TW201824833A - 資料編碼和交織方法以及無線工作站 - Google Patents

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Abstract

本發明提供了一種資料編碼和交織方法以及無線工作站。為了使HE PPDU以DCM方式通信，首先由BCC編碼器對資訊位元進行編碼。然後，BCC編碼位元流由BCC交織器交織。更具體地，在給定RU的兩個部分中重複BCC交織位元。如果應用DCM，則基於RU的資料音調總數的一半來定義BCC交織器參數。然後，BCC交織位元被DCM星座映射器調變並映射到RU的兩個部分。通過本發明可以增強DCM下的傳輸可靠性。

Description

資料編碼和交織方法以及無線工作站
本申請公開的實施例涉及無線網路通信技術領域，更具體地，涉及資料編碼和交織的方法以及無線工作站。
IEEE 802.11是用於在Wi-Fi（2.4 GHz、3.6 GHz、5 GHz和60GHz）頻帶上實現無線局域網（wireless local area network, WLAN）通信的一組媒體存取控制（MAC）和實體層（PHY）規範。802.11協定家族由一系列使用相同基本協議的半雙工無線調變技術組成。這些標準和相關修訂為無線網路產品使用Wi-Fi頻帶提供了基礎。例如，IEEE 802.11ac是IEEE 802.11協定家族中的無線網路標準，其在5GHz頻帶上提供高吞吐量的WLAN。在IEEE 802.11ac標準中提出了明顯更寬的通道頻寬（20MHz、40MHz、80MHz和160MHz）。高效WLAN研究組（High Efficiency WLAN study group, HEW SG）是IEEE 802.11工作組內的研究組，HEW SG研究頻譜效率的提高以增強無線設備在高密度場景中的系統吞吐量。由於HEW SG，成立了TGax（IEEE的任務組）以致力於將成為IEEE 802.11ac的後繼標準的IEEE 802.11ax標準。最近，在各種工業領域的一些組織中，已經可以看到WLAN的應用呈指數增長。
正交頻分多址（orthogonal frequency division multiple access, OFDMA）被引入高效WLAN（High Efficiency WLAN, HE WLAN）中，以通過向不同用戶分配子載波的不同子集來增強用戶體驗，這可以允許多個用戶同時進行資料傳輸。在OFDMA中，每個用戶被分配一組子載波，每組子載波稱為資源單元（resource unit, RU）。在HE WLAN中，無線工作站（wireless station, STA）可能會在上行鏈路和下行鏈路OFDMA中發送一個最小大小的RU（頻寬大約為2MHz）。與其20MHz前導碼相比，其資料部分的功率密度要高出9dB。由於空閒通道評估（Clear Channel Assessment，CCA）操作在大於或等於20MHz的頻寬區間上，因此此窄帶上行鏈路OFDMA信號難以被CCA檢測到。因此，一個STA在某個特定的窄頻率帶中的子載波上所受到的干擾比在其他子載波上高9dB。可以看出，窄帶干擾在WLAN中是固有的。因此，需要能夠解決此類窄帶干擾的技術方案。
在多用戶（multi-user, MU）傳輸中，使用1倍符號持續時間對高效信令B（HE-SIG-B）進行編碼。因此，在使用同樣的調變和編碼方案（modulation and coding scheme, MCS）的情況下，它的性能要比使用4倍符號持續時間要差。所以，對於HE-SIG-B需要更可靠的調變方案。此外，為了擴展室外場景的範圍，還需要一個新的調變方案，此方案與MCS0相比，應能在更低的SNR條件下執行。雙子載波調變（Dual Sub-Carrier Modulation， DCM）將相同的資訊調變到一對子載波上。通過在頻率分離的兩個子載波上發送相同資訊，DCM可以將頻率分集（frequency diversity）引入OFDM系統中。DCM的實施並不複雜，並且比在WLAN中使用的現有調變方案提供更好的性能。DCM可以增強可靠性傳輸，特別是在存在窄帶干擾的情況下。
