電壓切換的逆向電流值，因CL-TCM模式與SCM控制模式切換頻率相同，可在不改變切換頻率的狀況下達到TCM控制模式的優點，大幅降低數位控制難度、在EMI濾波器的設計上也簡單許多。
此外，多階層降壓轉換器1還包括電壓偵測電路12，用以接收輸出節點No的輸出電壓Vo及參考電壓Vref，並依據輸出電壓Vo與目標輸出電壓的誤差產生工作週期控制訊號Sdut。工作週期控制訊號Sdut主要用於指示多階層降壓轉換器1運作時的工作週期。
控制電路14經配置以接收工作週期控制訊號Sdut，並在工作週期的一第一部份中控制第一開關至第四開關依序進入一第一模式、一第二模式、一第三模式及一第四模式。以下將參考圖2、圖3A至圖3I進行說明。
圖2為本發明實施例的多階層降壓轉換器於輕載下的動作時序圖，圖3A至圖3I為本發明實施例的多階層降壓轉換器的階段一至階段九的導通路徑示意圖。
在本發明的實施例中，將CL-TCM降壓式轉換器分為輕載與重載兩種模式進行分析。圖2為CL-TCM模式之輕載的電流波形，包括分別用於控制第一開關Q1至第四開關Q4的開關驅動訊號VGS1、VGS2、VGS3、VGS4，以及用於控制箝位開關Q5的開關驅動訊號VGS5。其中，開關驅動訊號VGS1、VGS4與開關驅動訊號VGS2、VGS3分別互補，且開關驅動訊號VGS1、VGS2相差180度。上述電流波形還包括電感電流iL。
詳細而言，在一個工作週期內，多階層CL-TCM降壓式轉換器可分為18個階段，如時間t0至時間t16所示，分別對輸出電感L重複兩次的儲能，為了簡化區間的分析，故先在此提出以下假設：
其一，功率開關(如第一開關Q1至第四開關Q4，以及箝位開關Q5)僅考慮寄生電容與本體二極體導通電壓。
其二，輸入電容Cin與箝位電容Cr極大，可以視為理想電壓源。
其三，輸入電源Sin的輸入電壓Vin為一穩定直流值。
其四，所有功率開關(如第一開關Q1至第四開關Q4，以及箝位開關Q5)的寄生電容與本體二極體大小皆相同。
其五，電路中其餘元件皆為理想無任何損耗。
階段一(時間t0-時間t1)：
如圖3A所示，在時間t0時，第一開關Q1導通，第二開關Q2關斷、第三開關Q3導通、第四開關Q4關斷。此時由於箝位開關Q5並未導通。因此，電感電流iL線性上升並在此階段內產生電流流向由負轉正。
階段二(時間t1-時間t2)：
如圖3B所示，在時間t1時，第一開關Q1由導通切換為關斷，第二開關Q2、第三開關Q3、第四開關Q4維持不變。此時電感電流iL欲維持連續，在第一開關Q1及第四開關Q4維持關斷的狀況下，對第一開關Q1的寄生電容Coss1進行充電，對第四開關Q4的寄生電容Coss4進行放電。箝位開關Q5因電感電流iL流向，使寄生電容Coss5充電，箝位二極體D1之寄生電容CD1放電。該階段結束於第四開關Q4的寄生電容放電至本體二極體DQ4導通電壓。
階段三(時間t2-時間t3) ：
如圖3C所示，在時間t2時，第一開關Q1、第二開關Q2、第四開關Q4仍維持關斷。由於在上一階段中，第四開關Q4的寄生電容Coss4放電至本體二極體DQ4導通。此時電感電流iL線性下降。
階段四(時間t3-時間t4) ：
如圖3D所示，在時間t3時，第四開關Q4由關斷切換為導通，而電流偵測電路12偵測到電感電流iL線性下降至預定電流值，進而使箝位開關Q5因導通，第一開關Q1及第二開關Q2維持關斷。然而，由於箝位開關D1逆向截止，輸出電感L之箝位電路不動作。此階段電感電流iL線性下降。
階段五(時間t4-時間t5) ：
如圖3E所示，在時間t4時，第三開關Q3由導通切換為關斷，箝位開關Q5維持導通。因為上一階段電感電流iL流向反轉，造成此階段電感電流iL對第二開關Q2的寄生電容Coss2進行充電，對第三開關Q3的寄生電容Coss3則進行放電。箝位二極體D1的寄生電容CD1也因此階段之電流流向，透過第四開關Q4維持導通的情況下放電。該階段結束於箝位二極體D1的寄生電容CD1放電至箝位二極體D1導通。
階段六(時間t5-時間t6) ：
如圖3F所示，在時間t5時，第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3關斷，箝位開關Q5維持導通。因上一階段箝位二極體D1導通，輸出電感L的電感電流iL在箝位開關Q5與箝位二極體D1之間環流。
階段七(時間t6-時間t7) ：