HE 協定資料單元（packet protocol data unit，PPDU）的資料欄位可以通過二進位卷積碼（binary convolutional code, BCC）或者低密度同位（low-density parity check, LDPC）碼來進行編碼。編碼器由HE PPDU的HE-SIG-A中的編碼欄位選擇。當應用BCC時，IEEE 802.11ax的BCC交織器和解交織器可以使用與IEEE 802.11ac中相同的計算式，並對一些參數取新的值。對於IEEE 802.11ax中不同的RU大小，可以限定新的值以用於非DCM調變。對於RU上的DCM調變，交織器參數也可能需要被重新定義。在基於即將到來的IEEE 802.11x標準的下一代WLAN系統中，每個STA可以使用一個或多個RU來傳輸信號。當DCM被應用於給定的RU時，需要具有用於DCM的新交織器設計的傳輸過程，以增強DCM下的傳輸可靠性。
有鑑於此，本發明提供了一種資料編碼和交織方法以及無線工作站，以解決上述問題。
本發明提供一種在無線網路中用於雙載波調變（DCM）的交織器設計方法。對使用DCM的HE PPDU傳輸，資訊位元首先被BCC編碼器編碼。然後，BCC編碼位元流被BCC交織器交織。更具體地，BCC交織位元在給定的資源單元（RU）的兩個部分上重複。如果應用DCM，則BCC交織器的參數根據RU的資料音調的總數的一半來定義。接著，BCC交織位元通過DCM星座映射器被調變並映射到RU的兩個部分中。調變符號被映射到RU的資料子載波的下半部分，並被複製並映射到相同RU的資料子載的上半部分。
在一個實施例中，源站對在無線局域網中，要通過資源單元（RU）從源站傳遞至目標站的資料包編碼。該資源單元具有一定總數的資料音調。源站將一組編碼位元交織為一組交織位元，其中，當應用雙載波調變時，則一組編碼位元對應資源單元的一定總數的資料音調的一半，其中，交織參數由資源單中繼資料音調的總數的一半決定。源站使用第一調變方案，將該組交織位元調變為資源單元的頻率子載波的第一部分，並且使用第二調變方案，將該組交織位元的副本調變為資源單元的頻率子載波的第二部分。源站發送所述資料包至目標站。
本發明通過將待傳遞的資料包編碼，且應用雙載波調變對編碼位元進行交織，其中編碼位元對應資源單中繼資料音調總數的一半，進而使用第一調變方案將交織位元調變為資源單元頻率子載波的第一部分而使用第二調變方案將交織位元的副本調變為資源單元頻率子載波的第二部分，從而可以在資源單元頻率不同的兩個子載波上發送相同的資訊。因此，本發明可以增強傳輸的可靠性。
在閱讀了各附圖及說明書中詳述的優選實施例後，本發明的目的對於本領域具有通常知識者來說無疑是顯而易見的。
在說明書及後續的專利申請範圍中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。本領域一般技術人員應可理解，電子設備製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一元件。本說明書及後續的權利要求並不以名稱的差異來作為區別元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區別的基準。在通篇說明書及後續的權利要求當中所提及的『包含』是開放式的用語，故應解釋成『包含但不限定於』。此外，『耦接』一詞在此是包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述第一裝置電性連接於第二裝置，則代表該第一裝置可直接連接於該第二裝置，或通過其他裝置或連接手段間接地連接至該第二裝置。
第1圖根據新穎的方面例示了無線通訊系統100和支持二進位卷積碼（binary convolutional code, BCC）的雙子載波調變（Dual Sub-Carrier Modulation，DCM）的高效協定資料單元（High Efficiency packet protocol data unit，HE PPDU）封包結構。無線通訊網路100包括無線接入點（access point, AP）101和無線工作站STA 102。在無線通訊系統中，無線設備通過各種已明確定義的封包結構彼此通信。封包包括實體層彙聚協議（physical layer convergence protocol， PLCP）、協定資料單元（Protocol Data Unit，PPDU）、封包頭和有效資料。封包又被劃分為非常具體和標準化的多個部分。第1圖中，HE PPDU封包110從AP 101傳輸至STA 102。HE PPDU 110包括常規短訓練欄位（legacy short training field，L-STF）111、常規長訓練欄位（legacy long training field，L-LTF）112、常規信令欄位（legacy signal field，L-SIG）113、重複常規信令欄位（repeat legacy signal field，RL-SIG）114、HE信令A欄位（HE signal A field，HE-SIG-A）115、HE信令B欄位（HE signal B field，HE-SIG-B）116、HE短訓練欄位（HE short training field，HE-STF）117、HE長訓練資料欄位（HE long training field，HE-LTF）118和119、HE有效資料120以及分組擴展（Packet Extension，PE）121。其中每個欄位的持續時間可如第1圖所示，例如L-STF 111、L-LTF 112、L-SIG 113、RL-SIG 114、HE-SIG-A 115、HE-STF 117的持續時間分別是8μs、8μs、4μs、4μs、8μs、4μs，HE-SIG-B 116中每個符號時間是4μs，每個HE-LTF符號的持續時間可變。
正交頻分多址（Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA）被引入至HE WLAN，以通過向不同用戶分配子載波的子集來增強用戶體驗，這可以允許多個用戶同時進行資料傳輸。在OFDMA中，每個用戶被分配一組子載波，一組子載波被稱為資源單元（resource unit，RU）。在HE WLAN中，STA可能會在上行鏈路OFDMA中發送一個最小大小的RU（其大約為2MHz頻寬）。與其20MHz前導碼相比，其資料部分的功率密度要高出9dB。該窄帶上行鏈路OFDMA信號難以被CCA檢測到。因此，一個STA在特定的窄的頻帶中的子載波上所受到的干擾比在其他子載波上高9dB。可以看出，窄帶干擾在WLAN中是固有的。因此，需要能夠解決窄帶干擾的技術方案。此外，在密集部署的環境下，抗窄帶干擾對於HE WLAN十分重要。提高HE資料部分的封包錯誤率(packet error rate, PER)性能可以擴展室外場景的範圍。同樣，也需要用於HE資料的能操作在比MCS0更低SNR下的新型調變方案。
HE-SIG-B主要用於預期用戶。在多用戶（Multi-User，MU）傳輸中，使用1倍符號持續時間對HE-SIG-B進行編碼。因此，在使用同樣的調變和編碼方案（modulation and coding scheme，MCS）的情況下，它的性能要比使用4倍符號持續時間編碼的資料符號差。結果表明，將循環前序（cyclic prefix，CP）從0.8μs擴展到1.6μs甚至3.2us對保證SIG-B相對於資料的可靠性是無效的。所以，對於HE-SIG-B就需要更穩健的調變方案。HE-SIG-B可包括用於OFDMA/MU-MIMO傳輸的許多位元。假定HE-SIG-B包括主要用於預期使用者的資訊，即使並非所有其他的STA都接收HE-SIG-B，也是可以的。MCS越高，效率就越高。因此，HE-SIG-B應允許不同的MCS，以提高效率。
相應地，雙子載波調變（dual sub-carrier modulation，DCM）被引入至HE WLAN。DCM是解決窄帶干擾的理想方法。通過在頻率分離的兩個子載波上發送相同資訊，DCM將頻率分集引入OFDM系統中。對於單用戶傳輸，DCM方案將相同的資訊調變到一對子載波n和m上，即0＜n＜NSD/2且m=NSD/2+n，其中NSD是一個資源單元中的子載波的總數。對於OFDMA傳輸，對給定的使用者指定一個頻率資源塊。一個頻率塊的DCM方案和對於單個用戶的OFDM的情形相同。
可以應用DCM指示方案，使得DCM的編碼和解碼變得很簡單。如第1圖所示，HE SIG-A 115或HE SIG-B 116包括MCS子欄位和DCM位元，MCS子欄位指示MCS，以及DCM位元用於指示DCM是否被應用於後續的HE SIG-B 116或者後續的供給使用者的有效資料120。如果DCM被應用且被指示出，則發送機通過不同的映射方案將相同的編碼位元調變在兩個分離的子載波上。此外，當DCM用於給定的RU時，可以使用新的BCC交織器。為了使HE PPDU 110以DCM方案傳輸，首先由BCC編碼器對資訊位元進行編碼。然後，BCC編碼位元流由BCC交織器交織。更具體地，使BCC交織位元在給定RU的兩半部分上重複。如果應用DCM，則基於RU的資料音調（data tone）總數的一半來定義BCC交織器參數。接著，通過DCM星座映射器，BCC交織位元被調變並映射到RU的兩半部分。
第2圖是根據本發明的實施方式的無線設備201和211的簡化框圖。對於無線設備201（例如，發送設備），天線207和208可發送和接收無線電信號。與天線207和208耦接的RF收發機206從天線接收RF信號，將其轉換為基帶信號並發送到處理器203。RF收發機206將從處理器接收到的基帶信號轉換為RF信號，然後向天線207和208發送。處理器203處理所接收的基帶信號，並調用不同的功能模組和電路以在無線設備201中執行相應的功能。記憶體202存儲程式指令和資料210以控制無線設備201工作。