如圖3G所示，在時間t6時，因電流偵測電路10偵測到電感電流iL未超過預定電流值，故控制箝位開關Q5關斷。由於電感電流iL維持連續，在第二開關Q2及第三開關Q3維持關斷的狀況下，對第二開關Q2的寄生電容Coss2進行充電，對第三開關Q3的寄生電容Coss3進行放電，對箝位開關Q5的寄生電容Coss5則進行充電。該階段結束於第二開關Q2的寄生電容Coss2放電至本體二極體DQ2導通。
階段八(時間t7-時間t8)：
如圖3H所示，在時間t7時，第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3與箝位開關Q5都維持關斷。又因上一階段第二開關Q2的寄生電容Coss2放電至本體二極體DQ2導通，電感電流iL線性上升。
階段九(時間t8-時間t9)
如圖3I所示，在時間t8時第二開關Q2由關斷切換為導通，第一開關Q1、第三開關Q3及第四開關Q4維持與階段八相同。此時，由於箝位開關Q5並未導通，電感電流iL線性上升並在此階段內由負轉正。
進一步，時間t9至時間t16則重複上述階段一至階段九，而故不重複介紹。
將上述開關狀態進行整理，可知在一工作週期的第一部份中，控制電路14控制第一開關Q1至第四開關Q4在四個模式下運作。在第一模式下，控制電路14控制第一開關Q1、第三開關Q3導通，第二開關Q2及第四開關Q4關斷。當由第一模式進入第二模式時，控制電路14控制第一開關Q1由導通切換為關斷，當由第二模式進入第三模式時，控制電路14控制第四開關Q4由關斷切換為導通，當由第三模式進入第四模式時，控制電路14控制第三開關Q3由導通切換為關斷，整理如下表一所示。
表一：
時間 階段 Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 模式
t0-t1 1 ON OFF ON OFF OFF 1
t1-t2 2 OFF OFF ON OFF OFF 2
t2-t3 3 OFF OFF ON OFF OFF 2
t3-t4 4 OFF OFF ON ON ON 3
t4-t5 5 OFF OFF OFF ON ON 4
t5-t6 6 OFF OFF OFF ON ON 4
t6-t7 7 OFF OFF OFF ON OFF 4
t7-t8 8 OFF OFF OFF ON OFF 4
t8-t9 9 OFF ON OFF ON OFF
依據上述流程，控制電路14進一步在工作週期的第二部份中，控制第一開關至該第四開關依序進入第五模式、第六模式、第七模式及第八模式。其中第一模式至第四模式中，第一開關Q1至第四開關Q4的開關狀態分別與第五模式至第八模式中的開關狀態互斥，故在此不再贅述。
可進一步參考圖4，其為本發明實施例的多階層降壓轉換器於重載下的動作時序圖。與先前實施例不同的是，由於本發明的多階層降壓轉換器係採用負峰值電流偵測與電壓補償器來達到閉迴路控制，而在重載下，電感電流iL如圖所示並不會到達預定的負電流值，因此理論上用於控制箝位開關Q5的開關驅動訊號VGS5應維持在低電位。
當多階層降壓轉換器1工作於輕載時，輸出電感L之負電流區間被箝位二極體D1及箝位開關Q5所形成的箝位電路所限制，可降低輸出電感L上之漣波有效值，進而減少轉換器損耗。另一方面，功率開關，如第一開關Q1至第四開關Q4上之電壓應力僅為輸入電壓Vin之一半，故可降低轉換器設計時之元件選用規格。
請進一步參照圖5，其為本發明實施例的電流偵測電路的電路架構圖。在一些實施例中，電流偵測電路10可包括電流偵測單元100及比較器102。電流偵測單元100可為一霍爾感測器，連接於輸出電感L及該輸出節點No之間，經配置以偵測電感電流iL。比較器102的第一輸入端接收電感電流iL，比較器102的第二輸入端接收參考電流Iref。比較器102經配置以將電感電流iL與參考電流Iref進行比較，以判斷電感電流iL是否超過預定電流值，若是，則於比較器102的輸出端輸出箝位訊號Sr控制箝位開關Q5導通。
再者，電流偵測電路10還可包括類比數位轉換器，以將電感電流iL及參考電流Iref轉換為數位訊號。舉例而言，比較器102可例如為數位比較器，可同時讀取參考電流Iref及電感電流iL所轉換的兩個外部電壓，或採用內部數位類比轉換器來控制並模擬參考電流Iref對應的實際電壓，且比較器的輸出可通過工作週期同步模組104，以與系統時脈同步。