類似地，對於無線設備211（例如，接收設備），天線217和218發送和接收RF信號。與天線217和218耦接的RF收發機216接收來自天線的RF信號，將其轉換為基帶信號並發送到處理器213。RF收發機216將從處理器接收的基帶信號轉換為RF信號，然後發送給天線217和218。處理器213處理所接收的基帶信號並調用不同的功能模組和電路以在無線設備211中執行相應的功能。記憶體212存儲程式指令和資料220以控制無線設備211工作。
無線設備201和211還包括若干功能模組和電路，這些模組和電路可用於實現本發明的各實施例。在第2圖的例子中，無線設備201是發送設備，包括編碼器205、符號映射器/調變器204和OFDMA模組209。無線設備211是接收設備，包括解碼器215、符號解映射器/解調器214以及OFDMA模組219。需要注意的是，無線設備可以是發送設備和接收設備兩者。不同的功能模組和電路可以通過軟體、韌體、硬體及其任意組合來設置實現。當功能模組和電路被處理器203和213執行時（例如，通過執行程式碼210和220），可使得發送設備201和接收設備211實現本發明相關的各實施例。
在一個例子中，在發送機側，無線設備201生成HE PPDU封包，並在HE PPDU封包的信令欄位插入MCS和DCM指示位元。繼而，無線設備201可應用相應的MCS和DCM，且向接收機發送HE PPDU。在接收機側，無線設備211接收HE PPDU，並解碼MCS和DCM指示位元。若DCM指示位元為零，則接收機根據指示的MCS，計算每個子載波的接收位元的對數似然比（logarithm likelihood ratio, LLR）。另一方面，若DCM的指示位元等於1，則接收機通過結合資源單元的上子載波和下子載波以計算LLR。下文將結合附圖介紹類似的發送設備和接收設備的多種實施例。
第3圖是應用BCC編碼和交織以及DCM調變的發送設備300的簡化示意圖。資訊位元首先被傳遞至BCC編碼器301。然後，RU的編碼位元通過位元交織器302。接著將交織的位元傳送至DCM映射器303。DCM映射器303通過可能不同（possibly different）的映射方案將相同的編碼和交織位元調變到兩個分離的子載波上。例如，如第3圖所示，子載波n和子載波m攜帶相同的位元資訊。子載波n是下子載波，使用映射方案#1，子載波m是上子載波，使用映射方案#2。調變信號然後被映射到RU的資料子載波上，然後被傳送至離散付立葉反變換（Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT）器304並被傳送到接收機。
假設子載波n和m的調變信號分別標記為Sn和Sm。對於二進位相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，BPSK) DCM，Sn和Sm可通過將1位元的交織位元b0映射到兩個相同或者不同的BPSK星座（例如，BPSK和SBPSK）來獲取。對於正交相移鍵控（Quadrature Phase Shift Keying，QPSK） DCM，Sn和Sm可通過將2位元的流b0b1映射到兩個相同或者不同的QPSK星座來獲取。例如，Sn可使用QPSK來映射，而Sm可使用交錯正交相移鍵控（staggered quadrature phase-shift keying, SQPSK）或其他旋轉的QPSK方案來映射。對於16QAM DCM，Sn和Sm可通過將4位元的流b0b1b2b3映射到兩個不同的16QAM星座來獲取。
第4圖示出對於給定的資源單元（RU），應用DCM調變的BCC交織器和不應用DCM調變的BCC交織器的區別。通常來說，IEEE 802.11ax的BCC交織器和解交織器可以使用與IEEE 802.11ac中相同的計算式，以及只是參數Ncol、Nrow和NROT具有新的值。對於IEEE 802.11ax中不同的RU大小，可以定義新的值以用於非DCM調變。對於RU上的DCM調變，交織器參數也需要被重新定義。對於非DCM調變，對整個RU的已編碼位元進行交織（如第4圖的頂部圖所示）。對於DCM調變，已編碼位元在RU的兩半部分重複，對每半RU的已編碼位元應用交織器（如第4圖底部圖所示）。
第5圖示出使用BCC編碼和BCC交織的DCM傳輸過程。無線設備的發送機包括BCC編碼器501、流解析器502、選擇器511/531、用於DCM的BCC交織器512/532、DCM星座映射器513/533、用於非DCM的BCC交織器522/542、非DCM星座映射器523/543、每個流的循環移位延遲（cyclic shift delay, CSD）電路534、空間映射器514和離散傅立葉逆變換（inverse discrete fourier transform, IDFT）電路515/535。BCC編碼器501將資料資訊編碼成長位元流，該長位元流由流解析器502解析成多個位元流。然後將每個位元流交織、調變，並映射到相應RU的數據子載波上。例如，如果應用DCM，則每個位元流（b0b1b2b3...）由BCC交織器512交織，由DCM星座映射器513調變，進一步由空間映射器514映射，並且被傳送到IDFT 515從而向外發送。另一方面，如果不應用DCM，則每個位元流（b0b1b2b3...）由BCC交織器522進行交織，由非DCM星座映射器523調變，進一步由空間映射器514映射，並被傳送到IDFT 515以向外發送。
第6圖示出了當DCM應用於給定RU時BCC交織操作的一個例子。在IEEE 802.11ac無線網路中，對於20MHz、40MHz或80MHz PPDU傳輸，在流解析器的輸出處的編碼位元以NCBPS個（每個OFDM符號的編碼位元數量）位元為一組被處理。每個組被分為NSS（空間流的數量）個塊，每個塊具有NCBPSS（每個空間流的每個OFDM符號的編碼位元的數量）個位元，每個塊由根據規範定義的交織器進行交織。通常，交織器將資料位元按列輸入並以行讀出，因此，對於不同頻寬，交織器具有不同數量的行Ncol和不同數量的列Nrow。對於給定的RU大小，資料音調的數量等於（Ncol*Nrow）/NBPSCS，其中Nrow進一步依賴於NBPSCS（每個空間流的每個單載波的編碼位元的數量）的值。在DCM調變下，基於一半RU上的資料音調的數量，針對一半RU設計BCC交織器。一半RU的NBPSCS_half與用於相同調變和編碼方案等級的非DCM調變的一個RU的NBPSCS相同。
在第6圖的示例中，BCC編碼位元流b0b1b2b3……由交織器611交織，然後由DCM星座映射器621和622映射到資源單元RU 631上。將NSD作為一個資源單元中的資料子載波的數目。對於BCC編碼位元流b0b1b2b3……，當使用DCM調變時，交織器611對一半RU的編碼位元執行交織操作，例如（Ncol*Nrow）/ NBPSCS＝NSD/2。第一半RU的已交織位元被調變到複數（complex numbers）的第一半，並且被DCM 621映射到RU的數據子載波的下半部分[1，2，...NSD/2]。已交織位元被複製到第二半RU且被調變到複數的第二半，並且被DCM 622映射到RU的資料子載波的上半部分[NSD/2+1，NSD/2+1，...NSD]。
在基於即將到來的IEEE801.11ax標準的下一代WLAN系統中，每個工作站（STA）可以使用一個或多個RU來傳輸信號。RU大小可以是26、52、106、242、484或996個音調，音調間距約為78.1kHz。相應地，每個RU的資料音調的數目NSD分別為24、48、102、234、468和980。當DCM應用於給定的RU時，使用給定流的DCM生成的複數數目是RU的資料音調的數目的一半，即NSD/2。例如，如果RU大小是102，則使用DCM生成的複數數目是NSD/2＝51。所產生的複數將被映射到RU頻率段的第一半資料音調和第二半資料音調。RU的第一半頻率段包括音調1至NSD/2，RU的第二半頻率段包括音調NSD/2至NSD，其中NSD是RU的大小。
可以預先確定用於DCM的兩個頻率子載波。例如，對於單用戶傳輸，DCM調變可以應用到子載波k和k+N/2，其中N是一個OFDM符號或RU中的子載波的總數目。對於OFDMA傳輸，DCM調變可應用於分配給給定用戶的兩個相等的頻率資源塊。即使在一個頻帶或頻率資源塊中存在干擾，也可以實現使用DCM的傳輸方法。例如，對於非WiFi信號或交疊的基本業務集(Overlapping Basic Service Set, OBSS)信號，可以針對兩個頻帶應用不同的空閒通道評估（clear channel assessment, CCA）閾值。