請進一步參照圖6，其為本發明實施例的電壓偵測電路及控制電路的電路架構圖。如圖所示，電壓偵測電路12可包括比例積分控制器120、切換頻率計算模組122及電壓控制振盪器124。比例積分控制器120用於接收輸出電壓Vo及參考電壓Vref，並計算輸出電壓Vo與目標輸出電壓的誤差，並依據該誤差產生工作週期指示訊號Sdut’。其中，目標輸出電壓可與參考電壓Vref電壓相同，或通過內部的放大器將參考電壓Vref放大至目標輸出電壓，本發明不限於此。
此外，切換頻率計算模組122用以依據輸入電源Sin的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo及工作週期計算切換頻率，並對應產生切換頻率指示訊號Sfsw。電壓控制振盪器124可接收切換頻率指示訊號Sfsw，以依據切換頻率指示訊號Sfsw指示的切換頻率產生對應的工作週期控制訊號Sdut。而工作週期同步模組124可進一步接收箝位訊號Sr及工作週期控制訊號Sdut，經處理以輸出與該工作週期控制訊號同步的同步箝位訊號Sr’以控制箝位開關Q5。在CL-TCM電流控制法中，為了及時開啟箝位開關Q5，並將負電流箝位在一個固定數值，可採用上述電壓偵測電路12搭配電流偵測電路10，達到即時箝位的效果。
進一步，控制電路14可包括導通時間計算模組140，經配置以依據工作週期控制訊號Sdut指示工作週期產生多個控制訊號，以分別控制第一開關Q1至第四開關Q4，控制電路14可將上述控制第一開關Q1至第四開關Q4進入第一模式至第八模式的控制命令儲存至內建的記憶體，以響應於不同工作週期對第一開關Q1至第四開關Q4進行控制。
[實施例的有益效果]
本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的多階層降壓轉換器，可在多階層箝位開關三角形電流模式下運作，其中，轉換器藉由額外增加的兩組開關與箝位電容以分散各開關電壓應力，使用箝位三角形電流模式控制法可降低輕載時電感有效值電流以提升轉換器效率。
更進一步來說，本發明所提供的多階層降壓轉換器，可通過多階層架構降低一半元件應力，並降低開關選用難度。
以上所公開的內容僅為本發明的優選可行實施例，並非因此侷限本發明的申請專利範圍，所以凡是運用本發明說明書及圖式內容所做的等效技術變化，均包含於本發明的申請專利範圍內。
1:多階層降壓轉換器 Sin:輸入電源 Cin:輸入電容 Q1:第一開關 Q2:第二開關 Q3:第三開關 Q4:第四開關 Cr:箝位電容 L:輸出電感 Q5:箝位開關 D1:箝位二極體 Co:輸出電容 RL:輸出負載 10:電流偵測電路 12:電壓偵測電路 14:控制電路 N1:第一節點 N2:第二節點 N3:第三節點 Vo:輸出電壓 Vin:輸入電壓 No:輸出節點 Sr:箝位訊號 Sdut:工作週期控制訊號 iL:電感電流 Vref:參考電壓 VGS1、VGS2、VGS3、VGS4、VGS5:開關驅動訊號 t0-t16:時間 Coss1、Coss2、Coss3、Coss4、Coss5、CD1:寄生電容 DQ2、DQ4:本體二極體 Iref:參考電流 100:電流偵測單元 102:比較器 104:工作週期同步模組 120:比例積分控制器 122:切換頻率計算模組 124:電壓控制振盪器 Sdut’:工作週期指示訊號 Sfsw:切換頻率指示訊號 Sr’:同步箝位訊號 140:導通時間計算模組
圖1為本發明的多階層降壓轉換器的電路架構圖。
圖2為本發明實施例的多階層降壓轉換器於輕載下的動作時序圖。
圖3A至圖3I為本發明實施例的多階層降壓轉換器的階段一至階段九的導通路徑示意圖。
圖4為本發明實施例的多階層降壓轉換器於重載下的動作時序圖。
圖5為本發明實施例的電流偵測電路的電路架構圖。
圖6為本發明實施例的電壓偵測電路及控制電路的電路架構圖。
1:多階層降壓轉換器
Sin:輸入電源
Cin:輸入電容
Q1:第一開關
Q2:第二開關
Q3:第三開關
Q4:第四開關
Cr:箝位電容
L:輸出電感
Q5:箝位開關
D1:箝位二極體
Co:輸出電容
RL:輸出負載
10:電流偵測電路
12:電壓偵測電路
14:控制電路
N1:第一節點
N2:第二節點
Vin:輸入電壓
No:輸出節點
Sr:箝位訊號
Sdut:工作週期控制訊號