第7圖示出了對於非DCM調變的BCC以及DCM調變的BCC兩種情況BCC交織器設計的一種實施例。表700描繪了RU大小（音調）為26、52、106、242、484和996的情況。對於非DCM調變的BCC，針對每個RU的大小，BCC交織器的參數Ncol和Nrow以及Nrot(旋轉的數量)可根據RU的資料子載波的數量NSD預先確定。對於DCM調變的BCC，針對每半個RU的大小，BCC交織器參數Ncol和Nrow以及Nrot可根據RU的資料子載波的數量NSD/2預先確定。例如，對於大小為 26、52和242的RU，應用DCM調變的BCC的Ncol是應用非DCM調變的BCC的Ncol的一半。對於大小為106的RU，應用DCM調變的BCC的Nrow是應用非DCM調變的BCC的Nrow的一半。需要注意的是，半個RU的NBPSCS_half的值與具有相同MCS等級的非DCM調變的NBPSCS的值相同。結果，對於RU大小為26、52、106和242的情況，Ncol值分別是4、8、17和13。對於RU大小為26、52、106和242的情況，Nrow值分別為3*NBPSCS_Half、3*NBPSCS_half、3*NBPSCS_half和9*NBPSCS_half。
第8圖示出對於不同MCS等級下DCM調變的BCC，BCC交織器設計的示例。對於在不同MCS等級下給定的RU大小，Ncol以及Nrot的值對所有的MCS等級保持一致，即，對於RU大小26、52、106和242，Ncol分別是4、8、17和13。對於不同MCS等級下給定的RU，Nrow的值取決於與MCS等級有關的相應NBPSCS的值，即，對於RU大小26、52、106和242，Nrow分別為3*NBPSCS、3*NBPSCS、3*NBPSCS和9*NBPSCS。表810描述了在MCS0（BPSK，1/2）下應用DCM調變的BCC交織器設計。如表810所示，對於MCS0，NBPSCS＝1。對於RU大小26、52、106以及242，Nrow值分別為3、3、3和9。表820描述了在MCS1（QPSK，1/2）下應用DCM調變的BCC交織器設計。如表820所示，對於MCS1，NBPSCS＝2。對於RU大小26、52、106和242，Nrow的值分別等於6、6、6和18。表830描述了在MCS3和MCS4（16QAM，1/2，16QAM，3/4）下應用DCM調變的BCC交織器設計。如表830所示，對於MCS3和MCS4，NBPSCS=4。對於RU大小26、52、106和242，Nrow的值分別等於12、12、12和36。
第9圖示出用於DCM調變的HE SIG-B的BCC交織器設計的一實施例。對於HE SIG-B欄位，它佔據1倍OFDM符號長度，並且資料音調的數目是52。HE SIG-B欄位也可以應用DCM調變，如HE PPDU的HE SIG-A欄位所指示的。第一種方法，可以基於半個頻帶（例如，26個資料音調）來定義用於HE SIG-B的BBC交織器參數。如表910所示，在非DCM調變下，Ncol＝13，Nrow＝4*NBPSCS。在DCM調變下， Ncol=13，Nrow=2*NBPSCS_half。注意，第一種方法中的NBPSCS_half與相同MCS等級的非DCM調變的NBPSCS相同。第二種方法，用於HE SIG-B的BBC交織器參數可以重新使用用於20MHz資料的IEEE 802.11ac交織器參數。如表920所示，在非DCM調變下，Ncol＝13，Nrow＝4*NBPSCS。在DCM調變下，Ncol=13，Nrow=4*NBPSCS_DCM，然而，第二種方法中對於相同MCS等級的非DCM調變，NBPSCS_DCM為（1/2）*NBPSCS。 第10圖是應用LDPC解映射和DCM解調制的接收設備1000的結構示意圖。在接收機處，通過FFT 1001接收到的信號可以寫成：——上子載波——下子載波 其中， hn 和hm 是用於子載波n和m的通道回應矩陣。 vn 和vm 表示AWGN雜訊信號。
如果SNR被認為對於上子載波和下子載波都是“好的”，則接收機的DCM解映射器/解調器1002通過組合來自上子載波和下子載波的接收信號，可以計算接收位元的對數似然比（logarithm likelihood ratio, LLR）。或者，如果SNR被認為對於下子載波或上子載波是“不好的”，則接收機可以選擇僅從上子載波或從下子載波計算接收位元的LLR。接著，解調的信號被傳送至BCC解交織器1003，然後被BCC解碼器1004解碼，以輸出解碼信號。
使用DCM有許多優點。在一個OFDM符號調變過程中，不會增加延遲。且調變器和解調器沒有引入額外的複雜性。對於調變過程，沒有額外的複雜性，僅以同樣的方式調變上頻帶中的子載波和下頻帶中的子載波。對於解調過程，LLR計算十分簡單。對於QPSK，僅增加兩步LLR。對於16QAM，只需要幾個簡單的額外的減法。模擬結果顯示，對於4倍符號的MCS0和MCS2，PER性能改進要多於2dB增益。這樣的性能增益是顯著的。對於更寬的頻帶（＞20MHz），由於更大的頻率分集增益，因而可以預期更大的性能增益。對於室外通道，也降低了錯誤平層（error floor）。總的來說，DCM方案使得對子帶干擾具有更強的抗性，並且提供在QPSK½速率碼和16QAM½速率碼之間對資料速率以及PER值的較好權衡折衷。
第11圖是根據本發明的實施例對HE PPDU封包通過BCC交織器實施DCM進行傳輸和編碼的方法的流程圖。在步驟1101中，對要經由WLAN中的資源單元（RU）從源站傳送到目的地站的資料封包進行編碼。RU具有一定總數的資料音調。在步驟1102中，源站將一組編碼位元交織為一組交織位元。如果應用雙載波調變（DCM），則該組編碼位元對應於RU的資料音調總數的一半。交織參數可基於RU的資料音調總數的一半確定。在步驟1103中，源站使用第一調變方案將一組交織位元調變到RU的頻率子載波的第一部分，並且使用第二調變方案將該組交織位元的複製副本調變到RU的頻率子載波的第二部分。在步驟1104中，源站將資料封包發送到目的地站。 以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100‧‧‧無線通訊系統
101‧‧‧無線接入點
102‧‧‧無線工作站STA
110‧‧‧HE PPDU封包
111‧‧‧L-STF
112‧‧‧L-LTF
113‧‧‧L-SIG
114‧‧‧RL-SIG
115‧‧‧HE-SIG-A
116‧‧‧HE-SIG-B
117‧‧‧HE-STF
118、119‧‧‧HE-LTF
120‧‧‧HE有效資料
121‧‧‧分組擴展
201 、211‧‧‧無線設備
207、208、217、218‧‧‧天線
202、212‧‧‧記憶體
203、213‧‧‧處理器
210、220‧‧‧程式指令和資料
206、216‧‧‧收發機
205‧‧‧編碼器
215‧‧‧解碼器
204‧‧‧符號映射器/調變器
214‧‧‧符號解映射器/解調器
209 、219‧‧‧OFDMA模組
300‧‧‧發送設備
301‧‧‧BCC編碼器
302‧‧‧交織器
303‧‧‧DCM映射器
304‧‧‧IDFT器
501‧‧‧BCC編碼器
502‧‧‧流解析器
511、531‧‧‧選擇器
512、532‧‧‧用於DCM的BCC交織器
513、533‧‧‧DCM星座映射器
522、542‧‧‧用於非DCM的BCC交織器
523、543‧‧‧非DCM星座映射器
534‧‧‧循環移位延遲電路
514‧‧‧空間映射器
515、535‧‧‧IDFT電路
621、622‧‧‧DCM星座映射器
631‧‧‧資源單元
611‧‧‧交織器
700、810、820、830、910、920‧‧‧表
1000‧‧‧接收設備
1001‧‧‧FFT
1002‧‧‧DCM解映射器/解調器
1003‧‧‧BCC解交織器
1004‧‧‧BCC解碼器
1101~1104‧‧‧步驟
第1圖根據新穎的方面例示了無線通訊系統和支援二進位卷積碼（binary convolutional code, BCC）的雙子載波調變（Dual Sub-Carrier Modulation，DCM）的高效協定資料單元（High Efficiency packet protocol data unit，HE PPDU）封包結構。 第2圖是根據本發明的實施方式的無線發送設備和接收設備的簡化框圖。 第3圖是應用BCC編碼及交織以及DCM調變的發送設備的簡化示意圖。 第4圖示出對於給定的資源單元（RU），應用DCM調變的BCC交織器和不應用DCM調變的BCC交織器的區別。 第5圖示出使用BCC編碼和BCC交織的DCM傳輸過程。 第6圖示出當DCM應用於給定RU時BCC交織操作的一個例子。 第7圖示出了對於非DCM調變的BCC以及DCM調變的BCC兩種情況BCC交織器設計的一種實施例。 第8圖示出對於不同MCS等級下DCM調變的BCC，BCC交織器設計的示例。 第9圖示出用於DCM調變的HE SIG-B的BCC交織器設計的一實施例。 第10圖是應用LDPC解映射和DCM解調制的接收設備的結構示意圖。 第11圖示出本發明一實施例對HE PPDU封包通過BCC交織器實施DCM進行傳輸和編碼的方法的流程圖。

Claims (20)

  1. 一種資料編碼和交織方法，包括： 對將要經由無線局域網中的資源單元從源站傳送至目的地站的資料封包進行編碼，得到編碼位元，其中，所述資源單元具有一定總數量的資料音調； 將一組所述編碼位元交織為一組交織位元，其中，當應用雙載波調變時，則所述一組編碼位元對應所述資源單元的全部資料音調的一半，其中，所述交織參數基於所述資源單元的所述資料音調的總數量的一半決定； 使用第一調變方案將所述一組交織位元調變到所述資源單元的第一半頻率子載波上，並且使用第二調變方案將所述一組交織位元的副本調變到所述資源單元的第二半頻率子載波上；以及 發送調變後的資料封包至所述目的地站。