iL:電感電流
Vref:參考電壓
N3:第三節點
Vo:輸出電壓

Claims (7)

  1. 一種多階層降壓轉換器，其包括： 一輸入電源； 一輸入電容，與該輸入電源相對於一第一節點及一第二節點並聯； 一第一開關，其一端連接於該第一節點； 一第二開關，其一端連接於該第一開關的另一端； 一第三開關，其一端連接於該第二開關的另一端； 一第四開關，連接於該第三開關的另一端及該第二節點之間； 一箝位電容，連接於該第一開關的該另一端及該第三開關的另一端之間； 一輸出電感，其一端連接於該第二開關及該第三開關之間的一第三節點，其另一端連接於一輸出節點； 一箝位開關，其一端連接於該第三節點； 一箝位二極體，連接於該箝位開關的另一端及該輸出節點之間； 一輸出電容，連接於該輸出節點及該第二節點之間； 一輸出負載，連接於該輸出節點及該第二節點之間且與該輸出電容並聯， 一電流偵測電路，經配置以偵測該輸出電感的一電感電流是否超過一預定電流值，若是，則輸出一箝位訊號控制該箝位開關導通； 一電壓偵測電路，經配置以接收該輸出節點的一輸出電壓及一參考電壓，並依據該輸出電壓與一目標輸出電壓的誤差產生一工作週期控制訊號，其用於指示一工作週期； 一控制電路，經配置以接收該工作週期控制訊號，並在該工作週期的一第一部份中控制該第一開關至該第四開關依序進入一第一模式、一第二模式、一第三模式及一第四模式， 其中在該第一模式下，該控制電路經配置以控制該第一開關、該第三開關導通，該第二開關及該第四開關關斷； 其中當由該第一模式進入該第二模式時，該控制電路經配置以控制該第一開關關斷； 其中當由該第二模式進入該第三模式時，該控制電路經配置以控制該第四開關導通；以及 其中當由該第三模式進入該第四模式時，該控制電路經配置以控制該第三開關關斷。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的多階層降壓轉換器，其中該控制電路經配置以在該工作週期的一第二部份中控制該第一開關至該第四開關依序進入一第五模式、一第六模式、一第七模式及一第八模式，以及 其中該第一模式至該第四模式中，該第一開關至該第四開關的開關狀態分別與該第五模式至該第八模式中的開關狀態互斥。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的多階層降壓轉換器，其中該電壓偵測電路包括： 一比例積分控制器，經配置以計算該輸出電壓與該目標輸出電壓的誤差，並依據該誤差產生一工作週期指示訊號； 一切換頻率計算模組，經配置以依據該輸入電源的一輸入電壓、該輸出電壓及該工作週期計算一切換頻率，並對應產生一切換頻率指示訊號； 一電壓控制振盪器，經配置以接收該切換頻率指示訊號，以依據該切換頻率產生對應的該工作週期控制訊號。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的多階層降壓轉換器，其中該控制電路包括一導通時間計算模組，經配置以依據該工作週期控制訊號的該工作週期產生多個控制訊號以分別控制該第一開關至該第四開關。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的多階層降壓轉換器，其中該電流偵測電路包括： 一電流偵測單元，連接於該輸出電感及該輸出節點之間，經配置以偵測該電感電流； 一比較器，其第一輸入端接收該電感電流，其第二輸入端接收一參考電流，其中該比較器經配置以將該電感電流與該參考電流進行比較，以判斷該電感電流是否超過一預定電流值，若是，則於該比較器的輸出端輸出該箝位訊號控制該箝位開關導通。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的多階層降壓轉換器，其中該電流偵測單元為一霍爾感測器。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的多階層降壓轉換器，其中該電流偵測電路還包括： 一類比數位轉換器，經配置以將該電感電流及該參考電流轉換為類比訊號； 一工作週期同步模組，經配置以接收該箝位訊號及該工作週期控制訊號，經處理以輸出與該工作週期控制訊號同步的一同步箝位訊號以控制該箝位開關。
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