  2. 如專利申請範圍1所述的資料編碼和交織方法，其中所述第一調變方案和所述第二調變方案基於相同的調變等級。
  3. 如專利申請範圍1所述的資料編碼和交織方法，其中所述交織參數包括列的數量、行的數量，其中，所述交織參數基於所述資源單元的所述資料音調的總數量的一半決定。
  4. 如專利申請範圍3所述的資料編碼和交織方法，其中所述列的數量和所述行的數量的乘積，等於在所述資源單元的所述全部資料音調的一半上的編碼位元的數量。
  5. 如專利申請範圍3所述的資料編碼和交織方法，其中對於具有相應總數量的資料音調的每個資源單元，所述行的數量是預設的。
  6. 如專利申請範圍3所述的資料編碼和交織方法，其中所述列的數量與每個空間流的每個單載波的編碼位元的數量相關。
  7. 如專利申請範圍6所述的資料編碼和交織方法，其中所述每個空間流的每個單載波的編碼位元的數量與用於所述資源單元的對應調變等級相關。
  8. 如專利申請範圍1所述的資料編碼和交織方法，其中所述資料封包包括HE-SIG-B欄位，對所述資料封包編碼得到的所述編碼位元包括編碼HE-SIG-B，其中，當應用雙載波調變時，所述編碼HE-SIG-B欄位根據分配給所述HE-SIG-B欄位的資料音調的總數量的一半進行交織。
  9. 如專利申請範圍1所述的資料編碼和交織方法，其中所述將一組編碼位元交織為一組交織位元的過程包括，確定是否對所述資源單元應用雙載波調變；以及當對所述資源單元不應用雙載波調變時，執行非雙載波調變交織和調變。
  10. 如專利申請範圍9所述的資料編碼和交織方法，其中所述非雙載波調變交織在整個所述資源單元的一組編碼位元上執行，且所述非雙載波調變交織的交織參數根據所述資源單元的所述資料音調的總數量確定。
  11. 一種無線工作站，所述無線工作站包括： 編碼器，對將要經由無線局域網中的資源單元從源站傳送至目的地站的資料封包進行編碼，得到編碼位元，其中，所述資源單元具有一定總數量的資料音調； 交織器，將一組所述編碼位元交織為一組交織位元，其中，當應用雙載波調變時，則所述一組編碼位元對應所述資源單元的全部資料音調的一半，其中，所述交織參數基於所述資源單元的所述資料音調的總數量的一半決定； 調變器，使用第一調變方案將所述一組交織位元調變到所述資源單元的第一半頻率子載波上，並且使用第二調變方案將所述一組交織位元的副本調變到所述資源單元的第二半頻率子載波上； 發送器，發送調變後的資料封包至所述目的地站。
  12. 如專利申請範圍11所述的無線工作站，其中所述第一調變方案和所述第二調變方案基於相同的調變等級。
  13. 如專利申請範圍11所述的無線工作站，其中所述交織參數包括列的數量、行的數量，其中，所述交織參數基於所述資源單元的所述資料音調的總數量的一半決定。
  14. 如專利申請範圍13所述的無線工作站，其中所述列的數量和所述行的數量的乘積，等於在所述資源單元的所述全部資料音調的一半上的編碼位元的數量。
  15. 如專利申請範圍13所述的無線工作站，其中對於具有相應總數量的資料音調的每個資源單元，所述行的數量是預設的。
  16. 如專利申請範圍13所述的無線工作站，其中所述列的數量與每個空間流的每個單載波的編碼位元的數量相關。
  17. 如專利申請範圍16所述的無線工作站，其中所述每個空間流的每個單載波的編碼位元的數量與用於所述資源單元的對應調變等級相關。
  18. 如專利申請範圍11所述的無線工作站，其中所述資料封包包括HE-SIG-B欄位，所述對資料封包編碼得到的所述編碼位元包括編碼HE-SIG-B，其中，當應用雙載波調變時，所述編碼HE-SIG-B欄位根據分配給所述HE-SIG-B欄位的資料音調的總數量的一半進行交織。
  19. 如專利申請範圍11所述的無線工作站，其中所述將一組編碼位元交織為一組交織位元的過程包括，確定是否對所述資源單元應用雙載波調變；以及當對所述資源單元不應用雙載波調變時，執行非雙載波調變交織和調變。
  20. 如專利申請範圍19所述的無線工作站，其中所述非雙載波調變交織在整個所述資源單元的一組編碼位元上執行，且所述非雙載波調變交織的交織參數根據所述資源單元的所述資料音調的總數量確定。
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